Основы формирования и обработки сигналов

Министерство образования и науки Российской Федерации ФГАОУ ВПО Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина Институт радиоэлектроники и информационных технологий – РТФ Департамент радиоэлектроники и связи ОСНОВЫ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ Конспект лекций (часть 1) Екатеринбург УрФУ 2018 УДК 621.396.61 Составитель: Е.В. Лагунов Основы формирования и обработки сигналов: конспект лекций (часть 1). Екатеринбург: УрФУ, 2018, 152 с. Излагаются вопросы теории и практики, связанные с анализом процессов при формировании и обработке радиочастотных колебаний с различными видами модуляции. Приводится теория и практика методов генерации гармонических колебаний с высокой стабильностью частоты. Рассматривается методика расчета отдельных узлов приемопередатчиков для получения оптимальных характеристик. Подготовлено департаментом радиоэлектроники и связи. © Уральский федеральный университет, 2018 2 СОДЕРЖАНИЕ Глава 1 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ ............................ 5 1.1 Назначение радиопередающих устройств ..................................................... 5 1.2 Классификация радиопередатчиков ............................................................... 6 1.3 Параметры радиопередающих устройств .................................................... 12 1.4 Структура радиопередающих устройств ..................................................... 13 Контрольные вопросы ........................................................................................ 15 Глава 2 ВЫБОР И РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ................................................................................................. 16 2.1 Энергетические характеристики генераторов с внешним возбуждением . 16 2.2 Аппроксимация статических характеристик генераторных приборов ...... 22 2.3 Динамические характеристики выходного тока генератора с внешним возбуждением ...................................................................................................... 26 2.4 Гармонический анализ косинусоидальных импульсов ............................... 30 2.5 Выбор угла отсечки ГВВ .............................................................................. 35 2.6 Нагрузочные характеристики ГВВ .............................................................. 37 2.7 Расчеты выходных цепей генератора........................................................... 39 2.7.1 Расчет анодной цепи лампового ГВВ ................................................... 39 2.7.2 Расчет коллекторной цепи транзисторного ГВВ ................................. 40 2.8 Расчеты входных цепей генераторов ........................................................... 41 2.8.1 Расчет входной цепи лампового ГВВ ................................................... 41 2.8.2 Расчет входной цепи биполярного транзистора .................................. 42 Контрольные вопросы ........................................................................................ 44 Глава 3 СХЕМОТЕХНИКА ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ46 3.1 Схемы питания выходной цепи ГВВ. .......................................................... 46 3.1.1 Последовательная схема питания коллекторной цепи ........................ 47 3.1.2 Параллельная схема питания выходной цепи генератора ................... 49 3.2 Схемы питания входных цепей .................................................................... 50 3.3 Сложение мощностей активных приборов .................................................. 51 3.3.1 Параллельная схема включения активных приборов .......................... 52 3.3.2 Двухтактная схема включения активных приборов ............................ 54 3.3.3 Мостовые схемы сложения мощности ................................................. 56 3.4 Устройства связи выходных каскадов передатчиков с нагрузкой ............. 57 3.4.1 Узкополосные согласующие устройства.............................................. 58 3.4.2 Широкополосные согласующие устройства ........................................ 63 Контрольные вопросы ........................................................................................ 72 Глава 4 АВТОГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ ................... 74 3 4.1 Общие уравнения автогенераторов .............................................................. 74 4.2 Схемы автогенераторов ................................................................................ 78 4.3 Условие самовозбуждения автогенератора ................................................. 80 4.4 Автоматическое смещение в автогенераторах ............................................ 83 4. 5 Стабильность частоты автогенератора ....................................................... 87 4.6 Кварцевые автогенераторы........................................................................... 90 4.7 Возбудители радиопередатчиков ................................................................. 97 4.7.1 Требования к синтезаторам ................................................................... 98 4.7.2 Пассивные некогерентные синтезаторы .............................................. 98 4.7.3 Синтезаторы с использованием косвенного метода синтеза сетки дискретных частот ........................................................................................ 101 4.7.4 Прямые цифровые синтезаторы ......................................................... 102 Контрольные вопросы ...................................................................................... 103 Глава 5 АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ .................................. 105 5.1 ПЕРЕДАТЧИКИ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ .......................... 105 5.1.1 Общие соотношения при амплитудной модуляции .......................... 105 5.1.2 Модуляция смещением ....................................................................... 109 5.1.3 Анодная (коллекторная) модуляция ................................................... 113 5.2 Однополосная модуляция ........................................................................... 117 5.2.1 Формирование однополосного сигнала ............................................. 117 5.2.2 Элементы формирователей однополосного сигнала ......................... 120 5.2.3 Структурные схемы однополосных передатчиков ............................ 122 5.3 Угловая модуляция ..................................................................................... 124 5.3.1 Общие характеристики угловой модуляции ...................................... 124 5.3.2 Частотная модуляция .......................................................................... 126 5.3.3 Управители частоты ............................................................................ 128 5.3.4 Фазовая модуляция .............................................................................. 131 5.4 Импульсная модуляция .............................................................................. 132 5.4.1 Основные параметры импульсного сигнала ...................................... 132 5.4.2 Импульсные модуляторы с частичным разрядом емкости ............... 134 5.4.3 Заряд накопительной емкости через индуктивность ......................... 136 5.4.4 Импульсные модуляторы с тиратронным коммутатором ................. 137 5.5 Цифровая модуляция .................................................................................. 140 5.5.1 Особенности цифрового сигнала ........................................................ 140 5.5.2 Фазовая манипуляция .......................................................................... 142 Контрольные вопросы ...................................................................................... 148 БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК ................................................................. 150 4 ГЛАВА 1 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ Система радиосвязи предназначена для передачи сообщений от источника к получателю (рисунок 1.1). Рисунок 1.1 Структурная схема системы радиосвязи Через радиоканал можно эффективно передать только колебания высокой частоты, поэтому сообщения (обычно низкочастотные колебания) необходимо наложить на высокочастотное колебание (несущую) – получить радиочастотный сигнал. Использование несущей обусловлено размерами требуемой для передачи сигнала антенны: если используется /4 антенна, для сигнала 3 кГц ее размеры составят 25 км, а если этим сигналом модулировать несущую 900 МГц – 8 см. Поэтому исходные сообщения преобразуются передатчиком в радиочастотный сигнал и передаются в радиоканал, через который сигнал достигает приемника. Приемник осуществляет обратное преобразование радиочастотного сигнала в сообщения и передает их получателю. На всех этапах передачи сообщения подвергаются воздействию мешающих воздействий – помех, основная часть которых влияет на сигнал при прохождении его по радиоканалу. Для правильной передачи сообщений передатчик должен обеспечить уровень сигнала, превышающий помехи в радиоканале, а приемник выделить сигнал из помех. В первой части курса будут рассмотрены физические процессы, связанные с формированием радиочастотных колебаний в передатчике. Во второй части курса вопросы, связанные с обработкой сигналов в приемнике. 1.1 Назначение радиопередающих устройств Передатчик или радиопередатчик – это устройство, выполняющее две основные функции [1]:  энергетическую – генерирование высокочастотных колебаний заданной частоты и мощности;  информационную – управление параметрами колебаний в соответствии с передаваемым сообщением (модуляция). Передатчики применяются для: 5        радио- и телевизионного вещания; фиксированной и подвижной радиосвязи; радионавигации; радиолокации; радиотелеметрии; в устройствах термообработки; в медицине. 1.2 Классификация радиопередатчиков По мощности радиочастотных колебаний различают передатчики [2]:  микромощные до 1 мВт;  очень малой мощности, 1 мВт – 3 Вт;  малой мощности, 3 – 100 Вт,  средней мощности 0,1 – 3 кВт,  мощные 3 – 100 кВт;  сверхмощные, более 100 кВт. Для сравнения: средняя мощность электрической лампочки 100 Вт. По виду используемых активных приборов различают передатчики транзисторные, ламповые, магнетронные, клистронные и т. д. Транзисторные усилители мощности в настоящее время имеют выходную мощность до 10 кВт, более высокую мощность обеспечивают ламповые генераторы. Электронный триод состоит из подогреваемого катода, сетки и анода, помещенных в корпус, из которого откачан воздух (рисунок 1.2, а). Под воздействием нагрева катод испускает электроны, перемещающиеся к аноду, на который подано положительное напряжение eа . Подавая на сетку небольшое управляющее напряжение eС можно регулировать поток электронов и изменять анодный ток iа . Рисунок 1.2 Электронные лампы На высоких частотах характеристики триода ухудшаются из-за наличия емкости между сеткой и анодом. Для преодоления этого затруднения была введена 6 экранная сетка между управляющей сеткой и анодом. На нее, как и на анод, подается постоянное напряжение, а по переменному току она заземляется. Такая лампа с двумя сетками получила название тетрод (рисунок 1.2, б). Часть электронов выбивает из анода вторичные электроны, которые попадая на экранную сетку, отбирают у анода часть тока (динатронный эффект). Для исключения этого добавляют еще одну, антидинатронную сетку, которую соединяют с катодом. Такая пятиэлектродная лампа называется пентодом (рисунок 1.2, в). Если в баллоне триода находится газ, на схемах он отображается кружком (рисунок 1.2, г). Такая лампа называется тиратроном. Если напряжение на сетке превышает пороговое – электроны разгоняются до такой скорости, что начинают ионизировать газ. Возникает разряд, резко снижающий сопротивление лампы, поэтому тиратроны позволяют получить очень большие мощности. Выключить тиратрон можно только уменьшением анодного напряжения, так как ионы газа экранируют поле сетки. К достоинствам ламповых ГВВ можно отнести:  высокий коэффициент усиления мощности,  меньшую, в сравнении с транзисторами, склонность к самовозбуждению,  повышенную надежность усилителей мощности при отклонениях от нормального режима работы (при коротком замыкании нагрузки или в режиме холостого хода),  слабое воздействие ионизирующих излучений. Основным материалом полупроводниковых приборов обычно является кремний, который легируется примесями: фосфором для образования области n-типа со свободными электронами и бором, создающим p-область со свободными дырками. При изменении легирования в пределах одной и той же непрерывной кристаллической решетки получается p-n переход, создающий диод (рисунок 1.3). Рисунок 1.3 Полупроводниковый диод Часть свободных электронов из области n-типа вблизи границы переходит в pобласть и заполняет часть дырок. То же самое происходит в противоположном направлении. Возникает обедненный слой шириной менее одного микрона. При прикладывании обратного смещения обедненный слой увеличивается, а при прямом смещении уменьшается. В одном направлении диод представляет собой почти бесконечное сопротивление, а в другом ток через переход свободно протекает. Это позволяет использовать диоды для выпрямления. 7 Изменение ширины (емкости) обедненной зоны при обратном смещении используется в варикапах – диодах, специально предназначенных для электронной перестройки колебательных контуров. Биполярный транзистор состоит из двух p-n переходов. Тонкий слой слабо легированного полупроводника p-типа (база) расположен между двумя более толстыми слоями n-типа (эмиттер и коллектор). На рисунке 1.4 показан биполярный транзистор n-p-n типа, включенный по схеме с общим эмиттером. Рисунок 1.4 Биполярный транзистор Переход коллектор-база смещен в обратном направлении и не пропускает основные носители. Переход база-эмиттер смещен в прямом направлении и электроны из эмиттера проходят в область базы, где являются неосновными носителями. Часть их поглощается дырками и образует базовый ток, но основная часть проходит через обратно-смещенный переход, создавая коллекторный ток. Так как базовый ток iБ значительно меньше коллекторного iК происходит усиление тока. Полевые транзисторы бывают двух типов: с управляющим p-n переходом (рисунок 1.5, а) и с изолированным затвором или МОП-транзисторы (рисунок 1.5, б). Рисунок 1.5 Полевые транзисторы Полевой n-канальный транзистор с p-n переходом состоит из бруска кремния n-типа, к краям которого прикреплены выводы истока и стока. Область p-типа на боковой стороне (затвор) образует p-n переход. Переход смещается в обратном направлении и вокруг него образуется обедненный слой, ширина которого регулирует канал от истока к стоку. Изменяя напряжение на затворе eЗ можно управлять током стока iС . 8 В МОП-транзисторе исток и сток представляют собой области n-типа в бруске p-типа, который называют подложкой. Подложку обычно соединяют с истоком. Затвор изолирован от подложки слоем оксида кремния. Подавая положительное напряжение на затвор можно регулировать ширину узкого канала между истоком и стоком. В биполярных транзисторах рост температуры приводит к увеличению тока транзистора, что вызывает его разогрев и тепловой пробой, а у полевых транзисторов ток уменьшается, что облегчает задачу создания мощных усилителей. В полевых транзисторах отсутствуют процессы накопления и рассасывания зарядов, поэтому их предельные рабочие частоты в несколько раз выше частот биполярных транзисторов. Полевые транзисторы обладают более линейными характеристиками, и они предпочтительнее для использования в усилителях однополосных систем. К недостаткам полевых транзисторов следует отнести более существенную, по сравнению с биполярными транзисторами, зависимость входного сопротивления от частоты и значительные шумы на сравнительно невысоких частотах. Поэтому в настоящее время на частотах до 4-6 ГГц чаще применяются биполярные, а выше полевые транзисторы. Достоинства транзисторных передатчиков очевидны:  мгновенная готовность к работе по причине отсутствия накала,  низковольтные (десятки вольт) напряжения питания,  малые требуемые сопротивления нагрузки в коллекторной цепи генераторов,  большой срок эксплуатации. Четырехслойная структура p-n-p-n образует тиристор. Триодный тиристор имеет управляющий вывод от p-области вблизи катода (рисунок 1.6). Рисунок 1.6 Триодный тиристор При превышении порогового напряжения на управляющем электроде возникает лавинообразное увеличение тока и тиристор «открывается». В этом состоянии падение напряжения на нем очень мало. Выключение тиристора происходит при снижении анодного напряжения. Также передатчики классифицируются по роду работы (виду модуляции):  с амплитудной модуляцией (АМ), 9  с угловой модуляцией: частотной (ЧМ), фазовой (ФМ),  с комбинированными видами модуляции. Модуляция несущей дискретным сигналом называется манипуляцией. Частным случаем амплитудной модуляции является импульсная модуляция, частными случаями угловой – фазовая и частотная манипуляция. Комбинированные способы модуляции используются с целью:  уменьшения занимаемой полосы частот – однополосная модуляция;  повышения скрытности – псевдослучайная перестройка рабочей частоты;  повышения помехоустойчивости – внутриимпульсная угловая модуляция;  уплотнения частотного диапазона – квадратурная амплитудная манипуляция. В соответствии с регламентом радиосвязи Международного союза электросвязи (МСЭ) [3] основные характеристики излучения классифицируются последовательностью следующих знаков:  первый знак – тип модуляции основной несущей;  второй знак – характер сигнала, модулирующего основную несущую;  третий знак – тип передаваемой информации. Для более полного описания излучения добавляются две необязательные характеристики:  четвертый знак – подробные данные о сигнале;  пятый знак – характер уплотнения. Первый знак приведен в таблице 1.1. 10 Таблица 1.1 Тип модуляции основной несущей Излучение немодулированной несущей Излучение, при котором основная несущая модулируется по амплитуде Двухполосная Однополосная с полной несущей Однополосная с ослабленной несущей или с переменным уровнем несущей Однополосная с подавленной несущей С независимыми боковыми полосами С частично подавленной одной из боковых полос Излучение, при котором основная несущая имеет угловую модуляцию Частотная модуляция Фазовая модуляция Излучение, при котором основная несущая имеет амплитудную и угловую модуляцию Импульсное излучение Последовательность немодулированных импульсов Последовательность импульсов: модулированных по амплитуде модулированных по ширине или длительности модулированных по положению или фазе при которой несущая имеет угловую модуляцию во время передачи импульсов представляющая сочетание указанных выше способов или производимая другими методами Прочие случаи, отличные от указанных выше, при которых излучение состоит из основной несущей, модулированной сочетанием двух или более из следующих методов модуляции: амплитудной, угловой, импульсной Прочие случаи N А Н R J В С F G D Р K L M Q V W X Второй знак приведен в таблице 1.2. Таблица 1.2 Характер сигнала, модулирующего основную несущую Отсутствие модулирующего сигнала Один канал, содержащий квантованную или цифровую информацию без использования модулирующей поднесущей Один канал, содержащий квантованную или цифровую информацию при использовании модулирующей поднесущей Один канал с аналоговой информацией Два или более каналов, содержащих квантованную или цифровую информацию Два или более каналов с аналоговой информацией Сложная система с одним или несколькими каналами, содержащими квантованную или цифровую информацию, совместно с каналами, содержащими аналоговую информацию Прочие случаи 11 1 2 3 7 8 9 X Третий знак приведен в таблице 1.3. Таблица 1.3 Тип передаваемой информации Отсутствие передаваемой информации Телеграфия для слухового приема Телеграфия для автоматического приема Факсимильная связь Передача данных, телеметрия, телеуправление Телефония (включая звуковое радиовещание) Телевидение (видео) Сочетание указанных выше типов Прочие случаи N A B C D E F W X Примеры записи характеристик излучения: излучение микроволновой печи – N0N, радиовещание с АМ – A3E, цифровое телевещание – D7F. Классификация передатчиков по диапазону частот приведена в таблице 1.4. Таблица 1.4 Диапазоны частот радиопередатчиков Диапазон частот 3,0 – 30 кГц 30 – 300 кГц 0,3 – 3,0 МГц 3,0 – 30 МГц 30 – 300 МГц 0,3 – 3,0 ГГц 3,0 – 30 ГГц 30 – 300 ГГц 0,3 – 3 ТГц Название диапазона ОНЧ (очень низкие частоты) НЧ (низкие частоты) СЧ (средние частоты) ВЧ (высокие частоты) ОВЧ (очень высокие частоты) УВЧ (ультравысокие частоты) СВЧ (сверхвысокие частоты) КВЧ (крайне высокие частоты) ГВЧ (гипервысокие частоты) ITU VLF LF MF HF VHF UHF SHF EHF THF Диапазон длин волн Мириаметровые Километровые Гекаметровые Декаметровые Метровые Дециметровые Сантиметровые Милиметровые Децимилиметровые 1.3 Параметры радиопередающих устройств Основные требования к передатчику – энергетические, качество модуляции и электромагнитная совместимость [4]. Энергетические показатели – это выходная мощность и коэффициент полезного действия (КПД), который должен быть как можно выше. Значение промышленного КПД определяется по формуле:   P1 P0 , (1.1), где P1 – мощность высокочастотных колебаний в нагрузке, P0 – мощность, потребляемая от источника питания. Качество модуляции определяют линейные и нелинейные искажения, отношение полезного сигнала к шуму и другие показатели. 12 Электромагнитная совместимость передатчика характеризуется в основном относительной нестабильностью несущей частоты и мощностью внеполосных излучений. Нестабильность частоты f/f определяет надежность работы и помехоустойчивость системы связи. В зависимости от назначения нестабильность может быть от 5·10-3 в устройствах термообработки до 10-8 в передатчиках космической связи. Внеполосные излучения создают помехи другим радиосредствам и жестко нормируются – от 10-3 до 25·10-6 Вт в зависимости от диапазона частот, мощности и назначения радиопередатчика. В качестве дополнительных требований выступают: чувствительность к вариациям параметров нагрузки и источников питания; устойчивость к изменениям температуры, давления, влажности и вибрации; удобство управления; безопасность обслуживания; минимальные массогабаритные показатели; минимальные стоимости изготовления и эксплуатации; надежность; ремонтопригодность и другие. В конкретных применениях требования обычно высоки и противоречивы. 1.4 Структура радиопередающих устройств Основой радиопередающих устройств являются генераторы. Генератор преобразует мощность источника питания в мощность высокой частоты. Генераторы подразделяются на два типа (рисунок 1.7):  автогенераторы, работающие в режиме самовозбуждения, частота которых определяется параметрами самого устройства;  усилители высокой частоты, называемые генераторами с внешним возбуждением (ГВВ), работающие в режиме усиления входного сигнала. Рисунок 1.7 Типы генераторов радиопередатчиков Типовые структурные схемы передатчиков АМ и ЧМ сигналов изображены на рисунках 1.8 и 1.9. 13 Рисунок 1.8 Структурная схема передатчика с амплитудной модуляцией Рисунок 1.9 Структурная схема передатчика с частотной модуляцией Высокочастотные колебания создаются в возбудителе, который в простейших передатчиках представляет собой автогенератор, а в более сложных – синтезатор частот. Возбудитель обычно маломощный и низкочастотный, поэтому его выходной сигнал усиливается в предварительных каскадах усиления и умножается преобразователем частоты. Мощный оконечный каскад обеспечивает необходимую выходную мощность, на его выходе включается цепь связи для подавления нежелательных колебаний. Управление колебаниями осуществляется амплитудным модулятором в оконечном каскаде или частотным модулятором в возбудителе. Электропитание каскадов передатчика осуществляется с помощью источника питания. Автоматизированная система управления контролирует работоспособность и управляет передатчиком. Основная часть мощности потребляется от источника питания оконечным каскадом – мощным ГВВ. Так как энергетические характеристики оконечного каскада определяют энергетику всего передатчика, курс начнем с анализа его работы. Затем рассмотрим построение схем передатчиков, выбор их элементов. После этого рассмотрим автогенераторы, синтезаторы частоты и вопросы модуляции сигналов. 14 Контрольные вопросы 1. Каково назначение радиопередатчика в системе передачи информации? 2. Какой процесс называется «модуляцией»? 3. Перечислите основные технические характеристики радиопередатчиков. 4. Назовите границы диапазона «высоких частот». 5. Какие активные элементы используют в высокочастотных каскадах передатчиков? 6. Дайте определение понятию «КПД» радиопередатчика. 15 ГЛАВА 2 ВЫБОР И РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ 2.1 Энергетические характеристики генераторов с внешним возбуждением Эффективность преобразования энергии источника питания в энергию высокочастотных колебаний характеризуется коэффициентом полезного действия (1.1). Рассмотрим, как происходят процессы преобразования энергии в обычном усилителе с резистивной нагрузкой, схема которого изображена на рисунке 2.1. Рисунок 2.1 Усилитель с резистивной нагрузкой Предположим, что напряжение на базе определяется соотношением: eБ  EБ  U Б cos t , где EБ – напряжение смещения (задаваемое делителем R1, R2), U Б – амплитуда напряжения возбуждения. Ток коллектора определим с помощью статической характеристики iК(eБ) транзистора (рисунок 2.2): iК  I К0  I К1 cos t , где I К0 , I К1 – постоянная составляющая и амплитуда переменного тока в коллекторной цепи. Напряжение между коллектором и эмиттером eК найдем с помощью закона Кирхгофа: eК  EП  I К0 RК  I К1RК cos t. 16 Рисунок 2.2 Временные диаграммы в усилителе с резистивной нагрузкой Мощность, потребляемая генератором от источника питания: P0  I К0 EП . Колебательная мощность в нагрузке усилителя Р1: 2 P1  0,5I К1U К  0,5I К1 RК  0,5U К2 RК . Мощность, выделяемая в сопротивлении нагрузки от протекания постоянной составляющей тока: 2 PR  I К0 RК . Мощность, выделяемая на коллекторе (тепловые потери в транзисторе): PS  P0  P1  PR . Коэффициент полезного действия: P 1 U К I К1 1 η 1   ξg (), P0 2 ЕП I К0 2 1 где ξ  U К ЕП – коэффициент использования напряжения источника питания; g1 ()  I К1 I К0 – коэффициент формы импульса тока. Из рисунка 2.2 видно, что I К1  I К0 ,U К  0,5EП , тогда КПД  <  Пример: пусть EП  20B, I К0  1,05A, I К1  1A, RК  10Ом. Из соотношений, приведенных выше, получаем P0  21Вт, P1  5Вт, PR  11Вт, PS  5Вт,   23,8%. Режим преобразования энергии в таком усилителе очень неэффективен, прежде всего, вследствие большой потери мощности PR в сопротивлении нагрузки. 17 Энергетические характеристики усилителя можно существенно улучшить. Если параллельно RК включить индуктивность Lб (рисунок 2.3), сопротивление которой для переменного тока ωLб >> RК, то сопротивление нагрузки генератора для переменной составляющей коллекторного тока IК1 останется равным RК, но для постоянной составляющей IК0 оно будет коротким замыканием. Рисунок 2.3 Усилитель с индуктивностью Постоянное напряжение на коллекторе транзистора теперь равно EП . Так как исключены потери от протекания постоянной составляющей тока через сопротивление нагрузки, мы можем уменьшить напряжение питания в два раза (или соответственно увеличить переменное напряжение). Мощность, отдаваемая источником питания (подводимая к коллекторной цепи), уменьшится также в два раза: P0   I К0 EП  . Величина мощности первой гармоники не изменится. КПД удваивается за счет увеличения в два раза коэффициента использования напряжения источника питания (рисунок 2.4): U   0,5 К g1()  0,5  g1()  0,5. ЕП  18 Рисунок 2.4 Временные диаграммы в усилителе с индуктивностью Дальнейшее повышение КПД возможно при использовании режима с отсечкой тока коллектора. При этом увеличивается соотношение между I К1 и I К0 , то есть коэффициент формы импульса тока g1 () . Временные диаграммы тока коллектора для этого варианта режима изображены на рисунке 2.5, где  – половина ширины импульса тока коллектора в угловом измерении (угол отсечки). Рисунок 2.5 Временные диаграммы в усилителе с отсечкой 19 Разложим периодическую последовательность импульсов в ряд Фурье: iК (t )  I К0  I К1 cos t  I К2 cos 2t  ... Величина токов I К0 , I К1, I К2 зависит от высоты импульса и угла отсечки θ. Если принять угол осечки равным 90°, то амплитуда тока первой гармоники равна половине высоты импульса коллекторного тока, а отношение g1 ()  I К1 I К0  1,57 . При одинаковом максимальном значении коллекторного тока в режиме с осечкой и без отсечки в нагрузке выделяется равная колебательная мощность, но КПД усилителя возрастает минимум в 1,57 раза. Режим c отсечкой выходного тока – это основной режим мощных генераторов с внешним возбуждением. Только в этом режиме есть возможность получить КПД более 50 %. Отрицательным моментом этого выбора следует считать наличие в выходном токе генератора гармоник основной частоты, что делает необходимым использование на выходе радиопередатчика специальных устройств для их подавления. Для генерации гармонического напряжения нагрузка усилителя должна быть избирательной, то есть представлять собой сопротивление для одной из составляющих переменного тока. Для тока I К1 сопротивление нагрузки должно быть равным расчетному, а для постоянной составляющей I К0 и токов высших гармоник – близким к короткому замыканию. Роль такой нагрузки может играть параллельный колебательный контур (рисунок 2.6). Рисунок 2.6 Усилитель с резонансной нагрузкой Пример RLC. Основные параметры параллельного колебательного контура [5] следующие:  резонансная частота контура   2f  1 LC ;  характеристическое сопротивление   L C  L  1 (C );  добротность Q   r   (20,7 );  резонансное сопротивление R  2 r  Q  Q 2r; 20  полоса пропускания (по уровню 0,7) 20,7   Q. Здесь L, C, r – индуктивность, емкость и сопротивление потерь контура соответственно. Частотные характеристики параллельного колебательного контура приведены на рисунке 2.7 и 2.8. Рисунок 2.7 Частотная характеристика полного входного сопротивления контура и его составляющих Рисунок 2.8 Частотно-фазовая характеристика контура Если ГВВ работает в режиме усиления мощности, то контур настраивается на рабочую частоту ω. В режиме умножения частоты контур должен быть настроен на соответствующую гармонику основной частоты: в удвоителях частоты контур настраивается на частоту 2ω, в утроителях – на частоту 3ω. Колебательный контур обычно включается в выходную цепь ГВВ не полностью. В этом случае резонансное сопротивление параллельного контура: RКОНТ  p 2Q, где p – коэффициент включения контура в выходную цепь генератора. Амплитуда контурного тока определяется по следующему выражению: I КОНТ  I К1 pQ. (2.1) Соотношение (2.1) говорит о том, что амплитуда тока в контуре в pQ раз больше амплитуды тока основной частоты в выходной цепи генератора. Очевидно, что за счет изменения коэффициента включения контура в выходную цепь генератора от 0 до 1 можно регулировать сопротивление нагрузки генератора в пределах 0 – ρQ. На рисунке 2.9 показаны две схемы генератора, где нагрузка регулируется за счет изменения индуктивного и емкостного сопротивления связи контура с коллекторной цепью транзистора. 21 Рисунок 2.9 Неполное включение контура нагрузки Коэффициент включения контура в коллекторную цепь в схеме «а»: p = L2/(L1+L2), в схеме «б»: p = C1/(C1+C2). 2.2 Аппроксимация статических характеристик генераторных приборов Для расчетов электрических режимов генераторов на относительно низких частотах нужно располагать статическими характеристиками активных элементов (АЭ), применяемых в проектируемом устройстве. Различают три вида статических характеристик: входные, выходные и проходные (переходные). Например, для ламп входной статической характеристикой является зависимость тока управляющей сетки от напряжения на этой сетке iС (eС ) , выходной – зависимость тока анода от напряжения на аноде iа (eа ) , а проходной – зависимость тока анода от напряжения на управляющей сетке iа (eС ) . Реальные статические характеристики транзисторов и ламп имеют сложную форму и описываются громоздкими аналитическими выражениями. Для расчетов ГВВ статические характеристики АЭ аппроксимируют (заменяют) отрезками прямых. Расчетные соотношения при этом получаются достаточно простыми, а погрешности расчетов не превышают 10...15 %. Более сложная и точная аппроксимация обычно не нужна из-за разброса характеристик реальных АЭ от экземпляра к экземпляру. Сравнивая статические характеристики лампового триода ГУ-5Б (рисунок 2.10), биполярного транзистора КТ912 (рисунок 2.11) и полевого транзистора КП904 (рисунок 2.12), отметим, что они качественно похожи и могут быть описаны одинаковым образом. 22 Рисунок 2.10 Статические характеристики лампового триода ГУ-5Б Рисунок 2.11 Статические характеристики биполярного транзистора КТ912 Рисунок 2.12 Статические характеристики полевого транзистора КП904 Характеристики разделяют на две области по типу влияния выходного напряжения на токи (рисунок 2.13). 23 Рисунок 2.13 Аппроксимация статических характеристик Первая область (I) характерна тем, что в ней входное напряжение eВХ практически линейно влияет на выходной ток iВЫХ , в то время как выходное напряжение eВЫХ на нем почти не сказывается. Эта область называется линейной или областью линейного усиления. Выходной ток практически равен «общему» току (эмиссионному для ламп, эмиттерному для биполярных транзисторов). Во второй (II) области влияние eВЫХ на iВЫХ является преобладающим по сравнению с eВХ . В лампах эта область называется областью перенапряженного режима, в биполярных транзисторах – областью насыщения, в полевых – областью изменения дрейфовой скорости. Области I и II разделяются на выходных характеристиках линией граничного режима. Идеализированные характеристики можно описать с помощью следующих параметров:  S – крутизна проходной характеристики выходного тока iВЫХ eВХ ,  SГР – крутизна линии граничного режима, равна iВЫХ eВЫХ ГР ,  Е – напряжение отсечки. Аналитически аппроксимация проходной характеристики (рисунок 2.13, а) может быть записана следующим образом: iВЫХ  0, при eВХ  Е; iВЫХ  S (eВХ  E), при Е  eВХ  eВХ ГР ; iВЫХ  S (eВХ ГР  E), при eВХ  eВХ ГР , eВЫХ  eВЫХ ГР . Аппроксимация выходной характеристики (рисунок 2.13, б) определяется следующими выражениями: iВЫХ  0, при eВЫХ  0; iВЫХ  SГРeВЫХ , при eВХ  eВХ ГР , eВЫХ  eВЫХ ГР ; iВЫХ  S (eВХ  E), при eВЫХ  eВЫХ ГР . 24 Граничные значения напряжений eВХ ГР и eВЫХ ГР связаны равенством SГРeВЫХ ГР  S (eВХ ГР  E). В реальных активных элементах (особенно лампах) влияние выходного напряжения на выходной ток заметно даже в области I, что отражается на выходных характеристиках в виде их наклона по отношению к оси абсцисс. Учет влияния выходного напряжения АЭ в области I производится путем введения проницаемости D  eВХ eВЫХ и замене входного напряжения eВХ так называемым управляющим напряжением: eУ  eВХ  DeВЫХ . Учет реакции выходной цепи соответствует замене горизонтальных прямых в области I прямыми с угловым коэффициентом DS. Выражение для I области принимает следующий вид: iВЫХ  S[eВХ  E  D(eВЫХ  EВЫХ )]. Выражения аппроксимации для входного тока (рисунок 2.13, а) в первой области получаются аналогично, только используются входные крутизна и напряжение отсечки:  ; iВХ  0, при eВХ  ЕВХ  . при eВХ  ЕВХ  ), iВХ  SВХ (eВХ ГР  EВХ Рассмотрим особенности аппроксимации для различных видов активных приборов. Для электронных ламп обычно необходим учет проницаемости сетки для поля анода и выражения принимают следующий вид. Для проходной характеристики: iа  0, при eС  Е ; iа  S[eC  E  D(eа  Eа )], при Е  eС  eС ГР ; iа  S (eС ГР  E), при eС  eС ГР , eа  eа ГР . Для выходной характеристики: iа  0, при eа  0; iа  SГРeа , при eС  eС ГР , eа  eа ГР ; iа  S[eС  E  D(eа  Eа )], при eа  eа ГР . 25 (2.2) Для биполярных транзисторов можно пренебречь проницаемостью, напряжения отсечки токов базы и коллектора совпадают. Крутизна линии граничного режима и проходной характеристики определяются по следующим формулам: SГР  1 / rНАС ; Е  0,7 В; S iK iБ iK   SБh21Э , eБ eБ iБ где h21Э – коэффициент передачи тока базы на низких частотах, rНАС – сопротивление насыщения (справочный параметр транзистора). Проходная характеристика биполярного транзистора: iК  0, при eБ  Е ; iК  S (eБ  E), при Е  eБ  eБ ГР ; iК  S (eБ ГР  E), при eБ  eБ ГР , eК  eК ГР . Выходная характеристика биполярного транзистора: iК  0, при eК  0; iК  SГРeК , при eБ  eБ ГР , eК  eК ГР ; iК  S (eБ  E), при eК  eК ГР . (2.3) (2.4) Выражения для полевых транзисторов аналогичны (2.3), (2.4). Напряжение отсечки в зависимости от типа полевого транзистора может быть как отрицательным, так и положительным. Проходная характеристика полевого транзистора: iC  0, при eЗ  Е; iC  S (eЗ  E), при Е  eЗ  eЗ ГР ; iС  S (eЗ ГР  E), при eЗ  eЗ ГР , eС  eС ГР . Выходная характеристика полевого транзистора: iС  0, при eС  0; iС  SГРeС , при eЗ  eЗ ГР , eС  eС ГР ; iС  S (eЗ  E), при eС  eС ГР . 2.3 Динамические характеристики выходного тока генератора с внешним возбуждением Ток в выходной цепи генератора (анодный или коллекторный) в генераторе с внешним возбуждением изменяется под влиянием двух переменных противофазных напряжений – входного и выходного. Для лампового генератора это eС  EС  U С cos t eа  Eа  U а cos t. и (2.5) 26 Из-за падения напряжения на сопротивлении нагрузки рабочая точка перемещается с одной статической характеристики на другую. Следовательно, статические характеристики активных приборов не определяют однозначно характера изменения токов при работе генератора, так как они показывают зависимость токов в транзисторе или лампе только от одного переменного напряжения. Полную информацию о токах в активном приборе дают динамические характеристики, которые можно построить во входной и выходной системах координат. Под динамической характеристикой анодного тока в выходной системе координат понимается зависимость анодного тока iа от анодного напряжения eа с учетом одновременно изменяющегося напряжения на сетке eС . Динамическая характеристика того же тока во входной системе координат это зависимость анодного тока iа от напряжения на сетке eС с учетом меняющегося напряжения на аноде eа [6]. При идеализации статических характеристик активных приборов отрезками прямых динамические характеристики тоже представляются отрезками прямых. Чтобы найти зависимость анодного тока iа подставим соотношения (2.5) в формулу (2.2) для I области iа  S[eС  ЕC  D(eа  Eа )]. После подстановки получим: iа  S[ EС  EС  (U С  DU a )сost ]. (2.6) Чтобы построить динамическую характеристику анодного тока (в I области совпадающего с эмиссионным), достаточно найти две точки, лежащие на ней. Легко найти точки, соответствующие фазовым углам t = 0 eС  EС  UС  eСМАКС ; eа  Eа  U а  eа МИН ; и ωt = /2: eС  EС ; eа  Eа . Вторая пара напряжений при подстановке в соотношение (2.6) t = /2 определяет ток покоя лампы (рисунок 2.14) I ПОК  S ( EС  ЕC ). 27 Рисунок 2.14 Ток покоя Для выбранного на рисунке 2.14 смещения EС  ЕC ток покоя имеет фиктивное значение ( I ПОК  0) . Отложим эту ординату на рисунке 2.15 при анодном напряжении eа  Eа (точка 0). Рисунок 2.15 Динамические характеристики 28 Это нижняя точка динамической характеристики эмиссионного тока. Продолжение динамической характеристики в области iа  0 недействительно. Для этой области динамическая характеристика совпадает с осью абсцисс. Верхнюю точку динамической характеристики эмиссионного тока позволяет найти первая пара напряжений (рисунок 2.15, точки 1, 2, 3, 4). Динамические характеристики эмиссионного тока для различных амплитуд напряжения U а (точки 1, 2, 3, 4) показаны на рисунке 2.15 тонкими линиями. Чтобы построить динамические характеристики анодного тока, необходимо учесть, что левее точки пересечения динамической характеристики эмиссионного тока с линией граничного режима анодный ток определяется линией граничного режима, а правее – совпадает с динамической характеристикой эмиссионного тока. Динамические характеристики анодного тока на рисунке 2.16 выделены жирными линиями. При малой амплитуде напряжения U а (вариант 1) динамическая характеристика анодного тока совпадает с динамической характеристикой эмиссионного тока. При амплитуде напряжения на аноде, соответствующей варианту 4, динамическая характеристика анодного тока состоит из нескольких отрезков прямых линий:  при eа  0 – совпадает с осью абсцисс;  при 0  eа  eа 4 , ( eа 4 определяется точкой пересечения динамической характеристики эмиссионного тока с линией граничного режима) – совпадает с линией граничного режима;  при eа  eа 4 – совпадает с динамической характеристикой эмиссионного тока. От соотношения между минимальным анодным напряжением еа МИН и максимальным сеточным напряжением зависит распределение тока эмиссии между анодом и сеткой. В режиме, который помечен «1», сеточный ток мал, а анодный практически равен эмиссионному. Этот режим называется недонапряженным. Импульс анодного тока имеет косинусоидальную форму. С увеличением U а растет сеточный ток. С его ростом в импульсе анодного тока появляется провал, глубина которого тем больше, чем меньше становится остаточное напряжение на аноде. Режим с большими сеточными (базовыми) токами (режимы «3» и «4») называется перенапряженным, причем режим «4» иногда называют сильноперенапряженным. Пограничный режим «2» между недонапряженным и перенапряженным называется граничным или критическим. В граничном режиме импульс анодного тока имеет уплощенную вершину. Пример DCH. 29 Энергетические характеристики ГВВ, такие, как выходная мощность и КПД зависят от степени напряженности режима. Ниже будет показано, что в граничном режиме они близки к максимально возможным показателям. 2.4 Гармонический анализ косинусоидальных импульсов Рассмотрим работу транзисторного генератора при гармонических напряжениях на входном и выходном зажимах (рисунок 2.16): eБ  ЕБ  U Б сosωt ; eК  ЕК  U К сosωt. Рисунок 2.16 Транзисторный ГВВ Подставив eБ в выражение iК  S (eБ  E) , получим: iК  S ( EБ  E  U Бсosωt ). Графически это соотношение изображено на рисунке 2.17. Рисунок 2.17 Импульсы тока коллектора 30 (2.7) Из выражения (2.7) и рисунка 2.17 следует, что выходной ток АЭ представляет собой последовательность косинусоидальных импульсов. При ωt = 0, 2, 4 и т. д. ток принимает максимальное значение I К МАКС  S (EБ  Е  U Б ). В интервалах времени, в которых U Бсosωt  ( EБ  E) ток равен нулю, т.е. происходит отсечка тока. Половину фазового угла, соответствующего времени протекания тока, называют углом отсечки . Приравняв выражение (2.7) нулю, найдем соотношение для расчета угла отсечки выходного тока : E  Е (2.8) iК  S ( EБ  Е  U Бсos θ)  0; сos θ   Б . UБ Выразим EБ  Е из соотношения (2.7) и подставим в формулу (2.8): iК (t )  SU Б (сosωt  сosθ) . Максимальное значение тока получается при ωt = 0 и равно: I К МАКС  SU Б (1  сosθ) . (2.9) (2.10) Чтобы учесть влияние коллекторного напряжения на форму коллекторного тока, подставим выражение для eК в ранее полученное соотношение (2.4) iК  SГР (ЕК  U К сosωt ). (2.11) Соотношения (2.7) и (2.11) представлены в виде графиков на рисунке 2.18. Рисунок 2.18 Зависимость импульсов тока коллектора от напряжения коллектора 31 Следует заметить, что максимумы iК по соотношению (2.7) соответствуют минимумам eК по соотношению (2.11). Эти условия выполняются при резонансной нагрузке. Режим генератора зависит от амплитуды UК: а – амплитуда UК мала (RК – мало), iК определяется по формуле (2.7), режим генератора называется недонапряженным. Коллекторный ток представляет собой периодическую последовательность косинусоидальных импульсов; б – амплитуда UК = UК ГР, выполняется условие (2.11), режим называется граничным, импульс коллекторного тока имеет плоскую вершину; в – амплитуда UК > UК ГР, в импульсе коллекторного тока образуется провал, глубина которого зависит от степени напряженности режима. Такой режим называется перенапряженным. При комплексной (расстроенной) нагрузке выходное напряжение eК получает фазовый сдвиг  относительно первой гармоники коллекторного тока. Форма импульсов в перенапряженном режиме становится несимметричной, вид их показан на рисунке 2.19. Рисунок 2.19 Форма импульсов при расстроенной нагрузке Периодическую последовательность косинусоидальных импульсов можно представить в виде ряда Фурье. Например, коллекторный ток можно записать так: iК (t )  I К0  I К1 cos t  I К2 cos 2t  ... Используя соотношение (2.9) определим значения постоянной составляющей, амплитуды первой и n-й гармоник тока I К0 , I К1, I Кn , ... θ 1 1 I К0  SU Б  (cos ωt  cos θ)dωt  SU Б (sin θ  cosθ)  SU Б  γ 0 (θ); π0 π I Кn  SU Б  γ n (θ); 32 (2.12)  1  γ 0 (θ)  (sinθ  θcosθ)  π  θ 2  γ1 (θ)   (cosωt  cosθ)cos ωt dωt  где π0   2θ γ n (θ)   (cosωt  cosθ)cos nωt dωt  π0  Коэффициенты γ n () (коэффициенты Берга) показывают, как изменяются амплитуды гармоник коллекторного тока при изменении смещения, если амплитуда возбуждения U Б постоянна. Графики, показывающие характер зависимостей коэффициентов γ n () , приведены на рисунке 2.20. Рисунок 2.20 Коэффициенты n() Если выразить из (2.10) SU Б  I К МАКС и подставить его в уравнение (2.12), по1  cos лучим еще одно соотношение для определения составляющих коллекторного тока: I К МАКС IК n  γ n (θ)  I К МАКС  α n (θ); 1  cosθ γ (θ  αn (θ   n ,  cosθ где α n – коэффициенты, с помощью которых можно определить амплитуду гармоник тока по известной величине импульса тока I К МАКС и углу отсечки . Связь коэффициентов α с углом отсечки косинусоидального импульса  иллюстрируется ниже (рисунок 2.21). Заметим, что максимумы α n имеют место при 120/n и приблизительно равны 1/2n. 33 Рисунок 2.21 Коэффициенты n() Коэффициент формы тока g n ()  I n I 0 может быть выражен через коэффициенты  n или α n : g n ()   n ()  0 ()   n ()  0 () . Связь коэффициентов g с углом отсечки косинусоидального импульса  иллюстрируется ниже (рисунок 2.22). Отметим, что g1() меняется от 2 до 1 при изменении  от 0 до 180 и g1   2 при 90. Рисунок 2.22 Коэффициенты gn() Численные значения коэффициентов приведены в табл. 2.1. 34 Таблица 2.1 Зависимость коэффициентов ,  и g от угла отсечки . Угол отсечки  10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 170 180 сos 0() 1() 0() 1() g1() g2() 1,000 0,985 0,940 0,866 0,766 0,643 0,500 0,342 0,174 0,000 – 0,174 – 0,342 – 0,500 – 0,643 – 0,766 – 0,866 – 0,940 – 0,985 – 1,000 0,000 0,001 0,005 0,015 0,034 0,065 0,109 0,166 0,236 0,319 0,411 0,509 0,609 0,708 0,801 0,881 0,944 0,985 1,000 0,000 0,001 0,009 0,029 0,056 0,121 0,196 0,288 0,390 0,500 0,611 0,713 0,805 0,878 0,934 0,970 0,989 0,997 1,000 0,000 0,036 0,074 0,111 0,147 0,183 0,218 0,253 0,286 0,319 0,350 0,379 0,406 0,431 0,453 0,472 0,487 0,496 0,500 0,000 0,073 0,146 0,215 0,280 0,339 0,391 0,436 0,472 0,500 0,520 0,531 0,536 0,534 0,528 0,520 0,510 0,502 0,500 2,000 1,990 1,980 1,950 1,910 1,850 1,790 1,730 1,650 1,570 1,490 1,400 1,320 1,240 1,170 1,100 1,050 1,010 1,000 2,000 1,980 1,900 1,790 1,640 1,460 1,260 1,060 0,860 0,670 0,490 0,350 0,230 0,130 0,070 0,030 0,010 0,003 0,000 Следует помнить, что пользоваться этими коэффициентами можно только при расчетах граничного или недонапряженного режимов генератора, то есть при косинусоидальной форме импульсов. Энергетические характеристики ГВВ зависят от многих параметров, в частности, от угла отсечки и сопротивления нагрузки. Исследуем эти зависимости, для того, чтобы в дальнейшем можно было выбрать режим генераторов, обеспечивающий необходимую колебательную мощность в нагрузке при высоком коэффициенте полезного действия. 2.5 Выбор угла отсечки ГВВ Анализ проведем на примере транзисторного ГВВ. Предположим, что напряжение питания ЕК и величина импульса тока I К МАКС заданы и не изменяются. Условимся, что при этом сохраняется граничный режим генератора, то есть остается неизменной амплитуда напряжения на коллекторе U К ГР (рисунок 2.23). 35 Рисунок 2.23 Граничный режим генератора В этом случае мощность ГВВ зависит только от угла отсечки P1 ГР  0,5U К ГР I К1 ГР  0,5U К ГР I К МАКС  1(). (2.13) Из соотношения (2.13) следует, что мощность P1 ГР при изменении θ меняется так же, как 1 () . Эта зависимость приведена на рисунке 2.24, а. КПД также определяется углом отсечки U К ГР η  0,5 g1 (θ). EК Зависимость g1 (θ) приведена на рисунке 2.24, б. Рисунок 2.24 Зависимости α1 и g1 от угла отсечки Сравнивая зависимости можно увидеть, что требования к углу отсечки противоречивы: с увеличением угла отсечки растет 1 и уменьшается g1 , т.е. растет мощность и падает КПД. Максимум 1 и соответственно мощности P1 ГР достигается при угле отсечки 120, но при этом коэффициент g1 становится слишком малым. При угле отсечки 90 мощность P1 ГР становится такой же, как при  = 180, а КПД возрастает в /2 раз за счет увеличения коэффициента формы импульса коллекторного тока. При 36 дальнейшем уменьшении угла отсечки снижается величина мощности P1 ГР , увеличивается высота импульса базового тока (возрастают UБ, РВХ) и из-за их роста уменьшается коэффициент усиления по мощности kP, что превышает выигрыш от роста КПД. По этой причине обычно выбирают углы отсечки  = 70 ÷ 90. Пример DCH. 2.6 Нагрузочные характеристики ГВВ Рассмотрим влияние сопротивления нагрузки на режим ГВВ в ламповом генераторе. При выбранных смещении и амплитуде возбуждения, то есть при заданном угле отсечки, энергетические характеристики генератора зависят от величины сопротивления нагрузки. Изменение этого сопротивления сопровождается изменением токов в выходной и входной цепи генератора, изменяется амплитуда переменного напряжения на нагрузке, колебательная мощность на выходе генератора Р1 и коэффициент полезного действия η. Характер изменения токов в анодной цепи генератора можно пояснить с помощью динамических характеристик (рисунок 2.25). Рисунок 2.25 Динамические характеристики 37 При исследовании нагрузочных характеристик, то есть зависимостей I а 0 , I а1, U а , P0 , P1, ( Rа ), полагаем, что напряжения питания Eа , смещения EC и возбуждения U C постоянны. С ростом сопротивления нагрузки генератора увеличивается амплитуда напряжения U а , изменяется степень напряженности режима ГВВ. Пока режим ГВВ недонапряженный или, в крайнем случае, граничный, высота импульса анодного тока с ростом сопротивления нагрузки уменьшается незначительно. Постоянная составляющая и первая гармоника анодного тока ( I а 0 , I а1 ) будут уменьшаться в той же степени (рисунок 2.26). Рисунок 2.26 Нагрузочные характеристики После того как Rа станет больше, чем RаГР (U а  U аГР ), в импульсе выходного тока появляется провал, амплитуда первой гармоники анодного тока I а1 и постоянная составляющая I а 0 резко уменьшаются, а первая гармоника тока управляющей сетки I C1 – возрастает. Режим ГВВ становится перенапряженным. График зависимости U а в недонапряженном режиме является линейной функцией Rа (U а  I а1Rа ), в перенапряженном режиме рост U а резко замедляется из-за уменьшения I а1 . Мощность P0  I а 0 Eа изменяется аналогично току I а 0 . Мощность Р1  0,5I a21Rа в недонапряженном режиме пропорциональна Rа . В перенапряженном режиме для определения мощности удобнее использовать соотношение Р1  U а2 (2 Rа ) . Так как U а в перенапряженном режиме меняется слабо, зависимость Р1 от сопротивления 38 нагрузки близка по форме к гиперболе. Максимум мощности Р1 находится в слегка перенапряженном режиме, но величина этой мощности несущественно отличается от значения Р1ГР . Мощность, рассеиваемая на аноде, определяется формулой Ра  Р0  Р1 . В недонапряженном режиме велика мощность, теряемая в виде тепла на выходном электроде генераторного прибора – аноде или коллекторе. Коэффициент использования источника питания  качественно совпадает с зависимостью U а , так как ξ  U а Еа . Следует заметить, что экстремум КПД генератора   P1 P0 находится не в граничном, а в перенапряженном режиме, но его значение мало отличается от значения КПД в граничном режиме. Пример DCH. 2.7 Расчеты выходных цепей генератора Исходными данными для расчета ГВВ являются величина выходной мощности Р1 и частота f. Задачей разработчика является выбор АЭ и расчет его режима. Расчет обычно выполняют в граничном режиме, так как энергетические характеристики генераторов P1 и  при этом близки к максимально возможным. 2.7.1 Расчет анодной цепи лампового ГВВ 1. По заданным Р1 и fРАБ выбираем лампу так, чтобы ее номинальная мощность и максимальная рабочая частота были больше заданных ( Р1 НОМ  Р1 и fМАКС > fРАБ). Выбираем по заданию и справочным данным Eа . Находим приблизительный рабочий ток I а МАКС  5P1 Eа для определения параметров лампы. Выписываем из справочника (или определяем по статическим характеристикам) величины S , SГР , D, EС и т. д. Задаем угол отсечки  = 70...90. Выписываем из табл. 2.1 коэффициенты 1(θ), (θ), 1(θ), g1(θ), cosθ. 2. Определяем коэффициент использования анодного напряжения в граничном режиме ξ ГР  U а ГР Еа : ξ ГР  0,5  0,5 1  8Р1 . α1 (θ) Еа2 SГР 3. Определим U а  ГР Eа ; I а1  2P1 U а ; Rа  U а I а1; I а МАКС  I а1 1() ; I а0  I а МАКС0 ()  I а1 g1() . 4. Рассчитаем P0  Eа I а 0 ; Pа  P0  P1  Pа ДОП ;   P1 P0 . 39 5. Определим амплитуду напряжения возбуждения: I U C  а1  DU а . Sγ1(θ) 6. Определим напряжение смещения: EС  (U С  DU а )cos   ЕС . 2.7.2 Расчет коллекторной цепи транзисторного ГВВ Расчет транзисторного ГВВ отличается от расчета лампового, так как транзистор не допускает перегрузки по напряжению питания. Для того, чтобы обеспечить надежную работу прибора, необходимо выполнить условие: еК МАКС < eК ДОП (рисунок 2.27). Обычно задаются коэффициентом запаса k = 0,6...0,8 и определяют еК МАКС = k·еК ДОП. Последнее условие означает, что транзистор недоиспользуется по мощности. По сравнению со значением мощности Р1 , приводимой в справочнике, удастся получить мощность в нагрузке, примерно в два раза меньшую. Такой выбор режима обеспечивает надежную работу транзистора и передатчика. Рисунок 2.27 Коллекторные напряжения транзистора 1. Выбираем транзистор из условий Р1 НОМ  Р1, fТ f РАБ. Выписываем из справочника S, SГР = 1/rНАС, eК ДОП. Задаем угол отсечки  = 70...90. Выписываем из табл. 2.1 коэффициенты 1(θ), 1(θ), g1(θ), cosθ. 2. Определим: U К ГР  еК МАКС  16 P1  .  1 1 2 4 α1(θ) SГРеК МАКС    3. Находим ЕК  eК МАКС  U К ГР ; I К1  2P1 UК ГР ; I К0  I К1 g1() ; RК  U К ГР I К1. 4. Рассчитаем P0  EК I К0 ; PS  P0  P1  PS ДОП ;   P1 P0 . 40 5. Определим амплитуду напряжения возбуждения: I U Б  К1 . Sγ1(θ) 6. Определим напряжение смещения: EБ  Е  U Б cos . 2.8 Расчеты входных цепей генераторов Если методики расчета выходных цепей генераторов при использовании вакуумных и твердотельных приборов практически не отличаются одна от другой, то этого нельзя сказать о расчетах входных цепей ГВВ на лампах и транзисторах. Входное сопротивление генераторов на лампах в схемах с общим катодом велико и напряжение на управляющей сетке UС по форме близко к гармоническому. Напротив, входное сопротивление мощных транзисторных генераторов мало (единицы и доли Ом), и расчетные данные хорошо совпадают с практическими результатами, если считать, что ГВВ возбуждается гармоническим током. 2.8.1 Расчет входной цепи лампового ГВВ Форма напряжения на управляющей сетке определяется добротностью контура предыдущего каскада и, как правило, является синусоидальной uС  U С cos t . Сеточный ток – это периодическая последовательность импульсов, которая может быть разложена в ряд Фурье. Рисунок 2.28 Сеточные токи и напряжения Учитывая, что максимальное значение тока сетки IС МАКС определяется значениями напряжений eС МАКС и ea МИН, а также тем, что статическая характеристика тока 41 сетки не линейна (см. рисунок 2.28), амплитуду первой гармоники и величину постоянной составляющей тока сетки можно вычислить по следующим приближенным соотношениям: IС1  IС МАКС 1(С )  k1; IС0  IС МАКС 0 (С )  k0 , где k1  0,7...0,8; k0  0,6...0,7 – коэффициенты, учитывающие отличие формы импульса сеточного тока от косинусоидальной, угол отсечки сеточного тока С определяется соотношением сos C   EC U C . Определив составляющие сеточного тока I C0 и I C1 можно рассчитать мощности: PC0 – отдаваемую в источник смещения, PC1 – потребляемую от предыдущего каскада и PC – рассеиваемую сеткой: PС0  EС IС0 ; PС1  0,5UС IС1; PС  PС1  PС0 . 2.8.2 Расчет входной цепи биполярного транзистора Для анализа процессов во входной цепи транзистора [7] необходимо представить его эквивалентную схему (рисунок 2.29). Рисунок 2.29 Эквивалентная схема транзистора На рисунке 2.29 приняты обозначения:  LБ, LЭ, LК – индуктивности выводов базы, эмиттера, коллектора (0,1...2) нГн для мощных транзисторов;  rБ – сопротивление «тела» базы (0,1...10) Ом;  СЭ – барьерная емкость эмиттерного перехода (измеряется при ЕБ=0);  СД – диффузионная емкость открытого эмиттерного перехода; 42  СКА, СКП – активная и пассивная составляющие емкости коллекторного перехода (10...300) пФ;  r – сопротивление, учитывающее рекомбинацию неосновных носителей в базе;  RЭ – резистивное сопротивление вывода эмиттера. Эквивалентная схема является приближенной, но и для этой схемы анализ процессов достаточно сложен. Выходной ток транзистора пропорционален току базы с коэффициентом передачи тока базы, зависящим от частоты. Через емкости коллекторного перехода возникает обратная связь по напряжению, а через индуктивность вывода эмиттера – обратная связь по току. Внешние цепи соизмеримы с величинами эквивалентной схемы и их необходимо учитывать при расчете. В зависимости от положения ключа ток протекает по различным цепям. Поэтому импульсы тока базы несимметричные (передний и задний фронты формируются при разных τ), но близкие по форме к усеченным косинусоидальным импульсам. Для определения величины тока можно использовать методы гармонического анализа. Для заданной рабочей частоты амплитуда первой гармоники тока базы [1]: I Б1   1  0 f / fТ  0 1    2 I К1, где IК1 – амплитудное значение первой гармоники тока коллектора; коэффициент   1  1()2fТCК RК . 2 rВХ необходимо знать входное Для расчета мощности возбуждения PВХ  0,5I Б1 сопротивление транзисторного каскада. Формулы для его определения при разных упрощениях можно найти в литературе [1, 4, 8, 9]. 43 Контрольные вопросы 1. Что понимается под коэффициентом использования напряжения питания ξ? 2. Дайте определение понятию «угол осечки» тока. 3. В каком режиме генератора коэффициент формы тока g1 больше 1? 4. Почему в режиме с отсечкой коллекторного тока нагрузка генератора должна быть избирательной? 5. Что такое добротность колебательного контура Q? 6. Изобразите график зависимости модуля сопротивления параллельного колебательного контура ZК от частоты ω. 7. Определите резонансную частоту, добротность, характеристическое и резонансное сопротивление параллельного колебательного контура с параметрами: L = 10 мкГн, C = 10 пФ, r = 10 Ом. 8. Какие варианты избирательной нагрузки (кроме параллельного контура) можно использовать в ГВВ? 9. Каким образом следует изменить емкость конденсаторов С1 и С2 на рисунке 2.10 б, чтобы увеличить сопротивление нагрузки генератора? 10. Что понимается под «сопротивлением связи контура с активным прибором» в ГВВ? 11. Определите коэффициент включения контура, необходимый для получения резонансного сопротивления 25 Ом, если емкость контура равна 200 пФ, резонансная частота 50 МГц, а добротность 30. 12. Почему используют кусочно-линейную аппроксимацию статических характеристик активных элементов? 13. Как определить напряжение отсечки анодного тока для генераторного триода? 14. Определите напряжение отсечки тока стока для транзистора КП904. 15. Что характеризует такой параметр лампы, как проницаемость управляющей сетки? 16. Чему равно напряжение отсечки коллекторного тока для кремниевого биполярного транзистора? 17. Напишите выражение, связывающее ток стока и напряжение на затворе полевого транзистора. 18. Определите проницаемость D лампы ГУ-5Б. 19. Нарисуйте выходную характеристику этого электронного прибора: 20. Изобразите входную характеристику этого электронного прибора: 44 21. Изобразите проходную (сквозную) характеристику этого электронного прибора: 22. Изобразите вольтамперную характеристику этого электронного прибора: 23. В чем состоит отличие статических и динамических характеристик выходного тока ГВВ? 24. Дайте определение понятию «динамическая характеристика анодного тока в анодной системе координат». 25. Какие обстоятельства определяют степень напряженности режима ГВВ? 26. Как определить по форме импульсов анодного тока режим ГВВ? 27. Какой режим ГВВ называется недонапряженным? 28. Исходный режим генератора – граничный. Как изменится степень напряженности режима, если увеличить UС? 29. Почему в перенапряженном режиме ГВВ в импульсе выходного тока появляется провал? 30. В каком случае для определения амплитуд гармоник выходного тока генератора следует использовать коэффициенты γn(θ)? 31. Для расчета каких режимов по напряженности применимы коэффициенты, приведенные в таблице 2.1? 32. Известна высота импульса коллекторного тока и его угол отсечки. Какой из коэффициентов (α0 или γ0) следует использовать для определения IК0? 33. Определите угол отсечки, при котором амплитуда третьей гармоники максимальна. 34. Высота импульса анодного тока I а МАКС  2A. Угол отсечки 60о. Определите амплитуду тока второй гармоники. 35. Каким образом следует выбрать угол отсечки выходного тока генератора, если необходимо получить максимально возможную мощность в нагрузке ГВВ? 36. Почему мощность в нагрузке становится меньше, если сопротивление нагрузки уменьшать относительно граничного значения? 37. Чем объяснить снижение величины коэффициента усиления ГВВ по мощности с уменьшением угла отсечки выходного тока? 38. В каком режиме по напряженности импульс сеточного тока можно считать косинусоидальным? 45 ГЛАВА 3 СХЕМОТЕХНИКА ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ В предыдущих разделах курса рассматривались вопросы выбора режимов ГВВ, методики расчета их входных и выходных цепей. В каждую из этих цепей входят источники питания, активные приборы, сопротивления нагрузки, входные сопротивления активного прибора. Для нормальной работы генератора необходимо правильно соединить между собой выходные электроды активного прибора (коллектор-эмиттер или сток-исток транзистора, анод-катод лампы), нагрузку генератора и источник питания. Во входной цепи работу генератора можно обеспечить только при определенном соединении между собой источника смещения, источника сигнала и входных электродов активного прибора (база-эмиттер или затвор-исток транзистора, сетка-катод лампы). Неудачное исполнение схемы соединения этих элементов может привести к полной неработоспособности генератора. 3.1 Схемы питания выходной цепи ГВВ. Схема выходной цепи генератора должна удовлетворять ряду требований: 1. Первая гармоника выходного тока (анодного или коллекторного) должна протекать только через сопротивление нагрузки – ZН и выходную цепь генераторного прибора. В этом случае в нагрузке выделяется максимально возможная мощность. Этому требованию удовлетворяет схема, изображенная на рисунке 3.1, а. Рисунок 3.1 Требования к схемам питания выходной цепи 2. Активный прибор генератора, как правило, работает с отсечкой выходного тока. Через нагрузку протекает не только ток основной частоты, но и токи высших гармоник. Переменное напряжение на нагрузке должно быть гармоническим, следовательно, для высших гармоник выходного тока сопротивление нагрузки должно быть близким к короткому замыканию (рисунок 3.1, б). 46 3. Внешняя цепь генератора для постоянной составляющей выходного тока должна иметь сопротивление близкое к нулю. В противном случае постоянное напряжение питания на выходном электроде активного прибора будет ниже напряжения питания ЕП, что приведет к уменьшению КПД генератора. По постоянному току выходная цепь генератора должна быть близка к схеме, изображенной на рисунке 3.1, в. Практически эти условия можно выполнить, используя так называемые блокировочные элементы, роль которых играют катушки индуктивности и конденсаторы. Блокировочная индуктивность для постоянного тока должна представлять собой короткое замыкание и «большое» сопротивление для тока переменного. В свою очередь, блокировочный конденсатор для переменного тока должен иметь «малое» сопротивление и представлять собой разрыв цепи для постоянного тока. При расчетах блокировочных элементов нужно знать, с каким сопротивлением ГВВ следует сравнивать сопротивление блокировочного элемента, чтобы его можно было считать практически коротким замыканием или разрывом цепи. По виду подключения к выходным электродам нагрузки и источника питания различают две схемы питания выходной цепи генератора – последовательную и параллельную. 3.1.1 Последовательная схема питания коллекторной цепи Традиционное решение заключается в последовательном соединении нагрузки (например, параллельного контура), источника питания и выходных электродов транзистора (рисунок 3.2). Рисунок 3.2 Последовательная схема питания Если нагрузкой АЭ является фидер или антенна, между ними включается согласующее устройство (СУ). В этом случае последовательное соединение возможно, 47 если в составе согласующего устройства имеется шунтирующая индуктивность, то есть СУ является полосно-пропускающим фильтром или фильтром верхних частот. Для того чтобы выполнялись требования предыдущего раздела, необходимо предъявить определенные требования к блокировочным элементам схем, которые обозначены как Сб и Lб. В схеме рисунка 3.2 в качестве коллекторной нагрузки используется параллельный контур СК, LК, настроенный на частоту сигнала, подаваемого в базовую цепь. Нагрузка должна быть включена между коллектором и эмиттером транзистора. К коллектору контур подключен непосредственно, а к эмиттеру – через блокировочный конденсатор Сб. Переменные составляющие коллекторного тока протекают через последовательно соединенные нагрузку и Сб. Если реактивное сопротивление этого конденсатора на рабочей частоте будет много меньше резонансного сопротивления контура RК, то падением напряжения на нем можно пренебречь по сравнению с напряжением на контуре, практически все напряжение UК будет падать на контуре и потери мощности не произойдет. Из выше сказанного вытекает критерий выбора емкости блокировочного конденсатора Сб: XС б RК . На практике для того, чтобы потеря напряжения на нагрузке составила 0,5...1,0%, сопротивление блокировочного конденсатора выбирают в 100...200 раз меньше сопротивления нагрузки генератора, следовательно X С  RК (100...200). б Необходимость в индуктивности Lб возникает в том случае, если от одного источника ЕК питаются предыдущие менее мощные и последующие более мощные усилительные каскады передатчика. Весьма вероятен обмен высокочастотной энергией между каскадами через общий источник питания, что может вызвать самовозбуждение усилителя. Для устранения взаимного влияния между усилительными каскадами передатчика в провод, подводящий питание, включается блокировочная индуктивность Lб. Выбирают ее так, чтобы сопротивление Lб переменному току многократно превышало величину сопротивления Сб X L  (100...200) X C . б б Учитывая малое омическое сопротивление катушек индуктивности (LК, L1, L2, Lб) требования пунктов 1 и 3 выполняются в схемах последовательного питания достаточно хорошо. Чтобы выполнялось требование пункта 2, величина сопротивления коллекторной нагрузки ГВВ для высших гармоник должна быть как минимум 48 на порядок меньше сопротивления коллекторной нагрузки на основной частоте. Сопротивление для гармоник тока коллектора определяется для схемы рисунка 3.2 сопротивлением параллельного контура. В последовательной схеме питания правильно рассчитанные блокировочные элементы не оказывают существенного влияния на работу генератора. Это большое достоинство рассматриваемой схемы. В качестве недостатка следует отметить то, что нагрузка генератора находится под напряжением питания относительно корпуса передатчика. В ламповых генераторах при высоких питающих напряжениях требуется тщательная изоляция элементов колебательных контуров от корпуса передатчика. От последнего недостатка свободна схема параллельного питания выходной цепи генератора. 3.1.2 Параллельная схема питания выходной цепи генератора В параллельной схеме питания выходной цепи ГВВ источник питания включается параллельно нагрузке (рисунок 3.3). Рисунок 3.3 Параллельная схема питания Сопротивление блокировочной индуктивности Lб для токов высокой частоты должно быть много больше, чем сопротивление нагрузки ГВВ. В противном случае в эту индуктивность будет ответвляться значительная доля тока I К1, что приведет к потере колебательной мощности: X L  (100...200) RК . б Блокировочную емкость Cб выбирают так, чтобы ее сопротивление переменному току было много меньше величины сопротивления Lб: X C  X L (100...200). б б В свою очередь сопротивление емкости связи CСВ должно быть много меньше сопротивления нагрузки, так как она включена последовательно с нагрузкой: X C  RК (100...200). СВ 49 В отличие от последовательной схемы элементы нагрузки генератора не находятся под напряжением источника питания. Это достоинство схемы параллельного питания. Однако при неудачной конструкции Lб параллельная схема выходной цепи генератора неудовлетворительно работает в широком диапазоне частот, потому что паразитные параметры блокировочной индуктивности, например, собственная емкость, шунтируют нагрузку. 3.2 Схемы питания входных цепей По виду подключения к входным электродам источника смещения и источника возбуждающего напряжения также различают две схемы питания входной цепи генератора – последовательную и параллельную. На рисунке 3.4 изображены некоторые схемы питания входной цепи ГВВ. Последовательная схема питания сеточной цепи лампового ГВВ приведена на рисунке 3.4, а, параллельная (с использованием автоматического смещения от постоянной составляющей тока сетки) на рисунке 3.4, б. Рисунок 3.4 Схемы питания входных цепей Для упрощения схемы транзисторного ГВВ смещение часто получают от источника коллекторного напряжения через делитель. Параллельная схема питания базовой цепи от делителя R1, R2 изображена на рисунке 3.5. Делитель с блокировочной емкостью также обеспечивает базовое автоматическое смещение. 50 Рисунок 3.5 Схема питания базовой цепи Соотношения между элементами схем:  для схемы рисунка 3.4, а где Z ВХ Cб  (100...200)CК и X Cсв  Z ВХ / p 2 , – входное сопротивление лампы, р – коэффициент подключения сеточной цепи лампы к контуру;  для схем рисунков 3.4, б и 3.5 X Cсв Z ВХ ; X L  (100...200) Z ВХ и X C б  X L б / (100...200). б 3.3 Сложение мощностей активных приборов При проектировании радиопередающих устройств часто возникает проблема генерации высокочастотной мощности больше той, которую может отдать в нагрузку один активный прибор, имеющийся в распоряжении разработчика. В ряде случаев КПД генератора получается выше, если его реализовать не на одном мощном активном приборе, а на двух или трех менее мощных. Иногда аргументом в пользу применения маломощных приборов может служить то обстоятельство, что их общая стоимость оказывается ниже, чем одного мощного. В этом случае маломощные приборы работают на общую нагрузку, и возникает проблема суммирования их мощности. Применяется ряд способов решения этой задачи, а именно:  параллельная схема соединения активных приборов;  двухтактная схема включения;  мостовые схемы суммирования мощности. Каждая из этих схем имеет свои достоинства и недостатки, которые рассматриваются ниже. 51 3.3.1 Параллельная схема включения активных приборов В параллельной схеме включения активных приборов их одноименные электроды соединяются между собой. При параллельном включении напряжения и граничные частоты активных приборов остаются такими же, как и у одного, а токи, мощности и междуэлектродные емкости складываются. Таким образом, N приборов при параллельной работе теоретически могут дать в N раз большую мощность, чем один. Как правило, параллельно включают не более двух – трех активных приборов. Схема генератора на двух параллельно включенных генераторных лампах изображена на рисунке 3.6. Рисунок 3.6 Параллельная схема включения ламп Через колебательный контур, который является нагрузкой генератора, протекает суммарный ток двух ламп. Если резонансное сопротивление контура равно R, то амплитуда переменного напряжения U а на нем равна: U а  ( I а 1  I а1) R, где I а 1 – ток первой гармоники первой лампы, I а1 – ток первой гармоники второй лампы. Сопротивление нагрузки для каждой из ламп отличается от реальной нагрузки генератора R и зависит от соотношения токов в лампах. Это виртуальное сопротивление носит название «кажущегося». «Кажущееся» сопротивление нагрузки для каждой из ламп в общем случае различается по величине и имеет комплексный характер. Это объясняется несовпадением фаз токов в лампах, различной крутизной их проходной характеристики, неодинаковым напряжением отсечки анодного тока. 52 «Кажущиеся» сопротивления нагрузки для ламп рисунка 3.6 соответственно равны: ( I   I  ) R  U  Z КАЖ  а  а1 а1  1  I а 1 I а 1  I а1   R; I а 1   I    1  а1  R. Z КАЖ  I а1  При идеальной симметрии схемы (это достаточно жесткое требование к ее конструктивному осуществлению) токи равны: I а 1  I а1. Поэтому сопротивление нагрузки в два раза больше реальной нагрузки генератора:   ZКАЖ  ZКАЖ  Rа  2R. Мощность в нагрузке равна удвоенной мощности одной лампы: PН  2P1 НОМ . На практике мощность в нагрузке получается меньше из-за фазовой и амплитудной асимметрии генератора, что поясняется векторной диаграммой (рисунок 3.7). Рисунок 3.7 Векторная диаграмма токов нагрузки Во-первых, суммарный ток нагрузки получается меньше удвоенного тока одной из ламп. Во-вторых, контур в анодной цепи настраивается в резонанс c суммарным током первой гармоники и напряжение U а по фазе совпадает с этим током. Фаза напряжения U а отличается от фазы токов I a 1 и I a1 . Мощность, отдаваемая в нагрузку первой лампой, в этом случае определяется так: P1  0,5I a 1U a cos . В соотношении φ – разница фаз напряжения U а и тока первой гармоники той лампы, для которой определяется отдаваемая мощность. Подбор генераторных ламп с близкими параметрами не представляет большой проблемы, поэтому усилители мощности с параллельным включением ламп используются довольно часто. 53 Транзисторы всегда имеют большой разброс параметров, поэтому кроме подбора транзисторов необходимы специальные схемные решения, позволяющие подобрать симметричные режимы транзисторов [2, 5]. Основным недостатком параллельной схемы включения является то, что при отказе одного активного элемента отказывает и другой. 3.3.2 Двухтактная схема включения активных приборов Принципиальная схема двухтактного усилителя приведена на рисунке 3.8. С вторичной обмотки входного трансформатора в базовую цепь транзисторов подаются возбуждающие напряжения, равные по амплитуде, но сдвинутые по фазе одно относительно другого на 180º. При таком возбуждении генераторов коллекторные  и I K1  имеют противоположную фазу. токи транзисторов I K1 Рисунок 3.8 Двухтактная схема включения активных приборов С эмиттерами транзисторов должна соединяться средняя точка емкостной ветви контура, чтобы уменьшить сопротивление для высших гармоник коллекторных токов. Средняя точка индуктивной ветви контура соединяется с источником питания через блокирующую индуктивность Lб, задача которой – устранить влияние источника питания на работу генератора. К общей нагрузке транзисторы подключаются через трансформатор, с помощью которого на нагрузке выделяется ток, пропорциональный разности коллекторных токов. Временные диаграммы коллекторных токов приведены на рисунке 3.9. 54 Рисунок 3.9 Временные диаграммы коллекторных токов Нетрудно показать, что фазовые соотношения для гармоник коллекторного тока получаются следующими:  и другие) противо и I K1  нечетные гармоники коллекторных токов ( I К1 фазные;  четные – синфазные;   I K1  ) в общем проводе, соединяющем контур с  при симметрии схемы ( I K1 корпусом прибора, нечетные гармоники не протекают;  по катушкам коллекторного контура четные гармоники коллекторных токов протекают в противоположных направлениях;  в общем проводе схемы четные гармоники суммируются. Конструктивное исполнение двухтактной схемы сложнее, чем схемы с параллельным соединением активных приборов. Тем не менее, этот вариант схемы сложения мощностей широко используется. К достоинствам двухтактной схемы следует отнести:  в симметричной двухтактной схеме снижается уровень высших гармоник в нагрузке,  при θ = 90о можно получить на нерезонансной нагрузке напряжение близкое к гармоническому, что используется в широкополосных усилителях,  практически в два раза увеличивается входное сопротивление каскада. 55 3.3.3 Мостовые схемы сложения мощности При использовании мостовых схем сложения мощностей генераторов обеспечивается их взаимная электрическая развязка. Каждый генератор работает независимо от остальных на оптимальную для него нагрузку. Рассмотрим суммирование мощностей двух идентичных «синфазных» генераторов с использованием классической мостовой схемы (рисунок 3.10, а). Рисунок 3.10 Мостовая схема При идентичности генераторов (е1=е2) и симметрии схемы (R1=R2=R3=R4) токи, протекающие через резисторы, равны (I1=I2=I3=I4). Токи, протекающие через балластные резисторы R1 и R3, компенсируют друг друга. Потенциалы точек 1, 4 и соответственно 2, 3 совпадают, и их можно соединить. Схема, полученная таким образом, изображена на рисунке 3.10, б. Нагрузочными резисторами в этой схеме являются резисторы R2 и R4, включенные параллельно. Легко видеть, что сопротивления нагрузки, ощущаемые генераторами, равны Z КАЖ1  Z КАЖ2  R. В сопротивлении нагрузки мостовой схемы R/2 выделяется сумма номинальных мощностей двух генераторов РВЫХ  РНОМ1  РНОМ2  2 РНОМ1. В аварийном режиме, например, при выходе из строя (холостой ход) второго генератора, кажущееся сопротивление нагрузки для первого генератора не изменяется, а мощность в нагрузке уменьшается в четыре раза. Если использовать эту схему в телевизионном передатчике, будет обеспечена непрерывность трансляции. В классической мостовой схеме два сопротивления нагрузки, и если заземлить одну из точек 1, 2, 3 или 4, один из генераторов, а также один из нагрузочных и балластных резисторов оказываются изолированными от «земли». Обычно имеется одно сопротивление нагрузки, к тому же имеющее общую точку (нулевой потенциал) с генераторами. 56 Поэтому на практике используются синфазные и квадратурные мосты. Синфазный мост на 3 входа, построенный на длинных линиях, приведен на рисунке 3.11. Кроме развязки генераторов мост обеспечивает необходимый коэффициент трансформации при соответствующем подборе параметра W. Рисунок 3.11 Синфазный мост на линиях 3.4 Устройства связи выходных каскадов передатчиков с нагрузкой Выходной каскад радиопередатчика – это самый мощный генератор с внешним возбуждением. Мощность, генерируемая этим каскадом, с минимальными потерями должна передаваться в антенну передатчика. Входное сопротивление антенны или входное сопротивление фидера, соединяющего антенну с передатчиком, в общем случае не равно сопротивлению нагрузки генератора RН, при котором ГВВ работает в заданном режиме по напряженности. Кроме того, входное сопротивление антенны, как правило, имеет комплексный характер, в то время как сопротивление нагрузки ГВВ должно быть активным. Выходной каскад передатчика всегда работает в режиме с отсечкой выходного тока активного прибора. По этой причине в выходной цепи ламп или транзисторов протекают токи высших гармоник, частота которых в n раз больше основной частоты передатчика. При непосредственной связи антенны с выходной цепью генератора мощность, излучаемая передатчиком на гармониках, может превысить уровень, допустимый нормами МСЭ и создать помехи каналам связи, частота которых близка к частоте гармоник. Российские нормы на побочные излучения [1] устанавливают следующие допустимые уровни мощности на гармониках:  в диапазоне частот до 30 МГц мощность на гармониках рабочей частоты не должна превышать 50мВт, или не более -40 дБ по отношению к мощности на основной частоте;  на частотах выше 30 МГц мощность на любой гармонике не должна превышать 25 мкВт, или не более -70 дБ по отношению к мощности на основной частоте. 57 Для выполнения условий, перечисленных выше, между выходной цепью генератора и антенной (фидером) включается согласующее устройство, выполняющее следующие функции: 1. Трансформация сопротивления антенны ZA в активное сопротивление, равное сопротивлению нагрузки генератора RН. 2. Подавление (фильтрация) высших гармоник до заданного уровня. Согласующие устройства выполняются на реактивных элементах (индуктивностях и конденсаторах), имеющих потери. По этой причине часть колебательной мощности на выходе генератора P1 теряется в СУ. Важной характеристикой согласующего устройства является его коэффициент полезного действия: ηСУ  PA P1 ; где PА – мощность в антенне, P1 – мощность в нагрузке ГВВ. Удачно выполненное согласующее устройство имеет ηСУ  0,8...0,95. Фильтрующие свойства СУ на частоте n-й гармоники оценивают через коэффициент фильтрации: Ф n  ( I Кn I К1 )2 ( I Аn I А1 )2 ; – амплитуды токов n-й и первой гармоник транзистора, где I Кn и I К1 I Аn и I А1 – амплитуды токов n-й и первой гармоник в антенне. Важным требованием к СУ является способность удовлетворительно работать в заданном диапазоне частот. В связи с этим различают узкодиапазонные и широкодиапазонные согласующие устройства. К узкодиапазонным относят СУ, которые не требуют перестройки при изменении частоты передатчика на (5 – 10)%. Как правило, узкодиапазонные СУ используются в передатчиках, работающих на одной фиксированной частоте, или на близко расположенных одна относительно другой частотах. При работе с широкополосными спектрами сигналов, подлежащих передаче, узкополосные СУ непригодны. Невозможно их использовать и в том случае, если передатчик должен быстро менять рабочую частоту в широком диапазоне. В этом случае используют широкодиапазонные СУ с полосой пропускания, охватывающей весь рабочий диапазон передатчика. 3.4.1 Узкополосные согласующие устройства Роль узкополосных согласующих устройств выполняют реактивные четырехполюсники различной конфигурации и параллельные колебательные контура. Варианты структур реактивных четырехполюсников приведены на рисунке 3.12. 58 Рисунок 3.12 Реактивные четырехполюсники а – Г-образный четырехполюсник, б – П-образный четырехполюсник, в – Т-образный четырехполюсник. Свойство реактивных четырехполюсников трансформировать сопротивление основано на том, что любую последовательную цепь, состоящую из активного r и реактивного x сопротивлений, можно заменить параллельной цепью, состоящей из активного сопротивления R и реактивного X, с таким же полным сопротивлением Z (рисунок 3.13). Рисунок 3.13 Замена последовательной цепи параллельной Найдем соотношения между активными и реактивными сопротивлениями в этих схемах. Для последовательной цепи: Z  r  jx, (3.1) а для параллельной цепи: jXR jXR( R  jX ) R jX Z    . R  jX R2  X 2 1  R2 X 2 1  X 2 R2 Заменим на Q = x/r = R/X – добротность цепей и получим: R jX Z  . 2 1  Q 1  1 Q2 (3.2) Приравнивая активные и реактивные сопротивления в соотношениях (3.1) и (3.2), получим: R  r (1  Q 2 ); X  x(1  1 Q 2 ). (3.3) Формулы (3.3) показывают, что соотношения между сопротивлениями в эквивалентных цепях зависят от добротности этих цепей. Чем выше добротность цепи, тем больше различие активных сопротивлений R и r. Рассмотрим порядок расчета 59 элементов Г-образного четырехполюсника, который должен трансформировать сопротивление нагрузки ГВВ RН в заданную величину сопротивления коллекторной нагрузки RК (рисунок 3.14). Предположим, что RК больше, чем RН. Рисунок 3.14 Трансформирование сопротивлений RК > RН Включим последовательно с нагрузкой RН реактивное сопротивление x2. Представим параллельный эквивалент этой цепи, состоящий из активного и реактивного сопротивлений, включенных между коллектором и эмиттером транзистора. Величина этих сопротивлений больше, чем RН и x2. Потребуем, чтобы активное сопротивление эквивалента было равно RК. Соотношение (3.3) позволяет определить добротность цепи x2 RН, при которой RН трансформируется в RК: Q RK RH  1. (3.4) Добротность вещественна, т.е. цепь физически реализуема, если RК больше, чем RН. Добротность этой цепи равна: Q  x 2 RH . (3.5) Соотношения (3.4) и (3.5) дают возможность определить одну из реактивностей четырехполюсника – x2: x 2  QRH . Трансформация сопротивления осуществлена ценой появления в схеме реактивности Х, которая включена параллельно RК. Величина ее: X  x 2(1  1 Q 2 ). Для компенсации в схему вводится реактивное сопротивление х1, имеющее другой характер проводимости. Если сопротивления х1 и Х равны по модулю, то они образуют параллельный колебательный контур: x1  X . Резонансное сопротивление этого контура велико и практически не шунтирует RК. Задача трансформации сопротивления RН выполнена. Схема Г-образного четырехполюсника на рисунке 3.14 трансформирует только малые сопротивления нагрузки в большую величину. Большое сопротивление 60 нагрузки RН в меньшее RК можно трансформировать, изменив структуру четырехполюсника (рисунок 3.15). Рисунок 3.15 Трансформирование сопротивлений RК < RН Элементы этой схемы рассчитываются в таком порядке: Q  RН x 2  RH RK  1. Откуда определяется величина х2: x 2  RН Q . Сопротивление х1 компенсирует виртуальную реактивность x, которая появляется после представления параллельной цепи x2, RН в виде последовательного эквивалента: x1  x  x 2 (1  1 Q 2 ). С точки зрения трансформации сопротивлений не играет роли место включения конденсаторов и индуктивностей в структуру четырехполюсника. Однако от этого обстоятельства зависит способность цепи связи фильтровать высшие гармоники. В этом отношении схемы, изображенные на рисунке 3.16 не равнозначны. При равных сопротивлениях продольных и поперечных элементов схем «а» и «б» коэффициент трансформации сопротивлений одинаков, но коэффициенты фильтрации гармоник различны [6]. Рисунок 3.16 Варианты построения Г-образных четырехполюсников Коэффициент фильтрации n-й гармоники в схеме рисунка 3.16, а определяется соотношением: Фn  Q2 (n2  1), 61 а для схемы рисунка 3.16, б коэффициент фильтрации получается существенно меньше: Фn  Q2 (1  1 n2 ). При проектировании устройств согласования следует придерживаться следующей рекомендации: в продольные ветви четырехполюсников включать индуктивности, а в поперечные – конденсаторы. Рассмотрим пример расчета элементов Г- образного четырехполюсника. Рассчитаем четырехполюсник, схема которого изображена на рисунке 3.16, а, по следующим исходным данным: сопротивление нагрузки RН = 10 Ом, сопротивление коллекторной нагрузки RК = 100 Ом, рабочая частота передатчика f = 20 МГц. 1. Определяем добротность цепи L1, RН: Q RK RH  1  100 10  1  3. 2. Сопротивление индуктивности L1; X L1  RНQ  10  3  30 Ом. 3. Сопротивление конденсатора XС1: X С1  X L1(1  1 Q2 )  30(1  1 9)  33,33 Ом. 4. На частоте 20 МГц номиналы элементов: L1 = 0,238 мкГн; C1 = 238 пФ. 5. Коэффициент фильтрации второй гармоники: Ф2  Q2 (n2  1)  32 (22  1)  27(14 дБ). Реактивный П-образный четырехполюсник, схема которого приведена на рисунке 3.17, в отличие от Г-образного может трансформировать сопротивление нагрузки RН в большую и меньшую величину. Кроме этого, два конденсатора в поперечной ветви схемы обеспечивают повышенный коэффициент фильтрации. Рисунок 3.17 Трансформирование сопротивлений П-образным четырехполюсником Расчет элементов П-образной цепи связи строится на базе соотношений, полученных при анализе Г-образного четырехполюсника. Индуктивность L1 делится на две части и затем рассчитываются две Г-образных цепи, которые трансформируют 62 RН в RК через промежуточное сопротивление R0. Выбор R0 определяется требуемой полосой пропускания. Рекомендуется для расчета Г-, П-, Т-образных четырехполюсников использовать компьютерные программы RFSimm99, Genesys, AWR DE (или подобные), которые позволяют не только рассчитать параметры этих цепей, но и анализировать их амплитудно-частотные характеристики. 3.4.2 Широкополосные согласующие устройства Структурная схема широкополосной цепи связи выходной ступени передатчика с нагрузкой приведена на рисунке 3.18. Рисунок 3.18 Широкополосная цепь связи Здесь: СУ – согласующее устройство, преобразующее комплексное входное сопротивление антенны ZН или фидера в активное сопротивление RН; Ф – фильтр, снижающий уровень гармоник в нагрузке до допустимого; Тр – трансформатор, преобразующий сопротивление RH в сопротивление RК. В широкодиапазонных передатчиках качество преобразования комплексного сопротивления нагрузки оценивают с помощью коэффициента отражения на выходных зажимах активного прибора: Z  RК S  ВХ , Z ВХ  RК где Z ВХ – входное сопротивление трансформатора (или ЦС) со стороны активного прибора, RК – требуемое для активного прибора (рассчитанное по заданной мощности) сопротивление нагрузки. Таким образом, коэффициент отражения S в данном случае является не мерой рассогласования активного прибора с нагрузкой, а мерой отличия фактического сопротивления нагрузки активного прибора от требуемого [10]. Для фильтрации гармоник основной частоты передатчика обычно используют неперестраиваемые фильтры нижних частот (ФНЧ). Как правило, это фильтры Кауэра, реже Чебышева или Баттерворта. 63 Если коэффициент перекрытия по частоте широкодиапазонного передатчика kf = fВ  fH > 1.8, используют систему из n (рисунок 3.19, а) одинаковых коммутируемых фильтров, полосы пропускания которых смыкаются (рисунок 3.19, б). Рисунок 3.19 Система коммутируемых фильтров В этом случае коэффициенты перекрытия по частоте диапазона передатчика и фильтров связаны соотношением: k f  k nf , i которое позволяет определить необходимое количество коммутируемых фильтров: lg k f n . lg k f i Расчет фильтров Баттерворта, Чебышева по заданным характеристикам можно выполнить с помощью различных компьютерных программ (RFSimm99 и т.п.). В широкополосных согласующих устройствах, как правило, фильтры гармоник не трансформируют сопротивление нагрузки. Эта задача решается с помощью широкополосных трансформаторов (ШПТ). Эти трансформаторы в радиопередающих устройствах выполняют многообразные функции: трансформация сопротивлений, переход от несимметричных схем к симметричным и наоборот, сложение и деление мощности, инверсия фазы высокочастотного напряжения. 64 Основные параметры ШПТ:  передаваемая мощность (от долей ватта до нескольких киловатт),  входное и выходное сопротивления (от единиц до сотен Ом),  коэффициент трансформации n = UВЫХ / UВХ или N = RВЫХ / RВХ, N = n2,  коэффициент полезного действия трансформатора (0,8...0,95),  диапазон рабочих частот (верхняя и нижняя частоты) fН...fВ. В устройствах согласования используются ШПТ двух типов – трансформаторы с магнитной связью между обмотками и трансформаторы на отрезках длинных линий (ТДЛ, ШТЛ). В трансформаторах с магнитной связью высокочастотная энергия из первичной цепи во вторичную передается за счет общего магнитного поля в магнитопроводе. На рисунках 3.20 и 3.21 приведены принципиальная и эквивалентная схемы трансформатора. Рисунок 3.20 Схема трансформатора Рисунок 3.21 Эквивалентная схема трансформатора На рисунках приняты следующие обозначения:  С1 и С2 – межвитковые емкости обмоток трансформатора,  С1,2 – емкость между обмотками трансформатора,  Ls1 и Ls2 – индуктивности рассеяния этих обмоток,  r1 и r2 – сопротивления потерь обмоток,  L1 – индуктивность первичной обмотки,  И.Т. – идеальный трансформатор,  R0 – сопротивление, учитывающее потери в ферритовом сердечнике,  RН – сопротивление нагрузки. 65 На низких частотах можно считать, что сопротивления конденсаторов С1 и С2 велики, а сопротивления индуктивностей Ls1 и Ls2 малы в сравнении с сопротивлением нагрузки, пересчитанным к входным зажимам трансформатора: RВХ  RН n2  RН N . Пренебрегая потерями в магнитопроводе ( R0   ), получим эквивалентную схему трансформатора, изображенную на рисунке 3.22, а. Рисунок 3.22 Эквивалентные схемы для низких и высоких частот Очевидно, что сопротивление нагрузки, трансформированное к входным зажимам трансформатора RВХ , будет активным, если шунтирующим действием индуктивности L1 первичной обмотки трансформатора на нижней рабочей частоте передатчика Н можно пренебречь. На этой частоте должно выполняться условие: Н L1 RВХ . Вполне достаточно, если сопротивление индуктивности на Н будет превосходить RВХ в 8...10 раз. Минимальная величина индуктивности первичной обмотки трансформатора: L1  (8...10) RH . NωН На высоких частотах В шунтирующее действие оказывают емкости С1 и С2. Кроме того, следует учитывать сопротивления индуктивностей рассеяния и межобмоточной емкости С1,2. Эквивалентная схема трансформатора на высоких частотах изображена на рисунке 3.22, б. Суммарное сопротивление емкостей С1 и пересчитанной ко входным зажимам трансформатора емкости С2 должно в 8...10 раз превышать входное сопротивление RВХ: 1 (В (C1  NC 2))  (8...10) RН N . В свою очередь, сопротивление индуктивностей рассеяния на ωВ должно быть существенно меньше RВХ: В ( Ls1  Ls 2 N )  RН (8...10) N . 66 Для расширения рабочей полосы частот следует увеличивать L1 и уменьшать С1, С2, Ls1 и Ls2. Очевидно, что требования эти противоречивы и выполнение их зависит от рациональной конструкции трансформатора. Индуктивность L1, от которой зависит нижняя частота полосы пропускания трансформатора, определяется числом витков этой индуктивности и магнитной проницаемости ферритового сердечника μ. С увеличением числа витков растут межвитковые и межобмоточные емкости, что приводит к снижению верхней частоты В . Использование ферритов с большим μ увеличивает потери в сердечнике. Стремление уменьшить индуктивности рассеяния делает необходимым размещать витки вторичной обмотки между витками первичной, что сопровождается увеличением С1,2. При удачной конструкции трансформатора можно получить коэффициент перекрытия по частоте 102...103 в диапазоне частот от сотен килогерц до 100 МГц. Применять трансформаторы с общим магнитным потоком следует только при относительно больших сопротивлениях нагрузки (RН > 50 Ом). Область применения трансформаторов с общим магнитным потоком – ламповые усилители малой и средней мощности, а также маломощные транзисторные ГВВ. Сопротивления нагрузки мощных транзисторных усилителей имеют величину в единицы – десятки Ом. Реактивное сопротивление индуктивностей рассеяния и выводов трансформатора на высоких частотах получается того же порядка, то есть сопротивление нагрузки ГВВ будет иметь комплексный характер, что недопустимо. Для трансформации сопротивлений в мощных ГВВ используются широкополосные трансформаторы на отрезках длинных линий, которые свободны от недостатков трансформаторов с общим магнитным потоком. Рассмотрим отрезок идеальной «длинной линии» без потерь, согласованно нагруженный с обеих сторон (рисунок 3.23). Рисунок 3.23 Отрезок идеальной «длинной линии» 67 АЧХ отрезка линии теоретически является плоской в диапазоне частот от нуля до бесконечности. Энергия распространяется только «внутри» линии. Токи в верхнем и нижнем проводниках линии равны друг другу в любом сечении. Если заземлить на входе нижний зажим линии, а на выходе – верхний, то есть создать простейший трансформатор – фазоинвертор, то АЧХ (рисунок 3.24) такого устройства резко изменяется. Рисунок 3.24 Простейший трансформатор – фазоинвертор Индуктивности проводников линии оказываются под продольными напряжениями, по ним протекают продольные токи: U U I ПР  1  Н . ωL ωL Источник сигнала и нагрузка шунтируются этими индуктивностями. Это является причиной падения коэффициента передачи на низких частотах. Для того чтобы улучшить АЧХ в области нижних частот (уменьшить шунтирование нагрузки и источника индуктивными сопротивлениями проводников), необходимо увеличить индуктивности проводников линий, намотав линию на ферритовый сердечник (рисунок 3.25). Рисунок 3.25 Линия на ферритовом сердечнике 68 Для создания широкополосного трансформатора на отрезках длинных линий используют несколько (n = 1, 2, 3, 4) линий, включенных с одной стороны параллельно, с другой – последовательно. Например, при использовании двух отрезков линий, получим схему, изображенную на рисунке 3.26. Рисунок 3.26 Трансформатор с коэффициентом трансформации 1:2 Для того чтобы не нарушить условия согласования линий, необходимо слева подключить сопротивление W/2, а справа – 2W. Таким образом, получен трансформатор с коэффициентом трансформации по напряжению 1:2. Верхняя линия должна быть намотана на ферритовый сердечник (чаще - кольцо). Индуктивное сопротивление проводников верхней линии шунтирует источник (нагрузку), уменьшая коэффициент передачи на низких частотах. Нижнюю граничную частоту H полосы пропускания этого трансформатора можно приближенно определить из соотношения: ωН LПР  (5  10)W , где LПР – индуктивность проводника верхней линии (продольная индуктивность). Нижняя линия ШТЛ выполняет роль фазокомпенсирующей линии (ФЛ). Ее назначение – доставить напряжение U со входа ШТЛ на выход с той же фазой (задержкой), какую имеет напряжение на выходе верхней линии. Для этого линии делают одинаковой длины l. В этом случае напряжения линий на выходе ШТЛ имеют одинаковую фазу и АЧХ в области верхних частот будет плоской. Следует отметить, что проводники верхней линии находятся под продольным напряжением U (каждый). Аналогично, при использовании трех отрезков линий, можно создать ШТЛ с коэффициентом трансформации по напряжению 1:3 (рисунок 3.27). 69 Рисунок 3.27 Трансформатор с коэффициентом трансформации 1:3 Однако линии этого ШТЛ находятся под разными продольными напряжениями. Действительно, к проводникам верхней линии приложено продольное напряжение 2U, а к проводникам средней – U. Это накладывает определенные ограничения на конструктивное исполнение ШТЛ. Если линии наматываются на одном сердечнике (кольце), то числа витков должны быть строго пропорциональны продольным напряжениям. Верхняя линия на кольцо наматывается полностью, а средняя – наполовину. Конструкция ШТЛ (рисунок 3.28) состоит при этом из трех линий: двух фазокомпенсирующих (ФЛ 1, ФЛ 2) и одной, намотанной на ферритовый сердечник. Числа витков последних отличаются в два раза. Рисунок 3.28 Конструкция ШТЛ Идею, реализованную на рисунке 3.27, для ШТЛ 1:3 можно обобщить для ШТЛ с любым целочисленным коэффициентом трансформации 1:n (n – число линий). Однако не следует пытаться реализовать ШТЛ с коэффициентом трансформации более четырех, так как неоднородности последовательно и параллельно соединенных линий, как правило, сильно искажают передаточные характеристики ШТЛ. 70 Создать ШТЛ с дробным коэффициентом трансформации (рисунок 3.29) можно, включив последовательно ШТЛ с коэффициентами трансформации 1:n1 и n2:1. Коэффициент трансформации такого трансформатора будет n1:n2, количество линий будет равно сумме (n1 + n2) и для его изготовления потребуются два ферритовых кольца. АЧХ в области нижних частот у такого ШТЛ будет хуже, чем у составляющих. Рисунок 3.29 ШТЛ с дробным коэффициентом трансформации Выводы:  В обмоточных трансформаторах такие паразитные элементы, как межобмоточная емкость и индуктивности рассеяния, ограничивают полосу рабочих частот сверху. А в трансформаторах типа ШТЛ они определяют волновые сопротивления линий, и при согласованном включении последних ограничения сверху (если не учитывать неоднородностей соединения линий) нет. В ШТЛ легко получить коэффициент перекрытия по частоте до   Число обмоток на сердечнике у ШТЛ существенно больше, чем у обмоточного трансформатора, что препятствует расширению полосы в область нижних частот. Действительно, для создания обмоточного автотрансформатора с коэффициентом трансформации 1:3 необходимо на кольцо намотать три обмотки с напряжением на каждой из них U. ШТЛ с коэффициентом трансформации 1:3 (рисунок 3.26, 3.27) содержит шесть обмоток (в верхней линии две обмотки с напряжениями 2U и в средней линии две обмотки с напряжением U). 71 Контрольные вопросы 1. Перечислите требования, которым должны удовлетворять схемы питания генераторов с внешним возбуждением. 2. Рабочая частота ГВВ – 10 МГц. Резонансное сопротивление контура в схеме рисунка 3.2,а – 100 Ом. Определите величину блокировочной емкости Сб, которая обеспечит удовлетворительную работу генератора. 3. Рассчитайте величину блокировочной индуктивности Lб для схемы 3.3,а, если сопротивление нагрузки ГВВ – 50 Ом, а рабочая частота равна 20 МГц. 4. Какую роль играет конденсатор Сб в схеме рисунка 3.3, а? 5. Назовите достоинства и недостатки схем последовательного и параллельного питания выходных цепей ГВВ. 6. Почему в передатчиках коротких волн чаще применяется последовательное питание анодной цепи, а в передатчиках длинных волн – параллельное питание? 7. Какие требования предъявляются к параметрам разделительных и блокировочных конденсаторов? 8. Какие требования предъявляются к параметрам разделительных дросселей? 9. Почему в генераторах недопустимо протекание переменных токов через источники питания? 10. В каких случаях в усилителях мощности используется сложение мощностей генераторных приборов? 11. Как изменится степень напряженности режима генератора при выходе из строя одного из активных приборов в параллельной и двухтактной схеме, если исходный режим ГВВ был граничным? Изменится ли мощность на выходе ГВВ? 12. Каковы достоинства и недостатки схемы параллельного включения активных приборов в сравнении с двухтактной схемой? 13. Что такое «фазовая асимметрия» в параллельной и двухтактной схемах? 14. Почему не рекомендуется использовать на высоких частотах параллельное включение транзисторов? В каких случаях это допустимо? 15. Почему в двухтактных схемах соединяют с корпусом среднюю точку емкостной, а не индуктивной ветви? 16. Почему в номинальном режиме работы мостовой схемы сложения мощностей не рассеивается мощность на балластных сопротивлениях? 17. Каково назначение устройств согласования выходных ступеней передатчика с нагрузкой? 18. Что понимается под коэффициентом полезного действия согласующего устройства? 72 19. На каких свойствах цепей основывается эффект трансформации сопротивлений? 20. Каким образом следует включать индуктивности и конденсаторы в устройства согласования, чтобы получить максимальное подавление гармоник основной частоты на выходе передатчика? 21. Рассчитайте параметры Г-образной цепи согласования, если сопротивление нагрузки RН = 50 Ом, а коллекторная нагрузка транзистора RК = 10 Ом. Рабочая частота передатчика – 25 МГц. 22. Почему коэффициент перекрытия по частоте фильтров в широкополосных согласующих устройствах меньше двух? 23. Какие достоинства и недостатки системы коммутируемых фильтров? 24. Определите количество переключаемых фильтров КВ-передатчика, перекрывающего диапазон 1,5...30 МГц, если коэффициенты перекрытия фильтров равны 1,2. 25. Чем ограничивается верхняя рабочая частота трансформатора с общим магнитным потоком? 26. Как следует выбирать длину линий в ТДЛ? 73 ГЛАВА 4 АВТОГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ Первичным источником высокочастотных колебаний в радиопередатчике является автогенератор – автономное устройство, которое преобразует энергию источника питания в высокочастотную энергию. Частота и мощность высокочастотных колебаний в автогенераторе определяется только его параметрами. В данном курсе будут рассматриваться только один вид автогенераторов, состоящих из активного прибора (транзистора, лампы), одного колебательного контура и источника питания. Стабильность частоты автогенератора определяет стабильность частоты колебаний, излучаемых радиопередающим устройством. Частота автоколебаний зависит от температуры окружающей среды, влажности, давления, напряжения питания автогенератора и других причин. Заданная стабильность частоты – это основное требование к автогенератору. 4.1 Общие уравнения автогенераторов Большую часть схем автогенераторов можно свести к схеме обобщенной трехточки (рисунок 4.1), состоящей из пассивного трехполюсника (сопротивления Z1, Z2, Z3) и активного трехполюсника (транзистор или электронная лампа). Сопротивления Z1, Z2 и Z3 образуют параллельный колебательный контур, резонансная частота которого определяет частоту автоколебаний. Рисунок 4.1 Обобщенная трехточка После подачи питающих напряжений при выполнении некоторых условий автогенератор самовозбуждается. С течением времени амплитуда автоколебаний достигает некоторого значения, которое в дальнейшем не меняется. Этот режим называется стационарным (или установившимся). 74 В стационарном режиме комплексные амплитуды токов первой гармоники и напряжений, действующих между электродами автогенератора, связаны следующим соотношением: U К  I К1ZН , (4.1) где ZН – сопротивление коллекторной нагрузки автогенератора: ZН  Z1(Z 2  Z 3) . Z1  Z 2  Z 3 Часть напряжения U К через делитель, состоящий из Z2 и Z3, подается в базовую цепь: U Б  kU К , где k – коэффициент обратной связи автогенератора: k I КОНТ Z 2 UБ Z2   . UК I КОНТ (Z 2  Z 3) Z 2  Z3 (4.2) Ток первой гармоники в коллекторной цепи с напряжением U Б связан соотношением: I К1  S1U Б . (4.3) После подстановки уравнения (4.3) в (4.1) получим: U К  S1U БZН . Поделив правую и левую части последнего уравнения на U К , получим уравнение стационарного режима автогенератора в комплексной форме: S1ZНk  1, (4.4) где S1 – крутизна транзистора по первой гармонике S1  Sγ1(θ). Представим сомножители этого уравнения в показательной форме: S1  S1e jS  Sγ1(θ)e jS ; ZН  ZН e jН ; k  ke j k , (4.5) где S1, ZН , k , – модули крутизны по первой гармонике, коэффициента обратной связи и сопротивления коллекторной нагрузки,  S – фазовый сдвиг между первыми гармониками тока коллектора I К1 и  напряжения на базе U Б ,  Н – фазовый сдвиг между первыми гармониками напряжения на коллекторе U К и тока коллектора I К1 (то есть фазовый угол нагрузки),   k – фазовый сдвиг между первыми гармониками напряжения на базе U Б и напряжения на коллекторе U К (фазовый сдвиг в цепи обратной связи). 75 Подставив выражения (4.5) в уравнение (4.4) получим: S1 Z Н ke j (S Н k )  1. Последнее уравнение распадается на два:  уравнение баланса амплитуд S1 ZН k  1, (4.6)  уравнение баланса фаз S  Н  k  2nπ, n = 0, 1, 2... (4.7) В автогенераторах, которые здесь рассматриваются, модуль всех фазовых углов менее 90о, поэтому n = 0 и уравнение (4.7) можно переписать иначе S  Н  k  0. (4.8) Уравнение (4.6) позволяет рассчитать энергетические характеристики автогенератора в стационарном режиме. Зная крутизну S транзистора, сопротивление коллекторной нагрузки Z Н и коэффициент k обратной связи, можно определить амплитуды напряжений U К1 , U Б1 и угол отсечки  γ1 (  1 . S ZН k (4.9) Фазовые углы, входящие в уравнение баланса фаз, не равны нулю из-за инерционности транзисторов и наличия активных потерь в цепях обратной связи. Сдвиг по фазе между коллекторным током первой гармоники и напряжением на нагрузке свидетельствует о том, что частота автоколебаний не равна резонансной частоте контура автогенератора. Уравнение (4.8) определяет расстройку (рисунок 4.2) между частотой генерации и резонансной частотой контура автогенератора, а также приращение частоты автогенератора при изменении фазовых углов  S и  k . Рисунок 4.2 Приращение частоты автогенератора 76 На рисунке 4.2 построены две фазо-частотные характеристики контура, соответствующие добротностям Q1 и Q2 (Q2 > Q1). Большей добротности соответствует меньшее приращение частоты автогенератора при одинаковом значении (S  k ). Сопротивления Z1, Z 2, Z 3 – это элементы добротного колебательного контура автогенератора, следовательно, активные потери в них малы. На этом основании можно записать: Z1  jx1  r1  jx1, если r1  x1; Z 2  jx2  r2  jx2 , если r2  x2 ; Z 3  jx3  r3  jx3 , если r3  x3. Пренебрегая активными сопротивлениями r1, r2, r3, соотношение (4.2) принимает вид: x2 (4.10) k  . x2  x3 Коэффициент обратной связи в автогенераторах с высокодобротными контурами можно считать вещественным. Условимся использовать в автогенераторе высокочастотные транзисторы, которые на рабочей частоте можно полагать безынерционными приборами. В этом случае фазовый угол крутизны φS можно принять равным нулю (S  0). Тогда из уравнения баланса фаз (4.8) следует, что и фазовый угол Н  0, то есть нагрузка автогенератора имеет активный характер. Нагрузка автогенератора активна, если x1 + x2 + x3 = 0 или x2 + x3 = – x1. (4.11) Подставив равенство (4.11) в формулу (4.10), получим k = x2/x1; (4.12) Коэффициент обратной связи k в автогенераторах – величина положительная, поэтому из уравнения (4.12) следует, что сопротивления x1 и x2 должны быть одного знака. В свою очередь уравнение (4.11) позволяет сделать вывод, что сопротивление х3 должно иметь противоположный характер. Реактивные сопротивления в автогенераторах относительно активного прибора должны включаться только так, как показано на рисунке 4.3. 77 Рисунок 4.3 Индуктивная и емкостная трехточка Реактивные элементы схем составляют параллельный колебательный контур, резонансная частота которого определяет частоту автоколебаний. Схемы, изображенные на рисунке 4.3, получили наименование индуктивной «а» и емкостной трехточки «б». 4.2 Схемы автогенераторов На основе общих схем автогенераторов (рисунок 4.3) можно составить практические схемы, которые отличаются одна от другой рядом признаков. Схемы одноконтурных автогенераторов различаются по виду трехточки (индуктивная или емкостная), по типу применяемого активного прибора (транзистор, лампа, генераторный диод), по тому, какой из электродов активного прибора имеет нулевой высокочастотный потенциал, по схемам питания входной и выходной цепи (параллельная или последовательная). Рассмотрим несколько практических схем автогенераторов и определим их основные параметры. Рисунок 4.4 Емкостная трехточка с заземленным коллектором 78 На рисунке 4.4 изображена схема автогенератора – «емкостная трехточка с заземленным коллектором», называемая также схемой Клаппа. Цепь обратной связи образуют конденсаторы С1 и С2, а роль индуктивности выполняют последовательно включенные L3 и С3. На частоте генерации эта цепь имеет индуктивное сопротивление. Емкость конденсатора С3 выбирается на порядок меньше емкости конденсаторов С1 и С2 с тем, чтобы уменьшить связь транзистора с колебательным контуром. При этом уменьшается влияние нестабильных межэлектродных емкостей транзистора на резонансную частоту контура. Кроме этого, возрастает характеристическое сопротивление ρ контура. Резисторы R1 и R2 образуют делитель, с выхода которого подается постоянное напряжение смещения, открывающее транзистор. Резистор RЭ выполняет роль блокировочного элемента, устраняющего короткое замыкание эмиттера по высокой частоте. Вместо этого резистора можно использовать блокировочную индуктивность. Ее сопротивление на частоте генерации должно быть много больше сопротивления конденсатора С1. Частота автоколебаний в этом автогенераторе: 1 0  , L3CОБЩ где СОБЩ – емкость трех последовательно соединенных конденсаторов. x C1 Коэффициент обратной связи k  2  . x1 C 2 x12  p 2 ρQ ; Сопротивление коллекторной нагрузки RК  r где p – коэффициент включения контура в коллекторную цепь: p  CОБЩ С1; ρ – характеристическое сопротивление контура: ρ  ω0 L3 ; Q – добротность контура. На рисунке 4.5 изображена схема индуктивной трехточки на электронной лампе с заземленным по высокой частоте анодом. Индуктивности L1 и L2 с конденсатором С3 определяют частоту автоколебаний, RC – сопротивление автосмещения. 79 Рисунок 4.5 Индуктивная трехточка на электронной лампе Коэффициент обратной связи в этой схеме: k  x2 L2  . x1 L1 x12  p 2ρQ; Сопротивление анодной нагрузки: Rа  r где р  L1 ( L1  L2). Характеристическое сопротивление контура: ρ  1 . ω0C 3 4.3 Условие самовозбуждения автогенератора Для того, чтобы автогенератор самовозбудился, недостаточно правильно составить схему автогенератора. Необходимо выбрать его параметры, такие как коэффициент обратной связи, сопротивление нагрузки и режим активного прибора так, чтобы выполнить условие самовозбуждения. В стационарном режиме мощность, генерируемая транзистором, полностью теряется в нагрузке автогенератора. Если эта мощность больше мощности потерь, то амплитуда автоколебаний увеличивается. В противном случае амплитуда автоколебаний уменьшается. Уравнение баланса мощностей в стационарном режиме можно записать так: P1  PК  PБ1, (4.13) где P1 – мощность, генерируемая активным прибором: P1  0,5U К I К1, PК – мощность потерь в контуре: PК  0,5U К2 RК , PБ1 – мощность, затраченная в цепи базы: PБ1  0,5U Б I Б1. 80 Мощностью PБ1 в недонапряженном режиме можно пренебречь, тогда после подстановки значений мощностей в уравнение (4.13) условие стационарного режима принимает вид: I К1  U К RК . Выразим U К через U Б : U К  U Б k и уравнение стационарного режима запишем так: I К1  U Б (kRК ). (4.14) Последнее соотношение характеризует работу цепи обратной связи автогенератора. Оно определяет напряжение во входной цепи автогенератора U Б , наведенное током I К1 через цепь обратной связи в стационарном режиме. Выражение (4.14) – это уравнение прямой линии I К1 (U Б ) на рисунке 4.6, которая носит наименование прямой обратной связи. Возможно иное решение для стационарного режима. По окончании переходных процессов, связанных с установлением амплитуды и частоты автоколебаний ток первой гармоники в коллекторной цепи и амплитуда входного напряжения связаны уравнением, называемым колебательной характеристикой: I К1 (U Б )  U Б S1 (U Б ). Графическое решение двух последних соотношений представлено на рисунке 4.6. Полагается, что смещение на базе транзистора неизменно. Рисунок 4.6 Прямые обратной связи и колебательные характеристики На этом рисунке изображены графики I К1 (U Б ) , построенные для двух вариантов выбора смещения на базе: EБ  E  и EБ  E  . Если EБ  E  , крутизна S1(U Б ) с ростом амплитуды U Б падает в первую очередь из-за уменьшения угла отсечки, затем из-за возникновения перенапряженного режима. На рисунке 4.6 эти явления выражаются в уменьшении крутизны зависимости I К1 (U Б ) . 81 Если EБ  E  , то крутизна колебательной характеристики при малых значениях U Б равна нулю, так как транзистор заперт. Дальнейшее увеличение амплитуды приводит к открыванию транзистора, крутизна колебательной характеристики растет. После перехода автогенератора в перенапряженный режим крутизна колебательной характеристики уменьшается. Колебательная характеристика (рисунок 4.6) приобретает S-образный вид. На этом же рисунке изображены две «прямых обратной связи» (1 и 2), соответствующие двум разным значениям параметра kRК . Пусть прямая обратной связи соответствует варианту 2. Тогда при малых значениях амплитуды напряжения на базе U Б энергетический баланс в автогенераторе  при напряжении на базе U Б находим с помощью будет положительным. Ток I K1 колебательной характеристики. Этому значению тока соответствует значение мощности, поступающей в контур от транзистора 2 RК . Р1  0,5I К1 Вместе с тем, чтобы получить на базе амплитуду U Б на вход автогенератора  (определяется с помощью прямой обратной достаточно подать ток величиной I К1 связи на рисунке 4.6).   I К1  , то энергетический баланс в автогенераторе положителен: в Так как I К1 контур от транзистора поступает мощность большая, чем необходимая для создания на базе амплитуды U Б . Это означает, что в описанной ситуации амплитуда колебаний в автогенераторе будет нарастать. Процесс нарастания будет продолжаться до амплитуды U Б СТАЦ , определяемой точкой пересечения колебательной характеристики и прямой обратной связи (точка А). Используя аналогичные рассуждения, легко доказать, что точка А является устойчивой стационарной точкой, то есть при любых случайных отклонениях от этой точки процесс возвращается к ней же. В целом для любой точки, которая описывает состояние автогенератора, если она находится под колебательной характеристикой, энергетический баланс положителен. Соответственно, если эта точка находится выше (или левее) колебательной характеристики – энергетический баланс отрицателен. При включении автогенератора вследствие шумовых флуктуаций коллекторного тока транзистора на контуре выделяется (рисунок 4.7) квазигармоническое напряжение с малой амплитудой U Б НАЧ , которое вызывает соответствующее ему значение тока транзистора I К1. Амплитуда колебаний нарастает до стационарного значения. Составленная из отрезков прямых ломаная линия на рисунке 4.7 показывает лишь направление процесса нарастания колебаний, но не его динамику. Такой режим возникновения колебаний называют режимом мягкого самовозбуждения. 82 Рисунок 4.7 Нарастание колебаний в автогенераторе Если EБ  E, колебательная характеристика имеет S-образный вид (рисунок 4.6), и прямая обратной связи пересекает ее в двух точках B и C. Точка В является точкой устойчивого, а точка С – неустойчивого равновесия. В отличие от предыдущего случая, колебания сами не возникают. Для возникновения колебаний необходимо подать на базу напряжение с амплитудой большей, чем напряжение, соответствующее точке С. Такой режим возникновения колебаний называют режимом жесткого самовозбуждения. Таким образом, для того чтобы обеспечить самовозбуждение автогенератора, необходимо, чтобы крутизна колебательной характеристики (рисунок 4.7) в начале координат была больше крутизны прямой обратной связи. Крутизна колебательной характеристики в начале системы координат равна крутизне проходной характеристики транзистора S, а прямой обратной связи – 1 (kRK ). Откуда условие самовозбуждения: SkRK > 1. Произведение SkRK называют фактором регенерации G. Для надежного самовозбуждения обычно выбирают G  (3...5) . Из соотношения (4.9) γ1 (  1 G следует, что этому условию в стационарном режиме соответствует γ1(  1 3...1 5 и угол отсечки . 4.4 Автоматическое смещение в автогенераторах В предыдущих рассуждениях возникло противоречие: с одной стороны, для самовозбуждения транзистор должен находиться в открытом состоянии, с другой при факторе регенерации G > 2 угол отсечки коллекторного тока в стационарном режиме устанавливается меньше 90о. Смещение на базе при этом должно быть меньше напряжения отсечки EБ , то есть при отсутствии колебаний транзистор закрыт и самовозбуждение невозможно. 83 Для разрешения этого противоречия используют автоматическое смещение. В отсутствие колебаний смещение устанавливается так, чтобы транзистор был открыт. По мере увеличения амплитуды колебаний смещение должно изменяться, чтобы угол отсечки уменьшался. Автоматическое смещение на управляющем электроде активного прибора, как правило, создается за счет постоянной составляющей тока этого электрода (рисунок 4.8). Рисунок 4.8 Автосмещение автогенератора Рисунок 4.9 иллюстрирует динамику самовозбуждения автогенератора с автосмещением. Рисунок 4.9 Динамика самовозбуждения автогенератора с автосмещением В автогенераторе с автоматическим смещением амплитуда колебаний зависит от смещения, но и смещение является функцией амплитуды. Зависимость амплитуды U Б от смещения EБ называется диаграммой срыва. Зависимость смещения EБ от амплитуды напряжения на базе U Б называется диаграммой смещения. 84 Для построения диаграмм срыва при разных значениях фактора регенерации G используем уравнение стационарного режима (4.9) и соотношение для угла отсечки (2.8): E  Е 1 . γ1 (  и сos θ   Б G UБ Определим зависимости в недонапряженном режиме при крайних и среднем значениях G. γ1 ( G cos  U Б  EБ  Е 1 1 -1 180 2 0,5 90 UБ   ∞ 0 1 U Б  ( EБ  Е) При различных значениях фактора регенерации можно построить семейство прямых, расположенных между крайними значениями (рисунок 4.10). Рисунок 4.10 Семейство диаграмм срыва При переходе в перенапряженный режим амплитуда U Б слабо зависит от смещения EБ . Рассмотрим, как будет изменяться режим автогенератора при изменении смещения для двух значений фактора регенерации: G < 2 и G > 2. Если изменять смещение от отрицательных значений к положительным при G < 2, колебания возникают плавно (рисунок 4.11) в точке Е . Амплитуда колебаний увеличивается при увеличении смещения и также плавно уменьшается при его уменьшении. В точке Е колебания срываются. 85 Рисунок 4.11 Диаграмма срыва при G < 2 При G > 2 колебания возникают также в точке Е, но амплитуда колебаний скачком возрастает до большого значения (рисунок 4.12). При дальнейшем увеличении смещения в перенапряженном режиме амплитуда колебаний изменяется незначительно. При уменьшении смещения срыв колебаний происходит в точке ЕСР , так как при бесконечно малом сдвиге влево энергетический баланс становится отрицательным. Рисунок 4.12 Диаграмма срыва при G > 2 Часть диаграммы срыва между точками ЕСР и Е при внешнем смещении исследовать невозможно, однако при автоматическом смещении рабочую точку можно вывести на нее, что видно на диаграмме смещения (рисунок 4.13), построение которой описано в [2, 5]. 86 Рисунок 4.13 Диаграмма смещения В схеме с очень инерционным автосмещением (τСМ τ КОНТ ) стационарный ре- жим неустойчив и возникает режим прерывистой генерации: периодическое возникновение и срыв колебаний. 4. 5 Стабильность частоты автогенератора Частота колебаний автогенератора непостоянна и меняется во времени. При включении автогенератора колебания возникают на частоте f0. Через некоторое время она становится равной f. Нестабильность частоты автоколебаний можно оценивать величиной абсолютной нестабильности частоты: ∆f = f – f0. Более информативной характеристикой является относительная нестабильность – ∆f/f0 =(f – f0)/ f0. Изменения частоты могут быть «быстрыми» и «медленными». Причиной «быстрых» изменений являются шумы активных приборов, иногда флуктуации емкости керамических конденсаторов. «Медленные» – обусловлены изменениями температуры элементов автогенератора, старением деталей. Различают кратковременную и долговременную нестабильность частоты. Границей условно считают одну секунду. Рассмотрим долговременную нестабильность частоты. Генерируемая автогенератором частота определяется резонансной частотой контура и фазовыми углами, входящими в уравнение баланса фаз. Резонансная частота контура определяется формулой Томпсона ω0  1 LC . Если индуктивность и емкость контура получают приращения, то резонансная частота изменяется: 87 ω0  ω  1 1  ( L  L)(C  C ) LC 1  L  C  1  1   L  C    (4.15) 1/2  L C L C   ω0  1    .  L C L C   L C При  1 из соотношения (4.15) следует  1 и C L ω 1  L C     . ω0 2 L C  Для того чтобы обеспечить эталонность резонансной частоты контура, необходимо уменьшать влияние дестабилизирующих факторов на индуктивности и емкости колебательных контуров. К основным дестабилизирующим факторам обычно относят:  изменение температуры элементов автогенератора,  изменение влажности, давления в окружающей среде,  механические вибрации,  изменение режима активного прибора. Изменение влажности и давления изменяет емкости и индуктивности контуров. Механические вибрации могут вызывать смещения, колебания деталей автогенератора и, как следствие, также изменение емкостей и индуктивностей контуров. Меры, уменьшающие влияние окружающей среды и механические вибрации – жесткая конструкция автогенератора (литой герметичный корпус, короткие толстые монтажные проводники, жесткая фиксация всех деталей). Изменение температуры приводит к изменению линейных размеров каркасов катушек индуктивности, длины провода намотки, линейных размеров конденсаторов, диэлектрической проницаемости диэлектрика конденсаторов. Эти изменения характеризуются температурными коэффициентами ТКЕ и ТКИ. L 1 Температурный коэффициент индуктивности (ТКИ) α L  показывает L t относительное изменение индуктивности при изменении температуры на один градус. Для полистироловых каркасов катушек удается получить α L  (200 1000)  106. Для катушек, намотанных на керамический каркас проводом, нагретым до 80-100 С, α L  (50 100) 106. 88 Для катушек, выполненных методом вжигания серебра на каркас из плавленого кварца, α L  (10 30) 106. С 1 показывает отноС t сительное изменение емкости при изменении температуры на один градус. Температурный коэффициент емкости (ТКЕ) αС  Для конденсаторов с воздушным диэлектриком αС  50  106. Для керамических конденсаторов αС  (120  1500) 106. Использование конденсаторов с разными знаками температурных коэффициентов позволяет (теоретически) осуществить температурную компенсацию резонансной частоты контура. Изменение режима активного прибора влияет на частоту генерации:  через изменение межэлектродных емкостей активного прибора, которые частично подключены к контуру;  через изменение фазовых сдвигов во входной цепи автогенератора и в цепи обратной связи. Для уменьшения нестабильности частоты при изменении емкостей активного прибора необходимо:  стабилизировать напряжение источника питания,  стабилизировать режим активного прибора,  уменьшать коэффициенты подключения активного прибора к контуру. Для получения высокостабильных колебаний необходим контур с высокой стабильностью резонансной частоты (высокоэталонный контур). Относительная нестабильность частоты будет тем меньше, чем больше добротность колебательного контура Q и меньше величина фазовых углов, входящих в уравнение баланса фаз автогенератора (рисунок 4.2). Для увеличения стабильности нужно использовать контура с большой добротностью и компенсировать фазовые сдвиги S и К. В емкостной трехточке фазовые углы S и К вычитаются, а в индуктивной складываются, поэтому чаще используют емкостную трехточку. На частоту автоколебаний оказывают влияние нестабильные напряжения питания и меняющаяся по каким-либо причинам нагрузка автогенератора даже в том случае, когда используется эталонный колебательный контур. По указанным причинам меняются токи входного электрода активного прибора, входное сопротивление ZВХ, фазовые углы φS, φК и, как следствие, частота автоколебаний. Стабилизация сопротивления нагрузки, питающих напряжений и напряженности режима автогенератора увеличивает стабильность частоты. 89 Вышеизложенный анализ дает возможность сформулировать основные рекомендации по проектированию автогенераторов с повышенной стабильностью частоты:  применять колебательные контура с высокой добротностью Q;  детали контуров должны иметь минимальные ТКЕ и ТКИ;  мощность автогенераторов не должна превышать 5 – 10 мВт;  использовать в автогенераторах высокочастотные транзисторы;  применять недонапряженный режим;  термостатировать элементы автогенератора и использовать термокомпенсацию;  герметизировать автогенераторы;  стабилизировать напряжения питания;  применять буферные каскады между автогенератором и последующими усилителями мощности. Следует заметить, что даже выполнение этих требований не гарантирует относительной стабильности частоты колебаний лучше, чем 10-4...10-5. Радикально повысить стабильность можно, используя в качестве возбудителя передатчика кварцевые автогенераторы. 4.6 Кварцевые автогенераторы Стабильность частоты автогенераторов с LC колебательными контурами невысока. Такая стабильность частоты не позволяет использовать эти автогенераторы в качестве возбудителей современных передатчиков. По нормам МСЭ стабильность их выходной частоты должна быть на порядок лучше, то есть 10-5...10-7. Такую стабильность могут обеспечить кварцевые автогенераторы, где частоту автоколебаний задают кварцевые резонаторы – пластины, особым образом вырезанные из кристалла кварца – SiO2 (рисунок 4.14) и обладающие пьезоэффектом. На их противоположные грани наносятся металлические электроды, обеспечивающие связь внешней электрической цепи с механическими колебаниями пластинки (рисунок 4.15). 90 Рисунок 4.14 Вырезание пластин из кристалла кварца Рисунок 4.15 Крепление пластин металлическими электродами При подаче напряжения обратный пьезоэффект вызывает механические колебания пластины, которые благодаря прямому пьезоэффекту создают электрическое поле. Частота автоколебаний в кварцевых автогенераторах определяется частотой механического резонанса этой пластины. Резонанс наступает, если вдоль какойлибо оси кварца укладывается целое число полуволн механических колебаний. Частоты резонатора (в МГц) определяются толщиной пластины d (в мм): 2n  1 f  (1,5 3) , d где n = 1,2,3.... На практике могут быть реализованы резонансы на нечетных гармониках механических колебаний (рисунок 4.16). 91 Рисунок 4.16 Резонанс в кварцевой пластине Как известно, кварц обладает малым температурным коэффициентом линейного расширения. Размеры кварцевого резонатора (КР) при колебаниях температуры изменяются незначительно, соответственно и частота автоколебаний остается стабильной. Кварц – один из самых твердых минералов, поэтому перемена давления в окружающей среде также не оказывает заметного дестабилизирующего действия на частоту колебаний. Добротность КР очень высока и составляет величину порядка 104...107. Высокая добротность КР снимает влияние нестабильных источников питания и переменной нагрузки на частоту автоколебаний кварцевых автогенераторов. Свойства КР зависят от его размеров, формы, а также от ориентации относительно кристаллографических осей кристалла кварца. Схема замещения кварцевого резонатора (КР) приведена на рисунке 4.17. LК, CК, rК – параметры динамической ветви кварца, С0 – емкость кварцедержателя. Рисунок 4.17 Схема замещения кварцевого резонатора 92 КР в соответствии с рисунком 4.18 характеризуется двумя резонансными частотами: частотой последовательного резонанса К  1 LКCK динамической ветви и частотой параллельного резонанса 0 , определяемой емкостью обкладок кварца: ω0  1 C  ωK 1  K  ωK (1  0,5m), C0 C C LК K 0 CK  C0 где m = CК/C0 = (1...4)10 –3 – емкостное отношение. В зависимости от частоты, для которой изготовлен кварц, параметры элементов схемы замещения лежат в следующих пределах: LК  (0.001...2) Гн, СК  (10-2...10-3) пФ, С0  (5...60) пФ, rК  (1...1000) Ом. Этим параметрам соответствуют значения характеристического сопротивления ρ ρ LК  104...108 Ом и добротности Q   (104...107 ). rК CК Кварцевый резонатор почти идеальный элемент для создания стабильного автогенератора. Действительно, для создания стабильного автогенератора необходимо иметь резонатор, который обладает двумя характеристиками:  высокой эталонностью собственной частоты. Частота не должна зависеть от внешних дестабилизирующих факторов, прежде всего – температуры. Это требование выполняется, так как кварц обладает малым коэффициентом температурного расширения;  высокой фиксирующей способностью. Это означает, что изменения фазовых сдвигов (S – внутри активного прибора, К – в цепи обратной связи) не должны приводить к существенным сдвигам частоты генерации. Последнее выполняется тем лучше, чем выше крутизна ФЧХ резонатора (чем больше его добротность). На рисунке 4.18 приведены частотные зависимости активного и реактивного сопротивлений кварцевого резонатора. Относительная расстройка между частотами последовательного и параллельного резонансов 0,05...0,2%. Это свидетельство высокой крутизны зависимости XКВ от частоты ω. 93 Рисунок 4.18 Частотные зависимости активного и реактивного сопротивлений КР Следует отметить две возможности использования кварца для построения автогенераторов:  в качестве любой индуктивности в трехточечной схеме. Кварц обладает индуктивным сопротивлением только в интервале между частотами K и 0  в качестве сопротивления, величина которого близка к короткому замыканию на частоте К. Действительно, на частоте К сопротивление кварца близко к rК и очень быстро увеличивается при отклонении частоты в ту или иную сторону (рисунок 4.19). Рисунок 4.19 Сопротивление кварца Схемы автогенераторов, в которых кварц выполняет роль одной из индуктивностей, называют «осцилляторными» (рисунок 4.20). Рисунок 4.20 Осцилляторные схемы: а – емкостная трехточка, б, в – индуктивные трехточки. 94 Роль реактивного элемента X1 (С1 – на рисунке 4.20, а и L1 – на рисунке 4.20, б) часто выполняет параллельный колебательный контур, через индуктивность которого удобно подавать напряжение питания на вывод коллектора. В схемах рисунка 4.21 колебательный контур С1L1 должен быть настроен так, чтобы на генерируемой частоте его реактивное сопротивление имело емкостный характер для схемы «а» и индуктивный – для схемы «б». Это условие выполняется, если в емкостной трехточке контур настроить на частоту ниже частоты кварца, а в схеме индуктивной трехточки – выше. Рисунок 4.21 Осцилляторные схемы с колебательным контуром а – емкостная трехточка, б – индуктивная трехточка. Как всякая механическая система, кварц резонирует на гармониках основной частоты. Полная электрическая модель кварца представлена на рисунке 4.22. Рисунок 4.22 Полная схема замещения кварцевого резонатора Индуктивности в динамических ветвях практически одинаковы, а емкости CКn уменьшаются в n2 раз в сравнении с CК1 (n – номер гармоники). Реактивное сопротивление кварца вблизи частот, равных его нечетным гармоникам, в зависимости от частоты изменяется так же, как показано на рисунке 4.18. Это обстоятельство позволяет возбудить кварцевый автогенератор на частотах, в несколько раз больше его основной частоты. Это очень ценное качество КР. С ростом частоты толщина кварцевой пластины становится меньше. При толщине 0,2 мм резонатор становится механически непрочным. При таких размерах основная частота автоколебаний не 95 превышает 20 МГц. При возбуждении КР на нечетных гармониках можно получить стабильную частоту в несколько сотен мегагерц, используя относительно низкочастотные КР. Максимальный номер гармоники, на которой КР возбуждается, зависит от «активности» кварца, от того, в какой степени проявляется пьезоэффект у данного экземпляра кварцевого резонатора. Максимальная активность кварца проявляется на основной частоте, и, если не принять специальных мер, кварцевый автогенератор возбудится на частоте, определяемой LК1, CК1 и С0 Для выбора нужной гармоники в схему автогенератора вводят селективный элемент, роль которого выполняет параллельный колебательный контур. Схема кварцевого автогенератора, работающего на гармониках кварца, внешне не отличается от схемы емкостной трехточки, приведенной на рисунке 4.21,а. Выбор нужной гармоники осуществляется настройкой контура С1L1. Установку резонансной частоты этого контура иллюстрирует рисунок 4.23. Рисунок 4.23 Настройка контура Для возбуждения кварца на третьей гармонике резонансная частота контура C1L1 должна быть выше основной частоты кварца ωК, но ниже частоты 3ωК. При такой настройке реактивное сопротивление контура на основной частоте кварца имеет индуктивный характер и колебания на частоте ωК невозможны. На утроенной частоте кварца контур С1L1 эквивалентен емкости. Автоколебания возможны, так как схема представляет собой емкостную трехточку. Для возбуждения кварца на пятой гармонике резонансная частота контура должна быть выше его третьей гармоники, но ниже пятой. Две возможные схемы с КР в цепи обратной связи (фильтровые схемы) изображены на рисунке 4.24. 96 Рисунок 4.24 Схемы с КР в цепи обратной связи Сопротивления Z1, Z2, Z3 образуют емкостную или индуктивную трехточку. Обратная связь «замыкается» на частоте близкой к частоте последовательного резонанса КР (рисунок 4.19) там, где модуль сопротивления кварцевого резонатора резко уменьшается. Достоинством схем этого класса является возможность использования КР с пониженной добротностью (активностью), а также то обстоятельство, что колебательная мощность в нагрузке автогенератора может быть значительно больше мощности, рассеиваемой на КР. Перестраивая контур, можно возбудить автогенератор на механических гармониках кварца высоких порядков. Недостатком является возможность возникновения колебаний, не контролируемых КР. 4.7 Возбудители радиопередатчиков Автогенераторы с колебательным контуром, определяющим частоту автоколебаний, а также кварцевые автогенераторы используются в качестве возбудителей только в простых радиопередатчиках. Первые – по причине невысокой стабильности частоты, вторые – из-за невозможности изменять частоту передачи в широком диапазоне. Возбудители современных радиопередатчиков – это сложные устройства, в состав которых входят автогенераторы, усилители, умножители и делители частоты, системы автоматической подстройки частоты. Стабильность частоты на выходе возбудителя определяется требованиями МСЭ к данному классу радиопередатчиков. Относительная нестабильность генерируемых в возбудителях массового применения колебаний лежит в диапазоне 10-5...10-9. При таких требованиях к стабильности частоты очень трудно создать возбудитель с плавной перестройкой рабочей частоты. По этой причине в качестве возбудителей используются синтезаторы сетки дискретных частот (СЧ). Синтезаторы сетки дискретных частот – это устройства, генерирующие высокостабильные колебания, частота которых изменяется в заданном диапазоне дискретно с 97 определенным шагом – F. Стабильность частоты в синтезаторах обеспечивается эталонными кварцевыми или квантовыми генераторами.       4.7.1 Требования к синтезаторам Возбудители РПУ должны обеспечивать: диапазон рабочих частот fМИН – fМАКС (различают узкополосные, октавные и сверхширокоплосные синтезаторы); шаг сетки частот F – минимальный интервал перестройки (переключения) рабочей частоты возбудителя (в коротковолновых передатчиках – от долей герца до сотен герц, в ультракоротковолновых – единицы или десятки килогерц); долговременную нестабильность частоты f/f = 10-5...10-9; заданное время перехода с одной рабочей частоты на другую; мощность колебаний на выходе возбудителя. Обычно РВЫХ = 1...10 мВт; коэффициент подавления побочных колебаний D  10lg( PВЫХ / PПОБ ), где РВЫХ, РПОБ – мощности рабочего и побочного излучений на выходе возбудителя. Побочные излучения могут иметь сплошной спектр (тепловой шум) или дискретный. По существующим нормам D > 60...100 дБ. Дополнительные параметры синтезаторов: вид интерфейса и способ установки параметров, напряжение питания и потребляемая мощность, возможность управления выходными колебаниями, конструктивные свойства и цена. По способу формирования выходного сигнала синтезаторы делятся на пассивные и активные. Иногда эти способы называют прямым и непрямым синтезом частот. В синтезаторах пассивного типа выходной сигнал формируется путем многократного преобразования исходного опорного колебания и выделением нужного колебания пассивными фильтрами. Уровень побочных частот на выходе синтезатора этого типа зависит от качества фильтров. Как правило, чистота спектра у пассивного синтезатора хуже, чем у активного. В синтезаторах активного типа выделение сигнала нужной частоты осуществляется обычно с помощью активного фильтра, например, кольцом ФАПЧ, включающим в себя перестраиваемый автогенератор. 4.7.2 Пассивные некогерентные синтезаторы Простейший пример пассивного синтеза колебаний повышенной стабильности частоты рассмотрим на примере интерполяционной схемы, изображенной на рисунке 4.25. 98 Рисунок 4.25 Интерполяционная схема В состав этого устройства входит кварцевый автогенератор G1, генерирующий колебания с частотой f1. Относительная нестабильность этих колебаний Δf1/f1 порядка 10-6...10-7. Второй автогенератор G2 генерирует колебания с частотой f2. Это автогенератор, который перестраивается от f2 МИН до f2 МАКС. Относительная нестабильность Δf2/f2 порядка 10-4. Частота f2 выбирается примерно на порядок меньше частоты f1. Колебания этих генераторов подаются на балансный смеситель, на выходе которого появляются комбинационные частоты f1 + f2 и f1 – f2. Полосовым фильтром выделяется одна из комбинационных частот, как правило, верхняя. На выходе полосового фильтра получают сигнал, частота которого может изменяться в диапазоне от f1 + f2 МИН до f1 + f2 МАКС при перестройке второго автогенератора. Очевидно, что при этом должен перестраиваться и полосовой фильтр. Относительная перестройка выходной частоты мала, так как f2 << f1. Относительная нестабильность частоты выходного сигнала в этой схеме определяется соотношением:  f 2   f ВЫХ f1  f 2 f1  1 1 (4.16)      . f ВЫХ f1  f 2 f1  1  f 2 f1  f 2  1  f1 f 2  Отношение f1/f2 называют интерполяционным числом n. Значение n выбирается равным 8...10. Из соотношения (4.16) следует, что относительная нестабильность выходной частоты в этом устройстве получается равной 10-5, то есть на порядок лучше относительной нестабильности частоты плавного диапазона f2. Недостатками этого способа стабилизации частоты являются низкий уровень подавления побочных частот на выходе устройства (около –30 дБ), малый диапазон перестройки по частоте и относительно невысокая стабильность выходной частоты. На рисунке 4.26 изображена структурная схема синтезатора когерентных колебаний со сколь угодно малым шагом сетки дискретных частот. 99 Рисунок 4.26 Синтезатор с идентичными декадами Шаг сетки зависит от количества совершенно одинаковых «декад», в состав которых входит переключатель каналов, преобразователь частоты, полосовой фильтр и делитель на 10. Стабильность выходной частоты синтезатора определяется стабильностью эталонного генератора, входящего в структуру датчика опорных частот (ДОЧ). Путем операций деления, умножения частоты эталонного генератора в ДОЧ формируются вспомогательная частота f и десять опорных частот, которые подаются на десять шин синтезатора. На верхней шине частота равна 9f на соседней отличается на величину Δf и так далее. На нижней, десятой сверху частота колебаний равна 9f + 9Δf. Сигнал с каждой из шин с помощью переключателей n1, n2…..nm можно подать на вход балансных модуляторов. На входы первого балансного модулятора подаются сигналы с частотами f и 9f + n1Δf. Полосовой фильтр выделяет, как правило, верхнюю комбинационную частоту 9f + n1Δf + f = 10f + n1Δf. После деления на 10 сигнал с частотой, равной f + 0,1n1Δf , поступает на один из входов балансного модулятора второй декады. На другой вход подается со второго переключателя частота 9f + n2Δf. После обработки сигналов во второй декаде на ее выходе частота получается равной f+0,1n2Δf+0,01n1Δf. В составе третьей декады нет делителя частоты. В итоге на выходе синтезатора формируется гармонический сигнал с частотой fВЫХ = 10f + n3Δf + 0,1n2Δf + 0,01n1Δf. Наращивая число декад, можно получить сколь угодно малый шаг сетки частот. В схеме рисунка 4.26 шаг сетки равен 0,01 Δf. Пример. Синтезатор состоит из пяти декад. Последняя декада неполная. Частота f = 1МГц, Δf = 10кГц. Если все переключатели установлены в нулевое положение, 100 f ВЫХ  10МГц. Если переключатели находятся в десятом положении: f ВЫХ  (10  0,1n5  0,01n4  0,001n3  0,0001n2  0,00001n1) МГц  10,99999МГц. Нижняя частота синтезатора равна fН = 10f. Верхняя частота равна fВ  10f+10f. Коэффициент перекрытия по частоте можно определить из соотношения (10f + 9f)/10f. Шаг сетки – 1 Гц. Недостатком синтезаторов, построенных по методу идентичных декад, является необходимость применения большого числа преобразователей частоты и фильтров, что усложняет фильтрацию побочных колебаний. Подавление их в таких синтезаторах не более 60...80 дБ. 4.7.3 Синтезаторы с использованием косвенного метода синтеза сетки дискретных частот Лучшими характеристиками в сравнении с синтезаторами, в которых используется «прямой метод» синтеза, обладают синтезаторы, где используется цифровая техника совместно с системами фазовой подстройки частоты («косвенный» метод синтеза сетки дискретных частот). Эти синтезаторы на выходе обеспечивают подавление побочных колебаний до уровня 100...120 дБ, просты в управлении, менее энергоемки. Структурная схема одного из вариантов этого типа синтезатора приведена на рисунке 4.27. Рисунок 4.27 Синтезатор с использованием косвенного метода      Основные элементы этой схемы: генератор, управляемый напряжением G2 (ГУН) – автогенератор с параметрической стабилизацией частоты. С помощью управителя частоты (УЧ) он перестраивается в рабочем диапазоне частот fМИН – fМАКС, делитель с переменным коэффициентом деления частоты (ДПКД) – цифровой делитель частоты, коэффициент деления которого можно изменять через единицу в диапазоне NМИН – NМАКС, опорный генератор G1 (ОГ) – эталонный генератор с кварцевой стабилизацией частоты f1, определяющий стабильность частоты на выходе синтезатора, делитель частоты (ПД) с постоянным коэффициентом деления m, фазовый детектор (ФД), 101  фильтр нижних частот (ФНЧ). Частота колебаний генератора, управляемого напряжением, делится в N раз с помощью ДПКД и импульсная последовательность с частотой fВЫХ/N поступает на один из входов импульсно-фазового детектора (ФД). На второй вход ФД подается импульсная последовательность с частотой эталонного генератора, предварительно деленной в m раз – f1/m. На выходе фазового детектора напряжение пропорционально разности фаз этих импульсных сигналов. Через фильтр нижних частот, который подавляет помехи в системе ФАПЧ, напряжение ошибки подается на варикап, который изменяет частоту ГУНа так, чтобы свести к минимуму разность фаз импульсных последовательностей. В синхронном состоянии частоты сигналов, которые сравниваются на фазовом детекторе, равны: f1 f ВЫХ N f1  ; или f ВЫХ  . m N m Меняя коэффициент деления N, можно изменять частоту на выходе синтезатора fВЫХ. Шаг сетки дискретных частот в этом устройстве равен f1/m. Синтезаторы этого типа просты в реализации, так как ГУН, ДПКД и элементы ФАПЧ объединены в одной микросхеме. Достаточно только подключить к ней колебательную систему, определяющую диапазон рабочих частот синтезатора, и устройство, управляющее коэффициентом деления ДПКД. 4.7.4 Прямые цифровые синтезаторы В технике связи (особенно мобильной) все чаще используются многоуровневые вычислительные синтезаторы [11]. Они используют прямой цифровой синтез. Структуры таких синтезаторов реализуются с максимальным использованием интегральных схем (рисунок 4.28). Рисунок 4.28 Структурная схема прямого цифрового синтезатора В цифровом многоуровневом синтезаторе в блоке вычисления фазы, называемом иногда накопителем фазы, с частотой дискретизации определяется значение 102 текущей фазы формируемого сигнала в виде цифрового кода. Значение фазы передается в блок вычисления амплитуды, где хранятся значения или вычисляются коды амплитуды формируемого сигнала. Полученный код амплитуды, соответствующий текущей фазе, подается на цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), где происходит преобразование цифрового кода амплитуды в напряжение. Сигнал на выходе ЦАП имеет ступенчатую форму, необходимая первая гармоника отфильтровывается с помощью выходного ФНЧ. Очевидно, что чем больше отсчетов сформировано за период синусоиды, тем выше качество получаемого сигнала. Поэтому основным недостатком многоуровневых синтезаторов является сравнительно невысокий диапазон выходных частот. Однако по мере развития технологии сверхбыстродействующих цифровых интегральных схем диапазон расширяется. Многоуровневые синтезаторы обладают высоким быстродействием, возможностью установки заданных значений фазы выходного сигнала, непрерывностью фазы при переключении частоты. При этом шаг сетки частот может достигать сотых долей герц. Контрольные вопросы 1. Чем автогенераторы принципиально отличаются от усилителей? 2. Почему любой автогенератор должен содержать нелинейный элемент? 3. Напишите уравнение стационарного режима автогенератора в комплексной форме. 4. Каков физический смысл фазовых углов φS, φК и φН? 5. Почему частота автоколебаний не совпадает с резонансной частотой колебательного контура автогенератора? 6. От каких параметров схемы автогенератора зависит величина φК? 7. Каково условие самовозбуждения автогенератора? 8. Что такое «фактор регенерации»? 9. Нарисуйте схему автогенератора – емкостная трехточка с заземленным эмиттером. 10. Начертите схему автогенератора – индуктивная трехточка с заземленным коллектором. 11. Почему в автогенераторах всегда используется автоматическое смещение? 12. Чем «мягкий» режим самовозбуждения отличается от «жесткого». 13. Каким образом следует задаваться величиной фактора регенерации G при расчетах автогенераторов? 14. Что понимается под абсолютной и относительной стабильностью частоты? 15. Какие факторы вызывают изменение частоты автогенератора? 103 16. Дайте определение понятиям – ТКЕ и ТКИ. 17. Почему в автогенераторах следует использовать контура с высокой добротностью? 18. Какие методы используют для повышения стабильности частоты автогенераторов? 19. Почему кварцевые автогенераторы имеют повышенную стабильность частоты? 20. Какие параметры эквивалентной схемы кварцевого резонатора (КР) определяют величину расстройки между частотами ωК и ω0? 21. Изобразите и объясните зависимость реактивного сопротивления КР от частоты ω. 22. Как изменяется модуль полного сопротивления КР с изменением частоты ω? 23. Изложите принцип работы осцилляторных схем автогенераторов с кварцем. 24. Какие факторы ограничивают минимальную и максимальную рабочую частоту кварцевого резонатора. 25. На какую частоту следует настроить контур в схеме рисунка 4.20,а, чтобы автогенератор возбудился на 7-й механической гармонике? 26. Почему частота кварцевых автогенераторов слабо зависит от нестабильных напряжений питания? 27. Какие параметры характеризуют качество синтезатора? 28. Почему интерполяционное число выбирают не более 10? 29. Каким будет шаг сетки дискретных частот в синтезаторе рисунка 4.25, если число декад – 3, f = 200 КГц, Δf = 5 кГц? 30. Каковы недостатки синтезаторов, выполненных на базе метода «прямого синтеза»? 31. Нарисуйте структурную схему синтезатора с ДПКД. 32. Какую роль в цифровых синтезаторах играет фильтр нижних частот? 33. В каких пределах должен изменяться коэффициент деления ДПКД, если диапазон рабочих частот синтезатора 15 ÷ 20 МГц, а шаг сетки – 5 кГц? 104 ГЛАВА 5 АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ В соответствии с ГОСТ 24375-80 модуляцией называется процесс изменения одного или нескольких параметров несущего радиочастотного колебания в соответствии с изменением параметров передаваемого сигнала. Электромагнитное колебание, параметры которого изменяются, является носителем информации, поэтому оно называется несущей. 5.1 ПЕРЕДАТЧИКИ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ 5.1.1 Общие соотношения при амплитудной модуляции При амплитудной модуляции в соответствии с информационным сигналом изменяется амплитуда высокочастотного колебания. В настоящее время амплитудная модуляция (АМ) применяется в радиовещании на длинных, средних и коротких волнах, в телевидении для передачи видеосигнала. В общем случае модулирующий сигнал может иметь сложную структуру. Однако анализ основных характеристик сигналов с модуляцией осуществляется из предположения, что передатчик модулируется низкочастотным гармоническим напряжением с частотой Ω, то есть u  U  cos t. На рисунке 5.1 показано, как изменяется ток в антенне iA при амплитудной модуляции таким сигналом. Рисунок 5.1 Амплитудная модуляция Огибающая высокочастотного колебания повторяет форму модулирующего сигнала. При отсутствии модуляции (в режиме молчания) амплитуда тока в антенне 105 постоянна и равна I А МОЛ . При модуляции амплитуда этого тока меняется от I А МАКС до I А МИН с отклонением от среднего значения I А c частотой Ω. Следовательно, амплитуда тока меняется так: I А (t )  I А МОЛ  I А cos t; а мгновенное значение антенного тока – в соответствии с выражением: iА (t )  I А МОЛ (1  m cos t )cos 0t , где m – коэффициент (глубина) модуляции: I А МАКС  I А МИН I А МАКС  I А МИН I А m   , I А МОЛ I А МАКС  I А МИН 2 I А МОЛ ω0 – несущая частота. Коэффициент модуляции не должен быть больше единицы, иначе передача информации будет сопровождаться нелинейными искажениями. Ток в антенне iA пропорционален току первой гармоники выходного тока активного прибора (транзистора, лампы), так как между генераторным прибором и антенной включено согласующее устройство на линейных элементах (индуктивности, конденсаторы). На этом основании соотношения для модулированного тока в антенне справедливы и для тока первой гармоники в выходной цепи ГВВ. В ламповом генераторе при АМ ток ia1 изменяется во времени так: iа1 (t )  I а1МОЛ (1  m cos t )cos 0t   I а1МОЛ cos 0t  0,5mI а1МОЛ cos(0  )t  0,5mI а1МОЛ cos(0  )t. Видно, что АМ колебание представляет собой сумму трех гармонических колебаний – колебания несущей частоты ω0 и двух боковых с частотами ω0 + Ω и ω0 – Ω амплитудой 0,5mI а1МОЛ . Информация о передаваемом сигнале содержится в колебаниях боковых частот, причем каждая из них содержит о нем полную информацию. Спектр АМ колебания показан на рисунке 5.2, а, здесь же изображена его векторная диаграмма (рисунок 5.2, б). 106 Рисунок 5.2 Спектр и векторная диаграмма АМ колебания Пример АМ. Максимальное и минимальное значения амплитуды тока равны соответственно: I а1МАКС  I а1МОЛ (1  m), I а1МИН  I а1МОЛ (1  m). Мощность в нагрузке передатчика при отсутствии модуляции равна: 1 P1 МОЛ  I а21 МОЛ Ra . 2 В режиме, когда ток первой гармоники принимает максимальное значение (максимальный или пиковый режим модулируемого генератора), мощность в нагрузке становится равной 1 P1 МАКС  I a21 МАКС Ra  P1 МОЛ (1  m)2 . 2 При модуляции амплитуда тока первой гармоники изменяется, при этом меняется и колебательная мощность в нагрузке генератора 1 p1МОД (t )  (1  m cos t )2 I а21МОЛ Rа  P1МОЛ (1  m cos t )2. 2 Средняя мощность в нагрузке генератора за период низкой частоты при этом: 1 2 m2 2 P1  ).  P1МОЛ (1  m cos t ) d t  P1МОЛ (1  2 0 2 Последнее соотношение позволяет определить мощность, которая приходится на боковые полосы: m2 P1БОК  P1МОЛ . 2 Для увеличения дальности радиосвязи нужно увеличивать мощность боковых полос. Для этого следует работать при максимально возможных коэффициентах модуляции. При передаче речевых сигналов средний коэффициент модуляции m ≈ 0,3, а его пиковые значения наблюдаются относительно редко. Тем не менее, 107 приходится рассчитывать каскад на мощность P1 МАКС. При АМ неэффективно используются генераторные приборы по мощности. С этим обстоятельством приходится мириться, иначе передача будет сопровождаться нелинейными искажениями. При таком среднем коэффициенте модуляции мощность боковых полос мала и их доля в общей излучаемой передатчиком мощности составляет всего 4,5 %. Это самый серьезный недостаток амплитудной модуляции. Существуют многочисленные методы получения АМ. Как правило, управление амплитудой колебаний на выходе ГВВ осуществляют изменением напряжения на одном из электродов генераторного прибора. Качество модуляции, то есть глубину и уровень нелинейных искажений, оценивают с помощью статических модуляционных характеристик – зависимостей амплитуды тока первой гармоники или амплитуды напряжения на нагрузке генератора от того напряжения, которое изменяется при модуляции. Линейная статическая модуляционная характеристика (СМХ) обеспечивает малый уровень нелинейных искажений при передаче. Ламповые генераторы модулируются изменением напряжения смещения (сеточная модуляция), изменением напряжения анодного питания (анодная модуляция). При модуляции смещением под статическими модуляционными характеристиками понимается зависимости I а1,U а ( EС ), при анодной модуляции – это зависимости I а1,U а ( Eа ). В транзисторных ГВВ используется или базовая модуляция (смещением) – зависимости I К1,U К ( EБ ) или коллекторная модуляция – зависимости I К1,U К ( EК ). Кроме СМХ качество модуляции оценивается динамической характеристикой – зависимостью коэффициента модуляции от амплитуды модулирующего напряжения – m(UΩ). Для неискаженной модуляции следует использовать линейный участок этой характеристики (рисунок 5.3, а). Рисунок 5.3 Динамическая и амплитудно-частотная характеристики При передаче речи или музыки коэффициент модуляции не должен изменяться во всей полосе передаваемых частот. Допустимые изменения m определяются 108 ГОСТ для различных типов АМ передатчиков. Примерный вид амплитудно-частотной характеристики показан на рисунке 5.3, б. Рассмотрим некоторые из способов осуществления амплитудной модуляции: модуляцию смещением и анодную модуляцию. 5.1.2 Модуляция смещением При модуляции смещением модулирующее низкочастотное напряжение UΩ подают в цепь базы транзистора последовательно с напряжением смещения ЕБ. При модуляции напряжение на базе – это сумма трех напряжений, которые управляют коллекторным током: eБ (t )  EБМОЛ  U cos t  U  cos t. Схема генератора, модулируемого смещением, приведена на рисунке 5.4. Рис 5.4 Модуляция смещением Процессы, происходящие в генераторе, легко понять с помощью временных диаграмм напряжений в цепи базы и тока коллектора (рисунок 5.5). 109 Рис 5.5 Временные диаграммы при модуляции смещением При изменении смещения изменяются как величина импульса коллекторного тока, так и угол отсечки. Для оценки линейности модуляции необходимо построить СМХ генератора, то есть зависимость первой гармоники коллекторного тока IК1 от напряжения смещения ЕБ при постоянной величине напряжения возбуждения UБ. Форма статической модуляционной характеристики может быть объяснена с помощью системы двух соотношений, полученных при анализе работы ГВВ: I К1  SU Б γ1 (θ); (5.1) EБ  E  U Бcosθ. (5.2) Связать между собой I К1 и EБ , то есть получить уравнение модуляционной характеристики, трудно из-за трансцендентности соотношений (5.1 и 5.2), но качественную оценку формы СМХ сделать можно. Величины S , U Б , E  в этих уравнениях постоянны, следовательно, I К1 пропорционален γ1 (θ), а EБ пропорционально (-cosθ). В свою очередь, как следует из рисунка 5.6, в диапазоне значений cosθ от -1/2 до +1/2 (соответственно для углов отсечки тока коллектора θ от 60о до 120о) коэффициент γ1 (θ) с (-cosθ) связан практически линейной зависимостью. 110 Рисунок 5.6 Зависимость коэффициента γ1 (θ) от (-cosθ) Можно сделать вывод, что если угол отсечки коллекторного тока за счет смещения меняется в пределах от 60о до 120, то зависимость I К1 от EБ (статическая модуляционная характеристика) будет линейной, и амплитудная модуляция не будет сопровождаться нелинейными искажениями. На рис 5.7 изображена статическая модуляционная характеристика транзисторного генератора. Рисунок 5.7 Статическая модуляционная характеристика Характеристика начинается при напряжении EБ  E  U Б , и ее линейный участок соответствует недонапряженному режиму ГВВ. С переходом в перенапряженный режим СМХ становится нелинейной. Следовательно, при модуляции смещением генератор должен работать в недонапряженном режиме и только при максимальной мощности напряженность режима может быть граничной. Смещение, соответствующее режиму молчания ЕБ МОЛ, выбирают на середине линейного участка. Это позволяет получить глубину модуляции с малым уровнем 111 искажений 70 – 75 % при изменении угла отсечки от 60 до 120. Правой границе линейного участка СМХ EБ МАКС соответствуют значения  тока: I К1МАКС  I К1МОЛ (1  m),  напряжения на коллекторе U К МАКС  U К МОЛ (1  m),  и мощности P1МАКС  P1МОЛ (1  m)2. Как же выбрать режим транзистора? Режим выбирают таким образом, чтобы максимизировать значение КПД. Для этого на правой границе линейного участка СМХ режим ГВВ выбирают граничным и угол отсечки уменьшают до  = 110. ηМАКС  0,5ξ МАКС g1(θ МАКС )  0,5ξ ГР g1(110)  0,7ξ ГР . КПД даже в максимальной точке оказывается невысоким, так при ξ ГР  0,9 ηМАКС  0,63. В режиме молчания ξ МОЛ  ξ МАКС / (1  m), θ МОЛ  85  87 , а ηМОЛ  0,35  0,38. В точке минимума КПД вообще не рассматривают (близок к нулю). Если учесть, что среднестатистическая глубина модуляции не превышает 0,3, КПД генератора при модуляции смещением ηМОД  ηМОЛ (1  m2 2)  0,36  0,4 невысок. Это основной недостаток модуляции смещением. По этой причине модуляцию смещением не используют в мощных радиопередатчиках. Рассмотрим порядок расчета ГВВ при модуляции смещением. Задаются: мощность в режиме молчания P1МОЛ , рабочая частота f и коэффициент модуляции m = 0,6...0,7. Расчетная методика, приведенная ниже, не учитывает инерционности транзистора, поэтому частота единичного усиления транзистора fT должна быть много выше рабочей частоты, а номинальная мощность транзистора выбирается из условия Р1НОМ  Р1МАКС . По справочникам находится SГР (или rНАС) и еК МАКС для выбранного транзистора. Напряжение коллекторного питания выбирается так: ЕК  eК МАКС 2. 1. Выполняется расчет ГВВ в пиковой точке ξ МАКС  ξ ГР  0,5  0,5 1  8Р1МАКС SГРα1(θМАКС )ЕК2 , здесь Р1МАКС  Р1МОЛ (1  m)2 , θМАКС  110  120. Далее по обычной методике находят выходные U К МАКС , I К1МАКС , I К0МАКС , RК , и входные значения EБ МАКС , U Б , I Б0 МАКС. 2. Далее выполняется расчет режима молчания. 112 В силу линейности СМХ I К1МОЛ  I К1МАКС (1  m), но I К1МОЛ  SU Бγ1(θМОЛ ), откуда γ1 (θ МОЛ )  I К1МАКС (1  m) S U Б . Из табл. 2.1 определяем θ МОЛ ; cosθ МОЛ ; g1(θ МОЛ ) и рассчитываем ЕБМОЛ  U Бcos θМОЛ  Е ; U  ЕБМАКС  ЕБМОЛ ; I К0МОЛ  I К1МОЛ / g1(θМОЛ ); Р0МОЛ  ЕК I К0МОЛ . В режиме модуляции на активном приборе рассеивается мощность  m2  РS МОД  Р0 МОД  Р1МОД  Р0 МОЛ  Р1МОЛ 1   , 2   то есть самым тяжелым для активного прибора является режим молчания. Блок питания должен рассчитываться на мощность Р0 МОЛ. В заключение отметим еще раз основные недостатки модуляции смещением:  низкий КПД в режиме молчания – не более 0,3...0,35,  нелинейности верхнего и нижнего участков модуляционной характеристики не дают возможности получить коэффициент модуляции близкий к единице, что приводит к снижению мощности боковых полос. Единственное достоинство этого вида модуляции – требуется небольшая мощность модулятора, так как модулятор нагружается только постоянной составляющей тока базы транзистора. 5.1.3 Анодная (коллекторная) модуляция Применяется в мощных радиопередатчиках, так как имеет лучшие энергетические характеристики в сравнении с модуляцией смещением. Схема генератора с анодной модуляцией приведена на рисунке 5.8. 113 Рисунок 5.8 Генератор с анодной модуляцией Модулирующее напряжение UΩ вводится в цепь анодного питания последовательно с постоянным анодным напряжением Еa МОЛ . Напряжение анодного питания переменное: Ea (t )  Еa МОЛ  U  cos  t. Анодная модуляция осуществляется в перенапряженном режиме, так как в этом случае ток первой гармоники в анодной цепи I a1 и постоянная составляющая анодного тока I a 0 линейно зависят от анодного напряжения Еa . Статические модуляционные характеристики и характер изменения токов в процессе анодной модуляции изображены на рисунке 5.9. Рисунок 5.9 Статические модуляционные характеристики и характер изменения токов 114 Эти характеристики начинаются из начала координат, поэтому коэффициент модуляции токов I a1 и I a 0 равен отношению U  Еa МОЛ : I a1(t )  I a1 МОЛ (1  m cos t ), (5.3) I a0 (t )  I a0 МОЛ (1  m cos t ). Характер изменения тока I a 0 и анодного напряжения Еa при модуляции можно записать и в такой форме: (5.4) I a0 (t )  I a0 МОЛ  I cos t , Ea (t )  Ea МОЛ  U cos t. Сравнивая выражения (5.3) и (5.4), находим, что I  mI a0 МОЛ , U   mEa МОЛ . Для получения глубокой модуляции амплитуда напряжения низкой частоты U  должна быть того же порядка, что и Ea МОЛ . Если m = 1, то U   Ea МОЛ . При тех же условиях амплитуда тока звуковой частоты I  равна постоянной составляющей анодного тока в режиме молчания: I   I a0 МОЛ . Следовательно, мощность звуковой частоты P , которую должен иметь модулятор при m = 1, равна P0 МОЛ 2. При других значениях коэффициента модуляции мощность модулятора определяется так: 1 m2 P  U  I   P0 МОЛ . (5.5) 2 2 Соотношение (5.5) свидетельствует о том, что модулятор при анодной модуляции должен иметь мощность, сравнимую с мощностью модулируемого генератора высокой частоты. При использовании автоматического смещения за счет сеточного тока лампы степень напряженности режима генератора практически постоянна и модуляционные характеристики имеют высокую линейность. Если в режиме максимальной мощности напряженность режима генератора будет граничной, то близким к граничному будет его режим в любой точке линейного участка модуляционной характеристики. На восходящем участке модуляционных характеристик остаются практически постоянными коэффициент использования анодного напряжения ξ, коэффициент формы импульса анодного тока по первой гармонике g1  I a1 I a 0 и, сле- довательно, КПД генератора. При анодной модуляции КПД генератора в режиме молчания вдвое выше, чем при модуляции смещением. В этом состоит основное преимущество анодной модуляции перед любым видом сеточной модуляции (смещением, пентодной, усилением модулированных колебаний) [1]. 115 Подводимая мощность к анодной цепи генератора при анодной модуляции – это сумма мощностей, которую затрачивает источник анодного питания, и мощности звуковой частоты модулятора: P0 МОД  P0 МОЛ  P  P0 МОЛ (1  m2 2). Колебательная мощность в режиме модуляции возрастает за счет появления боковых частот: P1 МОД  P1 МОЛ (1  m2 2). Мощность, рассеиваемая в виде тепла на аноде генераторной лампы, при модуляции возрастает относительно режима молчания в 1  m2 2 раз, так как Pа МОД  P0 МОД  P1 МОД  Pа МОЛ (1  m2 2). В этом режиме следует сделать проверку, не превышает ли мощность Pа МОД допустимую мощность рассеяния на аноде лампы Pа ДОП . При проектировании генератора, модулируемого на анод, очень важен вопрос выбора анодного напряжения в режиме молчания Eа МОЛ . Дело в том, что электронные лампы допускают кратковременное превышение номинальных напряжений между электродами без пробоя межэлектродных промежутков. При модуляции на анодах ламп постоянно действует напряжение Eа МОЛ , а модулирующее напряжение появляется на короткие промежутки времени. Без нарушения нормальной работы ламп можно выбрать Eа МОЛ  Eа НОМ , тогда в режиме максимальной мощности Eа МАКС  Eа НОМ (1  m). При двойном анодном напряжении в максимальном режиме лампа развивает мощность вдвое больше номинальной, поэтому для генерации одной и той же мощности при анодной модуляции требуется лампа с номинальной мощностью в два раза меньше, чем при модуляции смещением. Это существенное достоинство анодной модуляции. При коллекторной модуляции транзисторных генераторов недопустимо даже на короткое время превышение U КЭ МОЛ . По этой причине напряжение коллекторного питания в режиме молчания не должно превышать EК НОМ 2 и выигрыша по использованию активных приборов относительно модуляции смещением не получается. Как уже отмечалось, мощность модулятора при анодной модуляции сравнима с мощностью генератора высокой частоты. От коэффициента полезного действия модулятора зависит общий КПД передатчика. Модулятор – это мощный усилитель низкой частоты. Его выходной, самый мощный каскад, должен работать с высоким коэффициентом полезного действия и малыми нелинейными искажениями. 116 Нагрузка модулятора апериодическая, поэтому однотактный выходной каскад должен работать без отсечки анодного тока. Как было показано ранее, КПД усилителя в таком режиме менее 25%. Общие энергетические показатели системы «генератор в.ч. + модулятор» хуже, чем при модуляции смещением [10]. Поэтому модуляторы часто строят по двухтактной схеме. В режиме модуляции общая потребляемая мощность генератором и модулятором зависит от коэффициента модуляции. Как показано в [10] (5.6) PОБЩ  P0 МОЛ  P0 МОД  P0 МОЛ (1  0,94m). Выражение (5.6) позволяет сделать заключение о том, что генератор, модулируемый двухтактным модулятором при m = 1 по энергетическим показателям не лучше генератора, модулируемого смещением. Однако средний коэффициент модуляции за длительный промежуток времени при передаче речевых сигналов не превышает 0,3, следовательно, модуляция на анод при двухтактном модуляторе дает большую экономию потребляемой энергии в сравнении с любым видом сеточной модуляции. 5.2 Однополосная модуляция При передаче информации с помощью радиосигналов, модулированных по амплитуде, мощность на выходе передатчика используется нерационально. Основная доля излучаемой мощности приходится на несущее колебание. Мощность боковых полос составляет всего несколько процентов от общей мощности передатчика (4,5% при коэффициенте модуляции m = 0,3). Кроме того, радиосигнал с амплитудной модуляцией содержит избыточную информацию, так как обе боковые полосы содержат одинаковую информацию о передаваемом сигнале. В диапазоне коротких волн для передачи сообщений широко используется однополосная модуляция (ОМ, ОБП), свободная от перечисленных выше недостатков. Для того, чтобы оценить достоинства и недостатки однополосной модуляции, рассмотрим процесс формирования однополосного сигнала. 5.2.1 Формирование однополосного сигнала Однополосный сигнал формируется из амплитудно-модулированного колебания, и этапы процесса формирования поясняются структурной схемой устройства, представленной на рисунке 5.10. 117 Рисунок 5.10 Формирование однополосного сигнала В балансном модуляторе колебания с высокой частотой f0 модулируются по амплитуде информационным низкочастотным сигналом с частотами Fi. В балансном модуляторе подавляется несущая частота f0. На его выходе присутствуют только сигналы боковых полос – верхняя с частотой f0 + ΣFi и нижняя с частотой f0 – ΣFi. Под ΣFi понимается суммарный спектр модулирующего колебания. Далее двухполосный сигнал с частотами f0  ΣFi пропускается через фильтр, полоса пропускания которого совпадает с одной из боковых – верхней или нижней. На выходе устройства формируется верхняя боковая полоса. Процесс формирования ОМ иллюстрируется на спектральном уровне рисунком 5.11. Видно, что спектр однополосного сигнала по форме совпадает со спектром информационного сигнала, смещенного в область более высоких частот. Рисунок 5.11 Процесс формирования ОМ Рисунок позволяет оценить некоторые достоинства однополосного сигнала:  уменьшается полоса частот, которую занимает передатчик ОМ. Появляется возможность увеличить число каналов связи в заданном диапазоне частот без взаимных помех, 118  за счет подавления несущего колебания можно увеличить мощность боковой полосы без увеличения максимальной мощности радиопередатчика,  уменьшаются взаимные помехи соседним каналам связи, так как однополосный передатчик излучает только во время передачи информации. Для сравнения – передатчик с амплитудной модуляцией излучает несущее колебание и в режиме молчания, и в режиме модуляции,  сужение спектра излучаемого передатчиком сигнала позволяет вдвое уменьшить полосу пропускания радиоприемника, уменьшить мощность внешних и внутренних шумов в полосе пропускания радиоприемного устройства, тем самым увеличить соотношение сигнал/шум на его выходе,  снижаются искажения принимаемого сигнала за счет избирательного «замирания». Эти искажения проявляются в диапазоне коротких волн при приеме сигналов, пришедших в точку приема по различным трассам. Среди перечисленных достоинств ОМ следует подробнее рассмотреть вопрос, связанный с выигрышем по мощности в радиопередатчике. Анализ выполним, основываясь на том, что пиковая мощность на выходе передатчика при всех изменениях структуры сигнала одинакова. Этой мощности в антенне соответствует ток в антенне I А МАКС. Рисунок 5.12 Векторные диаграммы сигналов На рисунке 5.12, а векторная диаграмма отображает сигнал с амплитудной модуляцией. Мощность боковых частот здесь равна: PA БОК  m 2 P . 2 A МОЛ Если подавить несущую (рисунок 5.12, б), то при той же пиковой мощности амплитуда боковых частот двухполосного сигнала становится равной I А МОЛ (1  m) 2, и мощность PA БОК ДП существенно увеличивается: PA БОК ДП  (1  m)2 PA МОЛ 2 119 . Выигрыш по мощности n с переходом с амплитудной на двухполосную модуляцию получается равным: (1  m)2 . m2 При m = 1 выигрыш по мощности равен 4, а при меньших значениях коэффициента модуляции он получается еще больше. Переход с двухполосной на однополосную модуляцию (рисунок 5.12, в) не приводит к увеличению эффективности радиолинии «передатчик – приемник», потому что амплитуда сигнала на выходе детектора приемника при приеме двухполосного и однополосного сигнала получается одинаковой. Однако двухполосная модуляция в радиосвязи не применяется из-за широкого спектра сигнала, а так же потому, что в радиоприемнике для нормальной работы детектора требуется восстановить подавленную в передатчике несущую с точностью до фазы. Для детектирования однополосного сигнала достаточно восстановить несущую с точностью до частоты, что технически значительно проще. Сужение полосы приемника в два раза для приема ОМ эквивалентно увеличению мощности передатчика вдвое за счет увеличения отношения «сигнал/шум». Отсутствие эффекта «избирательного замирания» радиосигнала дает такой же эффект. Общий выигрыш по мощности при переходе от АМ к однополосной модуляции получается равным 16, но только при наличии «избирательных замираний». Обычный выигрыш по мощности: n = 6...8. n 5.2.2 Элементы формирователей однополосного сигнала Как отмечалось выше, однополосный сигнал формируется из АМ колебания, только в качестве модуляторов используются балансные модуляторы (БМ), позволяющие подавить несущую на 30...40 дБ. На выходе балансных модуляторов остаются только боковые частоты, расстройка между которыми равна удвоенной нижней модулирующей частоте. Один из вариантов схем балансных модуляторов изображен на рисунке 5.13. 120 Рисунок 5.13 Балансный модулятор На вход балансного модулятора через трансформатор Т1 подается модулирующее напряжение низкой частоты, а через Т2 – напряжение с высокой частотой ω, на которой формируется однополосный сигнал. На диодах VD1 и VD 2 действуют высокочастотное напряжение Uωcosωt и противофазные низкочастотные напряжения: UΩcosΩt, UΩcos(Ωt + 180o). Токи основной частоты, протекающие через диоды, модулируются по амплитуде и изменяются во времени так: m m iVD1  I1МОЛ (1  m cos t )cos t  I1МОЛ[cos t  cos(  )t  cos(  )t ]; 2 2 m m iVD 2  I1МОЛ (1  m cos t )cos t  I1МОЛ[cos t  cos(  )t  cos(  )t ]. 2 2 Напряжение на нагрузке RH пропорционально разности токов диодов, поэтому при полной симметрии схемы несущая частота на выходе балансного модулятора отсутствует. Балансные модуляторы выполняются с применением в качестве нелинейных элементов полупроводниковых диодов, транзисторов, микросхем. Качество однополосного сигнала во многом зависит от характеристик полосового фильтра основной селекции, то есть от фильтра, который выделяет рабочую боковую полосу и подавляет нежелательную. Кроме того, этот фильтр подавляет остатки несущей, которые всегда есть на выходе БМ из-за асимметрии его плеч. Основные характеристики фильтров основной селекции:  полоса пропускания фильтра,  крутизна скатов амплитудно-частотной характеристики,  неравномерность АЧХ в полосе пропускания, 121  ослабление сигнала в полосе прозрачности и за ее пределами. Особенно жесткие требования предъявляются к крутизне скатов АЧХ фильтра. Абсолютная расстройка между боковыми полосами в связных телефонных передатчиках всего около 600 Гц. Подавление нежелательной боковой полосы должно быть не менее 60 дБ. Следовательно, крутизна скатов АЧХ должна быть не менее 0,1 дБ/Гц. Такой крутизной обладают только кварцевые и электромеханические фильтры. Однополосный сигнал в России с помощью электромеханических фильтров формируется на сравнительно низкой частоте: 215 или 500 кГц. Используя кварцевые фильтры, можно получить качественный однополосный сигнал на частотах до 10 МГц. Полоса прозрачности фильтра должна соответствовать ширине спектра передаваемого сигнала (для речевых сигналов 2,7...3,0 кГц). 5.2.3 Структурные схемы однополосных передатчиков Однополосный сигнал формируется на фиксированной частоте f0, которая зависит от типа применяемого фильтра основной селекции. Если для формирования ОМ используется электромеханический фильтр, то частота f0 не превышает 500 кГц. При использовании кварцевых фильтров частота формирования однополосного сигнала лежит в диапазоне 8...10 МГц. Связной радиопередатчик должен работать в диапазоне коротких волн и иметь возможность перестраиваться по частоте в заданном диапазоне. Перенос спектра сформированного однополосного сигнала в рабочий диапазон частот осуществляется с помощью повторной балансной модуляции и фильтрации нужного продукта преобразования. Структурная схема формирователя однополосного сигнала с одним преобразованием частоты изображена на рисунке 5.14. Однополосный сигнал, сформированный полосовым фильтром после первого балансного модулятора на частоте f0, поступает на один из входов второго модулятора. На его второй вход подается высокочастотный сигнал с частотой f1. Источником этого сигнала может служить синтезатор сетки дискретных частот или перестраиваемый по частоте автогенератор. Рисунок 5.14 Формирователь однополосного сигнала с одним преобразованием частоты 122 Частота f1 может меняться в диапазоне f1 МИН ÷ f1 МАКС. Сигнал на выходе балансного модулятора – это бесконечное множество комбинационных частот, величина которых mf1  nf0 . Здесь m и n – любое целое число. Полосовой фильтр на выходе БМ выделяет одну из комбинационных частот первого порядка – f1 + f0 или f1 – f0. Частота f1 выбирается так, чтобы комбинационная частота попала в диапазон рабочих частот передатчика, но величина ее может превышать частоту f0 не более, чем в 6 – 8 раз. В противном случае уменьшается относительная расстройка между продуктами преобразования частоты в балансном модуляторе, и нежелательные комбинационные частоты не могут быть в достаточной степени подавлены диапазонным полосовым фильтром (ПФ). Полосовой фильтр и генератор частоты f1 должны иметь общий орган перестройки по частоте. В случае применения электромеханического фильтра однополосный сигнал формируется на частоте 500 кГц. При использовании одной ступени преобразования частоты максимальная частота передатчика может быть не более 3...4 МГц. Для переноса однополосного колебания в диапазон более высоких частот применяют еще одно – два дополнительных преобразования частоты. Если осуществлять постепенный перенос спектра ОБП снизу вверх, то появляется опасность попадания на вход усилителя передатчика одной из многочисленных комбинационных частот высших порядков. Вероятность появления на выходе передатчика побочных колебаний снижается, если структура формирователя однополосного сигнала будет такой, как изображено на рисунке 5.15. Подобным образом строятся, например, однополосные передатчики низовой связи, работающие в диапазоне 1,5...8,0 МГц. Рисунок 5.15 Структура формирователя однополосного сигнала передатчика низовой связи Спектральная диаграмма преобразования частоты сигнала в тракте передатчика приведена на рисунке 5.16. 123 Рисунок 5.16 Спектральная диаграмма преобразования частоты При последовательном переносе (с помощью трех генераторов – G1, G2, синтезатор) спектра речевого сигнала сначала вверх – выше рабочего диапазона передатчика, затем вниз в полосу рабочих частот все фильтры Z1, Z2, Z3 можно сделать не перестраиваемыми. Действительно, гармоники частот второго генератора (f = 10,2 МГц) и синтезатора (f = 12,2...19,7 МГц), а также комбинационные частоты UB3 лежат выше частоты среза фильтра нижних частот Z3 (выше полосы рабочих частот передатчика). 5.3 Угловая модуляция При угловой модуляции (УМ) амплитуда тока в антенне передатчика постоянна, а изменяется его фаза. Угловая модуляция применяется в системах радиосвязи и радиовещании, в системах передачи телеметрической информации, в телевидении для передачи звукового сопровождения, в тропосферной и космической связи. Угловая модуляция может быть частотной и фазовой – (ЧМ) и (ФМ). 5.3.1 Общие характеристики угловой модуляции Ток в антенне при угловой модуляции изменяется так: iA (t )  I A cos (t ). Анализ характеристик сигналов проведем для модуляции гармоническим напряжением u  U  cos t. 124 При фазовой модуляции величина φ пропорциональна модулирующему напряжению. Фаза сигнала изменяется в соответствии c выражением: (t )  ω0t  0   cos t ; (5.7) где Δφ – индекс фазовой модуляции, Δφ = kφUΩ. Здесь kφ – коэффициент пропорциональности между UΩ и индексом фазы Δφ. При частотной модуляции в соответствии с передаваемым сигналом изменяется частота на выходе передатчика. Частота передатчика ω(t )  ω0  ωcost; (5.8) где Δω – девиация (отклонение) частоты, Δω = kω UΩ. Здесь kω – коэффициент пропорциональности между девиацией частоты и UΩ. Фаза и частота связаны следующим образом: t d (t ) и (t )   ω(t)dt  0 . (t )  dt (5.9) Выражения (5.9) показывают, что модуляция фазы сопровождается модуляцией частоты, и наоборот. Найдем закон изменения фазы при частотной модуляции. После подстановки (5.8) в (5.9) получим: t (t )   ω(t )dt  ω0t  ω sint  0 .  Девиация фазы при ЧМ (индекс частотной модуляции) получается равной Δω/Ω. Фазовая модуляция сопровождается частотной модуляцией: d (t )   0    sin t . dt Девиация частоты при ФМ получается равной Δω=ΩΔφ. Приведенные выше соотношения показывают, что при ЧМ девиация частоты зависит от амплитуды модулирующего напряжения и не зависит от его частоты Ω. Девиация фазы при этом обратно пропорциональна частоте модулирующего напряжения. Девиация фазы при ФМ пропорциональна только амплитуде информационного сигнала UΩ, но девиация частоты – функция как UΩ, так и частоты модулирующего напряжения Ω. Чем выше частота модуляции, тем больше при ФМ отклоняется ω от своего среднего значения ω0. 125 ЧМ и ФМ обеспечивают высокую помехоустойчивость радиолинии, лучшие энергетические характеристики передатчика, чем амплитудная модуляция. Но спектр излучаемого сигнала существенно шире, чем при АМ. По этой причине угловая модуляция используется преимущественно в ультракоротковолновом диапазоне. Спектры сигналов с угловой модуляцией линейчатые. Их ширина по составляющим спектра с амплитудой не менее 1% по отношению к амплитуде немодулированного колебания определяется соотношением: П  2 FМАКС (m  m  1) ; где FМАКС – верхняя частота модулирующего сигнала, m – индекс модуляции m   МАКС  f FМАКС . При угловой модуляции мощность модулированного колебания не изменяется в сравнении с мощностью в режиме молчания, так как амплитуда выходного колебания остается практически постоянной. Но в режиме модуляции происходит перераспределение мощности между боковыми частотами и колебанием с частотой ω0. На рисунке 5.17,а показан спектр сигнала при индексе модуляции m = 4, а также соотношение мощностей боковых частот и центральной частоты при различных индексах модуляции. Из рисунка 5.17,б следует, что при m > 1 основная часть мощности передатчика приходится на долю боковых частот, несущих информацию. При индексах модуляции m = 2,4; 5,5; 8,6 составляющая спектра с частотой ω0 отсутствует и вся мощность передатчика расходуется на боковые частоты. Этим и объясняется высокая помехоустойчивость угловой модуляции. Рисунок 5.17 Спектр сигнала и соотношение мощностей боковых частот УМ Пример FM. 5.3.2 Частотная модуляция В радиосвязи, радиовещании, телеметрии и телевидении чаще используется частотная модуляция. При выборе способа генерации ЧМ колебаний необходимо выполнить противоречивые требования к сигналу передатчика – заданная девиация 126 частоты, заданный уровень нелинейных искажений и стабильность средней частоты. Используются два основных метода формирования ЧМ сигналов - прямой и косвенный. Упрощенная структурная схема передатчика с использованием прямого метода ЧМ приведена на рисунке 5.18. Управляемый реактивный элемент (варикап) модулирует по частоте возбудитель передатчика. Для увеличения девиации частоты производится умножение частоты в n раз. Усилитель доводит уровень выходной мощности передатчика до заданного уровня. Для стабилизации средней частоты вводится система автоматической подстройки частоты, устраняющая медленные уходы частоты от номинального значения. Основной недостаток при прямом методе – низкая стабильность генератора. Рисунок 5.18 Прямой метод ЧМ Для формирования ЧМ колебаний косвенным методом используется фазовая модуляция в одном из промежуточных каскадов передатчика (рисунок 5.19). На фазовый модулятор подается информационный сигнал через интегрирующую цепь, которая снимает зависимость девиации частоты Δω от частоты модулирующего напряжения (5.7). Рисунок 5.19 Косвенный метод ЧМ Действительно, если модулирующее напряжение имеет вид: u  U cos t , тогда после интегрирования получим: U sin t.   осуществляется фазовая модуляция. Фаза при этом меняется Напряжением u   U  cos t dt  u в соответствии с 127 U sint .  На выходе фазового модулятора частота высокочастотных колебаний изменяется в соответствии с модулирующим напряжением, то есть осуществлена ЧМ d (t ) (t )   0  kU cos t. dt Достоинство этого метода состоит в том, что в качестве возбудителя передатчика можно использовать кварцевый автогенератор. К числу недостатков косвенного метода ЧМ следует отнести малую девиацию частоты при значительном уровне нелинейных искажений и необходимость использования многократного умножения частоты для получения необходимого индекса модуляции. Качество работы передатчиков с ЧМ оценивается характеристиками, аналогичными характеристикам передатчиков с АМ. Основные из них:  статические модуляционные характеристики – Δω(ЕУ), то есть зависимость девиации частоты от напряжения, которое подается на управитель частоты. Линейность этой характеристики определяет уровень нелинейных искажений,  амплитудные характеристики Δω(UΩ) – зависимость девиации частоты от амплитуды модулирующего напряжения,  частотные характеристики Δω(Ω) – зависимость девиации частоты от частоты модулирующего напряжения,  уровень паразитной амплитудной модуляции. Все эти характеристики определяют уровень частотных и амплитудных искажений, которые вносит модулируемая ступень ЧМ передатчика при передаче информации. (t )  ω0t  k 5.3.3 Управители частоты Управление частотой автогенераторов производится различными приборами с управляемой реактивностью – индуктивностями с подмагничиванием сердечников, реактивными транзисторами, варикапами. Чаще других используются варикапы – полупроводниковые диоды, емкость обратно смещенного p-n перехода которых зависит от напряжения. Надежность, малые габариты и незначительная потребляемая мощность от источника модулирующего напряжения – основные достоинства варикапов как управителей частоты. Эквивалентная схема варикапа изображена на рисунке 5.20. 128 Рисунок 5.20 Эквивалентная схема варикапа Она состоит из сопротивления базы r, диффузионной емкости открытого перехода СД, барьерной емкости закрытого перехода СБ и дифференциального сопротивления RД. В запертом состоянии емкость варикапа определяется барьерной емкостью, а сопротивление RД очень велико и не снижает добротность современных варикапов ниже 100 даже на высоких частотах. Рисунок 5.21 Вольт-фарадная характеристика Зависимость емкости варикапа от обратного напряжения (вольт-фарадная характеристика) показана на рисунке 5.21, а следующее соотношение позволяет рассчитать емкость варикапа СВ в любой точке этой характеристики: n    ЕВ НОМ  CВ (eВ )  СВ НОМ  (5.10)  ;   e В   где   0,6 В – контактная разность потенциалов перехода, СВ НОМ – справочная величина емкости варикапа при напряжении EВ НОМ , eВ – обратное напряжение на p-n переходе варикапа, n – показатель, зависящий от закона распределения концентрации примесей: 0,3 – плавный, 0,5 – резкий, 1 – сверхрезкий. В справочниках обычно приводится величина емкости варикапа при обратном напряжении 4 В. Вольт-фарадная характеристика варикапа нелинейная на любом ее участке, поэтому частотная модуляция сопровождается нелинейными искажениями. 129 Емкость варикапов при ЕВ = 4 В лежит в пределах от единиц пФ до 250 пФ, коэффициент перекрытия по емкости kC  CВ МАКС CB МИН от 3 до 18. Добротность зависит от частоты и типа варикапа и ее значения заключены в диапазоне 100...250. При работе в качестве управителя частоты автогенератора на варикапе действуют три напряжения, определяющие его режим (рисунок 5.22):  постоянное напряжение смещения при отсутствии модуляции – ЕВ МОЛ ,  модулирующее напряжение низкой частоты с амплитудой – U  ,  высокочастотное напряжение с той части контура автогенератора, к которой подключен варикап – U  , eВ (t )  ЕВ МОЛ  U cos t  U cos t. Рисунок 5.22 Действующие на варикапе напряжения Напряжение на варикапе не должно открывать p-n переход, иначе резко уменьшается его добротность. Для этого должно выполняться условие: ЕВ МОЛ  U   U ω. Допустимое обратное напряжение, при котором пробивается переход варикапа, указывается в числе справочных данных, обычно 10...90 В. Напряжения, действующие на варикапе, должны удовлетворять и такому условию: ЕВ МОЛ  U   U   EВ ДОП . 130 На рисунке 5.23 изображен один из вариантов схемы автогенератора, эквивалентной емкостной трехточке с заземленным коллектором. Рисунок 5.23 Автогенератор с модуляцией варикапом Автогенератор модулируется по частоте варикапом. Варикап включен параллельно контурной емкости С4 через блокировочный конденсатор С3. На варикап подается смещение ЕВ МОЛ с делителя R2, R4 через резистор R3. Кроме того, на варикапе действует модулирующее напряжение UΩ и высокочастотное Uω, снимаемое с части контура автогенератора. 5.3.4 Фазовая модуляция Область применения – в передатчиках с использованием косвенного метода генерации ЧМ, а также для передачи цифровой информации, в телеграфии. Просто фазовую модуляцию можно осуществить в одной из промежуточных ступеней передатчика, перестраивая колебательный контур, играющий роль нагрузки ГВВ. На вход усилителя подается возбуждение с частотой ω. В отсутствие модуляции нагрузочный параллельный контур настраивается на частоту возбуждения. В качестве модулятора используется варикап, который включается параллельно контуру (рисунок 5.24). 131 Рисунок 5.24 Схема осуществления фазовой модуляции При подаче модулирующего напряжения контур расстраивается относительно частоты, с которой меняется ток iК1 в коллекторной цепи усилителя. Нагрузка ГВВ становится комплексной и напряжение на ней uК приобретает фазовый сдвиг Δφ относительно iК1. Чем сильнее расстроен контур, тем ближе Δφ к 90о. Фазовая модуляция, реализованная изложенным методом, сопровождается нелинейными искажениями. При девиациях фазы 20...30° нелинейные искажения не превышают 5...7%. Увеличить глубину фазовой модуляции можно, каскадно соединив несколько перестраиваемых контуров. В трехконтурной системе девиация фазы достигает 120°, искажения не превышают 2% [1]. Существуют и другие методы осуществления фазовой модуляции – с помощью мостовых фазовращателей, импульсно-фазовых модуляторов. Последние устройства дают возможность получить глубокую модуляцию при нелинейных искажениях 1...2%. 5.4 Импульсная модуляция Импульсная модуляция генераторов высокой частоты используется в локационных и навигационных передатчиках для создания периодических последовательностей коротких радиоимпульсов, пауза между которыми в сотни и тысячи раз больше длительности импульса. За время паузы в модуляторе накапливается энергия, а во время формирования импульса эта энергия отдается генератору высокой частоты. 5.4.1 Основные параметры импульсного сигнала Для характеристики модулирующего импульса обычно используют следующие обозначения [12] (рисунок 5.25):   – длительность импульса, отсчитываемая по уровню 0,5; 132  Т – период следования;  q = (T-)/ ≈ T/ – скважность;  Ф, С – длительности фронта и спада импульса, отсчитываемые по уровням 0,1...0,9;  E – скол (спад) вершины импульса. Рисунок 5.25 Импульсные сигналы  Энергетические соотношения оценивают по формулам: Р1ИМП  0,5 U ИМП I1ИМП – импульсное значение мощности высокочастотного генератора;  Р0ИМП  EИМП I0ИМП – импульсное значение постоянной составляющей мощности, подводимой к генератору;  Р1СР  Р1ИМП q – среднее значение мощности высокочастотного генератора;  Р0СР  Р0ИМП q – среднее значение мощности, подводимой к генератору;  РS СР  Р0СР  Р1СР – среднее значение мощности, рассеиваемой генераторным прибором. Для ламповых генераторов, если длительность импульса не превышает 15 мкс, значение тока катода может в сотни и тысячи раз превышать его значение в непрерывном режиме. Соответственно во столько же раз может быть больше и значение генерируемой мощности. Модуляция электровакуумных приборов, как правило, осуществляется по аноду. Так как питание необходимо только в краткий промежуток времени используются накопители энергии. Наиболее распространенными накопителями энергии являются емкости, а в качестве коммутаторов используются электронные лампы, тиратроны, тиристоры и другие полупроводниковые приборы. Процессы в схеме с 133 емкостным накопителем энергии рассмотрим на примере эквивалентной схемы (рисунок 5.26). Рисунок 5.26 Схема с емкостным накопителем В промежутке между импульсами накопительная емкость СН заряжается от источника Е через резисторы R1 и R2, которые определяют время ее заряда. На время  замыкается ключ К и емкость СН разряжается на генератор VL1. Во время разряда R1 ограничивает ток источника питания через замкнутый ключ. Возможны режимы полного и частичного разряда емкости. При полном разряде на нагрузке формируется импульс «треугольной» формы. Такой режим обычно не используется. Как правило, используется режим частичного разряда емкости, что позволяет получить на нагрузке модулятора импульс напряжения, близкий по форме к прямоугольному. 5.4.2 Импульсные модуляторы с частичным разрядом емкости Схема ИМ с частичным разрядом емкости приведена на рисунке 5.27. Рисунок 5.27 Импульсный модулятор с частичным разрядом емкости Модулятором (ключом) является электронная лампа VL1. В промежутке между импульсами лампа заперта смещением ЕС, а накопительная емкость СН заряжается по цепи R1, CН, R2 током iЗАР. С приходом импульса, открывающего модуляторную лампу, потенциал ее анода падает и левая обкладка накопительной емкости «подсоединяется» к аноду генераторной лампы VL2. Происходит частичный разряд накопительной емкости через генераторную и модуляторную лампы. Если сопротивление модуляторной лампы близко к нулю, все напряжение, до которого заряжена накопительная емкость, будет являться напряжением анодного питания для генераторной лампы. 134 Длительность модулирующего импульса определяется временем открытого состояния модуляторной лампы, то есть длительностью импульса напряжения uС на ее сетке. Графики напряжений в схеме ИМ определяются как формой напряжения uС, так и процессами перезаряда паразитных емкостей схемы, и разрядом накопительной емкости (рисунок 5.28). Перезаряд паразитных емкостей формирует фронт и спад импульса. Длительность спада всегда больше длительности фронта. Рисунок 5.28 Графики напряжений в схеме импульсного модулятора Оценим энергетические характеристики импульсного модулятора. При заряде накопительной емкости часть энергии источника питания бесполезно расходуется на сопротивлениях R1 и R2, а при разряде – на внутреннем сопротивлении открытой модуляторной лампы и на сопротивлении R2. Определим КПД зарядной и разрядной цепи модулятора. При заряде источник отдает энергию WЗ, которая делится между зарядными сопротивлениями и накопительной емкостью. При разряде накопительная емкость отдает энергию WН генератору. Энергии, полученная емкостью от источника питания за время паузы между импульсами, и отданная генератору, равны. (5.11) ηЦЗ  WН WЗ ; T T τ τ WЗ   EiЗ (t ) dt  E  iЗ (t ) dt  E q, (5.12) где Δq – величина заряда емкости от источника питания. q  U C СН  (U C МАКС  U C МИН )CН ; но (5.13) Н WН  WC МАКС  WC МИН  U С2 МАКСCН 2 135  U С2 МИНCН 2 . (5.14) Подставив соотношения (5.12), (5.13) и (5.14) в формулу (5.11), получим С (U C МАКС  U C МИН )(U C МАКС  U C МИН ) (U C МАКС  U C МИН ) ηЦЗ  Н  . 2 E  (U C МАКС  U C МИН )СН 2E При Т  и  0, UC МАКС  E, а UC МИН  UC МАКС и ЦЗ  1. Реальные значения КПД достигают значений 0,9...0,98. КПД разрядной цепи не превышает величины 0,8. При разряде накопительной емкости около 10% энергии теряется на внутреннем сопротивлении модуляторной лампы и столько же на сопротивлении R2. Общий КПД модулятора равен 0,7...0,75. Скалывание вершины импульса определяется номиналами схемы, в первую очередь – накопительной емкостью. Для ламповых генераторов СВЧ допустимо скалывание G = 0,1. Для магнетронных – G < 0,02...0,03. 5.4.3 Заряд накопительной емкости через индуктивность Если нагрузкой ИМ является магнетрон, длительности фронта и особенно спада напряжения на нагрузке значительно возрастают. Причина заключена в том, что после окончания импульса на сетке модуляторной лампы, при снижении напряжения на аноде магнетрона его сопротивление резко возрастает и возрастает длительность спада. Для локационной станции это означает увеличение зоны, в которой приемник забит шумами магнетрона. Чтобы уменьшить длительность спада, используют схему с зарядом накопительной емкости через индуктивность (рисунок 5.29). Рисунок 5.29 Схема с зарядом через индуктивность Во время импульса через индуктивность протекает ток, величина которого к моменту окончания импульса равна τ τ E E 1 iL   uL (t )dt  a  dt  a τ. LЗ 0 LЗ 0 LЗ При выводе соотношения принято, что скалыванием можно пренебречь ( Ea  const ). Энергия, накопленная в индуктивности, равна I L2 LЗ WL  . 2 136 После окончания импульса в контуре LЗCН за счет энергии, накопленной в индуктивности, возникают затухающие колебания (рисунок 5.30). Скорость изменения напряжения на спаде при этом может быть существенно большей, чем в схеме с зарядом через резистор. Рисунок 5.30 График напряжений в схеме с зарядом через индуктивность При следующей отрицательной полуволне напряжения на контуре генератор может открыться вновь. Чтобы этого не произошло, в схему введен демпфирующий диод VL3. 5.4.4 Импульсные модуляторы с тиратронным коммутатором При построении импульсных модуляторов, которые коммутируют мощности более 20 МВт, электронные лампы приходится заменять на газонаполненные приборы – тиратроны. Такие коммутаторы только замыкают ключ. Выключение тиратрона происходит только после падения напряжения между анодом и катодом до нуля. Следовательно, при использовании таких коммутаторов накопитель энергии в модуляторе разряжается полностью. Если использовать в качестве накопителя конденсатор, форма напряжения на генераторе будет «треугольной», что в большинстве случаев недопустимо. Для того чтобы сформировать импульс напряжения прямоугольной формы, можно использовать в качестве накопителя отрезок длинной линии (рис 5.31). 137 Рисунок 5.31 Разряд отрезка длинной линии на резистивную нагрузку Рассмотрим процессы разряда отрезка длинной линии на резистивную нагрузку [13]. После замыкания ключа К на рисунке 5.31,а в линии возникает возмущение, которое будет распространяться по линии от ключа налево. Пока оно не дойдет до правых зажимов линии и, отразившись от них, не вернется к нагрузке, схема замещения линии с нагрузкой будет соответствовать рисунку 5.31,б. При равенстве сопротивлений нагрузки RН и волнового сопротивления линии W напряжение на нагрузке будет равно половине того напряжения, до которого заряжена линия (E/2). Возмущение, которое возникает на зажимах линии и начинает распространяться справа налево, также равно половине напряжения линии. На левых разомкнутых зажимах линии происходит отражение этого напряжения со сменой знака. Эти процессы изображены на рисунке 5.31,в. Там же показана форма напряжения на нагрузке. Это напряжение представляет из себя прямоугольный импульс величиной UН = E/2 и длительностью И = 2l/VФ. Здесь l – длина линии, VФАЗ – фазовая скорость распространения возмущения в линии. При сопротивлении нагрузки RН ≠ W форма напряжения на нагрузке представляет собой затухающую последовательность ступенек одного знака или разнополярных импульсов. Для формирования импульсов в модуляторах отрезки реальных длинных линий не используются, так как длины отрезков получаются слишком большими. Предположим, что в качестве линии используется коаксиальный кабель, диэлектрик которого обладает диэлектрической постоянной  = 2 (полиэтилен). Вычисляя длину 138 линии по формуле l  0,5τ ИVФ , получим для И=1 мкс и VФ  С / ε (С – скорость света, С = 3108 м/с) l = 105 м. Поэтому для формирования импульсов используются «эквиваленты» отрезков длинной линии (ЭЛ), например цепочечный (рисунок 5.32). При использовании цепочечных ЭЛ следует учитывать, что форма импульса напряжения на нагрузке будет приближаться к прямоугольной с увеличением числа звеньев в эквиваленте длинной линии. Рисунок 5.32 Эквивалент отрезка длинной линии Для расчета элементов цепочечного ЭЛ воспользуемся следующими соотношениями W LПОГ lLПОГ LЛИН nLЗВ    , СПОГ lСПОГ СЛИН nСЗВ (5.15) где LПОГ , CПОГ – погонные значения индуктивности и емкости длинной линии; LЗВ , CЗВ – индуктивность и емкость звена цепочечного ЭЛ, n – число звеньев цепочечного ЭЛ. Длительность импульса определяется через параметры линии по формуле 2l (5.16) τИ   2l LПОГСПОГ  2 LЛИНСЛИН  2n LЗВСЗВ , VФ где VФ – фазовая скорость распространения сигнала в линии, 1 VФ  . LПОГСПОГ (5.17) Из соотношений (5.15) – (5.17) получим Wτ τ LЗВ  И ; СЗВ  И . 2nW 2n Схема импульсного модулятора с тиратроном в качестве коммутатора и ЭЛ приведена на рисунке 5.33. КПД зарядной цепи, как и в схеме с импульсным модулятором на электронной лампе, определяется отношением среднего напряжения на накопительной емкости к напряжению источника, от которого производится заряд. В схеме накопительной емкостью является суммарная емкость эквивалента длинной линии (СН = n СЗВ), заряд которой осуществляется от источника питания через индуктивность L1. 139 Рисунок 5.33 Импульсный модулятор с эквивалентом длинной линии Импульсный модулятор с тиратронным коммутатором будет работать с максимальным КПД в том случае, когда положительные импульсы на сетку тиратрона подаются в момент максимального напряжения на накопителе. Очевидно, что частота этой импульсной последовательности должна быть в два раза выше частоты свободных колебаний в схеме заряда. Если не предпринять дополнительных мер, то частота следования радиоимпульсов на выходе передатчика должна быть постоянной. В некоторой степени освободиться от этого недостатка позволяет включение последовательно в контур «отсекающего» диода (VD1 на рисунке 5.33). Этот диод фиксирует максимальное напряжение на накопителе, что позволяет работать передатчику с переменной частотой. Естественно, включение осекающего диода приводит к уменьшению добротности зарядного контура и, как следствие, к снижению КПД модулятора. 5.5 Цифровая модуляция 5.5.1 Особенности цифрового сигнала Важнейшей причиной использования цифровых сигналов является легкость их восстановления по сравнению с аналоговыми [14, 15]. Цифровые каналы менее подвержены искажению и интерференции, чем аналоговые. Поскольку двоичные цифровые каналы дают значимый сигнал только при работе в одном из двух состояний (включенном или выключенном), возмущение в канале должно быть достаточно большим, чтобы перевести рабочую точку канала из одного состояния в другое. Наличие всего двух состояний облегчает восстановление сигнала и, следовательно, предотвращает накопление в процессе передачи шумов или других возмущений (рисунок 5.34). 140 Рисунок 5.34 Восстановление цифрового сигнала Аналоговые сигналы, наоборот, не являются сигналами с двумя состояниями; они могут принимать бесконечное множество форм. В аналоговых каналах даже небольшое возмущение может неузнаваемо исказить сигнал. Так как накопление шума неразрывно связанно с аналоговыми сигналами, они не могут воспроизводиться идеально. Существуют и другие важные преимущества цифровой связи:  цифровые каналы надежнее и стоят дешевле аналоговых;  цифровая обработка допускает более гибкую реализацию, чем аналоговая;  использование цифровых сигналов проще применения аналоговых;  при передаче различные типы цифровых сигналов (данные, аудио, видео) могут рассматриваться как идентичные;  в цифровые технологии легко внедряются функции защиты от интерференции и подавления сигналов, обеспечивающие шифрование или секретность. Имеются также недостатки и у систем цифровой связи:  цифровые системы требуют более интенсивной обработки, чем аналоговые;  для цифровых систем необходимо выделение значительной части ресурсов для синхронизации;  ухудшение качества носит пороговый характер. Если отношение сигнал/шум падает ниже некоторого порога, качество обслуживания может скачком измениться от очень хорошего до очень плохого. В аналоговых же системах ухудшение качества происходит не так резко (рисунок 5.35). 141 Рисунок 5.35 Изменение отношения сигнал/шум от расстояния (телевидение) Примеры качества аналогового и цифрового телевидения. Разновидностей цифровых сигналов очень много и в рамках курса их охватить невозможно. Рассмотрим только один вид – фазовую манипуляцию, которая обеспечивает в 2 раза лучшую помехоустойчивость, чем частотная, и в 4 раза, чем амплитудная [16]. 5.5.2 Фазовая манипуляция Фазовая манипуляция заключается в дискретном изменении фазы несущей. Фазоманипулированный сигнал имеет следующий вид: si (t )  2U cos(0t  i (t )), T где 0  t  T, i=1...M. Фаза i (t ) может принимать M дискретных значений, обычно определяемых следующим образом: 2i . M В простейшем случае (M=2) несущая может иметь два значения фазы: 0 и 180º. Такой сигнал называется двоичной фазовой манипуляцией – ФМн (binary phase shift keying – BPSK). Форма модулированного сигнала изображена на рисунке 5.36. i (t )  142 Рисунок 5.36 Сигнал двоичной фазовой манипуляции Для цифровых сигналов часто используют векторное представление сигнала. В соответствии с теоремой Эйлера, используется комплексная запись синусоидальной несущей: e j0t  cos 0t  j sin 0t. Такая форма записи облегчает описание реальных модуляторов и демодуляторов. Преимущества следующие:  при комплексной записи в компактной форме указаны два важных компонента любой синусоидальной несущей волны, называемые взаимно ортогональными синфазной (действительной – I channel) и квадратурной (мнимой – Q channel) составляющими;  модуляцию фазы или частоты сигнала можно заменить амплитудной модуляцией компонент;  немодулированная несущая удобно представляется в полярной системе координат в виде единичного вектора, вращающегося против часовой стрелки с постоянной скоростью;  процесс модуляции несущей можно рассматривать как систематическое возмущение вращающегося вектора и его проекций. 143 Примеры iq... На рисунке 5.37 изображен сигнал BPSK на векторной схеме (сигнальном или фазовом созвездии). Рисунок 5.37 Фазовое созвездие двоичной фазовой манипуляции На рисунке также приведена линия решений (ЛР) и вектор шума n, являющийся вектором минимальной энергии, достаточной чтобы детектор допустил символьную ошибку. Для повышения эффективности использования полосы частот применяется многопозиционная фазовая манипуляция. На рисунке 5.38 показана четырехпозиционная фазовая манипуляция – 4PSK/QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), при которой одновременно передаются два бита, что позволяет повысить эффективность использования полосы частот в два раза, но одновременно укорачивает вектор шума. Сдвиг между дискретными значениями фазы несущей равен 90. Рисунок 5.38 Четырехпозиционная фазовая манипуляция Примеры psk... Пример соответствия фазы несущей передаваемому трехразрядному двоичному коду для восьмипозиционной фазовой манипуляции (8PSK) приведен на рисунке 5.39. Сдвиг между дискретными значениями фазы несущей равен 45. Эффективность использования полосы частот в этом случае повышается в три раза по 144 сравнению с простой двухпозиционной фазовой манипуляцией, но длина вектора шума еще более укорачивается. Рисунок 5.39 Восьмипозиционная фазовая манипуляция Сравнение рисунков фазовой манипуляции позволяет взглянуть на природу компромиссов при многофазной передаче сигналов. Размещение большего числа позиций сигналов в сигнальном пространстве эквивалентно повышению скорости передачи данных без увеличения системной ширины полосы. Другими словами, мы повысили использование полосы за счет вероятности ошибки. Рассмотрим последний рисунок (5.40), где из приведенных вариантов вероятность ошибки является наивысшей. Чем мы можем заплатить, чтобы «выкупить» возросшую вероятность ошибки? Иными словами, чем мы можем поступиться, чтобы расстояние между соседними позициями сигналов сохранилось? Мы можем увеличивать интенсивность сигнала (сделать векторы сигналов длиннее), пока минимальное расстояние от вершины вектора сигнала до линии решений не станет равным размеру вектора шума на первом рисунке (5.37). Таким образом, для многофазной системы по мере роста М мы можем увеличивать производительность полосы либо за счет повышения вероятности ошибки, либо за счет увеличения отношения сигнал/шум. Для оценки уровня ошибок (вероятности битовой ошибки – BER), при передаче данных используется параметр, который равен отношению энергии сигнала на 1 бит к плотности мощности шумов на 1 Гц. При увеличении порядка фазовой манипуляции увеличивается и BER (рисунок 5.40), но увеличение скорости передачи перевешивает проигрыш при учете коррекции ошибок исправляющими кодами. Нужно отметить, что вероятности битовой ошибки у BPSK и QPSK равны, а вероятности появления ошибочного символа разные. 145 Рисунок 5.40 Количество ошибок при фазовой манипуляции Архитектура передающего тракта во многом определяется расположением модулятора в высокочастотном тракте. Модуляция может осуществляться на рабочих частотах передатчика и на промежуточной частоте. Кроме того, для повышения стабильности выходного сигнала модуляция может быть осуществлена с использованием системы фазовой синхронизации (кольца ФАПЧ). Наиболее простой является архитектура тракта передачи с прямой (на рабочей частоте) квадратурной модуляцией передатчика – рисунок 5.41. Рисунок 5.41 Тракт передачи с прямой квадратурной модуляцией Основу модулятора составляют два перемножителя и сумматор сигналов. На модуляционые I/Q входы поступают две информационные последовательности из входного сигнала. Они формируются из исходного информационного потока с помощью демультиплексирования. В синфазной I и квадратурной Q последовательностях скорость следования равна половине скорости в исходной информационной последовательности. Квадратурные опорные сигналы получаются при использовании фазосдвигающего узла, формирующего из сигнала радиочастоты генератора управляемого напряжением (ГУН) два опорных ортогональных сигнала со сдвигом фазы на 90 градусов. Фаза выходного сигнала перемножителя в канале I может иметь значения 0 или 180, в канале Q – 90 или 270 градусов. После суммирования этих сигналов на 146 выходе модулятора может быть получен модулированный сигнал с требуемыми параметрами. Амплитуду и фазу вектора модулированного сигнала определяют амплитуда и полярность информационных I/Q сигналов. Модулированный сигнал отфильтровывается, повышается до необходимого уровня усилителем мощности (УМ) и передается в антенну. 147 Контрольные вопросы 1. Укажите область применения передатчиков с амплитудной модуляцией. 2. Почему стремятся осуществить амплитудную модуляцию с максимально возможным коэффициентом модуляции m? 3. Как можно определить коэффициент модуляции по осциллограмме АМ-сигнала? 4. Дайте определение понятию – «статическая модуляционная характеристика» ГВВ. 5. Укажите возможные способы осуществления амплитудной модуляции в выходном каскаде передатчика. 6. Почему при модуляции смещением генератор должен работать в недонапряженном режиме? 7. Почему угол осечки выходного тока генератора в режиме максимальной мощности выбирается 110 – 120о? 8. Можно ли принять в режиме пиковой мощности угол отсечки тока коллектора равным 80о? Если нельзя, то почему? 9. Каковы возможные причины «завала» амплитудно-частотной характеристики в области нижних и верхних модулирующих частот в генераторе, схема которого представлена на рисунке 5.4,а? 10. Каковы достоинства и недостатки модуляции смещением? 11. Почему в мощных передатчиках преимущественно используется анодная модуляция? 12. В каком режиме по напряженности работают генераторы высокой частоты при анодной модуляции? 13. Почему в ГВВ при анодной модуляции используют автоматическое смещение? 14. По каким критериям выбираются лампы для ГВВ? 15. Известна мощность генератора в режиме молчания Р1МОЛ и коэффициент модуляции m. Определите, хотя бы приблизительно, мощность модулятора РΩ. 16. В каких диапазонах волн применяют передатчики с однополосной модуляцией? 17. Перечислите основные достоинства однополосной модуляции в сравнении с амплитудной. 18. Почему при формировании однополосного сигнала используется балансная модуляция? 19. Можно ли использовать операцию умножения для повышения частоты однополосного сигнала? 148 20. Какой выигрыш по мощности в передатчике по сравнению с АМ дает переход на ОМ, если m = 0,5? 21. Что понимается под «избирательным замиранием» коротких волн? 22. Почему не используется для радиосвязи двухполосная модуляция? 23. Почему при формировании однополосного сигнала не используются LC-фильтры? 24. Какова область применения передатчиков с угловой модуляцией? 25. Назовите основные технические характеристики передатчиков с ЧМ. 26. Какова связь между частотой и фазой гармонического колебания? 27. Что понимается под индексом частотной и фазовой модуляции? 28. Как следует выбрать индекс угловой модуляции, чтобы в спектре сигнала отсутствовало несущее колебание? 29. Изложите суть «косвенного метода» ЧМ. 30. Индекс фазовой модуляции равен 0,5 радиана. Частота модулирующего сигнала – 1 кГц. Какова девиация частоты на выходе фазового модулятора? 31. Почему варикап должен работать при запертом p-n переходе? 32. Напишите формулу, связывающую величину емкости варикапа с напряжением на p-n переходе. 33. Каково назначение R1 и R2 в схеме рисунка 5.23? 34. Что такое «паразитная АМ» при ЧМ и каковы причины ее появления? 35. Нарисуйте схему автогенератора – «индуктивная трехточка с заземленным коллектором» и подключите к ней варикап в качестве частотного модулятора. 36. Что понимается под скважностью импульсной последовательности q? 37. Какие факторы ограничивают максимальную и минимальную длительность импульса передатчика? 38. В чем состоят достоинства и недостатки импульсных модуляторов на электронных лампах? 39. Как изменится КПД модулятора, если уменьшить емкость накопительного конденсатора? 40. Почему в модуляторах с электронным коммутатором используется частичный, а не полный разряд накопителя? 41. Какую роль в схеме рисунка 5.27 играет резистор R2? 42. Назовите достоинства и недостатки импульсных модуляторов с тиратронным коммутатором. 43. Почему в модуляторах с тиратронным коммутатором не используют в качестве накопителя энергии конденсаторы? 44. Какие преимущества и недостатки у цифровых сигналов? 149 БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.В. Шахгильдян, В.Б.Козырев, А.А.Ляховкин и др.; Под ред. В.В.Шахгильдяна. – 3-е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 2003.– 560 с. 2. Генерирование колебаний и формирование радиосигналов: учеб. пособие / В.Н. Кулешов, Н.Н. Удалов, В.М. Богачев и др. – М.: Издательский дом МЭИ, 2008. – 416 с. 3. Международный союз электросвязи. Регламент радиосвязи. Издание 2008 года. 4. Ворона В.А. Радиопередающие устройства. Основы теории и расчета: Учебное пособие для вузов. – М.: Горячая линия - Телеком, 2007. – 384 с. 5. Гарматюк С.С. Задачник по устройствам генерирования и формирования радиосигналов. Учебное пособие для вузов. – М.: ДМК Пресс, 2012. – 672 с. 6. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учебник для вузов / Л.А. Белов, В.М. Богачев, М.В. Благовещенский и др.; Под ред. Г.М. Уткина, В.Н. Кулешова, М.В. Благовещенского. – 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Радио и связь, 1994. – 416 с. 7. Генераторы высоких и сверхвысоких частот: Учебное пособие / Алексеев О.В., Головков А.А., Митрофанов А.В. и др. – М.: Высш. шк., 2003. – 326 с. 8. М.С.Шумилин, Б.В.Козырев, В.А. Власов. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. Учеб. пособие для техникумов. – М.: Радио и связь, 1987. – 320 с. 9. Проектирование радиопередатчиков. Учебное пособие для вузов/ В.В. Шахгильдян, М.С. Шумилин и др. Под ред. В.В. Шахгильдяна.– 4-е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 2000. – 656 с. 10. Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ: Учебное пособие для вузов / О.В. Алексеев, А.А. Головков, А.Я. Дмитриев и др.; Под ред. О.В. Алексеева. М.: Радио и связь, 1987. 392 с. 11. Проектирование устройств генерирования и формирования сигналов в системах подвижной связи: Учебное пособие для вузов / В.В. Шахгильдян, В.Л. Карякин; Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М: СОЛОН-Пресс, 2011. – 400 с. 12. Зырянов Ю.Т., Федюнин П.А. и др. Радиопередающие устройства в системах радиосвязи: Учебное пособие. – СПб.: Издательство «Лань», 2017. – 176 с. 13. Устройства генерирования и формирования сигналов: Учебное пособие / Б.В. Гусев. Екатеринбург: ГОУ ВПО УГТУ-УПИ, 2002. – 138 с. 14. Скляр Бернард. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр. : Пер. с англ. – М.: Издательский дом "Вильяме", 2003. — 1104 с. 150 15. Системы и сети цифровой радиосвязи: учеб. пособие для студентов вузов по радиотехн. специальностям / Н.И. Листопад, В.М. Козел, К.Л. Горбачев, К.А. Ковалев. – Минск: Издательство Гревцова, 2009. – 200 с. 16. Головин О.В. Устройства генерирования, формирования, приема и обработки сигналов. Учебное пособие для вузов. – М.: Горячая линия – Телеком, 2012. – 783 с. 151