Преобразовательная техника

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Политехнический институт Сибирского федерального университета ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА Конспект лекций Красноярск 2007 УДК 621.314.2 Преобразовательная техника. Конспект лекций/ Сост.: А. А. Лопатин. Красноярск: ИПЦ ПИ СФУ, 2007. 144 с. Изложены принципы преобразования электрической энергии в базовых схемах выпрямления, инвертирования, преобразования частоты и напряжения. Предназначен для проведения лекционных занятий по курсу «Преобразовательная техника» для студентов, обучающихся по специальности 140604.65 – «Электропривод и автоматика промышленных установок и технологических комплексов», а также студентов других специальностей изучающих данную или смежные дисциплины. Печатается по решению Редакционно-издательского совета университета УДК 621.314.2 © ПИ СФУ, 2007 2 1 МОДУЛЬ 1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА 1.1 Введение. Объем и содержание курса Дисциплина «Преобразовательная техника» предназначена для изучения силовых электронных усилительно - преобразовательных устройств. В электроэнергетике существуют источники постоянного и переменного тока. Подавляющая часть электрической энергии для сетей общего пользования вырабатывается трехфазными синхронными генераторами со стандартным уровнем напряжения и частоты. В автономных системах электроснабжения для производства электрической энергии используют асинхронные генераторы, а в отдельных случаях - специальные электрические машины, как правило, с повышенной частотой (400, 800, 1200 Гц и выше). К первичным источникам электроэнергии постоянного тока относятся генераторы, аккумуляторы, солнечные и тепловые элементы, МГДгенераторы. В соответствии с двумя видами источников существуют и два вида потребителей переменного тока (одно и многофазные) и потребители постоянного или пульсирующего однонаправленного тока. Для наиболее эффективного использования электрической энергии, генерируемой с постоянными параметрами, различные потребители требуют использования электрической энергии с нестандартными параметрами: частотой, регулируемым напряжением, другим числом фаз, нежели в источнике энергии, Поэтому необходимы преобразователи электроэнергии между источником и потребителем. В развитых странах сегодня примерно 40 % вырабатываемой электроэнергии перед использованием подвергаются преобразованию. Преобразовательная техника является сегодня электротехнической отраслью, продукция которой жизненно необходима всем другим электротехническим и электроэнергетическим отраслям промышленности. Объем годового потребления в мире равен (8 − 12) ⋅ 1012 кВт ч. Ежегодные затраты на производство электроэнергии составляют 400...500 млрд долл., причем из них 72...78 млрд долл. приходятся на прямые потери генерирующих, передающих и потребляющих объектов. 3 Основными потребителями электроэнергии сегодня являются электроприводы различного назначения (51%), освещение (19%), нагрев/охлаждение (16%), телекоммуникации (14%). При этом менее 25% энергии используются оптимально для совершения требуемой работы. Минимизация потерь достигается применением высокоэффективных методов управляемого преобразования электроэнергии сети в энергию управления объектом. В основе большинства таких методов лежит использование высокоэффективных преобразователей электрической энергии. Так, например, промышленный электропривод, управляемый с помощью полупроводникового преобразователя электрической энергии, экономит до 40% электроэнергии по сравнению с нерегулируемым электроприводом. В настоящее время доля регулируемых электроприводов в мировых технологиях не превышает 40%. В связи с чем, развитие преобразовательной техники и расширение ее использования является актуальной задачей. Курс разбит на два модуля: преобразователи постоянного тока, преобразователи переменного тока. Для изучения тем первого модуля отводится шестой семестр, в течение которого проводится семнадцать лекций (34 часа), семнадцать лабораторных занятий (34 часа) и двадцать часов отводится на самостоятельную подготовку. На лекциях рассматривается двенадцать разделов (гл. 1.2 – 1.13), на лабораторных занятиях проводится восемь лабораторных работ, а за время самостоятельной подготовки дополнительно изучается восемь разделов посвященные характеристикам, устройству и принципам работы преобразователей постоянного тока. В конце шестого семестра проводится зачет. Для изучения тем второго модуля отводится седьмой семестр, в течение которого проводится восемь лекций (16 часов), семнадцать лабораторных занятий (34 часа) и десять часов отводится на самостоятельную подготовку. На лекциях рассматривается четыре раздела (гл. 2.1 – 2.4), на лабораторных занятиях проводится четыре лабораторных работы, а за время самостоятельной подготовки дополнительно изучается четыре раздела посвященные характеристикам, устройству и принципам работы преобразователей переменного тока. В конце седьмого семестра проводится экзамен. По материалам шестого семестра в седьмом семестре выполняется курсовой проект, для выполнения которого отводится 34 часа самостоятельной работы. Выполнение курсового проекта заключается в проектировании реверсивного тиристорного преобразователя постоянного тока. Курсовой проект включает в се- 4 бя расчет и выбор элементов преобразователя, построение регулировочных, внешних и мощностных характеристик. Основная литература: 1. Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2003. 2. Забродин Ю.С. Промышленная электроника. - М.: Высшая Шк., 1982. 3. Горбачев Н.Г., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. - М.: Энергоатомиздат, 1988. 4. Ковалева Ф. И. Полупроводниковые выпрямители. – М.: Энергия, 1978. 5. Электронные устройства. Методические указания по лабораторным работам 1, 2 / Сост. Л. Г. Агаханов, А. П. Образцов, В. М. Скрипников. Красноярск: КрПИ, 1990. 36 с. 6. Электронные и преобразовательные устройства: Контрольные задания и метод. Указания для студентов электротехнических специальностей всех форм обучения / Сост. В.М. Бычков, С.Р. Залялеев, А.В. Казанцев и др. Красноярск: КГТУ, 1997. 24 с. 7. Исследование выпрямителей и инверторов на ЭВМ: Метод. указания по лабораторным и курсовым работам для студентов электротехнических специальностей / Сост. А.В. Казанцев, В. М. Скрипников, А. П. Образцов. Красноярск: ИПЦ КГТУ, 2002. 44 с. 8. Преобразовательная техника: Метод. указания по лабораторным работам для студентов электромеханического факультета / Сост. А.В. Казанцев, А. П. Образцов, В. М. Скрипников. Красноярск: КГТУ, 1998; КГТУ. 39 с. 9. Проектирование тиристорных преобразователей постоянного тока: Метод. указания по курсовому проектированию для студентов ЭМФ / Сост. А. П. Образцов, В. М. Скрипников. Красноярск: КГТУ, 1999. КГТУ. 87 с. Дополнительная литература: 1. Справочник по преобразовательной технике. Под ред. И. М. Чиженко. – Киев: Техника, 1978. 2. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Преобразовательная техника. - М.: Высшая шк., 1980. 5 3. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г. С. Найвельт, К. Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др.; Под ред. Г. С. Найвельта. М., 1986. 4. Глух Е. М., Зеленов В. Е. Защита полупроводниковых преобразователей. – М.: Энергия, 1978. 1.2 Однофазные неуправляемые выпрямители Производство и распределение электрической энергии в основном осуществляется на переменном токе, однако 25-30% производимой энергии используется на постоянном токе. Необходимость выпрямления тока на практике возникает: в электроприводе постоянного тока, системах возбуждения машин, химической промышленности, системах управления и регулирования, электротяге, и т.д. Для преобразования переменного тока в постоянный ток применяются вентильные установки, состоящие из компонентов: - силового согласующего трансформатора, с помощью которого получают необходимое число фаз и величину выпрямленного напряжения; - электрических вентилей (диоды, тиристоры, транзисторы); - сглаживающих фильтров, уменьшающих амплитуды высших гармоник выпрямленного тока; - схем защиты и сигнализации. Основным элементом схем выпрямления является диод (вентиль). Диодом называется нелинейный элемент, обладающий весьма малым сопротивлением при протекании тока в прямом направлении по сравнению с сопротивлением при протекании тока в обратном направлении. В настоящее время наибольшее распространение получили полупроводниковые диоды. Их свойства определяются PN-переходом – контактом двух областей полупроводникового материала с различными типами проводимости: электронной и дырочной. Вольтамперная характеристика (ВАХ), зависимость тока от напряжения, полупроводникового диода, например Д229Б, изображена на рисунке 1.2.1. 6 Рис. 1.2.1. Основными параметрами диодов являются максимальный ток I пр. max и допустимое значение обратного напряжения U обр. max . Номинальный ток указывается как среднее значение прямого тока. При протекании через диод прямого тока, равного номинальному, падение напряжения на нем для германиевых диодов составляет примерно 0.4 В, а для кремневых 0.8 В. Приложенное к диоду обратное напряжение приводит к протеканию обратного тока величиной от нескольких микроампер до нескольких миллиампер. В маломощных выпрямителях при расчете необходимо учитывать активные сопротивления элементов, прямое падение напряжения на вентилях и их обратный ток. 1.2.1 Однофазный однополупериодный выпрямитель Однополупериодная схема выпрямления содержит один диод, рисунок 1.2.2. Вход схемы подключается к вторичной обмотке трансформатора, а к выходным клеммам схемы подключается нагрузка. Напряжение на входе схемы выпрямления синусоидальное: U 2 (t ) = U 2 m sin (ωt ) , Рис. 1.2.2. где U 2 - действующее значение напряжения 7 вторичной обмотки трансформатора; U 2 m - амплитудное значение напряжение вторичной обмотки трансформатора; ω = 2πf - круговая частота сети, где f - частота сети. При положительном значении напряжения на аноде диода относительно катода во вторичной цепи трансформатора будет протекать ток, являющийся для диода прямым. При отрицательном напряжении на аноде относительно катода к диоду будет приложено обратное напряжение, а ток в цепи будет равен обратному току диода, рисунок 1.2.3. Рис. 1.2.3. Мгновенное значение выпрямленного тока описывается: i = i = U 2 m sin (ωt ) (Rd + Ra ) , 0 < ωt < π ;  d 2  id = i2 =i обр ≈ 0 , π < ωt < 2π ;  8 где id , i2 , iобр - мгновенные значения выпрямленного тока, тока вторичной обмотки, и обратного тока диода; Rd - сопротивление нагрузки; Ra - сопротивление анодной цепи, включающее, активное сопротивление обмоток трансформатора, сопротивление проводов и диода. Мгновенное значение выпрямленного напряжения в любой момент времени меньше мгновенного значения напряжения вторичной обмотки трансформатора, так как часть напряжения теряется на сопротивлении Ra . Среднее значение выпрямленного напряжения: Ud = где ηa = U dm Rd π π 1 1 2U 2ηa U dm sin (ωt )dωt = U 2mη a sin (ωt )dωt = ≈ 0.45U 2η a , ∫ ∫ 2π 0 2π 0 π - амплитудное значение выпрямленного напряжения; ( Rd + Ra ) - коэффициент анодной цепи. Среднее значение выпрямленного тока в этой схеме равное среднему значению тока диода: I d = I vср = где I dm = I vm = U 2m (Ra + Rd ) Ud Rd = I dm π , - амплитудное значение выпрямленного тока (тока диода). Максимальное обратное напряжение на диоде достигает амплитудного значения напряжения вторичной обмотки трансформатора: U обр. m = U 2m = Ud π . ηa При расчете выпрямителя заданным параметром являются значения постоянного напряжения и сопротивления нагрузки. Диод выбирается по среднему значению тока диода, амплитудному значению тока диода и максимальному обратному напряжению. Согласно полученным выражениям ди- 9 од должен выдерживать амплитудные значения тока и обратного напряжения как минимум в π раз превышающие средние значения тока и напряжения нагрузки. Основная гармоника переменной составляющей выпрямленного напряжения и тока имеет частоту равную частоте сети. Для удобства вычисления амплитуды основной гармоники пульсаций выберем начало координат в точке, где напряжение имеет максимальное значение. Тогда мгновенное значение U d в диапазоне − π ≤ ωt ≤ π можно представить как косинусои2 2 дальную функцию: u d =U dmcos(ωt ) . Так как эта функция четная, то при разложении ее в ряд Фурье останутся только косинусоидальные члены. Амплитуда первой гармоники напряжения: U (1)m = 1 π π 2 π 2 U 2 ∫πud cos(ωt )dωt = 2 π ∫ U dm cos (ωt )dωt = dm 2 − = Udπ . 2 2 Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой гармонике: U K п (1)= (1)m Ud =π . 2 Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора: π Idπ 1 I dm 2 2 ( ) I2 = I sin ω t d ω t = = . dm 2 2π ∫0 2 Действующее значение напряжения вторичной обмотки: 10 U2 = U 2m 2 = Udπ U ≈ 2.22 d . ηa 2η a Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора: π 2 I dU d P S2 = U 2 ⋅ I 2 = ≈ 3.49 d , ηa 2 2η a где Pd = U d ⋅I d - мощность, отдаваемая в нагрузку. Мгновенное значение тока первичной обмотки определяется из уравнения магнитного равновесия трансформатора: i1 = − w2 (i2 − I d ) = −n ⋅ id , w1 где w1 , w2 - число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора; n = w2 w1 - коэффициент трансформации. Из последнего выражения следует, что временная диаграмма первичного тока трансформатора подобна диаграмме вторичного тока, если исключить из него постоянную составляющую I d . Действующее значение тока первичной обмотки: I1 = 2π 1 2π 2 2 ∫ i1 dωt = n 2π 2π 2 ∫ (i2 − I d ) dωt = π2 −4 ⋅ nI d ≈ 1.21nI d . 2 Расчетная мощность первичной обмотки: U2 π 2 − 4 π π2 −4 P S1 = U1 ⋅ I1 = ⋅ ⋅ n ⋅ Id = ⋅U d ⋅ ⋅ I d ≈ 2.69 d . n 2 2 ηa 2η a Полная расчетная мощность трансформатора: 11 S тр = (S1 + S 2 ) = 3.09 Pd . 2 ηa Коэффициент использования трансформатора по мощности: K тр = Pd S тр ≈ 0.324η a . В сердечнике трансформатора за счет постоянной составляющей тока вторичной обмотки создается добавочный постоянный магнитный поток, насыщающий сердечник. Это явление называют вынужденным намагничиванием сердечника трансформатора. В результате насыщения намагничивающий ток трансформатора возрастает в несколько раз по сравнению с током в нормальном режиме работы. Это обуславливает увеличение сечения провода обмоток, массы и габаритов трансформатора. Однополупериодный выпрямитель применяется при выпрямленных токах до нескольких десятков миллиампер и в тех случаях, когда не требуется высокого качества выпрямленного напряжения. Схема характеризуется большими пульсациями выпрямленного напряжения, наличием вынужденного намагничивания сердечника трансформатора и высоким коэффициентом использования трансформатора. 1.2.2 Однофазный выпрямитель с выводом средней точки трансформатора Вторичная обмотка трансформатора относительно средней точки создает две э. д. с., равных по величине, но противоположенных по направлению, рисунок 1.2.4. Диоды VD 1, VD 2 пропускают ток поочередно. В течение первого полупериода положительный потенциал имеет анод диода VD 1, поэтому ток протекает через диод VD 1, нагрузку и подклюРис. 1.2.4. ченную к нему обмотку трансформатора. Во время второго полупериода положительный потенциал имеет анод диода VD2 и ток протекает через него подключенную к нему обмотку и нагрузку в том 12 же направлении, что и в первый полупериод, рисунок 1.2.5. Таким образом, ток через нагрузку протекает в течение обоих полупериодов, а каждая обмотка трансформатора проводит только один полупериод. В результате встречного направления м. д. с. постоянных составляющих токов вторичных обмоток в сердечнике трансформатора не возникает вынужденного намагничивания. Рис. 1.2.5. Среднее значение выпрямленного напряжения: π π 1 1 2 2U 2η a U d = ∫ U dm sin (ωt )dωt = ∫ U 2 mη a sin (ωt )dωt = ≈ 0.9U 2η a . π0 π0 π Среднее значение тока диода: 13 I vср = Id 2 = Ud 2I = dm . π 2 Rd Максимальное обратное напряжение на диоде достигает амплитудного значения суммы напряжений вторичных обмоток трансформатора: U обр. m = 2U 2 m = U dπ . ηa Основная гармоника переменной составляющей выпрямленного напряжения и тока имеет частоту в два раза больше частоты сети. Коэффициент пульсаций первой гармоники выпрямленного напряжения: K п(1)= 2 = 0.667 , (m ⋅ k )2 − 1 где m - количество пульсаций за период напряжения питающей сети, k - номер гармоники. Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора: S 2 = 2 ⋅ U 2 ⋅ I 2 ≈ 1.73 Pd . ηa Расчетная мощность первичной обмотки: S1 = U1 ⋅ I1 ≈ 1.23 Pd . ηa Во вторичной обмотке из-за наличия диодов ток несинусоидален, что обуславливает появление мощности искажения. В первичной обмотке ток синусоидален и мощности искажения нет, поэтому S2 > S1 . Полная расчетная мощность трансформатора меньше, чем у однофазного однополупериодного выпрямителя. 14 S тр = (S1 + S2 ) = 1.48 Pd 2 ηa Схема применяется в низковольтных схемах, при выпрямленных напряжениях единицы, десятки вольт из-за меньших, чем в мостовой схеме, потерь на диодах. Однако имеет в два раза большее обратное напряжение и худший, чем в мостовой схеме, которая будет рассматриваться ниже, коэффициент использования трансформатора. 1.2.3 Однофазный мостовой выпрямитель Однофазный мостовой выпрямитель состоит из двухобмоточного трансформатора и комплекта диодов Rd U2 U1 VD1, VD2, VD3, VD4, рисунок 1.2.6. Переменное напряжение подводится к одVD1 VD2 ной диагонали моста, а нагрузка подключается к другой его диагонали – Рис. 1.2.6. между точкой соединения катодов двух диодов, образующих катодную группу (VD3, VD4) и точкой соединения анодов двух диодов, образующих анодную группу (VD1, VD 2). Диоды проводят ток попарно, в любой момент времени в проводящем состоянии находится та пара диодов, у которой анод диода катодной группы имеет положительный потенциал, а катод диода анодной группы – отрицательный потенциал. Так, например, при положительной полуволне питающего напряжения ток нагрузки будет протекать через два диода VD1, VD4, при отрицательной полуволне питающего напряжения через диоды VD3, VD2.Из временных диаграмм, рисунок 1.2.7, видно, что ток в нагрузке протекает в течение обоих полупериодов переменного напряжения, а во вторичной обмотке трансформатора – дважды за период и при активной нагрузке имеет форму синусоиды. Ток в первичной обмотке также синусоидален. Среднее значение и качество выпрямленного напряжения однофазного мостового выпрямителя такие же, как у однофазного выпрямителя с выводом средней точки трансформатора. VD3 VD4 15 Рис. 1.2.7. Максимальное обратное напряжение на диоде равно амплитудному значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. U обр. m = U 2 m = Udπ . 2η a Поскольку и в первичной и во вторичной обмотке трансформатора протекает синусоидальный ток, отсутствует вынужденное намагничивание сердечника трансформатора. Расчетные мощности обмоток трансформатора и полная расчетная мощность трансформатора равны между собой: S тр = S1 = S 2 = 1.23 Pd . ηa Схема имеет лучший из рассмотренных однофазных схем выпрямления коэффициент использования трансформатора по мощности. Применяется при выпрямленных напряжениях от десятков до сотен вольт. 16 1.2.4 Работа выпрямителей на активно-индуктивную нагрузку Для сглаживания пульсаций выпрямленного тока на выходе выпрямителя часто устанавливают сглаживающие фильтры с дросселем во входной цепи с достаточно большой индуктивностью, рисунок 1.2.8. Кроме того, этот режим возникает при работе выпрямителя на обмотку электромагнита или двигателя постоянного тока. При работе однополупериодного выпрямителя вследствие влияния индуктивности ток нагрузки сглаживается: замедляется время его нарастания и спадания, смещается момент амплитудного значения. Рис. 1.2.8. Под действием тока поддерживаемого индуктивностью при смене полярности питающего напряжения увеличивается время проводящего состояния диода, рисунок 1.2.9. В момент окончания прохождения тока, диод Рис. 1.2.9. 17 закрывается и к нему резко прикладывается обратное напряжение. Напряжение на сопротивлении Rd по форме повторяет ток. В двухполупериодном выпрямителе с выводом средней точки трансформатора при работе на активно-индуктивную нагрузку, рисунок 1.2.10 ток I d не спадает до нуля при нулевых значениях напряжения U 2 . Ток в цепи с индуктивностью отстает по фазе от напряжения, поэтому максимумы тока I d и напряжения U d следуют с некоторой за- Рис. 1.2.10 держкой относительно максимумов напряжения U 2 , рисунок 1.2.11. Рис. 1.2.11. 18 При увеличении индуктивности ее сглаживающее действие увеличивается и пульсации в кривой U d уменьшаются, однако, активное сопротивление сглаживающего дросселя увеличивает потери выпрямителя. Если предположить L → ∞ переменная составляющая U d будет полностью приложена к дросселю, а на нагрузке будет действовать только постоянная составляющая U d . Изменение формы кривой I d приводит к изменению кривых токов диодов, вторичной и первичной обмоток трансформатора. Кривая токов диодов при L → ∞ стремится к прямоугольной форме. Их амплитуда равна U I I d ≈ d , а среднее значение I a = d . Кривая тока первичной обмотки Rd 2 трансформатора приближается к двуполярной кривой прямоугольной формы I с амплитудой d . 2 Кривая обратного напряжения на диоде при активно-индуктивной нагрузке, как и при чисто активной нагрузке, определяется суммарным напряжением двух вторичных обмоток трансформатора. Амплитуда обратного напряжения также равна 2 (U 21 + U 22 ) . Работа на активно-индуктивную нагрузку является наиболее благоприятным режимом работы для выпрямителя. В этом случае по обмоткам трансформатора и через диоды протекает меньший по амплитуде ток. В результате чего уменьшается установочная мощность трансформатора и максимальный ток диодов. 1.2.5 Работа выпрямителей на активно-емкостную нагрузку VD3 U1 VD4 C U2 VD1 Rd VD2 Рис. 1.2.12. Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения параллельно нагрузке подключают конденсатор достаточно большой емкости. В этом слу- 19 чае режим работы выпрямителя изменяется. Диоды открываются по очереди в те моменты времени, когда положительная полуволна напряжения U2, приложенного к аноду диода, больше напряжения конденсатора. Половину времени, в течение которого протекает ток через диод принято называть углом отсечки θ . В те моменты времени, когда диоды закрыты, происходит разряд конденсатора на нагрузку. В результате кривая выпрямленного напряжения получается сглаженной. Рис. 1.2.13. Как правило, конденсатор подбирают таким образом, чтобы диоды находились в открытом состоянии примерно одну треть от времени закрытого состояния. В связи с чем, амплитуда импульса тока через диоды и обмотки трансформатора в три, пять раз превышает ток через диоды при RL нагрузке. 20 Данный режим является наиболее тяжелым для выпрямителя, поскольку происходит перегрузка диодов и обмоток трансформатора по току. Особенно опасен момент включения выпрямителя, так как время первоначальной зарядки конденсатора затягивается и возникающий при этом импульс тока может вывести из строя полупроводниковые приборы. В однополупериодном выпрямителе работа на RC- нагрузку, кроме описанных особенностей, приводит к увеличению максимального обратного напряжения прикладываемого к вентилю, так как во время закрытого состояния к диоду прикладывается напряжение равное разности напряжения вторичной обмотки трансформатора и напряжения заряженного конденсатора. 1.2.6 Работа неуправляемого выпрямителя на нагрузку с противо - э. д. с. Работа выпрямителя на противо - э. д. с. в цепи нагрузки является самой частой моделью реальных нагрузок. Такими нагрузками, содержащими противо - э. д. с., являются: - якорная цепь машины постоянного тока, содержащая в схеме замещения кроме RL-параметров якорной обмотки еще и э. д. с. вращения Рис. 1.2.14. машины; - аккумуляторы, замещаемые источником э. д. с. с малым активным внутренним сопротивлением; - гальванические ванны в химическом и металлургическом производстве, имеющие встречную э. д. с. раствора или расплава; - электрические дуги сварки, газоразрядных приборов освещения, плазменных установок и т.п. Главной особенностью такого рода потребителей является наличие у них собственной э. д. с. E0 , которая направлена навстречу э. д. с. выпрямителя. В результате протекающий через нагрузку ток будет определяться разностью двух э. д. с. — э. д. с. выпрямителя и э. д. с. приемника. На рисунке 1.2.4 представлена схема мостового выпрямителя, нагруженного на нагрузку с противо - э. д. с. Сопротивление Rd в данном случае равно сумме сопротивления нагрузки и внутреннего сопротивления источни- 21 ка противо – э. д. с.. Мгновенный выпрямленный ток в цепи нагрузки определяется следующим уравнением: id = u d − E0 . Rd Очевидно, что ток через вентили схемы может проходить только в те части периода, когда мгновенное выпрямленное напряжение будет больше Рис. 1.2.15. E0 . В результате кривая выпрямленного тока будет иметь прерывистый характер. Максимальное обратное напряжение остается в этом режиме таким же, как и при работе схемы на чисто активную нагрузку без противо – э. д. с. 1.2.7 Внешние характеристики выпрямителей Внешняя характеристика выпрямителя представляет собой зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от среднего значения выпрямленного тока. На рисунке 1.2.16 приведены внешние характеристики двухполупериодного выпрямителя. 22 При чисто активной нагрузке наклон внешней характеристики с увеличением тока обусловлен потерями в проводящих проводах в активном сопротивлении обмоток трансформатора, падением напряжения на диодах и потерями в стали трансформатора. При активно-индуктивной нагрузке наклон внешней характеристики увеличивается, так как добавляются активные потери в обмотке сглаживающего дросселя. При активно-емкостной нагрузке характеристика начинается из точки U d = 2U 2 , так как на холостом ходу конденсатор заряжается до амплитудного значения входного напряжения. Характеристика имеет большой наклон и зависит от постоянной времени τ = Rd C . Рис. 1.2.16 При активно-индуктивно-емкостной нагрузке среднее значение тока при больших значения совпадает с характеристикой при активноиндуктивной нагрузке. В выпрямленном токе и напряжении присутствует переменная и постоянная составляющие, причем величина переменной составляющей выпрямленного тока в основном определяется величиной индуктивности сглаживающего дросселя. При уменьшении среднего значения тока нагрузки до величины I d крит. режим работы выпрямителя изменяется, ток в дросселе становится прерывистым и начинается процесс подзаряда конденсатора. Кривая внешней характеристики становится подобна кривой при активно-емкостной нагрузке. Изменение вида внешней характеристики необхо- 23 димо учитывать при проектировании выпрямителей, поскольку при уменьшении тока нагрузки меньше I d крит. происходит резкое увеличение выпрямленного напряжения, примерно в 1.5 раза, и маломощная нагрузка может этого не выдержать. Величина I d крит. составляет 7-10 % от номинального значения тока нагрузки, её можно уменьшить, увеличив величину индуктивности дросселя. При работе аппаратуры желательно схемотехнически избегать режим работы ниже I d крит. , на пример использовать балластное сопротивление. 1.3 Трехфазные неуправляемые выпрямители 1.3.1 Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом трансформатора Схема содержит трансформатор a вторичные обмотки, которого соедиA нена звездой. Первичные обмотки соVD2 единяют либо звездой, либо треугольb B ником. Выводы вторичных обмоток VD3 присоединяют к анодам трех диодов. c C Нагрузку подключают между нулевым выводом трансформатора и катодной Rd группой вентилей, рисунок 1.3.1. При рассмотрении принципа раРис. 1.3.1 боты схемы не учитываются индуктивности рассеяния обмоток трансформатора, считается, что коммутация токов осуществляется мгновенно. На рисунке 1.3.2, а показаны фазные напряжения u a , u b , u c вторичных VD1 обмоток трансформатора относительно нулевой точки. Одновременно в открытом состоянии находится только один диод, анод которого имеет более высокий потенциал, относительно потенциалов анодов двух других диодов, закрытых напряжением равным разности напряжения подключенной к ним фазы и фазы проводящего диода: - на интервале t1 – t2 открыт VD 1; - на интервале t2 – t3 открыт VD2; - на интервале t3 – t4 открыт VD3; - на интервале t4 – t5 открыт VD1. 24 U2 а) U2c U2b U2a ωt t1 t2 t3 t4 Ud б) ωt ia в) ωt ib г) ωt ic д) ωt ωt UVD1 Uac Uоб = 6 U2 =2,09Ud е) Uab Рис. 1.3.2 2π . Открытый 3 диод подключает напряжение соответствующей фазы к нагрузке. В результате на ней действует пульсирующее напряжение U d представляющее собой Интервал проводимости каждого диода составляет: φ = участки фазных напряжений, рисунок 1.3.2, б. При чисто активной нагрузке кривая выпрямленного тока повторяет кривую выпрямленного напряжения. Очередность открывания вентилей характеризуют кривые токов, рисунок 1.3.2, в, г, д. Среднее значение выпрямленного напряжения равно: 25 Ud = 1 π 3 2π 3 ∫ −π 3 2U 2 cos(ωt )dωt = 3 π  3 6 2U 2 sin   = U 2 ≈ 1.17U 2 . π  3  2π Среднее значение выпрямленного тока при активной нагрузке определяется аналогично: Id = 3 π  I dm sin   = 0.83I dm . π 3 Коэффициент пульсаций первой гармоники выпрямленного напряжения: K п (1) = 2 = 0.25 . (m ⋅ k ) 2 − 1 Частота пульсаций первой гармоники: f1 = k ⋅ m ⋅ f = 150 Гц. Среднее значение тока диода: I vср = 2I 2  π  Id = sin   . 3 π 3 На рисунке 1.3.2, е построена кривая обратного напряжения на диоде VD 1. Обратное напряжение представляет из себя разность потенциалов анода и катода диода. Изменение потенциала анода определяется фазным напряжением u a , а катода фазным напряжением ub , при проводящем диоде VD2 и фазным напряжением u c , при проводящем диоде VD3. Таким образом, обратное напряжение на диоде VD1 по существу состоит из участков линейных напряжений U ab и U ac . Максимальное значение обратного напряжения равно амплитуде линейного вторичного напряжения: 26 U обр = 2 3U 2 = 6U 2 = 2π U d = 2.09U d . 3 Ток вторичной обмотки трансформатора определяется соответствующим током диода, действующее значение этого тока: π I2 = 1 2π 3 2 2 ∫ I dm cos (ωt )dωt = I dm −π  2π  sin   1 3 +   = 0.484I dm = 0.583I d . 6 4π 3 Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора: S 2 = m2 ⋅ U 2 ⋅ I 2 = 3 ⋅ 1 U d ⋅ 0.583I d = 1.48Pd . 1.17 Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора: S1 = m1 ⋅ U1 ⋅ I1 = 1.22 Pd . Расчетная полная мощность трансформатора: S тр = S1 + S 2 = 1.35Pd . 2 Кривые токов диодов содержат постоянную составляющую, которая, протекая через вторичную обмотку трансформатора, создает в каждом из трех стержней однонаправленный поток вынужденного намагничивания трансформатора. Это явление не желательно, так как приводит к насыщению трансформатора, а значит к увеличению полной мощности трансформатора. Для устранения дополнительных потерь, вызванных переменной составляющей потока вынужденного намагничивания, первичные обмотки трансформатора соединяют треугольником. При этом расчетная полная мощность трансформатора не изменяется. Для устранения постоянной составляющей потока вынужденного намагничивания каждую вторичную обмотку расщепляют на две части и полученные шесть обмоток соединяют зигзагом. 27 Достоинство схемы – малое падение напряжения на диодах. Используется для получения невысоких напряжений (десятки, сотни вольт) при повышенных мощностях (от 500 Вт). Схема характеризуется плохим коэффициентом использования трансформатора, сравнительно большим обратным напряжением на диодах и наличием вынужденного намагничивания трансформатора. 1.3.2 Трехфазный мостовой выпрямитель Схема трехфазного мостового выпрямителя, рисунок 1.3.3, содерA B C жит выпрямительный мост из шести вентилей, разбитых на две группы. Первая группа катодная, состоит из диодов VD1, VD 3, VD 5, катоды которых соединены в одну точку, вторая VD4 VD1 группа анодная, включает в себя диоды VD2, VD4, VD6. Нагрузка подa ключается между точками соединеVD3 VD6 ния катодов и анодов вентилей. В схеме возможно применение трансb VD5 VD2 форматоров первичные и вторичные обмотки, которых могут быть соедиc нены как треугольником, так и звезRd дой. Схема может применяться и без трансформатора. Одновременно в Рис. 1.3.3 проводящем состоянии находятся два диода, один из катодной группы, напряжение анода которого имеет наибольшую величину относительно нулевого вывода трансформатора, второй из анодной группы с наименьшим напряжением катода. То есть, в любой момент времени в проводящем состоянии будут находиться те два накрест лежащих диода, между которыми действует наибольшее линейное напряжение. Из диаграмм, рисунок 1.3.4, а, б видно: - на интервале t1-t2 открыты диоды VD 1, VD6; - на интервале t2-t3 открыты диоды VD 1, VD2; - на интервале t3-t4 открыты диоды VD 3, VD2; 28 - на интервале t4-t5 открыты диоды VD 3, VD4; - на интервале t5-t6 открыты диоды VD 5, VD4; - на интервале t6-t7 открыты диоды VD 5, VD6. U2 U2b U 2a U 2c а) ωt t3 t1 t5 iVD3 i VD1 t7 i VD5 б) ωt i VD2 Ud i VD4 i VD6 в) ωt i2a г) ωt UVD1 ωt Uaс Uab Uоб = 6 U2 =1,045 Ud д) Рис. 1.3.4 Таким образом, интервал проводимости каждого вентиля составляет 2π π φ= , а интервал совместной работы двух вентилей равен . За период 3 3 напряжения питания происходит шесть переключений вентилей или тактов, в связи с чем её называют шеститактной, рисунок 1.3.4, в. Среднее значение выпрямленного напряжения находят по среднему значению выпрямленного 29 π . При работе на чисто активную на3 грузку среднее значение выпрямленного напряжения: напряжения за период проводимости Ud = 1 π 6 π 3 ∫ −π 2 3U 2 cos(ωt )dωt = 6 π  3 6 U 2 ≈ 2.34U 2 , 2 3U 2 sin   = π π 6 6 то есть, по сравнению с трехфазной схемой с нулевым выводом вдвое больше, что сокращает число витков вторичных обмоток трансформатора и снижает требования к изоляции. Среднее значение выпрямленного тока при активной нагрузке: Id = 6 π  I dm sin   = 0.96I dm . π 6 Коэффициент пульсаций первой гармоники выпрямленного напряжения: K п (1) = 2 = 0.057 . (m ⋅ k ) 2 − 1 Частота пульсаций первой гармоники: f 1 = k ⋅ m ⋅ f = 300 Гц. Среднее значение тока диода: I vср = Id . 3 При открытом состоянии двух вентилей выпрямительного моста другие четыре вентиля закрыты приложенным к ним обратным напряжением. Кривая обратного напряжения образуется так же, как и для трехфазной схемы с нулевым выводом, рисунок 1.3.4, д. Ее максимальная величина равна 30 амплитуде линейного напряжения. Однако так как среднее значение выпрямленного напряжения вдвое больше соотношение между выпрямленным и обратным напряжением в мостовой схеме более предпочтительно: U обр = 2 3U 2 = 6U 2 = π U d = 1.045U d . 3 Кривая тока вторичной обмотки трансформатора определяется токами двух вентилей, подключенных к одной фазе, рисунок 1.3.2, г. Вторичный ток является переменным с амплитудой тока I d и паузой между импульсами длительностью π , когда оба вентиля данной фазы закрыты. Постоянная со3 ставляющая во вторичном токе отсутствует, в связи с чем, в трехфазном мостовом выпрямителе нет вынужденно намагничивания сердечника трансформатора. Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора: π I2 = 6 2 2 I dm cos 2 (ωt )dωt = I dm ∫ π −π 6  2π  sin   1 6 +   = 0.78I dm = 0.817I d . 3 π Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора, равна расчетной мощности первичной обмотки и расчетной полной мощности трансформатора: S тр = S1 = S 2 = m2 ⋅ U 2 ⋅ I 2 = 3 ⋅ 1 U d ⋅ 0.817 I d = 1.045Pd . 2.34 Трехфазный мостовой выпрямитель, из всех рассмотренных выше, обладает наилучшим коэффициентом использования мощности трансформатора, наименьшим относительным обратным напряжением на диоде, высокой частотой и малой амплитудой пульсации выпрямленного напряжения. Схема находит наиболее широкое применение в выпрямителях большой мощности. 31 1.4 Однофазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом трансформатора Регулирование величины выходного напряжения выпрямителей может осуществляться трансформатором с отпайками на вторичной стороне или автотрансформатором. Или, например, введением подмагничиваемых постоянным током дросселей насыщения в первичной или вторичной обмотке трансформатора. Такие регуляторы напряжения при своей простоте имеют недостатки: низкий к.п.д., большую массу, габариты и стоимость. Значительно более широкое применение для регулирования напряжения на нагрузке получил фазовый способ, основанный на управлении во времени моментом отпирания тиристоров. Если во всех схемах выпрямления рассмотренных раньше выпрямительные диоды заменить на тиристоры и подавать на их управляющий электрод сигнал управления то получим схемы управляемых выпрямителей. Управляемые выпрямители выполняют сразу две функции: 1) преобразуют энергию переменного тока в энергию постоянного тока; 2) регулируют среднее значение выпрямленного напряжения от Ud0 до 0 при увеличении угла регулирования α. U d0 - значение выпрямленного напряжения при угле регулирования α=0, т.е. выходное напряжение неуправляемого выпрямителя. α – угол регулирования, соответствует моменту подачи отпирающего импульса на управляющий электрод тиристора, относительно катода и откладывается от точки естественной коммутации, т.е. от того момента, когда бы открылся диод в неуправляемой схеме. 1.4.1 Работа однофазного управляемого выпрямителя на активную нагрузку Принципиальная схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевым выводом трансформатора приведена на рисунке 1.4.1. 32 VS1 U1 + U21 Rd + U21 VS2 - СУ Рис. 1.4.1 Пусть на входе выпрямителя действует положительная полуволна напряжения сети, полярность напряжения указана на рисунке. На интервале 0 – t1 тиристоры VS 1, VS2 закрыты, напряжение на выходе выпрямителя Ud = 0, рисунок 1.4.2. К тиристорам прикладывается суммарное напряжение двух вторичных обмоток трансформатора (к VS1 – в прямом направлении, к VS2 – в обратном). Если сопротивления тиристоров в непроводящем состоянии считать одинаковыми, то на интервале 0 – t1 напряжение на тиристоре будет определятся величиной (U 21 + U 22)/2=U2. В момент времени t1 на управляющий электрод тиристора VS1 поступает отпирающий импульс. В результате к нагрузке подключается напряжение U 21. Через нагрузку протекает ток, в момент времени t2=π ток тиристора VS1 становится равным нулю и тиристор закрывается. На интервале t2 – t3 оба тиристора закрыты. В момент t3 подается отпирающий импульс на тиристор VS2. Отпирание этого тиристора подключает к нагрузке вторичное напряжение U22, при этом к тиристору VS1 подключается напряжение двух обмоток трансформатора равное 2U2. Максимальное обратное напряжение равно 2 2U 2 . В момент времени t4 в результате изменения полярности напряжения U22 закрывается тиристор VS2, в дальнейшем процессы повторяются. 33 U1 , i1 ωt t1 t2 t3 t4 UупрVS1 ωt UупрVS2 ωt Ud ωt i VS1 ωt i VS2 ωt U VS1 ωt Рис. 1.4.2 Ток первичной обмотки трансформатора связан со вторичными токами коэффициентом трансформации трансформатора и имеет паузы на интерва- 34 лах α. Его первая гармоника имеет фазовый сдвиг в сторону отставания относительно напряжения питания. Ud α=0 Ud=Ud0=0,9U2 ωt 60° ωt 120° ωt 180° Ud=0 ωt Рис. 1.4.3 При изменении угла α среднее значение выпрямленного напряжения Ud изменяется, при α = 0 Ud равно напряжению неуправляемо выпрямителя. При увеличении угла управления среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается, рисунок 1.4.3. Зависимость напряжения Ud от угла α называется регулировочной характеристикой управляемого выпрямителя, рисунок 1.4.4. Регулировочная характеристика при чисто активной нагрузке ( Lн = 0 ) определяется выражением: 35 U dα = Ud0 ⋅ (1 + cosα ) . 2 Рис. 1.4.4 Диапазон регулирования при чисто активной нагрузке для однофазных схем составляет 0 ≤ α ≤ π . 1.4.2 Влияние индуктивности в цепи нагрузки Наличие индуктивности в цепи нагрузки изменяет вид осциллограммы выпрямленного тока. После открывания тиристора ток плавно нарастает, что соответствует нарастанию энергии в индуктивности. При спадании тока эта энергия отдается обратно, в результате чего ток продолжает протекать через нагрузку после перехода напряжения питания через нуль, рисунок 1.4.5. Длительность интервала проводимости тиристоров возрастает, и они остаются в открытом состоянии в течении некоторого интервала после изменения полярности напряжений U 1, U 2 , в связи с чем в кривой выпрямленного напряжения появляются участки напряжения отрицательной полярности, которые уменьшают среднее значение выпрямленного напряжения. Длительность этих участков зависит от соотношения τ = Lн/Rн и увеличиваются с ростом этого соотношения. Увеличение длительности проводящего состояния тири- 36 сторов приводит к изменению вида кривой обратного напряжения. В кривой появляется участок прямого напряжения с амплитудой 2U2. При некотором значении τ ток Id приобретает непрерывный характер. Рис. 1.4.5. При чисто индуктивной нагрузке Lн → ∞ , рисунок 1.4.6 участки отрицательной полярности в кривой напряжения U d полностью заполняют интервалы α. Выпрямленный ток представляет из себя прямую линию. Токи тиристоров имеют вид прямоугольных импульсов. Среднее значение тока тиристора Ia = Id/2. Потребляемый ток i1 является переменным и имеет прямоугольную форму. Его первая гармоника сдвинута в сторону отставания на 37 U1 , i1 ωt Ud α ωt Id ωt i VS1 ωt i VS2 ωt U VS1 ωt Рис. 1.4.6 угол φ = α относительно напряжения питания. Кривая напряжения на тиристоре состоит из участков напряжения 2U 2. Максимальное обратное напряжение равно 2 2U 2 , при α≤90. Этому же значению равно и максимально 38 возможное прямое напряжение, при α≥90. Регулировочная характеристика при Lн → ∞ определяется выражением: U dα = U d 0 ⋅ cos α . Диапазон регулирования при Lн → ∞ для однофазных схем составляет 0 ≤ α ≤ π , рисунок 1.4.4. 2 1.5 Трехфазные управляемые выпрямители 1.5.1 Трехфазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом трансформатора Рис. 1.5.1. Схема получается путем замены диодов на тиристоры в схеме неуправляемого трехфазного выпрямителя с нулевым выводом, рисунок 1.5.1. При активной нагрузке можно выделить два характерных режима работы схемы: Режим непрерывного тока. Диапазон изменения угла управления 0 ≤ α ≤ π . Угол управления отсчитывается от точки естественной коммута6 ции, то есть от момента времени, в который бы открылся диод в неуправляемом трехфазном выпрямителе с нулевым выводом трансформатора, рисунок 1.5.2. 39 Рис. 1.5.2. Каждый тиристор проводит одну треть периода. Среднее значение выпрямленного напряжения: U dα = 1 2π π +α 3 3− ∫ π 3 2U 2 cos(ωt )dωt = U d 0 cos(α ) , +α где U d 0 = 1.17U 2 - среднее значение выпрямленного напряжения при угле управления α = 0 , определяется так же как для неуправляемого трехфазного выпрямителя с нулевым выводом. Режим прерывистого тока. Диапазон изменения угла управления: π < α < 5π . В кривой выпрямленного тока появляется паузы в течении ко6 6 торых мгновенное значение выпрямленного тока равно нулю, рисунок 1.5.2. В этом случае среднее значение выпрямленного напряжения: U dα 1 = 2π π 3 ∫ π 6 +α 2U 2 sin (ωt )dωt = [ ( )] U d0 1 + cos π + α . 6 3 40 Предельный угол управления при работе на чисто активную нагрузку равен 5π . 6 Максимальное обратное напряжение на вентиле, такое же, как в неуправляемой схеме: U обр.max = 6U 2 = 2.09U d . Максимальное прямое напряжение: U пр.max = 2U 2 sin (α ) . Рис. 1.5.3. При работе управляемого выпрямителя на активно-индуктивную при углах управления больше π в кривой выпрямленного напряжения появля6 ются интервалы отрицательного напряжения, рисунок 1.5.3. При увеличении индуктивности нагрузки площадь отрицательных участков увеличивается. При работе на нагрузку с L → ∞ площадь отрицательных участков стремится 41 к площади положительных участков выпрямленного напряжения. Максимальный угол управления при работе на чисто индуктивную нагрузку равен π . Среднее значение выпрямленного напряжения при работе на активно2 индуктивную нагрузку с непрерывным выпрямленным током: U dα = U d 0 cos(α ) . Среднее значение выпрямленного напряжения при работе на активноиндуктивную нагрузку в режиме прерывистого тока зависит от параметров нагрузки и в каждом конкретном случае описывается своим выражением. Рис. 1.5.4. На рисунке 1.5.4 приведены регулировочные характеристики трехфазного выпрямителя с нулевым выводом при работе на чисто активную и чисто индуктивную нагрузку. Регулировочная характеристика выпрямителя при работе на реальную активно-индуктивную характеристику будет располагаться между этих двух характеристик. 2.4.2 Трехфазный мостовой управляемый выпрямитель Схема получается путем замены диодов на тиристоры в трехфазном мостовом неуправляемом выпрямителе, рисунок 1.5.5. В любой момент времени в проводящем состоянии одновременно могут находиться те два тиристора, к которым приложено максимальное линейное напряжение. В резуль- 42 тате переключения вентилей к нагрузке попеременно подключаются шесть линейных напряжений. Угол управления отсчитывается от точки естественной коммутации, то есть от момента времени, в который бы открылся диод в неуправляемом трехфазном мостовом выпрямителе. Рис. 1.5.5. π переход одного 3 линейного напряжения на другое осуществляется в пределах положительной полярности линейных напряжений, поэтому форма кривой выпрямленного напряжения и его среднее значение одинаковы как при активной, так и при активно-индуктивной нагрузке, рисунки 1.5.6, 1.5.7. Среднее значение выпрямленного напряжения: При изменении угла управления в диапазоне 0 ≤ α ≤ U dα = π +α 6 1 2 3U 2 cos(ωt )dωt = U d 0 cos(α ) , где π π∫ 3 − +α 6 43 U d 0 = 2.34U 2 - среднее значение выпрямленного напряжения при угле управления α = 0 , определяется так же как для неуправляемого трехфазного мостового выпрямителя. Рис. 1.5.6. Максимальное обратное напряжение на вентиле, такое же, как в неуправляемой схеме: U обр.max = 6U 2 = 1.045U d . Максимальное прямое напряжение: U пр.max = 6U 2 sin (α ) . π при работе на активную 3 нагрузку в кривой выпрямленного тока появляются паузы, в течение которых При увеличении угла управления больше 44 мгновенное значение выпрямленного тока равно нулю. На рисуноке 1.5.6 изображены кривые фазных напряжений вторичной обмотки трансформатора и кривые выпрямленного напряжения для трех значений угла управления при активной нагрузке. Следует отметить, что для работы мостовой схемы необπ ходимо подавать на вентили управляющие импульсы шириной больше 3 или сдвоенные короткие импульсы. В случае использования одиночных имπ пульсов шириной меньше не обеспечивается работа выпрямителя в режи3 ме прерывистых токов. Среднее значение выпрямленного напряжения: π U dα 1  π  = 2 3U 2 sin (ωt )dωt = U d 0 1 + cos + α  . ∫ π π 3   3 +α 3 Предельный угол управления при работе на чисто активную нагрузку 2π . равен 3 При работе управляемого выпрямителя на активно-индуктивную при углах управления больше π в кривой выпрямленного напряжения появля3 ются интервалы отрицательного напряжения, рисунок 1.5.7. При увеличении индуктивности нагрузки площадь отрицательных участков увеличивается. При работе на нагрузку с L → ∞ площадь отрицательных участков стремится к площади положительных участков выпрямленного напряжения. Максимальный угол управления при работе на чисто индуктивную нагрузку равен π . Среднее значение выпрямленного напряжения при работе на активно2 индуктивную нагрузку с непрерывным выпрямленным током: U dα = U d 0 cos(α ) . Среднее значение выпрямленного напряжения при работе на активноиндуктивную нагрузку в режиме прерывистого тока зависит от параметров нагрузки и в каждом конкретном случае описывается своим выражением. 45 Рис. 1.5.7. Схема обладает наилучшими техническими показателями из всех рассмотренных управляемых выпрямителей, в связи с чем, получила преимущественное применение в системах электропривода средней и большой мощности. Недостатками схемы являются: большое число управляемых вентилей, сложная система управления. На рисунке 1.5.8 приведены регулировочные характеристики трехфазного мостового выпрямителя при работе на чисто активную и чисто индуктивную нагрузку. 46 Рис. 1.5.8. Регулировочная характеристика выпрямителя при работе на реальную активно-индуктивную характеристику будет располагаться между этих двух характеристик. 1.6 Выпрямители с несимметричным и ступенчатым регулированием выходного напряжения 1.6.1 Выпрямители с нулевым вентилем VS1 VS2 VS1 VS4 VS3 VS4 VS3 VS6 VS5 VS2 VD0 Rd Ld VD0 а) Rd Ld б) Рис. 1.6.1. 47 В однофазной мостовой схеме, рисунок 1.6.1, а, анодный ток через основные вентили VS1, VS4 проходит только до момента смены полярности вторичного напряжения, рисунок 1.6.2. Во время интервала угла регулирования α энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, замыкается через нулевой диод VD0. VD0 шунтирует нагрузку и на некоторое время разгружает выпрямитель и питающую сеть от тока нагрузки, при этом уменьшается действующие значение тока потребляемого из сети, и уменьшается отставание тока от приложенного напряжения в два раза, т. е. на угол α . 2 Рис. 1.6.2 48 В трехфазной схеме, рисунок 1.6.1, б, VD0 работает только при α > π . 3 В кривых выпрямленного напряжения U d, рассмотренных схем, в отличие от схем полностью управляемых выпрямителей, отрицательные участки не появляются, что значительно расширяет диапазон регулирования и увеличивает коэффициент мощности. Выпрямители с нулевым вентилем делают невозможным изменение направления мгновенной мощности, в связи, с чем применяется только в тех случаях, когда не требуются реверс напряжения на нагрузке и рекуперация энергии. 1.6.2 Полууправляемые выпрямители При замене части тиристоров диодами в схеме полностью управляемых мостовых выпрямителей получаются схемы несимметричных полууправляемых выпрямителей, в которых диоды служат только для выпрямления напряжения, а тиристоры для выпрямления и регулирования. Замена части тиристоров диодами удешевляет и упрощает выпрямитель, за счет удешевления вентильного блока и уменьшения количества каналов управления. На рисунке 1.6.3 показаны два варианта схемы однофазного мостового полууправляемого выпрямителя. Рис. 1.6.3. В первом варианте, рисунок 1.6.3, а, управляемые вентили катодной группы включаются с углом задержки α, а неуправляемые вентили анодной группы – в точках естественной коммутации. В результате этого на интерва- 49 ле, определяемом углом α, оказываются проводящими два последовательно включенных вентиля одного плеча (VS1, VD1 или VS2, VD2), что приводит к замыканию через них тока нагрузки и обесточиванию трансформатора аналогично замыканию тока нагрузки через нулевой вентиль в выпрямителе с нулевым вентилем. Соответственно, осциллограммы выпрямленного напряжения и зависимость входного коэффициента мощности от степени регулирования такие же в выпрямителе с нулевым вентилем. Особенностью этой схемы является невозможность отключения выпрямителя путем снятия управляющих импульсов при работе на активно-индуктивную нагрузку. Если снять импульсы управления в момент, когда проводил вентиль VS1, то при положительной полуволне вторичного напряжения ток будет протекать через вентили VS1 и VD2, а при отрицательной ток нагрузки будет замыкаться через VD 1 и VS1, выполняющие функции нулевого диода, рисунок 1.6.4. Таким образом, вентиль VS1 постоянно будет проводить ток и не сможет восстановить свои запирающие свойства. Для отключения такой схемы необходимо либо организовать перевод выпрямителя в режим прерывистого тока с помощью увеличения угла управления либо ввести в схему нулевой вентиль, который зашунтирует два последовательно включенных вентиля VS1, VD1, и обесточив, их даст возможность тиристору восстановить управляющие свойства. Рис. 1.6.4. 50 Указанный недостаток отсутствует во втором варианте однофазного мостового полууправляемого выпрямителя, рисунок 1.6.3, б. Так как одно плечо выполнено на диодах, на интервале работы этого плеча в режиме нулевого вентиля, тиристоры другого плеча успевают восстановить запирающие свойства и больше не включатся, если с них сняты импульсы управления. Недостатками этой схемы являются: неравномерность загрузки управляемых и неуправляемых вентилей, необходимость двух развязанных каналов управления. Рис. 1.6.5. Режим работы схемы трехфазного полууправляемого выпрямителя, рисунок 1.6.5, различен при α<60 и α>60 градусов. При α<60 схема не дает выигрыша в коэффициенте мощности по сравнению с полностью управляемой схемой, т.к. уменьшение отставания первичного тока от напряжения сопровождается ухудшением его формы, рисунок 1.6.6. При α>60 кривая выпрямленного напряжения имеет площадки нулевого напряжения, вследствие того, что во время этих интервалов два последовательных вентиля плеча выполняют функцию нулевого диода, рисунок 1.6.5. Что увеличивает коэффициент мощности даже больше чем в полностью управляемом трехфазном мостовом выпрямителе с нулевым венти- 51 лем. Во всем диапазоне изменения α среднее значение выпрямленного напряжения описывается одним выражением: U dα = U do ⋅ (1 + cosα ) . 2 Рис. 1.6.6. Существенными недостатками несимметричных трехфазных выпрямителей по сравнению с симметричными являются: в два раза меньшая частота пульсаций основной гармоники выпрямленного напряжения, невозможность отключения выпрямителя простым снятием управляющих импульсов, невозможность изменения полярности напряжения на нагрузке и рекуперации энергии. 2.5.3 Управляемые выпрямители со ступенчатым регулированием вторичного напряжения Если диапазон изменения напряжения на нагрузке меньше либо равен двум, то для уменьшения пульсаций и улучшения энергетических показателей выпрямителя применяют выпрямители со ступенчатым регулированием вторичного напряжения. Улучшение коэффициента мощности обеспечивается за счет перехода к меньшим значениям вторичного напряжения трансфор- 52 матора по мере снижения выпрямленного напряжения, что позволяет работать с меньшими углами. Рис. 1.6.7. При двух ступенях вторичного напряжения регулирование выпрямленного напряжения осуществляется в два этапа. В схеме однофазного двухполупериодного выпрямителя с нулевым выводом, рисунок 1.6.7, на первом этапе внутренние вентили VS1' , VS 2' включаются с углом α ' = 0 , а внешние вентили VS1, VS2 с регулируемым углом α = 0…180. Рис. 1.6.8. 53 На втором этапе вентили VS 1, VS2 не включаются, а дальнейшее снижение выпрямленного напряжения обеспечивается за счет регулирования углов включение тиристоров VS1' , VS 2' , рисунок 1.6.8, а. Увеличение числа отводов трансформатора позволяет улучшить коэффициент мощности в большом диапазоне изменения выпрямленного напряжения, однако это достигается за счет усложнения трансформатора и увеличения числа вентилей. Схема также позволяет уменьшить величину сглаживающего дросселя, обеспечивающего режим непрерывного тока. Рис. 1.6.9. Принцип работы трехфазных выпрямителей со ступенчатым регулированием вторичного напряжения, рисунок 1.6.9 аналогичен, рисунок 1.6.8, б. 1.7 Сглаживающие фильтры выпрямителей Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по условиям эксплуатации устройств питаемых от выпрямителя, на выходе выпрямителей устанавливают сглаживающие фильтры. Оценку сглаживающего действия фильтра производят по величине его коэффициента сглаживания. Коэффициент сглаживания фильтра по гармони- 54 ке пульсаций q принято считать отношение коэффициента пульсации на входе фильтра: K ′П ( q ) = U m′ ( q ) , U d′ к коэффициенту пульсаций на его выходе: K П (1) = U m (1) Ud . Обычно коэффициент пульсаций определяют по основной или низшей гармонике. Тогда коэффициент сглаживания: K сг (1) = λ ⋅ K ф , где λ = U d′ - коэффициент передачи постоянной составляющей напряжения; Ud U d′ , U d - постоянные составляющие напряжения на входе и выходе фильтра; Kф = U m′ (1) U m (1) - коэффициент фильтрации, учитывает уменьшение амплитуды пульсации основной гармоники на выходе фильтра; U m′ (1) , U m (1) - амплитуда пульсации основной гармоники на входе и выходе выпрямителя. Для фильтров выпрямителей большой мощности λ = 0.99 , для малой λ = 0.91 ÷ 0.95 . Для фильтров без потерь коэффициент сглаживания равен коэффициенту фильтрации. Малые потери и высокую эффективность сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения обеспечивают индуктивно-емкостные фильтры. 1.7.1 Г-образный фильтр Дроссель Г-образного фильтра, рисунок 1.7.1, сглаживает пульсации выпрямленного тока, переменная составляющая которого протекает через конденсатор, сглаживающий пульсации напряжения. Величины индуктив- 55 ности дросселя L и емкости конденсатора C определяют коэффициент фильтрации фильтра: K ф = mП2 ⋅ ω 2 ⋅ L ⋅ C − 1 , Рис. 1.7.1. (1.7.1) где m П – число пульсаций выпрямленного на- пряжения за период напряжения питающей сети; ω = 2 ⋅ π ⋅ f – круговая частота питающей сети; f - частота питающей сети. Значение индуктивности дросселя находится из условия непрерывности тока в нем: L> Rd , kT где kT = ω ⋅ mП ⋅ ( mП2 − 1) / 2 - коэффициент, зависящий от вида выпрямителя и частоты питающей сети. Емкость конденсатора определяют из выражения (1.7.1). Рис. 1.7.2. Для получения больших коэффициентов фильтрации применяют многозвенные LC фильтры, рисунок 1.7.2. Как правило, из технологических соображений однотипные элементы всех звеньев выбирают одинаковыми, при этом: LC = где n – число звеньев фильтра. n Kф mП2 ⋅ ω 2 , 56 Если основным критерием является минимальная стоимость фильтра то при Kф>50 следует применять двухзвенные, а при Kф>220 – трехзвенные фильтры. 1.7.2 Резонансные фильтры Резонансные фильтры обладают высокими коэффициентами фильтрации для определенных гармоник. Они основаны на явлениях резонанса токов – фильтры пробки и резонанса напряжений - режекторные фильтры. Резонансные фильтры имеют значительно меньшие массогабаритные показатели и более дешевы по сравнению с обычными LC фильтрами. Фильтры пробки, рисунок 1.7.3, включают вместо дросселя в LC фильтре. RL C Cp U’d Ud Rc Рис. 1.7.3 Коэффициент фильтрации такого фильтра для любой гармоники: Kф = q ⋅ mП ⋅ L ⋅ C , C р ⋅ ( RL + RC ) где q – номер гармоники; RL и RC – активные сопротивления, учитывающие потери в дросселе и конденсаторе резонансного контура. Применяя цепочку фильтров пробок, каждая из которых настроена в резонанс на определенную гармонику, осуществляют фильтрацию нескольких гармоник. Режекторные фильтры, рисунок 1.7.4, широко применяются для сглаживания пульсаций в мощных выпрямительных установках. Каждый из параллельно включенных резонанс контуров настраивается в резонанс на 57 L U’d L1 L2 C1 C2 R1 C0 Ud R2 Рис. 1.7.4 частоте определенной гармоники. При этом его сопротивление для данной гармоник оказывается чисто активным (например Z1=R1=RL1+RC1) и незначительным. Напряжение соответствующей гармоники на нагрузке практически отсутствует и прикладывается к дросселю L. Конденсатор C0 служит для фильтрации тех гармоник, для которых нет резонансных контуров. Коэффициент фильтрации режекторного фильтра Kф = q ⋅ mП ⋅ ω ⋅ L . ( RL + RC ) Недостатком резонансных фильтров являются необходимость индуктивной настройки каждого фильтра и снижение коэффициента фильтрации при изменении частоты источника питания. Кроме того, при изменениях тока нагрузки из-за изменения индуктивности дросселя неизбежна расстройка резонансного контура. 1.7.3 Фильтр с компенсацией переменной составляющей Фильтр с компенсационной обмоткой WK (рисунок 1.7.5) обеспечивает лучшее сглаживание пульсаций, чем обычные LC-фильтры. Обмотка W K создает ЭДС. частично компенсирующую напряжение пульсаций на конденсаторе. Эффект компенсации особенно заметен при больших токах нагрузки, когда трудно выполнить дроссель большой индуктивности. 58 L Wk Ud C Ud Рис. 1.7.5 Компенсационная обмотка позволяет уменьшить намагничивание дросселя, что равносильно увеличению магнитной проницаемости материала сердечника и индуктивности дросселя. Полной компенсации переменных составляющих напряжения получить не удается, так как практически нельзя добиться сдвига фаз между напряжениями в основной и компенсационных обмотках дросселя точно на 180°. 1.8 Процессы коммутации в выпрямителях, коэффициент мощности и КПД 1.8.1 Процессы коммутации в выпрямителях Коммутации представляют собой процесс переключения тока с одного вентиля на другой. Поскольку в трансформаторе и питающей сети имеется индуктивность рассеяния процесс коммутации протекает в течении некоторого промежутка времени. Это время является важной характеристикой выпрямителя с числом фаз больше двух и называется углом или периодом коммутации. Процессы коммутации оказывают значительное влияние на характеристики и форму выпрямленного напряжеРис. 1.8.1. ния. На схеме, рисунок 1.8.1, индуктивность рассеяния трансформатора учтена введением дросселя соответствующей индуктивности. На рисунке 1.8.2 представлены временные диаграммы работы схемы. В момент времени t1 вентиль VD1 должен был выключиться, но э. д. с. самоиндукции, вызванная индуктивным сопротивлением XL, препятствует 59 уменьшению тока через вентиль VD1, и ток будет уменьшаться не мгновенно, а в течение времени коммутации γ. В то же время должен был включиться тиристор VD2, но индуктивность рассеяния замедляет процесс нарастания тока. В результате на интервале коммутации ток распределяется между одновременно открытыми вентилями. Рис. 1.8.2. Выпрямленное напряжение в этом случае будет меньше, чем при γ = 0 и равно: Ud = Ud0 − Id ⋅ X L . 2π m 60 1.8.2 Коэффициент мощности выпрямителя При работе устройства от сети переменного тока важно знать характер потребляемой им мощности. Наиболее благоприятным режимом является потребление активной мощности. Это означает, что при синусоидальном напряжении сети потребляемый ток так же синусоидален и не имеет фазового сдвига относительно питающего напряжения. Однако в выпрямителях средней и большой мощности потребляемый ток не синусоидален, а его первая гармоника сдвинута относительно синусоиды напряжения сети. Наличие фазового сдвига свидетельствует о том, что выпрямитель потребляет от сети помимо активной мощности также реактивную мощность. Потребление реактивной мощности и наличие в кривой тока высших гармоник приводит к увеличению действительного значения тока сети и увеличению потерь при передаче энергии к выпрямительной установке. Это явление характеризуется коэффициентом мощности выпрямителя: KM = P1 , S1 где P1 = U 1 ⋅ I1 ⋅ cos ϕ – активная мощность, потребляемая выпрямителем. Если не учитывать потери энергии в выпрямителе, активная мощность равна мощности отдаваемой в нагрузку; S1 = U1 ⋅ I1 – полная мощность, потребляемая из сети. Так как I1 = I12(1) + I12(3) + ... + I12( q ) , значит S1 = U 1 I12(1) + I12( 3) + ... + I12( q ) , следовательно, коэффициент мощности: 61 Kм = I 1 * cos(ϕ ) I12(1) + I 12(3) + ... + I12( q ) = K cos(ϕ ) . cos(φ) – коэффициент сдвига первой гармоники тока. Угол сдвига φ зависит от угла регулирования α и угла коммутации γ. При индуктивной нагрузке γ стремящейся к бесконечности φ=α+γ/2, следовательно cos(ϕ ) = cos(α + ) ; 2 K – коэффициент искажений, зависит от схемы выпрямителя и характера нагрузки, так как от них зависят амплитуды и действующие значения гармоник в кривой тока I1. Без учета процессов коммутации для однофазных двухполупериодных выпрямителей: K= 2 2 ≈ 0.9 , π следовательно ϕ K м = 0.9 ⋅ cos(α + ) . 2 Для трехфазного мостового K= 3 ≈ 0.955 , π следовательно ϕ K м = 0.955 ⋅ cos(α + ) . 2 При одинаковых параметрах нагрузки и том же угле управления α коэффициент мощности на 5.5% выше у трехфазной мостовой схемы по сравнению с однофазными двухполупериодными схемами. Регулирование выпрямленного напряжения в сторону уменьшения приводит к уменьшению 62 коэффициента мощности, что сказывается на загрузке питающей сети реактивным током индуктивного характера. Для улучшения качества потребляемой из сети энергии принимают меры по компенсации отрицательного воздействия выпрямителей на питающую сеть. Для этого к сети питающей выпрямитель подключают генераторы реактивной мощности, например, синхронные компенсаторы или батареи конденсаторов. Применение сетевых фильтров исключающих из питающей сети высшие гармоники тока также благоприятно сказываются на повышении коэффициента мощности выпрямительной установки. 1.8.3 Коэффициент полезного действия Коэффициент полезного действия (КПД) характеризуется отношением активной мощности, отдаваемой в нагрузку, к полной активной мощности, потребляемой из сети: η= Pd , Pd + ∑ ∆P где ∆P - суммарная мощность потерь, включающая в себя потери в вентилях ∆Pв , силовом трансформаторе ∆Pтр , сглаживающем дросселе ∆Pдр , делителях напряжения и тока, если имеются, а также потери собственных нужд. Потери в вентилях ∆Pв складываются из потерь на переключение и потерь от протекания прямого тока. При работе на частоте 50 Гц потери на переключение можно не учитывать: ∆Pв = mв ⋅ ∆U a ⋅ I a , где mв - количество вентилей; ∆U a , ∆I a - падение напряжения на вентиле и средний ток через него. Потери в силовом трансформаторе складываются из потерь на перемагничивание сердечника трансформатора ∆Pc и активных потерь от протекания тока через обмотки ∆Pм : 63 ∆Pтр = ∆Pс + ∆Pм . Потери мощности в сглаживающем дросселе определяются главным образом активным сопротивление его обмотки: ∆Pд = I d2 ⋅ Rдр . Коэффициент выпрямительной установки часто представляют в виде произведения КПД трансформатора и КПД выпрямительной схемы: η = η тр ⋅η вс . КПД выпрямительной схемы примерно равен КПД используемых вентилей: η вс ≈ Ud . U d + ∆U a Падение напряжения на вентилях изменяется незначительно, поэтому с увеличением среднего значения выпрямленного напряжения оказывает меньшее влияние, чем КПД трансформатора. При небольших значениях выпрямленного напряжения большее влияние оказывает падение напряжения на вентилях, в связи с чем, рациональнее оказываются схемы с меньшим количеством вентилей в контуре протекания тока. 1.9 Системы управления вентильными преобразователями Системы управления предназначены для формирования управляющих импульсов определенной формы и длительности, распределения их по фазам и изменения момента подачи на управляющий электрод вентилей преобразователя. Требования, предъявляемые к системам управления, определяются типом вентилей, режимом работы (выпрямительный, инверторный) и характером нагрузки на которую он работает. Основный требования: 64 - достаточная для надежного отпирания вентиля амплитуда напряжения и тока управляющих импульсов; - крутизна фронта управляющих импульсов; - ширина диапазона регулирования, определяемая типом преобразователя, режимом работы и характером нагрузки. Системы управления, в которых управляющий сигнал имеет форму импульса фазу которого можно регулировать, называют системами импульсно-фазового управления (СИФУ). В зависимости от того в одном или нескольких каналах управления вырабатываются управляющие импульсы, различают одно и многоканальные системы управления, в зависимости от принципа изменения фазы управляющего импульса различают горизонтальные и вертикальные СИФУ. Системы управления также могут быть синхронными и асинхронными. При синхронном импульсно фазовом управлении угол смещения управляющего импульса отсчитывается от определенного значения фазы сети питающей преобразователь. Синхронное управление является на настоящий момент общепринятым. При асинхронном импульсно фазовом управлении угол подачи управляющего импульса не связан в явном виде с напряжением сети, т.е. не синхронизирован с сетью. Рис. 1.9.1. При горизонтальном управлении управляющие импульсы формируются в момент перехода синусоидального напряжения через ноль, а изменение его фазы обеспечивается изменением фазы синусоидального напряжения, т.е. смещение напряжения по горизонтали. Блок схема горизонтальной СИФУ показана на рисунке 1.9.1. Фазовращатель (ФВ) обеспечивает формирование переменного напряжения U фв, смещенного во времени на угол управления, относительно напряжения сети U с. Нуль орган (НО) выдает узкий импульс U фсу в момент перехода Uфв через ноль. Далее через гальваническую развязку (ГР) сигнал управления поступает на формирователь импульсов (ФИ), обес- 65 печивающий формирование отпирающего импульса U отп, необходимой для отпирания тиристора формы, амплитуды и длительности. 0o 180o Рис. 1.9.2. На рисунке 1.9.2 приведена схема и векторная диаграмма мостового фазовращателя. Изменение фазы выходного напряжения U cd от 0 до 180 эл. гр. осуществляется при помощи изменения сопротивления переменного резистора R. Рис. 1.9.3. При вертикальном управлении, рисунок 1.9.3, управляющие импульсы формируются в результате сравнения опорного Uоп (синусоидального, пилообразного, и т.д.) и управляющего напряжений Uупр. В момент равенства этих напряжений формируется импульс U фсу, рисунок 1.9.4. Генератор опорного напряжения (ГОН) совместно со схемой сравнения (СС) представляют собой фазосдвигающее устройство (ФСУ). С ФСУ импульс Uфсу через гальваническую развязку поступает на формирователь импульсов (ФИ), который формирует отпирающий импульс Uотп, необходимой для отпирания тиристора амплитуды и длительности. Фаза управляющего импульса изменяется путем изменения уровня управляющего напряжения. 66 Рис. 1.9.4. Для обеспечения высокой точности и помехозащищенности применяют цифровые системы управления, блок схема приведена на рисунке 1.9.5. В данном случае управляющий сигнал задается в виде кода фазы отпирающего импульса Yупр. Вместо опорного напряжения используется линейно увеличивающийся или уменьшающийся код счетчика (СЧ), на суммирующий или вычитающий вход которого поступают импульсы генератора (Г). В момент равенства кода счетчика и кода фазы отпирающего импульса компаратор (К) выдается импульс, который далее через гальваническую развязку поступает на формирователь импульсов. Рис. 1.9.5. 67 Требования к длительности импульса управления зависят от типа вентиля и режима его работы в преобразователе постоянного тока. Для тиристоров как правило применяют узкие импульсы управления специальной формы, рисунок 1.9.4. В трехфазной мостовой схеме возможно два вида импульπ сов управления: широкие - шириной больше и узкие - сдвоенные короткие 3 π импульсы разнесенные на . Длительность и амплитуда узкого импульса 3 подбирается из условия обеспечения нарастания тока за время отпирающего импульса до тока удержания. Длительность широкого импульса выбирают исходя из условия обеспечения режима прерывистых токов. Для транзисторов применяют широкие импульсы управления, задающие время открытого состояния. Для полностью управляемых тиристоров применяют два узких импульса: положительной полярности, задающий момент включения, и отрицательный, переводящий тиристор в закрытое состояние. Для разделения системы управления с низким уровнем напряжения и силовой схемы преобразователя с высоким уровнем напряжения, опасным для системы управления и человека применяют гальваническую развязку. Существует два вида гальванической развязки: трансформаторная и оптоэлектронная. Рис. 1.9.6. Передача узкого управляющего импульса легко реализуется при помощи высокочастотного импульсного трансформатора, рисунок 1.9.6, а. Для обеспечения крутого фронта при передаче широкого импульса управления через трансформатор, передачу широкого импульса заменяют передачей эквивалентной пачки узких импульсов, рисунок 1.9.6, б. 68 Оптоэлектронная развязка основана на использовании свойств оптрона, состоящего из светодиода, преобразующего электрический импульс в световой и фотодиода, преобразующего световой Рис. 1.9.7. импульс в электрический, рисунок 1.9.7. После оптрона для отпирания тиристора устанавливают формирователь управляющего импульса, не развязанный с силовой схемой либо вместо оптрона используют оптотиристор. 1.10 Выпрямители на полностью управляемых вентилях Рассмотренные управляемые выпрямители на вентилях с неполным управлением характеризуются тем, что вентили запираются прикладываемым обратным напряжением, что получило название естественной коммутации. Недостаток этих схем выпрямления заключается в том, что задержка включения вентилей на угол управления α приводит к потреблению из питающей сети реактивной мощности и снижению входного коэффициента мощности выпрямителя с ростом угла управления. Коммутация токов в схемах выпрямления на вентилях с полным управлением, способных включаться и выключаться от воздействие по цепи управления при наличие на вентиле прямого напряжения, называется принудительной коммутацией. 1.10.1 Выпрямители с опережающим фазовым регулированием A B C УСЭ Сф Сф Сф VT4 VT1 VT6 VT3 VT2 VT5 Rd Рис. 1.10.1. Ld 69 Схема трехфазного мостового выпрямителя на запираемых тиристорах, рисунок 1.10.1, дополнена устройством для сброса накопленной энергии (УСЭ) из индуктивностей рассеивания реального трансформатора. Очередной вентиль отпирается в момент подачи на него импульса управления с опережающим углом регулирования αоп относительно соответствующей точки естественной коммутации с одновременной подачей импульса управления на запирание проводящего вентиля, рисунок 1.10.2. Рис. 1.10.2. В результате, если не учитывать процессы коммутации, ток в выключаемом вентиле скачком упадет до нуля, а ток во включаемом вентиле скачком возрастет до тока нагрузки. В итоге входной ток выпрямителя будет опережать напряжение питающей сети на угол αоп, то есть выпрямитель будет не потреблять реактивную энергию, а генерирует реактивную мощность. Если включить два выпрямителя параллельно по входам и параллельно или последовательно по выходу. Одним из них управлять с углами α, а другим |αоп| = α, то такой составной выпрямитель не будет потреблять по входу реактивной 70 мощности, так как результирующий ток будет в фазе с напряжением питающей сети. 1.10.2 Выпрямитель с широтно-импульсным регулированием выпрямленного напряжения Отличается от рассмотренного выше выпрямителя алгоритмом управления вентилями. Формирование импульса напряжения на выходе выпрямителя обеспечивается включением, выключением соответствующей пары полностью управляемых вентилей, одного вентиля в катодной группе и одного в анодной, рисунок 1.10.3. Например, импульсы на интервалах t1-t2, t3-t4 формируется включением вентилей VT1 и VT2. Формирование нулевой паузы напряжения на выходе выпрямителя на интервале t2-t3 обеспечивается закрыванием по цепи управления тиристора VT2 с одновременным отпиранием другого тиристора работающего плеча схемы VT 4. При этом ток нагрузки, поддерживаемый накопленной энергией в сглаживающем реакторе с индуктивностью Ld, будет протекать через два проводящих вентиля одного плеча схемы VT 1 и VT4. Энергия, накопленная в индуктивностях рассеивания обмоток трансформатора, сбрасывается сначала в конденсаторы устройства сброса энергии, а из них частично обратно в сеть, частично в нагрузку выпрямителя. На интервалах замыкания тока нагрузки через вентили одного плеча моста выпрямитель оказывается отключенным от трансформатора, а значит, в обмотках трансформатора тока не будет. Таким образом, токи трансформатора также подвергаются широтно-импульсному регулированию. Рис. 1.10.3. 71 Рассмотренные временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя относятся к случаю, когда частота импульсов выходного напряжения выпрямителя в шесть раз превышает частоту сети. Для повышения быстроты регулирования выпрямленного напряжения и тока эта частота может быть увеличена в 2, 3, 4, … раз, тогда на интервале t1-t4 будет соответственно 4, 6, 8, … импульса. 1.10.3 Выпрямители с принудительным формированием кривой тока, потребляемого из питающей сети Во всех ранее рассмотренных схемах выпрямления коммутация тока в вентилях сопровождалась коммутацией токов в фазах входного трансформатора и в сети, что приводит к снижению качества тока по сравнению с токами линейных потребителей электрической энергии. Выпрямитель с принудительным формированием кривой потребляемого тока позволяет исправить нелинейность вентильного преобразователя по входу. Рис. 1.10.4. Схема содержит однофазный мостовой неуправляемый выпрямитель, накопительный реактор с индуктивностью Ld, транзистор VT, накопительный конденсатор C с разделительным диодом VD. При подаче на транзистор напряжения управления он переходит в проводящее состояние. При этом все выпрямленное напряжение диодного моста прикладывается к накопительному реактору, ток в нем нарастает. При выключении транзистора ток накопительного реактора через разделительный диод VD заряжает накопительный конденсатор C и питает цепь нагрузки. 72 Рис. 1.10.5. Моделируя соответствующим образом длительность проводящего состояния транзистора с частотой, во много превосходящей частоту сети, можно сформировать практически синусоидальные полуволны тока в накопительном реакторе Ld, синфазные с входным напряжением, рисунок 1.10.5. Тогда на входе выпрямителя получается практически синусоидальный ток, находящийся в фазе с напряжением сети. Данная схема получила широкое распространение для питания стабилизированным напряжением маломощных нагрузок. На Западе эта схема получила название корректора коэффициента мощности за свойство обеспечить входной коэффициент мощности практически равным единице. 1.11 Инверторы, ведомые сетью Инвертированием называется процесс преобразования энергии постоянного тока в энергию переменного тока. Инверторы, ведомые сетью, осуществляют такое преобразование с передачей энергии в сеть переменного тока, то есть решают задачу обратную выпрямителю. Ведомые сетью инверторы выполняются по тем же схемам, что и управляемые выпрямители. На рисунке 1.11.1 приведена схема однофазного двухполупериодного ведомого сетью инвертора со средней точкой. В качестве источника инвертируемой энергии принята машина постоянного тока, работающая в режиме генератора. Индуктивность Ld сглаживает выходной ток инвертора, а реактивные сопротивления Xa1, Xa2 учитывают индуктивности рассеяния обмоток трансформатора и индуктивности питающей сети. 73 U1 U21 Ld U22 Xa1 Xa2 VS1 VS2 + (-) Ed - (+) Рис. 1.11.1. Основные положения, отличающие режим инвертирования от режима выпрямления: При выпрямлении, рисунок 1.11.2, источником энергии является сеть переменного тока, поэтому при α = 0 кривая тока i1 потребляемого из сети, совпадает по фазе с напряжением питания. При Ld → ∞ X а1=Ха2=0 форма тока i1 близка к прямоугольной, тиристор VS1 отрывается при положительной полярности напряжения U21, а VS2 при положительной полярности напряжения U22. Машина постоянного тока работает в режиме двигателя с потреблением энергии от сети. К машине приложено напряжение Ud с полярностью показанной на схеме в скобках. Рис. 1.11.2. 74 При работе схемы в режиме инвертирования, рисунок 1.11.3, машина постоянного тока является генератором электрической энергии, а сеть переменного тока её потребителем. При тех же направлениях токов генераторному режиму работы машины будет соответствовать полярность Ud без скобок. Изменение полярности подключения машины к цепи постоянного тока является одним из условий перевода схемы в режим инвертирования. Показателем потребления энергии сетью служит фазовый сдвиг на 180 эл. гр. тока i1 относительно напряжения U 1. Это означает, что тиристоры схемы в режиме инвертирования должны находится в открытом состоянии при отрицательной полярности напряжений вторичных обмоток трансформатора: тиристор VS2 при отрицательной полярности напряжения U 22, а VS1 при отрицательной полярности напряжения U21. При таком режиме осуществляется поочередное подключение вторичных обмоток трансформатора через дроссель Ld к источнику постоянного тока. В этом случае достигается: 1) преобразование постоянного тока Id в переменный ток I1; 2) передача энергии в сеть. Такому режиму отпирания тиристоров при инвертировании соответствует значение угла управления α = π . Рис. 1.11.3 75 Запирание ранее проводившего тиристора при отпирании очередного в ведомом сетью инверторе осуществляется под действием обратного напряжения создаваемого напряжением сети со стороны вторичных обмоток трансформатора. К ранее проводившему тиристору прикладывается обратное напряжение равное сумме напряжений двух вторичных обмоток, но это будет только в том случае если в момент отпирания очередного тиристора на подключенной к нему обмотке будет действовать напряжение положительной полярности, то есть реальное значение угла управления α , при работе инвертора исходя из условия закрытия тиристора должно быть меньше π на некий угол β , рисунок 1.11.4. Если же очередной тиристор отпирать при α = π , то условия запирания ранее проводившего тиристора не будет выполняться, и он останется открытым создав короткое замыкание цепи с последовательно включенными вторичной обмоткой трансформатора и источником постоянного тока. Такое явление называется срывом инвертирования или прорывом инвертора. Рис. 1.11.4. 76 Угол β , отсчитываемый влево от точек естественного отпирания π , 2π и т.д. называется углом опережения открывания вентилей. С углом управления α он связан соотношением β = π − α . Таким образом, для перевода схемы из режима выпрямления в режим инвертирования необходимо: 1) подключить источник постоянного тока с полярностью обратной режиму выпрямления; 2) обеспечить протекание тока через тиристоры преимущественно при отрицательной полярности вторичных напряжений, отпирая их с углом опережения β . Рассмотренный способ перевода в режим инвертирования неединственный. При этом способе направление постоянного тока остается неизменным, изменяется только полярность постоянного напряжения. Если к зажимам источника постоянного тока подключить второй преобразователь, аналогичный первому, но с обратным направлением включения тиристоров. То в такой системе можно перейти к режиму инвертирования при изменении направления постоянного тока в машине постоянного тока при прежней полярности постоянного напряжения. При этом в то время когда первый преобразователь работает в режиме выпрямления, а машина постоянного тока в режиме двигателя второй преобразователь не работает. При переводе машины постоянного тока в режим генератора второй преобразователь начинает работать как инвертор, а первый выключается. Оба этих способа применяют в реверсивных преобразователях электропривода постоянного тока. 1.12 Реверсивные преобразователи постоянного тока Реверсивным называют преобразователь, обеспечивающий протекание тока нагрузки в обоих направлениях. На базе реверсивных преобразователей строят электроприводы постоянного тока, позволяющие управлять двигателем во всех четырех квадрантах. Возможно три способа управления скоростью двигателя постоянного тока: 1) изменением напряжения на статоре двигателя при постоянном напряжении возбуждения; 2) изменением напряжения возбуждения при постоянном напряжении на статоре; 3) изменением напряжения возбуждения и напряжения на статоре. При управлении по обмотке возбуждения требуется преобразователь меньшей мощности, однако, в этом случае электропривод обладает худшими динамическими свойствами. 77 A B C H B B H Рис. 1.12.1 Реверсивные преобразователи выполняют либо однокомплектными, либо двухкомплектными. Однокомплектные преобразователи содержат переключатель направления тока нагрузки при неизменном направлении выпрямленного тока преобразователя, рисунок 1.12.1. Рис. 1.12.2. Переключатель может быть как контактным, так и бесконтактным. Переключение производится при отсутствии тока. Основным достоинствами 78 однокомплектных преобразователей являются: простата, малые габариты и стоимость. Недостатки: большая длительность безтоковой паузы, быстрый износ контактов, трудности управления в некоторых режимах, ограниченное число переключений (до 600 в час), меньший КПД и надежность. Применяются в электроприводах малой и средней мощности (до 250кВт). В электроприводах средней и большой мощности применяют двухкомплектные преобразователи, в которых для каждого направления тока нагрузки используется отдельный комплект вентилей. Комплекты соединяют либо по перекрестной, рисунок 1.12.2, либо по встречно-параллельной схеме, рисунок 1.12.3. Вследствие более простой конструкции трансформатора, чаще применяется встречно-параллельная схема. Различают два вида управления тиристорными группами – совместное и раздельное. При раздельном управлении импульсы управления одновременно подаются только на один комплект преобразователя. При совместном управлении отпирающие импульсы подаются на тиристоры как одной, так и другой групп во всех режимах работы привода, задавая одной группе режим выпрямления, а другой – режим инвертирования. В зависимости от способа формирования углов управления тиристорными комплектами совместное управление разделяют на согласованное Рис. 1.12.3 и не согласованное. При совместном согласованном управлении углы отпирания тиристорных групп преобразователя связаны между собой условием: αI + αII = 180. Если тиристорная группа I работает в режиме выпрямления с углом управле- 79 ния αI, то для задания группе II режима инвертирования на нее необходимо подать угол опережения β II = 180 - αII, а так как αII = 180 - αI, то при совместном согласованном управлении получаем, что β II = αI. Допустим, пуску двигателя с прямым направлением вращения будет соответствовать работа группы I в выпрямительном режиме. Пусковой режим будет осуществляться путем уменьшения угла αI, проходя значения α1, α2, … , рисунок 1.12.4. Потребление энергии от сети через группу I будет продолжаться и при частоте вращения nном. При этом группа II будет находиться в готовности к осуществлению инверторного режима. Режим инвертирования через группу II наступает при торможении двигателя либо для перехода на более низкую частоту, либо для реверса. Торможение осуществляется увеличением угла αI, что вызывает перемещение рабочей точки привода в область характеристик квадранта II, так как частота вращения мгновенно измениться не может. В случае перехода на более низкую частоту вращения после торможения рабочая точка вновь возвращается в область характеристик квадранта I. При реверсе угол αI продолжают увеличивать до значения αI = β II = π 2 , после чего тиристорная группу I переходят в режим инвертирования, а группу II в режим выпрямления и осуществляют разгон с обратным направлением вращения двигателя в третьем квадранте. Рис. 1.12.4. 80 Реверсивный преобразователь с совместным управлением позволяет создать электропривод с высокими динамическими свойствами. Недостатком совместного управления является необходимость принятия мер по уменьшению так называемого уравнительного тока. Уравнительный ток возникает под действием уравнительного напряжения, создаваемого разностью мгновенных значений напряжений U dI, UdII двух тиристорных групп. Для уменьшения уравнительного тока в схему вводят насыщающиеся или ненасыщающиеся ограничительные реакторы. Если используются насыщающиеся реакторы рисунок 1.12.2, то два, относящиеся к группе участвующей в преобразовании энергии, под действием протекающего через них тока находятся в состоянии насыщения, например L1, L3. Два других L2, L4 при этом не насыщены и участвуют в ограничении уравнительного тока. При использовании ненасыщающихся реакторов в схеме оставляют только два из них L1, L4 или L2, L3. Для борьбы с уравнительным током также используют совместное несогласованное управление. При таком управлении αI ≠ β II и αI + αII > 180. В этом случае непрерывный уравнительный ток не может появиться т.к. нескомпенсированное постоянная составляющая напряжения подпирает тиристоры, но в этом случае ухудшается использование трансформатора и ухудшается коэффициент мощности преобразователя. Проблема уменьшения уравнительного тока полностью исключается в случае применения раздельного управления тиристорными группами преобразователя. Рассмотрим процесс реверса при раздельном управлении, рисунок 1.12.5. Допустим, группа I работает в выпрямительном режиме и вращает двигатель в прямом направлении. Импульсы управления на группу II не подаются, уравнительный ток отсутствует. Для реверсирования тока в момент t1 снимаем импульсы управления с тиристоров группы I, при этом ток нагрузки со скоростью определяемой индуктивностью нагрузки и сглаживающего дросселя спадает до нуля, момент t2. Спустя время паузы t2 - t3, достаточной для восстановления запирающих свойств тиристоров комплекта I, подаем отпирающие импульсы на комплект II с углом αII > 90. В силу инерционности двигателя с нагрузкой частота вращения за время t1 – t3, изменяется несущественно. В течении времени t3 – t4, комплект II работает в инвертоном режиме, источником энергии служит машина постоянного тока в генераторном режиме. При этом ток Id2 создает в машине тормозной момент, что приводит к быстрому снижению скорости. 81 Рис. 1.12.5. При t4 угол управления αII = 90, n = 0, E = 0, то есть двигатель останавливается. При дальнейшем уменьшении αII двигатель разгоняется в обратном направлении t5, при этом комплект II работает в выпрямительном режиме. Необходимость создания пауз в работе тиристорных групп (в аналоговых приводах примерно 5-10 мс, в цифровых 1-2 мс) приводит к ухудшения быстродействия приводов, тем не менее, вполне удовлетворяют требованиям промышленных электроприводов постоянного тока. Необходимыми элементами систем управления реверсивными преобразователями с раздельным управлением являются датчики тока, позволяющие точно зафиксировать спад тока нагрузки до нуля и логическое переключающее устройство (ЛПУ) осуществляющее переключение комплектов. 1.13 Аварийные режимы преобразователей постоянного тока Полупроводниковые диоды и тиристоры могут выйти из строя либо по причине электростатического пробоя, обусловленного высоким напряжением, либо по причине теплового пробоя из-за перегрева током. При этом, как правило, пробой полупроводникового вентиля приводит к возникновению аварии и протеканию больших токов в неповрежденных вентилях. 82 Аварии можно разделить на внешние и внутренние, рисунок 1.13.1. Внутренними авариями называют переходные режимы причиной возникновения, которых является неисправность элементов силовой схемы (I) преобразователя или нарушения в работе системы управления. Внешними авариями называют режимы работы, вызванные замыканиями в нагрузке или в питающей сети. К ним относятся короткие замыкания на шинах переменного (II) и постоянного (III) тока, недопустимая перегрузка или короткое замыкание у потребителя (IV), двухфазное (V) или однофазное опрокидывание инвертора (VI), которое также называют прорывом инвертора. Очень часто внешние аварии вызывают выход элементов силовой схемы из Рис. 1.13.1. строя и развитие внутренней аварии. Цепи преобразовательных устройств содержат, как правило, элементы с магнитопроводом. Нелинейную характеристику также имеют и полупроводниковые устройства. Обмотки трансформаторов, шинопроводы и сами полупроводниковые приборы имеют определенные распределенные емкости, которые трудно учесть в расчетах. Поэтому при расчетах аварийных режимов принимают следующие допущения: - все индуктивные и активные сопротивления схемы замещения линейны; - трехфазная системы сети симметрична, а э. д. с. синусоидальны и неизменны по амплитуде; - все диоды, за исключением поврежденных сохраняют свои вентильные свойства, тиристоры – управляемость; - намагничивающие токи трансформаторов и собственные емкости элементов малы и не учитываются; - влияние защитных цепей вентилей от перенапряжений не учитываются. 83 В качестве базисной величины во всех дальнейших расчетах будет использоваться амплитудное значение установившегося тока трехфазного короткого замыкания: Im = Em ф Ra2 + (ωLa ) 2 , где Emф – амплитудное значение фазной ЭДС; Ra2 , ωLa – суммарные активное и реактивное сопротивления одной фазы полной схемы замещения, приведенные к вторичной обмотке трансформатора. 2 ω  Ra = R1  2  + R2i1 ,  ω1  2 ω  La = L1s  2  + L2 s ;  ω1  L1s , L2 s – индуктивность рассеяния первичной и вторичной обмоток; R1 , R2 – активные сопротивления первичной и вторичной обмоток. 1.13.1 Внешнее короткое замыкание неуправляемого выпрямителя Рис. 1.13.2. 84 В общем случае между местом короткого замыкания (КЗ) и выводами выпрямителя остается сопротивление (сглаживающий дроссель, кабели и т.д.). Наибольшее значение аварийного тока будет при отсутствии остаточного сопротивления в контуре короткого замыкания Lк = 0 , Rк = 0 . Короткое замыкание разделяет схему на две части, токи в которых можно рассматривать независящими друг от друга, рисунок 1.13.2. Для расчета выпрямителя представляет интерес ток, поступающий к месту КЗ от сети переменного тока через вентили преобразователя. Пусть КЗ произошло в момент перехода э. д. с. фазы А через ноль, рисунок 1.13.3. Этот момент соответствует условию максимума аварийного тока. К моменту начала аварийного тока проводили ток вентили VD5 и VD6. Ток в цепи был равен Id. В момент КЗ вступает в работу вентиль VD 1. Для этого момента можно записать систему уравнений: di1 di6  eA − eB = i1 ⋅ Ra + dt ⋅ L1 + i6 ⋅ Ra + dt ⋅ La ;  e − e = i ⋅ R + di5 ⋅ L + i ⋅ R + di6 ⋅ L . B a a a a 5 6  C dt dt С учетом мгновенных значений фазных ЭДС: eA = Eтф ⋅ sin ωt . И начальных условий для первого интервала переходного процесса: i1 (0) = 0 , i5( 0) = i6( 0) = I d . Рис. 1.13.3. Получим следующие решения для мгновенных значений токов в относительных единицах: 85 − i1* = (sin ωt − ϕ a ) + sin ϕ a ⋅ e i5* = sin(ωt + 2π 2π   − ϕ a ) +  I d* − sin( − ϕa ) ⋅ e 3 3   i6* = sin(ωt + где ϕ a = arctg Ra ⋅ ωt ω ⋅ La π π   − ϕ a ) +  I d* − sin( − ϕ a )  ⋅ e 3 3   − − ; Ra ⋅ ωt ω ⋅ La Ra ⋅ ωt ω ⋅ La ; ; ω ⋅ La . Ra С прекращением тока в вентиле VD 5 окончится первый интервал аварийного процесса и начнет проводить ток вентиль VD 2, т.е. опять будут проводить ток одновременно три вентиля VD 1, VD 6, VD2. Уравнения для токов в вентилях VD1 VD6 останутся те же, что и в первом интервале, а ток в вентиле VD 2 будет описываться тем же уравнением, что и для VD 5 только со знаком минус. Второй интервал закончится в момент, когда ток в вентиле VD 6 упадет до нуля и начнет проводить ток вентиль VD3. В третьем интервале будут проводить ток вентили VD1, VD2, VD 3. Уравнения токов останутся те же, что и в предыдущих интервалах. На рисунке 1.13.4, а приведена кривая мгновенного значения тока в цеω ⋅ La пи наиболее нагруженного вентиля при отношении = ∞ . Зависимость Ra амплитуды аварийного тока от параметров трансформатора приведена на рисунке 1.13.4, б, продолжительности аварийного тока на рисунке 1.13.4, в. Как видно максимальное значение аварийного тока при глухом коротком замыкания на выходе выпрямителя не превышает двойной амплитуды установившегося значения тока трехфазного короткого замыкания. После затухания апериодической составляющей каждой из фаз будет протекать синусоидальный ток амплитудой, раной амплитуде установившегося тока трехфазного замыкания, причем один полупериод он будет протекать через вентиль анодной группы, другой через вентиль катодной группы. Однако для полупроводников наиболее важным является первое воздействие аварийного тока, 86 которое может вывести вентиль из строя, если защита не ликвидирует аварии. Рис. 1.13.4. Нагрев диода пропорционален произведению квадрата тока и времени его прохождения, поэтому степень нагрева структуры диода обычно характеризуют параметром теплового эквивалента I 2t . На рисунке 1.13.5 приведена кривая теплового воздействия первой полуволна на вентиль при различных Ra отношениях . Для определения теплового воздействия на вентили выω ⋅ La прямителя в A2с для конкретного случая находят по кривой рисунок величиω ну 2 ∫ i 2 dt умножают ее на квадрат амплитуды установившегося значения Im тока трехфазного короткого замыкания и делят на ω. 87 Рис. 1.13.5. Если момент начала аварийного процесса на совпадает с моментом перехода фазной э. д. с. через нуль, то максимальное значение аварийного тока в вентиле в течение первого полупериода будет меньше. Наименьшее значение амплитуды аварийного тока будет в случае начала аварийного процесса в момент равенства фазных э. д. с. 1.13.2 Внешнее короткое замыкание управляемого выпрямителя В отличие от рассмотренных процессов в неуправляемом выпрямителе, в управляемом выпрямителе момент начала возникновения аварийного тока в тиристоре при коротком замыкании определяется не только моментом перехода фазного напряжения в положительную область, а также моментом подачи управляющих импульсов, рисунок 1.13.6. Так как угол коммутации зависит от коммутируемого тока при больших значениях аварийного тока создается дополнительный сдвиг момента отпирания тиристора. В момент подачи очередного импульса, например на тиристор VS4, при проводящих VS1, VS2, VS3, его включение будет зависеть от работы всей схемы. Так при глухом КЗ непосредственно на шинах включением VS4 создается режим «двойного перекрытия», то есть одновременной работы сразу четырех вентилей. При меньшей нагрузке, что может иметь место при удаленном КЗ тиристор VS4 не включится до окончания коммутации тока с тиристора VS1, на тиристор VS3. В этом случае при управлении узкими импульсами включение тиристора VS4 может задержаться до прихода второго импульса. 88 Рис. 1.13.6. В зависимости от момента возникновения КЗ возможны три случая развития аварии: 1. Возникновение аварии в момент коммутации при трех работающих тиристорах и развитие трехфазного КЗ. 2. Возникновение аварии во внекоммутационный период работы тиристоров. Аварийный ток будет определяться в течение первой полуволны моментом начала аварии, а далее паданием напряжения на индуктивных элементах питающей сети в интервале коммутации. 3. При включении преобразователя на короткое замыкание в течение первой полуволны аварийного тока. В этом случае потери в интервале коммутации отсутствуют, и ток будет больше, чем в пункте 2. В первом случае, аварийный процесс развивается также как в неуправляемом выпрямителя. Аварийные токи могут быть вычислены по тем же выражениям, с учетом, что ωt ≥ π 6 + α . Очевидно, что аварийные токи будут меньше чем в неуправляемом выпрямителе. Рассмотрим случай включения выпрямителя на короткое замыкание с минимальным углом управления, рисунок 1.13.7. Так как управляющие им- 89 пульсы одновременно подаются на два тиристора, в первый момент времени возникает двухфазное короткое замыкание, например через тиристоры VS1 и VS6. ea eb ec La La La Ra Ra Ra VS1 VS6 VS2 Рис.1.13.7. В контуре короткого замыкания: e A − eB = 2 ⋅ i ⋅ Ra + 2 ⋅ La ⋅ di . dt С учетом ωt = π 6 + α + γ , ток КЗ описывается выражением: ik* = 3 ⋅ (sin ωt + π π − ϕ ) − sin(α + γ + − ϕ ) ⋅ e 3 3 − Ra ⋅ (ωt − α − γ ) ω ⋅ La + I d* ⋅ e Ra ⋅ (ωt − α − γ ) ω ⋅ La Если за время протекания этого тока устройства защиты блокируют подачу управляющих импульсов, то выпрямитель отключится при спаде тока до нуля. Если же за 60 эл. гр. этого не произойдет, то вследствие подачи очередного управляющего импульса, включится тиристор VS 2 и произойдет трехфазное короткое замыкание. Ток в тиристоре VS6 будет снижаться, а в тиристорах VS1, VS 2 возрастать под действием линейного напряжения UAC. После снижения тока тиристора VS 6 до нуля трехфазное короткое замыкание снова перейдет в двухфазное и ток будут проводить тиристоры VS 2, VS1. 90 Рис. 1.13.8. При наличии защиты с блокированием подачи управляющих импульсов аварийный процесс будет продолжаться до перехода через нуль токов тиристоров VS1, VS2. При отсутствии такой защиты двухфазные и трехфазные короткие замыкания будут чередоваться. На рисунках 1.13.8 а, б приведены кривые мгновенных токов для обоих случаев. Рис. 1.13.9. 91 На рисунке 1.13.9 приведены зависимости, характеризующие тепловое воздействие аварийного тока. Как видно из кривых, блокирование подачи импульсов снижает амплитуду ударного тока короткого замыкания почти в 1.5 раза, а коэффициент теплового воздействия в три раза. Кроме того, блокирование подачи управляющих импульсов локализует аварию в цепи ограниченного числа тиристоров, которые пропускали ток. 1.13.3 Внутреннее короткое замыкание трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя ea eв eс La La La Ra Ra Ra VD1 VD3 VD5 Рис. 1.13.10. Внутреннее короткое замыкание возникает в выпрямителе при пробое одного из вентилей, рисунок 1.13.10. Причинами выхода вентиля из строя могут быть перегрев его структуры проходящим через него током, пробой чрезмерно высоким обратным напряжением. Наивысшей температуры PNпереход полупроводникового прибора, работающего в схеме выпрямителя, достигает в конце интервала проводимости, то есть близко к интервалу коммутации. Повреждению вентиля в момент окончания коммутации способствует также резкий скачок обратного напряжения. Пробой обратным напряжением наиболее вероятен в момент приложения максимального обратного напряжения. При анализе внутреннего короткого замыкания пренебрегают влиянием нагрузки. Обычно ток в цепи нагрузки не превышает 0.1Im, поэтому не учет его влияния не вносит заметной погрешности. Даже нагрузка с большой индуктивностью практически не изменяет амплитуды аварийного тока в вентилях. Самым тяжелым случаем является пробой вентиля в момент окончания 92 коммутации тока, поскольку обратное напряжение действует на пробитый диод большую часть периода питающего напряжения. Рис. 1.13.11. Рассмотрим момент окончания коммутации тока диода VD1 на диод VD 3, рисунок 1.13.11. На первом интервале мгновенные значения фазных э. д. с. ea и eb приблизительно равны, также равны токи, протекающие через вентили VD 1 и VD3. Переходный процесс описывается уравнением: ea − eb = 2 La di3 + 2i3 Ra . dt Учитывая, что ea − eb = 3 2U 2 sin ωt , получаем решение в относительных единицах − ωt  3 sin (ωt − ϕ ) + sin ϕ ⋅ e ωLa  . i3* = 2    Ra 93 Уравнение справедливо от момента естественной коммутации до перехода э. д. с. ec не перейдет в положительную область и не включится диод VD 5 и не возникнет трехфазного короткого замыкания. На втором интервале переходный процесс описывается системой уравнений: di1 di3  i1 ⋅ Ra + La ⋅ dt + i3 ⋅ Ra + La ⋅ dt = eA − eB ;  di1 di  + i5 ⋅ Ra + La ⋅ 5 = eA − eC ; i1 ⋅ Ra + La ⋅ dt dt  i1⋅ = i3 + i5 ;  которая имеет следующее решение: i3* = sin(ωt + π 2π   − ϕ ) + i3*I − sin( − ϕ ) ⋅ e 6 3   i5* = sin(ωt − i1* = sin(ωt − π − ϕ ) + sin ϕ ⋅ e 3 − − Ra π ⋅ (ωt − ) ω ⋅ La 2 Ra π ⋅ (ωt − ) ω ⋅ La 2 π π   − ϕ ) + i1*I − sin( − ϕ )  ⋅ e 6 3   − ; ; Ra π ⋅ (ωt − ) ω ⋅ La 2 ; * где i1I* , i3I - токи диодов VD1, VD 3 в конце первого интервала. Второй интервал заканчивается, когда израсходуется вся энергия, запасенная в индуктивности фазы B и произойдет коммутация тока с диода VD3 на диод VD5. Далее продолжает пропускать ток в прямом направлении только диод VD5 под действием напряжения фазы C и запасенной энергии в ее индуктивности. Если к моменту снижения тока диода VD5 до нуля э. д. с. фазы B не успеет перейти в положительную область аварийный ток в контуре прекратится. Если же ток диода затянется до перехода фазы B в положительную область то возникнет двухфазное короткое замыкание фазы A и B через диоды VD3 и VD1 и аварийный процесс продолжается с чередованием двухфаз- 94 ного и трехфазного коротких замыканий. На интервале III переходный процесс описывается выражением: eA − eC = 2 ⋅ i5 ⋅ Ra + 2 ⋅ La di5 . dt Решение уравнения с учетом начальных условий в конце интервала II имеет вид: R π   − a ⋅ (ωt − − γ )   3 π ω ⋅ La 2 ⋅ sin(ωt − 3 ⋅ π − ϕ ) − sin( + γ − ϕ ) ⋅ e i5* = + 2  6    π R − a ⋅ (ωt − − γ ) ω ⋅ La 2 , + i5*II ⋅ e где γ – продолжительность интервала II. Рис. 1.13.12. 95 На рисунке 1.13.12 приведены кривые мгновенных значений токов диодов фаз A, B, C при различных соотношениях ωt. Из рисунка видно, что амплитуда и длительность протекания аварийного тока через пробитый диод больше, через неповрежденные диоды, осуществляющие подпитку. Рис. 1.13.13. На рисунке 1.13.13 представлены зависимости теплового эквивалента от постоянной времени контура короткого замыкания. 1.13.4 Аварийные режимы инвертора ведомого сетью При работе трехфазного мостового преобразователя в режиме ведомого сетью инвертора, рисунок 1.13.14, коммутация тока с одного вентиля на другой осуществляется за счет разности фазных э. д. с. на стороне переменного тока при подаче отпирающего импульса с углом опережения β = π − α . Время выключения тиристора зависит от времени спадания тока, характеризуемого углом коммутации γ , и времени восстановления тиристором запирающих свойств, характеризуемого углом δ . Минимально возможный угол опережения: β = γ + δ . Угол коммутации γ зависит от параметров контура коммутации и величины коммутируемого тока, поэтому при увеличении тока γ 96 увеличивается и угол δ может стать меньше допустимого, коммутация нарушается и процесс инвертирования срывается, рисунок 1.13.15. ea eв ec Ra Ra Ra La La La VS4 VS1 VS6 VS3 VS2 VS5 Ld Rd Ed Рис. 1.13.14. Для инвертора ведомого сетью характерны следующие аварии: а) внешнее короткое замыкание; б) потеря тиристором вентильных свойств в обратном направлении; в) потеря тиристором вентильных свойств в прямом направлении; г) прекращение подачи управляющих импульсов на какой-либо из тиристоров. 97 Рис. 1.13.15. Все виды повреждений приводят либо к опрокидыванию, либо к прорыву инвертора. Опрокидывание инвертора возникает, если по тем или иным причинам не происходит коммутации тока на очередной тиристор. Прорыв инвертора возникает, если в проводящем состоянии оказываются два тири- 98 стора подключенные к одной фазе и э. д. с. генератора оказывается закороченной через два последовательно включенных тиристора. Например, если угол δ снизится ниже критического значения, то в момент равенства фаз A и B вентиль VS1 вновь откроется под действием положительной разности э. д. с. e A − eB , что приведет к выключению VS3. После момента t 0 останутся открытыми вентили VS1 и VS2. Ток в цепи: источник постоянного тока, тиристор VS2, обмотка фазы C, обмотка фазы A, тиристор VS1, начнет возрастать, так как величина противо – э. д. с. eC − e A в этот период будет уменьшаться. Если защита не успеет отключить инвертор к моменту t1 прихода управляющего импульса на тиристор VS4, то при условии успешной коммутации тока вентиля VS2 на VS4 образуется прорыв инвертора. В случае же неуспешной коммутации до момента t2 останутся проводить ток вентили VS2, VS1 и режим опрокидывания инвертора с прохождением аварийного тока через обмотки трансформатора продолжится. Аналогично будут развиваться аварии при потере тиристором VS1 вентильных свойств, при потере управляющего импульса тиристора VS3, снижении напряжения переключения или пробое тиристора. После несостоявшейся коммутации тока с вентиля VS1 на VS3 ток цепи вентилей будет описываться уравнением: iRd + Ld di di + 2iR a +2 La = Ed − (ec − ea ) . dt dt За начало отсчета времени примем равенства э. д. с. фазы A и B во время отрицательного полупериода ( ωt0 = 0 , it 0 = I d 0 ). Тогда решение уравнения: R − ⋅ ωt 3 ⋅ Eтф Ed i= )+ ⋅ (1 − e ω ⋅ L R R 2 + (ω ⋅ L) 2 R ⋅ ωt + I do ⋅ e ω ⋅ L , − R   − ⋅ ωt   π π ⋅ sin(ωt + − ϕ ) − sin( − ϕ ) ⋅ e ω ⋅ L + 6 6     99 ω⋅L , E2 ф = 2 ⋅ Е2 . R В момент t1 поступит управляющий сигнал на VS4, начнется коммутация из цепи VS2 в цепь VS4. Процесс в вентиле VS2 описывается уравнением: где R = Rd + 2 ⋅ Ra , L = Ld + 2 ⋅ La , ϕ = arctg i2 ⋅ Ra + La отсюда с учетом ω ⋅ t1 = di2 eA − eC = , dt 2 π − β , i ⋅ = it1 = I d 1 - ток в конце первого интервала, 2t1 3 Ra π   t − ⋅ − + ω β ( )   2 ⋅ E 2ф π ω ⋅ La 3 i2 = ⋅ sin(ωt − − ϕ ) + sin( β + ϕ ) ⋅ e + 2 2 3 2 ⋅ Ra + (ω ⋅ La )     R π − a ⋅ (ωt − + β ) ω ⋅ La 3 + I d1 ⋅ e . Ток в вентиле VS1: R R π π   − d ⋅ (ωt − + β )  − a ⋅ (ωt − + β )  E 3 3 ω ⋅ Ld ω ⋅ La . i = d ⋅ 1 − e  + Id1 ⋅ e Rd     Ток в вентиле VS4: i4 = i − i2 . π − δ доп 3 Если ток вентиля VS2 к моменту времени t 2 = станет равным ω нулю, то дальше будет продолжаться процесс сквозного срыва инвертора через вентили VS1 и VS4. В этом случае ток в вентилях на третьем интервале будет описываться уравнением: 100 π R π R   − d ⋅ (ωt − + β − γ 1 )  − d ⋅ (ωt − + β − γ 1 )  E ω ⋅ Ld 3 ω ⋅ Ld 3 , i = d ⋅ 1 − e  + Id 2 ⋅ e Rd     где I d 2 - ток в конце второго интервала; γ 1 - продолжительность второго интервала. Если же к моменту t2 ток в вентиле VS2 не снизится до нуля, то VS2 включиться не сможет, а после того как разность э. д. с. фаз A и C станет положительной, начнется процесс повторной коммутации тока, но теперь из VS4 в VS2. Рис. 1.13.16 На рисунке 1.13.16 приведены кривые аварийных токов при опрокидывании (А) и прорыве (Б) инвертора. Режим опрокидывания характеризуется значительно большими аварийными токами, создаваемыми согласно включенными э. д. с. источников постоянного и переменного тока. 1.13.5 Аварийные процессы в реверсивных двухкомплектных преобразователях Поскольку каждый из комплектов, рисунок 1.13.17 может работать выпрямителем или инвертором, то для таких преобразователей характерны все 101 рассмотренные выше аварии: внутреннее короткое замыкание, возникающее в результате пробоя тиристора, короткое замыкание на шинах постоянного тока или на нагрузке, опрокидывание и прорыв инвертора. A B C VS4' VS1' VS6' VS3' VS2' VS5' VS1'' VS4'' VS3'' VS6'' VS5'' VS2'' Ld Рис. 1.13.17. Однако параллельное подключение к нагрузке двух выпрямительных комплектов разного направления создает вероятность возникновения специфичных для таких преобразователей аварий. 1.13.5.1 Одновременное включение выпрямительных комплектов без э. д. с. в цепи нагрузки. Режим возникает при работе на холостом ходу или на активную нагрузку. В этом случае, цепью нагрузки можно пренебречь. 102 При включение выпрямителей с одинаковыми углами α1 = α 2 ea приводит к двухфазному короткому замыканию через две цепи, образованные работающими тиристорами, например VS1' , VS6' ' , VS1' ' , VS 6' . Этот аварийный режим часто называют прорывом по уравнительному контуру. Схема замещения такого режима приведена на рисунке 1.13.18. Наибольший ток короткого замыкания будет при α1 = α 2 = 0 . Аварийный ток будет VS1' eв La La Ra Ra VS1'' VS6' VS6'' Рис. 1.13.18 определяться по тем же зависимостям и графикам, что ток пробитого вентиля при внутреннем коротком замыкании. С увеличением углов α аварийный ток будет снижаться. Поскольку режим короткого замыкания создается двумя параллельными цепями тиристоров, то при равномерном делении через каждый из них проходит только половина общего тока. Если углы управления групп не равны, процесс развития аварии протекает иначе. Так, при α 2 > α1 может возникнуть трехфазное короткое замыкание трансформатора через две цепи, образованные тиристорами VD1' , VD6'' и VD2' , VD1' ' рисунок 1.13.19, а. Каждый из тиристоров пропускает ток короткого замыкания, однако ток любого из тиристоров, участвующих в аварии, все же меньше максимального тока трансформатора. В диапазоне углов управления 2π < α1 + α 2 < π при α 2 > α1 возникает 3 двухфазное короткое замыкание через одну пару тиристоров VD2' , VD1'' рисунок 1.13.19, в. По второму уравнительному контуру ток не пойдет, так как нет зоны одновременной работы тиристоров в обоих выпрямительных комплектах при положительном приложенном напряжении. При соотношении углов управления α1 + α 2 > π авария не возникает ни в одном из контуров. 103 ea La La Ra Ra VS1' ec eв La La Ra Ra VS6'' ec ea La Ra VS1'' VS1'' VS2' VS2' б) а) Рис. 1.13.19. Во всех случаях включения выпрямительных комплектов друг на друга аварийный ток, проходящий через тиристоры, имеет при прочих равных условиях меньшее значение, чем при пробое плеча. 2.12.5.2 Одновременное включение выпрямительных комплектов при наличии э. д. с. в цепи нагрузки. При наличии э. д. с. в цепи нагрузки к аварийным токам, вызванным закорачиванием питающего трансформатора, добавляются токи, вызванные э. д. с. цепи постоянного тока. Для случая одновременного включения выпрямительных комплектов при α1 = α 2 схема замещения рисунок 1.13.20, а. Ток двухфазного короткого замыкания трансформатора проходит по двум контурам, образованным тиристорами VS1' , VS 6' ' , VS1' ' , VS 6' . Одновременно создается контур для постоянного тока через тиристоры VS1' ' , VS6' ' и обмотки трансформатора. Напряжение Ed приложенное к тиристорам VS1' , VS6' в обратном направлении приводит к их выключению после чего дальнейшее развитие аварии протекает через тиристоры VS1'' , VS6'' . В аварийном контуре будет действовать синусоидальная фазная э. д. с. трансформатора и постоянная э. д. с. нагрузки, то есть характер протекания процессов будет аналогичным опрокидыванию инвертора. 104 ea La La Ra Ra VS1' ea eв VS6'' La La Ra VS1' ec eв La Ra Ra VS6'' Ld Ld Ed Ed VS6' VS1'' VS1'' а) VS2' б) Рис. 1.13.20. При трехфазном коротком замыкании рисунок 1.13.20, б, э. д. с. двигателя также приводит, к выключению двух тиристоров VS1' , VS 2' , после чего авария развивается через тиристоры VS1' ' , VS6' ' под действием двух э. д. с: синусоидальной и постоянной. 2.12.5.3 Включение выпрямительного комплекта во время прорыва инвертора. Такая авария характерна для реверсивных преобразователей с раздельным управлением комплектами. В нормальном режиме работы управляющие импульсы всегда поступают на один из вентильных комплектов и переключение с одного комплекта на другой допускается только в момент, когда ток, проходящий через тиристоры, снизится до нуля. Для контроля проводящего состояния тиристоров часто применяют трансформаторы на стороне переменного тока, которые воздействуют на логическое переключающее устройство, формирующее разрешающий сигнал 105 на переключение комплектов. Если при работе комплекта II инвертором произойдет прорыв через тиристоры VS1' ' , VS 4' ' , то, как было показано ранее, ток в обмотках трансформатора будет спадать до нуля и ЛПУ выдаст разрешающий сигнал на включение комплекта I. При включении, которого образуется короткое замыкание через проводящие тиристоры: VS1' ' , VS 4' ' . Через тиристоры аварийного контура проходит суммарный ток прорыва инвертора и короткого замыкания выпрямителя. В результате такой аварии могут возникнуть весьма высокие значения токов, приводящие к выходу из строя тиристоров и аппаратуры. Такая авария может быть исключена применением специальных схемных решений, не допускающих включения одного комплекта при аварии в другом. 106 2 МОДУЛЬ 2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА Процесс преобразования постоянного напряжения в переменное в силовой электронике называют инвертированием. Устройства, осуществляющие такое преобразование, называют инверторами. Различают два типа инверторов: - зависимые инверторы или инверторы, ведомые сетью; - независимые или автономные инверторы. Ведомый сетью инвертор работает при наличии в его выходной цепи источника переменного напряжения, который задает форму, частоту и величину выходного напряжения. Автономный инвертор может работать при отсутствии на его выходе каких либо источников переменного напряжения. При этом частота выходного напряжения автономного инвертора определяется частотой импульсов управления вентилями инвертора, а форма и величина выходного напряжения – характером, величиной нагрузки и его схемой. Различают три типа автономных инверторов: инверторы тока (АИТ), резонансные инверторы (АИР) и инверторы напряжения (АИН). 2.1 Автономные инверторы тока 2.1.1 Параллельный инвертор тока Рис. 2.1.1. На входе инвертора тока, рисунок 2.1.1 устанавливают источник постоянного тока. Режим источника тока на входе инвертора, получающего пита- 107 ние от источника напряжения, создается путем включения в цепь источника питания дросселя Ld c индуктивностью, достаточной для подавления возможных пульсаций входного тока. Кроме того, Ld выполняет функции фильтра высших гармоник, так как к нему в любой момент времени прикладывается разность между неизменным напряжением источника питания и пульсирующим напряжением на выходе автономного инвертора (АИ). Препятствует разряду конденсатора на источнике питания во время коммутации токов тиристоров, а также обеспечивает апериодический режим работы инвертора, характеризующийся малыми пульсациями входного тока. Рис. 2.1.2. Кривая выходного напряжения формируется при поочередной проводимости тиристоров расположенных по диагонали, рисунок 2.1.2. В результате на выходе инвертора формируется прямоугольный, двуполярный ток. Для обеспечения протекания такого тока выходная цепь должна иметь малое 108 внутреннее динамическое сопротивление. Практически это обеспечивается включением на выход вентильного коммутатора конденсатора C, протекание через который прямоугольного, двуполярного тока порождает переменное изменяющееся по экспоненциальному закону напряжение, что позволяет после него подключить любую реальную нагрузку с индуктивностью, не допускающей скачков тока. Кроме того, конденсатор выполняет роль энергетического буфера по току между выходом инвертора с разрывным током и нагрузкой, участвует в формировании выходного напряжения и обеспечивает искусственную коммутацию тиристоров, то есть выключение тиристоров под действием напряжения заряженного конденсатора, прикладываемого к ним в обратном направлении. При проводящих тиристорах VS 1, VS4 конденсатор C заряжается от источника входного напряжения с полярностью плюс слева и минус справа. В момент отпирания VS 2, VS3 напряжение конденсатора прикладывается с запирающей полярностью к раннее проводившим тиристорам VS1, VS4 и выключает их. Конденсатор начинает перезаряжаться в обратную полярность, за время действия обратного напряжения tвост тиристоры VS1, VS4 должны успеть восстановить свои запирающие свойства. Из чего следует, что автономный инвертор тока имеет ограничение на предельное значение тока нагрузки, поскольку с ростом тока нагрузки ускоряется процесс перезаряда конденсатора после каждой коммутации, а значит, уменьшается время приложения к тиристору отрицательного напряжения для восстановления его управляющих свойств. Рис. 2.1.3. 109 Зависимость относительного выходного напряжения от относительной * проводимости нагрузки U вых = f ( 1 * ) или квазивнешняя характеристика R инвертора тока показана на рисунке 2.1.3. Достоинства параллельного инвертора тока: - малые пульсации входного тока; - возможность реверса направления потока мощности без изменения направления тока при переходе в режим выпрямления. Недостатки: - не допускает режимов холостого хода, и имеет ограничение по предельному току нагрузки; - имеет внешнюю характеристику с участком резкого спада выходного напряжения при малых токах нагрузки; - имеет форму выходного напряжения зависящую от величины нагрузки (треугольную в режимах близких к холостому ходу, и квазисинусоидальную в режимах предельных нагрузок); - является инерционным преобразователем, так как скорость изменения режима определяется скоростью изменения тока в реакторе с большой индуктивностью Ld; - не рационален для получения низких частот выходного напряжения, так как при этом возрастают массогабаритные показатели реактора и конденсатора. Для ослабления указанных недостатков схему параллельного инвертора тока модернизируют за счет: - введения дополнительных конденсаторов на выходе инвертора; - введения отсекающих вентилей; - введения вентилей обратного тока; - введения тиристорно-индуктивного регулятора; - применения широтно-импульсной модуляции выходного тока инвертора; - применения векторного регулирования. 110 2.1.2 Последовательно-параллельный инвертор тока Рис. 2.1.4. Увеличение тока нагрузки параллельного инвертора тока приводит к уменьшению времени восстановления управляющих свойств тиристора, что может привести к короткому замыканию источника входного напряжения через невосстановившийся и очередной включенный тиристор. В схеме конденсатор C1 ограничивает предельную величину тока инвертора при уменьшении сопротивления нагрузки. В пределе при R=0 схема превращается в параллельный инвертор в режим холостого хода с емкостью C1. Параллельный инвертор в режиме холостого тока неработоспособен и для работы данной схемы необходимы дополнительные меры, однако ток короткого замыкания ограничен самой схемой. 2.1.3 Инвертор тока с отсекающими вентилями Так как в инверторе тока величина емкости обратно пропорциональна частоте выходного напряжения, его нерационально применять для получения низких частот выходного напряжения, из-за больших значений емкости конденсатора и индуктивности реактора. В тоже время переизбыток реактивной мощности на высоких частотах приводит к резкому росту напряжения на выходе инвертора. Для устранения этих недостатков применяют отсекающие диоды, рисунок 2.1.5. 111 Ld + VS4 C4 VS6 C6 VS2 C2 _ + _ VD4 + VD6 VD2 Za Zb Zc VD1 C1 _ VD3 + VD5 C5 _ VS1 C3 + VS3 VS5 - Рис. 2.1.5. Схема трехфазного инвертора тока с отсекающими диодами содержит две группы коммутирующих конденсаторов: C1, C3, C5 для катодной группы (VS1, VS3, VS5) и C2, C4, C6 для анодной группы (VS2, VS4, VS6). Конденсаторы отделены от фаз нагрузки Za, Zb, Zc соответствующими отсекающими диодами VD 1-VD 6. В любой момент времени в схеме открыты два тиристоры, один в катодной группе и один в анодной, например VS1 и VS2, через которые питаются фазы C и A нагрузки. При включении очередного тиристора VS3 к тиристору VS1 скачком прикладывается напряжение конденсатора C1 в обратном направлении, и он выключается. Теперь ток под действием индуктивности фазы A нагрузки протекает через тиристор VS2, диод VD1, конденсатор C1, параллельную ему цепочку из последовательно включенных конденсаторов C3, C5 и тиристор VS1. За время перезаряда полярности конденсатора C1 тиристор VS1 восстанавливает свои запирающие свойства. Одновременно нарастает ток фазы B нагрузки. В момент спадания тока фазы A нагрузки до нуля диод VD 1 закроется и инвертор перейдет в новое состояние с открытыми тиристорами VS2, VS3 и токами в фазах B и C нагрузки. При этом емкость C1 пере- 112 зарядится в обратную полярность напряжения, емкость C5 разрядится, а емкость C3 зарядится с полярностью минус слева плюс справа и подготовится к коммутации тока тиристора VS3 на тиристор VS 5 через 120 эл. гр. Через 60 эл. гр. произойдет аналогичная коммутация в анодной группе при включении тиристора VS4, заряженные в указанной полярности емкости C2, C6 подготовлены для обеспечения выключения тиристора VS 2. Таким образом, емкости в такой схеме подключаются параллельно нагрузке только на время коммутации токов в фазах нагрузки, поэтому называются коммутирующими. Их величина не зависит от значения реактивной мощности нагрузки, что позволяет работать инвертору тока с отсекающими диодами на любую нагрузку и при любой частоте выходного напряжения в приделах коммутирующих способностей емкостей. 2.1.4 Инвертор тока с выпрямителем обратного тока + Ldи2 Ldв1 VD4 VD6 VD2 VS4 VS6 VS2 A Ca B Cc VD1 VD3 Ldв2 VD5 VS1 VS3 Cb C VS5 Ldи1 _ Рис. 2.1.6. Для предотвращения чрезмерного возрастания напряжения на выходе инвертора тока при малых нагрузках на его выход вводят выпрямитель обратного тока, нагруженный на противо – э. д. с., рисунок 2.1.6. Выпрямитель может быть управляемым и неуправляемым. Неуправляемый выпрямитель потребляет от источника переменного тока только активную мощность, а управляемый как активную, так и реактивную мощность. Для увеличения КПД инвертора выпрямитель включают на шины основного источника пита- 113 ния так, что выпрямитель возвращает часть преобразованной инвертором энергии в источник питания. При этом на внешней характеристике инвертора появляется участок ограничения напряжения при малых нагрузках. Применение управляемого обратного выпрямителя позволяет осуществить не только стабилизацию, но и регулирование выходного напряжения. Однако применение управляемого обратного выпрямителя требует увеличения емкости конденсатора и добавление канала управления, что ограничивает применение этой модификации инверторов тока. 2.1.5 Инвертор тока с индуктивно-тиристорным регулятором Этот метод стабилизации (регулирования) выходного напряжения АИТ основывается на компенсации реактивности конденсатора при изменении тока нагрузки с помощью регулирования индуктивности нагрузки. Изменение индуктивности нагрузки осуществляется с помощью изменения задержки моментов отпирания тиристоров VS1, VS2, относительно моментов отпирания тиристоров инвертора, рисунок 2.1.7. Применение индуктивно-тиристорного компенсатора реактивной энергии конденсатора имеет преимущество перед обратным выпрямителем. Оно обусловлено тем, что при стабилизации (регулировании) выходного напряжения компенсатор практически не потребляет активной мощности, в то время как при использовании обратного выпрямителя в результате циркуляции активной мощности в цепи источник питания – инвертор – обратный выпрямитель наблюдаются потери энергии. Рис. 2.1.7. 114 Недостатки схемы: тиристорное регулирование тока приводит к дополнительному искажению формы выходного напряжения; необходим дополнительный канал управления. 2.1.6 Инвертор тока с широтно-импульсной модуляцией Ld + VT4 VT6 VT2 Za Zb Zc Ca VT1 VT3 Cb Cc VT5 - Рис. 2.1.8. Прямоугольный характер тока на выходе инвертора обуславливает близкую к трапецеидальной форму выходного напряжения на низких частотах, когда время перезаряда коммутирующей емкости становится малым по сравнению с длительностью полупериода выходного напряжения. Рис. 2.1.9. 115 Это ограничивает нижнюю частоту инвертора, особенно для работы в составе регулируемого электропривода переменного тока. Улучшение формы выходного напряжения инвертора достигается формированием каждой полуволны напряжения последовательностью промодулированных по трапецеидальному закону импульсов тока, рисунок 2.1.9. В этом случае применяются либо полностью управляемые вентили, либо тиристоры, включенные по схеме инвертора тока с отсекающими диодами, рисунок 2.1.8. Конденсаторы на выходе инвертора выполняют роль энергетического буфера, между импульсами тока инвертора и нагрузкой, как правило, имеющей индуктивный характер и не допускающей скачков тока в ней. 2.2 Резонансные инверторы Резонансными называют инверторы, у которых периодический характер электромагнитных процессов в нагрузке обусловлен колебательными свойствами LC-контура. Конденсаторы, входящие в состав колебательного контура могут быть включены с нагрузкой последовательно, параллельно и последовательно-параллельно. Соответственно различают три вида резонансных инверторов: последовательный, параллельный и последовательнопараллельный. Кроме того, различают резонансные инверторы с закрытым входом, у которых индуктивность резонансного контура находится в цепи постоянного тока, и с открытым входом, у которых индуктивность находится в выходной цепи. 2.2.1 Параллельный, последовательно-параллельный резонансный инвертор с закрытым входом Схемы параллельного и последовательно-параллельного резонансных инверторов с закрытым входом аналогичны соответственно схемам параллельного и последовательно-параллельного инверторов тока и отличаются только параметрами индуктивности дросселя в звене постоянного тока. Из этой индуктивности и емкости на выходе инвертора образуется колебательный LC-контур. Параметры колебательного контура и частота импульсов управления вентилями моста выбираются так, что ток во входном дросселе имеет прерывистый характер. Это обеспечивает естественное отключение тиристоров при спаде в них тока до нуля. 116 Рис. 2.2.1. При включении в момент t0, рисунок 2.2.1, тиристоров VS1, VS4 конденсатор стремится зарядиться через индуктивность дросселя до напряжения, превышающего напряжение входного источника. В момент t1, когда колебательная полуволна тока реактора спадет до нуля, тиристоры VS1, VS4 окажутся под обратным напряжением, равным разности напряжения на конденсаторе и напряжения входного источника. До момента t2 конденсатор разряжается только током нагрузки. В момент времени t2 включаются тиристоры VS2, VS3 второй диагонали моста, а тиристоры VS1, VS 4 остаются под обратным напряжением до момента смены полярности напряжения на конденсаторе t3. Характеристики параллельного и последовательно–параллельного резонансных инверторов аналогичны характеристикам соответствующих инверторов тока. Преимущество резонансного режима работы инвертора состоит в том, что токи тиристоров в моменты включения, выключения равны нулю, в результате уменьшаются потери на переключение в тиристорах. А значит, появляется возможность поднять частоту выходного напряжения. Появляется возможность регулирования амплитуды выходного напряжения не только с помощью изменения напряжения входного источника, но и с помощью изменения безтоковой паузы. Однако этот способ приводит к ухудшению формы выходного напряжения инвертора при глубоком регулировании. 117 2.2.2 Последовательный инвертор с открытым входом Кривая выходного тока инвертора формируется путем попарного отпирания накрест расположенных тиристоров, рисунок 2.2.2. Вид кривой обусловлен колебательным процессом перезаряда конденсатора с частотой последовательного колебательного контура, образованного реактивными элементами выходной цепи. Частота собственных колебаний контура должна быть немного больше выходной частотой инвертора. Благодаря этому Рис. 2.2.2. колебательные процессы перезаряда конденсатора заканчиваются до отпирания очередной пары тиристоров инвертора, что обеспечивает запирание проводившей пары тиристоров. В отличие от параллельного резонансного инвертора напряжение на конденсаторе во время безтоковой паузы не уменьшается, рисунок 2.2.3. Рис. 2.2.3. 118 Недостатки схемы: невозможность холостого хода; существенная зависимость режима работы от параметров нагрузки. 2.2.3 Резонансные инверторы с вентилями обратного тока Схема изображена на рисунке 2.2.4. Возможно два режима работы: с прерывистым током и с непрерывным током нагрузки. Рис. 2.2.4. В первом режиме частота импульсов управления тиристоров ниже собственной частоты резонансного контура, рисунок 2.2.5. В момент отпирания тиристоров VS1, VS4 создается контур колебательного перезаряда конденсатора. На интервале t0-t1 формируется полуволна тока нагрузки. В момент t1 ток нагрузки уменьшается до нуля, при этом напряжение на конденсаторе превышает напряжение источника питания. Вследствие чего на интервале t1t2 происходит разряд конденсатора через диоды VD 1, VD 4, при этом энергия, накопленная в конденсаторе, отдается в цепь источника питания и нагрузки. В это время к тиристорам VS1, VS4 прикладывается обратное напряжение равное падению напряжения на диодах, от протекания через них тока нагрузки. В момент t2 ток уменьшается до нуля, диоды закрываются, напряжение на конденсаторе становится меньше напряжения входного источника и остается неизменным до момента отпирания очередной пары тиристоров t3. Далее происходят аналогичные процессы перезаряда конденсатора через тиристоры VS2, VS3 и диоды VD2, VD3. Уменьшение частоты управляющих импульсов приводит к увеличению безтоковых пауз, что приводит к ухудшению качества выходного напряжения. 119 Рис. 2.2.5. В режиме непрерывного тока частота импульсов управления тиристорами выше собственной частоты резонансного контура, рисунок 2.2.6. В момент t0 отпираются тиристоры VS 1, VS 4. В момент t1 начинается обратный перезаряд конденсатора через диоды VD 1, VD4. Отпирание очередной пары тиристоров VS2, VS3 осуществляется до завершения разряда конденсатора, в момент t2. Это возможно, так как при проводящих диодах VD1, VD4 к катоду тиристора VS1 прикладывается плюс, а к аноду тиристора VS3 минус источника питания. 120 Рис. 2.2.6. Уменьшение временного интервала t1-t2 приводит к увеличению остаточного напряжения на конденсаторе в момент его перезаряда в обратную полярность, что вызывает рост амплитуды напряжения на конденсаторе, а значит, в режиме непрерывного тока нагрузки регулирование частоты выходного напряжения не будет искажать его формы. Из диаграмм работы резонансного инвертора с вентилями обратного тока в режиме непрерывного тока видно, что при дальнейшем увеличении частоты управления вентилями интервал t1-t2, в течении которого вентили восстанавливали свои запирающие свойства, исчезает. А значит, работа схемы в этом случае возможна только при использовании полностью управляемых вентилей (IGBT-транзисторов, GTO-тиристоров). 121 2.2.4 Параллельный полумостовой транзисторный инвертор Ud 2 Ud 2 Рис. 2.2.7 Схема показана на рисунке 2.2.7. До момента t1 конденсатор Ck заряжается в колебательном режиме, рисунок 2.2.8. При снятии сигнала управления с транзистора VT1 в момент t1 ток из него коммутируется в диод VD2, конденсатор Ck начинает разряжаться. В момент времени t2 диод VD 2 закрывается и ток резонансного контура начинает протекать через транзистор VT2. На интервале t2-t3 конденсатор перезаряжается в обратную полярность напряжения. В момент t3 транзистор VT2 выключается, и ток контура переходит в диод VD 1, который проводит спадающий к нулю ток до момента t4. Далее процессы повторяются. Рис. 2.2.8. 122 Увеличение частоты выходного напряжения инверторов сопровождается ростом потерь мощности при переключении вентилей. Практически это приводит к снижению выходной активной мощности инвертора почти обратно пропорционально квадрату увеличения частоты. Для уменьшения потерь на переключения применяют схемотехническое умножение частоты выходного напряжения. 2.2.5 Резонансные инверторы с удвоением частоты Схема содержит инверторный мост на тиристорах VS1-VS4 и диодах VD 1-VD 4 с конденсатором C и дросселем L, включенными в диагональ моста, рисунок 2.2.9. Активно-индуктивная нагрузка подключается параллельно другой диагонали через разделительный конденсатор Cp. Емкость конденсатора C больше или равна Cp. Индуктивность сглаживающего дросселя в звене постоянного тока Ld больше индуктивности дросселей L и Lp. Рис. 2.2.9. Работа схемы основана на поочередном отпирании накрест лежащих тиристоров VS1, VS4 и VS2, VS3 и подключении ими конденсатора C и дросселя L параллельно выходной цепи инвертора, рисунок 2.2.10, а. Ток к нагрузке iн представляет собой разность тока источника питания и тока перезаряда конденсаторов C и Cp в контуре с открытыми тиристорами инвертора. В момент t0 начинается колебательный процесс перезаряда конденсаторов C и Cp в цепи с дросселем L и нагрузкой через открытые тиристоры VS1, VS4. Начальная полярность напряжения на конденсаторе C показана на схеме без скобок. Процесс перезаряда протекает в два этапа. На первом этапе, интервал t0-t1, ток колебательного контура протекает через тиристоры VS1, VS4, на вто- 123 ром, интервал t1-t2, после изменения направления тока iк — через шунтирующие их диоды VD1, VD4. Амплитуда тока на втором этапе уменьшается из-за отдачи энергии конденсаторов в нагрузку. За время проводящего состояния диодов VD1, VD 4 к тиристорам прикладывается обратное напряжение равное падению напряжения на диоде и они восстанавливают свои запирающие свойства. На интервале t2-t3 вентили инвертора заперты. Ток нагрузки определяется током заряда конденсатора Cp. В течении интервала t3-t6 происходят аналогичные колебательные процессы через тиристоры VS2, VS3 и диоды VD 2, VD3. Далее процессы повторяются. Для приближения кривой тока нагрузки к синусоиде элементы колебательного контура выбирают с таким расчетом, чтобы интервал t2-t3 стремился к нулю, рисунок 2.2.10, б. Рис. 2.2.10. 124 2.2.6 Многоячейковые инверторы iн i1 i2 РИ1 РИ2 i3 РИ3 Zн а) Cd1 РИ1 РИ2 РИ3 Cd2 Cd3 б) Zн Рис. 2.2.11 Блок схема трехячейкового инвертора с параллельным включением ячеек по входу и выходу показана на рисунке 2.2.11, а, с последовательным включением по входу и параллельным включением по выходу на рисунке 2.2.11, б. 125 Рис. 2.2.12. Каждая ячейка выполнена по схеме резонансного инвертора с вентилями обратного тока. Уменьшая частоту работы каждой ячейки и вводя соответствующий фазовый сдвиг между ними, получаем в нагрузке увеличенную в число ячеек раз частоту выходного напряжения, рисунок 2.2.12. 2.3 Автономные инверторы напряжения Название обусловлено режимом работы источника питания, который работает в режиме источника напряжения. В качестве источника используют либо аккумулятор, либо выпрямитель. На выходе выпрямителя включают конденсатор большой емкости, шунтирующий источник питания по переменному току и обеспечивающий проводимость в обратном направлении. В качестве вентилей могут применяться транзисторы, одно- или двух операционные тиристоры. В случае использования однооперационных тиристоров, схемы дополняют элементами, предназначенными для искусственной комму- 126 тации тиристоров. В последнее время широкое распространение получили инверторы на IGBT-транзисторах и GTO-тиристорах. 2.3.1 Однофазный мостовой АИН Рис. 2.3.1 Схема приведена на рисунке 2.3.1. Форма выходного напряжения определяется видом коммутационной функции вентильного комплекта. При широтном управлении, рисунок 2.3.2, поочередно переключаются накрест лежащие вентили VT1, VT4 и VT2, VT3, так что каждый из них открыт 180 эл. гр. В установившемся режиме кривая тока активно-индуктивной нагрузки симметрична и состоит из участков экспонент с постоянной времени τ=Lн/Rн. На интервале t0-t1 проводят транзисторы VT1, VT4. Напряжения на нагрузке равно Ud и имеет полярность указанную на схеме без скобок. В момент t1 с транзисторов VT1, VT4 снимается, а на транзисторы VT2, VT3 подается отпирающее напряжение. Напряжение прикладывается к нагрузке с обратной полярностью. Под действием ЭДС самоиндукции индуктивности нагрузки ток на интервале t1-t2 сохраняет прежнее направление. Транзисторы VT2, VT3 в таком направлении проводить не могут, поэтому ток протекает через диоды встречно включенного диодного моста VD 2, VD3. В момент t2 ток нагрузки становится равным нулю, диоды VD2, VD3 закрываются и транзисторы VT2, VT3 начинают проводить ток. В момент t3 происходит очередное переключение транзисторов с VT2, VT3 на VT1, VT4. Процессы протекают аналогично, на интервале t3-t4 проводят диоды VD1, VD2, на интервале t4-t5 транзисторы VT1, VT2. 127 Рис. 2.3.2. 128 В кривой выходного напряжения при широтном регулировании содержится значительное количество высших гармоник 3, 5, 7. Особенно трудно подвергается фильтрации 3 гармоника, наиболее неблагоприятная для типовой нагрузки АИН асинхронного двигателя. Поэтому широтное управление можно применять только в малом диапазоне для стабилизации выходного напряжения. Для улучшения гармонического состава применяют широтноимпульсное регулирование (ШИР). При широтно-импульсном регулировании, рисунок 2.3.3 кривая выходного напряжения состоит из нескольких однополярных импульсов в каждой из его полуволн. Изменением длительности импульсов осуществляют регулирование действующего значения выходного напряжения. Особенностью широтно-импульсного регулирования является наличие интервалов времени, в течение которых все вентили инвертора закрыты. Рис. 2.3.3. По окончании интервала времени t1-t2 проводимости транзисторов VT1, VT4 отпирающее напряжение снимается со всех транзисторов схемы. Однако 129 из-за накопленной в индуктивности нагрузки энергии ток мгновенно прекратиться не может, в связи с чем, возникает контур тока через диоды VD2, VD3. В результате отпирания диодов к нагрузке прикладывается ЭДС обратной полярности. Энергия, запасенная в индуктивности, отдается в источник питания и нагрузку, ток уменьшается по экспоненциальному закону, в момент t3 диоды закрываются, и напряжение на нагрузке становится равным нулю. Пауза в напряжении продолжается до момента t4 отпирания транзисторов VT2, VT3. Аналогичные процессы протекают в схеме и после запирания транзисторов VT2, VT3. Вследствие проводимости обратных диодов на нагрузке возникают дополнительные импульсы, что приводит к нежелательному увеличению действующего выходного напряжения инвертора. Длительность этих импульсов зависит от постоянной времени нагрузки τ=Lн/Rн, а значит на практике возможен случай, когда из-за изменения параметров нагрузки ток не успеет достигнуть нулевого значения. Форма напряжения получится такой же, как у нерегулируемого инвертора, а изменение длительности паузы между импульсами управления не будет приводить к изменению действующего значения выходного напряжения инвертора. Для устранения этого эффекта изменяют коммутационную функцию транзисторов, так чтобы обеспечивалась одновременная проводимость двух транзисторов, относящихся к одной группе (катодной или анодной) инверторного моста: VT1, VT3 или VT2, VT4, рисунок 2.3.4. При этом нагрузка замыкается накоротко через одну из шин питания источника напряжения и напряжения на нагрузке равно нулю. Ширину импульсов напряжения в нагрузке регулируют с помощью изменения фазового сдвига коммутационных функций транзисторов. На интервале t1-t2 проводят транзисторы VT1, VT4. В момент t2 с VT1 снимается, а на VT3 подается отпирающее напряжение. Нагрузка оказывается закорочена через шину «-» источника напряжения. Напряжение на нагрузке равно нулю. Под действием энергии запасенной в индуктивности нагрузки возникает контур тока через транзистор VT4 и диод VD 2, интервал t2-t3. В момент времени t3 с VT4 снимается, а на VT3 подается отпирающее напряжение и к нагрузке подключается источник напряжения с обратной полярностью. В момент времени t4 снимается управляющее напряжение с транзистора VT2 и подается на VT1. На интервале t4-t5 образуется аналогичное замыкание на шину «+» источника питания через транзистор VT3 и диод VD 1. Далее процессы повторяются. 130 Рис. 2.3.4. Применение ШИР смещает гармоники напряжения, обусловленные регулированием, в область более высоких частот, что облегчает их фильтрацию. Дальнейшее улучшение спектра выходного напряжения инвертора 131 обеспечивается с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ) длительности формирующих выходное напряжение импульсов по определенному закону. Рис. 2.3.5. По форме моделирующего сигнала различают синусоидальный, треугольный и трапецеидальный законы широтно-импульсной модуляции. По числу полярностей импульсов различают однополярную, рисунок 2.3.5, а, и двуполярную, рисунок 2.3.5, б, ШИМ. При двуполярной ШИМ вместо пауз между импульсами содержатся импульсы противоположенной полярности. По кратности частоты коммутации частоте выходного напряжения различают ШИМ с целочисленной кратностью, ШИМ с кратностью, выражаемой дробно-рациональным числом и ШИМ с кратностью, выражаемой иррациональным числом. По модулируемому параметру различают одностороннюю и двустороннюю ШИМ. При односторонней ШИМ изменяется положение только одного фронта импульса: переднего или заднего, при двусторонней ШИМ – обоих фронтов. По способу определения длительности импульса 132 различают ШИМ первого, второго, третьего и четвертого рода. По числу уровней модуля вектора напряжения различают одноуровневые и многоуровневые алгоритмы управления. 2.3.2 Трехфазный АИН Рис. 2.3.6. Схема получается объединением по общему источнику напряжения трех полумостовых однофазных инверторов, рисунок 2.3.6. Нагрузка может подключаться звездой без нуля или треугольником. В трехфазных инверторах применяют те же способы формирования выходного напряжения. При сто восьмидесяти градусном (широтном) управлении, рисунок 2.3.7, последовательность вступления транзисторов в работу соответствует порядку следования их номеров при относительном фазовом сдвиге 60 эл. гр. В любой момент времени одновременно проводят ток три транзистора, два из которых относятся к одной группе (коллекторной или эмиттерной), а один к другой: VT1, VT2, VT3; VT2, VT3, VT4; VT3, VT4, VT5; VT4, VT5, VT6; и т. д. Кривые линейных напряжений состоят из импульсов с амплитудой Ud, длительностью 120 эл. гр., разделенных паузой 60 эл. гр. Импульсы создаются при проводимости накрест лежащих транзисторов двух фаз. Например, импульс положительной полярности линейного напряжения UAB получается при проводящих транзисторах VT4, VT3, а импульс напряжения отрицательной полярности при открытых транзисторах VT 6, VT1. Интервалы пауз соответствуют одновременно открытым транзисторам VT1, VT3 и VT4, VT6. 133 Рис. 2.3.7. 134 Фазные напряжения имеют вид ступенчатой кривой со значениями напряжения 1 U d и 2 U d . Это определяется тем, что в любой момент време3 3 ни одновременно проводят ток три транзистора инвертора, подключая нагрузки в фазах Za, Zb, Zc на напряжение источника питания Ud таким образом, что две из них включаются параллельно между собой и последовательно с третьей. Форма кривой выходного напряжения такого инвертора является удовлетворительной для питания асинхронного двигателя. В ней отсутствуют четные гармоники и гармоники кратные трем. Низшими гармоническими являются 5 и 7-я. Регулирование действующего значения выходного напряжения производят по цепи питания, например, с помощью управляемого выпрямителя или импульсного преобразователя постоянного напряжения. 2.3.3 Трехфазный АИН с ШИР Принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного АИН с ШИР подобен однофазному АИН с ШИР, рисунок 2.3.8. В кривой выходного линейного напряжения формируют не один импульс длительностью 120 эл. гр., а несколько с регулируемой длительностью. Для создания пауз в выходном напряжении изменяют коммутационные функции транзисторов так, чтобы на время паузы подключить к шине «+» или «-» источника питания сразу все три транзистора одной группы (коллекторной или эмиттерной). В связи с этим последовательность переключения транзисторов должна быть такой: VT1, VT2, VT3; VT1, VT3, VT5; VT2, VT3, VT4; VT2, VT4, VT6; VT3, VT 4, VT5; VT1, VT3, VT5; VT4, VT5, VT6; VT2, VT4, VT6; … . В результате кривые линейных напряжений будут содержать 4, 8, 12, 16, 20, … импульсов, а кривые фазных напряжений соответственно 6, 12, 18, 24, 36, … импульсов. Увеличивают число импульсов в кривой выходного напряжения для того, чтобы улучшить его гармонический состав при регулировании. В рассмотренных выше трехфазных инверторах выходное линейное напряжение имеет только одну ступень, отличную от нулевой. Соответственно модуль обобщенного вектора напряжения также имеет только один уровень. Увеличение числа ступеней обобщенного вектора напряжения, приводит к улучшению формы выходного напряжения. Различают трех, пяти, семи уровневые инверторы напряжения. 135 Рис. 2.3.8. 136 Технически это достигается добавлением к методу ШИМ формирования кривой выходного напряжения еще и метода амплитудной модуляции. Такие схемы инверторов оправданы при больших мощностях (более тысячи киловатт), когда улучшение качества выходного напряжения за счет добавления амплитудной модуляции компенсирует его ухудшение, вызываемое снижением допустимой кратности частоты коммутации на верхних частотах выходного напряжения. 2.3.4 Трехуровневый трехфазный инвертор Рис. 2.3.9. Каждое плечо схемы состоит из двух последовательно включенных полностью управляемых вентилей, шунтированных обратными диодами, рисунок 2.3.10. Дополнительные диоды соединяют нулевую точку источника питания со средними точками плеч инвертора. В качестве полностью управляемых вентилей в мощных инверторах используют GTO или IGCT тиристоры. Первому уровню модуля обобщенного вектора напряжения соответствует схема замещения инвертора, как у одноуровневого инвертора рисунок 2.3.9, с тем отличием, что каждая фазы нагрузки подключаются чрез два последовательно открытых тиристора. Ступени напряжения на фазах нагрузки в этом состоянии могут быть равны 1 U d и 2 U d . Шести подобным 3 3 схемам замещения соответствуют шесть векторов обобщенного вектора напряжения наибольшего уровня. 137 Рис. 2.3.10. Второму уровню модуля обобщенного вектора напряжения соответствует схема рисунок 2.3.11. Две фазы нагрузки подключаются к двум различным полюсам источника, а третья через один из внутренних тиристоров подключается к средней точке. Ступени напряжения на двух фазах нагрузки равны ± 1 U d , а на третьей фазе нулю. Модуль обобщенного вектора на2 U пряжения равен d , а его фаза равна 30°. Возможно шесть таких векторов 3 со сдвигом 60°. Рис. 2.3.11. 138 Третьему уровню обобщенного вектора напряжения соответствует схема замещения рисунок 2.3.12. Две фазы нагрузки подключены к одному полюсу источника, третья через внутренний тиристор к нулевой точке источника. Ступени напряжения на фазах нагрузки равны 1 U d и 1 U d . Модуль 3 6 обобщенного вектора напряжения равен 1 U d , а начальная фаза нулю. Так3 же возможно шесть таких векторов со сдвигом 60°. Рис. 2.3.12 Таким образом, трехуровневый инвертор, имея в три раза больше возможных состояний обобщенного вектора напряжения, позволяет формировать более качественную кривую выходного напряжения за счет широтноимпульсной и амплитудной модуляции выходного напряжения. С применением такой схемы на сегодняшний момент достигнуты мощности порядка 500…1000 кВт. Для дальнейшего наращивания мощности применяют пяти, семи, и т.д. уровневые инверторы. 2.4 Преобразователи частоты Преобразователь частоты - устройство преобразования переменного тока одной частоты в переменный ток другой частоты. Различают: 1. преобразователи частоты с промежуточным звеном постоянного тока; 2. преобразователи частоты с непосредственной связью; 3. преобразователи частоты с промежуточным звеном переменного тока. 139 2.4.1 Преобразователь частоты с промежуточным звеном постоянного тока Рис. 2.4.1. Блок схема преобразователя частоты с промежуточным звеном постоянного тока показана на рисунке 2.4.1. Переменное напряжение питающей сети выпрямляется управляемым или неуправляемым выпрямителем (В), фильтруется LC-фильтром (Ф) и подается на автономный инвертор (АИ). Инвертор выполняет функцию регулирования частоты, управляемый выпрямитель функцию регулирования напряжения, если применяется неуправляемый выпрямитель, то обе функции выполняет автономный инвертор. В качестве АИ может использоваться любой из рассмотренных выше инверторов. Для управления скоростью двигателя переменного тока в последнее время широкое распространение получили преобразователи частоты, состоящие из неуправляемого трехфазного выпрямителя и трехфазного АИН с ШИМ. Такие преобразователи позволяют в широком диапазоне регулировать частоту выходного напряжения как вверх так и вниз. Имеют прекрасные технические, массо-габаритные и экономические показатели. Недостатком данного типа преобразователей частоты является двойное преобразование энергии, что приводит к уменьшению КПД преобразователя. 140 3.4.2 Трехфазно-однофазный преобразователи частоты с непосредственной связью с естественной коммутацией тиристоров Рис. 2.4.2 Силовая схема трехфазно-однофазного непосредственного преобразователя частоты (НПЧ) с естественной коммутацией не отличается от силовой части реверсивного управляемого выпрямителя с нулевым выводом трансформатора, рисунок 2.4.2 Отличие заключается в логике управления. Переменный ток в нагрузке создается в результате поочередного отпирания вентильных групп. Положительный полупериод выходного напряжения формируется при поочередной подаче отпирающих импульсов на тиристоры группы I, отрицательный при подаче отпирающих импульсов на тиристоры группы II. Регулирование частоты осуществляется за счет изменения количества пульсаций напряжения в полуволне выходного напряжения. Регулирование действующего значения осуществляется изменением угла отпирания вентилей. При активной нагрузке без учета потерь в вентилях и трансформаторе: U2 = m1 ⋅ 2 ⋅ U1ф ⋅ sin где m1 – число фаз первичной сети; α – угол регулирования. π π ⋅ cosα m1 , 141 Выходная частота регулируется вниз относительно входной. При отсутствии пауз между полупериодами: f2 = f1 ⋅ m1 , 2 ⋅ n + m1 где n=0, 1, 2, … . Так как запереть тиристор на участке между подачей отпирающего импульса и моментом естественного запирания невозможно, возникает погрешность действительного полупериода выходного напряжения. Рис. 2.4.3. Частота регулируется дискретно, рисунок 2.4.3. Для плавного регулирования частоты необходимо вводить паузы между включением выключением групп тиристоров. В реальных схемах паузы необходимы даже при чисто активной нагрузке для предотвращения одновременной проводимости тиристора выходящей из работы группы с тиристором группы вступающей в работу. Длительность паузы должна быть больше времени восстановления запирающих свойств тиристора. При RL нагрузке длительность паузы определяется также временем спадания тока вентиля до нуля. Трехфазный НПЧ получается путем объединения трех трехфазнооднофазных схем. 142 3.4.3 Однофазный НПЧ с принудительной коммутацией Тиристоры непосредственного преобразователя частоты, рисунок 2.3.16, выключаются с помощь коммутирующего конденсатора. При положительной полярности питающего напряжения работают тиристоры VS2, VS3, при отрицательной VS1, VS4. Рис. 2.4.4. Направление, тока нагрузки не зависит от полярности питающего напряжения U1. Выходное напряжение преобразователя промодулировано синусоидальным напряжением с частотой питающей сети. Благодаря принудительной коммутации можно получить частоту выходного напряжения, как выше частоты питающего напряжения, так и ниже. 3.4.4 Преобразователь частоты с промежуточным звеном переменного тока Рис. 2.4.5. 143 Чем выше промежуточная частота автономного инвертора по сравнению с частотой выходного напряжения, тем более плавным является регулирование частоты и напряжения, а также проще обеспечивается близкая к синусоидальной форма кривой выходного напряжения. Повышение промежуточной частоты ограничено частотными свойствами вентилей, дросселей и конденсаторов, поскольку потери в этих элементах с ростом частоты увеличиваются. Наиболее эффективно использовать в качестве АИ резонансный инвертор. Существенными недостатками ПЧ со звеном переменного тока, рисунок 2.4.5, являются: тройное преобразование энергии, что ведет к уменьшению КПД; сложность силовой схемы и системы управления; низкая надежность. Библиографический список 1. Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2003. 2. Забродин Ю.С. Промышленная электроника. - М.: Высшая Шк., 1982. 3. Горбачев Н.Г., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. - М.: Энергоатомиздат, 1988. 4. Ковалева Ф. И. Полупроводниковые выпрямители. – М.: Энергия, 1978. 5. Справочник по преобразовательной технике. Под ред. И. М. Чиженко. – Киев: Техника, 1978. 6. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Преобразовательная техника. - М.: Высшая шк., 1980. 7. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г. С. Найвельт, К. Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др.; Под ред. Г. С. Найвельта. М., 1986. 8. Глух Е. М., Зеленов В. Е. Защита полупроводниковых преобразователей. – М.: Энергия, 1978.