Теоретические основы систем мобильной связи

Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 1 4 часа Лекция 1: СПОСОБЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ ПО КАНАЛАМ СВЯЗИ План занятия: Время № п/п 40 мин. 1 Аналоговые способы передачи информации 45 мин. 2 Цифровые способы передачи информации Содержание раскрываемого вопроса: 3.1. Аналоговые способы передачи информации В современных системах связи и радиовещания с момента их создания до сегодняшних дней широко используются аналоговые способы передачи информации, основанные на известных видах модуляции: двухполосная и однополосная амплитудная модуляция и частотная. Амплитудные виды модуляции получили широкое применение в системах радиовещания длинноволнового, средневолнового и коротковолнового диапазонов. Их применение обоснованно сравнительной простой реализации модуляторов радиопередающих устройств и, соответственно детекторов радиоприемных устройств. В этом случае не требуется каких-либо дополнительных устройств обработки – сигнал после детектирования сразу же после требуемого усиления подается на оконечные устройства (рис. 3.1). Кроме того, такой вид модуляции наиболее узкополосен, что актуально для вышеперечисленных диапазонов, так как используемые в этом случае несущие частоты соизмеримы со спектром первичного сигнала, равного 0,3 – 3,4 кГц (соответствует III классу качества радиовещания). Ист. инф. М УМ АФУ АФУ ПФ У Д Прм. инф. Рис. 3.1. Функциональная схема аналогового способа передачи информации Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 2 В системах связи чаще используется однополосные виды модуляции (наибольшее применение они получили в коротковолновом диапазоне). Такой вариант повышает помехоустойчивость радиоканала, так как в этом случае вся энергия радиопередатчика сосредотачивается в одной полосе амплитудно-модулированного сигнала. То есть по сравнению с двухполосной модуляцией спектральная плотность сигнала более чем в два раза повысится (рис. 3.2), так как кроме энергии другой полосы добавляется, энергия расходуемая на несущую частоту. Uам ВБП f fн+Fв fн fн+Fн fн-Fн fн-Fв НБП Рис. 3.3. Спектр амплитудно-модулированного сигнала Известно, что при используемых индексах модуляции энергия передатчика распределяется следующим образом. Pср.АМ  P0  PНБП  PВБП m2АМ  P0 (1  ), 2 (3.1.1) где Pcр.АМ - средняя мощность амплитудно-модулированного сигнала; P0 – мощность, расходуемая на несущую частоту; PНБП и PВБП - мощности боковых полос; U mАМ    1 - индекс амплитудной модуляции. U0 Из данного выражения следует, что мощность, приходящаяся на полезm 2АМ P0 ную информацию, равна . Откуда легко получить энергетиче2 ский выигрыш при использовании однополосной модуляции: PОБП  PАМ m 2АМ ) 2 1 2 . 2 P0m 2АМ m АМ 2 P0 (1  (3.1.2) Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 3 То есть минимальный выигрыш при m2АМ  1 будет равен 3, а при типовых значениях mАМ  0,7 – выигрыш равен 5. Известно также, что помехоустойчивость системы связи пропорциональна отношению мощностей сигнал-шум, в связи с чем переход к однополосной модуляции дает дополнительный выигрыш за счет двойного сужения полосы. Мощность шума пропорциональна полосе приемного тракта: (3.1.3) PШ  N0Fпрм , где N0  2 – спектральная мощность шума; Fпрм – полоса тракта приемника сигналов. Соответственно, выигрыш по помехоустойчивости  PОБП N0FОБП  2  PАМ  2 1  2  . N0FАМ  mАМ  (3.1.4) Таким образом, переход на однополосную модуляцию дает большой выигрыш в помехоустойчивости (до 6  10). При этом следует заметить, что такой вид модуляции используется в основном в профессиональных системах связи, так как для передачи и приема таких сигналов требуются достаточно сложные технические устройства, обладающие, кроме того, высокой стабильностью собственных генераторов, от которой зависит качество приема однополосных сигналов. Для устойчивой работы приемников ОБП в спектре сигнала дополнительно передается подавленная несущая, служащая для синхронизации местного генератора несущей частоты приемника. При использовании ОБП в каналах с быстро движущимися объектами (самолетами) для лучшего восстановления несущей, а также для работы АПЧ приемника требуется более высокий уровень несущей до 70%. Следует заметить, что дополнительное излучение несущей частоты снижает энергетическую эффективность однополосной модуляции. Частотная модуляция получила наибольшее применение в УКВ диапазоне, так как спектр сигнала при этом занимает более широкую полосу сигнала. Высокие частоты диапазона позволяют передавать широкополосные сигналы, что дает возможность расширить спектр первичного сигнала, тем самым улучшить качество вещания и пропускную способность системы связи. Кроме того, при использовании частотной модуляции требуется более широкая полоса по сравнению с амплитудной. Теоретически Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 4 считается, что спектр ЧМ сигнала бесконечен, но на практике рассматривается только основная доля энергии. Приближенно спектр ЧМ сигнала при больших индексах модуляции равен FЧМ  2f д  2mЧМFВ , (3.1.5) где f д – девиация частоты; f m ЧМ  д – индекс частотной модуляции; Fв – верхняя частота спекFв тра первичного сигнала. Как видно из выражения (3.1.5) спектр частотномодулированного сигнала совпадает со спектром амплитудномодулированного сигнала при индексе модуляции, равном единице. Однако такой режим используется редко, так как только при больших значениях индекса модуляции происходит выигрыш отношения сигнал/шум на выходе ЧМ детектора: вых  PС 2  3вх mЧМ (mЧМ  1) , PШ (3.1.6) где вх – отношение сигнал/шум на входе приемника. Данное выражение справедливо при больших значениях индекса модуляции ( mЧМ  10 ). Особенность частотной модуляции такова, что линейная зависимость выигрыша, см. формулу (3.1.6), выполняется только до определенных уровней сигнала на входе приемника. При малых значениях вх выигрыш снижается за счет увеличения спектральной плотности шума, причем уже по нелинейному закону (рис. 3.3). вых ,дБ mЧМ=50 60 mЧМ=10 50 30 mЧМ=1 10 Точки порога чувствительности -5 5 10 15 вх ,дБ Рис. 3.3. Пороговые кривые приемника ЧМ сигналов Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 5 Как видно из рис. 3.3 при переходе на границу нелинейности происходит резкое снижение отношения сигнал/шум на выходе приемника (т.е. выигрыш резко снижается), поэтому в реальных системах связи и вещания используется только линейный участок (см. рис. 3.3). Границы перехода в нелинейный участок определяют порог помехоустойчивости. Для определения этого порога чаще всего принято использовать «точку порога» вх , где отношение сигнал/шум на выходе приемника на 1 дБ ниже значения рассчитанного по формуле (3.1.6). В связи с выше перечисленными достоинствами частотная модуляция нашла наиболее широкое применение в аналоговых видах модуляции. Она используется для высококачественного вещания, телевидения, в РРЛ и в ССС. 3.2. Цифровые способы передачи сигналов В последние годы с освоением технологий создания качественных аналогово-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей широко стали создаваться и использоваться системы связи основанные на цифровых способах передачи. В этой связи наряду с передачей данных представленных в цифровой форме изначально, в этих системах передаются любые аналоговые сигналы в цифровой форме. Это значительно повышает помехоустойчивость систем связи и вещания, и позволяет унифицировать техническое оборудование. Однако следует заметить, что цифровые системы связи обладают большей сложностью, так как при этом после детектирования сигнала требуются сложные схемы синхронизации (рис. 3.4), от устойчивой работы которых зависит качество работы регистрирующего устройства. Кроме того, необходимы преобразователи АЦП и ЦАП, от которых также зависит качество работы всего канала связи. Пер. инф. АЦП Генератор тактовой частоты М Генератор несущей частоты УМ АФУ АФУ ПФ У Д Рег. устр . ЦАП Прм. Система синхронизации Рис. 3.4. Функциональная схема цифрового способа передачи информации В цифровых системах связи могут использоваться все виды манипуляции: амплитудная (АМ), частотная (ЧМ) и фазовая (ФМ). Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» инф. Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 6 Наиболее широкое применение, в силу большей помехоустойчивости, получили частотная и фазовая манипуляции. С цифровых системах связи в качестве меры повышения помехоустойчивости используют битовую вероятность ошибки приема сигнала, определяемую для каналов с постоянными параметрами и гауссовским шумом в общем виде выражением: 1 pо  1       , 2 ( z )  где 1 2 z e  x2 2 dx – (3.2.1) интеграл вероятности;  T 2  1 2 s (t)  s (t) dt ; si (t) – используемая для передачи группа   1 2 2N0 0 сигналов. Из выражения (3.2.1) нетрудно определить помехоустойчивость различных видов манипуляций. Для амплитудной манипуляции используется следующая группа сигналов (рис. 3.5): s1(t)  A m cos(t  );  0tT. s 2 (t)  0  (3.2.2) Ес ЕN=Ec Рис. 3.5. Векторная диаграмма амплитудной манипуляции Подставив значения (3.2.2) в формулу (3.2.1) получим выражение, определяющее помехоустойчивость амплитудной манипуляции:  E  1 pо.АМ  1      , 2  2N    (3.2.3) Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук T где Ei   si2 (t)dt 7 A 2mT – энергия сигнала si (t) .  2 При частотной манипуляции используются сигналы (рис. 3.6): s1(t)  A m cos(1t  1);   0 t T. s 2 (t)  A m cos(2t  2 )  (3.2.4) Ес EN  2EC Ес Рис. 3.6. Векторная диаграмма частотной манипуляции В этом случае T T 2 1 1  2 2 2  dt .   s (t)  s (t) dt  s (t)  2s (t)s (t)  s (t)   1 2 1 1 2 2  2N0 0 2N0 0  2 Откуда можно записать: T T T 1 1 2 2   s (t) dt  s (t) dt  s1(t)s 2 (t)dt .     1 2   2N0 0 N 0 0 2 В результате аналогичных преобразований этих сигналов получим выражение для помехоустойчивости при ЧМ, причем наибольшее ее значение достигается при равенстве амплитуд и начальных фаз сиг1  2 0,7 1  2 с разносом налов при . В этом случае  2 0 E , однако по ряду причин, связанных с обработкой сигналов  2  1,22 N0 в примнике, на практике используются ортогональные сигналы, чему   2 k соответствует девиация частоты, равная – 1  , где k – целое 2 0 Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук 8 число (см. рис. 3.6). Такая помехоустойчивость будет определяться выражением  E  1 pо.ЧМ  1      . 2  N    (3.2.5) Для фазовой манипуляции используются сигналы (рис. 3.7): s1 (t)  A m cos(t);   0 t T. s 2 (t)  A m cos(t)  (3.2.6) Ес ЕN=2Ec Рис. 3.7. Векторная диаграмма фазовой манипуляции В результате их подстановки в формулу (3.2.1) получим выражение помехоустойчивости фазовой манипуляции:  2E   1 pо.ФМ  1      . 2  N 0    (3.2.7) Следует заметить, что технически реализовать фазовую манипуляцию сложно, из-за трудностей восстановления несущей частоты с точностью до фазы. На практике получило широкое применение изобретение Петровича – относительная фазовая манипуляция. В этом случае помехоустойчивость из-за накопления ошибки снижается и определяется выражением  2E   1 pо.ОФМ  2pо.ФМ (1  pо.ФМ )  1   2    . 2  N 0    при pо.ФМ  1 (3.2.8) Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи И.М. Орощук  2E  pо.ОФМ  2pо.ФМ  1     . N 0   9 (3.2.9) Из полученных выражений помехоустойчивости видно, что наибольшая помехоустойчивость в каналах с постоянными параметрами (например, в УКВ) достигается при фазовой манипуляции, а наименьшая при амплитудной манипуляции. Частотная манипуляция занимает промежуточное значение. Лекция: (2 часа) «Способы передачи информации по каналам вещания, РРЛ и ССС» Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 1 Лекция 2 (6 часов) ПРИНЦИПЫ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ Искажения дискретных сигналов Способы регистрации дискретных сигналов Принципы построения систем тактовой синхронизации Принципы построения систем цикловой синхронизации 1. 2. 3. 4. 1. Искажения дискретных сигналов При передаче дискретных сигналов связи за счет ряда дестабилизирующих факторов возникают искажения принимаемых сигналов. Основными дестабилизирующими факторами являются помехи замирания в радиоканалах а также нестабильность работы приемной и предающей аппаратуры связи. Помехи могут вызываться атмосферными и космическими источниками, а также за счет работы индустриального оборудования и других радиотехнических систем. Все они как правило несут случайный характер что соответственно вызывает случайные искажения сигналов. Данная особенность вызывает трудности упреждения вызываемых искажений. В какой то степени предсказуемы искажения, создаваемые за счет нестабильности работы генераторов тактовой частоты приемника и передатчика. Однако в данном случае известно только предельная величина отклонений сам же характер изменений также носит случайный характер. Все эти факторы создают краевые искажения вызывающие опережение или запаздывание фронтов импульса а также их дробление (рис. 1). Uпер t Uпр t t1 t2 t3 t4 tдр Рис. 1. К пояснению краевых искажений дискретных сигналов Опережение или запаздывание фронтов вызывается адитивными помехами дробление как правило происходит в моменты глубоких 2 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. замираний и в некоторых случаях при достаточно больших по уровню помехах (индустриальных, молниях и др.). Краевые искажения разделяют по своему характеру на три типа: преобладания; характеристические и случайные. Преобладания выражены постоянным смещением фронтов элементарных посылок такие искажения вызваны нарушением функционирования отдельных узлов аппаратуры передачи или приема. При характеристических искажениях их величина зависит от характера передаваемой информации. Эти искажения происходят при неисправностях аппаратуры или неправильной ее эксплуатации (не правильной установке режимов работы аппаратуры). В данном случае это связано с тем что за время передачи одной элементарной посылки переходной процесс не заканчивается тем самым происходит накопление искажений. Случайные краевые искажения представляют собой случайный сдвиг фронтов в ту или иную сторону. Они вызваны, как правило, случайным характером распространения радиоволн. В качестве меры всех этих искажений используется величина частных и общих краевых искажений: i  ti 0 100% ;  общ  t max  t -min  tобщ  100%, (1.1) 100%      где  t i – временной сдвиг фронта i-ой посылки; t max и t -min максимальное и минимальное отклонение значащих моментов фронтов элементарной посылки на отставание(со знаком +) и опережение (со знаком -);  0 – длительность элементарной посылки сигнала. Оценка искажений за счет дроблений оценивается аналогично:  др  tдр 0 100% . (1.2) Все эти искажения естественно приводят к нарушению качества приема информации в связи с чем необходимо предусмотреть меры по снижению их влияния. 2. Способы регистрации дискретных сигналов Для обеспечения достоверного приема дискретных сигналов в реальных каналах в системах связи применяется несколько способов их регистрации, использование которых определяется особенностями используемых каналов связи. Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 3 В современной технике связи применяется три основных способа регистрации дискретных сигналов: стробирования; интеграный и комбинированный. Принцип регистрации способом стробирования основан на отсчете сигнала в середине элементарной посылки (рис. 2). Тактовые импульсы Входное устройство «1»   «0» SТ «1» R «0» Рис. 2а. Функциональная схема стробирующего регистрирующего устройства Uпер t Uпр t Uтч а t Uтр t Рис. 2. К пояснению способа регистрации стробированием Данный способ позволяет обеспечить исправляющую способность (регенерацию посылки сигнала) при краевых искажениях до 50% (при а0): ст  0  a 100%  50%. 2 0 (2.1) 4 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. Недостатком данного способа является невозможность регенерирования сигнала при дроблении:  ст  0 . Способ интегрирования основан на регистрации сигнала после накопления сигнала в течение времени одной элементарной посылки (рис. 3). Принцип работы данного способа состоит в том, что постоянная времени заряда RC позволяет различать сигналы с длительностью не менее  0 2 . В этом случае исправляющая способность определяется тем, что сумма смещений не должна превышать пол посылки, в результате чего допускаются максимальные искажения до 25% (при а0):  инт   t прав  t -лев  a   100%  25%. 2    (2.2) Очевидно, что исправляющая способность при дроблениях равна  инт  0  a 100%  50% . 2 0 (2.3) Тактовые импульсы Входное устройство R C «1» R «0» C   S Т «1» R «0» Рис. 3а. Функциональная схема интегрального регистрирующего устройства Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 5 Uпер t Uпр t UС1 t UC2 t Uтч t Uтр t Рис. 3 б. К пояснению способа регистрации интегральным способом Исправляющая способность интегрального способа по дроб лениям составляет  ст  0 100%  50% . 2 0 Комбинированный способ регистрации состоит в том, что приходящую посылку сигнала стробируют в нескольких точках (рис. 4). Результат регистрации определяется по большинству принятых знаков («1» или «0»), так называемый мажоритарный метод. В системах синхронизации для обеспечения максимальной исправляющей способности используется три стробирующих импульса сосредоточенных к центру (см. рис. 4). При этом испраляющая способность при краевых искажениях не превышает комб  (25  30)% , а при дроблениях – комб  (20  25)% Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 6 Uпер t Uпр t U Ф Uр t Рис. 4. К пояснению комбинированного способа регистрации Данный способ регистрации не нашел широкого применения в обычных каналах связи, однако при использовании регистрации со стиранием данный вариант наиболее приемлем. В этом случае регистрация осуществляется по всем правильно принятым стробирующим импульсам. При сомнении делается перезапрос, что значительно повышает качество приема, однако снижает пропускную способность канала связи. 3. Принципы построения систем тактовой синхронизации В работе синхронных каналов связи тактовая синхронизация служит для правильной регистрации принимаемой дискретной информации. Особенности работы распределителей тактовой частоты передающей и приемной аппаратуры таковы что без специальных мер поддержания синхронности их работы из-за нестабильности опорных генераторов происходит взаимный фазовый сдвиг формируемых импульсов. Это приводит к неправильной регистрации принимаемых информационных знаков (рис. 5). Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 7 В некоторых случаях когда время сеанса связи не превышает времени сохранения синхронизма опорных генераторов, возможно использование автономных источников тактовой частоты (в качестве автономного источника может быть использован местный высокостабильный генератор). В других случаях для поддержания синхронности работы приемника, используются приUпер 1 1 1 1 t t 1 UТпер t t UТпрм t t UТпрм to 1 1 1 1 t Рис. 5. Пояснение влияния стабильности генератора ТЧ на качество приема нудительные методы синхронизации основанные на использовании отдельного канала для подстройки местного генератора тактовой частоты приемника, или на синхронизации по фронтам элементарных информационных посылок (по элементам). Дополнительный канал синхронизации снижает параметры эффективного использования частотного диапазона. Для радиоканалов применяемых в направлении мобильная станция – базовая станция эти потери неприемлемы поэтому на практике чаще используется метод тактовой синхронизации по элементам. Для поддержания синхронности работы приемника используются принудительные методы синхронизации, основанные на использовании отдельного канала для подстройки местного генератора тактовой частоты или на синхронизации местного генератора по элементам (по фронтам элементарных информационных посылок). Дополнительный канал синхронизации снижает эффек- t 8 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. тивность использования рабочего канала радиосвязи. Для применяемых радиоканалов эти потери неприемлемы, в связи с чем на практике чаще используется метод тактовой синхронизации по элементам. По способу формирования тактовых импульсов устройства синхронизации по элементам подразделяются на разомкнутые и замкнутые. Из-за большой зависимости точности синхронизации разомкнутых устройств от статистической структуры информационного сообщения в действующих системах связи используются замкнутые устройства подверженные этой зависимости в меньшей мере. Из всех замкнутых систем наибольшее распространение получило устройство синхронизации с добавлением и вычитанием импульсов на выходе делителя частоты местного опорного генератора (рис. 6). Принцип подстройки фазы тактовой частоты иллюстрируется на рис. 7. Если частота приемника отстает от частоты передатчика, то сигнал управления появится на выходе схемы И2, что приведет к появлению дополнительного импульса на выходе схемы ИЛИ. В результате тактовая последовательность на выходе делителя сдвинется в сторону опережения на t. При пропадании входного сигнала положение тактовой последовательности на выходе делителя обусловлено лишь значением коэффициента деления и стабильностью ЗГ. В рассмотренной выше ситуации не учитывались краевые искажения принимаемых элементарных посылок. В реальных условиях принимаемые импульсы сигнала могут быть искажены за счет флуктуационных помех эфира. Эти искажения приводят к ложной подстройке частоты, что, ведет соответственно к снижению точности синхронизации. Учитывая случайность смещений краевых искажений, можно полагать, что отставание и опережение фронтов принимаемых импульсов будет равновероятным. Влияние этих искажений на точность синхронизации можно уменьшить за счет использования инерционного элемента - реверсивного счетчика на S – тактов. В этом случае ложное корректирование фазы может произойти лишь в том случае, когда S подряд принимаемых информационных элементов будут смещены вправо или влево относительно идеального положения. Такое событие при воздействии флуктуационных помех маловероятно. Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 9 Таким образом, данное устройство подстройки тактовой частоты обеспечивает высокую устойчивость работы тактовой синхронизации приемника независимо от структуры сигнала при воздействии флуктуационных помех. ФАЗОВЫЙ ДИСКРИМИНАТОР Инф. ФФ   ТИ приемник опережает передатчик Делитель частоты приемник отстает от передатчика Реверсивный счетчик, емкостью «S» Исключение импульса на  Делитель « Добавление импульса на 2  « ЗГ Рис. 6. Функциональная схема устройства тактовой синхронизации с добавлением и вычитанием импульсов на выходе делителя частоты Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 10 t ) Импульс исключен t t ) Импульс добавлен t t в) Рис. 7. Принцип подстройки фазы в устройстве тактовой синхронизации: a - нормальный процесс деления (kд=7); б - исключение импульса; в - добавление импульса В общем случае, на устойчивость работы устройств тактовой синхронизации может влиять нестабильность работы местных опорных генераторов и краевые искажения фронтов элементарных посылок за счет их дробления или затягивания, вызванных естественными или искусственными источниками помех, оценить влияние которых можно по техническим характеристикам устройств тактовой синхронизации. Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 11 К основным характеристикам устройств тактовой синхронизации по элементам относятся: - погрешность синхронизации  - величина, выраженная в долях единичного интервала и равная наибольшему отклонению синхросигналов от их оптимального (идеального) положения, которое с заданной вероятностью может произойти при работе устройства синхронизации; - время синхронизации tсин - время, необходимое для корректирования первоначального отклонения синхроимпульсов относительно границ принимаемых элементов; - время поддержания синхронизма tп.с - время, в течение которого отклонение синхроимпульсов от границ единичных элементов не выйдет за допустимый предел рассогласования () при прекращении работы устройства синхронизации по подстройке фазы. Для рассматриваемого устройства погрешность синхронизации состоит из двух составляющих:    ст   дин  (3.1) где ст - статическая погрешность синхронизации вызванная нестабильностью задающих генераторов приемника и передатчика, и - шагом коррекции; дин - динамическая погрешность вызываемая краевыми искажениями единичных элементов. В свою очередь статическая погрешность синхронизации складывается из двух составляющих: погрешности‚ обусловленной дискретным шагом синхронизации и погрешности‚ обусловленной смещением тактового импульса за время между двумя подстройками:  ст    2 kSl  1  2 kSl  kд (3.2) где  = 1/kд - шаг коррекции т.е. смещение фазы тактовых импульсов в долях единичного интервала (o) на выходе делителя частоты при добавлении или вычитании одного корректирующего импульса (см. рис. 7); k д  о t - коэффициент деления делителя частоты местного генератора тактовой частоты; 2k - суммарный коэффициент нестабильности генераторов передатчика и приемника; S - емкость реверсивного счетчика; l - среднее число 12 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. принимаемых подряд элементов одного знака определяющее период корректирования l = 2...3. Статическая погрешность ст синхронизации с реверсивным счетчиком тем меньше чем больше коэффициент деления делителя kд - меньше нестабильность генератора (k =f/fо) и емкость реверсивного счетчика S. Динамическая погрешность синхронизации дин в случае действия только флуктуационных помех представляет собой случайную величину, подчиняющуюся гауссовскому закону, и согласно [60] определяется приближенным выражением  2 к р    Sk  д    дин  3 дин  3 (3.3) где дин - среднеквадратическое значение динамической погрешности; кр - среднеквадратическое значение краевых искажений единичных элементов. Величина динамической погрешности снижается с ростом значений параметров S и kд , т.е. влияние этих параметров на дин противоположно влиянию на статическую погрешность. Следовательно, при конструировании устройств тактовой синхронизации необходим компромисс, который определяется из общего выражения оценки погрешности :   2 к р  1  2 kSl  3 . kд Sk д    (3.4) Время вхождения в синхронизм при максимальной расстройке фаз тактовой частоты (0/2) определяется формулой [58] t син.  где В  1 o k д Sl  2B - скорость манипуляции (3.5) в радиоканале; о - длительность элементарной посылки. Время поддержания синхронизма между двумя подстройками определяется выражением Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. t п.с.   доп 2 kB  (    ост )  2 kB 13 (3.6) где  - исправляющая способность приемника, определяемая способом регистрации принимаемых элементарных посылок [33]; ост=t/o - остаточная погрешность устройства синхронизации; t - шаг смещения тактового импульса за интервал подстройки (см. рис. 7). При проектировании устройства тактовой синхронизации его параметры устанавливают из условий допустимых краевых искажений, определяемых исправляющей способностью используемого способа считывания информационных посылок. Повышение устойчивости устройства достигается за счет максимального снижения времени синхронизации tсин. и увеличения времени поддержания синхронизма tп.с. Таким образом решается проблема обеспечения устойчивой работы устройства тактовой синхронизации при прогнозируемых дестабилизирующих факторах: нестабильности местных генераторов тактовой частоты и флуктуационных помехах эфира. 4. Принципы построения систем цикловой синхронизации Наиболее слабым звеном приемной аппаратуры автоматизированных радиоканалов является устройство цикловой синхронизации назначение которого - познаковое разделение последовательности двоичных импульсов. В действующих системах связи используется безмаркерный и маркерный способ цикловой синхронизации. В скоростных радиоканалах с кратковременной передачей используется безмаркерный метод синхронизации (рис. 8) позволяющий максимально использовать пропускную способность канала. Безмаркерный способ цикловой синхронизации заключается в следующем. Учитывая использование в цифровых каналах связи равномерных кодов при достаточно малой длине сеанса связи для правильного считывания знаков достаточно однократной метки в начале сеанса‚ после чего запускается цикловая частота и через каждые n тактов осуществляется считывание последующих знаков. Алгоритм работы устройства цикловой синхронизации заключается в следующем (рис. 9). Первоначальный запуск распределителя приема происходит после правильной регистрации ФК в «приемнике ФК»: в исходном состоянии распределитель приема заблокирован управляющим устройством (УУ) и лишь после совпадения ФК с установленной в приемнике через время фазирования t ф УУ Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 14 запускает его работу. Далее с помощью распределителя приема двоичные импульсы преобразовываются из последовательного кода в параллельный и поступают в декодирующее устройство, где происходит преобразование кодовой комбинации канального кода в соответствующий информационный символ. Остановка распределителя происходит после приема служебной команды «СТОП», при этом УУ блокирует передачу информации в декодирующее устройство. Инф. Декодирующее устройство Устройство цикловой синхронизации Распределитель приема 1 ФИ 2 . . . k . . к прм. инф. n ..... ТИ Устройство тактовой синхронизации ТИ Приемник «ФК» и «СТОП» УУ Рис. 8. Функциональная схема устройства цикловой синхронизации Фазирующая комбинация 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 Uцикл t Рис. 9. Пояснение работы систем цикловой безмаркерной синхронизации Другим методом является маркерный способ цикловой синхронизации. Его применение целесообразно для систем, использующих длительные сеансы связи (минуты, часы и более). Например‚ для телефонной связи‚ передачи ТВ и РВ программ и др. Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 15 Сущность этого метода заключается в передаче маркеров через определенные периоды времени‚ в течение которых работа канала связи обеспечивает его устойчивую работу (рис. 10). В данном случае‚ в отличие от безмаркерного способа‚ поражение или нарушение одного из циклов не нарушает работу канала в целом. 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 1 2 3 4 5 1 2 Uцикл t Рис. 10. Пояснение работы систем цикловой маркерной синхронизации 1 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. 4 часа Лекция 3: ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ СВЯЗИ МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОСТУПА План занятия: Время № п/п 15 мин. 1 Общие требования к системам многостанционного доступа 35 мин. 2 Метод частотного разделения каналов 40 мин. 3 Метод временного разделения каналов Содержание раскрываемого вопроса: 1. Общие требования к системам многостанционного доступа Основной целью создания ССС и современных наземных систем мобильной связи является возможность обеспечения многостанционного доступа корреспондентам земных станций космической и, соответственно наземной связи. С целью обеспечения максимальной эффективности использования средств связи (в особенности при связи через ИСЗ) разработаны специальные способы уплотнения сигналов разных станций. Тем самым обеспечивается возможность обслуживания большого числа корреспондентов с одной станции, общим оборудованием, что позволяет сэкономить энергетические и материальные ресурсы. Опять же это в большей мере актуально для спутниковой связи, где все вышеуказанные ресурсы всегда ограничены. В случае использования ССС и РРЛ в системах уплотнения используется такое понятие как ствол связи, под которым понимают совокупность однотипных каналов передачи нескольких земных станций для ССС или группы каналов между РРЛ станциями, объединенных по виду связи (ТЛФ, ФАКС, передача данных, ТВ и др. виды). В системах спутниковой связи одна земная станция образует подствол, который может содержать несколько каналов связи. Для объединения множества сигналов в групповой сигнала, сосредоточенный в одной частотной полосе, используется уплотнение. Причем следует отметить, что групповой сигнал может быть одно- или многоадресным, а также смешанным. В современных системах многостанционного доступа применяются три основных способа уплотнения: частотный, временной и кодовый. Эти способы основаны на разделении сигналов по частоте, времени и форме сигнала. 2 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. При ретрансляции групповой сигнал подвергается взаимным помехам, что в свою очередь ограничивает пропускную способность системы связи. В данном случае для обеспечения требуемого качества необходимо выбрать ансамбль ортогональных сигналов, для которых были бы затрачены минимальные энергетические затраты при наименьших взаимных помехах и максимальной пропускной способности ствола связи. В общем случает для обеспечения эффективного использования многостанционного доступа (МД) необходимо обеспечить высокую пропускную способность, неограниченность доступа, приспосабливаемость системы к увеличению потока сообщений (трафика) и расширению сети с учетом экономических факторов, применимость к международным системам связи (роуминг). 2. Частотное разделение каналов Метод МД с частотным разделением каналов основан на принципе, при котором для каждой станции выделяется отдельный участок f полосы частот группового спектра (рис. 15.1). Внутри каждой полосы частот сигнал может быть образован различными видами модуляции (ЧМ, ИКМ-ДОФМ и др.). Для обеспечения минимальных переходных помех необходимо обеспечить защитные участки fзащ, позволяющие разделить сигналы на приемной стороне. Таким образом, в общем стволе с полосой частот Fгр уплотняется n сигналов, в каждом из которых по N* сообщений. Uгр 1к fк 2к 3к ....... . Nк f fзащ Fгр Рис. 15.1. Групповой спектр при частотном разделении каналов Достоинством данного способа разделения каналов является относительная простота создания таких устройств, возможность передачи любых видов информации в каждом из каналов, а также неограниченный доступ к системе связи. 3 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. Такая особенность построения системы МД, за счет наличия защитных участков, снижает пропускная способность и, соответственно, эффективность использования энергетического потенциала станции. Недостатки данного способа МД возникаю также из-за: возникновения интермодуляционных помех, сильной чувствительности к узкополосным помехам, снижения выходной мощности из-за ограниченности линейного участка усилителя мощности РПДУ, необходимости регулирования мощности сигналов от различных станций, находящихся на различных расстояниях, так как при увеличении амплитуды сигнала в одном из каналов, автоматически приводит к снижению уровня сигналов во всех других. Вышеназванные недостатки объясняются нелинейностью передаточных характеристик усилительных каскадов на бортовой станции ИСЗ. В большей степени вносит нелинейность оконечный каскад усилителя мощности передатчика, который, как правило, для мощных СВЧ каскадов собран на лампе бегущей волны (ЛБВ). Данный каскад имеет ограниченный участок линейной передаточной характеристики (рис. 15.2). Точка насыщения 1 сигн. 2 сигн. Рвых рт 3 сигн. Рвых 2 max Рвых 1 max Рвых Рвх 2рт Рвх Рвх Рвх 1 max Рис. 15.2. Передаточная характеристика ЛБВ Из-за нелинейности при росте числа уплотняемых каналов, крутизна передаточной характеристики усилителя на ЛБВ снижается. Это объясняется ростом нелинейных составляющих с увеличением числа каналов: iвых  a1 u j j  a2 u j 2 j  ... (15.1) 4 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. где j – число уплотняемых каналов (станций); u j – соответствующие им напряжения на входе каскада. Учитывая, что в эфир передается только полезные составляющие первых гармоник, которые выделяются выходным фильтром (рис. 15.3), полезная мощность будет равна разности: Pвых  Pвых   Pвых.нел , (15.2) где Pвых  – полная выходная мощность каскада; Pвых.нел – нелинейная составляющая выходной мощности. УМ на ЛБВ Выходной фильтр АФУ Рис. 15.3. Функциональная схема выходного тракта РПДУ ИСЗ Из-за этой зависимости от нелинейности проявляется эффект подавления слабых сигналов – сильным. Согласно выражению (15.1 и 15.2), на примере, из двух сигналов можно заметить, что нелинейная составляющая также будет возрастать при неравных сигналах uвх1  uвх 2 : 2 iвыхI  2a1uвх1  2a2uвх 1  ... при uвх1  uвх 2 , 2 iвыхII  (1   )a1uвх. min  (1   ) 2 a2uвх , min  ... при uвх1  uвх 2 . Из данных выражений можно заметить, что при переходе на неравные уровни напряжений, нелинейная составляющая растет:   2 2 2 2 iнел  (1   ) 2 a2uвх , min  2a2uвх , min  (1   )  2 a2uвх. min . Откуда, например,   3  iнел  14 a2u 2 вх . min при (15.3)   2  iнел  7a2u 2 вх . min , а при   4  iнел  23a2u 2 вх . min , . То есть происходит как бы снижение усиления («подавление») для малых сигналов, и чем больше разница сигналов, тем сильнее «подавляется» слабый сигнала. 5 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. С целью повышения качества каналов при частотном разделении сигналов выходной каскад вынуждены использовать только на линейном участке, что, соответственно снижает эффективность использования энергии ИСЗ, что можно отнести к крупному недостатку этого метода. Для борьбы с этим, спутниковая система строится на принципе автоматического контроля и управления уровнем РПДУ земных станций (ЗС), с целью поддержания равных уровней для всех ЗС. 3. Метод временного разделения каналов Следует сразу заметить, что принцип временного разделения применим только для цифровых сигналов. С освоением технологий АЦП и ЦАП, сегодня, в принципе, любой аналоговый сигнал может быть преобразован в цифровой и обратно, в связи с чем такой метод становится универсальным. Хотелось бы заметить, что при использовании временного разделения каналов решается проблема эффективности использования энергии ИСЗ, так как в этом случае для каждого канала используется вся полоса и полная мощность сигнала в определенные интервалы времени. Временное разделение каналов основано на принципе выделения для каждой станции отдельного временного пакета в кадре, объединяющем все пакеты (рис. 15.4). Тп U1c t 1 1 U2c t 2 UNc t N Защитный интервал U 1 2 ...... N ...... 1 t Tк Сигнал восстановления несущей и времени Сигнал начала пакета и адреса Каналы телеуправления и служебной связи Каналы синхронизации Преамбула Информационные сигналы Информационный пакет Пакет опорной станции Сигналы восстановления несущей Сигналы начала пакета и Каналы телеуправления и служебной 6 Теоретические основы систем мобильной связи Орощук И.М. Рис. 15.4. К пояснению принципа временного разделения каналов в системах МД Каждый пакет представляет собой набор двоичных импульсов в течение заданного интервала времени. Длина пакета может быть постоянной, и переменной (в границах кадра). Длина кадра, как правило, постоянна. Как и в случае с частотным разделением каналов, в данном методе для развязки каналов между пакетами устанавливаются временные защитные участки. Они необходимы для борьбы с наложением из-за эффекта Доплера, например, вызванного нестабильностью геостационарных орбит и неточностью работы системы синхронизации. В системах МД с временных разделением каналов наличие защитных участков снижает эффективность использования системы на 10%. В связи с вышеназванными особенностями, системы связи МД с ВР имеют недостатки, связанные со сложностью построения схем синхронизации, как по несущей частоте, так и по низкочастотному сигналу. Для чего дополнительную часть времени в кадре занимает служебная информация для синхронизации каждой станции МД (см. рис. 15.4). В данном случае, как и для МД ЧР, в данной системе приемлемо применение статистического уплотнения, причем следует заметить, что исполнить такие устройства для цифровых сигналов гораздо легче, и их работа более устойчива. Следует отметить дополнительный недостаток свойственный для всех систем многостанционного доступа, заключающийся в том, что среднее время использование каналов составляет не более 75%, в связи с чем при данном способе уплотнения 25% времени каналы не используются. Для решения этой проблемы используется метод коммутации каналов, который основан на автоматическом выборе свободного канала. Средняя активность телефонного канала составляет 30%, в связи с чем можно таким образом повысить пропускную способность ствола в три раза. Метод коммутации применяется в цифровых системах связи, где используется так называемая пакетная радиосвязь. Теоретические основы систем мобильной связи 1 Орощук И.М. Лекция № 4 (4 часа) Тема: СИСТЕМЫ СВЯЗИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ 1. Основные понятия о базе сигнала 2. Сравнительный анализ узкополосных и широкополосных сигналов 3. Способы формирования шумоподобных сигналов 4. Способы приема шумоподобных сигналов 5. Принципы кодового разделения в системах радиосвязи 1. Основные понятия о базе сигнала В системах связи используется такое понятие как база сигнала, которое определяется теоремой Котельникова. То есть исходя из нее любой сигнал с финитным спектром можно разложить на несколько отсчетов, взятых через интервалы времени t  1 / 2F , где F – верхняя граничная частота спектра сигнала (рис. 1). U 111 110 . . . 010 001 t t1 t2 t3 t4 … tn t T Рис. 1. Пояснение к тереме Котельникова В данном случае, если сигнал существует только в течение времени - Т‚ то количество отсчетов будет равно n  T / t  2FT . (2.1) Эта величина определяет размерность пространства, в котором представляется сигнал координатами (отсчетами мгновенных значений через временные интервалы t  1 / 2F ). В этой связи в теории связи эту величину называют базой сигнала: Теоретические основы систем мобильной связи 2 Орощук И.М.   2FT . (2.2) В иных случаях говорят, что величина  определяет базис сигнала, т.е. количество осей координат, в котором раскладывается сигнал. 2. Сравнительный анализ узкополосных и широкополосных сигналов В действующих системах связи, использующих дискретные сигналы значение базы для простых сигналов равно   1 (рис. 2). Этот же сигнал можно представить в виде сложного сигнала, база которого будет равна -   1 (см. рис. 2). Сложный сигнал Простой сигнал t t T  n 0 T Рис. 2. Простой и сложный сигналы База сигнала указывает на зависимость ширины спектра от длительности сигнала. В случае применения простых сигналов ширина его спектра мала: F0  1 , 2T (2.3) в связи с чем такие сигналы называют узкополосными. Следует заметить, что спектр узкополосного сигнала после модуляции не намного отличается от спектра первичного сигнала. Для сложных сигналов FС  1 n  , 2 0 2T Т   т. к.  0   n  (2.4) В этом случае спектр сложного сигнала как до, так и после модуляции намного превышает спектр первичного сигнала, поэтому его принято называть широкополосным. Теоретические основы систем мобильной связи 3 Орощук И.М. 3. Способы формирования широкополосных сигналов с большой базой Все сигналы, формируемые на основе ранее применяемых видов модуляции (АМ, ЧМ, ФМ и др.), использующие в качестве переносчика информации гармонические колебания, можно отнести к узкополосным. В качестве переносчика информации могут служить и другие физические процессы, одним из которых является случайный процесс – шумоподобный сигнал. Существующие способы формирования шумоподобных сигналов основаны на использовании сигналов с большой базой   2FT  1. Одним из вариантов формирования шумоподобного сигнала является следующий: информационная посылка первичного сигнала длительностью T разбивается на n бинарных элементов длительно- T (см. рис. 2). Такое разбиение позволяет получить сигn 1 нал длительностью T с полосой FС  при значении базы 2 0 2FT  n  1. стью  0  Последовательность бинарных элементов образуют коды, выбираемые таким образом, чтобы обеспечить заданные свойства шумоподобного сигнала. Кодовые комбинации сигналов, используемые для передачи сообщения подбирают из условий, чтобы функция автокорреляции каждой из них имела один главный максимум в области   0     0 , и боковые лепестки с достаточно малыми амплитудами (рис. 3). B( )  -30   0  0 30 Рис. 3. Автокорреляционная функция шумоподобного сигнала В качестве таких кодов могут служить бинарные последовательности Хаффмена, обладающие следующими характеристиками. Нормированная функция автокорреляции имеет главный лепесток, равный единице, и одинаковые по величине боковые лепестки, рав- Теоретические основы систем мобильной связи 4 Орощук И.М. ные - 1 (где N – длина кодовой последовательности). Значение N функции взаимной корреляции между любой парой таких последо- 1 (где M – число последовательностей М Хаффмена из всей совокупности кодовых комбинаций 2 N ). В имвательностей равно - пульсном режиме работы уровень боковых лепестков не превышает величины 1 N . Кроме сигналов Хаффмена практическое применение находят и другие виды сигналов: последовательности Уолша, Баркера, Лежандра и др. Шумоподобный сигнала может формироваться на основе известных видов модуляции, с применением так называемой структурной модуляции или модуляции по форме сигнала. Одним из вариантов такой модуляции может служить следующая пара сигналов: s1 (t )  f1 (t ) cos 0t , s2 (t )  f1 (t ) cos 0t , (3.1) где f1 (t ) и f 2 (t ) - функции, принимающие значения  1 в соответствии с заданной кодовой последовательностью и удовлетворяющей условию T  f (t ) f (t )dt  0 . 1 2 (3.2) В качестве этих функций можно использовать одну из выбранных последовательностей (Уолша, Хаффмена, Баркера и др.), для которых f1 (t )  f (t ) и f 2 (t )  f (t   0 ) либо обратную функцию f 2 (t )   f1 (t ) . За основу в данном случае взята фазовая манипуляция. Другим вариантом формирования шумоподобных сигналов могут служить следующие сигналы: s1 (t )  Am cos 0  f1 (t )  2t  ;   s2 (t )  Am cos 0  f 2 (t )  2t . В этом случае за основу взята частотная манипуляция. (3.3) Теоретические основы систем мобильной связи 5 Орощук И.М. Следует заметить, что существует много иных способов, применение которых определяется особенностями или ограничениями в каналах связи. В общем случае шумоподобный сигнал может передаваться последовательным и параллельным интерфейсом. В первом случае сигнал состоит из последовательных элементов промодулированных тем или иным способом, т. е. сигнал структурно разделен в масштабе времени (см. рис. 2), в котором на одной несущей частоте передается одна элементарная посылка в широком спектре частот за счет ее малой длительности, см. формулу (2.4). Uc f Fc Рис. 4. Шумоподобный сигнал с временным разделением структуры Иным способом формирования шумоподобных сигналов может служить разбиение сигнала по частотному диапазону (рис. 5). Uc Fc=nf f f1 f2 f3 . . . . . . . . . . . . . . . . .fi. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . fn Рис. 5. Шумоподобный сигнал с частотным разбиением структуры В этом случае сложный сигнал, сформированный с помощью той или иной последовательности, передается параллельным интерфейсом, т.е. каждый элемент составного сигнала (см. рис. 2) передается на соответствующей поднесущей, с использованием любого вида узкополосной манипуляции. В этом случае скорость манипуляции каждой поднесущей равна Bc  1 1 , а ее спектр равен f  (1  2) . T T В результате весь сигнал (см. рис. 5) будет иметь широкий спектр, равный Fc  nf . Следует заметить, что при формировании сложного сигнала таким образом, для обеспечения устойчивой работы канала связи между каждой из полос этого сигнала устанавливается защитный частотный интервал, что в свою очередь уменьшает качественные параметры канала: в данном случае энергия РПДУ будет использована менее эффективно по всей полосе спектра сигнала, и, кроме того, общая полоса тракта расширяется, что увеличивает энергию шума на входе РПУ. Теоретические основы систем мобильной связи 6 Орощук И.М. 4. Способы приема шумоподобных сигналов Прием шумоподобных сигналов в случае применения последовательных интерфейсов для передачи осуществляется с помощью согласованных трансверсальных (цифровых) фильтров. Данный фильтр представляет собой линию задержки на n-1 тактов, в которой через n тактов осуществляется считывание принятой последовательности через устройства с весовыми функциями выбранного кода f (t  t ) (рис. 6). Линия задержки Вход + n-1 . . . 2 - + + - + 1 - Суммирующее устройство РУ Вых Рис. 6. Согласованный фильтр для приема шумоподобных сигналов с последовательным интерфейсом После считывания сумарный сигнал складывается по напряжению, максимум которого достигается в случае полного совпадения сигнала с установленным в системе связи. Искажение какого-либо из элементов приводит к снижению уровня напряжения, т.е. снижению помехоустойчивости, но за счет применения достаточно большой базы сигнала она, как правлило, на много больше чем для узкополосных сигналов. При использовании параллельного интерфейса согласованный фильтр представляет собой многополосный фильтр, с выходов которого, аналогично варианту последовательного интерфейса, осуществляется сложение сигналов через весовые функии (рис. 7). Вход Линейный вход Ф1 Ф2 Ф3 Ф Ф Ф Фn + - + + - + - Суммирующее устройство РУ Вых Рис. 7. Согласованный фильтр для приема шумоподобных сигналов с параллельным интерфейсом Теоретические основы систем мобильной связи 7 Орощук И.М. 5. Принципы кодового уплотнения в системах радиосвязи Ососбенности работы каналов связи с использованием шумоподобных сигналов раскрывает возможности нового способа уплотнения: кодового уплотнения. Принцип работы таких систем основан на применении для каждого канала кодовой комбинации из ансабля ортогональных сигналов (рис. 8). Все эти сигналы сформированы из кодовых комбинаций сложного сигнала, которые во-первых должны отвечать требованиям шумоподобности, а вовторых взаимная корреляция между ними для обеспечения ортогональности должна быть равна нулю: T  f (t ) f (t )dt  0, при i  j, i j i, j 1, M . , (5.1) где f i ( j ) (t ) - функция, описывающая сигнал с разрешенными комбинацими. Следует заметить, что в реальных системах реализовать такие кодовых комбинаций достаточно сложно, поэтому в них обеспечиваются условия ортогональности только приближенно, или как принято называть обеспечивается псевдоортогональность. Количество таких функций (комбинаций) определяется длиной кода, которая задается базисом сигнала. Ясно, что чем больше длина кода, тем больше таких комбинаций, что соответственно, определяет количество каналов в многоканальных системах связи. 1 абонент f1(t) 2 абонент f2(t) 3 абонент f3(t) Базовая станция f1(t); f2(t); f3(t); . . . fi(t); . . fM(t). i-й абонент fi(t) j-й абонент fj(t) M-й абонент fM(t) Рис. 8. Схема функцианирования радиосети с кодовым разделением сигнала Теоретические основы систем мобильной связи 8 Орощук И.М. В системах с кодовым уплотнением есть определенные недостатки. В них есть ограничения по использованию числа одновременно работающих каналов связи в общем спектре частот. В данном случае в согласованных трансверсальных фильтрах идет одновременная обработка собственного адресного сигнала, а также сосвокупности других сигналов. То есть нужно обеспечить минимальную взаимную корреляцию между каждой из кодовых комбинаций (см формулу 6.1), а также со всем ансамблем (M-1) комбинаций: Т T  f (t ) f (t )dt    f (t ) f (t )dt  min , при i  j, i, j 1, M . (5.2) i j j i j j Данное выражение представлено в общем виде, при этом следует заметить, что требуемое условие выполняется на уровне низкочастотных сигналов, а с учетом модуляции и демодуляции сумма функций f j (t ) видоизменяется в зависимости от вида модуля-  j ции. В данном случае необходимо заметить, что в системах массового обслуживания согласно статистике не все абоненты сети работают одновременно, в связи с чем общее число каналов (абонентов) может быть гораздо большим, чем допустимое значение M. Все это в какой-то мере облегчает конструкторские характеристики систем кодового уплотнения. В частности, для системы сотовой связи, стандарта «CDMA», где длина кода (а также базис) равен 64. В ней допускается одновременная работа не более 24 каналов радиосвязи. Число каналов в этой системе увеличивается за счет динамического изменения уровня мощности, в зависимости от расстояния. Другое ограничение в таких системах определяется известным эффектом Доплера для движущихся объектов связи, влияние которого тем больше, чем больше база сигнала (в этом случае растет ширина частотного спектра сигнала). То есть, на определенных скоростях есть ограничения в величине базы сигнала, а значит и длины кодовой комбинации, что в свою очередь ограничивает количество каналов связи. Для решения этой проблемы используют наиболее узкополосные виды модуляции, варианты многопозиционной манипуляции и другие технические решения, позволяющие сузить общий спектр сложного сигнала, тем самым снижающие ограничения скорости перемещения объектов связи. В этом случае, как правило, снижается помехоустойчивость каналов, компенсация снижения ко- Теоретические основы систем мобильной связи 9 Орощук И.М. торой решается энергетическим путем, т.е. повышением мощности радиопередатчика. Из вышесказанного следует, что для обеспечения заданного качества в системах радиосвязи с использованием кодового уплотнения в общем случае приходится решать компромисс между числом каналов, мощностью и дальностью (площадью зоны обслуживания, величина которой определяется затуханием волны и некоторыми характеристиками антенно-фидерного тракта). Типовая зависимость качества каналов в такой системе радиосвязи представлена на рис. 9. М Р S Рис. 9. Типовая зависимость качества каналов связи в системе радиосвязи с кодовым разделением сигнала Литература: 1. Андрианов В., Соколов А. Средства мобильной связи. - СПб: BHVСанкт-Петербург, 1998. – 256 с. 2. Зюко А.Г. Помехоустойчивость и эффективность систем связи. М., Связь, 1972. 3. Передача дискретных сообщений: Учебник для вузов/ В.П. Шувалов, Н.В. Захарченко, В.О. Шварцман, С.Д. Свет, Г.И. Скворцов, В.В. Лебедянцев; Под ред. В.П. Шувалова. – М.: Радио и связь, 1990. – 464 с. 4. Теория передачи сигналов: Учебник для вузов / Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. – М.: Связь, 1980. – 288 с.