Схемотехника аналоговых электронных устройств

1 ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ «КАЗАНСКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ им. А.Н. ТУПОЛЕВА-КАИ» Институт Радиоэлектроники и телекоммуникаций Кафедра Радиоэлектронных и квантовых устройств КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ ПО КУРСУ Схемотехника аналоговых электронных устройств Индекс по учебному плану: Б3.Б.12. Направление: 210400.62 Радиотехника Профиль подготовки: Радиотехнические средства передачи, приема и обработки сигналов. 2013 1 2 Лекция 1. Основные параметры усилительных устройств 1.1. Основные определения Усилительным устройством (УУ) называется устройство, предназначенное для повышения (усиления) мощности входного сигнала. Входной сигнал УУ управляет передачей энергии источника питания в нагрузку. Функциональная схема УУ представлена на рис. 1.1. Источник сигнала (ИС) Усилитель Нагрузка Источник питания (ИП) Рис.1.1 Функциональная схема УУ Источники сигнала имеют разные свойства и параметры (например, импульсный сигнал, сигнал постоянного тока) поэтому при анализе усилителей они представляются источниками ЭДС или тока. Различают: источник тока, управляемый током; источник напряжения, управляемый напряжением; источник напряжения, управляемый током и источник тока, управляемый напряжением. Источником питания является внешний источник энергии, мощность которого используется для усиления полезного сигнала. Основным свойством электронного усилителя является его способность увеличивать мощность входного сигнала при допустимых искажениях сигнала. Следует отметить, что в пассивных и активных элементах усилителя происходят потери энергии, которые определяют снижение КПД УУ. Вследствие указных потерь электрическая энергия преобразуется в тепловую. Отсюда следует, что при меньших потерях энергии в усилителе (большем КПД) упрощается отвод тепла, что весьма существенно в интегральных усилителях. Проблема отведения тепла в усилителях усложняется с повышением степени 2 3 интеграции (уменьшения размеров) каскадов и с увеличением мощности выходного сигнала. 1.2. Основные характеристики УУ Коэффициенты усиления. Основной характеристикой любого усилителя является его коэффициент усиления. Различают три коэффициента усиления: - коэффициент усиления по мощности – это отношение мощности сигнала на выходе усилителя к мощности входного сигнала: Kp = PВых . РВх (1.1) - коэффициент усиления по напряжению – это отношение напряжения сигнала на выходе усилителя к напряжению сигнала на его входе: K= U Вых U Вх . (1.2) - коэффициент усиления по току – это отношение тока сигнала на выходе усилителя к току сигнала на его входе: KI = I Вых . I Вх (1.3) При последовательном соединении нескольких усилительных каскадов общий коэффициент передачи K p рез определяется по формуле: m K p рез = Õ K p i , (1.4) i =1 где K p i – коэффициент усиления i-го каскада усилителя, K p рез – коэффициент усиления всех каскадов. Коэффициент усиления является безразмерной величиной. В радиотехнике коэффициент усиления часто выражают в децибелах: æP K p [ дБ] = 10 × lg ç Вых è PВх ö ÷. ø (1.5) æU ö K [ дБ ] = 20 × lg ç Вых ÷ . è U Вх ø (1.6) 3 4 Если коэффициент усиления выражен в децибелах, то результирующий коэффициент усиления нескольких последовательно соединенных каскадов вычисляется как сумма: m K p рез [ дБ] = å K p i . (1.7) i =1 Коэффициент полезного действия (КПД). Основной энергетической характеристикой любого устройства является КПД. Для электронного усилителя КПД представляет собой отношение мощности, выделяемой в нагрузке Pн , к мощности PИП , потребляемой от источника питания: h= Pн . PИП (1.8) КПД характеризует эффективность использования энергии источника питания. Разность PИП - Pн = PИП (1 - h ) = Pпотерь определяет мощность потерь, которая превращается в тепло. Эффективность использования энергии источника питания часто оценивают по току I 0 , потребляемому от источника питания в режиме покоя, т.е. при отсутствии сигнала. АЧХ. Амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) усилителя называется зависимость модуля коэффициента передачи от частоты. Пример такой характеристики для широкополосных усилителей представлен на рис. 1.2. Рис.1.2. АЧХ широкополосного усилителя 4 5 Как видно из рис. 1.2, идеальная АЧХ сильно отличается от реальной. Это связано с тем, что в реальных усилителях за счет наличия паразитных емкостей и индуктивностей происходит завал усиления на высоких частотах. Условие физической реализуемости усилителя записывается следующим образом: K ( f ) ® 0, при f ® ¥ . На АЧХ выделяют область средних частот (СЧ), в которой коэффициент усиления не зависит от частоты. Коэффициент усиления в области СЧ называется номинальным коэффициентом усиления K 0 . Полосой пропускания называется диапазон частот между граничными частотами f в и f н . Типовым уровнем определения полосы пропускания является уровень 0,707 × K= 1 × K 0 , который соответствует уровню половины мощности 2 сигнала. Спад АЧХ на граничных частотах может задаваться не хуже заданного: для УЗЧ допускается спад АЧХ не более 3 дБ (в 1,41 раза), для усилителей измерительных приборов не более 0,1 дБ. ФЧХ. Фазово-частотной характеристикой усилителя (ФЧХ) называется зависимость сдвига фаз между входным и выходным сигналами усилителя от частоты. На рис. 1.3 представлены идеальная и пример реальной ФЧХ усилителя. Рис.1.3. ФЧХ Тангенс угла наклона касательной к ФЧХ определяет время задержки выходного сигнала относительно сигнала на входе – dj = tзад . Различные dw 5 6 спектральные составляющие сигнала задерживаются усилителем с реальной ФЧХ на разное время, что приведет к отличию формы выходного сигнала от формы сигнала на входе. ПХ. Переходная характеристика (ПХ) усилителя это зависимость значения напряжения (тока) на выходе от времени Uвых = f (t) , при подаче на вход единичного скачкообразного изменения напряжения (тока) (сигнала типа единичной функции). ПХ усилителя однозначно связана с его АЧХ и ФЧХ. ПХ позволяет оценить искажения формы прямоугольных импульсов при их усилении. При подаче на вход прямоугольного импульса форма выходного сигнала может быть получена вычитанием переходных характеристик, сдвинутых на время длительности импульса, в результате получается импульсная характеристика (рис.1.4) усилителя. UВых(t) Плоская часть вершины импульса Фронты t Рис.1.4. Импульсная характеристика Лекция 2. Линейные и нелинейные искажения сигналов Линейные искажения полезного сигнала. Усиление сигнала – это повышение его уровня (мощности) при сохранении формы. Однако усилить сигнал и в точности сохранить его форму невозможно, поэтому усиленный сигнал принято характеризовать уровнем искажений. Искажения – это отклонения формы выходного сигнала от формы входного. Эти отклонения, вызваны несовпадением реальных характеристик 6 7 усилителя с идеальными. Искажения делят на линейные и нелинейные. Различают три вида линейных искажений: частотные, фазовые и переходные. - Частотные искажения. В усилителе частотные искажения возникают в том случае, когда коэффициент усиления на разных частотах в полосе пропускания отличается от идеального. Если представить усилитель в виде четырехполюсника, то комплексный коэффициент усиления по напряжению в этом случае можно записать в виде: K& (w ) = U Вых (w ) × exp ( j × jВых (w ) ) U Вх (w ) × exp ( j × jВх (w ) ) . (1.9) Частотные искажения оцениваются по отклонению АЧХ от номинального усиления с помощью коэффициента частотных искажений. Коэффициент частотных искажений как правило записывают на нижней и верхней граничных частотах: Мн = K ( fн ) K ( fв ) и Мв = . K0 K0 (1.10) Для многокаскадного усилителя результирующий коэффициент частотных искажений определяется произведением: m М н(в) рез = Õ М н(в)i , (1.11) i=1 где М н(в)i – частотные искажения i-го каскада. - Фазовые искажения. В усилителе фазовые искажения возникают в том случае, когда реальная ФЧХ не совпадает с идеальной (рис. 1.3). Для идеальной ФЧХ – j = -a ×w , следовательно, возникает задержка выходного сигнала, по отношению ко входному на время задержки: tзад = a . Для реальной ФЧХ время задержки будет зависеть от частоты 2p сигнала. 7 8 Численная оценка фазовых искажений имеет вид: æ dj (w ) ö æ dj (w ) ö max ç ÷ - min ç ÷ = dj . ç dw ÷ ç dw ÷ è ø è ø (1.12) - Переходные искажения. При усилении импульсных сигналов на выходе усилителя наблюдается переходный процесс, так как частоты в спектре импульсного сигнала выходят за пределы участков, где АЧХ и ФЧХ можно считать идеальными. Изменение формы импульса при усилении обусловлено действием реактивных элементов и на практике оценивается с помощью переходной характеристики (или нормированной импульсной характеристики). На рис. 1.5 представлен импульсный сигнал на выходе усилителя с переходными искажениями. UВых(t) Плоская часть вершины импульса Выброс UВых 0,9UВых Спад вершины импульса Фронты 0,1UВых t tф Рис.1.5. Импульсная характеристика с переходными искажениями Переходные искажения характеризуются тремя параметрами: - временем нарастания (или время фронта) – t y = tф , в течение которого нормированная импульсная характеристика изменяется от 0,1 до 0,9; - относительным значением выброса d= DU , возникающим при колебательном характере переходного процесса; - неравномерностью вершины прямоугольного импульса (спад вершины импульса) D за время импульса. 8 9 В соответствии с ФЧХ реального усилителя спектральные составляющие импульсного сигнала будут поступать на выход усилителя с различным временем задержки. Максимальная скорость нарастания ПХ пропорциональна площади усиления: dU Вых Dw × K 0 = . dt p (1.13) При последовательном соединении каскадов усилителя с временем фронта tфi и неравномерностью вершины импульса Di результирующие значения времени нарастания фронта и неравномерность вершины импульса можно оценить по формулам (1.14) и (1.15): tф рез » m å tфi 2 , (1.14) i =1 m D рез » å Di . (1.15) i=1 Как уже было сказано ранее, ПХ имеет однозначную связь с АЧХ и ФЧХ. На рис.1.6 проиллюстрирована связь частотных и временных искажений. UВых(t) K Идеальный усилитель K0 Выброс UВых 0,9UВых Плоская часть вершины импульса Спад вершины импульса Фронты НЧ СЧ ВЧ 0,1UВых f t tф Рис.1.6. Связь частотных и временных искажений Длительность фронтов зависит только от поведения АЧХ на ВЧ(малые времена – высокие частоты). Спад плоской части импульса определяется НЧ составляющей АЧХ (большие времена – низкие частоты). Область СЧ определяет номинальный коэффициент усиления, т.е. амплитуду импульса. 9 10 Связь ВЧ искажений на АЧХ и искажений фронтов ПХ иллюстрирована на рис.1.7. K K0 UВых 3 2 3 2 1 1 w t Рис.1.7. Связь ВЧ искажений на АЧХ и искажений фронтов ПХ Форма третьего варианта АЧХ на рис.1.7 в области ВЧ напоминает АЧХ колебательного контура. Связь НЧ искажений на АЧХ и искажений плоской части импульса показана на рис.1.8. K K0 UВых 3 2 3 2 1 1 w t Рис.1.8. Связь НЧ искажений на АЧХ и искажений плоской части импульса Линейные искажения являются обратимыми, их можно скомпенсировать при дальнейшей обработке сигналов. Нелинейные искажения полезного сигнала. Нелинейные искажения – это изменения формы сигнала, обусловленные нелинейностью характеристик элементов схемы (как активных, так и пассивных). Нелинейные искажения полезного сигнала принято оценивать по амплитудной характеристике (АХ) усилителя – U Вых = f (U Вх ) . 10 11 Рис.1.9. Амплитудная характеристика усилителя: идеального – слева, реального – справа Тангенс угла наклона АХ tg (a ) равен коэффициенту усиления. Загиб в нижней части обусловлен: шумами, наличием нелинейности активного элемента. Загиб верхней части характеристики обусловлен: насыщением активного элемента (как правило, оконечного каскада), в результате чего начинается ограничение выходного сигнала. Нелинейные искажения полезного сигнала принято оценивать коэффициентом гармоник (или коэффициентом нелинейных искажений): U Вых 2 ( 2 f ) + U Вых 2 ( 3 f ) + ... + U Вых 2 ( n × f ) KГ = , U Вых ( f ) (1.16) где U Вых ( f ) – основная гармоника, U Вых 2 ( n × f ) – комбинационные частоты, возникающие вследствие нелинейности обработки сигнала. На практике обычно ограничиваются рассмотрением 2-х и 3-х гармоник сигнала, если K Г £ 2 - 3% . 11 12 Динамический диапазон (ДД) усилителя. Динамическим диапазоном усилителя по входу называется отношение максимального уровня сигнала на его входе к минимальному на его входе: DВх = U Вх max . U Вх min (1.17) Соответственно, ДД по выходу: DВых = U Вых max . U Вых min (1.18) Следует различать динамический диапазон усилителя и динамический диапазон сигнала. Динамическим диапазоном сигнала называется превышение его максимального уровня над минимальным: Dс = U с max . U с min (1.19) Шумы и помехи. Шумами называют помехи, которые появляются в результате хаотического теплового движения свободных электронов, дробового шума и пр. В усилителях источником шума являются как пассивные, так и активные элементы. Уровень этих шумов сказывается на способности усилителя усиливать слабые по уровню сигналы. Тепловой шум связан с хаотическим движением носителей зарядов, вызванных температурой абсолютного нуля Кельвина. Если имеется некоторое сопротивление R в усилителе, внешняя температура равна T, а полоса усиления Df , то напряжение теплового шума на этом сопротивлении определяется формулой (1.20). Eш = 4 × k × T × R × Df . (1.20) Из формулы следует, что средствами борьбы с этими шумами, помимо охлаждения, является уменьшение сопротивления R, уменьшение полосы усиления (здесь мы ограничены полосой полезного сигнала). Спектральная плотность теплового шума равномерна. 12 13 Специфические шумы – это шумы активных элементов, избыточные шумы, фликкер шумы, шумы мерцания, сверхнизкочастотные шумы, шумы типа 1 f . Спектральная плотность шума типа 1 f представлена на рис.1.10 – чем меньше частота, тем выше интенсивность шума. Рис.1.10. Спектральная плотность шума типа 1 f К помехам усилителя относят электромагнитные наводки. Их причина заключается в наличии паразитных индуктивных и емкостных связей между цепями усилителя и цепями помех. Особенно сильно такие наводки сказываются в ВЧ усилителях большой мощности. Такие помехи устраняют путем экранировки сигнальных цепей, их трассировки таким образом, чтобы паразитные параметры были минимальными. Специфический вид помех (фон сети) выражается в появлении напряжения на выходе усилителя с частотами, кратными частоте сети переменного тока. Фон возникает в результате питания усилителя от сети переменного тока с большой пульсацией выпрямленного напряжения, а также в результате наведения ЭДС электромагнитными полями сети, силового трансформатора в межэлементных соединениях усилителя. Для борьбы с сильным фоном используют режекторные фильтры. Для оценки шумовых свойств усилителя используют коэффициент шума: æР ö сигн çç Ршум ÷÷ø è Вых Kш = æР ö çç сигн Р ÷÷ шум è øВх > 1 или Kш = K р × Ршум Вх . Ршум Вых (1.20) 13 14 Для описания усилителей мощности используют две группы параметров: 1) Стандартные параметры. Это параметры, которые характерны для всех усилителей: коэффициент усиления, АЧХ, ФЧХ, коэффициенты частотных и нелинейных искажений. 2) Специфические параметры, характерные только для усилителей мощности: энергетические параметры и информационные параметры. Лекция 3. Информационные и энергетические параметры усилителей. Класиификация и обобщенная структурная схема усилителей 1.3. Энергетические параметры усилителей мощности Основным энергетическим параметрам усилителя мощности (рис.1.11) является его КПД (h) – отношение полезной (отдаваемой в нагрузку) мощности Pнагр , к потребляемой от источника питания мощности Pи.п. : h = Pнагр Pи.п. . Pвых>Pc ИС Нагрузка Im, Um У.У. Pип ИП I0, Eп Рис.1.11. Структурная схема усилителя мощности Мощность гармонического сигнала в нагрузке: J U Pнагр = m m , 2 2 (1.21) где J m , U m – действующие значения тока и напряжения гармонического сигнала в нагрузке соответственно. Мощность источника питания: Pи.п. = J 0 Eп . (1.21) 14 15 Таким образом, Jm Um 1 Jm Um 1 = 2 2 = = ki k u . h= Pпотребл J 0 Eп 2 J0 E 2 P’ нагр (1.22) Здесь ki и ku – коэффициент использования по напряжению и току соответственно; Eп – напряжения питания. Из формулы (1.22) видно, что для увеличения КПД необходимо увеличивать коэффициенты использования по току и напряжению. Значения этих коэффициентов зависит от номинала сопротивления нагрузки. Рассмотрим два предельных случая: 1) Сопротивление нагрузки бесконечно мало (режим короткого замыкания на выходе): Rн ® 0 . Тогда коэффициент использования по напряжению k u ® 0 и, следовательно h ® 0 . 2) Сопротивление нагрузки велико (режим холостого хода на выходе): Rн ® ¥ . Тогда коэффициент использования по току ki ® 0 и, следовательно h ® 0 . На рис.1.12 приведена качественная зависимость КПД от номинала сопротивления нагрузки. h hmax Rн opt Rн Рис.1.12. Зависимость КПД от параметров нагрузки Из рис. 1.12 видно, что имеется, по крайней мере, один максимум h( Rн ) . Следовательно, для любого усилителя мощности имеется как минимум одно оптимальное значение сопротивления нагрузки, при котором КПД оказывается 15 16 наибольшим. Поэтому при проектировании усилителя мощности следует таким образом выбирать параметры принципиальной схемы, чтобы при заданном значении сопротивления нагрузки обеспечить максимальное значение КПД и снизить тепловую рассеиваемую мощность транзистора Pрасс . 1.4. Информационные параметры усилителей мощности Любой усилитель может быть представлен как устройство, которое преобразует поступающую на него информацию (рис.1.13). I В I* усилителе перемножение двух происходит потоков: потока информации и потока энергии. Поток информации на W выходе усилителя I* должен совпадать с потоком информации Рис.1.13.Усилитель, как устройство обработки информации. Здесь I – поток информации на входе усилителя, W-поток энергии, I*-поток информации на выходе усилителя. на его входе. Это возможно только в том случае, когда скорость потока информации Cп не будет превышать пропускной способности усилителя С ус . Скорость потока информации (Сп) зависит от ширины спектра сигнала (Fс) и его динамического диапазона (Dс): Cп » Fс × log 2 Dс . Пропускная способность усилителя (1.23) С ус зависит от его полосы пропускания DFус и динамического диапазона Dус : Cус » Fус × log 2 Dус . (1.24) Для усилителя мощности должно выполняться условие: Fc log 2 Dc £ Fус log 2 Dус (1.25) 16 17 Согласно условию (1.25) существуют следующие варианты построения усилителей: 1) Fус>Fс, Dус>Dc. Это условие выполняется в линейном аналоговом усилителе мощности. 2) Fус>>Fс, Dус< U Вх1 вследствие передачи напряжения через цепь ОС – ab = cd, поскольку отрезок U Вх2 = U Вх1 + U ОС . При введении ОС, для того чтобы увеличить выходное напряжение с величины U Вых2 до величины U Вых1 необходимо увеличивать входное напряжение с величины U Вх1 до величины U Вх2 . Это необходимо, поскольку при введении ООС коэффициент усиления уменьшится U Вых2 = KООС = U Вых1 F K F ( tg (a ) ¯ ), и выходное напряжение будет равно . В исходном усилителе без ООС область нелинейности амплитудной характеристики лежит в диапазоне рабочих входных напряжений, а при введении ООС область нелинейности смещается в нерабочую область больших входных сигналов. Чем больше фактор обратной связи, тем меньше нелинейные искажения и больше ДД по входу, тем меньше паразитных гармоник в выходном сигнале. Влияние ООС на устойчивость усилителя. Задача обеспечения устойчивой работы усилителя является весьма важной. Усилитель становиться неработоспособным, если он теряет устойчивость, т.к. усилитель переходит в режим самовозбуждения, который сопровождается изменением его основных свойств. Это происходит из-за фазовых сдвигов, вносимых как каскадами усилителя, так и цепью ООС, в результате чего веденная в усилителе ООС, 28 29 которая предназначалась для улучшения его характеристик и параметров у границ рабочего частотного диапазона, за его пределами становиться ПОС. При этом коэффициент усиления усилителя стремиться к бесконечности. Физически это означает наличие выходного напряжения при отсутствии напряжение на входе. Усилитель переходит в режим автогенерации. Проверка усилителя на устойчивость проводится для случая, когда заведомо задана устойчивая структура, в которой отсутствие автоколебаний зависит только от параметров усилителя. В этом случае, для анализа устойчивости усилителя используется его передаточная функция. Для оценки устойчивости усилителя вводят критерии устойчивости. Различают алгебраические и частотные критерии устойчивости. Первые позволяют судить об устойчивости по коэффициентам характеристического уравнения, вторые – по форме АЧХ. Для инженеров наиболее удобными являются частотные критерии устойчивости. Среди частотных критериев устойчивости обычно применяется критерий Найквиста (или годограф). Критерий Найквиста базируется на теореме «принцип аргумента», по которой функция частоты выражается через модуль и аргумент коэффициента усиления в полярной системе координат. В такой системе координат баланс фаз выполняется на оси Im ( K& ) = 0 , а баланс амплитуд выполняется на окружности радиусом единица с центром в начале координат. Таким образом, критической точкой будет точка с координатами ( Re ( K& ) = -1 ; Im ( K& ) = 0 ). 29 30 Различают три типа годографов усилителей (рис 2.8). Рис.2.8. Разновидности годографов усилителей: 1) годограф абсолютно устойчивого усилителя, 2) годограф условно устойчивого усилителя, 3) годограф неустойчивого усилителя 1) Абсолютно устойчивый усилитель. Фазовый сдвиг здесь такой, что при любом значении коэффициента усиления критическая точка с координатами (-1;0) не охватывается годографом. 2) Условно устойчивый усилитель. Годограф не охватывает критическую точку. Однако коэффициент усиления здесь таков, что при перегрузке усилителя сильным сигналом или помехой, годограф может сместиться и охватить критическую точку. Это приведет к самовозбуждению усилителя. Чтобы не допускать выполнения условия самовозбуждения в условно устойчивых усилителях при перегрузках, необходимо осуществлять автоматическую регулировку фазового сдвига, изменяя форму годографа (рис. 2.9). Рис.2.9. Регулировка фазового сдвига условно устойчивого годографа 3) Неустойчивый усилитель. Критическая точка охватывается годографом, поэтому усилитель является неустойчивым. Однако если уменьшить коэффициент усиления усилителя критическая точка не будет охвачена годографом и неустойчивый усилитель станет устойчивым. Можно подобрать такое значение коэффициента усиления усилителя, что годограф 30 31 пройдет через критическую точку, и усилитель окажется на границе устойчивости. Вследствие технологического и температурного разброса параметров усилителя рассчитанный теоретически годограф не будет совпадать с реальным. Для того чтобы избежать самовозбуждения усилителя в результате изменения его годографа под действием указанных выше факторов предусматривают запас устойчивости усилителя (запас по усилению K y и запас по фазе j у ). Рис.2.10. Запас устойчивости по усилению – K y = -1 + K (w0 ) × b (w0 ) и запас по фазе – j у = p - j (wсреза ) Рекомендуемое значение запаса по усилению составляет K y = 0,6 - 0,8 , а по фазе j у ³ 300 - 700 . Все рекомендации относятся к запасу устойчивости инверсного усилителя. Для обеспечения устойчивой работы усилителя следует снижать коэффициент усиления за пределами полосы пропускания, т.е. необходимо вводить частотно-зависимую ООС, для того, чтобы за пределами полосы пропускания не выполнялось условие баланса фаз. Обобщая влияние ООС на работу усилителя, следует сказать, что ООС улучшает все характеристики усилителя за исключением коэффициента усиления. 31 32 Контрольные вопросы 10) Какую связь в усилительном устройстве называют обратной? а) Связь, которая обеспечивает передачу части сигнала из его входной цепи в выходную. б) Связь, которая обеспечивает передачу части сигнала из его выходной цепи во входную. в) Связь, которая обеспечивает снижение коэффициента усиления. г) Связь, которая обеспечивает расширение полосы пропускания. д) Все выше перечисленные. 11) Какую обратную связь в усилительном устройстве называют отрицательной? а) Если сигнал в точках подключения обратной связи имеет отрицательную амплитуду. б) Если сигнал в точках подключения обратной связи имеет одинаковую амплитуду. в) Если сигнал в точках подключения обратной связи имеет одинаковый спектр. г) Если сигнал в точках подключения обратной связи имеет одинаковую фазу. д) Если сигнал в точках подключения обратной связи находится в противофазе. 12) Что следует делать для обеспечения устойчивой работы усилителя? а) Следует увеличивать коэффициент усиления во всей полосе пропускания. б) Следует увеличивать коэффициент усиления в области нижних частот полосы пропускания. в) Следует снижать коэффициент усиления в области верхних частот полосы пропускания. г) Следует снижать коэффициент усиления за пределами полосы пропускания. д) Следует уменьшать полосу пропускания. 13) Как влияет введение ООС на нелинейные искажения? а) При увеличении фактора обратной связи нелинейные искажения увеличиваются вследствие расширения ДД по входу. б) При увеличении фактора обратной связи нелинейные искажения уменьшаются вследствие расширения ДД по входу. в) При увеличении фактора обратной связи нелинейные искажения увеличиваются вследствие расширения ДД по выходу. г) При увеличении фактора обратной связи нелинейные искажения уменьшаются вследствие расширения ДД по выходу. 14) Как влияет введение ООС на номинальный коэффициент усиления и полосу пропускания? а) При увеличении фактора обратной связи номинальный коэффициент усиления и полоса пропускания уменьшаются вследствие уменьшения площади усиления. б) При увеличении фактора обратной связи номинальный коэффициент усиления увеличивается, а полоса пропускания уменьшается вследствие постоянства площади усиления. в) При увеличении фактора обратной связи номинальный коэффициент усиления уменьшается, а полоса пропускания расширяется вследствие постоянства площади усиления. г) При увеличении фактора обратной связи номинальный коэффициент усиления и полоса пропускания увеличиваются вследствие увеличения площади усиления. 32 33 Лекция 5. Работа транзистора в усилительных каскадах В современных усилителях в качестве активного элемента обычно используют транзисторы. Это обусловлено их небольшими размерами, удобством питания и монтажа. Современная технология позволяет изготавливать как маломощные (КТ 315) так и мощные (КТ 970, КТ 971) транзисторы; как НЧ, так и ВЧ. Транзисторы бывают биполярные и полевые. Биполярные транзисторы бывают двух типов проводимости: n-p-n и p-n-p: Рис.3.1. Биполярный транзистор: плюсы и минусы обозначают полярность приложенного напряжения (два плюса и два минуса обозначают, что потенциал больше чем там где только один) Стрелка у эмиттера обозначает направление движения зарядов (ток течёт от плюса к минусу). Между токами и напряжениями имеют место следующие соотношения: IЭ » I Б + I К , (3.1) U КЭ » U БК + U БЭ . (3.2) 3.1. Схемы включения транзистора Существует три схемы включения транзистора. 1) Включение транзистора с общей базой (ОБ) (рис. 3.2). При таком включении транзистор обеспечивает усиление по напряжению. Рис.3.2. Включение транзистора с общей базой (ОБ) 33 34 Коэффициенты передачи по току и напряжению при такой схеме включения равны: I Вых I К = <1, I Вх I Э (3.3) U Вых U БК = > 1. U Вх U БЭ (3.4) KI = KU = 2) Включение транзистора с общим коллектором (ОК) (рис. 3.3). При таком включении транзистор обеспечивает усиление по току. Рис.3.3. Включение транзистора с общим коллектором (ОК) Коэффициенты передачи по току и напряжению при такой схеме включения равны: I Вых IЭ = > 1, I Вх I Б (3.5) U Вых U БК = < 1. U Вх U КЭ (3.6) KI = KU = 3) Включение транзистора с общим эмиттером (ОЭ) (рис. 3.4). При таком включении транзистор обеспечивает усиление по мощности. Рис.3.4. Включение транзистора с общим эмиттером (ОЭ) 34 35 Коэффициент передачи по току и напряжению при такой схеме включения равны: I Вых I К = > 1, I Вх I Б (3.7) U Вых U КЭ = > 1. U Вх U БЭ (3.8) KI = KU = 3.2. Статические характеристики транзистора Работу транзистора в усилительном каскаде можно представить как процесс управления протеканием выходного тока I Вых с помощью изменения входного сигнала ( I Вх или U Вх ). Этот процесс можно проанализировать по статическим характеристикам транзистора. На рис. 3.5 приведены семейства входных и выходных характеристик для биполярного транзистора, включенного по схеме общий эмиттер: входные характеристики – это зависимость входного тока ( I Б ) от входного напряжения (U БЭ ) при изменении потенциала на выходе (U КЭ ), выходные характеристики – это зависимость выходного тока ( I К ) от выходного напряжения (U КЭ ) при изменении входного тока ( I Б ). Рис.3.5. Статические характеристики биполярного транзистора 35 36 3.3. Определение НЧ Y-параметров по статическим характеристикам Низкочастотные Y-параметры могут быть определены по входным и выходным характеристикам транзистора. Y-параметры определяют в рабочей точке транзистора при отсутствии сигнального воздействия на входе, т.е. в режиме покоя (токи и напряжения в рабочей точке отмечают дополнительным индексом «0»). Рис.3.6. Использование статических характеристик биполярного транзистора для определения Y-параметров: Y11 и Y22 Входная проводимость Y11 определяется по входной характеристике (рис. 3.6). Y11 = I Вх U Вх = U Вых = 0 dI Б dU БЭ . (3.9) U КЭ = const =U КЭ0 Чем меньше берется приращение при построении и расчете, тем точнее получается значение Y11 . Для повышения точности расчета берут среднеарифметическое приращение вверх и вниз. Выходная проводимость Y22 определяется по выходной характеристике (рис. 3.6). Y22 = I Вых U Вых = U Вх =0 dI К dU КЭ , IБ =const = IБ0 (3.10) 36 37 где изменение dU КЭ = dEК берут в пределах всего линейного участка. Рис.3.7. Использование статических характеристик биполярного транзистора для определения Y-параметров: Y12 и Y21 Проводимость обратной связи Y12 определяется по входной характеристике при изменении параметра ЕК (рис.3.7). Y12 » dI БОС ЕК1 - ЕК2 . U БЭ =const =U БЭ0 (3.11) Крутизна Y21 определяется по входной и выходной характеристикам (рис. 3.7). Y21 = S » dI Кs dU БЭ , EК = const = E0 (3.12) где dI Кs – определяется по выходной характеристике при EК = const = E0 . Изменению параметра I Б от значения I Б2 = I Б0 до I Б3 соответствует изменение напряжения база-эмиттер dU БЭ при EК = const = E0 . Лекция 6. Нагрузочные характеристики и оптимизация выбора рабочей точки по постоянному току При работе активного элемента токи и напряжения на его зажимах изменяются, и рабочая точка перемещается по статическим характеристикам. 37 38 Линия, по которой движется рабочая точка на выходной характеристике, называется нагрузочной характеристикой. Нагрузочные характеристики позволяют графически проиллюстрировать работу усилительного каскада. Нагрузочные характеристики или выходные динамические характеристики (ДХ) – это прямые линии, которые в координатах выходной ток и выходное напряжение соответствуют уравнениям, выражающим зависимость между значениями токов и напряжений на нагрузке каскада по постоянному и переменному току. Проиллюстрируем работу транзистора с помощью упрощенной схемы каскада по схеме ОЭ (рис. 3.8). Рис.3.8. Схема включения биполярного транзистора с ОЭ Для схемы на рис. 3.8 справедливы следующие соотношения между токами и напряжениями: EБ = U БЭ + I Б × RГ , (3.13) ЕК = U КЭ + U R = U КЭ + I K × RК , (3.14) К здесь ЕК = ЕП – напряжение источника питания, EБ = Есм – напряжение смещения, RК = RН= – сопротивление коллектора является нагрузкой транзистора. При увеличении напряжения на базе EБ происходит увеличение тока базы I Б и транзистор дополнительно открывается. Это приводит к увеличению тока коллектора I К и падению большего напряжения на сопротивлении RК . Таким образом, напряжение коллектор-эмиттер U КЭ снижается. Увеличение I К и 38 39 снижение U КЭ соответствует движению рабочей точки влево вверх на выходных характеристиках (рис. 4.5): ­ EБ Þ­ I Б Þ­ I К Þ­ I К × RК Þ¯ U КЭ . При уменьшении напряжения на базе EБ происходит уменьшение тока базы I Б и транзистор частично закрывается. Это приводит к уменьшению тока коллектора I К и уменьшению напряжения на сопротивлении RК . Таким образом, напряжение коллектор-эмиттер U КЭ увеличивается. Уменьшение I К и увеличение U КЭ соответствует движению рабочей точки вправо вниз на выходных характеристиках (рис. 3.5): ¯ EБ Þ¯ I Б Þ¯ I К Þ¯ I К × RК Þ­ U КЭ . Нагрузочная прямая по постоянному току характеризует работу усилителя на постоянном токе (рис. 3.9). Построение нагрузочной прямой по постоянному току: - на оси абсцисс откладываем напряжение питания – U КЭ = EК , - проводим прямую через рабочую точку и точку на оси абсцисс с координатой U КЭ = EК , - на оси ординат координата пересечения с нагрузочной прямой по постоянному току будет I К = EК . RК 39 40 Рис.3.9. Нагрузочные прямые по постоянному ( RН= ) и переменному ( RН~ ) токам В режиме покоя напряжение U БЭ0 составляет сотни мВ (обычно 0,5…0,8 В для кремниевых транзисторов). При подаче на вход положительной полуволны синусоидального сигнала будет возрастать ток базы IБ и транзистор будет дополнительно открываться. Это приведет к увеличению тока коллектора I К . В результате напряжение на сопротивлении нагрузки RК возрастет, а напряжение коллектор-эмиттер U КЭ уменьшится, т.е. произойдет формирование отрицательной полуволны выходного напряжения. При подаче на вход отрицательной полуволны синусоидального сигнала будет уменьшаться ток базы I Б и транзистор будет частично закрывается. Это приведет к уменьшению тока коллектора I К . В результате падение напряжения на сопротивлении нагрузки RК уменьшится, а напряжение коллектор-эмиттер U КЭ увеличится, т.е. произойдет формирование положительной полуволны выходного напряжения. Таким образом, каскад с ОЭ осуществляет инверсию фазы входного сигнала на 180о . При подаче на вход переменного сигнала ток коллектора будет колебаться около исходной рабочей точки. 40 41 Нагрузочная прямая по переменному току характеризует работу усилительного каскада в режиме усиления сигнала переменного тока и проводится следующим образом: ü откладывается точка, соответствующая пересечению максимума амплитуды выходного сигнала, U КЭ0 + U Вых , и отложенной статической от нормали к рабочей характеристики, точке – соответствующей минимальному току базы; ü эта точка соединяется с рабочей точкой транзистора, ü полученная прямая пересечёт ось абсцисс в точке – U КЭ0 + I К0 × RН~ . Рис.3.10. Усилительный каскад по схеме с ОЭ Нагрузка рассматриваемого каскада (рис.3.10) по постоянному и переменному току различны, поскольку по переменному току шину земли и шину питания сопротивление можно считать коллекторной короткозамкнутыми. нагрузки определяться следующим образом: по Соответственно переменному току будет RН~ = Rк || Rн . Из схемы усилительного каскада по схеме с ОЭ (рис.3.10) видно, что дополнительный запас по усилению обеспечивается выбором сопротивления эмиттера RЭ , которое по постоянному току будет увеличивать общее сопротивление в цепи коллектор-эмиттер – RН= = RК + RЭ , и тем самым увеличит разницу между нагрузочными прямыми. По переменному току ёмкость эмиттера CЭ будет шунтировать сопротивление эмиттера RЭ . 41 42 Разница между точками пересечения оси абсцисс нагрузочными прямыми по переменному и постоянному токам называется запас усилителя по усилению – DU =U П - U Вых ( DU= U П - 2 ×U Вых если гармонический сигнал). При правильном проектировании усилителя запас по усилению необходимо ограничивать величиной не более 4-5 В. При усилении гармонического сигнала следует выбирать рабочую точку в середине линейной части статических характеристик (р.т.1 на рис.3.11). Для усиления импульсных сигналов можно выбирать рабочую точку на границе линейной области или даже в нелинейной области (р.т.2 и р.т.3 на рис.3.11), поскольку в этом случае можно получить наибольший размах выходного напряжения и, следовательно, наибольшее значение КПД. Однако усилитель становиться узкоспециализированным – усилитель однополярных импульсных сигналов и при этом требуется обеспечение высокой стабильности рабочей точки. IК IБ3 р.т.2 IБ2 IБ1 р.т.1 р.т.3 UКЭ max UКЭ Рис.3.11. Выбор рабочей точки при различных видах сигнала При уменьшении амплитуды входного сигнала, что имеет место в каскадах предварительного усиления, нагрузочная прямая по переменному току будет более вертикальной. Следовательно, использование мощного транзистора для усиления слабого сигнала приведет к уменьшению эффективности его работы, т.е. снижению КПД. При анализе усилительных каскадов часто используют сквозную (проходную) динамическую характеристику (рис.3.12), которая представляет 42 43 собой зависимость выходного эффекта IК от входного воздействия U Вх = U БЭ + I Б × RГ . Рис.3.12. Сквозная (проходная) характеристика Сквозная характеристика показывает, как изменение входного воздействия сказывается на выходном токе каскада. Контрольные вопросы 15) Какая схема включения транзистора обеспечивает усиление по току? а) Общий эмиттер. б) Общий коллектор. в) Общая база. г) Общий эмиттер и общая база. д) Общий коллектор и общий эмиттер. е) Общая база и общий коллектор. 16) Какие из указанных зависимостей являются статическими характеристиками? а) I Вых (U Вх ) при изменении в качестве параметра I Вх . б) в) г) д) е) I Вых (U Вх ) при изменении в качестве параметра U Вх . I Вх (U Вых ) при изменении в качестве параметра U Вых . I Вх (U Вх ) при изменении в качестве параметра U Вых . I Вх (U Вх ) при изменении в качестве параметра I Вых . U Вых (U Вх ) при изменении в качестве параметра I Вх . 43 44 17) Что называется нагрузочной характеристикой? а) Это прямая линия, которая в координатах входной ток – входное напряжение соответствуют уравнениям, выражающим зависимость между значениями токов и напряжений на нагрузке каскада. б) Это линия, которая в координатах выходной ток – выходное напряжение соответствуют уравнениям, выражающим зависимость между значениями токов и напряжений на нагрузке каскада. в) Это линия, которая в координатах выходной ток – выходное напряжение соответствуют уравнениям, выражающим зависимость между значениями токов и напряжений в цепи обратной связи. г) Это линия, которая в координатах входное напряжение – выходное напряжение соответствуют уравнениям, выражающим зависимость между значениями напряжений на входе и выходе каскада. д) Это линия, которая в координатах выходной ток – выходное напряжение ограничивает область в которой транзистор сохраняет способность к усилению входного сигнала. 18) Какое сопротивление обеспечивает дополнительный запас по усилению? а) Сопротивление в цепи базы. б) Сопротивление в цепи коллектора. в) Сопротивление в цепи эмиттера. г) Сопротивление нагрузки. д) Сопротивление базового делителя. 19) В какой точке пересекает ось абсцисс нагрузочная прямая по постоянному току? а) Напряжение смещения. б) Напряжение питания. в) Напряжение питания плюс напряжение смещения. г) Выходное напряжение. д) Выходное напряжение плюс напряжение питания. Лекция 7. Режимы работы усилительных каскадов В зависимости от положения рабочей точки (р.т.) на сквозной характеристике различают 4 основных класса работы усилителей: A, B, C и D. Рис.4.1. Положение рабочей точки в зависимости от класса работы усилителя 44 45 4.1. Усилитель класса A При работе в классе A рабочая точка выбирается в середине линейной части сквозной характеристики. Рис.4.2. Положение рабочей точки при работе в классе A Класс А характеризуется минимальными искажениями сигнала при низком КПД схемы (не более 50%). Положение р.т. на сквозной динамической характеристике определяет величину тока покоя транзистора I К 0 . Под током покоя транзистора понимается ток, потребляемый транзистором от источника питания при отсутствии сигнала на входе. КПД обратно пропорционален величине тока покоя (4.1). h = PВых Pпотр , (4.1) где Pпотр = I К0 × E0 . Работа усилительного каскада в режиме класса А характеризуется: - низким КПД (в силу большой величины тока покоя), - наименьшими нелинейными искажениями (в силу того, что р.т. находится на линейном участке). Каскады класса А используются в качестве каскадов предварительного усиления, от которых требуется заданный КУ при заданной величине искажений сигнала. 45 46 Однако класс А не в состоянии обеспечить высокий КПД, поскольку во время работы каскад потребляет от источника питания примерно одинаковую мощность при любом входном сигнале. По этой причине класс А в мощных оконечных каскадах, где требуется высокий КПД, практически не применяется. Поскольку в режиме А отсутствует отсечка коллекторного тока, то этот режим не принято характеризовать углом отсечки, хотя иногда, с некоторой оговоркой, можно считать угол отсечки в этом режиме равным p. 4.2. Усилитель класса В Рис.4.3. Положение рабочей точки при работе в классе B В режиме B усилитель работает с отсечкой тока (полпериода ток проходит, полпериода нет). Такой режим принято характеризовать углом отсечки q, который равен половине длительности импульса в угловом исчислении. В идеализированных условиях, когда ВАХ аппроксимируется ломанной, при работе в классе B угол отсечки равен p/2. Рабочая точка транзистора при работе в классе B задаётся следующим образом: 1) проводится касательная к характеристике, 2) из точки пересечения этой касательной с осью абсцисс поднимается перпендикуляр, 46 47 3) р.т. является пересечение полученного перпендикуляра со сквозной характеристикой. Среднее значение тока для усилителей класса B зависит от амплитуды усиливаемого сигнала. Когда сигнал отсутствует, среднее значение тока очень мало и усилитель почти не потребляет энергию от источника питания, т.е. ток покоя очень мал. Поэтому потребляемая энергия в режиме В оказывается на порядок ниже, чем в режиме А. За счет лучшего использования тока предельное значение КПД для режима В равно 0,785. При этом температурный режим активного элемента улучшается – он меньше нагревается, поскольку снижается рассеиваемая тепловая мощность. Усилительный каскад класса B характеризуется: 1) углами отсечки порядка p/2; 2) более высоким по сравнению c каскадом класса А КПД– h £ 78,5% ; 3) высоким коэффициентом гармоник K Г £ 43% (в силу работы на значительно нелинейном участке сквозной характеристики). Поскольку выходной сигнал является однополярным, то для получения отрицательной полуволны усилители класса B строятся по двухтактной схеме. Усилители класса B применяются в качестве усилителей мощности в оконечных каскадах и в аналоговых усилителях с высокими требованиями к КПД. 4.3. Усилитель класса АВ Рис.4.4. Положение рабочей точки при работе в классе AB 47 48 Если угол отсечки больше p/2 но меньше p, то получается промежуточный между классами А и В класс АВ. Этот режим обычно применяется для устранения нелинейных искажений усиливаемого сигнала, которые возникают из-за нелинейности начальных участков ВАХ. При работе двухтактных усилителей в режиме АВ происходит перекрывание двух полуволн тока с плеч разной полярности, что приводит к компенсации искажений, полученных за счет нелинейности ВАХ. 4.4. Усилитель класса С При работе в классе С на усилитель подается сигнал большого уровня и такое напряжение смещения на АЭ, при котором угол отсечки меньше p/2 (рис. 4.1). При этом ток покоя мал, следовательно, возрастает КПД (КПД здесь приближается к 100%). Однако, коэффициент гармоник здесь также очень высок (больше чем у УУ класса B) и спектр выходного сигнала обогащен паразитными гармониками. Поэтому этот режим широко используется только в мощных усилителях радиочастот, которые по выходу нагружаются на избирательные цепи. Усилительный каскад класса C характеризуется: 1) углами отсечки меньше p/2; 2) более высоким КПД (~100%) по сравнению c классом B; 3) высоким коэффициентом гармоник и наличием паразитных гармоник в спектре выходного сигнала. 4.5. Усилитель класса D В этом режиме УЭ работает в ключевом режиме (как ключ) (рис.4.1): - в закрытом состоянии через АЭ протекает незначительный ток, а падение напряжение на нем примерно равно напряжению источника питания, - в открытом состоянии ток большой, и падение напряжение на АЭ незначительно. Поэтому потери в усилителях такого класса незначительны, а КПД стремиться к 100%. Понятно, что гармонические сигналы такой усилитель 48 49 усиливать не может, так как очень велик коэффициент гармоник. Усилители класса D используют для проектирования ключевых усилителей мощности. Контрольные вопросы 20) Как выбирается рабочая точка при работе усилителя в классе А? а) На вершине линейной части сквозной характеристики. б) В нижней точке линейной части сквозной характеристики. в) В середине линейной части сквозной характеристики. г) На пересечении сквозной характеристики с осью выходного тока. д) На пересечении сквозной характеристики с осью входного напряжения. 21) Для чего усилители класса B переводят в класс AB? а) Чтобы увеличить КПД. б) Чтобы перейти от двухтактной схемы к однотактной. в) Чтобы уменьшить потребляемую от источника питания мощность. г) Чтобы расширить полосу пропускания. д) Чтобы снизить нелинейные искажения. 22) Что понимается под током покоя транзистора? а) Ток, потребляемый транзистором от источника питания при максимальной амплитуде сигнала на входе. б) Ток, потребляемый транзистором от источника питания при отсутствии сигнала на входе. в) Максимальный ток, потребляемый транзистором от источника питания. г) Минимальный ток, потребляемый транзистором от источника питания. д) Среднее значение тока, потребляемого транзистором от источника питания. 23) Какое максимальное значение КПД можно получить, для усилительного каскада класса А? а) 25% б) 41% в) 50% г) 78,5% д) 99% 24) Какое максимальное значение КПД можно получить, для усилительного каскада класса В? а) 25% б) 41% в) 50% г) 78,5% д) 99% Лекция 8. Задание рабочей точки усилительного каскада В отличие от лампы р.т. у транзистора задается током. Причинами изменения р.т. являются: - изменение температуры; - не стабильное питание; 49 50 - деградация и старение элементов. Далее будем рассматривать основную проблему ухода рабочей точки из заданного положения – температурную нестабильность. Такая нестабильность может быть вызвана изменением температуры окружающей среды и температуры самого транзистора в результате его работы (потери энергии на паразитных сопротивлениях). При изменении температуры окружающей среды одинаково изменяются все параметры транзистора. На практике принято оценивать температурный уход параметров транзистора по изменению тока коллектора, поскольку в линейной области все Y-параметры транзистора пропорциональны току коллектора. Поэтому, зная изменение тока коллектора можно оценить изменение всех параметров транзистора. Для БТ, включенного по схеме ОБ, можно записать: J К = a × J Э + J КБ0 , (5.1) где a – коэффициент передачи по току в схеме с ОБ ( a < 1 ); J КБ0 – обратный ток коллектора. Причины изменения коллекторного тока вытекают из уравнения (5.1): - температурные изменения коэффициента передачи по току в схеме с ОБ a ; - температурные изменения тока эмиттера J Э ; - температурные изменения обратного тока коллектора J КБ0 . Исходя из указанных причин, изменение коллекторного тока определяется из уравнения: DJ К ( DT ) D=a ( DT ) × DJ Э ( DT ) + DJ КБ0 ( DT ) , где ( ) DJ КБ0 ( DT ) J 0=(T0 ) × el×DT - 1 (5.2) – изменение обратного тока коллектора под воздействием температуры; J 0 (T0 ) – значение обратного тока коллектора при нормальной температуре (обычно при 200С, но бывает и при 00С); l – параметр, зависящий от типа транзистора (для кремниевых транзисторов – lSi = 0,07 ¸ 0,09 , для германиевых – lGe = 0,11 ¸ 0,13 ); 50 51 о о DT T=max - Tmin – разброс температур, при которых должен работать усилитель. На практике удвоение тока J КБ0 у кремниевых транзисторов происходит при повышении температуры на каждые 5…7о, а у германиевых – на каждые 9…12о. Изменение коэффициента передачи по току в схеме с ОБ Da ( DT ) можно поставить в соответствие с изменением коэффициента передачи по току в схеме с ОЭ Db ( DT ) : b= a . 1-a (5.3) Пусть произошло изменение температуры с начальной Т1 до конечной Т2 и при этом коллекторный ток изменился с IК1 J К1 до J К2 (рис.5.1 а). IЭ IК2 T2 р.т.’ d T1 р.т.’’ dIЭ(T) IЭ0 O р.т. O Tmin Tmax dT O T O UБЭ0 UБЭ1 а) UБЭ б) Рис.5.1. а) Зависимость коэффициента передачи по току в схеме с ОБ от температуры, б) входная статическая характеристика при разных значениях температуры Если измениться температура, то ток эмиттера измениться на dJ Э ( dT ) . При увеличении токов коллектора и эмиттера р.т. перейдёт на статическую характеристику, соответствующую току J К2 (T2 ) – р.т.’. 51 52 Такое же изменение тока эмиттера dJ Э ( dT ) произошло бы при увеличении напряжения база-эмиттер с U БЭ0 до U БЭ1 . При этом изменение dEЭ » dT (U БЭ1 - EЭ0 ) , где EЭ0 – T напряжения база-эмиттер составит напряжение отсечки (0,3…0,4 для кремниевых транзисторов, 0,6…0,7 для германиевых транзисторов). Можно построить эквивалентную схему транзистора, учитывающую его температурную нестабильность (рис.5.2). К dIКБ(T) d (IБ+IКБ0) Б dEБ Э Рис.5.2. Эквивалентная схема транзистора, учитывающая его температурную нестабильность Данная эквивалентная схема (рис.5.2) позволяет рассчитать температурную нестабильность для любой схемы включения транзистора. Лекция 9. Методы термостабилизации рабочей точки транзисторов Существуют два основных метода термостабилизации: - компенсационный, - метод с использованием ООС. Компенсационный метод термостабилизации положения рабочей точки основан на том, что в схему усилителя вводят один или несколько термозависимых элементов, параметры и характеристики которых при изменении температуры изменяются таким образом, чтобы компенсировать уход рабочей точки. Например, в схеме с ОЭ термозависимыми можно сделать сопротивления RК, RЭ, Rб1 и Rб2 (рис.5.3). 52 53 EК Rб1 RК Cр Cр RН Iд Rб2 RЭ CЭ Рис.5.3. Схема ОЭ с термозависимыми элементами Сопротивления Rб1 и Rб2 образуют делитель напряжения, на который с одной стороны подаётся напряжение питания EП, а с другой стороны снимается напряжение база-эмиттер U БЭ0 по постоянному току (рис.5.4). Rб1 EК Rб2 UБЭ Рис.5.4. Входной делитель напряжения Зависимость сопротивления Rб2 от температуры имеет вид (рис.5.5). R T O Рис.5.5. Зависимость сопротивления резистора от температуры 53 54 Чтобы проанализировать влияние термозависимого сопротивления Rб2 рассмотрим входную статическую характеристику (рис.5.6). IБ EК2 EК1 р.т.’ dIБ(T) IБ0 р.т. UБЭ0 UБЭ Рис.5.6. Изменение положения р.т. при изменении температуры в схеме с термокомпенсацией с использованием термозависимого сопротивления Rб2 Из рис.5.6 следует, что если увеличение температуры приводит к увеличению тока базы и тока коллектора, то за счёт снижения величины сопротивления Rб2 уменьшится напряжение U БЭ0 . Часто в качестве термозависимого элемента используют диод в прямом включении, поскольку сопротивление диода в ограниченном диапазоне температур имеет линейную зависимость от температуры. Достоинством компенсационного метода термостабилизации является то, что схема не усложняется (простота), а, следовательно, не изменяется конструкция усилителя – не увеличивается вес и габариты. К недостаткам следует отнести: - Компенсация возможна в ограниченном диапазоне температур, поэтому метод является не универсальным. Это обусловлено зависимостью характеристик термозависимого элемента от температуры, а также зависимостью параметров и характеристик самого транзистора от температуры. 54 55 - Метод компенсации сопровождается увеличением нелинейных искажений, вследствие нелинейности характеристики термозависимого элемента. - Ограниченный выбор термоэлементов. Очень сложно бывает подобрать термоэлементы к каскаду таким образом, чтобы стабилизировать выбранную рабочую точку. Следует отметить, что в зависимости оттого, что собирается стабилизировать разработчик (какой элемент делать термозависимым) меняется трассировка печатной платы и более ничего. Таким образом, этот метод не требует затрат дополнительной энергии. Трассировка печатной платы осуществляется таким образом, чтобы термозависимый элемент находился как можно ближе к активному элементу с тем, чтобы изменение температуры для обоих элементов было одинаковым. Метод термостабилизации положения рабочей точки транзистора с использованием ООС основан на введении ООС на постоянном токе. Достоинствами метода являются: - метод универсален, то есть позволяет работать во всем температурном диапазоне работы усилителя; - применение ООС улучшает все параметры усилителя, кроме коэффициента усиления. Недостатки метода: - метод основан на введении дополнительных элементов, а, следовательно, увеличиваются вес и габариты усилителя, но самое главное увеличивается и потребляемая энергия (уменьшается КПД). Однако, несмотря на имеющийся недостаток, этот метод используют чаще, чем компенсационный метод термостабилизации. 55 56 Лекция 10. Основные схемы термостабилизации. В рамках метода с использованием ООС различают три основные схемы термостабилизации: 1) схема базовой стабилизации, 2) схема коллекторной стабилизации, 3) схема эмиттерной стабилизации. 1) Схема базовой стабилизации рабочей точки (рис.5.7). EП Rб U RБ RК Cр IБ Cр UБЭ IЭ Рис.5.7. Схема базовой стабилизации рабочей точки: EП = const , U Rб = I Б × Rб Предположим, что увеличилась температура окружающей среды. При возрастании температуры растет базовый ток I Б и, как следствие, напряжение база-эмиттер подзакрывается (T U БЭ0 = EП - U Rб и ­Þ I Б ­Þ U R= б ­Þ U БЭ ток уменьшается, базы при IБ этом транзистор уменьшается ( EП - U Rб ) ¯Þ IБ ¯ ). Преимуществом схемы является простота, а недостатком – низкое качество стабилизации. 2) Схема коллекторной стабилизации рабочей точки (рис.5.8). Схема коллекторной стабилизации сложнее, поскольку содержит больше элементов. 56 57 EП IК Rб RК’ C К’ т.А RК Cр Cр UА UБЭ Рис.5.8. Схема коллекторной стабилизации рабочей точки При увеличении температуры увеличивается коллекторный ток I К . Следовательно, увеличивается напряжение U R ' = RК '× I К . Напряжение в т.А К уменьшается, поскольку U А = EП - U RК ' . Напряжение U БЭ = U А - U Rб уменьшается, следовательно, р.т. смещается влево на входной характеристике. Следовательно, (T коллекторный ток IК уменьшается ­Þ I К ­Þ U R ' ­Þ U А ¯Þ U БЭ ¯Þ I К ¯ ). К С изменением RК ' меняется глубина ООС – чем больше фактор ООС, тем лучше стабилизация, но больше потери энергии источника питания на цепи ООС. Конденсатор CК ' шунтирует RК ' на переменном токе ( 1 << RК ' ) w × CК ' для устранения ООС на переменном токе (что позволяет сохранить коэффициент усиления каскада для сигнала). В такой схеме (рис.5.8) можно менять эффективность стабилизации выбирая RК ' и Rб (две степени свободы) таким образом, чтобы рабочая точка оставалась неизменной. 57 58 3) Схема эмиттерной стабилизации рабочей точки (рис.5.9). EК RК Rб1 Cр UБ Cр UБЭ Rб2 IЭ CЭ RЭ Рис.5.9. Схема эмиттерной стабилизации рабочей точки CЭ шунтирует RЭ по переменному току ( 1 << RЭ ) и ООС по w × CЭ переменному току исчезает. При возрастании температуры растет ток эмиттера I Э , а, следовательно, растет и потенциал эмиттера U RЭ . снижается, так как U Б = U R = б2 уменьшаются, (T следовательно, При этом напряжение база-эмиттер U БЭ U БЭ + U R . Ток базы и ток коллектора Э уменьшается и ток эмиттера ­Þ IЭ ­Þ U R ­Þ U БЭ ¯Þ I Э ¯ ). Проведенный анализ справедлив Э при условии, что U Б = const , которое выполняется при увеличении тока протекающего через сопротивления базового делителя Rб1 и Rб2 . Качество стабилизации в этой схеме (рис.5.9) лучше, чем в предыдущих схемах (рис.5.7 и 5.8). Стабильность схемы повышается при увеличении сопротивления RЭ и большей точности выполнения условия U Б = const . Увеличение сопротивления RЭ ограниченно допустимым увеличением падения постоянного напряжения на сопротивлении RЭ (эта часть напряжения потеряна для усиления на переменном токе – запас по усилению) и, соответственно, уменьшению эффективности использования напряжения питания EП : 58 59 EП = U RК ( : U Вых ) + U КЭ ( : 5 ¸10 В ) + U RЭ + U НЧ коррекции . (5.4) Повышение стабильности U Б = const за счет увеличения тока делителя ограничено возникающим при этом снижением входного сопротивления каскада RВх » R1 × R2 , а также допустимым увеличением потребляемой R1 + R2 мощности каскада. Постоянство напряжения U Б = const достигается при выполнении условия: I Дел > (3 ¸ 5) × I Б . (5.5) Лекция 11. Расчет элементов схем термостабилизации биполярных и полевых транзисторов Методика инженерного расчёта элементов эмиттерной термостабилизации. Дано: напряжение питания EП и выбрана рабочая точка – I Б0 , I Э0 , I К0 , U КЭ0 , U БЭ0 . Найти: RЭ , Rб1 , Rб2 . 1) Задаемся величиной падения напряжения на сопротивлении эмиттера – U R » ( 0,10 ¸ 0,15) × EП . Э U 2) Определяем величину сопротивления RЭ = RЭ I . Э0 3) Определяем потенциал на базе транзистора U Б = U R + U БЭ0 (см. рис.5.3). Э 4) Задаемся величиной тока делителя I Дел = ( 3 ¸ 5 ) × I Б0 (согласно условию 5.5). 5) Находим сопротивления базового делителя: U R = U Б , следовательно б2 Rб2 = UБ I Дел ; U Rб1 = EП - U Rб2 , следовательно, Rб1 = ( EП - U Rб2 ) . I Дел 5.2. Особенности задания рабочей точки и термостабилизации ПТ В усилительных устройствах достаточно часто применяются полевые транзисторы. Полевыми транзисторами (ПТ) называются полупроводниковые 59 60 усилительные приборы, принцип работы которых основан на использовании подвижных носителей зарядов одного типа – либо электроны, либо дырки (рис. 5.10). Рис.5.10. Обозначение и технологическая схема транзистора Особенности ПТ (относительно биполярного транзистора (БТ)): 1) ПТ – активный элемент (АЭ), управляемый напряжением (р.т. задаётся напряжениями на выводах), в отличие от БТ, который является АЭ, управляемым током (р.т. задаётся токами). ПТ были разработаны на замену лампам – используются носители одного типа, а регулировка осуществляется потенциалом затвора, который определяет пропускную способность канала исток-сток. 2) К особенностям ПТ следует отнести большое входное сопротивление RВх по сравнению с БТ. Это обусловлено особенностями технологии создания таких транзисторов. 3) ПТ может работать без специальных цепей, задающих р.т. Например, рабочий режим ПТ определяется напряжением покоя сток-исток U С и током покоя стока I С . 4) Эквивалентная схема ПТ предполагает использование модели с распределенными параметрами. Это обусловлено тем, что область затвора и канала у ПТ представляют собой распределенную RC-цепь. Однако, такая модель очень сложна при использовании её в инженерных расчетах. Поэтому обычно в инженерных расчетах применяют эквивалентную схему ПТ на сосредоточенных элементах, которая с удовлетворительной для эскизного проектирования точностью аппроксимирует усилительные свойства ПТ независимо от его типа. 60 61 Рассмотрим схему с общим истоком (ОИ) (рис.5.11). EП RС Cр Cр VT RН RЗ CН CИ RИ Рис.5.11. Схема ОИ Чем больше сопротивление затвора RЗ , тем больше входное сопротивление всего каскада RВх , поскольку входное сопротивление каскада определяется как параллельное соединение сопротивлений затвора и входного сопротивления ПТ: Следует отметить, RВх = RЗ || 1 . Y11 что любых в (5.6) схемах обязательно нужно предусматривать пути протекания постоянного входного тока. Если убрать сопротивление затвора, то схема работать не будет, поскольку не будет тока для задания рабочей точки. Для задания рабочей точки необходимо задаться значениями: - ток истока ( J И0 ), - ток затвора ( J З0 ), - ток стока ( J С0 ). При этом должно быть обеспечено требуемое значение напряжений затвор-исток и сток-исток: ìU И = J И0 × RИ , ï íU З = J З0 × RЗ , ïU = U - U = J × R - J × R . И И З И0 З0 З î ЗИ (5.7) 61 62 Матрица параметров ПТ имеет вид: Y11 Y12 0 0 = Y21 Y22 S yi (5.8) Из уравнений (5.7) и матрицы (5.8) следует, что входной ток ПТ очень мал, поскольку входное сопротивление очень большое: J З0 × RЗ << J И0 × RИ . Поэтому справедливо приближенное равенство U ЗИ » J И0 × RИ . Такая схема называется схемой с автосмещением: ток истока, протекая через сопротивление истока создает на нем падение напряжения, которое прикладывается к сопротивлению затвора (задаёт рабочую точку). Кроме того, по аналогии со схемой ОЭ сопротивление истока создаёт ООС. У БТ с увеличением температуры для любой рабочей точки (точки покоя) все токи также увеличиваются. У ПТ ток затвора крайне мал, и связан с температурой по сложному закону. Например, при увеличении температуры на каждые 10оС ток затвора увеличивается почти в 2,5 раза. Температурная ( ) нестабильность тока стока ПТ при росте температуры I С = f t оС обусловлена следующими факторами: - увеличением тока стока за счет теплового смещения проходных характеристик (как и в БТ) при малых значениях тока покоя стока I C0 ; - уменьшением тока стока за счет уменьшения удельного сопротивления канала исток-сток в широком диапазоне изменения тока покоя стока I C0 . Таким образом, у ПТ существует термостабильная р.т. У ПТ на сквозной характеристике существует область, где при увеличении температуры ток увеличивается, и область где при увеличении температуры ток уменьшается (рис.5.12). Следовательно, существует область компенсации. При выборе рабочей точки необходимо максимально приближаться к термостабильной рабочей точке. 62 63 Рис.5.12. Сквозные характеристики ПТ при изменении температуры Ток стока зависит от температуры: dJ С = ( dJ З × RЗ - dEЗ ) × S . (5.9) 1 + S × RИ Потребуем выполнения условия: dJ С £ dJ СДоп . (5.10) Допустимая нестабильность тока стока определяется по нагрузочным прямым на выходных характеристиках, либо задаётся – dJ С Доп ; (10 ¸15) % × J С0 . Исходя из записанного требования к максимально допустимому изменению тока стока определим термостабильное сопротивление истока (7.13): RИт/c = DJ З × RЗ - DEЗ 1 - . DJ СДоп S (5.11) Выражение (5.11) определяет величину сопротивления в цепи истока RИ , необходимую для термостабилизации р.т. в заданном температурном диапазоне с учётом допустимого изменения тока стока dJ С Доп . В результате получается две величины сопротивления истока: RИ р.т. и RИ т/с . Следовательно, возможны два варианта: 1) RИ р.т. > RИ т/с – это наилучший случай, когда при установке в схему сопротивления RИ р.т. обеспечивается термостабилизация лучше заданной. 2) RИ р.т. < RИ т/с – в этом случае придётся модифицировать схему для обеспечения заданной термостабилизации (рис.5.13). 63 64 EП RС Cр RЗ Cр VT RИ р.т. CИ R’И т/с Рис.5.13. Схема ОИ с модифицированной цепью истока Сопротивление RИ р.т. обеспечивает необходимое для задания рабочей точки падение напряжения на сопротивлении затвора. Сопротивление RИ'т/с обеспечивает увеличение сопротивления истоковой цепи до необходимого для обеспечения заданной термостабилизации – RИ т/с = RИ р.т. + RИ 'т/с . Дополнительным достоинством данной схемы (рис.5.13) является увеличенное входное сопротивление. Контрольные вопросы 25) Каковы причины нестабильности положения рабочей точки транзистора? а) Старение элементов. б) Нестабильность источника питания. в) Нестабильность температуры. г) Все перечисленные. д) В приведенном списке нет правильного варианта. 26) На чем основан компенсационный метод термостабилизации? а) На введении в схему термозависимых элементов. б) На введении дополнительных элементов во входную и выходную цепи усилителя. в) На введении термозависимой обратной связи. г) На компенсации искажений активного элемента. д) На компенсации изменения напряжения питания. 64 65 27) Что следует сделать для повышения качества термостабилизации рабочей точки в схеме эмиттерной стабилизации? а) Увеличивать сопротивление базового делителя и обеспечивать неизменность потенциала на эмиттере транзистора. б) Увеличивать сопротивление в цепи коллектора и обеспечивать неизменность потенциала на базе транзистора. в) Увеличивать сопротивление в цепи эмиттера и обеспечивать неизменность потенциала на базе транзистора. г) Уменьшать сопротивление в цепи эмиттера и увеличивать сопротивление базового делителя. д) Уменьшать сопротивление в цепи коллектора и обеспечивать неизменность потенциала на эмиттере транзистора. 28) В чем заключаются особенности полевого транзистора (ПТ), по сравнению с биполярным (БТ)? (выбрать все верные варианты). а) ПТ может работать без специальных цепей, задающих р.т. б) ПТ имеет большое входное сопротивление по сравнению с БП. в) ПТ имеет малое входное сопротивление по сравнению с БП. г) Токи ПТ не зависят от температуры, поскольку ПТ управляется напряжением. д) ПТ имеет термостабильную рабочую точку. 29) Как изменится ток на базе биполярного транзистора при увеличении температуры? а) Увеличится. б) Уменьшится. в) Не изменится. 30) Какие факторы оказывают влияние на температурное изменение тока стока? а) Тепловое смещение проходных характеристик (как и в БТ). б) Изменение удельного сопротивления канала исток-сток. в) Тепловое смещение проходных характеристик (как и в БТ) в широком диапазоне изменения тока покоя стока и изменение удельного сопротивления канала исток-сток при малых значениях тока покоя стока. г) Тепловое смещение проходных характеристик (как и в БТ) при малых значениях тока покоя стока и изменение удельного сопротивления канала исток-сток в широком диапазоне изменения тока покоя стока. д) Тепловое смещение проходных характеристик (как и в БТ) и изменение удельного сопротивления канала исток-сток. 31) Какие преимущества дает использование составного транзистора в виде соединения двух транзисторов, собранных по схеме с ОЭ? а) Увеличение крутизны. б) Увеличение входного сопротивления. в) Увеличение крутизны, увеличение входного сопротивления. г) Увеличение крутизны, уменьшение входного сопротивления. Лекция 12. Каскады предварительного усиления Каскады предварительного усиления обеспечивают основное усиление многокаскадного усилителя при заданных частотных искажениях. Каскады предварительного усиления устанавливаются между входным и оконечным каскадами. Как правило, каскады предварительного усиления 65 66 представляют собой однотипные схемы, которые работают в режиме класса А. Мощности и амплитуды сигналов в каскадах предварительного усиления малы, поэтому при их анализе корректно использовать линейные модели эквивалентных 4-хполюсников и системы уравнений Y-параметров. Предварительный усилитель, как правило, многокаскадный, то есть состоит из N каскадов. Соответственно, коэффициент усиления K 0i и частотные искажения M н 0i и M в 0i типового каскада такого усилителя определяются исходя из количества каскадов в таком усилителе по заданным для всего усилителя параметрам ( K0 , M н0 и M в 0 ): K0i = N K0 , (6.1) M в 0i = N M в 0 , (6.2) M н 0i = N M н 0 . (6.3) Из приведённых соотношений следует, что при увеличении числа каскадов требования к частотным искажениям отдельного каскада M н 0i и M в 0i возрастают, а требования к коэффициенту усиления отдельного каскада K 0i снижаются. При увеличении числа каскадов общий КПД схемы всегда снижается, поэтому разработчик обязан минимизировать количество каскадов. 66 67 Проведём анализ каскада предварительного усиления на примере каскада, собранного по схеме ОИ (рис.6.1). EП RСi Cр RСi+1 Cр VTi VTi+1 CИi RИi RЗi Cр RЗi+1 RИi+1 CИi+1 Анализируемый каскад Рис.6.1. Каскад предварительного усиления по схеме ОИ: анализируемая часть схемы включает выходную цепь i-го каскада и входную цепь i+1-го каскада, которая является нагрузкой i-го каскада При анализе схемы сделаем следующие допущения: - на переменном токе шина питания и земля короткозамкнуты; - в полосе рабочих частот ёмкость истока идеально шунтирует сопротивление истока 1 w × CИ wÎDw ® 0 , поэтому цепью истока пренебрегают при анализе диапазона рабочих частот, то есть считают, что исток по переменному току подключается к общей точке. С учётом указанных допущений эквивалентная схема каскада предварительного усиления представлена на рис.6.2. 67 68 S UВх Cр C Yi=Y22i CВыхi YСi CМi CВхi+1 YЗi+1 И Рис.6.2. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОИ: Yi – выходная проводимость транзистора VTi, транзистора VT i (десятки пФ), CМi YСi = 1 RСi CВых i – выходная ёмкость – проводимость цепи стока VTi, – паразитная монтажная ёмкость транзистора VTi (4-6 пФ), Cр – разделительная ёмкость (доли и единицы мкФ), обеспечивающая разделение каскадов по постоянному току, YЗi+1 = 1 RЗi+1 – проводимость цепи затвора VTi+1, CВхi +1 – входная ёмкость транзистора VTi+1 (десятки пФ) ( YЗi+1 || CВх i+1 представляют собой нагрузку i-го каскада). Емкость конденсатора Cр ? max ( CВых , CВх , CМ ) , поэтому емкости CВых , CВх и CМ можно считать включенными параллельно и в эквивалентной схеме заменить ёмкостью C0 = CВых + CВх + CМ (рис. 8.3). S UВх Cр C Yi=Y22 i Y Сi C0 YЗi+1 И Рис.6.3. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОИ, где C0 = CВых + CВх + CМ Сопротивление ёмкостей на различных частотах оказывает различное влияние на работу схемы. Рассмотрим поведение усилительного каскада в различных областях частот: низких частот (НЧ), средних частот (СЧ), высоких частот (ВЧ). 68 69 Анализ работы каскада в области СЧ В области СЧ выполняются условия (6.4): 1 1 ® 0, ? max ( Ri , RЗ , RС ) . w × Cр w ×C (6.4) Эквивалентная схема в области СЧ представлена на рис.6.4. C S UВх Yi=Y22i YСi YЗi+1 И Рис.6.4. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОИ в области СЧ Так как в схеме нет реактивных элементов, то в области СЧ усиление не будет зависеть от частоты. Выходное напряжение и коэффициент усиления для схемы на рис.6.4 определяются по (6.5) и (6.6): U Вых = -S ×U Вх -S ×U Вх = , Yi + YC + YЗ YЭкв U K0 = = Вых U Вх То есть коэффициент - S . YЭкв усиления транзистора S и сопротивлениям (6.5) (6.6) прямо пропорционален крутизне Ri , RС и RЗ . В области СЧ определяется номинальный коэффициент усиления. Отсюда можно определить проводимость цепи стока номинальный коэффициент усиления YС = -S K0 YС , при которой обеспечивается K0 : - Yi - YЗ . (6.7) Предельное значение коэффициента усиления, которое может дать транзистор в рабочей точке: mi = S . Yi (6.8) 69 70 Выбор транзистора по усилению следует делать из условия: K0 < mi . (6.9) После выбора рабочей точки транзистора разработчик должен проверить подходит ли транзистор по усилительным свойствам. Для обеспечения стабильности работы каскада рекомендуется выбирать RС < Ri : RС = Ri 10 , RС < Ri < RЗ . Лекция 13. Анализ работы каскада в области ВЧ. В области ВЧ сопротивление разделительного конденсатора стремится к нулю, а сопротивление C0 емкости соизмеримо с остальными сопротивлениями в эквивалентной схеме (рис.6.3): 1 w × Cр ® 0, 1 » ( Ri , RЗ , RС ) . w ×C (6.10) Эквивалентная схема в области ВЧ представлена на рис.6.5. C S UВх Yi=Y22i YСi C0 YЗi+1 И Рис.6.5. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОИ в области ВЧ В такой схеме (рис.6.5) с увеличением частоты влияние ёмкости C0 будет возрастать, пока при достаточно большой частоте не приведёт к КЗ в выходной цепи, т.е. U Вых w®¥ ® 0. Коэффициент усиления в ВЧ области: K ВЧ (w ) = K0 - S= = -S = Yi + YС + YЗ + jw × C0 YЭкв + jw × C0 1 + jw C0 YЭкв где t в = 1+ K0 jw ×t в , (6.11) C0 – постоянная времени усилительного каскада в области ВЧ. YЭкв 70 71 Частотные искажения на верхней граничной частоте оцениваются по формуле: K ВЧ (wв ) = K0 Mв = где K ВЧ ( wв ) = Модуль K0 1 1 + jwв ×t в , (6.12) . 1 + jwв ×t в комплексного значения величины частотных искажений определяются по формуле (6.13): Mв = 1 1 + (wв ×t в ) 2 . (6.13) M в на заданной верхней граничной частоте wв При заданных искажениях можно определить постоянную времени в области ВЧ t в : 2 tв = æ 1 ö ç ÷ -1 М è вø wв С а = в = 0 . wв YЭкв (6.14) Таким образом, заданные частотные искажения обеспечиваются при эквивалентном сопротивлении: С ×w YЭкв = 0 в . ав (6.15) Сопротивление цепи стока YC , при котором обеспечиваются заданные частотные искажения M в , определяется по (8.16): YC = C0 ×wв - YЗ - Yi . ав (6.16) При этих условиях коэффициент усиления определяется по формуле: K0 = -S = -S × ав . YЭкв C0 × wв (6.17) Следовательно, чем меньше сопротивление цепи стока RC , тем выше будет верхняя граничная частота wв , поскольку при меньшем значении 71 72 сопротивления стока RC шунтирующее влияние ёмкости C0 будет уменьшать коэффициент усиления на более высоких частотах. Чем больше номинальный коэффициент усиления каскада K0 , тем меньше будет полоса пропускания Dw , поскольку для ШУ Dw ; wв . Существует оптимальная полоса пропускания усилительного каскада: K0 ×Dw ; K0 ×wв S × aв = C0 const = . (6.18) Уравнение (6.18) задаёт оптимальное соотношение между коэффициентом усиления K0 и полосой пропускания Dw . Выбор транзистора по частотным свойствам и усилению следует проводить согласно условию: S K0 ×wв < S = . C0 CВых + CВх (6.19) Лекция 14. Анализ работы каскада в области НЧ В области НЧ выполняются условия: 1 1 » ( Ri , RЗ , RС ) . ? max ( Ri , RЗ , RС ) , w ×C w × Cр (6.20) Эквивалентная схема в области НЧ представлена на рис.6.6. Cр C S UВх Yi=Y22i YСi YЗi+1 И Рис.6.6. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОИ в области НЧ Из полученной эквивалентной схемы видно, что разделительная ёмкость Cр и сопротивление нагрузки каскада RЗ образуют делитель напряжения с коэффициентом передачи: K Дел = RЗ . RЗ + 1 jw × Cр (6.21) 72 73 Коэффициент передачи делителя показывает, что с понижением частоты сопротивление разделительной ёмкости будет расти, соответственно будет расти и падение напряжения на этом сопротивлении, а выходное напряжение будет уменьшаться. То есть будет снижаться коэффициент усиления всего каскада. Коэффициент усиления в области НЧ: KНЧ (w ) = -S Yi + YС + 1 RЗ + 1 jw × C р × RЗ . RЗ + 1 jw × C р (6.22) Частотные искажения на нижней граничной частоте оцениваются по формуле: Mн = K НЧ (wн ) . K0 По аналогии с ВЧ областью представим K НЧ (wн ) = K0 1+ (6.23) K НЧ (wн ) в виде: , 1 jwн ×t н (6.24) где t н = Cр × ( R3 + RС || Ri ) – постоянная времени усилительного каскада в области НЧ. Частотные искажения на нижней граничной частоте оцениваются по формуле (6.25): Mн = 1 1+ 1 . jwн ×t н (6.25) Из записанных выражений видно, что постоянная времени каскада в НЧ области определяется ёмкостью разделительного конденсатора. Таким образом, разделительный конденсатор определяет частотные искажения на нижней граничной частоте wн и поведение АЧХ усилителя в НЧ области. 73 74 Модуль комплексного значения величины частотных искажений равен: 2 Mн = (wн ×t н ) . 2 1 + (wн ×t н ) (6.26) При заданных искажениях M н на заданной частоте wн определим t н : tн = 1 , wн × ан (6.27) 2 где ан = çæ 1 ÷ö - 1 . M è нø Из полученного выражения, учитывая, что t н = Cр × ( R3 + RС || Ri ) получим выражение (6.28) для расчета значения разделительной ёмкости, при заданных частотных искажениях M н на частоте wн . Cр = ( 1 wн × ан × R3 + RС || Ri ) . (6.28) В схему включают конденсатор, ёмкость которого на 30-40% превышает расчётное значение (чтобы обеспечить заданное значение искажений независимо от разброса параметров ёмкости). Для устойчивой работы усилительного каскада должно выполняться условие R3 ? Ri ? RС , следовательно, можно преобразовать (6.28) к виду (6.29): Cр ; Весь предшествующий 1 . wн × ан × R3 анализ (6.29) предполагал, что сопротивление конденсатора цепи истока CИ стремиться к нулю и идеально шунтирует истока RИ . сопротивление цепи Однако с уменьшением частоты сопротивление 1 w × CИ возрастает и ёмкость конденсатора CИ оказывает влияние на частотные искажения в области НЧ. 74 75 Таким образом, в реальном усилителе без учёта сделанного допущения ( 1 w × CИ w ÎDw ® 0 ), существует две причины снижения усиления на НЧ: 1) Влияние разделительного Cр , конденсатора который уменьшает коэффициент усиления по постоянному току до нуля; 2) Влияние конденсатора в цепи истока CИ , отсутствие которого по постоянному току уменьшает коэффициент усиления в F раз. Соответственно, частотные искажения в НЧ распределить между разделительным конденсатором области необходимо Cр и конденсатором в цепи истока CИ : M н = M нCр × M нCИ . (6.30) Распределение частотных искажений меду конденсаторами Cр и CИ разработчик осуществляет самостоятельно. Возможны два варианта: 1) Частотные искажения распределяют поровну: M нC = M нC = M н , чтобы р И Cр = CИ . Это позволяет снизить весогабаритные показатели усилителя, поскольку габариты всех конденсаторов получаются одинаковыми (наилучший случай). 2) Если ёмкость одного конденсатора много больше ёмкости другого. В этом случае частотные искажения усилителя Mн определяются одним конденсатором, а габариты другим. Лучше когда CИ ? Cр , поскольку разделительных конденсаторов в схеме больше. Этот подход используется чаще. При введении ООС в НЧ области коэффициент усиления уменьшится в F раз: K НЧ (w ) = K0 K0 . = F (w ) 1 + S × Z И (w ) (6.31) 75 76 Соответственно, частотные искажения на нижней граничной частоте, обусловленные неидеальным шунтированием сопротивления цепи истока конденсатором CИ , можно записать в виде: M нС = И 1 . 1 + S × Z И (w ) (6.32) Оценим НЧ искажения с помощью постоянной времени цепи истока t И = CИ × RИ : M нС = И 1 + jwн × CИ × RИ 1 + jwн ×t И = , jwн × CИ RИ + 1 + RИ × S jwн ×t И + F0 (6.33) где F0 = 1 + RИ × S – фактор ООС по постоянному току. Модуль комплексного значения величины частотных искажений равен: M нС = И 2 (wн ×t И ) . 2 F 2 + (wн ×t И ) 1+ (6.34) При заданных искажениях M нС на заданной частоте И tИ = 1 wн ( M нС И × F0 ) 2 1 - M нС2 И -1 wн определим t И : (6.35) . Из записанного выражения, получим условие выбора конденсатора CИ по заданным частотным искажениям M нС на частоте И (M нCИ × F0 )2 - 1 1 CИ ³ . RИwн 1 - M нC2 И wн : (6.36) Все полученные соотношения для каскада предварительного усиления справедливы и для оконечного каскада (рис.6.7) при замене: CВх на CН и RЗ на RН . 76 77 EК RСi+1 Cр Cр VTi+1 RН RЗi+1 CН RИi+1 CИi+1 Рис.6.7. Принципиальная схема оконечного каскада по схеме ОИ Таким образом, можно сказать, что чем больше величина сопротивления нагрузки каскада ( RЗ ), тем меньшее будет ёмкость разделительного конденсатора, необходимая для обеспечения заданных НЧ искажений. Вообще говоря, как правило, именно разделительные конденсаторы определяют габариты схемы, особенно, если используются электролитические конденсаторы. Контрольные вопросы 32) Каково назначение каскадов предварительного усиления? а) Обеспечить окончательное усиление усилителя. б) Обеспечить максимальное усиление входного сигнала. в) Обеспечить минимальные искажения полезного сигнала. г) Обеспечить требуемое усиление входного сигнала при заданных искажениях полезного сигнала. д) Обеспечить минимальный уровень шумов усилителя. 33) Какие условия выполняются при работе усилительного каскада по схеме общий исток в области нижних частот? а) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. б) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока, но меньше сопротивления нагрузки (или входного сопротивления следующего каскада). в) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей соизмеримо с выходным сопротивлением транзистора. г) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. 77 78 д) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей очень мало. 34) Какие условия выполняются при работе усилительного каскада общий исток в области средних частот? а) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. б) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока, но меньше сопротивления нагрузки (или входного сопротивления следующего каскада). в) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей соизмеримо с выходным сопротивлением транзистора. г) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. д) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей очень мало. 35) Какие условия выполняются при работе усилительного каскада общий исток в области высоких частот? а) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. б) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока, но меньше сопротивления нагрузки (или входного сопротивления следующего каскада). в) Сопротивление разделительного конденсатора очень мало, а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей соизмеримо с выходным сопротивлением транзистора. г) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей больше сопротивления в цепи стока. д) Сопротивление разделительного конденсатора соизмеримо с сопротивлением нагрузки (или входным сопротивлением следующего каскада), а сопротивление суммы входной, выходной и монтажной емкостей очень мало. 36) Какой элемент схемы общий исток позволяет изменять частотные искажения каскада общий исток на верхней граничной частоте? а) Сопротивление базового делителя. б) Сопротивление стока. в) Сопротивление нагрузки (или входное сопротивление следующего каскада). г) Емкость разделительного конденсатора. д) Емкость нагрузки (или входная емкость следующего каскада). 37) Какой элемент схемы общий исток позволяет изменять частотные искажения каскада общий исток на нижней граничной частоте? а) Сопротивление базового делителя. б) Сопротивление стока. в) Сопротивление нагрузки (или входное сопротивление следующего каскада). г) Емкость разделительного конденсатора. д) Емкость нагрузки (или входная емкость следующего каскада). 78 79 Лекция 15. Особенности расчёта резистивного каскада на биполярном транзисторе Усилительные каскады на биполярных транзисторах используются достаточно широко. Это обусловлено тем, что они обеспечивают усиление, как по напряжению, так и по току. От каскадов на биполярных транзисторах можно получить максимальное усиление мощности. Наиболее часто используется схема усилительного каскада на БТ с общим эмиттером (ОЭ) (рис.7.1). EП RКi R1i Cр Cр R1 i+1 VTi Cр VTi+1 CЭi RЭi R2i RКi+1 R2 i+1 Эi+1 RЭi+1 C Анализируемый каскад Рис.7.1. Принципиальная схема каскада предварительного усиления по схеме ОЭ: анализируемая часть схемы включает выходную цепь i-го каскада и входную цепь i+1-го каскада, которая является нагрузкой i-го каскада При анализе сделаем следующие допущения, аналогичные сделанным при анализе каскадов на ПТ: - на переменном токе (на частоте полезного сигнала) шина питания и земля короткозамкнуты; - в полосе рабочих частот сопротивление эмиттера ёмкость 1 w × CЭ w ÎDw эмиттера идеально шунтирует ® 0 , поэтому цепью эмиттера пренебрегают при анализе диапазона рабочих частот, то есть считают, что эмиттер по переменному току подключается к общей точке. 79 80 Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления, при указанных допущениях, имеет вид (рис.7.2): Cр К S UВх Yi=Y22i CВыхi YКi CМi YДелi+1 YВхi+1 CВхi+1 Э Рис.7.2. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОЭ: Yi – выходная проводимость транзистора VT i; транзистора VT i (десятки пФ); YКi = 1 RКi CВых i – выходная ёмкость – проводимость цепи коллектора VT i; паразитная монтажная ёмкость транзистора VT i; Cр CМi – – разделительная ёмкость (доли и единицы мкФ), обеспечивающая разделение каскадов по постоянному току; YДелi+1 = 1 RДелi+1 – проводимость входного делителя напряжения VT i+1; RДелi+1 = R1 || R2 = R1 × R2 ; YВхi+1 = Y11i+1 – входная проводимость R1 + R2 транзистора VT i+1; CВхi+1 – входная ёмкость транзистора VTi+1 ( YДелi+1 || YВх i+1 || CВх i +1 представляют собой нагрузку i-го каскада). Как правило Cр ? max ( CВых , CВх , CМ ) , поэтому емкости CВых , CВх , CМ можно считать включенными параллельно и в эквивалентной схеме заменить ёмкостью C0 : C0 = CВых + CВх + CМ (7.1) Особенностью задания рабочей точки БТ является то, что ток делителя должен быть в 3-5 раз больше тока базы ( I Дел ³ ( 3 ¸ 5 ) I Б ), поэтому сопротивление делителя стремятся уменьшить. При этом следует учесть, что входное сопротивление каскада определяется сопротивлением базового делителя. 80 81 Тогда эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления примет вид (рис.7.3): Cр К S UВх Yi=Y22i C0 YКi YДелi+1 YВхi+1 Э Рис.7.3. Эквивалентная схема выходной цепи каскада предварительного усиления по схеме ОЭ, где C0 = CВых + CВх + CМ Эквивалентная схема выходной цепи оконечного каскада имеет вид (рис.7.4): Cр К S Uс Yi Yк C0 Yн UВых Э Рис.7.4. Эквивалентная схема выходной цепи оконечного каскада по схеме ОЭ: YН = 1 RН – проводимость нагрузки, а C0 = CВых + CН + CМ Далее в расчетах будем полагать, что нагрузка является высокоомной, т.е. RН ? RК . Рассмотрим три области частот усиливаемого сигнала: НЧ, СЧ и ВЧ. Анализ будем проводить как для каскадов предварительного усиления, так и для оконечного каскада. Анализ работы каскада в области СЧ. В области средних частот сопротивление разделительного конденсатора Cр стремится к нулю, а сопротивление конденсатора C0 намного больше всех параллельных ему резистивных сопротивлений: ( ) 1 1 ® 0, ? max Ri , RК , RДел , RВх . w × Cр w × C0 (7.2) 81 82 В области СЧ определяется номинальный коэффициент усиления: Для каскада предварительного усиления K0 = - Для оконечного каскада S YЭкв , (7.3) где YЭкв = Yi + YК + YДел + YВх . где YЭкв = Yi + YК + YН . Следует отметить, что в оконечном каскаде номинальный коэффициент усиления больше, чем в каскаде предварительного усиления, что обусловлено малым входным сопротивлением каскада YВх . При заданном коэффициенте усиления можно определить сопротивление коллекторной цепи RК : Для каскада предварительного усиления YК = S - Yi - YДел - YВх . K0 (7.4) Для оконечного каскада YК = S - Yi - YН . K0 (7.5) Лекция 16. Анализ работы каскада в области НЧ и ВЧ. Поведение каскада в НЧ области полностью определяется постоянной времени в области НЧ – t H : Для каскада предварительного усиления t H = Cр × ( Ri || RК + RДел || RВх ) . (7.6) Для оконечного каскада t H = Cр × ( Ri || RК + RН ) . (7.7) Из полученных выражений видно, что при прочих равных условиях постоянная времени в области НЧ для оконечных каскадов больше, чем для каскадов предварительного усиления (7.8): t H ОК > t H ПУ . (7.8) Из (7.6) и (7.7) следует, что при одинаковых частотных искажениях разделительные ёмкости в оконечных каскадах будут меньше, чем в каскадах предварительного усиления. 82 83 Анализ работы каскада в области ВЧ. Поведение каскада в ВЧ области полностью определяется постоянной времени в области ВЧ: 2 tв = æ 1 ö ç ÷ -1 М è вø = = wв C0 . YЭкв ав wв (7.9) Постоянную времени в области ВЧ можно записать в виде суммы: t ВЧ = t + t1 + t 2 , (7.10) где t – постоянная времени транзистора, связанная с зависимостью крутизны от частоты S (w ) = S0 , t1 – постоянная времени коллекторной 1 + jw ×t цепи, t2 – постоянная времени входной цепи. Постоянная времени транзистора t является справочным параметром и отражает уменьшение крутизны транзистора с ростом частоты. Постоянная времени коллекторной цепи t1 определяется по формуле: t1 » C 'К СК × S × r 'б = , YЭкв YЭкв (7.11) где C 'К – активная ёмкость коллекторного перехода, CК – ёмкость коллектора (справочный параметр), S – крутизна, r 'б – распределенное сопротивление базы (справочный параметр). Постоянная времени входной цепи определяется по формуле: t2 » СВх . YЭкв (7.12) Таким образом, можно записать постоянную времени в области ВЧ в виде: tв = C' C ав = t + К + =Вх wв Y 'Экв Y 'Экв t+ ( C 'К + CВх ) . Y 'Экв (7.13) 83 84 Максимальная эквивалентная проводимость, при которой обеспечиваются заданные частотные искажения М в на верхней граничной частоте Для каскада предварительного усиления YЭкв = ( C 'К + CВх ) × wв , ав - wв ×t Для оконечного каскада YЭкв = (7.14) поскольку t ВЧ ПУ = t + t1 + t 2 . При прочих предварительного wв : C 'К × wв ( C 'К + CВх ) × wв , (7.15) ав - wв ×t ав - wв ×t поскольку t ВЧ ОК = t + t1 . равных условиях усиления будут частотные больше искажения чем в в оконечном каскадах каскаде, работающем на высокоомную нагрузку с малым значением ёмкости нагрузки. Одинаковые частотные искажения будут в том случае, когда выполняется приближенное равенство: RВх × CВх » RН × CН . При заданных частотных искажениях М в на верхней граничной частоте wв можно определить сопротивление коллекторной цепи RК = Для каскада предварительного усиления K ВЧ М = - S в YК М = в ав - wв × t , ( C 'К + CВх ) wв Для оконечного каскада (7.16) ( C 'К + CВх ) × wв - Y - Y - Y , (7.18) i Вх Дел ав - wв ×t Записанные выражения 1 : YК определяют K ВЧ М = - S в YК М = в ав - wв ×t , C ' К × wв (7.17) C 'К × wв - Yi - YН , (7.19) ав - wв × t максимальное значение сопротивления коллекторной нагрузки, при котором обеспечиваются заданные частотные искажения в ВЧ области. Контрольные вопросы 38) Каким сопротивлением определяется входное сопротивление каскада предварительного усиления по схеме ОЭ? а) Сопротивлением между затвором и «землей». б) Сопротивлением между эмиттером и «землей». в) Сопротивлением между коллектором и питанием. г) Сопротивлением нагрузки д) Сопротивлениями базового делителя. 84 85 39) В каком соотношении находятся номинальные коэффициенты усиления каскадов предварительного усиления и оконечного каскада, работающего на высокоомную нагрузку? а) В каскаде предварительного усиления номинальный коэффициент усиления больше, чем в оконечном каскаде, что обусловлено малым входным сопротивлением каскада общий эмиттер. б) В оконечном каскаде номинальный коэффициент усиления больше, чем в каскаде предварительного усиления, что обусловлено малым входным сопротивлением каскада общий эмиттер. в) В каскаде предварительного усиления номинальный коэффициент усиления больше, чем в оконечном каскаде, что обусловлено малой амплитудой сигнала в каскадах предварительного усиления. г) В оконечном каскаде номинальный коэффициент усиления больше, чем в каскаде предварительного усиления, что обусловлено малой амплитудой сигнала в каскадах предварительного усиления. д) В каскаде предварительного усиления номинальный коэффициент усиления больше, чем в оконечном каскаде, что обусловлено большой величиной сопротивления нагрузки. 40) В каком соотношении находятся емкости разделительных конденсаторов каскадов предварительного усиления и оконечного каскада, работающего на высокоомную нагрузку? а) При одинаковых частотных искажениях разделительные ёмкости в оконечных каскадах будут меньше, чем в каскадах предварительного усиления. б) При одинаковых частотных искажениях разделительные ёмкости в оконечных каскадах будут больше, чем в каскадах предварительного усиления. в) При одинаковых частотных искажениях разделительные ёмкости в оконечных каскадах и в каскадах предварительного усиления будут одинаковые. г) Емкость разделительного конденсатора определяется независимо от того в какой каскад она устанавливается. 41) В каком соотношении находятся частотные искажения каскадов предварительного усиления и оконечного каскада? а) При прочих равных условиях частотные искажения в каскадах предварительного усиления будут больше чем в оконечном каскаде, работающем на низкоомную нагрузку с малым значением ёмкости нагрузки. б) При прочих равных условиях частотные искажения в каскадах предварительного усиления будут меньше чем в оконечном каскаде, работающем на низкоомную нагрузку с малым значением ёмкости нагрузки. в) При прочих равных условиях частотные искажения в каскадах предварительного усиления будут больше чем в оконечном каскаде, работающем на высокоомную нагрузку с малым значением ёмкости нагрузки. г) При прочих равных условиях частотные искажения в каскадах предварительного усиления будут меньше чем в оконечном каскаде, работающем на высокоомную нагрузку с малым значением ёмкости нагрузки. Лекция 17. Шумы многокаскадного усилителя Если к входной цепи работающего усилителя не подводить сигнала, то вольтметр достаточной чувствительности, подключенный на его выход параллельно нагрузке, всегда покажет присутствие на нагрузке постороннего 85 86 напряжения, называемого напряжением собственных шумов усилителя. Напряжение собственных, или внутренних, шумов не позволяет усиливать сигналы малой амплитуды, заглушая последние. Удобным критерием оценки шумов, вносимых транзистором, является коэффициент шума транзистора N, показывающий, во сколько раз ухудшается отношение мощности сигнала к мощности шума в выходной цепи транзистора по сравнению с тем же отношением у ненагруженного источника сигнала: U с.2 вых N= 2 U ш. вых U с.2 ист , (8.1) 2 U ш. ист 2 где U с.2 ист и U ш. ист – квадраты действующих значений напряжений сигнала и шума на зажимах ненагруженного источника сигнала, U с.2 вых и 2 U ш. вых – квадраты действующих значений напряжений сигнала и шума в выходной цепи транзистора. Так как транзистор вносит собственные шумы, то отношение меньше, чем U с.2 ист 2 U ш. ист U с.2 вых 2 U ш. вых . Следовательно, коэффициент шума транзистора N всегда больше единицы. Коэффициент шума обычно выражают в децибелах: N [ дБ ] = 10 ×lg N . (8.2) У современных малошумящих биполярных транзисторов, работающих в правильно выбранном режиме коэффициент шума не превышает 1,5–2 дБ. У хороших полевых транзисторов данный коэффициент еще ниже. 86 87 Коэффициент шума N Общ многокаскадного усилителя (рис.8.1) определяется выражением: N Общ = N1 + N2 - 1 N3 - 1 N -1 , + + ... + n-1n K P1 K P1 × K P 2 Õ K Pi (8.3) i =1 где N i – коэффициент шума, а KPi – коэффициент усиления по мощности i-го каскада соответственно (i=1…n). 1-ый каскад (Kp1, F1 ) 2-ой каскад (Kp2, F2 ) m-ый каскад (Kpm, Fm) Рис.8.1. Структурная схема многокаскадного усилителя Из анализа выражения для коэффициента шума следует, что, несмотря на то, что шумят все каскады многокаскадного усилителя, на уровень собственных шумов усилителя в основном влияют шумы первых двух каскадов, так как шумы остальных коэффициентом усилительных усиления. Для элементов усиливаются минимизации с меньшим коэффициента шума многокаскадного усилителя N Общ необходимо обеспечить в первом каскаде многокаскадного усилителя возможно меньший коэффициент шума N1 и возможно больший коэффициент усиления по мощности K P1 . Существует три основных способа минимизации шумов усилительного каскада, среди которых можно выделить следующие: 1) оптимальный выбор транзистора; 2) оптимальный выбор рабочей точки; 3) оптимальное согласование по шумам. 87 88 8.1. Оптимальный выбор транзистора Суть оптимального выбора транзистора с минимальным коэффициентом шума заключается в выборе транзистора, в зависимости от сопротивления источника сигнала: - если сопротивление источника сигнала Rc > n×10 кОм (где n – целое число), то следует выбирать полевой транзистор; - если сопротивление источника сигнала Rc < n×1 кОм (где n – целое число), то следует выбирать биполярный транзистор. 8.2. Оптимальный выбор рабочей точки Оптимальный выбор рабочей точки заключается в изменении положения рабочей точки, в соответствии с выражением: I К¢ ; I К0 1 + Rс I Э0 4 , 2 Srб¢ ( Rc + rб¢ )( yВх + yш ) (8.4) где I к¢ – ток транзистора в оптимизированной рабочей точке, I к0 и I э0 – токи коллектора и эмиттера транзистора в исходной рабочей точке соответственно, S – крутизна характеристики, Rc – сопротивление генератора сигнала, r¢б – базовое сопротивление транзистора (объемное сопротивление базы транзистора), yВх – входная проводимость, yш – эквивалентная шумовая проводимость. Шумовая проводимость yш определяется по формуле (10.5). 2 yш = yВх U ш2 хх - U ш2 кз , 4 k × T × Df × K 0 (8.5) где U ш2 хх – среднеквадратическое значение шумового напряжения на выходе усилителя при разомкнутом выходе, U ш2 кз – среднеквадратическое значение шумового напряжения на выходе усилителя при КЗ на выходе, k – постоянная Больцмана, Df – полоса рабочих частот усилителя, K0 – номинальный коэффициент усиления усилителя. 88 89 8.3. Оптимальное согласование по шумам Оптимальное согласование по шумам осуществляется в соответствии с критерием оптимальности, которым является выполнение равенства: 1 U ш2 кз Rc = yВх U ш2 хх (8.6) Как видно из выражения (8.6), условие согласования по шумам не совпадает с условием согласования по мощности: Rc opt = 1 yВх (8.7) При выполнении оптимизации с использованием всех трех способов результирующий коэффициент шума Fрез усилительного каскада оценивается по формуле: N рез » 1 + yВх U ш2 хх + U ш2 кз 2 kT (8.8) Контрольные вопросы 42) Как уменьшить тепловой шум усилителя? а) Уменьшить номиналы используемых в усилителе сопротивлений. б) Уменьшить температуру усилителя, используя различные системы охлаждения. в) Уменьшить полосу усиливаемых частот. г) Увеличить коэффициент усиления усилителя. д) Увеличить запас усилителя по усилению. 43) Какой каскад многокаскадного усилителя оказывает наибольшее влияние на общий коэффициент шума? а) Наиболее шумящий каскад. б) Каскад с наибольшим коэффициентом усиления. в) Первый каскад. г) Последний каскад. д) Каскад с ВЧ коррекцией. 44) Какие способы позволяют уменьшить шум в усилительном устройстве? а) Оптимальный выбор транзистора. б) Оптимальный выбор рабочей точки. в) Оптимальное согласование по шумам. г) Все перечисленные способы. д) Ни один из перечисленных способов. 89 90 Лекция 18. Усилители, охваченные 100% ООС Повторители напряжения имеют следующие отличительные особенности по сравнению с типичными усилительными каскадами: 1) отсутствие способности усиливать напряжение, т.е. коэффициент усиления по напряжению K u в таких устройствах меньше 1; 2) весьма большое усиление по току K I , даже больше, чем у каскада, собранного по схеме с общим эмиттером или общим истоком; 3) очень большое входное сопротивление RВх ; 4) малое выходное сопротивление RВых , близкое к выходному сопротивлению каскада с общей базой или общим затвором; 5) широкополосность, обусловленная малой входной емкостью. Данные особенности повторителей напряжения обусловлены: во-первых, схемой включения транзистора, во-вторых, введением 100%-ой ООС, втретьих, местом съема выходного сигнала (эмиттер или исток). Повторители напряжения используются в многокаскадных усилителях в качестве буферных каскадов (устройств согласования), от которых требуется получить большое входное и малое выходное сопротивления. Истоковый повторитель По виду подключения истоковой нагрузки различают три следующие схемы истокового повторителя (рис.9.1). EП EП Cр1 C р1 EП Cр1 Cр2 RЗ RН а) RЗ RИ RН RЗ б) RИ RН в) Рис.9.1. Принципиальная схема истокового повторителя 90 91 На рис.9.1а) представлена схема, в которой сопротивление нагрузки R Н включено напрямую в цепь истока и содержащая минимум элементов. Однако изменение сопротивления R Н приведет к изменению положения рабочей точки транзистора. Данные изменения будут незначительными, так как каскад охвачен 100%-ой ООС, которая будет стремиться стабилизировать положение рабочей точки транзистора. Недостатком этой схемы повторителя напряжения является то, что в режиме отсутствия входного сигнала через сопротивление нагрузки R Н будет протекать ток истока большой величины, который приведет к разогреву R Н . На рис.9.1б) представлена схема, в которой уменьшено влияние сопротивления нагрузки R Н на положение рабочей точки транзистора в силу того, что оно включено параллельно сопротивлению R И . Недостаток: как и для схемы на рис.9.1а) на сопротивлении нагрузки RН будет выделяться значительная тепловая мощность. На рис.9.1в) представлена усовершенствованная схема истокового повторителя. В режиме молчания, когда входной сигнал отсутствует ( U Вх = 0 ), ток, протекающий через повторитель, будет определяться сопротивлением R И . Недостаток: с уменьшением величины сопротивления нагрузки R н будет увеличиваться значение разделительной емкости Cр , что приводит к увеличению веса и габаритов повторителя напряжения. Составим эквивалентную схему последнего варианта повторителя (по рис.9.1в) с учетом допущения, что на переменном токе шина питания и шина «земля» являются короткозамкнутыми (рис.9.2). 91 92 Cр SUвх yi yи S yн C0 Рис.9.2. Эквивалентная схема истокового повторителя напряжения Элемент yИ = 1 присутствует в эквивалентной схеме, так как в цепи RИ истока отсутствует конденсатор С И , который на переменном токе идеально шунтировал сопротивление R И . Элемент S включен в схему вследствие того, что повторитель напряжения охвачен 100%-ой ООС. Вследствие того, что емкости Ср и С 0 имеют значения, отличающиеся на несколько порядков, то их влияние будет различно в различных областях частот. Область СЧ. В области средних частот влиянием емкостей Ср и С 0 можно пренебречь по аналогии с каскадом предварительного усиления на полевом транзисторе (рис.11.3). SUвх yi yи S yн Рис.9.3. Эквивалентная схема истокового повторителя напряжения в области СЧ Из анализа эквивалентной схемы номинальный коэффициент усиления истокового повторителя будет определяться согласно выражению: K0 = S yi + yИ + S + yН (9.1) Из записанного выражения видно, что K 0 < 1 . 92 93 Область ВЧ. В области высоких частот каскад предварительного усиления описывается постоянной времени в области ВЧ τ в : 1 1 + jwt в M (ω) = (9.2) АЧХ повторителя напряжения, следовательно, запишется в виде: M повт (ω) = где t в повт = 1 , 1 + jwt в повт (9.3) tв , F = 1 + S × RИ . F Постоянная времени повторителя напряжения t в повт в F раз меньше чем в усилительном каскаде, поскольку каскад охвачен 100%-ой ООС. Следовательно, искажения в повторителе будут меньше, чем в усилительном каскаде на том же транзисторе. Область НЧ. В данной области частот поведение истокового повторителя напряжения аналогично поведению каскада предварительного усиления и полученные раннее соотношения для каскада предварительного усиления справедливы и для истокового повторителя. То есть расчет разделительной емкости Ср в повторителе аналогичен расчету Ср в каскаде предварительного усиления. Схема истокового повторителя с повышенным входным сопротивлением Для повторителя входное сопротивление определяется выражением: RВх » Для увеличения входного 1 . S + yН сопротивления (9.4) истокового повторителя применяют схему с повышенным входным сопротивлением (рис.9.4). 93 94 EП Cр1 Cр2 RЗ RИ1 RН RИ2 Рис.9.4. Принципиальная схема истокового повторителя напряжения с увеличенным входным сопротивлением Увеличение входного сопротивления происходит вследствие того, что на вход подаем мощную копию с выхода повторителя через сопротивление RЗ . В данном случае выражение для RВх примет вид: RВх » F × RЗ × ( RИ1 + RИ2 ) F × RИ1 + RИ2 (9.5) При RИ1 << RИ2 , получаем формулу (11.5) в виде: RВх » F × RЗ (9.6) Лекция 19. Эмиттерный повторитель Схема эмиттерного повторителя напряжения (рис.9.5) отличается от схемы каскада предварительного усиления следующим: - отсутствует сопротивление в коллекторной цепи, - выходной сигнал снимается с эмиттера транзистора. EК R1 Cр2 Cр1 R2 RЭ RН CН Рис.9.5. Принципиальная схема эмиттерного повторителя напряжения 94 95 Cр yi SUвх yэ S C0 yн Рис.9.6. Эквивалентная схема эмиттерного повторителя напряжения Из анализа эквивалентной схемы (рис.9.6) номинальный коэффициент усиления эмиттерного повторителя будет определяться согласно выражению: K0 = S yi + yЭ + S + yН (9.7) Из записанного выражения видно, что коэффициент передачи эмиттерного повторителя K0 < 1 и превышает коэффициент передачи истокового повторителя напряжения, поскольку крутизна S биполярных транзисторов как минимум на порядок превышает крутизну полевых транзисторов. Поведение эмиттерного повторителя в различных областях частот аналогично работе истокового повторителя напряжения. Схема эмиттерного повторителя с повышенным входным сопротивлением По сравнению с истоковым повторителем входное сопротивление эмиттерного повторителя RВх меньше и определяется сопротивлениями делителя R1 и R2 (как и в каскаде предварительного усиления). Для увеличения входного сопротивления RВх эмиттерного повторителя используют схему с увеличенным входным сопротивлением (рис.9.7). 95 96 EК R1 Cр1 Cр2 Cд Rдоп R2 RН CН RЭ Рис.9.7. Принципиальная схема эмиттерного повторителя напряжения с увеличенным входным сопротивлением Делитель R1 , R2 , подающий смещение во входную цепь транзистора эмиттерного повторителя, снижает входное сопротивление каскада, не позволяя получить его выше нескольких десятков кОм. При использовании эмиттерного повторителя в качестве входного каскада и необходимости получить входное сопротивление усилителя порядка ста и более кОм можно подать смещение на базу транзистора от делителя R1 , R2 через дополнительное сопротивление Rдоп . При этом входная цепь транзистора шунтируется не сопротивлением сопротивлением Rдоп R1 × R2 , как у обычного повторителя, а R1 + R2 R U Вх = дел . U Вх - U Вых 1 - K При выполнении условия Rдоп = (0,2 ¸ 0,3) R1 × R2 такая схема обычно R1 + R2 позволяет сильно повысить входное сопротивление схемы, существенно не ухудшая стабильности положения рабочей точки покоя. В данном случае входное сопротивление RВх эмиттерного повторителя определяется выражением: 1ö æ RВх= b × ç RЭ + ÷ » b × RЭ Sø è (9.8) где b – коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером. 96 97 Увеличение сопротивления разделительного конденсатора Сд при понижении частоты сигнала снижает входное сопротивление схемы на низких частотах. Для предотвращения значительного снижения входного сопротивления на нижней граничной частоте емкость конденсатора Сд должна быть достаточно большой. Приближенно необходимую величину емкости Сд можно определить по выражению: Cд » ( 3 ¸ 10 ) R1 + R2 f н × R1 × R2 (9.9) Контрольные вопросы 45) В чем заключаются особенности работы повторителя напряжения? а) Способность усиливать сигнал по току. б) Способность усиливать сигнал по напряжению. в) Изменение полярности сигнала. г) Малое входное сопротивление и большое выходное сопротивление. д) Очень большое входное сопротивление. 46) Почему частотные искажения в области высоких частот у повторителя напряжения меньше, чем для усилительного каскада? а) Потому что в повторителе напряжения сигнал снимается с эмиттера (истока) транзистора. б) Потому что повторитель напряжения охвачен 100%-ой отрицательной обратной связью. в) Потому что повторитель напряжения имеет большое входное сопротивление. г) Потому что при распределении частотных искажений следует отдавать на повторители напряжения не более 5% всех частотных искажений усилителя. д) Потому что в повторителе напряжении не требуется устанавливать разделительный конденсатор. 47) В чем заключается различие между истоковым и эмиттерным повторителем? а) Коэффициент передачи эмиттерного повторителя превышает коэффициент передачи истокового повторителя напряжения, поскольку крутизна биполярных транзисторов как минимум на порядок превышает крутизну полевых транзисторов. б) Коэффициент передачи истокового повторителя превышает коэффициент передачи эмиттерного повторителя напряжения, поскольку крутизна полевых транзисторов как минимум на порядок превышает крутизну биполярных транзисторов. в) Коэффициент передачи эмиттерного повторителя превышает коэффициент передачи истокового повторителя напряжения, поскольку крутизна полевых транзисторов как минимум на порядок превышает крутизну биполярных транзисторов. г) Коэффициент передачи истокового повторителя превышает коэффициент передачи эмиттерного повторителя напряжения, поскольку входное сопротивление полевых транзисторов превышает входное сопротивление биполярных транзисторов. д) Коэффициенты передачи эмиттерного и истокового повторителей напряжения одинаковы, при работе на одинаковую нагрузку. 97 98 Лекция 20. Оконечные каскады и усилители мощности Оконечным называется каскад, с выхода которого сигнал поступает в нагрузку усилителя. Оконечный каскад определяет КПД всего усилителя и предназначен для обеспечения требуемой мощности в нагрузке. Поэтому в качестве оконечных каскадов часто используют усилители мощности. Основными задачами при проектировании усилителей мощности являются: - обеспечение режима согласования выходного сопротивления усилителя мощности с сопротивлением нагрузки: передача в нагрузку максимальной мощности; - достижение минимальных нелинейных искажений сигнала; - получение максимального КПД ( h). Высокое значение h, которое необходимо обеспечивать в усилителях мощности, позволяет уменьшить тепловую мощность, а, следовательно, повысить стабильность рабочей точки и снизить требования, предъявляемые к транзистору по тепловой рассеиваемой мощности. Однако, вследствие высокого КПД в усилителях мощности сильно проявляется нелинейность входных и передаточных характеристик. Поэтому усилитель мощности нельзя описывать системой Y-параметров, которая применима только лишь для описания линейных схем. 10.1. Классификация усилителей мощности Усилители мощности принято классифицировать по принципу их построения: 1. Аналоговые усилители мощности. – усилители мощности класса А; – усилители мощности класса AB; – усилители мощности класса В. 2. Ключевые усилители мощности. – ключевые усилители мощности с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ); 98 99 – ключевые усилители мощности с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ); – спектрально-ключевые усилители мощности; – дискретно-аналоговые усилители мощности. Однотактные усилители мощности класса А В однотактном каскаде усиление осуществляется одним транзистором (рис.10.4). Еп R1 Rк Ср Ср Rн R2 Rэ Cэ Рис.10.1. Принципиальная схема усилителя мощности класса А Транзистор работает в режиме А: рабочая точка выбирается на середине линейного участка проходной характеристики (рис.10.2.в), на середине нагрузочной прямой (рис.10.2.б). Точки B и C определяют максимальные границы используемого участка нагрузочной прямой. Точка B лежит на границе с состоянием насыщения, а точка C – на границе с запертым состоянием транзистора. Iб Iк Iк3 Iк2 Iб3 Iк B Iк3 Iк2 Iб2 C Iк1 Iб1 Uбэ Iк1 Eг1 Eг2 Eг3 Uбэ1 Uбэ2 Uбэ3 а) Eг Uкэ б) в) Рис.10.2. Выбор рабочей точки и построение нагрузочной прямой усилителя класса А Для усилительных каскадов класса А максимальное значение КПД составляет 50%. На практике h = 0,9 × hmax , т.е. h » 30% . 99 100 Стремление повысить КПД усилителей мощности класса А приводит к увеличению коэффициентов использования по току и напряжению. В этом случае амплитуда сигнала приближается к границам линейного участка, что приводит к увеличению коэффициента гармоник. Для оценки нелинейных искажений в усилителях мощности можно использовать графоаналитический метод. Графоаналитический метод определения коэффициента гармоник однотактного усилительного каскада. По сквозной характеристике прямой передачи можно вычислить амплитуды выходного тока каскада. На рис. 10.3 показано построение кривой тока коллектора при гармоническом сигнале на входе транзистора. Причем, будем считать, что на вход оконечного каскада подается неискаженная синусоида. На выходе получаем сигнал с искажениями. Iк a Im c I0 b Uвх Umax Рис.10.3. Проходная характеристика усилителя Для того чтобы оценить, какие новые гармоники появились в выходном сигнале удобно разложить выходной сигнал в ряд Фурье. Поскольку гармоническая функция является четной, то ее разложение в ряд Фурье содержит косинусы с нулевыми начальными фазами. Как правило, ограничиваются тремя членами разложения, поскольку амплитуда высоких гармоник, как правило, невысока, и их можно не учитывать. 100 101 ik (wt ) = I ср + I m1 cos wt + I m2 cos 2wt + ... (10.1) Здесь I ср – среднее значение или постоянная составляющая; I m1 , I m 2 , I m 3... – амплитуды гармоник тока коллектора. На сквозной передаточной характеристике отмечают пять точек (рис. 10.3), соответствующих амплитудным значениям и половинам амплитуд полуволн U вх , а также значению U вх = 0 . Ординаты ik , соответствующие этим пяти точкам обозначим I max , I 0,5 , I 0 , I -0,5 , I min . Для точки «1» wt = 0 имеем: I max = I ср + I m1 + I m 2 + I m3 + I m 4 (10.2) Аналогичные выражения записываются для остальных пяти точек. В результате получаем систему из пяти уравнений с пятью неизвестными. Из этой системы и определяются амплитуды гармоник и среднее значение тока: I m1 = I max - I min + I 0,5 - I -0,5 ; 3 I m2 = I m3 = I m4 = I max - I min - 2 I 0 ; 4 I max - I min - 2 ( I 0,5 - I -0,5 ) 6 I max + I min - 4 ( I 0,5 + I -0,5 ) + 6 I 0 12 I ñð = I max + I min + 2 ( I 0,5 + I -0,5 ) 6 (10.3) ; ; . Коэффициент гармоник можно определить следующим образом: KГ = I m2 2 + I m2 3 + I m2 4 . I m1 (10.4) 101 102 Если при расчетах коэффициент гармоник получился больше заданного, то его необходимо снижать. Существует два основных способа снижения коэффициента гармоник: - Уменьшение амплитуды входного сигнала. Этот способ применим не всегда, так как амплитуда сигнала в нагрузке часто является величиной заданной. - Введение отрицательной обратной связи (ООС). При введении ООС коэффициент гармоник уменьшается в фактор обратной связи раз (в F раз). Расчет однотактных усилителей класса А аналогичен расчету каскадов предварительного усиления. Достоинства однотактных усилителей класса А: - простота схемной реализации, - простота расчета, - низкий коэффициент гармоник. Недостатки усилителей класса А: - низкий КПД. Лекция 21. Двухтактные усилители мощности Двухтактным называется каскад, в котором объединены два однотактных усилительных каскада, работающих на одну общую нагрузку и управляемых взаимно противофазно одним и тем же усиливаемым колебанием. В соответствии с этим двухтактный каскад состоит из двух плеч. Напряжение на нагрузке получают путем взаимного вычитания выходных колебаний плеч, чтобы они суммировались, несмотря на противофазное управление. Благодаря противофазному управлению и вычитанию происходит частичная компенсация нелинейных искажений, вносимых плечами. В двухтактном каскаде могут быть использованы следующие режимы работы активного элемента: А, АВ, В. Для усилителей класса B ток покоя транзистора мал, что предполагает пониженный расход мощности источника питания. Угол отсечки q в таком 102 103 режиме работы составляет p/2. На рис. 10.4 приведено положение рабочей точки на проходной характеристики транзистора в режиме B. Iк Im wt кл. B U wt Рис.10.4. Проходная характеристика с рабочей точкой активного элемента, работающего в каскаде класса B Из рис.12.9 видно, что коэффициент использования транзистора по току, в каждом из плеч больше единицы: ki = Jm > 1. J0 (10.5) Коэффициент гармоник в каждом из плеч оказывается недопустимо большим и составляет более 43%. Поэтому, для уменьшения коэффициента гармоник транзисторы двухтактного усилителя мощности класса B работают строго поочередно: каждый пропускает полуволну тока только в свой период колебаний. Во вторую половину периода транзистор заперт, и фактически не потребляет ток от источника питания. Усилитель класса B обеспечивает высокий КПД, но вносит значительные нелинейные искажения, обусловленные нелинейностью начального участка передаточной характеристики рис. 10.4. Вследствие этого совмещенная характеристика обоих транзисторов, представляющая зависимость их разностного тока, имеет подобие ступеньки вблизи перехода через нуль рис. 10.5. Поэтому такие искажения получили названия искажения «типа ступеньки». 103 104 Iр t Рис.10.5. Искажения типа ступеньки в усилителях мощности класса B Для устранения этого типа искажений в усилителях используют режим AB, в котором подается большее смещение рабочей точки транзисторов: транзистор работает с углом отсечки p 2 < q < p . При работе в классе AB при малых токах работают оба плеча одновременно, подобно классу A и нелинейности характеристик плеч взаимно компенсируются. Однако КПД усилителя в этом случае понижается по сравнению с классом B. Двухтактные каскады класса AB являются самым распространенным, поскольку обеспечивают высокий КПД и небольшие нелинейные искажения. Двухтактные усилители на транзисторах противоположного типа проводимостей Такой вариант схемного решения обычно используется при малых требуемых мощностях выходного сигнала (10–15 Вт). Это объясняется тем, что чем больше мощность выходного сигнала, тем больше и рассеваемая транзисторами мощность, т.е. тем выше температура. Увеличение температуры приводит к ухудшению стабильности параметров активных элементов. Таким образом, основным недостатком таких схем является необходимость подбора двух активных элементов по своим характеристикам. На практике параметры серийно выпускаемых транзисторов имеют разброс параметров более 100%. Поэтому в двухтактных схемах усилителей мощности класса В с активными элементами разного типа проводимости рекомендуется использовать комплиментарные пары транзисторов: транзисторов с разным типом проводимостей, но с близкими характеристиками. 104 105 Принципиальная схема усилителя мощности класса В на транзисторах с разным типом проводимости представлена на рис. 10.6. +Eп R1 Rнагр R0 Cр R2 -Eп Рис.10.6. Принципиальная схема двухтактного усилителя мощности класса В на транзисторах разного типа проводимости Элементы R0, R1, R2 – элементы задания рабочей точки транзисторов. Сопротивление R0 обеспечивает тепловую обратную связь, т.е. обеспечивает термостабилизацию рабочей точки. При конструктивной реализации сопротивление R0 размещают на одном радиаторе с транзисторами. В качестве термосопротивления часто используют диоды в прямом включении. Для обеспечения симметрии в схеме число диодов должно быть четным. Принципиальная схема двухтактного усилителя мощности класса В с диодной термокомпенсацией приведена на рис. 10.7. 105 106 Eп R1 Cр Cр Rн R2 Рис.10.7. Принципиальная схема двухтактного усилителя мощности с диодной термокомпенсацией Расчет элементов делителя осуществляется по методике расчета каскадов предварительного усиления. Ток делителя выбирается из условия: I дел = E > ( 3 ¸ 5 )( I Б1 + I Б2 ) R1 + R2 + R0 (10.6) Для защиты транзисторов от короткого замыкания на выходе необходимо предусмотреть средства защиты каскада от короткого замыкания по выходу. Двухтактные усилители на транзисторах одного типа проводимости. Усилитель состоит из устройства формирования противофазных сигналов и усилителей противофазных сигналов (рис.10.8). Eп R1 VT1 VT3 R0 R3 Cр Vt2 R2 Cр а VT4 R4 Rн Рис.10.8. Принципиальная схема двухтактного усилителя мощности на транзисторах одного типа проводимости 106 107 Устройство формирования противофазных сигналов выполнено на транзисторах VT1, VT2. На транзисторах VT3, VT4 выполнен двухтактный усилитель мощности. Необходимым условием работы схемы является выполнения требований по температурной стабилизации рабочей точки всех транзисторов одновременно. В приведенной на рис.10.8 схеме используется R0 ). В схеме, метод термокопенсации рабочей точки (сопротивление приведенной на рис.10.8 используется 100% ООС, поэтому такой усилитель мощности не обеспечивает усиления по напряжению. Для того, чтобы убрать из схемы рис.10.8 разделительный конденсатор следует использовать построения усилителя необходимости выбора двухполярный такого источник усилителя транзисторов питания. мощности VT3, VT4 Особенность заключается с в одинаковыми характеристиками: постоянный потенциал в точке a должен быть равен нулю. Основным недостатком всех аналоговых усилителей мощности является низкий КПД схем. Для усилителей мощности класса A предельное значение КПД составляет 50 %, для аналоговых усилителей мощности класса В и АВ – 75¸80%. Устранить этот недостаток можно использованием ключевых усилителей мощности. 107 108 Лекция 22. Ключевые усилители мощности В ключевых усилителях транзисторы работают в каскадах класса D. Поэтому мощность потерь в транзисторах очень мала, что и обеспечивает высокий КПД. Применение ключевого режима для усиления непрерывных сигналов основано на сглаживании в нагрузке импульсов тока транзистора. Представление аналогового сигнала в цифровом (импульсном) виде базируется на теореме Котельникова: аналоговый сигнал сколь угодно точно можно представить отсчетами с частотой, равной удвоенной верхней частоте спектра сигнала: Fотсч ³ 2Fв – для идеальных восстанавливающих фильтров (10.7) Fотсч ³ (5...10 )Fв – для реальных восстанавливающих фильтров Ключевой усилитель мощности с широтно-импульсной модуляцией (КУМ с ШИМ). Структурная схема такого усилителя представлена на рис.10.9. +Eп 5 ЭК Lф Cф Rн 3 Uс 1 Модулятор ШИМ 2 ГТИ 4 -Eп ЭК Рис.10.9. Структурная схема КУМ с ШИМ: К1, К2 – электронные ключи, ГТЧ – генератор тактовой частоты, LфCф – восстанавливающий фильтр Принцип работы схемы поясняют временные диаграммы на рис. 10.10. 108 109 В точках 3 и 4 сигнал представляет собой широтно-импульсно 1 t t 2 модулированный сигнал, информативным параметрам в котором является длительность импульса. Длительность импульса прямо пропорциональна амплитуде аналогового сигнала t 3 +Eп следования импульсов задается ГТЧ. На 6 t 5 Частота выбирается согласно теореме Котельникова и t 4 1. рис. 12.13. приведены временные диаграммы, поясняющие работу ключевого усилителя мощности с ШИМ. 1–сигнал на входе -Eп КУМ с ШИМ; 2–тактовые импульсы на выходе Рис. 10.10 Временные диаграммы генератора тактовых импульсов; 3– выходной сигнал с модулятора ШИМ, соответствующей положительной полуволне синусоиды входного сигнала 1; 4– выходной сигнал с модулятора ШИМ, соответствующей отрицательной полуволне синусоиды входного сигнала 1; 5– усиленный сигнал с обоих выходов модулятора ШИМ. После прохождения суммированного после ключей сигнала через восстанавливающий фильтр в нагрузку подается аналоговый сигнал 6. Для увеличения КПД схемы необходимо использовать быстродействующие ключи, которые имеют минимальное сопротивление в открытом состоянии и максимальное сопротивление в закрытом состоянии. КПД ключевых усилителей с ШИМ при больших амплитудах входного сигнала достаточно высок и составляет ~90%. Ключевой усилитель мощности с импульсно-кодовой модуляцией (КУМ с ИКМ). Принцип построения ключевого усилителя мощности с ИКМ основан на преобразовании аналогового сигнала в цифровой код, с последующим его усилением и обратным преобразованием цифрового кода в аналоговый сигнал. Преобразование аналогового сигнала в цифровой код осуществляется с 109 110 помощью АЦП. Структурная схема такого усилителя мощности представлена на рис. 10.11. ЭК1 Uс E0 АЦП ЭК2 S 2E 0 ФНЧ ЭК3 ГТИ Rн 4 E0 ЭК4 8E 0 Рис.10.11. Структурная схема КУМ с ИКМ Работу схемы можно пояснить на временных диаграммах, приведенных на рис.10.12: 1 – сигнал на входе усилителя мощности с ИКМ; 2 – тактовые импульсы на выходе генератора тактовых импульсов; 3 – совокупность импульсов на выходах электронных ключей, огибающая которых совпадает по форме с входным сигналом 1; 4 – сигнал в нагрузке, после ФНЧ. 1 В зависимости от мгновенной амплитуды t входного сигнала коммутируется соответствующий t 2 этому уровню амплитуды электронный ключ. Таким образом, на выходе сумматора имеем последовательность импульсов, амплитуда которых t 3 пропорциональна амплитуде входного сигнала. Достоинством 4 t является рассматриваемой отсутствие ограничений схемы на быстродействие электронных ключей. Рис.10.12 Временные диаграммы для КУМ с ИКМ на рис.10.11. 110 111 Основными недостатками данной схемы КУМ являются: - При высоких требованиях к точности обработки сигнала возрастает число электронных ключей. Увеличивается число каналов, и габариты схемы растут. - В широкой полосе частот сложно реализовать восстанавливающий фильтр. Для устранения этого недостатка всю полосу рабочих частот разбивают на отдельные полосы. Усиление осуществляется в каждой полосе отдельно. Такой тип усилителей получил название спектрально-ключевые усилители мощности. Спектрально-ключевые усилители мощности (СКУМ) Принцип построения СКУМ заключается в разбиении всей широкой полосы частот на узкие полосы с последующим усилением сигнала в каждой полосе отдельно. Число каналов зависит от требуемого качества восстановления сигнала, а также от глубины регулировки АЧХ в усилители. Структурная схема СКУМ приведена на рис. 10.13. Фильтр1 КУМ1 Фильтр вых.1 Фильтр2 КУМ2 Фильтр вых.2 Фильтр n КУМn Фильтр вых. n S Рис. 10.13. Структурная схема спектрально-ключевого усилителя мощности Входные фильтры предназначены для разбиения АЧХ на узкие полосы частот. КУМ – ключевой усилитель мощности, построенный по любой из приведенных выше схем. Выходные фильтры предназначены для восстановления сигнала в каждой полосе отдельно. За счет эффективного восстановления сигнала повышается КПД всего усилителя. Если коэффициент усиления каждого из КУМ сделать регулируемым, то усилитель, приведенный на структурной схеме рис.10.13, может работать как эквалайзер. 111 112 Дискретно-аналоговые усилители мощности Схемные решения ключевых усилителей мощности (КУМ) оказываются намного сложнее схем аналоговых усилителей мощности. Не имеет смысла использовать КУМ во всем диапазоне усиливаемых частот. Так, например, в звуковом диапазоне (1 Гц ¸ 25 кГц) основная мощность сигнала сосредоточена в полосе 1 Гц ¸ 3 кГц. Поэтому в звуковом диапазоне имеет смысл использовать КУМ только в этой полосе, а в полосе 3 кГц¸25 кГц – аналоговые усилители мощности. Таким образом, схема разбивается на два канала рис.10.14. ФНЧ КУМ Uс S ФВЧ Kuс АУМ Рис.10.14. Структурная схема дискретно-аналогового усилителя мощности Такая схема позволяет в себе сочетать достоинства аналоговых и ключевых усилителей мощности. Высокое значение КПД (~100%) для ключевых усилителей мощности и низкое значение коэффициента шума аналоговых усилителей мощности. Общим недостатком всех ключевых усилителей мощности является высокий уровень коммутационных помех. Наличие мощных помех коммутации приводит к проблеме электромагнитной совместимости в таких усилителях. Контрольные вопросы 48) Какие усилители называются усилителями мощности? а) Усилители, которые усиливают входное напряжение. б) Усилители, которые усиливают входной ток в) Усилители, которые усиливают входной ток и входное напряжение. 49) В чем состоит отличие усилителей мощности от каскадов предварительного усиления? а) усилители мощности работают в линейном режиме б) усилители мощности работают в нелинейном режиме в) усилители мощности ничем не отличаются от каскадов предварительного усиления 112 113 50) Что такое коэффициент гармоник? Приведите метод расчета коэффициента гармоник. а) отношение коэффициента усиления на какой-либо частоте к номинальному коэффициенту усиления б) определяется выражением K Г = I m2 2 + I m2 3 + I m2 4 I m1 в) то же, что и коэффициент усиления 51) Как нужно изменить принципиальную схему двухтактного усилителя мощности для того, чтобы убрать разделительную емкость на выходе? а) использовать двухполярное напряжение питания б) включить усилитель мощности в обратную связь операционному усилителю в) обеспечить симметрию плеч двухтактного усилителя мощности. 52) Почему в двухтактных усилителях мощности возникают искажения типа «ступенька»? а) причина искажений типа ступенька заключается в том, что усилитель работает в режиме А б) причина искажений типа ступенька заключается в том, что усилитель работает в режиме В в) причина искажений типа ступенька заключается в том, что усилитель работает в режиме АВ Лекция 23. Усилители постоянного тока При измерении некоторых физических величин (давление, температура и пр.) приходится обрабатывать медленно изменяющиеся электрические сигналы, снимаемые с датчиков. Для обработки и усиления таких сигналов, как правило, используют усилители постоянного тока. Усилителем постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. АЧХ усилителя постоянного тока приведена на рис. 1.11. Основные параметры и характеристики УПТ. Наряду с уже известными параметрами и характеристиками любого усилителя, такими как АЧХ, ФЧХ, переходная характеристика, коэффициент усиления и др. УПТ имеют два специфических параметра. 1) Напряжение дрейфа, приведенное по входу: DU вых (U = 0 ) вх = DU др.вх. K0 (11.1) Здесь K 0 – номинальный коэффициент усиления. 113 114 2) Напряжение смещения U см : это такое напряжение, которое необходимо подать на вход УПТ, чтобы на его выходе получить напряжение, равное нулю. DU др.вх = -U см (11.2) Как правило, в справочной литературе приводится модуль напряжения смещения. Классификация усилителей постоянного тока 1) УПТ с гальванической связью между каскадами. Напряжение смещения УПТ с гальванической связью составляет единицы вольт: U см = n(0,1 ¸ 1) В . Дифференциальные УПТ с гальванической связью между каскадами имеют напряжение смещение на порядок ниже: U см = n(10 ¸ 100 )мВ 2) УПТ с преобразованием сигнала (УПТ типа модулятор–демодулятор). ( ) U см = n 10 - 6 ¸ 10 - 9 В . 3) УПТ с коррекцией нулевого уровня (аналоговый или цифровой УПТ). ( ) U см = n 10 - 6 ¸ 10 -9 В 4) Автогенераторные преобразователи. Такие УПТ преобразуют постоянное напряжение в частоту, либо фазу с последующим усилением гармонического ( ) сигнала и обратным преобразованием. U см = n 10 -8 ¸ 10 -11 В 5) Параметрический параметрических УПТ. емкостей. Такие Они усилители являются ( строятся самыми ) на основе малошумящими усилителями постоянного тока. U см = n 10 -8 ¸ 10 -11 В . Основными причинами возникновения дрейфа нуля в УПТ являются: 1) Изменение напряжение питания. 2) Изменение температуры окружающей среды, в том числе и изменение температуры кристалла транзистора. 3) Старение активных элементов (транзисторов). 4) Старение пассивных элементов, что приводит к изменению рабочей точки. 114 115 11.1. УПТ с гальванической связью между каскадами Принципиальная схема усилителя постоянного тока с гальванической связью между каскадами приведена на рис.11.1. Eп Rк1 R1 Rк 2 Uвых Uвх Rэ1 R2 Rэ2 Рис.11.1. Принципиальная схема УПТ с гальванической связью между каскадами Из приведенной схемы видно, что рабочие точки всех каскадов такого усилителя оказываются связанными. Таким образом, на напряжение дрейфа оказывают влияние нестабильности рабочих точек всех каскадов. Коэффициент усиления каждого из каскадов схемы рис.11.1 определяется выражением: K» SRк 1 + SRэ (11.3) Пусть транзисторы VT1 и VT2 в приведенной схеме идентичны, тогда: U к1 > U б1 ; U к1 = U б2 (11.4) Напряжение на коллекторе первого транзистора равно напряжению на базе второго транзистора и больше напряжения на базе первого транзистора. Для сохранения положения рабочей точки на входных и выходных характеристиках транзистора следует увеличивать сопротивление в цепи эмиттера Rэ . Следовательно, у последующих каскадов коэффициент усиления уменьшается. Таким образом, делать усилитель с большим числом каскадов оказывается нецелесообразным. Поскольку номинал сопротивление Rэ возрастает, то часто вместо этого сопротивления включают стабилитрон. 115 116 В каскадах УПТ происходит повышение постоянного потенциала от его входа к выходу, что создает сложности обеспечения рабочей точки активного элемента. Поэтому приходится согласовывать сравнительно большой (по модулю) потенциал на выходе предыдущего каскада с малым потенциалом на входе последующего. Существуют четыре основных метода согласования каскадов: 1) с дополнительным источником напряжения в цепи межкаскадной связи; 2) со стабилитроном в цепи межкаскадной связи; 3) с делителем напряжения и дополнительным источником питания; 4) с каскадом сдвига уровня. В реальных устройствах, как правило, используется чаще второй способ стабилизации рис.11.2. Eп R1 Rк1 Rк2 Uвых Uвх R2 R э1 Rэ2 Рис.11.2. Схема согласования со стабилитроном в цепи межкаскадной связи Для обеспечения режима работы транзисторов также может быть использована схема на транзисторах разного типа проводимости рис.11.3. 116 117 Eп R1 Rк 1 R э2 Rк3 R2 Rэ 1 Rк2 Rэ 3 Uвых Uвх Рис.11.3 Принципиальная схема УПТ с гальванической развязкой между каскадами на транзисторах разного типа проводимости 11.2. Дифференциальные усилители постоянного тока В настоящее время наибольшее распространение получили УПТ на основе дифференциальных каскадов. Такие усилители реализуются в виде монолитных ИМС и широко выпускаются промышленностью (КТ118УД, КР198УТ1 и др.). Дифференциальный каскад представляет собой симметричный усилитель параллельного баланса (рис.11.4). Eп Rб Rк1 Rк2 Rб Uвх1 Uвх2 Uвых VT1 a Rэ b Vt2 Рис.11.4. Принципиальная схема дифференциального УПТ Схема дифференциального усилителя УПТ состоит из двух каналов усиления. Выходное напряжение представляет собой разность выходных напряжений двух каналов усиления. Таким образом, при условии симметрии плеч усилителя удается уменьшить напряжение дрейфа УПТ. Пусть на усилитель действует некоторое дестабилизирующее воздействие 117 118 (непостоянство напряжение питания, изменение температуры окружающей среды и др.). В этом случае выходное напряжение на выходе каждого из каналов изменяется одинаково: U к1 + DU Û U к2 + DU (11.5) Поскольку выходное напряжение равно разности выходных напряжений двух каналов, то при условии идентичности плеч имеем: U вых = U к1 - U к2 (11.6) Для дифференциального УПТ вводится понятие ослабления синфазных сигналов Fs . Чем больше коэффициент ослабления синфазных сигналов, тем меньше напряжение дрейфа. Для хорошей дифференциальной пары Fs = 80 дБ . При общей эмиттерной нагрузке обоих активных элементов усиление увеличивается в два раза. Напряжение на общем сопротивлении в цепи эмиттера Rэ , вызванное изменением входного напряжения на базе транзистора VT1, оказывается противофазным для транзистора VT2. Поскольку идентичность двух плеч усиления обеспечить сложно, то включают дополнительное подстроечное сопротивление в цепи эмиттера транзисторов (рис.11.5). a Rбал b Rэ Eп Рис.11.5 Схема включения подстроечного сопротивления Rбал Дальнейшее уменьшение напряжение дрейфа требует применения специальных схем для стабилизации тока эмиттера транзисторов VT1 и VT2, чем достигается стабильность рабочих точек транзисторов. В качестве таких схем используют генераторы стабильного тока (ГСТ), которые включают в 118 119 эмиттерную цепь транзисторов. В качестве ГСТ часто используют схему «токовое зеркало» (рис.11.6). R3 J0 J1 R2 R1 Рис.11.6. Принципиальная схема токового зеркала Требуется стабилизировать ток J 0 . Самым стабильным элементом является сопротивление. Класс точности этого элемента является достаточно высоким. На этом и основан принцип работы схемы токового зеркала. Необходимым и достаточным условием работы схемы является большое значение крутизны транзистора: S > 200 ¸ 300 мА В (11.7) При выполнении условия J б << J к , J э током базы можно пренебречь, по сравнению с токами коллектора и эмиттера транзистора, при этом: U бэ + J 0 R1 » U д + J 1 R2 (11.8) Если допустить, что напряжения U бэ и U д одинаковы, то J 0 » J1 R2 R1 (11.9) Таким образом, если J1 стабилен, то будет стабилен и ток J 0 . Вместо диода в схемах токового зеркала часто используют транзистор в диодном включении. 119 120 Контрольные вопросы 53) Какие усилители называются усилителями постоянного тока (УПТ)? а) усилители, способные усиливать сигнал на нулевой частоте б) усилители, способные усиливать сигнал постоянного и переменного тока в) усилители, у которых отсутствует разделительная емкость. 54) Какими параметрами описывается работа УПТ? а) только коэффициентом усиления по напряжению, АЧХ, ФЧХ б) только напряжением сдвига в) напряжением дрейфа нуля, коэффициентом усиления по напряжению, АЧХ, ФЧХ. 55) Для чего в цепи эмиттерной цепи УПТ с гальванической связью между каскадами включают стабилитрон? а) для стабилизации напряжения в цепи эмиттера б) для стабилизации выходного напряжения в) для обеспечения работы последующего каскада 56) Каково назначение генератора стабильного тока (ГСТ) в цепи эмиттера дифференциального УПТ? а) обеспечение стабильного тока в цепи эмиттера б) обеспечение стабильного тока в нагрузке в) обеспечение требуемого режима работы активного элемента Лекция 24. Операционные усилители и их применение Операционным усилителем (ОУ) принято называть интегральный усилитель постоянного тока с дифференциальным входом и двухтактным выходом, предназначенный для работы с цепями обратных связей (рис.12.1). Свойства идеального ОУ: - Бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению (KОУ®¥). Для реальных ОУ коэффициент усиления по напряжению KОУ составляет ~ 107. - Бесконечно большое входное сопротивление (Zвх®¥). Для реальных ОУ Zвх»100 ГОм. - Нулевое выходное сопротивление (Zвых®0). Для реальных ОУ Zвых»100 Ом. - Равенство нулю выходного напряжения (Uвых=0) при равных напряжениях на входах ( U 1 = U 2 ). - Отсутствие задержки при прохождении сигнала через усилитель 120 121 Рис.12.1. Упрощенная электрическая схема простого ОУ 12.1. Основные схемы включения операционных усилителей Инвертирующее включение ОУ (рис.12.2). Рис. 12.2. Схема инвертирующего включения ОУ Как следует из названия схемы, входной и выходной сигналы сдвинуты друг относительно друга на 1800. При анализе работы схемы будем полагать, что ОУ является идеальным. Поскольку коэффициент усиления ОУ стремиться к бесконечности, то: Ua - Uб £ U вых ® 0. K0 (12.1) Потенциал в точке а равен нулю, а, следовательно, и потенциал в точке b тоже должен быть равен нулю, поскольку U a = U б (12.1). Считая, что I R1 = I Rос , а Rвх ® ¥ имеем: U U I R1 = 1 ; I Rос = вых . R1 Rос (12.2) Пренебрегая входными токами ОУ, имеем: U вых = - IR = ос -U с Rос Þ =K R1 - Rос . R1 (12.3) 121 122 Минус перед правой частью равенства (12.3) означает, что вход инвертирован. Как видно из (12.3), коэффициент усиления схемы для идеального микросхемы ОУ ОУ не зависит ( K оу ), от собственного который является коэффициента усиления нестабильным. Выбирая сопротивления Rос и R1 (или отношение этих сопротивлений Rос R1 ) высокостабильными, можно обеспечить высокостабильный коэффициент усиления схемы. Входное сопротивление схемы определяется сопротивлением R1 (рис.12.2). Выходное сопротивление: Rвых ус » Rвых ОУ æ K ОУ ö ç K - ÷ø è ® 0. (12.4) В схеме инвертирующего включения выходное сопротивление составляет доли Ом. уменьшается. При увеличении Рассматриваемую глубины схему ООС выходное (рис.12.2) нельзя сопротивление нагружать на низкоомную нагрузку: поскольку выходной ток неограниченно возрастает ОУ выйдет из строя. Минимальная величина нагрузки, на которую допустимо нагружать такую схему составляет » 1,2 кОм и является справочным параметром. Для уменьшения влияния напряжения дрейфа используют схемы установки нулевого уровня (рис.12.3). Рис.12.3. Принципиальная схема инвертирующего включения ОУ с установкой нулевого уровня 122 123 Неинвертирующее включение ОУ (рис.12.4). Rос I R1 Uвх b - a + R3 Рис.12.4. Принципиальная схема не инвертирующего включения ОУ. Напряжение на выходе в такой схеме включения ОУ: æ R ö U вых = IR1 + IR2 = U a çç1 + 2 ÷÷ . R1 ø è (12.5) Таким образом, коэффициент усиления усилителя: K+ = 1 + R2 R1 (12.6) Входное сопротивление схемы равно R3. Выходное сопротивление схемы: Rвых ус » Rвых ОУ æ K ОУ ö ç ÷ K +ø è (12.7) Важным частным случаем такого включения ОУ является схема повторителя напряжения ( R2 = 0 ) (рис.12.5). R1 Uвх b - a + R3 Рис.12.5. Повторитель напряжения на ОУ 123 124 Дифференциальное включение ОУ. Схема дифференциального включения ОУ приведена на рис.12.6. Rос Uс1 Uс2 R1 R2 UВых R3 Рис.12.6. Дифференциальное включение ОУ Для дифференциального усилителя принципиальным условием работы схемы является идентичность обоих каналов усиления. Чтобы обеспечить равенство коэффициентов усиления обоих каналов схемы необходимо выполнение условия: Rос R3 = R1 R2 (12.8) В этом случае для инвертирующего входа входное сопротивление равно R1 , для не инвертирующего входа – R2 + R3 . Для устранения этого недостатка сигнал на входы подают через повторители напряжения. Лекция 25. Схемы линейной обработки сигналов в аналоговых вычислительных устройствах Сумматоры на ОУ. Рис.12.7. Схема инвертирующего сумматора на ОУ При анализе работы схемы будем пренебрегать входными токами ОУ. Тогда: 124 125 U вых = - I å R ос . (12.10) Согласно первому закону Кирхгофа I å = I1 + I 2 . Поскольку потенциалы в точках a и b равны: I1 = U c1 U ; I 2 = c2 . R1 R2 (12.11) Следовательно, n U U вых = - Rос å i . i =1 Ri (12.12) Таким образом, выходное напряжение будет пропорционально сумме входных напряжений. Чтобы веса в этой сумме были одинаковы для всех входных сигналов следует выбирать равными сопротивления Ri . В некоторых схемах специально выбирают веса разными с тем, чтобы определить важность поступающей информации по какому-либо каналу. Для того чтобы получить положительный коэффициент используют неинвертирующий сумматор: Рис.12.8. Принципиальная схема неинвертирующего сумматора на ОУ Следует отметить, что в такой схеме развязка между входами хуже, чем в предыдущей схеме. Для увеличения развязки необходимо увеличивать сопротивление R0 , чтобы уменьшить токи I i . 125 126 Для получения коэффициента суммирования как со знаком «+», так и со знаком «–» обе схемы сумматоров объединяют: Рис.12.9. Принципиальная схема полного сумматора на ОУ Дифференциаторы на ОУ Рис.12.10. Принципиальная схема идеального дифференциатора на ОУ Ток через емкость определяется выражением: ic = C dU вх dt (12.13) Если предположить, что ОУ является идеальным, то I R = ic . Поскольку: U вых = - I R Rос , то выходное напряжение оказывается (12.14) пропорционально первой производной от входного сигнала: U вых = -ic R = - RC dU вх dt (12.15) 126 127 Приведенная на рис.12.10 схема будет работать не во всем частотном диапазоне: при увеличении частоты сопротивление емкости C стремиться к нулю, а, следовательно, коэффициент усиления бесконечно возрастает. Для того чтобы схема работала устойчиво необходимо снизить коэффициент усиления за пределами рабочей полосы частот. Рис.12.11. Принципиальная схема реального дифференциатора на ОУ Емкость C доп выбирается таким образом, чтобы участок характеристики со спадом 6 дБ/октава начинался на частоте более высокой, чем верхняя граничная частота дифференцируемого сигнала: f2 = 1 . 2pRC доп (12.16) Сопротивление Rдоп ограничивает коэффициент усиления на высоких частотах, обеспечивает динамическую устойчивость и снижает входной емкостной ток схемы, «отбираемый» от источника сигнала. Наличие в схеме сопротивления Rдоп приводит к прекращению дифференцирования на частотах, больших f1 : f1 = 1 . 2pCRдоп (12.17) Выходное напряжение схемы рис.14.11 имеет: U вых = - RC dU вх . dt (12.18) 127 128 Интеграторы на ОУ K f Рабочий диапазон Рис.12.12. Принципиальная схема идеального интегратора на ОУ и его АЧХ Выходное напряжение схемы оказывается пропорциональным входному интегралу входного напряжения: t U Вых 1 =U Вх ( t ) dt + U c ( 0 ) , RC ò0 (12.19) где U c (0 ) – начальное напряжение на емкости, то есть постоянная интегрирования. Для того чтобы в начальный момент времени обеспечить равенство U c ( 0 ) = 0 необходимо разрядить остаточное напряжение на емкости через ключ S. Контрольные вопросы 57) Чем определяется входное сопротивление в неинвертирующей схеме включения операционного усилителя (рис.12.4)? а) Собственным входным сопротивлением реального ОУ. б) Параллельным соединением собственного входного сопротивления ОУ и сопротивления R1 . в) Сопротивлением R1 . 58) Почему точка б (рис.12.4) называется виртуальной землей? а) в этой точке потенциал равен нулю б) в этой точке потенциал совпадает с потенциалом в точке б в) для определенности. 59) Что означает знак «минус» в выражении для коэффициента усиления для инвертирующей схемы включения операционного усилителя? а) отрицательное значение коэффициента усиления б) отрицательное значение сопротивления в цепи обратной связи в) сдвиг фаз между входным и выходным сигналом составляет 1800 128 129 60) На основании какой схемы можно реализовать операцию вычитания? а) сумматора на ОУ, включенного по инвертирующей схеме б) сумматора на ОУ, включенного по неинвертирующей схеме в) дифференциальной схеме включения ОУ. 61) Какие дополнительные элементы следует включить в схему идеального дифференциатора для того, чтобы эту схему можно было реализовать на практике? а) последовательно входной емкости необходимо включить сопротивление; б) параллельно сопротивлению в цепи обратной связи необходимо включить емкость; в) первый и второй варианты ответов правильные. 129