Цифровые радиорелейные линии

Под радиорелейной связью понимают радиосвязь, основанную на ретрансляции радиосигналов дециметровых и более коротких волн станциями, расположенными на поверхности Земли. Совокупность технических средств и среды распространения радиоволн для обеспечения радиорелейной связи образует радиорелейную линию связи. Используемые в ней радиоволны имеют два механизма распространения: один — за счет земной радиоволны, второй — за счет тропосферной. Земной называют радиоволну, распространяющуюся вблизи земной поверхности. Земные радиоволны короче 100 см хорошо распространяются, как правило, только в пределах прямой видимости. Поэтому радиорелейную линию связи на большие расстояния строят в виде цепочки приемо-передающих радиорелейных станций (РРС), в которой соседние РРС размещают на расстоянии, обеспечивающем радиосвязь прямой видимости, и называют ее радиорелейной линией прямой видимости (РРЛ). Тропосферная радиоволна распространяется между точками земной поверхности по траектории, лежащей целиком в тропосфере. Энергия тропосферной радиоволны короче 100 см рассеивается на неоднородностях тропосферы. При этом часть передаваемой энергии попадает на приемную антенну РРС, расположенной за пределами прямой видимости на расстоянии 250...350 км. Цепочка таких РРС образует тропосферную радиорелейную линию (ТРЛ). На любой РРС устанавливают антенны, приемно-передающую аппаратуру и вспомогательные устройства (аппаратуру телеобслуживания, служебной связи, гарантированного электропитания и др.). Комплекс аппаратуры, обеспечивающий нормальную работу РРЛ (или ТРЛ), называют радиорелейной системой. Для РРЛ и ТРЛ разработан ряд типовых радиорелейных систем, например КУРС, «Горизонт-M» и др. В зависимости от метода модуляции, используемого в радиорелейной системе, принято различать аналоговые радиорелейные системы с ЧМ (АРРС), цифровые радиорелейные системы (ЦРРС). Спутниковая радиосвязь — это связь через ретранслятор, установленный на искусственном спутнике Земли (ИСЗ). Спутниковую линию связи (СЛС) образуют две станции, расположенные на Земле, и станция на ИСЗ. Первые получили название земных станций (ЗС), вторая — космической (КС). В отличие от ЗС радиостанции РРЛ и ТРЛ называют наземными. Спутниковая линия связи состоит из двух участков: Земля — ИСЗ и ИСЗ — Земля. В данной главе речь пойдёт о цифровых радиорелейных линиях СВЧ и КВЧ диапазонов, так как именно эти системы радиосвязи представляют наибольший интерес для организации транспортных сетей и подсистем телекоммуникационных операторов. 1 Общие положения Технологии цифровых радиорелейных линий (РРЛ) в настоящее время достигли высокого качественного и количественного развития во всем мире. Сегодня радиорелейные линии являются необходимым звеном телекоммуникационного пространства России и успешно конкурируют с другими средствами связи, в том числе кабельными и спутниковыми. К основным достоинствам РРЛ можно отнести: - возможность быстрой установки оборудования при небольших капитальных затратах; - экономически выгодная, а зачастую и единственная, возможность организации связи на участках местности со сложным рельефом; - возможность применения для аварийного восстановления связи в случае бедствий, при спасательных операциях и т.д.; - эффективность развертывания разветвленных цифровых сетей в больших городах и индустриальных зонах, где прокладка новых кабелей слишком дорога или невозможна; - высокое качество передачи информации по РРЛ. Основными признаками, по которым классифицируются цифровые радиорелейные станции (ЦРРС), являются диапазон рабочих частот и пропускная способность. Рекомендациями МСЭ, документами Государственной комиссии по радиочастотам (ГКРЧ России) и Государственными стандартами определены полосы радиочастот, в которых могут работать радиорелейные линии связи. Эти полосы расположены вблизи частот 2, 4, 5, 6, 7, 8, 11, 13, 15, 18, 23, 28, 36 и до 50 ГГц. В каждой полосе частот рекомендациями МСЭ-Р жестко регламентирован план частот. Пропускная способность ЦРРС тесно связана с цифровыми иерархиями, рекомендованными МСЭ-Т. В настоящее время наиболее распространены плезиохронная цифровая иерархия (PDH) и синхронная цифровая иерархия (SDH). По пропускной способности радиорелейные линии можно классифицировать следующим образом: - низкоскоростные - до 8 Мбит/с; - среднеcкоростные - до 34 Мбит/с; - высокоскоростные - свыше 139 Мбит/с. Другой признак для классификации — место РРЛ в сетях связи. Различают магистральные, внутризоновые и местные линии, а также технологические линии. Как правило, для магистральных линий используются диапазоны частот 5 и 6 ГГц. Для внутризоновой связи предпочтительны средне- и высокоскоростные РРЛ в диапазонах 8-15 ГГц. Для местной связи применяются все виды радиорелейных станций. Радиорелейные линии представляют собой цепь приемопередающих станций, использующих принцип ретрансляции сигналов (рисунок 1.1). ОРС 1 ПРС 2 ПРС 3 УРС 4 ОРС N пролет секция=280 км секция=280 км Рисунок 1.1 – Структура радиорелейной линии В состав радиорелейной лини могут входить: оконечные радиорелейные станции (ОРС), на которых вводятся (выводятся) потоки, промежуточные радиорелейные линии (ПРС), на которых осуществляется ввод и выделение потоков и узловые радиорелейные станции (УРС) – на них осуществляется ответвление части потоков на другие направления. В цифровых радиорелейных линиях для исключения эффекта накопления шумов на всех станциях производится регенерация цифрового сигнала. Участок линии между двумя смежными радиорелейными станциями называется пролетом. Средняя длина пролета составляет 40-50 км и зависит от особенностей местности и климата, а также и от диапазона частот, используемого для связи. Часть РРЛ между ближайшими узловой и оконечной станциями или между двумя узловыми станциями называют секцией, ее длина составляет примерно 280 км. Контрольные вопросы по разделу 1 1.В чем заключается принцип радиорелейной связи. 2. Перечислите типы станций РРЛ. 3. В чем особенности распространения сигнала на интервалах РРЛ. 4. Поясните особенности построения цифровых РРЛ. 2 Диапазоны частот, отведённые для радиорелейной связи. 2.1 Дециметровый диапазон для работы радиорелейных линий. Для радиорелейных систем дециметрового диапазона отведены полосы частот около значений 150 и 400 МГц. Частотный ресурс в этом участке спектра невелик, поэтому возможное количество радиоканалов (радиостволов) невелико, как и их полоса пропускания. Эти величины взаимосвязаны: чем больше скорость передачи информации и полоса пропускания радиоканала, тем меньше количество радиочастот, которое можно организовать в данном диапазоне. В таблице 2.1 приведён пример плана распределения частот в диапазоне 150 МГц для организации передачи информации со скоростью 128 кБит/с и 256 кБит/с. Под частотным планом системы РРЛ связи понимают графическое или табличное изображение всех разрешённых частот приема и передачи радиоканалов системы радиосвязи. Таблица 2.1 – План распределения частот в диапазоне 150 МГц Рабочая частота ствола, МГц Рабочая частота ствола, МГц N ствола 128 кбит/с 256 кбит/с прием передача прием передача 1 150.55 165.55 150.6 165.6 2 150.65 165.65 150.7 165.7 3 150.75 165.75 150.8 165.8 4 150.85 165.85 150.9 165.9 5 150.95 165.95 151.0 166.0 6 151.05 166.05 151.1 166.1 7 151.15 166.15 151.2 166.2 8 151.25 166.25 151.3 166.3 9 151.35 166.35 151.4 166.4 10 151.45 166.45 151.5 166.5 11 151.55 166.55 151.6 166.6 12 151.65 166.65 165.6 150.6 13 165.55 150.55 165.7 150.7 14 165.65 150.65 165.8 150.8 15 165.75 150.75 165.9 150.9 16 165.85 150.85 166.0 151.0 17 165.95 150.95 166.1 151.1 18 166.05 151.05 166.2 151.2 19 166.15 151.15 166.3 151.3 20 166.25 151.25 166.4 151.4 21 166.35 151.35 166.5 151.5 22 23 24 166.45 166.55 166.65 151.45 151.55 151.65 166.6 151.6 В настоящее время диапазоны 150 и 400 МГц преимущественно используются для организации низкоскоростной технологической связи в корпоративных сетях. 2.2 СВЧ диапазон для работы радиорелейных линий СВЧ диапазон в настоящее время является самым востребованным для организации радиорелейной связи. Для работы РРЛ выделены полосы частот шириной 400 МГц в диапазоне 2 ГГц (1,7...2,1 ГГц), 500 МГц в диапазонах 4 (3,4... 3,9), 6 (5,67 ...6,17) и 8 (7,9... 8,4) ГГц и шириной 1 ГГц в диапазонах 11 и 13 ГГц и более высокочастотных. Эти полосы распределяют между ВЧ стволами радиорелейной системы по определенному плану, называемому планом распределения частот. Планы частот составляют так, чтобы обеспечить минимальные взаимные помехи между стволами, работающими на общую антенну. В полосе 400 МГц может быть организовано 6, в полосе 500 МГц — 8 и в полосе 1 ГГц—12 дуплексных ВЧ стволов. Также можно привести графическое изображение плана распределения частот в диапазоне 15 ГГц (14,4…15,35 ГГц), в котором обеспечивается 64 пары рабочих частот с шагом 7 МГц (рисунок 2.1). Разнос между частотами передачи (приёма) двух стволов с взаимоортогональной поляризацией, работающих на одну антенну, должен быть не менее 28 МГц; разнос между частотами передачи (приёма) двух стволов, работающих параллельно с одной поляризацией на разные антенны, должен быть не менее 56 МГц. 490 МГц 1 14400 3 4 31 32 33 34 35 36 28 МГц 1/ 63 64 f0 3/ 4/ 31/ 32/ 33/ 34/ 35/ 36/ 63/ 64/ 15350 f, МГц 56 МГц Рисунок 2.1 - План распределения частот в диапазоне 15 ГГц Установка рабочих частот РРЛ производится с помощью встроенного синтезатора, что позволяет предельно сократить количество литерных исполнений РРЛ по частоте. Это упрощает эксплуатацию, инсталляцию, процесс производства. В настоящее время СВЧ диапазон для работы РРЛ освоен до значений 38 ГГц. Существуют и более высокочастотные варианты радиорелейных систем передачи – до 93 ГГц, которые относят уже к крайне высоким рабочим частотам (КВЧ). 2.3 Двух- и четырёхчастотные планы распределения частот Понятие плана распределения частот связано не только с перечнем радиочастот, разрешённых для работы РРЛ, но и с их присвоением каждой радиорелейной станции при проектировании конкретной РРЛ. Как видно из таблицы 2.1 и рисунка 2.1 частотный ресурс предоставляемый радиорелейным линиям определённого диапазона весьма ограничен. Поэтому повсеместно используются особые способы присвоения радиочастот радиорелейным станциям, которые позволяют экономно использовать радиочастотный ресурс. Эти способы называются двухчастотный и четырёхчастотные планы распределения частот. Двухчастотный план – вариант при котором в каждом направлении используются две частоты: одна на прием (f1), вторая на передачу (f2) – рисунок 2.2. Как видно из рисунка 2.2б, на последующих пролётах эти две частоты чередуются между собой. f1 f1 f2 f2 а) f1 f2 ПРС 1 f2 ПРС 2 f1 f1 f2 ОРС 3 б) Рисунок 2.2 – План распределения частот (а) и распределение частот на линии (б) Двухчастотный план является самым экономичным и получил наибольшее распространение при использовании РРЛ СВЧ диапазона. Однако, он имеет и недостаток: на рисунке 2.2а видно, что в точку расположения промежуточной станции приходят 2 сигнала с различных направлений с одинаковой частотой. Таким образом, существует возможность попадания сигнала на вход приёмника противоположного направления и создания помехи по основному каналу приёма. Чтобы избежать такого явления (помехи "обратного прохождения") необходимо применять параболические антенны с высокими защитными свойствами. Коэффициент защитного действия (КЗД) антенны – отношение мощности сигнала, принимаемого с главного направления, к мощности сигнала с противоположного направления должен быть не менее 70 дБ. Четырехчастотный план – вариант, при котором в разных направлениях используются две частоты: на прием f1и f2, на передачу f3 и f4 – рисунок 2.3. f1 f2 f3 f4 а) f1 f4 ПРС 1 f3 ПРС 2 f2 f1 f4 ОРС 3 б) Рисунок 2.2 – План распределения частот (а) и распределение частот на линии (б) В данном случае расширяется полоса частот, выделяемая линии, но упрощается конструкция антенн (требуемое значение КЗД снижается до 40 дБ). Этот план распределения используется на местных и внутризоновых сетях, причём его применение необходимо для РРЛ дециметрового диапазона, а также при применении перископических антенн с малыми защитными свойствами. Далее будут рассмотрены основные преобразования, которые необходимы для формирования радиосигнала и его передачи по радиостволу радиорелейной линии. Целесообразно это сделать с использованием функциональной схемы оконечной станции цифровой РРЛ. Контрольные вопросы по разделу 2 1. Поясните принципы построения плана распределения частот РРЛ. 2. Сопоставьте планы, организованные по двух- и четырехчастотным системам. 3. Как вы понимаете термин "дуплексный ВЧ ствол" 4. Для чего нужно соблюдать условие зигзагообразности при проектировании трассы РРЛ 3 Формирование сигнала для передачи по радиорелейной линии 3.1 Функциональная схема оконечной цифровой радиорелейной станции На рисунке 3.1 представлена функциональная схема оконечной цифровой радиорелейной станции. Стоит отметить, что схема не является отображением технической реализации оборудования какого-либо производителя, а показывает преобразования, необходимые для формирования радиосигнала для передачи по РРЛ. Получатель информации ЦАП (ИКМ или др.) Регенерация сигнала после соединительной линии Источник информации ИКМ-30, первичный мультиплексор, кодер речи, видеокодер АЦП (ИКМ или др.) Формирование линейного кода и передача цифрового сигнала в соединительную линию Соединительная линия Формирование линейного кода и передача цифрового сигнала в соединительную линию Соединительная линия Мультиплексор высшего порядка, ПЦИ или СЦИ, формирование транспортного потока Регенерация сигнала после соединительной линии Демультиплексирование Мультиплексирование Дескремблирование Скремблирование Исправление ошибок Кодек Канальное помехоустойчивое кодирование Демодуляция (детектирование)+регенерация Модем Модуляция Промежуточная частота Промежуточная частота f ПЧ f ПЧ Приёмник Приёмопередатчик Передатчик АФУ Канал радиосвязи АФУ Канал с АБГШ, Замирания быстрые/медленные «плоские»/частотно-селективные Рисунок 3.1 - Функциональная схема оконечной цифровой радиорелейной станции От источника информации сигнал поступает на аналого-цифровой преобразователь, который в зависимости от вида информационного сигнала производит его оцифровку. Так, при передаче телефонных сигналов традиционным способом формирование цифрового сигнала может происходить одновременно и организацией первичного цифрового с временным разделением каналов с помощью ИКМ-30 или гибкого первичного мультиплексора. Передача аудио и видеоинформации в настоящее время производится после предварительной обработки со сжатием, что осуществляется с помощью вокодеров, аудиокодеров и видеокодеров. От степени сжатия мультимедийной информации при оцифровке зависит качество на стороне приёма и скорость передачи цифрового сигнала. В общем случае источник информации может располагаться на значительном удалении от оконечной радиорелейной станции, поэтому для доведения цифрового сигнала до РРЛ требуется соединительная линия, которая может быть реализована с использованием оптического или электрического кабеля. Цифровой сигнал при распространении по кабельной соединительной линии претерпевает негативные изменения по амплитуде и по времени. Преимуществом цифровых систем является возможность регенерации сигнала, что и должно быть сделано перед любой дальнейшей обработкой сигнала. Так как радиорелейные линии относятся к транспортным телекоммуникационным системам, то скорость передачи в радиоканале обычно существенно выше первичного цифрового потока и составляет до 155 Мбит/с в диапазоне СВЧ и до 1 Гбит/с в диапазоне КВЧ. Для организации высокоскоростного транспортного потока используются мультиплексоры синхронной и плезиохронной иерархии, а в случае использования технологий Ethernet - коммутаторы или маршрутизаторы. Таким образом, после формирования транспортного потока, начинаются преобразования, позволяющие передавать цифровые сигналы по каналам радиосвязи. Скремблирование цифровых потоков выравнивает вероятность появления символов "0" и "1" и исключает их длинные серии. Эта операция улучшает работу тактовой синхронизации на стороне приёма, при этом основные параметры цифрового сигнала: тактовая частота, скорость передачи, вид кода не меняются. Следующий важнейший блок – модулятор. Именно от выбранного метода модуляции зависят такие важные характеристики системы радиосвязи как помехоустойчивость и занимаемая полоса частот. В радиорелейных системах передачи модуляция обычно производится на промежуточной частоте, значения которой составляют десятки-сотни МГц. Перечисленные выше преобразования в современном радиорелейном оборудовании чаще всего производятся в так называемом «блоке внутреннего размещения». Это компактное устройство, размещаемое в аппаратном зале в стойке или телекоммуникационном шкафу 19”. Полученный сигнал промежуточной частоты доводится по коаксиальному кабелю до внешнего оборудования. Это приёмо-передающее устройство (ППУ), которое монтируется на антенной опоре в непосредственной близости от антенны. В некоторых случаях антенна и ППУ выпускаются в виде моноблока. Радиопередающее устройство выполняет следующие основные функции:  Преобразование промежуточной частоты в область СВЧ  Формирование полосы пропускания радиоканала, подавление внеполосных излучений.  Усиление сигнала СВЧ до уровня, предусмотренного паспортными данными. Посредством антенны сигнал излучается в эфир в сторону соседней станции. При распространении сигнала на пролёте РРЛ с ним происходят негативные изменения:  Поглощение и рассеяние энергии сигнала  Интерференция прямой и отражённых радиоволн  Искривление траектории распространения радиоволн (рефракция)  Поглощение энергии радиоволн в осадках в диапазоне свыше 8 ГГц Малая часть переданного сигнала достигает приёмной антенны, улавливается ею и подаётся на вход приёмного устройства. Помимо полезного сигнала на вход приёмника попадают шумы и помехи от сторонних радиосредств, поэтому первая задача приёмника – обеспечить требуемую избирательность и выделить полезный сигнал для дальнейшей обработки. Далее производится усиление и преобразование сигнала СВЧ в область промежуточной частоты. Далее производится демодуляция и регенерация сигнала. Полученный цифровой сигнал после демультиплексирования может быть подан потребителям, либо, при наличии многопролётной РРЛ, цикл преобразования повторяется. Далее более подробно рассмотрены ключевые процессы обработки сигнала в радиорелейном оборудовании. 3.2 Скремблирование цифровых потоков Скремблер выполняет определённые логические преобразования двоичного цифрового сигнала, в результате которых в выходном сигнале исключается возможность появления длинных серий одинаковых символов. Серия “0” (или “1”) подряд на k тактовых интервалах может наблюдаться при передаче измерительных сигналов, малой загрузке и т.д. Очевидно, что когда передаётся длинная серия “0”, в цифровом сигнале появляется постоянная и НЧ- составляющие. При этом в спектре сигнала уменьшается доля энергии на тактовой частоте. При этом цифровой сигнал не содержит информации о тактовой частоте. В результате нарушается работа канала тактовой синхронизации, что приводит к увеличению коэффициента ошибок. Кроме того, в случае наличия в цифровом сигнале длинных серий одноимённых символов ухудшаются условия электромагнитной совместимости, так как при передаче импульсов длительностью kТи энергия сигнала на выходе передатчика оказывается сосредоточенной в более узкой полосе частот, чем при передаче случайной последовательности импульсов. Вследствие этого при работе нескольких РРС в общей полосе частот возникают помехи между станциями. Скремблеры и дескремблеры выполняют на основе генераторов псевдослучайной последовательности (ПСП) импульсов. Генератор ПСП (рисунок 3.2) содержит регистр сдвига, образованный ячейками памяти (триггерами Т1-Т4). Для простоты изложения рассматривается 4-х разрядный регистр сдвига. Т1 V1 V2 Т2 V3 Т3 V4 Т4 + V Σ1 fT Рисунок5.14 3.2- -Структурная Структурная схема генератора Рисунок схема генератора ПСП ПСП С помощью сумматора по модулю 2 (Σ1) создана цепь логической обратной связи. На выходе сумматора формируется выходная импульсная последовательность V. Последовательности на выходах ячеек Т1÷Т4 обозначены через V1…V4. Каждый тактовый импульс (сигнал тактовой частоты fТ) вызывает сдвиг информации, хранящейся в ячейках регистра, на одну ячейку, то есть состояние Т1 передаётся в Т2, Т2 – в Т3, Т3 – в Т4. Таким образом, V4 (t )  V3 (t  T )  V2 (t  2T )  V1 (t  3T )  V (t  4T ) (3.1) V (t )  V1 (t )  V4 (t ), (3.2) где  - операция сложения по модулю 2. Предположим, что в начальном состоянии в Т1-Т4 записаны “1”. В этом случае символы на выходах регистра будут последовательно принимать значения, указанные в таблице 3.1. Таблица 3.1-Формирование ПСП Тактовый 1 2 3 4 5 6 интервал V1 1 0 1 0 1 1 V2 1 1 0 1 0 1 V3 1 1 1 0 1 0 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 V4 V 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Таким образом, на выходе получается ПСП V с периодом повторения 15Т. В общем случае период повторения ПСП на выходе генератора составит: ТПСП = mТ, где m = 2n – 1, n – число разрядов регистра сдвига, которое выбирается, исходя из требуемого периода повторения. На практике n = 7 и более. В генераторах ПСП, которые используют в скремблерах и дескремблерах (последний устанавливается на приёме), размыкают цепь между выходом сумматора и входом Т1 (рисунок 3.3). На выходе сумматора Σ2 формируется выходной сигнал скремблера S вых (t )  S вх (t )  V (t ), (3.3) где Sвх(t) – входной сигнал скремблера. Выходной сигнал скремблера поступает на первый триггер генератора ПСП, т.е. V (t )  S вых (t  T ). (3.4) Sвых Σ2 Sвх + Т1 V1 Т2 V2 Т3 V3 Т4 V4 V + Σ1 а) Dвх Т1 Σ2 + Dвых VD V1 + Т2 V2 Т3 V3 Т4 V4 Σ1 б) Рисунок 3.3 - Структурные схемы скремблера (а) и дескремблера (б) Рисунок 5.15сдвиг - Структурные схемы скремблера (а) и дескремблера (б) Этот сигнал вызывает на одну ячейку информации, хранящейся в Т1÷Т4. Если поступает Sвх(t) в виде серии символов “0”, то выходной сигнал скремблера S вых (t ) "0"V (t )  V (t ). (3.5) Как следует из таблицы 3.1, этот сигнал представляет собой последовательность, в которой число символов “0” и “1” примерно одинаково, с периодом повторения Tскр  TПСП  (2 4  1)  15T . (3.6) Если же на вход скремблера поступает сигнал в виде последовательности “0” и “1” с периодом повторения Tвх  2T , то Tскр  30T . (3.7) В общем случае, если на период повторения входной последовательности скремблера Tвх  m1T , то для выходной Tскр  m2T , где m2 – наименьшее общее кратное чисел m и m1. В результате скремблирования увеличивается период повторения для последовательности цифрового сигнала. В дескремблере входной сигнал Dвх поступает на первый триггер генератора ПСП, а выходной сигнал Dвых  Dвх  VD , (3.8) где VD – выходная последовательность генератора ПСП. В случае безошибочного приёма Dвх  S вых и можно получить Dвых  S вх . Ясно, что сигнал на выходе дескремблера будет идентичным входному сигналу скремблера только в случае, когда регистры сдвига в обоих устройствах оказываются в одинаковом начальном состоянии. Время согласования регистров сдвига составляет величину, равную nT при приёме без ошибок. Однако, если после согласования регистров в последовательности Dвх появится единичная ошибка, она может вызвать пакет ошибок в последовательности Dвых. Этот эффект носит название эффекта размножения ошибок. Для его уменьшения применяют более сложные схемы скремблеров и дескремблеров. 3.3 Ограничение спектра цифрового сигнала Чаще всего цифровой сигнал на входе модулятора формируется в коде NRZ (что в переводе означает "без возвращения к нулю"). Временная диаграмма и нормированная спектральная плотность мощности G(F) цифрового сигнала в коде NRZ представлена на рисунке 3.4, где тактовая частота следования модулирующих символов длительностью Т равна 1 FT  (3.9) T Глядя на спектр сигнала, можно заметить, что полоса пропускания цифрового сигнала зависит от значения тактовой частоты, а при использовании кода тактовая частоты численно равна скорости передачи информации. Рисунок 3.4 - Временная диаграмма а и нормированная спектральная плотность мощности б цифрового сигнала Обычно в модуляторе и демодуляторе устанавливаются фильтры нижних частот (ФНЧ), которые предназначены для формирования максимально узкого спектра в модуляторе и выделения сигнала на фоне шума в демодуляторе. Известно, что при сужении полосы пропускания ФНЧ менее FT = 1/T (где T длительность модулирующего символа) в сигнале на выходе ФНЧ импульсы теряют свою прямоугольную форму, то есть возникают межсимвольные искажения, которые вызываются наложением друг на друга откликов фильтра на соседние символы. Таким образом, суммарная огибающая выходного сигнала фильтра на интервале действия k-го символа будет зависеть от вида последовательности из i предыдущих и последующих символов. Значение i зависит от соотношения полосы фильтра и скорости передачи. Для минимизации межсимвольных искажений используются ФНЧ со специальными импульсными характеристиками, которые обеспечивают контролируемый уровень межсимвольных искажений. К таким фильтрам относятся фильтры Найквиста, амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) которого приведена на рисунке 3.5. 1 0.8 K( w) 0.6 K1( w) K2( w) 0.4 0.2 0.2 0.4 0.6 0.8 1 w 2 Рисунок 3.5 - Амплитудно-частотная характеристика идеального ФНЧ Найквиста K(w) для  = 0 и ФНЧ со сглаживанием для  = 1 - K1(w) и  = 0,5 - K2(w) Прохождение цифрового сигнала через идеальный ФНЧ позволяет получить такую форму сигнала во временной области, при которой импульсная характеристика пересекает нулевой уровень с периодом равным длительности символа, при этом частота среза ФНЧ fср = FT/2 = l/2T. Таким образом, при использовании фильтра Найквиста независимо от формы входной последовательности в моменты времени кратные длительности символов, сигнал отклика фильтра будет определяться только одним текущим символом, а соседние символы не будут влиять на принятие решения в регенераторе на стороне приёма. На практике используют варианты формы АЧХ фильтров Найквиста (рисунок 1.2) со сглаживанием. Представленные варианты АЧХ характеризуются дополнительным параметром α, который определяет крутизну АЧХ в переходной области и скорость затухания боковых всплесков импульсной характеристики фильтра. Параметр α получил название roll off factor или коэффициент скругления (3.10)  1     1, при     Т   T   1       1     1    K    cos 2     , при    ,  4  Т Т Т      (3.10)   1    0, при    Т Форма отклика такого фильтра на единичный импульс называется импульсной характеристикой h(t ) (3.11) h t   sin  t / T   cos( t / T )   t T 1  4 2t 2 / T 2  (3.11) Форма отклика системы передачи на единичный импульс приведена на рисунке 3.6. 1 0.5 h1( t ) h2( t ) 0.5 0.3 0.2 0.1 0.1 0.2 0.3 t Рисунок 3.6 - Импульсные характеристики фильтра Найквиста при длительности тактового интервала Т = 0,1 с и для коэффициентов скругления h1(t) –  = 0,5, h2(t) –  = 1,0. Теоретический предел сужения полосы ФНЧ называется частотой Найквиста FN и соответствует  = 0 в выражении (3.10) и на рисунке 3.5. При полосе ФНЧ равной полосе Найквиста FФНЧ  FN фронты соседних символов на выходе такого фильтра сильно затягиваются, а амплитуда символа уменьшается почти на половину, т.е. становится почти равной пороговому значению в решающем устройстве регенератора. В результате нули «0» и единицы «1» принятого цифрового сигнала становятся не различимыми и вероятность ошибки на выходе регенератора при этом равна Pb = 0,5, а прием становится невозможным. В выражении (3.12) приведены соотношения для определения полосы Найквиста N  2 FN  2 F 1 1 , FN   T 2Т 2T 2 (3.12) где Т – длительность символа; FТ – тактовая частота следования символов. Из предыдущих выражений и рисунков следует, что после фильтра нижних частот полоса, занимаемая цифровым сигналом составит: ПЦС  FN (1   )  FT (1   ), где 0    1. 2 (3.13) Минимальная возможная полоса цифрового сигнала получается при  = 0 (3.13), т.е. когда фильтр нижних частот представляет собой идеальный ФНЧ. При использовании скругленного спектра полоса, занимаемая цифровым сигналом увеличивается с ростом коэффициента скругления α, так при α = 1 полоса, занимаемая сигналом, увеличивается в два раза по сравнению со случаем α = 0. Для цифровых сигналов принято использовать параметр – скорость передачи цифровой информации R, которая измеряется количеством символов, передаваемых в секунду. Скорость передачи цифровой информации численно равна тактовой частоте следования символов  бит  1 R  F T  .  с  c (3.14) Эффективность использования полосы частот характеризуется удельной скоростью передачи  R  бит/с  П  Гц  (3.15) В соответствии с выражениями (3.12 - 3.15), спектральная эффективность цифрового сигнала в коде NRZ определяется как:  R FT 2   . П ЦС FT (1   ) (1   ) 2 (3.16) Из (3.16) следует, что максимальная спектральная эффективность цифрового сигнала в коде NRZ получается при  = 0 и равна   2 , т.е. можно передать 2 бит с в одном Гц полосы. Эффективность использования спектра - это не только параметр, характеризующий конкретную систему радиосвязи, но и задача разработчиков всех систем и стандартов радиосвязи в условиях дефицита и дороговизны частотного ресурса. Методы для повышения эффективности использования спектра применяются в радиорелейных, спутниковых системах связи, в цифровом телевидении и сетях подвижной связи. 3.3 Методы модуляции 3.3.1 Двоичная фазовая модуляция При модуляции высокочастотного гармонического колебания цифровым сигналом по фазе (PSK – phase shift keying), выражение для него может быть записано следующим образом: si (t )  2E cos(0t  i (t )), 0  t  T , i  1,2,..., M T (3.17) В выражении (3.17) фазовый угол i (t ) может принимать М дискретных значений, определяемых следующим образом 2 i , i  1,2,..., M . (3.18) M При двухпозиционной фазовой модуляции 2-ОФМ (BPSK – binary phase shift keying) кратность модуляции М = 2 и из (3.17) и (3.18) следует, что i принимает всего два значения и выходной сигнал модулятора содержит всего два значения i (t )  si (t )  2E cos 0t  i (t ) , 0  t  T , i  1,2. T s1 (t )  2E cos(0t ), 0  t  T , T s2 (t )  2E 2E cos(0t   )   cos(0t ), 0  t  T . T T (3.19) На рисунке 3.7 приведена структурная схема модулятора 2-ОФМ. АМ1 Цифр. сигнал s1 (t ) cos 0t Дифф. кодер ФНЧ Ген. Σ  cos 0t Сигнал 2-ОФМ ПФ s2 (t ) АМ2 Рисунок 3.7 - Структурная схема модулятора 2-ОФМ Входной цифровой сигнал рисунке 3.8 а с длительностью элемента Т = Тb поступает на дифференциальный кодер (кодер относительности), за счет применения которого в кодере кодируется не сама фаза высокочастотного сигнала, вырабатываемая генератором, а разность фаз двух соседних сигналов на выходе модулятора. Данные 1 1 u(t) 1 Цифровой сигнал t Tb s1 (t ) t s2 (t ) t u(t) 2E / T s2 (t ) s1 (t ) s1 (t ) t ФМ сигнал 0 u(t) 2E / T 180 ФМ сигнал после ПФ t а) s2 б) s1 Рисунок 3.8 - Двухпозиционная (М = 2) фазовая модуляция, временная а и векторная б диаграммы Это позволяет избежать влияния неоднозначности восстановления фазы опорного сигнала в демодуляторе приемника на качество его работы. Наличие относительного кодирования при использовании фазовой модуляции нашло отражение в ее названии – относительная фазовая модуляция ОФМ. После кодера относительности цифровой сигнал поступает на фильтр нижних частот, который ограничивает полосу модулирующего сигнала, т.е. формирует коэффициент  и имеет АЧХ, представленную выражением (3.10). С выхода ФНЧ модулирующий сигнал подается на амплитудные модуляторы АМ1 и АМ2, на выходе которых образуются сигналы s1 (t ) и s2 (t ) , а после сумматора получается сигнал 2-ОФМ. На рисунке 3.8 представлены временная а и векторная б диаграммы для двухпозиционной фазовой модуляции. Из рисунка 3.8 следует, что в моменты смены входного бита (от «0» к «1» и наоборот) наблюдается резкий скачок фазы, что приводит к резкому изменению частоты  (t )  d (t ) dt , и, следовательно, к возрастанию мощности внеполосных составляющих спектра сигнала с BPSK. Полосовой фильтр ПФ (рисунок 3.7) не пропускает резкие изменения частоты фазомодулированного сигнала, что приводит к уменьшению амплитуды сигнала при наличии скачков фазы на 180 , т.е. на выходе полосового фильтра фазомодулированный сигнал уже не будет с постоянной амплитудой. При модуляции BPSK векторное представление модулированного сигнала дает два противофазных вектора рисунок 3.8, б. Сигнал на выходе двухпозиционного фазового модулятора представляет собой сумму двух амплитудно-модулированных сигналов. Поскольку фазовое уплотнение этих двух сигналов не приводит к расширению полосы, занимаемой каждым из двух амплитудно-модулированных сигналов, спектральная плотность мощности сигнала BPSK представляет собой несущую частоту и две боковые (нижняя и верхняя) полосы, образованные модулирующим сигналом рисунок 3.9. G( f )  1  0 f f 0  FT f 0  FT / 2 f0 f 0  FT / 2 f 0  FT Рисунок 3.9 - Спектральная плотность мощности сигнала BPSK . Учитывая то, что в векторном представлении сигнал BPSK имеет вид двух противофазных векторов и что в скремблированном цифровом сигнале вероятности появления «0» и «1» примерно равны p1  p0  0,5 , спектральная плотность мощности на центральной частоте модулятора f 0 будет равна нулю, т.е. несущая частота на выходе модулятора будет отсутствовать. Таким образом, полоса, занимаемая фазово-модулированным сигналом, в два раза больше полосы, занимаемой цифровым модулирующим сигналом. Учитывая полосу, занимаемую цифровым сигналом (3.13), можно записать полосу частот, занимаемую фазово-модулированным сигналом П2ОФМ  2  ПЦС  FT (1   ). (3.20) Из (3.20) следует, что максимальная спектральная эффективность BPSK достигается при  = 0 и составляет γ = 1. Двухпозиционные методы фазовой модуляции обладают достаточно высокой помехоустойчивостью, невысокой сложностью реализации, но достаточно неэффективно используют выделенную полосу частот – коэффициент спектральной эффективности у них γ = 1. Поскольку частотный ресурс является достаточно дорогостоящим, появилась необходимость его экономного использования, которое достигается применением многопозиционных методов модуляции, имеющих большие коэффициенты спектральной эффективности, чем двухпозиционные методы модуляции. С использованием многопозиционных методов модуляции можно увеличить скорость передачи цифрового сигнала в радиостволе РРЛ, полоса пропускания которого определяется рекомендациями Международного союза электросвязи по радиосвязи и обычно не превышает 34 МГц. 3.3.2 Многопозиционные методы фазовой модуляции Применение многопозиционной фазовой модуляции (М-ФМ) позволяет: 1) уменьшить полосу пропускания ВЧ тракта при сохранении объема передаваемой информации, что актуально для систем радиосвязи в условиях дефицита частотного ресурса; 2) увеличить пропускную способность радиотракта при фиксированной полосе пропускания системы. Сигнал с М-ФМ может быть выражен в соответствии с выражениями (3.173.18), причем значение М (позиционность модуляции) может быть равно 4 и 8. Описание реальных модуляторов и демодуляторов удобно производить, используя комплексную форму записи сигнала с фазовой модуляцией, представив сигнал s(t ) в виде:   s(t )  Re g (t )ei0t , (3.21) где g (t ) - комплексная огибающая записанная в виде: g (t )  x(t )  i  y(t )  g (t ) ei(t )  R(t )ei(t ) . (3.22) В выражении (3.22) амплитуда комплексной огибающей определяется как: R(t )  g (t )  x 2 (t )  y 2 (t ) . (3.23) Фаза может быть определена следующим образом:  (t )  arctg  y (t ) x(t )  (3.24) Используя комплексную форму представления полосового сигнала и теорему Эйлера для комплексной записи синусоидального несущего колебания, сигнал s(t ) можно выразить в виде s(t )  Re[ x(t )  iy (t )]  [cos 0t  i  sin 0t ]  x(t ) cos 0t  y(t ) sin 0t (3.25) Рассмотренные математические выражения позволяют перейти к векторному представлению сигналов с постоянной амплитудой (в случае фазовой модуляции) и дискретно изменяющейся фазой (рисунок 3.10). В выражении (3.25) сигналы x(t ) и y(t ) представляют собой последовательности импульсов, несущих полезную информацию. Именно комбинация цифровых символов в синфазной и квадратурной ветвях фазового модулятора и определяет значение начальной фазы символа модуляции. Q y (t ) R (t )  (t ) I x (t ) Рисунок 3.10 – Векторное изображение фазоманипулированного сигнала Для осуществления четырехпозиционной (М=4) фазовой модуляции входной цифровой поток u t  разбивается на два параллельных цифровых потока, которые обеспечивают четыре различных состояния фазы в модулированном сигнале. При этом тактовая частота модулирующего цифрового сигнала уменьшается в 2 раза и, следовательно, полоса модулированного сигнала также становится уже в 2 раза по сравнению с сигналом 2-ОФМ. Закон формирования 4-ФМ приведен в таблице 3.2. Для осуществления восьмипозиционной фазовой модуляции (М=8) входной цифровой поток u t  разбивается на три параллельных цифровых потока, в зависимости от значений которых формируются модулирующие последовательности x(t ) и y(t ) по закону, отраженному в таблице 3.3. Если модулирующие цифровые последовательности формируются в соответствии с таблицами 3.2 - 3.3, то, можно изобразить фазовые диаграммы сигналов 4-ОФМ и 8-ОФМ (рисунок 3.11): Таблица 3.2 – Закон формирования сигнала 4-ФМ Значения цифрового сигнала u t  00 01 11 10 Значение синфазной составляющей x(t ) 0,707 0,707 -0,707 -0,707 Значение квадратурной составляющей y (t ) 0,707 -0,707 -0,707 0,707 Значение фазы сигнала 4-ФМ  i t  45˚ -45˚ 135˚ -135˚ Таблица 3.3 – Закон формирования сигнала 8-ФМ Значения цифрового сигнала u t  001 011 010 110 111 101 100 000 Значение синфазной Значение квадратурной составляющей x(t ) составляющей 0,924 0,383 -0,383 -0,924 -0,924 -0,383 0,383 0,924 0,383 0,924 0,924 0,383 -0,383 -0,924 -0,924 -0,383 y(t ) Значение фазы сигнала 8-ФМ  i t  22,5˚ 67,5˚ 112,5˚ 157,5˚ -157,5˚ -112,5˚ -67,5˚ -22,5˚ Если известен закон формирования модулирующих сигналов то в соответствии с (3.25) можно изобразить структурную схему модулятора 4-ФМ, реализующую квадратурное представление фазоманипулированных сигналов (рисунок 3.12). Q 01 3 4  0,707 4 112 ,5 010  00  0.383 I -0.924 -0.383  4 4 10  0.383 -0.383 111 -0,707 11 22 ,5 001  I 0,707  3 67 ,5 011 0.924 157 ,5 110  -0,707 Q ( 000 )  22 ,5  157 ,5 -0.924 101 а)  112 ,5 0.924 100  б)  67 ,5 Рисунок 3.11 – Фазовые диаграммы сигналов 4-ОФМ и 8-ОФМ x (t ) 2  ФМ I I cos  0 t TS s (t ) Tb  0t Посл Паралл TS y (t )  ГО    Tи  2 4-ФМ sin  0 t Q 2  ФМ Q Рисунок 3.12 – Реализация квадратурного модулятора 4 - ФМ сигналов Блок Посл/Паралл – преобразует последовательный поток битов (с тактовым интервалом Tb ) в два параллельных потока символов с длительностью TS ), которыми модулируются по фазе несущие синфазного и квадратурного каналов. Для реализации квадратурного модулятора 8-ФМ входной цифровой поток необходимо преобразовать в 3 параллельных цифровых потока с длительностью символов в 3 раза большим, чем длительность тактового интервала в исходном сигнале. Далее в соответствии с таблицей 3.3 формируются коэффициенты Q и I, которые подаются на фазовые модуляторы синфазного и квадратурного каналов (рисунок 3.13) FTs TS I cos  0 t FTs  s (t ) FTb Tb Посл Паралл FTb 3 x (t ) Формирование коэфф.  0t  ГО   y (t )  8-ФМ 2 sin  0 t Q FTs TS Рисунок 3.13 – Реализация квадратурного модулятора 8 - ФМ сигналов Как уже было сказано, применение М-ФМ позволяет уменьшить полосу пропускания сигнала по сравнению с двоичной фазовой модуляцией, причем выигрыш в полосе частот пропорционален log 2 M : F 1    П М ОФМ  T (3.26) log 2 M При рассмотрении фазовых методов модуляции необходимо рассмотреть вопрос влияния степени ограничения полосы пропускания тракта передачи на форму огибающей сигнала с ФМ. При 4-ФМ наличие скачков фазы (  2 и  ) на границах символов модуляции приводит к скачку частоты в моменты смены фазы. Полосовой фильтр, установленный на выходе модулятора (рисунок 3.12 3.13) не пропускает такие скачки частоты, то есть изменяет характеристику сигнала в частотной области. В соответствии с преобразованием Фурье изменение характеристики сигнала в частотной области приводит к изменению его характеристики во временной области. Это изменение выражается уменьшением амплитуды сигнала во временном интервале, примыкающем к моменту скачка. Уменьшение амплитуды при фазовом скачке 180˚ происходит до нуля, при скачке фазы на 90˚ происходит уменьшение амплитуды в 2 раза (рисунок 3.14 ). Таким образом, ограничение спектра ФМ сигнала полосовым фильтром приводит к появлению паразитной амплитудной модуляции, то есть ФМ сигнал перестает быть сигналом с постоянной огибающей. Рисунок 3.14 – Временная диаграмма фазоманипулированного сигнала после ограничения спектра Паразитную амплитудную модуляцию можно уменьшить, если использовать 4-ОФМ со сдвигом или офсетную 4-ОФМ (4-ОФМ-С). При 4-ОФМ-С исходная последовательность импульсов вначале разбивается на две последовательности двоичных элементов длительностью 2Т. Полученные последовательности смещаются во времени друг относительно друга на Тb, после чего одна из них используется для двоичной ОФМ синфазного колебания, а другая – квадратурного колебания несущей частоты. В результате сложения двух 2-ОФМ компонент получается сигнал 4-ОФМ-С, особенностью которого является отсутствие фазовых сдвигов равных 180 о, которые обуславливают появление глубокой паразитной АМ в процессе фильтрации радиосигналов. При 4-ОФМ-С изменение фазы сигнала происходит вдвое чаще, чем при 4-ОФМ, однако сдвиг фазы может принимать только три значения: /2; 0. Такие сдвиги вызывают значительно меньшую паразитную АМ. При приеме сигналов М-ФМ используются фазовые детекторы в виде интеграторов произведений входного и опорного сигналов, где предполагается, что для каждой из ветвей М был выбран нужный опорный сигнал (т.е. сигнал, имеющий требуемый сдвиг фаз). На практике реализация демодулятора М-ФМ требует наличия всего N=2 интеграторов, вне зависимости от множества сигналов М, причем как и на стороне передачи, целесообразно использование квадратурного представления сигнала, что позволяет независимо от позиционности модуляции, использовать в демодуляторе только два коррелятора принятого сигнала s (t ) и ортогональных функций sin и cos . Это возможно вследствие того, что, как показано в [42], любой произвольный интегрируемый набор сигналов можно выразить в виде линейной комбинации ортогональных сигналов. Пример подобного демодулятора показан на рисунке 3.15. Используя представление фазоамплитудной плоскости, и с учетом модели принятого сигнала s(t )  s(t ) можно записать его следующим образом: 2E (cos  i cos  0 t  sin  i sin  0 t ) TS (3.27) 2i - значение фазы сигнала текущего символа модуляции. M Отметим, что на рисунке 3.15 изображены только два опорных сигнала Здесь  i  (или две базисные функции), используемые при приеме сигнала  1 (t )  s(t ) 2 cos  0 t ― для верхнего коррелятора (синфазная составляющая TS сигнала М-ФМ), 2  2 (t )  sin  0 t ― для TS составляющая сигнала М-ФМ).  1 (t )  2 cos  0 t TS нижнего коррелятора (квадратурная TS T X   s (t ) 1 (t ) dt  s (t ) arctg X Y ̂ Вычисление  i  ˆ Выбор наименьшего результата sˆ(t ) T  2  2 (t )  sin  0 t TS T Y   s (t ) 2 (t ) dt Рисунок 3.15 – Детектор сигналов с М-ФМ Верхний коррелятор вычисляет функцию TS X   s(t ) 1 (t )dt , (3.28) а нижний ― функцию TS Y   s(t ) 2 (t )dt (3.29) На рисунке показано, что определение фазы принятого сигнала производится путем вычисления арктангенса отношения Y X , где X – синфазный, Y – квадратурный компонент принятого сигнала, а ̂ зашумленная оценка переданной фазы  i . Другими словами, с верхнего коррелятора на выход Х поступает значение синфазной проекции сигнальной точки, а с нижнего Y – значение квадратурной проекции. Полученное значение фазы ̂ сравнивается с каждой фазой-прототипом  i , далее производится выбор эталона, ближайшего к значению ̂ . Другими словами, демодулятор вычисляет  i  ˆ для каждого прототипа i  2i M и выбирает i , дающую наименьший выход по своей абсолютной величине. Правильность принятия решения в демодуляторе зависит в большей степени от следующих причин: 1) наличие аддитивного теплового шума, который, накладываясь на принятый приемником радиосигнал, приводит к появлению паразитной амплитудной и фазовой модуляций, которые в свою очередь влияют на величину синфазного (X) и квадратурного (Y) – компонент принятого сигнала,   и, следовательно, на результат вычисления arctg Y X и  i  ˆ ; 2) наличие устройств, вносящих нелинейные искажения в тракте передачи радиосигнала; 3) точность восстановления фазы (когерентность) опорного колебания частоты 0 в демодуляторе, используемого для получения ортогональных 2 2 sin 0t . cos  0 t и  2 (t )  T T Рассмотрение метода приема сигналов М-ФМ было бы неполным без упоминания закона присвоения битовых комбинаций символам модуляции. При передаче сигналов с М-ФМ каждая сигнальная точка не является равноудаленной от всех остальных, что очевидно из фазово-амплитудной плоскости (рисунок 3.11). Появление в сигнале М-ФМ ошибки при передаче одного из символов модуляции с наибольшей долей вероятности приведет к смещению этой сигнальной точки в область принятия решений соседних сигнальных точек, и чем больше эвклидово расстояние между сигнальными точками, тем меньше вероятность соответствующего перехода. Если комбинации битов, соответствующие символам модуляции, распределяются согласно последовательности, приведенной на рисунке 3.16а, то некоторые символьные ошибки будут давать более одной битовой ошибки. Поэтому для многопозиционных сигналов часто используется такой способ присвоения битовых комбинаций символам модуляции, когда соседние символы отличаются друг от друга только одной битовой позицией. Кодом, обеспечивающим такое свойство, является код Грея, широко используемый при передаче сигналов М-ФМ и М-КАМ. Пример распределения двоичных комбинаций для сигналов 8-ФМ (б) и 4ФМ (в) приведен на рисунке 3.16 опорных колебаний  1 (t )  010 001 011 011 000 100 111 101 110 а) 001 010 01 00 11 10 000 110 100 111 101 б) в) Рисунок 3.16 –Возможные варианты присвоения битовых комбинаций символам модуляции а) присвоение битовых комбинаций символам модуляции 8-ОФМ без соблюдения кода Грея, б) пример кода Грея для 8-ОФМ, в) пример кода Грея для 4-ОФМ. 3.3.2 Общие принципы получения сигналов М-КАМ При кратности многопозиционной фазовой модуляции M  8 помехоустойчивость приема значительно ухудшается, что привело к необходимости поиска новых многопозиционных методов модуляции для обеспечения высокой частотной эффективности. Таким методом модуляции стала многопозиционная амплитудно-фазовая модуляция М-АФМ (M-APSK), которая чаще всего используется в виде квадратурной реализации модулятора, что сводит этот вид модуляции к Мпозиционной фазовой и М-уровневой амплитудной модуляции синфазного и квадратурного каналов. При такой реализации этот вид модуляции получил название квадратурная амплитудная модуляция М–КАМ (M-QAM). М-КАМ обеспечивает хорошую частотную эффективность, т.е. позволяет уменьшить полосу частот, занимаемую модулированным сигналом. При Марной манипуляции используется не бинарный алфавит с передачей одного информационного бита за период передачи канального символа, а алфавит из М символов, что позволяет передавать k  log 2 M битов за каждый символьный интервал. Поскольку использование М-арных символов в k раз повышает скорость передачи информации, при неизменной полосе занимаемой модулированным сигналом, то при фиксированной скорости применение Марной модуляции сужает необходимую полосу пропускания в k раз. Если сравнить минимальное расстояние между сигнальными точками для М-ФМ и М-КАМ то окажется, что при М-КАМ это расстояние существенно больше, что и обеспечивает этому виду модуляции более высокую помехоустойчивость. Исходя из приведенных рассуждений сигнал М-КАМ можно записать в следующем виде s(t )  AI (t )cos 0t   I (t )   AQ (t )cos 0t  Q (t )    Ai (t )cos(2 f 0t  i (t )), (3.30) где AI (t ),I (t ) и AQ (t ),Q (t ) – изменение амплитуды и фазы сигнала в синфазном и квадратурном каналах, соответственно; Ai (t ) и i (t ) – изменение амплитуды и фазы сигнала на выходе модулятора. В самом общем виде можно образовать определенную комбинацию амплитудной и фазовой модуляции, чтобы сконструировать комбинированный амплитудно-фазовый сигнал. Исследователями было изучено большое количество возможных множеств сигналов М-КАМ – циклических (круговых), прямоугольных (квадратных и крестообразных) и гексагональных. На рисунке 3.17 приведены примеры множеств сигналов для 16-КАМ. Q Q I I Циклическое (5,11) Циклическое (4,12) Q Q I I Гексогональное Прямоугольное Рисунок 3.17 - Примеры созвездий сигналов для 16-КАМ В процессе исследования было доказано, что наибольшей помехоустойчивостью обладает прямоугольное расположение сигнальных точек при котором расстояние между ними максимально. Для случая модуляции 16-КАМ созвездие сигнальных точек с условными значениями разрешённых амплитуд выглядит следующим образом (рисунок 3.18) Q 13 9 +3 5 1 14 10 +1 6 2 +1 +3 7 3 8 4 -3 15 -1 11 I -1 16 12 -3 Рисунок 3.18 - Созвездие 16-КАМ Для лучшего представления сигнала приведена и его временная форма (рисунок 3.19), иллюстрирующая вид сигнала при передаче точек 1, 12, 14, 6. На диаграмме видно, что меняется и амплитуда, и фаза сигнала в соответствии с выражением (3.30) Рисунок 3.19 - Временная диаграмма сигнала 16-КАМ для точек на созвездии 1, 12, 14, 6 Создание методов М-КАМ дало новый толчок к повышению скорости передачи информации в радиоканале. В настоящее время повсеместно применяются методы с позиционностью до 256-КАМ, что позволяет использовать радиорелейные линии в качестве транспортной подсистемы для базовых станций сетей радиодоступа третьего и четвёртого поколений (3G и 4G). Мы уже говорили о таком универсальном понятии как спектральная R  бит / с  , которое позволяет оценить П  Гц  объём информации, передаваемый в некоторой полосе частот, а также сравнить по этому критерию системы радиосвязи между собой. Далее приведены значения спектральной эффективности для разных методов модуляции и способов ограничения спектра цифрового сигнала. эффективность методов модуляции   Скорость передачи информации на входе модулятора численно равна тактовой частоте следования бит 1  бит  R  F  . T b Tb  с  (3.31) Полоса частот, занимаемая модулированным М – позиционным сигналом определяется из выражения (3.32) ПM  FTb (1   ) log 2 M , (3.32) где  – коэффициент «скругления» (roll off factor), который определяется фильтром нижних частот на входе модулятора. С учетом (3.31) – (3.32) спектральную эффективность М – позиционной модуляции можно определить из уравнения  R FTb FTb  log 2 M log 2 M    . П П FTb  (1   ) (1   ) (3.33) Значения спектральной эффективности М – позиционных методов модуляции, рассчитанные по (3.33), приведены в таблице 3.5. Таблица 3.5 - Спектральная эффективность многопозиционной модуляции Позиционность Спектральная эффективность,  модуляции, М   0,2   0,35   0,45  0 2 1 0,833 0,741 0,69 4 2 1,667 1,482 1,38 8 3 2,499 2,223 2,07 16 4 3,332 2,964 2,76 32 5 4,165 3,705 3,45 64 6 4,998 4,446 4,14 128 7 5,831 5,187 4,83 256 8 6,664 5,928 5,52 В качестве комментария по таблице можно привести такой пример: применение метода модуляции 128-КАМ по сравнению с методом 2-ОФМ позволит увеличить скорость передачи в радиоканале в 7 раз, что, очевидно, гораздо более выгодно оператору связи. Ограничением дальнейшего повышения позиционности модуляции является тот факт, что с ростом числа сигнальных точек ухудшается помехоустойчивость системы, что практически может сказаться на следующих факторах проектировании РРЛ: - уменьшится длина пролёта, - потребуются антенны большего диаметра, - ухудшится устойчивость связи, а для некоторых случаев станет невозможной. 3.4 Радиопередающее устройство Модуляция высокочастотного сигнала в радиорелейных системах передачи обычно производится на промежуточной частоте, которая на несколько порядков ниже частоты радиосигнала. Задача радиопередатчика осуществить это преобразование и усилить полученный сигнал до требуемого уровня. Типовая структурная схема радиопередатчика приведена на рисунке 3.20. Апд f ПЧ  af ГЕТ . ПД  bf ПЧ УПЧ От модулятора См. пд ПФ f ПД f ПД УРЧ (УВЧ) Фпд Вых. у-во f ГЕТ . ПД Гетеродин Рисунок 3.20 – Структурная схема радиопередающего устройства Сигнал промежуточной частоты поступает усилитель промежуточной частоты (УПЧ), который усиливает сигнал до уровня, необходимого для работы смесителя (Смпд), который осуществляет перенос сигнала ПЧ в область рабочих частот с использованием гетеродина передатчика (Гет. пд). Полосовой фильтр выделяет одну из комбинационных частот, соответствующая полезному сигналу. Обычно это f ПД  f ГЕТ . ПД  f ПЧ . Усилитель радиочастот (или усилитель высоких частот) увеличивает уровень радиосигнала сигнала до номинального значения, принятого в данном оборудовании. Основные параметры радиопередающего устройства: 1) Номинальная рабочая частота (зависит от плана распределения частот); 2) Выходная мощность (зависит от типа оборудования: для аналогового – до 10 Вт, для цифрового – 50-100 мВт); 3) Относительная нестабильность несущей частоты задающего генератора и гетеродина – 10-5….10-6; 4) Величина ослабления нежелательных излучений на выходе передатчика – 60 - 100 дБ. В соответствии с рисунком 3.1 следующее устройство, которое должен пройти сигнал - антенно-фидерный тракт. 3.5 Антенно-фидерные устройства РРЛ 3.5.1 Параметры антенн На радиорелейных линиях, ТРЛ и спутниковых линиях связи применяют приемопередающие направленные антенны. Поле излучения антенны поле окончательно формируется в пространстве на некотором расстоянии от антенны, в так называемой дальней зоне. В этой зоне амплитуды электрического Е и магнитного полей Н убывают пропорционально расстоянию от антенны. Диаграмма направленности (ДН) антенны – это графическое представление F() в заданной плоскости. Для антенн измеряют ДН в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, одна из которых совпадает с плоскостью вектора Е поля излучения, а другая – с плоскостью вектора Н. Такая пара ДН дает полное пространственное представление о направленных свойствах антенны. Лепесток ДН, соответствующий =0, называют главным, лепесток в направлении =180 – задним, остальные – боковыми. Приближенно ДН оценивают шириной главного лепестка по половинной мощности 20,5 (уровень минус 3дБ) и шириной по минимуму поля 20. Коэффициент полезного действия антенны А равен отношению мощности излучения к мощности радиочастотного сигнала, подводимого к антенне. Для антенн СВЧ диапазона А1. Коэффициент усиления антенны G показывает, во сколько раз придется увеличить подводимую мощность, если данную направленную передающую антенну заменить ненаправленной, при условии, что напряженность поля в точке приема не изменится. Коэффициент усиления характеризует способность передающей антенны сконцентрировать основную часть излучаемой мощности в главном направлении, которая получила название эквивалентной изотропноизлучаемой мощности (ЭИИМ) Принято указывать коэффициент усиления в децибелах, т.е. g=10lgG. Коэффициент усиления антенны в любом направлении, отличном от главного, приводят вместе с указанием угла ДН, т.е. в виде g(). Эффективная площадь приемной антенны Sэ равна отношению максимальной мощности, которая может быть отдана приемной антенной в согласованную нагрузку, РА к плотности потока мощности сигнала у антенны , т.е. Sэ=РА/. Эффективная площадь характеризует способность антенны принять основную часть приходящей мощности, в то время как коэффициент усиления характеризует аналогичное качество передающей антенны. Эти величины связаны между собой соотношением G 4SЭ 2 , (3.34) Защитное действие антенны kз характеризует ее способность ослаблять помеху с частотой сигнала, приходящую с направлений под углами =90…270, т.е. с заднего полупространства. Диапазон антенны – это диапазон частот, в котором параметры антенны остаются в заданных пределах. Для антенн РРЛ он должен составлять 400…500 МГц, поскольку на одну антенну часто работают все стволы системы. В некоторых случаях антенны могут работать в смежных диапазонах частот, например 4 и 6 ГГц. 3.5.2 Основные типы антенн Зеркальные антенны. Это направленные антенны, содержащие первичный излучатель и отражатель антенны в виде металлической поверхности. Первичным излучателем (или облучателем) называют излучающий элемент антенны, связанный с фидером. На РРЛ, ТРЛ и ССС используют следующие зеркальные антенны: параболические, рупорнопараболические, двухзеркальные и др. Принцип формирования направленного излучения рассмотрим на примере передающей параболической антенны (рисунок 3.21а). Поверхность отражателя 1 является вырезкой из параболоида вращения и представляет собой металлическое зеркало. С фокусом зеркала F совмещен центр облучателя 2. Фокусное расстояние обозначено F*. Широко распространены рупорные облучатели, питаемые от волновода 3. Рисунок 3.21 – Схемы параболических антенн: а – осесимметричной; б - неосесимметричной (1 – отражатель; 2 – облучатель; 3 – фидер). Рупор излучает сферическую волну, которая, отражаясь от отражателя, превращается в плоскую в раскрыве антенны. Ход лучей показан на рисунке 3.21а и б тонкими линиями со стрелками. Раскрывом называют плоскость S, перпендикулярную фокальной оси MN и ограниченную кромкой зеркала (рисунок 3.21а) либо проекцией на нее этой кромки (рисунок 3.21б). В плоскости раскрыва все лучи должны быть параллельны, т.е. иметь одинаковую фазу. Кроме того, амплитуды лучей также должны быть одинаковы. За счет этого мощность излучения концентрируется в направлении, перпендикулярном плоскости раскрыва. Чем больше S, тем уже главный лепесток ДН антенны и больше G. На практике амплитуда поля в раскрыве S обычно спадает к краям. Следовательно, в создании направленного излучения участвует не вся апертура S, а ее часть, называемая эффективной площадью антенны. Чтобы лучше использовать антенну, стараются повысить ее КИП. С этой целью применяют рупорные облучатели с улучшенной ДН. На КИП влияют также точность изготовления поверхности зеркала, затенение раскрыва и др. Атмосферные осадки, скапливаясь на поверхности отражателя или попадая на облучатель, ухудшают электрические параметры антенны. Поэтому антенны защищают от осадков, применяя радиопрозрачные материалы. Облучатели закрывают кожухами, а раскрывы антенн – чехлами из гибкой пленки или защитными крышками. Параболические антенны (ПА). В симметричной ПА (рисунок 3.21а) форма отражателя симметрична относительно фокальной оси. Облучатель оказывается в поле плоской волны. Часть энергии последней возвращается к облучателю, попадает в волновод и нарушает его согласование с антенной. Кроме того, облучатель и волновод затеняют раскрыв антенны, снижая ее КИП и ухудшая ее направленные свойства. Осесимметричные ПА достаточно просты в изготовлении и сравнительно недороги. Отражатель неосесимметричной ПА (рисунок 3.21б) не имеет симметрии относительно фокальной оси MN. Рупор оказывается вне поля плоской волны, переизлученной зеркалом. Поэтому у такой антенны согласование облучателя с волноводом много лучше, чем у осесимметричной и она имеет более широкий диапазон. Угол раскрыва зеркала неосесимметричной ПА невелик. Это снижает ее защитное действие. Для повышения kз устанавливают дополнительные экраны. На РРЛ применяют неосесимметричные антенны с круглым раскрывом диаметром 1,1 и 1,5 м типа АНК-1,1 и АНК-1,5. Зеркало представляет собой вырезку из параболоида вращения цилиндром. К нижней части зеркала присоединен металлический экран, улучшающий защитное действие антенны. Облучатель выполнен на основе рупора с изломом образующей и закрыт крышкой из радиопрозрачного материала. Для каждого рабочего диапазона антенну комплектуют своим облучателем. Коэффициент усиления АНК-1,1 меняется от 31 (4ГГц) до 40,6дБ (11ГГц); для АНК-1,5 соответственно от 33,6 до 43дБ; КИП составляет 0,6…0,7. Защитное действие в диапазонах 4 и 11 ГГц в секторе углов 180450 не хуже 53 и 70 дБ. Благодаря наклону зеркала на рабочей поверхности почти не скапливаются осадки. Поэтому антенны можно эксплуатировать без чехла для укрытия зеркала. Эти антенны при соизмеримых с осесимметричными ПА габаритах, массе и стоимости имеют более низкий уровень гарантированных огибающих боковых лепестков. Двухзеркальные антенны. У них облучатель состоит из двух элементов (рисунок 3.22) рупора 1 и вспомогательного зеркала 2 (контррефлектора). Фазовый центр рупора совмещен с одним из фокусов F1 контррефлектора, а фокус параболического отражателя 3 – со вторым его фокусом F2. Параболическое зеркало излучает так, будто облучатель расположен в фокусе F2. Рисунок 3.22 – Схемы двухзеркальных антенн с гиперболическим (а) и эллиптическим (б) контррефлекторами Антенна двухзеркальная гиперболическая (АДГ) имеет гиперболическое вспомогательное зеркало (рисунок 3.22а). Хотя рупор и вынесен из поля плоской волны, но часть лучей, отражаясь от гиперболического зеркала, возвращается в рупор. Это ухудшает согласование рупора с фидером и снижает диапазон АДГ, хотя и в меньшей степени чем ПА. Кроме того, контррефлектор и элементы его крепления затеняют раскрыв и снижают КИП. В АДГ получают kи=0,45…0,5 и kз()=65дБ при углах раскрыва 1800. Антенна двухзеркальная эллиптическая (АДЭ) имеет вспомогательное зеркало 2 в форме конуса, образующая которого представляет собой часть эллипса (рисунок 3.22б). Один из фокусов эллипса F1 лежит на оси симметрии антенны АВ. Геометрическое место фокусов F2 образует фокальное кольцо диаметром d. Параболическое зеркало состоит из двух симметричных частей. Их фокальные оси MN смещены относительно АВ на 0,5d. Вершина конуса 2, фокус F2 и точки кромки зеркала 3 лежат на одной прямой. Лучи, отраженные от эллиптического зеркала, не попадают в рупор, что обуславливает широкий диапазон АДЭ. Эллиптическое зеркало отражателя, а крайние лучи (их амплитуды ниже) – к центру. Распределение амплитуды поля в раскрыве антенны становится более равномерным, чем у АДГ. Это позволяет получить kи=0,6…0,65. Повышению КИП способствует отсутствие металлических тяг крепления конррефлектора. Последний соединяют с рупором в неразборный герметический блок путем заливки пространства между ними пенополиуретаном, который также предохраняет облучатель от осадков. Высокое защитное действие (не хуже 65 дБ) обеспечивают направленные центральные лучи рупора на периферию параболического выбором =2100 и установкой дополнительных экранов. 3.5.3 Фидеры В качестве фидерных устройств могут быть использованы коаксиальные кабели, круглые и эллиптические волноводы. Волны с ортогональной поляризацией подводят к приемопередающей антенне РРС либо по одному фидеру, либо по двум волноводам эллиптического (иногда прямоугольного) сечения. В первом случае разделение этих волн выполняет поляризационный селектор. В настоящее время подавляющее большинство радиорелейного оборудования имеют выносное исполнение приёмо-передающих блоков, которые монтируются непосредственно рядом с антенной, при этом фидер имеет крайне малую протяжённость (до нескольких десятков сантиметров) и может быть рассмотрен как согласующее устройство между ППУ и антенной. Приемный фидер несколько ослабляет сигнал и ухудшает отношение сигнал-шум на входе приемника. Этот факт требуется учитывать при энергетическом расчёте РРЛ. 3.6 Радиоприёмное устройство Как и в большинстве систем радиосвязи в радиорелейных системах передачи наибольшее распространение получили супергетеродинные приемники, в которых основное усиление производится на промежуточной частоте, такие приемники обладают хорошей избирательностью и универсальностью. f ПР  помехи и шумы Апр  nfПP  mfГЕТ.ПР Фпр Вх. у-во МШУ f ПР Смес. приема f ГЕТ . ПР Гетеродин f ПФ ПЧ УПЧ К демодулятору f ПЧ  f ГЕТ . ПР  f ПP или f ПЧ  f ПP  f ГЕТ . ПР Рисунок 3.4 – Структурная схема радиоприемного устройства Сигнал с выхода АФТ попадает на входное устройство, которое обеспечивает предварительную фильтрацию сигнала от мешающих воздействий. Затем малошумящий усилитель компенсирует потери энергии сигнала на пролёте с минимальным уровнем собственных шумов. Смеситель приемника (Смпр) осуществляет перенос сигнала из рабочей области частот в область промежуточной частоты ПЧ. Далее производится фильтрация от побочных продуктов преобразования и основное усиление промежуточной частоты и сигнал подаётся на демодулятор Основные параметры радиоприемного устройства: 1)  PС    РШ  ВХ  Коэффициент шума приемника n  ;  РС     РШ  ВЫХ 2) Чувствительность приемника – минимальный уровень сигнала на входе приемника, при котором на его выходе обеспечивается требуемое отношение сигнал-шум; 3) Избирательность приемника – характеризует его возможность отстройки от различного рода мешающих сигналов. Таким образом, кратко рассмотрены основные преобразования сигнала при его прохождении по цифровому тракту РРЛ. Контрольные вопросы по разделу 3 Для чего нужно скремблирование цифровых потоков? От чего зависит длительность ПСП скремблера? Как рассчитывается полоса частот цифрового радиоствола? Назовите основное достоинство многоуровневых методов модуляции Поясните алгоритм формирования сигнала 4-ОФМ. Поясните работу двухпозиционного фазового модулятора. Как определяется полоса частот и спектральная эффективность сигнала с двухпозиционной фазовой модуляцией. 8. Как определяется полоса частот и спектральная эффективность сигнала с четырехпозиционной фазовой модуляцией. 9. Поясните назначение элементов структурной схемы приемника 10.Поясните назначение элементов структурной схемы передатчика 11.Что такое чувствительность радиоприемника? 12.Что такое избирательность приемника? 13.Поясните, что такое ДН, коэффициент усиления, защитное действие антенны. 14.Какие антенны называют зеркальными? 15.Назовите типы зеркальных антенн и приведите их параметры. 16.Сравните конструкцию и параметры АДГ и АДЭ. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 4 Качественные показатели работы ЦРРЛ 4.1 Определение уровня сигнала в точке приема при распространении радиосигнала на интервале РРЛ Свободное пространство представляет собой однородную безграничную среду. Диэлектрическая и магнитная проницаемости такой среды составляют: 10 9 0  , ф / м ,  0  4  10 7 , г / м , (4.1) 36 а волновое сопротивление:  0  120 , Ом W0  . (4.2) 0 В реальных радиорелейных системах передачи условия распростране2ия радиоволн существенно отличаются от условий их распространения в свободном пространстве из-за влияния атмосферы земли и земной поверхности. Для учета этого влияния вводится множитель ослабления поля свободного пространства V , который сокращенно называют множителем ослабления. Множитель ослабления для некоторой точки пространства определяется отношением комплексных амплитуд напряженностей поля в реальных условиях распространения радиоволн Е m и условиях свободного пространства Е m0 , т.е. E V  m   V  e j V , (4.3) Em0 где V и  V - соответственно модуль множителя ослабления и его фаза. Величина  V характеризует фазовый сдвиг, возникающий при распространении радиосигнала с рабочей длиной волны  на расстояние R , равное длине интервала РРЛ. Для определения мощности сигнала на входе приемника достаточно учитывать только модуль множителя ослабления, который характеризует дополнительное ослабление радиоволн по сравнению с их ослаблением в свободном пространстве и определяется отношением напряженности (эффективного значения) поля E в некоторой точке пространства в реальных условиях к напряженности поля Е0 в той же точке в условиях свободного пространства. Эта величина определяется в соответствии с выражением (4.4) и его значение в различные моменты времени может принимать значения от 0 до 2 V E . (4.4) E0 В точке, где установлена приемная антенна, напряженность электромагнитного поля сигнала может быть определена как E  E 0V . (4.5) Величина Е0 определяется расстоянием R до точки приема и эффективной излучаемой мощностью радиопередатчика РИЗЛ , которая в свою очередь зависит от мощности радиопередатчика Р ПД , КПД фидера  ПД , включенного между передатчиком и антенной и коэффициента усиления передающей антенны G ПД . Для определения величины Е0 можно воспользоваться выражением: 30 PПД GПД ПД 30 РИЗЛ E0   . (4.6) R R Для практических расчетов целесообразно рассчитывать не значение напряженности поля в точке приема, а уровень сигнала на входе приемного устройства, что можно сделать с использованием уравнения радиосвязи: Р ПД G ПД G ПМ ПД ПМ 2 Pс.вх  V , (4.7) Асв где  ПМ - КПД фидера, включенного между приемной антенной и приемником; GПМ - коэффициент усиления приемной антенны; V - множитель ослабления поля свободного пространства; AСВ - ослабление сигнала в свободном пространстве, определяемое по формуле:  4R  Асв    . (4.8)    Схематически все энергетические параметры, подлежащие учету в уравнении радиосвязи, указаны на рисунке 4.1. 2 G ПД E ПР Н(0) G ПМ E ОТР  ПД  ПМ PПД R 1 К Рисунок 4.1 – Профиль интервала РРЛ Множитель ослабления V зависит от ряда причин: 1. от интерференции прямой волны Епр и волн, отраженных от поверхности земли и верхних слоев атмосферы Еотр ; 2. От экранирующего действия поверхности Земли. Из-за случайных изменений траектории электромагнитной энергии область существенного распространения радиоволн в большей или меньшей степени экранируется препятствиями на поверхности Земли. Методика расчета ожидаемого значения множителя ослабления поля свободного пространства для конкретных интервалов РРЛ достаточно сложна и включает себя учет высот подвеса антенн на стороне приема и передаче, типа подстилающей поверхности, формы препятствий и климатических особенностей тропосферы региона. График зависимости множителя ослабления поля свободного пространства от величины относительного просвета и разных типов профиля интервала приведен на рисунке 4.2. Рисунок 4.2 - График зависимости множителя ослабления от величины относительного просвета Величина относительного просвета определяется в соответствии с выражением: P (g )  H (0)  H (g) , H0 (4.9) где H(0) - величина геометрического просвета без учета рефракции радиоволн, определяемая из профиля интервала как расстояние от наивысшей точки интервала до линии прямой видимости, соединяющей центры приемопередающих антенн (рисунок 4.1). H0 - критический просвет, определяемый как: H0  1 RК 1  К  , 3 (4.10) где: R - длина интервала,  - рабочая длина волны, К – относительная координата наивысшей точки профиля, H( g ) - приращение просвета, обусловленное явлением рефракции: H g    R02 gK (1  K ) , 4 (4.11) g - среднее значение вертикального градиента диэлектрической проницаемости тропосферы, характерного для климатического региона, где располагается трасса радиорелейной линии. При проектировании РРЛ должны быть рассчитаны: 1. средние мощности сигнала на входах приемников всех интервалов линии PПР ; 2. мощности сигналов на входах приемников, не превышаемые в течение 20% времени. Средний уровень сигнала на входе приемника может быть определен как: PПР  P0 ПРV 2 , (4.12) где P0 ПР - определяется по формуле (4.7) для случая свободного пространства (при V=1); V - значение множителя ослабления при средней рефракции (т.е при g  g ), которое определяют по графику 4.2 для заданного интервала и относительного просвета pg  . Для оценки среднего значения уровня сигнала на входе приемника целесообразно использовать значение V50%  1 , наблюдаемое в 50% времени. Знание и поддержание в заданных пределах среднего уровня сигнала на входе приемника и порогового уровня сигнала РПР. ПОР  позволяют в эксплуатационных условиях сохранить заложенный в аппаратуре энергетический запас на замирания сигнала, характеризуемый отношением: P 10 lg ПР  VЗ . (4.13) PПР. ПОР Приведённая методика является упрощенной практической методикой для оценки работоспособности ЦРРЛ. Высокие технические характеристики современной аппаратуры позволяют её применять для приблизительных инженерных расчётов. Полная же методика расчета трасс цифровых РРЛ прямой видимости включает вопросы расчета устойчивости работы и выбора оптимальных параметров трасс ЦРРЛ с учетом влияния внутрисистемных и внешних помех при условии выполнения требований на качественные показатели каналов ЦРРЛ. На работу цифровых РРЛ большое влияние оказывает частотноселективный характер интерференционных замираний сигналов на интервалах РРЛ. При таких замираниях из-за межсимвольных искажений резко возрастает коэффициент ошибок в каналах ЦРРЛ. При соизмеримости коэффициента ошибок с нормируемыми значениями, повышение энергетических параметров радиорелейной аппаратуры для достижения требуемых качественных показателей каналов становится неэффективным, или вообще бесполезным средством, так как увеличение коэффициента ошибок не зависит от принимаемой мощности сигнала. Поэтому при расчете следует уделять внимание количественной оценке влияния селективности интерференционных замираний на качественные показатели каналов цифровых РРЛ. При проектировании также следует учитывать радиоклиматические особенности региона в части статистики градиентов диэлектрической проницаемости воздуха в разные сезоны года, статистических параметров слоистых неоднородностей тропосферы, влияющих на статистические характеристики многолучевых замираний, а также статистики дождей. Статистический метод выбора просветов на интервалах ЦРРЛ, учитывает характер рельефа местности и климатические особенности региона. Этот метод является более прогрессивным в сравнении с методом выбора высот подвеса антенн, производимых с учетом свободных зон Френеля, вне зависимости от характера рельефа на трассе и не позволяющим произвести оптимальный выбор просветов, а тем более, статистическую оценку влияния субрефракционных замираний. 4.2 Профиль пролёта РРЛ Для подробного расчёта необходимо произвести построение профилей пролетов и оценить наличие прямой видимости с использованием параметров (4.9 - 4.11). Для удобства профили трассы вычерчивают в прямоугольных координатах, откладывая расстояния по оси абсцисс, а высоты оси ординат. Чтобы сохранить соответствие построенных на профиле высот показаниям карты, необходимо производить отсчёты высот от уровня моря (или любого условного нулевого уровня). При выбранной системе координат линия, изображающая на профиле уровень моря, имеет вид параболы, вычисляется по формуле R02 yi  К i 1  K i  , (4.14) 2 RЗ где R0 - длина пролета, м RЗ - геометрический радиус земли (6370 км), К i - текущая относительная координата заданной точки Ki  Ri , R0 (4.15) R i - расстояние до текущей точки. 170 Но=9,027м r=3,88км 27,60 26,30 23,80 24,15 24,75 20,00 19,10 18,40 15.65 14,00 11,65 10,56 10,90 8,50 8,95 9,40 6,60 6,68 7,15 7,40 7,75 4,65 3,75 2,40 2,15 1,65 0,95 Ктр 29,95 31,50 32,10 170 165 160 155 150 145 140 135 130 125 120 115 110 105 100 95 90 85 80 75 70 65 60 55 50 45 40 35 30 25 20 15 10 5 Н(0)=4,47м 0,00 54м 165 160 155 150 145 140 135 130 125 120 115 110 105 100 95 90 85 80 75 70 65 60 55 50 45 40 35 30 25 20 15 10 5 70м Продольный профиль интервала строится относительно полученной таким образом линии земной поверхности, при этом по вертикали наносим значения высот местности h, взятые из топографической карты в точках пересечения прямой с горизонталями, соединяя их прямыми линиями. Полученная ломанная линия является продольным профилем интервала между пунктами А и Б. На рисунке 4.3 приведён пример профиля пролёта, построенный с использованием геоинформационных систем, имеющих в базе данных сведения о рельефе земной поверхности. На профиле также отмечают лесные массивы, которые тоже являются препятствием на пути распространения радиосигнала СВЧ. Рисунок 4.3– Пример построения профиль пролета В данном учебном пособии ограничимся определением энергетического запаса на замирания сигнала по (4.13). Если на проектируемом пролёте запас на замирания сигнала составляет от минус 20 до минус 35 дБ, то можно считать, что устойчивость связи будет обеспечена. Слишком большой запас на замирания нецелесообразен с экономической точки зрения. В качестве справочного материала можно отметить, что общие качественные параметры ЦРРЛ ничем не отличаются от аналогичных параметров для цифровых кабельных линий связи. Нормы основываются на рекомендациях МСЭ-Р и МСЭ-Т и распространяются на линейные цифровые тракты ПЦИ: 1.первичный цифровой тракт (2048 кбит/с); 2.вторичный цифровой тракт (8448 кбит/с); 3.третичный цифровой тракт (34368 кбит/с); 4.четвертичный цифровой тракт (139264 кбит/с), а также на цифровые тракты СЦИ STM-1 (155Мбит/с) и SUB-STM-1 (51Мбит/с), которые могут быть организованны на ЦРРЛ ВСС РФ. Показатели качества по ошибкам рекомендуются МСЭ-Т G.821 и G.826. При этом рекомендация G.821 основана на измерении ошибок по битам, а рекомендация G.826 – на измерении ошибок в блоках Коэффициент ошибок по битам Рош (BER), определяется по формуле 4.16 как: Pош  N БОШ N БОШ  , NБ С T (4.16) где NБОШ – число ошибочных бит за интервал времени Т, NБ – число бит информации за интервал времени Т, С – скорость передачи информации (бит/с). Секунда со значительным количеством ошибок (SES), определяется как односекундный период, в котором Рош=≥10-3. Коэффициент секунд со значительным количеством ошибок (SESR) определяется отношением SES к общему количеству секунд в период готовности за время измерений. Величина SESR соответствует величине неустойчивости Т (Рош макс) в состоянии готовности цифрового тракта, обусловленной процессом распространения радиоволн. Показатели качества по ошибкам оцениваются за период времени в один месяц, т.е. они должны выполняться в течение любого месяца года. Принято различать два состояния, в которых может находиться цифровой тракт: готовности и неготовности. Рекомендации МСЭ-Т F.557, G.827, G.821 и G.826 определяют критерии перехода между этими двумя состояниями. Тракт считается находящимся в состоянии готовности только тогда, когда оба его направления находятся в состоянии готовности. Коэффициент готовности Кг определяется как отношение времени, в течение которого тракт находится в состоянии готовности, к общему времени наблюдения. Коэффициент неготовности Кнг определяется отношением времени, в течение которого тракт находится в состоянии неготовности, к общему времени наблюдения (формула 4.17): К нг  (Т 1  Т 2  Т 12 ) , Т (4.17) где Т1 – общее время неготовности для одного направления передачи; Т2 – общее время неготовности для другого направления передачи; Т12 – время неготовности одновременно для обоих направлений передачи; Т – период времени наблюдения. Очевидно, что для симплексного тракта Т2 и Т12 равны нулю. Коэффициент готовности и неготовности связаны соотношением (4.18): Кг + Кнг = 1 (4.18) Значение Кг и Кнг определяются в течение времени наблюдения, которое должно быть не менее, чем 1 год. Нормы на показатели качества и готовности для вновь проектируемых ЦРРЛ указаны в таблице 4.1. Эти нормы основаны на рекомендациях МСЭ-Т G.826. Таблица 4.1 – Нормируемые значения для вновь проектируемых ЦРРЛ Участок ВСС Длина Показатель Коэффициент Распределение России тракта, качества неготовности доли SESR, Кг км SESR, % Кг, % для реальных линий Международный 12500 0,06 1,5 Пропорционально участок L для L≥2500 км Национальный участок: Магистральная 2500 0,012 0,3 Пропорционально сеть L для L≥50 км Внутризоновая 600 0,012 0,1 Независимо от сеть 200 0,01 длины Местная сеть 100 0,01 0,1 Независимо от 50 0,01 длины Сеть доступа – 0,015 0,1 Независимо от длины При проектировании ЦРРЛ рассчитываются только значения показателей качества SESR. Другие показатели качества, рассмотренные выше, не рассчитываются, т.к. определяются условиями эксплуатации. Для удовлетворительной работы ЦРРЛ главным фактором является помехоустойчивость системы, так как именно это является способностью уменьшения уровня помех, создаваемых во внешней и внутренней средах. Для достижения максимальной помехоустойчивости ЦРРЛ необходимо достичь минимального коэффициента ошибок (Рош мин=10-6). Для этого необходимо достичь максимального отношения сигнал-шум (S/N). Качество полученной информации оценивается отношением сигнал-шум на входе демодулятора приемника. Для достижения требуемого качества необходимо обеспечить минимальный уровень входного сигнала, который определяется чувствительностью приемника. Чувствительность приемника характеризует способность принимать слабые сигналы. Нестабильность радиоканалов, обусловленная множеством заранее непредсказуемых факторов (атмосферные помехи, осадки, ландшафт и многое другое) сильно влияет на качество передачи данных. Контрольные вопросы по разделу 4 1. Назовите параметры аппаратуры и трассы, определяющие мощность сигнала на входе приёмника. 2. Что показывает множитель ослабления поля свободного пространства? 3. Что такое просвет? 4. Для чего строится профиль пролёта 5. Что такое энергетический запас на зимирание? 6. Что означает термин "замирание радиосигнала"? 5 Адаптивные радиорелейные линии 5.1 Адаптивная модуляция и кодирование В классических радиорелейных системах энергетический бюджет канала рассчитывается из требуемой надежности передачи и скорости в радиоканале для наихудшего случая распространения. При этом расчетный запас на замирание не используется при нормальных благоприятных условиях распространения. Идея использования этого запаса легла в основу технологии адаптивной модуляции и кодирования ( adaptive modulation and coding (AMC). Используя ACM, система автоматически подстраивает параметры своей работы в зависимости от текущих погодных условий, что позволяет предотвратить ухудшение характеристик радиосигнала (например, при сильных осадках). Когда экстремальные погодные условия начинают негативно влиять на работу системы, модуль радиосигнала автоматически выбирает лучший из восьми возможных режимов работы модуляции/кодирования. В итоге это позволяет снизить до минимума влияние погодных условий на показатели работы системы и при этом максимально эффективно использовать частотный ресурс в имеющемся диапазоне. Рассмотрим работу АСМ на примере оборудования, которое позволяет быстро изменять формат модуляции. Модуль радиосигнала непрерывно (то есть каждые несколько миллисекунд) определяет качество приема и параметры затухания для данной конкретной системы, далее анализирует их. При достижении коэффициента затухания определенной величины, критичной для качества и надежности связи, модуль изменяет (уменьшает) в демодуляторе модуляцию и/или кодирование сигнала (рисунок 5.1) так, чтобы восстановить требуемый запас по энергетике. Переключение режима модуляции реализовано при помощи алгоритма, исключающего возникновение ошибки в момент переключения, а значит, совершенно не создавая помех приложениям реального времени и другим сервисам, требующих обеспечения высокого качества обслуживания. Рисунок 5.1 – Динамическое изменение модуляции То есть система имеет возможность в зависимости от условий распространения без обрывов переходить на более помехозащищенные типы модуляции и скорости кодирования, уменьшая при этом емкость в радиоканале. При этом полного разрыва связи не происходит, трафик, имеющий наивысший приоритет, продолжает передаваться, отбрасывается только трафик с низким приоритетом. При возвращении в нормальные условия распространения система автоматически восстанавливает исходную скорость передачи. Принцип адаптивной модуляции должен быть кратко пояснен в последующем. Передатчик передает данные по радиоканалу к приемнику. В передатчике сначала подлежащие передаче данные кодируют и уплотняют посредством кодера и перемежителя импульсов. После этого данные в зависимости от характеристики канала модулируют с различным весовым коэффициентом модуляции. Подходящими для этого алфавитами /способами модуляции являются, например, известные способы амплитудно/фазовой манипуляции, двоичная фазовая манипуляция BPSK, квадратурная фазовая модуляция QPSK, квадратурная амплитудная модуляция 16 QAM, 64 QAM и т.д. с соответствующими весовыми коэффициентами модуляции 1, 2, 4 и 6. При высоком отношении сигнал/шум соответствующая поднесущая должна модулироваться высоким числом битов, в то время, как при малом отношении сигнал/шум достаточно малое число битов. Соотношение сигнал/шум обычно оценивают в приемнике и преобразуют для отдельных поднесущих в так называемую таблицу загрузки битов (Bit-Loading). Такая таблица загрузки битов может, например, содержать информацию об отношении сигнал/шум или альтернативно запрошенный весовой коэффициент модуляции для каждой отдельной поднесущей. Эту таблицу загрузки битов передают передатчику так, что он соответственно может управлять демультиплексором DEMUX и мультиплексором MUX для адаптивной модуляции. При работе адаптивной модуляции используется пять типов модуляции QPSK, 16 QAM, 64 QAM, 128 QAM и 256 QAM, выбор между которыми осуществляется динамически благодаря блоку обработки, реагирующему на флуктуации затухания на тракте со скоростями до 100 дБ/c. Для полосы частот 7, 14 или 28 МГц изменение модуляции с QPSK до 16 QAM приводит к двукратному, а с QPSK до 256 QAM - к четырехкратному увеличению пропускной способности радиоканала. Блок-схема АМС приведена на рисунке 5.2. Рисунок 5.2 – Блок-схема адаптивной модуляции и кодирования Адаптивная модуляция позволяет избегать увеличения размеров антенн и мощности передатчиков. К примеру, для радиоканала 7 МГц с модуляцией QPSK и пропускной способностью 5хЕ1 при надежности 99,999% воздействие адаптивной модуляции приводит к увеличению индекса модуляции до 256 QAM и пропускной способности до 45 Мбит/с, доступной, как правило, не менее 99,5% времени, при этом размеры антенн и мощности передатчиков остаются неизменными. Адаптивная модуляция и кодирование дают возможность, с одной стороны, максимально использовать ограниченный частотный ресурс, с другой – максимально защитить от перерывов связи трафик наивысшего приоритета. Использование адаптивной модуляции и кодирования стало неотъемлемой частью радиорелейных систем нового поколения. Используя шесть из типов модуляции и кодирования из возможных профилей можно достигнуть большого диапазона спектра. Это позволяет увеличить производительность при увеличении отношения сигнал/шум (SNR) согласно формуле Шеннона: C = B x log2(1 + S/N) = B x log2(1 + SNR), (5.1) где С – eмкость канала; бит/с; B– полоса пропускания канала, Гц; S – полная мощность сигнала над полосой пропускания, Вт; N – полная шумовая мощность над полосой пропускания, Вт; S/N – отношение сигнала к шуму (SNR), выраженное как отношение мощностей. В этом случае, самая низкая предлагаемая скорость данных использует модуляцию - QPSK и скорость помехоустойчивого кодирования 1/2, в то время как самая высокая скорость данных использует - 64QAM и скорость кодирования 3/4. В отношении метода адаптивной модуляции и кодирования можно сказать, что его основная функция состоит в подстройке характеристик модуляции и кодирования для того, чтобы компенсировать изменения в канале физическогоуровня. Это делается главным образом за счет использования результатов измерений радиоканала, канала индикации качества CQI и процедуры ретрансляции. Располагая этими средствами, а также информацией о трафике (в частности, о качестве услуг QoS) и о состоянии радио- и физических ресурсов, система AMC позволяет сети выбирать наиболее подходящие методы модуляции и кодирования. Каждое изменение модуляции и/или кодирования приводит к изменению скорости передачи в радиоканале и системного усиления. Любое изменение осуществляется бесшовно без внесения каких-либо битовых ошибок во фреймы радиоканала. При уменьшении скорости передачи трафик, который имеет более низкий приоритет, частично или полностью отбрасывается, при этом трафик более высокого приоритета передается без изменения его качества и внесения каких-либо задержек. Такая схема дает возможность, как получить дополнительную полосу пропускания при обычных условиях распространения, так и максимально защитить трафик более высокого приоритета при возникновении природных катаклизмов. Предлагаемая реализация адаптивной модуляции и кодирования имеет лучшие на рынке параметры по количеству шагов переключения и возможности гибкого планирования профилей трафика для каждого шага. Возможность выбора одновременно схемы модуляции и скорости кодирования (в диапазоне 0,5 – 0, 95) является уникальной на рынке. За счет использования адаптивной модуляции и кодирования, динамический диапазон системного усиления составляет до 30 дБ, а диапазон скоростей передачи полезной нагрузки от 24 Мбит/с до 190 Мбит/с в полосе 28 МГц. Преимущества системы АМС хорошо известны, но ее характеристики сильно зависят от измерений в радиоканале, получаемых в оконечном оборудовании, а цикл измерений может не совпадать с периодами обычных изменений в канале во время быстрых замираний. Кроме того, такие измерения не лишены ошибок. Ненадежная сводка о состоянии канала может привести к принятию ошибочных решений при планировании пакетов, установке мощности передачи, а также выборе вида модуляции и кодирования. Поэтому система оснащается усовершенствованной процедурой оценки качества канала, которая использует информацию о контрольном сигнале, принимаемом по каналу, канальную тактовую синхронизацию, адаптивный временной цикл формирования отчета о состоянии радиоканала и более высокий уровень взаимодействия, гарантирующий безошибочную работу системы АМС. Кроме того, система запросов помогает компенсировать уязвимые места системы АМС, используя информацию канального уровня. Резюмируя, перечислим очевидные выгоды от применения адаптивной модуляции и кодирования: 1. Высочайшая пропускная способность – от 10 до 800 Мбит/с на несущую; 2. Ширина используемого канала – от 7 до 56 МГц; 3. Диапазоны частот (лицензируемые) – от 6 до 38 ГГц; 4. Уникальный алгоритм адаптивного кодирования и модуляции (ACM): QPSK-256QAM; 5. Расширенные средства обеспечения качества обслуживания (QoS); 6. Более дальние расстояния работы с использованием антенн меньшего диаметра за счет высокомощных радиочастотных модулей; 7. Повышенная готовность на 99,95% и увеличенная географическая зона предоставления услуг; 8. Автоматическая адаптация к изменениям в географическом распределении и региональным погодным условиям в течении жизненного цикла сети; 9. Неразрушающие сеть снижение скорости сервиса при ухедшении погодных условий; 10. Оператор имеет возможность создавать свои профили схем модуляции/кодирования, реализуемых для каждого пролета в зависимости от его желаний, общее число шагов не должно превышать 16. Спектр применения современной цифровой радиорелейной связи достаточно широк, что связано с особенностями разворачивания такой связи. В частности, оборудование радиорелейной связи позволяет оперативно наращивать возможности системы связи путем установки оборудования в помещениях узлов связи, используя антенно-мачтовые устройства и другие сооружения, что сокращает капитальные затраты на создание радиорелейных линий связи. Незаменимой является радиорелейная связь для организации многоканальной связи в регионах со слаборазвитой (или с отсутствующей) инфраструктурой связи, а также на участках местности со сложным рельефом, для развертывания разветвленных цифровых сетей в регионах, больших городах и индустриальных зонах, где прокладка новых кабелей слишком дорога или невозможна. Весьма эффективна радиорелейная связь для восстановления связи в районах стихийных бедствий или при спасательных операциях. Сегодня практически все производители радиорелейного оборудования обеспечивают в своей продукции множество новых возможностей, обеспечивающих высокую пропускную способность, гибкость и универсальность, возможность передавать как TDM- так и IP-трафик, масштабируемость, интеграцию с PDH/SDH-проводными системами передачи, минимизацию габаритов и энергопотребления. Кроме того, современное радиорелейное оборудование имеет эффективные системы управления, позволяющие осуществлять удаленный контроль, диагностику и мониторинг, динамическое управление трафиком, кроме того, обеспечиваются возможности миграции и апгрейда оборудования только за счет замены программного обеспечения. В настоящее время производством оборудования для радиорелейной связи занимаются в мире сотни компаний. Рассмотрим радиорелейное оборудование с алгоритмом АМС нескольких производителей: QTECH, ГК «НАТЕКС», Huawei, Allgon Microwave на частоте 18ГГц. 5.2 Современное оборудование, использующее адаптивную модуляцию и кодирование 5.2.1 Оборудование компании «QTECH» Компания QTECH предлагает новую разработку в области систем радиорелейной связи QTECH QXR-400. Эта радиорелейная система нового поколения разработана с учетом удовлетворения текущих и будущих потребностей операторов связи и вещания, сервис провайдеров и производственных сетей. Она предоставляет с одной стороны гибкость планирования и реализации различных сервисов, высокую пропускную способность и надежность операторского класса, при этом гарантируя традиционную для радиорелейных систем легкость в настройке, управлении и мониторинге показателей качества. Система дает уникальную возможность одновременной передачи традиционного TDM трафика (PDH и SDH), Ethernet (L2 и L3), а также цифрового телевизионного сигнала (MPEG/DVB). Такое богатое сочетание пользовательских интерфейсов и сервисов сегодня является уникальным на Российском рынке. В оборудовании реализованы новейшие алгоритмы обработки цифровых сигналов, включая самую передовую технологию помехоустойчивого кодирования LDPC, что дает возможность получить лучшее на рынке системное усиление одновременно с высокой скоростью передачи в радиоканале. Алгоритмы адаптивной модуляции и кодирования, реализованные в системе, дают возможность расширить границы системного дизайна и достигнуть разумного компромисса между пропускной способностью системы и ее надежностью. QTECH QXR-400 использует компактные современные радиочастотные модули, которые функционируют в диапазонах частот от 6 ГГц до 38 ГГц. Технические параметры, отражающие применение АСМ приведены в таблице 5.1. Таблица 5.1 – Технические характеристики QTECH QXR-400 Метод Кодирование Чувствительность Скорость модуляции приемника, дБм полезной -6 (Рош=10 ) Мбит/с передачи нагрузки, QPSK 16QAM 32QAM 64QAM 128QAM 256QAM 3/4 5/6 5/6 7/8 6/7 10/11 -89,1 -82,1 -79,0 -76,4 -74,2 -70,3 37,0 86,2 103,0 129,0 148,0 179 5.2.2 Оборудование компании «НАТЕКС» Цифровые радиорелейные системы семейства Nateks Microlink являются высоконадежным решением для построения радиорелейных сетей в различных частотных диапазонах. В оборудовании опционально реализован алгоритм адаптивного кодирования и модуляции ACM, которые позволяют оборудованию динамически менять тип модуляции и скорость кодирования для адаптации к текущим условиям распространения (ослабления сигнала в радиоканале): переход от модуляции высшего порядка к более помехоустойчивой модуляции низких порядков происходит возникновения дополнительных ошибок. Переход на модуляцию низких порядков, приведет к снижению пропускной способности радиолинии, но поможет избежать полного пропадания связи, сохраняя при этом передачу наиболее высокоприоритетного трафика. В случае использования адаптивной модуляции можно произвести расчет энергетического бюджета линии на антеннах небольшого диаметра для невысокой пропускной способности (для минимальных требований), но при этом учитывать, что большую часть времени (более 90%) линия сможет работать на значительно более высоких скоростях. Рабочий диапазон частот от 6 ГГц до 38 ГГц. Технические параметры сведены в таблицу 5.2. Таблица 5.2 – Технические характеристики Nateks Microlink Метод Кодирование Чувствительность Скорость модуляции приемника, дБм полезной -6 (Рош=10 ) Мбит/с QPSK 3/4 -86,0 45,0 16QAM 5/6 -79,0 90,0 32QAM 5/6 -76,5 110,0 64QAM 7/8 -74,0 135,0 128QAM 6/7 -72,0 155,0 256QAM 10/11 -69,0 190,0 передачи нагрузки, 5.2.3 Оборудование компании «Huawei Technologies Co» В новом радиорелейном оборудовании Huawei используется несколько оригинальных технических решений, призванных повысить надежность сетей и снизить эксплуатационные затраты. Радиорелейные станции Huawei позволяют производить все настройки с единого центра управления сети без осуществления какой-либо механической коммутации. Это стало возможным благодаря использованию в релейном оборудовании специального коммутатора, который позволяет выводить различные потоки данных без дополнительных оптических мультиплексоров и кросс-соединений. Точно так же программным способом по командам с пульта управления можно изменять и полосу пропускания каналов от 4Е1 до SDH уровня. Все это существенно повышает оперативность предоставления новых услуг и значительно снижает операционные затраты. Еще одной особенностью оборудования Huawei является наличие в нем возможности организации пролетов, как по радиоканалам, так и с использованием оптоволоконных каналов связи, которые можно гибко комбинировать. При замене платы IF на оптическую плату, оборудование радиопередачи может функционировать как оптическое оборудование для обеспечения большой емкости передачи, что обеспечивает дополнительную гибкость при планировании и расширении сети. На данный момент компания предлагает радиорелейное оборудование серии RTN 600 – это отдельно устанавливаемая, программно конфигурируемая, совместимая с PDH/SDH система, которая объединяет в себе возможность передачи как по радиоканалу, так и по оптическому волокну. На данный момент производится два типа оборудования серии RTN 600 – RTN 610 и RTN 620, которые предназначены для различных сценариев применения. Во всем оборудовании серии RTN 600 используется общая программная и аппаратная платформа, поддерживающая четыре направления радиопередачи, каждое из которых имеет программно конфигурируемую емкость в диапазоне от 4хЕ1 до lxSTM-1. Система сочетает широкую полосу пропускания, высокую производительность и адаптивную модуляцию. Диапазон частот от 6 ГГц до 38 ГГц. Данное интегрированное TDM/гибридное позволит операторам модернизировать имеющиеся сети TDM без существенных вложений. Технические параметры, необходимые в дальнейшем, сведены в таблицу 5.3. Таблица 5.3 – Технические характеристики Метод Кодирование Чувствительность модуляции приемника, дБм (Рош=10-6) QPSK 3/4 -88,7 16QAM 5/6 -81,9 32QAM 5/6 -78,4 64QAM 7/8 -75,8 128QAM 6/7 -73,6 256QAM 10/11 -70,2 Скорость полезной Мбит/с 41 88 107 131 152 185 передачи нагрузки, 5.4 Оборудование компании «Allgon Microwave» Оборудование «AMR Streamline» (производства «Allgon Microwave») позволяет строить радиорелейные линии связи в диапазонах частот от 6 ГГц до 38 ГГц. В радиоканале используется модуляция без разрыва фазы сигнала, обеспечивающая высокую пороговую чувствительность приемника, что в сочетании с высокой выходной мощностью передатчика позволяет строить более длинные радиорелейные интервалы (при использовании антенн меньших размеров и сохранении высокого коэффициента готовности). Оборудование поддерживает режим адаптивной автоматической регулировки выходной мощности, что позволяет поддерживать минимально необходимую мощность передатчика для обеспечения заданного уровня принимаемого сигнала и коэффициента ошибок. Технические параметры сведены в таблицу 5.4. Таблица 5.4 – Технические характеристики «Huawei Technologies Co» Метод Кодирование Чувствительность Скорость передачи модуляции приемника, дБм полезной нагрузки, -6 (Рош=10 ) Мбит/с QPSK 3/4 -87,5 43,0 16QAM 5/6 -80,4 88,0 32QAM 5/6 -78,0 107,0 64QAM 7/8 -75,6 131,0 128QAM 6/7 -73,2 152,0 256QAM 10/11 -69,8 185,0 3.5 Анализ технических характеристик оборудования Для наглядности анализа параметров оборудования рассмотренных производителей приведены графики зависимости чувствительности приемника и скорости передачи полезной нагрузки от метода модуляции и кодирования (рисунок 5.3, 5.4) Рисунок 5.3 – График зависимости метода модуляции от чувствительности приемника По графикам можно сделать следующие выводы: метод модуляции и кодирования существенно влияет на чувствительность приемника и скорость передачи полезной нагрузки. Чем больше позиционность модуляции и выше скорость кодирования, тем выше чувствительность приемника и скорость передачи полезной нагрузки. В результате это дает возможность максимально использовать ограниченный частотный ресурс при модуляции 256QAM и максимально защитить от перерывов связи трафик наивысшего приоритета при QPSK. Рисунок 5.4 – График зависимости метода модуляции от скорости передачи полезной нагрузки Контрольные вопросы по разделу 5: 1. С какой целью применяют адаптивные модуляцию и кодирование? 2. Какой метод модуляции имеет большую помехоустойчивость: QPSK или 256 QAM? 3. Какой метод модуляции позволяет организовать большую скорость передачи информации в радиостволе: QPSK или 256 QAM? 4. Какой критерий может быть использован для изменения метода модуляции и кодирования? 6 Радиорелейные линии связи в миллиметровом диапазоне: новые горизонты скоростей Одно из основных направлений создания сверхвысокоскоростных (свыше 1 Гбит/с) беспроводных каналов связи и сетей передачи мультимедийной информации – переход от традиционного сантиметрового диапазона радиоволн к миллиметровому (60– 100 ГГц). Этот переход уже характеризуют как новую инновационную волну, сопоставимую с появлением стандартов сотовой связи и систем Wi-Fi. Рассмотрим основные подходы к построению аппаратуры связи "точка-точка" и сетей на ее основе в миллиметровом диапазоне длин волн. 6.1 Миллиметровый диапазон радиоволн в системах беспроводной связи Миллиметровый диапазон (мм-диапазон) уже давно привлекает внимание разработчиков аппаратуры связи. Однако его практическое освоение до последнего времени ограничивалось частотами не более 40 ГГц. 30 лет назад Международный союз электросвязи ITU (International Telecommunication Union) на Международной конференции WRC-79 принял решение об использовании миллиметрового диапазона радиоволн для оказания услуг фиксированной связи. Однако практический интерес к мм-диапазону проявился только в конце 1990-х годов, после того как Федеральная комиссия по связи США (FCC) опубликовала доклад с подробным описанием возможностей систем, работающих на таких частотах. С тех пор полосы частот 71–76 и 81–86 ГГц, известные как частоты Е-диапазона, активно осваиваются для построения систем связи со сверхбольшой пропускной способностью (до 10 Гбит/с). Этому способствовали следующие обстоятельства: • появление электронных компонентов миллиметрового диапазона с приемлемыми параметрами и стоимостью; • высокая загрузка наиболее активно используемого СВЧ-диапазона (2–38 ГГц) и необходимость поиска альтернативных частотных диапазонов; • разработка нового поколения широкополосных систем связи, что привело к радикальному росту трафика в сетях доступа и в опорных сетях таких систем. После принятия в 2005 году FCC ряда регламентирующих документов и введения облегченной схемы лицензирования появились первые радиосистемы Е-диапазона. Европейские регулирующие организации беспроводной связи последовали за США, и в 2005 году Европейская конференция администраций почт и телекоммуникаций (CEPT) приняла план освоения частотных диапазонов, аналогичный американскому. В 2006 году Европейский институт стандартизации в области телекоммуникаций (ETSI) опубликовал технические правила работы аппаратуры на частотах 71–76, 81–86 и 92–95 ГГц. Эти правила соответствовали требованиям ЕС и разрешали коммерческое использование в Европе беспроводной аппаратуры Е-диапазона. Сегодня уже многие страны осваивают Е-диапазон для создания беспроводных систем связи типа "точка- точка". Е-диапазон состоит из трех частотных полос – 71–76, 81–86 и 92–95 ГГц (рисунок 6.1), причем наиболее активно осваиваются первые две полосы. Такое распределение частот имеет свои достоинства. Рисунок 6.1 - Основные частотные диапазоны беспроводной связи Во-первых, суммарная ширина первых двух частотных полос в 10 ГГц значительно больше любой другой доступной полосы частот, используемой в системах беспроводной связи. Она в 50 раз больше спектра всех видов сотовой связи, используемых в США, и значительно шире всех связных СВЧдиапазонов. Поэтому Е-диапазон способен обеспечить работу целого поколения новых систем беспроводной связи. Во-вторых, при распределении частот Е-диапазона, включающего два канала по 5 ГГц, не происходит деления на полосы, как в случае более низкочастотных СВЧ-диапазонов. К примеру, в США в сантиметровом диапазоне Федеральная комиссия связи делит каждый частотный диапазон с общей несущей на отдельные каналы с полосой не более 50 МГц. Такая ширина канала, в конечном счете, ограничивает объем данных, которые он способен пропустить. Благодаря широкой полосе Е-диапазон достаточен для передачи данных со скоростью 1Гбит/с посредством простейших схем модуляции, например, двухпозиционной фазовой манипуляции (BPSK). При более сложных схемах модуляции скорость передачи в полнодуплексном режиме может достигать 10 Гбит/с. Поскольку в отличие от узкого канала необходимость сжатия данных при передаче отсутствует, аппаратная реализация систем связи в Е-диапазоне может быть относительно простой. В частности, в ряде случаев достаточно модемов с модуляцией низкого порядка, нелинейных усилителей мощности, приемников с прямым преобразованием и других несложных компонентов. Это позволяет снизить стоимость системы, не ухудшая ее функциональные параметры и надежность. Так, схемы с частотной манипуляцией (FSK) или двухпозиционной фазовой манипуляцией в полосе 5 ГГц легко обеспечивают передачу данных со скоростью до 2 Гбит/с. Поскольку простые схемы модуляции не требуют высокой линейности усилительных трактов в трансиверах, то усилители мощности передатчика могут работать в режиме максимальной выходной мощности. А большая выходная мощность наряду с высоким коэффициентом усиления антенны обеспечивает высокую излучаемую мощность, что позволяет компенсировать возможные потери передачи и делает системы Е-диапазона сравнимыми по характеристикам с СВЧ-системами связи "точка-точка". Не менее важное достоинство Е-диапазона заключается в возможности существенного снижения габаритов антенных систем, обеспечивающих, тем не менее, формирование узкой диаграммы направленности. Помимо удешевления за счет меньших размеров более миниатюрные антенны испытывают гораздо меньшую ветровую нагрузку, что весьма ощутимо сказывается на стоимости системы связи. На дальность связи в миллиметровом диапазоне значительное влияние оказывают затухание на молекулах воды, кислорода, а также погодные факторы (рисунок 6. 2). Рисунок 6.2 - Характеристики поглощения радиоволн в атмосфере (на уровне моря) В СВЧ-диапазонах до 38 ГГц атмосферное затухание не превышает 0,3 дБ/км. За подъемом в районе 23 ГГц следует сильное затухание на 60 ГГц, обусловленное поглощением радиоволн молекулами кислорода. На частоте 60 ГГц ослабление достигает 14 дБ/км, что существенно ограничивает дальность передачи радиоволн. На частотах выше 100 ГГц начинают сказываться другие эффекты молекулярного поглощения (в том числе на молекулах воды), ограничивающие эффективность распространения сигналов. Окно относительной прозрачности лежит в диапазоне 70–100 ГГц. Здесь атмосферное затухание составляет около 1,5 дБ/км, что близко к затуханию в традиционных СВЧ-диапазонах. В результате становится возможным передавать радиосигналы на значительные расстояния 5–10 км. Отметим, что в случае сильного дождя (интенсивность 25 мм/ч) затухание сигнала в Едиапазоне достигает 10 дБ/км (рисунок 6.3). Рисунок 6.3 - Затухание радиоволн, вызываемое дождем различной интенсивности Международным союзом по телекоммуникациям ITU на основании многолетних наблюдений составлены карты однотипных зон выпадения осадков в различных районах мира. Эти карты помогают проектировщикам при установке систем связи в различных регионах мира учитывать интенсивность и годовую норму осадков. Бытует мнение, что по надежности связи системы ммдиапазона сопоставимы с системами связи на основе атмосферных оптических линий. Однако одно из достоинств беспроводной связи на частотах Е-диапазона – слабая зависимость от тумана и облачности. При плотности густого тумана около 0,1 г/м3 с видимостью 50 м ослабление сигнала составляет всего лишь 0,4 дБ/км. Противоположная ситуация возникает при высокоскоростной оптической передаче информации в свободном пространстве. Затухание сигнала при оптической передаче в условиях сильного тумана может достигать 200 дБ/км. Столь малое затухание в Е-диапазоне объясняется тем, что размеры частиц тумана значительно меньше длины волны распространяемого сигнала, равной ~3–5 мм, и в результате они не вызывают сильного рассеяния радиоволн. Аналогично, на функционирование систем связи мм-диапазона практически не влияет наличие в атмосфере пыли, песка и других мелких частиц, поскольку их размеры существенно меньше 3 мм и они "невидимы" для беспроводных систем Е-диапазона. Слабая загруженность мм-диапазона, возможность выделения широких полос частот (до 5 ГГц), упрощенная процедура выделения частот во всех странах мира делает этот диапазон уникальным для построения персональных, локальных и городских транспортных беспроводных сетей, а также каналов "точка-точка" (радиорелейных линий). Кроме того, свойственное данному диапазону быстрое затухание радиоволн делает обязательным применение антенн с узкой диаграммой направленности, что устраняет проблему интерференции различных источников сигнала и упрощает задачу частотного планирования (как технически, так и административно). Сегодня в большинстве стран мира использование мм-диапазона радиоволн осуществляется без лицензирования или по упрощенной (уведомительной) процедуре. В Российской Федерации лицензированию подлежат системы связи во всех полосах частот, включая ммдиапазон. Однако, учитывая необходимость быстрейшего развертывания сверхвысокоскоростных сетей и каналов связи, Государственная комиссия по радиочастотам (ГКРЧ) при Министерстве информационных технологий и связи РФ 15 июля 2010 года приняла решение № 10-07-04-1 (2) "Об упрощении процедуры выделения полос радиочастот 71–76 ГГц, 81–86 ГГц и 92–95 ГГц…..". В решении отмечается, что указанные полосы радиочастот являются одними из перспективных участков радиочастотного спектра, предназначенных для создания радиорелейных линий связи небольшой протяженности. 6.2 Особенности реализации радиорелейной аппаратуры в Е-диапазоне Аппаратная часть радиорелейных линий (РРЛ) E-диапазона реализована по классической схеме дуплексного трансивера. В состав системы входит модем, Up/Down-конвертор, малошумящий приемный усилитель, усилитель мощности и дуплексный фильтр (рисунок 6.4). Рисунок 6.4 - Общая структура трансивера Е-диапазона Волноводный фланец дуплексного фильтра подсоединен непосредственно к антенне (рисунок 6.5). Таким образом, вся активная и пассивная части радиосистемы размещены на антенной мачте и выполнена в виде моноблока уличного расположения. Рисунок 6.5 - Радиорелейная станция Е-диапазона компании E-band Commnications В составе РРЛ в диапазоне 71–86 ГГц как правило используют осесимметричные двухзеркальные антенны Кассегрена небольшого диаметра (30–60 см). Конструктивно антенны состоят из основного параболического зеркала, вспомогательного гиперболического зеркала и облучателя. Облучатель расположен в фокусе вспомогательного гиперболического зеркала. Такая конструкция повторяет конструкцию оптических телескопов, предложенных Кассегреном в 1672 году. Но в отличие от оптической конструкции, принцип работы двухзеркальной антенны заключается в преобразовании сферического волнового фронта электромагнитной волны, излучаемой источником, в плоский волновой фронт в раскрыве антенны в результате последовательного переотражения от вспомогательного и основного зеркал. Двухзеркальные антенны применяются в СВЧ-диапазоне при большом (100 и более) соотношении диаметра основного зеркала антенны к длине волны. К достоинствам этого типа антенн можно отнести: • очень узкую диаграмму направленности и высокий коэффициент усиления (таблица 6.1); • возможность минимизации потерь в волноводном тракте за счет размещения облучателя на вершине основного зеркала, а ее в его фокусе; • высокий коэффициент использования поверхности основного зеркала антенны. Таблица 6.1 - Типовые характеристики направленных двухзеркальных антенн Е-диапазона Диаметр антенны, см Коэффициент Угол главного усиления, дБи лепестка ДН, о 31 43 0,8 62 50 0,4 Благодаря широким рабочим полосам (до 5 ГГц) высокие скорости стали достижимы без сложных сигнально-кодовых конструкций. Так, производители радиорелейных линий (РРЛ) в E- диапазоне в составе своего оборудования используют модемы со схемами модуляции от BPSK до 16-QAM. При высокой скорости модуляционных символов этого вполне достаточно для получения скорости передачи данных 1 Гбит/с. Кроме удешевления конструкции модема, применение простых типов модуляции повышает достоверность приема информации, поскольку растет расстояние между возможными положениями модуляционных символов на диаграмме Грея (рисунок 6.6). Это означает увеличение системного усиления. Например, применение модуляции QPSK по сравнению с 256 QAM эквивалентно увеличению мощности на 20 дБ! Аппаратура каждого производителя различается по способу реализации, составу интерфейсов и по техническим характеристикам блока окончания радиотракта. Например, оборудование может поддерживать синхронные интерфейсы Е1, STM-1 несколько интерфейсов Ethernet; отличаться наличием встроенного коммутатора и систем управления. Рисунок 6.6 - Увеличение межсимвольного расстояния на диаграмме Грея при использовании модуляции QPSK (а) по сравнению с модуляцией QAM-256 (б) Как правило, интерфейсное окончание модемов большинства РРЛ работает по принципу Ethernet-медиаконверторов с фиксированной скоростью на сетевом интерфейсе 100 Мбит/с или 1 Гбит/с. Есть оборудование, позволяющее переключать скорость интерфейсов с 1000 до 100 Мбит/с при осадках для увеличения усиления системы. В любом случае скорость передачи данных через сетевой интерфейс равна скорости передачи данных в радиоканале. Это позволяет переложить функции обеспечения качества услуг (QoS) на внешнее по отношению к РРЛ каналообразующее оборудование, что также снижает стоимость оборудования в Е-диапазоне и всего решения в целом. Однако ряд производителей встраивает коммутатор второго уровня в свою аппаратуру, предоставляя оператору более удобный режим управления ресурсами. Встроенный коммутатор используется как основной элемент системы резервирования, позволяя без дополнительной аппаратуры строить сети с кольцевой топологией. Основное отличие оборудования различных производителей в Е-диапазоне заключается в аппаратной реализации выходных узлов трансивера. Это наиболее дорогая часть трансивера, которая в основном и определяет цену всей линии связи. Дело в том, что сегодня не существует массово доступных чипсетов этого диапазона, и каждый производитель использует свою технологию. Соответственно характеристики радиоканала у оборудования разных производителей (если это, конечно, не OEM-клоны) существенно отличаются. В частности, разброс системного усиления оборудования различных производителей составляет от 170 до 189 дБ. 6.3 Сравнительный анализ РРЛ-аппаратуры миллиметрового диапазона В последние годы практически все ведущие производители беспроводного оборудования начали разработки и выпуск аппаратуры радиорелейных систем в миллиметровом диапазоне радиоволн (60–100 ГГц) (таблица 6.2). Отметим, что помимо указанных в таблице производителей, работы по созданию радиорелейного оборудования в миллиметровом диапазоне ведут компании Ericsson и Nokia Siemens Networks. Так, компания Nokia Siemens Networks производит систему FlexiPacket Microwave, которую позиционирует как модульное транспортное решение для операторов связи (в том числе для сетей LTE). В состав системы входит радиорелейный модуль на частотах 70–80 ГГц, обеспечивающий скорость передачи данных 1 Гбит/с. В том же направлении двигается и компания Ericsson, разрабатывающая радиорелейное оборудование для работы в диапазоне 70–80 ГГц со скоростями передачи 2,5 Гбит/с, основным применением которого является высокоскоростное объединение базовых станций сети LTE. Отметим, что ряд других крупных производителей, в том числе Huawei, Alcatel-Lucent, Fujitsu и другие, уже производят радиорелейное оборудование для работы в микроволновом диапазоне от 6 до 38 ГГц, предназначенное для транспортных сетей мобильных операторов. С учетом возрастающих потребностей в пропускной способности опорных сетей стоит ожидать, что в ближайшее время оборудование диапазона 60–90 ГГц также появится среди продуктов этих компаний. Отметим также, что завершается разработка оборудования Е-диапазона фирмы Siklu, которое предполагается активно продвигать на российский рынок беспроводного оборудования. 6.4 Архитектура и принципы построения сетей в Е-диапазоне Радиорелейная микроволновая линия E-диапазона – это полнодуплексная система с частотным разделением каналов. Следовательно, для работы одной линии связи требуется одна пара частот. В E-диапазоне одна несущая выбирается в полосе 71–76 ГГц, другая – в полосе 81–86 ГГц. Расстояние между несущими в 10 ГГц вполне достаточно для работы дуплексного фильтра приемопередатчика. Работа на столь высоких частотах позволяет практически не учитывать интерференцию электромагнитных волн, отраженных от препятствий в зоне распространения сигнала, возникающую в условиях плотной городской застройки. Например, радиус первой зоны Френеля 1 для расстояния между антеннами 5 км на частоте 70 ГГц не превышает 1,2 м (таблица 6.3) – для сравнения, на частоте 2,4 ГГц он превысит 6 м. Зоны Френеля – это ряд концентрических эллипсоидов, большая ось которых совпадает с прямой между двумя антеннами. Таблица 6.3 - Зависимость минимального просвета до препятствий от длины линии беспроводной связи (первая зона Френеля) Длина линии связи, км Минимальный просвет до препятствия, м 1 0,58 2 0,82 5 1,3 10 1,8 Первая зона Френеля – это эллипсоид, причем суммарное расстояние от любой точки поверхности которого до передатчика и приемника на половину длины волны превышает длину пути прямого распространения света. Радиус первой зоны Френеля, максимальный строго посредине между антеннами, означает минимально допустимое расстояние от любой точки прямой между двумя антеннами до препятствий. На практике, для нормальной работы радиолинии должно быть свободно 0,7 первой зоны Френеля. Диаметр первой зоны Френеля рассчитывается как D = 17,32√(L/4F), м, (6.1) где L – расстояние между антеннами, км; F – рабочая частота, ГГц. Кроме того, антенны для аппаратуры "точка-точка" E-диапазона формируют очень узкую диаграмму направленности – около 0,5°. Эти особенности существенно облегчают планирование сети микроволновой связи, прежде всего в крупных городах и промышленных центрах. Однако в любом случае планирование радиосети необходимо. На этапе планирования оператор решает для себя ряд важных задач. Главная из них – обеспечить надежное высокоскоростное соединение опорных узлов сети, т.е. с коэффициентом доступности не менее 99,995. Современное оборудование E-диапазона позволяет достичь таких значений коэффициента доступности на расстояниях до 8–10 км. Однако, это еще не обеспечивает оператору надежную и бесперебойную работу всей сети. Необходимо резервирование самой аппаратуры. При планировании сети на традиционном РРЛ-оборудовании резервирование обеспечивается в схеме 1+1, т.е. используется два комплекта оборудования, подключенного к одной антенне, и второй комплект работает в режиме горячего резервирования. Но в E-диапазоне вся аппаратура конструктивно реализована в едином блоке с непосредственным подсоединением к антенне, дополнительные разветвители, как правило, конструктивно не предусмотрены. Кроме того, в мм-диапазоне потери на дополнительных волноводных соединениях и разветвителях будут достаточно велики, чтобы существенно уменьшить дальность связи. Поэтому в сетях связи мм-диапазона для резервирования следует организовывать кольцевые схемы (рисунок 6.7). Рисунок 6.7 - Сеть с кольцевой структурой (а) и со структурой из пересекающихся колец (б) Вторая, не менее важная задача планирования сети – максимально увеличить коэффициент повторного использования частот. Это особенно важно в мм-диапазоне, поскольку из-за моноблочной конструкции каждый комплект оборудования получается частотно зависимым. Наилучший вариант, к которому необходимо стремиться, – проектировать всю сеть, используя только одну дуплексную пару частот. Для этого частоты приема и передачи на каждом узле, входящем в кольцо, должны быть одинаковыми и чередоваться от узла к узлу. Соответственно число узлов в кольце должно быть четным. Такой подход позволит устранить возможное влияние передатчиков и приемников, установленных на одной площадке. Если сеть состоит из нескольких пересекающихся колец (рисунок 6.7б), то в любом случае необходимо придерживаться правила – на одном узле аппаратура должна иметь одинаковую дуплексную пару. Если невозможно "закольцевать" все находящиеся в сети микроволновые линии, то необходимо предусмотреть резервирование в низкочастотном участке диапазона. Такое решение позволяет сохранить канал при экстремально неблагоприятных погодных условиях. Разумеется, пропускная способность такой резервной радиолинии значительно снижается, поэтому через нее следует передавать только высокоприоритетный трафик. Оборудованием для резервирования могут служить относительно недорогие мосты "точка-точка", работающие в режиме временного дуплексирования (TDD) в диапазонах 2,4 или 5 ГГц. В частности, в качестве таковых можно использовать оборудование, функционирующее под управлением протокола IEEE 802.11n и оптимизированное для работы с направленными MIMOантеннами. При планировании сети или отдельного пролета для расчета коэффициента доступности необходимо учитывать климатическую зону, в которой придется работать. Например, для европейской части России (регион Е) максимальная длина пролета при коэффициенте доступности 99,995 составит около 3–4,5 км, тогда как в некоторых районах Средней Азии или Африки длина пролета может достигать 10–15 км (рисунок 6.8). Сильный разброс максимальной длины пролета внутри дождевого региона зависит от технических характеристик уже конкретной аппаратуры. Следовательно, важным моментом, предшествующим планированию, сети является выбор оборудования. Особое внимание следует уделить, конечно, общей энергетике системы. Но немаловажную роль играют и сервисные возможности – такие как автоматическое отключение портов трафика основного канала при превышении заданного порога ошибок. Это необходимо для корректной работы внешних коммутаторов, которые при отсутствии несущей от РРЛ переведут трафик на резервное направление. Очень важно наличие удаленного управления и мониторинга. Также следует обратить внимание на рекомендованное производителем минимальное расстояние между узлами. В связи с сильным затуханием сигнала мм-диапазона, вариация уровня сигнала в приемнике в зависимости от дальности связи может лежать в диапазоне 40–90 дБ. Поэтому для ее компенсации могут оказаться недостаточными динамический диапазон автоматической регулировки усиления приемника и автоматической регулировки мощности передатчика. В результате, учитывая стремление производителей оптимизировать работу аппаратуры под максимальное расстояние, на дистанции до 100–200 м приемник будет критически перегружен. Рисунок 6.8 - Зависимость между коэффициентом доступности и дальности связи для различных дождевых регионов ITU-R для аппаратуры E-Link 1000 (Еband Communications). Диаметр антенны 61 см, скорость передачи 1250 Мбит/с Рисунок 6.9 - Применение РРЛ Е-диапазона для резервирования оптического кабеля В заключение отметим, что кроме использования в масштабных опорных сетях оператора связи, микроволновые линии с успехом применяются как резерв для оптоволоконного соединения в районах повышенной сейсмической активности, неконтролируемых участках прокладки кабельной трассы (рисунок 6.9). Микроволновые линии также идеально подходят в качестве "вставки" в оптоволоконную магистраль при преодолении водных препятствий. Несомненно одно – в ближайшее время это направление будет неуклонно и интенсивно развиваться. Контрольные вопросы по главе 6: 1. Какие рабочие частоты относятся к диапазону КВЧ? 2. Какие проблемы возникают при проектировании и эксплуатации РРЛ КВЧ? 3. Почему при использовании РРЛ КВЧ диапазона предпочтительно использовать пакетную передачу данных? 4. Что такое минимальная зона Френеля? 5. Чем можно объяснить неравномерность характеристики поглощения радиоволн в атмосфере? Список литературы (блок ЦРРЛ) 1. Громыко А.Н. Наземные и космические системы связи и телерадиовещания: Учебное пособие / Марийский государственный технический университет. – Йошкар-Ола, 2000. – 73с. 2. Самойленко С.И. Помехоустойчивое кодирование. – М.: Наука, 1966. – 240 с., ил. 3. Носов В.И. Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии. Основы цифровой передачи сигналов и построения РРЛ: Учебное пособие. –Н.: СибГУТИ, 2005. – 223с. 4. Матье М. Радиорелейные системы передачи / Пер. с франц.: Под ред. В.В. Маркова. – М.: Радио и связь, 1988. – 352с. 5. Бернард Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение = Digital Communications: Fundamentals and Applications. — 2-е изд. — М.: Вильямс, 2007. — 1104 с. 6. Каменский Н.Н., Модель А.М. и др. Под ред. С. В. Бородича. Справочник по радиорелейной связи. – Изд. 2-е. – М.: Радио и связь, 1981. – 416с., ил. 7. Носов В.И. Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии. Обработка сигнала основной полосы, резервирование, приемник, передатчик, антенно-фидерный тракт: Учебное пособие. – Н.: СибГУТИ, 2009. – 256с. 8. Преимущества РРЛ Eclipse. – URL: http://www.comptek.ru/wireless/harrisstratex/advantage.html 9. Журнал "Технологии и средства связи" №3, 2011 М. Лаврентьев. – URL: http://www.tssonline.ru/articles2/fix-op/transport-po-telekombezdoroju 10.Адаптивная модуляция и кодирование – AMC. – URL: http://umtsnet.info/4-2-4.html 11.Магистральные РРЛ Ceragon. – URL: http://www.ufts.ru/produkti/stancii/magistralnie_rrl/ 12.Журнал "Сети и телекоммуникации" №7, 2006 о. Белоконь, Н. Нестеренко. – URL: http://www.setiua.com/?in=seti_show_article&seti_art_ID=388&_by_id=2&_CATEGORY=13 13.Мультисервисная радиорелейная система нового поколения. QTECH QXR-400. – URL: http://www.qtech.ru/files/manuals/QXR-400.pdf 14.Радиорелейные (РРЛ) системы семейства Nateks Microlink. – URL: http://www.nateks.ru/products/index.php?link=prod&id=153 15.Оборудование RTN 600 «Huawei Technologies Co» – URL.: http://www.huawei.com/ru/products/transport-network/microwave/rtn600/index.htm 16.Радиорелейное оборудование PDH. – URL.: http://www.raycom.com.ua/catalog.php?idc2=26 17.Носов В.И. Распространение радиоволн и проектирование радиорелейных линий прямой видимости: Учебное пособие. – Н.: СибГУТИ, 2011. – 203с. 18.Особенности проектирования ЦРРЛ. – URL.: http://siblec.ru/index.php?dn=html&way=bW9kL2h0bWwvY29udGVudC82c2VtL2 NvdXJzZTk5L3Q5XzYuaHRt 19.Методика проектирование. – URL.: http://siblec.ru/index.php?dn=html&way=bW9kL2h0bWwvY29udGVudC82c2VtL2 NvdXJzZTk5L3Q5XzUuaHRt 20.Надененко Л.В., Панова Р.К. Под рук. Минкина В.М. Методика расчета трасс цифровых РРЛ прямой видимости в диапазоне 2-20 ГГц.– М.: 1997. – 181с. 21.Виишневский В., Портной С., Шахнович И. Энциклопедия WiMAX. Путь к 4G. – М.: Техносфера, 2009. 22.R. Mudumbai, S. Singh, and U. Madhow. Medium Access Control for 60 GHz Outdoor Mesh Networks with Highly Directional Links. – Proc. IEEE INFOCOM’09, Mini Conference, Apr. 2009, pp. 2871–2875. 23.Mikkimeter wave technology in wireless PAN, LAN, and MAN/ Под ред. Xiao, SHao-Qio et al. – CRC Press, 2008. 24.Вишневский В., Фролов С., Шахнович И. Миллиметровый диапазон как промышленная реальность. Стандарт IEEE 802.15.3c и спецификация WirelessHD. – ЭЛЕКТРОНИКА: НТБ, 2010, № 3, с.70–79. 25.Вишневский В., Фролов С., Шахнович И. Персональные сети миллиметрового диапазона. Cтандарт ЕСМА-387. – ЭЛЕКТРОНИКА: НТБ, 2010, № 5, с.46–55.