Общие сведения об усилителях мощности

Лекция 5 1. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ Общие сведения об усилителях мощности Усилителями мощности называются такие усилители, которые, прежде всего, должны обеспечивать высокую выходную мощность; усиление по напряжению в них является второстепенным фактором. Высокая выходная мощность должна быть получена в усилителях мощности при наименьшем потреблении энергии от источника питания и допустимых уровнях нелинейных и частотных искажений. Усилитель мощности представляет собой обычно многокаскадный усилитель, состоящий из входного, предоконечного и оконечного каскадов. Технические характеристики усилителя мощности в основном определяются выходным каскадом. Мощный выходной каскад является основным потребителем электрической энергии. Он вносит основную часть нелинейных искажений и занимает объем, сравниваемый с объемом остальной части усилителя. Поэтому при выборе и проектировании выходного каскада усилителя мощности основное внимание обращают на возможность получения максимального КПД, малые нелинейные искажения и габаритные размеры. В усилителе мощности высокая выходная мощность при максимальном КПД может быть получена при определенном согласовании его внутреннего сопротивления с сопротивлением нагрузки. С этой целью в усилителях мощности нередко используют трансформаторы. Правильным выбором коэффициента трансформации всегда можно добиться необходимого согласования и получить в нагрузке максимально возможную мощность. В выходных каскадах усилителей используются различные режимы работы транзисторов, начиная от традиционного класса А до новейшего цифрового класса D. В однотактных усилителях класса А больший ток смешения обеспечивает открытое состояние транзисторов в течение всего периода существования сигнала. Этому режиму присущ низкий уровень искажений, но одновременно и низкий кпд, который не превышает в лучшем случае 50%. Последний не позволяет создать усилитель класса А с достаточно большой выходной мощностью, приемлемых габаритов и умеренным выделением тепла. В усилителях класса В смещение или начальный ток уменьшен так, чтобы каждый из комплементарных транзисторов был открыт поочередно, пропуская положительную и отрицательную части входных сигнала соответственно. Этим достигаются меньший нагрев и более высокий кпд (теоретически максимум 78%). Многие изготовители высококлассной техники выпускают усилители, режим выходного каскада которых можно переключать из класса А в класс В. Тем самым можно выбрать меньшие искажения, но ограниченную динамику или повышенную мощность с некоторыми потерями в коэффициенте нелинейных искажений. Разработчики всегда демонстрировали стремление создать экономичные усилители мощности. Сначала были предприняты многочисленные попытки объединить эффективность класса В и низкие искажения класса А. Так появились варианты переходного класса АВ, потом в середине 70-х его разновидности с динамическим, т.е. зависящим от уровня сигнала, смещением типа Super Class A, New Class A, Non-switching amp и т.д. Многие фирмы предлагали аналоговые усилители с изменяющимся в зависимости от уровня сигнала напряжением питания. Первой на этом пути еще в конце 70-х была Hitachi, которая и предложила для обозначения этого режима работы название - класс Н. В тех усилителях напряжение питания выходных каскадов могло принимать одно из трех дискретных значений. Сегодня подобные усилители используются во многих моделях Technics, обозначение которых Н+ показывает на небольшое отличие в схемотехнике. Здесь уровень питания меняется только на одну ступень, повышая выходную мощность в полтора раза. В усилителях класса D выходные транзисторы работают как ключи, которые либо полностью открыты, или полностью закрыты. Поскольку в таком режиме работы практически отсутствует выделение тепла, кпд усилителя приближается к 100%. Поскольку непрерывный аналоговый сигнал невозможно воспроизвести только включением и выключением выходного каскада, усилители данного класса представляют аналоговый сигнал путем изменения временного отрезка между этими переключениями. Такой процесс называется широтно-импульсной модуляцией – ШИМ. ШИМ – усилители в настоящее время используются в автомобильных усилителях и стационарной аппаратуре с выходной мощностью несколько сот ватт. Но наиболее перспективны усилители мощности класса D в полностью цифровом усилителе, поскольку ШИМ - сигнал может быть получен непосредственно с выхода CD - или DVD-проигрывателя или другого цифрового источника. В таком усилителе реально заранее в цифровой форме осуществить любую коррекцию возможных искажений, вызванных работой самого ключевого каскада. В усилителях мощности применяют все три схемы включения транзисторов: с ОБ, ОЭ, ОК. В схеме с ОБ, как известно, транзистор имеет наибольшее значение напряжения на коллекторе и сравнительно линейную переходную характеристику (даже при больших значениях выходного сигнала). Поэтому схема с ОБ позволяет получать наибольшую выходную мощность при заданном коэффициенте гармоник. Схема с ОЭ, как известно, имеет максимальное усиление по мощности. Однако нелинейные искажения в схеме с ОЭ больше, чем в схеме с ОБ. К тому же требуется значительная мощность для питания цепей стабилизации транзистора по постоянному току. Схема с ОК имеет малое выходное сопротивление и в настоящее время находит широкое применение в бестрансформаторных двухтактных усилителях мощности. Однотактные выходные каскады на транзисторах Простейшим способом подключения нагрузки в усилителе мощности является непосредственное ее включение в выходную цепь транзистора, как показано на рис. 2.1. Достоинство данного включения связано с простотой схемы, недостатком является протекание через нагрузку постоянной составляющей тока электропитания и невысокий КПД. Рис. 2.1. Усилитель мощности с включением нагрузки в коллекторную цепь транзистора Определим максимальную выходную мощность для схемы рис. 2.1, считая, что остаточные напряжения и ток усилительного элемента равны нулю. Мощность сигнала, выделяемая в нагрузке, равна . Найдем максимально возможный КПД, . Сопротивление нагрузки, необходимое для получения такого КПД, имеющего место лишь при полном использовании, как тока, так и напряжения, равно Изменение сопротивления нагрузки, уменьшение амплитуды входного сигнала и наличие остаточного напряжения и тока транзистора приводят к уменьшению максимального кпд каскада. Усилитель мощности, схема которого приведена на рис. 2.1, может быть использован для усиления сигналов произвольной формы в режиме А или сигналов одной полярности в режиме В. При отсутствии в нагрузке индуктивной составляющей максимальное напряжение источника питания выбирается из условия E ≈ Uкэ max. Ток покоя Iо равен сумме Im вых и остаточного тока транзистора Imin. Максимальный коллекторный ток Напряжение источника питания для рассматриваемого усилителя . где Uост — остаточное напряжение, определяемое по семейству выходных характеристик биполярного транзистора. Реально кпд, получаемый от каскада с непосредственным включением нагрузки, меньше предельного из-за остаточного тока и напряжения и не превышает 20%. Низкий кпд и наличие постоянной составляющей в нагрузке тока ограничивает использование данного усилителя мощности. Постоянную составляющую тока коллектора можно исключить, если Rн включить через конденсатор. Однако в этом случае кпд будет еще меньше (около 8,7%) при синусоидальном входном сигнале. Реально кпд получается 5 - 6 %, что ограничивает использование таких каскадов в качестве усилителей мощности. Для получения большего значения кпд и устранения постоянной составляющей коллекторного тока транзистора в нагрузке применяют трансформаторные усилители мощности. На рис. 2.2, а, приведена простейшая cхема однотактного усилителя мощности с трансформаторным включением нагрузки. Для анализа ее работы рассмотрим семейство выходных характеристик транзистора с построенной линией нагрузки для переменного тока (рис. 2.2, б). Линия нагрузки для постоянного тока при Uвх = 0 будет проходить через точку А вертикально, если пренебречь падением напряжения на сопротивлении первичной обмотки трансформатора. Линия нагрузки по переменному току проходит через выбранную рабочую точку с координатами Uок и Iок под углом, определяемым действующим сопротивлением нагрузки в коллекторной цепи R′н , где п — коэффициент трансформации трансформатора; ω1 , ω2 - число витков вторичной и первичной обмоток трансформатора. Для получения от транзистора наибольшей выходной мощности линию нагрузки следует проводить как касательную к кривой Рк мах в пределах области, ограниченной допустимыми значениями Iк max и Uк max. При работе усилителя базовый ток Iб меняется от Iб min до Iб max. При этом ток коллектора меняется от Iк min до Iк max. а) б) Рис. 2.2. Усилитель мощности с трансформаторным включением нагрузки — а и выбор его режима работы — б Из рис. 2.2, б, видно, что амплитуда переменного тока Iк m и напряжения Uк m транзистора равны соответственно ; . Если током Iк min и напряжением Uк min можно пренебречь, то Iк m = 0,5 Iк max; Uк m = 0,5 Uк max. Для получения минимальных нелинейных искажений координаты рабочей точки следует выбирать из условия симметрии полуволн тока и напряжения. При этом . Определим мощность в нагрузке . Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора при отсутствии входного сигнала, будет равна . Следовательно, при заданной Pн выбор типа транзистора в рассматриваемой схеме должен производиться с учетом равенства Определим кпд усилителя, пренебрегая потерями в трансформаторе , где Р0 — мощность, потребляемая от источника питания; — коэффициент использования тока коллектора; — коэффициент использования коллекторного напряжения. При идеализированных характеристиках транзистора коэффициенты использования тока и напряжения можно считать равными единицы. В этом случае max = 0,5. В реальной схеме  может составлять 35 – 40 %. Наклон линии нагрузки на рис. 2.2 б, определяется, как указывалось выше, действующим сопротивлением нагрузки в коллекторной цепи. При заданном значении мощности в нагрузке сопротивление нагрузки Приведенное выражение дает возможность определить коэффициент трансформации выходного трансформатора при заданном значении напряжения источника питания. Двухтактные усилители мощности Двухтактные усилители мощности позволяют получить более высокий кпд, чем однотактный усилитель мощности. Для этого используется режим В или АВ. В двухтактных схемах усилителей мощности использование режима А обычно не оправдывается из-за сравнительно невысокого КПД всей схемы. Двухтактные выходные каскады можно подразделить на каскады с согласующими выходными трансформаторами и бестрансформаторные. На рис. 2.3 приведена схема двухтактного трансформаторного усилителя мощности. Такой усилитель обладает рядом достоинств по сравнению с однотактными схемами. Например, как в отсутствие входного сигнала, так и во время работы постоянные составляющие коллекторных токов создают в сердечнике трансформатора магнитные потоки противоположных направлений. Следовательно, в сердечнике трансформатора отсутствует (или значительно подавлена при неполной симметрии) постоянная составляющая магнитного потока. Это значительно упрощает конструкцию трансформатора и позволяет уменьшить его размеры. Существенным достоинством двухтактных каскадов является уменьшение нелинейных искажений. Действительно, при симметрии плеч кривая суммарного магнитного потока будет симметрична относительно оси времени, а, следовательно, она не будет содержать четных гармоник. В свою очередь, это дает возможность, помимо класса А, применять более экономичные режимы АВ и В, при которых как раз характерно появление нелинейных искажений за счет образования четных гармонических составляющих. Рис. 2.3. Схема трансформаторного двухтактного усилителя мощности Достоинством трансформаторного двухтактного каскада является также значительное подавление на выходе схемы пульсаций напряжения источников питания, кратных частоте питающей сети, а также различных синфазных сигналов. По этой причине иногда двухтактная схема применяется во входных и предварительных усилителях с низким уровнем входного сигнала. К недостаткам, свойственным двухтактным схемам, относится требование довольно строгой симметрии схемы и идентичности транзисторов и обмоток трансформатора, а также необходимость получения на входе парафазного сигнала. Обычно для этой цели применяют либо трансформаторы, как показано на рис. 2.3, либо специальные фазоинверсные предоконечные усилители. Несмотря на отмеченные выше преимущества двухтактных трансформаторных усилителей мощности, следует отметить, что применяемый в них трансформатор не технологичный элемент; он имеет большие массу и габариты, что не позволяет выполнять трансформаторные усилители в виде интегральных микросхем. Кроме того, трансформатор является источником значительных частотных искажений в области как низких, так и высоких частот, больших наводок, снижает КПД усилителя мощности. Большие фазовые сдвиги, вносимые трансформатором между входным сигналом и выходным, не дают возможности охватить усилитель глубокой отрицательной обратной связью и тем самым повысить качество усилителя. Несмотря на это, в настоящее время отдельные фирмы выпускают высококлассные ламповые усилители звуковой частоты с применением специальных разделительных и выходных трансформаторов. Применение специальных материалов и конструкции трансформаторов позволило расширить их частотный диапазон от десяти Гц до 50 кГц. Отмеченных выше недостатков лишен бестрансформаторный усилитель мощности. Появление мощных транзисторов с низкоомным выходным сопротивлением обусловило широкое применение бестрансформаторных усилителей мощности и при больших уровнях выходной мощности. Достоинством бестрансформаторного усилителя мощности является: малые масса и габариты, малые частотные искажения, больший кпд, возможность интегрального исполнения. При массовом производстве переход к бестрансформаторным усилителям мощности дает существенную экономию меди и трансформаторной стали, уменьшает общую трудоемкость изготовления аппаратуры. На рис. 2.4, а - г приведены возможные схемы оконечных каскадов бестрансформаторных усилителей мощности. Как видно из приведенного рисунка, они могут быть реализованы либо на транзисторах различного типа проводимости (комплементарные транзисторы), либо на транзисторах одного типа проводимости. Питание таких усилителей мощности может производиться от двух источников с заземленной средней точкой, либо от однополярного источника. В последнем случае нагрузка обычно подключается к выходному каскаду через разделительный конденсатор. Нагрузка в этих усилителях может либо подключаться через разделительный конденсатор к общей шине, либо к средней точке двух источников питания. Необходимый режим работы каждого транзистора обеспечивается напряжением, действующим на его базе: где Ебэ1 , Ебэ2 — постоянные напряжения, действующие на базах соответствующих транзисторов. На рис. 2.4 показаны также управляющие сигналы с учетом фаз, которые обеспечивают нормальную работу выходных каскадов. Управление комплементарных транзисторов осуществляется синфазными сигналами, а транзисторов одного типа электропроводности – противофазными. Получение противофазных сигналов требует применения специальных транзисторных фазоинверсных усилителей, что в некоторой степени усложняет схему усилителя мощности. Управление комплементарными транзисторами существенно упрощается – входной сигнал обычно подается их объединенные входы. Рис. 2.4. Возможные схемы оконечных каскадов бестрансформаторных усилителей мощности: а, б — на транзисторах различного типа проводимости; в, г — на транзисторах одного типа проводимости Принцип работы бестрансформаторного усилителя мощности Рассмотрим особенности работы оконечных каскадов, приведенных на рис. 2.4. При емкостной связи оконечного каскада с нагрузкой необходим один источнике с напряжением, равным Е. Емкость конденсатора, С следует выбирать из соотношения 1/ н C < Rн где н - нижняя граничная частота усиления. При выполнении этого условия напряжение на конденсаторе не успевает заметно измениться в течение периода колебаний усиливаемого сигнала, и его поэтому можно считать постоянным и равным 0,5 Е. Таким образом, последовательно с нагрузкой как бы включается дополнительный источник питания с напряжением равным 0,5 Е. При положительной полуволне входного сигнала в схеме рис. 2.4 а, открывается верхний транзистор VT1 и ток от источника питания проходит по цепи: плюс источника питания Е, коллектор-эмиттер транзистора VT 1, конденсатор С, Rн, минус источника питания Е. При отрицательной полуволне входного синусоидального сигнала транзистор VT1 закрыт. Роль источника питания выполняет конденсатор С, напряжение на котором равно 0,5Е. Ток в этом случае проходит по следующей цепи: положительная обкладка конденсатора С, эмиттер-коллектор транзистора VT2, Rн, отрицательная обкладка конденсатора С. Во время отрицательного полупериода ток от источника питания не потребляется. Стабилизация средней точки усилителя мощности с емкостной связью нагрузки вызывает большие трудности, чем в каскадах с непосредственной связью. По этой причине в усилителях мощности чаще применяется гальваническая связь нагрузки с источником питания. Нижняя граничная частота в таких усилителях мощности определяется только емкостями конденсаторов на входе усилителя и в фильтре выпрямителя. Для обеспечения симметрии плеч оконечного каскада в нем лучше применять комплементарные транзисторы, так как в такой схеме оба транзистора включены по схеме ОК. При правильном выборе управляющих сигналов в схемах рис. 2.4 ток . В свою очередь, ток Iк = f (Uэб). На рис. 2.5 приведена зависимость Iк=f(Uэб), которую называют также проходной динамической характеристикой. Эта характеристика хорошо апроксимируется отрезком прямой: , где S — крутизна транзистора, мА/В. Для работы в режиме В напряжение смещения должно выбираться равным Ебэo. Тогда при входном напряжении, равном нулю, через транзисторы протекает ток покоя Iок (см. рис. 2.5), который заряжает конденсатор С до напряжения, равного 0,5Е. Эквивалентную схему для этого случая можно представить в виде рис. 2.7. В этой схеме оба транзистора заменены эквивалентными резисторами, а конденсатор С заменен источником, напряжение которого равно 0,5Е. Рис. 2.5. Проходная динамическая характеристика Рис. 2.6. Эквивалентная схема усилителя мощности при Uвх = 0 В динамическом режиме каждое плечо двухтактного усилителя мощности можно представить в виде эквивалентной схемы, состоящей из нагрузочного резистора, транзистора и источника, равного 0,5E. Это справедливо для всех схем, приведенных на рис. 2.4. Рассмотрим работу усилителя мощности при синусоидальном сигнале на входе Uвх=Umsin(t). Тогда, напряжение между базой и эмиттером транзистора Uбэ = Eбэо + Um sint. Так как Iк = S(Uбэ – Eбэо), то получаем, что импульсы коллекторного тока Iк1 = SUm sin(t), что справедливо в течение положительных полупериодов синусоидального сигнала. Аналогично можно получить выражение для тока второго транзистора Iк2 = – SUm sint. Если транзисторы имеют одинаковые параметры, то ток в нагрузке Iн = SUm sint = Iкm sint. В идеальном случае этот ток будет синусоидальным, так как не будет содержать высших гармоник. Среднее значение тока потребляемого транзисторами VT1 или VT2 в течение одного полупериода в соответствии с разложением в ряд Фурье импульсов коллекторных токов Iср1 = Iср2 = Iср = Iкm/. При анализе двухтактных схем оконечных каскадов широко используется принцип совмещения проходных динамических характеристик транзистора. Идеальная совмещенная проходная динамическая характеристика представляет собой прямую линию с крутизной S, проходящей через начало координат см. рис. 2.7. Выходной ток при такой характеристике не будет искажен. а) б) Рис. 2.7. Построение сигнала на выходе усилителя мощности при идеальной совмещенной проходной динамической характеристике: а — идеальная совмещенная проходная динамическая характеристика; б — форма тока в нагрузке Совмещенная проходная характеристика будет прямой только в том случае, если проходные динамические характеристики транзисторов идеальны (т. е. аппроксимированы отрезками прямых линий) и напряжение смещения Есм=Ебэо. Реальные характеристики нелинейные как при малых, так и при больших значениях коллекторного тока. Если оконечные транзисторы работают без смещения, то из-за нелинейности их характеристик в области малых токов совмещенная проходная динамическая характеристика, будет нелинейная. В свою очередь, это приводит к искажению сигнала в нагрузке в области малых токов, которые иногда называют искажениями типа «ступеньки». Правильным выбором напряжения смещения можно устранить эти искажения. Для этого Ебэо должно быть равно напряжению отсечки. Энергетические характеристики оконечного каскада Проведем расчет бестрансформаторного усилителя мощности для одного плеча, поскольку процессы, происходящие в коллекторных цепях транзисторов, одинаковы. Для определения энергетических характеристик оконечного каскада рассмотрим семейство выходных характеристик транзистора с построенной динамической линией нагрузки. Построим также временные диаграммы тока и напряжения, как показано на рис. 2.8. Рис. 2.8. Построение временных диаграмм напряжения и тока в усилителях мощности для одного транзистора Для режима В ток покоя (при Uвх = 0) можно считать равным нулю. Обычно этот ток в режиме В (или АВ) выбирают равным . Напряжение . Напряжение Uкэ изменяется в соответствии с нижней диаграммой рис. 2.8. Напряжение на нагрузке при входном синусоидальном сигнале (2.1) где S — крутизна проходной характеристики. Введем коэффициент использования напряжения . С учетом (2.1) . (2.2) Если остаточное напряжение транзистора Uкэ min = 0, то Uк m = 0,5Е и  = 1. Если Uк m = 0, то  = 0. Таким образом, при Uкэ  0 , где . Из выражения (2.2) определим амплитуду импульса коллекторного тока . (2.3) При  = 1, Iк max = Е/(2Rн). Определим мощность, характеризующую работу оконечного каскада. Каждое плечо усилителя мощности потребляет ток от источника питания . Суммарная мощность, потребляемая от источника питания . Подставляя значение Iкm из (2.3), получим . (2.4) Из выражения (2.4) видно, что мощность Р0 линейно зависит от коэффициента использования напряжения . При  = 1 . Определим мощность в нагрузке (2.5) Тогда, кпд и линейно зависит от .. При  =1 кпд максимален и равен . Мощность, рассеиваемая на коллекторах двух транзисторов, . Тогда . Продифференцировав полученное выражение по  и приравняв нулю первую производную, находим, что максимум рассеиваемой мощности на коллекторе транзистора имеет место при =2=0,637 и равен . (2.6) Из выражения (2.6) найдем значение и подставим это значение в (2.5). Получим . Отсюда следует, что полезная мощность в нагрузке в 4,93 раза превышает мощность, рассеиваемую одним транзистором. Обычно считают Рн = (4 - 5) Рк max. Последнее выражение позволяет по заданной мощности в нагрузке определить Рк max и выбрать транзистор по допустимой мощности, рассеиваемой на его коллекторе. Режим АВ для усилителя мощности Переходные искажения, возникающие в усилителе мощности в режиме В, вызывают значительные нелинейные искажения. Как видно из переходной характеристики (см. рис. 2.5) вблизи нуля ток в открытом транзисторе достаточно мал, а его внутреннее сопротивление велико. В результате прирост напряжения на нагрузке в этой области оказывается меньше, чем изменение входного сигнала, что и является причиной излома данной характеристики. При задании небольшого начального тока транзисторов их внутреннее сопротивление уменьшается, переходная характеристика становится более линейной, что существенно уменьшает нелинейные искажения. Такой режим и называется режимом АВ. В этом режиме переходные искажения настолько малы, что с помощью обратной связи легко могут быть уменьшены до пренебрежимо малой величины. Существуют различные способы задания напряжения смещения в оконечных каскадах. Один из способов задания напряжения смещения показан на рис. 2.9. Для задания малого тока покоя между базами транзисторов VT1 и VT2 в данной схеме приложено постоянное напряжение, около 1,4 В. С этой целью в схему введены диоды VD 1 и VD2. Падение напряжения на диодах VD1 к VD2 составляет примерно U1=U2= 0,7B. При таком напряжении через транзисторы VT1 и VT2 течет небольшой начальный ток. Величина генератора тока I1 выбирается больше максимального базового тока транзисторов VT1 и VT2, чтобы диоды VD1 и VD2 при максимальном входном сигнале не запирались. Источники постоянного тока не следует заменять резисторами, так как в этом случае ток через диоды будет убывать при возрастании входного сигнала. Рис. 2.9. Задание начального смещения с помощью диодов Основная проблема режима АВ состоит в необходимости поддержания постоянного тока покоя транзисторов VT1 и VT2 в широком диапазоне рабочих температур. При увеличении температуры, как известно, ток покоя увеличивается. Это приводит к дальнейшему росту температуры транзисторов и в результате к их тепловому разрушению. Такой эффект называется положительной термической обратной связью. Для компенсации положительной связи при повышении температуры транзистора на 1°С необходимо уменьшить напряжение Uэб, примерно на 2,5 мВ. Эту роль дополнительно и выполняют диоды VD1 и VD2, кроме задания напряжения смещения в схеме рис. 2.9. Конечно, такая температурная компенсация оказывается неполной, так как существует значительное различие в температурах перехода транзистора и его корпуса. Поэтому применяются дополнительные меры по стабилизации тока покоя. Для этого в схему усилителя мощности включаются резисторы R1 и R2, которые осуществляют отрицательную обратную связь по току. Эффективность обратной связи увеличивается с возрастанием величины сопротивлений этих резисторов, но при этом уменьшается выходная мощность. По этой причине величина сопротивлений резисторов обратной связи должна выбираться малой по сравнению с сопротивлением нагрузки. В промышленных образцах современных усилителей чаще всего применяются выходные каскады в виде двухтактных эмиттерных повторителей, работающих в классе АВ (см. упрощенную схему рис. 2.10). Рис 2.10 Данная схема имеет ряд недостатков. Один из них – плохое использование транзисторов по напряжению и трудность достижения высокого КПД. В данной схеме амплитуду выходного напряжения невозможно сделать достаточно близкой к напряжению питания Ек, так как каскад имеет коэффициент усиления по напряжению Ки меньше единицы. Амплитуда выходного напряжения отличается от входного не менее, чем на величину падения напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора Т2 (Т3). А если в качестве Т2 и Т3 применяются составные транзисторы, то величина Uбэ может достигать 1,5 В. Кроме того, данная схема предъявляет высокие требования к предоконечному каскаду. Чтобы получить выходное напряжение, близкое к максимальному, размах напряжения на выходе предоконечного каскада должен достигать значения 2Ек. С этой целью в качестве предоконечного применяется каскад с общим эмиттером (ОЭ) без цепочки эмиттероной стабилизации (см. рис. 2.10). Такое построение предоконечного каскада отрицательно сказывается на температурной стабильности и усложняет его регулировку. Чтобы повысить температурную стабильность, приходится вводить глубокую отрицательную обратную связь по постоянному току. Перечисленные недостатки устраняются путем применения в качестве выходного каскада с усилением (рис. 2.11) Рис. 2.11 Каждое плечо каскада (рис. 2.11) представляет собой двухкаскадный усилитель по схеме ОЭ, охваченный последовательной отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению. При глубокой ООС коэффициент усиления каждого плеча , где - коэффициент передачи цепи ООС. В области средних частот . С целью увеличения коэффициента усиления и глубины обратной связи в качестве выходных применяются составные транзисторы. Так как от предоконечного каскада, в этом случае не требуется большой амплитуды выходного напряжения, то имеется возможность использовать в нем цепочку эмиттерной термостабилизации. Расчет выходного каскада как правило, начинается с выбора величины напряжения источника питания по заданным значениям выходной мощности Рвых и сопротивления нагрузки Rн . Затем определяются максимальные величины коллекторных токов оконечных транзисторов и мощности, рассеиваемой на них по формулам /5/: Выбор комплиментарной пары оконечных транзисторов осуществляется из следующих условий: оценка коэффициента гармоник выходного каскада без учета действия ООС производится по сквозной токовой характеристике с использованием метода пяти ординат /5/. Составные транзисторы в усилителях мощности Получение больших выходных токов в нагрузке требует применения в выходных каскадах транзисторов с большими выходными токами. Для этих целей в усилителях мощности часто применяют составные транзисторы. На рис. 2.12 приведена принципиальная электрическая схема усилителя мощности, в которой на выходе используются составные транзисторы (транзисторы VT5, VT 6 и VT9, VT10). При работе усилителя мощности (рис. 2.12) в режиме АВ установка тока покоя транзисторов VT5, VT 6 и VT9, VT10 связана с определенными трудностями, так как необходимо скомпенсировать четыре зависящих от температуры напряжения база-эмиттер. Этого можно избежать, если задать только ток покоя для предоконечных транзисторов VT5, VT6. При этом мощные выходные транзисторы будут открываться лишь при больших выходных токах. С этой целью величину напряжения смещения между базами транзисторов VT9 и VT10 можно выбрать такой, чтобы падение напряжения на резисторах R8 и R9 составляло около 0,4 В (напряжение смещения Uсм = 2 (0,4+0,7) = 2,2 В). В этом случае выходные транзисторы даже при высокой температуре перехода оказываются закрытыми. Рис. 2 12 Принципиальная схема усилителя мощности Резисторы R8 и R9 одновременно являются сопротивлениями утечки для базового заряда выходных транзисторов. Чем меньше сопротивления этих резисторов, тем быстрее будут запираться выходные транзисторы. Это особенно важно в тех случаях, когда при изменении знака входного напряжения один транзистор открывается, хотя второй еще не заперт. Этот эффект наблюдается при работе усилителя мощности на повышенных частотах. В данном случае через выходные транзисторы будет протекать сквозной ток, вызывающий дополнительный разогрев транзисторов и увеличение тока, потребляемого от источника питания. По этой причине в выходных каскадах усилителей мощности необходимо применять транзисторы с запасом по частотным свойствам. Верхняя граничная частота усиления транзисторов должна быть по крайней мере в три раза превышать наивысшую частоту входного сигнала Из-за малого выходного сопротивления двухтактные усилители мощности легко перегружаются и разрушаются. Поэтому в усилителях мощности целесообразно использовать схемные решения, ограничивающие максимальную величину выходного тока. В схеме рис. 2.12 ограничение имеет место, когда один из транзисторов VT7 или VT 8 открыт. Эти транзисторы откроются, если падение напряжения на резисторе R12 или R13 превысит значение ≈ 0,6 В. При этом, дальнейшее возрастание базовых токов транзисторов VT 9 и VT 10 происходить не будет, а сами транзисторы перейдут в режим работы стабилизации тока. Максимальное значение выходного тока ограничивается величиной Iвых max = 0,6 В / R12. Резисторы R10 и R11 служат для защиты транзисторов ограничителя от больших пиковых значений тока базы. Для уменьшения переходных искажений вся схема усилителя охвачена отрицательной обратной связью через делитель напряжения R3, R4. При этом общий коэффициент усиления К=1 + R3/R4. Стабильность постоянного напряжения на выходе усилителя мощности так же будет определяться глубиной отрицательной обратной связи. Промышленностью широко выпускается интегральные микросхемы 174 серии, представляющие собой комплект аналоговых микросхем, предназначенный для высококачественной звуковоспроизводящей аппаратуры. В состав этих микросхем входит предварительный усилитель, и двухтактный усилитель мощности. В зависимости от типа микросхем выходная мощность может изменяться от 1,5 до 15 Вт. ШУМЫ В УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДАХ Шумы резисторов Шумы представляют собой важную проблему в науке и технике, поскольку они определяют нижние пределы, как в отношении точности любых измерений, так и в отношении величин сигналов, которые могут быть обработаны средствами электроники. Под шумами в усилительных каскадах понимают различные флуктуации амплитуд протекающих токов, которые накладываются на полезный сигнал и приводят к его частичному или полному искажению. Флуктуационные шумы обусловлены тепловым движением электрических зарядов, в первую очередь электронов. Спектр частот флуктуационных шумов занимает очень широкую полосу от 0 до миллиметровых радиоволн. Источниками флуктуационных шумов являются резисторы и усилительные элементы. Рассмотрим вначале шумы резисторов. В соответствии с современными представлениями носителями электрического тока в проводниках являются электроны, обладающие элементарным электрическим зарядом, равным 1,6*10–19 Кл. При отсутствии внешнего поля электроны в металлическом проводнике совершают хаотическое движение, аналогичное тепловому движению молекул газа или жидкости. Тепловое возбуждение электронов даже при комнатной температуре настолько велико, что электроны перемещаются с весьма большими скоростями (около 100 км/с), при этом величина свободного пробега электронов составляет всего 10-8 м. Движущийся заряд (электрон) образует элементарный импульс электрического тока. Таким образом, в объеме проводника появляются элементарные импульсы тока, длительность которых равна времени свободного пробега. Если к проводнику приложено внешнее электрическое поле, то на хаотическое движение электронов будет накладываться упорядоченное смещение их вдоль электрического поля. Упорядоченное движение в одном направлении называется электрическим током. Однако воздействие электрического поля на каждый электрон может происходить только на длине свободного пробега. По этой причине электрическое поле успевает за время между соударениями изменить скорость теплового движения и энергию электрона в самой ничтожной степени, хотя именно это изменение и является причиной тока. Таким образом, протекание тока не оказывает сильного влияния на шумовую э.д.с., связанную с элементарными импульсами тока. Следовательно, собственные движения электронов пропорциональны температуре тела и не будут зависеть от протекающих токов, если последние не будут нагревать проводник. Таким образом, причиной шума в резисторах являются флуктуации объемной плотности электрического заряда в проводящем теле резистора, вызванные хаотическим движением носителей заряда. Среднеквадратичное значение теплового шума в металлическом резисторе (Джонсоновский шум) определяется по формуле Найквиста: . Здесь Δf — полоса частот, в которой исследуется шум, k — постоянная Больцмана. Следует заметить, что реактивные элементы не могут генерировать шумы, потому что они не потребляют активную энергию. Это утверждение не является очевидным, хотя это именно так. В конденсаторе полный заряд не меняется, следовательно, шумовое напряжение не меняется. В идеальной катушке также не будет шумового напряжения. В том случае, когда имеется комплексное сопротивление Z, определив r(f) и x(f), можно сказать, что шумы на концах комплексного сопротивления будут создаваться только активной составляющей . Из формулы Найквиста для следует, что в каком бы частотном диапазоне не исследовался шум, обусловленный тепловыми флуктуациями, оказывается, что энергия, приходящая на единицу полосы, одинакова, т. е. спектральная плотность в полосе Δf одинакова. В силу такого характера спектра этот шум назвали белым шумом. Дробовой шум. Электрический ток представляет собой движение дискретных зарядов, а не плавное непрерывное течение. Конечность заряда приводит к статистических флуктуациям тока, определяемым формулой: , где q=1.610–19 Кл — заряд электрона, f — ширина полосы частот измерения. Относительные флуктуации (дробвой шум) больше для меньших токов. Как и резистивный шум Джонсона, это Гауссовский белый шум. Шумы непроволочных резисторов: углеродистых типа ВС, УЛМ, УЛИ, БЛП, металлизированных типа МЛТ, МЛП, композиционных ТО, КЛМ, КЛВ и пленочных — нельзя рассчитывать по формуле Найквиста. В зависимости от конструкции и технологии изготовления они могут оказаться больше теплового шума. При этом наблюдается зависимость шумов от напряжения, падающего на резисторе, и от силы тока, протекающего через него. В действительности проводящие слои непроволочного резистора состоят из большого числа микроскопически малых проводящих частиц, соприкасающихся друг с другом. При протекании тока через проводящий слой его проводимость несколько изменяется случайным образом вследствие нарушения контактов между токопроводящими частицами. Флуктуации проводимости вызывают случайные колебания тока, которые создают на сопротивлении напряжения шума. Тепловые шумы непроволочного резистора можно рассчитать по формуле . где q является сложной функцией протекающего тока, частоты, материала и т.д., т. е. коэффициент q показывает, настолько шум в непроволочном резисторе больше, чем в проволочном. Величина шума непроволочного резистора очень сильно меняется от частоты. Наибольший шум лежит в диапазоне частот от 5 до 1000 Гц. Поэтому в чувствительных усилителях следует применять высококачественные проволочные резисторы. Интенсивность токового шума может отражать скрытые процессы (микропробои, локальные перегревы), происходящие внутри резистора, и дефекты, которые могут привести резистор к негодности. По этой причине важен контроль резисторов. Доброкачественные углеродистые и металлопленочные резисторы имеют уровень шумов около 5 мкВ/В (микровольты шума на Вольт приложенного к резистору напряжения), а у недоброкачественных она возрастает в десятки раз. В связи с этим в чувствительных усилителях и других схемах с малым уровнем шумов необходимо применять углеродистые, металлооксидные и металлопленочные резисторы. В области частот ниже 1 кГц шумы начинают отступать от закона, рассмотренного выше. Закон поведения шума, который называют избыточным, низкочастотным или фликкер-шумом, установлен чисто эмпирически: . Попытка описать этот шум математически вызвала затруднение. Фликкер-шум наблюдается в пленочных резисторах, полупроводниках, электронных лампах и т. д. Шумы транзисторов В транзисторном усилительном каскаде основным источником шумов являются транзисторы, шумы которых превосходят величину шумов других элементов схемы. Источниками шумов в транзисторе являются: 1. электронно-дырочные переходы; 2. активные составляющие областей базы, эмиттера коллектора; 3. случайные перераспределения тока между коллектором и базой; 4. неоднородности полупроводникового материала. Согласно теории шумовых свойств транзисторов, основную роль в транзисторах играют фликкер-шум, дробовой, тепловой шумы, шумы разделения и т. д. Рассмотрим эти шумы подробнее, предполагая, что транзистор работает в режиме малого сигнала. В транзисторах фликкер-шум наблюдается на низких частотах (менее 1 кГц). Спектральная плотность мощности этого шума пропорциональна 1/fa. Источником низкочастотных шумов в транзисторе являются носители электрического заряда, возбужденные в объеме р-n перехода и на его поверхности под действием температуры приложенного электрического поля, а также в результате соударения нейтральных атомов полупроводника или примесей с управляемым потоком основных носителей. Количество носителей, возбужденных за данный промежуток времени, является случайным, а созданный ими ток — флуктуационным. Величина низкочастотного шума может быть определена по формуле: где K — постоянная, зависящая от объема полупроводника. Так как площадь коллекторного перехода обычно намного больше площади эмиттерного перехода, низкочастотный шум в основном проявляется в коллекторном переходе и его можно учесть с помощью генератора шумового тока: где коэффициенты γ, δ и α зависят от используемого полупроводника (γ=1,2…1,8; δ =1…2, α=0,9…1,2), Gк — проводимость коллекторного перехода постоянному току. 0бычно фликкер-шум возникает в результате плохо обработанных поверхностей кристалла и в местах омических контактов вывода и кристалла. Шлифованный кристалл имеет меньший фликкер-шум, чем при травлении его поверхности. Для снижения этого шума необходимо уменьшить плотность тока на единицу поверхности, использовать планарные транзисторы и транзисторы с высокой степенью технологической обработки поверхности. Кроме того, в схемах усилителей целесообразно использовать транзисторы р–n–p типа, имеющие уровень низкочастотного шума, меньший, чем транзисторы n–р–n типа. В ряде случаев специальные измерения фликкер-шума на частоте f=1 кГц и ниже позволяют прогнозировать надежность транзисторов и определять ряд дефектов в них (плохие контакты, трещины и т. д.). Тепловой шум транзистора вызван хаотическим движением носителей в объеме полупроводника. Этот шум, в отличие от избыточного шума, существует даже при отсутствии электрического тока. Определяется он по известной формуле Найквиста. Так как в транзисторе распределенное активное сопротивление области базы больше распределенного сопротивления областей эмиттера и коллектора, то учитывают только тепловой шум базы: Величина rб в Ge транзисторах меньше, чем в Si, поэтому последние имеют более высокие тепловые шумы. Дискретная структура эмиттерного тока и случайный характер прохождения носителей через эмиттерный переход являются причиной появления дробового шума. Дробовые шумы возникают как в коллекторном так и в эмиттерном переходах. Интенсивность дробовых шумов эмиттерного перехода определяется по формуле Шоттки: где Iэ — постоянная составляющая тока через переход, являющегося причиной шумов. Дробовой шум коллекторного перехода определяется неуправляемым обратным коллекторным током Iко: Для снижения дробовых шумов рекомендуется использовать транзисторы с малым обратным током Iко, а также работать при сравнительно невысоких температурах и небольших токах эмиттера. Случайный характер процессов рекомбинации носителей в области базы транзистора является причиной появления шума связанного с перераспределения тока эмиттера где α — коэффициент передачи по току в схеме с ОБ, Iэ — постоянная составляющая тока эмиттера. Существуют и другие типы шумов в транзисторах — это шумы облучения, возникающие при облучении транзистора быстрыми частицами, шумы лавинного пробоя, возникающие при высоком, близком к пробивному уровню обратного напряжения на переходе, взрывные шумы и т. д. Однако в транзисторе основными шумами являются избыточные — тепловой, дробовой и шумы разделения. Коэффициент шума транзисторных усилителей Шумовые свойства транзисторных усилителей принято оценивать величиной коэффициента шума. Под коэффициентом шума понимают отношение полной мощности шумов в нагрузке к той части полной мощности, которая обусловлена тепловыми шумами внутреннего сопротивления источника сигнала Pш гн: где Pш тр — мощность шума в нагрузке, обусловленная собственными шумами транзистора. В таком определении идеальный «нешумящий» усилительный каскад имеет коэффициент шума, равный единице. Определим значение коэффициента шума для схемы с ОЭ, для чего введем в эквивалентную схему усилительного каскада основные шумовые генераторы тока и напряжения. В эквивалентной схеме, представленной на рис. 3.1, а, шумящее активное внутреннее сопротивление источника сигнала заменено в соответствии со следствиями из теоремы Найквиста нешумящим сопротивлением Rг и э.д.с. тепловых шумов . Рис. 2.13. Эквивалентная схема транзистора -—а; эквивалентные схемы для определения составляющих коллекторного тока — б, в Аналогично распределенное сопротивление области базы заменено нешумящим сопротивлением rб, и э.д.с. равной . Генератор тока , подключенный параллельно дифференциальному сопротивлению эмиттерного перехода rэ, отражает шумы перераспределения тока эмиттера. Дробовые шумы и избыточный шум в эквивалентной схеме отражены соответственно генераторами , , . Будем считать для простоты сопротивление нагрузки Rн идеальным, т. е. не обладающим собственными шумами. Тогда, учитывая, что Pн=I2Rн, получим: . Здесь — составляющая коллекторного тока, пропорциональная э.д.с. Uтг, a ij — составляющие тока Iк, пропорциональные э.д.с. Uтб и токам других генераторов шумового тока, показанных на рис. 2.13, а. Определим составляющие тока Iк в нагрузке, для чего в силу линейности системы применим принцип суперпозиции. Найдем сначала составляющую теплового тока внутреннего сопротивления генератора, используя эквивалентную схему, изображенную на рис. 2.13, б. Согласно принципу суперпозиции при rк»rб и rк»rэ: , где — составляющая тока эмиттера, вызванная действием генератора Uтг, — составляющая тока эмиттера, связанная с источником Iэ, — коэффициент токораспределения, показывающий какая доля тока ответвляется в цепь эмиттера. Записанные выражения для токов и позволяют определить ток Iэ, а затем и ток αIэ. Последний полностью протекает в цепи нагрузки и, следовательно, является искомой составляющей i1н. Средний квадрат этого тока в нагрузке равен: . Аналогично для теплового тока базы в нагрузке, поскольку э.д.с. включена последовательно с э.д.с. , получаем: . Составляющую коллекторного тока Iк, вызванную действием тока Iр, можно определить аналогично составляющей i1н, воспользовавшись эквивалентной схемой, изображенной на рис. 3.1, в. Среднеквадратичное значение этого тока имеет вид: . Так как генератор тока подключен к зажимам эмиттер-коллектор, т.е. параллельно Rн, то: . Используя принцип суперпозиции (аналогично тому как при нахождении тока i1н), получим: , . Подставим полученные выражения в уравнение для коэффициента шума. После преобразований, с учетом того, что rэ«rб и β»1, получим: Уравнение для F позволяет определить частотную характеристику коэффициента шума. Подъем на нижних частотах объясняется возрастанием избыточного шума с понижением частоты (см. последний член в уравнении для F). Для большинства транзисторов на частотах в несколько килогерц и выше этим шумом по сравнению с другими можно пренебречь. В области частот от единиц кГц до десятков МГц коэффициент шума F остается постоянным, что объясняется преобладанием тепловых и дробовых шумов, являющихся, как известно, белым шумом. На более высоких частотах f≈fт увеличение F объясняется уменьшением коэффициентом усиления по току |α|. Продифференцировав выражение для коэффициента шума по Rг и приравняв производную к нулю, можно найти оптимальное значение Rг, при котором шумы минимальны. . Если выполняется условие А/2qf « (1-)Iэ, то . Зависимость коэффициента шума от величины Rг имеет неявный минимум, что видно из выражения для коэффициента шума.