Силовая электроника

КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ ПО СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКЕ. Основная литература 1. Ковалев, Ю.З. Электрооборудование промышленности. Полупроводниковые силовые преобразователи энергии / Ю.З. Ковалев, Е.М. Кузнецов. ─ Омск: Изд-во ОмГТУ, 2011. ─ 164с. (гриф) 2. Кузнецов, Е. М. Силовая электроника : учеб. пособие / Е. М. Кузнецов, О. А. Лысенко. – Омск : Изд-во ОмГТУ, 2012. – 92 с. : ил. 3. Зиновьев, Г. С. Силовая электроника (электронный ресурс): учебное пособие для бакалавров, по специальности Промышленная электроника / Г. С. Зиновьев, Новосибирский государственный технический университет (НГТУ). – М. : Юрайт, 2012 4. Кузнецов Е.М. Силовая электроника. Мощные полупроводниковые приборы. Вентильные преобразователи электроэнергии : учеб. пособие / Е. М. Кузнецов, О. А. Лысенко. – Омск: 2015. – 113 с. : ил (гриф). Дополнительная литература 1. Ковалев, Ю.З. Полупроводниковые приборы и цифровые устройства: учеб. пособие / Ю.З. Ковалев, Е.М. Кузнецов. ─ Омск: ОмГТУ, 2005. ─ 96 с. ВВЕДЕНИЕ. Электроэнергия в промышленном производстве используется в электроприводе, разнообразными электротехнологическими и осветительными установками. Соответственно, параметры электроэнергии, необходимые для ее эффективного применения в конкретных случаях, должны быть различны. Нередко частота переменного напряжения, его величина требуют изменения непосредственно в течение технологического процесса. В то же время источники электроэнергии - энергосистемы, трансформаторные подстанции обеспечивают потребителей стандартной электроэнергией в виде трехфазного переменного тока частотой 50 Гц и рядом стандартных напряжений от 0,4 до 220 кВ. Следовательно, для удовлетворения нужд производства в электроэнергии разных видов и параметров, а также для эффективного управления ее распределением необходимы различные преобразовательные устройства. Областью применения преобразовательных устройств являются химические и алюминиевые предприятия, тяговые подстанции, электрифицированный железнодорожный транспорт, регулируемый электропривод, питание различного рода подъемников, лифтов, подземного шахтного оборудования, возбудителей синхронных машин и т. д. Среди разнообразных требований, предъявляемых к преобразователям, общими являются обеспечение высоких КПД и коэффициента мощности, а также максимальной надежности и устойчивости. Полупроводниковые преобразователи наиболее качественно удовлетворяют перечисленным требованиям. Они имеют малые габариты и вес, потребляют очень малую мощность управления, обладают высоким быстродействием, а их универсальность позволяет создавать самые разнообразные устройства. Все эти качества открывают широкие возможности для их применения. Силовая электроника является сегодня электротехнической отраслью, продукция которой жизненно необходима всем другим электротехническим и электроэнергетическим отраслям промышленности. В подтверждение этого рассмотрим следующие данные: 1. Годовой объем энергопотребления в мире равен (8..12) кВт Ежегодные затраты на производство электроэнергии составляют 400…500 млрд долл., из них 72…78 млрд. долл. приходится на потери в генерирующих, передающих и потребляющих объектах. 2. Основными потребителями электроэнергии сегодня являются электроприводы различного назначения (51%), освещение (19%), нагрев/охлаждение (16%), телекоммуникации (14%). 3.В настоящее время в мире менее 25% энергии используется оптим ально для совершения требуемой работы. Это достигается применением высокоэффективных методов преобразования электроэнергии в энергию управления объектом. В основе этих методов лежит использование устройств силовой электроники. Рассмотри область применения таких устройств и оценки экономического эффекта от их применения: 1. средства регулирования производительности технологических цепей ТЭС и ГЭС (сокращение на 30…40% энергопотребления предприятий для собственных нужд, снижение себестоймости 1 кВт на 7…10%); 2. регулируемые электроприводы общепромышленного назначения (60…70 млрд. долл); 3. коммунальное хозяйство, уличное освещение натриевыми лампами высокого давления, освещение общественных помещений компактными люменесцентными лампами с электронными балластами (90…120 млрд. долл); 4. бытовая техника: пылесосы. Холодильники, светильники, стиральные машины, индукционные плиты (только для 10% холодильников за три года 1млрд. долл); 5. автомобильная электроника (29 млрд. долл при экономии топлива 10%); 6. повышение эффективности источников электропитания (2…3 млрд. долл). Промышленный электропривод, управляемый с помощью полупроводникового преобразователя электрической энергии, экономит до 40% электроэнергии по сравнению с нерегулируемым электроприводом. В настоящее время доля регулируемых электроприводов в мировых технологиях не превышает 40%. Использование управляемого электропривода должно приводить к ежегодной экономии в 72 млрд. доллэ Каждый год для целей освещения продаются около 10 млрд. ламп накаливания и 500 млн. люминесцентных ламп. Последняя с электронным балластом в 5 раз эффективнее лампы накаливания, служит в 10 раз дольше, экономит до 30 долл. за время службы. Потенциал экономии 119 млрд. долл. Натриевая лампа высокого давления с пускорегулирующей электронной аппаратурой эффективнее ртутно-дроссельных ламп, применяемых для уличного освещения, позволит сэкономить 200 млрд. долл. Применение устройств силовой электроники в автомобилестроении (например, в системах торможения, управления двигателем, системе стартер-генератор) уже при 10% экономии топлива может сэкономить 29 млрд. долл на парке 500 млн. автомобилей. Массовым потребителем устройств силовой электроники является бытовая техника. Большой объем выпуска бытовых приборов определяет большой резерв энергосбережения, несмотря на малый уровень потребления мощности отдельным прибором. Наиболее энергоемкими потребителями в быту являются кондиционеры, индукционные плиты, стиральные машины, холодильники, светильники. Использование в холодильниках регулируемого компресвора позволит в среднем экономить 40% электроэнергии, а также приведет к снижению общей цены холодильника (для 200 литровых холодильников примерно 70 долл. в год). При переводе 1-% холодильников на регулируемый компрессор ежегодная экономия может составить 1 млрд. долл. Стиральная машина с интеллектуальным силовым регулятором режимов экономит 60% воды. Индукционная плита имеет КПД выше 90% вместо 50% у электроплит. Светильник бытового освещения с люминесцентной лампой 20 Вт заменяет лампу накаливания 100 Вт. Значения удельной стоимости устройств силовой электроники лежит в пределах 0,08…2 долл/Вт. Потенциальный объем нашего рынка для систем силовой электроники может быть оценен величиной от 4 до 6 млрд. долл. на ближайшее десятилетие. По свидетельству международной электротехнической комиссии на Западе наступил бум в области силовой электроники и в ближайшие годы потребуется порядка 100 тысяч новых специалистов в этой области. Наблюдается в последнее время «оживление» промышленности в России. Силовая электроника является значительным резервом повышения энергоэффективности систем электроснабжения, поскольку основой большинства методов оптимизации энергопотребления является управление преобразованием электроэнергии сети в энергию управления объектом. Теоретические основы процессов преобразования электроэнергии с помощью вентильных устройств были разработаны в начале текущего столетия. Но широкое внедрение в практику преобразовательная техника получила после создания в 50-х годах силовых полупроводниковых приборов (СПП): диодов и тиристоров. В учебном пособии рассмотрены характеристики основных силовых полупроводниковых приборов, классификация и основные типы вентильных преобразователей электроэнергии. 1. ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ СИЛОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЭЛЕКТРОЭНЕРГИИ Классификация силовых преобразователей электроэнергии Широкий круг задач, решаемый полупроводниковыми преобразовательными устройствами, определяет большое разнообразие их схемных и конструктивных решений. Схемную электронику условно делят на два класса. К первому классу относят электронные средства малой мощности, широко применяющиеся в системах автоматического управления и регулирования. Это различного рода усилители, генераторы и т. д. Назначение элементов первого класса - генерирование и преобразование электрических сигналов определенной формы и амплитуды, осуществляющих передачу информации. Для таких электронных целей основными характеристиками являются амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики, условия устойчивости работы и т. д. Такие же показатели, как коэффициент полезного действия, коэффициент мощности, для них являются второстепенными, и их зачастую не учитывают. Ко второму классу относят электронные средства, применяющиеся в различных системах и источниках электропитания. Электронные цепи второго класса служат для преобразования электрического тока и напряжения: переменного тока в постоянный, постоянного тока в переменный, переменного тока одной частоты в переменный ток другой частоты, низкого постоянного напряжения в высокое постоянное напряжение и т. д. К этому же классу относят электронные устройства, осуществляющие фильтрацию и стабилизацию тока и напряжения. Основными характеристиками электронных цепей второго класса являются коэффициент полезного действия, коэффициент мощности и другие электрические характеристики. Схемная электроника второго класса служит энергетическим целям, поэтому ее часто называют энергетической электроникой, а устройства этого класса - преобразователями электрического тока. Рассмотрим основные типы преобразовательных устройств, работающих в сетях переменного тока. Силовые преобразовательные устройства можно разделить на две большие группы по принципу действия: без преобразования частоты и с преобразованием частоты питающего напряжения (рис.1.1). Устройства, не изменяющие частоту входного напряжения, включают в свой состав коммутаторы и регуляторы-стабилизаторы, которые могут строиться по принципу широтно-импульсной модуляции (ШИМ) или фазового регулирования выходного напряжения (ФР). По способу коммутации тиристоров и коммутаторы, и регуляторы-стабилизаторы могут выполняться как с естественной (ЕК), так и с искусственной (ИК) коммутацией. На основе фазорегулируемых преобразователей с искусственной коммутацией могут строиться тиристорные источники реактивной мощности (ТИРМ). Преобразовательные устройства, изменяющие не только величину, но и частоту выходного напряжения, включают в свой состав выпрямители и преобразователи частоты. Выпрямители могут быть неуправляемые (НУВ) и управляемые с естественной (УВЕК) и искусственной (УВИК) коммутацией вентилей. По схемным решениям выпрямители могут быть простые (нулевые, мостовые) и сложные (представляющие собой последовательное и параллельное соединение простых схем). Преобразователи частоты можно разделить на непосредственные (НПЧ) с естественной и искусственной коммутацией и выпрямительно-инверторные с управляемым (УВ-АИ) или неуправляемым (НУВ-АИ) выпрямителем. Термин «преобразователи частоты» выделяет основную функцию данного устройства, заключающуюся в изменении частоты питающей сети переменного тока. В большинстве случаев практического использования преобразователей вместе с преобразованием частоты происходит преобразование величины выходного напряжения и числа фаз. Приведенная классификация силовых преобразователейэлектроэнергии отражает их основные функциональные свойства. При изучении электромагнитных процессов в мощных силовых преобразователях следует учитывать, что мощности преобразователя и питающей его трансформаторной подстанции соизмеримы. В этом случае, при эквивалентировании питающего источника переменного тока, необходимо учитывать его активное и индуктивное фазные сопротивления. Такая модель системы электроснабжения позволяет достаточно строго рассмотреть энергетические характеристикивентильного преобразователя и его влияние на питающую сеть. Рис.1.1. Классификация силовых преобразователей электроэнергии в сетях переменного тока Системный подход к анализу силовых преобразователей электроэнергии В общем случае функции силовых преобразователейэлектроэнергии могут быть сведены к следующим операциям: • преобразование рода тока; • регулирование выходных параметров преобразователей электроэнергии; • согласование величины напряжений питающей сети и нагрузкипреобразователя; • обеспечение электромагнитной совместимости преобразователяс питающей сетью и нагрузкой. Исходя из этих функциональных особенностей, структурная схема преобразователя может быть представлена в виде, приведенном на рис. 1.2. Функции преобразования и регулирования параметров электроэнергии осуществляются комплектом силовыхполупроводниковых управляемых вентилей, образующих схему СП, с соответствующей системой управления СУ. Согласование уровней напряжений питающей сети и нагрузки для конкретного типа преобразователей достигается применением согласующего трансформатора Тр. Обеспечение электромагнитной совместимости устройства с питающей сетью и нагрузкой, наряду с применением специальных схемных решений преобразователя, достигается установкой силовых фильтров Ф1 и Ф2. Таким образом, анализ процессов преобразования электроэнергии в силовых преобразователях требует системного подхода, учитывающего характеристики не только собственно вентильного устройства, но и значимые параметры питающей сети и нагрузки. Необходимость комплексного изучения электромагнитных процессов в силовых преобразователях, являющихся элементами системы электроснабжения объекта, определяется соизмеримостью мощностей преобразователя электроэнергии и питающей сети. В зависимости от задач исследования могут быть приняты различные допущения: 1. Все элементы преобразователя идеальны, питающая сеть имеет бесконечную мощность (источник напряжения), нагрузка также идеализирована (чаще активного характера или активно-индуктивная с бесконечно большой индуктивностью). При этих допущениях системный подход фактически теряется, процедура исследования элементарна. 2. Питающая сеть и элементы преобразовательного устройства представляются реальными параметрами, нагрузка остается идеализированной. Процессы в системе в этом случае могут исследоваться аналитически. Результаты достаточно хорошо отображают реальные энергетические характеристики преобразовательных устройств, распространение данного класса допущений. 3. Все элементы преобразовательного устройства описываются моделями с реальными характеристиками элементов. Анализ чаще всего возможен с использованием численных методов и вычислительной техники. В настоящее время существует ряд пакетов прикладных программ для моделирования, в том числе и преобразовательных устройств. Важной составляющей системного подхода к изучению силовых преобразователей является определение универсального набора критериев, характеризующих энергоэффективность преобразования электроэнергии. Важнейшими энергетическими показателями качества электромагнитных процессов, соответствующими государственному стандарту на качество электроэнергии в электрических сетях общего пользования (ГОСТ 13109 - 97), являются следующие: 1. Коэффициенты преобразования по напряжению и току: ;(1.1) В зависимости от определенных значений токов и напряжений - средние, действующие, первые гармоники - могут определяться и соответствующие значения коэффициентов преобразования. При этом следует учитывать, что в цепях переменного тока полезными составляющими, переносящими активную мощность, обычно являются первые гармоники тока и напряжения. В цепях постоянного тока - средние значения. 2. Коэффициенты гармоник тока и напряжения: (1.2) где Ik, Uk- действующие значения токов и напряжений высших гармоник;I, U- действующие значения тока и напряжения. 3. Коэффициент сдвига тока относительно напряжения по первой гармонике (1.3) где Р1, Q1- активная и реактивная мощности первых гармоник тока и напряжения. 4. Коэффициент мощности (1.4) где P, S - активная и полная мощность в электрической цепи. 5. Коэффициент полезного действия (1.5) Предлагаемые принципы формирования системного подхода исследованию силовых преобразователей электроэнергии позволяют анализировать электромагнитные процессы с теми допущениями, которые соответствуют задачам анализа. При этом результаты, полученные на этапе элементарного анализа, могут уточняться последующим, более детальным, исследованием с меньшими допущениями. Элементная база устройств силовой электроники Принцип работы любого преобразователя основан на периодиче­ском включении и выключении электрических вентилей. В качестве вентиля может использоваться любой вы пускаемый промышленностью прибор, работающий в ключевом режиме. В ключевом режиме на приборе будет выделяться минимальная мощность, что в основном и определяет КПД устройства. В случае идеального ключа на этапе его проводящего состояния падение напряжениям на ключе равно нулю. В запертом состоянии отсутствие тока также определяет нулевое значение потери мощности. В настоящее время в качестве электрических вентилей используются полупроводниковые приборы Современное состояние силовых приборов достаточно подробно отражено в справочных каталогах и литературе по применению ведущих фирм-производителей, среди которых отметим InfineonTechnologies, MitsubishiElectric, Semikron, Motorola. Прежде чем провести оценку достижений полупроводниковых изделий и наметить тенденции их развитие проведем обзор основных исторических этапов разработки силовых ключей (Рис. 1,1), 1.Конец 40-х начало 60-х годов Разработка основных типов уп­равляемых полупроводниковых ключей (биполярных и униполярных тран­зисторов и обыкновенных тиристоров) на базе известных теорий твердо­тельной электроники. Повышение мощности приборов достигается в этот период, как правило, за счет увеличения физических размеров структуры. Для тиристорных ключей подобный подход обеспечивает уве­личение коммутируемых токов до 100 А и напряжений до 1000 В, Для транзисторов по-прежнему остается актуальной задача разработки при­бора на большие токи с хорошими динамическими показателями, 2.Конец 50-х - начало 70-и годов Разработка первых полупровод­никовых ключей на базе вертикальны* и многоканальных структур. Появ­ление планарной и эпитаксиальной технологий, а также совершенствова­ние методов диффузии в полупроводниковые структуры. Разрабатывают­ся промышленные образцы мощным биполярных и полевых транзистор­ных ключей, способных рассеивать мощность в несколько ватт. Практиче­ское применений первых мощных транзисторов позволило выявить силь­ные и слабые стороны биполярных и униполярных приборов и сформули­ровать задачу создания более совершенной комбинированной структуры. 3. 70-е годы, Разработ1ьа составных транзисторных и тиристорных ключей на дискретных элементах, сочетающих преимущества биполяр­ных и полевых приборов. Этот период можно характеризовать как схема* технический этап в преддверии нового технологического скачка. 4.Конец 70-х — начало 80-х годов Применение усовершенствованных методов интегральной электроники в технологии силовых полу проводниковых ключей Разработка мощных гибридных модулей, Создание первых поколений совмещенных биполярно-полевых монолитных структур. В этот отрезок времени удается повысить мощность, переключаемую приборами, более чем в 100 раз. Для транзисторных ключей уровень коммутируемых токов и напряжений составляет сотни ампер и тысячи вольт. Тиристорные ключи становятся полностью управляемыми и захватывают мегаваттный диапазон мощностей. 5. 90-в годы. Совершенствование технологии полупроводниковых ключей в заданном диапазоне мощностей и предельных напряжений. Этот период характеризуется улучшением качественных показателей ключевых приборов по быстродействию и остаточным напряжениям, 6. Конец 90-х годов. Разработка новых поколений силовых ключей tприменением субмикронных технологий. Внедрение управляющих структур с изолированным затвором в структуры мощных тиристорных ключей. Широкое применение «разумных» или «интеллектуальных» приборов. Конец XX века демонстрирует тенденцию к созданию универсального полупроводникового ключа, управляемого по изолированному затвору, с мощностьюпереключения, соответствующей «тиристорному» диапазону, и остаточным напряжением, близким к прямому напряжению обычного диода. Итак,почти полувековой путь эволюции развития ключевых приборовпредставляет собой виток большой спирали, которая устремлена в будущее,к ключу с «идеальными» свойствами. Свое начало спираль берет от обычного диода, как первого (к сожалению, неуправляемого) полупроводникового ключа. Систематические исследования полупроводников были начаты в 30-х годах. В основу первых полупроводниковых ключей были положены теория выпрямления на границе p-n-перехода и открытие принципа полевого эффекта. Усиленное развитие электроники и радиолока­ционной техники после второй мировой войны поставило задачу создания малогабаритного твердотельного прибора, способного заменить электронную лампу. Исследования заверши­лись созданием Бардиным (BardeenJ.) и Браттейном(BrattainW.)в 1948 году точечного биполярного транзистора (Рис. 1.2). В 1949—1950 гг. Шокли(ShockleyW.) на основе германия (Ge) разработал первый маломощный плоскостной биполярный транзистор - БТ (BJT— BipolarJunctionTransistor), Он же в начале 50-х годов сфор­мулировал идею четырехслойной р-n-р-п-структуры. В l948 г оду Шокли попытался изготовить маломощный полевой транзистор — ПТ (FET— FieldEffectTransistor) путем напыления слоя германия на диэлектрик. Но потребовались дополнительные годы исследований поверхностных состояний и разработка специальной технологии, чтобы в 1952 году создать полевой транзистор с управляющимp-n-переходом — унитрон(UnipolarTransistor). (Рис. 1.3.)Конструкция первого маломощного транзистора со структурой металл-диэлектрик-полупроводник МДП (MOS— MetalOxideSemiсоnductoгTransistor) была предложена Хофстейном(HotstetnS.) и Хейманом(HetmanR) только в 1963 году, когда первых успехов уда­лось добиться в области интегральной техноло­гии (Рис. 1.4). Развитие силовой полупроводниковой электроники начина­ется в конце 50-к го­дов. Развитие преоб­разовательной техни­ки поставило задачу разработки надежно­го и аффективного полупроводниковогоключа, способного вытеснить применившиеся ранее газоразрядные переключатели. Основой первых силовых приборов становится крем­ний (Si). Применение кремния позволило расширить температурный диапазон, существенно увеличить пробивное напряжение и мощность приборов. В 1955 году под руководством Молла(MollJ.) исследуются первые кремниевые приборы с тиратронной характеристикой, полу­чившие название тиристоры (Thyrlslor), А в 1956 году Йорк (YorkR.)стал инициатором успешного проекта изготовлений кремниевого уп­равляемого p-n-р-n-переключателя SCR (SiliconControlledRectifier)на большие токи. В 1958 году Тешнер(TesznerSJ)предпринимает попытку повысить мощность униполярного транзистора за счет использования цилиндрической геометрии. По имени изобретателя этот прибор был назван текнетроном(Tecnetron) (Рис. 1.5). Однако простое увеличение физических размеров приборов для повышения коэффициента усиле­ния и амплитуды тока приводило к заметному ухудшению частотных свойств ключа. Увеличение площадей переходов и повышение допус­тимых напряжений увеличивали паразитные емкости и сопротивленияканалов. Для тиристоров в их первоначальных вариантах применения (контакторы, коммутаторы тока, регуляторы напряжении в выпрямите­лях) это не представляло особой проблемы. Основная задача при раз­работке их первых промышленных образцов состояла в повышении ра­бочих токов и напря­жений в целях полной замены газоразряд­ных приборов. К нача­лу 60-х годов были изготовлены управляе­мые полупроводнико­вые вентили на токи до сотен ампер и на­пряжения запираниядо 1000 В. Наоборот, для транзисторных ключей на первый планвыходитрешение проблемы созданий высокочастотного прибора на относительнобольшие рабочие токи. В СССР независимо от зарубежныхразработок в 1965 г. были созданы кремниевые тиристоры (ВКДУ-150) на токи более 100 А. Созданию отечественных тиристоров способствовали исследования, проводившие В.Е.Челноковым и В.М.Тучкевичем, а так же работы, выполненные вВЭИ и на заводе «Электровыпрямитель». Предполагалось, что промышленно выпускаемые тиристоры будут широко использованы в различных отраслях тех­ники для существенного повышения технико-экономических характеристик уст­ройств преобразовательной техники. Однако неполная управляемость тиристоров и относительно низкое быстродействие существенно ограничили потенциальные области их применений. В 1988 годуэнергетике СССР была введена в эксплуатацию вставка постоянного тока для пере­дачи энергии из России в Финляндию. Схема вставки выполнена на базе 12-фазных комплектных преобразователей, в которых использовались тиристоры Т173-125 мощностью 470 кВт. Кроме того, нашли широкое применение реакторы со встречновключенными тиристорами для управления мощностью компенсирующих уст­ройств в электропередаче переменного тока. Большой вклад в развитие систем элек­тропередачи с применением силовых электронных устройств внес В.А. Веников. На основе сочетания свойств МДП- и биполярных p-n-p-транзисторов был создан прибор IGBT— биполярный транзистор с изолированным затвором, полу­чивший в русскоязычной технической литературе [46] аббревиатуру МОПБТ. Прибор имеет хорошие частотные характеристики, крайне низкое значение мощ­ности управления, относительно низкое падение напряжения (2,5—3,5 В) в прово­дящем состоянии при рабочих напряжениях до 1 500—1 700 В. Благодаря этим качествам, прибор стал занимать доминирующее положение в устройствах сред­ней мощности и составляет конкуренцию мощным запираемым тиристорам. Другим направлением создания нового поколения силовых электронных при­боров было улучшение технических характеристик запираемых по управляющему Что дает силовой электронике новое поколение силовых электронных ключей кроме улучшения общих технико-экономических характеристик — КПД и надеж­ности? Главным фактором, определяющим значимость и перспективность этих приборов, является их способность управлять на повышенных частотах большими потоками мощности практически по любому закону модуляции энергетических импульсов при минимальных мощностях, затрачиваемых на управление. При этом преобразование энергии осуществляется без экологически вредных последствий, если не считать электромагнитных импульсов, осложняющих проблему электромаг­нитной совместимости преобразователя с другими объектами. Эти факторы оказали революционное влияние на существующие устройства силовой электроники и открыли перспективу для создания принципиально новых видов устройств силовой электроники. - обеспечение работы преобразователей переменного/постоянного тока в четырех квадрантах комплексной плоскости параметров переменного тока без применения средств искусственной коммутации ключей; - получение токов и напряжения требуемой, например синусоидальной, формы (при использовании «легких» LС-фильтров) с регулированием их ампли­туды, фазы и частоты в широких диапазонах; - фильтрацию высших гармоник тока (напряжения) несинусоидальной формы; - регулирование амплитудно-частотных характеристик фильтрокомпенсиру­ющих устройств; - устранение кратковременных отклонений тока (напряжения) от допустимых значений; - быстродействующую защиту электронных устройств в аварийных режимах; - обеспечение возможности более полного использования достижений совре­менных информационных технологий, а также быстродействующих контроллеров в целях расширения возможностей управления регулируемым объектом. Использование силовых полупроводниковых преобразователей в электроэнергетике, на транспорте, в металлургии и других отраслях дает громадный экономический эффект. Например, в США на сегод­няшний день преобразовывается до 70% всей вырабатываемой энергии. Преобразовательная техника — наука сравнительно молодая. Ог­ромный теоретический вклад в эту науку внесли советские ученые. Учеными Москвы, Ленинграда (Санкт-Петербурга), Клева, Минска, Харькова, Новосибирска, Свердловска (Екатеринбурга), Таллина, Таш­кента, Алма-Аты и других городов были созданы научные школы, много давшие развитию преобразовательной техники. Однако жизнь выдвигает все новые и новые задачи и решение этих задач вызывает необходимость дальнейшего развития теории и практики преобразовательной техники. Несомненно, что в этой отрасли ожидаются новые открытия, интересные научные и технические разработки. 2. СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ Классификация силовых полупроводниковых элементов представ­лена на рис. 2.2. В качестве первого критерия классификации выбран тип элемента. По этому критерию все силовые полупроводниковые элементы разде­лены на диоды, тиристоры и транзисторы. В качестве второго критерия классификации выбраны физические свойства элемента. Полупроводниковым диодом называют прибор, который имеет два вывода и содержит один (или несколько) р-л-переходов. Все полупроводниковые диоды можно разделить на две группы: выпрямительные и специальные. Выпрямитель­ные диоды, как следует из самого названия, предназначены для выпрямления пе­ременного тока. В зависимости от частоты и формы переменного напряжения они делятся на высокочастотные, низкочастотные и импульсные. Специальные типы полупроводниковых диодов используют различные свойства р-л-переходов; явле­ние пробоя, барьерную емкость, наличие участков с отрицательным сопротивлением. Конструктивно выпрямительные диоды делятся на плоскостные и точечные, а по технологии изготовления на сплавные, диффузионные и эпитаксиальные. Плоскостные диоды благодаря большой площади р-л-перехода используются для выпрямления больших токов. Точечные диоды имеют малую площадь перехода и, соответственно, предназначены для выпрямления малых токов. Для увеличения напряжения лавинного пробоя используются выпрямительные столбы, состоящие Выпрямительные диоды большой мощности называют силовыми. Материа­лом для таких диодов обычно служит кремний или арсенид галлия. Германий практически не применяется из-за сильной температурной зависимости обратного тока. Кремниевые сплавные диоды используются для выпрямления переменного Частотой до 5 кГц. Силовые диоды делятся на виды, подвиды, модификации, типы, классы и группы. Такое подразделение диодов соответствует определенным отличительным признакам. Силовые диоды по нагрузочной способности в области пробоя обратной ветви ВАХ подразделяются на простые выпрямительные и лавинные с контролируемым пробоем (стабилитроны). Современные выпрямители представляют собой комплектные устройства, содержащие собственно выпрямитель, систему управления, устройства защиты, сигнализации и охлаждения. Их используют для питания электролизных установок цветной и химической промышленности, дуговых вакуумных и графитных печей, установок для электрохимической обработки металлов, регулируемых электроприводов прокатных станов и стан­ков, цеховых сетей постоянного тока, от которых питаются электроприводы, не требующие регулирования подводимого к ним напряжения (табл.1.1), устройств энергоснабжения и электрической тяги железнодорожного и городского транспорта, установок контактной сварки, электростатических промышленных установок, электронного оборудования, средств связи, бытовых приборов. Постоянный ток передают по линиям электропередачи на большие расстояния при высоком напряжении. Таблица 1.1 Характеристика выпрямительных и преобразовательных установок Назначение Ток, кА Напряжение, В Регулирование выпрямленного напряжения Питание электролизных производств Питание дуговых вакуумных печей Питание графитных пе­чей Электрохимическая обработка металлов и гальваностегия Питание электрифицированного транспорта Питание цеховых сетей постоянного тока 12,5…250 12,5…37,5 25…200 0,1…25 0,5…3,2 1…4 75, 115, 150, 300, 450, 600,850 75 150, 300 6, 12, 24, 48 275, 600, 825, 1650, 3300 230, 460 Требуется То же -//- -//- Не требуется То же В качестве преобразователей переменного тока в постоянный используют выпрямительные агрегаты, состоящие из трансформаторов, выпрямительных блоков и другого, как правило, комплектного оборудования. В зависимости от времени обратного восстановления диоды подразделяются на подвиды: диоды с ненормируемым временем восстановления и быстровосстанавливающиеся диоды с нормируемым временем восстановления (частотные). Модификации диодов зависят от их конструктивного исполнения. Силовые диоды того или иного вида, подвида и модифи­кации в зависимости от допустимого тока подразделяются по типу, а диоды одного типа — на классы по допустимому обратному напряжению. Импульсные диоды применяются в маломощных цепях автоматики. Они отличаются малым временем переключения из за­крытого состояния в открытое и обратного переключения и обладают хорошими частот­ными характеристиками. Конструкция силовых диодов. Выпрямительные элементы для защиты от внеш­него воздействия, теплоотвода и удобства монтажа собираются в герметичном корпусе различной конструкции. Наиболее распространены штыревая (рис. 2.7) и таблеточная (рис. 2.8) формы конструкции. В силовых диодах штыревой конструкции контакты между выпрямительными эле­ментами и деталями корпуса могут быть паяными и прижимными. В диодах с паяными контактами (см. рис. 2.7, а) и диаметром выпрямительного элемента от 10 до 13 мм корпус состоит из медного основания 2 в виде шестигранника с размерами под ключ 11, 13, 17, 22, 27, 32 и 44 мм, стальной или коваровой втулки 3, коварового или стального кольца 4, стеклянного изолятора 5, внутреннего 6 и внешнего 8 медных гибких выводов, проходной трубки с перегородкой 9 для закрепления гибких выводов, приваренной к изолятору. Вы­прямительный элемент 7 припаивается к основанию 2 и к гибкому выводу 6 с использова­нием промежуточной чашечки 10. Внешние выводы образуют наконечник 7 и шпилька 11, с помощью которой диод крепится в охладителе. Кольцо 4 высокотемпературным припо­ем припаивается к корпусу, а втулка 3 нижним основанием припаивается к этому кольцу, чем создается герметизация корпуса. Для герметизации корпусов пайка крышки к основа­нию не применяется, чтобы избежать загрязнения. Не используется и завальцовка. Широ­ко применяется аргонно-дуговая и рельефно-конденсаторная (контактная) сварка. В штыревых диодах с прижимными контактами (см. рис. 2.7,6) при диаметрах вы­прямительных элементов 1 от 13 до 32 мм корпус состоит из основания 2 со шпилькой 11, крышки, включающей в себя керамический изолятор 4, стальную манжету 3 и медную трубку 7. К основанию корпуса припаян стальной стакан 10.Внутренний вывод 5 из меди выполняется с прорезями для уменьшения жесткости. Внешний вывод 6 закрепляется опрессовыванием в медной трубке 7 и заканчивается наконечником. На изоляторе 9 рас­положены тарельчатые пружины 8, которые при сборке под прессом сдавливаются до та­кой степени, чтобы обеспечить требуемое давление (примерно 104 кПа) на прижимных контактах между выпрямительным элементом 1, основанием 2 и внутренним силовым вы­водом 5. Как только достигается необходимое давление, положение тарельчатых пружин фиксируется накатом верхней кромки стального стакана 10. Между основанием и выпря­мительным элементом и между выпрямительным элементом и внутренним выводом уста­навливаются тонкие прокладки толщиной примерно 100 мкм из отожженного серебра или другого материала. Размеры корпуса диода I, N, D,W(см. рис. 2.7, б) зависят от диаметра выпрямительного элемента: I = 18…110 мм, N= 11…19 мм, D= 12…45 мм, W= М5…М24. Применяются также штыревые диоды со специальным корпусом: с плоским осно­ванием и под запрессовку. В таблеточных диодах (см. рис. 2.8) выпрямительный элемент 1 расположен между медными основаниями 2 и 8. Для повышения качества прижимных контактов между ос­нованиями и выпрямительным элементом устанавливают прокладки 9 толщиной 100—200 мкм из отожженного серебра или другого материала. К керамическому корпусу 4 высоко­температурным припоем припаяны тонкие манжеты 3 и 5 из меди или ковара. Основание 1 припаи­вается к манжете 3 до сборки. Аналогично припаивается к основанию 8 медная мембрана 6. Для центровки выпрямительного элемента применяется изолятор 7. После сборки кор­пус герметизируют применением холодной сварки наружных кромок манжеты 5 и мем­браны 6. Необходимое давление на прижимных контактах в таблеточных диодах обеспе­чивается только при их сборке с охладителями. При этом значение осевого усилия на диод нормируется от 10 до 26 кН и выше в зависимости от диаметра выпрямительного элемен­та. Размеры таблеточного диода Dи А (см. рис. 2.8) зависят от диаметра выпрями­тельного элемента: D= 54…100 мм и более, А = 20…26 мм. Параметры и обозначение силовых диодов. Основные электрические, тепловые, механические и другие свойства приборов определяются параметрами и их характеристи­ками. Параметры силовых полупроводниковых приборов могут быть предельно допусти­мыми и характеризующими. Предельно допустимое значение — это такое значение параметра прибора, превы­шение которого может привести к повреждению прибора. Характеризующий параметр — это значение параметра, которое отражает определенное свойство прибора. Все параметры приборов обозначаются буквами латинского алфавита: основные буквы прописные (для импульсных, средних, постоянных и действующих значений) и строчные (для мгновенных значений, изменяющихся во времени), индексы в основном прописными буквами (исключение составляют обозначения предельных значений max— максимальное, min— минимальное, crit— критическое и некоторых других). Перечень основных параметров диодов и их обозначения приведены ниже. По напряжению 1. Urrm-предельное повторяющееся импульсное обратное напряжение; 2. Ursm- предельное неповторяющееся импульсное обратное напряжение: 3. UFM- импульсное прямое напряжение (характеризующее значение) 4. Uto-пороговое напряжение (характеризующее значение). По току 1. IFAVmax- предельный максимально допустимый средний прямой ток; 2. IFSM- предельный ударный неповторяющийся прямой ток; 3. IRRM- повторяющийся импульсный обратный ток (характеризующее значение). По сопротивлению 1. rT — дифференциальное сопротивление (характеризующее значение). По коммутационным явлениям 2. Qrr— заряд восстановления (характеризующее значение); 3. trr— время обратного восстановления (характеризующее значение). По тепловым явлениям 1. Тjmax, Тjmin- предельные температуры р—n-перехода соответственно максимально и минимально допустимые; 2. Rihjc- тепловое сопротивление "переход-корпус" (характеризующее значение). По механической нагрузке к основным параметрам диодов относятся предельные крутящий момент и осевое усилие сжатия (для таблеточных), по надежности - вероят­ность безотказной работы в течение 25 000 ч. Основной характеристикой диода является вольтамперная характеристика (рис. 2.9), которая строится в импульсных (мгновенных) значениях iF=(uF). Рис. 2.9. Вольтамперная характеристика и параметры таблеточного диода Для преобразования средних значений однополупериодного синусоидального тока IfA^ импульсные амплитудные значения IFMиспользуется соотношение IFAV=IFM/n Повторяющееся импульсное напряжение Urrm- это наибольшее импульсное зна­чение обратного напряжения, включающее в себя все повторяющиеся переходные, но ис­ключающее все неповторяющиеся переходные напряжения (рис. 2.10). Значение повторяющегося напряжения для диода устанавливается в зависимости от напряжения пробоя Ubr(см. рис. 2.9). Число сотен вольт повторяющегося напряжения определяет класс диода: K=Urrm/100. Рабочее допустимое напряжение UrWM= (0,7 0,8) Urrm. Импульсное прямое напряжение UFMопределяется при токе IFAVmумноженном на число п. Прямая ветвь ВАХ аппроксимируется по точкам К и L, полученным прямых токах 0,5πIFAVmax и 1,5πIFAVmax. Рис. 2.10. График повторяющихся и неповторяющихся импульсных напряжений Ток IFAVmax – это максимальное допустимое среднее за период значение прямого тока, длительно протекающего через диод, определяется при заданной температуре корпуса Тс принимаемой равной 100-125°С в схеме однополупериодного выпрямления синусоидального тока частотой 50 Гц. При этом полупроводниковая структура не должна нагреваться выше значения Тjmax. Током IFAVmax определяется тип диода. Ток IFSM определяет допустимое значение одиночного импульса прямого тока синусоидальной формы длительностью 10 мс в аварийном режиме. Обычно IFSM(1520) IFAVmax. Температура полупроводниковой структуры Tj ввиду неоднородности ее определяется как некоторое усредненное значение, измеряемое в среднем за период тока. Величина Tjmax отражает максимально допустимое значение температуры нагрева структуры. Это значение для диодов обычно 140 °С. Для новых приборов Tjmax = 190 °С для диодов с URRM до 1600 В, Tjmax = 175°С для диодов с URRM до 2800 В, Tjmax = 150°С для диодов с URRM до 4000 В. Нагревание структуры определяется потерями в диоде от протекания прямого и обратного токов. Среднее значение потерь за период Т (2.1) При синусоидальном токе частотой 50 Гц потери от обратного тока РR составляют (5—10) % потерь РF. Поэтому в инженерной практике часто определяют лишь потери от прямого тока РF, используя параметры аппроксимированной ВАХ: (2.2) Подставляя выражение (2.1) в формулу (2.2), получим (2.3) Где– среднее значение прямого тока;– квадрат действующего значения прямого тока. С учетом соотношения (2.3) выражение для потерь мощности в диоде примет вид: (2.4) где – коэффициент формы тока. Для синусоиды kф = 1,57, а для других форм тока kф зависит от углов проводимости и управления. Отношение разности температур нагрева полупроводниковой структуры и корпуса к мощности потерь в диоде в установившемся режиме работы называется тепловым (2.5) сопротивлением переход—корпус, °С/Вт: При измерениях Rthjc через диод пропускают постоянный ток. Тогда РF=UFIF, где UF и IF – соответственно значения прямых напряжения и тока. С учетом процессов рекомбинации носителей зарядов, накопившихся в ООЗ после прохождения прямого тока, восстановление непроводящего состояния р—n-перехода длится некоторое время, называемое временем обратного восстановления trr (рис. 2.11). Рис 2.11. График изменения тока диода и заряда обратного восстановления. Время trr = ts + tf, где ts — время запаздывания обратного напряжения, tf — время спада обратного тока после окончания рекомбинации неосновных носителей. Для обычных диодов trr = 5 + 8 мкс, а для быстровосстанавливающихся доли микросекунды. Заряд обратного восстановления Qrr. составляет сотни и тысячи микрокулон. . Условное обозначение типа силовых диодов состоит из букв и цифр, указывающих его вид, подвид, модификацию, максимальный (предельный) ток в амперах, класс в сотнях вольт повторяющегося напряжения, группу по времени восстановления и пределы импульсного прямого напряжения (рис. 2.12). Рис. 2.12. Расшифровка условного буквенно-цифрового обозначения силовых диодов Например, Д161-200Х-12-1,25-1,35 — диод штыревого исполнения с гибким выводом, номер модификации конструкции 1, размер шестигранника под ключ 32 мм, на максимально допустимый средний прямой ток 200 А, обратной полярности, 12-го класса, с ненормируемым временем обратного восстановления, с импульсным прямым напряжением 1,25—1,35 В. Таблице 1 приведены основные данные современных отечественных силовых выпрямительных диодов. Предельные и характеризующие параметрысовременных силовых диодов Тип URRM, B IFAV, A TC, oC IFRMS, A UTO, B rT, мОм Tj, oC Rth(j-c)/Rth(c-h) oC/Вт trr, мкс Д212-2000 100-1600 10 150 15 0,9 17,5 190 2,7/0,5 - Д212-25 100-1600 25 150 39 0,9 6,1 190 1,1/0,5 - Д-232-50 100-1600 50 150 78 0,83 3,1 190 0,6/0,3 - Д-141-100 300-1600 115 125 180 0,95 1,6 190 0,4/0,1 - Д-161-250 300-1800 250 140 392 0,9 0,64 190 0,15/0,05 - Д-223-500 2400-4400 550 100 1070 1,05 0,9 150 0,04/0,015 - Д-143-800 1000-4000 800 125 2380 0,95 0,32 175 0,034/0,01 - Д-243-1000 1800-3200 1010 125 2290 0,95 0,28 175 0,03/0,01 - Д-253-1600 400-2000 1600 125 4800 1,0 0,12 190 0,022/0,005 - Д-253-2000 400-2400 2350 125 5050 1,0 0,1 190 0,018/0,055 - ДЛ-212-10 400-1600 10 140 15 0,9 17,5 180 2,7/1,05 - ДЛ-232-50 40-1600 50 140 78 0,83 3,1 180 0,5/0,3 - ДЛ-161-200 400-1600 260 100 410 1,0 0,7 150 0,13/0,05 - ДЛ-133-500 400-1600 760 100 1430 0,85 0,41 150 0,04/0,015 - ДЛ-133-1000 3800-5000 1250 100 2240 1,3 0,54 175 0,02/0,005 - ДЛ-153-1600 2700-3200 1670 100 2480 1,0 0,3 175 0,02/0,005 - ДЛ-173-3200 2400-3200 8250 100 5760 1,1 0,124 175 0,011/0,003 - ДЛ-173-4000 1600-2400 3800 100 6870 1,0 0,09 175 0,011/0,003 - ДЧ-141-250 - 250 100 393 1,2 1,3 140 0,08/0,05 2,5 ДЧ-143-1000 - 1000 100 1570 1,2 0,39 175 0,035/0,02 5,0 ДЧ-353-800 3000-4500 800 100 1600 1,4 0,81 140 0,02/0,005 6,3 Обозначения, принятые в табл. П1:URRM – предельное, повторяющееся импульсное обратное напряжение; IFAV – максимально допустимый средний прямой ток; TC – максимальная температура нагрева корпуса диода; IFRMS– максимальное действующее значение прямого тока; UTO – пороговое напряжение; rT – дифференциальное сопротивление; Tj – предельная температура р – п перехода; Rth(j-c) – тепловое сопротивление “переход-корпус”; Rth(c-h) – тепловое сопротивление “корпус-охладитель”; trr – время обратного восстановления. Время обратного восстановления диодаtвосявляется основным параметром выпрямительных диодов, характеризующим их инерционные свойства. Оно опре­деляется при переключении диода с заданного прямого тока Iпр на заданное об­ратное напряжение Uобр. Графики такого переключения приведены на рис. 2.6а. Схема испытания, приведенная на рис. (2.6 6), представляет собой однополупериодный выпрямитель, работающий на резистивную нагрузку Rни питаемый от источ­ника напряжения прямоугольный формы. Напряжение на входе схемы в момент времени t = 0 скачком приобретает положительное значение Um.Из-за инерционности диффузионного процесса ток в диоде появляется не мгновенно, а нарастает в течение времени Iнаp Совместно с нарастанием тока в диоде снижается напряжение на диоде, которое после tнарстановится равным Uпр. В момент времени t1в цепи устанавливается стационар­ный режим, при котором ток диодаi=Iн≈Um/Rн,. Такое положение сохраняется вплоть до момента времени t2,когда поляр­ность напряжения питания меняется на противоположную. Однако заряды, накопленные на границе p-n-перехода, некоторое время поддерживают диод в открытом состоянии, но направление тока в диоде меняется на противополож­ное. По существу, происходит рассасывание зарядов на границе p-n-перехода (т. е. разряд эквивалентной емкости). После интервала времени рассасывания tрас начинается процесс выключения диода, т.е. процесс восстановления его запираю­щих свойств. К моменту времени t3 напряжение на диоде становится равным нулю, и в дальней­шем приобретает обратное значение. Процесс восстановления запирающих свойств диода продолжается до момента времени t4, после чего диод оказывается запертым. К этому времени ток в диоде становится равным Iобр,а напряжение достигает значения –Uт. Таким образом, время можно отсчитывать от перехода UДчерез нуль до дости­жения током диода значения Iобр. рение процессов включения и выключения выпрямительного диода пока­зывает, что он не является идеальным вентилем и в определенных условиях обладает проводимостью в обратном направлении. Время рассасывания неосновных носителей в ^-«-переходе можно определить по формуле (2.6) где τр — время жизни неосновных носителей. Время восстановления обратного напряжения на диоде можно оценить по приближенному выражению (2.7) Следует отметить, что при R0=0 (что соответствует работе диода на емкостную нагрузку)обратный ток через диод в момент его запирания может во много раз превы­шать ток нагрузки в стационарном режиме. Из рассмотрения графиков рис. 2.6а следует, что мощность потерь в диоде резко повышается при его включении и, особенно, при выключении. Следова­тельно, потери в диоде растут с повышением частоты выпрямленного напряже­ния. При работе диода на низкой частоте и гармонической форме напряжения питания импульсы тока большой амплитуды отсутствуют и потери в диоде резко снижаются.При изменении температуры корпуса диода изменяются его параметры. Эта зави­симость должна учитываться при разработке аппаратуры. Наиболее сильно зависят от температуры прямое напряжение на диоде и его обратный ток. Температурный коэф­фициент напряжения (ТКН) на диоде имеет отрицательное значение, так как при уве­личении температуры напряжение на диоде уменьшается. Приближенно можно счи­тать, что ТКН Uпp=-2 мВ/К Обратный ток диода зависит от температуры корпуса еще сильнее и имеет положительный коэффициент. Так, при увеличении температуры на каждые 10°С обратный ток германиевых диодов увеличивается в 2 раза, а кремниевых - 2,5 раза. Потери в выпрямительных диодах можно рассчитывать по формуле (2.8) гдеPпр— потери в диоде при прямом направлении тока,Робр— потери в диоде при обратном токе, Рвос— потери в диоде на этапе обратного восстановления. Быстродействующие силовые диоды Служат для блокировки транзи­сторных ключей в обратном направлении (антипараллельные диоды) и для создания путей протекания токов нагрузки при запирании силовых транзи­сторов (нулевые и демпферные диоды). Очень эффективны в преобразовате­лях частоты, преобразователях постоянного напряжения, сильноточных низ­ковольтных выпрямителях и высокочастотных источниках электропитания. При производстве этой группы диодов используются различные технологические методы, уменьшающие время их обрат­ного восстановления. В частности, применяется легирование кремния методом диф­фузии золота или платины. Благодаря этому удается снизить время обратного восстановления до 3—5 мкс. Однако при этом снижаются допустимые значения прямого тока и обратного напряжения. Напряжение может быть повышено при охранении быстродействия за счет использования структуры диода с промежуточ­ным слоем из кремния. Этот слой называется i-слоем, а структура диода с такимслоем обозначается p-i-n.Диоды с такой структурой имеют также меньшее паде­ние напряжения в проводящем состоянии по сравнению с диодамир-п. Большинство быстровосстанавливающихся диодов имеют эпитаксиаль­ную технологию изготовления (FRED).Ток обратного восстановления «ответствен» за ряд нежелательных эффектов возникающих при работе импульсных источников питания. Большая величина этого токи может стать проблемой при выборе ключа, так как этот большой об­ратный ток будет суммироваться с током заряда дросселя. Форма тока обратного восстановления является причиной дополнительных радиочастотных помех, производимых источником питания. Формы сигналов при обратном восстанов­лении показаны на Рис.7.2. Ток через диод в рассматриваемом примере постоянен, пока диод смешён в прямом направлении. Когда ключ открывается, ток через диод начинает умень­шаться, но прямое падение напряжения остаётся прежним, потому что диод всё ещё находится в проводящем состоянии. Ток постепенно становится отрицатель­ным вследствие того, что с электронами начинают рекомбинировать избыточные неосновные носители заряда. Напряжение всё ещё положительно, но уже ниже прямого напряжения. Это время по стандарту EIAобозначается как tA. По мере того как приложенное напряжение блокируется растущим сопротивлением обед­ненной области, отрицательный ток восстановления уменьшается до нуля в тече­ние времени tв.Если времяtв очень мало (так называемое «резкое восстановле­ние»), то возникают большие радиочастотные помехи. Диоды FREDотличаются пониженным током обратного восстановления (за счёт ограничения количества неосновных носителей заряда) и плавностью характеристики восстановления. По стандарту EIAкоэффициент плавности определяется как tB/tA. При значении ко­эффициента более 1 восстановление считается плавным, а при значении менее 1— резким. Если проектируемая схема чув­ствительна к высокочастотным помехам, следует выбирать современные диоды FREDс хорошим коэффициентом плавности. Производители диодов FREDв ус­ловиях жесткой конкуренции постоянно работают над снижением тока обратно­го восстановления и обеспечением как можно более плавного восстановления. Диоды с технологией FREDимеют ряд преимуществ перед стандартными диода­ми с ультрабыстрым восстановлением (производимых обычно с использованием двойного диффузионного процесса): 1. Время обратного восстановления значительно ниже, чем у стандартных дио­дов, благодаря меньшему количеству накапливаемого заряда в обеднённом слое или в слое с собственной проводимостью. 2. FREDобладают значительно более плавным восстановлением, чем стандарт­ные диоды. Коэффициент плавности в 2... 10 раз выше, чем у стандартных ди­одов. 3. Время обратного восстановления меньше зависит от температуры, чем у стан­дартны диодов. 4. Прямое напряжение VFобычно ниже, чем у стандартных диодов, так как эпи­таксиальная технология позволяет лучше управлять легированием п-и p-слоёв Эффект обратного восстановления в диодах сетевого выпрямителя может вносить существенный вклад в величину радиочастотных помех. Обратное вос­становление в стандартныхр-п- или p-i-n-диодахпроисходит за десятки микросе­кунд и задействует тысячи нанокулон заряда. Применяя вместо диодов со стан­дартным восстановлением диоды с ультрабыстрым плавным восстановлением, можно снизить энергию, которая должна быть отфильтрована входным фильтром электромагнитных помех. Эффект обратного восстановления стандартных дио­дов является причиной появления в источниках питания гармоник промышлен­ной частоты вплоть до 10 МГц и выше. Диоды Шоттки Эффект Шоткивозникает при контакте металла с полупроводниковым мате­риалом. В самых старых диодах (точечных) использовалось металлическое ост­риё. В металле при его соприкосновении с полупроводником образуется область пространственного заряда, что позволяет току течь в одном направлении, но не пропускает его в другом. Диоды Шотки являются развитием этой технологии. Современные диоды Шотки имеют структуру, изображенную на Рис. 7.4. Выпрямительный переход создаётся слоем металла (обычно золота, платины, алюминия или палладия), нанесённого на поверхность слаболегированного по­лупроводника. Применяемый металл и уровень легирования влияют на характе­ристики выпрямления. Свойство выпрямления возникает вследствие разности энергетических уровней материалов. Тыльная сторона полупроводника легирует­ся сильнее, а контакт с обратной стороны называется омическим, так как энерге­тические уровни материалов очень близки, и область контакта по своим свойс­твам напоминает резистор. Ток течёт через диод Шоткивследствие того, что под воздействием прямого напряжения смешения р-п-перехода электроны в металле преодолевают потенциальный барьер. Поэтому диоды Шотки называются также диодами с «горячими» носителями заряда. Ток в полупроводниковом материале представляет собой поток электронов. Электроны — основные носители заряда, и скорость протекания тока выше, чем в р- материале плоскостного диода. Поэтому диоды Шотки — самые быстродейс­твующие из всех диодов. Поскольку в области перехода отсутствуют неосновные носители заряда, диод запирается сразу же, кактолько прикладываемое напряже­ние снижается до нуля, Однако процесс заряда ёмкости перехода вызывает проте­кание обратного тока. Эта ёмкость весьма мала, поэтому и обратный ток имеет чрезвычайно низкую величину. Диоды Шоткихарактеризуются практически ну­левым временем прямого и обратного восстановления, потому что их проводи­мость не зависит от неосновных носителей заряда. Прямое падение напряжения у кремниевого диода Шотки очень мало, обыч­но порядка 0.2...0.45 В. Падение напряжения пропорционально максимальному обратному напряжению. Например, падение напряжения на диоде с обратным напряжением 10 В может составлять всего лишь 0.3 В. Чем выше максимальное обратное напряжение и номинальный ток, тем больше прямое падение напряже­ния вследствие увеличения толщины n-слоя. Диод с повышенной предельно до­пустимой температурой имеет большее прямое падение напряжения, которое уменьшается с понижением температуры перехода. Этот отрицательный темпера­турный коэффициент потоку1 позволяет снизить рассеивание мощности, но усложняет параллельное включение диодов. Главный недостаток диодов Шотки — большой обратный ток утечки. Он име­ет экспоненциальную зависимость от температуры и возрастает при повышении температуры и обратного напряжения. Максимальный ток утечки определяется технологией производства диодов. Чем выше декларируемые номинальное обрат­ное напряжение диода и максимальная температура перехода, тем меньше утечка. Производители диодов Шотки постоянно повышают максимально допустимое обратное напряжение этих приборов. Десять лет назад диоды Шотки можно было использовать только в преобразователях с выходным напряжением 5 или 12 В. В настоящее время их производят по арсенид-галлиевой и карбид-кремниевой тех­нологиям с более высоким номинальным напряжением. Максимальное обратное напряжение кремниевых диодов Шотки — порядка 150В, что делает их пригодны­ми для универсальных первичных источников питания с напряжением 48Вв теле­коммуникационных системах. Пиковое обратное напряжение арсенид-галлиевых диодовдостигает 300 В, что позволяет использовать их при выходном напряжения 100 В, Прямое паление напряжения для арсенид-галлиевыхдиодов Шоткисостав­ляет обычно 0.8В. Как правило, с этим не возникает проблем, так как ток в высоковольтныхисточниках питания обычно намного меньше, чем в низковольтных. Поскольку в диодах Шотки практически отсутствует эффект прямого или об­ратного восстановления1, применение карбид-кремниевых диодов позволяет коррекции коэффициента мощности работать на частотах свыше 500 кГц. Это позволяет намного уменьшить габариты дросселей и повысить производитель­ность.Упрощается также фильтрация электромагнитных помех, так как компонен­ты фильтра могут быть гораздо меньше при одинаковой степени ослабления помех. Условное обозначение типа силовых диодов состоит из букв и цифр, указывающих его вид, подвид, модификацию, максимальный (предельный) ток в амперах, класс в сотнях вольт повторяющегося напряжения, группу по времени восстановления и пределы импульсного прямого напряжения (рис. 2.12). Рис. 2.12. Расшифровка условного буквенно-цифрового обозначения силовых диодов Например, Д161-200Х-12-1,25-1,35 — диод штыревого исполнения с гибким выводом, номер модификации конструкции 1, размер шестигранника под ключ 32 мм, на максимально допустимый средний прямой ток 200 А, обратной полярности, 12-го класса, с ненормируемым временем обратного восстановления, с импульсным прямым напряжением 1,25—1,35 В. Таблице 1 приведены основные данные современных отечественных силовых выпрямительных диодов. Предельные и характеризующие параметрысовременных силовых диодов Тип URRM, B IFAV, A TC, oC IFRMS, A UTO, B rT, мОм Tj, oC Rth(j-c)/Rth(c-h) oC/Вт trr, мкс Д212-2000 100-1600 10 150 15 0,9 17,5 190 2,7/0,5 - Д212-25 100-1600 25 150 39 0,9 6,1 190 1,1/0,5 - Д-232-50 100-1600 50 150 78 0,83 3,1 190 0,6/0,3 - Д-141-100 300-1600 115 125 180 0,95 1,6 190 0,4/0,1 - Д-161-250 300-1800 250 140 392 0,9 0,64 190 0,15/0,05 - Д-223-500 2400-4400 550 100 1070 1,05 0,9 150 0,04/0,015 - Д-143-800 1000-4000 800 125 2380 0,95 0,32 175 0,034/0,01 - Д-243-1000 1800-3200 1010 125 2290 0,95 0,28 175 0,03/0,01 - Д-253-1600 400-2000 1600 125 4800 1,0 0,12 190 0,022/0,005 - Д-253-2000 400-2400 2350 125 5050 1,0 0,1 190 0,018/0,055 - ДЛ-212-10 400-1600 10 140 15 0,9 17,5 180 2,7/1,05 - ДЛ-232-50 40-1600 50 140 78 0,83 3,1 180 0,5/0,3 - ДЛ-161-200 400-1600 260 100 410 1,0 0,7 150 0,13/0,05 - ДЛ-133-500 400-1600 760 100 1430 0,85 0,41 150 0,04/0,015 - ДЛ-133-1000 3800-5000 1250 100 2240 1,3 0,54 175 0,02/0,005 - ДЛ-153-1600 2700-3200 1670 100 2480 1,0 0,3 175 0,02/0,005 - ДЛ-173-3200 2400-3200 8250 100 5760 1,1 0,124 175 0,011/0,003 - ДЛ-173-4000 1600-2400 3800 100 6870 1,0 0,09 175 0,011/0,003 - ДЧ-141-250 - 250 100 393 1,2 1,3 140 0,08/0,05 2,5 ДЧ-143-1000 - 1000 100 1570 1,2 0,39 175 0,035/0,02 5,0 ДЧ-353-800 3000-4500 800 100 1600 1,4 0,81 140 0,02/0,005 6,3 Обозначения, принятые в табл. П1:URRM – предельное, повторяющееся импульсное обратное напряжение; IFAV – максимально допустимый средний прямой ток; TC – максимальная температура нагрева корпуса диода; IFRMS– максимальное действующее значение прямого тока; UTO – пороговое напряжение; rT – дифференциальное сопротивление; Tj – предельная температура р – п перехода; Rth(j-c) – тепловое сопротивление “переход-корпус”; Rth(c-h) – тепловое сопротивление “корпус-охладитель”; trr – время обратного восстановления. Взаимосвязь основных параметров силовых диодов. Для применения диодов важно знать зависимости различных параметров от условий и режимов их работы. Эти зависимости приводятся в каталожно-справочных и информационных материалах на силовые диоды. Рассмотрим наиболее характерные из этих зависимостей. При некотором среднем прямом токе IFAV в диоде выделяются потери мощности РF. Этой мощности соответствует температура нагрева полупроводниковой структуры Т, которая не должна превышать максимально допустимого значения Тjmax. Температура Тjпри данной мощности потерь РF определяется интенсивностью отвода выделившейся теплоты, определяемой тепловым сопротивлением. Полное тепловое сопротивление переход–окружающая среда Rthja включает в себя тепловые сопротивления переход-корпус Rthjc, охладителя Rthfa и контакта корпус-охладитель Rthcf. В состоянии теплового равновесия мощность выделяющихся потерь РF при протекании тока IFAV [выражение (2.4)] равна мощности, отводимой от полупроводниковой структуры и согласно выражению (2.5), определяемой соотношениями: при контролируемой температуре корпуса: (2.9) при учёте температуры окружающей среды: (2.10) Согласно этому (2.11) где Ti и Rthji– соответственно температура и тепловое сопротивление при учете температуры корпуса или охлаждающей среды. Решением квадратного уравнения (2.11) относительно среднего значения прямого тока является выражение (2.12) Анализ выражения (2.12) показывает, что с увеличением UТО допустимый ток IFAV уменьшается, с ростом Тj — увеличивается. Снижение теплового   сопротивления также приводит к увеличению допустимого тока. Например, для диода, имеющего параметры аппроксимированной ВАХ UTO= 1,12 В, rT = 0,70·10-3 Ом, при температуре корпуса Тс = 100 °С, тепловом сопротивлении Rthjc = 0,15 °С/Вт, максимальной допустимой температуре полупроводниковой структуры Тjmax = 140 °С и коэффициенте формы kф= 1,57 получим: Условия охлаждения и форма тока существенно влияют на изменение допустимого тока конкретного типа диода. Важное значение имеют зависимости тока перегрузки IFOV от времени протекания. Ток перегрузки, превышающий значение длительного допустимого тока IFAVmax, за время перегрузки не должен вызывать нагревание полупроводниковой структуры выше максимально допустимой температуры Tjmax. Перегрузочная способность диодов ограничена теплоемкостью его конструктивных элементов и весьма невелика. Рис. 2.13. Зависимость максимально допустимого прямого тока перегрузки I*FOV от времени t при различных отношениях предшествующего тока к предельному току   ;(1-k=0,2; 2-k=0,63-k=1,0) Рассмотрим типичные зависимости максимально допустимого тока перегрузки силовых диодов в относительных единицах I*FOV от времени перегрузки t (рис. 2.13). Перегрузочная способность зависит, прежде всего, от предшествующей температуры нагрева, определяемой током нагрузки перед режимом перегрузки. Если ток диода, предшествующий режиму перегрузки, меньше предельного тока, то время перегрузки может составлять единицы и десятки секунд при кратности тока перегрузки I*FOV не более 3—4. Максимальная перегрузка с кратностью примерно 8—10 может быть получена при длительности 10 мс, т.е. в течение одного полупериода при частоте 50 Гц. Если же через диод проходит предельный ток, то перегрузка не допустима. 3. СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ КЛЮЧИ В настоящее время в области коммутируемых токов до 50 А и напряжений до 500 В еще используются силовые ключи на биполярных транзисторах (рис. 2.1.1, д), уступающие место идущим им на смену полевым транзисторам с индуцированным затвором (MOSFET – рис. 2.1.1, е). Нишу силовых высоковольтных ключей с большими уровнями токов и напряжениями до 5кВ заняли биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT – рис. 2.1.1, ж). В замкнутом состоянии транзисторы находятся в режиме насыщения и пропускают токи с малыми потерями напряжения. В разомкнутом состоянии транзисторы находятся в режиме отсечки тока и имеют практически бесконечное сопротивление. Силовые транзисторные ключи обычно характеризуются набором статических, предельно-допустимых и динамических параметров. К статическим параметрам относятся остаточное напряжение в замкнутом состоянии и сопротивление в режиме насыщениядля биполярных и IGBTтранзисторов, сопротивление сток-исток в открытом состоянии для MOSFETтранзисторов. В качестве предельно-допустимых параметров в паспортных данных на транзисторы приводятся следующие: максимальный ток коллектора и ток стока в проводящем состоянии, максимальное напряжение коллектор-эмиттер и напряжение сток-исток в непроводящем состоянии, максимальное значение мощности рассеяния на коллекторе и стоке при заданной температуре корпуса и др. К динамическим параметрам силовых транзисторных ключей относятся параметры их инерционности, характеризующие длительность этапов переключения в ключе с резистивной нагрузкой:─время задержки включения, ─время нарастания тока, ─время рассасывания для биполярных транзисторов, ─время задержки выключения для MOSFETи IGBTтранзисторов и ─время спада тока. Потери мощности в транзисторных ключах складываются из потерь в проводящемсостоянии и динамических потерь , возникающих на этапе коммутации. При работе транзисторного ключа в режиме периодической коммутации тока , (3.1) где ─ отношение продолжительности проводящего состояния транзисторного ключа к периоду его коммутации;─остаточное напряжение на проводящем транзисторе;─сопротивление ключа в замкнутом положении. Коммутационные потери мощности в транзисторе определяются выражением [3] , (3.2) Где –частота коммутации транзистора. Силовые ключи на биполярных транзисторах Являются коммутаторами с токовым управлением. Транзистор, как правило, включается по схеме с общим эмиттером (на рис. схема ОЭ на транзисторе n-p-n типа) и выполняет функцию ключа в последовательной цепи с резистором RНи источником питания Е. Выходной характеристикой в этой схеме является зависимость тока коллектора icот напряжения коллектор-эмиттер иСЕ, а входной — тока базы iBот напряжения база-эмиттерUBE. Соответственно передаточными характеристиками будут зависимости ic=f(iB) или иСЕ=f(iB) с учетом значения сопротивления нагрузки RH. Выходные характеристики при разных значениях тока базы представлены на рис. 1.26. В этой же системе координат дано зеркальное отображение линейной нагрузочной характеристики (прямаяah),определяемой сопротивлением нагрузки RH.Прямая abпересекает ось абсцисс в точке, соответствующей напряжению питанияЕ, а ось ординат — в точке, соответствующей максимальному значению тока нагрузки E/Rн.Наклон нагрузочной характеристики определяется углом у (3.3) Пересечение выходной характеристики (для определенного тока базы)с нагрузочной определяет режим работы транзистора, т.е. ток коллектора icи напряжение uCFтранзистора. В качестве ключа транзистор работает в режимах отсечки (выключенном состоянии) и насыщения (включенном состоянии). В режимах отсечки p-n-переходы транзистора смещены в обратных направлениях т.е. (3.4) В области насыщения оба р-n-перехода смещены в прямом направлении: (3.5) т. е. в этом режиме справедливы соотношения (3.6) где β — коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером; iBsat— гра­ничное значение тока базы, при котором наступает насыщение; S—- коэффициент насыщения (S> 1); Iн,E— ток нагрузки, напряжение источника питания. Коэффициент S характеризует глубину насыщения транзистора и определяет­ся как отношение тока базыiBтранзистора в насыщенном режиме к току базы IδПРграничном ре­жиме. При глубоком насыщении транзистора в базе накапливается большое количество неосновных носителей, которые задерживают выключение транзистора. Поскольку в режиме насыщения напряже­ние между коллектором и эмиттером достаточно малое, то в этом ре­жиме транзистор можно заменить замкнутым ключом, на котором па­дает небольшое напряжение. В справочных данных на транзисторы обычно приводится значение напряжения на насыщенном ключе. Схема замещения транзистора в режиме насыщения приведена на рис. 4.5 .а Рис 4.5.а В соответствии с этой схемой замеще­ния напряжение на насыщенном ключе определяется по формуле: (3.7) Где Rнас сопротивление насыщенного ключа, ЕН= 0,5... 0,1 В. В справочных данных на транзисторы обычно приводится значение Uкз наспри заданном токе коллектора. другим ключевым режимом биполярного транзистора является режим отсеч­ки. Перевести транзисторв режим отсечки можно приложением между базой и эмиттером обратного напряжения. Граничным режимом в этомслучаея вляется выполнениеусловияuб=0. В режиме отсечки транзистор можно заменить разом­кнутым ключом, схема замещения которого приведенана рис. 4.5 б. В соответ­ствии с этой схемой замещения транзистор в режиме отсечки имеет некоторое достаточно большое сопротивление R0и параллельно включенный ему генератор небольшого тока утечки Iу~Iкб 0.На вольтамперных характеристиках транзисто­ра, приведенных на рис. 4.2а, режиму отсечки соответствует горизонтальная линия при iδ=0. рис 4.5.б. Таким образом 2 ключевых режима транзистора – насыщения и отсечки позволяют использовать транзистор, как замкнутый или разомкнутый ключ. Процессы включения и выключения транзисторного ключа показа­ны на (рис. 4.5.6). Включение биполярного транзистора. Предположим, что транзистор при t iBsat с идеально крутым фронтом. Так как напряжение на входной емкости СBE не может измениться скачком, начинается процесс ее заряда до напряжения UBЕ Sat, при котором увеличивается ток базового перехода транзис­тора (момент времени t1). Этот процесс определяется временем задержки на вклю­чение tdвкл транзистора. В момент времени t=t2 заряд Qв базовом переходе достигает граничного значения Qsat,соответствующего наступлению режима насыщения. При этом дальнейшее увеличение тока коллектора iCпрекращается, а накопление избыточного заряда ∆Qв базе будет продолжаться до момента вре­мени t=t3. Время нарастания tri тока коллектораiC при iB>>iBsatназывается длительностью фронта включения транзистора. Время включения транзистора tвкл состоит из времени задержки на включение и времени нарастания тока коллектора tвкл=tdвкл+trr. рис 1.33 б Если учесть инерционность, создаваемую выходной емкостью транзистора СCB, окончательный спад напряжения UСЁбудет происходить несколько позже момента времени t2. Выключение биполярного транзистора. Предположим, что в момент вре­мени t = t4 в базу насыщенного транзистора поступает отрицательный (запирающий) импульс тока iB2. Под воздействием этого тока начинается интенсивное рас­крывание избыточного заряда Qдо значения Q= Qsat.В момент времени t = t5транзистор выходит из режима насыщения. Время рассасывания избыточного заряда соответствует времени задержки на выключение tdвыкл. Общее время выключения транзистораtвыкл =tdвыкл +tfi, где tfi — длительность спада тока коллектора до наступления режима отсечки, т.е.длительность фронта выключения.Восстановление выходного напряжения иСЕ закончится позже момента времени t6,когда ток iСстанет равным нулю из-за наличия соб­ственной выходной емкости транзистораССВ Время запирания (рассасывания)– наиболее важный динамический параметр транзистора. Время рассасывания сильно зависит от степени насыщения транзи­стора перед его выключением. Минимальное время выключения полу­чается при граничном режиме насыщения. Для ускорения процесса рассасывания в базу пропускают обратный ток, который зависит от обратного напряжения на базе. Однако прикладывать к базе большое обратное напряжение нельзя, т. к. может произойти пробой перехода база-эмитгер. Максимальное обратное напряжение на базе обычно не превышает 5..7 В. В справочных данных обычно приводят времена включения, спада и рассасывания. Дня наиболее быстрых транзисторов время рассасывания имеет значение 0,1...0,5 мкс, однако для многих силовых транзисторовоно достигает 10 мкс. Для уменьшения динамических потерь при пере­ключении и обеспечения надежной работы транзистора параллельно ему подключаются цепи формирования траектории (снабберы). Рассмотренная простейшая схема транзисторного ключа имеет ряд существенных недостатков: необходимость применения биполярного сигнала для управления, что затрудняет сопряжение однотипных ключей (так как выходной сигнал однополярный), увеличение времени рассасывания и, вследствие этого, низкое быстродействие; зависимость времени фронта и среза выходных импульсов от степени насыщения. Эти недостатки устранены в усовершенствованных схемах транзисторных ключей (рис. 4.20). Условие надежного запирания транзистора в ключевом каскаде с внешним источником смещения (рис. 4.20, а). (3.8) где Ecм – ЭДС внешнего источника смещения; Iсом — коллекторный ток в состоянии отсечки в наихудших температурных условиях. При выполнении условия (3.8) каскад характеризуется следующими параметрами: Ib= –Ic0; ;Ib= Ic0; Uce= –Ec + Ic0Rc–Ec Надежное насыщение транзистора происходит при условии (3.9) При этом условии определяется сопротивление резистора связи: (3.10) Включение ускоряющего конденсатора Су (рис. 4.20, б) способствует формированию в начальной стадии насыщения транзистора пикового значения тока базы, ограниченного лишь частью входного сопротивления R1: Imax=E1/R1. Затем по мере заряда Су ток базы снижается до значения Ib = E1/(R1+R2). Рис.4.20. Усовершенствованные схемы транзисторного ключа Форсирование тока Ib способствует уменьшению времени переключения транзистора в насыщенное состояние. Емкость ускоряющего конденсатора (3.11) где tи — длительность насыщенного состояния транзистора. Принцип ускорения с использованием конденсатора Су может применяться при совместном включении конденсатора с внешним источником смещения. Для сокращения времени переключения транзистора в состояние отсечки применяется схема транзисторного ключа с отрицательной обратной связью, например (рис. 4.20, в). Параллельно коллекторному переходу транзистора подключается диод Шоттки. Диод Шоттки, как было показано выше, обладает малым прямым импульсным напряжением, и в нем отсутствует накопление зарядов. В такой схеме, когда транзистор находится в отсечке или активном режиме, потенциал коллектора отрицателен относительно базы. Следовательно, диод смещен в обратном направлении и не влияет на работу ключа. Когда же в процессе формирования фронта потенциал коллектора относительно базы проходит через нуль в положительную область, диод отпирается и на нем устанавливается прямое напряжение примерно 0,5 В, то коллекторный переход заперт, так как смещен не в прямом, а в обратном направлении, Это значит, что исключается режим инжекции зарядов из области коллектора в базу и отсутствует накопление зарядов, свойственное режиму насыщения. Соответственно при запирании ключа отсутствуют этап рассеивания заряда и задержка формирования импульса. Такая схема получила название транзистора с барьером Шоттки. Силовые ключи на биполярных транзисторах можно разделить на низковольтные и высоковольтные. Особенностью высоковольтных ключей является эффект динамического насыщения, затягивающий процесс включения, и низкий коэффициент усиления ─ от нескольких единиц. Поэтому высоковольтные ключи выпускаются составными (по схеме Дарлингтона), а также в виде модулей последовательно соединенные сборки, мостовые и полумостовые схемы на диапазон токов до 600 А и напряжений до 1200 В Таблица 3.1.1. Модули силовых биполярных транзисторов фирмы Mitsubishi. , A 15 30 50 75 100 150 200 400 500 СхемаДарлингтона QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H QM15HA-H К числу недостатков силовых транзисторных ключей относятся невысокая частота коммутации (не более 10 кГц) из-за значительного времени рассасывания и запирания , возможность теплового пробоя, чувствительность к температуре. . Для управления высоковольтными ключами требуется значительный базовый ток, который обеспечивают специальные формирователи импульсов управления (драйверы), выпускаемые в интегральном исполнении (табл. 3.1.2.) Таблица 3.1.2. Интегральные драйверы управления модулями силовых транзисторов фирмы Mitsubishi. Тип драйвера Функция Предельная токовая нагрузка ключа Выходные токи, А Напряжение источника питания, В Примечание Максим. Типовое Требуются внешние диоды для обратного смещения M 57 903 L Управление схемой Дарлингтона Один клю на 50 А 0,9 2 14 10 M 57 903 L Три ключа на 50 А 0,65 2 14 10 Предельные режимы работы транзисторов Предельно допустимые режимы работы транзисторов определяют­ся максимально допустимыми напряжениями и токами, максимальной рассеиваемой мощностью и допустимой температурой корпуса прибо­ра. Основными причинами, вызывающими выход транзистора из строя или нарушение нормальной работы схемы в результате изменения ос­новных параметров транзисторов, могут быть: слишком высокое об­ратное напряжение на одном из переходов и перегрев прибора при увеличении тока через переходы. В справочных данных на транзисторы обычно оговариваются пре­дельные эксплуатационные параметры: • максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-эмитгерUк-эили сток-исток Uст-ист; • максимально допустимое импульсное напряжение коллектор- эмиттер Uк-эили сток-истокUст-ист; • постоянный или импульсный токи коллектора Ik.maх и Ik.m.max и такие же значения тока стока полевых транзисторов; • постоянный или импульсный токи базы Ib.max и Ib.u.max.; • постоянное или импульсное напряжение на затворе Uз.max и Uu.з.max • постоянная или импульсная рассеиваемая мощность коллектора Pk.max и Pk.m.max или аналогичные мощности, рассеиваемые стока­ми Рс.mах и Рс.m.max; • предельная температура перехода Тр.тaх или корпуса прибора Tk.max. Все перечисленные параметры предельных режимов обусловлены развитием одного из видов пробоя: по напряжению — лавинного, по току — токового или теплового, по мощности — вызванного достиже­нием максимальной температуры перехода. Виды пробоя Механизмы развития пробоев в транзисторах могут быть различными, однако независимо от этого все виды пробоев можно условно разделить на первичные и вторичные. Первичные пробои транзистора отличаются тем, что они являются обратимыми. Ecли транзистор попадает в режим первичного пробоя, то его нормальная работа нарушается, однако при выходе из режима пробоя его работоспособность восстанавливается. Любой вторичный пробой необратим, т к. после него происходит дегра­дация транзистора, обусловленная порчей переходов. Основными видами пробоев являются лавинный, тепловой и токовый. Лавинный пробой иногда называют электрическим, т. к. он возника­ет при высоком значении напряжения обратного смещенного перехода. В справочных данных транзистора можно найти три различных значения напряжений лавинного пробоя: • напряжение Ukэ0 — напряжение пробоя при отключенной базе • (Ib= 0); • напряжение Ukхэ>Ukэ0— напряжение пробоя при включении между базой н эмиттером сопротивления Rb(при Rэ= 0); • напряжение Uкз.кз— напряжение лавинного пробоя при базе, за­короченной с эмиттером {Rb= 0). На рис. 2.28 показаны вольт-амперные характеристики транзистора в режиме лавинного пробоя при различных условиях в его базе. Отсюда вид­но, что при использовании транзистора при напряжениях, близких к пробою, можно существенно влиять на напряжение пробоя схемным путем. Тепловой пробой транзистора возникает вследствие лавинообраз­ного нарастания температуры p-n-перехода. С ростом температуры пе­рехода возрастают токи утечки и полупроводник переходит в проводя­щее состояние, а р-n-переход исчезает. В реальных условиях это явле­ние не всегда ограничивает рост температуры, т. к. уже при более низких температурах может наблюдаться резкая зависимость от температуры одного или нескольких из основных параметров, например, коэффициента передачи тока или предельного рабочего напряжения. Рассеяние мощности транзистором имеет место при любом режиме работы, однако оно максимально, когда транзистор находится во включенном состоянии или выключается. При высокой частоте комму­тации потери растут пропорционально частоте. С увеличением по­требляемой мощности растет и температура транзистора. Для оценки теплового режима транзистора используют понятие теплового сопротивления, под которым понимают сопротивление эле­ментов транзистора распространению теплового потока от коллектор­ного перехода к корпусу или в окружающую среду. • В справочных данных на транзисторы обычно приводятся: • тепловое сопротивление переход-корпус (или переход-среда) Rпк: • предельно допустимая температура перехода Tmax • предельная средняя (или импульсная) мощность потерь в тран­зисторе Pmax; • предельно допустимая температура корпуса прибораTk.max. Температуру корпуса транзистора можно измерять непосредствен­но. Для этого на мощных приборах может быть указана точка, в кото­рой следует производить это измерение. Вторичный пробой транзистора возникает или после развития од­ного из видов первичного пробоя, или непосредственно, минуя разви­тие первичного пробоя. Непосредственное развитие вторичного про­боя происходит обычно в области сравнительно высоких напряжений на коллекторе и связано с развитием так называемого «токового шну­ра». При это коллекторный ток концентрируется в очень малой обла­сти коллектора» которая проплавляется к замыкает коллектор с базой. Если транзистор работает в усилительном режиме, то развитие вто­ричного пробоя квозникновение токового шнура связано с потерей термической устойчивости, при которой увеличение тока в каком-либо месте структуры приводит к повышению ее температуры, а повыше­ние температуры увеличивает ток. Этот процесс нарастает лавинооб­разно и приводит к проставлению структуры. Для развития вторичного пробоя требуется определенное время, которое может составлять 1...100 мкс. Это время называют временем задержки развития вторичного пробоя. Если время нахождения тран­зистора в опасном режиме меньше времени развития вторичного про­боя, то вторичный пробой не возникает. Поэтому при коротких дли­тельностях импульсов тока в транзисторе вторичный пробой может и не развиться. Исследования показали, что при развитии вторичного пробоя (во время задержки), в цепи базы могут возникать автоколеба­ния сравнительно большой частоты, которые могут быть использова­ны для предсказания опасного значения тока и защиты транзистора. Область безопасной работы транзистора определяет границы ин­тервала надежной работы транзистора без захода в область одного из видов пробоя. Обычно область безопасной работы (ОБР) строится в координатах I(U). Различают статическую и импульсную ОБР. Стати­ческая ОБР (рис. 2.29) ограничивается участками: токового пробоя (1), теплового пробоя (2), вторичного пробоя (3) и лавинного пробоя (4). При построении ОБР в логарифмическом масштабе все ее участки имеют вид прямых линий. Импульсная ОБР определяется максимальным импульсным током кол­лектора Ik.m.max н максимальным импульсным напряжением пробоя Uu.k.max. Область безопасной работы транзистора определяет границы ин­тервала надежной работы транзистора без захода в область одного из видов пробоя. Обычно область безопасной работы (ОБР) строится в координатах I(U). Различают статическую и импульсную ОБР. Стати­ческая ОБР (рис. 2.29) ограничивается участками, токового пробоя (1), теплового пробоя (2), вторичного пробоя (3) и лавинного пробоя (4). При построении ОБР в логарифмическом масштабе все ее участки имеют вид прямых линий. Импульсная ОБР определяется максимальным импульсным током кол­лектора Ik.m.max и максимальным импульсным напряжением пробоя Uu.k.max. При малых длительностях импульсов на ней могут отсутствовать участ­ки, обусловленные тепловым пробоем. При длительности импульса ме­нее 1 мкс импульсная ОБР имеет только две границы Ik.m.maxи Uu.k.max. При увеличении длительности импульса появляются участки, ограничиваю­щие ОБР за счет развитая вторичного пробоя (3) и теплового пробоя (2). Границы областей безопасной работы транзистора зависят от тем­пературы его корпуса. С увеличением температуры корпуса транзисто­ра границы ОБР, обусловленные тепловым пробоем, перемещаются влево. Границы ОБР, обусловленные лавинным или вторичным пробо­ем, практически от температуры не зависят. Защита транзисторов от пробоя. При использовании транзистора необходимо обеспечить нахождение его рабочей точки внутри ОБР без выхода за ее пределы. Даже кратковременный выход рабочей точки за пределы соответствующей ОБР, влечет за собой попадание транзистора в область пробоя. С целью защиты транзистора от возможного пробоя обычно формируют траекторию его переключения при работе в ключе­вом режиме. Для этого к транзистору подключают дополнительные цепи, содержащие резисторы, емкости, диоды и стабилитроны. Пара­метры этих цепей или рассчитывают, или находят экспериментальным путем. Примеры выполнения цепей формирования траектории (снабберов) для силовой транзисторной стойки приведены на рис. 2.30. Для управления силовыми транзисторами разработаны и изготовле­ны специальные интегральные схемы управления (ИС), получившие назва­ние драйверов. Эти ИС преобразовывают стандартные сигналы от микросхем или от микропроцессора в сигналы, которые управляют силовым транзистором. По выполняемым функциям ИС можно разделить на несколько групп: • ИС усиления и согласования уровней; • ИС усиления, согласования уровней и индикации аварийных ре­жимов; • ИС усиления, согласования уровней и активного токоограничения путем снижения уровня управляющего сигнала и контроля времени аварийного режима; • ИС усиления, согласования сигнала с активным токоограничителем и контроля напряжения коллектор-эмиттер на включенном транзисторе. Практически все ИС имеют гальваническую развязку со схемой управ­ления (микропроцессором) и индикацию снижения напряжения питания. В качестве примера на рис 2.31 показана схема активного токоограничения тока силового транзистора с использованием ИС IR2121 фирмы InternationalRectifier. В ней использован гальванически изолированный датчик тока, включенный в цепь эмиттера выходного транзистора. При достижении током транзистора установленного уровня ИС обеспечивает токоограничение и удержание тока коллектора на этом уровне в течение допу­стимого интервала времени, после чего происходит выключение сило­вого транзистора и сигнализация об аварии. Существует большое количество различных схемных решений за­щиты силового транзистора. Большинство из них в настоящее время реализовано уже на технологическом уровне, как интеллектуальные силовые интегральные схемы (SmartRowerIC). 4. Мощные полевые МОП-транзисторы (MOSFET) Первый маломощный транзистор со структурой металл- диэлектрик- полупроводник МДП (MOS- Metal Oxide Semiconductor Transistor) был предложен Хофстейном и Хейманом в 1963 году, с использованием интегральной технологии (рис. 3). В транзисторе такого рода используется структура, состоящая из металла и полупроводника, разделенных слоем диэлектрика (металл-диэлектрик- полупроводник) Если подать на затвор такого полевого транзистора с изолированным затво­ром (ПТИЗ) напряжение положительное относительно подложки, то электрическое поле оттолкнёт дырки, находящиеся близко к поверхности затвора вглубь подложки, а электроны притянет. В момент когда на затворе достигается пороговое напряжение, под затвором образуется область, где электронов становится достаточно, чтобы произошла инверсия типа проводимости приповерхностного слоя полупроводника: между n-областями стока и истока образуется индуцированный канал n типа, по которому движутся электроны. Иными словами, ПТИЗ с индуцированным каналом открывается если напряжение Современные мощные высокочастотные МДП-транзисторы представ­ляют собой приборы с вертикальной структурой, состоящей из множества параллельно включенных полевых структур. Методом плазменного травле­ния (Trench-технология) в пластине Si создаются вертикальные канавки, за­полняемые поликристаллическим кремнием (SiO2). Они используются в ка­честве вертикального затвора. Вертикальный затвор позволяет увеличить плотность размещения ячеек полевых структур и получать высоковольтные транзисторы с минимальным значением сопротивления RDC(on) в открытом состоянии (рис. 7.10) Условные обозначения MOSFET-транзисторов с инду­цированным каналом n-типа и p- типа приведены на рис. Внешний вид и параметры мощных низковольтных MOSFET транзисторных ключей фирмы International Rectifier приведены на рис. и в таблице. Из рисунка и таблицы видно, что в диапазоне напряжений до 150 В характе­ристики МДП транзисторных ключей почти идеальные (сопротивление про­водящего канала 0,0016...0,048 Ома, коммутируемый ток 48...320 А, габари­ты минимальные). Выходные вольт-амперные характеристики МОП-транзистора с индуцирован­ным каналом приведены на рис. На характеристиках имеются крутые уча­стки, соответствующие резкому увеличению тока iD при увеличении напряжения UCS .Далее рост тока iDзамедляется, что соответствует пологим участкам ВАХ. Это происходит из-за обеднения канала под воздействием напряжения сток-исток UDS. Из рисунка видно, что выходные вольт-амперные характеристики МОП-тран­зистора и биполярного транзистора сходны. Принципиальное различие заключается в том, что последние управляются током базы, а МОП-транзисторы — напряжением затвор-исток. Кроме того, крутые участки вольт-амперных характеристик МОП-транзисторов имеют линейный характер, соответствующий активному сопротивлению. Поэтому в области крутых участков вольт-амперные характерис­тики МОП-транзисторов аппроксимируются постоянным активным сопротивле­ние (4.1) Область ВАХ с крутыми участками соответствует открытому состоянию тран­зистора. Закрытое состояние наступает при UGS