Электроника.Часть 1.

МИНОБРНАУКИ РОССИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Юго-Западный государственный университет» (ЮЗГУ) Кафедра электроснабжения ЭЛЕКТРОНИКА (Конспект лекций для студентов очной, заочной и сокращённой форм обучения электротехнических специальностей) Часть 1 КУРСК – 2013 ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ____________________________________________________ 5 ГЛАВА 1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ___________________________ 9 1.1. Физические основы проводимости полупроводников__________________9 1.2. Электронно-дырочный переход___________________________________ 21 1.3. Контакт полупроводников с одним типом электропроводности________ 32 1.4. Контакт: металл-полупроводник__________________________________ 34 1.5. Полупроводниковые диоды______________________________________ 35 1.6. Биполярные транзисторы________________________________________ 51 1.7. Полевые транзисторы___________________________________________ 69 1.8. Тиристоры_____________________________________________________75 1.9. Фотодиоды____________________________________________________ 84 1.10. Фототранзисторы______________________________________________89 1.11.Фототиристоры________________________________________________ 91 1.12. Светоизлучающие диоды________________________________________93 1.13. Оптроны______________________________________________________93 1.14. Интегральные микросхемы______________________________________ 94 ГЛАВА 2. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ________________________________ 97 2.1. Краткая классификация усилителей________________________________97 2.2. Однокаскадные усилители на биполярных транзисторах______________ 97 2.3. Расчет основных параметров усилительных каскадов на биполярных транзисторах __________________________________________________102 2.4. Примеры расчета усилителей с различными схемами включения транзисторов__________________________________________________ 105 2.5. Многокаскадные усилители на биполярных транзисторах_____________111 2.6. Обратные связи в усилителях_____________________________________115 2.7. Усилители постоянного тока (УПТ)_______________________________ 120 ГЛАВА 3. УСТРОЙСТВА НЕПРЕРЫВНОГО ДЕЙСТВИЯ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ (ОУ)_________________________________________ 127 3.1. Операционные усилители________________________________________127 3.2. Неинвертирующий усилитель на ОУ с обратной связью______________ 132 3.3. Инвертирующий усилитель на ОУ с обратной связью________________ 133 3.4. Преобразователь тока в напряжение_______________________________134 3.5. Инвертирующий сумматор_______________________________________135 3.6. Неинвертирующий сумматор_____________________________________136 3.7. Вычитатель на ОУ______________________________________________136 3.8. Интегратор на ОУ______________________________________________ 137 3.9. Дифференцирующее устройство на ОУ____________________________ 139 3.10. Компенсация входных токов и напряжения смещения нуля__________ 139 3.11. Частотные свойства и самовозбуждение усилителей на ОУ__________ 140 3.12. Избирательные усилители______________________________________ 142 3.13. Генераторы синусоидальных колебаний___________________________144 ГЛАВА 4. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ОУ_________________________ 148 4.1. Особенности и преимущества передачи информации в импульсном режиме____________________________________________ 148 4.2. Виды импульсных сигналов______________________________________148 4.3. Виды модуляции_______________________________________________ 149 4.4. Ключевой режим работы транзистора______________________________150 4.5. Компараторы__________________________________________________ 152 4.6. Триггер Шмитта________________________________________________154 4.7. Неинвертирующий триггер Шмитта_______________________________155 4.8. Мультивибраторы______________________________________________ 156 4.9. Симметричный мультивибратор на ОУ____________________________ 158 4.10. Одновибратор на ОУ___________________________________________160 4.11. Генераторы линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН)___________162 4.12. ГЛИН на ОУ с внешним допуском_______________________________ 163 4.13. ГЛИН на ОУ в автогенераторном режиме_________________________ 164 ЧАСТЬ ВТОРАЯ ГЛАВА 5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ И ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА ____166 5.1. Основные логические операции и их реализация____________________ 166 5.2. Типы логических микросхем_____________________________________ 169 5.3. Комбинированные логические элементы___________________________ 171 5.4. Элементы алгебры логики и синтеза комбинационных схем __________ 171 5.5. Формы записи логических уравнений _____________________________ 174 5.6. Синтез комбинационных логических устройств _____________________175 5.7. Реализация логических функций на элементах "И-НЕ" и "ИЛИ-НЕ"____ 177 5.8. Интегральные комбинационные схемы ____________________________178 5.9. Логические устройства последовательного типа ____________________185 5.10. Понятие о микропроцессоре____________________________________ 220 ГЛАВА 6. ИНФОРМАЦИОННО-ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА____________ 227 6.1. Основные понятия и определения________________________________ 227 6.2. Метрологические характеристики средств измерений _______________ 230 6.3. Неметрологические характеристики средств измерений _____________ 233 6.4. Обработка результатов измерений при многократных наблюдениях ___ 233 6.5. Измерение электрических величин аналоговыми электромеханическими приборами______________________________________ 237 6.6. Аналоговые электронные измерительные приборы _________________ 256 6.7. Цифровые измерительные приборы ______________________________ 267 6.8. Информационно - измерительные системы ________________________ 275 ЛИТЕРАТУРА_____________________________________________________ 283 5 ВВЕДЕНИЕ. Повышение эффективности производства, ускорение научнотехнического прогресса и перевод экономики на путь интенсивного развития невозможно осуществить без широкого применения электроники и вычислительной техники. Электроника представляет собой обширную отрасль науки и техники, связанную с изучением физических явлений, принципов действия, устройством и областью применения приборов, работа которых основана на движении заряженных частиц в кристаллических телах, газе и вакууме. Первое из упомянутых направлений, связанное с изучением физических явлений, получило название "физической" электроники. Второе и третье направления объединяются под общим названием "техническая" электроника. В свою очередь "техническая" электроника в зависимости от сферы использования ее средств подразделяется на ряд достаточно самостоятельных направлений. Первое из них "радиоэлектроника", охватывающая все виды связи (радиовещание, радиолокацию, радионавигацию, радиоастрономию и т.д.). Второе – "ядерная электроника", занимающаяся изучением явлений и процессов, происходящих при перестройке и распаде ядер. Третье – "биоэлектроника", предназначенная для проведения биологических и медицинских исследований. И наконец четвертое – "промышленная электроника", связанная с использованием средств электроники в промышленности, на транспорте, в электроэнергетике в устройствах измерения, регулирования, управления и преобразования. В зависимости от решаемых задач "промышленная электроника", составляющая предмет нашего изучения, в свою очередь подразделяется на "информационную электронику", к которой относится использование средств электроники в целях измерения, контроля, регулирования и управления, и "энергетическую электронику" (преобразовательную технику), связанную с преобразованием электрической энергии для целей промышленного электропривода, электрофицированного транспорта, в системах передачи электроэнергии, в электротехнологических целях. Для специалистов в области электроснабжения промэлектроника является совершенно необходимым предметом для последующего изучения таких курсов, как автоматизированный электропривод, электротехнологические установки, релейная защита и автоматика, электрические сети и системы и т.д. "Промышленная электроника" постоянно развивается и поскольку она основывается на применении различного рода электронных приборов, то прогресс в ней неразрывно связан с прогрессом ее элементной базы. Начало развития электронных приборов совпадает с началом 20 века. В 1900 году русский ученый А.С. Попов в радиотелеграфном приемнике впервые применил полупроводниковый прибор (диод-детектор). В 1904 году английский ученый Я. Флеминг изобретает двухэлектродный электровакуумный прибор-диод и тоже применяет его в качестве детектора в радиоприемных устрой- 6 ствах. В 1907 году в США Ли де Форест создает трёхэлектродную лампу-триод, позволяющий уже усиливать и генерировать электрические колебания. В России первые электронные лампы начали изготовлять в 1914 году под руководством Н.Д. Папалекси, несколько позже М.А. Бонч-Бруевич впервые в мире создает мощные генераторные лампы. После революции специальным декретом от 2 декабря 1918 года, подписанным В.И. Лениным, была создана Нижегородская радиолаборатория, где под руководством того же Бонч-Бруевича было налажено изготовление мощных генераторных ламп, что позволило в 1922 году построить самую мощную на тот момент в мире (400 кВт) радиостанцию имени Коминтерна. И именно значительный прогресс в области электровакуумных приборов обусловил развитие в 20-30 годы радиосвязи, телевидения, радиолокации, измерительной техники, позволил начать широко внедрять электронные приборы и устройства в промышленности. Но параллельно велись исследования и в области полупроводниковой техники. Примером тому может служить разработка в той же Нижегородской радиолаборатории в 1922 году О.В. Лосевым схемы приемника, в которой полупроводниковый кристалл служил для генерации высокочастотных колебаний. "Кристадин" Лосева представлял собой полупроводниковый прибор с запирающим слоем в месте контакта стальной иглы с поверхностью кристалла цинкита или карборунда. На частоте 12,3 МГц с помощью этого прибора Лосев осуществил усиление и генерирование колебаний. В последующие годы были созданы промышленные образцы полупроводниковых медно-закисных выпрямителей и медно-закисных и селеновых фотогальванических приемников излучения. В 30 годы под руководством академика А.Ф. Иоффе началось в нашей стране систематическое изучение свойств полупроводников. Б.В. Курчатовым, В.П. Жузе, В.Н. Гохбергом и др. проводились исследования зависимости электропроводности полупроводников от концентрации и вида примеси. В 1937 году А.Ф. Иоффе, А.В. Иоффе и Б.И. Давыдовым была разработана теория выпрямления на границе полупроводников с различным типом электропроводности. Тем не менее электронные лампы продолжали занимать доминирующее положение. В 30-40е годы в различных устройствах стали применять огромное количество электронных ламп и вот тут стали проявляться в полной мере их недостатки. Дело в том, что лампы имеют значительные габариты и массу, потребляют много энергии и при этом имеют небольшой срок службы. К примеру, устройство, содержащее 2000 ламп, при сроке службы каждой из них в 500 часов могло безотказно работать не более 15 минут. Перечисленные недостатки ламп поставили ученых перед необходимостью разрабатывать электронные приборы с иным принципом действия. Значительные работы в области полупроводников наших ученых, немецких ученых в частности В. Шоттки и американских - Н. Мотта и У. Шокли дали положительные результаты. В 1948 году в США были созданы полупроводниковые триоды на основе германия, получившие название транзисторов. Их создатели Д. Бардин, У. Браттейн, У. Шокли были удостоены Нобелевской премии. В СССР первые образцы точечных транзисторов были изготовлены в 7 1949 году А.В. Красиловым и С.Г. Мадоян. Открытие транзистора послужило началом нового этапа в развитии полупроводниковой электроники. В 1956 году появились первые сообщения о создании структуры типа p-n-p-n американским ученым Дж. Моллом, т.е. о создании приборов с отрицательным дифференциальным сопротивлением, среди которых наибольшее значение приобрели тиристоры. В нашей стране исследования и разработка тиристоров и других приборов особенно большой мощности велись под руководством академика В.М. Тучкевича, группа ученых во главе с ним была удостоена за эти работы Ленинской премии. В 1957 году японский ученый Л. Есаки изобрел туннельный диод. В последующие годы наблюдалось быстрое продвижение полупроводниковых приборов в область сверхвысоких частот. В 1959 году советским ученым А.С. Тагером с сотрудниками была обнаружена генерация когерентных колебаний СВЧ в p-n переходе при ударной ионизации. На этом эффекте построены лавинно-пролетные диоды, лежащие в основе целого класса СВЧ устройств: генераторов, усилителей и преобразователей частоты. Появляется новое направление "оптоэлектроника", суть которого составляют процессы преобразования электрических сигналов в оптические и обратно. Первооткрывателями физических основ оптоэлектроники являются советские ученые-академики Н.Г. Басов и А.М. Прохоров, которые в 1964 году были удостоены Нобелевской премии за создание оптических квантовых генераторов на основе p-n перехода. Важнейшим направлением развития современной электронной техники является микроэлектроника. Предпосылкой появления микроэлектроники явился быстрый рост сложности радиоэлектронной аппаратуры, развитие вычислительной техники, автоматики. Существовавшие десятилетиями методы изготовления аппаратуры из дискретных компонентов стали неприемлемыми, т.к. не могли обеспечить при требуемой сложности высокой надежности и экономичности, малых габаритов и веса. Поэтому дискретные элементы стали заменяться интегральными микросхемами (ИМС). Начало микроэлектроники было положено во второй половине 40-х годов созданием тонкопленочных деталей на основе технологии внесения микропримесей. Первые интегральные схемы были созданы в 1958 году в США независимо друг от друга Д. Килби и Р. Нойсом, а в 1962 году был начат их промышленный выпуск. Одно из главных преимуществ микроэлектроники – значительное увеличение надежности аппаратуры и широкие возможности резервирования как целых узлов, так и отдельных элементов. Увеличение функциональной сложности и плотности упаковки элементов привело к появлению средних интегральных схем (СИС), больших (БИС) и наконец, сверхбольших (СБИС), реализующих не отдельные схемные узлы, а целые устройства, скажем блоки памяти и даже микроЭВМ. Степень интеграции СБИС достигает нескольких сотен тысяч элементов на одном кристалле. Быстродействие в СБИС исчисляется миллиардными долями секунды. Впоследующем уровень интеграции предстоит повысить как минимум на порядок и тогда размеры элементов в микросхемах будут соответствовать геометрическим размерам некоторых бактерий или молекул ДНК. Большие надежды в 8 перспективе возлагаются на "функциональную электронику", которая будет создаваться на основе физической интеграции в отличие от современной технологической. Особенность физической интеграции в том, что при ней нельзя выделить область в твердом теле микросхемы, выполняющую роль транзистора или диода, или другого элемента. Необходимые функциональные свойства реализуются за счет атомарных, межмолекулярных и других связей, создающих различные эффекты. Другим перспективным направлением в микроэлектронике является использование некоторых закономерностей биологических систем, что приведет к созданию "молекулярной" электроники. Все сказанное приводит к мысли о необходимости резкого улучшения подготовки инженерно-технических работников в области электроники, а инженеров-электриков тем более. 9 1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ. 1.1. Физические основы проводимости полупроводников. 1.1.1. Полупроводники получили свое название в связи с тем, что занимают по электропроводности промежуточное положение между металлами (проводниками) и диэлектриками. Физическую сущность этого явления можно понять, рассмотрев распределение по энергиям электронов атомов, которое характеризуется энергетической диаграммой полупроводников. В соответствии с принципами квантовой механики электроны любого отдельного изолированного атома могут обладать строго определенными дискретными значениями энергии или находиться на так называемых "разрешенных" уровнях. Число таких энергетических уровней для изолированного атома конечно и на каждом из них могут одновременно находиться не более 2-х электронов, различающихся спиновыми моментами (принцип Паули). С ростом энергии уровня связь соответствующих электронов с атомом ослабевает. При образовании кристаллической решетки одинаковые энергетические уровни соседних атомов не сливаются в один, а смещаются или расщепляются относительно друг друга, образуя при этом разрешенные уже не уровни, а энергетические зоны. В каждой разрешенной энергетической зоне столько подуровней, сколько атомов участвует в формировании кристаллической решетки. Верхний энергетический уровень разрешенной зоны называют ее "потолком", нижний "дном". Самая верхняя из заполненных электронами разрешенная зона называется "валентной" зоной. Следующие разрешенные зоны или зоны свободные от электронов в невозбужденном состоянии атома называются "свободными" зонами. Нижняя из свободных зон называется "зоной проводимости". Между разрешенными зонами в общем случае находятся "запрещенные" зоны, т.е. области значений энергии, которыми не могут обладать электроны в идеальном кристалле. Наличие или отсутствие, а также ширина запрещенной зоны между валентной зоной и зоной проводимости определяет три класса кристаллических тел: проводники, диэлектрики и полупроводники. Взаимное расположение валентной зоны и зоны проводимости для различных тел показано на рис.1.1. We We We Зона пров. Зона пров. Зона пров. Зап. зона Wз Вал. зона Вал. зона а. Зап. зона Wз Вал. зона б. Рис.1.1. в. 10 В металлах зона проводимости непосредственно примыкает к валентной зоне или даже перекрывается с ней (рис.1.1,а), в полупроводниках (рис.1.1,б) и диэлектриках (рис.1.1,в) существует запрещенная зона различной ширины WЗ . Для металлов WЗ  0 , поэтому даже при температуре T=0К их проводимость достаточно велика, т.к. электроны в зоне проводимости не принадлежат определенному атому, образуют так называемый электронный газ и под действием электрического поля направленно перемещаются. В полупроводниках WЗ  0 и определяет ту энергию, которую надо сообщить электрону верхнего энергетического уровня валентной зоны для перехода на нижний энергетический уровень зоны проводимости. Энергия эта измеряется в электронвольтах и для большинства полупроводников лежит в пределах (0,1-5) эВ. Для наиболее распространенных полупроводников при температуре Т=300К она составляет: германий – 0,75 эВ, кремний – 1,12 эВ, арсенид галлия – 1,43 эВ, карбид кремния – (2,4-3,4) эВ. У диэлектриков ширина запрещенной зоны составляет свыше 5 эВ. Различия в ширине запрещенной зоны приводят к тому, что удельное сопротивление рассматриваемых материалов существенно различно и для чистых полупроводников составляет: 0,65 Омм – для германия и 10 Омм – для селена. Наибольшее распространение в настоящее время нашли такие полупроводники, как германий и кремний, однако наряду с ними применяются такие материалы, как селен, арсенид галлия, сульфид кадмия, оксиды и карбиды и ряд других химических соединений. 1.1.2. Проводимость чистых полупроводников. Отличие проводимости полупроводников от проводимости проводников определяется наличием у первых запрещенной зоны. Рассмотрим в качестве примера наиболее употребляемые полупроводники – германий и кремний. Оба эти элемента принадлежат к 4-й группе таблицы Менделеева, т.е. обладают четырьмя валентными электронами. Плоскостная модель кристаллической решетки идеального или собственного (беспримесного) полупроводника показана на рис.1.2. Валентные электроны каждого атома вступают в так называемые парноэлектронные или ковалентные связи с соседними атомами, что определяет принадлежность соответствующих пар электронов одновременно двум атомам. Вступление в ковалентные связи свидетельствует о нахождении этих электронов на уровнях энергии валентной зоны. При Т=0К все электроны в собственном полупроводнике связаны с атомами и при приложении электрического поля к полупроводнику тока не возникает. В этих условиях полупроводник обладает свойствами изолятора. При сообщении дополнительной энергии электронам тем или иным способом (тепловые кванты-фононы, световые кванты-фотоны и т.д.) она может оказаться достаточной для освобождения валентного электрона от связи с атомом и перевода 11 Ge Ge Ge -e Ge Ge W Ge W з Ge Ge + + e Зона провод. - + Ge - e Запрещ. зона Валентн. зона Рис.1.3. Рис.1.2. его в зону проводимости. Электрон при этом становится свободным и способным под действием электрического поля перемещаться между узлами кристаллической решетки, т.е. участвовать в создании тока или явлении проводимости (рис.1.3). Соответствующая ковалентная связь при этом разрывается, отсутствие электрона равносильно появлению в данном месте "дырки", обладающей положительным зарядом, равным по величине заряду электрона (рис.1.2). На энергетической диаграмме образование дырки эквивалентно образованию вакантного уровня в валентной зоне, позволяющего другим валентным электронам изменять энергию под действием электрического поля и занимать этот вакантный уровень, образуя новую дырку. При этом валентный электрон перемещается от атома к атому в валентной зоне и тем самым участвует в создании тока. Фактически движение электрона в валентной зоне может быть формально заменено движением дырки в противоположном направлении. Это особенно важно делать в связи с различием в подвижностях свободных электронов и электронов (дырок) в валентной зоне. При некоторой температуре Т>0К энергии фононов становится достаточно для перехода из валентной зоны в зону проводимости многих электронов. Процесс этот получил название "термогенерации" носителей заряда, в результате чего в полупроводнике создается некоторая концентрация электронов ni в свободной зоне и равная ей концентрация дырок pi в валентной зоне (индекс i означает, что речь идет о собственных концентрациях носителей, т.е. концентрациях чистого, беспримесного, собственного полупроводника). Естественно, что эти концентрации зависят от температуры полупроводника, ширины запрещенной зоны и определяются выражением: ni  pi  A  e  WЗ 2k T , (1.1) 12 где А – коэффициент, зависящий от вида кристалла; k=1,3710-23 Дж/К – постоянная Больцмана (0,8610-4 эВ/град); Т – температура по Кельвину; WЗ – ширина запрещенной зоны в эВ. Постоянство ni и pi при неизменной температуре определяется тем, что помимо процесса термогенерации носителей идет обратный процесс – рекомбинации, т.е. исчезновения пары электрон-дырка за счет возвращения электронов из зоны проводимости в валентную зону, при выделении ими энергии, равной ширине запрещенной зоны (обычно в виде тепла или света). Из закона сохранения энергии следует, что число генерируемых носителей равно числу рекомбинированных в стационарных условиях. Т.е. каждый носитель заряда "живет" некоторое конечное время, среднестатистическое значение которого называется "временем жизни" – . Электроны и дырки являются подвижными носителями зарядов, однако, в зависимости от условий характер их движения носит существенные различия. Так в отсутствии электрического поля и перепада концентраций имеет место хаотическое или тепловое движение. Если концентрация носителей различна, то возникает диффузионное движение. При наличии же электрического поля развивается дрейфовое движение носителей, которое подчиняется закону Ома и носит направленный характер. Дырки и электроны под действием поля движутся в противоположных направлениях, в связи с чем результирующая плотность тока, создаваемая этим движением, равна сумме плотностей дырочного и электронного. j  jn  j p , (1.2) где jn – плотность электронного тока; j p – плотность дырочного тока. Электроны и дырки движутся в кристалле в условиях постоянного столкновения с атомами кристаллической решетки, что приводит к установлению некоторой средней скорости их перемещения, пропорциональной напряженности электрического поля Е. Vn   n  E ; Vp   p  E , (1.3) где n и p - коэффициенты, определяющие соответственно подвижности электронов и дырок. При Т=300К для германия n =0,39 м2/Вс, p =0,19 м2/Вс, для кремния n=0,135 м2/Вс, p=0,05 м2/Вс, т.е. подвижность электронов заметно выше, чем дырок. Соответствующие плотности дрейфовых составляющих тока в кристалле определяются величинами зарядов, переносимыми через единичное сечение в единицу времени. jдр .n  q  ni  Vn  q  ni   n  E ; 13 jдр . p  q  pi  V p  q  pi   p  E , где q – заряд электрона; (1.4) ni и pi – соответственно концентрации электронов и дырок в объеме чистого полупроводника. Результирующая плотность тока под действием поля Е запишется: jдр .  jдр .n  jдр . p  q  ni   n   p   E , (1.5) т.к. в собственном полупроводнике n  ni  pi  p . По закону Ома плотность тока записывается: jдр .    E , (1.6) где  – удельная электропроводность. Из 1.5 и 1.6 следует:   q  ni   n   p  (1.7) При подстановке в 1.7 значения концентрации ni из 1.1 получаем зависимость удельной проводимости чистого полупроводника от температуры.   q   n   p   A  e  WЗ 2k T  0  e  WЗ 2k T , (1.8) где  0  q   n   p   A Т.е. с ростом температуры проводимость растет. Понять этот вывод более полно позволяет статистика Ферми-Дирака, определяющая вероятность заполнения энергетического уровня электронами в зависимости от температуры. Аналитически она записывается так: 1 P W   ( W WF ) e k T  1 , (1.9) где P(W) – вероятность заполнения энергетического уровня W, WF – энергия уровня Ферми; k – постоянная Больцмана; Т – температура по Кельвину. На рис.1.4 показана зонная модель и функция Р(W) вероятности заполнения электронами энергетических уровней в собственном полупроводнике в зависимости от температуры. При Т=0К все валентные уровни заполнены с вероятностью 1, а вероятность нахождения электрона в зоне проводимости равна 0. При Т>0К в результате термогенерации часть валентных электронов переходит в зону проводимости и вероятность их нахождения там отлична от нуля. При Т=K вероятность заполнения любого разрешенного уровня равна 0,5. Кривая симметрична относительно уровня Ферми, который в собственном полупроводнике располагается в середине запрещённой зоны. 14 W T   K T  0 K WC T  0 K WF P(W) WB 0,5 1 Рис.1.4. 1.1.3. Проводимость примесных полупроводников. В производстве полупроводниковых приборов чистые полупроводники применяют лишь в качестве исходных материалов, в которые затем вносят различные примеси, что приводит к превалированию либо электронной, либо дырочной проводимости. Отсюда и названия: электронный или n-полупроводник, дырочный или р-полупроводник. Для получения полупроводника n-типа в чистый полупроводник вводят примесь, создающую в нем только свободные электроны. Такая примесь "поставляет" электроны в связи с чем ее называют донорной. Для полупроводников, относящихся к 4-й группе таблицы Менделеева, донорной примесью служат элементы 5-й группы, имеющие пять валентных электронов. При замещении атомом примеси в кристаллической решетке основного атома возле узла замещения появляется "избыточный" электрон из числа пяти валентных электронов примеси, четыре из которых вступили в парноэлектронную связь с соседними атомами исходного материала, а пятый оказался как бы лишним, избыточным. При правильном выборе материала примеси такой избыточный электрон слабо связан с узлом решетки и теряет эту связь при сообщении ему энергии существенно меньшей, чем для освобождения электрона из ковалентной связи, а именно эта дополнительная энергия составляет W =(0,01-0,07) эВ. Атом примеси при покидании его электроном становится естественно положительным ионом, т.е. положительно заряженной частицей, но от дырки эта частица отличается принципиально, т.к. остается неподвижной, т.е. связанной в кристаллической решетке и в явлении проводимости не участвует (см. рис.1.5 и 1.6). 15 We 4 4 4 - Зона пров. чистых п.п. WD 4 5 + 4 Уровень вал. элект. 4 4 Рис.1.5. 4 Запрещ. зона чистых п.п. Вал. зона чистых п.п. примеси Рис.1.6. Примеси для создания n-полупроводника выбирают таким образом, чтобы энергетические уровни ее валентных электронов лежали в запрещенной зоне чистого полупроводника, но вблизи его зоны проводимости, как показано на рис.1.6. При этом ширина WD мала и при комнатной температуре все электроны донорных уровней перейдут в зону проводимости чистого полупроводника и смогут участвовать в создании тока, т.е. явлении проводимости. В качестве примесей, дающих ожидаемый эффект, используются мышьяк – As, сурьма – Sb, фосфор – Р, висмут – Bi и др. Следует отметить, что при весьма малых концентрациях примеси количество электронов в зоне проводимости определяется преимущественно примесью, а не собственными электронами валентной зоны чистого полупроводника, преодолевающими широкую запрещенную зону Wз. Поэтому концентрация электронов nn в полупроводнике n-типа существенно выше концентрации дырок p n , образующейся в результате перехода электронов из валентной зоны в зону проводимости чистого полупроводника. Ток при этом в полупроводнике n-типа создается преимущественно электронами. В связи с этим электроны в n-полупроводнике являются основными носителями заряда, а дырки – неосновными. Для создания проводимости р-типа, т.е. дырочной, в чистый полупроводник вводят примеси, относящиеся к 3-ей группе таблицы Менделеева, а именно: индий – In, галлий – Ga, бор – B, алюминий – Al. При внесении такой примеси в 4-х валентный чистый полупроводник каждый ее атом образует только три заполненные ковалентные связи с соседними атомами исходного полупроводника в кристаллической решетке. Четвертая связь остается незаполненной. 16 Недостающий валентный электрон для заполнения этой связи принимается от одного из соседних атомов чистого полупроводника, т.к. требуемая для такого перехода энергия при правильном выборе примеси невелика. При этом у соседнего атома, отдавшего электрон, образуется дырка, способная перемещаться в валентной зоне, а атом примеси, принявший электрон, превращается в неподвижный отрицательный ион в явлении проводимости не участвующий (см. рис.1.7). 4 4 4 We Зона пров. чистых п.п. 4 - + 4 3- 4 4 Рис.1.7. 4 Wa + Запрещ. зона чистых п.п. Валентн. зона чистых п.п. Рис.1.8. Примеси для создания р-полупроводника выбираются таким образом, чтобы энергетические уровни ее валентных электронов находились в запрещенной зоне чистого полупроводника, но в непосредственной близости от его валентной зоны, как показано на рис.1.8. Сами примеси, принимающие валентные электроны соседних атомов, называются акцепторными или акцепторами. Разность Wa между энергией акцепторных уровней и энергией верхнего уровня валентной зоны чистого полупроводника должна быть мала и составляет обычно (0,01-0,07) эВ. Поэтому при Т=300К практически все акцепторные уровни заняты электронами, а в валентной зоне чистого полупроводника появляется большая концентрация дырок. Причем концентрация дырок за счет примеси существенно выше концентрации дырок за счет термогенерации, т.е. преодоления электронами широкой запрещенной зоны Wз. Как результат, концентрация дырок в р-полупроводнике значительно выше концентрации свободных электронов ( p p  n p ). Дырки в этом случае называются основными носителями заряда, а электроны – неосновными. Следует отметить, что в электронных, донорных, n-полупроводниках с одновременным возрастанием концентрации электронов проводимости по сравнению с чистым полупроводником ( nn  ni ) одновременно снижается концентрация дырок по сравнению с тем же чистым полупроводником 17 ( p n  pi  ni ) за счет ускорения (активации) процесса рекомбинации их в среде, насыщенной свободными электронами. В акцепторных р-полупроводниках имеем p p  pi и n p  ni  pi по тем же причинам. Установлено, что для обоих типов полупроводников вплоть до высоких концентраций примеси выполняется условие: nn  p n  p p  n p  pi  ni  ni2 (1.10) Сказанное остается справедливым в ограниченном диапазоне температур, т.к. с ее неограниченным ростом концентрация носителей за счет термогенерации превзойдет концентрацию, определяемую внесенной примесью, и примесный полупроводник выродится в собственный. Поэтому для германия верхний температурный предел составляет (75-80)С, для кремния (150170)С. По последним данным приборы на основе кремния могут работать при температурах до 300С, на основе арсенида галлия до 400С, фосфида галлия до 450С, но длительно в течении тысяч часов лишь при 300С. На основе карбида кремния ожидается работоспособность приборов до 500C и даже до 600С. С понижением температуры затрудняется ионизация атомов примеси (т.е. отрыв "лишнего" электрона или его приобретение), поэтому падает концентрация основных носителей. В связи с этим ограничен и нижний предел работы полупроводниковых приборов температурой порядка (-55 -60)С. Внесение примесей сказывается и на вероятностном распределении электронов по энергетическим уровням, т.е. на распределении Ферми-Дирака в примесных полупроводниках. Суть этих изменений в том, что уровень Ферми, относительно которого симметрична кривая распределения, в донорных полупроводниках смещается вверх, т.е. в сторону зоны проводимости чистого полупроводника, а для акцепторных – вниз, т.е. в сторону валентной зоны чистого полупроводника, как это показано на рис.1.9, а и б. W W Зона провод. Зона провод. WD WF WF Вален. зона Wa Вален. зона 0,5 а. 1 P 0,5 б. Рис.1.9. 1 P 18 При больших концентрациях примесей это смещение также велико и в результате уровень Ферми попадает либо в зону проводимости, либо в валентную зону в зависимости от вида примеси. Сами примеси вносятся в весьма неболь6 8 ших количествах – примерно один атом примеси на 10  10  атомов основного вещества, а проводимость одного типа p или n при этом возрастает в десятки и сотни тысяч раз. Ранее для чистых полупроводников рассматривались различные виды движения носителей заряда. В частности было названо тепловое движение, не приводящее к появлению тока; диффузионное, которое может иметь место только в условиях перепада концентраций носителей одного вида, и достаточно подробно анализировалось дрейфовое движение. В примесных полупроводниках электрический ток также может быть вызван двумя причинами: электрическим полем и неравномерным распределением носителей заряда по объему, т.е. различием концентраций электронов (дырок) в соседних слоях полупроводника. Дрейфовая составляющая тока примесного полупроводника имеет ту же природу, что и в чистом полупроводнике, в связи с чем его суммарная плотность определяется выражением: jдр .  jдр .n  jдр . p  q  n   n  E  q  p   p  E , (1.11) где q – заряд электрона; n – концентрация электронов примесного полупроводника; р – концентрация дырок примесного полупроводника; n , p – соответственно коэффициенты подвижности электронов и дырок; Е – напряженность электрического поля. Отсюда, если в чистом полупроводнике соотношение проводимостей (или токов) за счет электронов и дырок определялось их подвижностями n и p, т.к. ni  pi , то в примесном полупроводнике концентрации n и р существенно различны (на несколько порядков), поэтому в электронном полупроводнике ток обуславливается преимущественно электронами, а в дырочном – дырками. В связи с этим можно считать, что удельная проводимость для примесных полупроводников n и р типа определяется выражениями:  n  q  N Д  n (1.12)  p  q NА p где N Д  nn – концентрация донорной примеси n-полупроводника; N А  p p – концентрация акцепторной примеси р-полупроводника. Проводимость как чистых, так и примесных полупроводников зависит от температуры, поскольку от нее зависят концентрации носителей n и р типа и коэффициенты их подвижностей n и p. Причем с ростом температуры концентрации n и р за счет термогенерации растут, а подвижности p и n падают, т.к. с увеличением интенсивности колебаний атомов в кристаллической решет- 19 ке увеличивается вероятность столкновения с ними электронов и дырок. В чистых полупроводниках превалирует процесс роста ni и pi , поэтому с ростом температуры растет проводимость и плотность дрейфового тока. В примесных же полупроводниках проводимость определяется в основном концентрацией примеси, которая от температуры не зависит. Поэтому в рабочем диапазоне температур с ее ростом дрейфовая проводимость примесных полупроводников несколько уменьшается вследствие уменьшения подвижностей . Диффузионное движение носителей заряда возникает при различиях их концентраций в соседних слоях полупроводника. Из слоя с большей концентрацией носители перемещаются в слой с меньшей концентрацией. При постоянном перепаде концентраций развивается непрерывный диффузионный ток. Плотность диффузионных токов пропорциональна градиенту (перепаду) концентраций носителей заряда одного вида и может быть найдена по следующим выражениям: dn  dn  jдиф .n  q  Dn      q  Dn  dx ;  dx  dp  dp  j диф . p  q  D p      q  D p  dx ,  dx  (1.13) где Dn и D p – коэффициенты диффузии электронов и дырок, т.е. число носителей, проходящих за одну секунду через 1 см2 при единичном градиенте концентрации, т.е. dn/dx=dp/dx=-1; dn/dx и dp/dx – изменение концентраций (градиент) электронов и дырок при переходе от слоя к слою, отстоящим друг от друга на расстоянии x. Выражения 1.13 можно переписать в виде: jдиф.n  q  Dn  grad n  ; (1.14) jдиф. p  q  D p  grad  p  . Коэффициент диффузии D связан с подвижностью носителей заряда соотношением Эйнштейна: D  T   , (1.15) где  T  kT / q – тепловой потенциал в Вольтах; k – постоянная Больцмана, Т – температура по Кельвину, q – заряд электрона (дырки). При Т=300К величина  T =0,025 В, Dn =32 см2/с, D p =12 см2/c – для кремния. Благодаря зависимости от температуры  T и  от нее зависит и коэффициент диффузии, а именно D  T 0 ,5 , благодаря чему с ростом температуры 20 плотность диффузионного тока падает. При диффузионном движении носители заряда рекомбинируют с носителями противоположного знака. В результате концентрация их уменьшается, стремясь к равновесной. Расстояние, на котором избыточная концентрация носителей уменьшается в e раз, называют диффузионной длиной L – это примерно среднее расстояние, на которое носитель заряда может переместиться за "время жизни"  . L связана с коэффициентом диффузии и временем жизни носителей соотношениями: Ln  Dn   n L p  D p  p (1.16) При внешних энергетических воздействиях в примесных полупроводниках возникают одинаковые абсолютные приращения дырок и электронов p=n. Однако относительные приращения концентраций дырок существенно больше относительного приращения концентраций электронов в nполупроводнике поскольку n n  p n . В дырочном полупроводнике картина обратная. При прекращении внешнего воздействия происходит процесс уменьшения концентраций носителей заряда в слое до равновесных значений. Процесс этот можно рассматривать как рекомбинацию дырок с электронами в условиях высокой концентрации электронов (для n-полупроводника). Спад концентраций дырок во времени подчиняется экспоненциальному закону  t p p t   p 0   e , где p – время жизни дырок в n-полупрводнике или отрезок времени, в течение которого избыточная концентрация неравновесных дырок уменьшается в e раз. Аналогичное соотношение можно записать и для дырочного полупровод t ника nt   n0   e . Чем меньше p и n, тем выше быстродействие полупроводниковых приборов. Обычно p и n лежат в пределах 10-710-5 с., время достаточно большое. Это имеет место потому, что прямая рекомбинация, т.е. переход электрона из зоны проводимости в валентную зону для восстановления ковалентной связи – явление довольно редкое, т.к. для этого электрон и дырка должны оказаться одновременно в одном и том же месте кристалла. Основную роль в рекомбинации носителей играют так называемые "ловушки", имеющие в запрещенной зоне чистого полупроводника энергетические уровни, способные захватить свободные электроны. Отсюда уже электроны переходят в валентную зону. Центрами рекомбинаций – ловушками могут быть примесные атомы, дефекты кристаллической решетки. Для повышения быстродействия полупроводниковых приборов, т.е. уменьшения n и p в примесный полупроводник вводят в небольших количествах специальные примеси (золото, никель), создающие эффективные ловушки. Время жизни носителей при этом сокращается до n 21 10-910-8 с. При этом уменьшается и диффузионная длина Ln и L p . 1.2. Электронно-дырочный переход. 1.2.1. Электронно-дырочный переход (сокращенно р-n переход) – является основным элементом большинства современных приборов. Он представляет собой переходной слой между двумя областями полупроводника, одна из которых имеет электропроводность n-типа, а другая – р-типа. Как правило, получают р-n переход в едином кристалле полупроводника при легировании его донорной и акцепторной примесями. Свойства, которыми обладает электроннодырочный переход, позволяют создать на его основе различные полупроводниковые приборы. 1.2.2. Процессы в р-n переходе в отсутствии источника напряжения излагаются ниже. При отсутствии контакта на границе раздела примесных полупроводников различного типа концентрации носителей как основных, так и неосновных остаются неизменными в пределах каждого слоя, равными так называемым равновесным их значениям, при которых сохраняется электрическая нейтральность полупроводника, как это показано на рис.1.10. A n p p, n p p  10 18 см 3 B nn  10 15 см 3 n p  10 9 см 3 pn  10 12 см 3 X Рис.1.10. На практике получили распространение р-n структуры с неодинаковыми концентрациями акцепторной N А и донорной N Д примесей, т.е. с неодинако- 22 выми концентрациями основных носителей заряда в слоях p p  N А и nn  N Д . Очень часто применяются структуры с N А  N Д . Для германия эти соотноше18 15 ния могут составлять: p p  10 , nn  10 при собственной концентрации но13 сителей при Т=300К равной ni  pi  2 ,5  10 1/см3. Концентрации неосновных носителей существенно меньше и для того же случая составляют: n p  10 9 и p n  10 12 . Т.е. на границе раздела АВ (рис.1.10) двух слоев имеет ме- сто значительный перепад концентраций носителей заряда одного вида. При идеальном контакте двух полупроводников с различным типом электропроводности из-за градиента концентраций носителей заряда возникает их диффузия в области с противоположным типом электропроводности через плоскость "металлургического" контакта – АВ. Дырки из р-слоя диффундируют в n-слой, а электроны из n-слоя в р-слой, где они рекомбинируют соответственно с электронами и дырками. Вследствие этого процесса концентрации основных носителей p p и nn в приграничных областях снижаются, с другой стороны в этих же областях (суммарная ширина которых l0 ) повышается концентрация неосновных носителей. Изменение концентраций как основных, так и неосновных носителей в приграничных областях показано на рис.1.11, б. L n  op  on L p A p а. - - + - - + - - + B o б. Инверсный слой pp ni np nn pn pp в. np + - - д. E X nn Iдиф +p Iдр г. n + + + + – n X E X  е. X 0 Рис.1.11. 23 В результате диффузии носителей заряда нарушается электрическая нейтральность прилегающих к металлургическому контакту слоев монокристалла. В р-слое вблизи плоскости АВ после диффузии из него дырок остаются нескомпенсированные ионизированные акцепторы (отрицательный заряд из неподвижных отрицательных ионов примеси, образовавшихся в результате перехода из слоя n электронов и рекомбинации их с дырками), а в n-слое нескомпенсированные ионизированные доноры (положительный заряд из неподвижных положительных ионов примеси, образовавшийся в результате ухода из слоя n электронов). Как итог – образуется область l0 объемного заряда, состоящая из двух разноименных заряженных слоев (см. рис.1.11, а). Распределение плотности зарядов в пределах области l0 показано на рис.1.11, г. Между нескомпенсированными объемными противоположными по знаку электрическими зарядами возникает электрическое поле, направленное от n-области к робласти и называемое диффузионным электрическим полем (рис.1.11, д). Это поле препятствует дальнейшей диффузии основных носителей через плоскость контакта АВ и способствует движению неосновных носителей в противоположном направлении, в результате устанавливается равновесное состояние. Между n и р областями при этом имеет место разность потенциалов, называемая контактной разностью потенциалов  0 (см. рис.1.11, в и е). Таким образом, электронно-дырочный переход – это переходной слой между двумя областями полупроводника с разной электропроводностью, в котором существует диффузионное электрическое поле Е. Толщина р-n перехода составляет доли микрона и определяется концентрациями примесей в слоях р и n, а именно, чем выше концентрация примесей, тем уже р-n переход и наоборот. Это объясняется тем, что состояние равновесия наступает при определенной величине объемных зарядов, а один и тот же заряд будет занимать различный объем в зависимости от концентрации ионов, т.е. примеси. Соотношение участков l0 p и l0 n обратно соотношению концентраций соответствующих примесей. В случае рис.1.11 l0 n  l0 p , т.к. N А  N Д , т.е. весь переход практически находится в n-области (более высокоомной). Диффузионное поле Е, как уже отмечалось, на основные носители оказывает тормозящее действие, но зато на неосновные действует ускоряюще. В результате через р-n переход под действием поля Е возникает встречное по отношению к основным движение неосновных носителей, т.е. возникает ток I др . (рис.1.11, в). Причем плотность дрейфового тока неосновных носителей jдр . определяется неосновными носителями прилегающих к р-n переходу слоев с толщиной, равной диффузионной длине Ln – для электронов слоя p и L p – для дырок слоя n (см. 24 рис.1.11, а). Эти неосновные носители при тепловом движении попадают в область действия диффузионного электрического поля Е и идут через переход. Плотность дрейфового тока зависит от концентрации неосновных носителей в соответствующих слоях и от диффузионной длины Ln и L p . По направлению этот ток противоположен току основных носителей. В результате устанавливается динамическое равновесие, при котором jдиф.  jдр . , а результирующий ток через переход равен нулю. Это равновесие наступает при определенном значении потенциального барьера  0 , зависящем от перепада концентраций носителей одного вида по обе стороны перехода, и определяется выражением:  0   T  ln Pp Pn   T  ln nn np (1.17) Высота потенциального барьера  0 зависит от температуры, т.к. от нее зависит как концентрация носителей, так и тепловой потенциал  T  kT / q . Более сильно сказывается рост температуры на рост концентраций неосновных носителей p n и n p , поэтому при Т  0 . При Т=300К для германия  0  0 ,3  0 ,5  В, для кремния  0  0 ,6  0 ,8  B. Это различие объясняется большей величиной Wз в кремнии и, следовательно, меньшей концентрацией неосновных носителей за счет термогенерации. Уход неосновных носителей из приграничных слоев Ln и L p компенсируется приходом соответствующих носителей за счет диффузии через р-n переход из противоположных слоев, поэтому концентрация неосновных носителей сохраняется соответственно на уровнях p n и n p . При несимметричном р-n переходе вблизи металлургического контакта АВ концентрация носителей заряда может заметно отличаться от собственной (т.е. ni и pi ), что хорошо видно из рис.1.11, б. Т.е. граница смены основных носителей заряда не совпадает с металлургическим контактом, т.е. в некотором слое слаболегированной части р-n перехода тип преобладающих (основных) носителей заряда не соответствует типу примеси. Такой слой называют "инверсным". 1.2.3. Процессы в р-n переходе при наличии источника внешнего смещения (напряжения). При подключении внешнего источника напряжения (напряжения смещения) в так называемом прямом направлении, т.е. плюсом к выводу слоя р, а минусом к выводу слоя n, создаваемое им электрическое поле противоположно по направлению внутреннему полю р-n перехода, а следовательно будет его 25 уменьшать. На соответствующую величину уменьшится и напряжение в переходе, т.е. его потенциальный барьер, который станет равным:   0  U a , где U a – напряжение внешнего источника. Последнее выражение справедливо, если пренебречь падением напряжения в слоях р и n. Естественно, что меньшую напряженность поля и меньший потенциальный барьер будут создавать меньшие, чем раньше, объемные заряды в слоях р и n (см. рис.1.12). +U – 0  A -- -- + + - -- + + a а. I a p  б. n B 0  U a X 0 p n в. + + + p n p (0) p np(0) n p p n X Ln Lp Рис.1.12. Как следствие сам р-n переход сузится причем преимущественно за счет слоя n с пониженной концентрацией примеси. Уменьшение объемного заряда и потенциального барьера облегчает диффузионное движение основных носителей и затрудняет дрейфовое движение неосновных. Практически же дрейфовое движение неосновных носителей остается постоянным, т.к. определяется не столько высотой потенциального барьера (лишь бы он был выше теплового потенциала  T ), сколько концентрацией неосновных носителей, которая в указанных условиях осталась без изменений. В результате динамическое равновесие нарушается и диффузионный ток превалирует над дрейфовым и через переход возникает результирующий прямой ток, плотность которого равна: jа  jдиф.  jдр . 26 С ростом U a потенциальный барьер все более снижается, а ток через переход растет. Зависимость прямого тока I a от величины внешнего источника напряжения U a называется прямой ветвью вольт-амперной характеристики р-n перехода, она показана на рис.1.13. I a U a U a Рис.1.13. Ток в прямом направлении I a  j a  S , где S – площадь сечения перехода. При одинаковых U a в кремниевых приборах I a меньше, чем в германиевых, т.к. у них выше  0 , поэтому и падение напряжения U a в прямом направлении у кремния больше, чем у германия (0,81,2 В по сравнению с 0,50,6 В) при протекании одинакового прямого тока. Картина протекания тока через переход в прямом направлении становится более ясной, если рассмотреть распределение концентраций носителей в условиях источника прямого смещения, которое показано на рис.1.12, в. Дело в том, что благодаря усилению диффузионного движения носителей и их превышению над дрейфовым повышается концентрация неосновных носителей заряда в прилегающих к переходу областях и становится больше равновесной. Граничные концентрации электронов в р-слое и дырок в n-слое соответственно становятся равными: Ua n p 0   n p  e T ; (1.18) Ua p n 0   p n  e T , где n p и p n – значения равновесных концентраций электронов и дырок в слоях р и n. 27 Превышение граничных концентраций n p 0  и p n 0  их равновесных значений создает перепад концентраций соответствующих носителей в самих слоях р и n, что и определяет дальнейшую диффузию внутрь слоев неравновесных носителей заряда. Диффундируя вглубь слоев неравновесные электроны рекомбинируют с дырками, а дырки в другом слое с электронами, в результате их концентрации убывают по экспоненциальному закону до значений равновесных концентраций. На расстоянии диффузионных длин Ln и L p (см. рис.1.12, в) их концентрация уменьшается в e раз. Экспоненциальная зависимость n p 0  и p n 0  от U a по выражению 1.18 определяет и экспоненциальный характер зависимости I a  f U a  на прямой ветви вольт-амперной характеристики р-n перехода (рис.1.13). В несимметричных переходах, как в рассматриваемом случае, концентрация p p  nn на несколько порядков, а n p  p n в соответствующее число раз. В результате такого соотношения концентраций ток через р-n переход создается в основном диффузией дырок из р-слоя в n-слой. Т.е. р-слой осуществляет эмиссию дырок через переход в связи с чем он называется эмиттером. Другой слой, т.е. n – получил название базы. Под действием положительного объемного заряда неравновесных дырок в базе на границе с р-n переходом от отрицательного полюса источника напряжения входят в базу электроны и поддерживают ее электрическую нейтральность. Таким образом, в то время, как прямой ток в р-n переходе определяется диффузионным движением дырок, ток в основной части базового слоя и во внешнем выводе определяется дрейфовым током электронов. Описанное явление имеет место при достаточно большой ширине базового слоя или, как говорят, при "толстых" базах. При "тонких" базах, толщина которых соизмерима с диффузионной длиной дырок L p , большинство дырок успевает пройти в результате диффузии базу без рекомбинаций, а следовательно и ток в базе определяется в этом случае в основном диффузионным током дырок. Подобные процессы идут и в слое эмиттера, однако роль электронной составляющей диффузионного тока в несимметричном р-n переходе незначительна, а значит и роль в токе, протекающем через эмиттер, тоже несущественна. Ток через эмиттерный слой обуславливается в основном дрейфовым током дырок ввиду существующей в этом слое напряженности электрического поля от внешнего источника напряжения. Рассмотренные процессы непрерывны, поэтому возникает ток. Плотность прямого тока через переход определяется выражением: ja  jдиф.  jдр .  j S  eU a T  j S  j S  eU a T  1 ,   где j S – плотность тока насыщения, определяемая неосновными носителями. Сам ток в прямом направлении определяется так: 28 I a  I S  eU a T  1, (1.19) где I S  j S  S  jдр .  S – ток насыщения (тепловой ток), создаваемый неосновными носителями заряда. Уже при достаточно малых U a  0 (т.к.  T  0 ,025 В) единицей в выражении 1.19 можно пренебречь и зависимость I a  f U a  , будет иметь чисто экспоненциальный характер. При подключении внешнего источника напряжения в обратном направлении, т.е. плюсом к слою n, а минусом к слою р, как показано на рис.1.14, напряженность поля в переходе и его потенциальный барьер возрастают. Высота последнего становится равной    0  U b . Увеличиваются объемные заряды в р-n переходе и его ширина. Возросший потенциальный барьер уменьшает диффузионный ток основных носителей. Дрейфовый же ток остается практически прежним, т.к. в основном определяется концентрацией неосновных носителей, а не величиной ускоряющего поля перехода. Однако дрейфовый ток теперь превышает диффузионный, т.е. динамическое равновесие нарушилось теперь в пользу неосновных носителей. Как следствие через р-n переход начинает протекать "обратный" ток, плотность которого определяется выражением: U U  b  b   T jb  j диф .  j др .  j S  e  j S   j S   1  e T    j S     Физику развития обратного тока хорошо иллюстрирует картина распределения носителей заряда в областях, прилегающих к р-n переходу, показанная на рис.1.14. а. Iв  б. --- p – Uв + A -- -- + + + -- -- ++ ++ ++ n B 0  U в X 0 0  p p n Ln n в. n Lp p p np(0) n pp(0) Iдр.n Iдр.p Рис.1.14. X 29 В отсутствии инжекции (т.е. переноса дырок из слоя р в слой n и электронов в обратном направлении) концентрация неосновных носителей на границе с р-n переходом уменьшается вследствие их ухода через р-n переход под действием ускоряющего поля. Граничные концентрации неосновных носителей определяются выражениями аналогичными 1.18, но с учетом знака внешнего источника напряжения, т.е.: n p 0   n p  e  Ub T  Ub p n 0   p n  e T Т.к.  T  0 ,025 В, то уже при весьма малых U b  0 ,1 В имеем n p 0   p n 0   0 . (При снижении концентрации неосновных носителей на границе с р-n переходом для обеспечения нейтральности полупроводника снижаются граничные концентрации и основных носителей. Однако в связи со значительным превышением концентраций основных носителей над неосновными последний эффект мало заметен). В результате перепада концентраций неосновных носителей возникает возможность их диффузии в пределах указанных слоев, но в обратном направлении по сравнению со случаем прямого смещения. А диффузионное движение зависит, как известно, практически только от градиента концентраций, поэтому плотность обратного тока слабо зависит от величины приложенного обратного напряжения и сам ток определяется выражением, аналогичным 1.19, а именно: I b   I S 1  e U b T  (1.20) U  Т.к. e b T  0 уже при U b  0 ,1 В, то I b   I S  const . Следует отметить, что обратный ток I b сильно зависит от температуры вследствие зависимости от нее концентрации неосновных носителей. Поэтому этот ток еще называют тепловым. Температурная зависимость ниже у кремния в связи с тем, что у него ширина запретной зоны больше, чем у германия, отсюда и более широкий температурный диапазон работы у приборов, выполненных на основе кремния, чем у приборов на основе германия. Выражение 1.20 дает возможность построить зависимость обратного тока от обратного напряжения, как это показано на рис.1.15. Ub Ia jS  S Ib 30 1.2.4. Динамические свойства р-n перехода. Ранее рассмотренные процессы при наличии внешнего источника напряжения, приложенного в прямом или обратном направлениях, определяют работу р-n перехода в статическом, т.е. установившемся режиме. На практике же имеет место частая смена полярности напряжения, приложенного к р-n переходу, что приводит к развитию переходных процессов, зависящих от свойств перехода ранее не рассмотренных. В частности значительное влияние на динамику процессов оказывает так называемая "диффузионная" емкость перехода, имеющая место при прямом смещении. Действительно, при прямом смещении, как было показано ранее, на границе с р-n переходом в р и n слоях повышаются концентрации неосновных носителей и достигают значений p n 0  и n p 0 , оп2 ределяемые выражением 1.18. В этих местах полупроводника p p  n p  ni , такое его состояние называется неравновесным, а инжектированные носители соответственно – неравновесными носителями. По мере их диффузионного движения концентрация неравновесных носителей убывает по экспоненциальному закону. При протекании прямого тока таким образом в р и n областях происходит накопление инжектированных носителей заряда, образующих пространственные заряды соответствующих знаков, величины которых прямо пропорциональны заштрихованным областям на рис.1.12, в. Согласно закону электростатической индукции эти заряды индуцируют (притягивают) и удерживают пространственные заряды противоположных знаков, создаваемые основными носителями заряда этих областей, концентрация которых вблизи р-n перехода повышается (заштриховано на рис.1.12, в). В результате сохраняется электрическая нейтральность слоев р и n полупроводника, т.е. поля в объеме полупроводника нет. При несимметричном р-n переходе, как у нас, эти процессы существенны лишь для области с пониженной концентрацией примесей (слой n), где относительные приращения концентраций неравновесных носителей существенно больше, чем для другого слоя (у нас слой р). Количество неравновесных носителей заряда, например дырок в n области, зависит от напряжения внешнего источника U a (см. 1.18). Увеличение U a приведет к увеличению неравновесных неосновных и индуцированных основных зарядов в прилегающих к р-n переходу областях. Изменение этих зарядов при изменении U a эквивалентно некоторой емкости, получившей название "диффузионной". Величина этой емкости определяется выражением: Q C диф .  U a , (1.21) где Q – заряд, накапливаемый емкостью. 31 Если сменить полярность приложенного напряжения, т.е. приложить обратное напряжение U b , то в начальный момент во внешней цепи появится значительный ток, обусловленный процессом рассасывания неравновесных носителей заряда, т.е. обратным переходом неравновесных зарядов, накопленных в р и n областях, до тех пор, пока этот ток не станет равным тепловому. Бросок обратного тока при смене полярности напряжения соответствует разрядке диффузионной емкости. Следует отметить, что перезарядка диффузионной емкости не происходит, т.к. сама эта емкость при отсутствии тока диффузии перестает существовать. Величина этой емкости пропорциональна току диффузии и времени жизни носителей. С диф.  q  ( I рдиф.   p  I пдиф.   n ) k T (1.22) Другой особенностью, накладывающей отпечаток на динамические процессы, является то, что область пространственного заряда р-n перехода имеет двойной электрический слой из положительно заряженных доноров и отрицательно заряженных акцепторов. Этот двойной слой образует емкость, которую называют "зарядной" емкостью р-n перехода. Она определяется по формулам плоского конденсатора и зависит от площади и толщины р-n перехода. Так как при прямом смещении ширина перехода уменьшается, а при обратном увеличивается, то зарядная емкость C зар . соответственно увеличивается при U a и уменьшается при U b . В общем случае при прямом напряжении C зар .  Cдиф. , а при обратном C зар .  Cдиф. (т.к. Cдиф. при этом практически исчезает). Зарядную емкость называют еще "барьерной". 1.2.5. Особенности обратной ветви вольт-амперной характеристики р-n перехода. Еще одним фактором, действие которого необходимо учитывать при рассмотрении работы р-n перехода, является рост тока перехода при обратном напряжении, приводящий к так называемому явлению "пробоя". Действительно практический ход обратной ветви вольт-амперной характеристики р-n перехода, показанный на рис.1.16, существенно отличается от теоретических построений, выполненных на рис.1.15. Ub U пр 3 4 Ia Ubдоп. 1 2 5 Рис.1.16. Ib 32 На участке 0-1 ток растет в соответствии с выражением 1.20 и довольно быстро достигает предельного своего значения, определяемого током насыщения. На участке 1-2 и далее обратный ток растет за счет токов утечки через поверхность р-n перехода из-за различных загрязнений, повышающих поверхностную электрическую проводимость перехода. Здесь рост обратного тока I b линейно связан с U b . На участке 2-3 нарушается линейность зависимости I b от U b в связи с генерацией носителей заряда в переходе. По мере нарастания генерации носителей заряда в переходе обратный ток начинает резко возрастать, что отражено на участке 3-5 характеристики. Явление резкого увеличения обратного тока получило название "пробоя" р-n перехода. В зависимости от причин, вызвавших пробой, его различают на "электрический" и "тепловой". Электрический в свою очередь подразделяется на "лавинный" и "туннельный". Лавинный пробой происходит за счет лавинного размножения носителей в р-n переходе в результате ударной ионизации его нейтральных атомов быстрыми носителями заряда. Неосновные носители, попавшие в область пространственного заряда р-n перехода, при достаточной напряженности электрического поля приобретают энергию достаточную для ударной ионизации атомов кристалла. Возникает лавинный пробой в широких р-n переходах, толщина которых больше средней длины свободного пробега носителя между очередными столкновениями с узлами кристаллической решетки, и при достаточно больших обратных напряжениях (обычно больше 15 В). Туннельный пробой возникает в узких переходах, образующихся при большой концентрации примесей, создающих сильное электрическое поле. При этом создается возможность перехода валентных электронов из р-области непосредственно в зону проводимости n-области без сообщения дополнительной энергии для преодоления потенциального барьера. Здесь же возможно размножение носителей за счет непосредственной ионизации атомов под действием электрического поля высокой напряженности (электростатический пробой). Эти пробои происходят при относительно невысоких обратных напряжениях (менее 7 В). Все виды электрического пробоя являются обратимыми т.е. р-n переход не разрушается и при снижении U b его свойства сохраняются. Тепловой пробой возникает за счет интенсивной термогенерации в р-n переходе при нарушении равновесия между выделяемой в р-n переходе и отводимой от него теплотой. С увеличением обратного напряжения и тока увеличивается тепловая мощность, выделяемая в р-n переходе, а следовательно и его температура. Как следствие ток нарастает лавинообразно. Процесс носит обычно локальный характер, но в конечном счете приводит к расплавлению соответствующего участка р-n перехода и частичного или полного его разрушения. 33 Отличия от теоретической есть и в прямой ветви вольт-амперной характеристики р-n перехода из-за влияния объемного сопротивления слоев полупроводника, что увеличивает прямое падение напряжения U a . В результате для кремния получаем U a  0 ,8  1,2  В, а для германия (0,30,6) В. 1.3. Контакт полупроводников с одним типом электропроводности. Контакт полупроводников с одной электропроводностью, но с разной удельной проводимостью обозначают как р+ -р или n+ -n переход, где знаком "+" отмечают область полупроводника с большей удельной электропроводностью, т.е. с большей концентрацией примеси. При таком контакте носители из области с большей концентрацией диффундируют в область с меньшей концентрацией, при этом в слаболегированной области создается избыток основных носителей заряда, а в сильнолегированной – недостаток. Т.е. на контакте двух полупроводников с одним типом электропроводности, но с разной удельной проводимостью образуется область объемного заряда, диффузионное электрическое поле и контактная разность потенциалов, которая определяется выражениями для контактов р+ -р и n+ -n типов соответственно: p p  кон .   T  ln , pp nn  кон .   T  ln . nn (1.23) Отличием от р-n перехода является отсутствие слоя с меньшей концентрацией по сравнению с концентрацией носителей в слаболегированной области, т.е. отсутствует высокоомный слой (в р-n переходе за счет рекомбинаций происходило обеднение его подвижными носителями зарядов и как следствие увеличение сопротивления). Поэтому на таком контакте падает сравнительно небольшое напряжение, высота его потенциального барьера практически не изменяется от величины и направления тока. Следовательно такой контакт не обладает выпрямляющими свойствами и имеет малое сопротивление даже по сравнению со слаболегированной областью р или n. Структура контакта и распределение концентраций примесей (носителей) показаны на рис.1.17. Eдиф n + + + – + + – + + – – – – n n + N Dn n – NDn Рис.1.17. 34 Особенностью такого контакта является также отсутствие инжекции неосновных носителей заряда в слаболегированную область. Действительно, если  внешнее напряжение приложено плюсом к высокоомной области n  n пере хода, что аналогично прямому смещению р-n перехода, то из n области в n область вводятся электроны, т.е. основные носители. При противоположной полярности напряжения дырочный ток из n+ области в n область имеет место и аналогичен обратному току через р-n переход, однако он чрезвычайно мал изза ничтожно малой концентрации неосновных носителей в сильнолегированной n  области. Напряжение внешнего источника падает в основном в объеме слаболегированной области. При построении подобных контактов следует учитывать, что создаваемый потенциальный барьер  кон . препятствует движению неосновных носителей из слаболегированной области к контакту и как следствие создает накопление неосновных носителей вблизи контакта. Это происходит потому, что движению через переход дырок (неосновных носителей) слоя n в  слой n препятствует диффузионное поле перехода и эти дырки скапливаются на границе с переходом со стороны n области. Эффект накопления этих зарядов и последующего их рассасывания достаточно инерционный, что сказывается на быстродействии соответствующих приборов. 1.4. Контакт металл-полупроводник. При идеальном контакте металл-полупроводник происходят явления, определяемые разницей в "работе выхода" электронов в металле AМ и в полупроводнике – AП . Под работой выхода электронов будем понимать энергию, необходимую для перевода электрона с уровня Ферми на "потолок" верхней свободной зоны (без удаления электрона в вакуум). При контакте металлполупроводник возникает переход электронов из материала с меньшей работой выхода в материал с большей работой выхода. В результате происходит перераспределение зарядов, приводящее к появлению электрического поля и контактной разности потенциалов:  A  AП   кон .  М q (1.24) Причем поле сосредоточено практически в полупроводнике, т.к. в нем концентрация носителей заряда (электронов, находящихся на уровнях Ферми) существенно меньше, чем в металле. Перераспределение зарядов в полупроводнике занимает заметный объем, а в металле в связи с указанной причиной ничтожно малый, а глубина слоя соизмерима с межатомным расстоянием. 35 В зависимости от типа электропроводности полупроводника и соотношения работ выхода металла и полупроводника в последнем может возникать обедненный, инверсный или обогащенный слой. К примеру, если AМ  AП , то электроны переходят из металла в полупроводник и если он р-типа, то образуют в нем обедненный основными носителями слой. При AМ  AП образуется в р-полупроводнике не просто обедненный, а инверсный слой, т.е. слой с иным, чем основная примесь, типом проводимости. Если же взять полупроводник n-типа, то в нем при тех же условиях образуется обогащенный слой. Соответствующая картина приведена на рис.1.18. М G0 кон . p электроны p М WC AП AM WB обеднённый слой дырки обогащ. слой М AП Wi AM WF AM Wi WF n AП WF Wi инверсный обедн. слой слой Рис.1.18. При противоположном соотношении работ выхода ( AМ  AП ) в полупроводниках n-типа получается обедненный, или инверсный слой, а в дырочном – обогащенный. Обогащенный слой дает малое сопротивление приконтактной области полупроводника по сравнению с объемом полупроводника, поэтому такой контакт не обладает выпрямляющими свойствами. Обедненный или инверсный слой обладает выпрямляющими свойствами и повышенным сопротивлением. Впервые детально процессы в контакте металл-полупроводник были изучены в 1938 году немецким ученым В. Шоттки, его именем и был назван соответствующий переход: контакт металл-полупроводник n-типа. Изучение свойств такого контакта позволило значительно улучшить характеристики различных полупроводниковых приборов и интегральных микросхем. 1.5. Полупроводниковые диоды. 1.5.1. Полупроводниковые диоды – это приборы с одним выпрямляющим переходом и двумя внешними выводами. Образовываться выпрямляющий пе- 36 реход может не только контактом двух полупроводников различной проводимости, но и контактом металл-полупроводник при ранее оговоренных условиях. Различаются полупроводниковые диоды друг от друга как по своим свойствам и назначению, так и по конструкции. Прежде всего, диоды различают на плоскостные и точечные, суть различий которых в соотношении площади перехода и его толщины. В плоскостных площадь перехода (его линейные размеры) существенно больше его толщины, а в точечных линейные размеры перехода меньше, чем его толщина (т.е. область пространственного заряда, диффузионная длина и т.д.). Плоскостные переходы получают методами сплавления, диффузии и эпитаксии. При сплавлении обычно таблетка примеси накладывается на пластину примесного полупроводника с другим типом электропроводности. При термической обработке таблетка расплавляется и растворяет прилегающую к ней поверхность полупроводника. Затем в процессе остывания на границе расплава кристаллизуется тонкий слой полупроводника с проводимостью иного типа, а именно определяемой материалом таблетки. С помощью свинцово-оловянного припоя создаются невыпрямляющие омические контакты. У сплавных диодов р-n переходы получаются резко несимметричными, т.е. прямой ток (диффузионный) определяется практически движением одного типа носителей. Область полупроводникового диода с большей концентрацией основных носителей называют эмиттером, а область с меньшей концентрацией – базой. При изготовлении плоскостного перехода диффузионным методом используется диффузия акцепторной или донорной примеси из газовой среды вглубь пластины полупроводника n- или р-типа. Диффузионные переходы получаются плавными, т.е. концентрация примеси уменьшается с глубиной. Омические контакты создаются напылением обычно алюминия в вакууме. При изготовлении диода методом эпитаксии на полупроводниковой пластине, содержащей акцепторную примесь, наращивают кристаллический слой с донорной примесью, в результате чего получают резкий р-n переход. К плоскостным диодам относят и диоды с переходом Шоттки. Технология получения этого перехода состоит в том, что на низкоомной подложке из кремния n+-типа наращивают эпитаксиальный слой n--типа, на который затем наносят металл, образующий переход Шоттки. При изготовлении точечных диодов к поверхности германия или кремния n-типа прижимают металлическую иглу и пропускают через нее достаточно мощный импульс тока. В результате происходит сваривание проволочного электрода с пластиной полупроводника с одновременным внесением примеси в приконтактную область, что определяет ее проводимость р-типа. Как итог образуется р-n переход. Такая процедура называется формовкой. Как сплавные, так и точечные диоды герметизируются и помещаются в корпус (металлический, металлокерамический, стеклянный) или заливаются эпоксидными смолами. 37 По назначению вне зависимости от технологии изготовления все диоды делятся на следующие группы: выпрямительные, высокочастотные, сверхвысокочастотные, импульсные, стабилитроны, туннельные, обращенные, варикапы, фотодиоды и светодиоды. Для обозначения и маркировки диодов используют четыре элемента. Первый элемент (буква или цифра) означает исходный материал: Г или 1 – германий; К или 2 – кремний; А или 3 – арсенид галлия. Второй элемент – буква, указывающая класс или группу приборов: Д – выпрямительные, высокочастотные, импульсные диоды; А – сверхвысокочастотные; И – туннельные и обращенные; С – стабилитроны и т.д. Третий элемент – число, указывающее назначение и электрические свойства (частотный диапазон, мощность) прибора. К примеру выпрямительные диоды: 101-399; высокочастотные диоды: 401-499; импульсные диоды: 501-599; варикапы: 601-699. Четвертый элемент – буква, указывающая разновидность типа из данной группы приборов. Пример: 2Д503Б – кремниевый импульсный диод, разновидность типа Б. Условные графические обозначения диодов показаны на рис.1.19. а б в г д ж е з Рис.1.19. а – выпрямительный, СВЧ, импульсный; б – стабилитрон; в – туннельный; г – варикап; д – обращённый; е – диод Шоттки; ж – фотодиод; з – светоизлучающий. Стрелка указывает прямое направление тока диода. Внешний вывод, к которому прикладывается "+" источника в прямом направлении, называется "анод", а другой – "катод". 1.5.2. Вольт-амперная характеристика выпрямительных, СВЧ и импульсных диодов показана на рис.1.20, где сплошная линия – реальная характеристика, а штриховая линия – теоретическая характеристика. I 1  U I0 Uкн 2 3  4 Рис.1.20. 38 После точки 1 реальная характеристика отклоняется от теоретической в сторону больших падений напряжения из-за сопротивления объема полупроводниковых областей (в основном за счет базы и сопротивления контактов) – это при U a  U KН в прямом направлении. При U b  0 на участке 0-2 обратный ток диода больше теплового I 0 в силу двух причин. Первая заключается в том, что тепловой ток за счет термогенерации зависит от объема запирающего слоя. С ростом U b увеличивается этот объем, а следовательно растет и I 0 . Это приращение иногда учитывают введением дополнительной составляющей I T – тока термогенерации. Т.е. можно считать для удобства, что I 0  const , а применять IT . Вторая причина роста обратного тока с ростом U b состоит в наличии тока утечки I у , который проходит по поверхности кристалла от эмиттера к базе. Он сильно зависит от загрязнения этой поверхности, но практически не зависит от температуры. На участке 2-3 растет обратный ток – это предпробойное состояние диода. В точке 3 происходит пробой р-n перехода. В точке 4 пробой переходит в фазу теплового в результате превышения допустимой мощности, рассеиваемой диодом. Следует помнить, что в зависимости от температуры растет не только обратный, но и прямой ток. 1.5.3. Указанные полупроводниковые диоды характеризуются рядом основных параметров. Постоянный обратный ток диода I обр . – ток в обратном направлении при заданном обратном напряжении. Постоянное обратное напряжение диода U обр . – значение постоянного напряжения, приложенного к диоду и соответствующее I обр . . Постоянный прямой ток диода I пр . – значение постоянного тока в прямом направлении, который может протекать длительное время. Постоянное прямое напряжение диода U пр . – значение постоянного напряжения на диоде при заданном прямом токе. Дифференциальное сопротивление rдиф.  dU dI в прямом направлении ( rдиф.  rS – сопротивление с учетом сопротивления выводов и самих областей полупроводника). Обратное максимальное допустимое напряжение, ограничиваемое пробивным напряжением U b max  0 ,8U проб . . Максимальная допустимая мощность рассеивания диодом Pmax . Максимальный допустимый постоянный прямой ток диода I пр . max . Емкость диода C Д  C зар .  Cдиф. . 39 С учетом приведенных параметров диода для его анализа удобно пользоваться эквивалентной схемой показанной на рис.1.21. R pn rS Lв C зар . Cдиф . Cв Рис.1.21. Здесь C в – емкость выводов, Lв – индуктивность выводов, rS – сопротивление областей полупроводникового кристалла и выводов, R p n – переменное сопротивление р-n перехода, C зар . – переменная зарядная емкость, Cдиф. – переменная диффузионная емкость. 1.5.4. Выпрямительные диоды – это приборы, предназначенные для преобразования переменного тока в выпрямленный. Выпускаются они в основном на основе кремния и германия. Кремниевые имеют меньшие обратные токи, работают при более высоких температурах и больших обратных напряжениях, имеют допустимые плотности прямого тока 60-80 А/см2 против 20-40 Асм2 у германия, но имеют большие падения напряжения при прямом токе 0,81,2 В против 0,30,6 В у германия. Помимо ранее указанных в 1.5.3. параметров для выпрямительных диодов являются важными дополнительные параметры, определяющие их электрические свойства: Ub ср. – среднее за период значение обратного напряжения; Ib ср. – среднее за период значение обратного тока; U пр .ср . – среднее за период прямое напряжение при заданном среднем значении прямого тока I пр .ср . ; I вып .ср . max – максимальное допустимое среднее значение выпрямленного тока. Выпрямительные свойства диодов оцениваются с помощью коэффициента выпрямления, определяемого при U пр .  U обр .  1 В по формуле: K выпр .  I пр . I обр .  rобр .д rпр .д (1.25) Конструктивно выпрямительные диоды выполняются самым различным образом. Корпуса диодов средней и большой мощности крепятся к теплоотводу. К диодам малой мощности обычно относят приборы с I пр .  300 мА, средней – с 40 I пр .  300 мА-10 А. Мощные (силовые) диоды выпускаются на токи от 10 А до нескольких тысяч А. При этом возрастают и обратные напряжения Ub max, достигая нескольких тысяч вольт. В ряде мощных преобразовательных установок требования к среднему значению прямого тока и обратному напряжению могут превышать значения параметров существующих или имеющихся в распоряжении диодов. В этом случае задача решается параллельным или последовательным включением диодов. Параллельное соединение предназначено для увеличения суммарного прямого тока (рис.1.22). Iа1 Ia R1 Ia1 Iа – + Ua R2 а. Ia2 б. Iа2 Ua Рис.1.22. Для выравнивания токов последовательно с диодами включаются сопротивления R1 и R2 или индуктивности. При этом перегрузка по току одного из диодов исключается. Последовательное соединение диодов (рис.1.23) предназначено для увеличения суммарного обратного напряжения. R R Ub1 – + Ub2 0 Ib Ub Рис.1.23. При одинаковом обратном токе I в в виду различия обратных ветвей вольтамперных характеристик напряжение между диодами будет распределяться неравномерно, что может привести к пробою сначала одного диода, а затем и 41 другого. Для исключения этого явления применяют шунтирование диодов сопротивлениями. При параллельном и последовательном соединении меднозакисных и селеновых диодов в виду их более пологих прямых и более крутых обратных ветвей вольт-амперных характеристик рассмотренные меры оказываются ненужными, что и определяет целесообразность их применения в рассмотренных случаях. 1.5.5. Импульсные диоды – это диоды, имеющие малую длительность переходных процессов, предназначенные для применения в импульсных режимах работы. Для них характерно малое время перехода диода из закрытого состояния в открытое и обратно. Само же это время необходимо для накопления требуемых концентраций неравновесных носителей заряда в близлежащих к р-n переходу слоях за счет диффузии носителей при прямом напряжении. Поэтому в первый момент прикладывания прямого напряжения падение напряжения на диоде достаточно велико (т.е. сопротивление большое), а затем уменьшается по мере накопления зарядов (неравновесных). Время, в течение которого падение напряжения на диоде спадает от максимального до 1,2 установившегося значения, называют временем установления прямого сопротивления ( t уст. ). При переключении из открытого состояния в закрытое (при смене полярности подведенного напряжения) в первый момент обратный ток достаточно большой (на один два порядка больше установившегося значения). Этот бросок тока обусловлен избыточными (неравновесными) неосновными носителями заряда по обе стороны р-n перехода, ранее созданными под действием прямого напряжения, и теперь их ухода через переход под действием поля источника обратного напряжения. Время, в течение которого обратный ток достигает 1,2 установившегося значения, называют временем восстановления обратного сопротивления ( t восст . ). Значения t уст. и t восст . в импульсных диодах составляют от долей наносекунды до сотен наносекунд. Для достижения таких значений t уст. и t восст . уменьшают время жизни дырок в базе. Это достигается уменьшением площади перехода и внесением специальных примесей в базу (золото), атомы которых создают эффективные центры рекомбинации (ловушки) для носителей заряда. Уменьшение времени жизни носителей эквивалентно уменьшению диффузионной емкости Cдиф. , а уменьшение площади перехода – снижению C зар . . В качестве дополнительных параметров для импульсных диодов указывают максимальное прямое импульсное напряжение U пр .и . max и максимальный импульсный ток I пр .и . max . 42 1.5.6. Высокочастотные диоды применяют для детектирования, модуляции, преобразования частоты. В качестве высокочастотных диодов используются точечные диоды, у которых площадь перехода мала, а следовательно и емкость его тоже мала, на практике не более 1 пФ, диапазон же частот – сотни МГц. Выпрямленные же токи и мощность рассеивания малы. Если обратиться к эквивалентной схеме диода (рис.1.21), то емкость диода C Д  C зар .  Cдиф. можно считать практически постоянной и равной зарядной емкости при U=0 ( т.к. такие диоды работают с весьма малыми сигналами), т.е. C Д  C0  C зар . . Индуктивностью и емкостью выводов ( Lв и C в ) можно пренебречь (сказываются лишь на СВЧ). Тогда при положительном полупериоде R p n  rS и прямое сопротивление диода будет равно: rпр .д  rS . При отрицательном полупериоде R p n велико по сравнению с сопротивлением емкости C0 (на частоте ), поэтому 1 j    C0 . 1 rS    C0 , получим Ограничиваясь областью частот, где rобр .д  rS  1 1  j    C0   C0 Тогда коэффициент выпрямления диода в соответствии с выражением 1.25 запишется: rобр .д 1 K выпр   rпр .д   C 0  rS (1.26) rобр .д  Поэтому в высокочастотных диодах стремятся уменьшить C0 , используя точечный р-n переход и выбирают низкоомный полупроводниковый материал, чтобы уменьшить сопротивление rS . Характеризуются высокочастотные диоды следующими основными параметрами: U пр . , I обр . , rдиф. , f, C Д . , I пр . max , U обр . max . Что касается диодов, предназначенных для работы в сверхвысокочастотном диапазоне, т.е. СВЧ диодов, то они представляют собой в основном диоды, выпрямление в которых происходит на контакте металл-полупроводник, т.е. на переходе Шоттки. Особенностью таких контактов является отсутствие инжекции неосновных носителей в кристалл полупроводника, т.е. в базу диода. А это приводит к отсутствию процессов накопления и рассасывания неосновных носителей в базе диода, т.е. частотный диапазон резко повышается. В качестве полупроводника обычно берут n+ – кремний с высокоомным тонким слоем (эпитаксиальным) того же кремния n. Металл берут таким, чтобы получить вы- 43 прямляющий контакт, но не инжектирующий неосновные носители в базу. В результате инерционность диодов с контактом металл-полупроводник определяется лишь барьерной (зарядной) емкостью, которая при точечном контакте весьма мала. СВЧ диоды также служат целям детектирования, выступают в роли видеодетекторов, т.е. выделяют огибающую (видеоимпульс) из импульса высокочастотных колебаний (радиоимпульс), используются как смесители, умножители и модуляторы благодаря нелинейности своей вольт-амперной характеристики. Здесь также широко применяются диоды Шоттки во всем диапазоне СВЧ вплоть до миллиметровых и субмиллиметровых волн. Предельный диапазон работы СВЧ диодов Шоттки доведен до 500ГГц. 1.5.7. Стабилитроны – это полупроводниковые диоды, напряжение на которых в области электрического пробоя при обратном смещении слабо зависит от тока в определенном диапазоне его изменения и которые предназначены для стабилизации напряжения. В своей работе стабилитроны используют явления лавинного и туннельного пробоя. Поскольку лавинный пробой характерен для диодов, изготовленных на основе полупроводника с большой шириной запрещенной зоны, исходным материалом для стабилитронов служит кремний. Германий практически не применяется, т.к. в диодах, выполненных на его основе, электрический пробой быстро переходит в тепловой, т.е. диапазон по току оказывается сильно ограниченным. Пробивное напряжение диода – напряжение стабилизации стабилитрона зависит от толщины р-n перехода и от удельного сопротивления базы диода, поэтому разные типы стабилитронов имеют различные напряжения стабилизации U ст . (от 3 до 400 В). Низковольтные стабилитроны изготавливают из сильнолегированного кремния (т.е. сопротивление базы мало). Поэтому в стабилитронах с напряжением стабилизации менее 6 В происходит туннельный пробой. Высоковольтные же стабилитроны используют слаболегированный кремний, поэтому их работа основана на лавинном пробое. Большинство стабилитронов– лавинные. Кремниевые стабилитроны используются для стабилизации напряжения источников питания (параметрические стабилизаторы), а также для фиксации уровней напряжения в схемах. На рис.1.24 показаны схема включения и вольтамперная характеристика стабилитрона. RГ I IН Ub(В) + Uвх. Iст. RН Uст. а. Iст.min Iст.ср. t2 Uст. – Uст. 8 64 2 t1 Iст.max б. Рис.1.24. mA 5 10 15 20 25 44 Стабилитроны характеризуются следующими основными параметрами: напряжение стабилизации U ст . – напряжение на стабилитроне при протекании заданного тока стабилизации; максимальный и минимальный токи стабилизации I ст . max и I ст . min , I ст . max определяется отношением максимальной допустимой мощности рассеивания к напряжению стабилизации I ст . max  Pmax U ст . ; минимальный ток I ст . min определяется гарантированной устойчивостью электрического пробоя р-n перехода; дифференциальное сопротивление стабилитрона – rст . , определяемое отношением приращения напряжения стабилизации на стабилитроне U ст . к вызвавшему его приращению тока в заданном диапазоне частот rст .  dU ст . dI ст . , очевидно, что чем меньше сопротивление стабилитрона, тем лучше осуществляется стабилизация; статическое сопротивление или сопротивление на постоянном токе в рабочей точке Rст .  U ст . I ст . ; температурный коэффициент напряжения стабилизации: U ст .  ст .  U ст .  T , (1.27) где T – приращение температуры; U ст . – соответствующее приращение напряжения стабилизации. Обычно в области лавинного пробоя, т.е. при U ст .  6 В  ст .  0 , а в области туннельного пробоя (U ст .  6 В)  ст .  0 . Т.е. смена знака  ст . происходит при напряжении электрического пробоя (56) В. Для уменьшения  ст . применяют комбинацию подобранных р-n переходов с противоположными по знаку температурными коэффициентами. Другим вариантом для лавинного пробоя является включение последовательно со стабилитроном, у которого  ст .  0 , прямосмещенного р-n перехода, у которого, как известно, с ростом температуры падение напряжения уменьшается. В результате получают термокомпенсированные стабилитроны. Выпускаются симметричные стабилитроны, они имеют два р-n перехода и стабилизируют напряжение разной полярности. Применяются они для защиты различных элементов схем от перенапряжений обоих знаков. Конструктивно стабилитроны оформляются как обычные выпрямительные диоды. Принцип стабилизации напряжения стабилитроном можно проследить по рис.1.24, а. При увеличении входного напряжения U вх . резко уменьшается сопротивление стабилитрона и резко увеличивается ток стабилитрона I ст . . В результате избыточное напряжение падает практически на сопротивлении гася- 45 щего резистора R Г , а напряжение на нагрузке, равное напряжению на стабилитроне, остается практически постоянным U Н  U ст .  const , I   I ст .  I Н . 1.5.8. Стабисторы – это полупроводниковые диоды, использующие для стабилизации постоянного напряжения прямую ветвь вольт-амперной характеристики. Для их изготовления применяют обычно кремний с достаточно большой концентрацией примеси с целью получения меньшего сопротивления базы диода и соответственно меньшего дифференциального сопротивления при прямом включении. Напряжение стабилизации, которое обеспечивают стабисторы, меньше по сравнению со стабилитронами, т.к. определяется оно прямым падением напряжения на диоде и для кремниевых стабисторов составляет порядка 0,7 В. Последовательное включение стабисторов позволяет получать удвоенное и утроенное значение напряжения стабилизации. Обычно такие цепочки монтируются в одном корпусе. С ростом температуры высота потенциального барьера р-n перехода уменьшается, поэтому стабисторы имеют отрицательный температурный коэффициент стабилизации. В качестве стабисторов используются, к примеру, кремниевые диоды Д219С, Д220С, Д223С, а также селеновые выпрямители 7ГЕ1А-С и 7ГЕ2А-С. 1.5.9. Лавинно-пролетные диоды – это диоды, работающие в режиме лавинного умножения носителей заряда при обратном смещении электроннодырочного перехода и предназначенные для генерации сверхвысокочастотных электромагнитных колебаний (миллиметровый диапазон – 50 ГГц). В работе этих диодов используется фазовый сдвиг между приложенным обратным на пряжением и током, который на определенных частотах может достигать 180 , что приводит к появлению отрицательного дифференциального сопротивления диода. Достигают отмеченного эффекта созданием резко несимметричного p   n перехода, в котором дрейф электронов в области объемного заряда до низкоомной части n слоя занимает больше времени, чем дрейф (пролет) дырок в р-области. Время дрейфа электронов и определяет на высоких частотах фазовый сдвиг между приложенным к диоду напряжением и проходящим через него током (см. рис.1.25). Uобр. – – + n p+ + Iобр. область объёмного заряда Рис.1.25. 46 Естественно, что отрицательное дифференциальное сопротивление лавиннопролетных диодов не наблюдается в статическом режиме. Изготавливаются такие диоды на основе германия, кремния и арсенида галлия. 1.5.10. Туннельные диоды – это диоды, построенные на основе вырожденного полупроводника, в которых туннельный эффект приводит к появлению на вольт-амперной характеристике при прямом смещении участка отрицательной дифференциальной проводимости. Создаются туннельные диоды на основе полупроводников с очень высо3 18 20 кой концентрацией примесей ( 10  10 1 см ). Благодаря высокой концентрации примесей происходит расщепление примесных энергетических уровней с образованием примесных энергетических зон, которые примыкают к зоне проводимости в n-области и к валентной зоне в р-области. Уровни Ферми примесей при этом оказываются расположенными в разрешенных зонах чистого полупроводника (соответственно в зоне проводимости для n-полупроводника и в валентной зоне для р-полупроводника). Такие примесные полупроводники называют "вырожденными". При создании р-n переходов на основе вырожденных полупроводников ширина этих переходов оказывается весьма малой (око2 ло 10 мкм), на два порядка меньше, чем в обычных полупроводниковых диодах. Благодаря малости ширины р-n перехода уже при небольших напряжениях возникает значительная напряженность электрического поля перехода (порядка 10 5 B/см). Большая напряженность электрического поля, малая ширина р-n перехода и переход уровней Ферми в разрешенные зоны – являются необходимыми условиями для возникновения так называемого туннельного эффекта. Качественное представление о работе туннельного диода можно получить из рассмотрения его энергетических диаграмм при различных значениях напряжения внешнего источника, показанных на рис.1.26. Для простоты предполагалось, что все разрешенные уровни, расположенные ниже уровня Ферми, заняты, а расположенные выше него – свободны. Кроме того, для свободного движения электронов через потенциальный барьер без дополнительно сообщенной им энергии необходимо, чтобы напротив занятого электроном уровня по одну сторону барьера имелся свободный уровень по другую его сторону. При отсутствии смещения (см. рис.1.26, а) уровни Ферми в р и n полупроводниках совпадают, т.е. электроны проводимости n слоя находятся на уровнях, соответствующих уровням валентных электронов р-слоя. При всех заполненных уровнях ниже уровня Ферми при Т=0К обмен электронами был бы невозможен. Однако при Т>0К часть этих электронов уходит на уровни выше уровня Ферми. Т.е. появляется вероятность отличная от нуля перехода электрона из валентной зоны р-слоя без изменения своей энергии в зону проводимости n-слоя и наоборот (т.е. туннельный переход). Встречные потоки электронов при этом равны, поэтому результирующий туннельный ток I Т  0 . 47 Если приложить небольшое прямое смещение U a  0 (см. рис.1.26, б) происходит смещение энергетической диаграммы, а именно энергетические уровни р-области понизятся относительно энергетических уровней n-области (высота потенциального барьера падает). Уровень Ферми (УФ) n-слоя станет выше УФ р-слоя и часть электронов проводимости слоя n будет находиться против свободных уровней валентной зоны слоя р. Т.е. возникают благоприятные условия для преимущественного движения электронов из слоя n в слой р. В результате появляется туннельный ток в прямом направлении ( I Т  0 ). Потенциальный барьер хотя и уменьшился, остается пока еще достаточно высоким, поэтому перехода электронов из зоны проводимости слоя n в зону проводимости слоя р, а дырок из валентной зоны слоя р в валентную зону слоя n практически нет, т.е. I диф.  0 . Если несколько увеличить прямое смещение (см. рис.1.26, в), то возникает ситуация, когда УФ слоя n совпадает с "потолком" валентной зоны слоя р, а p n p n ЗП – - - WF n ЗП – WF WF WF WF + WF – + ВЗ ВЗ Ua=0 IT=0 Ua>0 IT>0 UaITmax Iдиф.>0 Ua>0 IT Iдиф. UaIT=0 Iдиф. а. б. в. г. д. n ВЗ – ВЗ p p ВЗ n ЗП Ia ЗП – – WF W F – - - - WF б + + Ub ВЗ е в IП WF p n ЗП + – – – p ЗП WF – WF – – n ЗП 0 WF p ВЗ UaIT=0 Iдиф. |Ub| и|IT|>0 е. ж. Iв а г д UП 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 Uв Ib з. Рис.1.26. Ua (В) Upp 48 уровень Ф слоя р – с "дном" зоны проводимости слоя n. При этом туннельный ток достигает максимума. Здесь же появляется небольшой диффузионный ток (прямой ток за счет инжекции) I диф.  0 за счет снижения высоты потенциального барьера. С дальнейшим ростом часть уровней электронов проводимости слоя n оказывается против запретной зоны слоя р и следовательно не могут туда переходить эти электроны (рис.1.26, г). Поэтому туннельный ток уменьшается. Диффузионный ток несколько увеличивается, но суммарный прямой ток за счет снижения I T уменьшается, что отражено на рис.1.26, з, где показана вольтамперная характеристика прибора. При дальнейшем росте U a (см. рис.1.26, д) все уровни электронов проводимости слоя n располагаются против запретной зоны слоя р и туннельный ток становится равным нулю ( I T ). Прямой ток через прибор при этом мал и обусловлен только диффузионным движением носителей, преодолевающих уменьшенный прямым смещением потенциальный барьер (см. рис.1.26, з). Продолжение увеличения прямого смещения U a приводит к возрастанию прямого тока через туннельный диод как в обычных диодах за счет уменьшения высоты потенциального барьера. Туннельный ток при этом отсутствует (см. рис.1.26, е). Если приложить напряжение в обратном направлении (т.е. U b  0 ), то энергетические уровни слоя р повысятся относительно энергетических уровней слоя n. Уровень Ферми слоя р будет выше УФ слоя n и часть валентных электронов слоя р будет находиться против свободных уровней зоны проводимости слоя n. При этом возникают условия для туннельного прохождения валентных электронов слоя р в зону проводимости слоя n. В результате этого появляется туннельный ток обратного направления, сильно зависящий от перекрытия зон, т.е. от обратного смещения (рис.1.26, ж). Все изложенное иллюстрируется вольт-амперной характеристикой, показанной на рис.1.26, з. Рабочим участком вольт-амперной характеристики является участок в-д, на котором диод обладает отрицательным дифференциальным сопротивлением. Благодаря этому участку туннельный диод может быть использован для генерации и усиления электромагнитных колебаний, а также в переключающих схемах. Туннельные диоды изготавливаются, как правило, из арсенида галлия и из германия. Характеризуются туннельные диоды рядом специфических параметров. Пиковый ток I П – прямой ток в точке максимума вольт-амперной характеристики, величина его от долей до сотен миллиампер. Ток впадины I в – прямой ток в точке минимума вольт-амперной характеристики. Отношение пикового тока к току впадины для германиевых диодов составляет 3-6, а для диодов из арсенида галлия 7-10. Напряжение пика U П – прямое напряжение, соот- 49 ветствующее пиковому току, для диодов германиевых оно равно 40  60  мВ, а из арсенида галлия 100  150  мВ. Напряжение впадины U в – прямое напряжение, соответствующее току впадины, для германиевых диодов оно составляет 250  350  мВ, а из арсенида галлия 400  500  мВ. Напряжение раствора U рр – прямое напряжение, большее напряжения впадины U в и при котором ток равен пиковому. В связи с тем, что туннельный ток не связан с относительно медленными процессами диффузии или дрейфа носителей заряда, частота работы туннельных диодов достигает сотен гигагерц. Частотные свойства туннельных диодов характеризуются резонансной частотой f 0 , на которой общее реактивное сопротивление диода обращается в нуль; предельной резистивной частотой f R , на которой активная составляющая полного сопротивления последовательной цепи, состоящей из р-n перехода и сопротивления потерь, обращается в нуль. 1.5.11. Обращенные диоды – это диоды, выполненные на основе полупроводника с критической концентрацией примеси, в котором проводимость при обратном напряжении вследствие туннельного эффекта значительно выше, чем при прямом напряжении. Посредством варьирования концентрациями примесей добиваются такой ситуации, когда ток в прямом направлении обуславливается теми же процессами, что и в обычном диоде, а протекание тока в обратном направлении обусловлено туннельным механизмом переноса носителей. Поэтому обратные токи в обращенных диодах оказываются большими уже при обратных напряжениях в десятки милливольт. Прямые токи обусловлены инжекцией носителей через потенциальный барьер, поэтому заметных значений достигают при прямых напряжениях по абсолютной величине в несколько раз больше, чем обратные. Вольт-амперная характеристика обращенного диода показана на рис.1.27. I(мА) GaSb 1 Ge Ua(В) 0,2 0,1 Ge 0 0,1 0,2 0,3 0,4 1 2 GaSb Применяются обращенные диоды в радиотехнических устройствах СВЧ Рис.1.27. диапазона, в вычислительной технике. Отличаются малым уровнем шумов и 50 относительно малой чувствительностью к проникающей радиации из-за высокой концентрации примесей в прилегающих к р-n переходу областях. 1.5.12. Варикапы – это полупроводниковые диоды, в которых используется зависимость емкости от обратного напряжения и которые применяются в качестве элементов с электрически управляемой емкостью. Принцип действия варикапов основан на зависимости зарядной (барьерной) емкости р-n перехода от величины приложенного к нему обратного напряжения (см. рис.1.28). Cmax Cзар. Cmin Ub Ub max Рис. 1.28. Варикапы широко применяются в схемах АПЧ, амплитудной и частотной модуляции, параметрических усилителях и т.д. Емкость варикапов меняется от единиц пикофарад до сотен и даже тысяч пикофарад. Характеризуются они следующими основными параметрами. Емкость варикапа C в – емкость, измеренная между выводами варикапа при заданном обратном напряжении. Коэффициент перекрытия по емкости K C – отношение емкостей варикапа при двух заданных значениях обратного напряжения (обычно значение K C составляет несколько единиц). Добротность варикапа QВ – отношение реактивного сопротивления варикапа на заданной частоте переменного сигнала к сопротивлению потерь при заданном значении емкости или обратного напряжения (значение от нескольких десятков до нескольких сотен). Как и для других диодов для варикапов важными являются такие параметры, как максимальное допустимое постоянное обратное напряжение U b max ; максимальное допустимое импульсное обратное напряжение Ubимп.max; максимальная допустимая рассеиваемая мощность Pmax . 1.5.13. Надежность диодов, как и других элементов радиоэлектронной аппаратуры, определяется числом отказов, т.е. числом нарушений работоспособности приборов в течение определенного промежутка времени. По характеру изменения параметров отказы бывают двух видов: катастрофические или внезапные, возникающие в результате скачкообразного изменения одного или 51 нескольких параметров приборов; и условные или постепенные, возникающие в результате плавного изменения основных параметров прибора. Причем условно отказавший прибор может быть фактически работоспособным или частично утратившим свою работоспособность. Внезапные отказы могут быть обусловлены недостатками конструкции или технологии, или неправильной эксплуатацией прибора. К примеру из-за различий коэффициентов теплового расширения отдельных соединяющихся деталей может происходить нарушение контактов – это конструктивный недостаток. В СВЧ диодах размеры электродов составляют единицы и десятки микрон, они очень тонки, здесь трудно выдержать одинаковые сечения, что может впоследствии вызвать перегорание даже при нормальных нагрузках по току. Но чаще приводит к катастрофическим отказам неправильная эксплуатация. К примеру даже очень короткие импульсы, превышающие допустимые значения, могут привести к необратимому пробою р-n перехода, т.к. выдержать однородность последнего очень тяжело. К такому же отказу может привести неправильное расположение диодов вблизи нагревающихся элементов, что приводит к перегреву. Условные отказы чаще вызываются физическими и химическими процессами на поверхности и в объеме полупроводникового кристалла, сплавов и припоев. В результате могут существенно изменяться обратные токи и пробивные напряжения. Существенную роль здесь играет влага, оставшаяся после герметизации прибора. Старение сплавов приводит к ухудшению р-n переходов и невыпрямляющих контактов. 1.6. Биполярные транзисторы. 1.6.1. Биполярный транзистор представляет собой полупроводниковый прибор, состоящий из трех слоев примесного полупроводника с чередующимися типами электропроводности, двумя р-n переходами, предназначенный для целей усиления и генерирования электрических сигналов. Изготавливаются они из кристалла примесного полупроводника, который путем введения в него акцепторной и донорной примесей превращается в трехслойную структуру с чередующимися проводимостями р-n-р или n-р-n типа. В структуре р-n-р типа исходный монокристалл имеет n-проводимость, в два его наружных слоя с помощью той или иной технологии вводятся атомы акцепторной примеси. Причем концентрация этой акцепторной примеси в наружных слоях превышает на два, три порядка концентрацию исходной донорной примеси. В триодах n-р-n типа картина обратная, т.е. исходный монокристалл обладает р-проводимостью, а в наружные слои вводится донорная примесь, определяющая их n проводимость. Один из наружных слоев, обладающий наибольшей концентрацией примеси, называется эмиттером, он инжектирует заряды, являющиеся основными носителями тока. Другой наружный слой называется коллектором, он принима- 52 ет заряды, инжектированные эмиттером. Промежуточный слой с наименьшей концентрацией примеси называется базой, он выполняет функции управления потоком зарядов, т.е. электрическим током через транзистор. В триоде р-n-р типа ток в базе создается в основном дырками, инжектированными эмиттером, а в триоде n-р-n типа – электронами. Закономерности, определяющие движение дырок в триодах р-n-р типа и электронов в триодах n-р-n типа, в основном, одинаковы за исключением разве противоположных полярностей напряжения на электродах и направлений тока в них. Поэтому достаточно рассмотреть работу только одного типа триодов, скажем р-n-р. 1.6.2. Процессы в транзисторе при отсутствии внешних источников напряжения. Переходы П 1 и П 2 в триоде р-n-р типа на границе раздела полупроводников различного типа имеют ту же физическую природу, что и р-n переход в диоде. Переход П 1 между эмиттером и базой называется "эмиттерным", а П 2 – между базой и коллектором – "коллекторным". При отсутствии внешних источников напряжения в р-n переходах триода возникают такие же диффузионные поля и потенциальные барьеры, как и в переходе у диода. Высота потенциальных барьеров  0 у обоих переходов одинакова (см. рис.1.29) при одинаковых концентрациях примесей в эмиттерном и коллекторном слоях (это обычно при сплавной технологии). При равных барьерах и однородной базе потенциал на протяжении всей базы остается одинаковым, т.е. электрическое поле в базе отсутствует. В слоях эмиттера и коллектора поле тоже практически отсутствует. П1 П2 П1 П2 p –+ n +– p p - + n ++ –– p Э –+ –+ Б +– +– K Э -+ + Б UЭ – + – + – + UK – Э=0-UЭ 0 Рис.1.29. K K=0+|UK| Рис.1.30. Через переходы П 1 и П 2 в отсутствии внешних источников напряжения проходят встречные потоки основных (Ipдиф., Inдиф.) и неосновных (Ipдр., Inдр.) носителей, уравновешивающих друг друга. Результирующий ток в переходах при этом равен нулю. 53 1.6.3. Процессы в транзисторе при наличии внешних источников напряжения. Рассмотрим ситуацию, которая сложится, если сообщим эмиттеру с помощью источника U Э положительный потенциал, а коллектору с помощью источника U K отрицательный потенциал по отношению к базе. Высота каждого из потенциальных барьеров в этом случае изменяется, как это показано на рис.1.30, и становится равной соответственно  Э   0  U Э и  K   0  U K . В эмиттерном переходе вследствие уменьшения тормозящего действия диффузионного поля увеличиваются диффузионные составляющие потоков основных носителей: дырок из эмиттера в базу – дырочный ток I эp и электронов из базы в эмиттер – электронный ток I эn . Эти две составляющие определяют ток эмиттерного перехода (эмиттерный ток). I э  I эp  I эn (1.28) Концентрация электронов в базе на 2-3 порядка ниже, чем концентрация дырок в эмиттере, поэтому I эn  I эp и составляет от него лишь доли процента. Весьма важным показателем эмиттерного перехода является коэффициент инжекции (эффективность эмиттера), показывающий, какую часть от полного эмиттерного тока составляет его дырочная составляющая:   I эp Iэ (1.29) В современных транзисторах =(0,9770,995), достигается этот эффект повышением концентрации примеси в эмиттере по сравнению с базой. В базе дырки продолжают диффундировать к коллектору за счет градиента концентраций дырок по ширине базы. Действительно при переходе от эмиттера к базе граничная концентрация дырок в базе определяется известным выU Э T ражением p n Э   p n  e , здесь U Э  0 и p n Э   p n (  T весьма мало). При движении со стороны коллектора граничная концентрация дырок в базе опреU K T деляется аналогичным соотношением: p n K   p n  e и уже при малых по абсолютному значению U K получаем p n K   0 . На рис.1.31 показано распределение концентраций дырок в базе, оно нелинейно за счет постепенной рекомбинации дырок с электронами. Закон спадания кривой концентрации дырок определяется функцией косеканса. П1 П2 pp pp nn np pn(Э) pn np x 54 Подходя к коллектору, дырки попадают в ускоряющее поле коллекторного перехода П 2 (оно обратно по знаку полю перехода П 1 ) и, пройдя коллекторный слой, создают коллекторный ток I кp – его дырочную составляющую. За счет рекомбинации дырок в базе дырочная составляющая коллекторного тока I кp всегда меньше дырочной составляющей эмиттерного тока I эp . На место электронов базы, рекомбинировавших с дырками, в базу входят из внешней цепи через базовый вывод новые электроны благодаря наличию источника U Э . Эти электроны образуют базовый ток I бp . Токи I эp , I кp и I бp связаны по первому закону Кирхгофа следующим образом: I эp  I кp  I бp (1.30) В цепь между коллектором и базой (рис.1.30) включен источник U К (порядка 10-20 В) минусом к коллектору, что увеличивает потенциальный барьер перехода П 2 и увеличивает ускоряющую способность перехода П 2 для дырок, идущих от эмиттера. Чтобы увеличить I кp при I эp  const стремятся уменьшить I бp . Для определения части дырок, прошедших из эмиттера в коллектор, вводят коэффициент переноса дырок в базе  , который равен отношению дырочной составляющей коллекторного тока I кp к дырочной составляющей эмиттерного тока I эp .  I кp I эp (1.31) В реальных приборах   0 ,96  0 ,996  , что достигается созданием возможно тонкой базы и увеличением скорости прохождения ее дырками. Отношение же дырочной составляющей коллекторного тока I кp к полному току эмиттера с учетом выражений 1.29 и 1.31 определяется коэффициентом передачи по току  0 : 55 0  I кp IЭ  I кp I эр     I Э I эр (1.32) Полный коллекторный ток I К помимо I кp имеет еще неуправляемую составляющую, обусловленную протеканием обратного тока коллекторного перехода, смещенного в обратном направлении источником U К . Создается этот ток дрейфом неосновных носителей базы и коллектора. Т.к. концентрации неосновных носителей зависят от температуры, величина обратного тока тоже зависит от нее (зависимость от обратного напряжения очень невелика, т.к. этот ток быстро достигает значения тока насыщения). Поэтому этот ток получил название "теплового" тока и обозначается обычно I K 0 . Большую роль в формировании I K 0 играют неосновные носители базы, т.к. их концентрация выше концентрации неосновных носителей коллектора (см. рис.1.31). В результате полный ток коллектора определяется выражением: I K  I кp  I K 0 (1.33) В соответствии со сказанным на рис.1.32 приведена диаграмма составляющих токов в транзисторе. Уже по ранее известному выражению ток эмиттера равен: I Э  I эp  I эn (1.34) Ток же базы, как показано на диаграмме рис.1.32, равен алгебраической сумме электронной составляющей тока эмиттера I эn , рекомбинационной дырочной составляющей I бp и теплового тока I K 0 , а именно: I Б  I эn  I бp  I K 0 (1.35) Идея работы транзистора заключается в управлении коллекторным током за счет изменения эмиттерного тока, т.е. биполярные транзисторы имеют токовое управление. В соответствии с первым законом Кирхгофа связь между токами электродов определяется следующими выражениями: IЭ  IК  IБ (1.36) I K  0  I Э  I K0 (1.37) I Б  1   0   I Э  I K 0 (т.к. I Б  I Э  I К  I Э   0  I Э  I K 0 IЭ + IЭ Iэp Iэn (1.38)  1   0   I Э  I K 0 ) Iкp Iэn Iбp IK – IK0 UK UЭ1.6.4. Схемы включения транзисторов. Iб В зависимости от того, какой электрод является общим для входной и + выходной цепей, –различают три схемы включения транзисторов: с общей базой Рис.1.32. 56 (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ) и с общим коллектором (ОК), как это показано на рис.1.33: IK IK IЭ K Э IЭ K Iб Б Э Iб Б I IK0 IЭ Iб * K0 I *K 0 IK Б Э K а. б. в. Рис.1.33. В схеме включения транзистора с ОБ (рис.1.33, а) входным является ток эмиттера, а выходным – коллектора. В соответствии с 1.36 ток эмиттера распределяется между базой и коллектором. Если ток I Э возрастет на I Э , то возрастут и остальные токи, т.е.: I Э  I Э  I K  I K  I Б  I Б или:  I Э  I K  I Б . (1.39) В схеме включения транзистора с ОЭ, как показано на рис.1.33, б, входным является ток базы, а выходным – ток коллектора. В схеме включения с ОК (рис.1.33, в) входная цепь – это цепь базы, а выходная – цепь эмиттера. Соотношение токов входного и выходного электродов для различных схем включения транзистора определяется соотношениями, приведенными ниже: Схема с ОБ. I K  I кp  I K 0 ; I кp   0 I Э , тогда I K   0 I Э  I K 0 (1.40) Схема с ОЭ. Известно из 1.40, что I K   0 I Э  I K 0 и что I Э  I K  I Б , тогда получаем I K   0 I K  I Б   I K 0 или I K 1   0    0 I Б  I K 0 . Это можно переписать в виде: 0 1 IK   IБ   I K0 1 0 1 0 . Введя соответствующие обозначения можно переписать полученное выражение в виде: I K   0  I Б    0  1  I K 0 или: 57 I K   0  I Б  I *K 0 , (1.41) * где I K 0   0  1  I K 0 . Схема с ОК. Известно, что I Э  I K  I Б . Подставив значение I K из 1.41, получим I Э   0  I Б  I *K 0  I Б  1   0   I Б  I *K 0 , т.е.: I Э  1   0   I Б  I *K 0 (1.42) При определении соотношений переменных составляющих токов тепловой ток не учитывается, т.к. он не зависит практически от напряжений между электродами. В результате соотношения переменных составляющих определяются следующим образом: I K   I Э Схема с ОБ. ; (1.43) Схема с ОЭ. I K  I Б ; (1.44) I Э  1   I Б Схема с ОК. . (1.45) Очевидно, что коэффициенты передачи по переменному току ,  и (1+) являются частотнозависимыми в силу свойств р-n переходов. 1.6.5. Статические характеристики транзисторов. В любой схеме включения режим транзистора определяется токами и напряжениями на его входе и выходе. Для получения статических характеристик одну из четырех величин выбирают в качестве аргумента, а другую в качестве функции. Из оставшихся двух величин одну фиксируют, а другую оставляют свободной (ее величина может изменяться в зависимости от аргумента, но на характеристике эти изменения не отражаются). Снимают вольт-амперные характеристики при относительно медленных изменениях тока и напряжения, в связи с чем их называют статическими. В зависимости от того, для какой цепи (входной или выходной) определяются характеристики, они получили соответствующие названия входных или выходных. Характеристики различаются и в зависимости от схемы включения транзистора, однако в связи с тем, что для схемы с ОЭ и ОК они примерно одинаковы, ниже будут рассмотрены лишь варианты схем с ОБ и ОЭ. Для схемы с ОБ входные характеристики представляют собой зависимость I Э  f U Э  при U K  const и по виду близки к прямой ветви вольт- 58 амперной характеристики р-n перехода. При подаче U K  0 входная характеристика смещается влево и верх, т.е. при U Э  const ток эмиттера I Э возрастает, как это показано на рис.1.34. IЭ ( мА) -10 В -1 В 10 5 обр. смещ. UK=0 В UЭ (В) 0 0,1 0,2 0,3 0,4 Рис.1.34. Т.е. существует обратная связь, возникает она из-за сопротивления rб (десятки и сотни Ом), образуемого слаболегированной областью (телом) базы. Действительно, если вынести rб за пределы идеального транзистора, как на рис.1.35, то при U Э  const напряжение между эмиттером и базой запишется: U эб  U Э  rб I Б  U Э  rб I эn  I бp  I K 0  (1.46) – + Uэб UЭ rб – UK + Рис.1.35. С ростом U K  0 несколько растет I K 0 и уменьшается I Эрек .  I бp за счет модуляции коллекторного перехода, т.е. сужения базы. Поэтому из 1.46 следует, что при U Э  const с ростом U K напряжение U эб возрастает и как следствие возрастает I Э . Кроме того, при U K  0 концентрация неосновных носителей в базе на границе с коллекторным переходом практически равна нулю  UK T  0 ). Поэтому даже при U Э  0 ток эмиттера I Э  0 при ( p n К   p n  e U K  0 , т.к. есть градиент концентраций дырок в пределах базы. Чтобы ток эмиттера стал равным нулю, на эмиттер надо подать обратное напряжение (режим отсечки). 59 Выходные характеристики для схемы с ОБ представляют зависимость I K  f U K  при I Э  const . Характеристика при I Э  0 является обычной обратной ветвью вольт-амперной характеристики р-n перехода и ток коллектора равен I K 0 . С ростом эмиттерного тока коллекторный ток определяется выражением 1.40, т.е. I K   0 I Э  I K 0 , как показано на рис.1.36. IK (мА) 15 10 5 5 -0,2 10 15 мА 10 мА IЭ=5 мА IЭ=0 15 IK0 |UK| (В) прямое смещение Рис.1.36. С ростом U K несколько возрастает I K , т.к. за счет модуляции базы (сужения) уменьшается рекомбинационная составляющая эмиттерного тока и как I кp  I эp ). следствие возрастает сквозная – I кp (растет коэффициент переноса Для обеспечения I K  0 при I Э  0 необходимо сменить полярность U K , т.е. открыть переход. Действительно при U K  0 и I Э  0 в базе на границе с эмиттерным переходом накапливаются неосновные носители, в пределах самой базы возникает градиент их концентраций, что приводит к образованию I K  0 . Чтобы обеспечить I K  0 необходимо поднять концентрацию дырок в базе на границе с коллекторным переходом (т.е. ликвидировать градиент). Поэтому характеристика I K  f U K  начинается слева от оси ординат. Для схемы с ОЭ входные характеристики представляют зависимость I Б  f U Б  при U K  const , качественный ход которых показан на рис.1.37. Iб(мА) UK=0 В 0,2 -5 В 0,1U K  0 есть прямая -10 В ветвь вольт-амперных хаНулевая характеристика при рактеристик открытых эмиттерного и коллекторного переходов, соединенных const -Uбазы 0,2ток б (В) I Б уменьшается за счет параллельно. С ростом U K IK0при U Б 0,1 уменьшения рекомбинационной составляющей тока суженной базы (коллек- Рис.1.37. 60 торный переход расширяется). При U Б  0 и U K  0 ток базы образуется неосновными носителями базы и характеристики смещаются вниз, т.е. ток базы * меняет свой знак ( I K 0 , а не I K 0 здесь потому, что цепь базы не разорвана при U Б  0 и ток обратносмещенного коллекторного перехода обеспечивается, в основном, неосновными носителями базы). Выходные характеристики для схемы с ОЭ представляют собой зависимость I K  f U K  при I Б  const . При I Б  0 ток коллектора определяется * лишь тепловой составляющей I K 0 , как показано на рис.1.38. IK (мА) 10 0,4 0,3 0,2 0,1 Iб=0 5 ток осн. нос. прямосм. кол. перехода 5 10 15 I * |UK| (В) K0 Рис.1.38. С ростом тока базы I Б соответственно увеличивается и коллекторный ток, т.е. характеристики располагаются все более высоко. Особенностью является факт увеличения коллекторного тока I K с ростом U K при постоянном токе базы I Б . Объясняется это тем, что с увеличением U K за счет модуляции коллекторного перехода база сужается, т.е. ток I Б должен бы уменьшиться. Однако мы по условию поддерживаем I Б  const , что возможно лишь увеличением тока эмиттера I Э , т.е. увеличением U Б . Но тогда с учетом того, что I Э  I K  I Б и условия, что I Э растет, а I Б  const , получаем рост тока коллектора I K . Другой особенностью выходных характеристик при U K  0 , но I Б  0 является смена знака тока коллектора I K . Это происходит в связи с тем, что для обеспечения тока базы I Б  0 потенциал базы относительно эмиттера должен быть отрицательным. Коллектор же при U K  0 имеет потенциал, равный потенциалу эмиттера. Т.е. при этом условии получается, что коллекторный переход смещен в 61 прямом направлении или включен параллельно эмиттерному переходу (как для нулевой входной характеристики, см. рис.1.37). Ток коллектора при этом, естественно, меняет знак, поскольку обеспечивается иными, чем обычно, носителями заряда. Однако описанный эффект незначителен и практической роли не играет, поэтому в справочниках обычно не приводится. 1.6.6. Эквивалентные схемы замещения транзисторов. Строятся они с целью отвлечения от постоянных составляющих токов и напряжений, которые в усилительных схемах выполняют вспомогательную роль. При этом эквивалентная схема обладает для переменных токов и напряжений теми же свойствами, т.е. такими же входными и выходными сопротивлениями, коэффициентами передачи напряжения и тока со входа на выход и с выхода на вход, как и реальный транзистор. Составляется эквивалентная схема из линейных элементов электрических цепей (сопротивлений, емкостей, индуктивностей, генераторов тока и напряжения). По способу построения различают формальные и физические эквивалентные схемы. Формальные строят на основе описания транзистора с помощью уравнений четырехполюсника (см. ниже системы z-, y- и h-параметров). Физические эквивалентные схемы представляют особый интерес, т.к. в них все элементы связаны с внутренними (физическими) параметрами транзистора. Такие схемы замещения создают удобство и наглядность при анализе влияния параметров прибора на показатели схем с транзисторами. Ниже рассмотрим схемы замещения транзисторов с ОБ и ОЭ для переменных составляющих токов и напряжений с учетом использования линейных участков их входных и выходных характеристик, т.е. при условии постоянства параметров транзистора. В этом случае используются так называемые дифференциальные параметры, относящиеся к небольшим приращениям напряжения и тока. Т-образная схема замещения транзистора с ОБ показана на рис.1.39. Она представляет собой сочетание двух контуров: левого, относящегося к входной цепи (эмиттер-база), и правого, относящегося к выходной цепи (коллектор-база). Общей для обоих контуров является цепь базы с сопротивлением rб . I Э IЭ rэб UK rкб ~ Э UЭ IK K Iб rб Cэб Б Рис.1.39. UK Cкб 62 Приведенная схема характеризуется рядом параметров. Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода (включенного в прямом направлении) dU Э rэб  dI Э при U K  const . (1.47) В последнем выражении объемное сопротивление эмиттера не учитывается, т.к. оно весьма мало. Значение rэб , лежит в пределах от единиц до десятков Ом. Объемное сопротивление базы – rб . Обычно rб  rэб и составляет (100400) Ом. Это сопротивление базы по переменному току примерно равно сопротивлению базы для постоянного тока rб . Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода (включенного в обратном направлении) dU K rкб  dI K при I Э  const . (1.48) rкб учитывает изменение коллекторного тока с изменением U K вследствие эффекта модуляции базы. Значение rкб лежит в пределах 0 ,5  1 МОМ. Эквивалентный источник тока   I Э учитывает транзитную составляющую приращения эмиттерного тока, проходящую через базу в коллектор ( I кp ). Этот генератор учитывает усилительные свойства транзистора. Источник напряжения   U K отражает изменение входного напряжения под действием коллекторного напряжения за счет модуляции базы (см. 1.46). 4 3 Числовое выражение коэффициента обратной связи  мало ( 10  10 ), поэтому источник   U K часто в схемах опускают. Емкости C эб и C кб эмиттерного и коллекторного переходов, где каждая из них равна сумме барьерной и диффузионной составляющих. Барьерная емкость эмиттерного перехода (как прямосмещенного) больше коллекторной, а диффузионная емкость также больше у эмиттерного перехода. Величины C эб и C кб существенно различаются в зависимости от типа транзистора. К примеру, C эб может составлять сотни пФ, а C кб – десятки пФ. Несмотря на то, что C кб  C эб влияние на работу транзистора в области повышенных частот оказывает именно C кб , т.к. она шунтирует большое сопротивление rкб . Дифференциальный коэффициент передачи  определяется выражением: 63 dI K dI Э при U K  const (1.49) На низких частотах    0 , однако с ростом частоты  уменьшается.  Т-образная схема замещения транзистора с ОЭ приведена на рис.1.40. Сопротивления rэ и rбэ имеют тот же физический смысл, что и в схеме с ОБ. Источник напряжения, учитывающий обратную связь, не показан в виду малоr rкэ  кб 1    , т.е. сти значения коэффициента обратной связи. Сопротивление меньше в (1+) раз, чем в предыдущей схеме. Оно, как и в схеме с ОБ, учитывает изменение коллекторного тока с изменением напряжения U K вследствие эффекта модуляции базы. Следует отметить, что и емкостное сопротивление коллекторного перехода по сравнению со схемой с ОБ тоже уменьшается в (1+) раз, т. е. сама емкость C кэ  1     C кб увеличивается. Это увеличение приводит к тому, что в области повышенных частот влияние C кэ на фоне C эб сказывается еще более сильно, именно поэтому в схеме с ОЭ емкость C эб обычно не учитывают. Iб Iб rбэ rкэ IK Б K Uб IЭ UK rЭ Cкэ Э Рис.1.40. Дифференциальный коэффициент передачи по току в схеме с ОЭ определяется так: dI  K dI б при U K  const (1.50) 64 Коэффициент  является частотнозависимым, причем эта зависимость сильнее, чем для  в схеме с ОБ (из-за большей C кэ ). Верхняя частота (на которой коэффициент передачи снижается в 2 раз) составляет: f 1    (1.51) Или иными словами, частотные свойства транзистора по схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ и значительно. f  1.6.7. Система h-параметров транзистора. Для оценки транзистора как элемента электрической цепи пользуются четырьмя параметрами, это обусловлено прежде всего наличием входного тока и влиянием выходного коллекторного напряжения на входную цепь. На основании сказанного транзистор рассматривают как активный линейный четырехполюсник, показанный на рис.1.41. I1 I2 1 3 ~ U1 U2 2 RН 4 Рис.1.41. Подобное представление возможно при малых по амплитуде переменных сигналах, что обеспечивает незначительные изменения токов и напряжений транзистора в линейной части характеристики вблизи рабочей точки. На рис.1.41 показаны направления токов и напряжений, принятые за положительные. Связь между входными (U 1 , I 1 ) и выходными (U 2 , I 2 ) напряжениями и токами четырехполюсника находится в виде: U 1  f 1 ( I 1 , I 2 ), (1.52) U 2  f2 ( I1 , I 2 ) (1.53) В выражениях 1.52, 1.53 за независимые величины приняты токи четырехполюсника, при этом получаем систему r-параметров или параметров холостого хода. Если за независимые величины взять напряжения, то зависимыми будут токи и их связь запишется в виде выражений: I 1  f 3 ( U 1 , U 2 ), (1.54) I 2  f 4 (U 1 , U 2 ) (1.55) В этом случае получаем систему g-параметров, или параметров короткого замыкания. 65 Практически чаще применяется система h-параметров, в которой за независимые величины приняты выходное напряжение U 2 и входной ток I 1 . При этом связь переменных определяется выражениями: U1  f5 ( I1 , U 2 ) (1.56) I 2  f6 ( I1 , U 2 ) (1.57) Продифференцировав выражения 1.56 и 1.57 по I 1 и U 2 , получим: U 1 U 1 dU 1   dI 1   dU 2 I 1 U 2 (1.58) dI 2  I 2 I  dI 1  2  dU 2 I 1 U 2 (1.59) Введем обозначения: U 1  h11 I 1 – входное сопротивление триода по переменной составляющей тока при dU 2  0 (т. е. при коротком замыкании на выходе); U 1  h12 U 2 – коэффициент обратной связи по переменной составляющей напряжения при dI 1  0 (холостой ход на входе); I 2  h21 I 1 – коэффициент передачи переменной составляющей тока при dU 2  0 (короткое замыкание на выходе); I 2  h22 U 2 – выходная проводимость триода по переменной составляющей тока при dI 1  0 (холостой ход на входе). Подставив введенные обозначения в 1.58 и 1.59, заменив дифференциалы токов и напряжений малыми переменными составляющими (приращениями), получим следующие соотношения для входных и выходных токов и напряжений транзистора: U 1  h11  I 1  h12  U 2 , (1.60) I 2  h21  I 1  h22  U 2 , где I 1 , I 2 , U 1 и U 2 – малые переменные составляющие токов и напряжений транзистора. Постоянные же составляющие значений токов и напряжений при этом могут быть самыми различными, т. к. определяются выбранным режимом. 66 Достоинства h-параметров – в легкости их определения. К примеру, для определения h11 и h21 надо обеспечить U 2  0 , т. е. режим короткого замыкания для переменной составляющей на выходе, что достигается включением большой емкости на выходе параллельно нагрузке. При определении h12 и h22 надо обеспечить режим холостого хода для переменной составляющей на входе триода, что достигается включением во входную цепь достаточно большой индуктивности. Следует помнить, что значения h-параметров зависят от схемы включения транзистора, поэтому обычно их различают индексами. Для наиболее распространенной схемы включения с ОЭ уравнения 1.60 могут быть переписаны в виде: U бЭ  h11Э I б  h12 ЭU KЭ , (1.61) I K  h21Э I б  h22 ЭU KЭ , где U бЭ , I K , I б и U KЭ – малые приращения переменных составляющих токов и напряжений транзистора. При известных приращениях токов и напряжений h-параметры могут быть найдены следующим образом: U бЭ I б при U KЭ  0 , U  бЭ U KЭ при I б  0 , h11Э  h12 Э (1.62) IK I б при U KЭ  0 , I h22 Э  K U KЭ при I б  0 В справочниках приводятся h-параметры либо для схемы с ОБ либо для схемы с ОЭ. Однако есть возможность по известным h-параметрам для одной схемы включения пересчитать их применительно к любой другой, как это показано в таблице 1.1. h21Э  67 Таблица 1.1. Значения h-параметров с ОБ h-параметры h11 Значения h-параметров с ОЭ для ОЭ для ОК для ОБ для ОК h11б 1  h21б h11б 1  h21б h11Э 1  h21Э h11Э hб  h12б 1 hЭ  h12 Э 1 h12 1  h21б h 21  h21б 1  h21б 1 1  h21б  h21Э 1  h21Э  1  h 21Э  h 22 h22б 1  h21б h22б 1  h21б h21Э 1  h21Э h22 Э hб  h11б  h22 б  h12 б  h21б 1  h21Э hЭ  h11Э  h22 Э  h12 Э  h21Э 1.6.8. Связь физических параметров транзисторов с их hпараметрами. Связь внутренних (физических параметров) с h-параметрами устанавливается с помощью следующих соотношений (использованы h-параметры схем с ОБ и ОЭ). h  h12 б h12 Э rЭ  б  h22 б h22 Э , h12 б hЭ  h12 Э  h22 б h22 Э , 1  h21Э 1 rK   h22 б h22 Э , rб    h21б  (1.63) h21Э 1  h21Э . В качестве измеряемых параметров выбраны именно h-параметры, т. к. физические параметры определить экспериментально затруднительно в связи с невозможностью подсоединить приборы к переходам. 1.6.9. Определение h-параметров по статическим входным и выходным характеристикам. Для определения параметров триода берутся статические характеристики, снятые для соответствующей схемы включения, и с помощью построения характеристических треугольников, как показано на рис.1.42 и рис.1.43, находятся искомые величины. IK  IK Iб3 F B A 68 Iб UK1 C' Iб2 C U K2 B' Iб1 C  Iб B UKЭ UKЭ A Uбэ Рис.1.42. Uбэ Рис.1.43. По выходным характеристикам определяются параметры h21Э и h22 Э с помощью треугольников АВС и АВ'С'. I K AF h21Э   I б U KЭ  const  I б 3  I б 2 . Коэффициент передачи по току Выходная проводимость h22 Э  I K U KЭ I б  const   C B   CB BB  . По входным характеристикам с помощью треугольника ABC найдем h11Э и h12 Э . h11Э  U бЭ  AB AC . I б U KЭ  const  Входное сопротивление Коэффициент обратной связи по напряжению U бЭ AB h12 Э   U KЭ I б  const  U K 2  U K 1 . Параметры триода сильно зависят от выбранной рабочей точки, поэтому в справочниках приводятся значения постоянных токов и напряжений, при которых было проведено снятие параметров. Определение h-параметров по характеристикам возможно только в области низких частот, т. е. когда не проявляется зависимость их от частоты. 1.6.10. Частотные свойства транзисторов. На высоких частотах параметры транзисторов и в первую очередь коэффициент передачи по току  зависят от частоты. Кроме того, в результате низких скоростей носителей (т. к. перемещение происходит практически при отсутствии электрического поля) происходит запаздывание коллекторного импульса относительно эмиттерного, т. е. появляется фазовый сдвиг между выходным и входным сигналами. В результате коэффициент передачи представляет собой комплексную величину, определяемую выражением 1.64. 69 0 1  j   , (1.64) где  0 – коэффициент передачи по току в схеме с ОБ при f=0;    2f  – предельная частота усиления тока, при которой модуль уменьшается в 2 раз. В схеме с ОЭ коэффициент передачи по току определяется выражением   1.65.  0 1   1  j   , (1.65) где  0 – коэффициент передачи по току при f=0;    2f  – предельная частота, которая связана с   выражением 1.66.     1   0      1  0 . (1.66)    На высоких частотах начинает сказываться влияние и емкостей C Э и C K , первые составляют до сотен пФ, а вторые – десятки. Но т.к. C Э шунтирует переход с малым сопротивлением, то оказывается возможным пренебречь влиянием C Э , а C K надо учитывать и ее значение приводится в справочниках. Выходная емкость в схеме с ОЭ много больше, чем в схеме с ОБ. Поэтому на высоких частотах последняя оказывается предпочтительнее. 1.6.11. Условные обозначения полупроводниковых триодов. Условные обозначения транзисторов включают в себя ряд элементов. Первая буква или цифра обозначают исходный материал: германий – Г или 1; кремний – К или 2; арсенид галлия – А или 3. Второй элемент – буква, означающая класс или группу приборов: Д – диоды; Т – триоды биполярные; П – триоды полевые; У – управляемые вентили; С – стабилитроны и т.д. Третий элемент – число, характеризующее параметры прибора, т.е. назначение и качественные свойства прибора, отраженные в таблице 1.2. Таблица 1.2. 70 Мощность малая средняя большая PK  0 ,3 Вт PK  0 ,3  1,5  Вт PK  1,5 Вт низкая <3 МГц 101-199 401-499 701-799 средняя (330) МГц 201-299 501-599 801-899 высокая (3300) МГц 301-399 601-699 901-999 Частота СВЧ свыше 300 МГц Пример обозначения: ГТ108А – германиевый маломощный низкочастотный полупроводниковый триод разновидности типа А. 1.7. Полевые транзисторы. 1.7.1. Полевыми называются полупроводниковые триоды, принцип действия которых основан на изменении сопротивления проводящего канала под действием электрического поля. Вольт-амперные характеристики полевых транзисторов близки к характеристикам электровакуумных приборов, а именно пентодов, а по габаритам, малому потреблению энергии, большой надежности и механической прочности близки к биполярным транзисторам. Ток в полевых транзисторах обусловливается движением только основных носителей, т.е. одного знака, в связи с чем они называются еще "униполярными". Движение носителей в них носит дрейфовый характер, поэтому в общем они сравнительно низкочастотны. Все полевые транзисторы по физическим эффектам, лежащим в основе управления движением носителей заряда, можно разделить на две группы: с управляющим p-n переходом и с изолированным затвором или МДП или МОП транзисторы, где МДП – металл, диэлектрик, полупроводник, а МОП – металл, окисел, полупроводник. 1.7.2. Полевые транзисторы с управляющим p-n переходом. В основе прибора лежит пластина примесного полупроводника – 1, имеющая с двух сторон отводы электродов. Одна крайняя область пластины 2 называется "истоком", другая – 3 – "стоком". На верхней и нижней гранях пластины с помощью той или иной технологии созданы области p-проводимости, которые соединены между собой электрически и называются "затвором" – 4. Между истоком и стоком благодаря наличию затвора образуется суженная об- 71 ласть, называемая "каналом" – 5. В приведенном случае имеем канал n-типа, но с одинаковым успехом можно выполнить транзистор и с каналом p-типа (рис.1.44). 4 p 2 1 3 5 + – U p + ЗИ UСИ n З С n-канал И З С p-канал И – Рис.1.44. Рассмотрим работу транзистора в условиях отсутствия внешних источников напряжения. В этом случае на границе раздела затвора 4 из pполупроводника и канала 5 из n-полупроводника возникает p-n переход, характеризующийся высотой потенциального барьера и геометрической шириной p З (рис.1.45). И С n-канал p З Рис.1.45. В пределах p-n переходов проводимость слоев очень низкая, т.к. они обеднены подвижными носителями зарядов. Поэтому ток может протекать только через канал, ограниченный этими переходами, если подать напряжение между стоком и истоком. Если между затвором и истоком приложить некоторое напряжение U ЗИ  0 , т.е. в запирающем направлении для нашего случая, то ширина переходов увеличится, а канал сузится, т.е. сопротивление его возрастет. При U ЗИ  0 канал расширяется, его сопротивление падает. При указанных ситуациях ширина канала и его сопротивление будут меняться равномерно по всей его длине (рис.1.46). З И З p n-канал С И p n-канал n n p – + UЗИ p – U + ЗИ Рис.1.46. С 72 Если помимо напряжения U ЗИ включить источник между стоком и истоком U СИ плюсом к стоку и минусом к истоку, то канал в прилежащей к стоку области будет дополнительно сужаться, т.е. его ширина по длине будет различной (рис.1.47). З И p С n-канал + IС n – UЗИ p UСИ + – Рис.1.47. При некоторой сумме напряжений U СИ  U ЗИ  U Зап (1.67) обедненные области сомкнутся вблизи стока, и канал перекроется, т.е. сопротивление его резко возрастет. В статическом режиме работа полевых транзисторов описывается с помощью статических характеристик. Рассмотрим их применительно к транзистору с затвором в виде p-n перехода. Выходные или стоковые характеристики представляют собой зависимость I С  f U СИ  при U ЗИ  const , т.е. аналогичны анодным характеристикам пентодов (рис.1.48). IС (мА) пробой UЗИ=0 В -1 В -2 В -3 В UСИ (В) UСИ нас.=UЗИ отс.=Uзап. Рис.1.48. 73 Начальный (крутой) участок характеристик имеет место при U СИ  U ЗИ  U Зап . Здесь ток I С растет с ростом U СИ , т.к. движение носителей в канале носит дрейфовый характер и подчиняется закону Ома. При достижении U СИ  U ЗИ  U Зап канал перекрывается и рост тока прекращается (но не равен нулю, т.к. слой хотя и обедненный, но имеет подвижные носители заряда). Отрицательное напряжение, приложенное к затвору, смещает U СИ , при котором происходит перекрытие канала, в сторону меньших его значений (т.е. влево), а следовательно и меньших токов. Проходная (переходная) характеристика – это зависимость I С  f U ЗИ  при U СИ  const , т.е. аналогична анодно-сеточным характеристикам пентодов (рис.1.49). IС UСИ=15 В UСИ=10 В UСИ=5 В UЗИ UЗИ отсечки Рис.1.49. Она может быть построена по выходным характеристикам. Снимается эта характеристика только при U ЗИ  0 , т.к. при этом p-n переход между затвором и 8 9 истоком закрыт и ток затвора мал ( 10  10 А), входное сопротивление велико. При U ЗИ  0 переход открывается, входной ток резко возрастает, входное сопротивление падает, что недопустимо. Таким образом, полевые транзисторы с управляющим p-n переходом работают всегда в режиме "обеднения" канала носителями (вне зависимости от типа его проводимости) при изменении напряжения затвор-исток от нулевого значения до так называемого напряжения отсечки. Полевым транзисторам с каналом в виде p-n перехода свойственен ряд параметров: Дифференциальное сопротивление стока на участке насыщения (или внутреннее сопротивление): dU С Ri  dI С при U ЗИ  const . (1.68) Составляет обычно сотни кОм. Крутизна переходной характеристики: 74 dI С dU ЗИ при U СИ  const . (1.69) Коэффициент усиления в режиме насыщения: dU СИ M  dU ЗИ при I С  const . (1.70) Причем все эти три параметра связаны выражением: M  S  Ri , (1.71) которое называется внутренним уравнением. В качестве предельно допустимых электрических параметров нормируются: U СИ max и U ЗИ max , т.к. их неограниченный рост приводит к пробою р-n перехода затвор-канал и выходу из строя прибора; максимальная мощность рассеивания стоком PС max ; максимально допустимый ток стока I С max . Кроме того S надо помнить о существовании межэлектродных емкостей: затвор-сток C ЗС и затвор-исток C ЗИ (обычно 1020 пФ). Отсюда ограничение по частоте. 1.7.3. Полевые транзисторы с изолированным затвором (МОП, МДП). Идея работы этих транзисторов основана на управлении объемным зарядом внутри полупроводника через слой диэлектрика толщиной 0,10,2 мкм. 12 14 Они обладают очень высоким входным сопротивлением ( 10  10 Ом) и лучшими шумовыми характеристиками за счет отсутствия р-n перехода и процессов в нем. Характерной особенностью полевых транзисторов и особенно МДП типа являются весьма малые размеры активной части. Области стока и истока представляют собой весьма тонкие высоколегированные участки. Слой диэлектрика толщиной 0,10,25 мкм. Все это приводит к снижению электрической и тепловой прочности приборов. Даже заряды в 0,1 мкКл (которые могут накапливаться на операторах из-за статической электризации) могут привести к пробою между электродами. Поэтому пайку надо производить паяльником с заземленным жалом, в момент пайки все выводы должны быть закорочены. Повреждения в результате действия статического электричества могут быть с полной потерей работоспособности (что имеет место при КЗ между затвором и электродами стока и истока, обрыв в цепи любого электрода) и с частичным ухудшением параметров (увеличение тока затвора на 13 порядка к примеру). Имеется два основных варианта исполнения МДП транзисторов. Первый вариант – с встроенным каналом показан на рис.1.50. + – З И – С И З n-канал n+ 1 n +С 4 n+ 2 p 3 С И З p-канал 5 Рис.1.50. 75 В слое р-типа имеют место две сильно легированные области n-проводимости: исток и сток (1 и 2). Металлический электрод 3 служит затвором, он изолирован диэлектрической пленкой (окись кремния) от канала – 5. Исток – общий электрод и, как правило, заземляется. Канал n-типа в нашем случае сформирован в процессе изготовления и называется "встроенным" или собственным. На рис.1.51 показан второй вариант транзистора с так называемым "индуцированным" каналом, который формируется только в случае подачи на затвор положительного потенциала относительно истока. З И n+ С n+ С И З p n-канал Рис.1.51. Работа транзистора с встроенным каналом основана на зависимости объемного заряда подвижных носителей канала от полярности и величины напряжения, приложенного к затвору относительно истока. Если подать на затвор минус, то поле затвора стремится как бы вытолкнуть электроны из зоны канала, т.е. обеднить его основными носителями, в результате растет сопротивление канала. Такой режим называется обеднением. При U ЗИ  0 поле затвора стремится "втянуть" в канал дополнительные электроны, сопротивление его падает. Такой режим называется обогащением. В транзисторе с индуцированным каналом при U ЗИ  0 канал n-типа отсутствует и между стоком и истоком течет очень малый обратный ток р-n перехода между n и р областями. При U ЗИ  0 в поверхностном слое р-типа накапливается достаточно электронов для образования n-канала. Напряжение, при котором он образуется, называется пороговым. Т.е. работа идет только в режиме обогащения. Статические характеристики таких транзисторов по сути своей такие же, как и для предыдущего случая, т.е. представляют собой зависимость I С  f U СИ  при U ЗИ  const для выходных и зависимость I С  f U ЗИ  при 76 U СИ  const для проходных. Сами характеристики для обоих видов МДП транзисторов показаны на рис.1.52 и рис.1.53. IС IС +1 UСИ >Uнас. +0,5 встроенный канал UЗИ=0 -0,5 UСИ Uнас. +3 +2 индуцированный канал UСИ Iу2>Iу1>0 Iу3 Iу2 Iу1 Iу=0 Ua Рис.1.62. Как видно из рис.1.62 напряжение переключения U П существенно различно при разных токах управляющего электрода I у . Во включенном состоянии падение напряжения на тиристоре невелико (единицы В). В принципе, как уже отмечалось, возможно статическое управление и импульсное. Однако из-за заметного разброса управляющего тока тиристоров в тех схемах, где необходимо точное фиксирование момента включения, предпочтительнее управлять импульсами напряжения с крутыми передними фронтами. Соотношения амплитуд импульсов напряжения и тока управляющего электрода, определяемые так называемой входной характеристикой, приведены на рис.1.63. Iу (мА) статическое управл. импульсное управл. Uу (В) Рис.1.63. Длительность импульса должна быть больше времени включения тиристора, т.е. времени его перехода из закрытого в открытое состояние. Для возврата однооперационного тиристора в закрытое состояние необходимо обеспечить уменьшение тока I a до значения меньшего, чем ток удержания или уровнять потенциалы катода и анода. 85 Схемы управления тиристорами чрезвычайно разнообразны. Одна из возможных простейших схем управления показана на рис.1.64, где E у – источник постоянного тока (при статическом управлении) или импульсный источник тока управления с внутренним сопротивлением R у , которое играет еще роль ограничительного в цепи управления. + Rу Iу Uу Eу Рис.1.64. Выбор E у и R у определяется требованиями входной характеристики (рис.1.63). При импульсном управлении необходимо еще учитывать соотношения между требуемым током управления и длительностью импульса. Простейшая реальная схема управления показана на рис.1.65. RН Rу VD ~ ea K Рис.1.65. В положительные полупериоды, если ключ К разомкнут, в цепи управляющего электрода течет ток управления, ограничиваемый сопротивлением R у и в нашем случае еще Rн . Тиристор будет открыт. Если ключ К замкнуть, то он зашунтирует участок катод-управляющий электрод и тиристор будет закрыт. Диод VD служит для того, чтобы принять на себя в отрицательные полупериоды практически всё напряжение питания, тем самым исключив появление между катодом и управляющим электродом больших обратных напряжений (при разомкнутом ключе К). Схема управления на рис.1.64 называется независимой, а на рис.1.65 зависимой, т.к. электрод управления запитан здесь от того же источника, что и анод тиристора. На рис.1.66 показана схема включения с дросселем насыщения ДН, который выполняет роль ключа К. 86 Rу RН VD ~U ДН + C Iу – Рис.1.66. Степень намагничивания ДН определяется током управления I у . Когда I у мал, степень намагничивания ДН мала, т.е.  – велико, и сопротивление ДН источнику переменного тока велико. Это аналогично разомкнутому состоянию ключа К в схеме рис.1.65. Т.е. в цепи электрода управления течет ток и тиристор в положительные полупериоды U открыт. При полном токе намагничивания сопротивление дросселя ДН мало, что равносильно замкнутому состоянию ключа К, т.е. тиристор закрыт. Конденсатор С предупреждает возможность появления перенапряжений при резких изменениях тока в обмотке дросселя ДН. Ниже приведены условно-графические обозначения различных типов тиристоров. – динистор; – тиристор с управлением по катоду; – тиристор с управлением по аноду; – симистор (симметричный тиристор). 1.9. Фотодиоды. 1.9.1. Полупроводниковый фотодиод – это диод, обратный ток которого зависит от освещенности. Отличительной особенностью фотодиодов является их способность работать как в фотодиодном режиме с внешним источником напряжения, приложенном в запирающем направлении, так и в фотогальваническом (вентильном или фотогенераторном) режиме без внешних источников электрической энергии. В своей работе фотодиоды используют явление внутреннего фотоэффекта, суть которого заключается в возбуждении и ионизации атомов кристаллической решетки основного вещества или примеси в р-n переходе или прилегаю- 87 щих к нему областях под действием световых квантов (фотонов). При возбуждении атомов основного вещества генерируются электроны и дырки, повышается при этом собственная проводимость полупроводника. Такой фотоэффект называют "собственным". При возбуждении атомов примеси говорят о "примесном" фотоэффекте. Обычно имеют место оба эффекта при превалировании одного из них. 1.9.2. Режим фотодиода. Это режим, при котором на р-n переход подается напряжение смещения в обратном направлении. Потенциальный барьер при этом возрастает, прямой ток становится практически равным нулю, а обратный ток, обусловленный неосновными носителями, при отсутствии освещения так же невелик и называется "темновым". При освещении в результате фотоэффекта происходит размножение носителей обеих видов. Увеличение числа основных и неосновных носителей в абсолютном исчислении при этом одинаково, а относительное приращение существенно выше для неосновных носителей, поскольку их исходная концентрация на несколько порядков ниже. В результате в переходе перепад концентраций носителей одного вида уменьшился, уменьшилось движение основных носителей, несколько уменьшился потенциальный барьер и диффузионное поле. Однако даже в условиях несколько меньшего диффузионного поля за счет значительного приращения числа неосновных носителей их дрейфовое движение заметно возрастет. Под действием поля перехода неосновные носители р-n перехода и прилегающих к нему областей, обычно в пределах диффузионной длины, создают через переход значительный обратный ток. Схема включения фотодиода в фотодиодном режиме показана на рис.1.67. – E RН + Рис.1.67. Обратный ток в этом случае называют "фототоком". Рабочими участками вольт-амперных характеристик фотодиода являются их обратные ветви, т.е. участки, находящиеся в третьем квадранте, как это показано на рис.1.68. 88 I II Ub Uраб. Ua A Ф=0 Ф1 Ф2 Ф3 I IФ1 IФ2 B III IV Рис.1.68. Снимая указанные характеристики при различных световых потоках получают их семейство. Пересечение кривых с осью токов соответствует режиму короткого замыкания выводов фотодиода, а пересечение кривых с осью напряжений – режиму холостого хода, т.е. при разомкнутых выводах. Рабочим участком характеристик является область насыщения, которой соответствует у серийных фотодиодов напряжение от десятых долей до единиц Вольта. При весьма малых обратных напряжениях ток во внешней цепи равен приблизительно току короткого замыкания I K , а с ростом обратного напряжения он определяется суммой тока короткого замыкания и темнового тока I 0 , а именно: I  I K  I0 (1.75) У кремниевых фотодиодов темновой ток меньше, чем у германиевых и составляет единицы микроампер. Особенность вольт-амперных характеристик в том, что при обратных напряжениях U b  1 В ток фотодиода практически остается постоянным. При дальнейшем увеличении U b возникает эффект лавинного размножения носителей, ток резко увеличивается, а прибор выходит из строя. Максимально допустимое рабочее напряжение на 3040 % ниже пробивного напряжения. На семействе характеристик рис.1.68 проведена нагрузочная прямая АВ. Через затемненный фотодиод проходит малый темновой ток и практически все напряжение источника питания приложено к фотодиоду (т.е. точка А практически лежит на оси напряжений – холостой ход). С ростом освещенности растет ток и происходит перераспределение напряжения между нагрузкой R и фотодиодом. При некотором световом потоке ( 3 ) практически все напряжение внешнего источника падает на нагрузке – точка В нагрузочной характеристики. Ток через нагрузку практически достигает значения тока короткого замыкания. На рис.1.69 приведены световые характеристики, представляющие зависимость фототока от светового потока. Они линейны в широком диапазоне изменения светового потока. У германиевых фотодиодов происходит насыщение 89 при интенсивности от тысяч до десятков тысяч люксов, а у кремниевых – свыше сотен тысяч люксов. IФ U3>U2>U1 U3 U2 U1 Ф Рис.1.69. По световым характеристикам определяют "интегральную" чувствительность фотодиода. I K  (1.76)  , (мА/лМ) где Ф – световой поток в люменах. Достигает K значений в несколько десятков. Минимальный световой сигнал, вызывающий во внешней цепи фотодиода изменение тока, различимое на фоне шумов, называется пороговой чувствительностью. Для каждого полупроводника существует некоторая область спектра излучения, энергия фотонов которой достаточна для создания электроннодырочных пар в материале. Характеризуется это качество для фотодиодов "спектральной характеристикой", показывающей зависимость относительного изменения фототока от длины волны . У германия максимум спектральной характеристики приходится на =1,55 мкм, а для кремния находится в диапазоне от 0,6 до 1 мкм. Естественно, что фотодиоды, как и другие приборы, обладают определенной инерционностью, что ограничивает их частотный диапазон работы. Частотная характеристика фотодиодов показывает зависимость амплитуды выходного сигнала от частоты модуляции светового потока. Вообще есть три основных фактора, влияющих на инерционность фотодиодов: время диффузии или дрейфа неосновных носителей заряда через базу  Д ; время их пролета через p-n переход  i ; время перезаряда барьерной емкости p-n перехода, характеризующееся постоянной времени r  Cбар , где r – сопротивление базы. У сплавных фотодиодов превалирующую роль играет в инерционности время диффузии, т.е.  Д значительно больше  i и времени перезаряда. В диффузионных фотодиодах создается ускоряющее электрическое поле в базе из-за неравномерного распределения примесей, что снижает время дрейфа носителей через базу до нескольких наносекунд. В таких фотодиодах все три фактора влияют на инерционность примерно одинаково. 90 Построение фотодиодов возможно не только на основе р-n перехода, но и на основе контакта металл-полупроводник, а также с использованием гетеропереходов. Область использования фотодиодов достаточно широка. Это и вычислительная техника, где в устройствах ввода и вывода информации с их помощью обеспечивается скорость считывания до 2000 знаков в секунду; это регистрирующая и измерительная аппаратура; фототелеграфия; различные устройства автоматики; оптоэлектроника и т.д. Помимо германиевых и кремниевых известны фотодиоды серноталлиевые и сернисто-серебряные, на основе арсенида галлия, антимонида индия и других полупроводниковых материалов. 1.9.3. Фотогальванический (фотогенераторный) режим фотодиода. Это такой режим, в котором фотодиод работает без внешних источников питания и сам предназначен для непосредственного преобразования световой энергии в электрическую, т.е. является источником электрической энергии. В отсутствии освещения и при разомкнутой внешней цепи в р-n переходе как обычно устанавливается потенциальный барьер высотой  0 , диффузионные составляющие тока основных носителей уравновешиваются дрейфовыми составляющими неосновных носителей и результирующий ток через переход равен нулю. При освещении кристалла возникают пары подвижных носителей зарядов. Эти пары тут же рекомбинируют, однако те неосновные носители, что оказались вблизи перехода (дырки области n и электроны области p) под действием поля перехода дрейфуют через него. Это приращение дрейфового тока неосновных носителей через переход называют фототоком I  . После прохождения перехода дырки накапливаются в области р, заряжая ее положительно, а электроны – в области n, заряжая ее отрицательно. Это приводит к возникновению на электродах при разомкнутой внешней цепи разности потенциалов, т.е. э.д.с. фотогенератора E . Эта э.д.с. аналогична напряжению внешнего источника, приложенному в прямом направлении. Высота потенциального барьера при этом снижается на величину E и становится равной  0  E  , начинает расти диффузионный ток основных носителей через переход. В результате при разомкнутой внешней цепи ток через переход с ростом освещенности снова становится равным нулю. Максимально э.д.с. E может достигнуть значения  0 и потенциальный барьер при этом становится равным нулю    0  E  0 . Если внешнюю цепь замкнуть на нагрузочное сопротивление RН, как на рис.1.70, то и через фотогенератор и через нагрузку потечет ток I Н , а напряжение на зажимах прибора будет: U   U Н  I Н R Н . При этом U   E , а, следовательно, и сохраняется некоторый потенциальный барьер    0  U  . Если 91 внешнюю цепь замкнуть накоротко, то разность потенциалов на электродах прибора равна нулю, т.е. U   0 , потенциальный барьер сохраняется равным  0 , прямой ток через прибор отсутствует, а ток во вешней цепи максимален и обеспечивается зарядами основных носителей областей р и n, уходящими во внешнюю цепь. Причем ток в нагрузке течет в направлении, противоположном движению основных носителей через р-n переход. Рабочими участками вольт-амперных характеристик являются для прибора в фотогенераторном режиме те, что лежат в четвертом квадранте, как показано на рис.1.71. I II I IН IН – + n – + p – + к.з. – + – + IV кв. IФ EФ UН RН 0 0-UН IФ х.х. UН EФ III IН IV Рис.1.71. Рис.1.70. Эквивалентная схема фотодиода в фотогенераторном режиме представлена на рис.1.72 в виде параллельного соединения источника тока и обычного диода. IФ IН Ia IФ=Ia+IН + RН IФ – Рис.1.72. Ниже приведено условно-графическое обозначение фотодиода. 1.10. Фототранзисторы. 1.10.1. Фототранзистором называют фотогальванический приемник излучения, фоточувствительный элемент которого содержит структуру транзистора, обеспечивающую внутреннее усиление. Как и обычный транзистор он имеет 92 структуру кристалла с чередующимися областями электронной и дырочной проводимости, т.е. р-n-р или n-р-n. Освещается обычно одна из трех областей: базовая, эмиттерная, коллекторная или все вместе. Наибольшая эффективность достигается при перпендикулярном направлении светового потока плоскости перехода коллектор-база (при освещении базовой области). Включается фототранзистор по схеме с ОБ, ОЭ и ОК или как диод с отключенной базой, эмиттером или коллектором. Диодное включение показано на рис.1.73. RН RН RН – + – + а. + – в. б. Рис.1.73. Схемы, представленные на рис.1.73, а и б, не отличаются от схемы включения фотодиода в фотодиодном режиме. Отдельно рассмотрим работу фототранзистора при отключенной базе, показанную на рис.1.73, в. Здесь эмиттерный переход смещен в прямом, а коллекторный в – обратном направлениях. В базе при освещении вследствие внутреннего фотоэффекта возникают электроннодырочные пары. Дырки диффундируют к коллекторному переходу и под действием его электрического поля переносятся в коллекторную область. Электроны идут к эмиттерному переходу, но его потенциальный барьер не дает возможности всем им перейти в эмиттер, поэтому в базе происходит накопление электронов. Вследствие этого потенциальный барьер эмиттерного перехода понижается, что приводит к увеличению потока зарядов из эмиттера в базу (дырок). Часть из них рекомбинирует в базе. Коллекторный же ток (именно он и является фототоком) при этом может быть записан: I K  I  I T , (1.77) где I – фототок (за счет размножение носителей в базе); I Т – неуправляемый (темновой ток) ток коллектора в схеме с ОЭ. По приведенному выражению 1.77 строятся вольт-амперные характеристики фототранзистора при разных значениях светового потока, как показано на рис.1.74. IK Ф4>Ф3>Ф2>Ф1>0 IT Рис.1.74. Ф4 Ф3 Ф2 Ф1 Ф=0 UK 93 Если в обычном транзисторе рост коллекторного тока происходил за счет тока базы, то здесь приращение I K имеет место за счет увеличения базового фототока. Зависимость тока коллектора от светового потока характеризуется, как и у фотодиодов, интегральной чувствительностью: I K  K  (1.78) K     I . или 1.10.2. Включение транзистора по схеме с ОЭ (наиболее распространенное) показано на рис.1.75. RН Rб – + + – Рис.1.75. При отключенной базе имеют место процессы, описанные применительно к рис.1.73, в. При подключенной же базе к внешней схеме ток базы меняется в зависимости от освещенности. Степень изменения этого тока зависит от сопротивления в цепи базы Rб . Заряды (дырки) в базе, появившиеся в результате освещения, выходят во внешнюю базовую цепь. В результате накопленный в базе заряд основных носителей уменьшается, что приводит к уменьшению усиления фототока. Таким образом, биполярный фототранзистор обладает наибольшей чувствительностью к облучению светом базовой области при включении по схеме с ОЭ и отключенной базе. Однако наличие базового вывода у фототранзисторов позволяет использовать не только оптическое, но и электрическое (традиционное) управление, осуществлять компенсацию внешних воздействий (к примеру температурные воздействия, приводящие к изменению параметров). Применяются фототранзисторы в фототелеграфии, фотометрии и фототелефонии, в устройствах ввода и вывода в ЭВМ, в кинофотоаппаратуре, для регистрации видимого, ультрафиолетового и инфракрасного излучений. 1.11. Фототиристоры. 1.11.1. Фототиристором называют фотогальванический приемник излучения с тремя или более р-n переходами, в вольт-амперной характеристике кото- 94 рого имеется участок отрицательного дифференциального сопротивления. При отсутствии светового потока и управляющего тока фототиристор находится в запертом состоянии и через него проходит темновой ток: IK IT  1   p   n  (1.79) Под действием света в структуре фототиристора образуются электроннодырочные пары. Те из них, что находятся в пределах диффузионной длины от p-n переходов, разделяются электрическим полем и создают первичные фототоки: I Ф1 , I Ф 2 и I Ф 3 .Тогда через фототранзистор течет фототок, равный: Iф  I ф 2   р  I ф1   n  I ф 3 1   р   п  (1.80) Здесь целесообразно рассмотреть процессы в базах n1 и р2 , где накапливаются электроны и дырки соответственно за счет фотоэффекта, которые смещают переходы П1 и П3 дополнительно в прямом направлении и вызывают дополнительные составляющие тока через П2, а именно  P I Ф 1 и  n I ф 3 . Кроме того, появляется дополнительный ток I Ф 2 за счет роста неосновных носителей в базах n1 и р2. С ростом светового потока растут значения фототоков и как следствие  P и  п . Основную роль играет размножение носителей в базах. Результирующий ток через тиристор равен сумме темнового и фототока, т. е. I к  I ф 2   р  I ф1   п  I ф 3 I a  IT  I ф  1   р   п  (1.81) Как только  р   п   1 тиристор переключается в открытое состояние. Иными словами фототиристор является аналогом управляемого тиристора, включение которого в открытое состояние может быть произведено импульсом света. Семейство вольтамперных характеристик фототиристора при различных световых потоках показано на рис.1.76, а условно-графическое обозначение прибора на рис.1.77. I Ф3>Ф2>Ф1>0 Ф3 Iвкл Ф2 Ф1 Ф=0 95 Рис.1.76 Рис.1.77 Использование для переключения фототиристора управляющего электрода также возможно, как и у обычного тиристора. 1.12. Светоизлучающие диоды. 1.12.1. Светоизлучающим диодом (СИД) называют полупроводниковый прибор с одним p-n переходом, в котором осуществляется непосредственное преобразование электрической энергии в энергию светового излучения за счет рекомбинации электронов и дырок. Работа светодиодов основана на инжекции носителей заряда p-n переходом при его прямом включении и последующей их рекомбинации с выделением энергии в виде квантов света. Чтобы кванты света соответствовали видимой части спектра необходимо, чтобы ширина запрещенной зоны была бы довольно большой >1,7 эВ. Рекомбинация происходит как в прилегающих к р-п переходу областях, так и в самом р-п переходе. При малых прямых напряжениях этот процесс идет преимущественно в р-п переходе. Исходными материалами для светодиодов, удовлетворяющими указанным требованиям, служат: арсенид галлия GaAs, карбид кремния SiG, фосфид галлия и ряд других. Одним из основных параметров светодиодов является длина волны излучаемого света, определяющая цвет свечения. Она зависит от разности энергий уровней, между которыми происходит излучательный переход электронов. В германии и кремнии процесс рекомбинации с излучением света маловероятен. На практике излучательный переход происходит обычно не между уровнями, а между двумя группами тесно расположенных друг к другу энергетических уровней. При этом спектр излучения оказывается размытым. Светодиоды малоинерционны и могут работать на частотах до 100 МГц. Уже созданы наносекундные излучатели света. Область применения светодиодов весьма широка: это цифро-знаковые индикаторы и индикаторные панели, в установках аварийной сигнализации, в системах ночного видения, связи, контрольно-измерительной аппаратуре и т. д. Условно-графическое обозначение светодиода показано на рис.1.78. Рис.1.78 96 1.13. Оптроны. К оптронам относят устройства, состоящие из фотоприемника и источника света, которые могут быть связаны между собой оптически, электрически или обеими видами связи. В качестве излучателя света может быть использован светодиод, электролюминесцентный порошковый или пленочный излучатель, а также полупроводниковый лазер. В качестве приемника излучения может быть использован фоторезистор, фотодиод, фототранзистор, фототиристор. Между элементами оптронной пары может быть как оптическая, так и электрическая связь. На рис.1.79 показана схема оптрона с внутренней оптической связью. + + Uвх Uвых - - Рис.1.79. При изменении тока через светодиод меняется яркость его свечения, при некотором значении которой диодный фототиристор перейдет в открытое состояние, т. е. изменится протекающий через него и через нагрузку ток. В этом и проявляется эффект усиления. Естественно, что здесь должна быть хорошая оптическая и спектральная согласованность. Особенностью здесь является полная электрическая развязка входа и выхода прибора, что полностью исключает обратную электрическую связь с выхода на вход. На рис.1.80 показана схема оптрона с электрической связью, где в качестве фотоприемника служит фоторезистор, сопротивление которого меняется с изменением освещенности. + - Рис.1.80. При этом происходит перераспределение напряжений и меняется ток в последовательной цепи, что приводит к изменению яркости свечения светодиода. В последней схеме помимо усиления можно реализовать преобразование видимо- 97 го излучения одной длины волны в видимое излучение другой длины волны; невидимое инфракрасное в видимое; рентгеновское в видимое и т.д. 1.14. Интегральные микросхемы. 1.14.1. Микроэлектроника – логическое продолжение развития элементной базы радиоэлектронной аппаратуры: от ламп к полупроводниковым приборам, а от них к интегральным микросхемам, а далее к функциональной электронике. Интегральные микросхемы – это научно-техническое направление микроэлектроники по созданию высоконадежных и экономичных микроминиатюрных электронных схем и устройств. Основным конструктивно-техническим принципом микроэлектроники является элементная интеграция, т. е. объединение в одном сложном миниатюрном элементе многих простейших элементов (диодов, транзисторов, резисторов и т. д.). Интегральная микросхема – это микроэлектронное изделие, содержащее не менее пяти активных и пассивных элементов, которые изготавливаются в едином технологическом процессе, электрически соединены между собой и заключены в общий корпус. Современные полупроводниковые ИМС достигают плотности упаковки до 105 элем/см3 и 106 степень интеграции. По конструктивно-технологическому признаку ИМС делятся на полупроводниковые (монолитные), гибридные и совмещенные. 1.14.2. К полупроводниковым ИМС относятся такие, все элементы которых изготавливают в общей полупроводниковой подложке (кристалле кремния), отдельные области которой играют роль того или иного элемента. В качестве активных элементов используются биполярные или МДП транзисторы. Причем биполярные в основном n-р-n типа. Диоды тоже чаще используются в виде транзисторов в диодном включении. Конденсаторы строятся на основе р-n переходов в обратном включении, а резисторы - участки легированного полупроводника с двумя выводами. Индуктивности создавать очень трудно, поэтому практически не используются. При использовании МДП транзисторов чаще берутся транзисторы с индуцированным каналом. Полупроводниковые ИМС (ПИМС) в сборе помещают в металлический или пластмассовый корпус. Изготавливаются они групповым методом (по несколько тысяч). Степень интеграции у ПИМС составляет 104106. Потребляет каждая из таких ИМС порядка 50200 мВт (хотя есть 10100 мкВт и несколько Вт). 1.14.3. Гибридные ИМС отличаются тем, что методом пленочной технологии получают пассивные элементы на керамической подложке, а активные элементы в бескорпусном исполнении применяют в виде навесных элементов. Гибридные ИМС помещают в пластмассовый или металлический корпус. В последнее время совмещают технологию получения активных элементов в ПИМС (планарная, планарно-эпитаксиальная технология, создающая 98 транзисторы в объеме полупроводника) и пленочную технологию получения пассивных элементов. Такая технология получила название совмещенной. Размеры совмещенных ИМС существенно меньше, чем гибридных. 1.14.4. По функциональному назначению ИМС делятся на два больших класса: логические (или цифровые) и линейно-импульсные (или аналоговые). Логические ИМС широко используются в ЭВМ, устройствах дискретной обработки информации, системах автоматики. Линейно-импульсные ИС используются для построения усилителей сигналов, генераторов, смесителей, детекторов, т. е. там, где активные элементы работают в линейном режиме или осуществляют нелинейные преобразования сигналов. 1.14.5. Система обозначений ИМС в соответствии с ГОСТ 18682-73 состоит из следующих элементов. Первый – цифра, обозначающая технологический (или групповой) признак схемы (1, 5, 7 – полупроводниковые; 2, 4, 6, 8 гибридные; 3 - пленочные, вакуумные и др.). Второй – двузначное число, обозначающее порядковый номер разработки серии (от 0 до 99). Третий – две буквы, обозначающие функциональное назначение (ЛИ – операция "И", ЛЛ – операция "ИЛИ", ЛН – операция "НЕ", УН – усилитель низкой частоты, УИ – усилитель импульсный, УД – усилитель операционный и дифференциальный) и т.д. Четвертый – порядковый номер разработки по функциональному признаку в данной серии. Возможен пятый элемент для уточнения параметров схемы. А впереди обозначения для микросхем широкого назначения ставится буква К. Примеры: К121ЛБ2 – полупроводниковая логическая схема "И-НЕ ИЛИНЕ" из серии К121, порядковый номер разработки серии – второй. К140УД14А – широкого применения полупроводниковая микросхема порядкового номера 40, операционный усилитель, 14 – порядковый номер операционного усилителя в серии 140, А – с коэффициентом усиления определенного значения. 99 2. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ. 2.1. Краткая классификация усилителей. Усилителями называют устройства, в которых малые изменения входной величины приводят к значительно большим изменениям выходной величины. Одним из наиболее распространенных являются электронные усилители, которые отличаются высокой чувствительностью (могут усиливать напряжения в 10-6-10-7 В и токи порядка 10-14-10-16А), широким диапазоном частот усиливаемых сигналов (от долей Гц до сотен и тысяч МГц), небольшими габаритами и весом, экономичностью и надежностью. В зависимости от назначения усилители делятся на усилители: напряжения, тока, мощности. Хотя в каждом из этих усилителей происходит увеличение мощности усиленного сигнала, такая классификация удобна для различения электрических величин, которые главным образом усиливаются в тех или иных усилителях. По частотному диапазону все усилители делятся на: усилители постоянного тока для частот от долей Гц до десятков и сотен кГц; усилители низкой частоты (звуковой диапазон от 10 Гц до 20 кГц); широкополосные усилители (для сигналов, спектр которых лежит от единиц Гц до десятков МГц); избирательные (резонансные) для усиления в узком диапазоне частот. 2.2. Однокаскадные усилители на биполярных транзисторах. Биполярные транзисторы обладают рядом особенностей, которые необходимо учитывать при построении усилителей. Первое – малое входное сопротивление, что говорит о том, что транзистор управляется током, а не напряжением; второе – малое входное сопротивление влечет заметное потребление мощности входной цепью от источника усиливаемых колебаний, поэтому основное значение имеет не коэффициент усиления по напряжению, а коэффициент усиления по мощности Кр, определяющий соотношение полезной мощности в нагрузке и мощности, затрачиваемой на входном сопротивлении усилителя; третье – входная и выходная цепи транзистора связаны по постоянному току; четвертое – параметры и характеристики транзистора зависят от режима работы и температуры; пятое – коэффициент усиления транзистора по току сильно зависит от частоты в связи с инерционностью процессов в транзисторах. В соответствии с известными тремя схемами включения транзисторов различают следующие каскады усиления: а – с общим эмиттером (ОЭ); б – с общей базой (ОБ); в - с общим коллектором (ОК). Соответствующие схемы показаны на рис.2.1 а, б, в. 100 Rк - Eк - Eк Rк + - Eк RГ + RГ + Rб=RГ еГ еГ еГ - + + - - Eэ Eб Rэ + Eб Рис.2.1. Наиболее распространенными на практике являются усилители с ОЭ, т.к. они обеспечивают усиление как по напряжению, так и по току в отличии от схемы с ОБ, которая дает усиление по напряжению, или схемы с ОК, дающей усиление только по току. Расчет усилителя начинают с определения его режима покоя, т.е. выбора рабочей точки транзистора, характеризующейся током коллектора IКП и напряжением U КП в отсутствии входных сигналов. Обеспечение требуемого режима работы производится с помощью тех или иных схемных решений. Простейшим из этих решений является схема с фиксированным базовым током. Соответствующая схема усилителя с ОЭ показана на рис.2.2., причем в отличие от схемы, приведенной на рис.2.1а, здесь используется один источник питания, что более удобно на практике. -Eк Rб IбП Rк C C RГ еГ Рис.2.2. Ток покоя базы I бП в приведенной схеме определяется сопротивлением Rб , которое определяется таким выражением: 101 Rб  Е К  U бЭП I бП , т. к. U бЭП  EK , то Rб  Е К I бП . Т. е. в данной схеме ток базы в режиме покоя I бП не зависит от параметров транзистора. Поэтому эта схема и называется схе- мой с фиксированным базовым током. Применяется она при малых колебаниях температуры окружающей среды. С ростом температуры растет тепловой ток I *К 0 , что увеличивает ток коллектора в режиме покоя I КП . Этот фактор с учетом того, что имеется еще зависимость коэффициента передачи  от температуры, приводит к заметному смещению рабочей точки. На рис.2.3. показано изменение рабочей точки при изменении температуры на выходных характеристиках, где построена линия нагрузки по выражению E K  I KП RK  U KП по 2-м точкам: I КП  0 , U КП  ЕК (холостой ход) и U КП  0 , I КП  Е К / RK (короткое замыкание). С ростом температуры характеристики перемещаются в сторону больших токов (пунктир) и режим работы определяется новой точкой А', где нелинейные искажения будут существенно больше. Iк Iб6 Iб5 А' ' А IкП А Iб4 Iб1 Iб2 Iб3=Iбп Iб2 Iб1 Uк Рис.2.3. Более совершенной в этом смысле является схема обеспечения режима покоя с обратной связью по напряжению, показанная на рис.2.4. Чтобы уменьшить изменение положения рабочей точки А в зависимости от температуры сопротивление Rб , определяющее ток покоя базы, включено ме* жду базой и коллектором. С ростом теплового тока I К 0 при повышении температуры растет ток покоя коллектора I КП , а значит и падение напряжения на сопротивлении RK . 102 -Eк Rб Rк C Рис.2.4. При постоянном E К в этом случае должно уменьшиться U КП , а следовательно уменьшится I бП . Уменьшение I бП приведет к тому, что рабочая точка из положения А переместится не в точку А', а в точку А", как показано на рис.2.3. Требуемое значение Rб определится из выражения: Rб  U KП  U бП U КП  I бП I бП , Rб – фактически сопротивление отрицательной обратной связи по напряжению. Эффективность термостабилизации тем выше, чем выше RК , т. е. требуемое изменение тока I бП обеспечивается сопротивлением RК . Действительно, если температура растет, то растет U Rк , следовательно, падение напряжения на транзисторе U КП уменьшается, уменьшается и ток базы покоя I бП . Другой распространенной схемой, обеспечивающей термостабилизацию режима покоя транзистора, является схема с обратной связью по току, показанная на рис.2.5. Функции цепи, обеспечивающей требуемое положение рабочей точки в режиме покоя, выполняет делитель R1 , R2 , а коррекцию осуществляет эмиттерное сопротивление RЭ , зашунтированное по переменному току емкостью С Э . С * ростом теплового тока I К 0 растет и ток покоя эмиттера I ЭП . Падение напряжения на RЭ тоже растет и приводит к смещению потенциала базы в сторону запирания, а следовательно к уменьшению тока I бП и тока I KП , т. к. I КП   0 I бП . Емкость С Э исключает обратную связь по переменному току. Требуемый ток I бП обеспечивается сопротивлением RЭ и цепью смещения R1 , R2 , которые выбираются небольшими, чтобы потенциал базы меньше зависел от тока базы. Но при этом увеличивается мощность, потребляемая делителем R1 , R2 . Поэтому идут на компромисс и выбирают R1 и R2 величиной в единицы и десятки кОм. 103 Сопротивление в цепи эмиттера рассчитывается по известному току I ЭП  I КП  I бП и допустимому (или выбранному) падению напряжения на RЭ (порядка 0,2 E K ). Значения сопротивлений R1 и R2 находят по выражениям: E K  I ЭП RЭ I R R2  ЭП Э I бП  I дел и I дел , считая, что U бЭП примерно равно нулю. Ток делителя I Д берется обычно на порядок больше I бП , т. е. I Д  ( 5  10 )I бП . R1  Выше мы рассмотрели возможные способы обеспечения требуемого режима покоя. А каким он должен быть, из каких соображений его выбирают? Ниже рассматриваются рекомендации к выбору режима покоя, а следовательно и к положению точки покоя. Выбор тока покоя I KП и напряжения покоя U КП производится из соображений получения высокой степени линейности усиления при минимальном потреблении мощности каскадом в режиме покоя и максимального коэффициента усиления. Пример выбора режима покоя приведен на рис.2.6. Участок линейноRк R1 -Eк IкП IбП C -Uвх Iдел R2 Rэ Cэ го усиления на выходных характеристиках снизу ограничен минимально Рис.2.5. допустимым коллекторным током I К min (точка С), соответствующий ему минимальный ток базы I б min определяется началом линейного участка входной характеристики (рис.2.6б.). Сверху этот участок ограничен током I K max , соответствующим сгущению выходных характеристик (точка В), и максимальной мощностью рассеяния коллектора. Максимальное значение амплитуды выходного напряжения при максимальной необходимой амплитуде выходного тока I ~ K max может быть найдено из выражения U ~ K max  I ~ K max RK , где RK – сопротивление нагрузки, включенное в коллекторе. Напряжение покоя коллектора U КП при полном использовании линейного участка находится по выражению: 104 U КП  U ~ K max  U K , где U K – напряжение, при котором начинаются пологие Iк Iб Iбmax Iбmax Uк=const B iб C t Iбmin Iбn A Iбmin Iкmin I~кmax Iкmax A Iбn Uк Uб Eк Uк Iбmin Uб Uкn Iбэn U~кmax а. б. t участки выходных характеристик. Рис.2.6. Ток покоя I KП , рассчитанный на максимальное значение амплитуды выходного тока, равен: I КП  I ~ K max  I K min , I K max  I K min 2 где . Диапазон линейного усиления на нагрузочной характеристике ограничен точками В и С, причем точка В должна лежать правее начала пологого участка выходных характеристик. Точка С должна лежать выше характеристики, соответствующей некоторому минимуму значения тока базы I б min , который находят по I ~ K max  входным характеристикам, как ток I б min , который соответствует началу линейного участка характеристики. 2.3. Расчет основных параметров усилительных каскадов на биполярных транзисторах. Основными параметрами большинства усилителей являются: коэффициенты усиления по току, напряжению и мощности, а также входные и выходные сопротивления. Если производить расчет в системе h-параметров, то выражения для соответствующих параметров усилителей вне зависимости от схемы включения транзистора остаются одинаковыми, хотя получаемые значения будут 105 естественно различными. Благодаря такому удобству ниже рассмотрен пример расчета именно в системе h-параметров. 2.3.1. Расчет усилителя в системе h-параметров. На рис.2.7. приведена эквивалентная схема усилителя с использованием системы h-параметров, где Е Г – э. д. с. генератора сигнала во входной цепи, RГ – сопротивление генератора сигнала, U 2 h12 – генератор напряжения, определяющий влияние выходного напряжения на входную цепь, I 1 h21 – генератор тока в выходной цепи, h22 – выходная проводимость транзистора , RH – сопротивление нагрузки. На основе законов Кирхгофа для входной и выходной цепей могут быть записаны выражения 2.1 и 2.2. E Г  I 1 RГ  h11   U 2 h12 (2.1) 0  I 1 h21  U 2 h22  1 RH  , (2.2) где I 1 , I 2 , U 1 , U 2 – переменные составляющие токов и напряжений транзистора. Решая уравнения 2.1 и 2.2, получим формулы для подсчета основных параметров усилителя. Коэффициент усиления по току представляет собой отношение переменных составляющих тока в нагрузочном сопротивлении и во входной цепи каскада. Для получения выражения коэффициента усиления по току в выражении 2.2 вынесем за скобки RH и, учитывая, что I 2 и U 2 в противофазе, т. е. U 2 RH   I 2 , получим: 0  I 1 h21  I 2 h22 RH  1 . Откуда сам коэффициент усиления по току определится выражением: I h21 Ki  2  I 1 1  h22 RH (2.3) Входное сопротивление усилителя находится в общем случае, как RBX  U 1 I 1 . Из выражения 2.1 и схемы входной цепи усилителя по рис.2.7 очевидно, что U 1  I 1 h11  U 2 h12 . Подставим в последнее выражение U 2 , полученное из 2.2, h11 A I2 I1 RГ U1 U2·h12 I1·h21 EГ Рис.2.7. 1 h22 U2 Rн 106  1   U 2   I 1 h21  h22  R H  . В результате выражение для U  а именно 1 получим в следующем виде:  h h  1 RH   h21 h12  h21 h12  U 1  I 1 h11  I 1  I 1  11 22 h22  1 RH   h22  1 RH  Тогда значение входного сопротивления получим в виде: U h h  1 RH   h21 h12 h11  h11 h22  h12 h21 RH RBX  1  11 22  I1 h22  1 RH 1  h22 RH Введя обозначение h  h11 h22  h12 h21  , получим окончательное выражение для входного сопротивления в виде 2.4. h  hRH RBX  11 1  h22 RH (2.4) Коэффициент усиления по напряжению находится как отношение переменных составляющих напряжения в выходной и входной цепях, т. е. K u  U 2 U 1 . Т. к. U 2   I 2 RH , а U 1  I 1 RBX , то K u   I 2 RH I 1 RBX   K i RH / RBX . Подставив значения RВХ и Кi из 2.3 и 2.4 получим выражение для коэффициента усиления по напряжению в виде 2.5. 1  h22 R H RH   h21 RH h21 Ku    1  h22 RH  h11  hRH h11  hRH (2.5) Коэффициент усиления по напряжению относительно э. д. с. генератора сигнала E Г находится как К иГ  U 2 E Г . Из 2.1 известно, что Е Г  I 1 RГ  U 1 (т. к. U 1  I1h11  U 2 h12 ), с учетом этого исходное выражение можно переписать так: K uГ  U2 U 1 1  2  Ku I 1 RГ  U 1 U 1 1  I 1 RГ / U 1  1  RГ RBX  , а результирующее выражение для K uГ в виде 2.6. RBX K uГ  K u RBX  RГ (2.6) Выходное сопротивление усилителя находится как Rвых  U 2 I 2 . Определять выходное сопротивление усилителя будем с учетом взаимосвязи входной и выходной цепей транзистора, а также параметров источника сигнала, т. е. генератора E Г . Для простоты положим, что RH   , т. е. имеем холостой ход. Кроме того, представим, что в выходной цепи действует источник напряжения по величине равный U2 и создающий ток в выходной цепи I2. Тогда, положив EГ=0 в 2.1 и раскрыв скобки в 2.2 получим: 107 0  I 1 RГ  h11   U 2 h12 2 ,7   2,8  0  I 1 h21  U 2 h22  I 2 Из 2.8 запишем: I 2  I 1 h21  U 2 h22 . Ток I1 получим из 2.7, а именно: I 1   U 2 h12 RГ  h11  . После подстановки полученного I 1 в выражение для I 2 получим: h h R h  h11 h22  h12 h21 I 2  U 2 12 21  U 2 h22  U 2 Г 22 RГ  h11 RГ  h11 Тогда выражение для RВЫХ запишется в виде U2 RГ  h11  I2 RГ h22  h (2.9) Значение входного и выходного сопротивлений необходимо знать для согласования усилительного каскада с элементами электрической цепи, на которую нагружен усилитель. Коэффициент усиления по мощности находится по выражению K P  PВЫХ / РВХ , где РВЫХ  U 22 RH – мощность в нагрузке, PBX  U 12 RBX – мощность во входной цепи. В результате выражение для коэффициента усиления по мощности запишется в виде 2.10 U 22 RBX R KP  2  K u2 BX U 1 RH RH (2.10) RВЫХ  U2 U I1  1 RH и RBX можно получить выражение коэффициС учетом того, что ента усиления по мощности через коэффициент усиления по току в виде 2.11. R K P  K i2 H RBX (2.11) Примечание: Упрощенно, если RH достаточно мало, выражения искомых параметров могут быть получены в виде: K i  h21 ; RBX  h11 ; K u   h21 RH h11 и I2  RВЫХ  I h22 если RГ  RBX , т.е. RГ  h11 ; K P  U 22 RBX U 12 RH  U 2 I 2 U 1 I 1  K u K i . 2.4. Примеры расчета усилителей с различными схемами включения транзисторов. 2.4.1. Расчет каскада на БТ с общей базой. Простейшая схема такого усилителя показана на рис.2.8. 108 -Ек iк iэ Rк RГ еГ Uэб + iб - Uкб Eэ Рис.2.8. Входная цепь в схеме с ОБ – это цепь эмиттера. Входной ток – это ток эмиттера, а выходной – ток коллектора Iк, причем всегда Iк>1 и Ku>>1 и наибольшее усиление по мощности. Значения RВХ и RВЫХ – средние. Выходное напряжение сдвинуто по фазе относительно входного на 180. В схеме с ОБ Ki<1, а Ku>>1. RВХ – мало, а RВЫХ – велико. Фазовые сдвиги по напряжению отсутствуют. Т. к. RВЫХ>>RВХ, то последовательное соединение таких каскадов целесообразно только при трансформаторной связи. Однако в схеме с ОБ по сравнению со схемой с ОЭ линейность усиления выше, выше и верхняя частота усиления. Схема с ОК имеет Ki>>1, а Ku<1, RВХ - большое и растет с ростом Rэ, RВЫХ – мало. Фазовых сдвигов между Uвх и Uвых нет. Эта схема применяется для развязки каскадов, т. е. когда необходимо большое RВХ и малое RВЫХ. Практические схемы усиления имеют ряд особенностей на фоне тех простейших каскадов, которые были рассмотрены. Ниже приводятся варианты усилительных каскадов, применяемых на практике. 2.4.4. Схема усилителя с ОЭ, применяемая на практике, показана на рис.2.11. Назначение делителя R1, R2 состоит в обеспечении требуемого положения рабочей точки покоя, а Rэ – осуществляет коррекцию рабочей точки при изменении температуры. Сэ – исключает обратную связь по переменному току. Сопротивление нагрузки Rн включено через разделительную емкость С2, чтобы постоянная составляющая тока коллектора не протекала через него. 111 -Ек Rк R1 С2 Iк С1 Iб Iвх R2 Rэ Сэ Rн Рис.2.11. Делитель R1, R2 снижает входное сопротивление каскада, т. к. сопротивления R1 и R2 включены параллельно входу. В результате с учетом делителя входное сопротивление каскада определяется в соответствии с выражением 2.12. R R   BX RВХ RBX  R , (2.12) где R  R1 R2 R1  R2  , а RBX  h11Э  hЭ RH  I  h22 Э RH   h11Э Обычно R1 и R2 берут на порядок больше RВХ. Сопротивление Rэ зашунтированное Сэ не влияет на входное сопротивление и усиление каскада. При отсутствии Сэ сопротивление Rэ вносит отрицательную обратную связь по переменному току, тем самым увеличивает RВХ и снижает коэффициент усиления по току и напряжению. При отсутствии Сэ входное сопротивление находится по выражению: RВХh11э+(I+h21э)Rэ при малых Rэ, а при больших Rэ получаем RВХ(I+h21э)Rэ. Результирующее сопротивление нагрузки RH по переменному току в усилителе по схеме 2.11 определяется параллельным включением RK и RH , т. е. RH  RK RH RK  RH  . Именно это значение RH надо подставлять в выражения для определения основных параметров усилителей. Коэффициент усиления по току находится по выражению 2.13. I K i  H  h21Э I BX (2.13) Очевидно, что Iн200кОм схема с ОБ. При остальных, т.е. промежуточных значениях Rн наиболее целесообразна схема с ОЭ. Дополнительные сведения, которые могут повлиять на выбор схемы – это требуемый коэффициент усиления, коэффициент нелинейных искажений, требуемый частотный диапазон, характер АЧХ ФЧХ и т.д. На рис.2.16 приведена схема двухкаскадного усилителя с R-C связью, выполненного по схеме с ОЭ. 115 -Ек R1 Rк R'1 С2 VT1 С1 VT2 RГ Rвх2 Сэ R2 Rэ R'2 еГ Рис.2.16. С2 I'б Iб VT1 С1 VT2 Скэ Rк R'2 R'1 Rвх2 RГ R1 R2 еГ Рис2.17 Назначение отдельных элементов такой схемы было рассмотрено ранее. По переменной составляющей схема усилителя, представленного на рис.2.16, может быть преобразована в схему, показанную на рис.2.17 В этой схеме верхние концы Rк и R1 соединены с нижним концом R2 в связи с тем, что по переменной составляющей внутреннее сопротивление источника питания Ек можно считать равным нулю. Выходная емкость Скэ показана пунктиром, т. к. ее действие проявляется только на высоких частотах. Сопротивление Rэ на эквивалентной схеме не показано, т. к. оно зашунтировано по переменной составляющей большой емкостью Сэ. Из приведенного видно, что сопротивление нагрузки по переменной и постоянной составляющим коллекторного тока различны, а именно, по постоянной составляющей таким сопротивлением является Rк, для переменной составляющей на средних частотах сопротивление нагрузки RH складывается из параллельно соединенных RK , R1 , R2 и RBX 2 – входного сопротивления второго транзистора, т. е. в соответствии с 2.14. 116 1 1 1 1 1     RH RK R1 R2 Rвх 2 (2.14) На вход второго каскада поступает и усиливается та часть переменной составляющей коллекторного тока Iк, которая ответвляется в Rвх2. Следовательно, коэффициент усиления тока усилителя по схеме с ОЭ с RC - связью будет: I Ki  б I б , (2.15) где I б – переменная составляющая тока базы второго транзистора; I б – переменная составляющая тока базы первого каскада. На средних частотах возможно пренебречь влиянием реактивных элементов схемы в связи с чем величина коэффициента усиления по току будет максимальна I I I I K i  б  K б  h21Э б Iб Iб IK IК (2.16) Ток I б определяется входным сопротивлением второго каскада Rвх2, т. е. I Б I K  RH Rвх 2 или I б Rвх 2  I K RH . Коэффициент усиления по току с учетом выражения 2.16 получим в виде: R K i  h21Э H Rвх 2 (2.17) Коэффициент усиления по напряжению с учетом 2.17 запишется: U I R  R R  K u   K i вх 2   h21Э H  т.к .K u  вх 2  б 2 вх 2  U вх1 I б 1 Rвх1  (2.18) Rвх 1 Rвх 1  Если RH  Rвх 1 , то получим, что Ku=h21э. Рассмотрим теперь влияние реактивных составляющих цепей связи, смещения и самого транзистора на низких и высоких частотах. На низких частотах дают большое сопротивление емкости С1, С2, а также Сэ. Увеличение сопротивлений С1 и С2 здесь приводит к уменьшению входных токов первого и второго транзисторов, а, следовательно, и к уменьшению коэффициента усиления по току. Рост сопротивления Сэ приводит к увеличению отрицательной обратной связи по переменному току, что тоже снижает Ki усилителя. Это уменьшение коэффициента усиления по току оценивается с помощью коэффициента частотных искажений: K M H  i max K iН (2.19) где Kimax – максимальное значение коэффициента усиления; Kiн – коэффициент усиления на нижних частотах. Частотные искажения определяются, как уже было отмечено, влиянием реактивных элементов входной цепи, эмиттерной цепи и цепи связи, т. е. 117 Мн=Мнс1Мнс2Mнэ, где Мнс2, Мнс1 и Mнэ коэффициенты частотных искажений, определяемые влиянием каждой из указанных цепей. Рассмотрим каждую из этих составляющих. Цепь связи дает частотные искажения, определяемые таким выражением: K 2 M нс 2  1  1  н нс 2   i max K iнн 2 (2.20) где  нс 2 – постоянная времени цепи связи на низких частотах, которую можно определить, как:  R R R R    нс 2  С2  вых1 к  вх 2  R  R R  R  вых1  к вх 2 (2.21) где Rвых1 – выходное сопротивление первого каскада; R  R1 R2 R1  R2  – сопротивление делителя. Вся сумма в скобках 2.21 – это сопротивление цепи разряда конденсатора С2. Для обеспечения сравнительно малых искажений на нижних частотах стремятся поднять  нс 2 за счет увеличения С2 (до десятков микрофарад). Коэффициент частотных искажений за счет влияния входной цепи определяется в общем виде аналогично выражению 2.20. Соответствующая постоянная времени определяется выражением 2.22.  Rвх1 R      нс1  С1  RГ    R  R   (2.22) вх 1  где R  R1 R2 R1  R2  – сопротивление делителя. Если задаться коэффициентом частотных искажений, определяемым эмиттерной цепью, то сама емкость в эмиттере может быть определена по выражению 2.23. Cэ  1  н RГ  Rвх1  h21э  12RГ  Rвх1   h21э  1Rэ  М 2 нэ  1Rэ (2.23) При расчете второго каскада вместо RГ надо в 2.22 и в 2.23 подставить результирующую величину, определяемую параллельным соединением Rвых1 и Rк предыдущего каскада и R1 и R2 и Rвх 2 цепи базы рассматриваемого каскада. На высоких частотах начинает сказываться комплексный характер коэффициента передачи транзистора по току  , модуль которого определяется выражением 2.24.   0 1      2 , (2.24) где  0 – коэффициент передачи на постоянном токе;   – частота, определяющая полосу пропускания. 118 С учетом 2.24 коэффициент частотных искажений на высоких частотах может быть записан в виде: М B  0 2  1   в     (2.25) Кроме того, на высоких частотах сказывается шунтирующее действие емкости Скэ, что приводит к уменьшению входного тока второго каскада I б , следовательно и Ki. Сам коэффициент частотных искажений, определяемый влиянием емкости Скэ , находится по выражению 2.26. 2 M Вскэ  1   в в  , (2.26) где  в  Rв С кэ – постоянная времени цепи разряда емкости Скэ на высоких частотах; Rв  Rн Rвых1 Rн  Rвых 1  . Результирующие частотные искажения на верхних частотах будут: М В  М В М Вскэ  1   в     1   в в  2 2 (2.27) 2.6. Обратные связи в усилителях. В общем случае под обратной связью понимается передача части энергии из выходной цепи усилителя во входную. При обратной связи по напряжению на выходе звена обратной связи имеем напряжение обратной связи Uос, пропорциональное напряжению на нагрузке усилителя U oc  æ  U вых , где æ – коэффициент передачи звена обратной связи. Если напряжение обратной связи пропорционально току нагрузки, то имеет место обратная связь по току. Iн U вх U c K U oc æ Рис.2.18. Z н U вых U вх U c K U oc æ Z ос Zн Рис.2.19. Обратной связи по напряжению соответствует рис.2.18, а по току - рис.2.19. Причем для получения обратной связи по току напряжение на вход звена об ратной связи подается с некоторого сопротивления Z ос , включенного последо   вательно с сопротивлением нагрузки Zн. В этом случае имеем: U oc  æ Z oc I н . 119 По способу создания напряжения обратной связи Uос схемы, представленные на рис.2.18 и рис.2.19, относятся к схемам с последовательной обратной связью (в первом случае по напряжению, а во втором по току). В них напряжение входного сигнала Uвх суммируется с напряжением обратной связи Uос, т. е. U c  U вх  U oc (2.28) При параллельной обратной связи на входе суммируются токи. 2.6.1. Рассмотрим случай последовательной обратной связи по напряжению, соответствующий рис.2.18. Разделим правую и левую части выражения         2.28 на Uвых и получим: U c U вых  U вх U вых  U oc U вых или 1 K  1 K oc  æ . Последнее выражение удобно переписать в виде: K K oc  1  K  æ , (2.29)    где K  U вых U c – коэффициент усиления усилителя без обратной связи; æ  U oc U вых – коэффициент передачи звена обратной связи, K oc  U вых U вх – коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью. В общем случае K и æ – величины комплексные, поэтому значение Кос определяется не только модулями K и æ , но и фазовыми сдвигами в цепи как самого усилителя, так и звена обратной связи. Модуль коэффициента усиления усилителя с ОС (обратной связью) в связи со сказанным можно определить по выражению: K  K oc  2 2 1  2 K æ cos   K æ (2.30) где    yc   oc Действительно, j 1  K æ  1  K e yc æ e joc  1  K æ e j  1  Kæ cos   jKæ sin   т. к.  1  Kæ cos    j Kæ sin    a  jb    a b , K K  K oc    2 2 2 2 2 2 2 2 a  b 1  2 K æ cos   K æ cos   K æ sin  то K  1  2 Kæcos  K 2 æ 2 (2.30) 120 В частном случае коэффициенты K и æ могут быть и действительными. При  этом разность их фаз может составлять либо 0, либо 180°. Если   0 , то Uос совпадает по фазе с входным сигналом и напряжение на входе усилителя будет: Uc=Uвх+Uос. В этом случае выходное напряжение будет расти, увеличивается и коэффициент усиления усилителя с ОС на фоне усилителя без ОС. Действительно коэффициент усиления усилителя с ОС запишется: K K oc  1  Kæ (2.31) Такая обратная связь называется положительной (ПОС) и если Kæ  1 , то усилитель переходит в режим генератора.  Если угол   180 , то напряжение обратной связи вычитается из напряжения входного сигнала Uc=Uвх-Uос и коэффициент усиления усилителя с ОС уменьшается в соответствии с выражением 2.32 K K oc  1  Kæ (2.32) Такая обратная связь называется отрицательной (ООС). В общем случае, т. е. когда K и æ – комплексные, обратную связь назы    вают положительной, если K oc  K и отрицательной, если K oc  K . Если обратиться к выражению 2.30, то обратная связь положительная (ПОС), если 2 cos   K æ и отрицательная (ООС), если 2 cos   K æ . Соотношение фаз  yc и  oc и модулей K , æ называют балансом фаз и амплитуд соответственно. Вид обратной связи и ее глубина существенно сказываются на ходе амплитудно-частотных характеристик, а также входном и выходном сопротивлениях и стабильности коэффициента усиления усилителя с ОС. На рис.2.20 пока К ос ПОС без ОС ООС f Рис 2.20 заны АЧХ усилителя при различных типах обратной связи и без таковой. 121 Изменение полосы пропускания при ООС и ПОС объясняется изменением коэффициента усиления Кос на разных частотах в зависимости от величины æ и фазовых сдвигов. Фазовые сдвиги между сигналом в основной цепи и цепи обратной связи при положительной обратной связи растут, т. к. они складываются, а при отрицательной уменьшаются, т. к. они вычитаются на входе уси лителя. Обычно на средних частотах стремятся обеспечить   0 , либо   180  , в результате коэффициент усиления усилителя либо возрастает, либо уменьшается, что и отражено на рис.2.20 в области средних частот. На низших и высших частотах для положительной обратной связи возрастающие фазовые сдвиги приводят к быстрому уменьшению коэффициента усиления усилителя, в результате полоса пропускания сужается. При ООС фазовые сдвиги вычитаются, что приводит к стабилизации коэффициента усиления усилителя с изменением частоты и как следствие расширению полосы пропускания всего усилителя. Существенно сказывается наличие обратных связей на нелинейных искажениях усилителей. При ООС нелинейные искажения уменьшаются, а при ПОС увеличиваются в связи с тем, что высшие гармонические выходного сигнала, появившиеся в результате нелинейных искажений, в первом случае подаются на вход в противофазе с основным сигналом, а во втором в фазе. Входные и выходные сопротивления также меняют свое значение в зависимости от знака обратной связи. При ПОС входное сопротивление определяется, как Z вхос  Z вх 1  Kæ  и очевидно, что уменьшается с ростом æ . Выходное сопротивление записывается, как Z выхос  Z вых / 1  Kæ  и увеличивается с ростом æ . В принципе такие изменения ухудшают усилитель. При отрицательной обратной связи (ООС) входное сопротивление записывается, как Z вхос  Z вх 1  Kæ  и растет с ростом æ , а выходное сопротивление записыва- Z вых 1  Kæ т. е. уменьшается с ростом æ , что хорошо сказывается ется, как на возможности согласования усилителя с другими каскадами. Следует отметить, что ПОС понижает, а ООС повышает стабильность коэффициента усиления усилителя при колебаниях напряжения питания и при изменениях параметров элементов схем. Стабильность коэффициента усиления усилителя с ОС на фоне усилителя без ОС можно оценить с помощью коэффициента K oc , определяемого по выражению 2.33. Z выхос  K oc  K oc K oc  K K  1 1  Kæ (2.33) Очевидно, что чем более æ при ООС, тем меньше K oc при тех же K и К. 122 Действительно, если K oc  K 1  Kæ  , а K oc  dK oc dK K , то т.к. dK oc 11  Kæ   Kæ 1 1    K  K oc dK 1  Kæ 2 1  Kæ 2 , то 1  Kæ 2 , K K oc  K oc 2  1  Kæ    K  1 1  Kæ K K 1  Kæ  тогда . В связи со сказанным в усилителях чаще всего применяют ООС. K oc 2.6.2. Обратимся к случаю последовательной обратной связи по току, соответствующий рис.2.19, которому соответствует сигнал обратной связи в    виде: U oc  æ Z oc I н . С ростом тока нагрузки растет Uос, что при ООС приводит к уменьшению выходного напряжения Uвых, а, следовательно, и уменьшению Iн. Т.е. ООС по току обеспечивает постоянство тока нагрузки. В связи с этим в усилителях напряжения, где надо обеспечить независимость выходного напряжения от сопротивления нагрузки, последовательная ООС по току практически не применяется. Действительно, в многокаскадных усилителях входные сопротивления последующих каскадов зависят от частоты и уменьшаются на высоких частотах вследствие шунтирующего действия емкостей. При постоянстве тока при ООС уменьшается при этом коэффициент усиления усилителя, т.е. происходит "завал" АЧХ на высоких частотах за счет уменьшения напряжения на входе последующего каскада. Кроме того, ООС по току приводит к росту выходного сопротивления: Z выхос  Z вых I  Kæ  , что плохо. Наряду с рассмотренными случаями последовательной обратной связи существует еще и параллельная обратная связь, однако схемы с ее применением будут рассматриваться ниже, а сейчас имеет смысл остановиться на обратных связях, возникающих произвольно, т.е. помимо воли человека, и называемых паразитными. По своему происхождению паразитные обратные связи различаются на ряд типов. Наиболее распространенными являются обратные связи за счет электромагнитной связи между монтажными элементами схемы. Для их устранения используют экранирование отдельных элементов либо экранами из металла с большой проводимостью, либо с большой магнитной проницаемостью. Помимо этого применяют рациональные конструктивные решения и разнесение цепей входа и выхода. Другим распространенным источником паразитных связей являются связи за счет общего источника питания, т.к. источники имеют внутреннее сопротивление не равное нулю, то на нем выделяется переменная составляющая, определяющая помеху. В результате возможно возникновение генерации в усилителе. Генерация, как правило, имеет место на низких частотах, т.к. на высоких емкостные фильтры источника обеспечивают 123 практически нулевое его сопротивление по переменному току. Возможно возникновение паразитных связей за счет емкостной (электростатической) связи между входом и выходом в связи с наличием паразитных емкостей. 2.7. Усилители постоянного тока (УПТ). 2.7.1. Особенностью УПТ является их возможность усиливать медленно меняющиеся во времени сигналы, частота которых приближается к нулю. В связи с этим УПТ имеют амплитудно-частотную характеристику (а.ч.х.) вида, показанного на рис.2.21. Для обеспечения такой а.ч.х. необходимым является наличие непосредственной связи между каскадами и с источником сигнала, т.е. в цепях связи должны отсутствовать конденсаторы и трансформаторы. Или иными словами в них существует связь по постоянному току а, следовательно, изменение режима работы предыдущего каскада скажется на величине выходного сигнала, который теперь будет не только усиленным полезным сигналом, но и ложным сигналом, создаваемым изменением во времени параметров каскадов по постоянному току. Самопроизвольное изменение выходного сигнала УПТ вследствие указанных причин при неизменном входном сигнале называется "дрейфом нуля" усилителя. K f Рис.2.21. Непосредственная связь в УПТ приводит к тому, что параметры режима покоя каждого каскада рассчитывают с учетом элементов, относящихся к выходной цепи предыдущего каскада и к входной цепи последующего каскада. При этом особое внимание уделяется обеспечению стабильности параметров в особенности в зависимости от температуры окружающей среды и напряжения питания. 2.7.2. Схема простейшего каскада УПТ приведена на рис.2.22. 124 +Eк Rк Iк + + Eсм - - Iэ Rэ Rн Eкомп Uвых Рис.2.22. Во входной цепи усилителя последовательно с источником сигнала Uвх включен источник напряжения смещения Есм для обеспечения при Uвх=0 необходимого в режиме покоя UбП. Действительно, в режиме покоя (т.е. при Uвх=0) напряжение база-эмиттер, считая Rэ=0, будет: UбэП=Есм=UбП. Выбирают его обычно таким, чтобы оказаться в середине участка АВ передаточной характеристики, которая представляет зависимость Uкэ=f(Uбэ) и показана на рис.2.23. Пусть это будет точка П, очевидно, что транзистор находится в активном режиме, IбП>0, а ток коллектора I кп  I бп    I  ко , напряжение коллектора UкП=Ек-IкПRк. Коль скоро Uвх=0, то и Uвых должно равняться нулю, Uкэ Ек А UкП П П'' U'кП П' В Uкэ нас Uбэ Uбэо UбэП Рис.2.23. а для этого ток, текущий через нагрузку Rн, должен равняться нулю, т.е. Iвых=0. Для обеспечения этого условия, т.е. чтобы Iвых=0 при U КП  0 , вводят источник компенсирующего напряжения Екомп=UКП. В динамическом режиме, т.е. при U ВХ  0 рабочая точка перемещается по передаточной характеристике в направлении, зависящем от знака Uвх. Пусть Uвх>0, т.е. потенциал базы повышается, ток базы Iб растет, растет ток коллектора Iк и как следствие напряжение коллектора падает, т.е. становится меньше, чем в режиме покоя. Т.к. Екомп=const через нагрузку течет ток Iвых<0 и Uвых=IвыхRн<0. При смене знака входного сигнала, т.е. Uвх<0, картина меняется на противоположную, т.е. можно сказать, что данный каскад инвертирующий. 125 Значительное воздействие, как отмечалось ранее, на работу УПТ оказывает изменение температуры окружающей среды. Проследить механизм этого воздействия можно с помощью того же рис.2.23. Предположим, что температура увеличилась T  , тогда ток коллектора Iк при неизменном UбэП тоже возрастет, как следствие напряжения Uкэ уменьшится. Т.е. при новой температуре передаточная характеристика пойдет круче (как показано пунктиром) и на выходе   Eкомп . Для предотвращения попоявится U вых  0 при Uвх=0, поскольку U КП явления ложного сигнала на выходе УПТ вследствие изменения температуры, т.е. для стабилизации режима покоя, вводят отрицательную обратную связь (ООС) по току коллектора посредством включения сопротивления в цепь эмиттера Rэ. Напряжение эмиттера в режиме покоя определяется выражением UЭП=IЭПRэIКПRэ, а напряжение на эмиттерном переходе UбЭП=Есм-UЭП теперь не постоянно, как ранее, а зависит от изменений UЭП. Предположим температура возросла T  , тогда I КП  , U ЭП  , а U бЭП  , ток базы покоя IбП тоже уменьшится, следовательно уменьшится и IКП. При равенстве положительных и отрицательных приращений ток коллектора практически останется неизменным IКП=const, напряжение UКЭП=const и точка покоя на передаточной характеристике рис.2.23. будет определяться П". Т.е. выходной сигнал не появится за счет изменения UбЭП (в рассматриваемом случае в сторону уменьшения). Рассмотренный способ стабилизации режима покоя достаточно эффективный, но приводит к снижению коэффициента усиления каскада. Действительно, если U вх  0 , то U бэ  U вх  U oc , а U oc  U э  I к Rэ , т.е. изменение сигнала обратной связи будет приводить к снижению действия входного сигнала и тем сильнее, чем "глубже" обратная связь, т.е. чем больше Rэ. 2.7.3. Рассмотренный вариант схемного решения каскада УПТ с использованием трех независимых источников является достаточно неудобным и расточительным, что привело к дальнейшим поискам в этом направлении. Вторым вариантом каскада УПТ является его схемное решение с одним источником, как это показано на рис.2.24. Отличительной особенностью +Eк R1 Rк R3 Uвх Uвых R R2 Rэ Рис.2.24. R4 126 здесь является отсутствие общей точки в источнике усиливаемого сигнала Uвх и источнике питания Ек, что на практике создает ряд неудобств. Напряжение смещения получают с помощью делителя R1, R2, а напряжение компенсации с помощью делителя R3, R4. В режиме покоя получаем: Ек Ек U бП  R2  Eсм U комп  R4 R1  R2 R  R 3 4 (без учета ОС за счет Rэ), а . Выходное напряжение при Uвх=0 получаем Uвых=UкП-Uкомп=0. Назначение Rэ то же, что и в предыдущей схеме. Третьим вариантом каскада УПТ является схема с двумя источниками питания, показанная на рис.2.25. +Eк Rк Iк R1 А Iбn Uвых Uвх R2 Rэ -Eк Рис.2.25. В режиме покоя необходимое смещение эмиттерного перехода или иначе напряжения база-эмиттер определяется напряжением эмиттера относительно земли, взятым с противоположным знаком, т.е. Uсм=UбП=-UэП, а UэП=-Ек+IэПRэ. Чтобы при Uвх=0 выходное напряжение тоже равнялось нулю (Uвых=0) необходимо, чтобы потенциал точки А относительно земли равнялся нулю. А это возможно, если при протекании тока через R1 на нем падало бы напряжение, равное напряжению коллектора в режиме покоя, т.е. UКП. Тогда получаем: U   ЕК U ВЫХ  U КП  КП R1  0 R1  R2 , или U КП R1  U КП R2  U КП R1   E К R1 . Т.е. необходимо, чтобы выполнялось соотношение: U КП R  1  ЕК R2 (2.34) Недостатком данного каскада является потеря на R1 части полезного сигнала, что приводит к уменьшению коэффициента усиления. Следует отметить, что несмотря на использование во всех трех схемах Rэ в качестве сопротивления обратной связи режим работы транзисторов все же 127 зависит от изменений температуры. Поэтому минимальные изменения напряжения на коллекторах транзисторов первых каскадов за счет температурных воздействий или нестабильности источников питания усиливаются последующими каскадами, создавая недопустимо большие изменения выходного напряжения всего усилителя. Самопроизвольные изменения выходного сигнала во времени при неизменном входном сигнале получили названия "дрейфа нуля". Именно в связи с наличием дрейфа нуля все рассмотренные каскады могут быть использованы в условиях больших сигналов, когда не требуется больших коэффициентов усиления (в пределах нескольких десятков). При необходимости получения больших (сотни, тысячи) коэффициентов усиления применение указанных каскадов становится не возможным. 2.7.4. Дифференциальный каскад УПТ. (ДК) Радикальным средством избавления от дрейфа нуля является использование параллельно-балансного (дифференциального) каскада, простейшая схема которого показана на рис.2.26. Здесь используются два источника питания. Каскад должен быть максимально симметричным для обеспечения возможности состояния баланса моста, два плеча которого образованы транзисторами +Eк Rк1 Rк2 Uвых2 Uвых Uвых1 Rн Uвх1 VT1 VT2 Rэ Uвх2 Iо -Eк Рис.2.26. VТ1 и VT2, а два другие сопротивления Rк1 и Rк2. По сути это два каскада УПТ с общей эмиттерной цепью Rэ, выходным напряжением которого является напряжение между коллекторами транзисторов VT2 и VT1. Рассмотрим работу в режиме покоя, т.е. при Uвх1=Uвх2=0. Положение рабочей точки задается падением напряжения на сопротивлении Rэ, которое определяет UэП, а следовательно и UбэП. Пусть точка покоя соответствует середине передаточной характеристики, как это показано на рис.2.23 и симметрия плеч моста обеспечена. Тогда IКП1=IКП2, UКП1=UКП2 и Uвых=UКП2-UКП1=Uвых2-Uвых1=0. Следует отметить, что для обеспечения режима покоя здесь не требуется дополнительного источника компенсирующего напряжения, что, естественно, очень удобно. Главным же достоинством такого каскада является сведение к минимуму дрейфа нуля при непостоянстве температуры окружающей среды и нестабиль- 128 ности источников питания. Действительно, допустим, что температура повысилась, т.е. T  , тогда U КП 1  и U КП 2  , но U КП 1  U КП 2 (т.к. плечи симметричны) и U вых  0 . Или предположим, что напряжение источника питания увеличилось, т.е. Е К  , тогда U КП 1  и U КП 2  , но при равенстве их приращений U вых  0 . Т.е. любые симметричные изменения не вызывают дрейфа нуля. Помимо сказанного следует отметить, что в параллельно-балансном каскаде обеспечивается в достаточно высокой степени и стабильность (неизменность) режима покоя за счет включения сопротивления обратной связи Rэ. Аналогично предыдущему случаю предположим, что выросла температура, т.е. T  , тогда I КП 1  I КП 2  0 , приращение суммарного тока, протекающего через Rэ, I 0  0 . Но при этом U э  0 , а U бэ  0 , как следствие эмиттерные переходы подзакрываются, т.е. I КП 1  I КП 2  0 и I0=const. Т.е. в результате наличия отрицательной обратной связи по току обеспечивается постоянство тока I0. На практике для обеспечения более высокой степени постоянства этого тока резистор Rэ заменяют источником постоянного тока I0. В динамическом режиме, т.е. при наличии входного сигнала, способы подачи самого входного сигнала могут быть различными. Остановимся на них. Если на входы подаются сигналы равные по величине, но противоположные по знаку, то они называются парафазными и работа каскада в этих условиях e е U вх1  U вх 2   2; 2 , тогда I  1   I  2 , а I э1   I э 2 рассмотрена ниже. Итак и I0=const. e e U к 1   К uU вх1   К u U к 2   К uU вх 2  К u 2, 2; Выходной сигнал U вых  U вых 2  U вых 1  U к 2  U к 1  K u e . Следует обратить внимание на тот факт, что изменение Uвх не приводят здесь к изменению I0. т.е. обратная связь отсутствует, а, следовательно, снято противоречие между требованиями к стабильности точки покоя и постоянству коэффициента усиления Кu. Возможна подача входного сигнала таким образом, что Uвх1 =e, а Uвх2=0. Тогда рост тока через Rэ за счет увеличения Iэ1 вызовет вследствие ООС уменьшение тока Iэ2, что в результате приведет к неизменности I0. И именно вследствие постоянства I0 действие сигнала по одному входу как бы распределится между обоими входами, но с противоположными знаками, т.е. ситуация становится аналогичной предыдущей и Uвых=Uвых2-Uвых1==Ku·0-(-Ku·e)=Ku·e. Отсюда, кстати, становится понятным смысл названия первого входа "прямым", а второго "инверсным". 129 Если подать на оба входа сигналы одинаковые по знаку, но различные по величине, т.е. U вх1  U вх 2 , на выходе напряжение будет определяться все тем же выражением: Uвых=Uвых2-Uвых2=Ku(Uвх1-Uвх2) (2.35) Если Uвх1=Uвх2, то имеет место режим синфазного сигнала. Следуя выражению 2.35 легко понять, что в случае полной симметричности плеч ДК синфазный сигнал по симметричному выходу (для которого и справедливо выражение 2.35) полностью подавляется, т.е. равен нулю. Имеет смысл подчеркнуть, что Rэ по отношению к парафазному сигналу не является резистором ООС и играет роль стабилизатора режима покоя. Для всех других режимов входного сигнала Rэ играет роль элемента ООС и тем эффективнее, чем больше его сопротивление. Однако увеличение сопротивления Rэ приводит к увеличению падения напряжения на нем и как следствие требует увеличение напряжения питания. Чтобы избежать этого часто вместо Rэ включают генератор стабильного тока (ГСТ), обладающий большим динамическим и малым статическим сопротивлениями. В настоящее время дифференциальные УПТ широко выпускаются в микросхемном исполнении. 130 3. УСТРОЙСТВА НЕПРЕРЫВНОГО ДЕЙСТВИЯ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ. 3.1. Операционные усилители. 3.1.1. Термин "операционный усилитель" (ОУ) относится к УПТ с весьма большим коэффициентом усиления (в идеале K u  U вых U вх   ), большим входным сопротивлением Rвх   и малым выходным сопротивлением Rвых  0 . Операционный усилитель имеет дифференциальный вход (два входных вывода) и один общий выход (один вывод). Само название операционных усилителей обусловлено их первоначальным применением преимущественно для выполнения различных операций над аналоговыми величинами (сложение, вычитание, интегрирование и т.д.). Раньше ОУ создавались на дискретных компонентах и разработчики стремились к наиболее простому, экономичному их исполнению. Ныне, в связи с широким внедрением ИМС, задача перед разработчиком стоит иная, а именно - использовать готовые, серийно выпускаемые, наиболее совершенные и универсальные узлы, которые можно было бы применять в самых разнообразных устройствах. Применение таких ИМС оправдано даже в тех случаях, когда ряд их параметров или возможностей в конкретном устройстве будет недоиспользован. В свете сказанного следует отметить, что на сегодняшний день наиболее распространенной усилительной ИМС является именно операционный усилитель (ОУ). Предназначен ОУ для использования в аппаратуре самых различных типов: в усилительной технике, устройствах генерации сигналов синусоидальной и импульсной форм, стабилизаторах напряжения, активных фильтрах, устройствах, реализующих математические операции над сигналами, и т.д. и т.п. На схемах ОУ обозначается так: +Eп Uвх1 Uвых Uвх2 -Eп Рис.3.1. Один из входов усилителя Uвх1 называется неинвертирующим, другой Uвх2 (с кружочком) - инвертирующим. При подаче сигнала на неинвертирующий вход приращение выходного сигнала совпадает по знаку (фазе) с приращением входного, а при подаче сигнала на инвертирующий вход приращения входного и выходного сигналов по знаку противоположны. Устроен ОУ в соответствии со структурной схемой, показанной на рис.3.2. 131 +Eп Uвх1 Uвх2 симметр. ДК несиммет. ДК ОК (ЭП) Uвых -Eп Рис.3.2. Первый каскад всегда выполняется по схеме симметричного дифференциального каскада (ДК). В качестве второго каскада часто используется ДК с несимметричным выходом (как на рис.3.2), выходной каскад выполняется по схеме эмиттерного повторителя (каскад с общим коллектором). Современные ОУ в интегральном исполнении используют схемы каскадов, которые гораздо сложнее названных, кроме того, содержат дополнительные элементы, скажем для стабилизации режима покоя, для увеличения входного сопротивления, повышения коэффициента усиления и т.д. 3.1.2. Для описания ОУ необходимо знать более 30 электрических параметров, помимо этого они характеризуются усилительными, входными, выходными, энергетическими, дрейфовыми, частотными и скоростными параметрами. Однако для упрощения расчета и анализа схем часто используют понятие "идеальный" ОУ. Как уже отмечалось ранее он должен иметь следующие свойства: значения Ku (собственное) и входного сопротивления Rвх должны стремиться к бесконечности, а выходное сопротивление приближаться к нулю. Свойства реальных ОУ достаточно близки к свойствам идеального ОУ. (К примеру операционный усилитель 140УД2 имеет Кu=(35-150)103, Rвх  300 кОм, Rвых  200 Ом.). ЭДС источника питания Епит и потребляемый от источника питания ток Iпот, приводимые в справочниках, позволяют выбрать источник двухполярного питания по напряжению и мощности. Параметр Кu характеризует усилительные свойства ИМС, а параметр Iвх (входной ток или ток утечки) характеризует ток покоя входного электрода ИМС. Важнейшей характеристикой ОУ является его передаточная или амплитудная характеристика, представляемая в виде двух кривых соответственно по инвертирующему и неинвертирующему входам, как показано на рис.3.3. Uвых. В U +вых.max инвертир. вход +ЕПИТ неинвертир. вход Uвх. мВ -Uвх. мВ U -вых.max -ЕПИТ Рис.3.3. 132 При подаче сигнала на один вход при снятии характеристики второй вход закорачивают на землю, т.е. сигнал только на одном входе. Горизонтальные участки передаточных характеристик соответствуют режиму полностью открытого (насыщенного), либо полностью закрытого транзистора выходного каскада (эмиттерного повторителя). При изменении входного сигнала в пределах этих участков выходное напряжение ОУ остается без изменений и равно либо U+выхмах; либо U-выхмах, которые близки к+Епит и -Епит. Наклонному (линейному участку) передаточных характеристик соответствует пропорциональная зависимость выходного напряжения от входного (Uвых=Кu(Uвх)). Угол наклона этого K  U вых U вх участка зависит (определяется) коэффициентом усиления uoу операционного усилителя. Чем больше Кu в общем случае, тем лучше. Если Uвых=0 при Uвх=0, т.е. кривые передаточных характеристик проходят через нуль, как показано на рис.3.3, то такое состояние называется "балансом" ОУ. Однако в реальных ОУ режиму Uвых=0 соответствует ненулевое напряжение U вх  U вх 1  U вх 2  U смо  0 , называемое "входным напряжением смещения нуля". На рис.3.4 показан вид передаточных характеристик реальных ОУ. Uвых. (В) -Uсмо +Uвых. Uвх. (мВ) -Uвых. +Uсмо Рис.3.4. Напряжения Uсмо и U вых связаны соотношением U смо  U вых K иоу , т.е. чем больше Кuоу, тем сильнее сказывается состояние разбаланса. Основной причиной разбаланса является разброс параметров ДУ и их температурная зависимость. Естественно, что наличие входного напряжения смещения приводит к 133 появлению "входных токов смещения", т.к. значение входного сопротивления ДК конечно. Входные токи электродов различны в общем случае, что заставляет говорить о разности и дрейфе входных токов смещения. Между входами ОУ можно подавать лишь ограниченное напряжение с целью предотвращения повреждения транзисторов ДК, которое называется "максимальным дифференциальным входным напряжением". Наличие синфазного напряжения на обоих входах ОУ вызывает появление "выходной синфазной ошибки усиления". Аналогично обычному ДК влияние синфазного входного напряжения в ОУ оценивают коэффициентом ослабления синфазного сигнала (КОСС). K KOOC  20 lg c  K oc .сф K uоо Примечание: , где К – коэффициент усилеuоу ния по напряжению ДК, а К с  U бал Есинф – коэффициент синфазной передачи, или Кс – коэффициент передачи синфазного сигнала. Кс=Uвых/Uвх, где U вых  U бал , а Uвх=Есинф. В ОУ, выполненных на ИМС, в силу высокой симметрии K ос.сф  80  100 дб, т.е. К /К =(10-4- 10-5). Подытожим сказанное. с uоу Входными параметрами (основными) ОУ являются: входное сопротивление, входные токи смещения, разность токов смещения и максимальное входное дифференциальное напряжение Uвх мах=Uвх1-Uвх2. Выходными параметрами являются "выходное сопротивление" Rвых и максимальные "выходные" напряжение и ток. ОУ должен иметь малое выходное сопротивление (десятки, сотни Ом) для обеспечения высокого значения напряжения на выходе при малых сопротивлениях нагрузки. Такое сопротивление Rвых обеспечивается применением в качестве выходного каскада в ОУ каскада с ОК, т.е. эмиттерного повторителя. Максимальное или предельное напряжение на выходе Uвыхмах (как положительное, так и отрицательное) достигает обычно (0,9-0,95)ЕП. Оно обычно обозначается Uвыхмах, в справочниках же приводится минимально возможное предельное напряжение Uвых, значение которого заметно меньше Uвыхмах. Максимальный выходной ток Iвыхмах определяется максимальным допустимым коллекторным током выходного каскада ОУ. Энергетические параметры ОУ оцениваются максимальными потребляемыми токами Iпотмах от обоих источников питания и соответственно суммарной потребляемой мощностью (естественно при известных значениях  Eпит ). Частотные параметры ОУ характеризуют его способность усиливать гармонические сигналы и определяются амплитудно-частотной характеристикой, которая носит спадающий характер в области высоких частот, начиная с некоторой "частоты среза" fср, как показано на рис.3.5. 134 K0 f fcp Рис.3.5. Спад АЧХ обусловлен наличием реактивных элементов и частотной зависимостью параметров транзисторов. На уровне 0.707 от Kuмах определяют полосу пропускания ОУ, этому уровню соответствует значение частоты fвп, а K K u  0 ,707 K u max  u max 2 . Для современных ОУ fвп обычно составляет десятки мегагерц. Скоростными или динамическими параметрами ОУ оценивается его способность усиливать импульсные сигналы (или скачкообразные изменения по переходной функции). Эти параметры оцениваются по реакции ОУ на воздействие вида скачка – рис.3.6. Uвых Uвых.уст 0,9Uвых.у Uвх=f(t) 0,1Uвых.у t tуст Рис.3.6. Принятыми динамическими параметрами для ОУ являются "скорость нарастания выходного напряжения" или "скорость отклика" Vuвых=(0,9Uвыху-0,1Uвыху)/t, и "время установления выходного напряжения" tуст, равное времени установления Uвых в пределах от 0,1Uвыхуст до Uвых уст0,1Uвых уст. Для реальных ОУ Vuвых=(0,1100)В/мкс, tуст=0,052мкс. Практическое использование ОУ в аналоговых схемах базируется на применении в них различного рода внешних отрицательных обратных связей. 135 При этом в расчетах без большой погрешности можно принимать K uоо   , Rвх   , Rвых  0 . Ниже рассмотрим применение ОУ при построении различных аналоговых схем. 3.2. Неинвертирующий усилитель на ОУ с обратной связью. Непосредственно ОУ в качестве усилителя не применяется в силу ряда причин, а именно: линейный участок передаточной характеристики рис.3.3 ограничен весьма малым диапазоном изменения Uвх, с дальнейшим ростом Uвх выходное напряжение Uвых не меняется; второй причиной является разброс коэффициента усиления Кu ОУ от экземпляра к экземпляру в широких пределах, да плюс температурная зависимость. Поэтому для создания усилительных устройств применяют ОУ с обратными связями (ОС). На рис.3.7 приведена схема неинвертирующего усилителя на базе ОУ с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению, поданной по инвертирующему входу; входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ. Uо Uвх Uвых Rос R1 Uос Рис.3.7. На вход ОУ с учетом ООС подается напряжение Uo=(Uвх-Uос); при условии, что Rн>>Rвых, Rвх>>R1, Rос>>Rвых можно записать: Uос=UвыхR1/(R1+Rос)=Uвыхæ, где æ=R1/(R1+Rос); Выходное напряжение ОУ с ООС получим: Uвых=Кu(Uвх-Uос)=Кu(Uвх-æUвых); Из последнего выражения получаем коэффициент усиления усилителя, охваченного ООС: Кuос=Uвых/Uвх=Кu/(1+Kuæ)>Rвых; Rвх>>R1; Rос>>Rвых. Найдем коэффициент усиления ОУ с обратной связью. При учете, что Rвх   , ток во входной цепи ОУ Iо будет равен нулю, т.е. Iо=Iвх+Iос=0; или Iвх=-Iос. Распишем выражения для Iвх и Iос. Iвх=(Uвх-Uо)/R1; Iос=(Uвых-Uo)/Rос; (Uвх-Uос)/R1=-(Uвых-Uо)/Rос. Т.к. при K u   имеем U o  U вых / K u  0 , то последнее выражение перепишется, Uвх/R1=-Uвых/Rос, тогда коэффициент усиления по напяжению усилителя с параллельной ООС по напряжению запишется: Кuос=Uвых/Uвх=-Rос/R1 (3.3) Если взять Rос=R1, то получим K uoc  1 или имеем схему инвертирующего повторителя. Знак "-" в выражении Кuос означает, что полярности входного и выходного напряжений противоположны. Коэффициент усиления |Кuос|<<Кu и обладает очень высокой стабильностью, т.к. зависит только от соотношения Rос и R1. Входные и выходные сопротивления определяются как: Rхос=Uвх/Iвх=R1<29. Естественно, что в качестве усилительного звена в настоящее время наиболее часто применяют ОУ в интегральном исполнении. Схема генератора с использованием ОУ и трехзвенного RCчетырехполюсника с учетом его частотных характеристик показана на рис.3.24. В этой схеме сам усилитель дает фазовый сдвиг –180o за счет использования инверсного входа, а на частоте fо RC-четырехполюсник дает фазовый сдвиг в +180o, что в сумме составляет 0o. Требуемый коэффициент усиления Кu>29 достигается выбором отношения Rос/Rо29. Кроме того, Rо и R3 соединены параллельно, что надо учитывать при расчете fо. Тогда коэффициент усиления генератора может быть записан: K ГЕН  Koc/(1-|Kос|·|æ|), (3.14)  где Кос=Rос/Rо. Рис.3.25. Другой распространенной схемой генератора на ОУ с использованием RCцепей, является схема на рис.3.20 с мостом Вина. С учетом частотных характеристик моста Вина (рис.3.21) его необходимо включить между выходом и неинвертирующим входом ОУ (т.к. мост на частоте fo не дает фазового сдвига м=0). Схема генератора показана на рис.3.25. 151 На частоте fо коэффициент передачи моста Вина æ=1/3, коэффициент усиления усилителя по неинвертирующему входу с учетом ООС Кu"=1+Rос/Rо=3 при Rос/Rо=2. Коэффициент передачи генератора тогда запишется: K ГЕН  K"u/(1-K"u·æ). Частота генерации находится по выражению: 1 1 fO   2    R1  R2  C1  C 2 2    R  C (3.15) при R1=R2=R ; C1=C2=C 4. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ОУ. 4.1. Особенности и преимущества передачи информации в импульсном режиме. В современной электронике наряду с устройствами непрерывного действия широко применяются так называемые импульсные устройства, принципиальным отличием которых является то, что сигналы, действующие в них, являются дискретными (прерывистыми), а не непрерывными функциями времени. Появление импульсных устройств было обусловлено целым рядом объективных причин: многие производственные процессы имеют периодический характер; технологические процессы часто разбивают на отдельные такты (операции); по одному каналу связи необходимо передавать различную информацию; при создании цифровой вычислительной техники возникла необходимость в создании большого числа устройств, использующих импульсный принцип действия и т.д. Однако, помимо чисто производственных причин, в широком развитии импульсной техники сыграли существенную роль ряд особенностей, свойственных импульсному режиму работы, а именно: 1. при относительно малой средней мощности может достигаться весьма большая мощность сигнала в импульсе; 2. импульсные устройства на фоне непрерывных обладают обычно большим к.п.д. (за счет отсутствия потребления энергии между импульсами); 3. в импульсных устройствах меньше сказывается на их работе разброс параметров применяемых приборов (т.к. работают они (транзисторы) в ключевом режиме), по той же причине выше помехозащищенность, точность и надежность электронных устройств; 4. в каналах связи, использующих импульсный метод, выше пропускная способность в отношении количества информации, и выше скорость передачи информации; 152 5. при реализации импульсных устройств используется, как правило, ограниченный набор однотипных элементов, что в общем случае упрощает устройство в целом. 4.2. Виды импульсных сигналов. В импульсной технике применяются импульсы самой различной формы: прямоугольной, пилообразной, экспоненциальной и др., как показано на рис.4.1. Импульсный сигнал характеризуется рядом параметров. Остановимся на основных из них применительно к наиболее часто применяемым прямоугольным импульсам. Uм-амплитуда импульса; tи-длительность импульса; tпдлительность паузы между импульсами; T=tи+tп-период повторения; f=1/Tчастота следования; Qи=T/tи – скважность. Реально импульсы характеризуются Рис.4.1. еще длительностью фронта – tф и спада (среза) tс. Чаще всего tф и tс определяются как время наростания или спада импульса от 0,1 до 0,9Uм. Обычно tф<>tс. В случае необходимости для прямоугольных импульсов вводят понятие спада вершины импульса U и его относительную величину U/Uм. Коэффициент заполнения =tи/T=1/Qи. Цифровые методы обработки и преобразования информации базируются на использовании сигнала прямоугольной формы, имеющего два дискретных уровня напряжения: высокий, которому присваивается символ "1" и низкий с соответствующим ему символом "0". Именно на таком виде сигнала основана работа цифровых вычислительных машин и используемая в них двоичная система счисления. 4.3. Виды модуляции. Для передачи информации о непрерывном сигнале в виде, скажем, прямоугольных импульсов изменяется один или несколько параметров последовательности импульсов (т.е. производится модуляция). Известны АИМ (ампли- 153 тудно-импульсная); ШИМ (широтно-импульсная); ЧИМ; ФИМ. Для увеличения точности и помехозащищенности применяется кодово-импульсная модуляция, при которой информация представляется в виде числа, которому соответствует определенный набор импульсов (код). В последнем случае параметры самого импульса не меняются, а существенно лишь его наличие или отсутствие. Импульсные устройства широко распространены в вычислительной технике, автоматике, преобразовательной технике, информационно-измерительной технике, системах связи и радиолокации, радиоастрономии и радионавигации, и т.д. и т.п. 4.4. Ключевой режим работы транзистора. Импульсная техника базируется на использовании электронных ключей. Через идеальный разомкнутый ключ ток не протекает, а в замкнутом состоянии падение напряжения на нем равно нулю. В качестве электронных ключей чаще всего применяют транзисторный каскад с ОЭ, показанный на рис.4.2, а, его нагрузочная диаграмма на рис.4.2, б. Ключевой режим транзистора характеризуется двумя состояниями: 1. Режим отсечки (транзистор закрыт)-ключ разомкнут; через транзистор протекает минимальный ток, соответствующий точке А на диаграмме. Это имеет место, если UБ<0, т.е. эмиттерный переход закрыт, ток Iэ=0, ток коллектора определяется обратным током коллекторного перехода Iко, протекающим полностью по цепи базы. Мощность, потребляемая транзистором в режиме отсечки, минимальна. а) б) Рис.4.2. 2. Режим насыщения (ключ замкнут) характеризуется минимальным падением напряжения на транзисторе Uк=Uкэн0, на диаграмме это точка В, а ток огра( E  U КЭН ) E K I К ,Н  К  R RK . При малых значеK ничен практически только Rк, т.е. ниях Uк=UкэнIБН не изменяет тока в коллекторной цепи. Тем не менее для надежности на практике берут IБ>IБН и это превышение характеризуется "коэффициентом насыщения" транзистора S=IБ/IБН1 (обычно S=1,53). Мощность, теряемая на транзисторе в режиме насыщения, т.к. мало Uк=Uкн<Uгр выходное напряжение ОУ ограничено значением Uвыхmax, т.к. транзисторы выходных каскадов ОУ при больших сигналах работают в ключевом режиме (т.е. Uвыхmax чуть меньше Еп). U U ГР  вых max K u весьма мало. В идеале Кu Т.к. Кu ОУ весьма велик, то и Uгр0.Реально в ИМС Uгр не более нескольких милливольт. Т.е. можно сделать вывод, что на линейном участке Uвх1-Uвх2  0; таким образом получаем, что при Uвх1-Uвх2>0 (т.е. Uвх1>Uвх2) Uвых=+Uвыхmax, а при Uвх1-Uвх2<0 Uвых=-Uвыхmax. Выходное напряжение ОУ при Uвх1-Uвх2>Uгр зависит от того, какое из входных напряжений больше. Или иными словами ОУ является в этом случае схемой сравнения (компаратором). Если положить Uвх2=const, Uвх1=Usint, то работа ОУ в режиме компаратора иллюстрируется с помощью рис 4.5. Компаратор переключается в моменты равенства Uвх1=Uвх2 и напряжение на выходе имеет форму прямоугольных импульсов. Естественно, что при постоянной амплитуде и частоте синусоиды длительность импульсов зависит от величины Uвх2, играющего роль опорного напряжения. 157 Рис.4.5. 4.6. Триггер Шмитта. Широкое распространение получил компаратор, в котором ОУ охвачен ПОС по неинвертирующему входу с помощью резисторов R1 и Rос, как показано на рис. 4.6, а Приведенная схема известна, как триггер Шмитта или пороговый элемент. Переключение схемы в состояние -Uвыхmax происходит при достижении Uвх напряжения (порога) срабатывания Uср, а возвращение в исходное состояние при снижении Uвх до порога отпускания Uотп. Значение пороговых напряжений находят при Uо=0; cхема очевидно обладает передаточной характеристикой с гистерезисом. Переход от одного состояния в другое происходит скачкообразно под действием ПОС. Действительно, при Uвх=Uср выходное напряжение начнет уменьшаться, т.к. Uвх подается по инверсному входу. Отрицательное приращение Uвых по цепочке ПОС Rос, R1 поступит на прямой вход ОУ, которое ОУ усилит и дополнительно уменьшится Uвых, т.е. появится дополнительное отрицательное приращение Uвых, которое вновь уменьшит напряжение по прямому входу ОУ. Процесс идёт лавинообразно. Расчет Uср и a) б) Рис.4.6. 158 Uотп производится при Uо=0, т.е. в момент сравнения сигналов по обоим входам, а именно: ROC R1 U BX  U CP  U OП   U выхm  R1  ROC R1  ROC (4.1) U BX  U OTП  U ОП  ROC R1  U выхm  R1  ROC R1  ROC (4.2) Точка, относительно которой симметрична петля гистерезиса, находится как: U ' ОП  U CP  U OTП ROC  U ОП  2 R1  ROC Т.е. Uср и Uотп различны. Ширина гистерезиса (Uср-Uотп) растет с ростом отношения R1/Rос. ПОС, как было показано, приводит к регенеративным процессам, тем самым ускоряет процессы переключения, что хорошо. Но при этом вблизи порога срабатывания помехоустойчивость таких схем низка. Сейчас созданы специализированные ОУ, предназначенные для импульсного режима работы. Компараторы, выполненные на них (к стати сами эти схемы ОУ получили название компараторов на ИМС), обладают большим быстродействием. Возможна работа компаратора с ПОС при Uоп=0, естественно, что передаточная характеристика такого компаратора становится симметричной относительно оси ординат, т.е. смещается влево так, что U’оп=0 (см.рис. 4.6, б). 4.7. Неинвертирующий триггер Шмитта. Схема показана на рисунке 4.7. Если Uоп=0, и Uвых=+Uвыхm, тогда надо, чтобы на неинвертирующий вход для перевода триггера в состояние Uвыхm было подано отрицательное напряжение, которое в точке А создаст потенциал относительно земли равный нулю с учетом действия ОС. Иными словами: ROC R1 U CP   U выхm  0 R1  ROC R1  ROC (т.к. Uo=0) U BX  U CP  U выхm  R1 ROC . При этом Uвых=-Uвыхm. Поэтому для отпуска- или ния необходимо: ROC R1 R U ОТП   U выхm  0 U BX  U OTП  U выхm  1 R1  ROC R1  ROC ROC ; или 159 U ГИСТ  U ОТП  U CP  2  U выхm  R1 ROC ; – ширина петли гистерезиса. Рис.4.7. Если Uоп0, как показано на рис.4.8, Рис.4.8. то U cp  Roc R1  U выхm   U оп R1  Roc R1  Roc и, как следствие, R  ROC R U BX  U CP  U ОП  1  U выхm  1 ROC ROC , a U ОТП  (4.3) ROC R1  U выхm   U ОП R1  ROC R1  ROC , R1  ROC R  U выхm  1 ROC ROC или (4.4) Ширина петли гистерезиса остается такой же, как и в случае схемы R U ГИСТ  2  U выхm  1 ROC рис.4.7, т.е. U BX  U ОТП  U ОП  4.8. Мультивибраторы. 160 Мультивибраторы – это генераторы периодически повторяющихся импульсов прямоугольной формы. Мультивибраторы могут быть автогенераторами, автоколебательный режим которых создается благодаря использованию времязадающих RC цепей. В связи с этим остановимся коротко на преобразовании импульсных сигналов с помощью RC-цепей. В электронике в качестве времязадающих цепей используются широко L, C, R элементы. Однако в ИМС магнитные элементы практически невыполнимы, поэтому и делается акцент на RC цепях, которые просты, надежны и достаточно легко реализуемы в ИМС. Дифференцирующие RC цепи. Схема такой цепи показана на рис.4.9, а. a) б) Рис.4.9. На вход схемы подаются прямоугольные импульсы. В момент t1, напряжение Uвх меняется на величину 2Um. Напряжение на конденсаторе меняется 1 t U C    idt C 0 , поэтому в первый момент напряжение входное передамедленно ется на выход Uвых=2Um. Далее идет заряд конденсатора под действием напряжения Uвх=Um через резистор R и напряжение Uс изменяется (нарастает) по экспоненте. Напряжение же на выходе Uвых(t)=Uвх(t)-Uс(t) по мере заряда конденсатора экспоненциально спадает к нулю. В момент t2 напряжение Uвх меняется скачком на Uвх=-2Um и становится равным -Um. Начинается перезаряд конденсатора С через резистор R до напряжения -Um. Т.к. предыдущее напряжение на конденсаторы было +Um, то на сопротивлении R выделяются разнополярные экспоненциально спадающие импульсы амплитудой 2Um. Длительность импульсов зависит от постоянной времени T=RC (и чем меньше Т, тем короче импульс). Аналитически выходное напряжение запишется: U ВЫХ  2  U m  e  t T . Интегрирующие RC-цепи. RC-цепь, включенная по схеме рис.4.10, где напряжение снимается с емкости, называется интегрирующей, т.к. напряжение на ее выходе экспоненци- 161 ально растет во времени, если на вход подано постоянное напряжение Uвх. Рис.4.10.  t T При условии, что U(0)=0, U ВЫХ  U C ( t )  U BX  ( 1  e ) , где Т=RC - постоянная интегрирующей цепи. Если на выходе RC-цепи подключить компаратор, на второй вход которого подано некоторое напряжение Ео меньшее, чем Uвх, то оказывается возможным формировать временный интервал между моментом замыкания ключа и моментом срабатывания компаратора (момент срабатывания - это момент равенства Uвых=Ео) или U BX  ( 1  e  tи T )  EO (4.5) Прологарифмировав последнее выражение можно найти длительность интервала tи. U BX t и  T  ln U BX  EO (4.6) Формирование подобным образом интервала tи лежит в основе многочисленных импульсных устройств. Рассмотрим отдельные варианты некоторых из них. 4.9. Симметричный мультивибратор на ОУ. 162 а) б) Рис.4.11. В основе приведенного на рис. 4.11,а мультивибратора лежит компаратор на ОУ с положительной обратной связью с нулевым опорным напряжением. К инвертирующему входу подключена интегрирующая времязадающая RC цепь, для которой входным источником напряжения является выходная цепь ОУ. Допустим, что при t0, тогда это положительное приращение через цепь RосR1 подается на прямой вход ОУ, усиливается, чем вызывает дальнейшее положительное приращение Uвых, которое скачком в результате этого достигает своего предельного значения Uвых=+Uвыхm. С момента t1 конденсатор C через сопротивление R начинает заряжаться под действием напряжения +Uвыхm с постоянной заряда Тзар=CR. Нарастающее по экспоненте напряжение на емкости Uс подается на инвертирующий вход, а на прямой вход ОУ подается напряжение ПОС R1 U OC  U выхm   U выхm  R1  ROC æ (4.7) В момент t=t2 напряжение Uс достигает значения +Uвыхmæ и напряжение Uо меняет знак на противоположный и происходит срабатывание компаратора (действительно до момента t2 Uо=Uвх1-Uвх2=Uос-Uс>0, а после t2 Uо<0),процесс этот идет лавинообразно и завершается при Uвых=-Uвыхm, т.е. 163 выходное напряжение меняет знак. Так же скачком меняется напряжение ПОС R1 U OC  U выхm   U выхm  R  R 1 OC на прямом входе, т.к. æ. Конденсатор С с момента t2 начинает перезаряжаться через сопротивление R с постоянной времени Tпер=RC. При достижении напряжения на конденсаторе Uc=-æUвых в момент t3 снова происходит изменение знака Uо с отрицательного на положительный, идет регенеративное переключение компаратора и выходное напряжение меняет знак Uвых=+Uвыхm. Так же скачком меняется напряжение ПОС, а именно Uос=+æUвыхm. Конденсатор С заряжается под действием напряжения. Uвых=+Uвыхm до значения +æUвыхm, когда в момент t4 происходит очередное срабатывание компаратора. Если считать, что установившийся процесс начинается с t2, то интервал t4-t3=tи – длительность импульса, а интервал t3-t2=tп – длительность паузы. Естественно, что эти интервалы времени зависят от постоянных времени заряда и разряда Т, напряжения Uвыхm и напряжения обратной связи Uос. Показано, что: t и  R  C  ln U выхm  U OC R  R  C  ln( 1  2  1 ) U выхm  U OC ROC (4.8) Тем же выражением определяется длительноть паузы tп, т.к. в нашем случае Тзар=Тпер=RC. Период повторения Тп=tи+tп=2RC ln(1+2R1/Rос). Скважность: Q=Тп/tи=2, т.е. имеем так называемый симметричный мультивибратор. Если же постоянные времени ТзарТпер, то tиtп и получается несимметричный мультивибратор, который можно реализовать по схеме рис.4.12, где Тзар=R'C, а Тпер=R"С и соответственно: t и  R '  C  ln( 1  2  t п  R"  C  ln( 1  2  R1 ) ROC R1 ) ROC TП  ( R'  R" )  C  ln( 1  2  ' Q TП R  R  tи R' (4.9) (4.10) R1 ) ROC (4.11) " (4.12) Общим для обоих мультивибраторов является независимость tи, tп и Тп от параметров самого ОУ, но это теоретически. Практически в результате различия напряжений Uвых ОУ при прямом и обратном насыщении, а также нали- 164 чия напряжения смещения нуля, срабатывание компаратора происходит при ненулевом значении Uo=Uос-Uc, что снижает стабильность работы схемы. Рис.4.12. 4.10. Одновибратор на ОУ. Одновибратор, или ждущий мультивибратор, или спусковая схема является формирователем одиночного импульса прямоугольной формы и определенной длительности. Схема одновибратора приведена на рис.4.13, а. Практически основой здесь служит схема мультивибратора по рис.4.11, с той лишь разницей, что параллельно конденсатору С1 включен диод V1 таким образом, что при Uвых=-Uвыхm шунтирует эту емкость, чем обеспечивает ее разряженное состояние. Цепочка С2R2 является дифференцирующей, а диод V2 обеспечивает прохождение только положительных запускающих импульсов. Работа проиллюстрирована на диаграммах (рис.4.13, б). В исходном состоянии, т.е. при t0 к прямому входу прикладывается напряжение большее по абсолютной величине, чем Uос, т.е. Uвх>Uoc Напряжение на прямом входе становится положительным и компаратор переключается, напряжение на его выходе становится равным Uвых=+Uвыхm, 165 а) б) Рис.4.13. U OC  U выхm  R1  R1  ROC æUвыхm (т.к.V2 закрыт). а напряжение обратной связи: Конденсатор С1 заряжается под действием напряжения Uвыхm через сопротивление R с постоянной заряда Тзар=RC1. В момент t2 напряжение на емкости достигает значения Uос, т.е. Uс(t2)=Uос(t2)=+æUвыхm. (Напряжение Uо меняет знак и становится <0, т.е. Uo=Uос-Uс<0). В момент t2 компаратор переключается и Uвых=-Uвыхm. С момента t2 начинается процесс восстановления, а именно: С1 разряжается через R до нуля с постоянной времени Тпер=С1·R. При Uс(t3)=0 открывается диод V1 и шунтирует емкость С1, т.е. в момент t3 восстановление завершается и одновибратор готов к приходу следующего запускающего импульса. Показано,что длительность генерируемого импульса зависит от RC1, Uвыхm и Uс(t2)=æUвыхm в соответствии с выражением: t и  R  C1  ln U выхm R  R  C1  ln( 1  1 ) U выхm  U C ( t 2 ) ROC (4.13) А длительность времени восстановления tв=t3-t2 , определяется так: 166 t в  R  C1  ln  U выхm  U C ( t 2 ) R  2  R1  R  C1  ln OC  U выхm ROC  R1 (4.14) Регулировка длительности импульса может быть осуществлена изменением R и С1, либо изменением соотношения R1/Rос, т.к. в последнем случае меняется Uс(t2), а с ним и время, в течение которого конденсатор С1 заряжается до него. В связи с низкой помехоустойчивостью схем с ПОС надо, чтобы в исходном состоянии Uос=-Uвыхm·æ, было бы выше уровня помех, а амплитуда входного сигнала достаточно большой, чтобы обеспечить переключение компаратора. 4.11. Генераторы линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН) на ОУ. ГЛИН формируют напряжения пилообразной формы. Применяется последнее очень широко: к примеру для развертки электронного луча, получения временных задержек, модуляции импульсов по длительности и т.д. Чаще всего для создания линейно-изменяющегося во времени напряже1 t U C    idt C 0 . ния используют заряд (разряд) конденсатора постоянным током Вариантов схем ГЛИН достаточно много, однако последнее время чаще используются ГЛИН на ИМС и в частности схемы на ОУ. В схеме интегратора на рис.4.14.а при Uвх>0=const и при Uвых(0)=0 получим: U вых U 1 t    U BX dt   BX  t RC 0 RC (4.15) При Uвх<0 выходное напряжение изменяется аналогично, но с другим знаком: U вых  U 1 t   U BX dt  BX  t R C 0 R C а) б) Рис.4.14. 167 4.12. ГЛИН на ОУ с внешним запуском. Схема показана на рис.4.15, а. Она состоит из компаратора на первом усилителе и интегратора – на втором ОУ. При Uвх=0 под действием Ео>0 на инвертирующем входе компаратор находится в состоянии отрицательного насыщения, т.е. U'=-Uвыхm. Диод V2 открыт и интегратор формирует линейно-изменяющееся (нарастающее) напряжение: t1 t1 1 1 ' U ГЛИН ( t )    U dt  U ГЛИН ( 0 )   U выхm dt  U ГЛИН ( 0 )  R2  C 0 R2  C 0  U выхm  t  U ГЛИН ( 0 ) R2  C Крутизна нарастания UГЛИН на интервале (0t1) и (t2-t3) a) б) Рис.4.15. (4.16) SH  U выхm R2  C . При поступлении входного импульса Uвх>0>Eo компаратор переходит в состояние насыщения U'=Uвыхm. Открывается диод V1 и напряжение UГЛИН убывает по линейному закону: 168 U ГЛИН ( t )   t2 1   U ' dt  U ГЛИН ( t1 )  R1  C t 1 t2 U 1    U выхm dt  U ГЛИН ( t1 )   выхm  t  U ГЛИН ( t1 ) R1  C t 1 R1  C (4.17) Крутизна спада UГЛИН на интервале t1-t2 , будет: SC  dU ГЛИН U   выхm dt R1  C При прекращении входного импульса вновь начнется процесс нарастания UГЛИН. Особенностью схемы является то, что установившийся режим возможен лишь, если строго равны UГЛИН на этапе спада и нарастания, в противном случае среднее значение UГЛИН начнет расти или убывать и в конечном счете ОУ интегратора насытится и будет находиться в одном состоянии. Условие устойчивой работы можно записать, как: -tиSс=tnSн. (4.18) Однако последнее условие выполнить не просто в силу существующей нестабильности схем. Поэтому на практике прибегают к ограничению максимального и минимального значений напряжения UГЛИН. В схеме рис.4.15,а такое ограничение производится с помощью стабилитронов V3 и V4, шунтирующих конденсатор С при превышении по абсолютному значению UГЛИН пробивных напряжений стабилитронов. Сверху UГЛИН ограничивается V3, а снизу V4. 4.13. ГЛИН на ОУ в автогенераторном режиме. ГЛИН в автогенераторном режиме не требует запускающего входного импульса. Возможная его схема приведена на рис.4.16, а. Ее отличием от предыдущей является наличие цепи ОС R3, R4, связывающей прямой вход компаратора с выходами компаратора и интегратора. Напряжение Uос найдем, как сумму двух: R4 R3 U OC ( t )  U ГЛИН  U'  R3  R4 R3  R4 (4.19) 169 а) б) Рис.4.16. Пусть в момент t1 компаратор переходит в состояние отрицательного насыщения U'=-Uвыхm. Тогда открывается диод V2 и на выходе интегратора нарастает напряжение UГЛИН. Напряжение Uос на интервале t1-t2 также линейно нарастает в соответствии с ранее приведенным выражением (4.19). К моменту t2 получим его значение: R4 R3 U OC ( t 2 )  U ГЛИН   U выхm   EO R3  R4 R3  R4 (т.к. U’=-Uвыхm). В этот момент компаратор переключается, напряжение на его выходе становится равным U'=Uвыхm. Скачком же изменяется и Uос. Переключение лавинообразно идет за счет ПОС через R4. На интервале t2-t3 открыт диод V1, интегратор формирует линейно убывающее напряжение UГЛИН, а поэтому убывает и Uос и в момент t=t3 определяется выражением: R4 R3 U OC ( t 3 )  U ГЛИН   U выхm   EO R3  R 4 R 3  R4 В этот момент компаратор вновь переключается и начинается формирование линейно-нарастающего участка UГЛИН и т.д. Следует обратить внимание на то, что приведенная схема может быть использована в качестве мультивибратора, при этом выходное напряжение надо снимать с выхода компаратора, т.е. использовать в качестве выходного сигнала U'.