Судовая электроника и силовая преобразовательная техника

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО РЫБОЛОВСТВУ РФ ФГБУВПО ″МУРМАНСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ″ «Судовая электроника и силовая преобразовательная техника» для специальности 26.05.07 « Эксплуатация электрооборудования судов и средств автоматики » (материалы для самостоятельной работы по курсу «Судовая электроника и силовая преобразовательная техника») (часть 1) Мурманск 2017 ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ 6 Глава 1. Тиристоры и особенности их применения в преобразовательных устройствах 7 1.1. Принцип работы динистора 7 1.2. Принцип работы тринистора 11 1.3. Параметры и характеристики тиристоров 12 1.4. Переходные процессы в управляемых тиристорах 17 1.5. Двухоперационные GTO-тиристоры 18 1.6.Тиристоры как переключающие элементы 20 1.6.1.Схемы коммутации однооперационных тиристоров 20 1.6.2. Одноступенчатая коммутация 21 1.6.3. Двухступенчатая коммутация 23 1.6.4. Узлы параллельной и последовательной коммутации 24 1.7. Тиристорные контакторы 25 1.7.1. Общие сведения 26 1.7.2. Статические однофазные контакторы переменного тока 27 1.7.3. Статические трехфазные контакторы переменного тока 30 1.7.4. Контакторы постоянного тока 30 Глава 2. выпрямители 33 2.1. Элементы источников вторичного электропитания 33 2.1.1. Общие сведения 33 2.1.2. Основные характеристики и параметры выпрямителей 36 2.1.3. Общие сведения о внешней и регулировочной характеристике 40 2.2. Однофазные схемы выпрямления 40 2.2.1. Однофазный однополупериодный неуправляемый выпрямитель 45 2.2.2. Однофазный однополупериодный управляемый выпрямитель (активная нагрузка) 46 2.2.3. Однофазный двухполупериодный неуправляемый выпрямитель (активная нагрузка 49 2.2.4. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активная нагрузка) при  = 0 50 2.2.5. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активная нагрузка) при  > 0 54 2.2.6. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активно-индуктивная нагрузка) при  = 0 55 2.2.7. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активно-индуктивная нагрузка) при > 0 58 2.3. Однофазные мостовые схемы 58 2.3.1. Однофазный двхполупериодный мостовой неуправляемый выпрямитель (активная нагрузка) 58 2.3.2. Однофазный двухполупериодный мостовой управляемый выпрямитель (активная нагрузка и активно-индуктивная нагрузка) 60 ГЛАВА 3. ТРЕХФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ 65 3.1. Особенности включения диодов и тиристоров в трехфазных схемах 65 3.2. Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом 65 3.2.1. Трехфазный неуправляемый выпрямитель с нулевым выводом 67 3.2.2. Трехфазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом 69 3.3. Трехфазный мостовой выпрямитель 69 3.3.1. Неуправляемый мостовой выпрямитель 69 3.3.2. Управляемый мостовой выпрямитель 73 3.3.3. Расчет параметров элементов управляемого выпрямителя 66 3.4. Понятие о многомостовых схемах 78 Глава 4. Гармонический состав напряжения и токов в схемах выпрямления 82 4.1. Понятие о гармониках тока и напряжения 82 4.2. Потребление высоких гармоник тока из питающей сети 86 4.3. Расчет гармонического состава 87 глава 5. внешние характеристики и энергетические показатели выпрямителей 92 5.1. Понятие о коммутации токов в схемах выпрямления 92 5.2. Учет коммутации вентилей в схеме однофазного двухполупроводникового выпрямителя 92 5.3. Учет коммутации вентилей в схеме управляемого трехфазного выпрямителя 94 5.3.1. Коммутации вентилей при  = 0 94 5.3.2. Коммутации вентилей при   0 97 5.4. Расчет параметров коммутации 98 5.5. Влияние параметров коммутации на внешние характеристики выпрямителей 99 5.5.1. Однофазный двухполупериодный выпрямитель 99 5.5.2. Относительная внешняя характеристика однофазного управляемого выпрямителя 100 5.5.3. Относительная внешняя характеристика трехфазного мостового выпрямителя 102 5.4. Энергетические характеристики управляемых выпрямителей 103 5.4.1. КПД выпрямителя 104 5.4.2. Коэффициенты мощности 105 5.4.3. Улучшение коэффициента мощности управляемых выпрямителей 106 5.4.4. Выпрямитель на полностью управляемых ключах 109 5.5. Расчет схем 110 ГЛАВА 6. Работа выпрямителей на емкостную нагрузку и противо-ЭДС 113 6.1. Работа выпрямителей с противо-ЭДС 113 6.2. Работа выпрямителя с емкостной нагрузкой 115 6.3. Расчет трехфазного неуправляемого выпрямителя с емкостной нагрузкой 118 глава 7 Сглаживающие фильтры 119 7.1. Виды пассивных фильтров 119 7.2. Емкостной фильтр 122 7.3. Индуктивный фильтр 124 7.4. Расчет фильтров 125 ГЛАВА 8. Стабилизаторы постоянного тока 127 8.1. Общие сведения 127 8.2. Параметрический стабилизатор 128 8.1.2. Параметрический стабилизатор с усилителем 130 8.1.3. Многокаскадные и мостовые параметрические стабилизаторы 130 8.1.4. Стабилитронные интегральные микросхемы 132 8.1.5. Компенсационный стабилизатор 132 8.1.5.1. Последовательный КС 133 8.1.5.2. Параллельный КС 134 8.1.5.3. Релейный КС 139 ГЛАВА 9. Инверторы, ведомые сетью 140 9.1 Понятие об инверторах напряжения и тока 140 9.2. Однополупериодный инвертор со средней точкой 140 9.2.1. Выпрямительный режим 141 9.2.2. Инверторный режим 146 9.3. Однофазный двухполупериодный инвертор со средней точкой 147 9.3.1. Выпрямительный режим 147 9.3.2. Инверторный режим 150 9.3.3. Полный анализ работы однофазного инвертора с выводом нулевой точки 1154 9.3.4. Особенности работы схем в режимах выпрямления и инвертирования 1156 9.4. Характеристики инвертора 158 9.5. Баланс мощностей в инверторе, ведомом сетью 1163 9.6. Расчет параметров инвертора в схеме со средней точкой 164 9.7. Трехфазный мостовой инвертор 165 ГЛАВА 10. АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ ТОКА и напряжения 168 10.1. Классификация и принципы работы и автономных инверторов 168 10.2. Автономные инверторы тока 169 10.2.1. Параллельный автономный инвертор тока 169 10.2.2 .Последовательный автономный инвертор 172 10.2.3. Параллельный инвертор тока с конденсаторной коммутацией тиристоров 173 10.2.4. Инвертор тока с компенсирующим устройством на основе обратного выпрямителя 174 10.2.4. Расчет параметров инвертора тока 177 10.3. Автономные инверторы напряжениях 179 10.3.1. Инверторы напряжения на транзистора 179 10.3.2. Инверторы напряжения на тиристорах 182 ГЛАВА 11 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ 187 11.1. Непосредственные преобразователи частоты (циклоконверторы) 187 11.1.1. Однофазный НПЧ с активной нагрузкой 189 11.1.2. Трехфазно-однофазный НПЧ 189 111.3. Использование НПЧ в схеме питания электродвигателя 192 11.2. Преобразователи частоты со звеном постоянного тока (ЗПТ) 194 ГЛАВА 12 СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ПЕРЕМЕННОГО И ПОСТОЯННОГО ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 196 12.1. Преобразователи переменного напряжения 196 12.1.1. Амплитудный метод регулирования 196 12.1.2. Фазовые методы регулирования 197 12.1.3. ШИМ-регулирование 203 12.2. Преобразователи постоянного тока 205 12.2.1. Импульсные преобразователи постоянного напряжения 205 12.2.2. Коммутаторы постоянного тока 207 12.2.3. Особенности применения схем регулирования напряжения 209 12.3. Расчет выходного напряжения 210 Глава 13. влияние гармоник и Способы улучшения формы выходного напряжения 211 13.1. Метод симметричных составляющих 211 13.2. Коэффициенты искажения синусоидальности напряжения и тока 213 13.3. Особенности гармоник в трехфазных цепях переменного тока 214 13.4. Влияние различных гармоник на электрические машины 215 13.5. Подавление высших гармоник выходными фильтрами инверторов 216 13.6. Подавление высших гармоник без выходных фильтров 219 13.6.1. Применение отпаек 219 13.3.2. Векторный способ синтезирования синусоидального напряжения 220 13.6.3. Особенности аппроксимации синусоидального напряжения ступенчатыми сигналами 221 ГЛАВА 14. Защита тиристоров 222 14.1. Термические характеристики тиристоров 222 14.2. Расчет аварийных токов и интеграла предельной нагрузки 224 14.3. Методы защиты тиристоров в преобразователях 225 14.3.1. Защита от токовой перегрузки 225 14.3.2. Защита от перенапряжений 225 14.4. Аварийные режимы работы автономных инверторов 227 14.5. Расчет элементов защиты 228 ГЛАВА 15. УЗЛЫ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 230 15.1. Понятие о системе управления полупроводниковыми преобразователями 230 15.2. Узлы синхронной системы управления 233 15.2.1. Генератор опорного напряжения 234 15.2.2. Нуль-орган 238 15.2.3. Усилитель-формирователь 238 15.3. Узлы асинхронной системы управления 241 ГЛАВА 16. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ СУДОВОЙ СИЛОВОЙ НАГРУЗКИ 242 16.1. Преобразователи для питания судовой силовой нагрузки 242 16.2 Выпрямители общего назначения 242 16.2.1. Дроссельные и трансформаторные магнитные усилители 16.2.2. Дроссельно-выпрямительные агрегаты ВАКС 16.3. Зарядные и зарядно-силовые выпрямительные агрегаты 16.4. Сварочные выпрямительные агрегаты 16.5. Выпрямители для питания систем катодной защиты корпуса судна 16.6. Выпрямители для питания систем возбуждения судовых электрических машин 16.7. Преобразователи для валогенераторных установок ГЛАВА 17. Тиристорные преобразователи для судового электропривода 256 17.1. Преобразователи для электропривода постоянного тока 256 17.2. Преобразователи для электропривода переменного тока 260 ГЛАВА 18. Импульсные источники электропитания (ИИП) 266 18.1. Общие сведения 266 18.2. Схемы управления преобразователями 269 18.2.1. Однотактный обратноходовой преобразователь 270 18.2.2. Однотактный прямоходовой преобразователь 271 18.3. Схемы импульсных преобразователей 273 18.4. Достоинства и недостатки импульсных блоков питания 276 Список основной литературы Список дополнительной литературы ВВЕДЕНИЕ Дисциплина «Судовая электроника и силовая преобразовательная техника» является обязательной частью учебного плана курсантов всех форм обучения специальности 180404. Задачей дисциплины являются: - комплексное применение знаний и умений, приобретенных при изучении общеобразовательных, общетехнических и специальных дисциплин, к решению задач производственного характера; - закрепление и расширение теоретических знаний путем выполнения специальных расчетов, решения стандартных и нестандартных инженерных задач в рамках конкретной дисциплины; - формирование навыков самостоятельного изучения и решения отдельных вопросов. В результате освоения дисциплины курсант должен знать: - принципы работы силовых полупроводниковых преобразователей, управляемых сетью переменного тока; - характеристики и параметры силовых электронных ключей (диодов, тиристоров); - теорию и методы расчета токов коротких замыканий для выбора защит; - методы расчета сглаживающих фильтров. уметь: - рассчитать параметры управляемого выпрямителя исходя из заданных характеристик его нагрузки; - выбрать диоды и тиристоры; - рассчитать параметры аварийных процессов в выпрямителе и выбрать элементы и аппараты защиты. ГЛАВА I. Тиристоры и особенности их применения в преобразовательных устройствах Тиристорами называют полупроводниковые приборы на основе многослойных p-n-структур, способных переключаться из закрытого состояния (непроводящее) в открытое (проводящее) состояние. Если переключение происходит управляющим сигналом, то тиристор называется управляемым. Тиристоры делятся на две группы: диодные (динисторы) и триодные тиристоры. Для коммутации цепей переменного тока разработаны симметричные тиристоры (симисторы). Управляемые тиристоры подразделяются на однооперационные (SCR) и двухоперационные (GTO). Однооперационный тиристор можно включить управляющим импульсом, но для его выключения требуется выполнение специальных условий. Двухоперационный тиристор можно включить и выключить импульсами, подаваемыми на специальные электроды (см. ниже). Тиристоры относятся к приборам силовой электроники, способным коммутировать (включать, переключать,) токи свыше 500 А (при напряжении доли вольта во включенном состоянии), выдерживать напряжение (в закрытом состоянии) 2000 В и выше. 1.1. Принцип работы динистора Динистор – это неуправляемый тиристор, имеющий четырехслойную p-n-p-n-структуру, изготовленную на основе кремния (рис. 1.1). Рис. 1.1. Структура динистора Анодом (А), который обычно связан с положительным полюсом источника напряжения, является область р-типа, катодом (К) область n-типа. Крайние области динистора (р1 и n2) называются эмиттерами, средние (р2 и n1)  базами. Между областями с различным типом проводимости образуются p-n-переходы (П1, П2, П3), каждый из которых в равновесии характеризуется контактной разностью потенциалов 0i величиной примерно один вольт за счет специального подбора концентрации примесей в каждой области. Рассмотрим процессы, происходящие в приборе при возрастании анодного напряжения UА (рис. 1.2, а). При подаче на анод + (прямое включение тиристора) эмиттерные p-n-переходы П1 и П2 (рис. 1.1) включены в прямом направлении, а p-n-переход П3  в обратном. Рис. 1.2. Схема включения (а) и ВАХ (б) неуправляемого тиристора В закрытом состоянии тиристора сопротивление Rзакр коллекторного p-n-перехода П3 очень большое: Rзакр >> Rогр. Поэтому напряжение источника Uп в схеме, представленной на рис. 1.2, а, главным образом, падает не на ограничительном резисторе Rогр, а на динисторе, и в данном режиме анодное напряжение практически равно напряжению питания UА  Uп. Заметим, что поскольку эмиттерные p-n-переходы включены в прямом направлении, то их сопротивление крайне мало, и все напряжение UА  Uп, приложенное между контактами А и К, фактически падает на обратно смещенном переходе П3. Вольтамперная характеристика динистора представлена на рис. 1.2, б. По мере возрастания анодного напряжения UА (рис. 1.2, первый квадрант, участок ВАХ 0-1), ток IA, протекающий между анодом и катодом, весьма мал (доли миллиампер), и представляет собой тепловой ток коллекторного p-n-перехода П3. Заметим, как у всякого реального обратно смещенного p-n-перехода, тепловой ток I0(U) немного возрастает при увеличении анодного напряжения. P-n-переходы П1 и П2 называются эмиттерными, а переход П3 - коллекторным. Одновременно, по мере увеличения анодного напряжения UА внутри структуры тиристора развиваются следующие процессы. Через прямо смещенные эмиттерные p-n-переходы П1 и П2 возрастают потоки основных носителей. Электроны (рис. 1.1) (из области n2) и дырки (из области p1) инжектируются через прямо смещенные p-n-переходы в соответствующие базы. В частности, дырки из области p1 инжектируются в базу n1 через переход П1, после чего дрейфуют в этой базе к p-n-переходу П3 (рис. 1.1), подходят к коллекторному переходу П3, и, захватываясь полем данного p-n-перехода, перебрасываются в базу р2 (область объема D). Дальнейшее движение дырок (вправо) в этой базе невозможно из-за положительного градиента потенциала в данной базе, созданного соответствующим легированием объема кристалла примесями. Именно поэтому, дырки, инжектированные из p1-области, накапливаются в области "правой границы" коллекторного p-n-перехода П3 (область объема D). Аналогично, электроны из эмиттера n2, проходя через базу р2 и коллекторный p-n-переход П3, накапливаются вблизи левой границе коллекторного p-n-перехода (рис. 1.1, область объема С). Другими словами, по мере возрастания анодного напряжения UА в области границ обратно смещенного p-n-перехода П3 (области С и D) накапливается двойной электрический слой, созданный заряженными свободными носителями заряда (дырки – справа; электроны – слева). Эти носители заряда являются неравновесными, т.к. их концентрация определяется величиной протекающего тока и напряжения. Из пространственного расположения этих носителей (+  справа;  слева) следует, что совокупность накапливаемых зарядов создает дополнительное электрическое поле, уменьшающее исходную напряженность Е поля в p-n-переходе П3. Следовательно, по мере при возрастания анодного напряжения и незначительного увеличения тока IА (тока обратно смещенного коллекторного перехода) суммарное электрическое поле p-n-перехода П3 уменьшается. Наконец, при анодном напряжении, равном напряжению включения Uвкл (рис. 1.2, точка 1), коллекторный p-n-переход П3 переключается из закрытого состояния в открытое. В целом, все p-n-переходы П1, П2, П3 оказываются открытыми, и так как их сопротивление крайне мало, то анодный ток через структуру динистора скачкообразно возрастает (рис. 1.2, б, участок II, 1-2) от значения Iвкл. до IА2. Смена режима работы (иногда говорят, переход) из одного состояния в другое является неустойчивым и происходит достаточно быстро. Увеличение анодного тока I в процессе изменения состояния на участке 1-2 (рис. 1.2, б) связано с резким уменьшением сопротивления p-n-перехода П3 (ранее обратно смещенного, а теперь – прямо смещенного). Теперь сопротивление открытого тиристора равно Rоткр, причем Rоткр << Rогр. Поэтому напряжение собственно на структуре динистора уменьшается и становится равным UА2. Заметим, что в открытом состоянии на приборе (между контактами А и К) падает незначительное напряжение UА2 (в пределах нескольких вольт), поскольку сопротивление включенного динистора, определяемое величиной сопротивления трех открытых p-n-переходов, мало. Фактически на каждом из p-n-переходов падает напряжение не более Uа до одного вольта. Поскольку до открытия тиристора на источнике питания (рис. 1.2, б, точка 1) было большое напряжение, равное Uп1 = Uвкл = RзакрIвкл, то при скачкообразной смене режима работы из точки 1 к точке 2 это напряжение Uп1 перераспределяется между динистором и ограничительным сопротивлением Rогр, т.е. Uп1 = Ua2 + URогр  URогр, а анодный ток равен: IА2 = Uп/(Rогр + Rоткр). Другими словами, теперь практически все напряжение источника приложено к ограничительному резистору, и именно резистор Rогр ограничивает возрастание силы тока в цепи открытого динистора после переключения (смены режимы работы) из закрытого состояния в открытое. Описанный выше процесс называется включением тиристора. Поскольку включение тиристора характеризуется увеличением тока IА в цепи и сопровождается уменьшением напряжения UА на его контактах (между анодом и катодом), то на вольтамперной характеристике возникает участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением (rдиф = U/I < 0). Итак, после протекания быстрого процесса включения динистора в цепи устанавливается некоторый ток IА2, величина которого, главным образом, зависит от напряжения источника питания Uп, величины ограничительного сопротивления Rогр. Таким образом, динистор открылся, и через него может протекать значительный анодный ток, регулируемый величиной напряжения источника питания и ограничительным резистором (рис. 1.2, б, участок III). Заметим, что увеличение тока IА (от точки 2 к точке 3) происходит по закону, описывающему прямую ветвь вольтамперной характеристики диода. При этом в области больших анодных токов напряжение на открытом тиристоре изменяется незначительно, и при фиксированном анодном токе имеет значение Uоткр, указываемое в паспорте прибора. В процессе управления тиристором возможно как включать, так и выключать прибор с помощью внешнего воздействия. Как выключить динистор, учитывая, что в открытом состоянии p-n-переход открыт, и на его границах (рис. 1.1, области объема С и D) накоплен значительный заряд инжектированных неравновесных носителей заряда? Выключение тиристора (переключение в закрытое состояние) может быть реализовано несколькими путями. Во первых, выключить тиристор можно уменьшением напряжения между анодом и катодом, так что анодный ток IА уменьшается до значения Iвыкл (рис. 1.2, б, точка 4). При этом за счет рекомбинации (исчезновения) и экстракции (вывода) неравновесных носителей из баз коллекторный p-n-переход П3 вновь включается в обратном направлении и его сопротивление возрастает. Таким образом, реализуется смена режима работы – процесс переключения тиристора из открытого состояния в закрытое; Во-вторых, можно закрыть прибор простым выключением динистора, путем прерывания тока в цепи динистора. Заметим, что при снятии анодного напряжения (при разрыве цепи анодного тока) тиристор лишь через некоторое время  (время жизни неравновесных носителей в базах) оказывается в полностью выключенном состоянии. Другими словами, тиристор окончательно выключается лишь после протекания процессов рекомбинации неравновесных носителей в базах. В том же случае, когда напряжение на аноде появляется через время, меньшее, чем значение , тиристор вновь оказывается во включенном состоянии; Наконец, закрытие тиристора реализуется ускорением процесса рекомбинации носителей. Это достигается путем подачи на тиристор импульсного напряжения обратной полярности, в результате чего ускоряется процесс рекомбинации неравновесных носителей, описанный выше. Обратная ветвь вольтамперной характеристики динистора (рис. 1.2, б, третий квадрант), которая получается при подаче на контакт анода отрицательного потенциала по отношению к катоду, представляет собой характеристику, аналогичную обратной ВАХ диода. В этом режиме два p-n-перехода П1 и П2 будут включены в обратном направлении и через них будут протекать незначительный тепловой ток вплоть до напряжения, называемое напряжением загиба Uзаг. При этом напряжении начинаются процессы необратимого пробоя обратно смещенных p-n-переходов П1 и П2, и поэтому дальнейшее увеличение напряжения питания недопустимо. Анализируя работу динистора (рис. 1.2, б) можно сделать вывод: если напряжение питания имеет такие значения, что |Uп| < Uвкл (первый квадрант), |Uп| < Uзаг (Uзаг  напряжение, при котором начинаются пробойные процессы), то тиристор всегда будет закрыт. 1.2. Принцип работы тринистора Триодные однооперационные (SCR) тиристоры (тринисторы), имеют структуру, идентичную изображенной на рис. 1.1, но отличаются от динисторов наличием управляющего электрода (УЭ), контакт которого установлен на одной из баз, например, на базе p2 (рис. 1.3). Рис. 1.3. Схема (а) подключения тринистора и его структура (б) Напряжение между анодом и катодом подается от источника постоянного напряжения Uп. Переменный резистор Rогр служит для установки различных значений анодного тока IA через открытый тиристор. На управляющий электрод УЭ, связанный с базой p-типа (в данном случае вблизи катода), может подаваться положительный потенциал от дополнительного источника Еу; переменный резистор Rу служит для регулировки величины управляющего тока. При положительном потенциале анода эмиттерные p-n-переходы П1 и П2 включены в прямом направлении, коллекторный П3  в обратном. При отсутствии управляющего тока (Iу = 0) все процессы, протекающие в тринисторе, идентичны процессам, происходящим в динисторе, в частности, при значительных напряжениях Uвкл тринистор переключается из закрытого состояния в открытое аналогично процессу, изложенному выше (рис. 1.2, б; рис. 1.4, а). Рассмотрим механизм включения тиристора с помощью управляющего тока Iу (рис. 1.3). Как было отмечено выше, процесс включения динистора связан со спонтанным переключением p-n-перехода П3 и объясняется накоплением вблизи границ инжектированных зарядов (электронов и дырок), перешедших из соответствующих баз. Как интенсифицировать, ускорить и управлять данным процессом? Очевидно, необходимо дополнительно подать между объемами в области точек C и D (рис. 1.3) такую разность потенциалов, чтобы p-n-переход П3 включился в прямом направлении (в необходимый момент времени), другими словами, необходимо уменьшить внутреннее поле Е p-n-перехода П3. Очевидно, это легко сделать, подавая, например, на область р2 (объем в области точки D) положительный потенциал от управляющего электрода, т.е. реализовать управление по катоду. Легко понять, что идентичный результат будет получен, если управляющий электрод установить на область n1 и подать на УЭ отрицательный потенциал (управление по аноду). а) б) Рис. 1.4. ВАХ (а) и управляющая (б) характеристика тринистора Другими словами, если в необходимый момент времени на управляющий электрод (рис. 1.3) подан (импульсно) положительный потенциал, то в цепи управления начинает протекать кратковременный ток Iуi. Возрастание положительного потенциала p2-базы тиристора приводит к ускоренному открытию p-n-перехода П3, и, соответственно, переключению тринистора в открытое состояние. По мере увеличения тока управления Iуi процесс переключения, очевидно, происходит при все меньших напряжениях Uвклi, чем значение Uвкл,. характеризующее неуправляемый тиристор (рис. 1.4, а). Управляющая характеристика тринистора Uвкл(Iу) (зависимость напряжения включения Uвкл от величины управляющего тока Iу), приведена на рис. 1.4, б. Видно, что напряжение включения Uвкл нелинейно уменьшается по мере роста тока управления Iу, составляющего обычно единицы-десятки миллиампер. Таким образом, тиристор переходит в открытое состояние; при этом p-n-переход П3 полностью переключен в прямом направлении; дальнейшее возрастание напряжения приводит к резкому увеличению анодного тока в соответствии с характеристикой, представленной на рис. 1.2, б, 1.4, а. Отметим, что после включения тиристора, роль управляющего тока уже не важна, и именно поэтому импульс управляющего тока Iу должен быть кратковременным лишь в тот момент времени, когда необходимо включить тиристор. Выключение однооперационного тринистора, аналогично динистору, может быть произведено перечисленными выше способами. Дополнительно, выключение тринистора возможно также путем подачи напряжения (соответствующего знака) на управляющий электрод или изменения направления тока управления. Например, при подаче отрицательного потенциала на УЭ (рис. 1.3) происходит экстракция (вывод) неравновесных носителей (дырок) из р2-базы, и потенциальный барьер на коллекторном p-n-переходе П3 вновь возрастает, а тиристор "запирается" и ток через него прекращается. Заметим, что выключение тринистора подачей отрицательного потенциала на управляющий электрод, как правило, не используется. Тогда, когда на тиристор подано обратное напряжение (тиристор выключен), подача потенциала и управляющий электрод и протекание тока в цепи управляющего электрода (рис. 1.3, б) недопустимо. Это обусловлено тем, что переходы П1, П2 находятся под обратным напряжением, а переход П3- под прямым напряжением. Все напряжение UАКобр между анодом и катодом ″падает″ на переходах П1 и П2. Если на область р2 подан положительный импульс, то переход П2 включится в прямом направлении, и следовательно, все напряжение UАКобр уже приложено только к одному закрытому переходу П1; именно это напряжение может вызвать лавинный пробой закрытого перехода П1, что недопустимо для закрытого тиристора. Таким образом, управляемый однооперационный тиристор может находиться работать как в закрытом состоянии, так и в открытом, аналогично транзистору, имеющему состояние отсечки и насыщения. Рассмотрим различие между ними. Транзистор может работать в ключевом режиме как управляемый ключ; в частности, в схеме ОЭ при постоянном наличии ″большого″ тока базы транзистор находится в режиме насыщения и его сопротивление между коллектором и эмиттером мало. В отсутствие тока базы транзистор имеет большое сопротивление и находится в режиме отсечки. Для включения тринистора необходим импульс управляющего тока, но для запирания тиристора, УГО которого приведено на рис. 1.3, а необходимо использовать специальные методы, описанные выше. 1.3. Параметры и характеристики SCR тиристоров Свойства тиристоров, отраженных в справочных данных, характеризуются статическими и динамическими параметрами и характеристиками. Напряжение на тиристоре Напряжение включения Uвкл - напряжение в прямом или обратном направлении, при которых тиристор из закрытого состояния переходит в открытое. Напряжение в открытом состоянии Uоткр – напряжение на открытом тиристоре при фиксированном анодном токе. Когда тиристор включен, напряжение на нем составляет от 1 до 2 вольт; Напряжение пробоя (загиба) Uзаг – напряжение на обратной ветви (рис. 1.2, б); если напряжение любой полярности не превосходит значений Uзаг, то при нулевом управляющем токе Iупр тиристор всегда будет закрыт; Максимальное постоянное обратное напряжение Uобр – обратное напряжение, при котором тиристор может работать длительное время. Для надежного закрытия тиристора прямое или обратное напряжение на нем не должно превышать повторяющееся импульсное напряжение Uповт, которое составляет примерно 70 % от наименьшего из напряжений Uвкл и Uзаг и приводится в справочниках (100-4000 В). Токи тиристора Номинальный ток Iн открытого тиристора может быть непрерывным и импульсным. Непрерывный ток Iн характеризуется средним или среднеквадратичным значением. Например, максимально допустимый средний прямой ток может достигать 1000-2000 А. Импульсный периодически повторяющийся ток определяется пиковым (амплитудным) значением. Однократный импульсный ток характеризуется импульсным значением и временем его воздействия; превышать данное время недопустимо вследствие интенсивного нагрева тиристора. Максимальный обратный ток протекает в течение длительно приложенного обратного напряжения. Ток удержания тиристора Iвыкл – минимальное значение анодного тока (ток выключения Iвыкл, мА), требуемого для поддержания тиристора в проводящем состоянии. Поскольку ток Iвыкл практически мал, то говорится, что тиристор выключается при уменьшении его рабочего тока до нуля. Параметры импульса управления К параметрам импульса управления относятся управляющий ток отпирания; управляющее напряжение отпирания. Управляющий ток отпирания характеризуется током запуска – минимальным током Iупр управляющего электрода, который переводит тиристор из закрытого состояния в открытое (Iупр = 1… 100 мА). Управляющий ток меньший, чем минимальный Iупр, не способен открыть тиристор. Величина этого тока зависит от скорости нарастания этого тока: чем больше скорость нарастания, тем меньше величина управляющего тока отпирания. Максимальный ток управления - максимальное допустимое значение тока, которое может протекать через управляющий электрод непрерывно. Отпирание тиристора реализуется управляющим напряжением отпирания (Uупр = 1- 5 В). Мощность, рассеиваемая на управляющем электроде, характеризуется средней рассеиваемой мощностью. Динамические параметры К динамическим тиристора относят следующие параметры. Время включения тиристора – интервал времени, необходимый для перевода тиристора из закрытого состояния в открытое и установления процессов. Время выключения тиристора t – минимальный интервал времени, в течение которого необходимо прикладывать обратное напряжение для полного закрытия тиристора (t = 10…500 мкс). Через время выключения t (после прекращения анодного тока) к прибору можно вновь приложить прямое напряжение, но он не откроется без управляющего импульса. Например, при сетевой частоте f = 50 Гц время периода Т, равное Т =1/f = 1/50 = 0,02 c, составляет угловой интервал θТ = 2рад (θТ =360o). Допустим, что t = 100 мкс = 10–4 с. Поскольку отношение t/T = 10–4/0,02 = 0,005, то угловой интервал , соотвествующий  = t =2ft, равен  = 360·0,005 =1,8 о. Другими словами, на частоте 50 Гц тиристор полностью закрывается в угловом интервале  ≈ (0,18…10) градусов. Критическая скорость нарастания (di/dt)max анодного тока при включении тиристора – параметр, превышение которого приводит перегреву отдельных участков структуры и тепловое проплавление p-n-переходов (di/dtmax < 500…1000 А/мкс); Допустимая скорость нарастания прямого напряжения (duпр/dt)max (20…500 В/мкс) связана с наличием емкостей p-n-переходов. Превышение допустимой для вентилей (силовых диодов, тиристоров) скорости нарастания прямого тока приводит к локальным перегревам структуры кристалла и его разрушению. При выключении, спад обратного тока при наличии индуктивности в цепи диода может создать недопустимые перенапряжения и пробой р-n-перехода. Для защиты силовых вентилей применяют специальные устройства защиты (снабберы). Скорость нарастания прямого тока ограничивают индуктивностями, включенными последовательно, а для защиты от перенапряжений применяют R-C цепи, подключенные параллельно диодам. Для защиты вентилей при токовых перегрузках в аварийных режимах используют специальные быстродействующие предохранители. 1.4. Переходные процессы в управляемых тиристорах Рассмотрим особенности процесса включения и выключения однооперационного тиристора (SCR) при подаче управляющего импульса и выключения прибора (рис. 1.5). Рис. 1.5. Переходные процессы в однооперационном тиристоре Допустим, что на тиристор подано прямое анодное напряжение UAK, однако он не включен. При подаче управляющего импульса тока в момент времени t = 0 напряжение uAK(t) в течение времени tз не изменяется, т.к. переход П3 остается закрытым. Затем по мере уменьшения сопротивления перехода П3 тиристор открывается, напряжение uAK(t) становится меньше, После момента времени tз ток тиристора возрастает до величины тока удержания Iуд ≈ 0,1Iн, и, наконец, через интервал времени нарастания tнар ток достигает номинального значения Iн, определяемого параметрами внешней цепи и тиристора. Фактически время включения тиристора составляет tвкл = tз + tнар < 2 мкс. После включения тиристора управляющий ток выключается, но анодный ток не прекращается. Допустим, что в момент времени t1 за счет уменьшения напряжения внешней цепи анодный ток падает, и, становясь меньше тока удержания (Iуд = I выкл) достигает нуля в момент t2. Поскольку в объеме тиристора имеется множество неравновесных носителей, то сопротивление объема и переходом остается малым, и при изменении полярности напряжения (t > t2) ток изменяет направление и не равен нулю. По мере рекомбинации неравновесных носителей сопротивление перехода П3 возрастает со временем, поэтому ток начинает уменьшаться, а напряжение на приборе – возрастает. Фактически, выключение тиристора происходит в течение времени tвыкл = t3 – t2. С учетом вышесказанного, повторное включение тиристора управляющим током возможно только после момента времени t3, когда произойдет надежное закрытие тиристора. Однооперационые тиристоры имеют недостаток, заключающийся о том, что не могут закрываться цепью тока управления, поэтому их используют в цепях с естественной коммутацией, в частности, в инверторах, ведомых сетью (см. далее). 1.5. Разновидности специальных тиристоров 1.5.1. Разновидности тиристоров В целом, к разновидностям тиристоров относятся:  динистор - тиристор без управляющего электрода (рис. 1.2, а);  симистор – переключающий прибор с симметричной ВАХ для прямого и обратного напряжения (рис. 1.6, а-в). Симистор может коммутировать ток любого направления и заменяет собой цепь из двух обычных тиристоров, включенных встречно-параллельно;  запираемые тиристоры (рис. 1.7, е, ж), которые характеризуются тем, что при подаче отрицательного импульса на управляющий электрод, можно осуществить запирание анодного тока; а) б) в) г) Рис. 1.6. Структура (а) и УГО (б), ВАХ (в) симистора, УГО фотосимистора (г)  фототиристоры и фотосимисторы (рис. 1.6, г), работой которых можно управлять осуществлять путем освещения p-n-p-n-структуры. В них управляющий электрод заменен инфракрасным светодиодом и фотоприемником со схемой управления. Основным достоинством подобных приборов, создаваемых в одном корпусе, является гальваническая развязка низковольтной цепи управления от силовой цепи, находящейся под высоким напряжением (рис. 1.6, г). Условные графические обозначения тиристоров приведены на рис. 1.7. Рис. 1.7. УГО управляемых тиристоров различных типов Управление тринистором может быть произведено как по аноду (рис. 1.3, б; рис. 5, а), так и по катоду (рис. 7, б), в зависимости от того, на какой области структуры расположен управляющий электрод. На практике включение по аноду для большинства типов тиристоров нежелательно из-за возможного повреждения прибора. На рис. 1.7 приведены обозначения триодного симметричного (в) тиристора (симистор), фототиристора (г) и диодного (д) тиристора, включаемого импульсом прямого напряжения. Подобные однооперационные тиристоры можно только открыть управляющим импульсом, но закрыть тиристор управляющим импульсом невозможно. Для устранения данного недостатка применяются запираемые двухоперационные тиристоры, УГО которых приведено на рис. 1.6, е, ж. Двунаправленная стрелка указывает, что ток управляющего электрода может протекать в обоих направлениях. Для того чтобы выключить тиристор, необходимо подать управляющий ток отрицательной полярности величиной до 0,2IA (IA – номинальный анодный ток). На рис. 1.7 представлены УГО ассиметричного тиристора, интегрально объединенного со встречно включенным диодом (з) и оптотиристора (и) управляемого световым потоком. Исходя из вышесказанного, возможны различные способы включения: а) увеличение прямого анодного напряжения; б) включение быстро изменяющимся (импульсом) напряжением (высокая скорость (duпр/dt)max или (di/dt)max; в) включение светом (у фототиристоров); г) включение током управляющего электрода; д) включение при перегреве (тепловое включение). Способ а): если тиристор включен в прямом направлении, то один из переходов изначально закрыт, а два – открыты. При увеличении прямого напряжения (способ А) до критического значения – закрытый переход пробивается за счет лавинных процессов и тиристор – открывается. Подобный режим не используется при эксплуатации. Рассмотрим процесс включения тиристора импульсом uпр(t) анодного напряжения (способ б). Закрытый переход выступает как конденсатор со значительной емкостью. При малом прямом анодном напряжении uпр(t) переход П3 (рис. 1.1) закрыт. Если скорость повышения напряжения велика, то через закрытый переход П3, обладающий большой емкостью, идет емкостной ток, переводящий тиристор в проводящее состояние. При быстром нарастании анодного напряжения протекание переменного тока через эту емкость может привести к самопроизвольному отпиранию тиристора. При значительной скорости du/dt емкостной ток может повредить прибор, поэтому накладываются ограничения на предельное значение dUА/dt. При оптическом облучении соответствующей области полупроводниковой структуры за счет внутреннего фотоэффекта образуются дополнительные носители, появление которых приводит к такому же эффекту, как и управляющий ток: тиристор включается при определенной освещенности. Подобный эффект имеет применение в оптопарах на основе пары светодиод-фототиристор. Наконец, при неконтролируемом перегреве полупроводниковой структуры, за счет образования дополнительных носителей заряда происходит самопроизвольное включение тиристора, что является негативным процессом. 1.5.2. Высоковольтный фототиристор Полупроводниковые структуры высоковольтных однооперационных фототиристоров (SCR), рассчитанных на напряжение 8 кВ (в закрытом состоянии) и тока 4,5 кА в открытом состоянии имеют сложную конструкцию (рис. 1.8). Рис. 1.8. Структура высоковольтного фототиристора SCR Это многоячейковая структура содержит основной и вспомогательный тиристоры, предназначенных для ускоренного включения основного тиристора. Для переключения структуры тиристора из закрытого состояния в открытое используется световой сигнал, передаваемый по оптокабелю, что характерно для приборов с напряжением свыше 5 кВ. Освещение р-базы крайней ячейки вызывает биполярную генерацию носителей, и, в конечном счете, отпирание основного тиристора. Для анализа работы может быть использована двухтранзисторная модель, приведенная на рис. 9, б (см. ниже) 1.5.3. Двухоперационные GTO-тиристоры Запираемые (двухоперационные) тиристоры бывают трех видов: - GTO (Gate Turn Off), переключаемые в открытое или закрытое состояния путем подачи импульсов соответствующей полярности; - GCT (Gate Communitated Thyristor) тиристор со встроенной интегральной схемой управления, также коммутируемой по управляющему переходу. В них за счет того, что весь ток включения/выключения коммутируется через управляющий электрод, почти на порядок сокращаются времена коммутации, а значит, и коммутационные потери. Достигнутые предельные параметры запираемых тиристоров за рубежом: по прямому току до 2,5 кА, на напряжению – до 4 кВ, по частоте переключения – до 1 кГц, по коэффициенту усиления по току выключения – до 3–5. Условное обозначение JGСТ-тиристора показано на рис. 1.7, е. Как отмечено выше, однооперационые тиристоры вытесняются двухоперационными (запираемыми) тиристорами (GTO- Gate Turn Off), структура которых приведена на рис. 1.9, а. В отличие от однооперационных тиристров, двухоперационные тиристоры можно не только включить, но и выключить по цепи управляющего тока. Это возможно из-за особой структуры прибора (рис. 1.9, а), представляющей совокупность параллельно включенных тиристоров. Анализ представленной структуры показывает, что она может быть интерпретирована как составной транзистор (два транзистора n-p-n и p-n-p), включенных как показано на рис. 1.9, б. Рис. 1.9. Структура (а), двухтранзисторная модель (б), ВАХ (в), УГО с управлением по катоду (г) и аноду (д) двухоперационного тиристора Включение двухоперационного тиристора током управления аналогично однооперационному: с учетом схемы замещения положительный импульс тока управления представляет собой ток базы транзистора p-n-p; последний открывается, переходит в режим насыщения и анодный ток возрастает. За счет отрицательного импульса тока управления на коллектор транзистора p-n-p подается отрицательный потенциал, поэтому он работает в активном режиме, но при отрицательном потенциале ток базы n-p-n-транзистора уменьшается, так что анодный ток убывает (рис. 1.10). Возникает положительная обратная связь, так что транзистор n-p-n быстро закрывается. Фактически это обусловлено быстрой рекомбинацией носителей в базах транзисторов. Рис. 1.10. Переходные процессы в двухоперационном тиристоре Процесс включения первоначально закрытого тиристора, к которому в некоторый момент времени приложено прямое напряжение UА между анодом и катодом, происходит за время включения tвкл, обусловленного задержкой включения tз и временем нарастания tнар, т.е. tвкл = tз + tнар. В течение времени включения tвкл напряжение на тиристоре уменьшается от значения UА (тиристор закрыт) до напряжения 0,1UА (тиристор закрыт). Для обеспечения малого времени включения tвкл и малых потерь энергии (за счет нагрева) при включении управляющий ток iу(t) должен иметь большую скорость нарастания: diу/dt > 5 А/мкс. В связи с вышесказанным, процесс выключения в GTO-тиристорах протекает относительно медленно (рис. 1.10). Первоначально ток тиристора спадает до 0,1- 0,2 от первоначального значения. Затем происходит медленное уменьшение тока («хвост»). Отрицательный ток управляющего электрода, выключающий тиристор, должен иметь значительную скорость нарастания diу/dt > 20 А/мкс и большую амплитуду (до 30 % от амплитуды анодного тока). В перспективе, двухоперационные тиристоры должны заменить однооперационные. 1.5.4. Индукционные тиристоры Индукционный тиристор (S1Th) характеризуется возможностью переключения анодного тока повышенной плотности в диапазоне температур до 200 оС, большой скоростью коммутации. Проводящее состояние структуры обеспечивается снятием отрицательного напряжения на затворе (рис. 1.11). Рис. 1.11. УГО индукционного тиристора 1.5.5. Полевые тиристоры Полевой тиристор (запираемый тиристоров с полевым управлением – МСТ (MOS Controlled Thiristor) содержит два полевых транзистора (один обеспечивает процесс включения, другой – процесс выключения) (рис. 1.12). Рис. 1.12. Структура индукционного тиристора с катодным управлением (а) , УГО (б) и схема замезения (в) На рис. 1.13 приведены рвзличные условные обозначения МСТ тиристоров. Рис. 1.13. Обозначение индукционного полевого тиристора Последние образцы способны коммутировать мощности свыше 10 МВт при частоте 10кГц. 1.6. Коммутация неуправляемых тиристоров 1.6.1. Схемы коммутации однооперационных тиристоров В ряде схем необходимо производить включение, выключение, переключение (в целом – коммутацию) в силовых цепях, в которых протекают значительные токи (до 100 А и более). В качестве переключающих элементов (управляемых электрических ключей) в силовых преобразовательных устройствах используются мощные транзисторы, например, транзисторы IGBT, и тиристоры. Процессы открытия или закрытия транзисторов осуществляются изменением тока базы или потенциалом затвора, соответственно, в биполярных и полевых транзисторах. Двухоперационные тиристоры могут быть открыты или закрыты управляющими сигналами, подаваемыми на электроды управления. Однооперационные тиристоры могут открываться управляющим током, однако для их закрытия требуются специальные методы и схемы коммутации. Известно, что для запирания тиристора необходимо уменьшить его ток до нуля, после чего в течение времени tв восстановления прикладывать обратное напряжение. Процесс запирания тиристоров под действием питающей сети называется естественной коммутацией. Естественная коммутация широко используется в выпрямителяъ и регуляторах переменного напряжения. Как отмечено выше, естественная коммутация происходит при работе тиристоров в цепях переменного или постоянного тока в момент спадания тока до значения тока удержания тиристора (ток выключения Iвыкл), т.е. практически нуля. Ранее рассмотрены основные принципы классификации и работы инверторов, ведомых сетью. Одной из задач являлось решение проблемы выключения тиристоров, которое осуществлялось влиянием ведущей сети, которая реализовала естественную коммутацию. В автономных инверторах питание осуществляется источником постоянного тока, поэтому запирание тиристора естественной коммутацией невозможно! Поскольку в автономных инверторах ″ведущая″ сеть отсутствует, для закрывания тиристоров применяется методы принудительной (искусственной) коммутации, Коммутационные узлы, выполняющие функцию включения, закрытия, переключения тиристоров, могут включаться в схему: – параллельно силовому тиристору или нагрузке (параллельная коммутация); последовательно силовому тиристору или нагрузке (последовательная коммутация). Искусственная коммутация осуществляется несколькими способами (рис. 1.13, 1.14). По способам искусственной коммутации различают инверторы с одноступенчатой и двухступенчатой коммутацией. Способы принудительной коммутации разнообразны, и их можно подразделить на несколько классов, например, А, В, С, D, E, F, в том числе, коммутация: А – посредством подключения резонансной нагрузки; B - с помощью колебательного контура; С - с помощью конденсатора; D – c помощью вспомогательного тиристора; E – внешним импульсом, закрывающим тиристор; F – естественным закрыванием тиримтора при токе менее тока удержания. 1.6.2. Одноступенчатая коммутация Под одноступенчатой коммутацией понимается коммутация, при которой ток, протекающий через тиристор перед его выключением, переводится на включающий рабочий тиристор другой фазы или же на включающий тиристор собственной фазы, причем процессы выключения одного рабочего тиристора и включения другого происходят одновременно. Подобная коммутация относится к классу В. Одноступенчатая коммутация характерна для цепей (рис. 1.13, 1.14) когда: – выключение одного основного тиристора связано с включением другого основного тиристора (рис. 1.13, а); – включение и выключение основного тиристора связано общим процессом протекания тока (рис. 1.14, а). Схема коммутации, приведена на рис. 1.13, а. относится к классу С и реализуется с помощью конденсатора,. Рис. 1.13. Одноступенчатая коммутация с помощью конденсатора Допустим, что тиристор 1 проводит ток по цепи abc, а конденсатор заряжается по цепи adbc, поэтому на левой пластине конденсатора С отрицательный потенциал Cb. В момент времени t1 поступает управляющий импульс на тиристор 2, поэтому за счет разряда конденсатора ток идет по цепи bdcb – навстречу току тиристора 1, закрывая его. За счет отсутствия индуктивностей постоянная времени разряда конденсатора мала и процесс быстрый. В дальнейшем по цепи adc протекает ток, ограниченный резистором R2. В течение интервала разрядки (t1 - t2) на аноде тиристора 1 отрицательный потенциал Cb, поэтому тиристор восстанавливает свои запирающие свойства. После разряда конденсатор начнет перезаряжаться по цепи abdc, так что по мере роста положительного потенциалCb конденсатор заряжается. Тиристор 1 не будет включаться до момента поступления нового управляющего импульса в момент t3. После поступления управляющего импульса тиристор 1 включается (напряжение на нем падает), и током по цепи adbc конденсатор перезаряжается до поступления импульса на тиристор 2. Схема коммутации посредством подключения резонансной нагрузки приведена на рис. 1.14, а. Данный способ, относящийся к классу А, характерен для резонансных инверторов, цепь которых содержит нагрузку, с дополнительно включенными реактивными индуктивными реакторами. Рис. 1.14. Одноступенчатая коммутация с помощью резонансной нагрузки В момент времени t = 0 тиристор включен управляющим импульсом; к контуру L-C-R прикладывается постоянное напряжение. Начинается переходной процесс, который сопровождается нелинейным изменением тока: ток растет, затем падает, и, из-за невозможности, сменить направление (обозначено пунктиром), тиристор выключается в момент t2; конденсатор полностью разряжен. Далее процесс повторяется. 1.6.3. Двухступенчатая коммутация Под двухступенчатой понимается коммутация, которая осуществляется с помощью коммутирующего тиристора. При двухступенчатой коммутации выключение основного тиристора производится посредством включения вспомогательного (коммутирующего) тиристора, после чего подготавливаются условия запуска основного тиристора (рис. 1.15, а; 1.16, а). Схема коммутации (класс коммутации B) с помощью колебательного контура приведена на рис. 1.15, а. Цепь содержит колебательный контур, который выключает основной тиристор VS и подготавливается к очередному (будущему) выключению тиристора VS. К моменту времени t = 0 тиристор VS включен, а конденсатор уже заряжен (предыдущим процессом): на левой обкладке отрицательный потенциал Cb < 0. Тиристоры перезаряда VSп и коммутирующий VSк – выключены. В течение интервала времени 0-t1 основной тиристор VS проводит ток по цепи adRнc. В момент t1 включается тиристор VSк и за счет разряда конденсатора идет ток по цепи bdab, выключающий тиристор VS; скорость нарастания коммутирующего тока ограничена индуктивностью, так что в процессе разрядки конденсатора тиристор VS восстанавливает свои свойства более надежно. Рис. 1.15. Двуступенчатая коммутация с помощью резонансного контура В момент t2 конденсатор начинает перезаряжаться, так, что на левой пластине уменьшается отрицательный, а затем возрастает положительный потенциал Cb > 0; конденсатор заряжается в интервале времени t2 – t3 по цепи abdc. В момент времени t3 подается управляющий импульс на тиристор перезаряда VSп; его ток скачком возрастает, а напряжение - падает. Конденсатор начинает разряжаться-перезаряжаться по цепи bеb, содержащей индуктивность L. Вследствие этого процесс носит колебательный характер, в частности, в интервале времени t3-t4 потенциал на левой пластине конденсатора становится отрицательным Cb < 0; в этом же интервале протекающим током выключается тиристор перезаряда VSп. К моменту t4 колебательный контур вновь готов к будущему выключению основного тиристора, который включается управляющим импульсом. Схема коммутации с помощью конденсатора приведена на рис. 1.16, а. К моменту времени t = 0 конденсатор уже заряжен (предыдущим процессом), так что на нижней обкладке положительный потенциал Cb > 0, вспомогательный тиристор VSк выключен, диод VD не пропускает ток, т.к. на катоде ″+″ потенциал. В течение интервала времени 0-t1 основной тиристор VS проводит ток по цепи adeRнc. В момент t1 включается тиристор VSк и за счет разряда конденсатора идет ток по цепи bdab, выключающий тиристор VS; в процессе разрядки конденсатора тиристор VS восстанавливает свои свойства. В момент t2 конденсатор начинает перезаряжаться, так, что на верхней пластине возрастает отрицательный потенциал Cb < 0; конденсатор заряжается в интервале времени t2 – t3. В момент времени t3 подается управляющий импульс на основной тиристор; его ток скачком возрастает, а напряжение - падает. Конденсатор начинает разряжаться-перезаряжаться по цепи adeba, содержащей индуктивность L. Вследствие этого процесс носит колебательный характер, в частности, в интервале времени t3-t5 ток может проходить через максимум. Окончательно, на верхней пластине конденсатора устанавливается положительный потенциал Cb > 0. Рис. 1.16. Двуступенчатая коммутация с помощью конденсатора 1.6.4. Узлы параллельной и последовательной коммутации Рассмотрим отдельные элементы узлов параллельной коммутации, применяемых в преобразователях. На рис. 1.17 представлен узел параллельной коммутации (индуктивность включена параллельно основному тиристору), в состав которого входит источник питания Е. Первоначально тиристор VSC открыт, потенциал a точки а положительный. В момент времени t1 при отпирании тиристора VSк начинается колебательный процесс перезаряда конденсатора Ск (рис. 1.17, в) по контуру bcab (ток iC(t) имеет вид полусинусоиды). В интервале t1 –t2 протекает ток iC(t) разряда конденсатора протекает навстречу току iн тиристора VSC , который закрывается. В момент времени t2 суммарный ток тиристора VSC достигает нуля, т.е. iC(t2) = iн. С этого момента по мере роста тока iC(t) на аноде диода VD (точка с) положительный потенциал и диод открывается, а тиристор VSC, закрытый положительным потенциалом на катоде, восстанавливает свои свойства (обратное напряжение на тиристоре равно разности потенциалов на диоде 0,8-1,2 В). В то время, когда диод VD открыт, через нагрузку продолжает протекать ток iн по контуру abcdek, захватывающего перезаряжающийся конденсатор). В интервал времени t2 – t3 через диод VD протекает ток, равный разности iC(t2) – iн, к моменту времени t3 тиристор VSC восстановит свои свойства, если t2 – t3 > tвосст. Рис. 1.17. Узел параллельной коммутации тиристора (а) и кривая тока (б) коммутирующего конденсатора В тот момент, когда вновь будет включен тиристор VSC, тиристор VSк будет закрываться током перезарядки конденсатора по контуру abca, так что в конечном счете тиристор VSк окажется закрытым, а на верхней обкладке конденсатора будет ″–″. Когда включится тиристор VSC закроется тиристор VSк и перезарядится конденсатор Ск. Обратим внимание на тот факт, что на этапе протекания коммутационного процесса запирания силового тиристора элементы коммутационного узла создают связь нагрузки с источником питания и нагрузка продолжает потреблять энергию от источника пита ния до окончания процесса (при параллельной коммутации - через шунтирующий конденсатор). В схеме (рис. 1.18, а) последовательной коммутации (индуктивность включена последовательно основному тиристору) при отпирании тиристора VSK коммутирующий конденсатор Cк перезаряжается по цепи edcb через диод VD0; ток разряда конденсатора направлен навстречу включенному тиристору VSC, закрывая его. За счет запаса энергии в активно-индуктивной нагрузке Zн ток iн продолжает протекать в том же направлении через контур сZнdVD0c. После отпирания коммутирующего тиристора VSK начинается колебательный процесс, сопровождающийся перезарядом конденсатора Cк. Силовой тиристор закрывается напряжением UАК анод-катод (между точками bc), возникающим за счет протекающего тока, а тогда напряжение UАК становится положительным, тиристор уже полностью закрыт. Рис. 1.18. Узел последовательной коммутации тиристора (а) и кривая напряжения (б) на основном тиристоре В тот момент, когда вновь будет включен тиристор VSC, тиристор VSк будет закрываться током перезарядки конденсатора Ск по контуру bcdeb, так что в конечном счете тиристор VSк окажется закрытым, а на верхней обкладке конденсатора будет ″–″. Обратим внимание на тот факт, что на этапе протекания коммутационного процесса запирания силового тиристора элементы коммутационного узла отделяют нагрузку от источника питания. В этот интервал времени нагрузка не потребляет энергию от источника питания. Напряжение на нагрузке в схеме последовательной коммутации равно нулю с момента отпирания коммутирующего тиристора. Подобные методы коммутации применяется в АИ, тиристорных ИППН, тиристорных выключателях, прерывателях постоянного тока и других. 1.7. Тиристорные контакторы 1.7.1. Общие сведения Контакторами называются устройства, которые выполняют функцию электрического ключа при подаче на них управляющих сигналов. Для коммутации силовых цепей переменного и постоянного тока (токи сотни ампер и более) предназначены контакторы, которые используют электромеханические методы переключения: автоматические выключатели, электромагнитные контакторы, пускатели и т.п. Время включения и выключения таких аппаратов лежит в диапазоне от десятых до сотых долей секунд в зависимости от типа коммутационного аппарата. Вследствие износа механических контактов электромеханические устройства допускают ограниченное число переключений (103 - 108), требуют применения специальных методов гашения дуги, в том числе вакуумных конструкций или газовых наполнений (элегаз) и других. Полупроводниковые ключевые элементы существенно увеличивают быстродействие коммутационных аппаратов и относятся к так называемым ″бесконтактным″ на основе транзисторных или тиристорных структур. К полупроводниковым контакторам предъявляются требования: - при стационарном состоянии ″включено″ в контакторе осуществляются минимальные потери мощности от проходящего тока; для выполнения этого условия необходимо, чтобы токовая цепь контактора имела низкое сопротивление; - при стационарном состоянии ″выключено″ устройство не должно пропускать ток, следовательно, его сопротивление должно быть максимально большим и при наличии перенапряжений; - переход от выключенного состояния (с большим напряжением) к включенному состоянию (малое прямое напряжение) должен происходить ″мгновенно″ без дребезга (повторных включений-выключений). Транзисторные контакторы используют ключевой режим работы транзистора при напряжениях 60-120 В и токах 50-100 А и выше (в IGBT-транзисторах обратное напряжение достигает нескольких кВ). В цепях постоянного тока транзисторные контакторы, в отличие от тиристорных, не требуют специальных схем коммутации, поскольку управляются током базы. Однако транзисторные контакторы имеют следующие недостатки: – сложно использовать с цепях переменного тока с высоким напряжением до 0,4 кВ, т.к. транзистор пропускает ток только в одном направлении; – даже в режиме насыщения (режим открытого ключа) падение напряжения на транзисторе (между коллектором и эмиттером) составляет достигает 1 В, а, значит, при токах до 10 А и выше рассеивается значительная мощность. Например, при токе базы Iб = 1 мА,  = 100, напряжение Uк = 400 В, имеем: Iк = Iб = 100·0,001 = 0,1 А, Р = UкIк = 400·0,1 = 40 Вт; – для поддержания открытого состояния требуется определенный ток базы, а значит, рассеивается дополнительная мощность; – хотя в закрытом состоянии через транзистор протекает малый обратный ток (до 1 % номинального тока), тем не менее, за счет высокого напряжения рассеивается определенная мощность. Тиристорные контакторы обладают лучшими электрическими показателями, в том числе, обеспечивают бóльшую коммутационную мощность по сравнению с транзисторными ключами. Однако, за счет рассеяния большей энергии греются и поэтому требуют применения охладителей специальной формы. В цепях постоянного тока в тиристорных контакторах необходимо использовать узлы принудительной коммутации. 1.7.2. Статические однофазные контакторы переменного тока Направление тока в цепи переменного тока постоянно изменяется. Поскольку тиристоры проводят ток только в одном направлении (от анода к катоду), в цепях переменного тока применяются схемы тиристорных контакторов переменного тока с двумя встречно-параллельными тиристорами, с двумя тиристорами и двумя диодами, с тиристором в диагонали из четырех диодов, основные элементы которых представлены на рис. 1.19, 1.20. Дополнительно к основным элементам предусмотрен блок коммутации тиристоров. Решение проблемы включения тиристоров при смене направления тока Рассмотрим силовую часть однофазного тиристорного контактора, содержащего два встречно-параллельно включенных тиристора (рис. 1.19, а) или один симметричный тиристор (симистор). Обратим внимание на особенности схемы управления: в схеме, приведенной на рис. 1.19, б, подача управляющих импульсов на каждый из тиристоров счет анодного напряжения реализуется в схемах с ключом в цепи управления. В цепи управления находятся достаточно резисторы R1 и R2 с большим сопротивлением, поэтому по ней протекают малые токи, не закорачивающие цепи с мощными тиристорами. В качестве управляющего ключа могут быть использованы механические ключи (при незначительных частотах переключения) или транзисторные ключи, работающие на промышленной частоте. В качестве ключа могут быть применимы маломощные транзисторы, поскальку в цепи резисторов R1 и R2 протекает незначительный ток, в отличие от ветвей с тиристорами S1 и S2. В данной схеме при замкнутом ключе S1 через резисторы R1 и R2 начинает протекать ток, и за счет переходных процессов на управляющем электроде G1 тиристора VS1 (управление по катоду) через время примерно 0,5 мс потенциал G1 достигает значения примерно 3 В, если амплитуда переменного напряжения превышает 40 В. Когда тиристор 1 включается, потенциал на его управляющем электроде снижается до величины половины прямого напряжения открытого тиристора. Рис. 1.19. Строение тиристорных контакторов переменного тока После того, как тиристор VS1 включен (при включенном ключе S1) напряжения на управляющем электроде G2 тиристора VS2 недостаточно для включения тиристора VS2, однако, размыкание ключа S1 приводит к увеличению потенциала на электроде G2 и включению тиристора VS2. Решение проблемы выключения тиристоров В зависимости от того, выключаются тиристоры под действием естественного снижения мгновенного переменного тока до нуля или посредством их искусственной коммутации, различают тиристорные контакторы с естественной (ТКЕ) и искусственной (ТКИ) коммутацией. При наличии управляющего импульса тиристоры проводят ток: контактор – включен; если управляющего импульса нет – выключен. Поскольку ток с цепи переменный, то, например, положительную полуволну проводит тиристор 1, а отрицательную – тиристор 2 (рис. 1.16, в). Поскольку тиристор является однооперационным (незапираемым с помощью электрода управления), то для его выключения необходимо снизить ток до нуля. Если контактор включен в цепь с активным сопротивлением Zн = Rн, то моменты прохождения мгновенного напряжения и тока через нуль совпадают. Следовательно, при активной нагрузке можно использовать метод естественной коммутации. При активной нагрузке ток ток i(t) и напряжение u(t) совпадают по фазе (рис. 1.19, в), так что в момент u(t) = 0, i(t) = 0 и тиристор выключается (естественная коммутация). При активно-индуктивной нагрузке ток i(t) отстает от напряжения u(t) (рис. 1.19, г) на угол н, который определяется коэффициентом мощности cosн. Поскольку ток не равен нулю в момент прохождения мгновенного напряжения u(t) через нуль, то для выключения тиристора раньше момента прохождения тока коммутирующей цепи через нуль необходимо применять искусственную коммутацию. Рассмотрим различные схемные решения искусственной коммутации. На рис. 1.20 представлена упрощенная (а) и полная (б) схемы с параллельной коммутацией тиристорного контактора переменного тока, а также упрощенная схема контактора с тиристором в диагонали моста. Рис. 1.20. Упрощенная (а) и полная (б) схемы с параллельной коммутацией, схема с тиристором в диагонали моста (в) Отключение основных тиристоров VS1, VS2 производится с помощью колебательного контура, элементами которого являются конденсатор Ск и реактор Lк. Когда ТКИ включен, то ток нагрузки протекает в один полупериод через тиристор VS1 и диод VD1, в другой – через тиристор VS2 и диод VD2. Коммутирующий конденсатор Ск заряжен посредством постоянных потенциалов, поступающих с однополупериодного выпрямителя через диод VD5, связанного с обмоткой (k - m) маломощного трансформатора Тр; полярность указана на рис. 1.20, б (точка е на верхней обкладке ″+″). Заряженный конденсатор отделен от основных тиристоров и диодов коммутирующим тиристором VSк. Для выключения основных тиристоров необходимо подать управляющий импульс на коммутирующий тиристор VSк, который начинает проводить ток от анода к катоду (от точки е к точке с). В результате разряда конденсатора Ск в колебательном контуре возникает ток iк, который протекает через основной тиристор, открытый в данный момент. Направление тока разряда противоположно току тиристора, поэтому последний уменьшается. Например, ток нагрузки проводил тиристор 1; при этом диод VD2 закрыт, т.к. на его катоде ″+″. При включении тиристора VSк начинает протекать ток нагрузки iн и контура iк. Пока ток iк меньше iн тиристор 1 будет включен, а диод VD2 - выключен, т.к. к нему приложено обратное напряжение, обусловленное падением напряжения на тиристоре VS1. При равенстве токов iн и iк тиристор 1 выключается, ток iк продолжает возрастать, разность токов iн и iк будет протекать через диод VD2. Когда диод VD2 начинает проводить ток (от точки с к точке а) к тиристору 1 будет приложено обратное напряжение, равное падению напряжения на диоде VD2. Когда ток iк станет меньше тока iн, диод VD2 выключается, и ток нагрузки iн начинает протекать по контуру VD3 –Ск –Lк – VSк– VD1– Zк –источник– VD3. При этом будет происходить перезаряд конденсатора током iн и энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, будет переходить в конденсатор. Работу упрощенной схемы контактора с тиристором в диагонали моста (рис. 1.20, в) предлагается проанализировать самостоятельно. 1.7.3. Статические трехфазные контакторы переменного тока Три контактора переменного тока, расположенные в каждой фазе и управляемые от одного источника сигнала, могут быть использованы для включения или выключения трехфазной нагрузки (рис. 1.21). Рис. 1.21. Схемы трехфазных контакторов переменного тока Для снятия напряжения с нагрузки используются дополнительные механические разъединители S1 (гальваническая развязка), отделяющие трехфазную сеть от контакторов. При запертых тиристорах ток не может протекать ни в одной из фаз, если нагрузочные резисторы соединены треугольником (1.21, а, б) или звездой (в, г). Для снижения вероятности перегрузок из-за коротких замыканий и уменьшения перенапряжений, при нагрузке, соединенной в звезду, тиристоры желательно включать ″со стороны″ нулевой точки нагрузки (г). В описанных контакторах (активная нагрузка) прерывание тока реализуется в момент естественного перехода напряжения через нуль. В этом случае максимальное время выключения тиристора не превышает половины периода выходного напряжения. Например, если прекратить подачу управляющих импульсов в момент включения очередного тиристора, то он будет проводить полуволну тока, т.е. в течение интервала , а другой тиристор не включится. В связи с вышесказанным, среднюю выдержку выключения при частоте 50 Гц для однофазного тока можно оценить значением, равным 5 мс, для трехфазного тока – 3,33 мс.Если необходимо более быстрое выключение, то следует выбирать более высокую частоту питания (400 Гц) или использовать принудительную коммутацию тиристоров. Например, на рис. 17.3, г приведена схема с мостовым выпрямителем на диодах, ток которого может быть выключен в любой момент времени с помощью тиристорного контактора постоянного тока (см. ниже) в точение времени менее 1 мс. 1.7.4. Контакторы постоянного тока Анализ работы контакторов в цепи постоянного тока показывает, что важной является проблема принудительного закрытия основных тиристоров. В тиристорных контакторах постоянного тока для принудительного закрывания тиристоров используются методы одноступенчатой или двухступенчатой коммутации с коммутирующим конденсатором. а) б) в) Рис. 1.22. Контакторы постоянного тока Например, в схеме (рис. 1.22, а) ток нагрузки включается с помощью импульса, подаваемого на тиристор 1. После того ток протекает через тиристор 1 за счет источника Е1 по контуру a-b-e-f-a. Левая пластина конденсатора С заряжается положительно. Когда включается тиристор 2, ток разряда конденсатора по контуру с-d-e-b-c выключает тиристор 1. Теперь остается открытим тиристор 2, которые следут принудительно выключить! Известно, что при зарядке конденсатора ток первоначально большой (рис. 1.22, б), а затем уменьшается до нуля. Вследствие этого, по мере зарядки конденсатора С его ток i2 (и ток тиристора 2) уменьшается (б); тогда, когда ток i2 станет меньше тока удержания Iуд тиристора 2, последний закроется. Дополнительный источник E2 может отсутствовать (в), тогда схема будет выполнять функцию выключателя. Например, при полной зарядке конденстора С тиристор VS2 закроется и ток через тиристор 2 упадет до нуля. Если в цепи (рис. 1.23) присутствует второй резистор R0, схема выполняет функцию переключателя тока из одной ветви в другую. Например, в контакторе, приведенном на рис. 1.23, б, управление за счет анодного напряжения тиристоров осуществляется с помощью поляризованного реле S1. Рис. 1.23. Контакторы постоянного тока Поляризованные электромагнитные реле отличаются от нейтральных электромагнитных реле способностью переключаться при изменении полярности управляющего сигнала. Для компенсации возможных бросков напряжения из-за индуктивностей нагрузки предусмотрено наличие дополнительных диодов. 1.7.5. Особенности последовательной и параллельной работы тиристоров Вольтамперные характеристики одинаковых силовых вентилей (тиристоров, диодов) имеют технологический разброс, показанный на рис. 1.24, а. Из рассмотрения ВАХ тиристоров, изображенных на рис. 1.9, а. следует, что при последовательном включении прямые и обратные падения напряжения V1 и V2 на тиристорах неодинаковы при любом значении прямого и обратного тока. Напряжения на тиристорах можно уравнять за счет параллельного подключения резисторов, как показано на схеме рис. 1.24, б. Несовпадение прямых ветвей ВАХ диодов и тиристоров, соединенных параллельно приводит к значительному разбросу анодных токов. Это показано на рис. 1.24, г. Наиболее распространенным способом выравнивания токов между параллельно соединенными приборами является применение индуктивных делителей тока (рис 1.24, в). В индуктивных делителях тока м.д.с., создаваемые токами, протекающими в своих витках, действуют навстречу друг другу. Наводимые в витках э.д.с. стремятся уменьшить ток в ветви с большим током и увеличить в ветви с меньшим током. Однако, следует учитывать, что если время включения тиристора Т1 меньше времени включения тиристора Т2, то Т1 включится первым, напряжение на нем падает до величины 1 -2В и запоздалый тиристор Т2 уже не может включиться. Рис. 1.24. ВАХ тиристоров (а) и последовательное включение тиристоров (б); параллельное включение тиристоров (в); ВАХ диодов (г) . Глава 2. выпрямители 2.1. Элементы источников вторичного электропитания 2.1.1. Общие сведения Источники вторичного электропитания (ИВЭП) – преобразователи электрической энергии, получающие ее от источников первичного напряжения: сетей постоянного или переменного тока, гальванических элементов, солнечных батарей. Назначение источников питания электронной аппаратуры или вторичных источников питания (ВИП, ИВЭП) является обеспечение питания различной электронной аппаратуры: усилителей, модуляторов, логических устройств, средств вычислительной техники и т.п., напряжением постоянного (реже, переменного) тока требуемых величин и качеств. Обычно для работы аппаратуры применяют напряжение постоянного тока 5, 12, 24, 48 В и переменное напряжение от 6,3 В до 24 В с частотой от долей герца до нескольких десятков герц. Основные требования к ВИП (ИВЭП) определяются напряжением, которое необходимо получить на выходе (постоянное или переменное) и видом питающей группы. В зависимости от этого ВИП (рис. 2.1) разделяются на 4 группы:  выпрямители: неуправляемые и управляемые (а);  инверторы: автономные и ведомые сетью (б);  преобразователи частоты: со звеном постоянного тока и непосредственные (в);  импульсные преобразователи: постоянного напряжения или тока (г). Рис. 2.1. Структуры вторичных источников питания Выпрямители предназначены для преобразования переменного напряжения Uс сети с частотой f в постоянное напряжение U, причем величина последнего может быть неизменной или регулируемой. Выпрямители являются основным звеном в выпрямительных блоках или устройствах. Неуправляемые выпрямители создаются на основе диодов (вентилей); управляемые выпрямители включают в себя управляемые тиристоры, которые могут включаться только при подаче импульса управляющего тока. Момент включения тиристора отсчитывается от момента прохождения мгновенного анодного напряжения через нуль. Обычно момент включения характеризуется не временем, а величиной угла управления  (рад), рассчитывамого в пределах 0 <  < . Инверторы выполняют обратную задачу: преобразовывают постоянный ток в переменный неизменной или регулируемой амплитуды и частоты f. Если инвертор не имеет сторонних источников питания, то он называется автономным, а если работает параллельно с сетью  ведомым сетью (в мощных установках). Преобразователи частоты (ПЧ) осуществляют преобразование переменного тока одной частоты в переменный ток другой частоты. Если ПЧ создан на основе последовательно включенных выпрямителя и инвертора, то получается ПЧ со звеном постоянного тока. Частота выходного напряжения такого ПЧ может быть как больше, так и меньше входной. Если ПЧ выполняется в схеме с однократным преобразованием энергии, то он носит название непосредственного (НПЧ) и у него f2 < f1. Импульсные преобразователи постоянного напряжения используются для прямого (без двукратного преобразования) получения выходного напряжения постоянного тока из постоянного входного напряжения. В зависимости от вида первичного источника электропитания разделяются на две группы: инверторные и конверторные. Инверторные ИВЭП используются для преобразования напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока, т.е. они изменяют не только значение, но и род выходного напряжения. К инверторным ИВЭП относят также преобразователи постоянного напряжения первичного источника в переменное напряжение, питающее нагрузку. Например, к инверторам относят обычный выпрямитель, который преобразует переменное напряжение сети в постоянное выходное напряжение, а также электронный генератор, который преобразует напряжение аккумулятора или гальванического элемента в переменное выходное напряжение, питающее электродвигатель. Конверторные ИВЭП используются для преобразования одного напряжения в другое. Например, к конверторам постоянного напряжения можно отнести обычные электронные стабилизаторы постоянного напряжения, а к конверторам переменного напряжения можно отнести трансформаторы. По принципу действия ИВЭП можно разделить на две группы: трансформаторные и бестрансформаторные. По выходной мощности ИВЭП подразделяются: микромощные (1 Вт), маломощные (1-100 Вт), средней мощности (до 1 кВт), мощные (>1 кВт). Значительная часть ИВЭП создается на основе сетевых трансформаторов, выпрямителей и линейных стабилизаторов (до 50 %) общего объема радиосистемы (рис. 2.2). Рис. 2.2. Структурные схемы ВИП: а) традиционная; б) усовершенствованная Схема типового выпрямительного ВИП (рис. 2.2, а) включает в себя:  стабилизатор Ст1 переменного напряжения (при большом диапазоне более 15 % изменения напряжения);  низкочастотный (частота 50 Гц) трансформатор Тр, предназначенный для понижения напряжения сети до требуемого уровня и гальванического разделения выходного напряжения от сетевого; собственно, выпрямитель В, обеспечивающий преобразование переменного напряжения в постоянное, но имеющий пульсации на выходе;  фильтр Ф – устройство для сглаживания пульсации выпрямленного напряжения до допустимой величины;  стабилизатор постоянного напряжения Ст2, необходимый для поддержания на нагрузке стабильного уровня напряжения при колебаниях напряжения сети Uc и тока нагрузки Iн. Подобная схема характеризуется значительной массой, главным образом, из-за трансформитора, работающего на частоте 50 Гц, и пониженными значениями КПД (до 50 %). В настоящее время создаются импульсные источники питания ИВЭП, содержащие ключевой преобразователь напряжения (КНП) – усилитель мощности, а также широтно-импульсный модулятор (ШИМ), применяемый для автоматического электронного регулирования (стабилизации) выходного напряжения или тока. В основе КНП находится инвертор, преобразующий энергию постоянного тока в энергию высокой частоты. Это позволило перейти от частот 50 Гц или 400 Гц к частотам в десятки и сотни килогерц при формах токов, близких к прямоугольным. Использование высоких частот снижает объемы трансформаторов, сглаживающих фильтров и теплоотводящих радиаторов, улучшая массогабиритные параметры. Усовершенствованная схема ВИП (рис. 2.2, б), включающая в себя:  входной выпрямитель В1 (может быть трехфазным);  входной фильтр Ф1, защищающий также и сеть от помех, создаваемых следующим элементом ВИП;  инвертор Инв (прерыватель), преобразующий постоянное напряжение U в переменное, прямоугольной формы частотой 5-50 кГц;  высокочастотный трансформатор Тр, масса которого значительно меньше, чем масса низкочастотного трансфоматора на 50 Гц;  второй выпрямитель В2 и второй фильтр Ф2. Вместо стабилизатора постоянного напряжения используется обратная связь с выхода ВИП на схему управления СУ через гальваническую развязку (оптрон ОЭП). В данной схеме осуществляется троекратное преобразование энергии, но ее показатели лучше: масса втрое ниже, КПД до 85 %. Появление мощных высоковольтных транзисторов и материалов с малыми магнитными потерями для магнитопроводов высокочастотных трансформаторов открыло возможность создания ключевых ИВЭП с бестрансформаторным входом, силовая часть которого работает от выпрямителя, подключенного непосредственно к питающей сети. В этом случае повышается удельная мощность, определяемая отношением выходной мощности к массе (объему) ИВЭП (при мощности до 100 Вт удельная мощность достигает 200 Вт/дм3, в то время как у трансформаторных 10-20 Вт/дм3). 2.1.2. Основные характеристики и параметры выпрямителей Основные характеристики и параметры разделяются на три группы: входные, выходные, эксплуатационные. К входным характеристикам относят: - значение и вид напряжения первичного источника питания, например, питающей сети переменного тока Uс, постоянного тока или аккумулятора Uп; - максимальное и минимальное значения напряжения питающей сети постоянного (Uпmax или Uпmin) или переменного тока (Uсnax или Uсmin): - нестабильность питающего напряжения Uc = Uc/Uc, в том числе, амплитуды и длительность провалов и выбросов питающей сети; - частота питающего напряжения и ее нестабильность: fmax … fmin; - количество m фаз источника переменного напряжения; - допустимый коэффициент гармоник питающего напряжения; К выходным параметрам относят: - значения номинальных выходных напряжений Uн и токов Iн (ряд напряжений 5, 6, 9, 12, 15, 20, 27, 40, 60 В); - нестабильность выходного напряжения Uвых = Uвых/Uвых , в том числе, минимальные и максимальные пределы напряжения (тока): Uнmin (Iнmax), Uнmin (Iнmax); - ток нагрузки или мощность по каждому каналу; Важнейшими выходными характеристиками являются: - внешняя характеристика (нагрузочная) выпрямителя Ud(Id)|; - регулировочная характеристика управляемого выпрямителя Ud()|Id. К эксплуатационным характеристикам относят: - диапазон рабочих температур; - допустимую относительную влажность; - диапазон допустимых давлений окружающей атмосферы; - допустимые механические нагрузки; - коэффициент полезного действия ИВЭП; - удельная мощность: - надежность. Схемы выпрямителей характеризуются наличием или отсуствием: – гальванической связи между входом и выходом; - защитой от перегрузки или повышения выходного напряжения. При расчете схемы ВИП, как правило, необходимо определить: – средние значения напряжений Ud и токов Id в нагрузке, – полную выходную Рп и рассеиваемую Рр мощности; - частоту и коэффициент пульсаций после выпрямления; – величину КПД фильтра и другие параметры. При проведении анализа схем выпрямления необходимо учитывать, что на их работу оказывает влияние характер нагрузки: активная, активно-индуктивная, активно-емкостная и нагрузку с противо-ЭДС. Активно-емкостная нагрузка характерна для маломощных выпрямителей. С учетом системы регулирования различают статическую и динамическую нагрузки выпрямителя (например, двигатель постоянного тока). Основу входных цепей ИВЭП составляют сетевые выпрямители с емкостным фильтром, предназначенным для сглаживания выходного напряжения. По способу регулирования выходного напряжения все выпрямители разделяются на управляемые и неуправляемые. В неуправляемых выпрямителях выходное напряжение не изменяется и от параметров трансформатора и не изменяется. В управляемых выпрямителях регулирование выходного напряжения обеспечивается следующими способами: 1) регулирование на стороне переменного тока; 2) регулирование на стороне постоянного тока; 3) регулирование воздействием на активные полупроводниковые элементы (тиристоры, транзисторы) цепи. Первый способ предполагает использование во входной цепи выпрямителя регулятора напряжения переменного тока (например, трансформаторы); второй – использование стабилизаторов или регуляторов тока (см. ранее). Наиболее часто используют регулирование параметров управляемых тиристоров, используя специальные схемы формирования управляющих импульсов в интервалах углов управления  = 0 - ; - 3;…. От схемы выпрямления зависят: - форма кривой выпрямленного напряжения; - форма кривой переменного тока, потребляемого из питающей сети; - внешняя (нагрузочная) характеристика, т.е. зависимость среднего значения выпрямленного напряжения Ud от среднего значения тока нагрузки Id; - коэффициент мощности выпрямителя ; - коэффициент полезного действия  Наилучшими параметрами обладают выпрямители, выходное напряжение которых не имеет пульсаций, входной ток не отклоняется от синусоидальной формы и коэффициент использования мощности источника переменного тока равен единице. На практике выпрямители не обладают такими параметрами. Выходное напряжение реального выпрямителя имеет переменную составляющую (пульсации напряжения). Потребляемый от источника переменный ток несинусоидален. В его спектре содержатся основная частота и гармонические составляющие. 2.1.3. Общие сведения о внешней и регулировочной характеристиках Важнейшими выходными характеристиками выпрямителя являются: - внешняя характеристика (нагрузочная) - зависимость среднего значения выпрямленного напряжения Ud(Id)| от среднего значения тока нагрузки Id (при фиксированном угле управления ); - регулировочная характеристика управляемого выпрямителя – зависимость среднего значения выпрямленного напряжения Ud()|Id от угла управления  (при фиксированном значения среднего тока нагрузки Id). Общий вид выходных характеристик представлен на рис. 2.3, б, в. а) б) в) Рис. 2.3. Блок-схема (а), регулировочная (б) и внешняя (в) выпрямителя При анализе свойств выпрямителя следует учитывать, что независимо от схемы выпрямителя его структура может быть представлена в виде блок-схемы (рис. 2.3, а): к входу устройства приложено переменное напряжение с действующим напряжением Uс сети, на выходе – действует источник c постоянной ЭДС, характеризующий максимальное среднее значение выпрямленного напряжения величиной Ud0|I=0. Формально величина Ud0|I=0 определяет напряжение на выходе источника в режиме холостого хода (Id = 0) при угле управления  равном нулю. Как и любой источник, выпрямитель характеризуется внутренним сопротивлением с комплексным сопротивлением Zвн. К выходу выпрямителя подключается нагрузка с сопротивлением Zн. В режиме холостого хода (ток нагрузки Id = 0) при угле управления  = 0 (управляемый Ud0 выпрямитель) напряжение на выходе достигает максимальной величины Ud0, условно называемой ″потолочное″ значение напряжения. По мере увеличения угла управления  (рад, град) управляемого выпрямителя от нуля для максимального значения max, которое зависит от особенностей схемы и нагрузки, при фиксированном токе нагрузки напряжение Ud()|Id на выходе выпрямителя уменьшается (рис. 2.3, б) от потолочного значения Ud0 до нуля. Регулировочная характеристика Ud()|Id=0 при нулевом токе (Id = 0) нагрузки представлена на рис. 2.3, б (кривая 1): при фиксированном значении угла управления (= const) напряжение Ud (потолочное значение) имеет максимальное значение при нулевом токе нагрузки (режим холостого хода). Напряжение на выходе выпрямителя, как источника, определяется сопротивлением источника Zвн, и, как правило, увеличение тока Id приводит к уменьшению напряжения Ud(Id) на нагрузке из-за падения части напряжения на сопротивлении Zвн, характеризуемом внутренними элементами выпрямителя: на тиристорах (UVS), на активных (UR) и индуктивных сопротивленияхUx (в процессе коммутации) (см. далее). В связи с этим внешняя характеристика выпрямителя может быть представлена в виде: Ud(Id)| = UdI =0 –U = UdI =0 – (UR – UVS – Ux), (2.1) где UdI =0 – среднее напряжение при  = 0 в режиме ХХ (потолочное значение). Например, при угле управления  = 0 (рис. 2.3, в, линия 1) при возрастаении тока Id напряжение на нагрузке уменьшается от величины Ud0 (при Id = 0) до значения (Ud0 –U) при номинальном токе Iн нагрузки. При возрастании угла управления (рис. 2.3, в, линии 2, 3) внешния характеристика Ud(Id)| смещается в сторону меньших напряжений. Таким образом, по мере увеличения тока Id нагрузки от нуля до номинального значения Iн напряжение на выходе выпрямителя уменьшается на величину U из-за падения напряжения на элементах реальных тиристоров, обмотках трансформаторов, из-за явления коммутации и т.п. Соотношение между величинами UR, UVS, Us определяется параметрами схемы; обычно Us имеет наибольшее значение. В связи с вышесказанным, регулировочная характеристика по мере увеличения тока нагрузки сместится в сторону меньших напряжений; на рис. 2.3., б, кривая 2 представлена регулировочная характеристика Ud()|Iн при номинальном токе нагрузки Iн. Заметим, что для неуправляемых выпрямителей параметр угла управления на играет роли. Более детальный анализ характеристик будет проведен в дальнейших главах. Для большей ясности изложения принципов действия различ­ных схем выпрямления и расчетных соотношений, характеризу­ющих работу их элементов, сначала рассмотрим идеализирован­ные схемы выпрямления. Идеализированными схемами называются схемы, для которых сделаны следующие допущения: а) полупроводниковые элементы идеальны, т.е. во включен­ном состоянии имеют равное нулю сопротивление, а в выключен­ном — равную нулю проводимость; б) продолжительности включения и выключения полупровод­никовых элементов равны нулю; в) сопротивления цепей, соединяющих элементы схемы, рав­ны нулю; г) сопротивления обмоток трансформатора (активные и ин­дуктивные), потери энергии в его магнитопроводе и намагничи­вающий ток также равны нулю. Электромагнитные процессы, протекающие при выпрямлении, рассматриваются для двух видов статической нагрузки: активной и активно-индуктивной, которые характерны для большей части выпрямителей средней и большой мощности. 2.2. Однофазные схемы выпрямления 2.2.1. Однофазный однополупериодный неуправляемый выпрямитель Мы рассматриваем цепи переменного тока, в которых напряжение и токи изменяются по гармоническому закону. Для характеристики этих напряжений используются максимальные Uмах, действующие U, мгновенные u(t), фазные Uф, линейные Uл напряжения (см. слайды). Простейшей выпрямительной схемой является однополупериодная схема выпрямления переменного тока (с частотой сети fc) в постоянный ток (рис. 2.4, а). Если схема содержит неуправляемые диоды (динисторы), то схема выпрямления называется неуправляемой. Она содержит трансформатор Тр, в цепь вторичной обмотки которого включены последовательно полупроводниковый диод VD и резистор нагрузки Rd. Для начального анализа считаем, что конденсатор фильтра с емкостью Сф не подключен. Рис. 2.4. Однополупериодная схема выпрямления Считаем идеальными трансформатор и выпрямительный диод. Напряжение на концах вторичной обмотки изменяется по закону: u2(t) = U2махsint = U2махsin2 где  – круговая частота питающего напряжения;  = t. Поскольку в цепь вторичной обмотки включен идеальный диод, обладающий односторонней проводимостью, то при положительной полуволне ЭДС вторичной обмотки в нагрузке Rd будет протекать ток, мгновенное значение которого определяется по закону Ома i2 (t) = u2(t)/Rd. (2.3) Идеальный диод, обладающий большим сопротивлением в обратном направлении включения, не будет пропускать ток в нагрузку при обратной полярности напряжения u2(t) вторичной обмотки трансформатора. Таким образом, ток id(t) в нагрузке может протекать только в одном направлении, т.е. схема, представленная на рис. 2.4, а, обладает выпрямляющими свойствами. Мгновенное значение выпрямленного напряжения ud(t) равно сумме постоянной составляющей Ud и переменной (пульсации) u(t) напряжений: ud(t) = Ud + u(t). (2.4) Согласно определению, среднее значение выпрямленного напряжения Ud на нагрузке, характеризующее величину постоянной составляющей выпрямленного напряжения, есть среднее арифметическое значение мгновенного напряжения u2(t) на нагрузке за один период колебания: . (2.5) С учетом того, что в угловом промежутке от  до 2 напряжение на нагрузке равно нулю, имеем: Ud =; (2.6) Поскольку = 2, получаем Ud = U2max/=U2/ = 0,45U2, или U2 = 2,22 Ud , (2.7) где U2 – действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора. В качестве параметра используют коэффициент схемы Ксх, характеризующий связь в неуправляемых выпрямителях между действующим значением переменного напряжения U2 вторичной обмотки, поступающим на полупроводниковые элементы, и значением Ud. Учитывая взаимосвязь (2.7), имеем: Ксх = Ud /U2 = / =1/ 2,22 = 0,45, (2.8) т.е. действующее значение напряжения U2 вторичной обмотки в 2,22 раза превышает выпрямленное напряжение на нагрузке. В промежуток времени (угловой интервал от  до 2), когда диод не проводит ток, мгновенное напряжение ud(t) нагрузке равно нулю, а напряжение на диоде ua(t) равно напряжению вторичной обмотки u2(t) трансформатора. Максимальное значение обратного напряжения на диоде Uобр.max равно амплитудному значению напряжения вторичной обмотки U2max трансформатора: Uобр.max = U2max =U2 = Ud. (2.9) Таким образом, максимальное обратное напряжение Uобр.max на диоде в  раз превышает выпрямленное напряжение Ud на нагрузке. Этот факт следует учытывать при выборе диода для формирования определенного среднего напряжения на нагрузке. В однополупериодной схеме выпрямления вторичная обмотка трансформатора, диод и нагрузка включены последовательно, поэтому в любой момент времени по ним должен протекать один и тот же ток, т.е. ia = id = i2. Среднее значение тока Id нагрузки, характеризующее величину постоянной составляющей тока, определяется как среднее арифметическое значение мгновенного тока i(t) через нагрузку за один период колебания. С учетом того, что в промежутке от  до 2 ток отсутствует, получаем: Id == I2max/ = 0,32I2max. (2.10) С учетом идеальности элементов схемы (не учитываются падения напряжения на элементах схемы), средние значения выпрямленного напряжения Ud и тока Id нагрузки связаны законом Ома: Id = Ud/Rd. (2.11) По определению действующее (эффективное) значение тока I2 во вторичной обмотке трансформатора есть среднеквадратичное значение тока, рассчитанное за период Т (или в интервале от 0 до 2): I2 = , (2.12) и с учетом: I2max = U2max /Rd =U2/Rd = Ud/Rd = Id имеем: I2 = Id /2 = 1,57Id, (2.13) т.е. действующее значение тока I2 в 1,57 раза превышать среднее значение Id выпрямленного тока. Полная (расчетная) мощность вторичной обмотки равна произведению действующего значения ЭДС вторичной обмотки на действующее значение тока вторичной обмотки: P2 = U2I2 = 2,22Ud1,57Id = 3,49Pd, (2.14) где Pd = UdId - среднее значение мощности нагрузки, характеризующее мощность постоянного тока в нагрузке Rd. Рассмотрим характер изменения тока i1(t) в первичной обмотке трансформатора. Прежде всего, обратим внимание на то, что мгновенное значение тока i2(t) во вторичной обмотке имеет две составляющие: i2(t) = i2= + i2≈(t), (2.15) где постоянная составляющая i2= = Id, а переменная i2≈ равна разности i(t)  Id. Другими словами, мгновенное значение тока вторичной обмотки трансформатора можно представить в виде суммы двух токов: постоянной составляющей и переменной составляющей. Так как вторичная и первичная обмотки гальванически разделены по постоянному току, то постоянная составляющая тока вторичной обмотки не трансформируется в цепь первичной обмотки. Учитывая взаимосвязь магнитных потоков первичной и вторичной обмотке трансформатора можно сказать, что зависимость тока первичной обмотки i1(t) трансформатора, повторяет по форме только переменную составляющую тока i2≈(t) вторичной обмотки трансформатора (рис. 2.4, е); их значения связаны между собой коэффициентом трансформации К трансформатора: i1(t) = i2≈(t)/К = i2≈(t)w2/w1, (2.16) где w1, w2 - количество витков в первичной и вторичной обмотках, соотвественно. С учетом (2.15) имеем (рис. 2.4, е): i1(t) = [i2(t)  Id]/К = w2[i2(t)  Id]/w1. (2.17) Заметим, что ввиду того, что постоянная составляющая тока в первичной обмотке отсутствует, среднее арифметическое значение тока i1(t) за один период колебания тока равно нулю. С учетом (2.17) можно определить действующее значение тока I1 первичной обмотки трансформатора как среднеквадратичное значение тока, рассчитанное за период: I1 ==, (2.18) а действующее значение напряжения U1 первичной обмотки равно: U1 = KU2 = . (2.19) Полная (расчетная) мощность первичной обмотки определяется: P1 = U1I1 = KU21,21Id/K = 2,22Ud1,21Id = 2,69Pd, (2.20) где Pd – мощность постоянного тока в нагрузке. Сравнивая (2.14) и (2.20) получаем, что полная мощность первичной обмотки меньше полной мощности вторичной обмотки. Это связано с тем, что по первичной обмотке не протекает постоянная составляющая тока. При расчете трансформатора используют два способа выбора мощности. В первом случае расчетную (габаритную) мощность PТ выбирают как среднее значение: PТ = (P1 + P2)/2. (2.21) PТ = (3,49 + 2,69)/2 = 3,09Pd . Во втором случае учитывают, что в реальном трансформаторе постоянная составляющая тока вторичной обмотки намагничивает сердечник трансформатора, что приводит к увеличению тока первичной обмотки и необходимому увеличению ее мощности, поэтому расчетная (габаритная) мощность трансформатора выбирается по расчетной (габаритной) мощности вторичной обмотки трансформатора: PТ = P2 = 3,5Рd, (2.22) где Pd = UdId - среднее значение мощности нагрузки, характеризующее мощность постоянного тока в нагрузке Rd. В этом случае принимается, что расчетная (габаритная) мощность PТ трансформатора при однополупериодной схеме выпрямления в 3,5 раза превышает среднее значение мощности Pd нагрузки. Это является недостатком однополупериодной схемы; увеличение типовой мощности объясняется наличием высших гармоник тока в его обмотках. Мгновенные мощности, обусловленые высшими гармониками тока первичной обмотки, не имеют постоянной составляющей, выделяемой в нагрузке выпрямителя, переходят из энергосистемы в трансформатор и наоборот. Постоянная намагничивающая сила вторичной обмотки трансформатора Idw2 создает постоянный магнитный поток в трансформаторе в железе магнитопровода, насыщая его. Это приводит к увеличению тока холостого хода, первичного тока I1, и, соответственно, расчетной мощности трансформатора. К недостаткам однополупериодной схемы выпрямления также следует отнести большой коэффициент пульсаций, низкую частоту основной гармоники выпрямленного напряжения и большие размеры трансформатора. Для сравнения электрических параметров различных схем выпрямления используются: - коэффициент выпрямления электрической схемы выпрямителя КВ = 1/Ксх как отношение среднего значения выпрямленного напряжения к действующему напряжения вторичной обмотки трансформатора КВ = 1/Ксх = U2/Ud; (2.23) - коэффициент использования трансформатора КИТ как отношение средней мощности нагрузки к полной мощности вторичной обмотки трансформатора: КИТ =Pd /P2. (2.24) Основным достоинством схемы является ее простота и малое количество используемых полупроводниковых элементов. Коэффициентом пульсаций q (коэффициентом гармоник) называется отношение амплитуды напряжения основной гармоники к среднему значению выпрямленного напряжения на нагрузке: . (2.25) В таблице 2.1 приведены сравнительные параметры схем выпрямления. Таблица 2.1. Параметры схем выпрямления Схема выпрямления Ксх КИТ q fо.г. Iа Uобр.max Однополупериодная 0,45 0,287 1,57 fс Id U2max Двухполупериодная c выводом средней точки 0,9 0,813 0,67 2fс 0,5Id 2U2max Внешняя характеристика Ud(Id) для идеального выпрямителя (без фильтра) представлена на рис. 2.4, з пунктирной линией. В реальном выпрямителе следует учитывать падение напряжения на нелинейном элементе - диоде; с учетом (2.7) в режиме ХХ максимальное напряжение на нагрузке равно U2max/, но по мере увеличения тока нагрузки напряжение Ud(Id) на выходе выпрямителя уменьшается. При наличии конденсаторного фильтра Сф происходит периодическая зарядка конденсатора фильтра и его последующая разрядка на цепь приемника (нагрузки) (рис. 2.4, ж). В результате этого среднее напряжение UdС на нагрузке возрастает (рис. 2.4, з, кривая 2), тем больше, чем выше значение Сф. При большой емкости фильтра в режиме ХХ напряжение достигает значения U2max, но по мере уменьшения сопротивления нагрузки Rd (и увеличении тока Id) напряжение Ud(Id) падает за счет быстрой разрядки конденсатора (уменьшается постоянная времени  = RdCф). 2.2.2. Однофазный однополупериодный управляемый выпрямитель (активная нагрузка) На рис. 2.5, а представлена схема однополупериодного выпрямления с использованием управляемого тиристора VS. В “нулевой” момент времени в точке a вторичной обмотке трансформатора увеличивается положительный потенциал, а в точке b – отрицательный потенциал. Примем, что в ”нулевой” момент времени мгновенное напряжение и ток положительной полярности во вторичной обмотке проходят через нуль (рис. 2.5, в). Через время задержки зад, отсчитываемое от нулевого значения, на управляющий электрод однооперационного тиристора (управление по катоду) подается положительный импульс управляющего тока (рис. 2.5, б). С учетом того, что за период Т фаза сигнала изменяется на 2, интервалуt можно сопоставить некоторый угол (угол управления) рассчитываемый: зад/T, рад. (2.26) В дальнейшем анализе характеристикой выпрямителя является не интервал времени зад, а угол управления, рассчитанный в единицах 0…2 рад. Рис. 2.5 Схема однофазного управляемого выпрямителя и его осциллограммы Заметим, что результат выпрямления данной схемы будет идентичным предыдущей схеме, при угле управления  = 0 (рис. 2.5, б-г), Другими словами, при  = 0 нет отличия между работой диода и тиристора. Если же задержать момент включения тиристора на некоторое время ( >  > 0, тиристор включается позже “нулевого” момента), то уменьшается среднее значение напряжения Ud (рис. 2.5, д), и, соответственно, среднее значение выпрямленного напряжения (е) и тока Id. Таким образом, по мере увеличения угла управления среднее значение напряжения Ud на нагрузке уменьшается (рис. 2.5, ж): Ud = (Umax/)(1 – cos), (2.27) где Umax – максимальное (амплитудное) значение фазного напряжения. Зависимость среднего напряжения Ud от угла управления a называется регулировочной характеристикой (рис. 2.5, ж). Среднее значение номинальной активной мощности Рdн непосредственно на нагрузке равно произведению средних номинальных значений Udн и Idн: Рdн = UdнIdн. (2.28) Полная активная мощность в нагрузке Pdн', в отличие от номинальной мощности Рdн, соответствует фактической мощности, выделяемой на нагрузке, в том числе за счет постоянной составляющей тока Idн и неизбежных пульсаций тока после выпрямления (за счет многочисленных гармоник). Поэтому Pdн' ≥ Рdн (для трехфазных мостовых схем Pdн' ≈ Рdн). Значение Pdн' в однофазной однополупериодной схеме вычисляется как среднее значение мощности пульсирующего тока за период , (2.29) Если КПД равняется , то можно записать: Pdн = (2/4)Рdн’/. (2.30) Пример 1. Рассчитаем активную мощность, потребляемую однофазным однополупериодным выпрямителем с активным сопротивлением нагрузки (рис. 2.5, а), работающем в режиме: средние значения выпрямленного напряжения Ud =28 В и тока Id = 10 A, КПД = 0,8. Определим мощность в нагрузке от постоянных составляющих выпрямленных напряжения и тока: Pd =UdId; Pd =28∙10= 280 Вт. Действительная полная мощность Pd′, выделяемая в нагрузке с учетом пульсаций, в однофазной схеме согласно (2.27) равна Pd′ = 2Pd/4; Pd′ = 2280/4 = 690,2 Вт. Активная мощность, выделяемая из сети равна: Pн =Pd′ / Pн = 690,2/0,8 = 863 Вт. 2.2.3. Однофазный двухполупериодный неуправляемый выпрямитель (активная нагрузка) Двухполупериодная схема неуправляемого выпрямления однофазного тока с выводом от средней точки (схема Миткевича) приведена на рис. 2.6, а. Ток через нагрузку Rd проходит в одном направлении, замыкаясь поочередно: в один период через вентиль VD1 и полуобмотку с числом витков w21, в другой – через VD2 и полуобмотку с числом витков w22. Рис. 2.6. Двухполупериодный выпрямитель с выводом средней точки Переменные токи i21(t) (рис. 2.6, в) и i22(t) (г), протекающие в каждой из полуобмоток, имеют различные направления, однако, ток через нагрузку протекает в одну сторону (от точки b к точке 0). Указанные токи имеют постоянную Id и переменные составляющие i21≈ и i22≈, форма которых представлена на рис. 2.6, з, и. За счет взаимосвязи первичной и вторичной обмоток ток i1≈ в первичной обмотке, связанный с суммой переменных составляющих i21≈ и i22≈ коэффициентом трансформации К, имеет синосоидальный характер (рис. 2.6, к). Так как ток id(t) протекает через нагрузку Rd в течение двух полупериодов, имеем: Id == 2I2max/ =0,64I2max, (2.31) т.е. по сравнению с предыдущей схемой (рис. 2.4, а) среднее значение тока Id в два раза больше (сравни 2.10 и 2.31). Аналогично можно рассчитать и другие параметры для однофазной двухполупериодной схемы выпрямления (табл. 2.1, 2.2). Среднее значение выпрямленного напряжения: Ud = (2√2/)U2 =(2/)Umax = 0,9U2 . (2.32) Следовательно, коэффициент схемы Ксх равен Ксх ≡ Ud/ U2 ; Ксх = 0,9. (2.33) Максимальное значение обратного напряжения на диоде: Uобр,мах = 2√2U2 = 2U2мах = 2,82U2. (2.34) Коэффициент использования вентиля по напряжению равен: КU ≡ Uобр мах/Ud ; КU =  = 3,14. (2.35) Максимальное значение тока диода (вентиля): Iмах = Id/2 = 1,57Id . (2.36) Среднее значение тока диода (вентиля) равно половине среднего тока нагрузки, т.к. в схеме поочередно проводят ток два вентиля: I В.ср = 0,5Id. (2.37) Действующее значение тока вентиля равно: I В = Id /4. (2.38) Коэффициент использования вентиля по току равен: КI ≡ I В/Id; КI = /4 = 0,785. (2.39) Действующее значение токов первичной I1 и вторичной полуобмоток I2, выраженные через ток Id равны: I1 = (/2√2)(Id/KT) = 1,11Id/KT , (2.40) или I1/ Id = 1,11/KT ; I2 = (/4)Id = 0,785Id , или I2 /Id = 0,785. (2.41) Среднее значение номинальной активной мощности Рdн непосредственно на нагрузке равно произведению средних номинальных значений Udн и Idн: Рdн = UdнIdн. (2.42) Полная активная мощность в нагрузке Pdн', в отличие от номинальной мощности Рdн, соответствует фактической мощности, выделяемой на нагрузке, в том числе за счет постоянной составляющей тока Idн и неизбежных пульсаций тока после выпрямления (за счет многочисленных гармоник). Поэтому Pdн' ≥ Рdн (для трехфазных мостовых схем Pdн' ≈ Рdн). Значение Pdн' в однофазной двухполупериодной схеме определяется: Pdн' = (2/8)Рdн. (2.43) Расчетная мощность трансформатора в данной схеме равна Pт = 1,48Рdн. (2.44) Оценку эффективности использования трансформатора в схеме выпрямления можно производить с учетом коэффициента превышения Кп расчетной мощности, определяемого по соотношению: Кп ≡ Pт/Pdн'. (2.45) Для анализируемой схемы имеем Кп = 1,23. (2.46) Сравнение значений коэффициентов пульсаций для схем одно- и двухполупериодного выпрямления показывает (см. ниже), что в последней схеме пульсации меньше. Внешняя характеристика Ud(Id) для идеального выпрямителя (без фильтра) представлена на рис. 2.6, л, пунктирной линией. В реальном выпрямителе следует учитывать падение напряжения на нелинейном элементе - диоде; с учетом (2.28) в режиме ХХ максимальное напряжение на нагрузке равно 2U2max/, но по мере увеличения тока нагрузки напряжение Ud(Id) на выходе выпрямителя уменьшается. При наличии конденсаторного фильтра Сф происходит периодическая зарядка конденсатора фильтра и его последующая разрядка на цепь приемника (нагрузки) (рис. 2.6, д). В результате этого среднее напряжение UdС на нагрузке возрастает (рис. 2.6, е, кривая 2), тем больше, чем выше значение Сф. При большой емкости фильтра в режиме ХХ напряжение достигает значения U2max, но по мере уменьшения сопротивления нагрузки Rd (и увеличении тока Id) напряжение Ud(Id) падает за счет быстрой разрядки конденсатора (уменьшается постоянная времени  = RdCф). 2.2.4. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активная и активно-индуктивная нагрузка) при  = 0 Заменим диоды схемы (рис. 2.6, а) на управляемые тиристоры (рис. 2.7, а). Считаем, что нагрузка активная (ключ К замкнут). Полагаем, что, начиная с углового момента  = 0 рад, оба тиристора выключены и ток не проводят. При положительной полуволне на первичной обмотке и синфазном включении полуобмоток (рис. 2.6, а, в), потенциал точки a вторичной обмотки положителен относительно средней точки 0, а точки b – отрицателен (в скобках указана полярность второго полупериода) (рис. 2.7, а, в).. При такой полярности к тиристору VS1 включено прямое напряжение ua0, а к VS2 – обратное ub0. Рис. 2.7. Двухполупериодная схема выпрямления при  = 0 Под действием управляющего импульса iу1 (рис. 2.6, б) тиристор VS1 включается в момент времени зад = 0 (зад - задержка на угол  относительно времени перехода напряжения ua0 через ноль). Этому моменту времени соответствует угол  = задугол задержки равен нулю). Поскольку тиристор VS1 включается, то при прямом включении на нем незначительное напряжение (менее 3 В). Через тиристор и нагрузку начинает протекать ток i1 = iVS1, величина которого синфазно (активная нагрузка) зависит от мгновенного напряжения ua0(t) на полуобмотке (рис. 2.7, в, г); ток в первичной обмотке синусоидален (рис. 2.7, д). Поскольку потенциал точки с практически равен значению напряжения ua0(t), то по мере изменения потенциала точки b, отсчитываемого относительно точки 0, напряжение на закрытом тиристоре VS2 (рис. 2.7, ж) изменяется как uVS2(t) = ua0(t) + u0b( t) = ua0(t) + |ub0(t)| = uab(t). Таким образом, в угловом интервале угла 0 < проводит первый тиристор, а второй – заперт. В момент времени, соответствующий первый тиристор закрывается под действием напряжения ua0 обратной полярности, а второй тиристор - открывается под воздействием положительного импульса управляющего тока в момент начала положительной полуволны напряжения ub0(t). Далее процесс повторяется. На нагрузке появляется выпрямленное пульсирующее напряжение ud, имеющее переменную и постоянную составляющие (рис. 2.7, е). При угле управления  = 0 отличия работы схемы с тиристорами (рис. 2.7, а) от схемы с диодами (рис. 2.5, а) не наблюдается, и приведенные соотношения полностью применимы для обеих схем. Разамкнем ключ (рис. 2.7, а) и подключим индуктивную нагрузку. При большой величине индуктивности в катушке накапливается значительное магнное поле и поэтому ток через нагрузку не изменяется в течение промежутка времени при открытых тиристорах (рис. 2.7, e’, г’); при этом через полуобмотки протекает импульсный ток. Но поскольку ток в полуобмотках пропорционален току в первичной обмотке, то в последней возникает импульный знакопеременный ток с формой меандра (рис. 2.7, д’). Заметим, что напряжение на нагрузке (между точками 0c) изменяется с учетом фазного напряжения, но ток нагрузки остается постоянным из-за большой индуктивности L. 2.2.5. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активная нагрузка) при  > 0 Полагаем, что, начиная с момента  = 0, оба тиристора выключены (рис. 2.8, а) и ток не проводят. Потенциал точки a вторичной обмотки положителен относительно средней точки 0, а точки b – отрицателен. При такой полярности к тиристору VS1 включено прямое напряжение ua0, а к VS2 – обратное ub0. Но в отсутствие управляющего импульса тиристор VS1 не включается. До момента времени зад, соответствующего углу управления  ≈ 45o), напряжение возрастает как на тиристоре VS1, так и на тиристоре VS2 (рис. 2.8, б). Таблица 2.2 Параметры схем выпрямления Тип схемы Параметры трансформатора Параметры вентиля Ud0/U2ф I1н/Id I2н/Id kпр= Sт/Pdн Uобр.мах/Ud Iв/Id Iв.ср/Id Однофазная мостовая Трехфазная нулевая Трехфазная мостовая Таблица 2.3 № пп Схема выпрямления Параметры Трансформатора диодов Нагрузки E2/Ud I2/Id I1/Id SТ/Рd Uобр/Ud Iа/Id Iаmax/Id fог/fс Q 1 Однополупериодная однофазная 2,22 1,57 1,21/КТ 3,5 3,14 1,0 3,14 1,0 1,57 2 Двухполупериодная однофазная мостовая 1,11 1,11 1,11/КТ 1,23 1,57 0,5 1,57 2,0 0,67 3 Трехфазная с нулевым выводом 0,855 0,58 0,47/КТ 1,35 2,09 0,33 1,21 3,0 0,25 4 Трехфазная мостовая 0,427 0,82 0,82/КТ 1,05 1,05 0,33 1,05 6,0 0,057 Пусть в момент времени зад включается управляющий импульс. Этому моменту времени соответствует угол  = зад = Тиристор VS1 включается и через него и через нагрузку начинает протекать ток i1 = iVS1, величина которого синфазно (активная нагрузка) зависит от текущего напряжения на полуобмотке ua0(t). Рассмотрим, как изменяется напряжение на тиристорах после включения VS1 (рис. 2.8, г). На открытом тиристоре VS1 напряжение практически отсутствует, но, аналогично изложенному выше, на закрытом тиристоре VS2 падает напряжение, равное uVS2(t) = ub0( t) + ua0(t) = uab(t). Заметим, что вследствие этого в момент зад напряжение на VS2 изменяется скачком (рис. 2.8, г). В момент времени, соответствующий  = t = первый тиристор выключится, т.к. изменяется полярность напряжения и на его аноде начнет расти отрицательный потенциал (рис. 2.8, б). На аноде второго тиристора растет положительный потенциал, но он не включится до момента времени, соответствующего углу  = t = (рис.8в); далее процесс повторится. Для сравнения на рис. 2.8, ж приведена осциллограмма напряжения на тиристорах при угле  = 90o. Как отмечено выше, угол управления  отсчитывается от моментов естественного включения тиристоров, в частности, при прохождении мгновенного напряжения через нуль. Изменение угла  в пределах от 0 до  позволяет изменять выходное напряжение. Зависимость среднего напряжения на нагрузке Ud от угла управления  (рис. 2.9) называется регулировочной характеристикой, описываемой соотношением при активной нагрузке: . (2.47) При  = 0 имеем: Ud0 = (2√2/U2, (2.48) где Ud0 – так называемое потолочное значение напряжения, равное среднему значению выпрямленного напряжения при  = 0; U2 – действующее значение фазного напряжения. Следовательно, среднее значение выходного напряжения при активной нагрузке можно записать . (2.49) Среднее значение выпрямленного тока Id равно: . (2.50) Регулировочная характеристика двухполупериодного выпрямителя при активной нагрузке представлена на рис. 2.9, а, кривая 1: при  = /2 имеем: Ud(/2) = Ud0/2; при  =  имеем: Ud() = 0; для примера кривая 2 характерная для активно-индуктивной нагрузки (см. далее) Рис. 2.8. Осциллограммы сигналов в схеме двухполупериодного выпрямления при 0 <  < и регулировочные характеристики а) б) Рис. 2.9. Регулировочная (a) и внешняя (б) характеристики выпрямителя Зависимости напряжений на тиристорах приведены на рис. 2.8, г, з. Значение прямого напряжения Uпр.max при положительном потенциале на аноде на еще закрытом тиристоре (рис. 2.8, з) при произвольном значении  равно Uпр() = √2U2sin. (2.51) Максимальное значение прямого напряжения Uпр() достигается при = /2: Uпрмах|=/2 = √2U2; (2.52) Обратное напряжение при отрицательном потенциале анода, когда тиристор естественным образом заперт, зависит от угла a следующим образом: Uобр () =2√2U2sin; (2.53) Максимальное значение обратного напряжентия Uобрмах() достигается при = /2: Uобрмах |=/2 = 2√2U2. (2.54) Внешняя характеристика управляемого выпрямителя с активной нагрузкой (L = 0) приведена на рис. 2.9, б. При угле управления  = 0 в режиме холостого хода среднее выпрямленное напряжение максимально и достигает потолочное значение Ud = Ud0 = (2√2/U2. По мере уменьшения сопротивления нагрузки и увеличения тока напряжение на нагрузке в реальном выпрямителе снижается из-за падения напряжения на элементах схемы. 2.2.6. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активно-индуктивная нагрузка) при  = 0 Разомкнем ключ, указанный на рис. 2.6, а, и подключим индуктивность L (рис. 2.10, а), которая выполняет роль фильтра переменной составляющей напряжения. За счет электромагнитных процессов (см. явления самоиндукции, законы коммутации и т.п.) изменение тока будет происходить с тем большим «запаздыванием», чем больше постоянная цепи d = Ld/Rd. Аналогичное изменение тока происходит при значениях d > 5…10. Поэтому для практического анализа используется приближение при XL = L→∞. За счет большой индуктивности при промышленной частоте сети реактивное сопротивление катушки, равное XL = L, значительное, и поэтому ток открытых тиристоров не ″успевает″ доходить до нуля при падении напряжения до нуля в моменты , 2 и т.д.. В частности, при XL →∞ ток нагрузки не изменяется в интервалы времени открытого тиристора (рис. 2.10, г, ж). Заметим, что напряжение на нагрузке (между точками 0с) изменяется в соотвествии с напряжением на полуобмотках. Физически это означает, что постоянная составляющая напряжения выделяется на резисторе Rd, а переменная - на индуктивности L. Поскольку тиристоры открываются попеременно рис. 2.10, а, то ток нагрузки не изменяется (е), оставаясь постоянным и равным среднему значению Id. Рассмотрим, как изменяются напряжение u1(t) (в) и ток i1(t) (е) в первичной обмотке (г), в которой за счет явления электромагнитной индукции индуцируется ЭДС и ток. Рис. 2.10. Диаграммы токов и напряжений однофазного двухполупериодного выпрямителя при активно-индуктивной-нагрузке при = 0 С одной стороны, синусоидальный характер мгновенного напряжения u1(t) (рис. 2.10, в) подтверждается, тем, что во вторичных полуобмотках гармонические изменения напряжений ua0 и ub0 (б). С другой стороны, за счет попеременной работы тиристоров токи в полуобмотках (г) меняют направление каждые полпериода. Поскольку величин токов связаны друг с другом: i1(t) = i2(t)/Кт (Кт – коэффициент трансформации), то ток в первичной обмотке (рис. 2.10, е) также изменяет знак каждые полпериода, оставаясь постоянным в пределах полупериода. Таким образом, за счет большой индуктивности цепи нагрузки, в цепи первичной обмотки возникает первичный ток i1(t) прямоугольной формы. Обратим внимание, что сдвиг фазы между напряжением и током (первая гармоника выделена пунктиром) в первичной обмотке отсутствует. 2.2.7. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель (активно-индуктивная нагрузка) при > 0 Наличие индуктивности в цепи постоянного тока при углах управления  > 0 приводит к тому, что после прохождения напряжения на вторичной полуобмотке через нуль (момент ) в тиристоре, находящемся в проводящем состоянии, продолжает протекать ток (рис. 2.11, г,  ≈ 30о) за счет энергии, накопленной в индуктивности. Рис. 2.11. Диаграммы токов и напряжений однофазного двухполупериодного выпрямителя при активно-индуктивной-нагрузке при  > 0 В самом деле, например, в момент времени  ≤  (рис. 2.10, г) на вторичной обмотке uab положительная полуволна напряжения (в); проводит тиристор 1, так как на его аноде положительный потенциал за счет напряжения ua0 (б) на полуобмотке а0; ток тиристора 1 протекает от анода к катоду. В момент времени =  на вторичной полуобмотке a0 отрицательная полуволна напряжения (б); на аноде тиристора 2 – положительный потенциал (б), но он еще закрыт (а). На аноде тиристора 1 возрастает отрицательный потенциал, и он должен был бы закрыться! Причиной этого явления является значительная индуктивность Ld катушки и накопленная в ней энергия. Поскольку ток через тиристор VS1 и катушку идет по контуру а-с-0-а, то за счет энергии, накопленной в индуктивности Ld, через пока еще открытый тиристор 1 продолжает протекать ток в том же направлении (на нагрузке ток идет влево). Фактически за счет индуктивности появляется отрицательная противоЭДС, которая создает на катоде тиристора 1 (точка с) отрицательный потенциал, более низкий, чем отрицательный потенциал на аноде (точка а). Именно разность потенциалов Uac > 0 поддерживает тиристор 1 в открытом состоянии.Напряжение на открытом тиристоре 1 остается практически равным нулю (д), т.к. он остается открытым. Прямое напряжение на тиристоре 2 увеличивается, так что к моменту времени  =  +  потенциал точки b положительный. При поступлении импульса тока управления открывается тиристор 2 (оба тиристора кратковременно замыкают вторичную обмотку накоротко), напряжение на тиристоре 2 резко падает до нуля (д); положительный потенциал точки b передается на катод первого тиристора 1 (одновременно через тиристор VS1 протекает встречный ток); в результате тиристор 1 закрывается, на нем скачком возрастает обратное напряжение (д); весь ток тиристора 2 протекает через нагрузку (г). Обратим внимание, что ток через катушку, не изменяя направления, остается постоянным. Таким образом, несмотря на то, что управляющие импульсы поступают на тиристор с задержкой на угол  относительно моментов  рис. 2.11, а, длительность протекания тока через каждый тиристор (г) остается равной половине периода напряжения питающей сети. При большой индуктивности Ld ток нагрузки идеально сглажен (з), а ток в первичной обмотке (первая гармоника тока выделена пунктиром) имеет прямоугольную форму (рис. 2.11, e). Очевидно, что в результате данных процессов образовался сдвиг фазы между напряжением первичной обмотки u1(t) (в) и током i1(t) (рис. 2.11, е): напряжение опережает ток. Дополнительно, в выпрямленном напряжении ud(t) появляются отрицательные участки (ж) в те моменты, когда, например, продолжает проводить тиристор 1, но не проводит тиристор 2. Как отмечено выше, отрицательный участок напряжения на нагрузке связан с возникновением на индуктивности ЭДС самоиндукции, поддерживающей ток в незакрытом тиристоре, в то время как напряжение на его аноде отрицательно. Очевидно, что с ростом угла  площадь отрицательных участков увеличивается, следовательно, среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается. Обратим внимание на тот факт, что, несмотря на изменчивый характер напряжения на нагрузке, ток Id через нагрузку остается фиксированным; это связано с тем, что на резисторе Rd среднее значение напряжения Ud остается постоянным, а переменная составляющая напряжения выделяется на индуктивности. Следовательно, с учетом интервалов работы тиристоров имеем: . (2.56) При  = 0 имеем: потолочное значение напряжения равно: Ud(0) =Ud0 =(√2/)U2, (2.57) следовательно, среднее значение напряжения Udвыпрямленного напряжения при активно-индуктивной нагрузке равно при произвольном : Ud= Ud0cos Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя с индуктивной нагрузкой приведена на рис. 2.9, a, кривая 2; среднее напряжение Ud равно нулю при  = /2. Заштрихованная область (рис. 2.8) между кривым 1 и 2 характеризует режимы с произвольными параметрами R и L. Внешняя характеристика управляемого выпрямителя с индуктивной нагрузкой идентична приведенной на рис. 2.9, б и ее рекомендуется нарисовать самостоятельно. В некоторых схемах используется неполное число управляемых тиристоров (рис. 2.12, а). В этом случае устраняется один из интервалов отрицательного напряжения на нагрузке, выпрямленное напряжение рассчитывается по соотношению: . (2.59) Рис. 2.12. Неполная схема управляемого выпрямителя Особенности работы схемы предлагается проанализировать самостоятельно. 2.3. Однофазные мостовые схемы 2.3.1. Однофазный двухполупериодный мостовой неуправляемый выпрямитель (активная нагрузка) Схема однофазного двухполупериодного мостового неуправляемого выпрямителя (схема Греца) приведена на рис. 2.13, а. Схема содержит трансформатор Тр и 4 диода VD, собранных по схеме моста, поэтому ее называют однофазной мостовой выпрямительной схемой. Питающее напряжение включается в одну из диагоналей моста, в другую диагональ моста включается сопротивление нагрузки таким образом, что переменное напряжение подключено к разноименным выводам диодов, а резистор нагрузки подключен к одноименным выводам диодов. Положительным полюсом нагрузки является общая точка соединения катодов диодов, а отрицательным полюсом нагрузки является общая точка соединения анодов диодов. Рассмотрим временные диаграммы в схеме с активной нагрузкой Rd. Формы кривых напряжения и тока вторичной обмотки, тока нагрузки, тока диода VD1 и напряжения на диоде VD1 приведены на рис. 2.13, в-ж. При положительной полуволне ЭДС (рис. 2.13, в) вторичной обмотки трансформатора ток в электрической схеме протекает через диод VD1 (г) сопротивление нагрузки Rd и диод VD3 (г-д). Диоды VD2 и VD4 в этот промежуток времени не проводят тока и находятся под обратным напряжением. Рис. 2.13. Мостовой выпрямитель на диодах (a) и тиристорах (б) Во второй полупериод, когда изменяется полярность ЭДС вторичной обмотки трансформатора, ток в электрической схеме протекает через диод VD2, сопротивление нагрузки Rd и диод VD4. Диоды VD1 и VD3 в этот полупериод не приводят тока и находятся под обратным напряжением. Из схемы видно, что направления токов, текущих через резистор нагрузки Rd течение обоих полупериодов, совпадают. Ток вторичной обмотки трансформатора i2. протекает в течение всего периода и описывается синусоидальной функцией (рис. 2.13, д). Синусоидальная форма тока вторичной обмотки трансформатора сохраняется только при работе трансформатора через выпрямитель на чисто активную нагрузку. При включении в цепь нагрузки реактивных элементов форма тока отличается от синусоидальной. Из временных диаграмм токов и напряжений выпрямительной мостовой схемы видно, что среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке увеличивается в 2 раза по отношению к однополупериодной схеме выпрямления (см. п. 2.2.3): Ud = = 0,9U2, (2.60) соответственно, U2 = = 1,11 Ud, (2.61) т.е. действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора только в 1,11 раза превышает выпрямленное напряжение на нагрузке (табл. 2.2, 2.3). Коэффициент схемы Ксх = Ud/U2 = 2√2/ Так как ток вторичной обмотки синусоидален, то его действующее значение так же в 1,11 раза превышает среднее значение тока нагрузки: I2 = = 1,11Id. (2.63) Максимальное значение обратного напряжения на любом из диодов выпрямительной схемы не превышает U2max: Uобр.max = U2max = Е2 = 1,11Ud = 1,57Ud. (2.64) Габаритная (расчетная) мощность вторичной обмотки трансформатора PТ = P2 = U2I2 = 1,11Ud1,11Id = 1,23Pd . (2.65) Коэффициент пульсаций (см. ниже) равен q = 0,67, частота основной гармоники выпрямленного напряжения в 2 раза больше частоты сети, т.е. fог = 2fс. Так как в любом из диодов в электрической схеме выпрямителя протекает ток только в один из полупериодов, то среднее значение тока диода Iа будет в 2 раза меньше среднего значения тока нагрузки: Iа = Id/2. (2.66) По среднему значения тока диода Iа и его максимальному обратному напряжению Uобр.max выбирают конкретные типы диодов из каталога (справочника). Достоинствами мостовой схемы выпрямления являются достаточно высокий коэффициент использования габаритной мощности трансформатора, относительно малый коэффициент пульсации выходного напряжения. К недостаткам мостовой схемы следует отнести наличие четырёх диодных плеч выпрямителя, т.е. большое количество используемых полупроводниковых диодов. 2.3.2. Однофазный двухполупериодный мостовой управляемый выпрямитель (активная нагрузка и активно-индуктивная нагрузка) Схема управляемого мостового выпрямителя на тиристорах (рис. 2.13, б) идентична схеме на диодах (б). При активной и активно-индуктивной нагрузке осциллограммы сигналов при  > 0 идентичны рассмотренным выше (рис. 2.11). Средние значения выходного напряжения: а) при активной нагрузке ; (2.67) б) при активно-индуктивной нагрузке . (2.68) Регулировочные и внешние характеристики управляемых мостовых схем выпрямления, идентичные представленным на рис. 2.9, рекомендуется проанализировать самостоятельно. 2.4. Однофазный регулятор мощности Общие сведения Основными элементами схемы, приведенной на рис. 2.14, являются: - лампа Л накаливания (приемник, нагрузка) включаемая в розетку стенда между точками 1 и 2; - тиристор – симистор VS1 (КУ208), подключаемый между точками 16 и 18; - стабилитрон Д817А; - однопереходной транзистор VТ1 (КТ117); - оптопара ″светодиод (Д10) - фототиристор (VS2)″; - два выпрямительных моста с диодами Д1-Д4, Д6-Д9; - конденсатор С1, резисторы R1 – R5. Симистор КУ208 Силовой симистор VS1 (КУ208) имеет симметричную нелинейную вольтамперную характеристику, представленную на рис. 1.15, а. При увеличении мгновенного фазного напряжения u(t) на симисторе (рис. 1, б) в отсутствие необходимого управляющего тока (г) на электроде управления между силовыми электродами тиристора его сопротивление велико и ток отсутствует. Симистор открывается импульсом тока управляющего тока, поступающего от схемы управления, приведенной на рис. 2.14. Рис. 2.14. Однофазная схема регулирования мощности Рис. 2.15. ВАХ симистора (а) и осциллограммы напряжений и токов в схеме (б-e). При подаче управляющего импульса в момента времени tвкл симистор включается, его сопротивление резко падает практически до нуля, а величиина протекающего тока i(t) связаны с текущим значением мгновенного фазного напряжения u(t) и сопротивлением нагрузки rл (лампы накаливания). Момент времени tвкл (сек) определяет угловой интервал - угол управления  (радиан, градус), равный  = tвкл = 2fctвкл = 314tвкл, рад. Таким образом, начало протекания реального тока через симистор связано со временем подачи управляющего импульса от схемы управления, причем время tвкл и угол управления  отсчитываются от момента перехода фазного напряжения через нуль. Однопереходной транзистор КТ117 Описание и принцип действия однопереходного транзистора VT1 приведено в пособии. Транзистор имеет две базы (Б1 и Б2) и эмиттер (рис. 2.16, а, б), которые отделены между собой p-n-переходом. Из упрощенной схемы замещения (рис. 2, в) следует, при подаче положительного потенциала на базу Б1 через транзистор протекает маленький ток от Б1 к Б2. При этом при отсутствии потенциала на аноде диода V1, катод диода находится под положительным потенциалом, т.е. через диод (эмиттер) ток не идет (транзистор закрыт). а) б) в) Рис. 2.16. Обозначение (а), структура (б) и схема замещения однопереходного транзистора При подаче на эмиттер VT1 положительного импульса с пороговым напряжением Uпор, величина которого превышает напряжение на резисторе R1, транзистор лавинообразно открывается и через эмиттер (диод V1) начинает идти ток. Сопротивление канала между базой 1 и базой 2 резко падает и через транзистор идет большой ток. Принцип работы схемы Принцип работы регулятора мощности (рис. 2.14) можно описать следующим образом. Сеть переменного тока с напряжением Uф = 220 B подключается через предохранитель Пр. В момент перехода сетевого напряжения от отрицательной полуволны к положительной полуволне в точке 1 возрастает положительный потенциал, в точке 5 – отрицательный. Конденсатор С1 – разряжен, на эмиттере транзистора VТ1 (точка 10) - нулевой потенциал. К точке 3 выпрямительного моста приложен возрастающий положительный потенциал, к точке 5 – отрицательный. За счет диодов в цепи моста в контуре моста в точке 4 появляется ″+″, в точке 6 - ″–″. Между точками 8 и 7 включен стабилитрон Д817A, который не дает возможности увеличения напряжения между базами 1 и 2 транзистора VT1 более 9 В. Таким образом, устанавливается режим: на базе 1 транзистора VT1 (точка 12) ″+″, в точках 7, 11 –″–″. Поскольку на эмиттере транзистора VТ1 нулевой или малый положительный потенциал, ток через транзистор VТ1, а также через светодиод Д10 оптопары не идет. В точке 16 (″верх″ симистора) растет положительный потенциал, а в точках 17, 18, 23 – отрицательный. Если бы тиристор оптопары был открыт, то в выпрямительном мосту протекал бы управляющий ток по контуру 17-R5-Д9-20-21-22-Д7-19-25-18-17. Но поскольку фототиристор оптопары закрыт, то управляющий ток через резистор R5 отсутствует, симистор КУ208 закрыт, поэтому ток через лампу Л по цепи Ф-В4-Пр-1-2-16-18-5-0 не идет. Одновременно, по мере увеличения напряжения положительной полуволны возрастает потенциал точки 9 по отношению к точке 11. Конденсатор С1 ″медленно″ заряжается с постоянной времени  = R2C1, так что в точке 10 возрастает положительный потенциал UC (рис. 2.15, в). Транзистор VT1 может быть открыт положительным потенциалом Uпор на эмиттере. В момент времени tвкл, когда потенциал эмиттера (точка 10), возрастет до порогового напряжения UСпор. эмиттера VT1 (рис. 2.15, в), сопротивление между базами Б1 и Б2 уменьшится, транзистор открывается и пройдет импульсный ток по контуру 3-Д1-4-R1-8-12-13-11-Д10-15-R3-7-Д3-5. За счет импульсного тока светодиода Д10 откроется фототиристор VS2 и, соответственно, управляющий ток тиристора VS1 через контакт 17. По цепи силового тиристора начнет протекать ток (рис. 2.15, д), на лампе появится напряжение Uл (e), лампа начнет светиться. Когда включается транзистор VТ1, сопротивление перехода эмиттер -база Б2 резко падает и заряженный конденсатор быстро С1 разряжается по контуру 10-эмиттер- Б2 - 13- Д10 - R3- C- 10. Светодиод Д10 прекращает свечение и фототиристор закрывается. Регулируя потенциометр R2 можно изменять его сопротивление, а значит, постоянную времени  зарядки конденсатора. Например, при возрастании R2, постоянная времени возрастает, а, значит, момент достижения порогового напряжения Uз.пор по отношению к моменту перехода фазного напряжения через нуль – растет. С этой позиции говорится, что происходит сдвиг фазы на угол управления  между фазным напряжением и напряжением на конденсаторе и током управления. На рис. 2.15, для примера, значение  выбрано примерно равным /2 рад (90 о). С момента включения tвкл управляющего тока через симистор и последовательно подключенную нагрузку (лампу) потечет ток, зависящий от суммарного сопротивления открытого симистора и нагрузки. Резистором R2 задаем момент tвкл открывания симистора, и, если момент включения tвкл растет, то лампа светится не весь полупериод, а только часть, т.е. по мере увеличения угла управления  мощность, потребляемая от сети, уменьшается. Симистор будет открыт до конца анализируемого полупериода положительной полуволны и после начала отрицательного полупериода процесс начнется заново. В момент действия отрицательного полупериода алгоритм работы схемы аналогичен, поэтому рекомендуется провести анализ протекающих токов самостоятельно. Отметим, что при отрицательном полупериоде входного напряжения в точке 5 растет положительный потенциал, который через диод Д2, резистор R1 подается на базу Б1 транзистора VT1. При замыкании кнопки В3 срабатывает реле (Реле) (рис. 2.14). При этом лампа подключается под напряжение, соответствующее минимальному углу управления  = min (значение min определяется в ходе эксперимента). Зависимость действующего напряжения на нагрузке от  Нагрузка в виде лампы накаливания принимается за активную. При увеличении угла управления  через лампу протекает знакопеременный ток (в положительный и отрицательный полупериоды фазного напряжения) в интервалы времени, ограниченные углом управления  и моментом выключения симистора, например, в моменты , 2 и т.д. (рис. 2.15, б). Действующие значение напряжения в сети без симистора равно: Uф = Uфмакс/√2. При угле управления  = 0 действующее напряжение на лампе достигает максимума и равно действующему напряжению в сети: Uл0 = Uф. По мере увеличения угла управления в первом приближении можно полагать, что действующее напряжение на активной нагрузке равно: . Регулировочная характеристика представлена рис. 2.17. Рис. 2.17. Зависимость напряжения на нагрузке от  при активной нагрузке Относительное изменение напряжения оценивается соотношением U() = Uл()/Uл(0) = (1 + сos)/2. Построением экспериментальной зависимости Uл()/Uл(0) и теоретической зависимости (1 + сos)/2 можно оценить отклонение результатов эксперимента от теории. ГЛАВА 3. ТРЕХФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ 3.1. Особенности включения диодов и тиристоров в трехфазных схемах Мы рассматриваем трехфазные цепи переменного тока, в которых напряжение и токи изменяются по гармоническому закону. Для характеристики этих напряжений используются максимальные Uмах, действующие U, мгновенные u(t), фазные Uф, линейные Uл напряжения (см. слайды). В трехфазных неуправляемых выпрямителях используются группы диодов (рис. 3.1), соединенных катодами (а) и анодами (б). Рассмотрим принципы включения диодов в выпрямителях. Рис. 3.1. Группы диодов в трехфазных выпрямителях В группе диодов, соединенных катодами (рис. 3.1, а), ток протекает только через тот диод, напряжение на аноде которого положительно и превышает анодные напряжения других диодов. Например, при открытом диоде VD2 напряжение на нагрузке примерно 200 В. Потенциал всех катодов ≈ 200 В. В это же время потенциалы анодов VD1 и VD3 (150 В и 100 В) меньше, чем катодов, т.е. диоды закрыты. В группе диодов, соединенных анодами (рис. 3.1, б), ток протекает только через тот диод, напряжение на катоде которого отрицательно и меньше напряжения других диодов. Например, при открытом диоде VD3 напряжение на нагрузке примерно 150 В. Потенциал всех анодов ≈ -150 В. В это же время потенциалы катодов VD1 и VD2 (-100 В и +300 В) более положительны, чем анодов, т.е. диоды закрыты. 3.2. Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом 3.2.1. Трехфазный неуправляемый выпрямитель с нулевым выводом Рассмотрим работу схемы (рис. 3.2, а) с так называемом нулевым выводом с объединенными катодами; нагрузка Rн подключена между катодами и нулевым выводом. При подаче на первичную обмотку трехфазного напряжения на фазах вторичной обмотки w2a, w2b, w2c возбуждаются напряжения u2a, u2b, u2c, временные диаграммы которых показаны на рис. 3.2, б. Эти напряжения приложены к диодам (на аноде – положительный потенциал). Например, в пределе углов 1 = t1 = /6 < = t <2 = t2 = 5/6 на аноде открытого диода VD1 наибольший положительный потенциал u2a; диоды VD2 и VD3 – закрыты. Ток через нагрузку проходит по цепи 0-w2a-VD1-Rн-0. Напряжение на нагрузке (рис. 3.2, в) равно u = u2a; ток нагрузки (г) равен: id(t) = u2a/Rн . (3.1) В пределах углов 2 < <3 на аноде открытого диода VD2 наибольший положительный потенциал u2b; диоды VD1 и VD3 – закрыты. Ток через нагрузку проходит по цепи 0 - w2b – VD2 - Rн - 0. Напряжение на нагрузке (рис. 3.2, в) равно u = u2ab; ток нагрузки (г) равен: id (t) = u2b/Rн. (3.2) Рис. 3.2. Схема (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б-е) трехфазного неуправляемого выпрямителя с нулевым выводом при работе c активной нагрузкой В пределах углов 3 < <4 на аноде открытого диода VD3 наибольший положительный потенциал u2c; диоды VD1 и VD2 – закрыты. Ток через нагрузку проходит по цепи 0 - w2c – VD2 - Rн - 0. Напряжение на нагрузке (рис. 3.2, в) равно u = u2ab; ток нагрузки (г) равен: id (t) = u2c/Rн. (3.3) Таким образом, диоды выпрямителя открываются на треть периода, выпрямленное напряжение (рис. 3.2, в) «составляют» участки фазных напряжений u2a, u2b, u2c; пульсация напряжения длится в течение угловой величины 2/3. Среднее выпрямленное напряжение Ud определяется: , (3.4) где U2 – действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора. Коэффициент пульсации q выпрямленного напряжения для трехфазного выпрямителя с нулевым выводом q = 0,25, частота первой гармоники пульсаций в три раза превышает частоту сети. При активной нагрузке форма тока и форма напряжения совпадают (рис. 3.2, в, г). На рис. 3.2, д показан ток i2a, протекающий через фазу w2a и диод VD1 в тех временных диапазонах, когда он открыт. В те временные диапазоны, когда диод VD1 закрыт, ток i2a = 0. Токи i2b и i2с по форме идентичны току i2a, но сдвинутые по фазе на 2/3 и 4/3, соответственно. Напряжение uv1(t) на открытом диоде VD1 равно нулю (рис. 3.2, е). В диапазоне 2 = t2 < = t <3 = t3 диод VD1 закрыт, а VD2 – открыт. Напряжение на закрытом диоде VD1 можно оценить следующим образом. Из анализа контура w2a-VD1-VD2-w2b в диапазоне 2 < <3 следует: uv1(t) = u2a - u2b = uab, (3.5) где uab – линейное напряжение, приложенное к закрытому диоду VD1. Физически это можно объяснить тем, что при закрытом диоде VD1, с одной стороны, на его аноде растет отрицательный потенциал за счет напряжения u2a, с дрогой – на катоде возрастает положительный потенциал за счет напряжения u2b. В итого, диод VD1 полностью закрыт. Из анализа контура w2a-VD1-VD3-w2с в диапазоне 3 < <4 следует: uv1(t) = u2a - u2с = uaс = -uса, (3.5) где uса – линейное напряжение, приложенное к закрытому диоду VD1. В связи с вышесказанным к закрытым диодам приложено обратное линейное напряжение, амплитуда которого в √3 раз превышает амплитуду напряжения на фазе вторичной обмотки: Uобр.max = √3Um2 = √3√2U2 = 2,1Ud. (3.6) Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом обеспечивает высокое качество выпрямленного напряжения. К недостаткам относится наличие в фазах вторичной обмотки постоянной составляющей тока (рис. 3.2, г), которая создает в трансформаторе постоянный магнитный поток подмагничивания, вызывающий насыщение сердечника. Вследствие этого приходится выбирать трансформатор большей, чем расчетная, мощности. 3.2.2. Трехфазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом На рис. 3.3, а приведена схема управляемого трехфазного выпрямителя с нулевым выводом (блок управления тиристорами не показан). Угол управления  тиристорами в трехфазных выпрямителях принято отсчитывать от моментов естественного включения вентилей (моментов переключения диодов в неуправляемых выпрямителей. Рассмотрим работу выпрямителя при активной нагрузке Rн (ключ К замкнут). Каждый из тиристоров выпрямителя может быть включен при выполнении двух условий: - при наличии на аноде большего положительного напряжения по сравнению с анодным напряжением открытого в данный момент тиристора; - при поступлении на управляющий электрод тиристора управляющего импульса. Тиристоры выключаются либо при уменьшении напряжения до нуля тока через тиристор, либо при включении тиристора, имеющего более высокое напряжение на аноде. На рис. 3.3, б-д показаны диаграммы напряжений на фазах вторичной обмотки трансформатора и управляющих импульсов. В интервале времени 1 < <3 проводит тиристорVS1 и напряжение на нагрузке равно u2a(t). В момент времени 2 = 5/6 напряжение u2ab (t) становится больше, чем u2a(t), но так как на тиристор VS2 еще не поступил управляющий импульс, он остается закрытым, а VS1 - открыт. Рис. 3.3. Трехфазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке В момент 3 на VS2 поступает управляющий импульс, он открывается, а VS1 – закрывается. В интервале 3 < 5 тиристор VS2 – открыт, пока не откроется VS3. Форма тока при активной нагрузке такая же, как форма напряжения. При  < /6 напряжение и ток нагрузки имеют непрерывный характер (рис. 3.3, ж). Каждый тиристор работает треть периода напряжения сети, поэтому интервал пульсации выпрямленного напряжения равен 2/3, а среднее напряжения выпрямленного напряжения при активной нагрузке равен: , (3.7) где Ud0 = 1,17U2. Если  > /6 (рис. 3.3, ж), напряжение и ток активной нагрузки выпрямителя имеет прерывистый характер, т.к. открытый тиристор закрывается при уменьшении тока через него раньше, чем управляющий импульс откроет следующий тиристор. При  > /6 среднее значение выпрямленного напряжения равно: ,(3.8) где Ud0 = 1,17U2. Пределы изменения угла  в управляемом трехфазном выпрямителе с нулевым выводом: от 0 до 5/6. При активно-индуктивной нагрузке (рис. 3.3, а) ключ К разомкнут. При условии 3Lн >> Rн (3 - частота основной гармоники напряжения на выходе трехфазного выпрямителя с нулевым выводом) ток нагрузки протекает непрерывно, без пульсаций. В интервале отрицательных напряжений ток продолжает протекать в том же направлении из-за ЭДС самоиндукции индуктивной нагрузки. При  < /6 форма напряжения ud(t) на нагрузке такая же, как и на активной (рис. 3.3, е). При  > /6 тиристор, включенный при u2(t) > 0, вследствие влияния ЭДС самоиндукции, возникающей в индуктивности нагрузки, остается включенным и при u2(t) < 0 до тех пор, пока не откроется следующий тиристор с более высоким напряжением на аноде (рис. 3.3, з). Например, VS1, включенный при u2(t ) > 0, останется открытым и при u2(t ) < 0 до момента включения VS2. Напряжение на нагрузке в течение интервалов (2 - /6) будет отрицательным. Среднее напряжение на активно-индуктивной нагрузке равно: , (3.9) где Ud0 = 1,17U2. Рис. 3.3. Регулировочные (а) и внешние (б) характеристики управляемого трехфазного выпрямителя с нулевым выводом В регулировочных характеристиках можно выделить две характерные зоны изменения угла . В первой зоне (0 <  < /6) регулировочная характеристика (рис. 3.4, кривая 1) соответствует соотношению (3.7), в второй зоне (/6 <  < 5/6) при активной нагрузке характеристика (кривая 2) описывается соотношением (3.8), согласно которой среднее напряжение становится равным нулю при = 5/6. Внешние характеристики управляемого трехфазного выпрямителя с нулевом выводом, приведенные на рис. 3.4, б, рекомендуется проанализировать самостоятельно. Недостатком управляемых выпрямителей с нулевым выводом такой же, как и у неуправляемых выпрямителей этого типа – во вторичных обмотках протекает ток только в одном направлении, что ухудшает условия работы трансформатора. 3.3. Трехфазный мостовой выпрямитель 3.3.1. Неуправляемый мостовой выпрямитель Мостовая схема (рис. 3.5, а), предложенная А.И. Ларионовым в 1923 году, имеет фазы первичной и вторичной обмоток, которые могут быть соединены звездой или треугольником. К выводам вторичной обмотки подключены две группы диодов, соединенных катодами (VD1, VD3, VD3 – катодная группа) и анодами (VD2, VD4, VD6). Нагрузка Rн подключается между узлами соединения катодов и анодов диодов. Рассмотрим работу выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке (Ld = ∞), индуктивности рассеяния обмоток трансформаторов и индуктивности питающей сети принимаются равными нулю. В нижней группе вентили соединены катодами (катодная группа), в верхней – анодами (анодная группа). Нагрузка подключается между точками соединения катодов и анодов вентилей. Отметим, что в схеме с нулевым выводом ток нагрузки создается под действием фазного напряжения вторичной обмотки, в мостовой – под действием линейного напряжения (рис. 3.5, в). Ток нагрузки протекает через два вентиля, один из которых расположен в катодной группе, а другой в анодной. При подаче на первичную обмотку трансформатора Тр трехфазного напряжения в фазах вторичной обмотки w2а, w2b, w2c возбуждаются напряжения u2a, u2b, u2c, так что во время работы одновременно открыты два диода: диод в катодной группе, анодное напряжение которого положительно и превышает напряжение других диодов катодной группы, и диод в анодной группе, напряжение на катоде которого отрицательно и меньше напряжений на катодах других диодов анодной группы. Например, в пределах 1 = t1< = t<2 = t2 открыт диод VD1, на аноде которого наибольшее положительное напряжение u2a и диод VD6, на катоде которого наименьшее отрицательное напряжение u2b (рис. 3.5, б). Ток проходит по контуру w2a-VD1-Rн -VD6-w2b, для которого можно записать; u(t) + u2b – u2a = 0 или u(t) = u2a – u2b = uаb. (3.10) Кривые изменения линейных напряжений (uаb = u2a - u2b; ubс = u2b - u2c; uca = u2c - u2а), амплитуда которых в √3 раз превышает амплитуду напряжения на фазе вторичной обмотки, представлены на рис. 3.5, в. В интервале 2 < <3 открыт диод VD1 и диод VD2, и т.д. Таким образом, линейные напряжения Uаb, Ubc, UЕca, представленные на рис. 3.5, в, определяют моменты естественного открытия вентилей, например, в интервале времени 1 -2 проводят вентили D1 и D6, в интервале 2 -3- вентили D1 и D2; в интервале 1 -2 - вентили D3 и D2; в интервале 1 -2 t3- вентили D3 и D4. Кривую выходного напряжения выпрямителя в течение одного периода изменения напряжения сети составляют шесть одинаковых участков кривых линейных напряжений (m = 6) , интервал каждого изменения составляет 2/6. Поэтому схему называют шестипульсной. Рис. 3.5. Трехфазный неуправляемый мостовой выпрямитель при активной и активно-индуктивной нагрузке Определим кривую выпрямленного напряжения ud(t), выделив изменение потенциалов d(–) и d(+) относительно нулевого вывода вторичных обмоток трансформатора. Кривая изменения потенциала d(+) формируется из участков напряжения положительной полярности при проводимости вентилей катодной группы, а кривая изменения потенциала d(–) формируется из участков напряжения отрицательной полярности при проводимости вентилей анодной группы. Разность указанных потенциалов определяет напряжение нагрузки ud(t) (рис. 3.5, г): кривая ud(t) состоит из участкой линейных напряжений вторичных обмоток трансформатора. Среднее значение выпрямленного напряжения Ud равно: (3.11) Коэффициент схемы равен: Ксх = Ud/U2 = 3√6/= 2,34 Напряжение на нагрузке по сравнению с трехфазной схемой с нулевым выходом получается вдвое большим. Это объясняется тем, что трехфазная мостовая схема представляет собой как бы две трехфазные схемы с нулевым выводом, выходы которых включены последовательно. При заданном напряжении Ud в данной схеме требуется вдвое меньшее напряжение U2: U2 = Ud /(3√6) = 0,425 Ud, что сокращает число витков вторичных обмоток трансформатора и снижает требования к изоляции. Трехфазный неуправляемый мостовой выпрямитель обеспечивает высокое качество выпрямленного напряжения; коэффициент пульсаций q = 0,06; частота основной гармоники в шесть раз выше частоты сети. Ток через активную нагрузку равен: Id = Ud/Rн = 2,34U2/ Rн. (3.12) Ток через открытый диод равен току нагрузки (рис. 3.5, ж-и); каждый из диодов открыт в течение одной трети периода изменения напряжения сети, поэтому среднее значение тока через диод равно: IVDd = Id/3. (3.13) Напряжение на закрытом диоде, например, VD1, можно оценить следующим образом. Из анализа контура w2a-VD1-VD3-w2b в диапазоне 3 < <5 следует: при открытом диоде VD3 к диоду VD1 приложено отрицательное линейное напряжение uab. В диапазоне 5 < <7 при открытом диоде VD5 к диоду VD1 приложено отрицательное линейное напряжение uса. В связи с вышесказанным к закрытым диодам приложено обратное линейное напряжение, амплитуда которого в √3 раз превышает амплитуду напряжения на фазе вторичной обмотки: Uобр.max = √3Um2 =√3√2U2 = 1, 045Ud. (3.14) Таким образом, вентили в трехфазной мостовой схеме следует выбирать на напряжение, близкое к Ud. Токи в фазах вторичной обмотки трансформатора определяются токами через подключенные к фазам диоды. Например, к фазе w2a подключены диоды VD1 и VD3. В интервале 1 < <3 ток i2а равен току через открытый диод VD1 (i2а = iVD1); в интервале 4 < <6 ток i2а равен току через открытый диод VD4 (i2а = –iVD4). Токи в фазах вторичной обмотки переменные и постоянного потока подмагничивания в сердечнике трансформатора нет. Токи в фазах первичной обмотки имеют такую же форму, как и токи в фазах вторичной обмотки, но меньше их в Кт раз. На рис. 3.5, ж-и отмечено различие между активной и активно-индуктивной нагрузкой (пунктирная линия при большой индуктивности). Рис. 3.6. Трехфазный неуправляемый мостовой выпрямитель при активно-индуктивной нагрузке (wL → ∞) Форма выпрямленного напряжения и величина Ud идентична режиму с активной нагрузкой (рис. 3.6, а), но пульсации тока уменьшаются. При условии 6Lн/Rн (6- частота основной гармоники ud(t) напряжения) ток будет содержать только постоянную составляющую: i(t) = Id = Ud/Rн, а токи через диоды и в обмотках трансформатора будут иметь прямоугольную форму. Среднее значение тока через диоды IVDd и максимальное обратное напряжение Uобр.max такие же, как и при активной нагрузке. Полная мощность трансформатора мостового выпрямителя, работающего на активно-индуктивную нагрузку равна: Рт = UdId/3 (3.15) 3.3.2. Управляемый мостовой выпрямитель Управляемый мостовой выпрямитель имеет схему (рис. 3.7, а), идентичную схеме неуправляемого выпрямителя (рис. 3.6, а), в которой диоды заменены управляемыми тиристорами. Работа схемы при угле управления  = 0 Работа схемы при угле управления  = 0 идентична работе неуправляемого выпрямителя, описанного выше. Кривую выходного напряжения выпрямителя в течение одного периода изменения напряжения сети составляют шесть одинаковых участков кривых линейных напряжений, интервал каждого изменения составляет 2/6. Среднее значение выпрямленного напряжения Ud0 равно: (3.16) Таким образом, с учетом (3.16) значение потолочного значения Ud0 выпрямленного напряжения (при  = 0) равно Ud0 = (3√6/)U2 . (3.17) Коэффициент схемы равен Кcx = Ud/U2 = 3√6/ = 2,34. (3.18) Трехфазный неуправляемый мостовой выпрямитель обеспечивает высокое качество выпрямленного напряжения; коэффициент пульсаций q = 0,06; частота основной гармоники в шесть раз выше частоты сети. На рис. 3.7, ж-и отмечено различие между активной и активно-индуктивной нагрузкой (пунктирная линия при большой индуктивности). Через нагрузку протекает выпрямленный ток id(t); среднее значение Id тока id(t) через активную нагрузку равно Id: Id = Ud/Rн = 2,34U2/ Rн. (3.17) Рис. 3.7. Трехфазный управляемый мостовой выпрямитель при активно-индуктивной нагрузке при  = 0 Ток через открытый тиристор равен току нагрузки (рис. 3.7, ж-и); каждый из тиристоров открыт в течение одной трети периода изменения напряжения сети, поэтому среднее значение тока через тиристор равно: IVSd = Id/3. (3.18) Напряжение на закрытом тиристоре, например, VS1, можно оценить: Uобр.max = √3Um2 = √3√2U2 = 1,045Ud. (3.19) Работа схемы при угле управления  > 0 В трехфазной мостовой схеме на тиристоры поступают управляющие импульсы с задержкой на угол  относительно «нулей» линейных напряжений (или моментов пересечения синусоид фазных напряжений). В результате задержки моментов коммутации тиристоров на угол  среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается. До тех пор, пока кривая мгновенных значений выпрямленного напряжения ud остается выше нуля (при углах управления 0 <  < /3) (рис. 3.8, 3.9) выпрямленный ток id (рис. 3.8) будет непрерывным вне зависимости от характера нагрузки. В этом диапазоне углов управления среднее значение выпрямленного напряжения для активной и активно-индуктивной нагрузки равно: (3.20) Другими словами, при углах управления 0 <  < /3 выпрямленный ток будет непрерывным вне зависимости от характера нагрузки. Значение  = /3 соответствует при активной нагрузке гранично-непрерывному режиму. При  = /2 и активно-индуктивной нагрузке (рис. 3.9, б) согласно соотношению (3.20) значение Ud = 0; формально это соответствует равенству положительных и отрицательных областей кривой ud(t) и говорит об отсутствии постоянной составляющей напряжения. Рис. 3.8. Работа схемы при  < /3 а) б) Рис. 3.9. Диаграммы токов и напряжений в мостовом управляемом выпрямителе при углах управления  = /3 и  = /2 При углах  > /3 ( > > 60o) и чисто активной нагрузке в напряжении ud(t) и токе id(t) появляются интервалы с нулевым значением (рис. 3.9), т.е. наступает режим работы с прерывистым выпрямленным током. Среднее значение выпрямленного напряжения при углах  > /3 и чисто активной нагрузке равно: (3.21) При условии Ld = ∞ работа тиристоров в схеме характеризуется параметрами: - максимальное значение обратного напряжения на тиристоре равно амплитуде линейного напряжения вторичной обмотки: Uобр.max =√2U2л; (3.22) максимальное значение тока тиристора равно Imax = Id; (3.23) наибольшее среднее значение тока тиристора: IТd = Id/3; (3.24) действующее значение тока тиристора: IТ = Id/√2; (3.25) При  = 0 или (3.26) действующие значения токов первичных и вторичных обмоток, а также расчетные мощности обмоток трансформатора: I2 = (√2/√3)Id; (3.27) I1 = (√2/Кт√3)Id; (3.28) P1 = P2 = Рт = (/3)Pdн; (3.29) Достоинства трехфазной мостовой схемы выпрямителя: - ток вторичной обмотки трансформатора не имеет постоянной составляющей (Рис. 3.7, и); - форма тока первичной обмотки аналогична вторичной: i1(t) = КTi(t)2, где КT - коэффициент трансформации. - формы токов i1(t), i2(t) и напряжений u1(t), u2(t) первичной и вторичной обмоток одинаковы, поэтому равны и расчетные мощности этих обмоток. Формулы ( 6.5 ) и ( 6.5а ) дают возможность найти соотношение между расчетной мощности трансформатора и мощностью нагрузки: Sт = S1 = S2 = 3I2U2 = 3IdUd/3√6 = 1,05 Pd где Pd - мощность нагрузки IdUd Регулировочные и внешние характеристики трехфазной мостовой схемы представлены на рис. 3.10. а) б) Рис. 3.10. Регулировочные (а) и внешние (б) характеристики мостового управляемого выпрямителя При изменении угла управления  от 0 до /3 регулировочная характеристика описывается соотношением (3.21). Начиная с угла управления  > /3 при активной нагрузке (рис. 3.10 а, кривая 2) используется формула (3.22), согласно которой среднее значение Ud становится равным нулю при угле  =2/3. Регулировочная характеристика при Ld = ∞ описывается кривой 1, приведенной на рис. 3.10 а. 3.3.3. Расчет параметров элементов управляемого выпрямителя Пример 1. Рассчитаем параметры основных элементов управляемого трехфазного мостового выпрямителя при условиях: Ld = ∞; линейное напряжение сети U1л = 380 В; частота сетевого напряжения f = 50 Гц; среднее значение выпрямленного напряжения изменяется от потолочного значения Ud0 = 32 В до Ud = 24 В; активное сопротивление нагрузки Rн = 1 Ом. Согласно (3.16) коэффициент схемы равен Кcx = Ud0/U2 = 3√6/ = 2,34; Следовательно, фазное напряжение на вторичной обмотке равно U2 = 32/2,34 = 13,65 В; линейное напряжение на вторичной обмотке: U2л = U2√3 = 13,65√3 = 23,8 В; коэффициент трансформации трансформатора Кт = U1л /U2л; Кт = 380/23,8 = 16. С учетом (3.20) получаем, что наибольший угол управления равен: max = arccosUdmin/Ud0 = arccosUdmin/КсхU2  max = arcos(24/2,34∙13,7) = arcos0,75 = 41o. Заметим, что max менее /3 = 60 o. Наибольшее среднее значение тока нагрузки Idmax равно: Idmax = Ud0/Rн; Idmax =32/1 = 32 А; Наибольшие действующие значения токов первичной и вторичной обмоток трансформатора, соединенных по схеме «звезда- звезда»: I2 = (√2/√3)Id; I2 =(√2/√3)32 = 26,2 А; I1 = (√2/Кт√3)Id; I1 = (√2/Кт√3)32 = 1,6 А; Максимальное значение обратного напряжения на тиристоре равно амплитуде линейного напряжения вторичной обмотки: Uобр.max = √2U2л; Uобр.max = 33,6 В; максимальное значение тока тиристора равно: Imax = Idmax = 32 А; наибольшее среднее значение тока тиристора: IТd = Id/3 = 10,7 А. 3.4. Понятие о многомостовых схемах Для мощных выпрямительных устройств, например, гребных электрических установок, применяют 12-пульсные схемы (12-фазные схемы), которые состоят из двух мостовых трехфазных выпрямителей, включенных последовательно или параллельно. В первом случае напряжение на нагрузке является суммой напряжений мостовых схем, во втором суммируются токи. Среди группы 12-ти фазных многомостовых схем выделяют схемы с одним трансформатором, с двумя и более трансформаторами, имеющими разные группы соединения обмоток. Общее назначение многомостовых схем - уменьшение пульсаций выпрямленного напряжения и улучшение формы тока, потребляемого из питающей сети, приближение ее к синусоидальной форме. Следует учитывать, что появление высших гармоник во вторичной обмотке неизбежно (за счет электромагнитной индукции) приводит к ухудшению качества первичной цепи, питающей анализируемые выпрямители. Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения питание мостов производится или от вторичных обмоток одного трансформатора, но включенных по разным схемам (рис. 3.11, а), или от двух обмоток одного синхронного генератора (СГ), сдвинутых в пространстве на 30о (б). Рис. 3.11. Многомостовая параллельная схема с одним трансформатором Схема, представленная на рис. 3.11, а, состоит из двухобмоточного трансформатора, соединенного по схеме ″звезда/звезда -треугольник″ и двух трехфазных мостов. Схема (рис. 3.11, б) имеет два полуобмоточных трансформатора, один из которых соединен по схеме ″звезда/звезда″, другой – по схеме ″треугольник″, и два трехфазных моста. В обеих схемах вторичные напряжения трансформаторов сдвинуты по фазе на угол /6 = 30о. Поскольку схемы работают идентично, рассмотрим схему (рис. 3.11, б) с двумя трансформаторами. Поскольку первичные обмотки трансформаторов Тр1 и Тр2 имеют различные схемы соединений, выпрямленное напряжении одной схемы с мгновенным напряжением u2(t) будет имеет пульсации мгновенного напряжения u1(t), сдвинутые на /6 относительно первой схемы (рис. 3.12). Средние значения напряжений Ud1 и Ud2 одинаковы. По отношению к нагрузке мосты подключены параллельно друг другу. Поэтому для уравнивания мгновенных напряжений u1(t) (рис. 3.12, а) и u2(t) (б) при параллельном соединении мостов используется уравнительный реактор УР. Рис. 3.12. Многомостовая параллельная схема с двумя трансформаторами При сложении двух напряжений u1(t) и u2(t) суммарное напряжение u(t) имеет пульсации (рис. 3.12, в), частота которых в 2 раза больше, чем исходных: каждая мостовая схема имеет m = 6 пульсаций за период. Многомостовая схема имеет m = 12 пульсаций за период, поэтому ее называют 12-ти фазной схемой выпрямления. Мгновенные значения выпрямленного напряжения при параллельном соединении равны u(t) = u1(t) – up(t)/2 = u2(t) + up(t)/2, (3.30) где up(t) – мгновенные значения напряжения на уравнительном реакторе, а среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке равно: Ud = Ud2 = Ud1. (3.31) На рис. 3.12 представлены диаграммы токов i1A' и i1A'' (при Ld→) в первичных обмотках трансформаторов Тр1 (д) и Тр2 (е); при большой индуктивности ток через каждый из включенных тиристоров имеет постоянную величину, а токи первичной обмотки каждого трансформатора – импульсную форму. В фазе А сети образуется первичный ток i1A, равный сумме i1A = i1A' + i1A'', (3.32) у которого первая гармоника (рис. 3.12, ж, выделена пунктиром), близка к синусоидальной форме. Рис. 3.13. Схема с последовательным соединением мостов Если мостовая схема содержит последовательное соединение мостов (рис. 3.13), то среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке равно: Ud = Ud2 + Ud1. (3.33) Сложение двух выпрямленных напряжений, каждое из которых имеет 6-ти кратную пульсацию, но сдвинутую на /6, дает колебание с уменьшенным коэффициентом пульсации, равным q = 2/(m2 – 1), т.е. при m = 6 + 6 = 12: q = 0,015. (3.34) Схемы 18- и 24-фазные получаются путем соответствующего объединения различного количества мостов. Несинусоидальность входного тока вызывает ухудшение работы питающей сети (генераторов, трансформаторов, кабелей). Наличие высших гармоник в сети вызывает дополнительные потери, искажает форму кривой питающего напряжения за счет падения напряжения на сопротивлениях этих элементов. Особенно велики искажения питающего напряжения при питании нагрузки выпрямителя от сети соизмеримой мощности, что характерно для судовых условий. Для исключения влияния высших гармоник на питающую сеть применяют так называемые сетевые (входные) фильтры, которые настраиваются в резонанс на самую низкую из высших гармоник, т.к. высшие гармоники всегда имеют самую меньшую амплитуду. В m-фазных схемах выпрямления в режиме непрерывного тока угол проводимости  не зависит от характера нагрузки и определяется выражением:  = 2/m , (3.35) где m- кратность пульсаций в кривой выпрямленного напряжения. Это объясняется тем, что каждый вступающий в работу вентиль закрывает предыдущий работающий. Подобное явление назвается коммутацией. Для m-фазной схемы период повторяемости пульсаций выпрямленного напряжения равен = 2/m, т.е. углу проводимости (рис. 3.14). Рис. 3.14. Диагамма напряжения на выходе многофазной схемы Среднее значение напряжения рассчитывается по соотношению: (3.36) Для двухполупериодной схемы со средней точкой и мостовой схемы (m = 2) максимальное значение выпрямленного напряжения (напряжение холостого хода, потолочное значение) равно: ; (3.37) для трехфазной нулевой (m = 3) ; (3.38) для трехфазной мостовой (m = 6) ; (3.39) Глава 4. Гармонический состав напряжения и токов в схемах выпрямления 4.1. Понятие о гармониках тока и напряжения, спектре частот На выходе выпрямителя выпрямленное напряжение ud(t) на нагрузке представляется в виде суммы двух составляющих (рис. 4.1): ud(t) = Ud + u~(t, , ), (4.1) где Ud - постоянная составляющая, характеризуемая средним значением напряжения; u~(t, , )– переменная составляющая, представляющая собой переменное напряжение несинусоидальной формы. Рис. 4.1. Форма напряжения при различных схемах выпрямления Мгновенное значение напряжения ud(t) на нагрузке является не постоянным, а пульсирующим. В общем виде переменная составляющая u~(t, n, n), как следует из формулировок закона (функции) Фурье описывается рядом Фурье в виде: u~(t, n, n) =, (4.2) где n – номер высшей гармоники; m – число пульсаций в выпрямленном напряжении за один период переменного напряжения питающей сети;  - угловая частота напряжения питающей сети; n – начальная фаза n-й гармоники. Таким образом, при анализе формы токов и напряжений в первичной и вторичной цепи выпрямителей необходимо периодические несинусоидальные функции разложить в гармонический ряд, представляющий собой сумму постоянной составляющей и переменных составляющих синусоидальных функций различной амплитуды и частоты. Функцию напряжения ud(t) на нагрузке, получаемого в однофазной схеме при однополупериодном выпрямлении (рис. 4.1, а), можно представить в виде ud(t)= Ud[1 + (cosсt +(2/3)cos2сt (2/15cos4сt +(2/35)cos6сt+…], (4.3) где Ud = U2m/√U2/- среднее напряжение на нагрузке; U2 – фазное напряжение на вторичной обмотке; U2m– амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке. Функцию напряжения ud(t), получаемого в однофазной схеме при двухполупериодном выпрямлении (рис. 4.1, б), можно представить в виде ud (t) = Ud [(1+(2/3)cos2ct (2/15)cos4ct +(2/35)cos6ct+…], (4.4) где Ud = 2U2m/2√U2/- среднее напряжение на нагрузке; U2 – фазное напряжение на вторичной обмотке; U2m– амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке. Рис. 4.2. Трехфазная схема с выводом средней точки Функцию напряжения ud(t) на нагрузке, получаемого в трехфазной схеме с выводом средней точки (рис. 4.2, а), можно представить в виде ud(t)= Ud[1 + (116cos3сt +(1/70cos6сt +(1/160)cos9сt +…], (4.5) где Ud = 3√3U2m/23U2Л/2- среднее напряжение на нагрузке; U2 – фазное напряжение на вторичных обмотках; U2m– амплитудное значение напряжения на вторичных обмотках; U2Л - линейное напряжение между вторичными обмотками. Рис. 4.3. Трехфазная мостовая схема Функцию напряжения ud(t) на нагрузке, получаемого в трехфазной мостовой схеме (рис. 4.3, а), можно представить в виде ud(t)= Ud[1 + (2/35cos6сt (2/141cos12сt +(1/323)cos18сt+…], (4.6) где Ud = 3√3U2m/3√6U2/= 3U2Л/- среднее напряжение на нагрузке; U2 – фазное напряжение на вторичных обмотках; U2m– амплитудное значение напряжения на вторичных обмотках; U2Л - линейное напряжение между вторичными обмотками. С учетом коэффициентов и частот, соотношений (4.3)- (4.7) на рис. 4.5 представлены спектры частот некоторых рассмотренных функций напряжения. По оси абсцисс отложены значения частот совокупности гармоник, определяющих форму напряжения, по оси ординат – значения амплитуды гармоник. Например, в спектрах напряжений (рис. 4.2, а, б) присутствуют постоянные составляющие Ud. Обратим внимание, что в случае двухполупериодного выпрямления величина среднего напряжения выше, чем в однополупериодной схеме выпрямления. При этом угловая частота первой (основной) гармоники ог =2fо.г. однополупериодного выпрямителя равна угловой частоте выпрямленного напряжения (частоте сети c =2fc), а для двухполупериодного выпрямителя – удвоенной угловой частоте выпрямляемого напряжения, т.е. о.г. = 2c. В общем случае угловая частота n и частота fn напряжения n-й гармоники равны n= nmс; (4.7) f1 = mfс, (4.8) где n – номер гармоники; m – кратность пульсаций; (пульсность); f1 – частота напряжения первой (основной) гармоники. а) б) Рис. 4.5. Спектры частот напряжения при однополупериодном (а) и двухполупериодном (б) выпрямлении Например, при частоте сети fc = 50 Гц частота f1 первой (основной) гармоники (n = 1) равна: а) f1 = 100 Гц для однофазной мостовой схемы (m = 2); б) f1 = 150 Гц для трехфазной схемы с нулевым выводом (m = 3); в) f1 = 300 Гц для трехфазной мостовой схемы (m = 6). Амплитуда более высоких гармоник уменьшается по мере возрастания номера n. Наибольшую амплитуду имеет составляющая самой низкой частоты (основной гармоники) выпрямленного напряжения. Амплитуда n-й гармоники напряжения для схем, работающих с углом управления  = 0, определяется по соотношению: Unm = 2Ud0/(n2m2 – 1), (4.9) где Ud0 – среднее значение (потолочное значение) выпрямленного напряжения при  = 0 (неуправляемый выпрямитель). С учетом соотношений (4.3), (4.4) следует, что наиболее важной для анализа является первая (n = 1) гармоника напряжения с максимально большой амплитудой при  = 0: U1m = 2Ud0/(m2 – 1). (4.10) Если в управляемом выпрямителе увеличивается угол управления , то возрастает напряжение n-й гармоники: , (4.11) в частном случае при  = 0 имеем выражение, аналогичное (4.10): Unm = 2Ud0/(n2m2 – 1). Поскольку все гармоники создают напряжение на нагрузке, действующее напряжение U переменной составляющей u~(t, , ) равно: . (4.12) Аналогично, все гармоники тока определяют суммарный ток нагрузки: . (4.13) Для характеристики формы выходного напряжения или оценки степени сглаженности напряжения на нагрузке выпрямителя используют понятие коэффициента пульсаций напряжения q. По разным определениям коэффициентом пульсаций q (коэффициентом гармоник) называется: – отношение амплитуды напряжения основной гармоники к среднему значению выпрямленного напряжения на нагрузке: ; (4.14) – отношение ; (4.15) – отношение , (4.16) где Udmax, Udmin – максимальные и минимальные мгновенные значения выпрямленного напряжения, U1 – амплитуда первой (основной) гармоники; Un – амплитуда высших гармоник. Различие в величине указанных коэффициентов тем меньше, чем более сглаженным является выпрямленное напряжение нагрузки, например, для трехфазной мостовой (см. ниже): q' = 0,057; q''= 0,07; q''' = 0,042. Используя соотношение (4.16) для однофазных выпрямителей получаем: при m = 2, с учетом (4.6) коэффициент пульсаций выходного напряжения в однополупериодной схеме выпрямления составляет q' = 1,57, т.е. амплитуда напряжения основной гармоники в 1,57 раза больше выпрямленного напряжения. Частота основной гармоники равна частоте сети. В однофазной двухполупериодной схеме коэффициент пульсаций выходного напряжения составляет q' = 2/3= 0,67, частота основной гармоники в два раза больше частоты сети. 4.2. Потребление высоких гармоник тока из питающей сети Наличие высоких гармоник тока во вторичной цепи трансформатора и, соответственно, в первичной цепи, приводит к выводу, что в большинстве случаев выпрямители потребляют из питающей сети несинусоидальный ток. В частности, однофазный двухполупериодный выпрямитель (рис. 4.3, а) при активной нагрузке и  = 0 потребляет синусоидальный ток (б), а при активно-индуктивной нагрузке (при L→) ток в первичной обмотке iI(t) имеет прямоугольную форму (в) и может быть представлен в виде суммы гармонических составляющих (постоянная составляющая тока отсутствует: iI(t) = (4Id/Кт)[sint+ (1/3)sin3t + (1/5)sin5t …+ (1/n)sinnt], (4.15) где Кт – коэффициент трансформации трансформатора; первое слагаемое относится к первой гармонике, последующие – к высшим. C учетом коэффициентов уравнения (4.13) следует, что амплитуда первой гармоники максимальна и равна I1max = 4Id/Кт ; амплитуды последующих гармоник убывают: Inm = I1max/n. Анализ выражения (4.13) показывает, что в ток iI(t) первичной обмотки двухполупериодной схемы (m = 2) имеет только нечетные гармоники. Это следует из общего закона о наличии (порядке) высших гармонических составляющих тока в первичной обмотке, согласно которому n = km ± 1, (4.18) где k = 1,2, 4. Согласно выражению (4.16), потребляемый (выпрямителем) ток из сети содержит помимо основной (первой) гармоники высшие гармоники, наименьший номер которых тем выше, чем больше кратность пульсаций напряжения m. При возрастании числа фаз выпрямителя увеличивается кратность пульсаций m и, следовательно, амплитуда высших гармоник меньше. В конечном счете, по мере уменьшения влияния высших гармоник потребляемый из сети ток по форме приближается к синусоидальному току. Рис. 4.3. Схема двухполупериодного выпрямителя (а) и форма тока в первичной цепи с активной (б) и активно-индуктивной (в) нагрузкой ( = 0) 4.3. Расчет гармонического состава Пример 1. Рассмотрим особенности расчета гармонического состава сигналов различной формы. Допустим, что при периодическом переключении ключей К1 и К2 (рис. 4.4, а) происходит формирование импульсного сигнала с формой, представленной на рис. 4.4, д. Параметры схемы: Е = 100 В (идеальный источник); частота переключения ключей 1кГц; R = 8 Ом; L = 1,2 мГн. С учетом принципа действия схемы напряжение на RL-нагрузке скачкообразно возрастает (рис.4.3, г), когда ключ К1 – замкнут (б), К2- разомкнут, и уменьшается до нуля, когда ключ К2 (в) – замкнут, К1- разомкнут. Формально, напряжение на нагрузке описывается несинусоидальной периодической функций и в соответствии с разложением ряда Фурье имеем: ud(t) = E/2 + (2E/)[sint + (1/3)sin3t + (1/5)sin5t +…], где 2f. Рассчитаем параметры первой гармоники выходного напряжения и тока. Помимо постоянной составляющей напряжения, равной Ud = E/2, выходное напряжение содержит многочисленные гармонические составляющие un(t), каждая из которых создает ток in(t) в соответствии с параметрами комлексной RL-нагрузки. ∑ Рис. 4.4 Анализ гармонических сигналов Суммарный мгновенное напряжение и ток нагрузки равен: ud = U0 + ∑un(t) , id = I0 + ∑in(t) , где: I0 = E/2R; İ = 2E/Z; ; ; ; ;… ; ; С учетом параметров схемы имеем: Ud = 50 В; I0 = 100/2∙8 = 6,25 А; u1(t) = (2∙100/π)sin(2π∙1000t)=70sin6280t, В; Ú = 70ej0 В. Модуль и аргумент комплексного сопротивления активно-индуктивной нагрузки на частоте 1 кГц равны: ; |Z| = [82 + 2π∙103∙1,2/103)2]0,5 = 11 Ом; 1 = arctg(6280∙1,2/1000∙8) = 43 o. Первая гармоника тока нагрузки равна: İ1 = Ú1/Zн = 70ej0/11ej43 = 6,36e –j43 A; i1(t) = 6,36sin(6280t – 43o) A. Пример 2. Рассчитаем значения амплитуды первой гармоники пульсации выпрямленного напряжения в однофазной двухполупериодной схеме (рис. 4.1, б), работающей на активно-индуктивную нагрузку при средних значениях выпрямленного напряжения Ud0 = 110 В ( = 0); Ud1 = 60 В (1); Ud2 = 30 В (). Согласно выражению (2.58) при активно-индуктивной нагрузке потоллочное значение напряжения Ud0 и среднее напряжение при произвольном угле  связаны соотношением: Ud= Ud0cos Следовательно, определим углы 1 и 2: i = arccosUdi/Ud0; 1 = 57o; 2 = 74o. С учетом того, что m = 2, используя соотношения (4.13-4.15) определим амплитудные значения напряжения первых гармоник (n = 1) при соответствующих углах управления: При  = 0: n = 1; U1m0= 2Ud0/(12m2 – 1); U1m0 = 73 В; При  = 57о: n = 1; ; U1m1 = 129 В; При  = 74о: ; U1m2 = 142 В. Видно, что по мере увеличения угла управления амплитуда первых гармоник пульсации выпрямленного напряжения возрастает. Пример 3. Рассчитаем действующее значение суммы высших гармоник (до седьмой включительно) тока в первичной обмотке трансформатора (рис. 4.3, а) при однофазном двухполупериодном выпрямлении, например, если среднее значение тока Id = 100 A, коэффициент трансформации трансформатора Kт = 1. Согласно (4.21) амплитудные значения токов гармоник имеем: I1m = 4Id/Kтπ = 127 А; I3m = 4Id/3Kтπ = 42,5 А; I5m = 4Id/5Kтπ = 22,5 А; I7m = 4 Id/7Kтπ = 18,2 А. Действующее значение тока суммы высших гармоник равно: ; I∑ = 37,3 А. Содержание высших гармоник в спектрах тока (напряжения) вызывает дополнительные потери и искажают форму кривой питающего напряжения. Обычно расчет ведется для гармоник не выше n = 13, так как амплитуды токов и напряжений более высоких порядков относительно невелики. Несинусоидальность входного тока вызывает ухудшение работы питающей сети (генераторов, трансформаторов, кабелей). Наличие высших гармоник в сети вызывает дополнительные потери, искажает форму кривой питающего напряжения за счет падения напряжения на сопротивлениях этих элементов. Особенно велики искажения питающего напряжения при питании нагрузки выпрямителя от сети соизмеримой мощности, что характерно для судовых условий. Для исключения влияния высших гармоник на питающую сеть применяют так называемые сетевые (входные) фильтры, которые настраиваются в резонанс на самую низкую из высших гармоник, т.к. высшие гармоники всегда имеют самую меньшую амплитуду. Пример 4. Рассчитаем коэффициент гармоник q по напряжению в сети, питающей выпрямитель, учитывая высшие гармонические составляющие с порядковыми номерами n = 3, 5, 7 при условиях: - входное сопротивление сети на частоте 50 Гц равно: Zc1 = 0,01 + j0,02 Ом; - действующее значение первой гармоники тока, потребляемого выпрямителем из сети, равно: Iс1 = 1000 А; - действующее значение первой гармоники сетевого напряжения равно: Uс1 = 380 А. Определим модули входных сопротивлений для высших гармоник тока с учетом того, что Zci = (Ri + jXi) Ом; Zci = |Ri + jXi| = (Ri2 + Xi2)0,5 Ом; Zc3 = |0,01 + j0,02∙3| = 0,061 Ом; Zc3 = |0,01 + j0,02∙5| = 0,1 Ом; Zc3 = |0,01 + j0,02∙7| = 0,14 Ом; Действующие значения высших гармоник тока из (4.14) равны: Iс3 = Ic1/3; Iс3 = 333 А; Iс5 = Ic1/5; Iс3 = 200 А; Iс7 = Ic1/7; Iс3 = 143 А. Действующие значения напряжений высших гармоник, возникающих в сети при работе выпрямителя равны: Uc3 = Iс3Zc3; Uc3 = 333∙0,061 = 20,3 В; Uc5 = Iс5Zc5; Uc5 = 200∙0,1 = 20 В; Uc7 = Iс7Zc7; Uc7 = 143∙0,14 = 20 В. С учетом соотношения (4.13) суммарный коэффициент гармоник по напряжению равен: ; qU = (20,32 + 202 + 202)0,5/380 = 0,09 = 9 %. В судовых электрических сетях допускается значение суммарного коэффициента гармоник не более 10 %. глава 5. внешние характеристики и энергетические показатели выпрямителей 5.1. Понятие о коммутации токов в схемах выпрямления При анализе работы выпрямителей (неуправляемых с диодами и управляемых с тиристорами) по умолчанию полагалось, что процесс включения и выключения приборов осуществляется мгновенно. Например, при подаче на анод диода положительного потенциала, ″сразу″ идет ток, или, например, при подаче обратного напряжения на открытый диод, последний ″сразу″ выключается. Однако это не так. Ранее рассматривались вопросы протекания токов через p-n-переходы, например, диод. Известно, что реальный ток (мА) протекает через диод при напряжениях более 0,2- 0,3 В, а выключение происходит не мгновенно, а через некоторое время, во время которого исчезают (рекомбинируют) носители. Поэтому тиристор (диод) не включается и не включается мгновенно (рис. 5.1). Аналогично, включение и выключение тиристора обусловлено накоплением и рекомбинацией заряда в закрытом (среднем) переходе, так что следует учитывать временные интервалы данных коммутационных процессов. Коммутация – процессы включения и выключения – зависит и от наличия в цепях реактивных элементов (конденсаторов) и, в особенности, индуктивных сопротивление обмоток трансформатора (см. ниже). Рис. 5.1. Переходные процессы в однооперационном тиристоре Ранее при анализе схем управляемых выпрямителей полагали, что переход тока с одного тиристора на другой (собственно, процесс коммутации), рассматривается как мгновенный. В реальных схемах из-за наличия в цепи переменного тока индуктивных сопротивлений обмоток трансформаторов, обусловленных, в основном, потоками рассеяния в магнитной системе трансформатора, процесс коммутации имеет определенную длительность t. (cек) или угловой интервал  (в радианах или в градусах), определяемый как  = t . (5.1) Подобные свойства тиристоров, как относительно ″инерционных″ электронных ключей, приводят к тому, что в кратковременные промежутки времени несколько тиристоров включены одновременно, например, один – находится в ″стадии закрывания″: его ток уменьшается до нуля, второй – в ″провесе открывания″: ток возрастает от нуля до номинального значения. 5.2. Учет коммутации вентилей в схеме однофазного двухполупроводникового выпрямителя Ранее мы исходили из равенства нулю индуктивностей рассеяния обмоток трансформаторов и индуктивностей питающей сети, т.е. не учитывали влияние на показатели схемы коммутационных процессов. Индуктивные сопротивления, влияющие на коммутацию, учитываются в виде индуктивных элементов обмоток Ls и их реактивными сопротивлениями хs = L. Рассмотрим процесс коммутации в схеме однофазного двухполупериодного выпрямителя (рис. 5.2, а). Во вторичных полуобмотках возникают напряжения u21(t) и u22(t). Полагаем, что выпрямленный ток идеально сглажен за счет выполнения условия L → , угол управления . В точках естественного отпирания вентилей достигается равенство нулю фазных напряжений вторичных полуобмоток трансформатора, однако коммутация начинается не в точках естественного отпирания очередных вентилей (рис. 5.2, б). Например, рис. 5.2, б, открытие тиристора 1 и закрытие тиристора 2 должно произойти в угловой момент , когда поступает управляющий импульс. Влияние коммутационных процессов проявляется в том, что при подаче очередного отпирающего импульса на тиристор 1 индуктивные сопротивления ха1 и ха2 затягивают процесс уменьшения тока до нуля закрывающегося тиристора 2 (рис. 5.2, д) и увеличения тока до значения Id открывающегося тиристора 1. В интервале j оба тиристора открыты и замыкают накоротко вторичную обмотку трансформатора; в этот момент на нагрузке напряжение нулевое. Рис. 5.2. Работа двухполупериодного выпрямителя с учетом процесса коммутации при a=0 и a ≠ 0 Т.о. в интервалах коммутации в проводящем состоянии находятся оба тиристора, создающие короткозамкнутый контур для последовательного соединения вторичных обмоток трансформатора с суммарным напряжением u2(t) = u21(t) + u22(t) (5.2) и сопротивлением (ха1 + ха2). В интервале коммутации ( ÷  + ) напряжение на нагрузке равно ud(t)= [u21(t) + u22(t)]/2, (5.3) но поскольку u21(t) = – u22(t), (5.4) то на интервале коммутации ud(t) = 0. (5.5) При расчете среднего значения Ud(, ) “заштрихованные” участки (участки коммутации) из расчета ”выпадают”, и поэтому с учетом коммутации (  0) среднее среднего значения Ud(, ) меньше потолочного значения при  = 0: Ud(, ) < Ud (, 0). При   0 и  ≠ 0 можно записать: Ud(, ) = Ud0соs – Us(5.6) где Ud0 – потолочное значение при  = 0: Ud0 = (2√2/)U2 = 0,9U2 . (5.7) Величина Us, определяемая как среднее значение коммутационного снижения напряжения (за период коммутации), называется индуктивным снижение падения напряжения, поскольку на процесс коммутации главное влияние оказывает индуктивное сопротивление (хs = Ls) обмотки трансформатора и питающей сети. Проведем упрощенный расчет среднего значения коммутационного падения напряжения за один период колебаний, в течение которого проходит m-коммутаций (рис. 5.2, б’- г’). Считаем, что в момент коммутации токи iком(t) коммутации (ia1и ia2) изменяются линейно со временем t по закону: iком(t) = ct, (5.8) где с – постоянная, t = – угловой параметр. За счет индуктивных свойств в переменном поле возникает коммутационная э.д.с. индукции Еком(t), которая постоянна и равна: Еком(t) = Lsdiком(t)/dt, (5.9) где Ls – индуктивность, определяющая индуктивное сопротивление (хs = Ls) обмоток трансформатора. С учетом (5.8) и (5.9) имеем: Еком(t) = Lsdiком(t)/dt = cхs, (5.10) Параметр с может быть оценен с учетом того, что в процессе коммутации ток фазы изменяется от 0 до “максимального” значения, равного среднему значению выпрямленного тока Id: c = Id/ . (5.11) В итоге, в одном интервале коммутации с угловой длительностью  (рад) возникает мгновенное э.д.с. самоиндукции Еком(t), которое уменьшает среднее значение напряжения: Еком(t) = хsId /. (5.12) Поскольку за один период колебаний сети имеется m коммутаций, то среднее значение коммутационного падения напряжения может быть «грубо» оценено: Us = Еком(t)(m/2), (5.13) где m - суммарный угловой интервал за один период; 2- угловой интрвал одного периода. В управляемых выпрямителях задержка в открытии вентиля на угол  (рис. 5.2, б –г) сказывается на длительность коммутации  (см. ниже). Для оценки среднего значения коммутационного падения напряжения необходимо учитывать значения фазный напряжений, при которых начинается коммутация. Cреднее значение коммутационного снижения напряжения Us (за период коммутации) находится усреднением коммутационных площадок за интервал [,  +  (интервал повторения, рис. 5.2, б -г): . (5.14) Расчет показывает (Забродин, стр. 329), что cos – cos( +  = xsId/(√2U2). Следовательно, индуктивное снижение падения напряжения равно: Us = xsId/, (5.15) и, с учетом (5.6) среднее значения выпрямленного напряжения Ud(, ) равно: Ud(, ) = Ud0соs – xsId/(5.16) Уравнение (5.16) определяет внешнюю характеристику управляемого выпрямителя, которая имеет вид наклонной линии (см. ниже). Влияние коммутационных процессов на форму анодных токов (рис. 5.2, е) отражается на форме кривых первичного и вторичного токов трансформатора. Основная гармоника этих токов отстает на угол • =  + /2 (5.17) относительно фазового напряжения. Кривая напряжения на тиристоре (рис. 5.2, ж) отличается от аналогичной кривой без учета коммутации: при запирании к тиристору прикладывается скачок ″прямого″ напряжения, равный 2√2U2sin( + ). (5.18) Длительность интервала коммутации,  = t может быть определена из приведенного соотношения: Id = (√2U2/xs)[cos – cos(+ )]. (5.19) Обозначим угол коммутации 0 при угле регулирования  = 0; тогда Id = (√2U2/xs)[cos0 – cos(0+ 0)]; (5.20) 1 – cos0 = Idxs/√2U2; (5.21) cos(+ ) = (cos + cos0 – 1), (5.22) Значение 0 задается справочниками. Следовательно,  = arcos(cos + cos0 – 1) – (5.23) или  = arcos(cos - Idxs/√2U2) – (5.24) Рис. 5.3. Зависимость угла коммутации от угла управления  при разных значениях 0 Из выражения (5.24) следует: при фиксированном токе Id увеличение угла управления  приводит к уменьшению угла коммутации . Это связано с тем, что с увеличением угла управления  возрастает мгновенное фазное uф(t) напряжение (в момент  =  +,под действием которого развивается ток коммутации iк(t), более ″быстро″ возрастающий до значения Id. 5.3. Учет коммутации вентилей в схеме управляемого трехфазного выпрямителя 5.3.1. Коммутации вентилей при  = 0 Рассмотрим схему трехфазного мостового управляемого выпрямителя при угле управления  = 0 (рис. 5.4, а) с учетом коммутационных процессов, учитываемых ″анодными″ реактивными сопротивлениями х2a, х2b, х2c, равными хs. Каждый переход с одного вентиля на другой в пределах анодной и катодной групп происходит в течение интервала коммутации . Коммутация начинается в точках естественного отпирания очередных вентилей (рис. 5.5, б), которым соответствуют моменты времени , , ,  и т.д. В точках естественного отпирания вентилей достигается равенство фазных напряжений вторичных обмоток трансформатора. На этапе коммутации открыты три вентиля (рис. 5.4, г) два из которых в анодной или катодной группы участвуют в коммутации. Например, в момент времени  начинается процесс коммутации: при включенном тиристоре VS2 начинает выключаться тиристор VS1 и включаться тиристор VS3. При этом ток закрывающегося вентиля - уменьшается, а ток открывающегося - возрастает. На рис. 5.4, ж показаны контуры протекания тока нагрузки Id (0-b-VS3-R-L-VS2-c-0) и тока коммутации ik вентилей VS1 и VS2 (0-b-VS3- -VS1-a-0). Стрелками указаны положительные направления токов и положительные направления обходы контуров. Полагаем, что сопротивление открывающихся и открытых вентилей близко к нулю, а падение напряжения на них - нулевое. Рис. 5.4. Схема трехфазного мостового управляемого выпрямителя с учетом коммутации (режим  = 0) На этапе коммутации вентилей 1 и 3 потенциал d(–) шины нагрузки практически определяется напряжением фазы с за счет ″нулевого″ сопротивления открытого (на участке коммутации) вентиля VS2, т.е. d(–) ≈ uc(t). (5.25) Пренебрегая падением напряжения на открывающемся вентиле 3, потенциал d(+) шины нагрузки определяется, например, потенциалом анода d(+) вентиля 3 (рис. 5.4, ж), т.е. d(+) =d(+) – UVS2 ≈ d(+). (5.26) Для оценки потенциала d(+) следует рассмотреть контур тока коммутации ik вентилей VS1 и VS2 (0-b-VS3- -VS1-a-0) с учетом того факта, что в момент коммутации потенциал фазы u2b – положительный, но больший, чем положительный потенциал фазы u2b. Полагаем, что в контуре (0-b-VS3- -VS1-a-0) действует суммарная ЭДС, равная (ub - ua), и протекает коммутационный ток iк: iк = (ub - ua)/(х2а + х2b) = (ub – ua)/2х2а (5.27) или при х2а = х2b = xs: iк = (ub - ua)/2хs. (5.28) Следовательно, с учетом положительных токов и направлений в контуре (0-b-VS3- -VS1-a-0) имеем: d(+)(t) = d(+)(t) = ub – (ub – ua)/2 = [ub(t) + uа(t)]/2. (5.29) Другими словами, в процессе коммутации двух вентилей потенуциал соотвествующей шины нагрузки изменяется как полусумма напряжений двух фаз, участвующих в коммутации (линии полусумм представлены на рис. 5.4, б пунктирными линиями). Следовательно, рис. 5.4, в процессе коммутации напряжение изменяется не пропорцианально линейному, а пропорционально указанной полусумме, т.е. на этапе коммутации выпрямленное напряжение уменьшается, по сравнению со случаем отсутствия коммутации. Итак, среднее напряжение Ud(0,) (при  = 0) на нагрузке равно: Ud (0, ) = Ud0 – Us(5.30) где Ud0 – потолочное значение, Us - среднее значение коммутационного снижения напряжения (за период коммутации) или индукционное снижение напряжения. Мгновенное значение коммутационного снижения напряжения us(t) рассчитывается (рис. 5.4, б): us(t) = ub – (uа + ub)/2 = [ub(t) – ua(t)]/2 = u2л(t)/2 = √3 u2(t)/2, (5.31) где u2л(t) – линейное напряжение, u2(t) – фазное напряжение. Имеем: us(t) = √3 u2(t)/2 = (√3/2)u2maxsin =(√3√2/2)u2sin =(√6/2)u2sin. (5.32) Cреднее значение коммутационного снижения напряжения Us (за период коммутации) находится усреднением коммутационных площадок за интервал /3 (интервал повторения, рис. 5.4, в): . (5.33) Расчет показывает (Забродин, стр. 339), что 1 – cos = 2xsId/√6U2. (5.34) Следовательно, индуктивное снижение падения напряжения равно: Us =3xsId/, (5.35) и, с учетом (5.29) среднее значения выпрямленного напряжения Ud(, ) равно: Ud(, ) = Ud0 – 3xsId/ (5.36) Уравнение (5.36) определяет внешнюю характеристику трехфазного управляемого выпрямителя при  = 0 (идентично и для неуправляемых выпрямителей), которая, как и для однофазных выпрямителей (при  = 0) имеет вид наклонной линии. Влияние коммутационных процессов на форму анодных токов (рис. 5.4, г) отражается на форме кривых первичного и вторичного токов трансформатора (рис. 5.4, д). Основная гармоника этих токов отстает на угол  = /2 (5.37) относительно фазового напряжения. Коммутационные процессы сказываются на кривой обратного напряжения на вентиле: увеличивается интервал проводимости вентиля на угол g и появляется скачок обратного напряжения, равного √6U2sin. 5.3.2. Коммутации вентилей при   0 Схема трехфазного мостового управляемого выпрямителя приведена рис. 5.4, а. Каждый переход с одного тиристора (управляемого вентиля) на другой в пределах анодной и катодной групп происходит в течение интервала коммутации . В точках естественного отпирания вентилей достигается равенство фазных напряжений вторичных обмоток трансформатора, однако коммутация начинается не в точках естественного отпирания очередных вентилей (рис. 5.5, б), которым соответствуют моменты времени , , ,  и т.д., а в моменты подачи отпирающих импульсов. Анализ работы схемы аналогичен предыдущему случаю. Потенциалы выводов нагрузки на этапах коммутации за счет падения напряжения на реактивных сопротивлениях уменьшаются, так что Ud() = Ud – Us(5.38) где Ud= Ud0сos. (5.39) Cреднее значение коммутационного снижения напряжения Us (за период коммутации) находится усреднением коммутационных площадок за интервал [,  +  (интервал повторения, рис. 5.4, в): . (5.40) Расчет показывает (Забродин, стр. 344), то cos – cos( +  = 2xsId/√6U2. (5.41) Следовательно, индуктивное снижение падения напряжения в трехфазной мостовой схеме равно: Us = 3xsId/, (5.42) и, с учетом (5.37) среднее значения выпрямленного напряжения Ud(, ) равно: Ud(, ) = Ud0cos – Us = Ud0cos3xsId/(5.43) Уравнение (5.43) определяет внешнюю характеристику трехфазного управляемого выпрямителя при различных углах управления. Из соотношения (5.41) следует, что в трехфазной мостовой схеме выпрямления угол коммутации рассчитывается по соотношению  = arcos(cos – 2Idxs/√3U2) –  (5.44) Рис. 5.5. Влияние коммутации при различных значениях угла управления 5.4. Расчет параметров коммутации Пример 1. Рассчитаем значения углов коммутации  для различных углов управления  в однофазной двухполупериодной схеме выпрямления (рис. 5.2, а), работающей в режиме: Ld = ∞; действующее напряжение вторичной полуобмотки U2 = 30 В, среднее значение выпрямленного тока Id = 100 A, индуктивное сопротивление xs = 0,005 Ом. Используя выражение (5.5-5.8) получаем: cos0 = 1 – Idxs/√2U2; 0 = arcos(1- Idxs/√2U2); 0 = arcos(1- 100∙0,005/1,41∙30) = 8,8o; i= arcos(cosi + cos0 – 1) – i  = 30= arcos(cos30 + cos8,8 – 1) – 30 = 1,3о  = 60= 0,8о Подтверждается, что увеличение угла управления  приводит к уменьшению угла коммутации  (рис. 5.3). Пример 2. Рассчитаем линейное напряжение U2л, среднее значение выпрямленного тока Id, длительность (в угловых единицах) проводящего состояния вентиля в трехфазной мостовой схеме (рис. 5.5), работающей в режиме: Ld = ∞; среднее значение выпрямленного напряжения Ud = 300 В, угол управления  = 30o, мощность нагрузки Рd =10 кВт, индуктивное сопротивление xs = 0,1 Ом. Используя соотношение (3.23) получаем: Ud0 = Ud (= 0) = (3√6/)U2; Ud = (3√6/)U2·cos =(3√2/)U2л·cos; Следовательно, линейное напряжение U2л равно: U2л = Ud/(3√2cos)U2л =300/3√2cos30о = 257 В. Среднее значение выпрямленного тока равно: Id = Pd/Ud; Id =10000/300 = 33 A. C учетом (5.32) можно записать  = arcos(cos - 2Idxs/√3U2) –   = arcos(cos30о - 2∙33∙0,1/257√3) – 30о о С учетом того, что каждый вентиль работает в течение одной трети периода (120о) длительность (в угловых единицах) проводящего состояния вентиля в трехфазной мостовой схеме равна:  = 120 + 1,6 = 121,6 o. 5.5. Влияние параметров коммутации на внешние характеристики выпрямителей Внешней характеристикой выпрямителя называется зависимость величины выпрямленного напряжения Ud(Id) от среднего тока нагрузки Id при фиксированном значении угла управления. Внешняя характеристика выпрямителя (при Ld→) может быть представлена в виде: Ud(Id) = Ud0cos –U = Ud0cos –UR – UVS – Us, (5.45) где Ud0 – среднее напряжение при  = 0 (так называемое потолочное значение), U – уменьшение напряжения на элементах реальной схемы. В первом приближении уменьшением выходного напряжения Ud(Id) на величину UVS из-за падения напряжения тиристорах можно пренебречь. С учетом свойств реального источника напряжение Ud(Id) на выходных клееммах выпрямителя определяется сопротивлением источника и параметрами схемы выпрямления. Как правило, уменьшение сопротивления нагрузки, сопровождаемое увеличением тока нагрузки, приводит к уменьшению напряжения Ud(Id) на величину UR на выходных клеммах выпрямителя (рис. 2.3, а) из-за падения части напряжения на внутренних элементах выпрямителя. Учтем влияние процесса коммутации токов на величину Us, уменьшающую среднее значение выпрямленного напряжения Ud(Id) по сравнению с идеальным выпрямителем. 5.5.1. Однофазный двухполупериодный выпрямитель В связи с тем, что в интервалах коммутации вторичная обмотка трансформатора замыкается накоротко, мгновенные значения выпрямленного напряжения в течение этих интервалов равны нулю (см. п. 5.2). В результате (рис. 5.2) величина среднего выпрямленного напряжения становится меньше, чем в случае идеалированного выпрямителя с мгновенной коммутацией. Подобное снижение величины среднего напряжения Ud определяется индуктивным снижением падения напряжения Ux, определяемым соотношением Us = Idxs/546 Следовательно, с учетом явления коммутации среднее значение выпрямленного напряжения для однофазной двухполупериодной неуправляемой схемы выпрямления рассчитывается: Ud(Id) = Ud0 – UR – UVS – Idxs/547) Рис. 5.6. Схемы однофазных (а, б), трехфазных симметричного (в) и несимметричного (г) выпрямителей Внешняя характеристика мостового однофазного (при Ld→) неуправляемого выпрямителя может быть представлена в виде: Ud(Id) = Ud0 – UR – 2UVS – 2Idxs/, (5.48) т.к. при записи уравнения для мостовой схемы значения UVS и Us удваиваются (2UVS и 2Us), т.к. ток коммутации проходит по двум тиристорам и коммутационный ток распределяется по двум контурам одновременно. Обобщая данное выражение для произвольных управляемых схем выпрямления, можно записать: Ud(Id) = Ud0соs - UR – UVS – Us, (5.49) где слагаемое Ud0соs связано с влиянием угла управления на изменение напряжения по отношению с потолочным значением Ud0. Пренебрагая вторым и третьим слагаемыми, получаем: Ud(Id) = Ud0соs – Us, (5.50) Выражение (5.43) может рассматриваться как внешняя характеристика управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации. Коммутационное падение напряжения для всех схем рассчитывается по соотношению: Ux = LsId m/2 = mxsId/2551 где m - число коммутаций за период, число полупериодов (тактов) выпрямления за период питающего напряжения. Например, для трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (m = 6) внешняя характеристика представляется в виде (5.43): Ud(Id) = Ud0 – 3xsId/552 В зависимости от мощности выпрямителя следует учитывать влияние различных факторов, в частности, в маломощных выпрямителях большую роль играет падение напряжения на активных элементах, в мощных –доминирует индуктивное сопротивление рассеяния трансформатора. При значениях токов нагрузки, не превышающих номинальное, ″внутреннее″ падение напряжения не более 15-20 % напряжения Ud0. 5.5.2. Относительная внешняя характеристика однофазного управляемого выпрямителя Рассмотрим особенности внешних характеристик однофазного управляемого выпрямителя. Величина выходного напряжения Ud0 для однофазных управляемых выпрямителей, например, для схемы с общей точкой (рис. 5.6, а) или мостовой схемы (б), рассчитывается по соотношению Ud0 = 2√2U2/. (5.53) Данное значение Ud0 может быть принято как базовое (единичное). При различных режимах работы внешняя характеристика описывается единым выражением (5.21), которое может быть переписано в виде: Ud(Id)/Ud0= соs – UR /Ud0 – UVS /Ud0 – Us/Ud0, (5.54) Для удобства анализа внешняя характеристика может быть представлена в относительных значениях: Ud*(Id) = Ud(Id)/Ud0 = cos –UR/Ud0 – UVS /Ud0 – Us/Ud0; (5.55) Ud*(Id) = cos –UR* – UVS*– Us*, (5.56) Тогда относительные падения напряжения UR*, UVS*, Us* на различных элементах могут быть записаны в виде UR* = UR/Ud0 = [IdRф( – )/2√2U2/) =(IdRф/2√2U2)( – ); (5.57) UVS* = UVS/(2√2U2); (5.58) Id* = Id/Id0, (5.59) где  Rф = Rф′ + Rф2 – эквивалентное сопротивление фазы трансформатора; Rф′ - активное сопротивление первичной обмотки, приведенное ко вторичной обмотке; Rф2 - активное сопротивление вторичной обмотки (полуобмотки в схеме со средней точкой);UV – падение напряжения на открытом тиристоре, I0 – ток нагрузки при  = 0; xs – индуктивное сопротивление обмотки. Выражение UR = I dRф( – )/ получено с учетом того, что ток через резистор Rф протекает не полный полупериод, а только часть ( – ). Аналогично, оценивается базовое значение тока, связано с током короткого замыкания схемы Idк, которое равно Idк = 2√2U2/xs. (5.60) Используя приведенные выше соотношения, получаем выражение для семейства относительных внешних характеристик однофазной схемы со средней точкой или мостовой схемы: Ud*(Id*) = cos– Id*[1 + (Rф/xs)( – )] - UVS*. (5.61) Рис. 5.7. Относительные внешние характеристики однофазного двухполупериодного или мостового выпрямителя (а), трехфазного мостового (б) На рис. 5.7, а приведено семейство относительных внешних характеристик без учета падений напряжения на тиристорах (UVS* = 0) и напряжений на активных сопротивлениях (Rф = 0), описываемое формулой: Ud*(Id*) = cos– Id*. (5.62) Во всем диапазоне изменения тока нагрузки характеристика описывается идентичной зависимостью: относительное изменение напряжения Ud* пропорционально относительному изменению тока Id*. 5.5.3. Относительная внешняя характеристика трехфазного мостового выпрямителя Для схемы трехфазного мостового выпрямителя (рис. 5.5, б) внешняя характеристика (рис. 5.6, б) имеет различный вид в различных диапазонах тока, поскольку изменяются особенности режимов работы. За базовое значение принимается величины Ud0 = 3√6U2/. (5.63) Тогда относительные значения параметров равны: Ud* = Ud/Ud0 = Ud/(3√6U2), (5.64) Id* = Id/Id0 = xsId/(√2 U2). (5.65) В диапазоне I внешняя характеристика линейна: Ud*(Id*) = cos– Id*/√3. (5.66) В диапазоне II внешняя характеристика имеет форму дуги эллипса: (4/3)Id* + (4/3) Ud* = 1. (5.67) В диапазоне III ( > /3) внешняя характеристика линейна и определяется величиной угла регулирования : Ud*(Id*) = √3(1 – Id*) при  < /6; (5.68) Ud*(Id*) = √3[cos ( – /6) – Id*] при  > /6; (5.69) При некоторых условиях работы реализуются только некоторые режимы, например, I и III, или только III. Таким образом, расчет внешних характеристик необходимо провести с учетом коммутационного падения напряжения Us, угла управления и особенностей схемы. В целом следует учитывать, что упрощенное уравнение внешней характеристики Ud(Id) имеет вид: – для симметричных схем выпрямления: Ud(Id) = Ud0cos–Us(Id). (5.70) – для несимметричных (полууправляемых) схем выпрямления (рис. 5.64 в), которые имеют в ветвях равное количество управляемых (тиристоров) и неуправляемых (диодов) вентилей: Ud(Id)= Ud0(1 + cos)/2–Us(Id). (5.71) Следует учесть, что кривые выходного напряжения и потребляемого тока в схеме с неполным количеством тиристоров (несимметричная схема) и схеме с нулевым диодом (см. ниже) подобны. Таким образом, в несимметричной схеме или в схеме при наличии обратного диода закон регулирования выходного напряжения для любой схемы определяется выражением: Ud(Id) = Ud0(1 + cos)/2 –Us(Id). (5.72) 5.4. Энергетические характеристики управляемых выпрямителей Энергетические характеристики управляемого выпрямителя характеризуются: - зависимостями среднего тока тиристора ITср(Id), действующего (эффективного) тока тиристора IT(Id) и максимального тока тиристора ITmax(Id) от среднего тока нагрузки Id: – зависимостями полной S1(1)(Pн) и активной Р1(1)(Pн) мощности по первой гармонике, потребляемой управляемым выпрямителей из сети, от средней мощности в нагрузке Pн; – зависимостью активных потерь в тиристоре РТ(Pн) от средней мощности в нагрузке Pн. – фазовый сдвиг 1, определяющий коэффициент мощности сos, зависит от угла управления управляемым выпрямителем. Управляемый выпрямитель негативно влияет на питающую сеть переменого тока. Это связано с тем, что выпрямитель, как правило, потребляет из сети несинусоидальный ток ic(t) (рис. 5.7), первая гармоника ic1(t) которого сдвинута (опаздывает) на угол 1 относительно напряжения сети uc(t). Рис. 5.8 Формы напряжения сети и тока в первичной обмотке трансформатора управляемого выпрямителя Несинусоидальность тока ic(t) в первичной цепи (отклонение формы от синусоидальной) связано с наличием высших гармоник и оценивается коэффициентами искажения K (коэффициентом гармоник), определяемыми различными способами: – коэффициент гармоник KгU по напряжению – отношение корня квадратного из суммы квадратов амплитуд напряжений высших гармоник к амплитуде напряжения первой гармоники, т.е. по определению . (5.73) – коэффициент искажения KI тока – характеризует несинусоидальность тока в первичной цепи и определяется отношением действующего значения первой (основной) гармоники тока к действующему значению всего тока, т.е. по определению KI = Iс1/Iс < 1. (5.74) Коэффициенты искажения KI (при прямоугольной форме тока Iс, потребляемого из внешней цепи, и угле коммутации  < 15о) можно рассчитать по соотношениям: - однофазные двухполупериодные схемы (мостовые) выпрямления: KI = . (5.75) - трехфазные мостовые схемы: KI = 3/. (5.76) Несинусоидальность напряжения, питающего различную аппаратуру (связь, телеметрическая аппаратура, системы контроля и управления, ЭВМ и т.п.), приводит к появлению помех и сбоев в работе отдельных элементов, искажению формы рабочих сигналов и т.п. Питание несинусоидальным напряжением приводит к дополнительным потерям энергии в трансформаторах, конденсаторах, кабелях, повышению нагрева стали магнитопроводов, сокращению срока службы устройств и т.д. Качество электроэнергии определяет надежность работы различных электродвигателей; несинусоидальность напряжения приводит дополнительным потерям энергии, ухудшению рабочих характеристик. Все перечисленные характеристики являются функциями от среднего тока нагрузки управляемого выпрямителя. 5.4.1. КПД выпрямителя При анализе величины КПД выпрямителя следует учитывать, что понятие мощности, выделяемой в цепи нагрузки постоянного тока имеет двоякий смысл. С одной стороны – это мощность Pd, равная произведению Pd = UdId, (5.77) c другой – действительная полная мощность Pd', выделяемая в нагрузке, рав1а средней мощности от мгновенных значений тока id(t) и напряжения ud(t): . (5.78) Учитывая, что выпрямленное напряжение имеет пульсации, которые в первом приближении можно учесть как приращения тока id и напряжения ud , можно записать: . (5.79) Очевидно, что при идеально сглаженном токе нагрузки, когда id = 0 и ud = 0, значения Pd и Pd' совпадают, однако, в общем, они не одинаковы: Pd' > Pd . (5.80) Поэтому при определении КПД необходимо учитывать, о какой мощности идет речь; чаще используют величину Pd, как полезную мощность, а разность Pd =Pd' – Pd, относят к дополнительным потерям. Согласно определению, значение КПД (при малых пульсациях Pd' ≈ Pd) определяется из соотношения UdId/( UdId + Pт + PVS +Pвсп), (5.81) где Pт, PVS, Pвсп – потери мощности в трансформаторе, тиристорах, вспомогательных устройствах (системы управления, охлаждения, сигнализации и т.п.). Обычно выпрямители средней и большой мощности имеют КПД с проделах от 0,7 до 0,9. 5.4.2. Коэффициенты мощности Коэффициент мощности выпрямителя называется отношение активной мощности Р, потребляемой из сети, к полной S мощности, потребляемой выпрямителем из сети, и рассчитывается по соотношению  = Р/S. (5.82) При синусоидальной форме тока и напряжения: для трехфазной схемы - Р = 3UфIсcos, S = 3UфIc; (5.83) для однофазной - Р = UфIсcos, S = UфIс, (5.84) в цепях синусоидального тока  = сos(5.85) где Uф – фазное напряжение первичной обмотки трансформатора (действующее напряжение сети, питающей выпрямитель); Ic – действующее значение тока сети; – угол сдвига синусоидального тока по отношению к синусоидальному напряжению питающей сети. При несинусоидальной форме тока и напряжения (за счет влияния выпрямителя): для трехфазной схемы - Р = 3UфIс1cos1, S = 3UфIc; (5.86) для однофазной - Р = UфIс1cos1, S = UфIc, (5.87) где Uф – фазное напряжение первичной обмотки трансформатора (действующее напряжение сети, питающей выпрямитель); Ic1 – действующее значение первой гармоники (несинусоидального) тока сети;1 – угол сдвига первой гармоники синусоидального тока относительно напряжения в первичной обмотке. При несинусоидальной форме тока полная мощность, потребляемая выпрямителем из сети, например, для однофазной цепи, равна: , (5.88) где Iс - действующее значение несинусоидального тока, поступающего из сети; Iс1, Iсn – действующие значения первой (основной) и высших гармоник. Для выпрямителей, создающих искажения формы тока и имеющих высшие гармоники (рис. 5.7), следует учитывать, что коэффициент мощности  равен  = Р/S = KI cos1, (5.89) где сдвиг фаз 1 между первой гармоникой тока первичной обмотки и напряжением сети; KI - коэффициент искажения. Для идеализированной схемы, например, однофазного выпрямителя при L→, ток отстает от напряжения на угол 1, примерно равный углу регулирования , тогда cos1 = [cos + cos( + )]/2. (5.90) Тогда при  ≈ 0 имеем: 1 = + /2. (5.91) Для анализа влияния выпрямителей на сеть вводится понятие мощности искажения Т, определяемой как , (5.92) которая характеризует степень различия кривых тока и напряжения. 5.4.3. Улучшение коэффициента мощности управляемых выпрямителей По мере увеличения угла регулирования  увеличивается реактивная мощность Q, потребляемая выпрямителем из сети, а его коэффициент мощности становится меньше. Это снижает технико-экономические характеристики электрической сети, от которой питается выпрямитель. Фильтрокомпенсирующие устройства Простейшим способом повышения коэффициента мощности является установка источников реактивной мощности, например, конденсаторов, на входе выпрямителя. (Вилесов, обеспечение, п. 2.1.1.2). Данные метод можно объяснить следующим образом (рис. 5.9, а, б). При наличии активно-индуктивной нагрузки (рис. 5.9, а) векторная диаграмма, приведенная на рис. 5.9, б, отмечает наличие сдвига фаз между векторами напряжения Ů и тока İ = İ1: ток отстает от напряжения на угол , так что коэффициент мощности равен соs1. Реактивная составляющая тока представлена в виде вектора İр; активная – вектор İа. Рис. 5.9. Использование конденсатора для повышения коэффициента мощности сети Подключение конденсатора С параллельно ветви с активно-индуктивной нагрузкой приводит к появлению вектора реактивной составляющей тока İС (опережающего вектор напряжения Ů); при этом вектор суммарного тока İ в неразветвленной части цепи, равный İ = İС + İ1, отстает от вектора напряжения Ů на угол 2 < 1, а значит, коээфициент мощности сos2 приближается к 1. Одним из известных на судах способов повышения коэффициента мощности является применение фильтрокомпенсирующих устройств (ФКУ), подключаемых к входу выпрямителя как показано на рис. 5.9, д. ФКУ представляет собой LC- или LCR- цепочки, настроенные на фиксированную частоту (например, на первую гармонику тока I1). Источником реактивной мощности являются конденсаторные батареи. При наличии выпрямителя ток первая гармоника İ1 в цепи выпрямителя отстает от напряжения Ů. При подключении конденсатора ток İС опережает напряжение на /2, и в том случае, когда вектрор реактивной составляющей тока Iр равен и противоположен вектора тока İС, вектор тока İ в неразветвленной части сети будет совпадать c вектором напряжения сети Ů. В итоге, для полной компенсации реактивной мощности по первой гармонике необходимо выполнение условия КII1sin Iр = IС = U1/XC = U1C. (5.93) где U1 – действующее значение фазного напряжения сети, КI – известный коэффициент искажения тока, I1 – действующее значение тока первой гармоники в цепи выпрямителя. Значение С равно: С = КII1sinU1. (5.94) В трехфазной системе суммарная величина конденсатора в трех фазах равна : С = 3КII1sinU1. (5.95) Таким образом, при оптимальной компенсации выпрямитель не потребляет из сети реактивную мощность. Следует отметить, что использование фильтрокомпенсирующегоустройства в виде резонансного фильтра, емкости которого соединены звездой (рис. 5.9, д) приводит к уменьшению высокочастотных гармоник. Например, обычно ограничиваются двумя цепочками для 5-й и 7-й гармоник тока, имеющих наибольшую амплитуду. Трансформаторные отпайки Другим простым способом является использование в выпрямителе трансформатора с отпайками на различные напряжения. В этом случае вместо увеличения угла регулирования  (для уменьшения значения выходного напряжения) переключают тиристорную схему на отпайку трансформатора с более низким напряжением; в результате, возможно изменять напряжение ступенями (не плавно). Применение нулевого диода Наиболее эффективным является применение так называемых нулевых (обратных) диодов, включаемых параллельно нагрузке (рис. 5.10). В схеме без нулевого диода (рис. 5.10 б – е) ток через тиристор 1 продолжает идти после момента , а через тиристор 2 после момента 2 (г, д) В интервалы времени  + , 2 + напряжение на нагрузке (в) имеет отрицательный выброс, обусловленный наличием индуктивности (большая индуктивность обеспечивает постоянство тока ic в полупериоды. Прямоугольники токов (г, д) сдвинуты относительно напряжения на угол ; возникает сдвиг фаз первой гармоники тока ic1 и напряжения (е), и, соответственно, коэффициент мощности cos≈ cos В схеме с нулевым диодом (рис. 5.10, ж – л) ток через тиристор 1 уже не может идти в интервале ( …+  (и), поскольку включается диод VD0 (к). В этот момент потенциал анода диода становится положительным по отношению к катоды. Ток нагрузки id протекает через диод до тех пор, пока не будет подан (с задержкой на угол ) управляющий импульс на тиристор 2, после чего тиристор 2 включается, а диод – выключается. Аналогично, не идет ток через тиристор 2 после момента 2 (г, д) Рис. 5.10. Работа однофазного выпрямителя без нулевого диода (б-е) и с ним (ж-л) На интервале проводимости диода VD0 цепь постоянного тока отключены от трансформатора Тр, и ток в цепи поддерживается за счет энергии, накопленной в сглаживающем реакторе Ld. Отключение цепи постоянного тока от вторичной обмотки трансформатора предотвращает возврат энергии, запасенной в индуктивности Ld в питающую сеть, уменьшая тем самым значение реактивной мощности, потребляемой выпрямителем. Поэтому в интервалы времени  + , 2 + напряжение на нагрузке (з) не имеет отрицательного выброс. Несмотря на то, что прямоугольники токов VS1 и iVS2 (и, к) сдвинуты относительно напряжения на угол , сдвиг фазы тока первой гармоники ic1(t) и фазного напряжения u(t) (л) примерно равен /2, и коэффициент мощности cos≈ cos/2 (при пренебрежении углом коммутации , т.е. сдвиг фазы между током и напряжением уменьшился в 2 раза Таким образом, присутствие нулевого диода приводит к увеличению коэффициента мощности. Недостатком является увеличение степени искажения тока ic (рис. 5.10, л). Отметим, что при наличии обратного диода закон регулирования выходного напряжения для любой схемы определяется выражением: Ud = Ud0(1 + cos)/2. (5.96) Применение несимметричных схем Повышение коэффициента мощности может быть достигнуто за счет использования неполного числа тиристоров (рис. 5.5, в) в несимметричной схеме. Наличие диодов увеличивает коэффициент мощности: в схеме с неполным количеством управляемых тиристоров коэффициент мощности такой же, как и в схеме с нулевым диодом. Это объясняется тем, что кривые выходного напряжения и потребляемого тока в схеме с неполным количеством тиристоров и схеме с нулевым диодом подобны. Искусственная коммутация тиристоров Потребление реактивной мощности управляемым выпрямителем из сети зависит от угла управления . Если осуществлять регулирование выходного напряжения за счет опережающего угла  (ток опережает напряжение), то выпрямитель будет работать в режиме с емкостной мощностью, т.е. генерировать реактивную мощность в сеть. Подобный режим возможен при такой коммутации тиристоров, когда ток с тиристора, заканчивающего свою работу, переходит на очередной тиристор до наступления естественной коммутации, т.е. до моментов  = 0, , 2 … Коммутация тока в указанном диапазоне носит название искусственной или принудительной (методы искусственной коммутации рассмотрены далее). На рис. 5.11, а представлена схема трехфазного с нулевым выводом и устройством искусственной коммутации (УК) тиристоров. Устройство коммутации должно не только включить или выключить тиристор, но и обеспечить непрерывное протекание тока нагрузки в те моменты, когда какой-либо тиристор закрывается. Устройство УК позволяет в любой момент времени выключить каждый из тиристоров, приняв ток нагрузки Id на себя. Считаем коммутацию мгновенной. Допустим, что в интервале времени до 1 проводит тиристор VS1: напряжение полуобмотки ua0 растет (рис. 5.11, б), на аноде VS1 положительный потенциал. В момент времени 1 блок УК выключает тиристор 1, и обеспечивает протекание тока через себя (г). Фактически, ток через тиристор 1 прекращается с момента 1 (в), и тиристор в промежутке времени 1…2 восстанавливает свои свойства. Рис. 5.11. Схема трехфазного с нулевым выводом и устройством искусственной коммутации В момент времени 2 подается управляющий импульс на тиристор 2; поскольку в этот момент потенциал на его аноде ″+″, он проводит ток нагрузки (УК не работает). Далее в момент времени 3 происходит выключение тиристора 2, и включение тиристора 3 в момент 4. Можно понять, что ток нагрузки, протекающий через конкретный тиристор, достигает нулевого значения раньше, чем напряжение фазы полуобмотки достигнет нуля, следовательно, ток опережает сетевое напряжение. Опережающий ток соответствует емкостному характеру реактивной мощности выпрямителя, которая определяется углом . 5.4.4. Выпрямитель на полностью управляемых ключах. Применение полностью управляемых ключей ( например GTO - тиристорах) позволяет получить выпрямители, не потребляющие реактивной мощности из сети ( cos φ =1). Создание полностью управляемых силовых электронных клю­чей существенно облегчило решение этой задачи при­менением широтно- импульсной модуляции (ШИМ). При этом стало возможным формировать входной ток по синусоидальному закону, обеспечивая низкий уровень основных гармоник тока и значение соs φ, близкое к единице. Рассмотрим сущность этого способа на примере схемы мостового однофазного выпрямителя на запираемых тиристорах VT1... VT4 и имеющего входной фильтр Lф (рис. 5.12, а). При этом примем общепринятые допущения, включающие в себя условие Ld = ∞ т. е. идеальную сглаженность выходного тока. Рис. 5.12. Выпрямитель на GTO – тиристорах На рис. 5.12,б. представлены диаграммы изменения сетево­го напряжения Uc и входного тока выпрямителя ic до фильтра и после фильтра. Диаграммы соответствуют установив­шемуся режиму работы выпрямителя. Запираемые тиристоры вклю­чаются и выключаются по сигналам системы управления с повы­шенной частотой (на порядок или более превышающей частоту сетевого напряжения). Так, например, на интервале 0...λ1 ток проводят тиристоры VT1 иVT2 и входной ток равен id; на интер­вале λ1….λ2 тиристор VT2 выключается, а VT4 включается. В ре­зультате ток становится равным нулю, так как ток id минует фаз­ные входные цепи, протекая по тиристорам VT1 и VT4, и выпря­мительный мост оказывается как бы отключенным от сети. Затем снова включается тиристор VT2, а VT4 выключается, и фазный ток опять становится равным id. При принятом допущении Ld = ∞ значение этого тока останется таким же, каким оно было на интервале 0... λ1. Изменяя длительность интервала проте­кания тока по синусоидальному закону, т.е. осуществляя модуля­цию входного тока по синусоидальному закону, можно снизить содержание высших гармоник во входном токе очень малых зна­чений, легко подавляемых фильтром Lф. В результате модуля­ции сетевой ток iс становится близким по форме к синусоидаль­ному с заданной точностью. Очевидно, что параметры фильтра Lф определяются частотой модуляции и при повышении ее могут стать достаточно малыми. Рассмотренный принцип управления позволяет значительно расширить возможности схемы и является наиболее перспективным для преобразователей, используемых в автономных системах электроснабжения. 5.5. Расчет схем Пример 2. Рассчитаем коэффициент мощности управляемого однофазного мостового выпрямителя (рис. 7.1, б) при следующих режимах: угол управления  = 30o , действующее напряжение вторичной обмотки U2 = 127 В, реактивное сопротивление трансформатора xs = 0,02 Ом, среднее значение тока нагрузки Id = 300 A. В соответствии с соотношением (5.8) можно записать  = arcos(cos - 2Idxs/√3U2) –   = arcos(cos30о - 2∙300∙0,02/127√3) – 30о= 7о. Для однофазного выпрямителя при L→, ток отстает от напряжения на угол 1, примерно равный углу регулирования , тогда из (7.38) имеем: cos1 = [cos + cos( + )]/2; cos1 = [cos30о + cos(30о + 7о)]/2 = 0,832. Поскольку коэффициент искажения KI при прямоугольной форме тока Iс, потребляемого из внешней цепи, и угле коммутации  < 15о) рассчитывается по соотношениям (7.36) для однофазных двухполупериодные схемы (мостовые) выпрямления: KI == 0,9, коэффициент мощности из (7.34) равен  = KI cos1;  = 0,9∙0,832 = 0,75. Пример 2. Рассчитаем активную Р и полную S мощности, потребляемые из сети трехфазным мостовым выпрямителем (рис. 7.1, в), работающим в режиме: Ld = ∞; действующее значение фазного тока сети Iс = 100 А, фазное напряжение питающей сети Uф = 220 В, коэффициент трансформации Kт = 1, схема соединения обмоток «звезда-звезда», угол управления  = 30o, угол коммутации  = 3o. С учетом соотношения (7.38) определим косинус угла между первыми гармониками тока и напряжением питающей сети: cos1 = [cos + cos( + )]/2; cos1 = [cos30о + cos(30о + 3о)]/2 = 0,85. Среднее значение выпрямленного тока и ток первичной обмотки взаимосвязаны по (3.28): I1 = (√2/Кт√3)Id; Id = (√3Кт/√2)I1; Id = 100√3/√2 = 122 A. Действующее значение первой гармоники тока, потребляемого из сети, равно: Ic1 = 2√3Id/√2; Ic1 = 2√3∙122/√2 = 96 A. Активная мощность, потребляемая выпрямителем, равна Р = 3UфIc1cos1; Р = 3∙220∙96∙0,85 = 54000 Вт. Полная мощность, потребляемая выпрямителем из сети, равна: S = 3UфIc; S = 3∙220∙100 = 66 000 ВА. ГЛАВА 6. Работа выпрямителей на емкостную нагрузку и противо-ЭДС Емкостная нагрузка характерна для выпрямителей, используемых в качестве вторичных источников питания электрооборудования: радиотехнические комплексы, вычислительные устройства, измерительная аппаратура. Для сглаживания пульсаций широко используются различные, в том числе, емкостные фильтры, которые обуславливают емкостной характер нагрузки. Поскольку наличие конденсатора в цепи нагрузки связано с процессами разрядки и зарядки конденсаторов значительной емкости, работа выпрямителя с емкостной нагрузкой идентична работе с противо-ЭДС. Типичными примерами противо-ЭДС являются, например, аккумулятор в режиме зарядки, машина постоянного тока МПТ, работающая в режиме генератора, подключенная к выходу выпрямителя и т.п. 6.1. Работа выпрямителей с противо-ЭДС Рассмотрим схему однофазного диодного выпрямителя со средней точкой 0 и вторичными полуобмотками a0 и b0 (рис. 6.1, а) трансформатора с действующим напряжением U2; в цепь возможной активно-индуктивной нагрузки включена противо-ЭДС Е0 с внутренним сопротивлением Rн. Рис. 6.1. Однофазный выпрямитель с противо-ЭДС в цепи нагрузки Для простоты анализа полагаем, что ключ К замкнут и чисто активная нагрузка обусловлена наличием внутреннего сопротивления Rвн источника ЭДС. Если бы ЭДС отсутствовала, то напряжение ud(t) на сопротивлении имело бы форму (рис. 6.1, б), характерную для двухполупериодного выпрямления. Поскольку ЭДС противодействует протеканию тока через нагрузку, ток будет протекать только в (угловые) интервалы проводимости  = 2<, при которых напряжение ud(t) больше значения Е0 (рис. 6.1, в): чем больше Е0, тем меньше интервал времени 2- угол отсечки). Расчет величины мгновенного тока будем производить в интервале времени /2…, принимая значение (t) =t = 0 при времени /2. Величина мгновенного тока id(t) через нагрузку определяется соотношением id(t) = [ud(t) – E0]/Rвн =(√2U2cos(t) – E0)/Rвн. (6.1) Например, при (0)|/2 = 0 имеем: id(t)мах=(√2U2 – E0)/Rвн; (6.2) при () id() = 0 = (√2U2cos – E0)/Rвн, (6.3) т.е. cos = E0/√2U2; (6.4) arccos(E0/√2U2) (рад). (6.5) Угол , равный  = t, выражается в радианах, и называется углом отсечки вентилей. Этот угол  характеризуется временем t - половина интервала проводимости полупроводниковых вентилей. Величина углового интервала проводимости  (рад) равен = 2(6.6) В итоге получаем: среднее значение тока через нагрузку (через источник противо-ЭДС) по определению равно . (6.7) Подставляя мгновенное значение тока id(t) в выражение, получаем соотношение для среднего тока Id в однофазной схеме со средней точкой (m = 2): Id = (2√2U2/Rвн)[sin – cos. (6.8) В общем, для схемы m-фазного выпрямления имеем: Id = (m√2Uф/Rвн)[sin – cos= (mUфm/Rвн)[sin – cos, (6.9) где Uфm – амплитуда фазного напряжения вторичной обмотки многофазного трансформатора. Средний ток Iв.ср, протекающий через вентиль, равен половине Id (вентиль работе Iв.ср = Id/2; (6.10) Максимальное значение обратного напряжения на вентиле: Uвmax = 2√2U2. (6.11) Длительность прохождения тока через вентили уменьшается по мере увеличения величины противо-ЭДС. Следовательно, при фиксированном значения тока Id , например, при зарядке аккумулятора, по мере увеличения Е0 необходимо увеличивать мгновенные значения тока (увеличивая U2) через диоды при малых значениях углов Это ухудшает использование диодов по току (см. ф. 2.34: KI = IB/Id), т.к. IВ возрастает, что требует увеличения мощности трансформатора при малых значениях. Пример 1 Рассчитаем интервал проводимости  и среднее значение тока вентилей неуправляемого однофазного выпрямителя со средней точкой (рис. 6.1, а) , работающего с противо-ЭДС в режиме: действующее значение напряжения вторичной полуобмотки трансформатора U2 = 127 В; противоЭДС в цепи постоянного тока Е0 = 120 В, внутреннее сопротивление источника противоЭДС Rвн = 0,1 Ом, индуктивность в цепи постоянного тока Ld = 0. Согласно (6.5) рассчитаем угол отсечки вентилей arccos(E0/√2U2); arccos(120/127√2) = 0,83(рад) = 48о, Следовательно, интервал проводимости вентилей равен: 2∙48 = 96o. Среднее значение выпрямленного тока согласно (6.8) равно: Id = (2√2U2/Rвн)[sin – cos Id = (2∙127√2/0,1)[sin48 – 0,83cos48= 206 А. Среднее значение тока вентиля с учетом (6.10) равно Iв.ср = Id/2; Iв.ср = 206/2 = 103 А. 6.2. Работа выпрямителя с емкостной нагрузкой Рассмотрим работу трехфазного выпрямителя с емкостной нагрузкой, включающей в себя резистор Rн и конденсатор Сн (рис. 6, а). Полагается, что индуктивность рассеяния и ток намагничивания трансформатора равны нулю; диоды, обмотки имеют суммарное активное сопротивление величиной Rф. При условии Сн >> 1/3Rн пульсацией напряжения на нагрузке можно пренебречь и считать напряжение идеально сглаженным. Поскольку в процессе зарядки-разрядки конденсатор выступает как источник противо-ЭДС (″+″ на катоде диодов), можно рассматривать данную схему идентично предыдущей (рис. 6.1, а). Мгновенное значение выпрямленного тока id(t) = (√2U2cos(t) – uн)/Rф, (6.12) где U2 – действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора. Рис. 6.2. Трехфазный выпрямитель со средней точкой, работающий на RC-нагрузку С учетом того, что конденсатор Сн после разрядки (ток протекает в одну сторону) начинает заряжаться (ток протекает в другую сторону), среднее значение тока, протекающего через конденсатор, равно нулю. С одной стороны, среднее значение тока нагрузки Id, протекающего через сопротивление Rф, выраженное через напряжение U2, аналогично (6.9) равно: Id = (3√2U2/Rф)[sin – cos, (6.13) С другой стороны, среднее значение тока нагрузки Id, протекающего через сопротивление Rн, выраженное через напряжение Uн, равно: Id = Uн/Rн = √2U2 cos/Rн. (6.14) Совместное решение уравнений (6.12) и (6.13) дает выражение, характеризующее работу выпрямителей с емкостной нагрузкой: tg – Rф/3Rн = A, (6.15) где А - обобщенный аргумент. Графическая зависимость угла отсечки θ(A) строится по соотношению 6.14. Уравнение (6.14) является исходным для приближенного расчета выпрямителей с емкостной нагрузкой. Для его решения используется графоаналитический метод со следующим алгоритмом. Согласно методу определяют основные параметры схемы, используя графические зависимости параметров θ, B, D, H (рис. 6.3) от обобщенного аргумента А, определямого по соотношению: А = Rф/3Rн , (6.16) где Rф, Rн - сопротивление каждой фазы и нагрузки. Расчетные графические зависимости параметров θ, B, D, H от аргумента А представлены на рис. 6.3. Рис. 6.3. Графические зависимости для расчета схем выпрямителей с активно-емкостной нагрузкой Действующее напряжение фазного напряжения U2 вторичной обмотки трансформатора рассчитывается с учетом зависимости коэффициента В(А): U2 = BUdн , (6.17) где В = 1/(√2сosθ), Udн – номинальное (заданное) среднее значение напряжения на нагрузке. Среднее значение тока Idв, протекающее через вентиль, и, следовательно, тока I2ф через вторичную обмотку трансформатора (через фазу) для трехфазной схемы с нулевым выводом равно: Idв = I2ф = Id/3 = Iн.max/3F, (6.18) где Iн.max- максимальное значение тока через вентиль, F – параметр, который является функцией от А: F = (1 – cosθ)/(sinθ – cosθ). (6.19) Действующее значение тока вентиля определяется коэффициентом D: Iв = DId, (6.20) где . (6.21) Максимальное значение обратного напряжения равно: Uобр.max = (1 + √2B)Udн. (6.22) Типовая мощность трансформатора в рассматриваемой схеме определяется по формуле , (6.23) где Pdн = UdнIdн – мощность, выделяемая на нагрузке. Коэффициент мощности , определяемый так же как и в схемах выпрямления с чисто активной или активно-индуктивной нагрузкой, всегда меньше единицы, в основном, из-за коэффициента искажения . Внешняя характеристика выпрямителя Ud(Id) с емкостным характером нагрузки идентична характеристикам, описанным ранее: по мере увеличения тока, протекающего через нагрузку, напряжение уменьшается. Напряжение на емкости (рис. 6.2), как фильтре выпрямителя, имеет пульсации. Угловая частота основной (первой) гармоники в трехфазной схеме с нулевым выводом равна 1 = 3c. (6.24) При заданном коэффициенте пульсации q емкость определяется по формуле: Сн > H/qRф, мкФ. (6.25) Очевидно, что для уменьшения пульсаций величина емкости конденсатора должна возрастать. 6.3. Расчет трехфазного неуправляемого выпрямителя с емкостной нагрузкой Пример 2. Рассчитаем параметры основных элементов трехфазного неуправляемого выпрямителя, выполненного по трехфазной схеме с нулевым выводом в режиме: среднее напряжение на нагрузке Udн = 27 В, активное сопротивление каждой фазы Rф = 0,3 Ом, сопротивление нагрузки Rн = 5 Ом, коэффициент пульсации q = 1 %. Используя графоаналитический метод, описанный выше, получаем, что расчетный параметр А по (6.15) равен: А = Rф/3Rн = ·0,3/3∙5 = 0,063. С учетом зависимости θ(A) угол отсечки равен θ = 22о. Действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки по (6.16) равно: U2 = BUdн = Udн/(√2сosθ); B = 0,76; U2 = 27/(√2сos22) = 0,76·27·= 20,6 В. С учетом (6.17) среднее значение тока Id нагрузки, тока Idв, протекающего через вентиль, и фазного тока I2ф равны: Id = Udн/Rн; Id = 27/5 = 5,4 А; Idв = I2ф = Id/3; Idв = 5,4/3 = 1,8 А. Действующее значение тока вентиля Iв определяется по (6.19): Iв = DIdв; D = 2,8; Iв = 2,8∙1,8 = 5,04А; Максимальное значение тока вентиля определяется: Iв.max = FId; F = 8; Iв.max = 8∙5,04 = 40,3 А. Максимальное значение обратного напряжения по (6.21) равно: Uобр.max = (1 + √2B)Uн; В = 0,76; Uобр.max = 27(1 + 0,76√2) = 56 В. Типовая мощность трансформатора в рассматриваемой схеме определяется по формуле (6.22): , Sт ≈ 300 ВА. Емкость конденсатора фильтра определяется по формуле (6.24): Сн > H/qRф; Сн > 100/0,01∙0,3 = 33 000 мкФ = 33 мФ. глава 7. Сглаживающие фильтры 7.1. Виды пассивных фильтров На выходе выпрямителя образуется выпрямленное напряжение, характеризуемое средним напряжением нагрузки Ud и пульсациями, оцениваемыми их высшими гармониками. Электрическим фильтром называется устройство, предназначенное для уменьшения амплитуды (сглаживания) пульсаций выпрямленного напряжение или тока. Фильтр располагается между выходом выпрямителя и нагрузкой (рис. 7.1, а). а) б) Рис. 7.1. Схема с емкостным фильтром (а) и диаграмма его работы (б) Поскольку фильтры уменьшают пульсации выпрямленного напряжения, поступающие с выхода выпрямителя на нагрузку, их называют сглаживающими фильтрами. В качестве сглаживающих фильтров обычно используют пассивные фильтры (C, L, LC, LCR), в отличие от активных фильтров, которые содержат сложные схемы на основе операционных усилителей и т.п. Основными параметрами, которыми характеризуется фильтр, являются коэффициент сглаживания s и коэффициент полезного действия. Коэффициентом сглаживания количественно характеризует эффективность работы фильтра как способность уменьшить пульсацию напряжения, поступающего на нагрузку. Работа фильтра основана на поочередных процессах накопления энергии при увеличении напряжения на выходе выпрямителя и отдачи ее в нагрузку при снижении указанного напряжения, например емкостного фильтра (рис. 7.1, а, б). Следует учесть, что среднее напряжение Udвх сигнала на входе фильтра равно среднему напряжению на выходе выпрямителя Udвых (рис. 7.1, а), а среднее значение выходного напряжения на нагрузке Uн.вых равно напряжению на выходе фильтра Udвых. Известно, что коэффициентом пульсаций q называется отношение амплитуды напряжения Um1 основной (первой) гармоники к среднему значению выпрямленного напряжения Ud на нагрузке: q ≡ Um1/Ud. (7.1) Представим себе сигналы на входе и выходе фильтра как сумму постоянной составляющей Ud и Uн с переменными сигналами ″вписанной″ основной (первой) гармоник с амплитудами Um1вх и Um1н, соответственно (рис. 7.2). Если на входе фильтра сигнал имеет пульсации с амплитудой Um1вх - амплитуда переменной составляющей (основной гармоники) напряжения (рис. 7.2, а), то вход фильтра характеризуется коэффициентом пульсации qвх ≡ Um1вх/Udвх. (7.2) После конденсатора фильтра (рис. 7.2, б) пульсации должны уменьшаться, так что амплитуда основной гармоники пульсации на выходе фильтра, и, значит, на нагрузке, равна Um1н – амплитуда переменной составляющей напряжения первой гармоники на выходе фильтра (на нагрузке); выход фильтра характеризуется коэффициентом пульсации qвых ≡ Um1н/Udн. (7.3) Таким образом, сглаживающий фильтр выпрямителя не влияя на значение Ud, уменьшает пульсации Um1н на выходе по сравнению с пульсациями Um1вх на входе фильтра (рис. 7.2), а значит qвых < qвх. Другими словами, фильтр, включаемый на выходе (выпрямителя), должен ослаблять переменную составляющую напряжения uп, но не изменять среднее значение напряжения нагрузки, т.е. Udвх = Udн. (7.4) Сглаживающий фильтр, во-первых, не должен изменять режим работы самого выпрямителя, во-вторых, должен обеспечить заданную степень сглаживания напряжения на нагрузке. Выполнение первого требования достигается соответствующим выбором схемы фильтра. Для силовых выпрямителей не рекомендуется наличие емкости на выходе выпрямителя ввиду резкого ухудшения формы тока, протекающего через диоды и обмотки трансформаторы. В результате в них возрастают потери и повышается установленная мощность. Наличие емкости на выходе управляемого выпрямителя вызывает прерывистый ток нагрузки при увеличении угла регулирования. Потому все фильтры силовых выпрямителей имеют индуктивный вход. Индуктивность фильтра должна обеспечить непрерывность тока во всех режимах его работы. Рис. 7.2. Пульсации напряжения на входе (а, в) и выходе (б, г) фильтра Другими словами, фильтры с индуктивным входом применяются преимущественно в выпрямителях средней и большой мощности, а с емкостным – в маломощных при высоком сопротивлении нагрузки. Второе требование задается коэффициентом сглаживания s, который представляет собой отношение коэффициента пульсаций напряжения qвх на выходе выпрямителя к коэффициенту пульсации напряжения qвых на нагрузке: s = qвх/qвых. (7.5) Поэтому имеем: s = qвх/qвых = (Um1вх/Udвх)/(Um1н/Udн)= Um1вх/Um1н. (7.6) Кривые выпрямленного напряжения представляют собой периодические функции, которые могут быть разложены в ряд Фурье. Будем считать, что порядок гармонических составляющих кратен числу фаз выпрямления. n = km (7.7) где k – последовательность чисел (k = 1, 2, 3…), m – кратность частоты пульсаций в кривой напряжения. Конечный результат разложения в ряд Фурье дает следующее выражение для амплитудного значения гармоники n – ого порядка: (7.8) Коэффициент пульсации соответственно можно выразить как (7.9) Например, для однофазного двухполупериодного неуправляемого выпрямителя (α = 0) коэффициент пульсаций равен: q = 2/3. (7.10) Коэффициент пульсаций напряжения на входе фильтра (рис. 7.2, а): qвх = U1mвх[/Udвх (7.11) Коэффициент пульсаций на выходе фильтра (рис.7.5 б): qвых = U1mн/Udн (7.12) Соответственно коэффициент сглаживания фильтра: s = qвх/qвых = U1mвх/U1mн. (7.13) Рис. 7.3. Схемы сглаживающих фильтров (а-г) и схемы замещения фильтров для постоянной (д) и переменной (е) составляющих Наиболее распространены сглаживающие фильтры типов L, LC, C, RC (рис. 7.3). При последовательном соединении фильтров создают многозвенные фильтры LCLC, CRC, LCRC и т.п. 7.2. Емкостной фильтр Проведем анализ работы схемы однополупериодного выпрямления (рис. 7.3, б) с емкостным фильтром, схема и диаграмма работы которого представлены на рис. 7.2. По мере роста напряжения u2(t) на вторичной обмотке трансформатора конденсатор С заряжается, и напряжение на его контактах растет в течение времени от 0 до t1, пока не станет равным напряжению U2m вторичной обмотки. В положительный полупериод вентиль пропускает ток ia, который заряжает конденсатор и одновременно питает нагрузку. С момента времени t1 напряжение U2, уменьшаясь, становится меньше напряжения на конденсаторе С, а потенциал анода вентиля становится ниже потенциала катода. Ток вентиля в промежутке времени t1-t2 равен нулю. В нагрузку Rd поступает ток разряда конденсатора i(t) = i(t)Cpазр, направление тока остается постоянным. Напряжение на зажимах конденсатора постепенно падает, скорость уменьшения напряжения Uс(t) зависит от постоянной времени  = RнC. Разряд конденсатора продолжается до тех пор, пока возрастающее напряжение u2(t) не сравняется со значением Uс(t); с этого момента напряжение анода вентиля становится больше потенциала катода, и конденсатор вновь заряжается (рис. 7.2, б). В отрицательный полупериод к вентилю прикладывается напряжение вторичной обмотки трансформатора, включенное последовательно с заряженным конденсатором, поэтому обратное напряжение достигает величины практически Uобр ≈ 2U2m. При увеличении сопротивления нагрузки выпрямленное напряжение возрастает, достигая максимума в режиме холостого хода. В схеме с емкостным фильтром ухудшаются условия работы трансформатора и вентиля. Это вызвано тем, что конденсатор обладает низким реактивным сопротивлением (XС = 1/C) для высоких гармоник. Ток высших гармоник возрастает, в результате чего ухудшается коэффициент использования трансформатора и увеличивается нагрев вентиля. В связи с этим говорится, что интенсивность работы фильтра возрастает. При двухполупериодном выпрямлении среднее значение напряжения и тока в нагрузке увеличиваются, амплитуда пульсаций уменьшается. Отметим, что по мере увеличения частоты пульсаций фильтр также работает интенсивнее. Следует отметить, что, во-первых, по мере уменьшения коэффициента пульсаций qвх на входе фильтра (на выходе выпрямителя) растет среднее значение напряжения нагрузки. Если в пределе значение qвх  0, то среднее напряжение на нагрузке должно стремиться к Ud  U2m. Во-вторых, при qвх  0 вентиль подвергается импульсному воздействию напряжения, так что режим его работы становится более жестким и возрастает вероятность выхода его из строя. Это связано с тем, что импульсный ток через вентиль возрастает, т.к. за короткий промежуток времени необходимо передать большую мощность. С этой точки зрения предпочтительнее использовать кремниевые диоды с повышенной нагревостойкостью. Упрощенный расчет емкостного фильтра производится следующим образом. В первом приближении считается, что разряд конденсатора производится не по экспоненте, а по линейной зависимости (рис. 7.2, б). Тогда, оценивая изменение заряда Q на пластинах конденсатора за время t, имеем: Q = I(t)t = CUп; (7.6) или Uп/t = I(t)/C, (7.7) где Uп  изменение напряжения за время t  время между соседними амплитудами пульсирующего напряжения,t =t1+t2 ≈t1. Принимая, что ток изменяется незначительно, и считая, что I(t) ≈ Uн/Rн, (7.8) имеем: С = Uнt/RнUп = t/Rн(Uп/Uн) =t/Rн(2Uн. п1m/Uн) = t/2Rнqвых, (7.9) причем считается, что амплитуда первой гармоники пульсирующего напряжения может принята как Uн.п1m = Uп/2; qвых  коэффициент пульсаций на выходе емкостного фильтра. Считая, что интервал времени t равен t = T/m, (7.10) где Т  период колебаний напряжения сети (Т = 1/f ), m  пульсность выпрямителя (количество пульсаций за один период), c учетом (7.8) имеем: С = 106/2mqвыхRн f, мкФ. (7.11) Подобный расчет можно использовать для упрощенной оценки величины неизвестного конденсатора С при заданных значениях qвых, Rн, f . В качестве емкостного фильтра, можно использовать аккумуляторные батареи, подключенные параллельно нагрузке, которые одновременно выполняют функции резервного источника питания при отключении сети. Распространяется использование в качестве емкостных фильтров ионисторов (объемно-пористых конденсаторов значительной емкости до С  10 Ф), но рассчитанных на низкое напряжение до 0,5  0,6 В. Именно поэтому возможно применение последовательно включенных ионисторов в течение нескольких минут в качестве резервного источника питания слаботочной аппаратуры. 7.3. Индуктивный фильтр Известно, что катушки с большим значением индуктивности называются дросселями. Величина индуктивности L, например, длинного дросселя (соленоида) равна: L = 0w2S/l, (7.12) где - магнитная проницаемость сердечника, 0  магнитная постоянная, w  количество витков провода на сердечнике; S  площадь сечения сердечника, l  длина сердечника. Определим коэффициенты q сглаживания L и LC фильтров. Рассмотрим, как передаются через фильтры по отдельности постоянная составляющая Ud и переменная составляющие Uп1 напряжения ud. Схема замещения простого L и LCфильтров для постоянной и переменной составляющих приведена на рис. 7.3, д, е. Выходное постоянное напряжение фильтра равно напряжению на нижнем плече делителя (рис. 7.3, д), составленного из сопротивлений r и Rн: Uнвых = UdвхRн/(Rн + r), (7.13) где Udвх – среднее значение выпрямленного напряжения, r  активное сопротивление металлического провода обмотки (дросселя) фильтра, Rн  сопротивление нагрузки. На рис. 7.3, е приведена схема замещения для переменной составляющей (частота первой и последующих гармоник пульсаций зависит от схемы выпрямления): Zпос  комплексное сопротивление последовательного элемента фильтра; Zпар  комплексное сопротивление параллельного элемента фильтра, включая и сопротивление нагрузки. Рассчитаем коэффициент сглаживания s c учетом выражения (7.4): s = qвх/qвых = (Um1 вх/Um1вых)/(Uн вых/Udвх), (7.14) где амплитуда 1-й гармоники переменной составляющей напряжения на нагрузке Umв1ых равна падению напряжения на Zпар за счет протекания тока пульсации Iп1m, т.е. Um вых= Iп1mZпар. Ток пульсации Iп1m зависит от переменного напряжения на входе фильтра Uп1m и величин Zпос и Zпар: чем больше Zпос и меньше Zпар, тем меньше переменная составляющая и больше коэффициент сглаживания. Для L-фильтра (рис. 7.3, а) можно записать: |Zпар| = Rн; |Zпос| = ≈ пL, (7.15) следовательно, Um вых = Iп1mZпар = Iп1mRн = (Uвх/)Rн, (7.16) где п = mc – частота пульсаций, определяемая с учетом пульсности m и частоты сети c. Окончательно, с учетом (7.14)- (7.16) получаем . (7.17) При Rн >> r имеем: . (7.18) Из приведенного выражения можно рассчитать величину индуктивности Lдр сглаживающего дросселя: . (7.19) На практике справедливы следующие соотношения: Rн >> r (потери в фильтре незначительны), пL >> Rн, тогда из (7.18) получаем s = пL/Rн = |Zпар|/|Zпос|. (7.20) В результате расчета коэффициента сглаживания можно сделать следующие выводы:  в сильноточных схемах, где Rн мало, коэффициент пульсаций повышается, следовательно, эффективность фильтра повышается;  эффективность фильтра также возрастает с увеличением L, однако при этом возрастают активные потери в обмотках дросселя и массогабаритные показатели фильтра. Комбинированный LCфильтр (рис. 7.3, б) в ряде случаев является более эффективным. Его расчет производится аналогично по выше изложенным соотношениям: |Zпар| = 1/пС; |Zпос| = , (7.21) окончательно, при r  0 имеем: s =п2LC  1 (7.22) или LC = (s + 1)/п2 . (7.23) При применении многозвенных фильтров общий коэффициент сглаживания s равен произведению коэффициентов сглаживания звеньев s: (7.24) Коэффициент полезного действия  фильтра, характеризуется отношением мощности на нагрузке Pн к полной мощности, включающей потери мощности Рпот в элементах фильтра. Значение  рассчитывается по соотношению  = Pн/(Рн + Рпот). (7.25) 7.4. Расчет фильтров Пример 1. Рассчитаем индуктивный L-фильтр (рис.7.3, а) для управляемого трехфазного мостового выпрямителя, работающего в режиме с непрерывным током id(t): среднее значение выпрямленного напряжения Ud =110 В, максимальное сопротивление нагрузки Rdmax = 1 Ом, частота питающей сети f = 50 Гц, коэффициенты пульсации напряжения на выходе выпрямителя и на нагрузке равны qвх = 30 % и qвых = 3 %, соответственно. С учетом (7.14) определяем коэффициент сглаживания s: s = qвх/qвых; s = 30/3 = 10. Для трехфазного мостового выпрямителя число пульсаций в выпрямленном напряжении равно m = 6, поэтому с учетом (7.19) имеем: ; Ld = 5,27 мГн. При уменьшении резистора нагрузки величина индуктивности фильтра падает. Пример 2. Рассчитаем Г-образный LC-фильтр (рис. 7.3, б) для однофазного двухполупериодного управляемого мостового выпрямителя при режиме с непрерывным выпрямленным током в реакторе фильтра: частота питающей сети f = 50 Гц, среднее значение выпрямленного напряжения Ud = 30 В, максимальное сопротивление нагрузки Rdmax = 5 Ом, коэффициенты пульсации напряжения на выходе выпрямителя и на нагрузке равны qвх = 100 % и qвых = 5 %, соответственно. С учетом (7.14) определяем коэффициент сглаживания s: s = qвх/qвых; s = 100/5 = 20. Для двухполупериодного мостового выпрямителя число пульсаций в выпрямленном напряжении равно m = 2, поэтому с учетом (7.23) имеем: LdC = (s + 1)/п2 ; LdC = (20+1)/(2π∙50∙2)2 = 5,32∙10-5. Индуктивность, при которой имеет место граничный режим прерывистого и непрерывного тока, т.е. iL (t) = id (t) называется критической Ldкр. Поскольку XL >>XC , индуктивность фильтра выбираем из условия обеспечения непрерывности тока id(t): iL = id = U1m/(1Ldкр) = Ud/Rdmax; Ldкр = U1mRdmax/(1Ud) = qвхUdRdmax/(1Ud); Ldкр =1∙5/314∙2 = 7,96 мГн. Соответственно, емкость С равна: С = 5,32∙10-5/7,96∙10-3 = 6,68 мФ. Оценим собственную резонансную частоту фильтра из условия: ф = 1/(LdC)0,5; ф = 141 рад/с. С учетом того, что первая гармоника имеет частоту в 2 раза больше, чем частота сети, т.е. 1 = 628 рад/с >>ф = 141 рад/с, можно исключить возможность возникновения резонансных явлений на частотах, близких к частоте пульсации. В противном случае, следовало бы увеличить емкость конденсатора С фильтра. ГЛАВА 8. Стабилизаторы постоянного тока 8.1. Общие сведения Стабилизатор – узел цепи, предназначенный для поддержания (регулирования) стабильного напряжения на нагрузке при воздействии дестабилизирующих факторов (изменение напряжения сети, сопротивления нагрузки, окружающей температуры и т.п.) [23], [39]. Стабилизатор включается после фильтров для завершения процесса выпрямления напряжения на нагрузке (рис. 8.1). Рис. 8.1. Структура системы выпрямления напряжения Особенностью стабилизатора является наличие регулирующего элемента, который подключается последовательно или параллельно нагрузке. Стабилизаторы постоянного тока подразделяются на четыре вида: параметрические, параметрические с усилителем, компенсационные и импульсные. Параметрические стабилизаторы бывают однокаскадными, многокаскадными и мостовыми. В параметрических стабилизаторах используются свойства полупроводниковых приборов сохранять на своих внешних контактах (зажимах) постоянное напряжение при изменении тока, протекающего через приборы. В частности, стабилизация напряжения производится за счет изменения параметров полупроводниковых приборов: стабилитронов, стабисторов, транзисторов и др. Изменяемым параметром может быть сопротивление или проводимость приборов. В компенсационных стабилизаторах используется принцип автоматического регулирования выходного напряжения. Компенсационные стабилизаторы могут быть с непрерывным или импульсным регулированием. По выходной мощности стабилизаторы можно разделить на маломощные (до 1 Вт), средней мощности (до 250 Вт), большой мощности (свыше 250 Вт). Маломощные стабилизаторы применяются в измерительной технике цифровой техники, аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователях. Стабилизаторы средней мощности используются для питания ЭВМ и маломощных электронных устройств. Мощные стабилизаторы применяют для питания лазерных установок, электронных микроскопов и других. По точности поддержания выходного напряжения стабилизаторы разделяются на прецизионные (Uн/Uн < 0,005 %), точные (Uн/Uн < 0,01…0,005 %), средней (Uн /Uн < 0,1…0,01 %) и низкой точности (Uн/Uн < 1…0,1 %). Например, при Uн = 10 В и Uн/Uн < 0,005 %, получаем: Uн = 10·0,005/100 = 5·10–4 В = 50 мВ. В прецизионных стабилизаторах используются термостаты или криостаты. Стабилизатор включается К показателям и основным параметрам стабилизаторов относятся:  коэффициенты стабилизации по напряжению, току и температуре: kcтU = ((Uн /Uн); kcтi = (Uн/Uн)/(Iн/Iн); (8.1) kcтt = (Uн/Uн)/(t/tн), где Uвх/Uвх, Uн/Uн, Iн/Iн, t/tн  относительные изменения напряжений на входе, нагрузке, токов нагрузки, температуры прибора. Поскольку на входе изменение напряжения Uвх больше, чем на выходе Uн, то значение kcтU > 1 и может достигать значений 100 и выше;  выходное дифференциальное сопротивление, характеризующее изменение напряжения Uн на выходе стабилизатора при изменении тока нагрузки Iн: Rвых = Uн/Iн. (8.2) 8.2. Параметрический стабилизатор Принцип работы параметрического стабилизатора (ПС) на основе стабилитрона (рис. 8.1, а) заключается в том, по мере увеличения тока, протекающего через стабилитрон, его сопротивление (в области обратимого пробоя) резко падает, так что напряжение стабилизации Uст остается практически постоянным. Это приводит к тому, что, независимо от изменения величины входного напряжения Uвх (напряжения питания Uп, напряжения сети Uс), напряжение Uн на нагрузке остается и равным напряжению стабилизации Uст стабилитрона VD. В то же время ток Iст через стабилитрон VD меняется в широких пределах (в рабочем режиме от Iст max до Iст min). Легко понять, что по мере изменения напряжения Uвх на входе цепи, меняется падение напряжения URб на балластном (гасящем) сопротивлении Rб. а) б) в) Рис. 8.1. Параметрические стабилизаторы постоянного тока на стабилитроне (а) и с усилителем (б) и графоаналитический расчет стабилитрона (в) Графоаналитический расчет параметрического стабилизатора [19] на стабилитроне представлен на рис. 8.2 в. Показаны ВАХ стабилитрона Iст(Uст) (линия 3), ВАХ (линии нагрузки 1 и 2) балластного резистора Rб, позволяющие графически решить уравнение электрического состояния цепи стабилизатора напряжения (в режиме холостого хода при Rн  ): Uвх1 = Uст1 + RбIст1. (8.3) Дополнительно на рис. 8.1, в, приведена зависимость дифференциального сопротивления rдиф, равного dU/dI, в области обратных смещений (кривая 4). Допустим, что входное напряжение равно Uвх1. Следовательно, за счет падения напряжения на резисторе Rб на стабилитроне будет значение напряжения Uст1 при токе стабилизации Iст1 (точка А), определяемом соотношением (8.3). Если напряжение Uвх1, подаваемое на вход стабилизатора увеличится на Uвх, например, из-за повышения напряжения питания Uвх = Uп, то ВАХ балластного резистора Rб переместится параллельно самой себе (влево) и займет положение линии 2. Соответственно, с учетом характерной зависимости ВАХ стабилитрона изменится ток Iст2 и напряжение стабилитрона Uст2, в результате чего рабочая точка перейдет в положение В. Напряжение собственно на стабилитроне и на параллельной нагрузке Rн изменится на достаточно малое значение Uн. Легко понять, что поскольку стабилитрон и нагрузка подключены параллельно, то при фиксированном входном токе увеличение тока нагрузки Iн приводит к уменьшению токов стабилитрона Iст, и наоборот. Балластное сопротивления Rб выбирают таким, чтобы его ВАХ (линия 1 или 2) пересекала ВАХ стабилитрона в точке А, соответствующей значению тока Iст = (Iст mах + Iн min)/2. (8.4) Расчет схемы [39] может быть выполнен с помощью уравнений: k1Uп = Uн + Rб(Iст mах + Iн min); (8.5) k2Uп = Uн + Rб(Iст мin + Iн max), (8.6) где k1, k2 - коэффициенты, определяющие возможные пределы изменения напряжения питания Uп (например, +10 … 15 % от среднего значения), Uн ≈ Uст (указано в паспорте); в скобках указаны табличные диапазоны изменения тока через выбранный стабилитрон и тока нагрузки. Все отмеченные коэффициенты приводятся в паспортных данных прибора. В результате решения системы уравнений (8.5) и (8.6) находятся значения Uп и балластного (гасящего) сопротивления Rб. При этом целесообразно, чтобы среднее значение тока нагрузки лежало в пределах: Iн.ср = (Iн min+ Iн max)/2  Iст mах/2. (8.7) После этого производится проверка схемы на температурную погрешность Uнt, определяющую допустимое изменение напряжения стабилизации при изменении температуры, по соотношению: Uнt = Uст = UстТКНtр/100  Uдоп, (8.8) где ТКН = (100/Uст)(Uст/t)  температурный коэффициент стабилизации, %; Uдоп - допустимое изменение напряжения стабилизации; tр  пределы изменения температуры окружающей среды, например, +20 оС …+70 оС. Если соотношение (8.8) не выполняется, необходимо выбрать другой стабилитрон или включить несколько стабилитронов последовательно совместно с диодом (рис. 8.2, в), а также включить стабилитроны, имеющие разные знаки ТКН [8]. Наконец, необходимо уточнить изменение напряжения UстI на нагрузке за счет изменения тока Icт стабилитрона: UстI = rдиф(Icт max  Iст min)  Uн.доп. (8.9) Сумма значений (Uдоп+ Uн.доп) не должна превышать допустимой погрешности стабилизатора (по напряжению). Если же погрешность превышает заданную, то необходимо выбирать стабилитрон с меньшим значением rдиф ст или ограничивать ток стабилитрона. Выходное сопротивление стабилитрона примерно равно значению rдиф, коэффициент стабилизации по напряжению составляет 20…50. Коэффициент полезного действия , характеризуется отношением мощности на нагрузке Pн к полной мощности, включающей потери мощности Рпот в элементах фильтра и рассчитывается по соотношению  = Pн/(Рн + Рпот); (8.10) КПД обычно менее 25-45 %. 8.1.2. Параметрический стабилизатор с усилителем По мере увеличения тока нагрузки (выше среднего значения тока стабилитрона) схема, приведенная на рис. 8.1, а, становится неэффективной из-за больших значений Rб и Uп. В этом случае применяется параметрический стабилизатор с усилителем (ПСУ) (рис. 8.2, б), схема которого включает стабилитрон VD, балластный резистор Rб, а также эмиттерный повторитель на транзисторе VT с нагрузкой Rн. С учетом свойств эмиттерного повторителя, напряжение Uн на нагрузке равно напряжению Uвх на входе, а ток  в (+1) раз больше, чем ток нагрузки обычного параметрического стабилизатора. С учетом вышесказанного, стабилизатор рассчитывается на больший ток, равный Iн/(+1). Алгоритм расчета может быть следующим: Uн = [k2Uп + (2…3)] В, где k2 < 1, (8.11) Uкэ max = k1Uп  Uн; (8.12) Uст = (Uн + 0,7) В. (8.13) 8.1.3. Многокаскадные и мостовые параметрические стабилизаторы Многокаскадные параметрические стабилизаторы применяются для уменьшения нестабильности выходного напряжения при (случайном) изменении входного напряжения. В таких стабилизаторах (рис. 8.2, а) выход предыдущего каскада соединен с входом последующего и при этом выполняется условие: Uвх > Uст1 > Uст2. Схема мостового параметрического стабилизатора приведена на рис. 8.2, б). а) б) в) Рис. 8.2. Схемы двухкаскадного параметрического (а) и мостового стабилизаторов (б), схема температурной стабилизации (в) с помощью диодов и стабилитрона В схеме используется принцип компенсации изменения напряжения стабилизации стабилитрона за счет противоположного изменения напряжения на компенсирующем сопротивлении Rк. В таком стабилизаторе выходное напряжение равно разности напряжения стабилизации стабилитрона VD и падения напряжения на резисторе Rк. При увеличении напряжения Uвх увеличивается напряжение на стабилитроне VD. Одновременно возрастает напряжение на резисторе Rк, величина которого подбирается таким образом, чтобы увеличение напряжение на VD компенсировалось уменьшением напряжения на Rк. Поэтому выходное напряжение почти не изменяется при условии: rдиф/Rб1 = Rк/Rб2. Температурная компенсация параметрических схем выполняется посредством компенсации ТКН, как показано на рис. 8.2, в. Известно, что стабилитроны с напряжением стабилизации выше 6 В имеют ТКН > 0 (см. [8], п. 2.2.5), например, ТКН ≈ + 0,04 мВ/оС), а обычные диоды при их прямом включении имеют отрицательный ТКН (например, ТКН ≈ 2 мВ/оС). Поэтому при последовательном включении двух или более стабилитронов с обычным диодом можно обеспечить температурную стабилизацию напряжения стабилитрона до 0,001 % от номинального значения. 8.1.4. Стабилитронные интегральные микросхемы Распространены так называемые интегральные стабилизаторы напряжения, в которых большая часть элементов схемы выполнена в виде монолитной интегральной схемы [23]. Упрощенная схема и УГО регулируемого прецизионного интегрального стабилизатора типа 142ЕН19 (аналог TL431) приведена на рис. 8.3, а. Основным элементом схемы является источник опорного напряжения (ИОН) и операционный усилитель (ОУ), позволяющий устанавливать необходимое выходное напряжение при помощи делителя напряжения R1 и R2 в схемах включения (рис. 8.3, г). а) б) в) г) Рис. 8.3. Упрощенная схема (а), УГО (б) интегрального стабилитрона и схемы его включения (в, г) Основные характеристики подобного стабилизатора превосходят параметры обычного стабилизатора: ТКН  0,0003 %/оС; регулируемое напряжение от 2,5 до 36 В; дифференциальное сопротивление rдиф = 0,2 Ом; максимальный ток нагрузки 100 мА. Интегральные стабилизаторы (К142ЕН-1, -2, -3, -5, -6) позволяют получить напряжение на нагрузке от 5 до 30 В при токе Iн до 3 А при kcтU = 103... 104. Температурно-стабилизированные источники опорного напряжения (ИОН) обычно содержат интегральный стабилитрон, выполненный на одной из указанных схем, и прецизионный термостат, управляемый датчиком температуры. Подобные схемы имеют температурный коэффициент стабилизации напряжения до 0,00002 %/К. На рис. 8.4 приведена схема включения интегрального стабилизатора К140ЕН2 для стабилизации напряжения на нагрузке с помощью транзисторов типа КТ-803, КТ-908. Рис. 8.4. Схема подключения интегрального стабилизатора К140ЕН2 8.1.5. Компенсационный стабилизатор Более высоким коэффициентом стабилизации и меньшим выходным сопротивлением rдиф обладают компенсационные стабилизаторы, в которых функции измерения и регулирования выходного напряжения распределены между различными элементами (рис. 8.5). Компенсационный стабилизатор (КС) применяется, если необходимо получить более высокий коэффициент стабилизации по напряжению (kcтU = 1…100). а) б) Рис. 8.5. Структура параллельного (а) и последовательного (б) КС Основными элементами компенсационных стабилизаторов (рис. 8.5) являются:  измерительный орган, регистрирующий отклонения выходного напряжения от заданной величины, который обязательно включает в себя источник опорного напряжения (ИОН), выполненный, как правило, на стабилитроне;  усилитель (У) отклонений выходного напряжения заданной величины, от которого зависят точность стабилизации напряжения и выходное сопротивление стабилизатора.  регулирующий орган (элемент) (РЭ), выполненный на мощных транзисторах, и который поглощает избыточное напряжение путем изменения своего сопротивления под действием сигнала управления, поступающего от усилителя отклонений выходного напряжения. Через регулирующий орган протекает полный (или часть) тока нагрузки, поэтому на нем рассеивается значительная часть мощности источника питания. Принцип действия КС заключается в том, что изменение напряжения на нагрузке (вследствие изменения Uп или Iн) передается на специально вводимый в схему РЭ, препятствующий изменению напряжения Uн (рис. 8.5). Регулирующий элемент (обычно, транзистор) может быть включен либо параллельно нагрузке, либо последовательно с ней. Поэтому КС подразделяются на параллельные и последовательные (рис. 8.5) стабилизаторы. Воздействие на РЭ в обоих типах стабилизаторов осуществляется управляющей схемой, в которую входят усилитель постоянного тока (У) и источник опорного напряжения (ИОН). С помощью ИОН производят сравнение напряжения на нагрузке с опорным напряжением. Функция усилителя сводится к усилению разности сравниваемых напряжений и подаче усиленного сигнала непосредственно на регулирующий элемент. В схеме, представленной на рис. 8.5, а, стабилизация напряжения на нагрузке достигается, как и в параметрическом стабилизаторе, изменением напряжения на балластном резисторе Rб и изменением тока регулирующего элемента. Если принять входное напряжение стабилизатора неизменным, то постоянству напряжения на нагрузке будет соответствовать постоянство напряжения на балластном резисторе. Изменение тока нагрузки от нуля до Iнmax будет сопровождаться соответствующим изменением тока регулирующего элемента от Iн max до нуля. В схеме рис. 8.5, б, регулирующий элемент включен последовательно с нагрузкой. Стабилизация напряжения нагрузки осуществляется изменением напряжения на регулирующем элементе, ток которого здесь равен току нагрузки. Принцип действия КС постоянного напряжения основан на изменении сопротивления регулирующего элемента. Наличие регулирующего элемента обусловливает неизбежные потери энергии в стабилизаторе. Анализ этих двух схем показывают, что КПД последовательных стабилизаторов выше, чем параллельных, однако последние стабилизаторы некритичны к перегрузкам и даже коротким замыканиям. 8.1.5.1. Последовательный КС Принципиальная схема последовательного КС (рис. 8.6) включает: источник опорного напряжения с параметрическим стабилизатором в составе резистора R2 и стабилитрона VD; делитель выходного напряжения на резисторах R3 и R4; транзистор VT3, включенный эмиттерно-базовым переходом в диагональ bd моста на RЗ, R4, R2, VD; регулирующий элемент на основе составного транзистора, включающего VТ1 и VT2; элемент сравнения Rl. Работа схемы (рис. 8.6, а) заключается в следующем. Допустим, что напряжение на нагрузке Rн случайно увеличивается. Следовательно, растет потенциал точки d, а также точки b делителя напряжения R3R4. В то же время потенциал контакта эмиттера VT3 (точка c на катоде стабилитрона) остается неизменным. Поскольку потенциал базы (точка b) возрастает по отношению к потенциалу эмиттера (точка с), то естественно, возрастают базовый и коллекторный токи VTЗ. По мере возрастания коллекторного тока Iкэ3, который проходит по резистору Rl, увеличивается падение напряжения на резисторе R1 на величину Iкэ3R1. Другими словами, можно сказать, что по мере возрастания разности потенциалов между точками е и a за счет протекания тока Iкэ3, с одной стороны, уменьшается потенциал точки а, объединяющей коллектор VT3 и базу VT2, с другой  транзистор VT3 – насыщается. а) б) Рис. 8.6. Разновидности схем компенсационного стабилизатора (а) и (б) В результате того, что потенциал точки а уменьшается, падает базовый ток VT2, а значит, у составного транзистора (на основе VT2-VT1) уменьшается коллекторный ток. Но поскольку коллекторный ток транзистора VT1, в конечном счете, определяет ток нагрузки через резистор Rн, следовательно, напряжение на нагрузке не растет, а уменьшается. Таким образом, в схеме (рис. 8.6) действует отрицательная обратная связь, которая компенсирует (случайное, спонтанное) отклонение напряжения на нагрузке Rн от значения, заданного параметрами схемы, прежде всего, делителем напряжения R3-R4, стабилитроном VD и т.п. Коэффициент стабилизации по напряжению у этой схемы составляет не менее 100, выходное сопротивление  десятые и сотые доли Ома, регулирование выходного напряжения можно выполнить с помощью резистора R4. Для увеличения тока нагрузки можно составной транзистор (на основе VT2-VT1) сделать трехступенчатым или вместо VT1 поставить от двух до пяти транзисторов параллельно. На рис. 8.6, б, представлена другая разновидность схемы последовательного компенсационного стабилизатора. Измерительный орган в этой схеме включает в себя источник опорного напряжения на основе стабилитрона VD2 с резистором RЗ, а также делитель напряжения, состоящий из резисторов R5, R6, R7. Постоянное опорное напряжение подается на эмиттерный контакт VT4, а напряжение, снимаемое с движка потенциометра R6 и пропорциональное выходному напряжению, подается на базу транзистора VT4. Другими словами, разность этих напряжений, характеризующая сигнал рассогласования между опорным и выходным напряжениями, выступает как входной сигнал транзистора VT4, как усилителя сигнала рассогласования. В схему усилителя сигнала рассогласования входят также транзистор VT2 и источник тока, реализованный на транзисторе VТ1, стабилитроне VD1 и резисторах R1 и R2. Регулирующий элемент реализован на транзисторе VT3, через который протекает ток нагрузки, протекающий через резистор Rн. Напряжение коллектор-эмиттер Uкэ3 транзистора VT3 определяет величину выходного напряжения в соответствии с выражением: Uвых = Uвх  Uкэ3. (8.14) Схема, приведенная на рис. 8.6, б, работает следующим образом. Источник тока, реализованный на транзисторе VT1, поддерживает значение тока коллектора Iк1 транзистора VT1 постоянным: Iк1  1(Uст1  Uэб1)/R2, (8.15) где 1- коэффициент усиления по току транзистора VT1; Uст1 - напряжение стабилизации стабилитрона VD1; Uэб1 - напряжение эмиттер-база транзистора VT1. Если напряжение Uвых на нагрузке Rн меньше заданного значения (т.е. напряжение на движке потенциометра R6 меньше напряжения стабилизации стабилитрона VD2), то транзистор VT4 закрыт, и его ток коллектора практически равен нулю. Тогда ток Iк1 протекает по цепи: положительный полюс источника входного напряжения, резистор R2, электроды эмиттер-коллектор транзистора VT1, база-эмиттер VT2. база-эмиттер VТ3, нагрузка, отрицательный полюс источника входного напряжения. Базовый ток транзистора VT2 создает ток коллектора, который течет от положительного полюса источника входного напряжения через переход база-эмиттер транзистора VT3, создавая ток коллектора транзистора VT3. Таким образом, максимальный ток коллектора транзистора VT3, равный току нагрузки Iн max, равен Iк3 = Iн max = 23Iк1, (8.16) где 2, 3 - коэффициенты усиления по току транзисторов VT2 и VT3. а) б) Рис. 8.7. Схема компенсационного стабилизатора с защитой (а) и диаграмма работы (б) Максимальный ток коллектора транзистора VT3 выбирается заведомо больше номинального тока нагрузки, поэтому при закрытом транзисторе VT4 на выходе установится напряжение примерно равное входному, т. к. транзистор VТЗ будет полностью открыт. Однако, в нормальном режиме работы стабилизатора даже небольшое превышение выходного напряжения, по сравнению с заданным значением, приводит к появлению тока базы транзистора VT4. Следовательно, появляется ток коллектора Iк4, который протекает от коллектора транзистора VT1 через электроды коллектор-эмиттер транзистора VT4 и стабилитрон VD2 к отрицательному полюсу источника входного напряжения, тем самым, уменьшая величину тока, поступающего в базу транзистора VT2. Именно поэтому уменьшится и величина тока коллектора транзистора VT3, т.к. выполняется соотношение Iк3 = Iн = 23(Iк1  Iк4). (8.17) Учитывая, что Iк3  растет, Uкэ3  падает, и согласно (8.17) в результате уменьшится напряжение Uвых на нагрузке. В установившемся режиме работы ток коллектора транзисторе VT4 и, следовательно, ток нагрузки автоматически устанавливаются на том уровне, при котором величина выходного напряжения равна заданному значению. Вследствие очень небольшого выходного сопротивления схемы, например, приведенной на рис. 8.6, а, необходима быстродействующая электронная защита от перегрузок и КЗ, так как предохранители в аварийной ситуации не успеют сработать, и регулирующий транзистор сгорит. Для ограничения тока в нагрузке в схему КС вводят дополнительные элементы  датчик тока (резистор сопротивлением 0,5…5 Ом) и транзисторную схему (рис. 8.7, а). Последняя служит для изменения режима работы регулирующего транзистора, ограничивая ток в цепи нагрузки, после того как падение напряжения на резисторе превысит некоторое заданное значение. В этой схеме в качестве УПТ использован операционный усилитель ОУ, сигналы на входы (точки а и b) которого подаются, с одной стороны, от делителя напряжения R4R5 пропорционально выходному напряжению (на точку b), с другой стороны, от параметрического стабилизатора на основе R3 и VD1  как опорное напряжение на точку а. Выход ОУ (точка с) подключен к базе регулирующего транзистора VT1. В качестве датчика схемы защиты от перегрузки и короткого замыкания используется резистор R2, включенный последовательно с нагрузкой Rн. Пока ток в нагрузке Rн не превышает заданной величины, падение напряжения на R2, шунтирующего эмиттерный переход VT2, меньше 0,6 В. Транзистор VT2 закрыт и никакого влияния на работу стабилизатора не оказывает. Допустим, что напряжение на нагрузке случайно возрастает. Тогда увеличивается потенциал в точке d, а также возрастает ток нагрузки. При увеличении тока в нагрузке Rн и, соответственно, увеличения падения напряжения на R2 на величину UR2, транзистор VT2 открывается, поскольку возрастающее напряжение UR2 приложено к его базово-эмиттерному переходу. Заметим, что по мере увеличения потенциала в точке d, увеличивается потенциал в точке е, и, значит, в точке b инвертирующего входа ОУ. Но поскольку потенциал прямого входа (точка а) не изменяется (из-за стабилитрона VD), то на выходе ОУ напряжение падает. Значит, из-за уменьшения потенциала точки с базовый ток транзистора VT1 будет уменьшаться, и, значит, в цепи нагрузки ток не будет возрастать, поэтому напряжение на нагрузке останется на прежнем уровне. Так как предельное значение тока на выходе стабилизатора (через нагрузку Rн) ограничено величиной Iвых = 0,6/R2 А, то мощность PVT1, рассеиваемая на VT1, будет равна PVT1 = Iвых (Uвх  Uвых), (8.18) и при КЗ на выходе (Uвых = 0) может значительно превысить допускаемую величину. Чтобы этого не произошло, необходимо одновременно с уменьшением выходного напряжения уменьшить базовый ток VТ1. Это может быть выполнено с помощью цепочки VD2-R6. Пока разность (Uвх Uвых) находится в допустимых пределах, VD2 заперт, и ток через VT1 ограничивается указанной величиной Iвых = 0,6/R2 А. Если же разность (Uвх  Uвых) превысит напряжение стабилизации (пробоя) Uст стабилитрона VD2, то по цепи VD2R6R1 пройдет ток, появится дополнительный базовый ток VT2 и, соответственно, будет уменьшаться базовый (и коллекторный) ток VT1. Эта же цепочка работает при нормальном токе нагрузки, но при значительном увеличении напряжения питания, когда разность (Uвх  Uвых) становится больше Uст для VD2. Характеристика такого стабилизатора с защитой приведена на рис. 8.7, б. Как видно, при срабатывании защиты напряжение на выходе может упасть практически до нуля при токе Iогр. При этом мощность, рассеиваемая на VT1, не превосходит допускаемое значение. После снятия перегрузки или устранения короткого замыкания стабилизатор самостоятельно в исходное состояние не возвращается, для этого необходимо выключить и снова включить питание. Такой режим называется защелкиванием. Это не всегда удобно, зато гарантирует сохранность транзистора VT1 и всей схемы при любых заданных перегрузках и K3 без применения быстродействующих предохранителей и других защитных устройств. Так как максимальный ток нагрузка данного стабилизатора не превышает В1Iвых (В1 — коэффициент усиления по току транзистора VT1, Iвых  выходной ток ОУ), то в схеме в качестве VT1 могут применяться, составные транзисторы. В качестве управляющих усилителей постоянного тока (например, транзистор VТЗ на рис. 8.6, а) используются операционные усилители, которые благодаря большому коэффициенту усиления обеспечивают очень высокое качество стабилизации выходного напряжения. 8.1.5.2. Параллельный КС В параллельном компенсационном стабилизаторе, как и в параметрическом стабилизаторе, напряжение на нагрузке поддерживается постоянным за счет изменения падения напряжения на балластном сопротивлении путем изменения тока регулирующего элемента (рис. 8.8). В схеме параллельного компенсационного стабилизатора балластным сопротивлением служит резистор R1, и регулирующим элементом является транзистор VT1. Источник опорного напряжения реализован на стабилитроне VD1 и резисторе R3. Выходное напряжение снимается с делителя напряжения R4, R5, R6. Усилитель сигнала отклонения выходного напряжения от заданной величины реализован на операционном усилителе АD1 и транзисторе VT2. Схема, изображенная на рис. 8.8, работает следующим образом. На инверсный вход (точка b) операционного усилителя АD1 (фактически это компаратор напряжения) поступают опорное напряжение со стабилитрона VD1, а на прямой вход (точка а)  напряжение, пропорциональное выходному напряжению (с движка потенциометра R5). Рис. 8.8. Схема паралельного компенсационного стабилизатора При установившемся режиме напряжения на входах ОУ одинаковы, так что сигнал на выходе ОУ (точка с) нулевой. При этом через транзистор VТ1 протекает некоторый ток I0, и, в целом, выходное напряжение Uн стабилизатора равно заданному напряжению. Допустим, что напряжение на нагрузке случайно возрастает, значит, потенциал точки d увеличивается. При увеличении выходного напряжения напряжение потенциал точки е, как и точки а, растет. Учитывая свойства ОУ на участке насыщения, легко понять, что на выходе операционного усилителя (как компаратора) появится значительное положительное напряжение, поскольку потенциал на прямом входе больше, чем на инверсном. Возрастание напряжения на базе транзистора VT2 приведет к увеличению тока его базы, и, следовательно, и его тока коллектора и тока эмиттера. Это приводит к тому, что входной ток, протекающий от входа (точка f) через резистор R1, разветвляясь к точке g, возрастает. Следовательно, по мере увеличения входного тока, протекающего по резистору R1, падение напряжения на нем увеличивается на величину IвхR1. Вследствие этого напряжение Uн на нагрузке (на выходе стабилизатора) уменьшится, противодействуя случайному возрастанию напряжения на нагрузке. Случайное уменьшение выходного напряжения вызовет противоположные последствия. В компенсационных стабилизаторах, приведенных на рисунках 4.20-4.22, регулирующий элемент работает в режиме регулируемого сопротивления, поэтому на нем рассеивается значительная мощность. Вследствие этого высокий КПД стабилизатора достигается путем применения ключевого режима работы транзисторов, так как в открытом состоянии транзистора ток через него минимальный, а напряжение на нем минимальное, т.е. мощность, рассеиваемая на нем, мала. В закрытом состоянии ток через транзистор практически равен нулю, поэтому, хотя и напряжение на транзисторе максимальное, мощность, рассеиваемая на нем очень мала. Силовой транзистор, работающий в ключевом режиме, создает большые пульсации напряжения на нагрузке, поэтому между ключевой схемой и нагрузкой ставят фильтр, состоящий из катушки индуктивности, включенной в цепь тока нагрузки. Часто параллельно нагрузке ставят конденсатор для более эффективного сглаживания пульсаций напряжения. 8.1.5.3. Релейный КС На рис. 8.9, а показана схема релейного стабилизатора напряжения, в котором регулирующий транзистор VT1 работает в режиме ключа. Ключевой элемент и обмотка дросселя LC фильтра включены последовательно между источником питания Uвх и нагрузкой Rн. На входе фильтра подключен шунтирующий диод VD1, роль которого проанализрована ниже. Отличительной особенностью данной схемы является то, что для в качестве усилителя сигнала рассогласования (отклонения выходного напряжения от заданной величины) применяется компаратор напряжений на операционном усилителе AD1. а) б) в) Рис. 8.9. Схема релейного стабилизатора (а, б) и временные диаграммы его работы (в) Компаратором напряжений может служить операционный усилитель с большим коэффициентом усиления. Выходной сигнал компаратора равен логическому нулю, если напряжение, снимаемое с движка потенциометра RЗ (точки е, a) больше, чем опорное, снимаемое со стабилитрона VD2 (точка b). Когда напряжение на движке потенциометра RЗ меньше, чем на стабилитроне VD2, то выходное напряжение компаратора (в точке с) равно логической единице (поскольку сигнал с более высоким напряжением подается на неинвертирующий вход b). Выход компаратора (точка с) связан с входом усилителя мощности УМ, который усиливает выходной сигнал компаратора для управления силовым транзистором. Особенности работы релейного стабилизатора объясняются соответствующей работой реактивного элемента – индуктивности L, включенной в схему последовательно с резистором нагрузки Rн (рис. 8.9, б). Представим себе, что напряжение Uf на входе индуктивности изменяется импульсным образом, как это показано на осциллограммах (рис. 8.9, в). На выходе индуктивности напряжение не может измениться скачком, поэтому напряжение на резисторе Rн (нагрузке) изменяется по сглаженной кривой. Другими словами, дроссель L сглаживает пульсации тока. Для примера показаны осциллограммы выходного напряжения Uвых и напряжение Uf на выходе схемы с индуктивностью L, у которой входное напряжение имеет форму прямоугольных импульсов. Допустим, что в момент времени t0 напряжение на выходе стабилизатора случайно уменьшилось, так что потенциал точки d снизился. Поскольку в стационарном состоянии потенциалы прямого и инвертирующего входа ОУ (в точках b и а) одинаковы, то при уменьшении потенциала точки d падает и потенциал а инвертирующего входа, так что b > а = е. В соответствии с логикой работы компаратора AD1 на его выходе появится положительное импульсное напряжение. Транзисторный ключ VT1 в момент времени t0 откроется, напряжение в точке f скачком увеличится практически до значения входного напряжения Uf = Uвх, т.к. падение напряжения на открытом и насыщенном VT1 мало. Но поскольку ток через индуктивность L не может увеличиться скачком, то в промежуток времени (t0  t1), пока на выходе компаратора (точка с) высокое положительное напряжение, в точке f большое напряжение. Поэтому ток через дроссель монотонно возрастает, и, значит, потенциал точки d возрастает, и выходное напряжение Uвых будет постепенно увеличиваться. Когда выходное напряжение (на нагрузке), например, случайно станет больше заданной величины, компаратор перейдет в состояние с отрицательным выходным сигналом, и транзистор VT1 закроется. В этом случае напряжение Uf в точке "f" в момент t1 скачком уменьшится, и в промежутке времени (t1 t2) будет близким к нулю Uf = 0. При этом ток нагрузки будет замыкаться, минуя источник входного напряжения, от отрицательного полюса нагрузки через прямо включенный вентиль VD1, дроссель L к положительному полюсу нагрузки. При этом напряжение Uн на нагрузке станет уменьшаться, компенсируя первоначальное спонтанное возрастание напряжения. Фактически в этом интервале времени индуктивность выступает в качестве источника ЭДС. Затем процесс повторяется. Таким образом, в схеме возникает автоколебательный процесс. Частота автоколебаний зависит от многих факторов, но определяющими являются параметры фильтра, т.е. индуктивность L дросселя и емкость С конденсатора. Величина выходного напряжения поддерживается за счет изменения коэффициента заполнения  (см. п. 2.5.2) импульсов тока коллектора транзистора VT1. Среднее значение выходного напряжения определяется произведением амплитуды входного напряжения Uf = Uвх на время интервала (t0  t1) открытого состояния транзистора VT1 (численно произведение равно площади заштрихованных участков, приведенных на рис. 8.9, в), деленное на период времени Т = (t0  t2) выходного сигнала. На временных диаграммах, приведенных на рис. 8.9, в, видно что для сигналов с различным коэффициентом заполнения  при увеличении величины входного напряжения уменьшается длительность импульсов tи = (t0  t1) при открытом состоянии транзистора VT1. Следовательно, в процессе работы стабилизатора изменяется время импульсов, так что величина выходного напряжения изменяется незначительно в пределах заданных параметров. Устройство может работать в двух характерных режимах: в непрерывных и прерывистых токов дросселя. В непрерывном режиме (рассмотрен выше) мгновенное значение тока дросселя всегда имеет конечное значение, тогда как в прерывистом  он периодически принимает нулевое значение. Список основной литературы 1. Анисимов Я.Ф. Судовая силовая полупроводниковая техника. -Л.: Судостроение, 1979. –192 с. 2. Анисимов Я.Ф., Васильев Е.П. Электромагнитная совместимость полупроводниковых преобразователей и судовых электроустановок. –Л.: Судостроение. 1990. –264 с. 3. Анисимов Я.Ф. Особенности применения полупроводниковых преобразователей в судовых электроустановках. –Л.: Судостроение. 1973. –102 с. 4. Герман-Галкин С. Г. Силовая электроника: Лабораторные на ПК. - СПб.: Учитель и ученик, Корона принт, 2002. 5. Герман-Галкин С. Г. Компьютерное моделирование полупроводниковых систем. -СПб.: КОРОНА принт, 2001. 302 с 6. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. - М.: Высшая школа, 1982, 496 с. 7. Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники: Учебник. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000. 8. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры/ под ред. Найвельта: -М.: Радио и связь, 1986, 9. Полупроводниковые выпрямители / Под ред. Ф.И. Ковалева. – М.: Энергоатомиздат, 1967. – 480 с. ; М.: Энергоатомиздат, 1978. – 448 с. 10. Прянишников В. А. Электроника. Курс лекций. СПб.: КОРОНА принт; М.: Бином-Пресс, 2006, 416 с. 11. Розанов Ю.К. Основы силовой электроники. – М.: Энергоатомиздат, 1992. – 296 с. 12. Семенов Б.Ю. Силовая электроника: от простого к сложному. 2-е изд., испр. –·М.– СОЛОН–Пресс, 2016. 416 с.: ил. 13. Харрисон Линден. Источники опорного напряжения. М.: ДМК Пресс, 2015. – 516 с. : илл. –(Серия ″Схемотехника″) 14. Судовая электротехника и электроника: учебник / Под ред. Вилесова Д.В., Л. Судостроение, 1985, 312 с. 15. ГОСТ 20332-84. Тиристоры. Термины и определения, буквенные обозначения. 16. ГОСТ 2917691. Короткие замыкания в электроустановках и методика их расчета. 17. Чебовский О.Г. и др. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник, - М.: Энергоатомиздат, 1985.- 400 с. 18. Чиженко И. М., Руденко В. С, Сенъко В. И. Основы преобразовательной техники. М.: Высшая школа, 1974, -429 с. 19. Штумпф Э.П. Судовая электроника и силовая преобразовательная техника. СПб, Судостроение, 1993, 352 с. Список дополнительной литературы 20. Бар В.И. Основы преобразовательной техники. Тольятти, 2005 21. Борисов П.А., Томасов В.С. Расчет и моделирование выпрямителей. Учебное пособие по курсу “Элементы систем автоматики” 22. Башарин А.В., Новиков В.А., Соколовский Г.Г. Управление электроприводами. Л. Энергоиздат, 1982, 392 с. 23. Бедфорд В, Хофт Р. Теория автономных инверторов. Энергия. 24. Брылина О.Г., М.В. Гельман, М.М. Дудкин, Силовая электроника. Учебное пособие к виртуальным лабораторным работам, 2012 25. Бурков А.Т. Электронная техника и преобразователи. М., Транспорт, 1999. 464 с. 26. Геллер Б.Л.. Судовая электроника Калининград, Издательство ФГОУ ВПО «КГТУ», 2011 27. Головин Ю. К. Судовые электрические приводы: М.: Транспорт, 1991.-327 с. 28. Гультяев А. К. Визуальное моделирование в среде MatLab. СПб.: Пни 2000. 429 с. 29. Захаров О.Г. Чтение схем электротехнической части судов. Л. Судостроение. 1984. 160 с. 30. Китаенко Г.И. Справочник судового электротехника. В 3-х томах, 1973. 31. Кулик В.Д. Силовая электроника. Автономные инверторы. Активные преобразователи. СПбГТУРБ, 2010, 90 с. 32. Макашов Д. Обратноходовой преобразователь. 2006, 46 с.(Интернет) 33. Малышев Д. http://radioginn.ucoz.ru/publ/1-1-0-1 34. Марков Э.Т. Судовые электрические аппараты. Л., Судостроение, 1981, 344 с. 35. Петрович В.П. Силовые преобразователи электрической энергии. Томск, 2009. 36. Рама Редди. Основы силовой электроники. Москва. Техносфера, 2006 -288 с. 37. Ривкин Г.А., Преобразовательные устройства. М.: Энергия, 1970, 544 с. 38. Силовая электроника. Краткий энциклопедический словарь терминов и определений. Под ред. И.Ф. Ковалева и М.В. Рябчинского. М. МЭИ, 2008. 90 с. 39. Судовая электротехника и электроника: учебник/ Под ред. Вилесова Д.В., –Л.: Судостроение, 1985, 312 с. 40. Сюбаев М.А. Эксплуатация судового электрооборудования. СПб, ГМА С.О. Макарова, 2008. 48 с. 41. Фесенко В.И. Электрооборудование промысловых судов. Л., Судостроение, 1983. 320 с. 42. Цветков Силовые преобразователи 43. Чиженко И. М., Руденко В. С, Сенъко В. И. Основы преобразовательной техники. М.: Высшая школа, 1974, 429 с. 44. Электроника: справ. кн. / под ред. Ю.А. Быстрова.  СПб. : Энергоатомиздат. СПб. отд-ние, 1996.  554 с. 45. Энергетическая электроника: Справочное пособие: пер. с нем. / под ред. В.А. Лабунцова. _М.: Энергоатомиздат, 1987. 464 с. 46. Яковлев Судовые электроэнергетические системы. Судостроение 1987. 272 с. 47. Ворщевский А.А., Гальперин В.Е. Электромагнитная совместимость судовых технических средств. СПбГМТУ, Санкт-Петербург: 2006, –317 с. 48. Bose M. Modern Power Electronic, 2002 49. Keith H. Sueker. Power Electronics Design: A Practitioner’s Guide. 2005.