Особенности СШП радиосистем

Федеральное государственное образовательное учреждение высшего образования Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет) Институт №4 МАИ Кафедра 410 «Радиолокация, радионавигация и бортовое радиоэлектронное оборудование» Конспект лекций по дисциплине «Сверхширокополосные радиолокационные системы» Москва, 2020 1 1. Введение 1.1 Особенности СШП радиосистем. Любые информационные системы можно оценивать или сравнивать между собой по двум основным характеристикам: количеству и качеству предаваемой информации. Система считается тем более информативной, чем больше информации в единицу времени она может передать при сохранении заданного качества этой информации. Передаваемое log(1+x) информационным каналом количество информации H определяется известной формулой Шеннона: log x H = f log (1 + Pс/Pш) единиц информации в секунду, где: f –полоса частот информационного канала; x= Pс/Pш 1 Pс/Pш – отношение сигнал/шум в канале по 5 10 Рис. 1.1 мощности. Из приведенной формулы видно, что информативность системы можно повышать, расширяя полосу частот передаваемого ею сигнала f и увеличивая отношение Pс/Pш. Но, как видно из графика, приведенного на рис. 1.1, логарифм, входящий в формулу для количества информации, даже при относительно небольшом отношении Pс/Pш становится постоянной величиной и не влияет на увеличение количества информации, передаваемой по информационному каналу. Таким образом, единственным параметром, который позволяет увеличивать количество передаваемой по каналу информации, остается ширина полосы частот канала f. В свою очередь полоса частот сигнала f связана с его длительностью  обратной пропорциональностью f=1/. Следовательно, для повышения информативности системы необходимо уменьшать длительность передаваемого ею сигнала. Поясним сказанное на простом примере, взятом из радиолокации. Обзорный узкополосный радиолокатор с дальностью обнаружения цели порядка нескольких сотен километров, обычно излучает импульс длительностью  порядка одной микросекунды (10-6 с). Ширина спектра такого сигнала 2 f=1/=fверх−fниж составляет один мегагерц (106 герц). Если частота заполнения импульсов (рабочая частота) радиолокатора f порядка одного гигагерца (109 Гц), то его относительная полоса частот составит f/f = 10-3 или 0,1%. Если рабочая частота радиолокатора еще выше, то относительная полоса частот будет соответственно меньше. При =10-6 и Т=1/f=10-9 отношение /Т=103. Это означает, что каждый импульс, излученный обзорным радиолокатором, содержит 1000 периодов несущей частоты. Импульс длительностью  имеет длину в пространстве c, где с – скорость света (величину c иногда еще называют световой длиной импульса). Для =1 мкс эта длина равна 300 метров. Это значит, что при расстоянии между целями менее 150 метров радиолокатор не различит их по отдельности, а покажет их как одну цель. Информация о числе целей будет потеряна. Эта способность радиолокатора различать по-отдельности близко расположенные цели называется разрешающей способностью. Чтобы понять, почему при длине импульса в пространстве 300 метров разрешающая способность радиолокатора составляет 150 метров, рассмотрим, как реализуется эта разрешающая способность. На рис. 1.2 приведена схема отражения импульса радиолокатора с длительностью  и длиной в пространстве c от двух целей, расстояние между которыми близко к половине длины импульса в пространстве c/2. На рис. 1.2,а показана ситуация в момент времени t 1, когда импульс, излученный радиолокатором, подошел вплотную к первой цели. Через время /2, то есть в момент времени t2 = t1+/2 (рис. 1.2,б) этот импульс сместился вперед на расстояние c/2 и подошел вплотную ко второй цели. При этом первая половина импульса, длиной c/2, отразилась от первой цели и направилась обратно к радиолокатору. К моменту времени t3 = t2+/2 (рис. 1.2,в) импульс, излученный радиолокатором, сместился вперед еще на расстояние c/2. К этому моменту уже весь импульс отразился от первой цели, а его первая половина, равная c/2, отразилась и от второй цели и также направилась обратно к радиолокатору. И, наконец, на рис. 1.2,г показан момент времени t4 = t3+/2, когда импульс 3 полностью отразился от обеих целей. Таким образом, при расстоянии между целями, равном c/2, обратно к радиолокатору направляются два импульса длиной c, разделенные между собой в пространстве. Р/локатор Импульс Цель 1 Цель 2 а) Время t=t1 c*tau c? б) t2=t1+?/2 c?/2 c?/2 c? в) t3=t2+?/2 c? c?/2 г) t4=t3+?/2 c? c? Рис. 1.2 Теперь уменьшим длительность импульса радиолокатора в тысячу раз, до одной наносекунды (10-9 с). При этом длина импульса в пространстве станет равной 30 см, а ширина спектра сигнала S(f) увеличится до одного гигагерца (10 9 Гц). При =10-9 и Т=1/f=10-9 отношение /Т=1 и каждый импульс, излученный радиолокатором, содержит всего один период несущей частоты (рис. 1.3). Переход к такому короткому импульсу позволяет существенно увеличить количество получаемой радиолокатором информации. Можно сказать, что инструмент, которым исследуется пространство, стал значительно более тонким и более чувствительным. В дальнейшем мы будем изучать особенности процесса радиолокационного наблюдения при длительности импульсов и ширине полосы частот примерно того же порядка, как указано выше. Радиолокаторы такого типа называются сверхширокополосными или СШП РЛС. При их изучении мы будем 4 сравнивать полученные результаты с аналогичными результатами, известными из традиционной узкополосной радиолокации.  >> T  |S(f)| T 1 2 3 4 f/f0 Узкополосная РЛС ~T |S(f)| СШП РЛС Рис. 1.3 1 2 3 4 f/f0 Рассмотрим несколько конкретных примеров, иллюстрирующих увеличение 1 n 2 3 5 Узкополосная ndРЛС 4 Цель ar n 1 2 Портрет цели 3 СШП РЛС Radar 5 Портрет цели после согласованной обработки 4 Цель Рис. 1.4 количества информации, получаемой радиолокатором при использовании СШП сигналов. На рис. 1.4 схематически показан процесс радиолокационного обнаружения цели. Узкополосная РЛС излучает сигнал длительностью порядка =1 мкс. Этот сигнал отражается от отдельных элементов (так называемых, «блестящих точек») цели. Амплитуды отраженных сигналов пропорциональны эффективным 5 поверхностям рассеяния (ЭПР) блестящих точек, а их длины в пространстве (порядка 300м) обычно значительно превышают расстояние между блестящими точками цели. Сигналы, отраженные от блестящих точек цели перекрываются между собой в пространстве. Поэтому полный отраженный от цели сигнал представляет собой сумму этих сигналов. Он имеет длину в пространстве такого же порядка, как и у сигналов, отраженных от отдельных блестящих точек цели, а его амплитуда пропорциональна ЭПР цели. Как было показано выше, такой сигнал позволяет разрешать цели, находящиеся на расстоянии более 150м. СШП РЛС излучает сигнал длительностью порядка =1 нс. Сигналы, отраженные от блестящих точек, не перекрываются друг с другом, а образуют серию отдельных импульсов. Этот сложный отклик, называемый также «портретом цели», позволяет не только разрешить цели, летящие на расстоянии менее 150 м, но и определить индивидуальные свойства каждой цели, например, установить тип обнаруженного самолета. Очевидно, что количество информации, получаемой от каждой цели, стало значительно больше. Если система обработки сигнала позволяет «собрать» сигналы, отраженные от всех блестящих точек, вместе (согласованная обработка), то на выходе этой системы мы получим большой сигнал, суммирующий ЭПР отдельных блестящих точек и пропорциональный ЭПР цели. 6 Прямой отраженный сигнал Суммарный сигнал Узкополосная РЛС Переотраженный сигнал Суммарный сигнал СШП РЛС Переотраженный сигнал Рис. 1.5 На рис. 1.5 схематически показан процесс радиолокационного обнаружения цели в том случае, когда РЛС располагается на возвышенности (морской берег, горная местность), а цель летит на уровне РЛС или ниже ее. Синей стрелкой показан сигнал, излучаемый РЛС. Этот сигнал отражается от цели и может возвращаться к ней несколькими путями. Один путь – прямой – когда сигнал, отразившийся от цели, попадает непосредственно в антенну РЛС. Другие пути возникают тогда (на рис. 1.5 показан только один такой путь), когда сигнал попадает в антенну РЛС после переотражения от различных препятствий и, в частности от поверхности земли или воды. При работе узкополосной РЛС прямой и отраженный сигналы, попадая в антенну, практически полностью перекрывают друг друга (интерферируют). Суммарный сигнал, в зависимости от соотношения фаз прямого и переотраженного сигналов, может иметь различную амплитуду, от максимальной, равной сумме амплитуд прямого и всех переотраженных сигналов, до нулевой, когда прямой и переотраженные сигналы полностью компенсируют друг друга. В тех угловых направлениях, где происходит такая компенсация, в диаграмме 7 направленности антенны РЛС образуется «провал». Эти направления для РЛС являются «слепым» и информация из них в РЛС не поступает. В СШП РЛС прямой и переотраженные сигналы не перекрываются. Благодаря этому они не интерферируют и не образуют угловых направлений, где могут образоваться «провалы». Очевидно, что количество информации, получаемой из пространства, в этом случае становится больше. Мало того, при соответствующем построении аппаратуры обработки сигнала прямой и отраженный сигналы могут суммироваться синфазно, повышая тем самым потенциал РЛС и ее возможности по обнаружению целей. На рис. 1.6 схематически показан импульсный объем, формируемый РЛС в пространстве в процессе радиолокационного обнаружения цели. Этот импульсный объем образуется по Узкополосная РЛС угловым координатам направленности СШП РЛС Рис. 1.6 диаграммой (шириной луча) антенны, а по дальности - длиной импульса в пространстве. Очевидно, что при длительности импульса 1 мкс (длина в пространстве 300 м) и при длительности импульса 1 нс (длина в пространстве 30 см) этот объем будет отличаться практически в 1000 раз. Но именно длина импульса в пространстве обусловливает глубину этого объема по дальности и, соответственно, точность определения дальности до цели. С другой стороны РЛС получает информацию из всего импульсного объема. Если в пространстве имеется какая-либо распределенная помеха (облака, туман, специальные аэрозоли или металлизированные полоски), в которой находится обнаруживаемая цель, то величина импульсного объема определяет величину (мощность) сигнала, отраженного от помехи. Чем больше импульсный объем РЛС, тем больше мощность сигнала, отраженного от помехи и тем меньше отношение мощности сигнала, отраженного от цели, к мощности сигнала, 8 отраженного от помехи. ЭПР помех в малом импульсном объеме становится соизмеримой с ЭПР цели. По этой причине в одних и тех же помехах СШП РЛС будет обнаруживать цель лучше, чем узкополосная РЛС, тем самым получая из пространства больше информации. Работа Lуп = сτуп любой дистанциях «мертвая» зона Узкополосная РЛС Lуп = 300м РЛС на малых ограничивается, так называемой, «мертвой» зоной. Эта зона определяется длиной импульса в пространстве, поскольку приемник РЛС не Lсшп = сτсшп может производить прием сигнала до тех пор, «мертвая» зона Lсшп = 0,3м СШП РЛС Рис. 1.7 пока не закончится излучение собственного передатчика РЛС (рис. 1.7). Расстояние, на котором существует «мертвая» зона оказывается «потерянным» для обнаружения целей и наблюдения за ними. Для рассматриваемой нами узкополосной РЛС это расстояние составит Lуп=300 м и информация о целях, находящихся на этом расстоянии, будет для РЛС потеряна. В тоже время СШП РЛС «потеряет» только Lсшп=0,3 м, а вся информация о целях, находящихся на дистанции от 0,3 м до 300 м, будет для нее доступна. Подводя некоторые итоги, мы можем отметить, что уменьшение длительности сигнала в СШП РЛС позволяет: - повысить точность измерения расстояния до цели и разрешающую способность по дальности; в результате повышается разрешающая способность РЛС по всем координатам, поскольку разрешение целей по одной координате не требует их разрешения по другим координатам; - произвести распознавание класса и типа цели, а также получить радиоизображение цели, поскольку принятый сигнал несет информацию не только о цели в целом, но и об ее отдельных элементах; 9 - повысить вероятность обнаружения и устойчивость сопровождения цели за счет увеличения ЭПР цели, поскольку колебания, отраженные от отдельных частей цели не интерферируют, за счет чего устраняется лепестковая структур вторичных ДН облучаемых целей; - повысить устойчивость сопровождения цели под низким углом места за счет устранения интерференционных провалов в диаграмме направленности (ДН) антенны, поскольку сигнал, отраженный от цели и сигнал, переотраженный от земли, разделяются во времени, что позволяет произвести их селекцию; - повысить устойчивость РЛС к воздействию всех видов пассивных помех – дождя, тумана, аэрозолей, металлизированных полос, поскольку эффективная поверхность рассеяния (ЭПР) помех в малом импульсном объеме становится соизмеримой с ЭПР цели; - повысить устойчивость РЛС к воздействию внешних электромагнитных излучений и помех; - уменьшить "мертвую зону" РЛС; - повысить скрытность работы РЛС. 1.2. СШП сигналы. Определения и классификация. Ограничения. Форма СШП сигналов принципиально отличается от формы узкополосных сигналов, обычно используемых в радиолокации и связи. СШП сигналы по их форме можно подразделить на три основных класса: видеоимпульсы, однопериодные и многопериодные радиоимпульсы и кодированные сигналы. Видеоимпульсы Радиоимпульсы Кодированные сигналы Рис. 1.8 Первый тип сигнала – видеоимпульс – показан на рисунке 1.8. частота у отсутствует. Несущая этого сигнала Этот имеет составляющую, сигнал постоянную что соответствует максимуму спектра на частотах, близких к нулю (рис.1.9). 90% 10 энергии этого находится Видеоимпульс Один период Четыре периода Пять периодов ниже сигнала частоты 200 МГц - см. рис. 1.10. Это означает, что часть энергии сигнала не может излучаться антенной. Чтобы выполнить условие излучения можно создать видеоимпульсный сигнал с постоянной составляющей, Рис. 1.9 равной нулю (см. рис. 1.8). В этом случае спектр сигнала имеет резкий провал на частотах около нуля (рис 1.9). Однако отрицательный уровень между импульсами, показанный на рисунке, является нежелательным, поскольку он излучается в промежутке между импульсами и может подавлять слабые отраженные сигналы, приходящие в этом промежутке. Второй вид сигнала – однопериодный и многопериодный радиоимпульс – можно рассматривать как сигнал на несущей частоте с центральной частотой, равной частоте одного периода синусоиды. Видеоимпульс Один период Четыре периода Пять периодов Максимальное значение энергетического спектра одного этого для импульса сигнала приходится не на нулевую частоту, Рис. 1.10 11 а находится около частоты синусоиды (рис. 1.9). Около 90% всей энергии сигнала приходится на полосу от 200 до 450 МГц (рис. 1.10). Поскольку длительность импульса обратно пропорциональна ширине полосы, то, например, ширина полосы в 1% означает, что длительность импульса в 100 раз превышает период несущей частоты (импульс содержит 100 периодов). Для СШП сигналов, имеющих по определению ширину полосы не менее 25%, импульс будет содержать самое большее 4 периода несущей частоты в одном импульсе. Следовательно, многопериодные СШП сигналы состоят из 2,3 или 4-х целых или не целых периодов. На рисунке показан спектр многопериодного сигнала для 4-х периодов при несущей частоте 300 МГЦ (рис. 1.9). Энергия импульса сосредоточена в полосе около 60 МГц вокруг центральной частоты (рис. 1.10). Четвертый вид сигнала – кодированный сигнал – применяется в СШП РЛС с той же целью, что и в узкополосной. Если необходимо иметь большую среднюю мощность, а величина пиковой мощности ограничена, то применяют кодированный сигнал, который «сжимается» после его обработки в оптимальном фильтре. Для видеоимпульса такой сигнал представляет собой псевдослучайную последовательность импульсов противоположной полярности (рис. 1.8). При большом числе импульсов, входящих в последовательность, такой сигнал может иметь среднее значение близкое к нулю. В этом случае не требуется создавать дополнительную отрицательную подставку. Такое же кодирование используется для однопериодного сигнала. Недостатком этого сигнала является неопределенность полярности отраженного сигнала (или его фазы), что приводит к потерям при его обработке. Дадим определение понятию «сверхширокополосный». Напомним, что в обычных узкополосных системах границы полосы определяются частотами, на которых мощность сигнала становится вдвое (на 3 децибела) ниже, чем в центре спектра, где обычно располагается несущая частота. Данное определение удобно для узкополосных систем, поскольку их спектр обычно симметричен 12 относительно несущей частоты и область спектра между точками, соответствующими 3 дБ, содержит не менее 90% всей энергии сигнала. Как показано выше, СШП сигнал представляет собой короткий импульс без высокочастотного заполнения (видеоимпульс) или короткий отрезок периодического колебания, состоящий из одного – полутора – двух, максимум четырех, периодов. Поэтому у СШП сигналов, как правило, отсутствует понятие несущей частоты. Кроме того, спектр СШП сигнала обычно не является симметричным; фактически, во многих случаях большая часть энергии находится ниже частоты, которую можно было бы назвать центральной. Первое определение СШП сигналов и систем было введено в 1990 году Комиссией Управления перспективных военных НИОКР Министерства обороны США (DARPA). К СШП отнесены системы и сигналы, для которых выполняется неравенство 0.25≤1, а величина  определяется как дробная (fractional) полоса частот: F = fв − fн fв + fн , где fв и fн − верхняя и нижняя границы полосы частот. Это же выражение, умноженное на два, получило название относительной (relative) полосы частот. Эти определения широко используются в литературе. В соответствии с этим определением системы или сигналы, имеющие F  0,01 (1%), относятся к узкополосным; имеющие F от 0,01 до 0,25 (от 1% до 25%) относятся к широкополосным, а имеющие F от 0,25 до 1 (от 25% до 100%) относятся к сверхширокополосным. В приведенном выше примере сигнал с длительностью  порядка одной микросекунды имеет F= (1000 + 0 ,5) − (1000 − 0 ,5) = 0 ,005  (1000 + 0 ,5) + (1000 − 0 ,5) 0,01 и является узкополосным, а сигнал с длительностью  порядка одной наносекунды имеет F= (1000 + 500 ) − (1000 − 500 ) =0,5 и является сверхширокополосным. К этому (1000 + 500 ) + (1000 − 500 ) примеру мы еще будем возвращаться неоднократно. 13 Следует отметить, что иногда в литературе применяется определение относительной полосы частот сигнала f0 = fверх / fниж. Эта величина связана с F выражением: f0 = (1 + F) / (1 - F). В 2002 году появилось другое определение. Федеральная комиссия связи США (FCC) приняла нормативный документ (с дополнением в 2004 году), согласно которому к СШП отнесены системы и сигналы, обладающие хотя бы одним из следующих свойств: - ширина спектра излучаемых сигналов fв−fн (где fв и fн определяются по уровню − 10 дБ относительно максимального значения спектра) не менее 500 МГц; - отношение ширины спектра fв−fн (по уровню −10 дБ) к средней частоте спектра (fв+fн)/2 (относительная полоса частот) не менее 0,2. Это определение используется для отнесения опытных и промышленных образцов аппаратуры к классу СШП систем. 1.3 Области применения СШП РЛС Исторически интерес к СШП РЛС начал интенсивно расти в 80х годах прошлого столетия, поскольку предполагалось, что они могут лучше обнаруживать малозаметные цели по сравнению с обычными узкополосными РЛС. Широкая полоса сигнала, позволяющая выявлять резонансы конструкции цели в разных участках диапазона, невосприимчивость к поглощающим материалам, имеющим узкий частотный спектр поглощения радиоволн, и к многослойным покрытиям, рассчитанным на интерференционное подавление падающей на цель волны - все это должно обеспечить преимущество СШП РЛС в этой области. Однако полной ясности в решении данной проблемы пока нет. Возможно, что здесь сказывается и относительная скудность экспериментального материала в открытой печати. Тем не менее, эта область применения СШП РЛС остается весьма актуальной, хотя и закрытой для широкого круга специалистов. Сегодня наиболее обширной областью применения СШП РЛС является обнаружение и наблюдение объектов на коротких дистанциях, составляющих 14 единицы и десятки метров. Сюда входят РЛС, обнаруживающие объекты в плотных средах (подповерхностная локация) и РЛС, обнаруживающие объекты в воздухе. Эти РЛС используют, по существу, только два преимущества СШП радиолокации: высокую разрешающую способность и малую "мертвую" зону. Учитывая небольшие дальности действия таких РЛС и отсутствие требований к ним по определению угловых координат, при их разработке практически не возникает вопрос об оптимизации потенциала локатора и об электродинамике антенн. По-видимому, благодаря отсутствию острой необходимости в решении теоретических вопросов и наличию большой практической потребности в этом классе РЛС, здесь достигнут значительный прогресс в аппаратурном плане. Создано много действующих военных и промышленных РЛС, решающих самые разнообразные задачи. Тем не менее, недостатки теории, особенно в области обнаружения и распознавания объектов в подповерхностных грунтовых слоистых средах и средах с большим количеством посторонних предметов (конкреций) сказываются на качестве получаемой информации. Весьма привлекательной стороной РЛС, работающих на малых дистанциях, является простота конструкции и небольшой объем аппаратуры, что позволяет выполнять их разработку и усовершенствование в очень короткие сроки, быстро реагируя на запросы рынка. В более отдаленной перспективе несомненно будет расширяться применение СШП РЛС для существенного повышения качества получаемой информации. До сих пор большинство РЛС обеспечивало только обнаружение цели и более или менее точное определение ее координат. Эти РЛС подобны плохо видящему человеку, который видит предмет, но не может определить, что именно он видит. А такая необходимость существует в очень многих приложениях. Для решения этой задачи в военной сфере появились специальные радиозапросчики, выполняющие опознавание самолетов (режим "свой чужой"), а в гражданской вторичный радиолокационный канал, по которому также осуществляется запрос и 15 происходит обмен информацией. Наряду с этим стал интенсивно разрабатываться режим распознавания типа цели, который еще не давал ее образа, но позволял по некоторым признакам ("портрету") после соответствующей обработки получить дополнительную информацию с определенной степенью достоверности. Этот режим потребовал заметного увеличения полосы частот РЛС и, как следствие, новых подходов, как в методах, так и в технологиях. Развивая эту тенденцию и повышая точность измерения и разрешающую способность РЛС по всем координатам, можно перейти от обнаружения и распознавания цели к получению ее радиоизображения. В перспективе мы должны не только обнаруживать, но и "видеть" цель. Реально для решения этих задач СШП сигналы используются пока только в радиолокаторах с синтезированной апертурой, установленных на воздушных носителях. Эти РЛС предназначаются, как правило, для картографирования местности и для поиска на местности различных объектов, скрытых растительностью или замаскированных иным образом. Синтезированная апертура обеспечивает высокое угловое разрешение вдоль движения носителя. Для получения высокого разрешения по дальности в таких РЛС применяется СШП сигнал, что позволяет создавать изображение местности с разрешением, близким к оптическому. Еще одной перспективной областью является использование СШП РЛС для контроля акваторий, аэропортов, территорий различного назначения. Эти РЛС занимают промежуточное положение между РЛС малой и большой дальности. В них используется не только высокое разрешение целей, обеспечиваемое СШП сигналом, но и возможность устойчивой работы в условиях высокого уровня пассивных и активных помех. Анализ СШП РЛС, практически реализованных в настоящее время, показывает, что используются далеко не все их возможности. Одной из причин этого является недостаточность теоретической базы, как в системном плане, так и для создания отдельных устройств. 16 Развитие теории, техники и технологии СШП систем, которое позволит реализовать потенциальные возможности РЛС, целесообразно вести как в направлении активно осваиваемых РЛС малой дальности, так и в направлении высокоинформативных систем, позволяющих получить в перспективе визуальное изображение обнаруживаемого или наблюдаемого объекта. С позиций сегодняшнего дня основные направления этого развития выглядят следующим образом: 1. Совершенствование техники, технологии и элементной базы радиолокационных СШП систем малой дальности, как наиболее массовых и имеющих постоянно расширяющийся рынок сбыта. 2. Развитие методов построения радиолокационных изображений целей при использовании СШП сигналов для совершенствования РЛС подповерхностного зондирования и РЛС, работающих по воздушным целям в том числе по целям типа "Стелс". 3. Создание алгоритмов обработки СШП сигналов на основе этих методов. 4. Разработка методов и алгоритмов оптимального обнаружения радиолокационных сигналов с неизвестными параметрами. 5. Совершенствование методов и устройств генерирования видео и радио импульсов наносекундной и пикосекундной длительности. 6. Решение электродинамических задач, связанных с излучением сигналов, пространственная длина которых меньше длины апертуры антенны. Разработка методов формирования диаграмм направленности для этого случая. 7. Решение задачи формирования сверхузких диаграмм направленности СШП антенными решетками. 8. Адаптация методов проектирования и расчета узкополосных радиотехнических систем к проектированию СШП систем. Создание новых методов, учитывающих особенности функционирования этих систем. 17 1.4 Изменение формы СШП сигнала в процессе радиолокационного наблюдения. Для традиционных узкополосных сигналов практически всегда выполняется неравенство c>>L. Для СШП сигналов, имеющих очень малую длительность, чаще выполняется обратное неравенство: cL. Как будет показано далее, при выполнении этого неравенства в радиосистеме возникает новое важное свойство: существенное изменение формы сигнала в процессе его излучения, отражения от объекта и приема. Именно это свойство и приводит к отличиям СШП систем от систем других типов, изменяет подход к их проектированию и, в силу этого, заслуживает специального рассмотрения. Рассмотрим сначала кратко этапы изменения формы СШП сигнала, которая далее обозначается символом S, при радиолокационном наблюдении цели (рис. 1.19). На этой упрощенной схеме для излучения используется многоканальная антенна в виде решетки из N излучателей, а приемник подключен к одноканальной (рупорной или зеркальной) антенне. 18 K dS ( t ) импульсо S1 (t ) = 0 dt в K S2 ( t ) =  S1 (t − t k ) Передатчик S0(t) k =1 N  nd  S3 ( t ) =  S2  t − cos   c   n =1 N излучателей М  Цель отражате лей M S4 =   S3 (t − t m )  h m (t − t m − t )dt m =1 Приемник S5(t) Рис. 1.17 Начнем с процессов, происходящих в одном излучателе решетки. Сигнал передатчика в виде импульса тока, имеющего форму S0(t) и длительность , поступает в излучатель длиной L. Этот импульс тока занимает часть длины излучателя равную c0, где c0 – скорость движения зарядов в материале излучателя. Для рассматриваемых СШП сигналов c0L. Поэтому апертура излучателя возбуждается бегущим по ней импульсом тока не одновременно, процесс возбуждения растягивается во времени и заканчивается, когда импульс тока завершит свой пробег по излучателю. За время этого пробега в пространстве возникает не один, а несколько (К) импульсов электромагнитного поля, разделенных интервалами Δtk. Возникшие импульсы поля образуют излученный СШП сигнал, форма которого S1(t) отличается от формы импульса тока S0(t). Интервалы Δtk зависят от длины излучателя L. Поскольку видимая длина излучателя L меняется в зависимости от угла наблюдения , то и форма сигнала S1(t) будет изменяться в зависимости от этого угла. Но импульс тока S0(t) поступает не в один, а во все N излучателей решетки, которые одновременно излучают сигнал S1(t). При этом в направлениях, отличных от нормали к раскрыву антенны, возникает запаздывание между 19 импульсами поля, пришедшими от разных излучателей в некоторую точку наблюдения в дальней зоне. Для соседних излучателей это запаздывание равно (d/c) Cos , где d - расстояние между излучателями. В результате сложения N запаздывающих сигналов S1(t) образуется СШП сигнал, имеющий форму S2(t), которая будет отличаться от S1(t). Под различными углами наблюдения  эта форма будет иметь разный, иногда весьма сложный, вид. Следующее изменение формы СШП сигнала происходит при его отражении от М локальных центров рассеяния («блестящих точек») цели, произвольно расположенных на длине цели L1. Сигнал S2(t) отражается от каждого из этих центров рассеяния с разной задержкой Δtm, зависящей от радиального расстояния между этими центрами, с разной интенсивностью, зависящей от отражательных свойств каждого центра и с разной полярностью, зависящей от материала цели. Сумма сигналов S2(t), отраженных от локальных центров рассеяния, образует сигнал S3(t), форма которого отличается от формы S2(t). Эта форма зависит также от импульсных характеристик локальных центров рассеяния цели hm, которые могут являться для сигнала частотными фильтрами. Такой сигнал называется, как мы уже знаем, «портретом» цели. Весь портрет формируется за время T=2L1/c, а его форма изменяется в зависимости от угла наблюдения за целью. Еще одно изменение формы СШП сигнала происходит при приеме. Оно связано с зависимостью формы ДН приемной антенны от формы импульса поля S3(t), отраженного от цели и падающего на антенну, а также от временного сдвига импульсов тока, наведенных полем S3(t) на разных участках приемной антенны, имеющей длину, значительно превышающую пространственную длительность падающего на нее сигнала S3(t). Напряжение на нагрузке приемной антенны будет иметь форму S4(t), отличающуюся от формы поля S3(t). Следует также учитывать изменение формы СШП сигнала при его распространении до цели и обратно за счет различного затухания разных участков 20 его спектра в атмосфере. Таким образом, в приемник СШП радара поступает сигнал, имеющий неизвестную форму. Описанные выше изменения формы сигнала приводят к ряду трудностей при оценке параметров РЛС. Так, диаграмма направленности антенны, построенная как зависимость электромагнитного поля от угловых координат, становится нестационарной во времени и меняет свое положение в пространстве за время пробега импульса тока по излучающей антенне или за время пробега импульса поля по приемной антенне. Неизвестная форма принятого сигнала не позволяет использовать для его обработки коррелятор с опорным сигналом или согласованный фильтр. В связи с этим необходимы методы, позволяющие получить максимальное отношение сигнал-шум при обработке сигнала с неизвестной формой. Сложная форма поля, падающего на приемную антенну - сигнал S3(t) вызывает трудности при определении эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) цели, поскольку при этом трудно определить значение сигнала, которое следует принять за амплитуду электромагнитного поля в точке приема - на приемной антенне. 21 2 Изменение формы СШП сигнала в процессе радиолокационного наблюдения 2.1 Преобразование сигналов в процессе локации Узкополосные - синусоидальные и квазисинусоидальные – сигналы обладают уникальным преобразованиях, как свойством. При таких сложение, вычитание, широко используемых дифференцирование и интегрирование, их форма остается прежней. Здесь и далее под формой понимается закон изменения сигнала во времени. Преобразованные сигналы могут различаться только амплитудой и сдвигом во времени (фазой). В противоположность им у сверхширокополосного сигнала при указанных (и других) преобразованиях появляется третий изменяющийся параметр – форма сигнала. Положим, что в передающем устройстве СШП радара сформирован сигнал S 0 (рис. 1.17), который в виде импульса тока передается в антенну. Первое изменение его формы– дифференцирование - происходит при излучении ( S1 на рис. 1.17), поскольку напряженность поля, излучаемого антенной, изменяется пропорционально производной тока в антенне. Второе изменение формы СШП сигнала происходит в том случае, когда протяженность импульса в пространстве c ( c – скорость света,  - длительность импульса во времени) меньше линейного размера излучателя L . По мере движения импульса тока по излучателю будет излучаться несколько импульсов электромагнитной волны. В результате излучается серия из k импульсов, разделенных интервалами времени 1, 2 ,... k . Поскольку видимая длина излучателя меняется в зависимости от угла  между плоскостью раскрыва и направлением на точку приема, то и интервалы между этими импульсами будут меняться в зависимости от этого угла: 1 cos(), 2 cos(),... k cos() . Третье изменение формы СШП сигнала происходит при его излучении многоэлементной антенной, состоящей из N излучателей с расстоянием d между ними. Для того чтобы избежать взаимного влияния излучателей обычно выбирают d  c . От угла  теперь зависит запаздывание импульса, излучаемого 22 одним излучателем относительно импульса, излучаемого другим. Это запаздывание для соседних излучателей равно (d / c) cos() . В результате сложения запаздывающих импульсов суммарный импульс в дальней зоне при различных углах  будет иметь разную, иногда весьма сложную, форму и разную длительность ( S3 на рис. 1.17). Четвертое изменение СШП сигнала ( S 4 на рис.1.17) происходит при его отражении от цели, которая обычно представляет собой набор из M локальных отражающих элементов («блестящих точек»), расположенных на длине цели L 0 . В случае СШП сигнала c  L0 . Тогда сигнал, поочередно отражаясь от отдельных элементов, образует импульсную последовательность, параметры которой (число импульсов, их задержка  m относительно первого отраженного импульса, интенсивность) зависят от геометрии цели и импульсных характеристик hm ее элементов. Такая последовательность обычно называется «портретом цели». Весь портрет формируется за время T = 2L0 / c и представляет собой распределение отраженной мощности во времени. В результате величина ЭПР цели также становится зависимой от времени (появляется понятие мгновенной ЭПР). Эта зависимость (форма портрета) изменяется при смене ракурса наблюдения за целью. Вторичная ДН цели (диаграмма обратного рассеяния)становится нестационарной, динамической. Из-за отсутствия интерференции сигналов, отраженных от разных «блестящих точек», нули в ДН отсутствуют. Это способствует более устойчивому наблюдению за целью. Отдельные элементы цели могут иметь частотные характеристики, не совпадающие в общем случае со спектром СШП сигнала. Такие элементы являются для сигнала частотными фильтрами, что приводит к дополнительному изменению его формы. Пятое изменение формы СШП сигнала происходит при его приеме. Причина изменения та же, что и при излучении: импульсы тока, наведенного полем в ближнем и дальнем от цели концах антенны, будут сдвинуты во времени друг относительно друга из-за разности хода сигнала в антенне. Если угол  23 большой, то эти импульсы могут наложиться друг на друга, и суммарный импульс будет более длинным, чем отраженный от цели. При малом угле  разность хода может превысить длину импульса в пространстве c и тогда одиночный импульс преобразуется в последовательность импульсов. Шестое изменение формы СШП сигнала возможно при распространении в атмосфере до цели и обратно за счет дисперсионного характера затухания различных участков его спектра. Пример реального СШП сигнала, отраженного от цели, приведен на рис. 2.1. Рис. 2.1 Основной вывод: в процессе локационного наблюдения СШП сигнал неоднократно меняет свою форму. Одни из этих изменений (при излучении, приеме, формировании ДН) поддаются расчету, другие (при отражении от цели, прохождении через атмосферу) остаются неизвестными. Поэтому классическая оптимальная обработка этого сигнала с помощью согласованного фильтра или коррелятора становится невозможной. Следовательно, одной из основных задач СШП локации является поиск методов обработки сигнала, позволяющих максимизировать отношение сигнал-шум. 2.2 Связь между током в антенне и электромагнитным полем в пространстве 24 Излучение электромагнитного поля происходит при ускорении зарядов в антенне. Электромагнитное поле в дальней зоне (когда можно пренебречь полями, затухающими как квадрат расстояния) связано с движением зарядов известным соотношением, полученным из уравнений Максвелла: E (t ) = 1 4c 2  d 2q , dt 2 (2.1) где: c – скорость света; q – заряд, создающий поле. Вообще говоря, брать производную от заряда нельзя: заряд – постоянная величина. Производная же характеризует движение заряда. Поэтому необходимо в это выражение ввести вектор, определяющий это движение. В этом случае выражение (2.1) для электромагнитного поля принимает вид: E( t ) = где: q 4c 2  d 2 er , dt 2 (2.2) er – единичный вектор, направленный из точки наблюдения, где измеряется поле, в сторону заряда. Таким образом, поле пропорционально ускорению зарядов в антенне. Поскольку движение зарядов и ток связаны между собой соотношением i(t ) = dq dt , то электромагнитное поле пропорционально первой производной тока. Для простейшей антенны – диполя Герца, имеющего длину L, напряженность электрического E поля в дальней зоне будет связана с изменением тока в антенне следующей зависимостью: E = Z0 L di (t ' ) sin() , 4cr dt где: Z 0 = (2.3)  - волновое сопротивление свободного пространства;  r – расстояние до точки наблюдения;  − угол наблюдения между проводом диполя и направлением на точку приема. 25 Здесь подразумевается t ' = t − r / c – время, через которое поле, возбуждаемое током i(t ) , достигнет в дальней зоне точки, находящейся на расстоянии r . С учетом этого формула (2.3) примет вид: E = Z0 L di  r   t -  sin() 4cr dt  c  (2.4) Плотность потока электромагнитной энергии, переносимой через единицу площади поверхности сферы, расположенной вокруг диполя, находится с помощью вектора Пойнтинга:  L  P = E  H = Z0    4rc  2 2  di  r     t −   sin 2 ().  dt  c   (2.5) Таким образом, не только напряженность поля, но и его мощность (а, следовательно, и энергия) изменяются не синхронно с током в антенне, а пропорционально его производной. Эту особенность необходимо учитывать при излучении сигналов. Рассмотрим излучение синусоидальных сигналов и сигналов, форма которых заметно отличается от синусоидальной. При возбуждении антенны гармоническим током cos(0t ) она будет излучать сигнал sin(0t ) . Очевидно, что для практики это не имеет значения. При возбуждении антенны модулированным по амплитуде током i(t) = I(t)cos(0t ) , она будет излучать поле: E(t) = di/dt = I' cos( 0t ) − 0 I ( t ) sin( 0t ) . (2.6) Второе слагаемое представляет собой сигнал, в котором заключена информация. Несущая, входящая в это слагаемое, имеет сдвиг по фазе на 90 0 и умножается на масштабный коэффициент o. Однако эти изменения не влияют на переносимую информацию. Первое слагаемое содержит производную сигнала. Она может существенно повлиять на качество передаваемой информации. Чтобы не вносить существенных искажений в эту информацию, необходимо чтобы первое 26 слагаемое было как можно меньше второго. Для этого надо выполнить условие: 0 I (t )  I ' (t ) . Учитывая, что величина I (t ) всегда положительна, можно записать 0  I ' (t ) . Производная I ' (t ) пропорциональна скорости изменения модулирующего сигнала I (t ) , которая определяется самой высокой частотой модуляции. Поэтому, если в узкополосной системе частота модуляции будет намного меньше несущей частоты, дифференцирование сигнала в антенне не будет отражаться на качестве передаваемой информации и это свойство антенны может не учитываться. Следовательно, для уменьшения искажений сигнала за счет дифференцирования при излучении необходимо использовать узкополосные сигналы. Эту особенность следует учитывать, когда в дальней зоне необходимо получить СШП сигнал заданной формы. Так, для получения в дальней зоне прямоугольного импульса, необходимо изменять ток в антенне по линейно нарастающему закону. Таким образом, в отличие от узкополосного сигнала форма СШП сигнала существенно меняется при излучении. Рассмотрим более подробно, что представляет собой поле, которое возникает в дальней зоне при излучении линейной антенной с длиной LT СШП сигнала, пространственная длительность которого c  LT . 27 2.3 Изменение формы СШП сигнала при излучении линейным излучателем 2.3.1 Форма поля в дальней зоне линейного излучателя Рассмотрим процесс возбуждения линейного излучателя, для которого выполняется условие LT  c , т.е. излучатель имеет большую длину апертуры LT относительно пространственной протяженности c сигнала (τ – длительность сигнала, с – скорость света). Здесь и далее примем, что излучатель согласован с Рис. 2.2 источником возбуждения (то есть сигнал, поступающий в излучатель, не отражается обратно в источник возбуждения) и согласован с пространством, (то есть сигнал, бегущий по излучателю, не отражается от его конца, а, например, поглощается нагрузкой, расположенной на его конце). Разобьем излучатель на N элементов излучения L , с центрами в точках L j (рис. 2.2). При возбуждении излучателя в нем возникает волна тока i1 , которая проходя по элементам излучения (диполям Герца), вызывает поле, наблюдаемое в дальней зоне в точке M на расстоянии r . Рассмотрим это процесс более подробно. Волна тока i1 , протекая от точки возбуждения до конца плеча излучателя, последовательно возбуждает элементы излучения L1, L2 ,..., L j ,..., LN . В момент времени, когда она достигнет точки L j , задержка относительно начала возбуждения будет равна Lj c . С другой стороны, 28 задержка появления поля от элемента излучения L j , в точке наблюдения M , связанная с разностью хода лучей будет равна r − L j cos(T ) c . Тогда, поле создаваемое элементом излучения L j , будет определяться формулой: E ij1 (t , T ) = L r − L j cos(T )  Z0  sin(T ) d   i(t − j − ) L j , 4    c  r dt  c c  (2.7) где: Z0 = 120 - волновое сопротивление среды. Учитывая, что для поля в ДЗ справедлив принцип суперпозиции, запишем формулу для суммарного поля в ДЗ, создаваемого всеми элементами излучения при возбуждении волной тока i1 : E i1 (t ,T ) = L r − L j cos(T )  Z 0  sin(T ) N d    i(t − j − ) L j . 4    c  r j =1 dt  c c  (2.8) Положив L → 0 и N →  , перейдем от дискретного представления к непрерывному: Z 0  sin(T ) T d  L r − L cos(T )  E (t ,T ) =   i(t − − )dL . 4    c  r 0 dt  c c  L i1 (2.9) Произведем замену переменных: dt = cos(T ) − 1 dL , c (2.10) И в результате получим интеграл от производной функции по одной и той же переменной, который равен самой функции: Z 0  sin(T ) c L r − L cos(T ) T E (t ,T ) =   i(t − − = 4    c  r cos(T ) − 1 c c L i1 = Z 0  sin(T ) L r − LT cos(T ) c r     i(t − T − ) − i(t − ) . 4    c  r cos(T ) − 1  c c c  (2.11) Для упрощения выражение перед квадратной скобкой представим в виде коэффициента: 29 A1 = Z 0 sin( T ) 1 ,  4r cos( T ) − 1 (2.12) Тогда формула (11) примет вид: L r − LT cos(T ) r   E i1 (t ,T ) = A1  i(t − T − ) − i(t − ) . c c c   (2.13) Из этого выражения видно, что в общем случае поле излучателя состоит из двух полей, положительного и отрицательного, каждое из которых повторяет форму возбуждающего тока. Форма, которую примет сумма этих полей, будет в значительной мере зависеть от соотношения между длиной излучателя LT и пространственной длительностью возбуждающего импульса c . Эта форма будет также зависеть от угла наблюдения T . Рассмотрим это поле для конкретного случая, когда возбуждающий ток имеет вид гауссовского видеоимпульса (рис. 2.3):   i(t ) = exp − 4  (t / ) 2 . (2.14) где:  – длительность импульса по уровню 0,5. Производная этого импульса представляет собой симметричный двуполярный импульс (рис. 2.4). Рис. 2.3 30 Рис. 2.4 Подставив (2.14) в формулу (2.13) получим: L r − LT cos(T ) r   t− T − t−  c c c )2  E (t ,T ) = A1  exp(( −4  ) 2 − exp(( −4  .       (2.15) Из (2.15) видно, что поле излучения линейного излучателя в дальней зоне является суммой двух полей, одно из которых излучается в момент входа импульса тока в точку возбуждения излучателя, а другое - в момент достижения этим импульсом конца излучателя. В литературе этот процесс часто трактуется как излучение из точки возбуждения линейного излучателя и из его конца. Однако, физически непонятно, почему излучение короткого импульса происходит именно таким образом. 31 Рис. 2.5 Рассмотрим процесс образования этого поля на примере дискретной модели линейного излучателя. На рисунке 2.5 пунктирной линией показаны поля, наводимые элементарными излучателям в точке M под углом наблюдения T = 60o . Из рисунка видно, что поле каждого элементарного излучателя имеет положительную и отрицательную часть, а поля отдельных излучателей сдвинуты во времени друг относительно друга. Поэтому при суммировании произойдет частичная компенсация полей. Эта компенсация зависит от соотношения длины антенны и длительности импульса. Не скомпенсированными остаются поля элементарных излучателей, расположенных вблизи точки возбуждения и в конце антенны (рис. 2.5, сплошная линия). Поэтому при L / c  1 поле линейного излучателя выглядит как излучение из точки питания и с конца. С другой стороны несложно заметь, что при уменьшении значений запаздывания полей элементарных излучателей при изменении угла наблюдения или значения соотношения L / c , частичная компенсация полей элементарных элементов излучения будет уменьшаться и, следовательно, форма полного поля линейного излучателя будет приближаться к форме первой производной от возбуждающего импульса тока т.е. к форме поля одного элементарного излучателя. Это утверждение проиллюстрировано на рисунке 2.6, где показана форма поля линейного излучателя под различными углами наблюдения T . Видно, что для разных угловых направлений форма поля неодинакова. 32 Рис. 2.6 2.3.2 Форма диаграммы направленности линейного излучателя Для определения диаграммы направленности (ДН) по полю линейного излучателя воспользуемся выражением (2.11). Первый множитель перед квадратными скобками является ДН элементарного излучателя. Второй множитель и квадратные скобки можно представить, как множитель антенной решетки, состоящей из элементарных излучателей. Он зависит от времени, углового направления, формы возбуждающего сигнала и длины излучателя. Форма возбуждающего сигнала и длина излучателя в нашем случае фиксированы. Чтобы определить зависимость ДН от времени, выделим несколько моментов времени t1 , t2 , t3 ,...t11 на интервале, в течение которого существует поле в пространстве, и построим зависимость поля от угловых координат в эти моменты времени - мгновенные ДН. На рисунке 2.7 представлено семейство мгновенных ДН для линейного излучателя, возбуждаемого гауссовским видеоимпульсом тока при L  c . 33 Рис. 2.7 Как видно из рисунка, максимум ДН за время существования поля меняет свое направление. В начальный момент времени он смещен к оси излучателя. По мере движения импульса тока вдоль излучателя, этот максимум смещается к нормали излучателя. При этом амплитуда поля уменьшается. ДН как бы сканирует по пространству, перемещаясь от оси антенны к ее нормали. При сканировании ширина и амплитуда ДН изменяется и, следовательно, ДН становятся нестационарной, отсюда название подобной ДН – динамическая. В большинстве практических приложений использовать такую сканирующую ДН в расчетах параметров радиотехнической системы не представляется возможным. Для таких расчетов необходима статическая ДН, позволяющая определить коэффициент направленного действия, ширину луча и другие параметры антенны. Для получения такой оценки целесообразно использовать энергетическую ДН. Эта ДН получается путем усреднения квадрата поля за время существования импульса в каждом угловом направлении: WT (T ) =  E 2 (t ,T )dt . (2.16) − 34 Данная ДН в сущности показывает угловое распределение энергии. Семейство нормированных энергетических ДН для рассмотренного выше примера и различных значений отношения L / c приведено рисунке 2.8. При L / c  1 энергетическая ДН излучателя совпадает по форме с ДН по энергии несимметричного полуволнового вибратора. При увеличении значения отношения L / c максимум ДН отклоняется от нормали и при L / c  1 линейный излучатель переходит к осевому излучению. При этом максимальное значение ДН растет, а ее ширина уменьшается. Рис. 2.8 Таким образом, изменение формы СШП сигнала при излучении антенной с размерами, превышающими пространственную длительность возбуждающего сигнала, приводит к нестационарности «классической» полевой ДН и, требует, использования при анализе и расчетах специальной ДН – энергетической. 2.4 Изменение формы СШП сигналов при излучении антенными решетками Рассмотрим, как будет меняться форма поля в пространстве на примере двухэлементной синфазной антенной решетки (рис. 2.9). Для упрощения будем считать, что каждый излучатель излучает простой прямоугольный сигнал (рис. 2.10). Так будет удобнее складывать поля отдельных излучателей. Из рисунка 35 видно, что форма суммарного поля меняется в зависимости от угла наблюдения. Причем, при различных углах поле имеет различную форму, амплитуду и длительность. При этом исчезает однозначное соответствие между амплитудой сигнала и его мощностью, свойственное узкополосным сигналам. Рис. 2.9 Рис. 2.10 СШП сигнал с одной и той же средней мощностью (численно равной площади под огибающей, деленной на период повторения), может иметь и большую, и меньшую амплитуду. Это обстоятельство затрудняет построение традиционной ДН по полю. Если несколько усложнить задачу и рассмотреть решетку из четырех излучателей (рис. 2.11), то окажется, что характер изменения формы поля будет еще более сложным (рис. 2.12). В направлении нормали будет наблюдаться максимальная амплитуда поля при минимальной длительности, которая по мере 36 увеличения (уменьшения) угла наблюдения будет уменьшаться с увеличением длительности сигнала. Рис. 2.11 Рис. 2.12 Сравнивая результаты, полученные для линейного излучателя с результатами для антенной решетки, можно увидеть некоторую аналогию причин изменения формы поля в ДЗ, которая связана с тем, что задержки разности хода лучей от отдельных излучателей оказываются сравнимыми или даже превышающими пространственную длительность возбуждающего СШП сигнала. 37 3. Эффективная площадь рассеяния цели при ее облучении СШП сигналом 3.1 Особенности, связанные с отражением электромагнитных волн. Вспомним некоторые общие особенности, связанные с отражением электромагнитных волн. Отражение электромагнитной волны произойдет в том случае, когда распространяющаяся волна встретит на своем пути изменение (неоднородность) волнового сопротивления среды. Такой неоднородностью может быть и обнаруживаемая цель. Падающая волна возбуждает на поверхности цели токи. Эти токи, в свою очередь, возбуждают вторичную электромагнитную волну, которая и является как бы отраженной. Волна может и не возбудить токи на поверхности цели. Тогда мы говорим, что цель поглощает электромагнитную волну, то есть не отражает. Таким образом, отражение электромагнитной волны от неоднородности может быть представлено двояким образом: - как отражение падающей волны, подчиняющееся законам оптики; - как возникновение вторичных волн, возбуждаемых токами на поверхности (принцип Гюйгенса). Оба метода верны, а пользоваться следует тем из них, который более удобен в данном конкретном случае и дает более точный результат. Характер отраженной волны (или вторичной волны) зависит от ряда факторов: - материала, из которого изготовлена цель; - электрических размеров цели или отражателей на ее поверхности (по отношению к длине волны); - угла переотражения электромагнитной волны; - количества отражателей на поверхности цели. 38 Рассмотрим эти факторы. 1. Материал цели. Коэффициент отражения на границе двух сред равен: = Е отр Е пад =  2 − 1 ,  2 + 1 где: i = j i ;  i + j i  - характеристическое сопротивление среды в Омах;  - проводимость среды в мО/м;  - магнитная проницаемость Гн/м;  - электрическая проницаемость или диэлектрическая постоянная в Ф/м. Если отражающая среда является проводником, то  имеет большую величину. Для абсолютного проводника она равна бесконечности, а =0. Если среда №1 – свободное пространство, а среда №2 – проводник, то 2 =0, а =−. Это означает, что вектор (или фаза) отраженной волны переворачивается на 1800 (рис. 3.1). Однако, если 2  1, то поворота фазы сигнала не Рис. 3.1 произойдет. пространства 1 = этого условия Учитывая, что для свободного 0 , можно записать выполнение 0 2 / 2   » 1 или 2 » 0 . 0 / 0 2 0 Это условие выполняется для материалов с высокой магнитной проницаемостью. Это магнитные радиопоглощающие материалы. Отражение от них происходит без изменения ориентации вектора поля, даже если 2 имеет значительную величину. 39 К этим свойствам отражающих материалов мы еще вернемся. 2. Электрические размеры отражателя. Любую цель можно представить как совокупность отражателей, состоящих из простых геометрических фигур: сферы, диска, эллипсоида и т.д. Электрические размеры каждого из этих отражателей или их эффективная поверхность рассеяния (ЭПР) зависят от соотношения физического размера отражателя и длины падающей на него электромагнитной волны. Как правило, эти электрические размеры разделяются на три области: - когда длина волны много больше, чем размер Резонансная область отражателя (область Рэлея); - когда длина волны близка к размеру отражателя Область Рэлея (резонансная область); - когда длина волны много меньше отражателя Рис. 3.2 размера (оптическая область). Рассмотрим в качестве примера классический случай – ЭПР сферы (рис. 3.2). На рисунке показана зависимость энергии (или амплитуды) отраженной волны от ее длины. В области Рэлея величина отраженной энергии пропорциональна четвертой степени длины волны. В резонансной области на определенных частотах возникают резонансы. Причиной является взаимодействие волны, огибающей сферу, с набегающей волной. При совпадении этих волн по фазе, возникает максимум амплитуды. В «провалах», соответственно, эти волны взаимодействуют в противофазе. 40 И, наконец, в оптической области отражающая способность сферы практически не зависит от длины волны. 3. Угол переотражения электромагнитной волны. Величина амплитуды или энергии отраженной волны еще не определяет ЭПР цели для конкретного локатора. Волна может иметь большую амплитуду, но направление ее распространения может не совпадать с направлением на приемную антенну этого локатора. Следует отметить, что это свойство отражающих поверхностей используется для построения самолетов - "невидимок". Для уменьшения уровня сигнала, отраженного в направлении на локатор используют: - закругленные поверхности; - поверхности из граней, ориентированных случайным образом и создающих диффузное рассеяние. 4. Количество и расположение отражателей на поверхности цели. Амплитуда отклика зависит от размеров отражателя, а задержка отклика во времени - от местоположения отражателя. Эта задержка в значительной степени определяет вид суммарного отклика всех отражателей ("блестящих точек") цели. Кроме того, падающая на цель электромагнитная волна многократно переотражается между отдельными отражателями, внося дополнительный вклад в отклик цели. Если полоса частот сигнала, облучающего цель, включает в себя резонансные частоты цели, то на этих частотах будут возникать большие амплитуды отраженной волны. Однако, отражатели расположены в различных местах цели. Поэтому резонансные частотные составляющие будут иметь разное время задержки. Такая зависимость времени задержки волны от частоты называется дисперсией. Дисперсия частоты отраженного сигнала приведет к изменению вида или формы сигнала во времени. Теперь, имея представление об основных особенностях формирования ЭПР цели, рассмотрим, чем отличается формирование этой ЭПР при облучении одной и той же цели узкополосным и СШП сигналом. 41 3.2. Расчет ЭПР ЭПР входит в уравнение дальности радиолокатора и является одним из параметров, определяющих дальность обнаружения цели. Для обнаружения цели сигнал с выхода системы обработки должен превысить заданный пороговый уровень. Чтобы определить влияние ЭПР на дальность обнаружения цели, необходимо установить связь между величиной ЭПР и амплитудой этого выходного сигнала. 3.2.1 Определение ЭПР ЭПР цели определяется известной формулой: 2 П2 2 E2  = 4r = 4r 2 П1 E1 2 где (3.1) r – расстояние до цели, на котором волна, падающая на объект, может считаться плоской; П1, Е1 – плотность потока средней мощности и напряженность поля зондирующего сигнала, падающего на цель; П2 , Е 2 – плотность потока средней мощности и напряженность поля отраженного целью сигнала у РЛС. Для широкополосных сигналов введено определение «обобщенной» ЭПР:  = 4r 2 W2 , W1 (3.2) где: W1 =  П1 ( t )dt – плотность потока энергии зондирующего сигнала РЛС в точке t1 цели; W2 =  П 2 ( t )dt – плотность потока энергии отраженного целью сигнала в точке t 2 приема; П1(t) – мгновенное значение вектора Пойнтинга зондирующего сигнала, действующего в течение Δt1 в точке цели; П2(t) – мгновенное значение вектора Пойнтинга отраженного сигнала, действующего в течение Δt2 в точке приема. 42 3.2.2 Условия расчета ЭПР Выражения (3.1) и (3.2) определяют общий поход к определению величины ЭПР цели. Для расчета ЭПР реальной цели, облучаемой реальным радиолокатором и определения дальности ее обнаружения, необходимо знать характеристики цели и характеристики сигнала. Характеристики одноточечной (то цели. есть Необходимо установить сосредоточенным считается вторичным ли излучателем) цель или многоточечной (то есть групповым вторичным излучателем). Для определения ЭПР одноточечной цели достаточно знать амплитудные или средние значения поля (потока мощности, энергии) сигнала. Для определения ЭПР многоточечной цели (а практически все реальные цели являются многоточечными) необходимо знать мгновенные значения поля, поскольку поле в точке приема является суммой полей, принятых от нескольких вторичных излучателей, которые складываются по принципу суперпозиции. Характеристики сигнала. Для определения ЭПР необходимо знать напряженность поля (плотность потока средней мощности или энергии) сигнала, рассеянного целью, в точке приема. Напомним, во-первых, что цель, как вторичный излучатель поля (как правило, металлический) производит поворот фазы гармонического сигнала на 1800. Во-вторых, чтобы определить напряженность поля в точке приема, необходим приемник. Это может быть специальный измерительный приемник или приемник радиолокатора. Выходной сигнал этого приемника будет пропорционален напряженности поля сигнала, рассеянного целью, у приемной антенны и, следовательно, будет определять дальность обнаружения цели. Однако величина этого сигнала будет зависеть от степени согласования комплексного спектра сигнала с комплексным коэффициентом передачи (АЧХ и ФЧХ) приемника. Следовательно, дальность обнаружения реальной цели зависит от степени этого согласования. При использовании непрерывных гармонических сигналов, наличии одноточечной цели и при условии линейности характеристик и среды 43 распространения и цели, расчет напряженности поля, рассеянного целью, в точке приема, трудностей не представляет. Поворот фазы сигнала на 180 0 не влияет на величину его амплитуды, а узкополосный приемник практически всегда согласован с гармоническим сигналом. Однако при импульсных использовании сигналов негармонических, указанные выше модулированных особенности, связанные или с характеристиками цели и характеристиками сигнала необходимо учитывать при расчете поля зондирующего сигнала в точке цели, определяющего значение ее ЭПР. 3.2.3. ЭПР многоточечной цели 1 n L«сτ 2 3 5 4 Узкополосная РЛС Цель 1 n L»сτ 2 Портрет цели 3 5 4 СШП РЛС Портрет цели после согласованной обработки Цель Рис. 3.4 44 Будем различать два случая: а) когда физическая длина цели L много меньше протяженности сигнала в пространстве сτ (L«сτ) и б) когда физическая длина цели много больше протяженности сигнала в пространстве (L»сτ) (рис. 3.4). Первый случай характерен для узкополосных сигналов, а второй – для сверхширокополосных. В первом случае сигналы, отраженные от различных блестящих точек цели, перекрываются в пространстве, образуя некоторый суммарный сигнал. Во втором случае эти сигналы не перекрываются и представляют собой последовательность импульсов различной амплитуды, формы и полярности, определяемых характеристиками отражателей на поверхности цели, и сдвинутых друг относительно друга на произвольные отрезки времени, определяемые расположением этих отражателей на поверхности цели. Полученная последовательность импульсов называется портретом цели. 3.2.4. ЭПР многоточечной цели при узкополосном сигнале Рассмотрим простейший групповой вторичный излучатель, состоящий из двух одиночных излучателей (рис. 3.5). Обозначим расстояние между ними l, расстояние до РЛС r1 и r2 а соответствующие запаздывания во времени t1 = 2r1 и c l r1 r2 Рис. 3.5 t2 = 2r2 c . Считаем, что одиночные излучатели не влияют друг на друга. Поскольку сумма гармонических колебаний одной частоты с любыми амплитудами и любыми фазами всегда гармоническое колебание той же частоты, поле вторичного излучения в точке приема будет равно: 45 е2(t)=E2(1) cos ω(t-t1)+ E2(2) cos ω(t-t2)= =E2(1) cos (ωt- φ1)+ E2(2) cos ω(t- φ2)= E2cos(ωt-ψ) (3.3) Интересующая нас амплитуда E2 определяется по правилу сложения гармонических колебаний одной частоты, сдвинутых по фазе на угол ψ=φ1–φ2= 2 2(r1 − r2 ) .  Учитывая, что Е2cos(ωt-φ)=Е2cosωt cosφ+Е2sinωt sinφ, запишем сумму (3.3) в виде: е2(t)=(E2(1)cosφ1+ E2(2)cosφ2)cosωt + (E2(1) sinφ1+ E2(2) sinφ2)sinωt. Обозначим выражения, заключенные в скобки: E2(1)cosφ1+ E2(2)cosφ2 = E2cosφ, (3.4) E2(1)sinφ1+ E2(2) sinφ2 = E2sinφ, (3.5) Тогда суммарное колебание можно представить в виде гармонического колебания: е2(t)= E2cosφ∙cosωt+E2sinφ∙sinωt=E2cos(ωt−ψ). Найдем амплитуду E2 этого колебания. Для этого возведем уравнения (3.4) и (3.5) в квадрат и сложим. В результате получим выражение для квадрата амплитуды: E22 = E22(1) + E22( 2) + 2E2(1) E2( 2) cos  . 2 Величина Е 2 всегда положительна или равна нулю, так как cos≥−1. Отсюда в E 22 соответствии с (3.1) получим:  = 4r 2 = 1 +  2 + 2 1 2 cos  . E1 2 При ψ=0 и σ1= σ2 получим σ=4σ1,2. Соответственно при ψ=0 и N вторичных излучателях с ЭПР равными σ1 получим ЭПР группового излучателя равным σN= N2 σ1. В тех угловых направлениях, где поля E2(1) и E2(2) синфазны, образуются максимумы вторичной ДН цели. Соотношение фаз φ1 и φ2 может быть таким, что в некоторых направлениях произойдет полная компенсация суммарного поля. В этих угловых направлениях образуются нули вторичной ДН цели. В результате 46 вторичная ДН цели приобретает весьма сложный вид. Пример такой ДН показан на рис. 3.6. На разных частотах вторичная ДН цели будет различной. Рис. 3.6 В общем случае фаза ψ является случайной величиной, принимающей любые значения от 0 до 2. Тогда среднее значение ЭПР по всей окружности 360 0 будет равно  УП = N 0 . На практике это значение и принимается для расчетов. 3.2.5. ЭПР многоточечной цели при сверхширокополосном сигнале Иная картина будет иметь место при отражении от цели СШП сигнала, пространственная длина которого c много меньше размера цели L (c<