Электроника

ЭЛЕКТРОНИКА История развития электроники началась с изобретения телеграфии без проводов. Теоретические основы этого были заложены великим английским физиком-самоучкой Майклом Фарадеем, который интуитивно сформулировал в 1831 г. теорию электрических и магнитных полей. Другой выдающийся английский ученый Джемс Клерк Максвелл развил идеи Фарадея и показал, что электромагнитное поле распространяется в пространстве в форме волн. Уравнения Максвелла позволяли рассчитать скорость распространения этих волн в различных средах. Именно он правильно рассчитал скорость электромагнитных волн, что впоследствии было подтверждено экспериментально. Кроме того, им же доказано, что и в природе света лежат электромагнитные волны. Первым, кто извлек практические результаты из теоретических работ Фарадея и Максвелла был немецкий профессор физики Генрих Герц. В 1887 г. в своих лабораторных экспериментах получал передачу энергии от катушки индуктивности через воздушное пространство на приемник в виде разомкнутого кольца, в разрыве которого проскакивала искра при подаче высокого напряжения на возбуждаемую катушку. Французский физик Эдуард Бранли в 1890 г. усовершенствовал приемник электромагнитных волн. Вместо кольца с искровым промежутком он использовал в качестве детектора волн так называемый «когерер» - мелкий металлический порошок, заключенный между двумя проводящими пластинами. Под действием электромагнитных волн электрическое сопротивление металлического порошка резко падало. Этот эффект использовал в своих работах известный русский ученый Александр Попов. В 1895 г. 7 мая им был продемонстрирован первый радиоприемник и этот день признан датой изобретения радио. Первым передачу и прием электромагнитных волн на большие расстояния осуществил итальянец Гульельмо Маркони. Он установил радиосвязь через Атлантический океан в 1901г. Но самым знаменательным событием в области электроники было изобретение американцем Ли Де Форестом в 1907 г. радиолампы, которая в последствии в обиходе получила название «электронная лампа». Первое время электроника развивалась только в области передачи звука на расстоянии, т.е. в области радиотелефонии. В 20 годы 20 века во многих странах были созданы радиовещательные станции. Прием электромагнитных волн, несущих звуковую информацию осуществляли на основе электронных ламп. Для их питания использовали источник постоянного тока – аккумуляторы: на накал ламп 4-х вольтовый, а в анодных цепях 80-ти вольтовый. Обе батареи размещались вне приемника. В начале 30-х годов аккумуляторы были заменены преобразователями, работающими от осветительной сети. В тракте передачи-приема слабого сигнала стали использовать принцип частотной модуляции, что повысило чувствительность тракта и снизило габариты устройств. В это же время появились первые экспериментально теоретические работы в области передачи изображения. Вторая мировая война прервала их, но развила другие направления. Например, во время войны нашел применение радиолокатор – устройство по обнаружению приближающихся самолетов противника. Необычайный всплеск в развитии электроники произвело открытие транзистора в 1948 г. Полупроводниковая техника привела к микроминиатюризации и небывалому расширению применения достижений электроники. 1 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ Для того чтобы понять принципы функционирования современных электронных элементов и устройств необходимо разобраться в различии физических принципов деления всех веществ по их электрическим характеристикам. Как всем хорошо известно, существуют проводники, диэлектрики и полупроводники. 1.1 Диэлектрики, полупроводники, проводники К проводникам относятся атомы периодической системы элементов Менделеева, имеющие на внешнем слое менее 4-х валентных электронов. Это металлы. Электрический ток в них является следствием направленного движения свободных электронов. К диэлектрикам, т. е. веществам, не проводящим электрический ток, относятся атомы, у которых на внешней оболочке более 4-х электронов. И, наконец, полупроводники – это атомы веществ с 4-мя электронами на внешнем уровне. К данным элементам относятся кремний, германий, соединения галлия и некоторые другие. Полупроводниковые материалы, занимая по электрической проводимости промежуточное положение между проводниками и диэлектриками, обладают удельной электрической проводимостью, равной  = 10 -10 ÷ 104 [1/(Омсм)] (для металлов  = 104 ÷ 105 [1/(Омсм)]). Огромная разница в значениях электрической проводимости у диэлектриков, полупроводников и металлов обусловлена величиной энергии, необходимой для освобождения носителя заряда - электрона от связи с атомом кристаллической решетки. Полупроводниковая электроника использует материалы с так называемой примесной проводимостью, которая бывает двух типов: с преобладающей концентрацией электронов или дырок [ ]. Преобладающая концентрация носителей создается искусственным введением в чистый полупроводник атомов примеси. При введении в чистый 4-х валентный кремний (см. рисунок 1.1) атома 5-ти валентного (5 электронов на внешнем уровне) элемента, например, фосфора Р, сурьмы Sb или мышьяка As, четыре валентных электрона каждого атома примеси образуют ковалентные связи с четырьмя соседними атомами кремния, пятый же электрон становится относительно свободным. Подобные примесные полупроводники обладают электронной проводимостью и их называют полупроводниками n – типа. Примеси, атомы которых отдают электроны, называют донорами. Если в качестве примеси использовать 3-х валентный бор В, индий In или алюминий Al, три валентных электрона атома примеси будут участвовать в образовании трех ковалентных связей с соседними атомами кремния (см. рисунок 1.2), четвертая же связь остается относительно свободной, но периодически занимаемой электроном из какой-либо другой связи атома кремния. Атом примеси при этом становится отрицательным. Полупроводники, обладающие примесью со свободной связью, относятся к полупроводникам с дырочной проводимостью. Вещества примеси, создающие вакансию в связях, называют акцепторами. Чистые полупроводники (с собственной проводимостью) в электронных приборах применяются крайне редко (полупроводниковые датчики температуры), так как обладают, с одной стороны, большим удельным сопротивлением, с друго й - не позволяют создавать структуры с односторонней проводимостью. Наличие собственной проводимости в чистых полупроводниках определяется носителями заряда, возникающими в результате термогенерации (термораспада). В примесных полупроводниках число атомов примеси мало (примерно один атом примеси на 10 миллионов атомов чистого полупроводника) по сравнению с числом собственных атомов. Например, в 1 кг расплава кремния только 20 мкг фосфора увеличивает число свободных носителей на 5 порядков. Во столько же раз уменьшается концентрация неосновных носителей (дырки в полупроводниках n – типа и электроны в р – полупроводниках). Концентрация основных носителей мало зависит от температуры, т.к. уже при комнатной температуре все атомы примеси ионизированы за счет избыточности носителя. Концентрация неосновных носителей крайне мала, но очень значительно зависит от температуры, увеличиваясь в 2-3 раза на каждые 100С. 1.2 Полупроводниковые диоды Полупроводниковый диод – это полупроводниковая структура, с одним выпрямляющим электрическим переходом, имеющая два вывода. В полупроводниковом диоде используется электронно-дырочный переход, разделяющий две области с разным типом проводимости, который называется p - n – переходом. На рисунке 1.3 представлена структурная схема полупроводникового диода. Область с более высокой концентрацией носителей заряда называют «ЭМИТТЕРОМ», с меньшей концентрацией – «БАЗОЙ». Если внешнее напряжение отсутствует, градиент концентрации в области границы раздела полупроводников с различным типом примесной проводимости приведет к перераспределению свободных носителей таким образом, что на границе раздела сформируется слой объемного заряда, созданного диффузией основных носителей из противоположных зон. При условии сохранения электрической нейтральности полупроводниковой структуры количество диффундируемых основных носителей заряда из одной области должно быть равно количеству диффундируемых основных носителей из другой области. С учетом различия в концентрации основных носителей эмиттера и базы область сформировавшегося объемного заряда в эмиттере и базе будут различны. Образование объемного заряда создает внутреннее электрическое поле ЕЗАР, которое препятствует дальнейшей диффузии основных носителей, формируя тем самым потенциальный барьер, преодолеть который могут только заряженные частицы с большой энергией. Больший интерес представляет случай подключения диода к источнику постоянного напряжения (см. рисунок 1.4). Внешнее поле Е, приложенное к сложной структуре полупроводника, уменьшит величину потенциального барьера, обеспечивая приток новых носителей заряда в области эмиттера и базы, создавая тем самым прямой ток перехода. Количество основных носителей соответствующей структуры диода, рекомбинирующих на границе p – n - перехода, пополняется за счет внешнего источника UВХ. В случае, когда полярность источника напряжения противоположна (см. рисунок 1.5), внешнее поле Е, совпадая по направлении с ЕЗАР повышает потенциальный барьер, создавая дополнительное препятствие основным носителям заряда. На переходе могут рекомбинировать только заряженные частицы, возникающие в процессе термогененрации, формируя ток неосновных носителей (обратный ток), величина которого на три-четыре порядка меньше прямого тока. Величину обратного тока в первом приближении можно определить через соотношение: где I0(T) – тепловой ток при температуре Т0 К; I0 - тепловой ток при комнатной температуре Т0 = 3000 К; КТ – температурный коэффициент, для полупроводника КТ  100 К и определяется величиной температуры соответствующей удвоению значения теплового тока. Подключение диода к источнику внешнего напряжения изменяет размер области объемного заряда (толщина р – n - перехода). Для прямого включения диода область заряда уменьшается (снижается потенциальный барьер), для обратного – расширяется (эффект Эрли). Вольт-амперная характеристика полупроводникового диода определяет зависимость тока через структуру по отношению к знаку и величине приложенного к диоду напряжения (см. рисунок 1.6). На графике ВАХ можно выделить две области. Первая – прямого смещения p – n – перехода, вторая обратного. Прямое смещение характеризуется малым падением напряжения на диоде и большим прямым током (первый квадрант). В этом случае говорят об открытом состоянии диода, статическое сопротивление которого лежит в пределах 100 Ом. Обратное смещение закрывает диод (третий квадрант), ток резко падает, сопротивление повышается до нескольких Мом. В настоящее время используют диоды с различными техническими характеристиками: выпрямительные, стабилитроны, диоды Шоттки, варикапы, туннельные и обращенные диоды, свето и фотодиоды. Разнообразие свойств диодов определяется различием используемых полупроводниковых материалов, их качественным составом (например, концентрацией носителей заряда), конструктивными особенностями (сплавные, дифузионные). Режимы прямого и обратного включения диодов имеют две области. Первая из них относится к разрешенной (допускаемой, рабочей), вторая – к предельной, аварийной. Аварийная область носит название области пробоя. Если при пробое ток в цепи диода не ограничить (например, внешним сопротивлением) p – n – переход выйдет из строя. При включении диода в обратном направлении (обратное смещение) пробой может существовать в трех формах: туннельный, лавинный и тепловой (см. рисунок 1.7). Последние две - наиболее часто встречающиеся формы. Диоды многих конкретных типов не предназначены работать в режиме пробоя, но есть и исключения, например стабилитроны. Туннельный пробой характеризуется прохождением электронов сквозь потенциальный барьер, причем в этом случае заряженная частица проявляет свои волновые свойства. Туннельный эффект имеет место в переходах с высоколегированной базой, что определяется малым расстоянием между валентной зоной и зоной проводимости примесного полупроводника. Лавинный пробой имеет механизм подобный механизму ионной ударной ионизации в газах. Для наступления лавинного пробоя заряженная частица в период псевдо свободного состояния должна приобрести кинетическую энергию достаточную, чтобы ионизировать атом. Лавинный пробой имеет место в переходах с низколегированной базой (база с малой удельной проводимостью). Тепловой пробой наступает при разогреве полупроводника протекающим током (характеризуется мощностью выделяемой на переходе), сопровождается ростом удельной проводимости за счет термогенерации носителей в полупроводнике. Тепловой пробой характеризуется отрицательным дифференциальным сопротивлением и, чаще всего, выходом диода из строя. Сопротивление и емкости диода. Диод в общем случае может характеризоваться статическим и динамическим (дифференциальным) сопротивлениями, которые несложно определить по ВАХ диода. Статическое сопротивление RСТ численно равно отношению напряжения на элементе к величине тока в рабочей точке диода. Его легко рассчитать как котангенс угла наклона прямой, соединяющей нулевую и рабочую точки ВАХ. RСТ всегда положительно и может быть больше, равно или меньше значения динамического сопротивления. Как правило, используют в анализе при прямом включении диода. Динамическое сопротивление rД численно равно отношению бесконечно малого приращения напряжения в рабочей точке ВАХ диода к соответствующему приращению тока. Как уже говорилось, динамическое (дифференциальное) сопротивление определяется по ВАХ через котангенс угла β касательной, проведенной к точке, характеризующей режим работы диода. Динамическое сопротивление может быть положительным и отрицательным. Последнее свойство находит применение в туннельных диодах. Диффузионная емкость возникает в приконтактном слое p – n – перехода за счет изменения величины его объемного заряда, вызванного изменением прямого напряжения. Диффузионную емкость можно представить в виде отношения приращения заряда () к величине изменения прямого напряжения () . СД, по большому счету, является фиктивной емкостью. Эта емкость определяет наличие сдвига фаз между напряжением на диоде и током через него. Рост прямого напряжения (тока) приводит к увеличению диффузионной емкости (см. рисунок 1.8, б). Зарядовая или барьерная емкость p – n – перехода возникает при обратном включении диода и зависит от изменений связанного заряда в области p – n – перехода. При обратном включении величина объемного заряда практически остается неизменной, поскольку существует потенциальный барьер, препятствующий переходу заряженных частиц (основные носители). Но область связанных зарядов под действием внешнего поля расширяется за счет слабо легированной базы. Если представить заряженную область как область разделяющую обкладки конденсатора, то с ростом обратного напряжения барьерная емкость должна уменьшаться (см. рисунок 1.8, а). Зависимость барьерной емкости от напряжения используют в варикапах (емкость, управляемая напряжением). Влияние барьерной емкости на процесс протекания тока через диод и установления напряжения иллюстрируется рисунком 1.9. В первый момент времени после смены полярности напряжения произойдет смена тока протекающего через диод с IД1 на IД2, причем величина IД2 будет ограничена только сопротивлением в цепи диода (внутренним сопротивлением источника напряжения и т.д.). В течение времени рассасывания tРАС заряда в области перехода ток практически остается постоянным, а напряжение UД1 на диоде не меняется ни по знаку ни по величине вплоть до момента t1. За время t1 ÷ t2 происходит процесс рекомбинации заряда, рассредоточенного в объеме базы (полупроводник с меньшей концентрацией основных носителей), что ведет к постепенному росту обратного напряжения на диоде до UД2. При этом ток диода спадает до значения IД3. Таким образом время переключения (восстановления) tВОС диода состоит из времени рассасывания заряда tРАС и времени рекомбинации tСП: . tСП тем больше, чем больше барьерная емкость и сопротивление в цепи диода. Ток идеального диода в первом приближении может быть рассчитан по модели: , где UД – напряжение на диоде; К – тепловой потенциал (), q – элементарный заряд (электрона), k – постоянная Больцмана, Т – температура элемента; I0 – тепловой ток полупроводника. …………………………………………………………………………………. К основным техническим параметрам диодов относятся: - максимальный ток в направлении прямого смещения (открытое состояние), IПР.МАКС; - напряжение на открытом диоде для фиксированной величины прямого тока, UПР; - максимально допустимое напряжение при смещении перехода в обратном направлении (закрытое состояние), UОБР.МАКС; - максимальный ток диода в направлении обратного смещения перехода, IОБР.МАКС; - дифференциальное сопротивление диода для заданного режима работы, (см. рисунок 1.6). Типы полупроводниковых диодов. С точки зрения конструктивных особенностей различают плоскостные и точечные полупроводниковые диоды. Каждый вид определяется спецификой производства и имеет отличительные характеристики. По виду применяемого материала, диоды бывают германиевые, кремниевые, арсенид галлиевые. Область применения диодов позволяет их разделить на: - выпрямительные; - импульсные; - сверхвысокочастотные. По принципу действия диоды делятся на стабилитроны и стабисторы, диоды Шоттки, туннельные диоды, обращенные диоды, варикапы, диоды излучающие и фотодиоды. Обозначение диодов на принципиальных схемах соответствует выполняемой функции и приведено на рисунке 1.10. Стабилитрон и стабистор применяют в цепях стабилизации постоянного напряжения. В стабилитроне практическую значимость имеет обратная ветвь ВАХ (схема включения представлена на рисунке 1.11.), для которой в определенном диапазоне изменения тока напряжение не меняется (см. рисунок 1.12). Напряжение стабилизации стабилитронов лежит в пределах 3 ÷ 180 В, при этом величина UСТ зависит от степени легирования полупроводника (в стабилитронах, как правило, используют кремний): для малых напряжений степень легирования повышают, для высоких – снижают. Стабистор отличается от стабилитрона тем, что в его работе используют прямую ветвь ВАХ диода, что позволяет получать малые (менее 3 В) напряжения стабилизации. Поскольку UСТ зависит от температуры с целью снижения ее влияния очень часто в цепь стабилитрона включают диод в прямом направлении. В выпрямительном диоде используют вентильные свойства p – n – перехода. Выпрямительные диоды применяют в выпрямителях переменного тока (силовые выпрямители, детекторы модулированных сигналов). Их основными параметрами являются: - IПР.СР.МАКС – максимальное (за период входного напряжения) значение среднего прямого тока диода; - UОБР.ДОП – допустимое наибольшее обратное значение постоянного напряжения диода; - fMAX – максимально допустимая частота входного напряжения; - UПР – прямое падение напряжения на диоде при заданном токе. Выпрямительные диоды находят основное применение в устройствах преобразования переменного сигнала в постоянное пульсирующее напряжение. Их называют выпрямителями. С точки зрения конструкционных особенностей выпрямители делятся на однополупериодные и двухполупериодные (со средней точкой, мостовые). По отношению к типу переменного напряжения выпрямители могут быть однофазные и трехфазные (многофазные). Особенности построения трехфазных выпрямителей основаны на общих принципах работы полупроводникового диода и стандартных схемных решениях и, потому, в данном разделе курса не рассматриваются. Принципиальная схема однофазного однополупериодного выпрямителя представлена на рисунке 1.13. Основными параметрами схемы являются значение средневыпрямленных напряжения на нагрузке UСР, тока IСР и коэффициент пульсации напряжения на нагрузке K~. Выше приведенные параметры рассчитываются согласно соотношениям для открытого состояния диода (напряжение и ток на сопротивлении нагрузки Rн): При разложении выпрямленных полупериодов напряжения на нагрузке в ряд Фурье следует: Пульсация напряжения на нагрузке характеризуется коэффициентом пульсации К~: где Um1 – амплитуда первой (низшей, основной) гармоники напряжения на нагрузке при разложении последней в ряд Фурье (). Последнее равенство говорит о достаточно низкой эффективности однофазного однополупериодного выпрямителя. Пульсации напряжения на нагрузке больше UСР, что требует применения более качественной фильтрации. Однофазный двухполупериодный выпрямитель имеет два варианта схемной реализации. Первый вариант называют выпрямителем со средней точкой, второй – мостовой. В принципиальной схеме двухполупериодного выпрямителя со средней точкой используются два диода, каждый из которых по очереди пропускает в нагрузку соответствующую полуволну переменного напряжения UВХ (см. рисунок 1.14). В этом случае в два раза возрастает величина средневыпрямленного напряжения на нагрузке (см. рисунок 1.15) и соответственно, в тоже число раз, уменьшается коэффициент пульсации. Особенностью выпрямителя со средней точкой является то, что в обратном смещении (UОБР) на диоде падает двойное амплитудное напряжение нагрузки, при этом средний выпрямленный ток диода в два раза меньше нагрузочного (IН). Данные соотношения важны при выборе диода по справочным характеристикам. Выпрямитель со средней точкой требует специального изготовления силового трансформатора, без которого он работать не может. Последнее требование в определенной степени ограничивает область использования рассмотренного схемного решения. Гораздо более технологичным выглядит мостовой выпрямитель (см. рисунок 1.16). В отличии от выпрямителя со средней точкой мостовой содержит четыре диода, образующие полный мост (подобие резистивного моста Уитстона). В каждый полупериод сетевого (переменного входного напряжения) два диода (например, VD1и VD4) оказываются смещенными в прямом направлении – открыты, два другие (VD2, VD3) – закрыты. Вторая полуволна ~UВХ меняет состояние диодов на противоположное, т.е VD1и VD4 закрываются, а VD2 и VD3 открываются. При этом пульсирующий ток нагрузки имеет всегда одно направление (см. рисунок 1.17). С качественной стороны параметров напряжения на нагрузке (UСР, K~) мостовой выпрямитель подобен работе выпрямителя со средней точкой. Однако более высокая технологичность, доступность для интегральных технологий позволили мостовым выпрямителям занять предпочтительное место в схемотехнических решениях. В мостовом выпрямителе UОБР на каждом диоде равно амплитудному значению переменного напряжения, а средневыпрямленный ток диодов IСР в открытом состоянии равен току нагрузки. Поэтому мостовой выпрямитель имеет меньший КПД в сравнении с выпрямителем со средней точкой. Диод Шоттки – полупроводниковый диод, выполненный на основе выпрямляющего перехода «металл – полупроводник», отличающийся малым UПР и значительно более высокими частотными свойствами. Для примера, на рисунке 1.18 представлена ВАХ диода Шоттки KД923A. За счет крайне малого времени процесса рассасывания заряда в металле, определяемого высокой подвижностью носителей свободных электронов металла предельные частоты таких диодов достигают десятков гигагерц. Обратная ветвь аналогична ВАХ выпрямительных диодов. В туннельном диоде используется явление волнового преодоления электроном потенциального барьера в прямом включении. Отличительной особенностью этого процесса является наличие области с отрицательным дифференциальным сопротивлением в начале ВАХ (см. рисунок 1.19). Туннельный эффект проявляется в полупроводниковых структурах с высокой концентрацией примесей и малой толщиной перехода. Характеризуется высокочастотными свойствами, имеет емкость в точке минимума 0,8 ÷ 1,9 пФ и не допускает обратного напряжения (UОБР.ДОП 20 мВ), поэтому его нельзя проверять обычным тестером. Туннельные диоды нашли использование в сверхвысокочастотных усилителях и генераторах. Варикап – полупроводниковый диод, в основе которого лежит свойство изменения зарядной (барьерной) емкости от приложенного напряжения. Типовая вольт-фарадная характеристика варикапа представлена на рисунке 1.20. Значение емкости варикапа может изменяться от единиц до сотен пикофарад (1пФ = 10-9Ф). Основными параметрами варикапа являются: - СВ – емкость, измеренная между выводами варикапа для заданного значения обратного напряжения; - КС – коэффициент перекрытия по емкости равный отношению емкостей при двух заданных значениях обратного напряжения: (). Излучающий диод – полупроводниковый диод, излучающий энергию при рекомбинации носителей на переходе. Спектр излучения определяется типом исходного полупроводникового материала. По характеристикам данные диоды делятся на две группы: с излучением в видимой части спектра, называемые светодиодами; диоды с излучением в инфракрасной области, получившие название «ИК-диоды». Основные материалы для изготовления светодиодов – фосфид галлия, арсенид галлия, карбид кремния. КПД светодиодов - 10÷15%. В качестве исходных материалов для изготовления ИК-диодов используются фосфид и арсенид галлия. Мощность излучения находится в диапазоне от единиц до сотен милливатт. Прямое напряжение на излучающих диодах – 1,5 ÷ 3,0 В. Фотодиод – полупроводниковое устройство, основанное на явлении внутреннего фотоэффекта – генерации пар носителей под действием светового кванта энергии. Рабочая зона фотодиода – обратная ветвь ВАХ, т.е. под действием света обратный ток через диод резко возрастает (увеличивается количество не основных носителей заряда за счет светогенерации). Маркировка полупроводниковых диодов отечественного производства содержит шесть символов. Первый символ – буква (для диодов общего применения) или цифра (для диодов спецназначения), указывает на исходный полупроводниковый материал : Г (1) – германий, К(2) – кремний, И(4) – индий, А(3) – GaAs. Второй символ – буква, обозначающая вид диода: Д – выпрямительный, импульсный, А – сверхвысокочастотный, В – варикап, С – стабилитрон или стабистор, Л – светодиод, О - оптопара. Третий – цифра, указывающая назначение диода (у стабилитронов – мощность рассеяния): например, 3 переключательный, 4 универсальный, 5 – высокочастотный и т.д. Четвертый и пятый – двузначное число, указывающее номер разработки (у стабилитронов – напряжение стабилизации). Шестой символ – буква, обозначающая параметрическую группу. Технология изготовления полупроводниковых диодов. На практике находят применение точечные, плоскостные сплавные и диффузионные диоды (см. рисунок 1.21). Точечный диод образуется за счет контакта полупроводника и острия металлической подпружиненной проволоки путем пропускания большого тока. Линейные размеры перехода (площадь) в этом случае меньше его толщины. Благодаря малой площади диод обладает крайне низкой емкостью перехода и малым значением допустимого тока. Используется до нескольких сотен мегагерц. Точечные диоды выполняют, в основном, из германия. Плоскостные сплавные имеют плоский переход, площадь которого больше его толщины. Получают плоские диоды путем сплавления полупроводников с разной примесной проводимостью и диффузионным напылением. Диффузионные по сравнению со сплавными имеют меньшие емкость и постоянную времени. При интегральной технологии в качестве диодов используют транзисторы в диодном включении. 1.3 Биполярные транзисторы Биполярный транзистор – полупроводниковый прибор с двумя p – n – переходами, имеющий три вывода. Переходы транзистора образованы тремя областями с чередующимися типами примесной проводимости. В зависимости от порядка чередования этих областей различают транзисторы «p – n – p» и «n – p – n» типа (см. рисунок 1.17). Первые называют транзисторами прямой проводимости, вторые – обратной. Микро и интегральная электроника строится, в основном, на n – p – n транзисторах. Это объясняется тем, что основную роль в электрических процессах в них выполняют электроны, в транзисторах p – n – p - дырки. Электронная проводимость на два – три порядка выше дырочной. Средний слой транзистора называют «базой», один из крайних – «эмиттер», второй – коллектор. Названия выводов биполярного транзистора (БПТ) соответствуют наименованиям областей. С точки зрения конструкции строение БПТ имеет особенности. Площадь коллекторного перехода (p – n – переход между базой и коллектором) значительно больше площади эмиттерного перехода (см. рисунок 1.18). Кроме того, концентрация основных носителей в области коллектора ниже, чем в области эмиттера, а в материале базы ниже, чем в коллекторе, при этом толщина базы, как правило, меньше длины свободного пробега носителей заряда в этой области. Если приложить к эмиттерному переходу (ЭП) прямое напряжение UБЭ, а к коллекторному (КП) обратное UКБ (см. рисунок 1.17), через ЭП основные носители из эмиттера начнут инжектировать в базу, формируя тем самым ток эмиттера IЭ (показан на рисунке голубой стрелкой с широким основанием). Поскольку конструктивно ширина базы много меньше свободного пробега заряженной частицы – электрона, большая часть инжектированных носителей проскочит область базы, увлекаясь электрическим полем КП, которой для электронов базы будет ускоряющим (неосновные носители при обратном смещении коллекторного перехода). Малая часть инжектированных эмиттером электронов рекомбинируют с дырками базы, образуя ток базы I’Б. Вторая часть электронов, инжектированных через эмиттерный переход, экстрактирует в коллектор, что ведет к появлению коллекторного тока I’К. Величины коллекторного I’К и эмиттерного IЭ токов, исходя из конструктивных особенностей БПТ связаны следующим соотношением: , где  = 0,95÷0,99 – коэффициент передачи тока эмиттера. Наравне с экстрактированными электронами через КП будет формироваться поток собственных неосновных носителей базы, так называемый обратный ток IКБ0, который называют еще тепловым током. Тепловой ток и ток I’К определяют выходной ток транзистора: и ток базы в базовом выводе: . С учетом IЭ >> IКБ0 можно величину выходного тока транзистора связать с током эмиттера соотношением: , что с учетом первого закона Кирхгофа позволит определить величину тока базового вывода как: Связав последние равенства друг с другом, получим: , где - динамический коэффициент передачи тока базы, при этом β >> 1. Последнее соотношение чаще всего представляется в виде: Динамическое сопротивление обратно смещенного КП очень велико (несколько МОм). Поэтому в цепь коллектора включают сравнительно большие нагрузочные резисторы, не изменяющие значение выходного коллекторного тока. Поскольку сопротивление эмиттера много меньше сопротивления нагрузки при близких значениях тока, мощность, выделяемая на нагрузочном сопротивлении, будет существенно большей. Таким образом, с одной стороны, транзистор является полупроводниковым прибором, усиливающим мощность, с другой – небольшие уровни напряжения прямого смещения ЭП и значительное выходное напряжение (десятки вольт, обратное смещение КП) указывают на то, что этот нелинейный элемент является также и усилителем напряжения. Режимы работы транзистора. Каждый переход БПТ может быть включен либо в прямом, либо в обратном направлении. В зависимости от этого различают четыре режима работы транзистора. Нормальный или активный режим – ЭП смещен в прямом, а КП - в обратном направлении. Этот режим соответствует максимальному значению коэффициента передачи тока эмиттера. В инверсном режиме к коллекторному переходу подведено прямое напряжение, к эмиттерному – обратное. Инверсный режим за счет гораздо меньшего примесного легирования материала коллектора приводит к существенно меньшему значению коэффициента передачи тока эмиттера, поэтому на практике редко используется. Режим насыщения или двойной инжекции формируется при смещении обеих переходов в прямом направлении. Выходной ток в этом случае не зависит от входного и определяется только параметрами нагрузочной цепи. В режиме насыщения напряжение на транзисторе падает, что используется для замыкания цепей передачи сигналов (аналоговые коммутаторы, формирователи уровня логических сигналов). В режим отсечки транзистор попадает в случае смещения переходов в обратном направлении. Выходной ток в этом случае практически равен нулю. Режим отсечки используется для размыкания цепей передачи сигналов (аналоговые коммутаторы, формирователи уровня логических сигналов). В аналоговых электронных устройствах основным режимом работы транзистора является активный (нормальный) режим, в то время как в цифровой технике используется работа транзисторных элементов в режимах насыщения и отсечки. 1.3.1 Основные схемы включения биполярных транзисторов Любой транзистор, в том числе и биполярный, реализует в практике чаще всего функцию усиления слабого сигнала. Усилитель может быть представлен четырехполюсником с двумя входными выводами и двумя выходными. С точки зрения передачи потенциального сигнала внутри этого четырехполюсника два электрода, как правило, объединяют общим проводом. В зависимости от того, какой вывод транзистора представляется общим для входных и выходных цепей, различают схемы включения БПТ: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Наиболее часто в электронных схемах используют схему с ОЭ (см. рисунок 1.19). Полярность источника в случае применения в схеме транзисторов разной проводимости зависит от типа транзисторов. Для БПТ прямой проводимости коллектор должен быть отрицателен по отношению к эмиттеру, а эмиттер отрицателен по отношению к базе. В случае применения транзистора обратной (n – p – n) проводимости соотношения противоположны. Входные и выходные цепи для различных схем включения транзистора в усилительный каскад различны. Рассмотрим усилительный каскад с транзистором, включенным по схеме с ОБ (см. рисунок 1.20). Входными сигналами в схеме с ОБ являются напряжение между общим проводом (база) и эмиттером (UЭБ) и ток эмиттера IЭ. Выходные сигналы – ток коллектора (IК) и напряжение на нагрузке UН, в роли которой на рисунке выступает сопротивление в цепи коллектора RК. Работа транзистора в любом включении определяется радом параметров, среди которых следует выделить: - коэффициент передачи (усиления) по току; - коэффициент передачи по напряжению; - коэффициент передачи по мощности; - входное сопротивление каскада; - выходное сопротивление. Для схемы с общей базой: (RК  1÷5кОм, RЭ  10÷100 Ом), ( при условии ), где r’k – дифференциальное сопротивление коллектора, . Таким образом, схема включения транзистора с ОБ характеризуется коэффициентом передачи входного тока (IЭ) близким к единице, но существенным усилением по напряжению. Входное сопротивление определяется сопротивлением области эмиттера, что с учетом значительной степени легирования материала дает величину в пределах 100 Ом и требует специальных мер согласования с выходным сопротивлением источника сигнала. Каскад включения БПТ с общим эмиттером (ОЭ) представлен на рисунке 1.21. Для схемы с ОЭ верны следующие соотношения: (В – статический коэффициент передачи тока базы, для сравнительных расчетов принимают В = β). ( при условии ). В схеме с ОЭ транзистор имеет входное сопротивление значительно большее, чем в схеме с ОБ, что позволяет усиливать входной сигнал по напряжению, по току, а, следовательно, и по мощности. Схема включения биполярного транзистора с общим коллектором (ОК) изображена на рисунке 1.22. Для схемы с ОК характерно включение усилительного элемента с размещением нагрузки в эмиттерной цепи (RЭ). Основные соотношения для схемы с ОК имеют вид: ( при условии ), где r’Э – дифференциальное сопротивление эмиттера, . Анализ выражений показывает, что транзистор в схеме с ОК усиливает ток, но не усиливает (повторяет) входное напряжение. Поэтому схема с ОК получила название «эмиттерный повторитель». Кроме того, каскад с ОК отличает большое входное и малое выходное сопротивления, что определяет область использования его во входных контурах для согласования с источником сигнала и выходных цепях с целью согласования с низкоомной нагрузкой. В электронных устройствах наиболее часто используют БПТ, включенный по схеме с ОЭ. Транзистор с позиций входных и выходных цепей характеризуется соответствующими вольт-амперными характеристиками (ВАХ). Входные ВАХ БПТ малой мощности изображены на рисунке 1.23а. Эти кривые подобны ВАХ полупроводникового диода. Входным параметром является напряжение между базой и эмиттером UБЭ, выходным – ток базы IБ. Семейство выходных ВАХ транзистора в схеме с ОЭ представлено на рисунке 1.23 б. Штриховой линией (справа) обозначена область лавинного пробоя переходящая в тепловой. Очевидно, что и входные и выходные характеристики БПТ являются нелинейными. Граница перехода кривых тока коллектора на пологий участок определяет активный режим работы транзистора, левей расположен участок, где открываются оба p – n - перехода и наступает режим насыщения. Левая пунктирная кривая показывает начало выхода транзистора на активный режим (UКБ = 0). Режим отсечки соответствует области токов базы IБ в области нулевых значений (нижняя пунктирная кривая). Рабочей зоной активного режима считается область, расположенная между штриховыми линиями. 1.3.2 Эквивалентная схема транзисторного каскада в h – параметрах Для анализа цепей содержащих нелинейные элементы, к которым без сомнения относятся и все транзисторы, в том числе биполярные, используют эквивалентные схемы замещения. Большому классу электронных устройств характерен режим работы, при котором на уровне сравнительно больших значений постоянных токов присутствуют малые переменные сигналы. В этом случае постоянные и переменные составляющие анализируются отдельно. Анализ по постоянному току осуществляют на основе графоаналитического метода, а для анализа переменной составляющей применяют эквивалентную схему замещения транзистора. В общем случае, параметры схемы замещения не линейны, но в условиях малых приращений в области рабочей точки (режим работы транзистора по постоянному току) для упрощения анализа исходные характеристики принимают линейными. Часто для анализа транзисторных схем используют эквивалентную Т – образную схему (см. рисунок 1.24), где rЭ и rК – дифференциальные сопротивления эмиттера и коллектора соответственно; RБ – статическое сопротивление слоя базы; СЭ – емкость эмиттерного перехода (эмиттера); СК – емкость коллекторного перехода (коллектора); IЭ – источник тока, управляемый током эмиттера. При анализе схемы с ОБ на низких и средних частотах входного сигнала эмиттерной и коллекторной емкостями пренебрегают и учитывают их только на высоких частотах, поэтому на рисунке они выделены пунктиром. Точный расчет величины сопротивления RБ не имеет большого значения – чаще всего при анализе принимают RБ  100 Ом. Для значений rЭ и rК общим является обратно пропорциональная зависимость от величины тока эмиттера. Для включения БПТ с ОЭ Т-образная схема замещения приведена на рисунке 1.25. Соотношение дифференциальных сопротивлений rК и r*К и емкостей СК С*К с учетом соответствующей схемы включения возможно получить, исходя из режимов холостого хода (х.х.) и короткого замыкания (к.з.) четырехполюсников. В режиме х.х. IБ = IЭ (источники тока α·IЭ и β·IБ нагружены на rК и r*К соответственно) и падение напряжения на rК и r*К равны, следовательно: , с учетом равенства IБ = IЭ и получим: , что говорит об уменьшении дифференциального сопротивления коллектора в схеме с ОЭ по отношению к ОБ. В то же время емкость коллектора в схеме с ОЭ увеличивается в такой же пропорции: . Таким образом, активное и емкостное сопротивления коллекторной цепи в схеме с ОЭ меньше в β+1 раз подобных параметров при включении транзистора с ОБ. Соотношение внутренних параметров в зависимости от схемы включения используется для коррекции частотных и преобразовательных (источник тока) свойств усилительных каскадов. При анализе работы транзисторных каскадов физические схемы транзисторов часто заменяют более удобными на практике эквивалентными схемами в h – и y – параметрах. Эквивалентная схема в h – параметрах отражает зависимость выходного тока I2 и входного напряжения U1 от входного тока I1 и выходного напряжения U2 транзистора в определенной схеме включения, представляя ее как некоторый четырехполюсник. Соотношения токов и напряжений четырехполюсника представляются равенствами: где U1 и U2 – изменения входного и выходного напряжений соответственно; I1 и I2 - изменения входного и выходного токов. Система уравнений может конкретизироваться при изменении схемы включения транзистора. Например, для схемы с ОЭ она примет вид: . Коэффициенты в системе уравнений имеют физический смысл по отношению к конкретной схеме включения транзистора. Их определяют экспериментально, проводя опыты короткого замыкания на выходе и обратного холостого хода на входе. Для короткого замыкания на выходе (UКЭ = 0): - входное сопротивление каскада; - коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ. При обратном холостом ходе (разомкнуты входные цепи, IБ = 0): - коэффициент обратной связи по напряжению (обратная величина коэффициенту усиления по напряжению) - дифференциальная проводимость цепи коллектора. На практике h – параметры используют в расчетах транзисторных каскадов на низких и средних частотах. Схема замещения транзисторного каскада с ОЭ в h – параметрах изображена на рисунке 1.26. Эквивалентная схема в y – параметрах применяют для анализа схем в области высокочастотных сигналов. В этом случае за независимые принимают напряжение на входе (U1) и выходе (U2), а зависимыми – величины входного (I1) и выходного (I2) токов. В этом случае система уравнений четырехполюсника в приращениях сигналов будет иметь вид: Для схемы включения БПТ с ОЭ данная система уравнений видоизменится: Для определения коэффициентов, входящих в систему уравнений проводят опыты короткого замыкания на входе и входе по переменной составляющей. Для короткого замыкания на выходе: - входная проводимость каскада; - коэффициент влияния напряжения базы на выходной ток коллектора в схеме с ОЭ (проводимость прямой передачи). Для короткого замыкания на входе (обратное короткое замыкание): - проводимость обратной передачи – коэффициент учитывающий влияние напряжения на выходе на величину входного тока - выходная проводимость каскада. Система уравнений в y – параметрах имеет схему замещения, отличную от рассмотренных выше (см. рисунок 1.27). 1.3.3 Расчет каскада на БПТ по постоянному и переменному току Режим работы транзистора по постоянному току (смещение рабочей точки, в которой транзистор изменяет свои входные характеристики под действием знакопеременного входного сигнала) определяется параметрами элементов Е, RК, R1 и R2 (см. рисунок 1.28). При расчете (ориентировочном) каскада задаются RН и UВЫХ – сопротивление нагрузки (примерное входное сопротивление последующего каскада) и амплитудное значение выходного усиливаемого напряжения соответственно. С учетом Е > 2UВЫХ (Е - напряжение питания, UВЫХ – синусоидальная ), (максимальный ток нагрузки), (максимальный ток коллектора), RН = (3÷5)RК, следовательно IК_доп  5IН . Граничная частота усиления транзистора fГР должна быть в 3÷5 раз выше граничной частоты усиливаемого сигнала. На основании UКЭ м > (0,8÷0,9)Е, IК_доп, fГР и РРАС_доп (предельно допустимая рассеиваемая мощность) по справочникам осуществляют выбор транзистора с конкретными вышеперечисленными характеристиками. Режим работы по постоянному току может быть описан системой уравнений: По выходным ВАХ транзистора с учетом ограничений по напряжению Е < UКЭ, IК_доп выбирают положение нагрузочной линии по постоянному току, которая строится по точкам холостого хода (ХХ) и короткого замыкания (КЗ) выхода (см. рисунок 1.29). Для режима КЗ → , (UКЭ  0). Для режима ХХ , (IК = 0). Рабочую точку в режиме усиления малых сигналов (предварительное усиление) располагают по середине рабочей области (точка «О») с координатами IКП и UКЭ П. Выбрав точку «О» на ВАХ определяют величину базового тока IБП, а затем находят по входным характеристикам UБЭ П. Статическое сопротивление базы в прямом смещении RБЭ = UБЭ П/ IБП  5,0 кОм. R2 выбирают из соотношения R2 = (5÷8)RБЭ. Сопротивления R1 и R2 образуют обычный делитель напряжения, следовательно, R1  R2 Е / UБЭп. 1.3.4 Расчет усилительного каскада по переменному току Для расчета по переменному току необходимо начало координат ВАХ транзистора перенести в рабочую точку «О». В рабочей точке следует определить для малых приращений параметры транзистора (дифференциальные параметры). Для переменных составляющих напряжений и токов составить линейную схему замещения усилителя с учетом модельных представлений. При расчете по переменному току чаще всего используют h – параметры. Осциллограммы работы каскада при усилении переменного сигнала приведены на рисунке 1.30 Пусть входное воздействие представлено источником синусоидального напряжения UВХ(t)= UБЭ(t) = UmSin wt. На рисунке показаны характерные точки для IБ(t), UБЭ(t), IК(t), UКЭ(t), URк(t) в моменты времени wt = 0, /2, , 3/2. Для колебаний базового тока на 25÷30 % относительно координаты рабочей точки «О» можно считать, что нелинейный элемент – транзистор, работает в линейной области. Входное напряжение совпадает с током базы по фазе. Из рисунка (см. выходные ВАХ) следует, что если в качестве полезного сигнала использовать напряжение UКЭ (RН подключается параллельно UКЭ), то фаза напряжения на выходе будет сдвинута относительно входного на 1800. Для переменных составляющих напряжений и токов внутреннее сопротивление источников питания Е мало, поэтому при анализе каскада точки + и – источника питания закорачивают. С учетом этого, схема замещения по переменному току в h –параметрах будет иметь вид представленный на рисунке 1.31. Расчет усилительного каскада начинают с составления уравнений в соответствии с законами электротехники (законы Ома и Кирхгофа). В процедуре расчета определяют: - входное сопротивление, значение которого необходимо для учета согласования усилителя с источником входного сигнала; - выходное сопротивление, для чего каскад представляют эквивалентным генератором с внутренним сопротивлением RВЫХ, нагруженного на RН, а затем через режим холостого хода находят выходное напряжение UВЫХ ХХ; - коэффициенты усиления по напряжению KU и току KI в комплексной форме (с учетом найденных RВЫХ, UВЫХ ХХ , IН, UН и известного RН); - амплитудно-частотную (АЧХ), фазочастотную (ФЧХ) и амплитудно-фазочастотную (АФЧХ) характеристики усилителя; - коэффициент нелинейных искажений при заданном значении входного сигнала (коэффициент гармоник, Кg); - коэффициенты частотных искажений МН и МВ на граничных частотах fН и fВ. При расчете усилительных каскадов звуковых частот весь частотный диапазон разбивают на три поддиапазона: - низкочастотный (10 ÷ 300) Гц; - средних частот (300 ÷ 5000) Гц; - высокочастотный (5000 ÷ 30000) Гц. Использование нелинейных усилительных элементов (полупроводниковых транзисторов) определяет наличие искажений в выходном напряжении. Искажения усиливаемого сигнала могут быть динамическими (линейными) и статическими (нелинейными). Динамические искажения характеризуются зависимостью коэффициента передачи усилителя от частоты входного напряжения. На рисунке 1.32а представлены результаты усиления сложного гармонического сигнала UВХ (красный цвет), который состоит из двух гармоник w1(черный цвет) и w2(зеленый цвет). При этом коэффициент усиления усилителя для каждой из указанных частот (КU1 и КU2) различен (см. рисунок 1.32б, анализ причин представлен ниже в материалах раздела, посвященному расчету усилительного каскада по переменному току на низких, средних и высоких частотах). Форма выходного сигнала UВЫХ соответственно отличается от UВХ за счет разных значений КU1 и КU2. В числовой форме линейные искажения выражаются через указание коэффициента динамических (частотных) искажений М(w): , где КСР – модуль коэффициента передачи усилительного каскада на средних частотах; К(w) – текущее значение модуля коэффициента передачи в зависимости от частоты. Снижение частотных искажений достигается гарантированным обеспечением линейности АЧХ в заданном диапазоне частот. Статические (нелинейные) искажения являются следствием нелинейности входной характеристики активного усилительного элемента каскада – транзистора (см. рисунок 1.33). Нелинейность входной ВАХ приводить к появлению в токе IБ транзистора гармонических составляющих, которых в источнике усиливаемого напряжения UБЭ нет. Поскольку в активном режиме работы транзистора связь тока базы и выходного коллекторного тока линейная, гармонические составляющие окажутся на выходе усилителя. Для снижения нелинейных искажений необходимо выбирать транзисторы с соответствующими ВАХ, более качественно подходить к обеспечению расчетного значения положения рабочей точки активных элементов (см. расчет каскада по постоянному току). Расчет усилителя по переменному току начинают с определения основных параметров его работы в диапазоне средних частот, для которых процедура носит упрощенный характер. На средних частотах обычно пренебрегают малыми реактивными сопротивлениями разделительных емкостей (включены последовательно с нагрузкой), кроме того, емкость нагрузки также не учитывается из-за ее малого влияния (параллельное соединения RН и RС∑, где С∑ = СКЭ + СН + СМ, СКЭ – выходная емкость БПТ, СН - емкость нагрузки, СМ - емкость монтажа, С∑  (10 ÷500) рФ ). Входное сопротивление усилительного каскада (предварительно RБ = ∞). Согласно схеме замещения (см. рисунок 1.31): Из второго уравнения определим UКЭ и подставим в первое: Следовательно, входное сопротивление легко определить как: С учетом того, что h12Э  0, можно констатировать, что в схеме с ОЭ: При наличии сопротивления смещения RБ, эквивалентное входное сопротивления усилительного каскада будет определяться, как параллельное соединение RВХ и RБ (RБ – параллельное соединение сопротивлений делителя R1 и R2 примерно равное меньшему из них – R2): Коэффициент усиления каскада по напряжению может быть получен из той же системы уравнений. Выразим значение тока базы: , где минус определяется инверсией фазы тока IБ по отношению к напряжению UКЭ и подставим его в первое уравнение: При h12Э  0, h22Э  0, RН >> RК получим: Для случая, когда RК и RН соизмеримы последнее соотношение примет вид: Коэффициент усиления каскада по току легко найти из следующих соотношений: Выходное сопротивление усилителя можно определить, проведя опыт короткого замыкания на входе при отключенной нагрузке, при этом на выход следует подать переменное напряжение Е, где I – ток, потребляемый каскадом от источника переменного напряжения Е (см. рисунок 1.34): Решая эту систему уравнений относительно I, получим: ; ; С учетом h12Э  0, h22Э  0 получим: В области низких и высоких частот нельзя пренебречь значениями разделительных емкостей СР1 и СР2, зарядной емкостью коллекторного перехода и емкостью нагрузки (С) (см. рисунок 1.31). Наличие реактивных сопротивлений в электрической цепи приведет к появлению зависимости основных соотношений (КU и КI) от частоты: , где Δ(w) = ВЫХ(w) - ВХ(w) – разность фаз выходного напряжения относительно входного (фазовый сдвиг), связанная с частотой w = 2f входного усиливаемого сигнала. С учетом представления коэффициента передачи как частотно зависимого параметра различают три частотные характеристики усилительного каскада, имеющие физический смысл: - амплитудно-частотная характеристика (АЧХ); - фазочастотная характеристика (ФЧХ); - амлитудно-фазочастотная характеристика (АФЧХ). Амплитудно-частотная характеристика определяет зависимость модуля коэффициента усиления от частоты , типовая графическая интерпретация которой представлена на рисунке 1.35. Часто, вместо абсолютного значения коэффициента усиления используют нормированную величину – отнесенную к значению коэффициента на средних частотах. Эта характеристика, для которой КСР(w) = 1 с качественной стороны является более универсальной, безотносительной к любому усилительному звену или каскаду. На АЧХ выделен частотный диапазон П, называемый полосой пропускания. Полоса пропускания фиксируется, как интервал частот между значениями wН и wВ, для которых коэффициент: Фазочастотная характеристика показывает зависимость отклонения фазы выходного сигнала относительно входного в функции частоты: . Типовая ФЧХ усилительного каскада на БПТ с ОЭ приведена на рисунке 1.36. Амплитудно-фазочастотная характеристика является комплексной, объединяющей зависимости амплитуды К(w) и фазы Δ(w) между выходным и входным сигналами от частоты. Если представить К(jw) в виде вектора на комплексной плоскости, то конец этого вектора, исходящего из начала координат, при изменении частоты будет описывать кривую, которую называют годографом. Схема включения транзистора будет определять те квадранты (четверти), в которых расположится годограф. Для ОЭ это 2-ой и 3-ий квадранты, для ОБ и ОК – 1-ый и 4-ый (см. рисунок 1.37). Для численной оценки качества частотных характеристик используют коэффициенты частотных искажений МН и МВ, которые определяются через соотношения: МН и МВ рассчитывают, как правило, для граничных частот (при заданных значениях wН и wВ ) или определяют граничные частоты по заданным МН и МВ. Для получения расчетных соотношений в области низких частот представим выходную цепь каскада в виде [ ], изображенном на рисунке 1.38. Уравнение выходной цепи по второму закону Кирхгофа примет вид: , где КХХ·UВХ – напряжение, передаваемое активным элементом в выходную цепь (разделительный конденсатор СР1 для простоты отнесем к выходной емкости предыдущего каскада). Для средних частот аналогичный расчет выходной цепи четырехполюсника даст: Обозначим , тогда, . Модуль коэффициента усиления на низких частотах, исходя из последнего соотношения: Согласно полученному выражению при снижении частоты модуль КНЧ(jw) уменьшается. АЧХ каскада в области низких частот приведена на рисунке 1.39. Коэффициент частотных искажений в области низких частот: , а его модуль: Для многокаскадного усилителя эквивалентный коэффициент частотных искажений будет определяться произведением МН соответствующих каскадов: Емкость разделительного конденсатора может быть определена (при условии, что │МН(jwН)│= ) Фазовые искажения выходного сигнала на низкой частоте определяются через: Для уточнения полученных выражений относительно фазовых искажений необходимо продифференцировать функцию Δ = f(w), поскольку изменение частоты от нулевой до средних (в нашем расчете средние частоты представляют собой w = ∞) могут изменять фазу, как от 900 до 1800, так и от 2700 до 1800 (сдвиг фазы на средних частотах по ранее установленным закономерностям равен 1800). Как известно, производная от функции «arccos» [ 4 ] дает знак минус ( ), что возможно только в том случае, если Δ (0) → 2700. ФЧХ каскада с общим эмиттером в области низких частот согласно полученным выражениям приведена на рисунке 1.40. Для получения расчетных соотношений в области высоких частот (ВЧ) представим выходную цепь каскада в виде, изображенном на рисунке 1.41 [ ], где значением разделительных емкостей пренебрегаем (RCр2→0), но учитываем эквивалентную емкость С, в состав которой входит емкость коллекторного перехода транзистора и емкость нагрузки. Уравнение выходной цепи по второму закону Кирхгофа примет вид: , где КХХ·UВХ – напряжение, передаваемое активным элементом в выходную цепь четырехполюсника с входных цепей каскада; - эквивалентное сопротивление нагрузки. С учетом: Обозначим , тогда, . Модуль коэффициента усиления на высоких частотах, исходя из последнего соотношения: Согласно полученному выражению с ростом частоты модуль КВЧ(jw) уменьшается. АЧХ каскада в области высоких частот представлена на рисунке 1.42. Коэффициент частотных искажений в области высоких частот: , а его модуль: Для многокаскадного усилителя эквивалентный коэффициент частотных искажений будет определяться произведением МВ соответствующих каскадов: Фазовые искажения выходного сигнала на высокой частоте определяются через: Для уточнения полученных выражений относительно фазовых искажений необходимо продифференцировать функцию Δ = f(w), поскольку изменение частоты от нулевой до высоких (в анализе по ВЧ средние частоты представляют собой w → 0) могут изменять фазу, как от 1800 до 900, так и от 1800 до 2700 (сдвиг фазы на средних частотах по ранее установленным закономерностям равен 1800). Как известно, производная от функции «arccos» [ 4 ] дает знак минус ( ), что возможно только в том случае, если Δ (∞) → 900. ФЧХ каскада с общим эмиттером в области высоких частот согласно полученным выражениям приведена на рисунке 1.43. 1.4 Полевые (униполярные) транзисторы Полевой (униполярный) транзистор – полупроводниковый прибор, преобразовательные и усилительные свойства которого обусловлены наличием проводящего полупроводникового канала, управляемого электрическим полем. Термин «униполярный» транзистор получил благодаря одному типу основных носителей, принимающих участие в формировании тока через канал – это либо электроны, либо дырки. Токопроводящий канал может быть приповерхностным и объемным в зависимости от конструктивных особенностей полупроводниковой структуры. Управляющее свойство полевых транзисторов (ПТ) основано на воздействии электрическим полем на величину проводимости основного канала. По аналогии с биполярным транзистором, полевой имеет три основных электрода, но отличающихся по названию. Металлический электрод, создающий эффект воздействия поля называется затвором (З), электроды, через которые протекает основной ток называют истоком (И) и стоком (С) соответственно. Как и в случае с БПТ схемы включения ПТ в усилительно-преобразовательных каскадах различны в зависимости от того, какой из электродов является общим. Используют три схемы включения ПТ: с общим затвором (ОЗ), общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее широкое распространение получила схема включения с ОИ. В зависимости от принципа формирования основного канала различают ПТ с управляющим p - n – переходом (канал объемного типа) и с изолированным затвором (канал поверхностного типа). В свою очередь, последние делятся на ПТ со встроенным и индуцированным (наведенным) каналом. Полевой транзистор с управляющим p – n – переходом. Конструктивные особенности ПТ с объемным типом проводящего канала представлены на рисунке 1.44. ПТ состоит из двух областей с n - и p- проводимостью. В конкретном примере изображен ПТ с каналом n – типа и областью затвора p –типа. Области затвора и канала имеют разную концентрацию основных носителей. Принципиально концентрация основных носителей в материале затвора много больше концентрации основных носителей в материале канала. Различие в концентрациях приводит к тому, что при обратном смещении p – n – перехода, возникающего на границе раздела двух полупроводников с различным типом примесной проводимости, расширение границы связанных зарядов происходит в основном за счет обедненной области, т. е. за счет ширины основного канала. Таким образом, чем больше обратный потенциал приложен к затвору тем шире зона p – n – перехода, а следовательно, меньше ширина основного канала (полупроводник n – типа). За счет обедненного полупроводника в основном канале ПТ имеют значительное сопротивление этого канала, даже в случае нулевого смещения на затворе (смещение затвора в прямом направлении в ПТ не применяется, такой режим работы называется режимом обогащения и крайне редко используется). ПТ с разным типом канала имеют разное обозначение на принципиальных схемах (см. рисунок 1.45). Для ПТ входная ВАХ не используется, т.к. его входной ток является очень малым (ток p – n - перехода, смещенного в обратном направлении), а в практических расчетах применяют только переходную (стокозатворную) и выходные характеристики (см. рисунок 1.46). Стрелка в обозначении транзистора на принципиальных схемах указывает направление от слоя p к слою n. Обращает на себя внимание зависимость напряжения пробоя ПТ по истоку-стоку от напряжения смещения: для напряжения токовой отсечки (ток стока равен нулю) на затворе напряжение пробоя минимально. Это объясняется тем, что в области стока напряжение между стоком и затвором определяется суммой двух составляющих: , т.к. за счет падения напряжения на канале потенциал стока будет ниже Работа ПТ в режиме насыщения характеризуется нулевым потенциалом затвор-исток (UЗИ = 0). Данное соотношение справедливо только для области истока, приближение к стоку приводит к сужению основного канала транзистора в районе стока (см. рисунок 1.44) за счет дополнительного обратного напряжения (смещения) затвор-сток UЗС ≠ 0. Режим токовой отсечки наступает для UЗИ  3÷5 В в зависимости от марки транзистора, активный режим имеет место для промежуточных значений напряжения UЗС. Обратный (инверсный) режим по аналогии с БПТ имеет худшие характеристики (определяются конструктивно технологическими особенностями формирования областей стока и истока) и потому не используется. Усилительные свойства ПТ принято выражать через крутизну стокозатворной характеристики S: Как правило, S задается для UЗИ = 0. В этой точке крутизна максимальна. Для различных ПТ S  2÷8 мА/В при UСИ = 10 В, UЗИ = 0, t = 200C. Внутреннее дифференциальное сопротивление канала определяется как: Коэффициент усиления (по напряжению) : Крутизна стокозатворной характеристики S связана с коэффициентом усиления следующим соотношением: Частотные характеристики ПТ в отличии от БПТ определяются не инжекцией неосновных носителей и их перемещением в области коллектора. Инерционность ПТ объясняется процессами перезарядки барьерной емкости p – n – перехода. Влияние температуры на величину тока стока IС = f(t) в ПТ также отличается от подобной зависимости для БПТ. Увеличение тока стока при повышении температуры компенсируется пропорциональным сужением канала «исток – сток» за счет увеличения напряжения смещения UЗС в области стока и соответствующим снижением тока IС. В полевых транзисторах с изолированным затвором в отличии от предыдущей конструкции затвор изолирован от основного канала полупроводника тонким слоем диэлектрика, в качестве которого используют двуокись кремния (SiO2), что определило аббревиатуру подобных транзисторов – МОП (металл – окисел – полупроводник) или МДП (металл – диэлектрик – полупроводник). Транзисторы с изолированным затвором в свою очередь делятся на транзисторы со встроенным каналом и индуцированным каналом. В ПТ со встроенным каналом конструктивно имеется основной канал между истоком и стоком до подачи напряжения на затвор (см. рисунок 1.47). Кроме того, в отличии от полевого транзистора с управляющим p – n – переходом в структуре транзистора с изолированным затвором имеется дополнительная область полупроводника, называемая «ПОДЛОЖКА» с одноименным выводом, противоположная по типу основных носителей области канала. Роль подложки сводится, к своего рода, накопителю основных носителей, куда они выжимаются или откуда извлекаются, обедняя или обогащая слой канала под действием электрического поля затвора. В принципе подобный ПТ может работать или под управлением затвора или по напряжению «подложка – исток». Последнее, с точки зрения характеристик, подобно работе транзистору с управляющим p – n – переходом и практически не используется. При управлении потенциалом затвора подложка, практически всегда, соединяется с истоком. ВАХ (стокозатворная и выходная) рассматриваемой полупроводниковой структуры приведены на рисунке 1.48. Конструкция полевого транзистора с изолированным затвором и индуцированным каналом изображена на рисунке 1.49. Канал поверхностного типа формируется при определенном напряжении, подаваемом на затвор относительно истока UЗИ. В отличии от полевого транзистора со встроенным каналом для транзистора с наведенным каналом при UЗИ = 0 ток в канале отсутствует. Канал может возникнуть только после того, как UЗИ превысит пороговое значение UЗИ.ПОРОГ. Возникновение канала определяется процессом инверсии основных носителей подложки – электрическое поле затвора выдавливает основные носители вглубь подложки, притягивая неосновные, формируя некоторый слой носителей, совпадающих по знаку с основными носителями истока и стока. Ширина этого слоя зависит от напряжения UЗИ . Чем шире канал , тем меньше его сопротивление и, следовательно, больше ток стока. Для транзистора с каналом n – типа стокозатворная и выходная характеристики приведена на рисунке 1.50. По внешнему виду выходные характеристики транзисторов с встроенным и наведенным каналами являются схожими. 1.5 Классификация транзисторов 1.6 Тиристоры Тиристор – полупроводниковый прибор с двумя устойчивыми состояниями, имеющий три (или более) p – n – перехода, способный переходить из одного состояния в другое под действием внешних сигналов. Тиристоры могут быть диодными (неуправляемые) и триодными (управляемые). Неуправляемые тиристоры называют динисторы, управляемые - тринисторы. Тиристоры - устройства ключевого действия, их работа отчасти подобна работе полупроводникового диода. В открытом состоянии тиристор обладает очень малым сопротивлением протекающему току, в закрытом – практически разрывает электрическую цепь, как в прямом, так и в обратном направлении. Это свойство тиристоров широко используется в силовой электронике. Существуют силовые тиристоры способные коммутировать мощности превышающие 1кВА. Структурная схема неуправляемого тиристора (динистора) представлена на рисунке 1.50. Он состоит из четырех полупроводниковых областей с чередующейся примесной проводимостью. Представленная структура может рассматриваться как два включенных друг с другом транзистора (см. рисунок 1.51). При подаче напряжения в соответствии с типом примесной проводимости крайних областей тиристора, первый (эмиттерный) переход транзистора (n1-p1-n2) будет смещен в прямом направлении, второй – в обратном. То же происходит и со вторым транзистором (p2 – n2 – p1) транзистором. Ток каждого транзистора можно представить в виде: , где IP и IN – коллекторные токи соответствующих транзисторов; 1 и 2 – коэффициенты передачи токов эмиттера этих же транзисторов; IP_K0_и IN_K0 – обратные (тепловые) токи коллекторных переходов. Суммарный ток тиристора будет равен: где IКВ_0 – суммарный обратный (тепловой) ток тиристора. При (1+2)  1, IН → ∞. С повышением прямого напряжения на тиристоре увеличиваются коэффициенты передачи токов эмиттера 1 и 2, что в определенный момент приводит к лавинообразному росту тока IН (коллекторный ток каждого транзистора является в свою очередь базовым током другого – имеет место, так называемая «положительная обратная связь»). Изменение полярности приложенного к тиристору напряжения приведет к смещению в обратном направлении двух эмиттерных переходов, в результате чего ВАХ повторяет обратную ветвь полупроводникового диода. В отличии от диодного триодный тиристор имеет дополнительный электрод, используемый для подачи тока управления в одну из баз импровизированных транзисторов (см. рисунок 1.52). В зависимости от месторасположения управляющего электрода различают тиристоры с анодным и катодным управлением. Наличие базового вывода позволяет влиять на момент начала лавинообразного нарастания тока (момент отпирания) тиристора и зависит от величины тока протекающего по электроду управления. Ток управления (IУ) даже у самых мощных тиристоров не превышает десятков мА, в то время как прямые токи доходят до 1кА и выше. Рабочая ветвь ВАХ диодного тиристора соответствует (см. рисунок 1.53) характеристике для IУ0 = 0. Увеличение IУ приводит к изменению ВАХ (кривые для IУ1 и IУ2). Управляемый тиристор работает последовательно с нагрузкой и совместная рабочая точка определяется на пересечении двух характеристик – нагрузи RН (одна из красных линий на рисунке 1.53) и тиристора (синяя линия для конкретного значения IУ). Время лавинообразного отпирания тиристора составляет единицы микросекунд и необходимость тока управления определяется только этим временем отпирания, т.е. тиристором можно управлять коротким импульсом IУ достаточной амплитуды, после чего наличие тока управления необязательно – в открытом состоянии тиристор будет находиться вплоть до момента снижения прямого тока ниже установленного значения, которое называют током удержания IУД. Недостатком использования управляемого тиристора является то, что его невозможно выключить с помощью изменения тока управления. Для выключения тиристора используют подачу короткого импульса обратного напряжения (UАК < 0), искусственно создавая точку нулевого тока. Область использования тиристоров – управляемые выпрямители, инверторы (преобразователи постоянного тока в переменный), бесконтактные коммутаторы. На рисунке 1.54 представлена схема управляемого выпрямителя, где тиристор используется не только как выпрямитель, но и регулятор величины выпрямленного тока. В нагрузке RН, включенной последовательно с тиристором протекает ток тиристора. Когда тиристор закрыт – ток равен нулю и все напряжение источника UАК~ приложено к полупроводниковому прибору. В момент достаточной величины тока управления, который изменяется пропорционально анодному напряжению, тиристор открывается (его сопротивление резко падает почти до нуля) и напряжение источника падает на нагрузке, ток в которой определяется: . Диаграммы работы тиристора на нагрузку при переменном напряжении источника и разных значениях тока управления приведены на рисунке 1.55. Ток управления при необходимости изменяют путем корректировки величины сопротивления в цепи управления. Таким образом, в нагрузке протекает ток (IRН) одного направления, среднее значение амплитуды которого зависит от степени открытия тиристора (красная линия на рисунке 1.55). Управление тринистором по изменению амплитуды тока IУ с одной стороны характеризуется несложными схемными решениями, с другой – имеет ряд недостатков: - степень регулирования напряжением на нагрузке ограничена областью π/2 синусоидального сигнала (открыть тиристор в диапазоне изменения фазы входного напряжения π/2 < ωt < 2π невозможно); - момент открытия тринистора зависит от температуры полупроводниковой структуры, при неизменном напряжении на управляющем электроде ток управления с ростом температуры увеличивается. От указанных недостатков свободна импульсная форма управления, заключающаяся в создании короткого импульса IУ достаточной амплитуды в заданный момент времени (см. рисунок 1.55). Кроме рассмотренных тиристоров существуют симметричные тиристоры – симисторы, которые позволяют управлять и отрицательной полуволной напряжения на элементе. Каждый симистор подобен паре тиристоров включенных встречно-параллельно (см. рисунок 1.56а). Условное обозначение рассмотренных полупроводниковых устройств на принципиальных схемах приведено на рисунке 1.56б. 1.7 Классификация тиристоров Существует два типа классификаций, в основу которых положены разные ГОСТы. ГОСТ 20859.1 – 72 считается отмененным, но тиристоры отечественного производства, находящиеся в обращении, особенно маломощные, используют нестандартную структуру обозначений в соответствии с выше названным ГОСТом. Она состоит из четырех элементов: первый элемент (буква или цифра) обозначает материал (по аналогии с транзисторной классификацией): Г, или 1 – германий; К, или 2 – кремний; А, или 3 – арсенид галлия; второй элемент (буква) – вид тиристора: Н – динистор; У – тринистор; третий элемент (число) обозначает функциональные характеристики и особенности тиристора: от 101 до 199 – динисторы и незапираемые тринисторы малой мощности (I0C.СР < 0,3А, I0C.СР – максимальный средний ток тиристора в открытом состоянии); от 201 до 299 - динисторы и незапираемые тринисторы средней мощности (0,3A ≤ I0C.СР ≤ 10А); от 301 до 399 - триодные запираемые тиристоры малой мощности (I0C.СР < 0,3А); от 401 до 499 – триодные запираемые тиристоры средней мощности (0,3A ≤ I0C.СР ≤ 10А); от 501 до 599 - симметричные незапираемые тиристоры малой мощности (I0C.СР < 0,3А); от 601 до 699 – симметричные незапираемые тиристоры средней мощности (0,3A ≤ I0C.СР ≤ 10А); Четвертый элемент (буква) обозначает типономинал (разброс характеристик в подгруппе) тиристора. Классификация по ГОСТ 20859.1 – 89 [ 1 ] имеет в обозначении девять элементов: первый элемент (буква или буквы) – Т – тиристор; ТЛ – лавинный тиристор; ТС – симметричный тиристор; ТО – оптотиристор; ТЗ – запираемый тиристор; ТД – динистор; второй элемент (буква) – обозначает подвид тиристора по частотно-коммутационным свойствам: Ч –высокочастотный; Б – быстродействующий; И – импульсный; третий – пятый элементы (три цифры от 1 до 9) обозначают номер модификации, класс и размер корпуса, тип корпуса соответственно; шестой элемент (число) – величина максимально допустимого среднего тока в открытом состоянии; седьмой элемент – буква Х для тиристоров с обратной полярностью корпуса (катод – основание корпуса); восьмой элемент (число) - определяет класс по предельному напряжению в закрытом состоянии, выраженного в сотнях вольт; девятый элемент – группа цифр, обозначающих классификационный признак, поясняющий второй элемент системы обозначения (Ч, Б, И). Например, Т171-250-8-6 – тиристор управляемый незапираемый, размер корпуса «под ключ» -41мм, предельный ток тиристора – 250А, предельно коммутируемое напряжение – 800В, скорость нарастания напряжения в закрытом состоянии – 500 В/мкс. 1.8 Оптоэлектронные полупроводниковые приборы (самостоятельно) 1.9 Силовые полупроводниковые элементы С точки зрения динамики развития отдельных направлений современной электроники силовая электроника имеет неоспоримое преимущество. Именно в силовой электронике в последние годы появляются новые полупроводниковые элементы с особыми свойствами и характеристиками. Какие элементы относятся к названной области? Это полупроводниковые структуры способные коммутировать или управлять огромными токами (десятки - сотни ампер) и напряжениями (сотни вольт и более). Одна из таких функциональных групп была рассмотрена выше – это частично управляемые тиристоры и оптотиристоры. Классификация силовых электронных компонентов в графической форме представлена на рисунке 1.57. Поскольку силовые диоды не играют заметной роли в электронных устройствах и не имеют особенностей в конструкции, основное внимание в разделе будет посвящено полностью управляемым тиристорам, биполярным транзисторам с изолированным затвором (IGBT), МДП и SIT- транзисторам. Полностью управляемый тиристор в областях анода и катода состоит из множества полупроводниковых элементов, каждый из которых представляет собой часть отдельного тиристорного канала (см. рисунок 1.58). При этом каждый тиристорный канал оказывается включенным по отношению друг к другу параллельно. ВАХ GTO – тиристора не отличается от подобной характеристики обычного тиристора. Его особенность заключается в том, что путем подачи на электрод управления G тока обратной полярности можно выключить тиристор. Динамика процесса включения отличается от классической и состоит из времени задержки tЗАД и нарастания tНАР анодного тока, что в сумме и определяет время включения тиристора (см. диаграмму на рисунке 1.59): . При большом времени включения тиристор рассеивает по цепи управления значительную энергию, для снижения которой в период задержки включения поддерживают скорость нарастания тока управления на уровне . Выключение тиристоров осуществляется током IG обратной полярности. Величина тока довольно значительна – до 30% от анодного. Кроме того и время выключения (tВЫКЛ), состоящее из двух интервалов является существенным, что необходимо учитывать при разработке схем управления этими полупроводниковыми приборами. На первой стадии tВЫКЛ анодный ток спадает очень быстро, но со значения IТ  (0,10,2) · IТ МАКС начинается пологий участок. Биполярный транзистор с изолированным затвором является гибридным полупроводниковым прибором, в котором совмещены два способа управления выходным током. Один из них характерен для униполярных структур (электрическое поле обогащает или обедняет основной канал носителями заряда), другой – для биполярных транзисторов (управление инжекцией носителей заряда). Название транзистор получил благодаря комбинации двух типов транзисторов. В литературе можно встретить аббревиатуру IGBT от английского Insulated Gate Bipolar Transistor. Структура IGBT содержит четыре полупроводниковых области (см. рисунок 1.60) с особым способом организации электрических выводов от них. Особенностью БТИЗ является основной вертикальный канал, изготовить который без шунтирующего биполярного транзистора невозможно (так называемый МДП транзистор с каналом вертикального типа) и дополнительная область (на рисунке она выделена розовым цветом), создающая еще один биполярный транзистор противоположный по структуре первому (см. рисунок 1.61). Резистор RМОД – последовательное сопротивление основного канала. Его значение изменяется (модулируется) с величиной проходящего тока. Резистор RБ – активное сопротивление области базы T2. Величина RБ небольшая и потому держит шунтирующий паразитный транзистор Т2 в закрытом состоянии, что не оказывает существенного влияния на работу ПТ Т1. Достоинством IGBT является высокие коммутируемые напряжения (свыше 1кВ) и тока (свыше 100А), но частотный диапазон ниже, чем у мощных полевых транзисторов с вертикальным каналом. БТИЗ устойчив к короткому замыканию в цепи нагрузки – при своевременном отключении он восстанавливает свои свойства, что говорит о его высокой тепловой стабильности. SIT – транзистор представляет (Static Induction Transistor) собой полупроводниковую структуру с разбитым на множество параллельных участков основным каналом по принципу работы схожим с полевым транзистором (разновидность полевого). На рисунке 1.62 приведена упрощенная структурная схема этого компонента. Процессы, происходящие в транзисторе, подобны физическим процесса полевого транзистора с управляющим p – n – переходом. Число параллельных каналов может доходить до нескольких тысяч. Это обуславливает их особые вольт-амперные характеристики (см. рисунок 1.63). Стокозатворнную характеристику транзистора отличает протяженный линейный участок, что позволяет использовать их в оконечных каскадах усилителей мощности особенно в аппаратуре так называемого Hi – Fi (High Fidelity) типа. При переходе напряжения на затворе через ноль (смещение управляющего перехода в прямом направлении) транзистор переходит в биполярный режим работы, достоинством которого является малое прямое напряжение между истоком и стоком, при этом затвор, чей ток в данном случае становится значительным, выполняет роль базы. В заключение раздела на рисунке 1.64 приводятся сравнительные характеристики силовых элементов электроники. При выборе силовых коммутационных (усилительных) элементов руководствуются набором факторов, которые часто бывают взаимно противоречивыми и в этом случае необходимо четко представлять все предельные технические возможности и особенности рассматриваемых средств. Выбор полупроводниковых элементов заключается в оценке следующих технических характеристик: ток и напряжение коммутации, рассеиваемая мощность, частота переключения, остаточное напряжение в открытом состоянии. Как правило, идеальных компонентов, сочетающих в себе лучшие из указанны параметров не существует. В практике приходится жертвовать одной характеристикой в угоду другой. Например, МДП (с вертикальным каналом) транзистор имеет лучшие показатели по частотным свойствам и температурной стабильности, но коммутирует сравнительно меньшие мощности. В этом отношении частично управляемые тиристоры имеют преимущество. Однако последние не имеют температурной стабильности, их коммутационные свойства тоже оставляют желать лучшего. IGBT транзистор схож по параметрам с МДП транзистором, но проще в формировании управляющего сигнала. БПТ и SIT транзисторы имеют малые остаточные напряжения в открытом состоянии. В настоящее время наиболее оптимальными характеристиками обладают IGBT и МДП транзисторы. 2 ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ Обратной связью (ОС) называется сигнал, подаваемый с выхода усилителя на его вход. В зависимости от фазы выходного сигнала по отношению к входному обратная связь может быть положительной и отрицательной. Кроме того, с точки зрения механизма передачи сигнала различают последовательную и параллельную ОС. ОС может быть токовая или потенциальная. В усилителях электрических сигналов нашла применение отрицательная обратная связь. Положительная ОС является основой функционирования генераторов гармонических колебаний. Интересен тот факт, что в 1927 году была предпринята попытка запатентовать отрицательную обратную связь, но эксперты не увидели в патентуемом объекте полезности и отклонили заявку. На рисунке 2.1 представлены примеры реализации отрицательной обратной связи, где тракт усиления условно обозначен блоком с коэффициентом передачи «К», а цепь обратной связи – блоком с коэффициентом передачи «β». Коэффициентом передачи принято называть отношение амплитуды выходного сигнала к амплитуде входного, следовательно: , где Авых, Авх, Аос – амплитуды входного, выходного сигналов и сигнала обратной связи. В общем случае коэффициент передачи является величиной размерной, например В/мА или мА/В. В технике этот термин сравнительно часто используется для обозначения характеристик механических объектов с электроприводом, пневмоприводом, гидроприводом (клапан, задвижка). При этом входным воздействием (сигналом) является управляющее воздействие (электрический, пневматический, гидравлический сигнал), выходной сигнал – линейное перемещение иглы или запорной планки и коэффициент передачи имеет размерность В/мм, МПа/мм и т.д. В случае же, когда входная и выходная физические величины имеют одну природу, например электрическое напряжение в блоке предварительного усиления или в электрическом трансформаторе, коэффициент передачи называют коэффициентом усиления. По понятным причинам коэффициент усиления не имеет размерности и может быть больше или меньше единицы. Для определения вида обратной связи усилителя необходимо найти нагрузочный элемент (Rн) и мысленно закоротить его. Если при этом Аос обратиться в ноль – обратная связь потенциальная (по напряжению), если нет – токовая обратная связь. Последовательная ОС (аналог последовательного соединения сопротивлений в электротехнике) состоит в алгебраическом сложении (с учетом знака, фазы) входного напряжения и напряжения ОС. При параллельной ОС алгебраически складываются токи (входной и ОС) – аналог параллельного соединения сопротивлений в электротехнике. 2.1 Влияние обратной связи на основные параметры усилителя Наиболее часто в усилительном тракте используются последовательная отрицательная обратная связь (ООС) по току коллектора (см. рисунок 2.2 а) и параллельная отрицательная обратная связь по напряжению на нагрузке (см. рисунок 2.2 б) - для схемы включения транзистора с ОЭ. Первая из них используется для стабилизации рабочей точки по постоянному току и ее функционирование можно представить следующим образом. Представим, что под действием внешней температуры транзистор нагрелся. Температурная зависимость электрического сопротивления полупроводника имеет спадающую форму, т.е. с ростом нагрева сопротивление падает. Следовательно, ток эмиттера (коллектора) увеличится без изменения тока базы. В этом случае рабочая точка на выходных характеристика поднимается вверх. Если в цепи эмиттера стоит резистор Rэ, то возросший ток приведет к снижению потенциала эмиттера по отношению к потенциалу базы, а значит к некоторому падению тока базы, что возвратит рабочую точку в прежнее положение, в результате чего величина коллекторного тока как бы не изменится. Для входного контура из второго закона Кирхгофа следует: , что позволяет отнести сигнал на сопротивлении Rэ к ООС. Величина этого сигнала пропорциональна току коллектора и передается на вход в потенциальной форме, что характеризует данную ОС, как последовательную токовую. На рисунке 2.2 б приведен пример схемы с ОЭ охваченной параллельной (потенциальной, по напряжению) ООС. Рост тока, вызванный ростом температуры приведет к уменьшению напряжения на коллекторе транзистора, а затем и тока базы (тока смещения). Сместившаяся рабочая точка вновь займет прежнее положение на выходной характеристике. Для оценки влияния ОС на характеристики усилителя рассмотрим коэффициент усиления каскада, собранного по схеме с ОЭ и охваченного последовательной ООС по напряжению КUoc (см. рисунок 2.1 а). , где - комплексное в общем случае значение выходного и входного напряжений. Но , (знак минус перед Uoc говорит о том, что сигнал входа и обратной связи находятся в противофазе) тогда или . Поскольку , а Следовательно, коэффициент усиления каскада, охваченного ОС, может быть рассчитан как: , где - называется глубиной обратной связи; - петлевое усиление. Знак в выражении глубины обратной связи перед петлевым усилением определяется соотношением фазы входного сигнала и сигнала обратной связи - «плюс» соответствует отрицательной обратной связи, «минус» - положительной Для ООС Анализ полученного выражения показывает, что при глубокой ООС , KUoc не зависит от К и определяется: Это равенство тем точнее, чем произведение больше единицы. Чем же интересен данный вывод? Смысл представленный выкладок заключается в том, что при наличии ООС коэффициент усиления каскада определяется только величиной коэффициента передачи звена ОС и не зависит от коэффициента усилительного прямой цепи К. Но К характеризуется параметрами активных элементов (транзисторы, операционные усилители), которые в той или иной степени подвержены влиянию внешней среды (температура, барометрическое давление, влажность, электромагнитные излучения и т.п.) и стабилизировать его очень сложно, если вообще возможно. β - по номиналу, как правило меньше единицы, реализуется на пассивных элементах (обычные делители, резисторные матрицы), стабильность которых обеспечить гораздо проще. Следовательно, наличие ООС ведет к повышению стабильности усилительного каскада без применения сложных схем воздействия на цепь прямого преобразования (усиления). При этом даже в случае, когда соизмеримо с единицей, ООС повышает качественные показатели усиления каскада и совершенно неважно, что является дестабилизирующей причиной. Модель влияния ООС можно рассмотреть на простом примере. Предположим К, как и β вещественные числа (другими словами мы имеем дело с усилением сигнала постоянного тока). Пусть К = 1000, но под действием внешнего фактора он уменьшается в 2 раза, т.е. К становиться равным 500. Если при этом β = 0,1 и обеспечивается его высокая стабильность, то КUoc, будучи тоже числом вещественным в первом случае будет равно 9,9 , во втором 9,8. Таким образом погрешность от ухода К в два раза (на 50%) привела к относительной погрешности каскада равной: Частотные характеристики могут быть интерпретированы через стабильность КUoc, когда влияющим фактором является частота усиливаемого сигнала. В качестве примера подойдет предыдущий случай, где уменьшение коэффициента усиления связывается с ростом частоты. АЧХ каскада без ООС представлено на рисунке 2.3 а. На рисунке по аналогии с выше представленным примером наличие ООС уменьшает по понятным причинам коэффициент усиления, но при этом КUoc не зависит от частоты в широком частотном диапазоне, а частота среза смещается в область высоких частот. ООС оказывает влияние и на входное сопротивление каскада. Результат влияния последовательной и параллельной ОС различен. Рассмотрим воздействие последовательной ООС (см. рисунок 2.1) на величину Rвх (в общем случае – комплексное входное сопротивление): , , , , Следовательно, и входное сопротивление возрастает в 1+β∙К раз. При параллельной ООС входной ток будет равняться сумме: Тогда в общем случае: и входное сопротивление уменьшается в 1+ β∙К раз. Выводом из представленных выкладок является то, что независимо от формы получения сигнала отрицательной обратной связи (токовая или потенциальная ОС) входное сопротивление растет при последовательной ООС и снижается при параллельной. Выходное сопротивление каскада при наличии ООС зависит от способа ее организации и нечувствительно к виду суммирования со входным сигналом. Для ООС по напряжению (см. рисунок 2.4): где ΔUКАС – приращение напряжения на выходе усилительного каскада равное напряжению холостого хода на выходе. Знак «минус» перед значением приращения напряжения ΔUВЫХ говорит о том, что положительный рост тока нагрузки ведет к уменьшению выходного напряжения, т.е. выходная нагрузочная характеристика усилителя является падающей. Для ООС по выходному току (см. рисунок 2.5) изменение входного напряжения ΔUВХ, определяемое изменением тока нагрузки: Отсюда: Последнее соотношение показывает рост выходного сопротивления усилительного каскада охваченного ООС по току, при этом вид ввода сигнала обратной связи во входную цепь не имеют значения. 2.2 Частотно-зависимая обратная связь При положительной обратной связи коэффициент Интерес в этом случае представляет соотношение . Тогда . При наступает так называемое самовозбуждение каскада и на его выходе устанавливаются гармонические колебания. Частота колебаний определяется внутренними параметрами цепи прямого преобразования и обратной связи. При в усилителе возникают расходящиеся колебания со все возрастающей амплитудой, характеризуемой неустойчивостью работы. Условие , которое можно представить в показательной форме е (ос+у) , выполнимо, если модуль произведения =1 и е (ос+у) = 1, что возможно при (ос+у) = 3600n, где n = 0, 1, 2, 3, … любое целое число или 0. Более подробно о применении условия равенства сказано в разделе 9. АВТОГЕНЕРАТОРЫ. На частотах ниже 100кГц отрицательную обратную связь очень часто применяют в форме частотно зависимой. В качестве зависимого элемента используют соединение RC. Из курса электротехники известно, что полное сопротивление цепи в этом случае будет определяться частотой сигнала, а поскольку коэффициент  формируется путем обыкновенного деления выходного сигнала на пассивных элементах, то значение напряжения (тока) ООС оказывается напрямую связано с частотой. Если предположить, что на частоте  = 0 коэффициент   0 (параллельное соединение RC, R << ZC, Uос  0), тогда: Следовательно, на частоте 0 коэффициент передачи усилительного каскада оказывается равным коэффициенту усиления цепи прямого преобразования, другими словами возрастает многократно. Это свойство ООС нашло использование в избирательных усилителях, автогенераторах (ПОС), цепях коррекции амплитудно-частотных характеристик. С помощью частотно-зависимой отрицательной обратной связи возможна коррекция зависимости Кос от частоты (см. рисунок 2.6). Введение частотно-зависимой ООС является необходимой, например, для корректировки АЧХ тракта усиления сигнала магнитной головки аудио и видео магнитофонов, характеристики которых в области низких (20-100 Гц) и высоких (8-15 кГц) частот имеют глубокие спады. 3 ПОВТОРИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ Повторители напряжения – схемные решения на основе включения усилительного электронного элемента, охваченного 100% последовательной обратной связью. Первыми повторителями напряжения - транзисторные каскады с общим коллектором на биполярном транзисторе (эмиттерный повторитель) и с общим стоком (истоковый повторитель) не полевом транзисторе. Основные свойства этих каскадов близки, отличия же вызваны несовпадением характеристик используемых транзисторов. Схемы эмиттерного и истокового повторителей приведены на рисунке 3.1. Наличие 100% ООС предполагает равенство выходного сигнала и сигнала обратной связи (см. рисунок 3.1 а). Выходное напряжение снимается непосредственно с сопротивления, выполняющего роль элемента ОС, т.е. с Rэ. При этом, если сопротивление в коллекторной цепи равно нулю, схема с ОЭ превращается в транзисторный усилительный каскад с общим коллектором (ОК). Рассмотрим подробно каскад на биполярном транзисторе. Отличительные особенности каскада с ОК: - выходной сигнал не инвертируется относительно входного; - коэффициент передачи Кос <1, т.к. при 100% ООС  = 1, ; - входное сопротивление каскада с ОК резко возрастает, т.к. Ik  Iэ = h21эiб = при условии получим: (последнее выражение является очень важным, поскольку позволяет значительно поднимать входное сопротивление каскада, что очень часто используется в предварительном усилении); - выходное сопротивление повторителя равно Rэ ; - коэффициент передачи каскада по току много больше единицы, т.е. ОК дает усиление сигнала по мощности: Iэ = h21э iб + iб= iб  (h21э + 1)  Iэ/iб = h21э + 1 = КI >> 1. Частотные свойства каскада с ОК определяются частотными характеристиками применяемого транзистора. Основные свойства истокового повторителя аналогичны характеристикам эмиттерного повторителя: Частотные свойства истокового повторителя по аналогии с биполярным транзистором определяются глубиной ООС и с учетом того, что   UОС/UВЫХ 1 (100% ООС), повторитель напряжения имеет существенно лучшие частотные характеристике, чем каскад с общим истоком. 4 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ При разработке устройств РЭА часто используются различного рада каскадные (групповые) элементы, с помощью которых возможно в определенной мере упростить ряд задач. К таковым относятся маломощные источники напряжения и тока, приближенные по своим характеристикам к идеальным и составные транзисторы. Первые позволяют сравнительно просто получать источники опорных напряжений и токов, вторые – поднимать коэффициент передачи одного усилительного каскада. 4.1 Источники тока на биполярном транзисторе При стабильном входном токе каскада с ОЭ (см. рисунок 6.1а) выходная характеристика (см. рисунок 6.1б) дает очень малое приращение тока коллектора (Ik) для значительного разброса напряжения источника питания. Таким образом, если в качестве нагрузки используется резистор, помещенный в коллекторную цепь, его ток Ik = IН в крайне малой степени будет зависеть от величины его сопротивления. Режим работы источника тока характеризуется диапазоном изменения нагрузочного сопротивления, для которого выполняется условие стабильности тока. Значение минимального сопротивления известно, RН МИН = 0 , RН МАКС определяется из соотношения: RВЫХ МАКС = [UП – UКЭ(IБ)] / h21Э IБ  RВЫХ МАКС  RН > RВЫХ МИН = 0 Отклонение нагрузочного тока от его заданного значения IК = IН легко рассчитать с учетом справочной характеристики транзистора h22Э – выходной проводимости транзистора для каскада с ОЭ. Поскольку эта величина крайне мала, то с погрешностью не более 5% можно принимать IН на всем диапазоне изменения RН равной нулю. IК = h22Э [UП – UКЭ(IБ)] , т.к. h22Э  0, IК  0 Стабильный ток в RН в представленной схеме определяется качеством поддержания на заданном уровне значения параметров рабочей точки транзистора. В схеме на рисунке 4.1 роль стабилизатора выполняет диод, включенный в прямом направлении, ток через который задается резистором R1. 4.2 Источники тока на полевом транзисторе Гораздо проще выглядит принципиальная схема источника тока на полевом транзисторе с управляющим р-п переходом и каналом n – типа (см. рисунок 4,2 а). Простота каскада определяется тем, что напряжение управления (напряжение затвора) противоположно по знаку напряжению стока (см. рисунок 4.2б). Максимальный ток стабилизации получают, соединив вместе затвор и исток. Изменение тока возможно при введении в цепь истока балластного сопротивления Rи, величину которого можно найти: Rи =UЗИ 0 / IC зад (для Rи = 0, IC зад = IC макс) RН МАКС = [UП – UСИ нас] / IС зад  RВЫХ МАКС  RН > RВЫХ МИН = 0 Недостаток источников тока на основе ПТ заключается в том, что ток стабилизации лежит в области единиц миллиампер. 4.3 Составной транзистор Реальные значения коэффициентов усиления транзисторов сравнительно небольшие и лежат в пределах h21Э  50. Увеличение данного параметра позволяет существенно упростить реализацию РЭА. В многокаскадном усилительном устройстве при большем h21Э можно обойтись меньшим числом каскадов или использовать слабый по мощности сигнал непосредственно для управления мощными потребителями без применения специальных усилителей. Впервые увеличение коэффициента передачи путем каскадного включения нескольких транзисторов было применено Дарлингтоном и потому, подобные решения называют схемами Дарлингтона или составными транзисторами. Чаще всего составной транзистор представляет собой совокупность двух транзисторов, работающих в паре. Для представленной схемы (см. рисунок 4.3 а) будут справедливы следующие соотношения: При условии, что и После перемножения получим: Приняв , получим: Таким образом, в составном транзисторе результирующий коэффициент передачи тока равен произведению коэффициентов передачи входящих в него транзисторов. Необходимым условием работоспособности схемы является неравенство , иначе в области малых выходных токов схема будет неработоспособной. Для устранения этого недостатка в эмиттерную цепь первого транзистора вводят сопротивление смещения RСМ, которое в общем случае снижает эквивалентный коэффициент передачи. Составной транзистор может быть реализован и с применением полевого транзистора. На рисунке 4.4 представлена схема составного транзистора с применением полевого и биполярного активных элементов. Данный вариант удобно совмещает достоинства полевого и биполярного транзисторов – большое входное сопротивление и огромный статический коэффициент усиления по току (мощности). 4.4 Усилительный каскад с активной нагрузкой Коэффициент каскада в схеме с ОЭ может быть определен по выражению: где RК – суммарное сопротивление всех элементов включенных в коллекторную цепь транзистора VT1. В случае подключения нагрузки параллельно активному элементу вышеприведенное выражение изменится: В этом случае изменение тока нагрузки при изменении входного сигнала может быть выражено: Следовательно, подключение RН несколько снизит коэффициент передачи каскада. Его повышение возможно, если изменение тока коллектора будет ответвляться только на RН , что реально для условия RK>> RН , в идеале RK должно стремиться к бесконечности для переменной составляющей (усиливаемого сигнала). Но RK определяет и режим работы по постоянному току. Совместить первое со вторым невозможно, если не найти такой нелинейный элемент взамен RK, для которого статическое сопротивление много меньше динамического. Мы рассмотрели каскадный элемент – источник тока. В рабочей точке статическое сопротивление определяется напряжением покоя (для усилительного каскада) и величиной стабильного тока. Динамическое сопротивление резко возрастает (пологая часть характеристики транзистора). При использовании в качестве RK источника тока позволяет получить максимально возможный коэффициент передачи каскада: На рисунке 4.5 представлена схема каскада с ОЭ на транзисторе n-p-n типа, где в качестве RK использован источник тока на биполярном транзисторе с противоположной структурой (p-n-p). Т.к. изменение коллекторного тока под действием внешнего сигнала не изменяет ток через активную нагрузку (ток источника тока постоянен), следовательно, изменяется ток нагрузки. Таким образом, изменение сигнала на входе не затрагивает ток в коллекторной цепи VT2 и в полной мере передается в нагрузку, в качестве которой можно рассматривать последующий усилительный каскад. Аналогичным образом можно построить усилитель на основе полевого транзистора, где в качестве сопротивления в цепи стока помещен полевой транзистор, включенный по схеме источника тока. На рисунке 4.6 приводится схема каскада на полевых транзисторах с управляющим p-n- переходом и активной нагрузкой. На рисунке 4.7 для активной нагрузки и усилительного элемента использован МОП-транзистор со встроенным каналом. В том и другом случае усиление каскада максимально и равно: . 4.5 Дифференциальный усилительный каскад Для стабилизации характеристик усилительных каскадов в последнее время, особенно при разработке интегральных микросхем, широкое распространение получили дифференциальные усилители. Особенность его схемотехнических решений позволила повысить стабильность параметров, увеличить при этом коэффициент усиления, подавить синфазные сигналы и температурные воздействия внешней среды. Синфазными называются сигналы или помехи, воздействующие на разные входы устройства и имеющие одинаковую фазу (одну полярность). Функционально дифференциальный усилительный каскад представляет собой мостовой усилитель, в состав которого входят два усилительных звена включенных параллельно по схеме с ОЭ. Типовая схема дифференциального каскада на биполярных транзисторах приведена на рисунке 4.8. Элементы усилителя образуют мостовую схему (см. рисунок 4.9). Плечи моста – сопротивления в коллекторной цепи соответствующих активных элементов - RК1 , RК2 и непосредственно сопротивления самих транзисторов (нелинейные элементы) - VT1, VT2. В одну диагональ включают источник питания, в другую – сопротивление нагрузки RН, на котором выделяется полезный (усиленный) сигнал UВЫХ. Условие баланса моста (нулевой сигнал в измерительной диагонали) стандартно: Изменение баланса моста приводит к появлению напряжения в нулевой диагонали. Разбалансировка моста возникает при изменении RVT1 или RVT2 , либо и того и другого совместно (сопротивления RК1 и RК2 согласно схеме являются неизменными и чаще всего равны друг другу). 5 УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА Как правило, выходные сигналы датчиков различных технологических параметров (температура, давление, расход и т. д.) являются малыми по величине и медленно изменяющимися во времени, причем скорость изменения может быть и нулевой. Для передачи подобных сигналов и дальнейшего преобразования их необходимо усилить. Использовать в качестве усилительных устройств каскады с индуктивными и емкостными связями нерационально, поэтому для усиления постоянных и медленно изменяющихся напряжений применяют усилители с гальваническими связями между отдельными частями, которые называют усилителями постоянного тока. Усилитель постоянного тока (УПТ) – это усилитель, который способен эффективно усиливать постоянные или медленно изменяющиеся сигналы. 5.1 Последовательные усилительные каскады Для получения схемы усилителя достаточно удалить из усилительного каскада все реактивные элементы и соединить их последовательно, т. е. коллектор предыдущего каскада с базой последующего. На рисунке 7.1 представлен трехкаскадный усилитель с гальваническими связями. Очевидно, что данная схема по сравнению с исходной будет иметь преимущества (меньше габариты, возможность применения интегральной технологии при изготовлении). Однако, удаление из конструкции разделительных конденсаторов значительно усложняет проектирование и настройку УПТ. При проектировании гальванически связанных усилительных каскадов возникают две сложные технические задачи. Первая из них – согласование режимов работы усилительных каскадов по постоянному и переменному току, вторая – поиск пути компенсации дрейфа нуля активных элементов. Для согласования каскадов по постоянному току, на первый взгляд, достаточно чтобы напряжение на эмиттерном резисторе последующего каскада компенсировало бы напряжение покоя транзистора предыдущего каскада, для чего необходимо выполнить соотношение для второго каскада: . Таким образом, нормальная работа усилителя возможна при RЭ1< RЭ2< RЭ3 и т.д. Решить вопрос последовательной компенсации напряжения покоя транзистора предыдущего каскада, можно, например, используя стабилитрон (см. рисунок 7.2). Нормальная работа предложенной схемы возможна при . Но, с учетом того, что коэффициент усиления каскада пропорционален: , соответственно, начиная с третьего каскада обеспечить КU>1 достаточно трудно и, следовательно, в состав УПТ их можно включить не более двух. Обобщая вышесказанное, следует выделить характерные недостатки схем УПТ с последовательными гальваническими связями: - сложно обеспечить неизменность напряжения рабочей точки транзисторов; - в отсутствии входного сигнала на выходе УПТ будет присутствовать напряжение, обусловленное режимом покоя транзистора оконечного каскада. В определенной мере устранить смещение нуля выходного напряжения можно введением дополнительного делителя на входе-выходе (изображен пунктиром, см. рисунок 5.1). Температурные воздействия компенсируют введением отрицательных обратных связей, которые с другой стороны снижают коэффициент передачи УПТ (например, RЭ1, RЭ2, RЭ3, см. рисунок 5.3). Однако, предложенные пути решения ведут к необходимости дополнительного процесса настройки каждого усилителя, что препятствует использованию интегральной технологии в производстве, увеличивают рассеиваемую мощность. С учетом того, что эквивалентный коэффициент передачи УПТ находится как: , где Кi – коэффициент передачи соответствующего каскада, величину дрейфа (смещения) нуля на выходе можно представить в виде выражения: Не вызывает сомнения, что . Следовательно, основной вклад в погрешность работы УПТ вносит первый каскад и его параметры. Доля влияния на погрешность нуля второго и последующих каскадов УПТ на превышает на практике 2÷3%. Поэтому в проектировании стремятся поднять как можно больше коэффициент усиления первого каскада и максимально снизить дрейф его нуля. Величина дрейфа нуля приведенного ко входу первого каскада (усилителя) используется как одна из важнейших характеристик усилителей постоянного тока. Для качественного усиления сигналов постоянного и квазинизкочастотного переменного токов выбирают УПТ с дрейфом нуля много меньше величины амплитуды усиливаемого параметра. Для уменьшения влияния напряжения покоя транзистора предыдущего каскада, применяют схемы УПТ с транзисторами разной структуры (см. рисунок 5.4). В этом случае напряжение на базе второго каскада инвертируется противоположной структурой транзистора (больше напряжение на базе – меньшая степень открытия транзистора VT2). Одним из путей снижения дрейфа выходного напряжения при усилении малых значений амплитуд сигналов постоянного тока является использование метода модуляции-демодуляции, который заключается в том, что амплитуду постоянной составляющей, подаваемую на вход первого усилительного каскада, модулируют знакопеременным сигналом, усиливают переменную составляющую, а затем на выходе демодулируют, выделяя полезную информацию (см. рисунок 5.5). Временные диаграммы работы устройства представлены на рисунке 5.6. УПТ построенные на основе принципа модуляции-демодуляции называют М-ДМ усилителями или УПТ с двойным преобразованием К недостаткам М-ДМ усилителей относятся низкая полоса пропускания, необходимость дополнительной фильтрации модулирующей частоты. Повышение качества характеристик УПТ заключается в выполнении первых каскадов в виде дифференциальных (рассмотрены выше, см. раздел 4.5). 6 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ 6.1 Характеристики идеальных операционных усилителей В современных условиях развитие электроники характеризуется тем, что при проектировании аппаратуры используют не дискретные элементы (диоды, транзисторы, резисторы, конденсаторы), а более сложные функционально законченные узлы, изготавливаемые по интегральной технологии. Именно в такой форме используют достоинства усилителей постоянного тока. Многокаскадный усилитель постоянного тока, выполненный в форме интегральной схемы (ИС) и удовлетворяющий определенным требованиям называется операционным усилителем (ОУ). ОУ характеризуется следующими электрическими параметрами: - коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности (Ку реальных усилителей 104 - 106); - входное сопротивление ОУ стремится к бесконечности (входные токи лежат в диапазоне 10 -6 – 10-9 A); - выходное сопротивление стремится нулю (в реальных условиях Rвых единицы кОм); - коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю; - напряжение смещения нуля равно нулю; - полоса усиливаемых частот стремится к бесконечности (частота среза реальных ОУ лежит в диапазоне 104-105 Гц). Название «операционный усилитель» элемент получил в связи с тем, что в свое время он являлся элементарной ячейкой аналоговых вычислительных машин, используемых для реализации различных математических операций над аналоговыми сигналами. В дальнейшем мы рассмотрим схемные решения для выполнения сложения и вычитания, возведения в степень и извлечения квадратного корня, умножения, деления и т.д. аналоговых напряжений и токов, где в качестве активных элементов применяют ОУ. ОУ в интегральном исполнении имеет два входа (инвертирующий и неинвертирующий, см. рисунок 8.1), вход подачи сигнала смещения нуля, выводы частотной коррекции Uf и выходного сигнала Uвых, выводы для подключения двух полярного источника питания + Uп, -Uп и общего провода. Инвертирующий вход обозначается по аналогии с цифровыми интегральными схемами в форме зачеркнутого кружка. Все современные ОУ на входе имеют дифференциальный каскад (ДК). Если ДК выполнен на биполярных транзисторах входные токи составляют единицы mА, при полевых транзисторах в ДК – единицы nA. Частотный диапазон современных ОУ ограничен частотами 105 Гц (см. рисунок 8.2). 6.2 Инвертирующий усилитель на основе ОУ Схема инвертирующего включения операционного усилителя (ОУ) приведена на рисунке 6.3, из которой видно, что в ней действует параллельная отрицательная обратная связь по напряжению. Согласно характеристикам ОУ ток инвертирующего входа (Iвх-) равен нулю, тогда I1 = I2, в соответствии с первым законом Кирхгофа. Если Uвх  0 (Uдиф = 0), тогда по второму закону Кирхгофа: С учетом I1 = I2, получим: Таким образом Для уменьшения влияния разности входных токов ОУ на выходное напряжение в цепь неинвертирующего входа включают резистор, величина которого рассчитывается как параллельное соединение двух сопротивлений R1 и R2: Входное сопротивление ОУ в инвертирующем включении значительно ниже его собственного входного сопротивления. Это определяется влиянием параллельной ООС. Раз Uдиф = 0, то входное сопротивление в этом случае приблизительно равно R1. Выходное сопротивление ОУ для инвертирующего включения на низких частотах значительно меньше Rвых для собственного выходного сопротивления ОУ. Это также является следствием влияния ООС (ОС по напряжению уменьшает Rвых, см. раздел 2.1). Величина RВЫХ О.С. может быть рассчитана: где Rвых – сопротивление ОУ; К – коэффициент усиления ОУ по напряжению (без ОС); коэффициент передачи звена ОС. 6.2 Неинвертирующий усилитель на основе ОУ В неинвертирующем включении (см. рисунок 6.4) имеет место последовательная ООС по напряжению. Наличие подобной формы ООС изменяет и основные соотношения для Ku, Rвх, Rвых. В соответствии с ранее принятыми допусками iвх- = iвх+ (входной ток инфвертирующего и неинвертирующего входов ОУ) = 0, тогда i1 = i2. Поскольку Uдиф = 0, UВХ = - UR1 , а UВХ - UВЫХ = I2R2. Следовательно, I1R1 = - UВХ, I1 = - UВХ / R1. , Таким образом, коэффициент усиления неинвертирующего ОУ равен: На низкой частоте входное сопротивление ОУ будет определяться как: и при К =  (К – коэффициент усиления цепи прямого преобразования, неи путать с КОС), RВХ OC = . Аналогично: и при К =  , RВЫХ OC  0. В реальных ОУ выходное сопротивление лежит в диапазоне: сотни Ом – единицы кОм. 6.3 Повторитель напряжения на ОУ Схема повторителя напряжения легко получается из схемы усилительного звена на ОУ в неинвертирующем включении для R1  , R2  0 (см. рисунок 6.5). И тогда для каскада коэффициент усиления ОУ равен 1, а напряжение на выходе повторяет напряжение на входе : С одной стороны повторитель – это усилитель, охваченный 100 % последовательной ООС по напряжению. В этом случае β = 1. Следовательно, произведение β ·КОУ >> 1 (см. раздел 2.1), С другой стороны для неинвертирующего включения (см. раздел 6.2): Учитывая, что повторитель напряжения на ОУ подобен по свойствам эмиттерному и истоковому повторителям: (см. свойства последовательной ООС по напряжению), поскольку коэффициент усиления ОУ без обратной связи (КОУ) лежит в пределах 104÷105, RВХ_ОУ → ∞, RВЫХ_ОУ→ 0. Повторители напряжения на ОУ используются там же, где применяют эмиттерные и истоковые повторители – во входных буферных и выходных согласующих каскадах. 6.4 Сумматор напряжения на ОУ Принципиальная схема сумматора напряжений приведена на рисунке 6.6. Поскольку в режиме усиления UДИФ ≈ 0, тогда ∑ iR = iОС, следовательно, UВХ-R = iR·R или iR = UВХ-R / R. Подставив iR в формулу расчета UВЫХ_ОС получим: Где отношение RОС/R есть частный коэффициент передачи соответствующего канала усиления (КJ) входного напряжения (UJ). В конечном итоге предыдущее равенство можно записать: Для уменьшения влияния входных токов ОУ в цепь неинвертирующего входа включают резистор с эквивалентным сопротивлением 6.5 Вычитающий усилитель на ОУ Для вычитающего усилителя, изображенного на рисунке 6.7 характерно включение ОУ по дифференциальной схеме, т.е. задействованы оба входа и инвертирующий и неинвертирующий. Сигналы могут подаваться на оба входа, как потенциальные, относительно общего провода (см, рисунок 6.7), либо в дифференциальной форме – один сигнал на оба входа. Для вывода формулы воспользуемся принципом суперпозиции: сигнал на выходе будет равен сумме сигналов, как если бы UВХ1 и UВХ2 действовали поочередно. В случае, когда UВХ2 = 0 напряжение на выходе будет: При UВХ1 = 0 выходное напряжение определится как: Тогда Для условия R1= RОС= R3= R4 Для условия R1= R3, R4= RОС В некоторых случаях вычитающий усилитель используется в дифференциальном включении – сигнал от одного источника подается на оба входа ОУ. Форма дифференциального усилителя приведена на рисунке 6.8. При подаче на вход ОУ сигнала одновременно на оба входа изолированно от общего провода на выходе ОУ формируется потенциальный сигнал равный входному при условии равенства сопротивлений во входных цепях ОУ (R1=RОС=R3=R4). Для условия R1= R3, R4= RОС сигнал на выходе ОУ будет пропорционален отношению RОС/R1: 6.6 Интегрирующий усилитель на ОУ Аналоговый интегратор (см. рисунок 6.9)реализуется на основе ОУ путем установки емкости в цепь параллельной ООС по напряжению (вместо RОС). Выходное напряжение при этом определяется как: В случае, когда UВХ = const напряжение UВЫХ(t) ,будет иметь вид линейно нарастающего: , где А – константа интегрирования. А = 0 только тогда, когда отсчет времени начинается для момента UВЫХ = 0. Наличие входного тока (IВХ), напряжения смещения (UСМ) и разбаланс входных токов (ΔIВХ) в реальных интегрирующих усилителях ведет к росту выходного напряжения, даже при UВХ = 0 и с учетом t = ∞ напряжение на выходе нарастает до максимума (UВЫХ_МАХ ≈ ± Uп): Задав максимальную ошибку интегрирования на выходе ОУ (UОШ_ДОП), можно для реального усилителя (UСМ, IВХ, ΔIВХ – известны) найти предельное значение времени интегрирования: 6.7 Дифференцирующий усилитель на основе ОУ Дифференцирующим усилителем называется аналоговое устройство, выходное напряжение которого пропорционально производной его входного напряжения по времени. Простейший (идеальный) дифференциатор представлен на рисунке 6.10. Реальный дифференциатор имеет динамические ошибки, связанные с ограниченной величиной коэффициента передачи ОУ и его конечной частотой wВ (см. разделы 1.3.4 и 6.1, рисунки 1.32, 1.33). Данные ограничения определяют появление различного рода корректирующих цепочек, усложняющих конструкцию усилителей. Например, для приведенной схемы (см. рисунок 6.10), частотный диапазон лежит в пределах 0 < w < 1/( ROC·C). Однако, емкость на входе определяет с ростом частоты падение входного сопротивления, что может негативно сказаться на источнике входного сигнала (в случае его большого внутреннего импеданса). Для повышения стабильности и входного импеданса дифференциатора последовательно с емкостью включают дополнительное сопротивление RK, параллельно же RОС ставят емкость СK (см. рисунок 6.11). Наличие данных элементов превращают чистый дифференциатор в дифференциатор – сумматор, на выходе которого сигнал пропорционален выражению [7]: При условии RК·C = ROC·CК на частотах w < 1/ (RК·C) усилитель дифференцирует входной сигнал, при больших частотах – интегрирует. 6.8 Компаратор (устройство сравнения) напряжения на ОУ Компаратором называется устройство, предназначенное для сравнения измеряемого напряжения с напряжением воспроизводимым мерой. В качестве меры используют источник опорного напряжения. Принципиальная схема компаратора изображена на рисунке 6.12. ОУ в устройстве сравнения работает в режиме бесконечно большого усиления (RОС = ∞), при этом на сигнал выходе равен предельному (~ +UП) для: . В случае UВЫХ изменяется на нулевой (специализированный компаратор) или на ~ -UП для стандартного ОУ. В специализированных компараторах (например, К544СА3) используются усилители с высокой скоростью нарастания выходного сигнала и дополнительные каскады ограничения напряжения низкого уровня уровнем нуля соответствующей серии логических интегральных схем. В компараторе К544СА3 уровень нуля и единицы совпадает с параметрами ТТЛ уровней. На рисунке 6.13 изображены временные диаграммы, поясняющие работу компаратора. В состав компаратора входит сопротивление положительной обратной связи RР необходимое для формирования зоны гистерезиса на выходной характеристике. Ширина зоны лежит в обратной пропорции с величиной RР . Размер гистерезиса должен превышать амплитуду помехи (чаще всего частота силовой сети 50 Гц ), наложенной на входной сигнал, в противном случае в переходном режиме на выходном напряжении будут возникать импульсы ложного срабатывания, которые иногда нежелательны. 6.9 Активные фильтры на основе ОУ Активным фильтром называется электронное устройство, в состав которого входит усилительный элемент, формирующий заданную форму АЧХ. Вид частотной характеристики (зависимость модуля коэффициента усиления от частоты) определяет область использования и название фильтров: низкочастотные, высокочастотные, избирательные и режекторные (см. рисунки 6.14 и 6.15). По сравнению с пассивными фильтрами активные с наличием усилительного звена в своем составе обладают рядом существенных достоинств и некоторыми недостатками. К преимуществам активных фильтров следует отнести: - малые габариты и вес особенно для устройств низкочастотного диапазона (пассивные фильтры строятся на реактивных LС элементах, которые для низкой частоты имеют значительные размеры); - возможность реализации каскада с заданными частотными свойствами и большим коэффициентом усиления; - простоту настройки фильтров, не требующей высокой квалификации; - при использовании в качестве усилительного элемента ОУ активные фильтры легко перестраиваются за счет размещения частотно зависимого элемента из обратной связи во входную цепь и наоборот, что ведет к качественному изменению типа АЧХ; - возможность построения всех типов фильтров без применения индуктивностей, которые ограничивают применение интегральных технологий. К недостаткам активных фильтров можно отнести: - область их применения ограничена малыми выходными мощностями, что ограничивает их использование в силовой электронике; - помимо непосредственно частотнозадающих элементов усилителей АЧХ фильтров в некоторой степени зависят от АЧХ самих усилительных элементов, а например, сверхвысокочастотный диапазон чаще всего является недоступным. В последнее время в качестве усилительных элементов активных фильтров применяют операционные усилители. Фильтр низких частот на ОУ построить крайне просто. Для этого необходимо задаться функцией зависимости от частоты сопротивления в цепи ООС вида: . Ту же АЧХ можно получить если входное сопротивление (для инвертирующего включения ОУ) имеет вид: . Если совместить оба варианта в одной схеме получим фильтр с более крутым спадом АЧХ на частоте фильтра wН. На рисунке 6.16 представлено именно такое решение. В цепи обратной связи установлена емкость С1, сопротивление которой уменьшается с ростом частоты пропорционально . Следовательно с ростом частоты коэффициент усиления ОУ КU будет падать. К уменьшению с ростом частоты КU ведет и шунтирование входа емкостью С2 (входной сигнал буде падать на R1 и R2). При введении во входную цепь частотнозависимого элемента (для инвертирующего ОУ) необходимо помнить о том, что сопротивление во входной цепи определяет входное сопротивление усилителя и его близкое к нулю значение (на высокой частоте) может нарушить работу предыдущих каскадов устройства. Поэтому активные фильтры на ОУ корректнее выполнять на основе неинвертирующего усилителя. Фильтр высоких частот (ВЧ) изображен на рисунке 6.17. В данной схеме частотно зависимые элементы С1 и С2 установлены последовательно во входную цепь инвертирующего ОУ, причем с ростом частоты его сопротивление уменьшается, что ведет к росту КU. Сопротивление в цепи ОС R2 усилителя не зависит от частоты. При необходимости получить высокую избирательность фильтра можно дополнить схему частотно зависимым элементом в цепи ООС, либо последовательно с первым поставить дополнительный активный фильтр. С практической точки зрения ВЧ фильтр корректнее строить на ОУ в неинвертирующем включении. В этом случае нет необходимости учитывать влияние частоты на входное сопротивление усилителя. Фильтр промежуточной частоты (избирательный, ПЧ-фильтр) применяют в аппаратуре, где необходима передача, прием, усиление узко частотного сигнала, например, передача звука и изображения на расстояние, локация, измерительная техника и т.д. На рисунке 6.18 представлена типовая схема активного ПЧ-фильтра на ОУ. В качестве частотно зависимого элемента в представленном варианте используется пассивный фильтр типа «двойной Т-образный мост», размещенный во входной цепи инвертирующего ОУ. Для данного типа пассивного фильтра его сопротивление минимально на частоте среза при этом коэффициент усиления возрастает. Применение специализированных фильтров имеет особенности. АЧХ фильтра (в том числе и «двойной Т-образный мост») требует точного подбора элементов фильтра, т.е его настройки. Для получения высокой избирательности необходимо соблюдения следующих соотношений: RФ1 = RФ2 = 2·RФ3, СФ1 = СФ2 = 2·СФ3. Чем точнее подбор номиналов (RФ и СФ), тем выше характеристики активного фильтра. Режекторный фильтр на ОУ изображен на рисунке 6.19 6.10 Источник опорного напряжения на ОУ ОУ часто используют в блоках формирования эталонного напряжения, например, в компараторах (см. раздел 6.8), в которых стабильность опорного (эталонного) напряжения определяет качество работы сравнивающего устройства. Источник опорного напряжения (ИОН) предназначен для формирования напряжения не зависимого (в определенной степени) от колебаний напряжения питания и параметров нагрузки (RН, IН). Простейший тип ИОН был рассмотрен в разделе 1.2 (см. рисунок1.11). Его применение целесообразно для неизменных параметрах нагрузочной цепи для условия, когда RН много больше сопротивления стабилитрона. При изменении RН выходное напряжение параметрического стабилизатора будет меняться. Улучшить характеристики параметрического стабилизатора (в частности стабильность выходного напряжения) можно при использовании ОУ (см. рисунок 6.20). Для повышения качества параметрический стабилизатор дополняется усилителем, включенным по схеме повторителя напряжения. Повторитель на ОУ позволяет избавиться от влияния параметров нагрузки на величину опорного напряжения (UВЫХ). Особенностью применения ОУ в ИОНах является возможность оперативной (в небольших пределах) корректировки опорного напряжения, для чего повторитель заменяется усилителем в неинвертирующем включении с возможностью коррекции коэффициента передачи ОУ (см. рисунок 6.21). 7 АВТОГЕНЕРАТОРЫ Генератором называется устройство, предназначенное для преобразования энергии источника питания в энергию сигнала переменной амплитуды различной формы. В этом отношении различают генераторы гармонических колебаний и релаксационные генераторы (см. рисунок 7.1). Первые чаще всего работают в режиме автогенерации, вторые могут быть и синхронизируемыми, т.е. запускаться внешними управляющими сигналами. Релаксационные генераторы с внешним запуском называют одновибраторами. В настоящем разделе курса главное внимание будет уделено рассмотрению автогенераторов, релаксационные (импульсные) генераторы изучаются в обьеме цифровой электроники. На рисунке 7.2 приведена известная функциональная схема усилительного каскада, охваченного обратной связью, где К – коэффициент усиления прямой цепи, β – коэффициент усиления звена обратной связи. В том случае, когда фазы сигналов входного и обратной связи совпадают обратная связь квалифицируется как положительная (см. раздел 2). Тогда известная формула расчета коэффициента усиления каскада, охваченного положительной обратной связью (ПОС) будет иметь вид: при этом все члены, входящее в соотношение, как правило, являются комплексными величинами. Поскольку в любом усилительном каскаде коэффициент усиления является в общем случае частотно зависимым, последнее выражение можно переписать: В автогенераторах используется условие КОС → ∞, имеющее место для или с учетом комплексности : Данное равенство возможно для некоторой частоты w1 и разбивается на два условия: , где n = 0; 1; 2; …. – любое целое число. Первое условие носит название «баланс амплитуд», второе – «баланс фаз». Баланс фаз и амплитуд является необходимым и достаточным для возникновения на выходе усилительного каскада с ПОС гармонических колебаний. Если условие баланса фаз и амплитуд выполняется для одной частоты – на выходе устанавливаются синусоидальные колебания этой частоты, при соблюдении балансов в широком диапазоне частот – имеем релаксационный генератор, например прямоугольных импульсов. На практике баланс фаз и амплитуд достигается формированием цепи ПОС LC или RC цепями. Один из вариантов LC генератора является схема, изображенная на рисунке 7.3. В коллекторную цепь транзистора включен колебательный контур LКRК. За счет ПОС, сформированной индуктивностью LСВ, сигнал с выхода попадает на вход. При условии достижения баланса амплитуд (за счет коэффициента трансформации обмоток LKLСВ на выходе каскада установятся синусоидальные колебания с частотой свободных колебаний колебательного контура LКRК. Элементы LФ и СФ не пропускают переменную составляющую через источник питания. Напряжение UСВ (напряжение на обмотке LСВ) является напряжением ОС. Оно связано с напряжением первичной обмотки W1 коэффициентом трансформации: Коэффициент трансформации в данном случае является коэффициентом передачи ОС, показывая, какая часть напряжения UK передается на вход. Для выполнения баланса амплитуд на частоте ω0 должно выполняться равенство: Число витков вторичной обмотки определяет условие баланса амплитуд. Для обеспечения баланса фаз необходимо обеспечить соответствующее включение начал и концов обмоток, чтобы ОС была положительной. Емкость С1 выбирают такой, чтобы ее сопротивление на частоте генерации было незначительным по сравнению с RВХ транзистора. Это исключает ее влияние на ток во входной цепи, создаваемый напряжением ОС. Назначение RЭ и СЭ такое же, как в обычном усилительном каскаде. LC-генераторы, также как и LC-избирательные усилители применяют в области высоких частот, когда требуются небольшие величины L и имеется возможность обеспечить высокую добротность LC-контура. А на низких и инфранизких частотах, когда построение LC-генератора из-за значительных габаритов L и С затруднительно, используют RС цепи тех же типов, что и для избирательных усилителей. Построение RC-автогенераторов основано на применении частотно-избирательных четырехполюсников на R и C элементах в цепи обратной связи и в зависимости от создаваемого ими сдвига фазы на квазирезонансной частоте, инвертирующего или неинвертирующего усилителя. Частота колебаний RC-генераторов пропорциональна частоте среза RC-цепочек. Для того, чтобы получить требуемый сдвиг фазы выходного сигнала четырехполюсника (например,  = π) необходимо определить сдвиг фазы приходящийся на одну Г-образную RC группу. Г-образная ячейка трехзвенного четырехполюсника должна сдвигать фазу на 60 градусов (π/3). Заданный сдвиг одной группы на некоторой частоте w0 будет обеспечен соотношением (см. рисунок 7.4) : В этом случае сдвиг фаз в одной группе легко определить: Поэтому для получения  = π четырехполюсника необходимо использовать три Г образных ячейки. Малогабаритные резисторы и конденсаторы могут иметь большие номинальные значения параметров, поэтому RC-генераторы предпочтительнее в низкочастотной области. Верхний частотный предел RC-генераторов ограничивается значениями паразитных емкостей и минимальными сопротивлениями R. Практически такие генераторы используют для генерирования колебаний, частоты которых достигают сотен килогерц. RC-автогенераторы можно разделить на две основные группы: – автогенераторы с поворотом фазы сигнала в цепи положительной обратной связи на 1800 на квазирезонансной частоте 0; – автогенераторы без поворота фазы, у которых фазовый сдвиг сигнала в цепи положительной обратной связи равен нулю на квазирезонансной частоте 0. Основные схемы частотно-зависимых четырехполюсников, используемых для построения RC-генераторов, представлены на рисунке 7.5. На рисунке 7.6 приведена принципиальная схема RC автогенератора с частотно-зависимой трехзвенной ОС. Автогенератор содержит частотно-избирательный четырехполюсник из R и C элементов и инвертирующий усилитель (например, выполненный на транзисторе с ОЭ). Выход усилителя с помощью частотно-избирательного четырехполюсника соединен со входом, образуя кольцевую схему с положительной обратной связью. Режим работы по постоянному току обеспечивается делителем R1,RФ3 и резистором RЭ в цепи эмиттера. Одновременно параллельно включенные по переменному току резисторы R1,RФ3 образуют третье сопротивление частотно избирательного четырехполюсника, т.е. Таким образом, выбор сопротивления в четырехполюснике и сопротивлений делителя в усилители взаимосвязаны. С учетом того, что R1>>RФ3, R~ ≈ RФ3. Как известно из теории для схемы четырехполюсника, представленной на рисунке 7.5,а коэффициент передачи на частоте квазирезонанса равен 1/29, следовательно для обеспечения баланса амплитуд необходимо добиться равенства коэффициента усиления транзисторного каскада К = 29. В этом случае потери цепи ОС будут скомпенсированы, а условия балансы фаз и амплитуд выполнены и в схеме должны возникнуть автоколебания с частотой, которую можно рассчитать: Построение RC-автогенератора на основе однокаскадного усилителя с четырехполюсником в обратной связи необходимо согласовывать с входным сопротивлением транзистора, которое в схеме включения последнего с ОЭ достаточно невысокое. Поэтому, иногда, схему дополняют буферным входным транзисторным каскадом – эмиттерным повторителем. В современной электронной технике транзисторы очень часто заменяются более современным типом активного элемента – операционным усилителем (ОУ). С учетом наличия у данного элемента двух входов (инвертирующего и неинвертирующего) функциональные схемы автогенераторов становятся гораздо проще. Один из вариантов RC-автогенератора с четырехполюсником в виде моста Вина (RC цепь с нулевым сдвигом фазы) в положительной обратной связи ОУ представлен на рисунке 7.7. Элементы С и R ПОС ОУ (цепь передачи напряжения с выхода ОУ на его неинвертирующий вход) формируют нулевой фазовый сдвиг на частоте квазирезонанса, в то время как резисторы R1, RОС и диоды VD1, VD2 цепи ООС ОУ обеспечивают необходимый коэффициент усиления на расчетной частоте возбуждения равный 3 (из теории β ПОС для моста Вина на частоте среза равен 1/3). Кроме того, диоды обеспечивают автоматическую стабилизацию амплитуды выходного сигнала за счет изменения внутреннего сопротивления диодов от приложенного к ним напряжения – увеличение UВЫХ уменьшает RD, что приводит к снижению коэффициента усиления ОУ а следовательно уменьшению UВЫХ и наоборот. Частоту нулевой фазы можно рассчитать по формуле: 7.1 Мультивибраторы Мультивибратором называют релаксационный генератор импульсов, форма которых близка к прямоугольной. Как и любой генератор мультивибратор относится к усилителю с положительной обратной связью (ПОС). Принципиальная схема автоколебательного мультивибратора, собранного на двух транзисторах с перекрестными обратными связями по переменному току (емкости С1 и С2) изображена на рисунке 7.6. Изменение формы обратной связи одного из каскадов мультивибратора приводит к изменению принципа его работы. Введение ПОС по постоянному току одного из транзисторов характерно для ждущего режима работы мультивибратора, который часто называют одновибратором. Транзисторы автоколебательного мультивибратора находятся попеременно в квазиустойчивом состоянии определенное время. Это время зависит от соотношения сопротивлений RК, RБ и величины С в ПОС каждого активного элемента. При условии RК1= RК2, RБ1 = RБ2 и С1 = С2 на выходе мультивибратора (UКЭ1, UКЭ2) устанавливаются устойчивые колебания со скважностью равной 2. Работа мультивибратора поясняется временными диаграммами (см. рисунок 7.7). При включении питания транзисторы через некоторое время установятся во взаимно противоположные состояния (момент времени t1 на диаграмме, VT1- открыт, VT2 - закрыт). С этого момента начинают одновременно протекать два процесса, связанные с перезарядкой емкостей С1 и С2. Ко времени t1 емкость C2 разряжена, но после насыщения VT1 начинается ее заряд по цепи RК2 – эмиттерный переход VT1. Напряжение на емкости С2 определяет (через малое сопротивление эмиттерного перехода VT1) вид выходного напряжения UКЭ2 (емкость шунтирует коллектор-эмиттер VT2). Длительность зарядки может быть рассчитана: Наличие в базе VT1 тока от двух элементов (RБ1 и заряда С2) заводит этот транзистор в глубокое насыщение на время заряда емкости. По мере зарядки ее ток (напряжение UБЭ1) базы VT1 падает до значения, определяемое величиной RБ1. Второй процесс связан с разрядом емкости С1 по цепи «открытый транзистор VT1 - RБ2 – источник питания». Разряд заканчивается полным разрядом емкости. Время разряда может быть определено: В момент t3, когда напряжение на С1 будет равно 0 произойдет опрокидывание мультивибратора. Транзистор VT1 начнет лавинообразно закрываться, VT2 – открываться и весь выше представленный процесс повторится. Одновибратором называют релаксационный генератор, предназначенный для формирования выходного импульса с фиксированной длительностью. Одновибратор отличается от рассмотренного выше мультивибратора наличием цепи непосредственной гальванической связи между двумя каскадами (см рисунок 7.8). За счет исключения из схемы мультивибратора базового резистора RБ2 и введения постоянного отрицательного смещения (RСМ и дополнительный источник -UСМ) устройство может находиться в устойчивом состоянии бесконечно долгое время. В статическом состоянии транзистор VT2 надежно закрыт отрицательным потенциалом делителя RСМ, RБ, RК1. Конденсатор С2 заряжен до напряжения источника питания +UП, С1 разряжен, транзистор VT1 открыт положительным смещением через RБ1. Для активизации одновибратора достаточно на базу транзистора VT2 подать положительный импульс запуска (UЗАП, см. рисунок 7.9). Амплитуда импульса и его длительность должны быть таковы, чтобы кратковременно приоткрыть VT2. Момент открытия транзистора перерастает в лавинообразное опрокидывание структуры за счет подключения к базе VT1 закрывающего напряжения конденсатора С2. Таким образом, импульс запуска ведет к открытию транзистора VT2 и закрытию VT1. В этом состоянии квазиустойчивого равновесия устройство будет находиться в течение времени tИ = t2- t1 разряда конденсатора С2 (см. рисунок 7.9). Время tИ определяется величинами С2 и RБ1: От значения постоянной времени заряда (подготовки) емкости С1, зависит возможность повторного запуска одновибратора: В случае, когда запускающий импульс UВХ приходит раньше окончания процесса подготовки устройства, формирования повторного выходного импульса не происходит. Активный режим работы одновибратора заканчивается только после восстановления заряда на емкости С2 (период времени t3 – t2, см. рисунок 7.9). Время восстановления зависит от RК2 и С2: Если запускающий импульс приходит раньше окончания процесса восстановления, время выходного импульса будет меньше расчетного (красные пунктирные кривые, см. рисунок 7.9). 8 ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Вторичные источники электропитания служат для обеспечения электронных устройств энергией, отличающиеся по типу напряжения (постоянное или переменное), значению его амплитуды и знака. В свою очередь вторичные источники питаются, как правило, от сети переменного тока, реже от аккумуляторной батареи. От качества (надежности) вторичных источников зависят параметры работы практически всех электронных элементов и устройств. В технической литературе термин «вторичный источник электропитания» и «источник питания» часто являются синонимами. На рисунке 8.1 приведена схема, согласно которой все источники питания (ИП) можно разделить на: трансформаторные, инверторные, управляемые выпрямители (на основе тиристоров). Первые ИП электронной аппаратуры строились на базе трансформаторных (см. рисунок 8.2). Трансформатор выполняет функции гальванического разделения силовой сети и цепей питания электроники, а также преобразователя амплитуды (за счет изменения коэффициента трансформации легко получить напряжение питания заданного значения). Роль выпрямителя сводится к преобразованию переменного напряжения в постоянное, пульсирующее. На выходе выпрямителя размещают фильтр низкой частоты (ФНЧ), являющийся непреодолимой преградой для переменной составляющей, но пропускающий постоянное напряжение, которое через стабилизатор питает электронную аппаратуру. Необходимость стабилизатора объясняется нестабильностью напряжения силовой сети (до 10%) и непостоянством отбора мощности от источника питания (любой источник питания обладает конечной величиной внутреннего сопротивления). Трансформаторные источники сравнительно просты по конструкции, не требуют высокой квалификации при настройке, обслуживании и ремонте. Однако низкая частота (50 Гц) определяет существенные геометрические характеристики и вес, что ограничивает их использование в современной аппаратуре, хотя для работы в простейших устройствах они находят применение и сегодня. Инверторные блоки питания (см. рисунок 8.3) в сравнении с трансформаторными обладают гораздо меньшими габаритами и массой, имеют более высокий КПД и значительно богаче по функциональным возможностям. В состав инверторного источника в обязательном порядке входит инвертор, основное назначение которого преобразовать постоянное напряжение одной величины в постоянное напряжение другой величины и знака. В практике используют два вида канала инвертирования. В первом, выпрямленное сетевое напряжение посредством релаксационного автогенератора преобразуется в переменное, частотой порядка 10 кГц, которое затем повторно трансформируется, выпрямляется, фильтруется, стабилизируется и поступает на выход. Подобная схема имеет преимущество перед классической (трансформаторной) в параметрах высокочастотного трансформатора – он меньше размерами и легче, хотя более сложен в изготовлении особенно с кольцевыми ферритовыми сердечниками. Разновидностью автогенераторного инвертора является инвертор с управляемым автогенератором. В этом случае за счет обратной связи по напряжению нагрузки изменяются параметры релаксационных колебаний на выходе генератора (частота или скважность). Структурная схема с обратной связью совмещает функцию преобразователя и стабилизатора, что позволяет исключить последний из состава источника питания. Автогенераторные инверторы дают возможность получать различные выходные напряжения, однако являются более сложными, в основном, за счет изготовления многообмоточного высокочастотного трансформатора. Второй тип инверторного источника питания не содержит автогенератора и относится к так называемым ШИМ стабилизаторам. В его структуре выпрямленное и сглаженное напряжение силовой сети или напряжение аккумулятора поступает на коммутирующий элемент (чаще всего мощный биполярный транзистор), работающий поочередно в режиме токовой отсечки и насыщения. При открытом транзисторе на его выходе оказывается все напряжение источника, при закрытом (режим токовой отсечки) – ноль. В зависимости от соотношения времени открытого и закрытого состояния транзистора постоянная составляющая напряжения на нагрузке может меняться. Управляемые выпрямители строятся на основе элементов, объединяющих в себе две функции: выпрямителя и регулятора напряжения. В качестве основных силовых элементов используют в этом случае управляемые тиристоры и транзисторы (последние реже). Функциональная схема подобного ИП приведена на рисунке 8.3 и содержит непосредственно блок выпрямления переменного напряжения силовой сети (УВ), фильтр низких частот Ф1, обратную связь по напряжению на нагрузке, управляющую работой выпрямительного модуля. К основным техническим характеристикам ИП относятся: - номинальная мощность ИП; - номинальные уровни напряжения как входного UВХ НОМ, так и выходного UВЫХ НОМ; - диапазон изменения (допустимый) выходного (входного) напряжения UМИН < UВЫХ < UМАКС, иногда этот параметр задается в виде коэффициента нестабильности напряжения: В некоторых случаях величина задается через коэффициент стабилизации выходного напряжения: - номинальный (максимальный) ток нагрузки; - предельный уровень пульсации выходного напряжения, иногда этот параметр указывается в виде коэффициента пульсации: , где Um1 – амплитуда основной гармоники в переменной составляющей выходного напряжения. Классификация, принципы работы, достоинства и недостатки выпрямительных устройств рассмотрены в разделе 1.2 «Полупроводниковый диод» . Фильтрующие элементы ИП частично нашли отражение при рассмотрении материала «Активные фильтры на ОУ» и более подробно должны быть изучены в курсе электротехники. По понятным причинам в ИП используются пассивные фильтры низких частот, основное назначение которых выделить постоянную (пропустить в нагрузку) и задержать (зашунтировать) переменную составляющие. С точки зрения классификации в ИП применяют всевозможные типы фильтров (см. рисунок 8.4), название которых характеризует их конструктивные особенности: Г - образные, П – образные, LC, RC, C – фильтры. Последние фильтры, как наиболее простые используются чаще других. 8.1 Стабилизаторы напряжения Стабилизаторы напряжения (СН) используются в ИП для компенсации изменений выходного напряжения, вызванных колебаниями напряжения основного источника энергии (силовая сеть переменного тока, аккумулятор и т.д.) и тока нагрузки. Основными техническими характеристиками СН являются: коэффициент стабилизации КСТ, выходное сопротивление RВЫХ и коэффициент полезного действия ηСТ . Коэффициент стабилизации зависит от результата деления относительного изменения напряжения на входе к соответствующему изменению напряжения на выходе стабилизатора: Из представленной зависимости следует, что чем выше , тем стабильнее выходное напряжение. Для разных типов стабилизаторов меняется от нескольких единиц (параметрический стабилизатор)до тысячи и выше. Выходное сопротивление RВЫХ определяет чувствительность стабилизатора к изменению тока нагрузки. При этом под RВЫХ понимается динамическое (дифференциальное) сопротивление: RВЫХ в зависимости от типа стабилизатора изменяется от нескольких Ом до десятых и тысячных Ома. Чем меньше выходное сопротивление тем качественнее стабилизатор. Коэффициент полезного действия характеризует эффективность использования энергии первичного источника: где РС – мощность, потребляемая от источника энергии (от сети); РНАГ – мощность, отдаваемая в нагрузку. Низкий к.п.д. стабилизатора, как правило, в обратной пропорции связан с весогабаритными характеристиками стабилизатора. СН делятся на три группы (см. рисунок 8.5): параметрические, компенсационные, импульсные. Выбор типа стабилизатора для конкретного электронного устройства определяется на основе компромисса. Параметрические стабилизаторы являются простейшими по конструктивным особенностям. В разделе 1.2 «Полупроводниковый диод» подобный стабилизатор был рассмотрен. Напряжение стабилизации параметрических стабилизаторов лежит в диапазоне UСТ ≈ 1,0  20 В (13 В для стабисторов), динамическое сопротивление – единицы Ом, коэффициент стабилизации КСТ = 10  30. При необходимости получения более высоких качественных технических характеристик стабилизации выходного напряжения следует использовать компенсационные стабилизаторы, имеющие, например, КСТ > 1000. Компенсационные стабилизаторы основаны на использовании усилительных свойств транзисторов. В практике нашли применение схемы с последовательным и параллельным размещением регулирующего элемента (транзистора). На рисунке 8.6 приведены функциональные схемы компенсационных стабилизаторов параллельного (а) и последовательного (б) типов. Воздействие на регулирующий элемент в обоих типах стабилизаторов осуществляется схемой, в которую входят усилитель постоянного тока (У) и источник опорного напряжения (ИОН). С помощью ИОН производится сравнение напряжения на нагрузке (UН) с опорным напряжением. Усилитель необходим для усиления разности сравниваемых напряжений и подаче усиленного сигнала рассогласования на регулирующий транзистор. Принцип действия компенсационных стабилизаторов постоянного напряжения основан на изменении сопротивления регулирующего элемента, включенного последовательно с нагрузкой по отношению к источнику входного напряжения. В схеме параллельного стабилизатора его роль выполняют балластное сопротивление RБ и биполярный транзистор, в стабилизаторе последовательного типа – только транзистор. Подобное схемное решение подразумевает неизбежные потери энергии на регулирующем элементе. При равных условиях работы (UН , IН , UВХ - const) в параллельном стабилизаторе мощность потерь равна (см. рисунок 8.6): , где UВХ – входное напряжение источника питания; UН – напряжение на нагрузке (выходное напряжение); IН – ток нагрузки; IКР – коллекторный ток регулирующего транзистора. В стабилизаторе последовательного типа мощность потерь определиться: , что в сравнении с первым вариантом меньше на величину UВХ IКР. Следовательно, вариант с последовательным размещением регулирующего транзистора является более выигрышным в отношении КПД стабилизатора, особенно при существенном токе нагрузки IН. Однако, стабилизатор параллельного типа не боится короткого замыкания выходной цепи, соответственно не требуя при этом специальных схемных решений по защите регулирующего транзистора от перегрузки. Простейший компенсационный стабилизатор последовательного типа представлен на рисунке 8.7 . Импульсные стабилизаторы - стабилизаторы, в которых регулирующий элемент (транзистор) работает либо в режиме токовой отсечки (не пропускает ток), либо в режиме насыщения (нулевое падение напряжения). И в том и в другом случае на нем рассеивается минимальная энергия, что обеспечивает более высокий КПД при меньших массе и габаритах. Неизменность напряжения на нагрузке при изменении напряжения питания и тока нагрузки обеспечивается наличием интегрирующего звена между ключевым (регулирующим) элементом и сопротивлением нагрузки (RН). В простейшем случае в качестве интегратора используется электрический конденсатор, включаемый параллельно RН. В зависимости от структурной схемы импульсные стабилизаторы делятся на релейные и широтно-импульсные (ШИМ). На рисунке 8.7 приведена функциональная схема импульсного стабилизатора релейного типа. Входное напряжение на релейный (иногда называемый ключевым стабилизатором) стабилизатор поступает на коммутируемый транзистор, в качестве которого могут применяться биполярные, полевые и IGBT транзисторы. На выходе транзистора напряжение имеет импульсную форму: равно UВХ при открытом транзисторе и ноль – при закрытом. Для сглаживания импульсного напряжения применяют различные низкочастотные (пассивные) фильтры (интегрирующее звено - И). Выходное напряжения фильтра и является напряжением, поступающим в нагрузку - UН. Параллельно UН подается на устройство сравнения УС (компаратор), где сравнивается с сигналом источника образцового напряжения (ИОН). В случае, когда UН > UИОН – УС нулевым уровнем закрывает ключ (режим токовой отсечки транзистора), в противно случае (UН > UИОН) единичным уровнем на выходе УС поддерживает ключевой транзистор в режиме насыщения. Принцип работы ключевого стабилизатора связан с изменением частоты импульсного режима, что в некоторых случаях приводит к ухудшению эксплуатационных характеристик. Это определяется требованием к качеству фильтрации напряжения UН – со снижением частоты возрастают весогабаритные параметры фильтров, что не всегда приемлемо. В этом отношении гораздо выше возможности у широтно-импульсных стабилизаторов, структурная схема которых представлена на рисунке 8.8. В отличии от ключевого ШИМ стабилизатор в рабочем диапазоне не меняет частоту импульсного режима. При отклонении UН от UИОН изменяется скважность следования импульсов. Частота переключения зависит от характеристики генератора пилообразного напряжения (ГПН), сигнал которого сравнивается с усиленной дифференциальным усилителем У разностью отклонения выходного напряжения стабилизатора (UН) от опорного (UИОН). 9 УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ЛИТЕРАТУРА Анализ функции PН = f (RН) показывает, что , т.к. в первом случае слагаемое « » , а во втором – «RН» превращает знаменатель дроби в бесконечность. Для нахождения максимума функции PН = f (RН) необходимо взять первую производную и найти для каких значений RН она становиться равной нулю: Следовательно: На рисунке 9.2 б на основе выше проведенного анализа представлена графическая запвисимость PН = f (RН). 1. Лачин В.И., Савелов Н.С. Электроника: Учеб. пособ. – Ростов н/Д.: «Феникс», 2004.-572с. 2. Опадчий Ю.Ф.. Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника: М.: Горячая линия – Телеком, 2003.- 768с.- ил. 3. Бойко В.И. и др. Схемотехника электронных схем. Аналоговые и импульсные устройства. 4. Бойко В.И., Смоляк В.А. Основы биомедицинских электронных схем: Учебник.- К.: ИСМО, 2000.- 636с. 5. Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы: Справочное пособие под редакцией С.В.Якубовского.- М.: «Радио и связь», 1984г.- 432с.- ил. 6. Фильчаков П.Ф. Справочник по высшей математике: К.: Наукова думка, 1974.-743с. 7. Алексеенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. Применение прецизионных аналоговых ИС: М.: «Советское радио», 1980.- 224с. 8. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник.- М.: «Радио и связь», 1988, 352.- ил. 9. Зельдин Е.А. Триггеры: Библиотека по автоматике.- М.: «Энергоатомиздат», 1983.- 96с. 10.