Вентильный электропривод

Предисловие. Вентильный электропривод является наиболее перспективным видом электропривода и получил к настоящему времени широкое распространение. Несмотря на то, что имеется большое число публикаций, посвящённых вентильному электроприводу, они не удовлетворяют требованиям, возникающим при изучении этого вида электропривода в учебном заведении. Как правило, эта литература требует от студентов большой предварительной подготовки. С другой стороны, в имеющейся учебной литературе отсутствует системный подход в изложении материала, существуют пробелы, затрудняющие последовательное его усвоение. 1.0. Введение. В современном производстве наибольшее количество технологических процессов осуществляется с помощью электрической энергии, преобразуемой в механическую энергию посредством электромеханических устройств - электрических машин. Требования, предъявляемые к качеству продукции, а также к производительности механизмов, реализующих ту или иную технологию, очень высоки. Они могут быть достигнуты в системах большой точности и высокой производительности. Такой системой, чаще всего, является система автоматизированного электропривода. В ней имеет место преобразование электрической энергии в механическую, что необходимо для реализации нужной технологии. Понятие “электропривод” тесно связано с понятием “электрическая машина”, которая является основным элементом электропривода. С этим элементом всегда связан более или менее сложный сопутствующий антураж, который тем сложнее, чем более обширные функции возлагаются на электропривод и чем более жесткие требования к нему предъявляются. С понятием “автоматизированный электропривод” удобно познакомиться, рассматривая функциональную схему, составленную из основных, входящих в него элементов. Энергия, поступающая из сети (может иметь место и обратное направление энергии), на пути к рабочему органу механизма претерпевает целый ряд преобразований. Так, СП преобразует электрическую энергию, потребляемую из сети, в такой вид электрической энергии, которая может потребляться электродвигателем (М). В свою очередь, М преобразует эту электрическую энергию в механическую энергию вращающегося вала. Кинематическая цепь преобразует механическую энергию с одними параметрами (момент, частота вращения) в механическую энергию с другими параметрами. Рис 1 Силовой преобразователь (СП) расположен в начальной части цепочки преобразования энергии при её прямом направлении, и в конечной части этой цепочки - при обратном направлении. Через СП проходит весь поток энергии и, если удаётся найти рациональный способ воздействия на СП, можно регулировать этот поток энергии и тем самым реализовывать разнообразные функции, возлагаемые на электропривод. Устройство, воздействующее на СП, является тем элементом, через который выполняется функция управления преобразователем. На входе управляющего устройства находится система регулирования координат, то есть переменных величин, которые подлежат регулированию в процессе выполнения электроприводом своих функций. Такими регулируемыми координатами могут быть, например, такие, как напряжение, подаваемое на электродвигатель, ток в цепи питания электродвигателя, частота вращения электрической машины, перемещение рабочего органа исполнительного механизма и др. На систему регулирования координат могут осуществляться различные воздействия - задающее воздействие, воздействие обратных связей, корректирующие воздействия, с учетом которых система регулирования координат вырабатывает результирующий сигнал, поступающий на управляющее устройство СП. Для оценки результата регулирования той или иной координаты на систему регулирования координат должна непрерывно поступать информация о реальном значении той переменной, которая подлежит регулированию. Эта информация поступает в виде стандартизованных электрических сигналов, вырабатываемых датчиками различного вида. Датчики - это информационные устройства, преобразующие тот или иной вид переменной (напряжение, ток, момент двигателя, частота его вращения, перемещение рабочего органа) в стандартизованный сигнал. На приведённой функциональной схеме пунктирной линией очерчены элементы, совокупность которых определяет такое обобщающее понятие как автоматизированный электропривод. В ряде случаев некоторые виды элементов могут отсутствовать (те или иные датчики, корректирующие воздействия), в других случаях схема может быть усложнена. Успехи автоматизации технологических процессов зависят от многих факторов - начиная от уровня организации производства, квалификации и психологической готовности обслуживающего персонала принять эту автоматизацию и кончая качеством технических средств её реализации. Последний фактор определяется техническими возможностями и свойствами элементов, из которых реализована та или иная автоматизированная система. 1.1.Понятие и классификация элементов. Элементы силовой электроники подразделяются на: 1. Силовые элементы 2. Элементы управления 3. Информационные элементы 1.2.Общие сведения о силовых преобразователях. Силовой преобразователь является элементом, обеспечивающим требуемые параметры и количество электроэнергии, подводимой к электрической машине (напряжение, ток, частота переменного тока). От точности реализации заданных параметров зависит точность технологических операций, их быстродействие и качество. Характер требуемого преобразования энергии определяется двумя факторами: 1. параметрами электрической энергии питающей сети; 2. параметрами электрической энергии, потребляемой или вырабатываемой электрической машиной. При питающей сети переменного тока (f=const, u=const) и при использовании в качестве электрической машины - машины постоянного тока силовой преобразователь (СП) должен выполнять функцию управляемого выпрямителя или ведомого сетью инвертора. Именно такой вид преобразователей будет нами рассматриваться и изучаться в начале нашего курса. При питающей сети постоянного тока и электрической машины постоянного тока, напряжение к ней может подводиться через импульсный преобразователь, который, в этом случае, выполняет функцию регулятора напряжения. В связи с этим, нами будут изучаться импульсные преобразователи постоянного тока. При питающей сети переменного тока и использовании электрической машины переменного тока регулировать поток энергии можно двумя способами: 1. Регулированием подводимого к электрической машине уровня переменного напряжения без изменения его частоты. Эту функцию могут выполнять регуляторы переменного напряжения; 2. Регулированием частоты, подводимого к электрической машине переменного напряжения с одновременным регулированием величины (амплитуды) этого напряжения. Эта функция может быть выполнена преобразователями частоты переменного напряжения. 2.0.Некоторые сведения о свойствах и характеристиках силовых полупроводниковых приборов. Реализация всех устройств силовых преобразователей, которые рассматриваются и изучаются в данном курсе, осуществляется на базе силовых полупроводниковых приборов, которые получили в настоящее время широкое распространение. Такими приборами являются: силовые неуправляемые вентили, тиристоры и силовые транзисторы. Каждый из названных приборов имеет свои достоинства и недостатки и свою область применения. Но наиболее широкое применение получили силовые полупроводниковые управляемые вентили - тиристоры. Но рассмотрение свойств и характеристик полупроводниковых приборов начнем с силовых неуправляемых вентилей. Неуправляемый полупроводниковый вентиль представляет собой нелинейное несимметричное активное сопротивление, величина которого зависит от величины и знака (полярности) приложенного к прибору напряжения. При одной полярности (прямой), когда к аноду подключен положительный полюс источника питания (+), а к катоду отрицательный, вентиль имеет малое сопротивление. При противоположной полярности питающего напряжения сопротивление вентиля большое. Такая полярность напряжения называется обратной. Вольт - амперная характеристика вентиля имеет прямую ветвь, расположенную в 1- ом квадранте координат “U - I” и обратную - в 3- ем квадранте. Масштабы при графическом изображении вольт - амперной характеристики принимают различные. Прямое напряжение (+U) измеряется единицами, или, даже, долями вольт, обратное напряжение (-U) - сотнями, или тысячами вольт. С другой стороны, прямые токи (+iв) могут составлять сотни ампер, обратные (-iв) - десятки миллиампер. На прямой ветви вольт - амперной характеристики можно выделить два участка: участок большого сопротивления (А) и участок малого сопротивления (Б). Участок Б близок к прямолинейному, поэтому часто пользуются приемом “спрямления” вольт - амперной характеристики вентиля, представляя его схему замещения при рассмотрении прямой ветви характеристики в виде последовательно включенных идеального вентиля, источника порогового напряжения (U0) и линейного сопротивления (Rд). Рис 2 Рис 3 Обратная ветвь вольт - амперной характеристики может быть разбита на три участка: В - участок высокой проводимости (малого сопротивления) Г - участок низкой проводимости Д - участок высокой проводимости вследствие электрического пробоя. Рис 4 Рис 5 Величины сопротивлений на прямой ветви вольт - амперной характеристики нельзя сопоставлять с величинами сопротивлений на обратной ветви. Тиристор, как и диод, может пропускать большой ток только в одном (проводящем) направлении. Однако, он отличается от неуправляемого вентиля тем, что перевод его в открытое состояние может осуществляться только при выполнении двух условий: 1. Полярность приложенного к тиристору напряжения - прямая; 2. По цепи “управляющий электрод (УЭ) - катод” протекает управляющий ток iу (обычно в виде импульса) от отдельного источника управляющего напряжения. Перевод тиристора в закрытое состояние по цепи управления невозможен. Для перевода тиристора в закрытое состояние необходимо снизить анодный ток до величины, меньшей некоторого минимального значения, называемого током удержания. Чаще всего это делается снижением iа до нуля при изменении полярности напряжения Uпит. Рис 6 На рисунке изображена “в - а” характеристика тиристора. Обратная ветвь “в - а” характеристики ничем не отличается от обратной ветви “в - а” характеристики неуправляемого вентиля. Рассмотрим прямую ветвь при различных значениях iу: 1. iу=0. При этом изменение прямого напряжения в пределах от 0 до U0 н.в. приведет к протеканию по анодной цепи небольшого тока утечки, соизмеримого по величине с iобр. При дальнейшем увеличении +Uв.пр. до величины напряжения включения (U0 н.в.) ток утечки резко возрастает и в точке “В” становится равным току удержания. Тиристор переходит в открытое состояние. При этом величина его анодного тока (iв) определяется параметрами внешней цепи. Поэтому необходимо всегда ограничивать прямой ток до допустимого значения с помощью zнагр. 2. iу10. Подача небольшого тока управления приводит к уменьшению Uн.в. 3. При некотором значении iу=iу3, который называется током спрямления, “в - а” характеристика тиристора оказывается подобной “в - а” характеристике неуправляемого вентиля: тиристор переходит в открытое состояние при малых значениях Uв.пр. На практике перевод тиристора в открытое состояние производят подачей кратковременных импульсов iу, величина которых по уровню превышает iу спрямления. Необходимо отметить, что тиристор может самопроизвольно, без подачи управляющего импульса, перейти в открытое состояние, если: • Uв.пр.>Uо.н.в. • • Велик уровень помех в цепи управляющего электрода. При разработке преобразователей предусматривается защита от указанных явлений. Рассмотрение и изучение различных видов силовых преобразователей начинаем с наиболее простого вида. 3.0.Управляемые выпрямители и ведомые сетью инверторы. Управляемые выпрямители служат для преобразования энергии переменного тока, которая потребляется из сети, в энергию постоянного тока, подводимую к нагрузке. Эти преобразователи обратимы, и, при определенных условиях, могут быть переведены в режим преобразования энергии постоянного тока, вырабатываемой в нагрузке, в энергию переменного тока, отдаваемую в питающую сеть. 3.1.Общая характеристика схем управляемых выпрямителей. В электроприводе постоянного тока находят применение преобразователи со следующими принципиальными электрическими схемами: 3.1.1.Однофазная однополупериодная схема. Рис 7 Эта схема является самой простой и требует для своей реализации минимальное количество вентилей. Однако, она обладает большим числом недостатков, и, поэтому, в электроприводе используется редко. Из недостатков нужно отметить следующие: 1. В схеме имеют место повышенные пульсации напряжения и тока нагрузки вследствие низкой их частоты, равной частоте сети, а также, вследствие прерывистости напряжения и тока. 2. Схема загружает только одну из фаз трехфазной питающей сети, создавая, тем самым, асимметрию в загрузке фаз и, значит, асимметрию трехфазного питающего напряжения. 3. Схема создает асимметрию в загрузке “внутри” питающей фазы: работающая фаза загружается только в одну из полуволн питающего напряжения. 3.1.2. Однофазная двухполупериодная схема выпрямления. На рисунке приведена однофазная мостовая схема, являющаяся схемой двухполупериодного выпрямления. Частота пульсаций выпрямленного напряжения на нагрузке здесь в два раза выше, чем в однополупериодной схеме. Соответственно, снижены пульсации тока. Как и в предыдущем случае, при использовании этой схемы загружается только одна из фаз трехфазной сети питающего напряжения, что также создает асимметрию напряжения. Однако “внутри” рабочей фазы асимметрии нет. По данной схеме выполнен ряд серийно выпускаемых тиристорных преобразователей. Например серии ЭТО, ПТО, БУВ и др. Рис 8 3.1.3. Трехфазная нулевая схема выпрямления. Рис 9 Это трехфазная схема однополупериодного выпрямления. Частота пульсаций напряжения на нагрузке в схеме в три раза выше частоты сети. Поэтому имеет место дальнейшее (по сравнению с предыдущими схемами) снижение пульсаций тока нагрузки. В схеме обеспечивается равномерная загрузка фаз, но остается асимметрия “внутри” каждой фазы. Это приводит к неудовлетворительному режиму работы питающего трансформатора, который в данной схеме обязателен. Необходимость питающего трансформатора обусловлена тем, что только при его наличии есть возможность подключить нагрузку к нулевой точке звезды на вторичной стороне. 3.1.4. Трехфазная мостовая схема выпрямления. Схема получила самое широкое распространение на практике и применяется как для преобразователей небольшой мощности, так и средней и, даже большой мощности (до 12000 квт в серии АТ). Эта схема характеризуется: а) Повышенной (шестикратной по отношению к частоте сети) частотой пульсаций напряжения и тока нагрузки. Но, как известно, чем выше частота пульсаций, тем легче она может быть сглажена известными методами. б) Возможностью подключения питающего напряжения как непосредственно от сети, так и через согласующий трансформатор. в) Минимальной мощностью (по сравнению с другими схемами) согласующего трансформатора. г) Симметрией как в загрузке отдельных фаз, так и “внутри” каждой фазы. д) Наилучшим использованием вентилей по напряжению. Рис 10 3.2. Рабочие процессы, основные соотношения и статические характеристики силовых вентильных преобразователей постоянного тока. Рассмотрение всех перечисленных вопросов выполним на примере трехфазной нулевой схемы. Эта схема очень удобна для изучения всех перечисленных вопросов. Она достаточно сложна, чтобы на ее примере показать общие закономерности в процессах, происходящих в вентильных преобразователях постоянного тока и, вместе с тем, достаточно проста, чтобы эти закономерности не затемнялись какими- то особенностями более сложных схем. Эти особенности будут рассмотрены отдельно. Рабочие процессы пока будем рассматривать на примере выпрямительного режима работы вентильного преобразователя и вида нагрузки, характерной для электропривода постоянного тока. Такой нагрузкой может быть якорь, или обмотка возбуждения электрической машины постоянного тока. Следовательно, нагрузка может быть представлена активно- индуктивным сопротивлением (Rd, Ld) и источником противо ЭДС (Eдв). Последняя в частном случае может быть нулевой. 3.2.1.Неуправляемый выпрямитель при мгновенной коммутации. 3.2.1.1.Рабочий процесс Рабочие процессы рассмотрим в трехфазной нулевой схеме при следующих допущениях: а) Неуправляемые вентили идеальные. Это значит, что при протекании через них тока в проводящем направлении их сопротивление считается равным нулю и, значит, падение напряжения на них отсутствует. При приложении к ним обратного напряжения их сопротивление считается бесконечно большим, и, значит, обратный ток (iобр) считается равным нулю. б) Питающий трансформатор- идеальный. (Активное сопротивление обмоток трансформатора равно нулю и, главное, индуктивность рассеяния первичных и вторичных обмоток трансформатора равна нулю.) Это значит, что токи в анодных цепях вентилей могут изменяться мгновенно, т.е. скачком. в) Ток нагрузки идеально сглажен. Это могло бы иметь место при бесконечно большой индуктивности в цепи нагрузки. При этом, Пульсирующая ЭДС преобразователя не будет вызывать пульсаций тока нагрузки. Рис 11 Фазные ЭДС вторичных обмоток трансформатора представлены тремя синусоидами, сдвинутыми каждая относительно предыдущей на угол 120 (электрических). Направление фазных ЭДС определяют в зависимости от их полярности по отношению к проводящему направлению вентилей. Так на интервале 0     ЭДС ea имеет прямую полярность по отношению к вентилю Vd1, на интервале (2/3)    (5/3) ЭДС eb - прямой полярности по отношению к вентилю Vd2 и т.д. На первом интервале фазная ЭДС ea, а на втором интервале eb положительны. Рассмотрим состояние схемы на интервале 1  2. Здесь ЭДС ea имеет прямую полярность по отношению к Vd1. Учитывая, что на этом интервале ea  eb и ea  ec, к вентилям Vd2 и Vd3 приложены результирующие ЭДС обратной полярности и они заперты. Открыт и пропускает ток нагрузки только вентиль Vd1. При = 2 eа = eв , а при > 2 eв  eа. Начиная с этого момента будет открыт вентиль VD2 , ток нагрузки будет протекать по контуру фазы “b”, а к вентилям VD1 и VD3 будет приложено обратное напряжение и они окажутся заперты. Далее, аналогично написанному, ток нагрузки перейдет на фазу “с” и процессы в схеме будут повторяться. Таким образом, на интервале 1  2 ed = eа на интервале 2  3 ed = eв и на интервале 3  4 ed = eс . Мы видим, что ЭДС преобразователя изменяется по огибающей синусоид фазных ЭДС. Моменты, когда фазные ЭДС равны (моменты пересечения синусоид фазных ЭДС) носят название моментов (или точек) естественной коммутации. Сам же переход тока с вентиля предыдущей фазы на вентиль последующей фазы называется коммутацией. Таким образом, в неуправляемом выпрямителе с идеальным питающим трансформатором коммутация вентилей мгновенная и происходит в моменты естественной коммутации. Ток каждого из вентилей при указанных выше условиях и допущениях будет иметь форму прямоугольных импульсов угловой длительностью им= (), чередующихся с паузами, длительностью пауз= (4). 3.2.1.2.Величина ЭДС неуправляемого выпрямителя. Как было показано выше, мгновенные значения ЭДС неуправляемого выпрямителя изменяются по огибающей фазных ЭДС. Для определения среднего значения ЭДС выпрямителя (Ed0) необходимо проинтегрировать функцию ed() на интервале повторяемости (()) и отнести результат к величине интервала. Выберем в качестве такого интервала 1  2 , на котором ed = eа = eф.maxsin  (3-1) где eф.max- амплитудное значение фазной ЭДС на вторичной стороне трансформатора. - текущее значение электрического угла. Тогда получим: ((/2)+( /mn )) Ed0 = 1/(2/mn)  eф.maxsin  d = (m/)*sin(/m)* eф.max = ((/2)-( /mn )) = 2 E2(m/)*sin(/m). (3-2) Здесь E2 - действующее значение вторичной ЭДС питающего трансформатора. Пределы интегрирования выбираются из следующих соображений: отсчет текущего значения угла  осуществляется от точки пересечения синусоидой фазной ЭДС оси абсцисс при переходе этой ЭДС от отрицательной в положительную область, т.е. от точки “0”. Отложив угол (/2) ,как в нижнем, так и в верхнем пределе интегрирования, мы оказываемся в точке амплитудного значения фазной ЭДС eа. Нижний предел интегрирования- это точка естественной коммутации, совпадающая со значением угла 1. Для того, чтобы выйти в эту точку необходимо от точки амплитудного значения ЭДС “eа” “вернуться” назад на угол (/mn). Это значение “угла возврата” получается путем деления на два интервала повторяемости, т.е. угловой длительности работы соответствующей фазы. Указанный интервал повторяемости составляет угол = (2/mn). Необходимо отметить, что полученная формула: Ed0 = 2 E2(m/)*sin(/m) справедлива не только для трехфазного нулевого выпрямителя, пульсность которого (mn) равна трем, но и для любой другой пульсности. Величина пульсности связана с фазностью вентильных преобразователей формулой: mn= m * kт здесь: m- число фаз питающего трансформатора kт - число тактов выпрямительной схемы. Во всех нулевых схемах kт = 1. В мостовых kт = 2. Верхний предел интегрирования получается путем прибавления к текущему значению угла, соответствующего точке амплитудного значения фазной ЭДС угла (/mn). 3.2.1.3.Величина и характер изменения обратного напряжения на вентилях. Обратимся к диаграмме напряжения (рис 11). Рассмотрим, как изменяется напряжение, прикладываемое к вентилю VD1. На интервале 1  2 вентиль открыт, напряжение на нем равно нулю. Начиная с момента = 2 к вентилю VD1 прикладывается обратное напряжение, изменяющееся, так как изменяется разность мгновенных значений ЭДС eа и eb . Эта разность есть не что иное, как линейное напряжение между фазами “а” и “b”. Указанное линейное напряжение прикладывается к вентилю VD1 в непроводящем направлении, т.е. является для него обратным напряжением. Это напряжение действует в интервале 2 - 3 Начиная с момента 3 включается вентиль VD3 , а вентиль VD2 выключается. С этого момента к VD1 прикладывается обратное напряжение Uca . Как видно из диаграммы напряжений максимальное значение обратного напряжения на вентиле в трехфазной нулевой схеме равно амплитуде линейного напряжения на вторичной стороне питающего трансформатора. Uобр.max =  U2 ф = 2,45* U2 ф = 2,09 Ed0. (3-4) 3.2.1.4.Токи вторичных и первичных обмоток питающего трансформатора. Ток, протекающий по вторичным обмоткам трансформатора под действием ЭДС этих обмоток, обусловливает величину тока в нагрузке- Id. Ток в нагрузке складывается из прямоугольных импульсов фазных токов и, при принятых допущениях является идеально гладким. Вызывает интерес выяснить, какой ток, по форме и по величине, потребляется из питающей сети, и протекает по первичным обмоткам питающего трансформатора. Это нужно знать для того, чтобы можно было ответить на вопрос, как влияет работа вентильного преобразователя на питающую сеть. Рассмотрим эквивалентную схему неуправляемого вентильного преобразователя (выпрямителя) совмещенную с его питающим трансформатором. Трансформатор включен по схеме звезда - звезда. Точками обозначены начала обмоток, а стрелками- положительное направление токов. Пренебрегая токами намагничивания трансформатора, ввиду их малости по сравнению с рабочими токами, и, приняв для простоты kтр =1 (w1 = w2), напишем уравнения для магнитных контуров на основании 2-го закона Кирхгофа для магнитных цепей. Для этого обозначим два магнитных контура 1 и 2. Обходить контура будем по направлению, указанному стрелкой. Условимся, что если ток совпадает по направлению с направлением обхода, он берется в уравнении со знаком “+”, если не совпадает- со знаком “”. В соответствии со 2-ым законом Кирхгофа, сумма токов в каждом замкнутом магнитном контуре должна быть равна нулю. Рис 12 Кроме того, в соответствии с 1-ым законом Кирхгофа, сумма всех трех токов первичных обмоток трансформатора равняется нулю. На основании этих законов запишем систему уравнений: iA  ia + ib  iB = 0 iB  ib + ic  iC = 0 (3-5) iA + iB + iC = 0 В этой системе шесть неизвестных: три значения первичных токов и три- вторичных. Однако вторичные токи могут быть определены из условий работы схемы. Так для интервала 1  2 можно записать: ia = Id ; ib = ic = 0 Тогда, решая систему, находим значения первичных токов: iA= (2/3) Id ; iB =iC = -(1/3) Id Аналогично, для интервала 2  3 можно найти: iB = (2/3) Id ; iA =iC = -(1/3) Id Для интервала 3  4 : iC= (2/3) Id ; iA =iB = -(1/3) Id . При принятых условиях и допущениях (kтр =1, трансформатор и вентили идеальные) диаграммы токов во всех обмотках трансформатора выглядят следующим образом: При ктр > 1 ((w1/w2)>1) первичные токи будут в kтр раз меньше, чем те, которые определены по полученным формулам. Так для интервала 1  2 iA= (1/ kтр)*(2/3) Id и т.д. Суммарная намагничивающая сила по каждому из стержней в данной схеме оказывается отличной от нуля. Так, например, в стержне фазы А действует н.с. на интервале 1  2 : FA = (ia - iA)*w = (Id - (2/3) Id )*w = (1/3)w *Id на интервале 2  4 : FA = (ia - iA)*w = (0 - (1/3) Id )*w = (1/3)w *Id Аналогичное наблюдается в других стержнях трансформатора. Таким образом, характерной особенностью трехфазной нулевой схемы является наличие нескомпенсированных намагничивающих сил и, вызванных ими потоков вынужденного намагничивания. Эти потоки замыкаются частично по сердечнику, по стальной арматуре трансформатора, частично по воздуху и при больших токах нагрузки могут привести к насыщению магнитопровода. Для избежания этого приходится завышать сечение магнитопровода и, тем самым, утяжелять трансформатор. Это является причиной того, что трехфазная нулевая схема в практике применяется нечасто и только для небольшой мощности электропривода. Поток вынужденного намагничивания возникает и при соединении первичных обмоток трансформатора по схеме “треугольника”. В других схемах преобразователей форма первичных токов отличается от рассмотренного выше. Так, в трехфазной мостовой схеме форма первичного тока симметрична относительно нулевого значения и имеет следующий вид: Рис 13 а) Существует закономерность: чем ближе форма первичного тока питающего трансформатора к синусоиде, тем выше энергетические показатели схемы. Существуют и используются схемы преобразователей с более высокими частотами пульсаций: двенадцатипульсные, двадцатичетырехпульсные и, даже, сорокавосьмипульсные. В них первичный ток по форме еще ближе приближается к синусоиде. 3.2.2.Тиристорный преобразователь при мгновенной коммутации. Как было показано, неуправляемый выпрямитель может обеспечить только одно значение ЭДС на выходе (ed0), т.е. максимально возможное в схеме. Для получения возможности регулирования величины ЭДС преобразователь выполняют управляемым, включая вместо неуправляемых вентилей, тиристоры. Естественно, при этом, необходимо организовать систему управления тиристорами, однако, на начальном этапе рассмотрения работы управляемого преобразователя, будем предполагать, что включение тиристоров, т.е. подачу на их управляющие электроды импульсов, мы можем обеспечить в любой, желательный для нас, момент времени. Рис 14 Если управляющие импульсы подавать на управляющие электроды тиристоров в моменты естественной коммутации, то получим также, как и при неуправляемых вентилях, максимально возможную ЭДС Ed0. Регулирование ЭДС в сторону ее снижения осуществляется за счет задержки включения тиристоров относительно момента естественной коммутации. Величину этой задержки характеризует угол управления тиристорами преобразователя, обозначаемый в литературе буквой . Угол управления преобразователем () - это угол, выраженный в электрических градусах, отсчитываемый от точки естественной коммутации двух чередующихся фаз до момента включения тиристора последующей фазы. Пусть управляющий импульс на тиристор VS1 подан в момент  = 1. Обратим внимание на то, что к моменту подачи управляющего импульса на VS1 ток в фазе “С” протекает встречно с фазной ЭДС за счет энергии, накопленной в индуктивности нагрузки рабочим током. Подача управляющего импульса на VS1 включает его , а тиристор VS3 - выключается. Далее при  = 2 с тем же углом задержки () подается управляющий импульс на VS2 и ток с фазы “А” коммутируется на фазу “В” и т.д. На рис 14 показана форма ЭДС преобразователя. Ниже показаны токи, протекающие по фазным обмоткам трансформатора в предположении идеальной сглаженности тока Id и мгновенной коммутации фазных токов с предыдущей на последующую фазу. Анализ диаграммы напряжения показывает: а) При увеличении угла , т.е. при большей задержке управляющих импульсов Ed преобразователя снижается. Величина этого снижения, определяемая вольт - секундной площадкой Sз, тем больше, чем больше угол . б) ЭДС преобразователя при  > 30 содержит участки как положительных (S+), так и отрицательных (S-) значений вольт - секундных площадок. С увеличением угла  (S+) уменьшаются, а (S-) - увеличиваются. в) Импульсы фазных токов трансформатора, сохраняя прямоугольную форму, смещаются в сторону отставания на величину угла  по отношению к точке естественной коммутации. 3.2.2.1.Величина ЭДС тиристорного преобразователя. Принцип, используемый при определении среднего значения ЭДС на выходе тиристорного преобразователя, тот же, что был использован при определении среднего значения ЭДС неуправляемого преобразователя. Заключается он в том, что определяется площадь, заключенная между кривой, отражающей функцию изменения фазной ЭДС, и осью абсцисс. Эта вольт - секундная площадь, с учетом ее знака, определяется в пределах интервала повторяемости, как определенный интеграл, нижний и верхний пределы которого соответствуют границам интервала повторяемости. Взяв отношение вычисленной площади к длине интервала повторяемости, вычисляется среднее значение ЭДС тиристорного преобразователя для интересующей нас величины . =(mn /2) eф.м.{cos{((mn -2)/2mn )+ }- cos {((mn +2)/2mn )+ }} = eф.м (mn /) sin (/mn) cos  = Ed0 cos . Таким образом, выявлена очень простая зависимость, связывающая величину средней выпрямленной ЭДС на выходе тиристорного преобразователя Ed , величину максимально возможной ЭДС этого ТП и углом управления : Ed = Ed0 * cos . Ее графическое представление называют регулировочной характеристикой ТП. Она имеет вид: Рис. 15 Иногда угол  на оси абсцисс откладывается иначе (как показано на втором графике). Иногда на оси абсцисс откладывается некоторая другая переменная, связанная с  линейной, или нелинейной зависимостью. Этот вопрос будет рассмотрен при изложении систем управления ТП. 3.2.2.2. Коммутация токов в фазах питающего трансформатора ТП при переключении вентилей. Ранее процесс перехода тока с одной фазы трансформатора на другую рассматривался, как мгновенный. Это было обусловлено принятыми допущениями. В реальных схемах из-за наличия в цепях переменного тока индуктивных сопротивлений, в частности, индуктивных сопротивлений обмоток трансформатора, процесс коммутации имеет определенную длительность. Индуктивные сопротивления обмоток трансформатора, обусловленные потоками рассеяния в магнитной системе, определяются из опыта короткого замыкания трансформатора, и в расчетах учитываются в виде общей индуктивности Ls, представляющей собой суммарную индуктивность рассеяния вторичной обмотки и, приведенную к ней, индуктивность первичной обмотки. Влияние на процесс коммутации активных сопротивлений обмоток трансформатора учитывать не будем из-за незначительности этого влияния. По-прежнему выпрямленный ток считаем идеально сглаженным (Lн = ). На рис 16 представлена эквивалентная схема трехфазного нулевого выпрямителя и диаграммы напряжений и токов, поясняющие процесс коммутации токов. Индуктивные сопротивления обмоток учтены введением в схему индуктивностей Ls . Предположим, что в проводящем состоянии находится вентиль VS1 . В момент 1 поступает включающий импульс на вентиль VS2 . Поскольку потенциал анода вентиля в этот момент положителен относительно катода, вентиль включается. Начиная с момента 1 оба тиристора включены и две фазы (“а” и “b”) вторичной обмотки трансформатора оказываются замкнутыми через них накоротко. Под воздействием ЭДС обмоток этих фаз (eа и eb) в короткозамкнутой цепи (контура коммутации) появляется ток короткого замыкания ik , который является коммутирующим током. Этот ток можно в любой момент интервала коммутации (2 - 1 ) определить по формуле: ik = (U2m/2Xs)*{cos  - cos ( + )} (3-7) где U2m -амплитудное значение линейного напряжения между фазами “a” и “b”. Xs= LS (3-8)  - угол управления. Нужно отметить, что через вентиль VS1 фазы “а” ток ik протекает в непроводящем направлении. Такое возможно, т.к. вентиль VS1 смещен прямым током Id , протекавшем через него до начала коммутации. Ток ik направлен от фазы “b” с большим потенциалом к фазе “а” с меньшим потенциалом. Учитывая, что выпрямленный ток Id при Lн =  в интервале коммутации остается неизменным, можно, согласно первому закону Кирхгофа для точки 0 записать: ia + ib + Id = 0 ; или с учетом направления токов: ia + ib = Id = const. Последнее уравнение справедливо для любого момента интервала коммутации. Пока ток проводит только вентиль VS1 , получаем ia = Id и ib = 0. На интервале одновременной проводимости вентилей VS1 и VS2 (интервал коммутации тока с фазы “а” на фазу “b”): ia = Id - ik и ib = ik. Когда коммутация закончится и ток будет проводить только вентиль VS2 , получим: ib = Id ; ia = 0. Из рис 16 видно, что в интервале от 1 до 2 ток ib плавно увеличивается, а ia уменьшается. Когда ток ib станет равным Id , а ток ia снизится до нуля, вентиль VS1 выключится и ток нагрузки будет продолжать протекать только через вентиль VS2 . Длительность интервала коммутации характеризуется углом коммутации , который может быть определен из следующего уравнения (для трехфазной нулевой и трехфазной мостовой схем): обозначив угол коммутации  при угле управления  = 0 через 0, можно записать: Подставляя в исходное уравнение значение 0, получаем:  = arccos {cos  + cos 0 - 1} -  . Согласно последней формуле с ростом угла  (в пределах 0< <90) уменьшается угол коммутации  . Физическая сущность этого явления состоит в том, что с увеличением угла  (в указанных пределах) растет напряжение, под действием которого возрастает ток ik в контуре коммутации и, следовательно, до значения Id он нарастает быстрее. При дальнейшем росте угла  (90180) угол коммутации увеличивается. Процесс коммутации оказывает непосредственное влияние на выпрямленное напряжение Ud . Это связано с тем, что при изменении фазных токов в зоне коммутации в индуктивностях Ls обмоток трансформатора появляются ЭДС самоиндукции. В выходящей из работы фазе ЭДС самоиндукции складывается с ЭДС “ea”. Во вступающей в работу фазе ЭДС самоиндукции вычитается из “eb”. Таким образом, с учетом действия ЭДС самоиндукции мгновенное значение выпрямленного напряжения на интервале коммутации тока равно полусумме ЭДС коммутируемых фаз. Ud = (Ua + Ub)/2 . (3-12) где Ua и Ub - мгновенные значения фазных напряжений вторичной обмотки трансформатора. Так как, в зоне коммутации мгновенное значение выпрямленного напряжения снижается, по сравнению с мгновенной коммутацией, до величины Ud , происходит уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения. Его величина определяется выражением: (3-14) Из (3-7), (3-8), и (3-14) можно получить: (3-15) Анализируя последнюю формулу, мы видим, что от двух первых множителей, стоящих в числителе, зависит ширина заштрихованной на диаграмме площадки. От значения третьего множителя (mn) зависит количество этих площадок, приходящихся на период переменного напряжения - (2). В завершение рассмотрения процесса коммутации фазных токов обратим внимание на то, что коммутационное снижение средней величины выпрямленного напряжения не зависит от действующего значения переменного напряжения на вторичных обмотках питающего трансформатора, а, также, от величины угла управления “”. Оно зависит только от трех величин, входящих в формулу (3-15). 3.2.2.3.Внешние характеристики тиристорных преобразователей. Внешней характеристикой ТП называется зависимость выпрямленного напряжения от среднего значения тока нагрузки при неизменной величине угла управления . Ud = (Id) Внешняя характеристика определяется внутренним сопротивлением преобразователя, которое приводит к снижению выпрямленного напряжения с ростом нагрузки. Снижение напряжения обусловлено тремя факторами: 1. Коммутационным падением напряжения (Uk). 2. Падением напряжения в активных сопротивлениях цепей преобразователя, по которым протекают токи (UR). 3. Падением напряжения в вентилях (UB). Соответственно внешнюю характеристику ТП (при Lн = ) можно записать в виде следующего уравнения: Ud = Ed0 cos  - Uk - UR - UВ. (3-16) В зависимости от мощности выпрямителя влияние активных и реактивных элементов схемы в этом процессе различно. Обычно в маломощных выпрямителях преобладает влияние активного сопротивления обмоток трансформатора, а в мощных - индуктивного сопротивления. Следует отметить, что при значениях тока нагрузки, не превышающих номинальных, внутреннее падение напряжения ТП (при  = 0), как правило, составляет не более 10 - 15% напряжения Ed0. Однако, при перегрузках и режимах, близких к короткому замыканию, становится существенным влияние внутренних сопротивлений схемы. Представляет также интерес вид внешних характеристик при малых токах нагрузки. Это связано с тем, что имеется много электроприводов, обслуживающих механизмы с пульсирующим, либо знакопеременным моментом, или требующим частого изменения направления скорости вращения, т.е. реверса механизма. Во всех этих случаях ток снижается до нуля, или, даже, изменяет свое направление. Для выполнения таких функций используются реверсивные ТП, состоящие из двух преобразователей, позволяющих изменять направление тока. При этом, ТП часто работает с малыми токами, имеющими, иногда, нулевое значение. В таком случае, внешние характеристики ТП меняют свой вид, т.к. здесь в действие вступают совсем другие соотношения, которые описывают другие физические процессы. При значительном снижении тока допущение его идеальной сглаженности, что имеет место при Lн = , принято быть не может. Реальная индуктивность нагрузки не только не в состоянии идеально сгладить выпрямленный ток, но она даже не может обеспечить его непрерывность. Ток становится прерывистым и, в этом режиме работы, внешние характеристики теряют свою линейность, внося нежелательные проблемы и трудности в способы управления преобразователями. С уменьшением тока имеет место резкий рост напряжения ТП из-за явлений, связанных с прерывистым характером тока якоря, когда вентиль предыдущей фазы прекращает проводить ток до момента включения вентиля последующей фазы. При этом, угловая длительность прохождения тока в вентиле () становится меньше, чем 2/mn. Эти явления особенно сильно сказываются при больших углах управления ( ) ТП. Уравнение (3-16) справедливо лишь тогда, когда ток в нагрузке протекает непрерывно. Если принято, что индуктивность Lн в цепи выпрямленного тока бесконечно большая, то непрерывность будет иметь место при любых значениях тока. Если же Lн имеет конечную величину, то непрерывное протекание тока возможно лишь при превышении последним некоторого граничного значения Id гр.. Величина последнего согласно (л 1) может быть подсчитана по приближенному уравнению: (3-17) Здесь Xтр  , Xн и Xр - приведенное ко вторичной обмотке индуктивное сопротивление трансформатора, индуктивные сопротивления нагрузки и сглаживающего реактора. В трехфазной нулевой схеме Ed0 определяется через фазные напряжения трансформатора, в трехфазной мостовой - через линейные. При этом mn = 6. Для мгновенных значений напряжения якорной цепи при отсутствии перекрытия вентилей ( = 0) справедливо уравнение: e2 - Eя = i*Rя.ц. + L (di/dt) + Uв (3-18) где Rя.ц. = Rя + Rтр + Rр L = Lя + Lтр + Lр Uв - падение напряжения в вентилях; e2 и i - мгновенные значения вторичной ЭДС трансформатора и тока. Eя - ЭДС якоря двигателя. В выражении (3-18) ЭДС трансформатора изменяется по синусоидальному закону. ЭДС двигателя в установившемся режиме из-за инерционности вращающихся масс не может заметно измениться за время интервала пульсаций и считается постоянной. При этом, разность ЭДС, стоящая в левой части уравнения, в какие- то моменты положительна, а в некоторые моменты оказывается отрицательной. Однако при больших токах в индуктивностях якорной цепи запасается такое количество электромагнитной энергии, которого достаточно для поддержания тока прежнего направления в промежутках времени, когда e2 - Eя < 0 и, даже, на протяжении части отрицательной полуволны напряжения трансформатора, когда e2 < 0. Ток в анодной цепи вентиля поддерживается за счет ЭДС самоиндукции () при убывании тока. Поэтому при достаточно больших значениях индуктивности и тока последний не прерывается, и выпрямленная ЭДС преобразователя определяется средним значением ЭДС трансформатора за интервал повторяемости выпрямленной ЭДС (Tп = 2/mn). При малых нагрузках (рис 18) ток под действием противо-ЭДС двигателя снижается до нуля (момент 2) раньше момента включения последующего вентиля. В результате ток через якорь при малых нагрузках на валу двигателя проходит не непрерывно, а отдельными импульсами. Кривые выпрямленного напряжения и тока, при этом, имеют вид, показанный на рисунке: Выражение (3-18) справедливо только для интервалов времени, в течение которых ток проходит по цепи якоря. В промежутках между импульсами тока вращение якоря поддерживается за счет механической энергии вращающихся масс, а напряжение на выходных клеммах преобразователя равно ЭДС якоря двигателя (Eя ). Этим объясняется тот факт, что в режиме прерывистого тока среднее значение выпрямленного напряжения, измеряемого на нагрузке и определяемое площадью между кривой abcde и осью абсцисс, деленной на интервал повторяемости, по мере снижения нагрузки резко возрастает. Чем меньше ток, тем раньше наступит его прерывание, и тем выше оказывается среднее выпрямленное напряжение. В результате этого крутизна внешних характеристик ТП при малых нагрузках резко возрастает. В соответствии с рис 19 в режиме прерывистого тока среднее значение выпрямленного напряжения на зажимах двигателя определится выражением: где e2ф.max - амплитудное значение фазной ЭДС вторичной обмотки трансформатора; 1 и 2 - соответственно углы включения и выключения вентилей, отсчитываемые от начала синусоиды линейной ЭДС трансформатора. Рис 18 Рис 19 Выражение: Ed = Ed0 cos  (3-20) получается из (3-19), как частный случай, если положить  = 2/mn , где  - интервал проводимости вентиля. В режиме непрерывных токов, когда  = 2/mn имеет место однозначное соответствие между Ed и  . В режиме прерывистого тока среднее выпрямленное напряжение на двигателе зависит не только от величины ЭДС трансформатора “e2” и угла управления преобразователя  , но также от величины тока, т.е. от величины момента нагрузки на валу двигателя и индуктивности цепи якоря двигателя. Аналитического выражения для внешних характеристик в области прерывистого тока в явном виде получить нельзя, т.к. напряжение и ток связаны трансцендентными уравнениями. Тем не менее, существуют методы расчета внешних характеристик и в области прерывистого тока. Они используются при выполнении курсового проекта. 3.3.Инверторный режим работы тиристорных преобразователей. Инвертированием называется процесс преобразования электрической энергии постоянного тока в энергию переменного тока. Термин “инвертирование” происходит от латинского inversio - переворачивание, перестановка. Впервые этот термин в преобразовательной технике был применен для обозначения процесса, обратного выпрямлению, при котором поток энергии изменяет свое направление на обратное и поступает от источника постоянного тока в сеть переменного тока. Такой режим был назван в противоположность выпрямительному режиму инверторным, а преобразователь, осуществляющий процесс передачи энергии от источника постоянного тока в сеть переменного тока, - инвертором. Поскольку электрические параметры преобразователя на стороне переменного тока (частота переменного тока, действующее значение напряжения) в этом случае полностью определяются параметрами сети, то такой инвертор называют зависимым, или ведомым сетью. Исторически термин “инвертор” в преобразовательной технике распространился на все виды статических преобразователей электрической энергии постоянного тока в переменный. 3.3.1. Источник и приемник энергии постоянного тока. Рис 20 Для рассмотрения и выяснения признаков источника и приемника электрической энергии рассмотрим работу электромашинной системы, используемой на подъемных установках, например, шахтных подъемников. Иногда на шахтах возникает необходимость выполнить, так называемую операцию “перегон порожних подъемных сосудов”. В исходном состоянии правый подъемный сосуд находится в верхнем положении, левый- в нижнем. Цель “перегона”- поменять подъемные сосуды местами: правый- переместить вниз, левый- поднять вверх. Вес пустых подъемных сосудов одинаков и они уравновешивают друг друга, если не учитывать веса подъемного каната. Но не учитывать этого веса нельзя, т.к. на глубоких шахтах он может иметь большие значения (до нескольких тонн). В начале “перегона” электрическая машина “=М”должна развивать двигательный момент для движения вверх “левого” сосуда вместе с тяжелым подъемным канатом. Когда подъемные сосуды окажутся в середине шахтного ствола, напротив друг друга, левая и правая ветви уравновесятся, а при дальнейшем движении правая, более длинная ветвь каната, спускаясь, будет раскручивать шкив “Ш ”, а значит, и якорь машины “=М”, под действием спускаемого подъемного сосуда и более длинной ветви каната. Машина “=М”должна оказывать тормозное воздействие на раскручиваемый грузом шкив. Рассмотрим виды преобразования энергии и направление этой энергии при выполнении операции “перегона”. В начале этой операции электрическая машина “~М”, потребляя из сети переменного тока электрическую энергию, т.е. работая в режиме электрического двигателя, преобразует ее в механическую энергию вращающегося вала, который вращает якорь электрической машины постоянного тока G. Эта машина, будучи возбужденной, работая в режиме генератора постоянного тока, преобразует полученную механическую энергию в электрическую энергию постоянного тока. Эта энергия, в виде тока и напряжения по проводам поступает на якорь машины “=М”, где преобразуется в механическую энергию вращающегося шкива “Ш” и энергию, необходимую для подъема левого подъемного сосуда вместе с канатом. Т.о. электрическая энергия потребляется из сети переменного тока, претерпевает ряд преобразований, и, в конечном счете, используется для выполнения механической работы. Назовем такое направление энергии прямым. Теперь рассмотрим подробнее режимы работы электрических машин постоянного тока “G” и “=М”. Машина “G” работает в режиме генератора постоянного тока. Она создает ЭДС EG, под действием которой создается ток в якорной цепи обеих машин. В статическом режиме работы ток Iя определяется выражением: Iя = (EG - EМ )/  Rя.ц. Такое выражение для тока Iя связано с тем, что ЭДС EМ направлена встречно с ЭДС EG и величина тока зависит от разности этих ЭДС. Т.к. в начале процесса “перегона” груз оказывает тормозящее действие на якорь машины “=М”, ее ЭДС, зависящая от частоты вращения, меньше, чем ЭДС EG и направление тока в якорной цепи совпадает с направлением ЭДС EG. Эта сонаправленность ЭДС и тока являются единственным признаком источника электрической энергии постоянного тока. Если же направление ЭДС и тока в каком- то устройстве встречное, то это означает, что перед нами- приемник электрической энергии. Эти признаки источника и приемника электрической энергии очень важны для понимания физических процессов, происходящих во многих электротехнических устройствах. По мере перемещения левой ветви каната, с подвешенным к ней подъемным сосудом, вверх происходит снижение нагрузки на вал двигателя “=М”, частота вращения его увеличивается, возрастает ЭДС EМ , что приводит к уменьшению тока Iя . В тот момент, когда ветви каната уравновесятся, когда подъемные сосуды окажутся в середине ствола, сравняются по величине и встречные ЭДС EМ и EG. Ток в якорной цепи на какое- то мгновение станет равным нулю, что означает, что в данный момент нет ни приемника, ни источника электрической энергии. Она не потребляется и не отдается. Но как только правая ветвь перевешивает левую, спускаемый груз начинает ускорять вращение машины “=М”. Ее ЭДС становится больше, чем ЭДС EG, и в этот момент ток в якорной цепи меняет свое направление. Момент смены направления тока- есть момент перехода приемника энергии “=М” в другое качество. Он становится источником, а машина G- приемником энергии. С этого момента поток энергии меняет свое направление на обратное. Она вырабатывается в виде механической энергии спускаемого груза, претерпевает обратные, по сравнению с прямым направлением, преобразования и, в конечном счете, поступает в виде электрической энергии в питающую сеть. Таким образом в рассмотренной электромашинной системе (именуемой системой Г- Д) смена режимов работы электрических машин происходит автоматически без каких-либо переключений в схеме, т.е. без вмешательства обслуживающего персонала в работу установки. Движение подъемных сосудов происходит приблизительно с постоянной скоростью, а приводной электродвигатель “=М” обеспечивает на первом этапе пути подъемных сосудов вращательный момент, т.е. работает в двигательном режиме, а на втором, заключительном этапе- тормозной момент, т.е. работает в генераторном режиме. 3.3.2. Перевод нереверсивного тиристорного преобразователя из выпрямительного в инверторный режим работы. Инвертирование потока энергии из прямого на обратное направление сложнее происходит в системе “тиристорный преобразователь- двигатель постоянного тока” (ТП-Д), чем в системе Г-Д. Сложность вытекает из того, что не удается изменить направление тока в якорной цепи, вследствие односторонней проводимости вентилей. В работу схемы необходимо вмешательство обслуживающего персонала. Рассмотрим описанный ранее “перегон порожних сосудов”, заменив машины ~М и G на один тиристорный преобразователь (ТП). Один ТП в состоянии реализовать функции этих двух машин. Рассмотрим процессы, происходящие в системе ТП- Д при выполнении “перегона” и способы управления этим процессом. При движении левого сосуда вверх до середины ствола машина “М” работает в двигательном режиме, а преобразователь- в выпрямительном. Их ЭДС направлены встречно, но т.к. Ed превышает величину EМ , ток Id совпадает по направлению с ЭДС Ed . В соответствии с признаками источника и приемника ТП является источником, а машина “М”- приемником энергии. После перехода положения равновесия сосудов в стволе, левая ветвь окажется короче правой и машина “М”, раскручиваемая более тяжелой правой ветвью, увеличит свои обороты. При этом, возрастает значение ЭДС EМ, она превысит Ed , однако ток Id изменить свое направление на противоположное не сможет- этому помешает односторонняя проводимость вентилей. Это означает, что машина “М” не становится источником, а ТП- приемником энергии. Рис. 21 Для реализации последнего, не изменяя при этом направление тока в якорной цепи на обратное, необходимо поменять полярность ЭДС преобразователя и машины “М”. В ТП это достигается изменением величины угла управления  . Его нужно сделать большим, чем 90. Выполнить это очень просто, воздействуя на систему ТП. Т.е. в силовой цепи преобразователя никаких переключений делать не требуется. Изменить полярность ЭДС машины “М”, в принципе, можно тремя способами: • Изменить направление вращения машины на обратное, что для нас не подходит; • Переключить силовые провода (точки 1 и 2) на противоположные щетки якоря машины “М”; • Поменяв направление тока обмотки возбуждения на противоположное, изменив, например, полярность напряжения возбуждения Uв. Не рассматривая вопроса, какой из последних двух способов реализовать проще, остановимся на 3- ем способе. При этом, будет обеспечен перевод машины “М” в режим работы источником энергии, а ТП- в режим работы приемником энергии. На схеме видно, что направление тока Id не меняется, а направление ЭДС машины “М” и ТП соответствуют пунктирным стрелкам. Среднее значение ЭДС EМ должно превышать Ed . ЭДС EМ “приталкивает” ток Id в фазы питающего трансформатора, в основном, когда ЭДС этих фаз направлены встречно протекающему току. Диаграммы напряжения и тока при работе ТП в режиме приемника энергии, т.е. в инверторном режиме приведены на рис 22. Анализируя работу тиристорного преобразователя в инверторном режиме, можно перечислить условия, при которых этот режим возможен. Эти условия следующие: 1. Нагрузка должна содержать в своем составе источник постоянной ЭДС-EМ ; 2. Схема должна обеспечивать возможность протекания тока в направлении ЭДС нагрузки, т.е. полярность EМ должна совпадать с проводящем направлением вентилей. Для выполнения этого требования мы изменим полярность ЭДС EМ на EМ; 3. Тиристорный преобразователь должен вырабатывать ЭДС Ed, направленную встречно ЭДС нагрузки и встречно проводящему направлению тиристоров; 4. Среднее значение ЭДС нагрузки должно превышать среднее значение ЭДС ТП. Рис 22 Сказанное можно проиллюстрировать следующими эквивалентными схемами, изображающими выпрямительный и инверторный режимы работы ТП: Рис 23 Необходимо отметить, что основная зависимость, связывающая управляющий фактор () с величиной выпрямленного напряжения (Ed ) остается справедливой и для режима инвертирования. При этом  > 90, Ed < 0; 3.3.3.Анализ работы ТП в инверторном режиме. При анализе инверторного режима работы ТП вместо угла управления  используют угол , дополняющий угол  до 180. Этот угол отсчитывается от точки пересечения ЭДС коммутируемых фаз в области отрицательных напряжений в сторону опережения (влево). Поэтому его иногда называют углом “опережения включения”, в отличие от угла , называемого “углом задержки включения”. В действительности никакое “опережение включения” тиристоров места не имеет. Имеет место “задержка включения” еще большая, чем в выпрямительном режиме ( > 90). Просто отсчет угла управления инвертора удобнее производить от другой точки координаты t. Угол  получается меньше 90, и для инвертора оказывается справедливой такая же связь между углом управления () и средним значением ЭДС ТП. Ed инв = Ed0 * cos  При этом надо иметь в виду, что знак ЭДС Ed инв противоположен знаку Ed выпр ,т.е. отрицателен. Как уже было сказано, связь между углами  и  определяется соотношением:  +  = 180. Из характера электромагнитных процессов в инверторном режиме видно, что они во многом сходны с процессами, протекающими при работе выпрямителя на противо- ЭДС. Основное отличие состоит в том, что в инверторном режиме источник постоянной ЭДС EМ включен с противоположной полярностью относительно вентильной группы и отдает энергию в сеть. Так как включающие импульсы подаются на вентили с опережением на угол  относительно моментов равенства ЭДС двух коммутируемых фаз в области отрицательных напряжений (точка 1), то поступающий в сеть ток ia начинает возрастать в сторону положительных значений раньше, чем начинает возрастать напряжение фазы “а” в сторону отрицательных значений (участок 1-2 диаграммы напряжений рис 22). Поэтому первая гармоника тока ia сдвинута относительно напряжения - Ua в сторону опережения на угол, приблизительно равный { - ( /2)}. Рис 24 Векторная диаграмма тока Ia1 (первая гармоника несинусоидального тока ia ) и напряжения Ua для выпрямительного и инверторного режимов работы преобразователя показана на рис 24. В выпрямительном режиме первая гармоника тока сдвинута относительно напряжения Ua в сторону отставания приблизительно на угол  + ( /2). Из векторной диаграммы видно, что в инверторном режиме активная составляющая тока Ia1a направлена навстречу напряжению сети Ua, что соответствует поступлению в сеть активной мощности. Реактивная составляющая тока Ia1р, как и в выпрямительном режиме, отстает на угол /2 от вектора Ua напряжения сети. Следовательно в обоих режимах преобразователь является потребителем реактивной мощности. Связь между действующим значением напряжения U2 на вторичной обмотке трансформатора и напряжением Ud0 преобразователя подобна выражению для среднего значения выпрямленного напряжения выпрямителя: Ud0 = 2 U2 mn / sin (/mn). 3.3.4. Особенности инверторного режима работы ТП. а) Особенность внешних характеристик. Внешние характеристики переходят из выпрямительного режима в инверторный, не изменяя угла наклона по отношению к оси абсцисс. Это значит, что процесс коммутации имеет ту же физическую природу, что и в режиме выпрямления. Как и в выпрямительном режиме, этот процесс связан с изменением напряжения на нагрузке. Однако, в отличие от выпрямительного режима в инверторном с увеличением тока, напряжение на якоре машины “М” не уменьшается, а увеличивается. Вид внешних характеристик наглядно показывает эту особенность инверторного режима. С увеличением тока расстояние от характеристики до оси абсцисс увеличивается. б) Неустойчивость работы ТП в инверторном режиме при малых значениях угла  и больших значениях тока - вторая особенность инверторного режима. Эта неустойчивость проявляется в возможности так называемого “опрокидывания” или “прорыва” инвертора, что может быть чревато выходом преобразователя из строя. Для исследования этого вопроса обратимся к схеме ТП-Д, изображенной на рис 21. При работе ТП в инверторном режиме, а машины “М”- в генераторном их ЭДС (пунктирные стрелки) EМи Ed направлены встречно и, т.к. EМ превышает по величине Ed ток в цепи якоря Id совпадает по направлению с EМ , а Ed является противо- ЭДС. Неприятность заключается в том, что при некоторых обстоятельствах противо- ЭДС Ed может, практически мгновенно, изменить свое направление на противоположное и действовать в цепи якоря согласно с EМ. Тогда, окажется, что в якорной цепи действуют два источника энергии, и в ней нет ни одного приемника энергии. Эту ситуацию можно рассматривать, как двойное короткое замыкание в якорной цепи, что вызывает очень быстрое нарастание тока и требует экстренного размыкания цепи якоря. Дело в том, что отключение ТП от сети не устраняет аварийного режима, так как ток под действием ЭДС EМ будет продолжать протекать через одну из фаз вторичной обмотки трансформатора и вентиль этой фазы, который был включен в момент “опрокидывания” инвертора. Единственным способом прекратить развитие аварии является разрыв якорной цепи, т.е. отсоединение одного источника от другого. Для выяснения причины такого “странного” поведения инвертора рассмотрим диаграмму напряжения и тока, изображенную на рис 22. Из диаграммы напряжения видно, что при уменьшении величины угла управления  коммутация приближается к точке “1”. Условием нормальной работы инвертора является завершение коммутации тока, т.е. переход его с фазы “с” на фазу “а” раньше, чем наступит момент равенства ЭДС коммутируемых фаз в точке “1”. Если же вследствие уменьшения угла  , либо, вследствие увеличения угла  , вызванного возрастанием тока Id , коммутация на закончится до наступления момента “1”, дальше переход тока на фазу “а” прекратится, и, начавшийся процесс коммутации пойдет в обратном направлении, т.е. останется включенной фаза “с”. Как видно из диаграммы, напряжение на фазе “с” очень быстро становится положительным, а это значит, что ЭДС инвертора Ed изменила свою полярность на противоположную и произошло его “опрокидывание”. Недопущение этого явления возможно единственным способом: предотвращение снижения величины угла управления  ниже минимально допустимого его значения min. Эта величина определяется выражением: min  max +  +  где: max - максимально возможное значение угла коммутации, определяемое максимально возможным током в любом режиме работы инвертора;  - угол, определяемый временем восстановления запирающих свойств вентилей, а точнее, временем их выключения;  - асимметрия управляющих импульсов, т.е. самопроизвольное их отклонение от заданной величины в силу ограниченных возможностей системы управления. Если же предотвратить “опрокидывание” инвертора не удалось, необходимо использовать быстродействующие средства защиты, обеспечивающие аварийное отключение инвертора от всех источников напряжения, включая такой источник, как вырабатывающий электроэнергию генератор “М”, вращающийся под действием спускающегося груза. Обратившись к внешним характеристикам ТП, работающего в инверторном режиме (рис 25) можно определить и обозначить ограничительную линию, указывающую предел значений угла  и величины тока, допустимых для данного преобразователя. Эти величины между собой связаны. Чем меньше  , тем меньшее значение тока допускается при работе ТП в инверторном режиме. 3.4.Трехфазный мостовой ТП. Схема трехфазного мостового ТП является шестипульсной схемой. Она находит самое широкое распространение по сравнению с другими схемами преобразователей, т.к. обладает целым рядом достоинств. Из этих достоинств можно отметить следующие: 1. Высокая частота пульсаций выпрямленного напряжения(fn=300 Гц) 2. Симметричность загрузки питающей сети; 3. Схема может быть использована как с согласующим трансформатором, так и без него; 4. Высокие энергетические показатели схемы. Ток в обмотках трансформатора носит знакопеременный характер и имеет равные значения в положительный и отрицательный полупериоды. Это исключает возможность подмагничивания трансформатора и обеспечивает высокое значение коэффициента формы тока (kф = 0.95); 5. Хорошее использование вентилей по напряжению ku = (Uобр.max)/(Ud ) = /3 = 1.05 Для изучения особенностей работы трехфазной мостовой схемы удобна ее интерпретация, как схемы, включающей в себя две трехфазные нулевые схемы, соединенные последовательно и питающиеся от одной вторичной обмотки трансформатора. Вначале проанализируем работу схемы, если угол управления  будет равен нулю, т.е. включение вентилей происходит в точках естественной коммутации. Схема (рис 26) включает в себя 6 вентилей. Три вентиля, катоды которых соединены в одну точку, составляют катодную группу, три других, соединенных в одну точку своими анодами, составляют анодную группу вентилей. Рис 26 Вначале рассмотрим работу каждой из групп вентилей изолированно одна от другой. Катодная группа, включенная на нагрузку zн, представляет собой трехфазный нулевой выпрямитель, работающий, как было условлено, с нулевым значением  . К нагрузке zн поочередно прикладывается напряжение фаз вторичной обмотки трансформатора. При этом в zн протекает ток Id . Этот ток течет по участку цепи О1 - О2 и, затем, расходится по фазам вторичной обмотки. В катодной группе в каждый момент времени ток проводит тот вентиль, потенциал анода которого выше потенциалов анодов других вентилей в группе. Обратим внимание на то, что в перемычке О1 - О2 ток этой группы течет от О1 к О2. Теперь рассмотрим другую группу вентилей - анодную. Вентили этой группы подключены своими катодами к фазам вторичной обмотки трансформатора, а их аноды объединены в одну точку, соединенную с нагрузкой zн . Ток Id протекает по левому сопротивлению под действием фазных ЭДС вторичной обмотки, включающихся в работу в моменты, когда в начале обмотки (обозначены точкой)- положительный потенциал, а в конце обмотки (одна из точек “а”, “b” или “с”)- отрицательный. В анодной группе в каждый момент времени ток проводит тот вентиль, потенциал катода которого ниже потенциалов катодов других вентилей группы. Таким образом, существуют два, как бы независимых друг от друга нулевых выпрямителя, питающихся от одной и той же вторичной обмотки трансформатора, токи которых равны по величине (т.к. равны сопротивления zн ). Ток анодной группы течет по перемычке О1 - О2 от О2 к О1, т.е. встречно току катодной группы. Таким образом результирующий ток в перемычке оказывается равным нулю, и эту перемычку можно просто убрать. Теперь мы видим, что к точкам, объединяющим катоды и аноды разных групп вентилей оказались подключенными два последовательно соединенных сопротивления zн и по цепи этих сопротивлений протекает один и тот же ток Id . В работе схемы ничего не изменится, если мы цепь с двумя сопротивлениями zн заменим другой цепью с одним сопротивлением 2zн , величина которого равна сумме первых двух сопротивлений. Если на одной фазе (например, на фазе “а”) трансформатора, на конце обмотки положительный потенциал превышает по величине потенциалы концов обмоток других фаз, то в катодной группе будет проводить вентиль V1. В то же время на конце обмотки какой- то другой фазы (например фазы “b”) потенциал минимальный, это означает, что в анодной группе ток проводит вентиль V6. Таким образом в любой момент времени в трехфазной мостовой схеме ток проводят два вентиля, работают две фазные обмотки трансформатора и напряжение, приложенное к нагрузке 2zн через включенные вентили, равно сумме напряжений фазных обмоток, т.е. равно линейному напряжению. Таким образом напряжение на выходных зажимах трехфазной мостовой схемы можно рассматривать, как сумму напряжений двух трехфазных нулевых преобразователей. Не имеет значения, что нулевая точка трансформатора с нагрузкой не соединена. Если бы можно было отыскать среднюю точку сопротивления 2zн и, если эту реальную точку нагрузки соединить с нулем вторичной обмотки трансформатора, то ничего в работе схемы не изменилось бы. Но это дает нам право рассматривать процессы в более сложной схеме через процессы в более простых схемах, изученных нами и более понятных нам. На рис 27 приведены диаграммы напряжений, поясняющих последовательность перехода от фазных напряжений двух нулевых схем к линейным напряжениям мостовой схемы. На диаграммах коммутация считается мгновенной. Первая диаграмма (сверху) - напряжения катодной группы при трех разных значениях угла управления  (0; 75 ; 120). Положительные вольт- секундные площадки заштрихованы вертикальными линиями, отрицательные- горизонтальными. Переключение с предыдущей фазы на последующую на этой диаграмме происходит снизу- вверх (с отрицательных напряжений на положительные). Вторая диаграмма- напряжения анодной группы. Здесь в работу вступает вентиль, имеющий наиболее отрицательный потенциал на катоде. Т.е. на диаграмме переключение происходит сверху- вниз. Тем не менее, положительное напряжение на нагрузке получается от нижних вольт- секундных площадей (они заштрихованы вертикальными линиями). На третьей диаграмме- показаны результаты суммирования напряжений катодной и анодной групп с учетом их знака. Площади одного знака- суммируются (как это имеет место для  = 0). В результате получается междуфазовое, линейное напряжение. Так, например, напряжение между точками “1” и “2” можно рассматривать, как положительную полуволну линейного напряжения между фазами “а” и “с”. Точки “3” и “4” определяют положительную полуволну линейного напряжения между фазами “b” и “с”. Синусоиды линейного напряжения повторяются с частотой 300 Гц и, таким образом, получается шестипульсное выпрямленное напряжение. При сложении напряжений катодной и анодной групп, имеющих положительные и отрицательные вольт- секундные участки, участки разного знака, накладываясь одни на другие, дают в результате отсутствие напряжения, т.е. получаются не заштрихованные участки, т.е. участки с напряжениями разного знака компенсируют друг друга. Те площади, которые выходят из зоны компенсации, сохраняют свои знаки. Диаграммы напряжений трехфазного мостового тиристорного преобразователя : рис 27 На четвертой диаграмме представлены линейные напряжения, формирующиеся на выходе трехфазного мостового преобразователя. Эта диаграмма получается из третьей диаграммы, если нижнюю огибающую синусоид превратить в нулевую линию, и от нее откладывать вверх положительные линейные напряжения (вертикальная штриховка), и вниз- отрицательные напряжения (горизонтальная штриховка). Именно такая форма напряжения возникает на экране осциллографа, если вход этого осциллографа подключить к выходным клеммам трехфазного мостового ТП. 3.5.Системы управления преобразовательными устройствами. Понятие- “системы управления ТП”- является широким понятием, включающим в себя не только управление силовыми тиристорами преобразователя с целью регулирования основных координат электропривода (момента, скорости) путем изменения тока, напряжения преобразователя, но и управление защитными устройствами ТП, осуществление контроля работоспособности преобразователя, измерение регулируемых переменных величин, сигнализация о исправности входящих в преобразователь элементов. Из этого широкого понятия “системы управления” выделим основную часть- устройства, которые обеспечивают управление силовой частью преобразователей- тиристорами, выполняющими основную функцию ТП- преобразование и регулирование параметров электрической энергии. Мы остановимся на описании структуры и принципов действия главной части системы управления, выполняющей основную управляющую функцию. В ТП основная функция системы управления заключается в формировании по определенной программе включающих импульсов на управляющих электродах тиристоров. Не вызывает сомнения, что наиболее приемлемая форма управляющего воздействия на “полууправляемый” прибор- тиристор, является импульсное воздействие на управляющий электрод посредством прямоугольных импульсов напряжения, которые осуществляют включение тиристоров в нужные моменты времени. Дальнейшее состояние тиристора на зависит от управляющего воздействия и определяется другими факторами. Второй важной функцией системы управления является функция перемещения (сдвига) управляющих импульсов относительно фазы синусоид питающего напряжения, так называемый фазовый сдвиг. Поэтому система, осуществляющая эти две функции, называется “системой импульсно- фазового управления” (СИФУ) тиристорного преобразователя. Требования, предъявляемые к параметрам включающих импульсов, определяются типом тиристора, схемой, в которой используется тиристор и режимом его работы. 3.5.1.Требования, предъявляемые к параметрам включающих импульсов. 1.Мощность управляющих импульсов (величина тока и напряжения) должна быть достаточной для надежного включения тиристора при самых неблагоприятных условиях в допустимой области их изменения. К таким неблагоприятным условиям можно отнести низкое значение анодного напряжения, что имеет место при малых величинах угла управления . Вторым неблагоприятным фактором можно считать низкую температуру окружающей среды. Это случается при работе преобразователя на открытом воздухе. Наконец, третьим неблагоприятным фактором является высокий уровень помех, на фоне которых полезный сигнал должен существенно выделяться по своему уровню. 2. Асимметрия управляющих импульсов (). Асимметрией управляющих импульсов называется самопроизвольное отклонение угла  от заданного значения, вызванное целым рядом неконтролируемых процессов в системе формирования и фазового сдвига импульсов. К факторам, вызывающим увеличение асимметрии можно отнести: искажение формы синусоидального питающего напряжения, недостаточно высокую чувствительность нуль- органа, срабатывание которого определяет момент выдачи включающего импульса, недостаточно высокую крутизну переднего фронта включающих импульсов. Общим для всех схем следствием асимметрии является то, что угол “min” при работе ТП в инверторном режиме должен выбираться с учетом этой асимметрии во избежание возможного опрокидывания инвертора. В обычных нулевых и мостовых схемах преобразователей асимметрия управляющих импульсов приводит к различным длительностям пропускания тока отдельными вентилями. В результате этого: • Наблюдается различие в средних токах вентилей; • В кривых выпрямленного напряжения (Ud ) появляется переменная составляющая, частота которой меньше частоты пульсаций напряжения Ud . Как известно, частота основной гармоники в теоретической кривой выпрямленного напряжения в mn раз выше частоты питающего напряжения (50 Гц). По частоте пульсаций выбираются сглаживающие и уравнительные реакторы в реверсивном тиристорном электроприводе. В результате асимметрии появляется переменная составляющая, наименьшая возможная частота которой равна частоте питающего напряжения. Это вынуждает увеличивать индуктивности сглаживающих и уравнительных реакторов; • Имеет место подмагничивание трансформатора нескомпенсированными намагничивающими силами. Во избежание насыщения стали трансформатора приходится увеличивать сечение его стержней. В литературе приводятся допустимые значения асимметрии. Так, для шестипульсного преобразователя асимметрия не должна превышать . 3. Крутизна переднего фронта включающих импульсов. Разброс моментов включения определяется двумя факторами: а) собственно асимметрией системы управления; б) различием характеристик включения отдельных вентилей, что при конечных значениях крутизны переднего фронта управляющих импульсов также приводит к сдвигу моментов включения вентилей. Согласно литературе, крутизна не должна быть ниже 100в на градус. 4. Форма и длительность включающих импульсов. Наиболее распространенная форма включающих импульсов- прямоугольная. Минимальная длительность импульсов определяется временем, необходимым для нарастания тока в анодной цепи до значения тока включения тиристора, который обычно в 2-3 раза превосходит ток удержания. Это время при активном характере нагрузки практически совпадает с временем включения тиристора, т.е. находится в диапазоне от единиц до нескольких десятков микросекунд. Наличие индуктивности в анодной цепи может существенно увеличить минимально необходимую длительность импульса по сравнению со временем включения тиристора. В этом случае нижний предел продолжительности импульса определен промежутком времени, необходимым для того, чтобы ток анодной цепи успел нарасти до величины тока включения, при котором тиристор остается включенным и при отсутствии управляющего импульса. Для обеспечения нормальной работы тиристоров в такой широко распространенной схеме как трехфазная мостовая, где постоянно ток проходит через два (в предположении мгновенной коммутации) вентиля, один из которых в катодной группе, а другой- в анодной, требуются либо широкие включающие импульсы, либо подача на каждый тиристор сдвоенных узких импульсов. Это объясняется тем, что при запуске схемы в работу или при работе в режиме прерывистого тока, необходимо, чтобы импульсы присутствовали одновременно на двух тиристорах из разных групп. Одновременное присутствие включающих импульсов на соответствующей паре тиристоров анодной и катодной групп может быть обеспечено, если длительность импульсов будет больше, чем t = T/6, где T- период переменного напряжения питания. Но задача часто решается другим путем: подачей на каждый тиристор сдвоенных узких импульсов, первый из которых соответствует очередному включению тиристора, согласно порядку коммутации тиристоров в схеме, а другой- повторному (в момент включения очередного тиристора противоположной группы). Основными недостатками управления широкими импульсами являются увеличение объема и массы импульсных трансформаторов в системе управления и увеличение потерь в тиристоре. 3.5.1.Классификация и принципы построения СИФУ. СИФУ можно разделить на два класса: 1. Синхронные системы управления; 2. Асинхронные СИФУ. В синхронных системах каждый управляющий импульс жестко привязан к синусоиде своей фазы. место импульса определяется координатой управления- углом . Угол управления ( ) есть угол, выраженный в электрических градусах, отсчитываемый от точки естественной коммутации двух коммутируемых фаз до момента включения тиристора последующей фазы. В асинхронных СИФУ угол управления  в явном виде не связан с координатой t сети. Он получается как результат регулирования интервалов между импульсами управления. Асинхронные СИФУ являются замкнутыми системами, обеспечивающими регулирование выпрямленного напряжения по требуемому закону. В них действует отрицательная обратная связь по выходному напряжению ТП, регулирующая интервалы между двумя соседними включающими импульсами. Угол управления ( ) отсчитывается от предыдущего импульса. ti = ti-1 + 2/mn + i (UУ) Рис 28 Величина i определяет приращение угла  на интервале между двумя соседними управляющими импульсами. Система регулирования (рис 29) содержит аналоговую часть и дискретную, связывающую СИФУ и ТП. В СИФУ асинхронной системы управления должно быть предусмотрено ограничение минимального и максимального значений угла  допустимыми величинами, что существенно усложняет систему. Это является основным ее недостатком. Главным достоинством системы является ее высокая помехоустойчивость. На ее работу не влияют искажения питающего напряжения, которые могут иметь место в сети переменного тока. Рис 29 Асинхронные СИФУ находят в практике ограниченное применение. В дальнейшем мы будем рассматривать только первый тип систем - синхронные СИФУ. 3.5.1.1.Принципы построения синхронных СИФУ. Синхронные СИФУ делятся на два вида: 1. Многоканальные СИФУ; 2. Одноканальные СИФУ. Канальность СИФУ связана с тем фактом, что система должна обеспечить управление несколькими полупроводниковыми приборами- тиристорами, включенными в разные фазы и на разную полярность напряжения сети. Канальность СИФУ также связана с тем, что из всех функций системы управления выделяют одну главную- функцию сдвига управляющих импульсов относительно фазы синусоидального питающего напряжения. Фазовый сдвиг управляющих импульсов может быть реализован в одном фазосдвигающем устройстве и, после этого, сдвинутые на угол  импульсные сигналы распределяются по тиристорам силовой схемы ТП, пройдя, предварительно, усиление в выходных устройствах. Такая система управления относится к одноканальным. Если же управление тиристорами одного плеча моста, или одной фазы в нулевой схеме осуществляется автономно и не связано с управлением другими тиристорами, такие системы относятся к многоканальным. Таким образом канал- это часть СИФУ, содержащая определяющий функциональный элемент- фазосдвигающее устройство. В многоканальной СИФУ в каждом канале автономно определяется своя точка естественной коммутации между фазами, токи которых предстоит скоммутировать данным вентилем. Затем осуществляется фазовый сдвиг сигнала на угол  в своем отдельном фазосдвигающем устройстве. На рис 30 изображена функциональная схема многоканальной СИФУ. В ней видно, что каждый канал имеет свое фазосдвигающее устройство, а число каналов должно быть равно числу плеч в мостовой схеме выпрямления. Синхронизирующее устройство посылает в СИФУ “n” синхронизирующих сигналов в моменты равенства ЭДС фаз, коммутация которых должна быть выполнена данным вентилем. Рис 30 Кроме сигнала синхронизирующего устройства на вход всех ФСУ поступает аналоговый сигнал UУ , величина которого определяет угол задержки включения всех вентилей ( ). Угол  во всех ФСУ должен быть одинаков, поэтому и сигнал управления (UУ) на каждом канале один и тот же. Рис 31 На рис 31 изображена функциональная схема одноканальной СИФУ. В отличие от многоканальной здесь фазовый сдвиг осуществляется одним фазосдвигающим устройством, выходной сигнал которого поступает на распределитель импульсов в виде кратковременного импульса, частота поступления которого- 50 Гц. Распределитель импульсов выдает шесть сдвинутых по фазе на 60 импульсов, поступающих на выходные устройства, где эти импульсы усиливаются и поступают на управляющие электроды тиристоров. В течение одного периода переменного напряжения распределитель импульсов успевает выдать шесть импульсов на выходные устройства и т.о. завершается один цикл включения тиристоров. Как и в предыдущей схеме, величина угла управления “” определяется величиной управляющего напряжения “UУ”, которое выдается входным устройством после сопоставления всех поступающих на него сигналов. Импульс на выходе ФСУ сдвинут на угол “” относительно точки естественной коммутации, местоположение которой на оси t определено импульсом “Uc”. Важным достоинством одноканальной СИФУ является высокая симметрия управляющих импульсов, которая достигается постоянством тактовой частоты распределителя импульсов (РП). Недостаток системы- ее сложность. Она связана с необходимостью обеспечения четкой работы распределителя импульсов. Многоканальные системы, хотя содержат большее число элементов в функциональной схеме, тем не менее, реализуются проще одноканальных, поэтому при пульсности выше двух в ТП заводского изготовления используются, как правило, многоканальные СИФУ. 3.5.2. Основные узлы многоканальной СИФУ. 3.5.2.1. Синхронизирующие устройства (СУ). Назначением СУ является привязка включающих импульсов тиристоров к определенным точкам синусоидального напряжения питания силовой части преобразователя. Поэтому, если преобразователь трехфазный, на СУ должно быть непременно подано 3-х фазное питающее напряжение. Простейшим, наиболее распространенным СУ-ом является трансформатор. В качестве примера рассмотрим СУ, которое используется в системах управления 3-х фазных мостовых преобразователей. Схема этого устройства, представляющего собой трансформатор, на первичную обмотку которого подается трехфазное напряжение сети, изображена на рис 32: Рис 32 В соответствии с принципом действия 3-х фазного мостового ТП на его тиристоры при шестиканальной системе управления должны поступать включающие импульсы, сдвинутые друг относительно друга на угол /3. Вторичные обмотки синхронизирующего устройства выполнены со средней точкой, причем, эта точка соединяет начало и конец каждой полуобмотки. Поэтому со вторичных обмоток снимается шестифазное напряжение, векторная диаграмма которого представлена на том же рисунке. Схема позволяет использовать как фазные, так и линейные напряжения вторичных обмоток синхронизирующего устройства. Так точке естественной коммутации линейных напряжений “ау” и “az” (1) соответствует переход через нулевое значение напряжения “bz” (2). Рис 33 Этот переход может быть легко зафиксирован с помощью вентильного элемента и, значит, в этот момент может быть послан импульс в фазосдвигающее устройство, которое, с этого момента начинает отсчет угла . Т.о. синхронизирующее устройство определяет момент естественной коммутации и в это время посылает сигнал в ФСУ. Недостатком синхронизирующих устройств, выполненных в виде трансформатора, является чувствительность параметров напряжений вторичных обмоток к амплитудным и фазовым искажениям питающей сети, а также к различного рода помехам, возникающим в ней при эксплуатации. Для устранения этих помех к СУ подключают различные фильтры, как пассивные, состоящие обычно из реактивных элементов, так и активные. 3.5.2.2 Фазосдвигающее устройство (ФСУ). Назначение ФСУ в СИФУ ТП - регулирование фазы включающих импульсов тиристоров. Возможны различные принципы их реализации, но неизменным является то, что ФСУ осуществляет сдвиг импульса относительно момента естественной коммутации в сторону запаздывания на угол , величина которого регулируется в зависимости от значения управляющего напряжения UУ . Мы рассмотрим два принципа фазосмещения, нашедших распространение в реальных ТП. Один из них называется вертикальный, другой- интегральный принципы. 3.5.2.3. Вертикальный принцип фазосмещения управляющих импульсов ТП. Сущность вертикального фазового управления заключается в сравнении переменного напряжения (пилообразной, синусоидальной, треугольной и других форм) с постоянным напряжением регулируемой величины, поступающим от устройств автоматического регулирования. На рис 34 представлена структурная схема одного из вариантов ФСУ подобного типа. Основными узлами его являются генератор пилообразного напряжения (ГПН) синхронизированный с синусоидальным питающим напряжением с помощью СУ, нуль-орган НО (компаратор) и источник регулируемого постоянного напряжения, величина которого UУ регулируется вручную или автоматически. В этой схеме формирование включающего импульса происходит в момент равенства пилообразного напряжения генератора Uг и напряжения управления UУ. При изменении UУ изменяется фаза управляющего импульса. Функции сравнивающего устройства выполняет нуль- орган “НО”, на входы которого поступают напряжения UУ и Uг. Нуль- орган может быть выполнен по различным схемам и на разной элементной базе. Например, может быть использована схема компаратора, выполненная на операционном усилителе. Генератор пилообразного напряжения в описанной схеме имеет линейно спадающее напряжение, мгновенное значение которого сравнивается с UУ. Обычно в таких ГПН используется процесс заряда емкости постоянным по величине током. Рис 34 Недостатком этого ГПН является нелинейность характеристики “вход-выход” тиристорного преобразователя. Эта нелинейность обусловлена нелинейной зависимостью Ed = (). При линейном пилообразном напряжении сохраняется линейная зависимость  = (UУ ), но зависимость выходной ЭДС от UУ остается нелинейной. Это обстоятельство является существенным недостатком ТП, т.к. в системах АЭП приходится устранять эту нелинейность теми или иными методами. Иногда указанная нелинейность компенсируется за счет нелинейности опорного напряжения (переменное напряжение, которое сравнивается по величине с UУ ). Нелинейность опорного напряжения должна быть такой, чтобы она компенсировала нелинейность регулировочной характеристики ТП. Чаще всего в качестве опорного напряжения используется часть синусоиды напряжения питания ТП, а именно ее косинусоидальная часть. На рис 35 изображена диаграмма напряжения трехфазного нулевого ТП, а также, диаграмма напряжений при формировании управляющих импульсов. Как и на предыдущей диаграмме здесь реализован вертикальный принцип фазосмещения. При этом, в качестве опорного напряжения использована косинусоидальная часть переменного напряжения не участвующей в коммутации фазы. Так, при коммутации фаз “a”-“b” опорным напряжением является “перевернутая” фаза “c”; при коммутации фаз “b”-“c”, опорное напряжение- “перевернутая” фаза “а” и т.д. В соответствии с диаграммой, зависимость угла  от UУ - арккосинусоидальная ( = arccos UУ ), зависимость Ud от  - косинусоидальная (Ud = Ud0 cos  ). Зависимость же Ud = (UУ ), вследствие того, что одна нелинейность компенсирует другую, оказывается линейной. Это показано на рис 36: Рис 36 Достоинства описанной системы очевидны. Линейность характеристики вход-выход тиристорного преобразователя существенно облегчает включение его в систему автоматического регулирования координат электропривода. Во-вторых, облегчается синхронизация опорного напряжения с напряжением питающей сети, т.к. это опорное напряжение не что иное, как часть синусоиды одной из фаз того- же напряжения сети. Однако, на пути внедрения этой системы стояли некоторые объективные трудности. Дело в том, что напряжению сети свойственна некоторая нестабильность, что затрудняло использование его в качестве опорного напряжения. Такая нестабильность, как высокочастотные искажения синусоиды устраняется с помощью фильтров. Сложнее преодолеваются трудности, связанные с “посадками” напряжения, которые допускаются “Правилами эксплуатации электроустановок” в определенных пределах. Но в СИФУ уменьшение амплитуды опорного напряжения чревато пропусками управляющих импульсов, что недопустимо. Во избежание этого, в высшей точке опорного напряжения создается импульс напряжения, что не позволяет UУ при максимальных его значениях избежать пересечения с Uопорн .(рис 35). Наконец, последняя трудность связана с изменяющимся наклоном кривой опорного напряжения. Чувствительности нуль- органа может не хватить для четкого его срабатывания, когда опорное напряжение выполаживается, т.е. в верхней и в нижней точках. Возможность преодоления этого затруднения реализовалась, когда появились компараторы на операционных усилителях с очень большими коэффициентами усиления. В настоящее время СИФУ, обеспечивающие линейность характеристики “вход- выход” ТП получают все более широкое распространение. 3.5.2.4.Интегральный принцип фазосмещения управляющих импульсов ТП. Сущность этого принципа фазосмещения можно прояснить, рассмотрев структурную схему, изображенную на рис 37: Рис 37 В схему входят следующие элементы: 1. Синхронизирующее устройство(СУ); 2. Регулятор тока (РТ), обеспечивающий ток заряда интегрирующей емкости (си), значение которого определяется величиной управляющего напряжения UУ ; 3. Пороговый элемент (ПЭ) срабатывает при достижении потенциала заряда емкости (си ) порогового значения. При срабатывании ПЭ емкость разряжается через него на выходное устройство (Вых.У), которое формирует управляющий импульс на тиристор. Схема работает следующим образом: В моменты естественной коммутации СУ посылает сигнал (импульсы) на РТ. Начиная с момента естественной коммутации РТ обеспечивает заданное значение тока заряда емкости си . Время накопления заряда на емкости до величины потенциала срабатывания порогового элемента- это время задержки подачи управляющего импульса на управляющий электрод тиристора. Оно определяет величину угла управления “”. Дальше схема работает так, как сказано выше. Достоинством схем с интегральным принципом фазосмещения является их простота и надежность. Их недостаток- более низкая точность поддержания величины угла “” на заданном значении. Такие системы находят применение в маломощных ТП с нежесткими требованиями к статическим и динамическим показателям электропривода. Диапазон мощностей электропривода с описанными ТП - (215)кВт. 3.5.3.Входные устройства СИФУ ТП. Назначение входного устройства - сформировать аналоговый сигнал управления (UУ ) на СИФУ ТП, учитывающий задающее воздействие, воздействие сигналов обратных связей, корректирующее воздействие. Для реализации возложенных на входное устройство (ВУ) функций необходимо осуществить: • Фильтрацию всех поступающих сигналов; • Выполнить все необходимые логические действия с поступившими сигналами (суммирование с учетом их знаков, интегрирование тех сигналов, воздействие которых должно определяться их средними значениями); • Усиление результирующего сигнала; • Ограничение UУ допустимыми минимальными и максимальными значениями. Каждая из перечисленных функций выполняется, обычно, своим, специальным, предназначенным для этого устройством, схемная и элементная реализация которого может иметь массу вариантов. Рассматривать эти варианты нецелесообразно, но некоторые тенденции в реализации этих устройств можно отметить: • Так как мощности поступающих сигналов малы, в качестве фильтров обычно используют пассивные однозвенные R-C фильтры - Г- образные и П - образные; • Функция суммирования реализуется обычно сумматором, выполненном на операционном усилителе, например, по схеме приведенной на рис 38: • Усиление результирующего сигнала выполняется усилителем постоянного тока, выполненным на транзисторах либо на операционных усилителях. Рис 38 • Ограничение UУ сверху и снизу может быть реализовано с помощью кремниевых стабилитронов. 3.5.4.Выходные устройства СИФУ ТП. (формирователи импульсов). Обычно в системах управления операции формирования импульсов, их усиления и гальванической развязки с системой управления осуществляются одним узлом, который, в дальнейшем, именуется “выходным устройством” (Вых.У). В других литературных источниках они именуются “формирователями импульсов” (ФИ). Примером может служить устройство, схема которого представлена на рис 39: Оно состоит из: выходного транзистора VT, мощность которого позволяет обеспечить все требуемые параметры управляющих импульсов; импульсного трансформатора (Тр- И), со вторичной обмотки которого снимаются импульсы, поступающие на управляющий электрод тиристора. Существенное влияние на параметры включающего импульса в формирователе импульсов (ФИ) оказывает импульсный трансформатор. Одним из основных требований к нему является обеспечение минимального искажения трансформируемого импульса. С этой целью при разработке этих трансформаторов применяют специальные меры по их конструктивному исполнению. В частности, конструкцию магнитопровода и расположение витков первичной и вторичных обмоток выбирают из условий обеспечения минимальных значений потоков рассеяния и межвитковых емкостей. Например, используют кольцевые, витые из пермалоевой магнито мягкой ленты сердечники и экранированный намоточный провод. Это объясняется тем, что потоки рассеяния, характеризуемые обычно в трансформаторе индуктивностью рассеяния обмоток, влияют на передачу фронта импульса. Если индуктивности рассеяния и межвитковые емкости велики, то фронт импульса на вторичной обмотке становится более пологим. В приведенной схеме для интенсивного нарастания тока в первичной обмотке трансформатора в момент формирования импульса введена положительная обратная связь, для чего предусмотрена дополнительная вторичная обмотка трансформатора, включенная в цепь управления (2). Для предотвращения утечки тока через выходную цепь (Э-К) транзистора и намагничивания сердечника трансформатора этими токами утечки в промежутках между рабочими импульсами, предусмотрен источник запирающей ЭДС (Eзапир.), который запирая транзистор в промежутках между рабочими импульсами, предотвращает подмагничивание сердечника, но не препятствует четкому включению транзистора VT при создании условий для прохождения iвкл. Диод VD2 , установленный параллельно первичной обмотке трансформатора, затягивает процесс размагничивания импульсного трансформатора в промежутках между рабочими импульсами и, этим самым, защищает транзистор VT от пробоя импульсом перенапряжения, который возник бы при отсутствии VD2 . Особенностью работы импульсных трансформаторов в ФИ является то, что они передают однополярные импульсы, т.е. работают на частном цикле кривой намагничивания магнитопровода. Это ухудшает использование стали магнитопровода и, следовательно, приводит к ухудшению массо- габаритных показателей трансформатора. Для более полного использования стали трансформатора в некоторых случаях применяют медленное перемагничивание магнитопровода током, противоположным току основных импульсов, что позволяет работать на всей кривой намагничивания. Масса и габариты импульсного трансформатора в основном определяются амплитудой и длительностью трансформируемых импульсов. Поэтому в мощных ТП, когда имеет место групповое (параллельное и последовательное) включение вентилей, вес и габариты импульсных трансформаторов становятся чрезмерными. Поэтому в целях уменьшения этих параметров трансформатора может быть использован принцип формирования включающих импульсов, основанный на представлении включающего импульса в виде выпрямленного напряжения высокой частоты. Сущность принципа заключается в следующем: переменное напряжение высокой частоты (20100 кГц) от высокочастотного генератора ВЧГ через промежуточный трансформатор Тр1 со средней точкой поступает на трансформатора Тр2 оконечного узла канала управления и далее выпрямляется диодами VD3 , VD4 . Диоды VD1 и VD2 и транзистор VT используются для формирования длительности включающего импульса. Когда на базу транзистора VT поступает импульс управления UУ (например, с дифференцирующего устройства, задающего длительность включающего импульса), транзистор включается. В результате этого первичные полуобмотки трансформатора Тр2 и вторичные полуобмотки трансформатора Тр1 соединяются между собой через диоды VD1 , VD2 и включающий транзистор VT. Напряжение, возникающее на вторичной обмотке трансформатора Тр2 выпрямляется диодами VD3 и VD4 , фильтруется конденсатором “с” и поступает на управляющий электрод тиристора. Изменяя длительность включенного состояния транзистора VT, можно регулировать ширину включающего импульса. Благодаря высокой рабочей частоте трансформаторы Тр1 и Тр2, выполняемые обычно на ферритовых магнитопроводах, имеют сравнительно небольшие массу и габариты. Использование трансформаторов для гальванической развязки системы управления (СИФУ ) и силовой части преобразователя имеет ряд недостатков. Основным из них является наличие паразитных (емкостных и электромагнитных) связей между первичной и вторичной обмотками, затрудняющих обеспечение помехозащищенности узлов и элементов преобразователя. Значительно более перспективными элементами, обеспечивающими гальваническую развязку в цепях преобразователя являются оптронные электронные приборы, например, оптопары (оптроны). Оптрон- это прибор, состоящий из двух элементов: управляющего и управляемого, между которыми имеется только оптическая связь. Последняя практически не чувствительна к изменениям электромагнитного поля, что позволяет использовать оптопары для развязки цепей и не прохождения от одной цепи к другой различного рода помех. Управляющим элементом оптопары- источником света- обычно является арсенидогаллиевый светодиод, излучающий свет при токах (5-20)mА и напряжении (1.2-1.5)В. В качестве управляемого элемента- приемника света- обычно используются фотодиоды, фототранзисторные и фототиристорные полупроводниковые приборы. На рис 41 представлена одна из типовых оптоэлектронных тиристорных схем, используемых в качестве оконечного узла выходного устройства. Для согласования параметров силового тиристора VS2 и входных параметров фотодиодного оптрона “Опт” в схеме используется промежуточный тиристор VS1. Следует отметить, что в рассматриваемой схеме благодаря использованию оптрона влияние режима работы силового тиристора на электрические цепи СИФУ - незначительно. Для управления мощными фототиристорами разработан и применяется оптический способ. Сущность этого способа заключается в использовании для включения фототиристоров мощного направленного светового потока. В качестве источника такого потока могут быть, в частности, использованы лазеры. 3.6.Реверс вентильного электропривода постоянного тока. 3.6.1.Способы реверса вентильных электроприводов. Односторонняя проводимость вентилей затрудняет реверс электропривода. В противоположность системе Г- Д, где непрерывным и плавным уменьшением возбуждения генератора можно сначала затормозить привод, переводя его в режим рекуперативного торможения, а затем, изменив полярность напряжения генератора разогнать двигатель в противоположном направлении, в вентильном приводе такой реверс выполнить сложнее. Проследим, как изменяется направление потока энергии в системе Г- Д. В исходном состоянии, когда осуществляется движение электропривода “вперед”, генератор постоянного тока является источником энергии (ЭДС и ток совпадают по направлению), а двигатель- приемником (ЭДС и ток направлены встречно). При плавном уменьшении возбуждения генератора его ЭДС снижается, становится меньше встречной ЭДС двигателя и ток якоря при этом изменяет свое направление на противоположное. Сейчас уже бывший двигатель стал источником энергии, а бывший генератор- приемником. Это энергия вращения маховых масс электропривода и механизма, претерпев ряд превращений из механической- в электрическую и обратно в виде электрической энергии переменного тока отдается в питающую сеть. Ключевой момент в этой цепи превращений энергии- изменение направления тока якоря. В системе Г- Д это происходит без затруднений. В системе ТП-Д это сопряжено с трудностями. Поэтому при необходимости осуществлять реверсирование схемы вентильного электропривода приходится усложнять. Схемы реверсивного вентильного электропривода можно разбить на две основные группы: 1. Схемы с одним комплектом вентилей и переключениями в цепи якоря или возбуждения; 2. Схемы бесконтактного реверса. Бесконтактный реверс может быть получен за счет использования двухкомплектных вентильных преобразователей, выполненных на вентилях с односторонней проводимостью (тиристорах). Первая группа схем реверсивного вентильного электропривода, имея одно достоинство- относительную дешевизну, т.к. здесь используется простой и дешевый однокомплектный вентильный преобразователь, тем не менее, не нашла такого широкого распространения, как вторая группа схем. Это обусловлено целым рядом существенных недостатков реверсивного электропривода с одним комплектом вентилей. Рассматривать подробно эти недостатки не имеет смысла, т.к. мы сосредоточим свое внимание на схемах бесконтактного реверса. Тем не менее можно отметить главные недостатки первой группы: 1. Невысокое быстродействие; 2. Броски тока при переключениях; 3. При знакопеременной нагрузке трудности с регулированием скоростей привода из-за необходимости частого переключения из двигательного в тормозной режимы, и наоборот; 4. Износ реверсивных контакторов при большой частоте включений и отсутствие надежных контакторов на токи более (500  600)А. Реверсоры на большие мощности получаются громоздкими, тяжелыми, дорогими и недостаточно надежными. В соответствии с отмеченными достоинствами и недостатками схемы с переключениями в цепи возбуждения и в цепи якоря применяются для электроприводов небольшой и средней мощности со сравнительно небольшой частотой включений (до нескольких сот в час). 3.6.2.Бесконтактные реверсивные схемы с двухкомплектными ТП. В тех случаях, когда требуются предельно быстрые реверсы и большая частота последних и нужны плавные и быстрые переходы с высших скоростей на низшие, применяются не схемы с переключениями, а бесконтактные схемы с двумя группами вентилей в цепи якоря, каждая из которых предназначена для питания двигателя в одном направлении (реверсивные тиристорные преобразователи- РТП). РТП обеспечивают более плавный переход из двигательного режима в тормозной. Поэтому они применяются также и для нереверсивных электроприводов, если нагрузка имеет знакопеременный характер, а производственный механизм требует точного поддержания скорости. Схемы реверсивных вентильных электроприводов с двумя комплектами вентилей делятся на два основных класса: 1. перекрестные схемы (или восьмерочные); 2. встречно- параллельные (противопараллельные). В перекрестных схемах силовой трансформатор (Тр) имеет две изолированные группы вторичных обмоток, каждая из которых питает свою группу вентилей: ТПВ и ТПН. Для нулевых схем выпрямления (рис 42) группы вентилей ТПВ и ТПН соединены в виде “восьмерки”, а нагрузка включена между нулевыми точками вторичных обмоток трансформатора или, что то же самое, между катодами групп вентилей (на схеме- между внешними зажимами уравнительных дросселей 1ДУ и 2ДУ, которые в других схемах могут отсутствовать). В преобразователях с мостовыми схемами выпрямления (рис 43) нагрузка включается между общей точкой соединения уравнительных дросселей 1ДУ и 2ДУ и общей точкой соединения анодов группы ТПВ и катодов группы ТПН. Встречно-параллельные или противо-параллельные схемы (рис 44, 45) - имеют одну группу вторичных обмоток питающего трансформатора. При нулевых схемах выпрямления к каждой фазе трансформатора подключено по два встречно работающих вентиля, так что катод одного соединен с анодом другого. На стороне нагрузки для одного направления тока вместе соединены все катоды, а для другого направления тока- все аноды. Анодные (ТПН) и катодные (ТПВ) группы вентилей соединены между собой через два уравнительных дросселя. Нагрузка (т.е. якорь двигателя) подключена между нулевой точкой вторичной обмотки трансформатора и общей точкой уравнительных дросселей. При мостовых схемах выпрямления (рис...) якорь двигателя подключается между общими точками соединения уравнительных дросселей 1ДУ- 4ДУ и 2ДУ- 3ДУ. Сравнивая перекрестные и встречно- параллельные схемы, можно отметить достоинства и недостатки каждого из этих классов. Недостатком перекрестных схем является необходимость иметь более дорогой и хуже используемый трансформатор с двумя комплектами вторичных обмоток. Достоинство- меньшее число уравнительных дросселей в трехфазной мостовой схеме (наиболее распространенной в вентильном электроприводе) и меньшая их индуктивность. Во встречно- параллельных схемах размер и стоимость трансформатора меньше, т.к. требуется только одна вторичная обмотка. Более того, при применении противопараллельных схем можно вовсе обойтись без трансформатора, если уровень напряжения сети переменного тока соответствует потребной величине выпрямленного напряжения. Правда, в этом случае возможно превышение критического значения нарастания анодного тока в вентилях. Поэтому приходится устанавливать в двух фазах воздушные реакторы. Для их изготовления требуется большое количество меди, что, в какой-то степени, снижает преимущество этих схем. Недостатком встречно- параллельных схем являются большие значения переменной ЭДС в контуре уравнительного тока, из-за чего приходится увеличивать индуктивность уравнительных дросселей, и следовательно, габариты, массу и стоимость последних. В схемах с двумя комплектами вентилей при одном направлении вращения в выпрямительном режиме работает одна группа вентилей, а при противоположном- другая. При этом, в то время как одна группа вентилей работает в выпрямительном режиме, другая подготовлена к режиму инвертирования. Процесс реверса может проходить двумя разными способами: 1. без запирания неработающей группы; 2. с запиранием неработающей группы. 3.6.3. Требования к системам управления и способы согласования работы вентильных групп в реверсивном ТП. Из самого принципа действия схем с двумя комплектами вентилей следует, что работа вентильных групп должна быть взаимно скоординирована. При этом к СИФУ ТП предъявляются следующие дополнительные требования: • минимальное время реверса тока, а значит, и момента двигателя; • отсутствие или возможно меньшее значение уравнительного тока; • безлюфтовое сопряжение механических характеристик двигателя (выпрямительного) и тормозного (инверторного) режимов работы двигателя и преобразователя. 3.6.3.1. Безлюфтовое сопряжение механических характеристик. Безлюфтовое сопряжение означает такое сопряжение характеристик, когда при непрерывном изменении момента нагрузки и при смене знака этого момента двигатель плавно, без скачка скорости, переходит в режим рекуперативного торможения, т.е. электромеханическая характеристика тормозного режима является продолжением характеристики двигательного режима. В системах управления электроприводами поворот оператором командного органа задания уровня скорости: • обычно преобразуется в изменение задающего напряжения Uз. Тогда в случае безлюфтового сопряжения характеристик, в соответствии с рис 46, при небольшом повороте командного органа на снижение скорости электропривод сразу же переходит в режим рекуперативного торможения (из точки “а” переходит в точку “b” и за счет торможения снижает скорость до точки “с”). В результате при любом повороте командного органа скорость сразу же начинает изменяться в нужном направлении. Это облегчает работу оператора, т.к. управление получается однозначным. Безлюфтовое сопряжение характеристик облегчает также точное поддержание скорости независимо от знака момента и позволяет получить хорошие динамические показатели электропривода при переходе от двигательного режима к тормозному. Как было уже сказано, существует два принципиально отличных способа согласования работы реверсивных групп вентилей, т.е. два принципа их управления: 1. Совместное управление; 2. Раздельное управление. При совместном управлении включающие импульсы подаются на управляющие электроды вентилей обеих групп. При раздельном управлении включающие импульсы подаются на управляющие электроды вентилей только той группы, через которую в данном режиме должен протекать ток двигателя. Вторая, неработающая группа при этом должна быть надежно заперта (заблокирована) и не пропускать никакого тока. 3.6.4. Системы с совместным управлением вентильными группами реверсивного ТП. Системы с совместным управлением подразделяются на два типа: 1. Системы с одноканальным управлением, или системы с жестким однозначным согласованием углов управления реверсивных групп 1 и 2; 2. Системы с двухканальным управлением, или системы с автоматическим регулированием уравнительного тока. В одноканальных системах имеется лишь один канал управления, по которому осуществляется одновременное воздействие на углы управления обеих вентильных групп. При этом обеспечивается однозначное жесткое соответствие между углами управления 1 и 2 групп, т.е. каждому значению угла управления первой группы 1 соответствует строго определенное значение угла управления другой группы 2. Соотношение между углами 1 и 2 определяется принятым законом согласования, характеристиками системы управления и ее настройкой. В двухканальных системах имеются два отдельных канала управления. Один из каналов воздействует на работающую группу вентилей и тем самым определяет основной режим работы электропривода. Второй канал управления воздействует на неработающую группу вентилей и служит для регулирования величины уравнительного тока. Поэтому двухканальные системы управления называют также системами с автоматическим регулированием уравнительного тока. 3.6.4.1.Одноканальные системы управления ТП. 3.6.4.1.1.Системы с безлюфтовым сопряжением механических характеристик. Для обеспечения безлюфтового перехода из двигательного режима в тормозной (генераторный) необходимо, чтобы скорость холостого хода двигателя при подходе к ней со стороны двигательного режима х.х.дв. равнялась скорости холостого хода при подходе к ней со стороны тормозного режима х.х.т : х.х.дв = х.х.т (3- 27) Так как х.х.дв = Ud вх./ ce х.х.т = Ud их./ ce (3- 28) где: Ud вх - напряжение холостого хода выпрямительной группы; Ud их - напряжение холостого хода инверторной группы. Из соотношений (3- 27) и (3- 28) следует, что для получения безлюфтового сопряжения характеристик необходимо, чтобы напряжения холостого хода выпрямительной и инверторной групп были равны по величине. Если не учитывать области прерывистого тока, т.е. считать индуктивность в якорной цепи двигателя бесконечно большой, то для равенства Ud их = Ud вх должно выполняться условие: Ed0 cos b - Uв = - Ed0 cos  и + UВ (3- 29) Из этого условия находится связь между углами управления выпрямительной (В) и инверторной (и) групп вентилей: cos В + cos и = (2UВ / Ed0 ) = 2 или: cos В = - cos и + 2 = cos и + 2 (3- 30) где  = UВ / Ed0 (3- 31) -относительное падение напряжения на вентиле. Из соотношения (3- 30) с учетом того, что  =  -  , получается: cos В cos и= cos и ; или и > В (3- 32) и В + и < 180 ; или 1 + 2 < 180 (3- 33) Согласование характеристик выпрямительной и инверторной групп в соответствии с условиями (3-27)  (3-33) называют нелинейным (несимметричным) согласованием без люфта. В нулевом (начальном) положении командного органа управляющее напряжение, подаваемое в СИФУ ТП, равно нулю UУ0 = 0. В силу симметрии углы управления первой 1 . 0 и второй 2 . 0 вентильных групп при этом должны быть одинаковыми. Угол 1 . 0 = 2 . 0 =  0 (3-34) - называют углом начального согласования характеристик. Из соотношений (3-33) и (3-34) следует, что при безлюфтовом согласовании характеристик:  0 = 1 . 0 = 2 . 0 < 90, т.е. когда двигатель неподвижен, обе вентильные группы работают в выпрямительном режиме. Далее, из соотношения (3- 29) и (3- 32) вытекает, что при работе привода: EdВ = Ed0 cos В > Ed0 cos и = Edи , (3-35) т.е. ЭДС выпрямительной группы больше ЭДС инверторной группы. Таким образом, при безлюфтовом согласовании характеристик в уравнительном контуре всегда есть постоянная составляющая выпрямленного напряжения, действующая в проводящем направлении вентилей. Эта постоянная составляющая равна разности ЭДС выпрямительной и инверторной групп, расходуется на покрытие падения напряжения в вентилях и активном сопротивлении контура уравнительного тока Rу. экв . Последнее состоит из активного сопротивления обмоток трансформатора Rт , уравнительных дросселей Rу др и эквивалентного сопротивления коммутации: Rу экв = Rт + Rу др + (xтр mn / 2 ) (3- 36) Так как Rу экв очень мало, то даже при небольшом отклонении ЭДС от соотношения (3-29) может появиться большая постоянная составляющая уравнительного тока. Такой режим работы практически может быть устойчивым только в замкнутой системе управления, когда контролируются токи в каждой вентильной группе. Поэтому в реальных условиях в одноканальных системах управления согласование характеристик вентильных групп производится не в соответствии с соотношениями (3- 29), (3- 30), а из условия: cos 1 + cos 2 < (2 UВ / Ed0 ) (3- 37) которому соответствуют большие значения ЭДС инверторной группы, а следовательно, меньшие значения уравнительного тока. 3.6.4.1.2.Линейное (симметричное) согласование. На практике довольно часто применяется так называемое линейное или симметричное согласование работы реверсивных групп в соответствии с законом: 1 + 2 = 180 или 1 = 2 (3-38) Здесь в соответствии с (3- 22) ЭДС выпрямительной группы равна ЭДС инверторной группы: Ed в = Ed и и постоянная составляющая выпрямленного напряжения в уравнительном контуре равна нулю. Из-за наличия падения напряжения в вентилях напряжения холостого хода выпрямителя UdВ и инвертора UdИ при данном способе согласования оказываются уже неравными: UdВ = Ed0 cos В - UВ < Ed0 cos  и + UВ = UdИ (3- 39) Вследствие этого скорость идеального холостого хода в двигательном режиме х.х.дв оказывается меньше скорости идеального холостого хода в режиме рекуперативного торможения х.х.т : х.х.дв=UdВ / ce = (Ed0 cos В - UВ )/ce < (Ed0 cos  и + UВ )/ce = UdИ / ce=х.х.т (3- 40) и механические характеристики привода имеют вид, показанный на рис 48: Из рассмотрения этого рисунка и из соотношения (3-40) следует, что при изменении знака момента нагрузки электродвигатель начнет развивать тормозной момент лишь после того, как его скорость после предшествующего двигательного режима возрастет на величину .  = х.х.т - х.х.дв = 2UВ/ ce (3- 41) Таким образом, при переходе из двигательного режима в режим рекуперативного торможения будет иметь место скачок скорости, т.е. при линейном согласовании не обеспечивается безлюфтовое сопряжение характеристик. Величина изменения скорости, определяемая для электроприводов с разомкнутой системой управления выражением (3-41), прямо пропорциональна величине падения напряжения в вентилях. Для тиристоров это падение напряжения составляет всего 1-2 вольта. Поэтому в реверсивном тиристорном электроприводе при линейном согласовании характеристик вентильных групп изменения скорости оказываются небольшими. Т.е. данный способ обеспечивает согласование характеристик, близкое к безлюфтовому. В реальных установках с конечной величиной индуктивности в цепи выпрямленного тока (Lнагр  ) при очень малых моментах на валу благодаря наличию уравнительных токов через якорь двигателя протекает знакопеременный прерывистый ток, и изменение скорости  происходит не резким скачком, а в некотором конечном интервале изменения момента. Этот интервал соответствует области прерывистого тока якоря. Действительная скорость идеального холостого хода х.х при этом определяется средним значением между х.х дв и х.х т . В электроприводах с замкнутыми системами управления с обратной отрицательной связью по скорости и коэффициентом усиления, равным “к” изменение скорости при переходе из двигательного режима в тормозной будет в (1+к) раз меньше, т.е. для электропривода это изменение скорости будет совершенно незаметно. Линейное согласование вентильных групп в соответствии с соотношением (3-38) не представляет больших технических трудностей при его практической реализации. Это является одним из его достоинств. 3.6.4.1.3. Уравнительный ток в ТП с совместным управлением. Из-за равенства средних значений ЭДС выпрямительной и инверторной групп при линейном (симметричном) согласовании постоянная составляющая выпрямленной ЭДС в уравнительном контуре равна нулю. Однако, сумма мгновенных значений ЭДС в этом контуре не равна нулю и вызывает протекание уравнительного тока. Последний имеет пульсирующий характер. На рис 49 приведены кривые фазных ЭДС вторичной обмотки трансформатора ea, eb, ec и кривые мгновенных значений напряжения Uур и тока iур в уравнительном контуре для трехфазной нулевой перекрестной реверсивной схемы (рис 42) для двух значений углов управления в 1 = н 1 = 45 и в 2 = н 2 = 90. (В целях упрощения коммутация тока показана мгновенной). На рис 49 представлена работа электропривода при ходе “Вперед”, когда группа ТПВ (рис 42) работает в выпрямительном режиме, а группа ТПН - в инверторном. В этом случае через уравнительный дроссель 1ДУ протекает сумма токов, уравнительного “iур” и тока нагрузки Iя = Id ,а через 2ДУ- только уравнительный ток “iур”. Как видно из рис 49а) уравнительное напряжение при линейном согласованном управлении не имеет постоянной составляющей. Его частота в 6 раз выше частоты сети. В связи с односторонней проводимостью вентилей уравнительный ток должен иметь пульсирующий характер. Однако, рассматривая работу электропривода с совместным управлением, мы должны обратить внимание на то, что в схеме имеется три контура, по которым может протекать ток: 1. Контур рабочего тока (ТПВ- якорь двигателя М); 2. Контур уравнительного тока (ТПВ -1ДУ- ТПН- 2ДУ); 3. Контур: якорь двигателя- инверторная группа. В этом третьем контуре при номинальных скоростях двигателя (когда ЭДС двигателя достаточно большая) через инверторную группу вентилей под действием Eя может протекать ток в те интервалы времени, когда мгновенные значения ЭДС работающих фаз трансформатора группы ТПН меньше величины Eя. При протекании этого тока работающий вентиль оказывается смещенным в прямом направлении. При этом появляется возможность протекания тока в уравнительном контуре при отрицательных значениях Uур. Таким образом уравнительный ток iур может стать знакопеременным, что и показано на рис 49а). При  = 90 ЭДС двигателя Eя близка к нулю. В этом случае ток в третьем контуре отсутствует. В уравнительном контуре протекает пульсирующий ток. Он содержит постоянную составляющую, несмотря на отсутствие таковой в уравнительном напряжении Uур. В общем случае ток в уравнительном контуре определяется дифференциальным уравнением: (Lур + 2Lф )diур /dt + Rур iур = Uур (3-42) где: Uур = ek1 + ek2 - 2Uв Uур - мгновенное значение уравнительного напряжения, действующее в уравнительном контуре; ek1, ek2 - мгновенные значения ЭДС предыдущей и последующей коммутируемых фаз в момент коммутации; Lур - суммарная индуктивность уравнительных дросселей; Lф - индуктивность рассеяния фазы трансформатора; Rур - полное активное сопротивление уравнительного контура. Уравнительный ток в установившемся режиме не превышает 10% от Id ном. Падение напряжения, создаваемое им на Rур незначительно по сравнению с падением напряжения на индуктивностях, т.е. : Rур iур  (Lур + 2Lф ) diур /dt (3-44) Поэтому с достаточной степенью точности можно считать, что: (Lур + 2Lф )diур /dt  Uур (3-45) откуда: (3-46) Среднее значение уравнительного тока Iур определяется выражением: (3-47) где Tур = (2/mnс )- период уравнительного тока, совпадающий с интервалом дискретности тиристорного преобразователя. Величина уравнительного тока зависит от напряжения вторичной обмотки питающего трансформатора ТП, схемы выпрямления и схемы соединения вентильных групп реверсивного ТП, от угла управления и способа согласования работы этих групп. При этом кривая уравнительного напряжения для многофазных схем может иметь довольно сложную форму. Уравнительное напряжение в общем случае содержит постоянную составляющую и высшие гармонические. Постоянная составляющая Ud ур вызывает постоянную составляющую уравнительного тока только в том случае, если она положительна, т.е. направлена согласно с проводимостью вентилей. Постоянная составляющая Udур положительна в тех случаях, когда ЭДС выпрямительной группы больше ЭДС инверторной группы, т.е. Ud ур > 0 При 1, 2 <  2, 1 (3- 48) При симметричном (линейном) согласовании: Ud ур = 0 1, 2 =  2, 1 Для практического расчета индуктивности уравнительных дросселей контура разработан графо- аналитический метод их расчета. Согласно этому методу рассчитывается эффективное значение уравнительного тока для различных схем по обобщенной формуле: Iур эф = E2max кэф / с Lур (3-49) где: E2max = E2фmax - амплитуда фазного напряжения трансформатора для нулевых схем различной фазности; E2max = E2 л max = 3 E2фmax - амплитуда линейного напряжения для 3-х фазной мостовой схемы; Lур = (Lур + 2Lф ) - суммарная индуктивность уравнительного контура; кэф - коэффициент действующего значения уравнительного тока, определяемый по кривым (см рис 50). Коэффициент кэф зависит от схемы выпрямления, угла управления вентилей () и способа согласования реверсивных групп. Формула (3-49) и значения кэф, определяемые по графикам (рис 50) позволяют вычислить индуктивность уравнительных дросселей, необходимую для ограничения уравнительного тока до допустимых значений (обычно принимают Iур эф не выше 10% номинального тока). Lур = (E2max кэф / с Iур эф) - 2Lф (3-50) Зависимость коэффициента кэф от угла управления: 1 - 3-х фазная встречно- параллельная схема; 2 - 3-х фазная мостовая перекрестная схема; 3 - 3-х фазная нулевая перекрестная схема; Как уже было сказано, помимо контура рабочего тока Id и контура уравнительного тока, обусловленного действием ЭДС вторичных обмоток питающего трансформатора в электроприводах с совместным управлением существует третий контур тока: якорь двигателя-инверторная группа вентилей- дроссель этой группы (например, 2ДУ). Составляющая тока в этом контуре тем больше, чем больше ЭДС двигателя, т.е. его скорость. Из-за наличия перечисленных ранее трех контуров в области малых нагрузок ток в якоре двигателя оказывается не прерывистым, как в электроприводах с однокомплектными преобразователями, а непрерывным и знакопеременным. Переменный характер тока якоря двигателя обусловлен тем обстоятельством, что в одни интервалы времени ЭДС группы ТП-В превышает встречно-направленную ЭДС двигателя. При этом проходят положительные импульсы тока якоря, а в другие интервалы ЭДС двигателя превышает ЭДС группы ТП- Н. В это время проходят отрицательные для якоря двигателя импульсы тока. Таким образом в цепи якоря двигателя ток в течение некоторой части периода изменяет направление. Следовательно, и момент двигателя в течение периода оказывается знакопеременным. Благодаря возникающему при этом тормозному импульсу момента скорость двигателя в электроприводах с двухкомплектными преобразователями при совместном управлении с симметричным согласованием в области малых нагрузок резко не возрастает. То есть, благодаря уравнительным токам при совместном линейном согласованном управлении исключается неустойчивая зона прерывистых токов, и механические характеристики становятся однозначными с плавным переходом из двигательного режима в режим рекуперативного торможения, подобно характеристикам системы Г-Д. Таким образом, в преобразователе отсутствует режим прерывистого тока, когда заперты все вентили, что позволяет рассматривать преобразователь и в области малых нагрузок как линейный источник питания с внешней характеристикой, описываемой уравнением (3-16). Основными достоинствами тиристорных реверсивных электроприводов с совместным линейным согласованным управлением являются: 1. Благоприятные статические и динамические характеристики во всем возможном диапазоне изменения момента; 2. Сравнительная простота системы управления. Недостатки: 1. Необходимость применения тяжелых громоздких и дорогих уравнительных дросселей. В некоторых случаях потребная индуктивность уравнительных дросселей в 5-7 раз превышает индуктивность сглаживающего дросселя, а масса уравнительных дросселей достигает (50-70)% от массы силового трансформатора. 2. Невозможность полного использования ТП по напряжению в выпрямительном режиме, т.к. угол управления никогда не может быть сделан равным нулю. Это связано с тем, что из-за необходимости одновременного выполнения условий обеспечения надежной коммутации инвертора (3- 24) и условия симметричного согласования углов управления выпрямительной и инверторной групп (3- 38) в системе управления должно существовать ограничение:   min = min 3. Завышение мощности питающего трансформатора ТП. Невозможность получения min = 0 заставляет увеличивать напряжение вторичной обмотки для получения требуемой величины выпрямленного напряжения. 4. Пониженное значение коэффициента мощности, т.к. ТП всегда оказывается зарегулированным. Это означает, что при завышенном напряжении вторичных обмоток трансформатора для получения нужной величины выпрямленного напряжения углы управления  приходится также завышать. 5. Уменьшение быстродействия электропривода, т.к. из-за большого значения индуктивности уравнительных дросселей возрастает электромагнитная постоянная времени якорной цепи двигателя. 6. Возможность появления больших бросков уравнительного тока во время переходных процессов из-за различного быстродействия перехода ТП из выпрямительного режима в инверторный, и из инверторного в выпрямительный. Эти недостатки ограничивают применение подобных электроприводов следующими областями: • системы регулирования положения (следящие электроприводы); • грузоподъемные механизмы небольшой мощности; • системы точного поддержания скорости; • машины и механизмы со знакопеременным моментом. 3.6.4.1.4. Нелинейное (несимметричное) согласование с люфтом. Стремление освободиться от некоторых недостатков, присущих системам совместного управления с линейным согласованием, привело к развитию систем с нелинейным несимметричным согласованием. В основе их положено требование, чтобы ЭДС инверторной группы была больше ЭДС выпрямительной группы. Ed и = Ed0 cos и > Ed0 cos В = Ed в (3-52) Для этого необходимо, чтобы выполнялось условие: 1 + 2 >180 или 1 > 2 (3-53) При таком согласовании в цепи уравнительного тока имеется постоянная составляющая напряжения, направленная против проводимости вентилей. В результате уравнительный ток при любом уровне скорости оказывается прерывистым, а величина его получается меньшей, чем при линейном согласовании. Это позволяет снизить размеры уравнительных дросселей. Недостатком систем с несимметричным согласованием является наличие нежелательной зоны нечувствительности или “люфта” в управлении. На рис...(51а) приведена схема замещения реверсивного ТП с совместным управлением, а на рис... (51б)- регулировочные характеристики при работе выпрямительной и инверторной групп на нагрузку с противо- ЭДС (на якоре двигателя) при нелинейном согласовании. При работе электропривода в двигательном режиме eВ > eдв на величину падения напряжения в сопротивлениях якорной цепи. eВ - eдв = Iя (zb +zдв). Этому режиму соответствует точка “а” регулировочной характеристики eВ. Если необходимо снизить скорость двигателя, этого можно достичь снижением UУ. При уменьшении UУ мы движемся по регулировочной характеристике от точки “а” к точке “в”. В этой точке ЭДС преобразователя ТП- В - eВ стала равной ЭДС двигателя eдв. Ток преобразователя становится равным нулю и вентили ТПВ выключаются. При этом, двигатель окажется в режиме свободного выбега и может замедляться только под действием момента нагрузки. Это связано с тем, что ЭДС инвертора при этом значении UУ будет превышать ЭДС двигателя (точка “d”) и будет держать вентили группы ТПН в закрытом состоянии. Тормозного режима двигателя не будет. При дальнейшем снижении UУ до точки “с” двигатель по-прежнему будет находиться в режиме свободного выбега. И только при дальнейшем снижении UУ eи становится меньше eдв и включается преобразователь ТПН, работающий в инверторном режиме. Зона изменения UУ между точками “в” и “с” является зоной нечувствительности ( UУ ). В случае необходимости перехода на пониженную скорость при прежнем направлении вращения необходимо в тормозном режиме достичь точки “f”, изменяя UУ до значения UУf и, затем, установить управляющее напряжение, равное Uу.к. . Таким образом, управление при несимметричном согласовании получается неоднозначным и в случае использования разомкнутых систем очень неудобным для оператора. В замкнутых системах управления с общим коэффициентом усиления “к” величина зоны люфта UУ уменьшается в (к+1) раз, и отрицательные последствия неоднозначности характеристик при нелинейном согласовании сказываются незначительно. Следует также отметить, что применение несимметричного согласования реверсивных вентильных групп позволяет уменьшить величину уравнительных токов по сравнению со значениями последних при симметричном согласовании только в установившихся режимах. Во время же переходных процессов броски уравнительного тока остаются, и из-за меньшей величины индуктивности уравнительных дросселей могут оказаться даже большими, чем в электроприводах с линейным согласованием. 3.6.4.2.Двухканальные системы управления реверсивными ТП. В отличие от одноканальных систем, которые могут быть реализованы как в разомкнутых системах с ручным управлением, так и в замкнутых системах по той или иной координате автоматического управления тиристорного электропривода постоянного тока (по току якоря, напряжению ТП, по ЭДС двигателя, по частоте вращения двигателя), двухканальные системы относятся к замкнутым системам регулирования определенной координаты электропривода- тока якоря двигателя постоянного тока (Iя) и уравнительного тока (Iу т ) в уравнительном контуре двухкомплектного реверсивного электропривода с совместным управлением комплектами вентилей. На рис 52 показана структурная схема двухканальной системы регулирования тока якоря и уравнительного тока ТП. Схема содержит два отдельных канала регулирования и измерения тока. Каждый из каналов состоит из датчика тока ДТ-В (ДТ-Н), регулятора тока РТ-В (РТ-Н) и системы импульсно- фазового управления СИФУ -В (СИФУ -Н) и управляет соответствующей вентильной группой ТПВ (ТПН). На вход каждого канала подаются два задающих сигнала: уравнительного тока Uз.у.т. и тока двигателя Uз.т. Сигнал задания тока двигателя поступает от предшествующих элементов системы управления (от регулятора скорости или ЭДС). Он определяет режим работы электропривода - величину и направление момента вращения двигателя. Напряжение Uз.т благодаря разделительным диодам V1 и V2 поступает только к регулятору тока одной из групп вентилей ТПВ или ТПН, работающих при заданном направлении тока двигателя. Полярность сигналов задания уравнительного тока соответствует выпрямительному режиму для обеих вентильных групп. Таким образом, в нулевом положении командного органа, когда Uз.т = 0, обе группы работают в выпрямительном режиме, при малом выпрямленном напряжении что соответствует несимметричному согласованию без люфта. Появление сигнала Uз.т с полярностью, совпадающей с направлением проводимости диода V1, приводит к увеличению выпрямленного напряжения группы ТПВ и разгону двигателя в направлении “Вперед”. Задающий сигнал на входе регулятора РТН, при этом, не меняется и остается равным Uз.у.т. , т.к. диод V2 не пропускает напряжение данной полярности. Увеличение выпрямленной ЭДС группы ТПВ при неизменной ЭДС группы ТПН могло бы привести к значительному возрастанию уравнительного тока. Однако, этого не произойдет, т.к. некоторое увеличение тока в уравнительном контуре повышает сигнал от датчика тока ДТ-Н. Под действием этого избыточного сигнала (Uд т.н. > Uз.у.т.) регулятор РТ-Н переведет группу ТПН в инверторный режим и ограничит тем самым величину уравнительного тока в заданных пределах. Таким образом, уравнительный ток, величина которого несколько больше заданного сигналом Uз.у.т. значения, поддерживается группой, свободной от тока нагрузки. Инверторный режим группы ТПН в установившемся режиме определен разностью сигналов: Uд т.н. - Uз.у.т. , а среднее значение напряжения группы ТПН, работающей в инверторном режиме, меньше среднего выпрямленного напряжения группы ТПВ на величину, определяемую сигналом Uз.у.т. . В переходном режиме работы электропривода имеет место перерегулирование уравнительного тока, величина которого зависит от параметров системы регулирования и темпа изменения сигнала задания тока нагрузки двигателя. Недостатками систем управления, выполненных по структурной схеме (рис 52), являются большие броски уравнительного тока во время переходных процессов и необходимость применения трансформатора с двумя комплектами вторичных обмоток. При питании вентильных групп, соединенных по мостовым схемам, от общей обмотки трансформатора не обеспечивается достаточно надежная работа электропривода, т.к. в этом случае, оказывается, существует не один, а два контура уравнительного тока (см раздел: “Дроссели в реверсивном тиристорном электроприводе”), в одном из которых уравнительный ток контролируется регулятором, а в другом- поддерживается параметрически. От этих недостатков свободна система регулирования тока с перекрестными обратными связями: В схеме имеются два пропорциональных регулятора уравнительного тока РТ-В и РТ-Н, управляющих, соответственно, группами вентилей ТПВ и ТПН, и пропорционально- интегральный регулятор тока якоря двигателя РТЯ. На каждый регулятор уравнительного тока, который управляет одной из групп вентилей, подается задание на уравнительный ток Uз.у.т. и обратная связь по току, протекающему через другую группу вентилей. В нулевом положении, когда двигатель стоит, каждая из вентильных групп обтекается уравнительным током. При работе двигателя обратная связь по току группы вентилей, пропускающей ток двигателя, запирает другую группу вентилей, пропускающую уравнительный ток. Таким образом, при наличии тока двигателя уравнительный ток отсутствует и отсутствуют активные потери и потребление реактивной мощности, вызываемые уравнительным током. В схеме (рис 53) уравнительный ток безынерционно изменяется с изменением тока двигателя. С ростом величины тока двигателя уменьшается величина уравнительного тока, которая становится равной нулю, когда ток двигателя достигает двойного значения начального уравнительного тока. Таким образом ширина зоны действия уравнительного тока на внешних характеристиках может быть установлена оптимальной путем выбора нужного значения Uз.у.т. Благоприятная динамика уравнительного тока позволяет использовать данную схему и в тех случаях, когда обе группы вентилей питаются непосредственно от одной вторичной обмотки трансформатора. Недостатком схемы (рис 53) является необходимость применения трех регуляторов вместо двух в предыдущей схеме (рис 52). Подобно одноканальной системе с симметричным согласованием двухканальная система регулирования тока обеспечивает практически безлюфтовое сопряжение характеристик двигательного и тормозного режимов и переход из одного режима в другой без паузы в кривой тока, т.е. предельное быстродействие электропривода. При этом, в отличие от одноканальных систем, величина уравнительного тока ограничивается не только в установившихся режимах, но и во время переходных процессов. Величина уравнительных дросселей здесь невелика. Системы с автоматическим регулированием уравнительного тока не требуют строгой идентичности систем управления СИФУ -В и СИФУ -Н, также как и других элементов обоих каналов регулирования тока. Это является их большим преимуществом по сравнению со схемами с линейным согласованием без регулятора уравнительного тока. В последних согласование осуществляется подбором и настройкой характеристик систем фазового управления и управляющих устройств, которые имеют дрейф из-за колебаний напряжения, изменений температуры и старения элементов. Недостатком систем с автоматическим регулированием уравнительного тока является большая сложность систем управления по сравнению с одноканальными системами. 3.6.4.3. Дроссели в реверсивном тиристорном электроприводе с совместным управлением. В реверсивном тиристорном электроприводе с совместным управлением вентильными группами уравнительные дроссели ограничивают величину уравнительного тока и скорость нарастания аварийного тока при опрокидывании инвертора. Общее число дросселей в схеме, их конструктивное исполнение, величина индуктивности зависят от их назначения, силовой схемы преобразователя и расположения дросселей в схеме. В нулевых схемах (рис 42, 44) общее число дросселей может быть принято равным двум или трем в зависимости от исполнения уравнительных дросселей. По обмотке уравнительного дросселя работающей группы протекает не только уравнительный ток, но и ток нагрузки. Если воздушный зазор в магнитопроводе этого дросселя сделать небольшим, то из-за большой намагничивающей силы, создаваемой нагрузочным током, уравнительный дроссель насытится. Индуктивность его при этом резко уменьшится, и для ограничения пульсаций тока в якоре двигателя придется устанавливать еще дополнительно не насыщающийся сглаживающий дроссель “Д”, т.е. общее число дросселей будет равно трем. Уравнительный ток, при этом, ограничивается индуктивностью не насыщенного при протекании уравнительного тока уравнительного дросселя неработающей группы вентилей. Для этого индуктивность свободного от тока нагрузки уравнительного дросселя должна равняться величине, определяемой уравнением (3-50). Если уравнительные дроссели сделать не насыщающимися, то отдельного сглаживающего дросселя не потребуется. Индуктивность дросселя, необходимая для ограничения уравнительного тока, обычно больше той, которая нужна для ограничения пульсаций тока нагрузки. Поэтому не насыщающиеся уравнительные дроссели могут одновременно выполнять роль сглаживающих. Индуктивность каждого из не насыщающихся дросселей должна быть равна половине величины, полученной из уравнения (3-50). Схемы реверсивных мостовых ТП и расположение в них уравнительных дросселей показаны на рис 43, 45. В перекрестной схеме (рис 43) имеется один контур уравнительного тока. Здесь уравнительные дроссели могут быть насыщающимися и не насыщающимися. При насыщающихся уравнительных дросселях необходим в цепи нагрузки дополнительный сглаживающий дроссель. Во встречно- параллельной мостовой схеме (схема с одной вторичной обмоткой согласующего трансформатора, или при питании двух выпрямительных мостов от общей сети трехфазного тока- бестранстформаторный вариант) имеется два контура уравнительного тока. В первый контур (Iур 1 ) входят вентили VS1 ,VS3 , VS5 , VS3 ,VS4 ,VS6 ; а во второй (Iур 2) - вентили VS2 ,VS4 ,VS6 ,VS1 ,VS3 ,VS5 . При этом каждая группа эквивалентна 3-х фазной мостовой схеме, включенной на свои уравнительные дроссели. Если уравнительные дроссели выполнить насыщающимися от тока нагрузки, то придется их включить в каждый из полюсов постоянного тока обоих мостов, т.е. всего четыре дросселя (уравнительных). При работе группы ТПВ насыщаются дроссели 1ДУ и 2ДУ, а дроссели 3ДУ и 4ДУ остаются не насыщенными и ограничивают уравнительный ток. При работе группы ТПН уравнительный ток ограничивается дросселями 1ДУ и 2ДУ. Кроме того потребуется еще и сглаживающий дроссель ДС. Если уравнительные дроссели сделать ненасыщающимися при протекании по ним тока нагрузки, то достаточно установить по одному дросселю на группу, т.е. всего два дросселя (1ДУ и 3ДУ),которые будут одновременно выполнять и функции сглаживания рабочего тока двигателя. Не насыщающиеся дроссели имеют большую массу, размеры и стоимость, чем насыщающиеся. Поэтому суммарные массы и стоимости всех дросселей в установках с насыщающимися и в установках с не насыщающимися уравнительными дросселями отличаются между собой сравнительно мало. С целью уменьшения массы и стоимости предложено несколько типов многообмоточных уравнительных дросселей специальной конструкции. На рис 54 показана одна из подобных конструкций, разработанная научно- проектным институтом ВНИИ “Электропривод”. Для ограничения уравнительных токов здесь используются двухобмоточные уравнительные дроссели 1ДУ и 2ДУ. Обмотки каждого из дросселей включены встречно так, что суммарная намагничивающая сила каждого дросселя от тока нагрузки равна нулю. Благодаря этому отсутствует насыщение сердечников от тока нагрузки. Кроме того, при подобном включении возникает электромагнитная связь между контурами уравнительных токов, которая уменьшает величину последних. В результате действия этих факторов суммарная масса уравнительных дросселей при подобной схеме включения уменьшается примерно вдвое по сравнению с обычной 4-х дроссельной схемой. 3.6.5. Системы с раздельным управлением вентильными группами реверсивного ТП. 3.6.5.1 Общие принципы построения и типы систем управления. Наиболее эффективным способом ограничения уравнительного тока является раздельное управление вентильными группами. В электроприводах с раздельным управлением импульсы в любом режиме работы электропривода подаются только на одну группу вентилей реверсивного преобразователя, и ток протекает только через эту группу. Так как другая группа вентилей при этом заперта, то тем самым, полностью исключается возможность возникновения уравнительных токов, и в электроприводах с раздельным управлением не требуется установка уравнительных дросселей. Это позволяет значительно сократить объем реверсивного преобразователя и примерно в (24) раза его массу. Структурная схема реверсивного вентильного электропривода с раздельным управлением приведена на рис 55: Важнейшей составной частью системы управления этих электроприводов является логическое переключающее устройство- ЛПУ. Это устройство на основании сопоставления командных сигналов (Uз ) и сигналов обратных связей ( Uо.н.), характеризующих действительное состояние электропривода, дает разрешение на включение тиристоров той из реверсивных групп, которая должна пропускать ток, и вырабатывает запрещающий сигнал Uз.в. (Uз.н.) , который не допускает подачи управляющих импульсов на тиристоры неработающей группы. Последнее условие должно строго выполняться, т.к. из-за отсутствия уравнительных дросселей при одновременном включении тиристоров в реверсивных группах ТПВ и ТПН возникает междуфазное короткое замыкание. По этой же причине не допустима подача включающих импульсов на группу, вступающую в работу, до тех пор, пока не прекратится протекание тока через группу, заканчивающую работу. В связи с этим в системе управления должна быть предусмотрена токовая блокировка, работающая от датчика тока ДТ. Последний контролирует снижение тока до нуля в группе, заканчивающей работу. Поскольку датчики тока обладают конечным порогом чувствительности, то необходима пауза между моментом отключения одной группы и моментом включения противоположной, за время которой ток заканчивающей работу группы должен упасть до нуля, а вентили восстановить запирающие свойства. Длительность бестоковой паузы обычно составляет (310) миллисекунд. Таким образом, для предотвращения аварийных режимов системы управления тиристорных электроприводов с раздельным управлением должны работать предельно четко и надежно и обеспечивать строгое выполнение следующих условий: 1. Недопустимость одновременной подачи управляющих импульсов на обе выпрямительные группы; 2. Поддержание подачи управляющих импульсов на тиристоры инверторной группы при наличии тока в ней; 3. Запрет включения одной выпрямительной группы при наличии тока в другой; 4. При переключении групп должна обеспечиваться “аппаратная пауза”, в течение которой снимаются управляющие импульсы с обеих групп. В зависимости от требуемого направления вращения и уровня скорости, задаваемых командным органом, и действительного направления вращения и величины фактической скорости двигателя и направления момента нагрузки производственной машины система управления должна подключать ту или иную группу преобразователя и устанавливать необходимую величину угла управления вентилей. Выбор работающей группы осуществляет ЛПУ. Существуют несколько систем реализации раздельного управления вентильными группами. Среди них наибольшее применение находят два способа раздельного управления: 1. Управление, осуществляющее выбор работающей группы в функции знака сигнала рассогласования заданной частоты вращения двигателя и ее фактического значения; 2. Система самонастройки (система “сканирующей логики”). 3.6.5.2. Системы, работающие в зависимости от знака сигнала рассогласования. Один из возможных вариантов реализации такой системы приведен на структурной схеме (рис 55). На входы ЛПУ подаются два сигнала: 1. Сигнал наличия тока преобразователя; 2. Сигнал “ошибки” замкнутой системы автоматического регулирования. Сигнал, обозначенный пунктирной линией, - один из возможных вариантов подачи сигнала “ошибки” на ЛПУ. Этот вариант будет рассмотрен; он интересен в методическом плане. Будет доказана его несостоятельность. Uвх = Uз - Uо.н. (3-54) где: Uз - задающее напряжение. Оно задает направление вращения и уровень частоты вращения. Uо.н. - напряжение обратной связи, характеризующее действительное направление вращения и величину частоты вращения. Изменение состояния выходов ЛПУ, т.е. разрешение (сигнал) на переключение вентильных групп, наступает только в том случае, если: 1. Ток работающей группы стал равен нулю; 2. Произошла смена полярности сигнала “ошибки”. Связь между знаком сигнала рассогласования и работающей группой для электроприводов со структурной схемой (рис 55) можно установить из рассмотрения таблицы (Табл. 1). В этой таблице дается состояние отдельных элементов электропривода с раздельным управлением для наиболее характерных режимов работы. Таблица 1. Состояние отдельных элементов реверсивного тиристорного ЭП для характерных режимов работы. В- вращение “вперед”; Н- вращение “назад”- колонка №2. В- выпрямительный; И- инверторный; Д- двигательный; Т- тормозной режимы - колонка №5. При составлении таблицы принято, что электропривод имеет замкнутую систему управления, и что вращению двигателя в направлении “Вперед” (В) соответствует положительное значение задающего напряжения Uз , получаемого с командного органа. Из анализа таблицы видно, что состояние логического переключающего устройства, определяющее выбор той или другой реверсивной группы, а следовательно, и направление тока и момента двигателя, однозначно связано с полярностью напряжения, подаваемого на вход усилителя системы управления, Uвх = Uз - Uо.н. (3-55) т.е. включению группы “Вперед” соответствует положительное значение Uвх , работе группы “Назад” - отрицательное. Эта возможность и используется в электроприводе рассматриваемого типа. Существует большое количество различных схем и конструкций логических переключающих устройств ЛПУ. Действие ЛПУ, применяемых в подобных схемах, основано на использовании изменения полярности сигнала ошибки регулирования при необходимости переключения групп и контроле наличия тока преобразователя. Оно должно выполнять все перечисленные ранее условия нормального функционирования электропривода. Рассматривать какие- либо конкретные схемы ЛПУ не имеет смысла из-за многочисленности их вариантов. Безаварийная работа преобразователя в большой степени зависит от надежности действия датчика нулевого тока, сигнал с которого поступает на один из входов ЛПУ. От чувствительности датчика тока зависит время бестоковой паузы. К датчику нулевого тока предъявляются следующие основные требования: 1. Высокое быстродействие; 2. Высокая чувствительность; 3. Потенциальная развязка силовой цепи преобразователя от цепей управления; 4. Способность насыщаться при больших токах преобразователя. Существует большое количество типов датчиков нулевого тока. Простейшие из них основаны на использовании обычных трансформаторов тока, первичная обмотка которых включена в цепь питания ТП со стороны переменного тока, и полупроводниковых диодов, выпрямляющих вторичный ток. В последнее время все чаще в качестве датчиков нулевого тока используются датчики состояния тиристоров. При снижении тока до нуля тиристоры, пропускавшие этот ток, запираются и между анодом и катодом тиристоров появляется напряжение. Если на всех тиристорах вентильной группы есть напряжение того или иного знака, следовательно, ток в этой группе отсутствует и при высоком быстродействии прохождения сигнала бестоковая пауза может быть минимальной (до 3-х миллисекунд). Для получения безлюфтного сопряжения характеристик двигательного и тормозного режимов и предотвращения больших толчков тока при переходе от выпрямительного режима к инверторному, осуществляемому вторым комплектом вентилей, (или при обратном переходе), напряжение вновь вступающей в работу реверсивной группы в момент переключения должно быть согласовано по величине и направлению с ЭДС двигателя. Если в системе управления не предусмотреть устройств для выполнения этого условия, то может возникнуть ряд нежелательных явлений. Если, например, систему управления углами 1 и 2 реверсивных групп выполнить так же, как и для систем совместного управления с одним реверсивным усилителем, воздействующим на СИФУ обеих реверсивных групп, и установить угол начального согласования фазовых характеристик равным 90 (этот вариант показан на рис 55 пунктиром), то переход из двигательного режима в тормозной при изменении знака момента нагрузки (например, при движении в стволе порожних сосудов с тяжелым канатом) будет происходить неудовлетворительно. Пусть в схеме (рис 55) применена обратная связь по напряжению и при нулевом сигнале на вход усилителей “УВ” и “УН” угол управления обеих групп равен 90 и их фазовые характеристики согласованы по линейному закону. (Выше было показано, что в схемах с совместным управлением подобное согласование обеспечивает практически безлюфтовое сопряжение характеристик). В целях упрощения не будем учитывать прерывистость тока в области малых нагрузок и примем, что общий передаточный коэффициент системы постоянен. Переход привода из двигательного режима в тормозной проследим по диаграммам. (Рис 56). Проследим изменение величин Uя и Ed при перемещении подъемного сосуда в стволе с какой- то точки нижнего положения (т.S1) до точки равновесия в середине ствола (т.S7), а также изменение Uо.н. и Uвх при том же перемещении: При движении от т.1 до т.2 величина рассогласования Uвх 1, воздействуя на ТПВ через усилитель УВ, систему управления СИФУ -В, обеспечивает ЭДС этого преобразователя Ed1. По мере приближения к точке равновесия величина рассогласования снижается и система автоматического регулирования, реагируя на это изменение (Uвх ), изменяет величину ЭДС ТПВ. Рассмотрим работу системы на двух участках пути: 1) когда поднимающийся сосуд находится в нижней части шахтного ствола и двигателю приходится развивать значительный момент, связанный с неуравновешенностью концов каната двух подъемных сосудов, и 2) когда движущийся вверх подъемный сосуд приближается к точке равновесия (к середине ствола) и момент статической нагрузки на двигатель- незначителен. Предположим, что чувствительность системы регулирования чрезвычайно низка и для снижения рассогласования до величины Uвх 2 ,система “заметила” это уменьшение входного сигнала и отреагировала на него, снизив ЭДС ТПВ до величины Ed2. Уменьшение ЭДС преобразователя влечет уменьшение тока двигателя, вращающего момента, частоты вращения и напряжения Uя Рассогласование увеличивается и в т.3 система реагирует на него, повышая ЭДС преобразователя (Ed3). По мере движения подъемного сосуда в стволе и приближения его к точке равновесия “замечаемое” рассогласование Uвх уменьшается и снижение ЭДС ТПВ становится все более глубоким. На участке пути вблизи области равновесия из-за малой величины Uвх ЭДС ТПВ становится меньше ЭДС двигателя, вентили этой группы запираются встречной ЭДС якоря двигателя и группа ТПВ не участвует в регулировании частоты вращения. Если переключение групп вентилей (с ТПВ на ТПН) осуществлять при смене знака Uвх, окажется, что в момент переключения напряжение на якоре двигателя полное, а на ТПН равно нулю. Наступит режим короткого замыкания. Для исключения этого режима и получения безлюфтового сопряжения характеристик необходимо, чтобы сигнал управления переключающим устройством (UЛПУ) менял знак при меньшем напряжении двигателя еще не доходя до точки равновесия. Это достигается введением в схему звена “УЛ”, передаточный коэффициент которого меньше единицы. Согласование работы реверсивных групп должно быть не стандартным “симметричным”, а характеристики должны быть “подогнаны” одна к другой, что может быть обеспечено использованием для каждой группы вентилей отдельных СИФУ, каждая из которых управляется от своего нереверсивного усилителя (УВ и УН). Действие корректирующего устройства УЛ основано на том, что на вход ЛПУ подается не разность задающего напряжения Uз и напряжения обратной связи (Uвх), а преобразованные сигналы. На вход ЛПУ подается разность выходного напряжения корректирующего устройства УЛ и напряжения обратной связи. Корректирующее устройство УЛ представляет собой преобразователь, в котором выходное напряжение составляет к/(к+1) от входного, т.е. устройство, понижающее напряжение. Системы управления, вырабатывающие сигнал на переключение реверсивных групп в зависимости от сигнала рассогласования работают в большинстве случаев достаточно четко и надежно, но не свободны и от некоторых недостатков: 1. Усложнение связей электропривода и преобразователя при необходимости получения безлюфтового сопряжения характеристик двигательного и тормозного режимов; 2. Возможность ложных переключений при высоких значениях коэффициента усиления из-за действия случайных помех. 3.6.5.3. Системы самонастройки или сканирующей логики. Работа систем самонастройки основана на автоматическом “поиске” группы, в которой существуют условия для протекания тока нагрузки. Известно довольно большое количество различных модификаций самонастраивающихся систем раздельного управления. Структурная схема реверсивного вентильного электропривода с одной из более простых систем самонастройки показана на рис 57а. На рисунке 57б приведены диаграммы, поясняющие ее работу. Рис 57 б) Переключения реверсивных групп осуществляются с помощью блока реверса БР, состоящего из логического переключающего устройства ЛПУ и мультивибратора МВ. Работа ЛПУ происходит, в основном, так же, как и в ранее рассмотренной схеме. Отличие состоит лишь в том, что на его переключающий вход здесь поступает не сигнал рассогласования, а знакопеременное напряжение от внешнего источника- мультивибратора МВ.(В качестве источника переменного переключающего напряжения Uпер иногда используется питающая сеть 50 Гц). При отсутствии тока в преобразователе, мультивибратор работает в режиме автоколебаний и ЛПУ непрерывно переключается, периодически выдавая запрещающие сигналы Uз.в и Uз.н на соответствующие группы вентилей, разрешая, тем самым, попеременно работать то одной, то другой. Период переключающего устройства обычно составляет (520)мс. Время включенного состояния каждой группы tв (tн ) меньше полупериода переключающего напряжения на величину аппаратной паузы tн. Подобный режим может иметь, например, место, если управляющее напряжение UУ , поступающее с выхода усилителя “У” равно нулю, угол управления обеих вентильных групп равен 90 (или более, в зависимости от начального угла рассогласования), а двигатель неподвижен (интервал времени 0 - t1). Если подать команду на пуск двигателя в направлении “Вперед”, то под действием напряжения управления UУ угол управления группы ТПВ в уменьшится, а угол управления группы ТПН увеличится. Тогда при очередном включении группы “Вперед” в ней возникнет ток, и двигатель начнет разгоняться в направлении “Вперед”. Одновременно с этим с датчика тока ДТ на мультивибратор и ЛПУ будет подан сигнал токовой блокировки Ui , который запретит дальнейшее переключение как мультивибратора, так и ЛПУ. Тем самым будет зафиксирована работа группы “Вперед” и заблокирована работа группы “Назад”. Это состояние будет сохраняться на протяжении всего времени протекания тока в группе “Вперед” (интервал t1- t2). Если за счет уменьшения управляющего напряжения UУ будет подана команда на снижение частоты вращения (момент времени t2), то угол управления группы ТПВ увеличится, а группы ТПН - уменьшится. ЭДС группы “Вперед” сделается меньше ЭДС двигателя, и ток якоря начнет снижаться. После снижения последнего до значения тока удержания iуд снимется токовая блокировка с мультивибратора, последний переключится в противоположное состояние, и на ранее работавшую группу с ЛПУ поступит запрещающий сигнал Uз.в . По истечение времени аппаратной паузы tн, необходимой для снижения тока от значения тока удержания iуд до нуля, снимется запрещающий сигнал Uз.н с группы ТПН (момент времени t3). Если при этом ЭДС этой группы окажется меньше ЭДС двигателя, то через группу “Назад” потечет ток и вновь вступит в действие токовая блокировка. Последняя на этот раз зафиксирует работу группы “Назад” и запретит переключение мультивибратора и ЛПУ в противоположное состояние до тех пор, пока будет существовать ток в этой группе. Если управляющее напряжение будет изменяться в прежнем направлении, то двигатель вначале будет тормозиться в режиме рекуперативного торможения, а затем, после изменения полярности управляющего напряжения начнет разгоняться в противоположном направлении. В системе самонастройки переключения групп начинается при любой частоте вращения и любом направлении вращения двигателя после снижения тока до нуля. Поэтому, если при снижении величины “ошибки” Uвх ЭДС работающей вентильной группы ТПВ окажется ниже ЭДС двигателя, и ток снизится до нуля, то сразу же автоматически, независимо от того, изменился знак Uвх, или нет, произойдет переключение групп, и двигатель перейдет в режим рекуперативного торможения. В рассмотренном ранее примере работы шахтной подъемной установки при приближении подъемных сосудов к точке “равновесия” может произойти несколько смен режимов работы электропривода- с двигательного на тормозной и обратно. Таким образом, в системах самонастройки на закон согласования углов управления реверсивных групп не накладывается каких- либо дополнительных условий. Это позволяет, в частности, применять симметричное согласование и получать регулировочную характеристику Ed = (UУ ) без “люфта” и “безлюфтовое” сопряжение характеристик двигательного и тормозного режимов без применения каких - либо дополнительных устройств, контролирующих величину ЭДС двигателя в момент переключения. (На вид внешних характеристик не влияет зона прерывистых токов- в двигательном и тормозном режимах). Важнейшими параметрами систем раздельного управления являются чувствительность датчика тока и длительность паузы при переключении групп. Эти параметры взаимосвязаны. Выбор их производится из того условия, что в момент отключения ранее работавшей группы допустим такой ток, который может быть сведен к нулю результирующей ЭДС в силовой цепи на протяжении одной пульсации выпрямленного напряжения. Определяющим при этом является переход из тормозного режима в двигательный (например, в конце перехода с высшей частоты на низшую). На рис 58 изображены внешние характеристики, используемые при переходе на низшую частоту вращения реверсивного тиристорного электропривода с раздельным управлением вентильными группами. Переход с двигательного режима в тормозной и обратно происходит при токе равном нулю. при этом первый переход должен осуществляться на более низкое напряжение инверторной группы, а обратный- на более высокое напряжение выпрямительной группы. Это видно из диаграммы (рис 58). Переход же на соседние характеристики одной и той же группы (характеристики с различными значениями углов управления  и  ) происходит при одном значении напряжения, как это показано на диаграмме. Процесс изменения тока при изменении статического момента осуществляется перемещением рабочей точки вдоль характеристики: На рис 59 показаны направления и примерные соотношения мгновенных значений ЭДС преобразователя и якоря двигателя, а также направление протекания тока при его снижении в двух режимах работы преобразователя- в выпрямительном (рис 59а) и в инверторном (рис 59б). Время спадания тока в инверторном режиме работы получается большим, т.к. снижение тока происходит под действием разности ЭДС инвертора и двигателя. При переходе из двигательного режима в тормозной снижение тока происходит значительно быстрее под воздействием суммы ЭДС выпрямителя и двигателя. Чувствительность датчика тока и необходимая длительность аппаратной паузы определяются соответствующими расчетами. Значения этих параметров зависят от режима работы привода, характера нагрузки, величины частоты вращения двигателя и электромагнитной постоянной времени силовой цепи. Как было сказано ранее, на практике в качестве датчиков тока сейчас часто используют датчики состояния тиристора. Они позволяют с большой точностью установить момент времени, когда тиристор вследствие спадания тока до нуля, восстанавливает свои запирающие свойства, т.е. момент включения тиристоров. Это позволяет сделать аппаратную паузу минимальной- (23)мс. Рис 59 Системы раздельного управления реверсивными ТП обладают рядом важных достоинств: 1. Отсутствие уравнительного тока и возможность полного отказа от уравнительных дросселей; 2. Возможность полного использования питающего трансформатора по напряжению и по мощности, т.к. здесь допустима работа в выпрямительном режиме с углом управления, равным нулю; 3. Более высокий КПД электропривода, т.к. нет потерь от уравнительных токов; 4. Меньшая вероятность опрокидывания инвертора, т.к. общее время работы ТП в инверторном режиме уменьшается во много раз; 5. В некоторых случаях привод имеет лучшие динамические показатели, т.к. благодаря отсутствию уравнительных дросселей суммарная индуктивность якорной цепи оказывается меньшей, чем при совместном управлении; 6. Исключение возможности появления больших динамических уравнительных токов в переходных режимах работы из-за различного быстродействия систем инвертора и выпрямителя вследствие неполной управляемости вентилей и, как следствие, допустимость мгновенных реверсов выходного напряжения (например, при переходе из инверторного в выпрямительный режим); 7. Более простое соединение вентилей и возможность использовать общий блок R-C цепей для защиты вентилей обеих реверсивных групп от перенапряжений. В то же время системы раздельного управления имеют и недостатки: 1. Усложнение систем управления вследствие необходимости выработки сигнала управления переключением групп и обеспечения условий для безаварийного переключения; 2. Необходимость пауз между работой групп, что снижает быстродействие; 3. Недостаточная стабильность характеристик электропривода в области малых нагрузок, т.е. из-за отсутствия уравнительных токов работа происходит в области прерывистого тока. Это обстоятельство затрудняет использование раздельного управления для электроприводов, которые могут работать в режиме идеального холостого хода или близком к нему, например, приводы лифтов; 4. Трудность точного поддержания частоты вращения в электроприводах со знакопеременным моментом нагрузки; 5. Возможность возникновения толчков тока при переключении групп, т.к. за время паузы теряется непрерывность управления. Отмеченные недостатки сдерживали применение систем раздельного управления и они не использовались, практически до середины 60-х гг. В настоящее время почти все имевшие место трудности преодолеваются и раздельное управление получает все большее применение не только в электроприводах большой мощности, где его преимущества наиболее весомы, но и в электроприводах средней и малой мощности. 3.7. КПД и коэффициент мощности тиристорного электропривода постоянного тока. При определении КПД управляемого выпрямителя нужно учитывать, что понятие мощности, выделяемой в цепи нагрузки постоянного тока, может иметь двоякий смысл. С одной стороны- это мощность Pd , определяемая как произведение постоянных составляющих (средних значений) выпрямленного тока Id и напряжения Ud : Pd = Ud * Id (3-56) С другой стороны, действительная полная мощность Pd, выделяемая в нагрузке, определяется как средняя мощность от мгновенных значений тока id и напряжения ud в нагрузке за период повторяемости формы выпрямленного напряжения: (3-57) где T - период повторяемости формы выпрямленного напряжения. Разница в значениях этих мощностей обусловлена наличием пульсаций в выпрямленном напряжении и в токе нагрузки. Так, если обозначить пульсации в виде переменных составляющих id и ud, то можно записать: (3-58) Очевидно, что в случае идеально сглаженного тока нагрузки, когда id равен нулю (ud может быть не равен нулю), значения мощностей Pd и Pd совпадают. На практике мощность Pd при значительных пульсациях выпрямленного напряжения и тока может быть намного больше Pd . При определении КПД преобразователя этот факт необходимо учитывать. С энергетической точки зрения боле правильно расчет КПД вести относительно мощности Pd, хотя иногда используется и величина Pd, рассматриваемая в некотором смысле как “полезная” мощность постоянного тока. В последнем случае составляющую мощности Pd, обусловленную пульсацией напряжения на нагрузке, относят к дополнительным потерям. Основные потери активной мощности имеют место в следующих частях тиристорных преобразователей: • В трансформаторе Pт ; • В тиристорах преобразователя Pв; • Во вспомогательных устройствах Pвсп (в системах управления, защиты, охлаждения, сигнализации и др.); • Дополнительные потери Pдоп (потери, обусловленные пульсациями напряжения и тока на нагрузке, потери при переключениях вентилей). С учетом этих составляющих для преобразователя КПД определяется из следующего соотношения:  = (Ud Id) / (Ud Id + Pт +Pв +Pвсп +Pдоп) (3-59) Изготавливаемые в настоящее время ТП большой мощности имеют КПД в пределах (0.850.9). ТП малой и средней мощности имеют КПД (0.70.8). 3.7.1. Коэффициент мощности тиристорного электропривода постоянного тока. Коэффициентом мощности в установках переменного тока называется отношение активной мощности, потребляемой установкой к полной. Для расчета режима работы сети переменного тока, влияния работы тиристорного электропривода на питающую сеть необходимо знать величину полной мощности, потребляемую ТП. Коэффициент мощности позволяет определить полную мощность, потребляемую преобразователем электрической энергии, если известна активная мощность нагрузки преобразователя и его коэффициент мощности. При определении коэффициента мощности ТП необходимо учитывать несинусоидальность потребляемого им из сети тока. На рис 60 представлены диаграммы напряжения u1 питающей сети и тока i1, потребляемого однофазным мостовым ТП из сети при допущении идеальной сглаженности выпрямленного тока (Lн = ) и мгновенной коммутации. Из несинусоидального тока i1 может быть выделена первая гармоника i1(1), отстающая от напряжения u1 на угол . Соответственно активная мощность P, потребляемая преобразователем, выражается следующей формулой: P = U1 I1(1) cos  (3-60) где U1 - действующее напряжение сети; I1(1) - действующее значение первой гармоники тока, поступающего из сети;  - угол сдвига первой гармоники тока по отношению к напряжению питающей сети. Полная мощность, потребляемая выпрямителем, на основании общего определения может быть записана в виде: (3-61) где I1 - действующее значение несинусоидального тока, поступающего из сети; In - действующее значение его n-ой гармоники. Коэффициент мощности преобразователя:  - это отношение активной мощности к полной, и в соответствии с формулами (3-60) и (3-61) он может быть выражен следующим соотношением: (3-62) Степень несинусоидальности тока в данном случае характеризуется коэффициентом искажения формы первичного тока , определяемым как отношение действующего значения первой гармоники тока к действующему значению всего тока. Для несинусоидального тока помимо активной мощности P и реактивной мощности Q вводится понятие мощности искажения T, определяемой как: (3-63) Мощность искажения T характеризует степень различия в формах кривых тока и напряжения. Для рассматриваемого случая форма кривой напряжения питающей сети- синусоидальная, а тока - прямоугольная, поэтому мощность T отлична от нуля. Из рис 60 видно, что для идеализированной схемы однофазного выпрямителя (при Lн =  и угла коммутации  = 0) ток i1(1) отстает от напряжения u1 на угол , равный углу . Поэтому коэффициент мощности можно выразить как:  =  cos  (3-64) В идеализированных схемах 3-х фазного нулевого и 3-х фазного мостового преобразователей углы  и  также равны друг другу и коэффициент мощности определяется по (3-64). Коэффициенты искажения формы первичного тока согласно {лит 2} при прямоугольной форме потребляемого тока равны:  = (22 / ) - для однофазной мостовой схемы;  = (3 / ) - для 3-х фазной мостовой схемы. При синусоидальном первичном напряжении получается, что чем ближе форма первичного тока к синусоиде, тем ближе к единице коэффициент . На рис 61 показаны формы первичного тока для различных схем преобразователей, которые получаются при идеальном сглаживании выпрямленного тока Id. Приведены, так называемые “коммутационные функции” для однофазной мостовой (а), 3-х фазной нулевой (б), 3-х фазной мостовой (в) и для 12-ти пульсной (г) схем выпрямления. Мы видим, что по мере увеличения пульсности форма первичного тока приближается к синусоиде и, значит, коэффициент искажения  приближается к единице. Для более точного определения коэффициента мощности необходимо учитывать угол коммутации . В этом случае коэффициент сдвига (cos ) может быть определен по приближенной формуле: cos  = cos ( + (/2)) (3-65) Угол коммутации  также влияет на коэффициент , но в большинстве режимов работы, когда  не превосходит 30, это влияние незначительно. Из вышеизложенного следует, что коэффициент мощности вентильного преобразователя носит индуктивный характер (преобразователь потребляет из сети реактивную мощность) и в основном определяется углом управления . Здесь будет уместным вновь рассмотреть физические процессы, связанные с работой вентильных электроприводов, процессы, связанные с потреблением активной и реактивной мощности, с понятием полной мощности и ее составляющими. При определении энергетического режима работы силовой установки (тиристорного преобразователя) важно выяснить, когда она является приемником электрической энергии и когда- источником. Для определения этого необходимо воспользоваться известными признаками источника и приемника, что рассмотрено в параграфе 3.3.1. Эти признаки нужно применить к таким объектам энергетического процесса, как питающая сеть и силовая установка (ТП). Рассмотрим диаграммы напряжения и тока, изображенные на рис 60. Здесь питающее напряжение u1 синусоидальное. Ток представлен первой гармоникой в общем несинусоидальном токе i1(1) . Из диаграммы видно, что на интервале 0-1 напряжение u1 и ток i1(1) имеют разные знаки, т.е. их направление не совпадают. Это значит, что на интервале 0-1 сеть является приемником электроэнергии, а силовое устройство, подключенное к сети, - источником. На участке 1-2 знаки напряжения и тока одинаковы. Напряжение и ток по направлению совпадают. Здесь сеть- источник энергии, силовая установка- приемник. В зависимости от соотношения длительности интервалов времени 0-1 и 1-2 изменяется коэффициент сдвига (cos ). Наибольшее значение он имеет при полной сонаправленности полуволны тока с полуволной напряжения сети, или при полной противонаправленности полуволны (cos  = 1). Наименьшее значение коэффициент сдвига имеет при отставании синусоиды тока от синусоиды напряжения на угол 90. Рассмотрим этот случай подробнее. На протяжении полуволны переменного напряжения энергия, поступает в электротехническое устройство при совпадении направления тока и напряжения и возвращается в сеть, когда эти направления противоположны. Возникает вопрос- в каком элементе ТП эта энергия накапливается, чтобы со сдвигом в 90 она затем стала поступать обратно в сеть? Одним из таких элементов является питающий трансформатор тиристорного преобразователя. Вторым- индуктивность в цепи выпрямленного тока. В них накапливается энергия в виде магнитного поля. Затем при размагничивании трансформатора и магнитной цепи постоянного тока эта энергия отдается в сеть. Таким образом по проводам протекает ток, создавая потери мощности в сопротивлениях проводов и не выполняя никакой полезной работы. При этом тиристоры, включаясь с углом управления  = 90 только управляют потоками энергии, но не аккумулируют ее. Возникает вопрос, что изменится в этом процессе движения энергии, если устранить аккумулирующие устройства- силовой трансформатор, питающий схему преобразователя и индуктивности в цепи выпрямленного тока, т.е. подключить вентили прямо к сети переменного тока? Необходимо понимать, что сдвинутый относительно напряжения ток в виде большей или меньшей составляющей общего тока энергосистемы, проходит по всей энергетической сети, начиная от генератора электростанции, производящего электрическую энергию. Проходя через все ступени преобразования энергии на подстанциях, и в каждом повышающем или понижающем трансформаторе эта составляющая тока производит намагничивание и размагничивание железа. Поэтому устранение последнего звена- питающего трансформатора и сглаживающего дросселя тиристорного преобразователя- несущественно. Перемагничивание всех предыдущих звеньев- силовых трансформаторов- остается, а значит остается и потребление реактивной мощности. 3.7.2. Влияние работы тиристорного электропривода на питающую сеть. Так как в вентильном электроприводе постоянного тока имеет место непосредственная связь нагрузки с сетью, то все процессы, происходящие в цепи нагрузки, оказывают существенное влияние на питающую сеть. Как правило, это влияние негативно. Этот отрицательный фактор проявляется в виде искажений 3-х фазного синусоидального напряжения питающей сети. Перечислим виды возможных искажений напряжения и причины, их вызывающие: Снижение действующего значения переменного напряжения вследствие потребления из сети активной мощности. Этот вид влияния имеет место не только в вентильном электроприводе, он характерен для любого типа электропривода. Индуктивная составляющая тока сети сдвинута на 90 относительно синусоиды напряжения (механизм этого сдвига был описан выше), вызывает намагничивание железа всех трансформаторов, по обмоткам которых она протекает, и снижает общий коэффициент мощности сети. Намагничивая железо трансформаторов, эта составляющая тока приближает трансформаторы к насыщению, снижая их перегрузочную способность. Несинусоидальность тока, потребляемого тиристорным преобразователем, а также возможная асимметрия тока в фазах вызывают искажения питающего напряжения, т.е. отклонение формы напряжения от синусоидального и сдвиг фазных, а значит, и линейных синусоид, относительно друг друга. Коммутационные провалы в кривых синусоид питающего напряжения. Эти провалы вызваны тем обстоятельством, что в интервале коммутации имеет место междуфазовое короткое замыкание коммутируемых фаз. При этом ток в одной фазе сети интенсивно снижается от значения Id до нуля, а в другой с такой же скоростью увеличивается от нуля до Id . Таким образом, изменение тока в индуктивностях сети вызывает появление ЭДС самоиндукции, которая проявляется в виде более или менее глубоких провалов в синусоидах напряжения (рис 62). Глубина провалов зависит от соотношения мощностей вентильного электропривода и мощности короткого замыкания сети. Чем выше мощность последней, тем менее глубокими являются провалы напряжения. Эти провалы напряжения не безвредны. Их можно рассматривать как высокочастотные искажения питающего напряжения. Высшие гармоники вызывают дополнительные потери мощности в стали трансформаторов и электрических машин. “Правила технической эксплуатации электроустановок” ограничивают суммарную мощность всех высокочастотных искажений в сети величиной 5% от номинальной мощности сети. 3.7.3. Улучшение коэффициента мощности тиристорных преобразователей. С ростом угла управления  увеличивается реактивная мощность Q, потребляемая преобразователем из сети, а его коэффициент мощности согласно (3-62) становится меньше, т.е. ухудшается. Это явление снижает технико- экономические характеристики электрической сети. Поэтому на практике часто принимают меры по повышению коэффициента мощности вентильных электроприводов. Принятие таких мер тем более целесообразно, чем выше мощность электропривода, т.к. в этом случае даже небольшое повышение коэффициента мощности дает значительный экономический эффект за счет экономии электрической энергии. Простейшим способом повышения коэффициента мощности является установка источников реактивной мощности, например, конденсаторов на первичной стороне трансформатора, питающего преобразователь. Емкость, включенная на синусоидальное напряжение, обеспечивает опережающий сдвиг тока относительно напряжения, т.е. эти устройства вырабатывают реактивную мощность и, таким образом, компенсируют отставание тока от напряжения, вызванное работой ТП на активно- индуктивную нагрузку. При установке статических конденсаторов с целью улучшения коэффициента мощности тиристорного электропривода постоянного тока (система ТП-Д) возникает опасность выхода из строя этих конденсаторов из-за высокочастотных искажений синусоидального напряжения сети (коммутационных провалов). Дело в том, что для высших гармоник емкостное сопротивление конденсаторов очень мало и через эти емкости проходят большие токи высокой частоты, которые разогревают емкости и статические конденсаторы взрываются от перегрева. Поэтому в системах ТП-Д повышение коэффициента мощности с помощью статических конденсаторов возможно только в тех случаях, когда мощность короткого замыкания сети не менее, чем на два порядка превышает мощность тиристорного электропривода, и т.о. высокочастотные искажения напряжения незначительны. Для мощных электроприводов нашли применение преобразовательные установки с последовательным соединением двух преобразователей, каждый из которых состоит из 3-х фазной мостовой схемы с питанием от отдельных трансформаторов или от одного трансформатора с двумя системами вторичных обмоток. Мосты рассчитываются на половинное напряжение и на полный ток нагрузки, т.е. на половину полной мощности преобразовательной установки. Такой преобразователь с двумя мостами работает следующим образом. Если оба моста полностью включены (1 =2 =0),напряжение преобразователя максимальное. При регулировании напряжения в сторону снижения вначале изменяется угол 1 и снижается выпрямленное напряжение одного моста, а напряжение второго моста остается постоянным. Когда напряжение первого моста снижается до нуля, результирующее напряжение преобразователя снижается до половинного значения, а при переводе первого моста в инверторный режим (min) напряжение преобразователя стремится к нулю. Затем увеличивается угол управления 2 второго моста и напряжение преобразователя стремится к максимальному отрицательному в инверторном режиме. Таким образом, напряжение преобразователя определяется соотношением: Ud  = Ud0  ((cos 1 + cos 2)/2) (3-66) Описанный способ управления преобразователем называют согласно-встречным управлением. Одним из достоинств рассмотренной схемы последовательного соединения мостов является значительное уменьшение потребления реактивной мощности и повышение коэффициента мощности. Это связано с тем, что при регулировании напряжения один из мостов всегда работает с минимальным потреблением реактивной мощности, т.е. этот мост работает в выпрямительном режиме при значении угла  близком к нулю, или в инверторном режиме при угле 1 близком к 180. Потребляемая реактивная мощность всего преобразователя определяется, в основном, реактивной мощностью второго моста. Эта мощность вдвое меньше реактивной мощности одномостового преобразователя, т.к. мощность каждого моста в двухмостовой схеме равна половине полной мощности преобразовательной установки. Необходимо также отметить, что в рассмотренной схеме преобразователя повышается значение коэффициента искажения формы первичного тока  и, значит повышается значение коэффициента мощности (3-64). Повышение коэффициента  связано с тем, что мост ТП1 питается от вторичной обмотки трансформатора, включенной по схеме “звезда”, а мост ТП2- от обмотки трансформатора, включенной по схеме “треугольник”. Напряжение питания ТП2 сдвинуто от напряжения питания ТП1 на угол 30. Таким образом в результате получается двенадцатипульсное выпрямление. Кроме рассмотренных выше способов повышения коэффициента мощности электропривода по системе ТП-Д существует ряд других способов. Одним из них является реализация регулирования напряжения за счет опережающего угла , при этом реактивная мощность генерируется в сеть. Однако широкого распространения в практике этот способ не находит из-за его сложности и ненадежности. 4.0.0. Импульсное регулирование напряжения электропривода постоянного тока. 4.1. Принцип импульсного регулирования напряжения. В основе работы импульсных преобразователей лежит следующий принцип. Предположим, что нагрузка подключена к источнику напряжения через ключевой элемент “к”, который периодически замыкается и размыкается. Время замкнутого (tр) и разомкнутого (t0) состояний ключа можно автоматически изменять, воздействуя на него сигналами, поступающими из системы управления “СУ”. В результате к нагрузке будет приложено импульсное напряжение, форма которого соответствует диаграмме, представленной на рис 64б. Очевидно, что среднее значение напряжения на нагрузке будет зависеть от соотношения времени замкнутого и разомкнутого состояний ключа К. Согласно определению среднего значения напряжения можно записать: (4-67) где Ud - среднее значение напряжения на нагрузке;  = tр + t0 - период переключения ключа или время цикла регулирования;  = 1/ - частота переключения ключа. Отношение (tр /) =  (4-68) называют коэффициентом заполнения периода рабочим импульсом. Изменяя , можно регулировать выходное напряжение на нагрузке. Иногда рассматривается обратная величина q = (1/ ) = ( / tр), которая называется скважностью работы ключа. При установлении соотношений между входным и выходным напряжениями, выявляя зависимость тока импульсного преобразователя от регулирующей переменной мы будем использовать коэффициент . Регулирование напряжения в рассматриваемой схеме за счет изменения коэффициента  можно рассматривать как широтно-импульсное регулирование напряжения на нагрузке. Возможны три способа регулирования напряжения: Широтно-импульсное регулирование (ШИР), когда время tр - переменное, а частота - постоянная; Частотно- импульсное регулирование (ЧИР), когда время tр - постоянное, а частота - переменная; Широтно-частотное регулирование, когда время tр и частота  - переменные. Чаще всего используется первый способ регулирования выходного напряжения. Его мы будем рассматривать. Таким образом время рабочего импульса и время паузы связаны с  соотношениями: tр =  (4-69) t0= (1- ) (4-70) Схема регулирования напряжения и диаграмма, изображенные на рис 64, могут быть реализованы лишь при активном сопротивлении нагрузки. При использовании импульсного регулирования в системах электропривода нагрузка имеет активно- индуктивный характер и часто в составе нагрузки присутствует источник ЭДС. В таком случае должен быть предусмотрен обратный вентиль. Он обеспечивает непрерывность тока в нагрузке при разрыве цепи импульсным элементом (ключом). На рис 65 изображена схема диаграммы напряжения и тока при активно- индуктивной нагрузке с противо-ЭДС. На основании баланса энергии, поступающей в нагрузку из сети (от Uпит) и энергии, которая тратится в нагрузке, выявим зависимость, (связь) между средним значением тока, напряжением питания Uпит , ЭДС нагрузки Eн и коэффициентом . При получении этой зависимости введем допущение, что среднее и действующее значение тока в нагрузке равны. Это может иметь место при идеальной сглаженности тока (если Lн = ). Uн I tр = Eн I tр + I2 Rн tр + WL (1) WL = Eн I t0 + I2 Rн t0 Uн I tр = Eн I  + I2 Rн  (2) Uн tр = Eн  + I Rн  Разделим левую и правую части на , тогда: Uн  = Eн + I Rн  = (Eн + I Rн )/ Uн (4-71) I = (Uн  - Eн )/ Rн (4-72) Рис 65 Уравнение (1) представляет собой уравнение баланса поступающей в нагрузку из сети энергии за время одного рабочего импульса (tр) и энергии, тратящейся в нагрузке за время . WL - энергия, накапливаемая в индуктивности за время tр. Этой энергии достаточно для поддержания тока в нагрузке, равного I за время паузы (t0). Прибавив к правой части уравнения значение WL , получаем уравнение баланса энергии (2). Дальнейшие действия ясны без пояснений. Уравнение (4-71) дает связь переменной  с переменными I ,Uн ,Eн . Уравнение (4-72) показывает, что регулирование тока в цепи нагрузки можно осуществлять изменением  при неизменных Rн ,Uн ,Eн. 4.2. Способы реализации импульсных элементов (ключей). Импульсные элементы (бесконтактные ключи) могут быть реализованы на базе тиристоров или силовых транзисторов, работающих в режиме переключения. Тиристоры являются приборами с неполной управляемостью, поэтому для выключения тиристора, включенного на постоянное напряжение, необходимо использовать искусственную коммутацию, для чего в коммутирующем устройстве должен быть элемент, запасающий энергию в виде электрического или магнитного поля (емкость, или эл. магнитный элемент). Эта энергия используется для выключения тиристора, проводящего ток. 4.2.1. Импульсные преобразователи на тиристорах. Известно большое число схем тиристорных ключей, обеспечивающих импульсное регулирование напряжения постоянного тока. Современные тиристоры допускают большую частоту включений и выключений, доходящую до десятка кГц. Поэтому тиристорные ключи получили применение в электроприводе постоянного тока. Они широко используются, например, на подвижных объектах с питанием от аккумуляторных батарей- на аккумуляторных электровозах, электромобилях, электрокарах. Оптимальная частота импульсных регуляторов составляет примерно 100 - 400 Гц. Наиболее простой вариант тиристорного ключа представлен на рис 65. Здесь используется искусственная коммутация с помощью коммутирующей емкости Cк, подключаемой параллельно тиристору Vs1 другим тиристором Vs2. Ключ работает следующим образом: Когда включен рабочий тиристор Vs1, нагрузка (якорь двигателя М) оказывается подключенной к напряжению Uпит. Под действием напряжения на нагрузке заряжается конденсатор Cк по цепи: верхняя щетка М-R1-Cк - нижняя щетка М - с полярностью, указанной на рисунке. После заряда Cк в момент, когда подан управляющий импульс на Vs2, он включается, подключая Cк параллельно Vs1 . Ток разряда конденсатора течет в направлении, противоположном прямому току вентиля Vs1 , вызывая его выключение. Значение сопротивления R1 выбирается из расчета, чтобы ток Vs2 был меньше тока удержания этого тиристора. Это означает, что после разряда емкости Cк и выключения Vs1 тиристор Vs2 тоже выключится. Наступит пауза, когда ток якоря под действием ЭДС самоиндукции замыкается через неуправляемый вентиль VD. Приведенная схема является наиболее простой и наглядной схемой тиристорного ключа. Основным недостатком этой схемы является ее неустойчивая работа в переходных режимах, при быстрых нарастаниях тока. Значительно лучшие эксплуатационные характеристики имеет тиристорный ключ, схема которого представлена на рис 66. Здесь искусственная коммутация осуществляется с помощью колебательного контура. Работа ключа осуществляется следующим образом: при включении схемы на напряжение Uп происходит заряд емкости Cк по цепи + Uп - L- Cк - Lк- VD1 - М- - Uп . Полярность заряда емкости показана сверху. В момент подачи управляющего импульса на Vs1 этот тиристор включается и начинается время рабочего импульса. При этом заряд на емкости Cк сохраняется, т.к. цепи для ее разряда- нет. Когда наступит время выключения рабочего импульса, т.е. выключения тиристора Vs1 , подают управляющий импульс на тиристор Vs2 . Появляется цепь разряда емкости Cк : Cк + -Vs1 - Vs2 - Lк- Cк -. Рассмотренный контур является колебательным контуром с высокой добротностью. В нем есть емкость Cк и индуктивность Lк . Что же касается активных сопротивлений, то они представлены двумя тиристорами в открытом состоянии. Эти сопротивления очень малы, чем и объясняется высокая добротность контура. Частота свободных колебаний этого контура во много раз (до двух порядков) превышает частоту рабочих импульсов. Колебательный процесс в контуре вызывает перезарядку емкости Cк (полярность указана в скобках). Затем наступает второй полупериод колебания. Ток проходит по цепи: Cк (+)- Lк-VD1 - Vs1 -Cк (-). Этот ток выключает тиристор Vs1 , а также во время этого полупериода выключается тиристор Vs2 . Индуктивность L осуществляет обратную положительную связь между величиной тока нагрузки и уровнем заряда емкости Cк после выключения тиристора Vs1 за счет ЭДС самоиндукции в этой индуктивности. Эта положительная обратная связь обеспечивает устойчивость работы ключа в переходных режимах. Как было сказано ранее, в литературе описано большое число тиристорных ключей, работающих на различных принципах. мы Описали два вида ключей, работу которых мы опробовали на практике. 4.2.2. Импульсные преобразователи на транзисторах. В отличие от тиристора транзистор- полностью управляемый полупроводниковый прибор, поэтому возможности, свойства и особенности импульсных преобразователей на этих приборах во многом отличаются от тиристорных преобразователей. Если перечислить требования, которым должны удовлетворять полупроводниковые преобразователи, то окажется, что в наибольшей степени этим требованиям отвечают транзисторные преобразователи. Эти требования следующие: Двусторонняя проводимость энергии между источником питания и двигателем, являющимся нагрузкой преобразователя, что обеспечивает его работу во всех квадрантах механической характеристики; Малое и не зависящее от тока выходное сопротивление для получения механических характеристик, близких к естественным, и, в конечном счете, для получения хороших статических и динамических характеристик электропривода в целом; Малая инерционность; Высокий КПД; Высокая перегрузочная способность для обеспечения необходимых форсировок в переходных режимах работы привода; Высокая надежность и помехозащищенность; Малая масса и габариты; Слабое влияние на сеть. Основой транзисторных широтно- импульсных преобразователей (ШИП) является силовой транзисторный ключ, который представляет собой функционально законченное устройство, содержащее схемы развязки, усиления и защиты. В настоящее время структура и построение транзисторных ключей, их конструктивная и схемная реализация разработаны достаточно полно. Один из возможных вариантов транзисторного ключа представлен на рис 67. Схема содержит выходные транзисторы Vт5 и Vт6, включенные по схеме составного транзистора (схема Дарлингтона). Обратный диод VD2, включенный параллельно выходному каскаду транзисторного ключа, служит для создания пути тока нагрузки в ШИП. Предвыходной каскад выполнен на транзисторах Vт1 - Vт4, каскад согласования управляющих сигналов и сигналов защиты с предвыходным усилителем выполнен на микросхеме D. Схема транзисторного ключа содержит также устройство защиты по току Б3 и каскад гальванической развязки ГРУ. Питание предвыходного усилителя, устройств управления и защиты осуществляется от отдельного симметричного источника со средней точкой. Работа силового транзисторного ключа осуществляется следующим образом: При отсутствии управляющих импульсов ( Uупр. = 0) на выходе ГРУ и БЗ имеет место логическая единица, выходной транзистор схемы совпадения D ( Vвых) открыт, транзисторы VТ1 -VТ3 заперты, а транзистор VТ4 открыт. При этом по базовой цепи транзисторов VТ5 , VТ6 течет запирающий ток. При подаче сигнала управления на ГРУ ( UУ = 1) отпираются транзисторы VТ1 -VТ3 , запираются транзистор VТ4 и по базовой цепи транзисторов VТ5 , VТ6 течет отпирающий базовый ток, т.е. транзисторный ключ оказывается в открытом состоянии. При превышении током через транзисторный ключ заданного уровня сигнал, поступающий с измерительного резистора Rизм на вход БЗ, переводит его в открытое состояние (логический нуль на выходе). Этот сигнал запирает транзисторный ключ. Импульсы, частотой 10-30 кГц, поступающие на синхронизирующий вход БЗ, переводят его в исходное (нормальное) состояние, в котором он и останется, если устранилась причина, вызвавшая недопустимый ток. В противном случае сигнал с резистора Rизм вновь переведет БЗ в аварийное состояние. Таким образом, ток транзисторного ключа окажется ограниченным на определенном уровне. Вентиль VD2 , включенный параллельно выходному каскаду транзисторного ключа, служит для создания пути тока нагрузки, протекающего под действием ЭДС самоиндукции при прерывании цепи тока другим транзисторным ключом. Подробнее этот процесс будет рассмотрен ниже. 4.3. Широтно- импульсные преобразователи для управления двигателями постоянного тока. Упрощенная принципиальная схема широтно-импульсного преобразователя (ШИП) представлена на рис 68. Она содержит четыре ключа ТК1 - ТК4. В диагональ моста, образованного силовыми ключами, включена нагрузка. Нагрузкой является якорь двигателя постоянного тока. Питание ШИП осуществляется от источника постоянного тока, например, неуправляемого выпрямителя. Наиболее простым способом управления ШИП по цепи якоря является, так называемый, симметричный способ управления. При этом способе в состоянии одновременного переключения находятся все четыре силовых ключа моста, а напряжение на выходе ШИП представляет собой знакопеременные импульсы, длительность которых регулируется входным сигналом. В ШИП с симметричным управлением среднее напряжение Uя на выходе ШИП равно нулю, когда относительная продолжительность включения 0 = 0.5. Временные диаграммы работы ШИП при симметричном способе управления приведены на рис 69. Симметричный способ управления обычно используется в маломощных электроприводах постоянного тока. Его преимуществом является простота реализации и отсутствие зоны нечувствительности в регулировочной характеристике. Недостатком ШИП с симметричным управлением является знакопеременное напряжение на нагрузке и в связи с этим повышенные пульсации тока в якоре двигателя. Стремление исключить этот недостаток привело к разработке способов, обеспечивающих однополярное напряжение на выходе ШИП. Простейшим из них является несимметричный. Несимметричное управление представлено на рис 70а) и 70б). В этом случае (рис 70а) переключаются силовые ключи ТК3 и ТК4 (ключи ТК1 и ТК2 при противоположной полярности входного сигнала), силовой ключ ТК1 постоянно открыт, а ключ ТК2 постоянно закрыт. Силовые ключи ТК3 и ТК4 переключаются в противофазе. При включенных ТК1 и ТК4 формируется напряжение, поступающее на якорь двигателя. Одновременное включение ТК1 и ТК3 необходимо при рекуперации энергии в сеть. Это происходит при включенных ТК1 и ТК4, когда Eдв >Un . Ток проходит по обратным диодам этих ключей. Когда же выключается ТК4 и включается ТК3, ток не прерывается, он течет по пути: -левая щетка двигателя М - обратный диод ключа ТК1- ключ ТК3 - правая щетка двигателя- якорь двигателя. При работе в двигательном режиме на выходе ШИП формируются знакопостоянные импульсы и среднее напряжение на выходе равно нулю, когда относительная продолжительность включения ключа ТК4  = 0. Недостатком рассмотренного способа управления является то, что загрузка ключей рабочим током неодинакова. Этот недостаток устранен при поочередном управлении, временные диаграммы которого изображены на рис 71а) и 71б). Здесь при любом знаке входного сигнала в состоянии переключения находятся все четыре силовых ключа моста, однако, частота переключения каждого из них в два раза меньше частоты напряжения на выходе. Чем ниже частота переключения силовых ключей, тем ниже дополнительные потери мощности в них, т.е. пониженная частота переключения силовых элементов является достоинством ШИП. Управляющее напряжение силовых ключей ТК1, ТК2 и ТК3, ТК4 постоянно находится в противофазе; при этом ключи переключаются через период выходного напряжения . Этим достигаются одинаковые условия работы полупроводниковых приборов в мостовой схеме. При некотором знаке входного сигнала управляющие импульсы Uу1 и Uу4 длительностью t1 = (1+) подаются на диагонально расположенные ключи со сдвигом на полпериода (рис 71а), а управляющие импульсы Uу2 и Uу3 длительностью t2 = (1- ) также со сдвигом на полпериода подаются на силовые элементы противоположной диагонали (ТК2, ТК3). В этом случае на интервале  нагрузка подключена к источнику питания с помощью диагонально расположенных ключей, а на интервале (1- ) нагрузка закорочена с помощью верхних или нижних ключей, если работа преобразователя происходит в инверторном режиме. При изменении знака входного сигнала порядок управления диагональными ключами изменяется на противоположный (рис 71б). При поочередном управлении на нагрузке формируются знакопостоянные импульсы длительностью . 4.3.1. Системы управления широтно-импульсными преобразователями постоянного тока. Системы управления широтно-импульсными преобразователями (СУ ШИП) могут быть построены на разных принципах действия. Здесь будет рассмотрен принцип построения схемы “СУ ШИП” без звена постоянного тока, т.е. без преобразования кода в составе управляющего сигнала в регулируемое напряжение, поступающее на силовые ключи. Питание подобных “СУ” осуществляется от первичного источника постоянного тока. Наиболее простой является “СУ” для симметричного способа управления ШИП. Знакомство с этой системой позволяет получить достаточное представление не только о структуре и принципе действия этой системы, но и выяснить принципы действия других систем и работу элементов, на которых эти системы строятся. Функциональная схема “СУ ШИП” для симметричного управления силовыми ключами показана на рис 72. Она содержит преобразователь кода во временной интервал ПКВИ, схему синхронизации СС, распределитель импульсов РИ и импульсный преобразователь, содержащий силовые ключи. На этом рисунке Uсс -опорный сигнал, подаваемый на ПКВИ от СС, Q- широтно- импульсный сигнал, снимаемый с ПКВИ; Uу1  Uу4 - сигналы, подаваемые на силовые ключи импульсного преобразователя. Рассмотрим варианты построения основного блока системы- ПКВИ. Для его реализации обычно используются два основных подхода. При первом подходе основным звеном преобразователя кода во временной интервал является компаратор, на вход которого подаются два сигнала: входной управляющий сигнал “m” и некоторый опорный сигнал Q0, обычно пилообразной формы (рис 73). На рис 73 б) приведена временная диаграмма работы схемы, которая может быть использована для управления силовыми ключами при симметричном способе. Схема вырабатывает управляющий сигнал в моменты равенства мгновенных значений сигналов “Q0” и “m”. Включение импульсов происходит в начале периодов пилообразного опорного сигнала. При втором подходе к реализации схемы ПКВИ используются счетчики импульсов. На рис 74 приведена функциональная схема преобразователя код “m” во временной интервал, которая работает следующим образом. В определенные моменты времени схема синхронизации вырабатывает тактовый импульс “fсс”, который производит запись кода “m” в счетчик “С” и одновременно устанавливает триггер “Т2” в такое состояние, при котором проводит вентиль “В”. Импульсы от схемы синхронизации с частотой fсс проходят через вентиль и поступают на вход счетчика “С”. Счетчик работает на вычитание, причем, в тот момент, когда на счетчик будет записан нуль, на выходе счетчика будет сформирован импульс fс, который изменяет состояние триггера. Вентиль закрывается и поступление импульсов частотой fсс на вход счетчика прекращается. Выходной сигнал Q, длительность которого пропорциональна коду m, снимается с триггера Тг. Временная диаграмма работы схемы приведена на рис 74. Системы управления для других способов (несимметричного и поочередного) более сложны и в данном курсе лекций не рассматриваются. 5.0.0. Преобразователи частоты. Для реализации частотного управления электропривода переменного тока наиболее перспективными являются полупроводниковые преобразователи частоты. 5.0.1. Классификация преобразователей частоты на полупроводниковых элементах. Общим главным достоинством полупроводниковых ПЧ является возможность экономичного регулирования частоты вращения наиболее массового, дешевого и надежного асинхронного электропривода с двигателем, имеющим короткозамкнутый ротор. В ПЧ управлению подлежат две выходные координаты- амплитуда напряжения, или тока нагрузки Um, Im и частота изменения напряжения или тока fn. Соответственно двум выходным координатам ПЧ располагает двумя входными координатами–сигналом управления напряжением, или током Uу.н. (Uу.т.) и сигналом управления частотой Uу.f. (рис 75). Современные ПЧ можно разделить на два основных класса: двухзвенные ПЧ с автономными инверторами (с промежуточной цепью постоянного тока) и ПЧ с непосредственной связью нагрузки с сетью (непосредственные ПЧ). 5.1.0. Двухзвенные преобразователи частоты с автономными инверторами. Принцип действия этих ПЧ заключается в том, что переменное напряжение сети вначале выпрямляется, а затем инвертируется, т.е. преобразуется в переменное напряжение (или ток) требуемой, регулируемой частоты посредством инвертора. В системах электропривода применяются автономные инверторы. Они способны функционировать как при наличии, так и при отсутствии в цепи нагрузки источников активной энергии. Автономный инвертор представляет собой коммутатор, для работы которого необходимы полностью управляемые переключающие элементы (ключи). Наиболее подходящими для автономных инверторов являются полностью управляемые полупроводниковые приборы (силовые транзисторы, запираемые тиристоры). В случае использовании обычных тиристоров, т.е. приборов с неполным управлением, схема инверторов дополняется устройствами принудительной, как правило, емкостной коммутации. На рис 76 изображена функциональная схема ПЧ с автономным инвертором (АИ). Преобразование напряжения сети с неизменной, стандартной частотой (например, 50 Гц) и стандартным действующим напряжением (например 380 В) в регулируемые по величине выпрямленные напряжение Ud или ток Id промежуточной цепи осуществляется системой, которую можно назвать управляемым источником (УИ) соответственно, напряжения (УИН), или тока (УИТ). Рис.75 Рис.76 Значение Ud или Id на выходе УИ определяют задающим сигналом Uз.н. или Uз.т. При этом, за счет обратных связей по напряжению или току, входящих в состав УИ, значения Ud или Id можно считать стабилизированными, т.е. независимыми от колебаний напряжения сети и изменения тока нагрузки для Ud, от колебаний напряжения сети и момента нагрузки для Id. Значения Ud и Id являются входными энергетическими величинами автономного инвертора. При этом автономный инвертор выполняется как инвертор напряжения (АИН) с выходными координатами Un и fn , если получает питание от управляемого источника напряжения, или как инвертор тока (АИТ) с выходными координатами In и fn , если получает питание от управляемого источника тока. Выходные величины Un, In, fn управляются каналом частоты, в состав которого входит система управления инвертором СУИ. В системе частотного управления асинхронным двигателем каналы управления АИ и УИ взаимосвязаны. Задание на уровень напряжения и тока УИ формируется с помощью функционального преобразователя ФП в зависимости от частоты. Однако, изучение всей системы управления ПЧ для регулирования момента и скорости двигателя не входит в задачу дисциплины “Элементы АЭП”. Она будет рассмотрена в других специальных дисциплинах. Основу данного класса ПЧ составляет автономный инвертор, выполненный в двух вариантах, - как АИН, или АИТ. Для варианта ПЧ с АИН в качестве управляемого источника напряжения (УИН) используется тиристорный преобразователь напряжения с малым внутренним сопротивлением, что должно обеспечить постоянство напряжения питания инвертора независимо от тока нагрузки. При значительном внутреннем сопротивлении ТП условие Ud = const может быть обеспечено с помощью отрицательной обратной связи по напряжению. В том случае, если УИ является источником напряжения полярность Ud изменяться не должна. Ud должно регулироваться от нуля до Ud max . Перевести УИ в режим работы приемника энергии, т.е. обеспечить рекуперацию энергии из цепи нагрузки в сеть переменного тока можно только при изменении направления тока Id . Для этого УИ должен представлять собой реверсивный ТП с двумя комплектами вентильных групп. Данное обстоятельство усложняет схему и исполнение ПЧ с АИН, что является его недостатком. Для варианта ПЧ с АИТ управляемый источник должен обеспечивать постоянство входного тока инвертора Id независимо от скорости асинхронного двигателя - нагрузки ПЧ. Ток Id должен определяться только величиной Uз.т. на входе УИ. При постоянной величине Uз.т. условию Id = const соответствует работа УИ в режиме источника тока, что достигается с помощью обратных связей и введением в цепь постоянного тока реактора с большой индуктивностью. Так как направление тока Id не должно изменяться, то для перевода УИ в инверторный режим работы, т.е. для рекуперации энергии в сеть, требуется изменение полярности напряжения на выходе УИ. Это условие может быть выполнено на нереверсивном ТП с одной вентильной группой путем перевода его в режим работы инвертора, ведомого сетью. Это, как известно, достигается изменением величины угла управления  со значений < 90 на значения > 90. Данное обстоятельство является достоинством ПЧ с АИТ, т.к. его схема содержит меньшее число силовых вентилей, чем схема ПЧ с АИН. Однако ПЧ с АИТ не может работать без обратных связей по напряжению или скорости двигателя, которые должны обеспечить ему установившиеся режимы работы. 5.1.1. Система управления инвертором. Регулирование частоты выходного напряжения или тока (fn) ПЧ осуществляется системой управления инвертором, функциональная схема которого показана на рис 77. Схема включает в свой состав задающий генератор частоты ЗГ, преобразующий аналоговый сигнал управления Uуf в колебания прямоугольной формы с частотой fз.г., распределитель импульсов РИ, преобразующий колебания ЗГ в синхронизированную по частоте и фазе трехфазную систему импульсов и распределяющий импульсы по шести каналам управления тиристорами инвертора, формирователь управляющих импульсов ФИ, формирующий импульсы управления тиристорами по мощности, форме и длительности. Для каждого блока, входящего в состав системы управления, следует различать его реальные физические входные и выходные величины (напряжение, уровень импульсов напряжения и тока) и функциональные (напряжение и частота). В качестве задающего генератора в ПЧ обычно используется генератор прямоугольных колебаний. Его выходное напряжение имеет форму двуполярных прямоугольных колебаний, частота которых пропорциональна управляющему напряжению Uуf. В функциональном отношении ЗГ может рассматриваться, как безинерционное звено с линейной характеристикой и передаточным коэффициентом: (5-73) В построении схем распределителя импульсов могут быть использованы различные принципы. В соответствии с использованием того или иного принципа основу распределителя импульсов могут составлять кольцевые коммутаторы, диодные матрицы, схемы совпадений. Функционально распределители импульсов РИ всех видов работают одинаково. На шести выходных каналах РИ по числу тиристоров в АИ выделяются узкие синхронизирующие импульсы. Возникая в каждый полупериод ЗГ, импульсы передаются поочередно на выходные каналы 1,2,...6 и снова 1,2,...6 и т.д. В результате импульсы следуют от канала к каналу с частотой 2fз.г., а в каждом отдельном канале- с частотой (2fз.г.)/6 = (fз.г.)/3. Таким образом, относительно каждого выходного канала РИ оказывается делителем частоты с передаточным коэффициентом: (5-74) Полученные синхронизирующие импульсы усиливаются и расширяются с помощью формирователей импульсов ФИ, т.е. приобретают параметры, необходимые для надежного включения тиристоров автономного инвертора. Функционально формирователь управляющих импульсов представляет собой усилительное звено с передаточным коэффициентом: (5-75) В целом система управления инвертором, образующая канал частоты ПЧ, представляется линейным и безинерционным звеном с результирующим передаточным коэффициентом: (5-76) 5.1.2. Автономный инвертор тока. Автономный инвертор функционально отличается от выпрямителя только направлением преобразования. Электрическая энергия цепи постоянного тока преобразуется в энергию 3-х фазной системы переменного тока. Автономный инвертор функционально не отличается от инвертора, ведомого сетью. Схема включения тиристоров последнего остается той же, что и у управляемого выпрямителя. Точно так же основу 3-х фазного автономного инвертора составляет такая же, как и для выпрямителя мостовая схема с шестью рабочими управляемыми тиристорами. Аналогичной будет и диаграмма очередности включения рабочих тиристоров, в соответствии с которой включающие импульсы поступают на вентильную группу с фазовым сдвигом 60 один относительно другого. В отличие от ТП постоянного тока, в котором рабочий интервал составляет 120 () в автономном инверторе этот интервал, в принципе, может изменяться в пределах 0<<180. Этот факт объясняется различием в процессах коммутации тиристоров в ТП и в автономном инверторе. В ТП используется естественная коммутация вентилей, при которой тиристоры запираются автоматически напряжением питания в моменты появления отрицательных потенциалов на анодах. Поэтому в 3-х фазной схеме в режиме непрерывных токов =120=const. Автономный инвертор- преобразователь с так называемой искусственной коммутацией. Тиристоры включены на напряжение постоянного тока с неизменной полярностью. Для запирания включенного тиристора требуется искусственным путем с помощью специального коммутирующего устройства создать на катоде положительный потенциал относительно анода. В результате этого создается возможность в любой момент времени не только включать, но и выключать тиристоры. При этом максимальное заполнение периода импульсом напряжения будет иметь место при =180. Обычно в инверторах реализуется продолжительность включенного состояния тиристоров в 120, либо в 180. При таких значениях угла  высокое заполнение периода импульсом напряжения достигается симметричными и простыми схемами управления. На рис 78 приведена схема 3-х фазного АИТ с интервалом проводимости =120. Кроме рабочих тиристоров VS1 -VS6 в схему входят реактор L, обеспечивающий постоянство входного тока Id, конденсаторы С13, С15, С35, С42, С62, С46, участвующие в искусственной коммутации, и отделительные диоды VD1 - VD6, исключающие разряд конденсаторов через нагрузку в рабочие интервалы тиристоров. Процесс запирания тиристоров происходит следующим образом. Пусть рабочий ток пропускают VS1 и VS2, а С13 заряжен с положительным зарядом на левой обкладке. Сигналом на выключение VS1 является включающий импульс, подаваемый на VS3. При этом VS3 включается, а VS1 запирается конденсатором С13. Ток разряда этого конденсатора проходит по цепи: - левая обкладка- С13 - VS1 (в непроводящем направлении) - VS3 - правая обкладка С13. Рис.78 Этот процесс- первый этап коммутации тока в фазах нагрузки. Второй этап должен закончиться снижением до нуля тока в фазе “а” и возрастанием тока в фазе “b” до значения Id. После выключения VS1 рабочий ток продолжает протекать по фазе “а”, но уже через VS3, С13 и VD1. Конденсатор С13 перезаряжается рабочим током, и при изменении полярности на его обкладках ток в фазе “а” (ia) начинает уменьшаться, а ток в фазе “b” (ib) - увеличиваться. Снижение “ia” обусловлено тем, что напряжение С13 при его перезаряде направлено встречно протекающему через емкость току “ia”. Процесс заканчивается, когда (ia = 0), а (ib = Id), при этом С13 полностью перезаряжен с положительным зарядом на правой обкладке. Работа инвертора без учета процессов коммутации (точнее, при мгновенной коммутации токов в фазах нагрузки) иллюстрируется рис 79. В соответствии с диаграммой очередности включения тиристоров (рис 79 а) строится диаграмма включенного состояния тиристоров каждой фазы (рис 79 б). Включенное состояние тиристоров изображается прямоугольниками, положительными для VS1, VS3, VS5, имеющих общий анод, и отрицательными для VS2, VS4, VS6, имеющих общий катод. В периоде работы инвертора имеет место шесть различных состояний, которые сменяются через каждые 60 (рис 79 в). Для каждого состояния известно, через какую пару тиристоров и, соответственно, какую пару выводов двигателя и с каким направлением проходит рабочий ток ПЧ (рис 79 г). Относительно выводов a, b, c, обозначающих угловое положение обмоток статора, ток можно рассматривать как некоторый пространственный вектор Iп. В пределах одного периода вектор Iп делает один оборот, поворачиваясь мгновенно через каждую 1/6 периода на 60. Такому вращению вектора Iп соответствуют временные диаграммы мгновенных токов ПЧ: линейного тока для любой схемы включения статорной обмотки двигателя, имеющего прямоугольную форму (рис 79 б), и фазного тока для схемы “треугольник”, имеющего пирамидоидальную форму (рис 79 е). Аналогично описанному работает и АИН с =120, но с той разницей, что его выходной координатой будет не вектор Iп, а вектор ЭДС ПЧ Eп, который относительно фаз двигателя поворачивается дискретно так же, как и вектор Iп в АИТ. Рис.79 5.1.3. Автономный инвертор напряжения. На рис 80 дана схема АИН с рабочим интервалом включенного состояния тиристоров =180. В отличие от АИТ схема АИН имеет обратный диодный мост VD1 - VD6, который создает цепь для обратного направления тока в процессе коммутации тиристоров, а также в режиме рекуперации энергии АИН. Рис. 80 Различие схем АИН с =120 и =180 состоит в коммутирующих устройствах. В схеме с =120 в коммутации поочередно участвуют два тиристора из одной и той же группы- анодной или катодной. В схеме с =180 коммутируются тиристоры из разных групп: один из анодной, другой из катодной, но относящиеся к одной фазе. Процесс выключения тиристоров осуществляется следующим образом. Пусть рабочий ток протекает через включенный VS1. При этом конденсатор С1 разряжен, а С4 - заряжен с положительным потенциалом на верхней обкладке. Для запирания VS1 подается включающий импульс на VS4. Через включенный VS4 происходит разряд С4. Изменение тока в нижней части коммутирующего реактора Lk вызывает в его верхней части появление ЭДС, направленной встречно Ud, под действием которой протекает ток по цепи: Lk - VS1 - С1 - Lk. Этот ток через VS1 проходит в непроводящем направлении. Он выключает этот тиристор. Конденсатор С1, более не закороченный VS1, заряжается так, что (Uc1 + Uc2 = Ud) и (ic1 = ic4), а ток нагрузки в фазе “а” двигателя (ia = ic1 + ic4 - iVS4). Процесс коммутации заканчивается, когда (Uc4 = 0), а (Uc1 = Ud), хотя некоторое время занимает еще послекоммутационный период затухания тока реактора в короткозамкнутом контуре Lk - VS4 - VD4 - Lk. Далее , когда (ic1 = ic4 = 0), через VS4 протекает рабочий ток фазы “а” противоположного направления. Для получения информации о форме, величине и фазе выходной ЭДС инвертора строят диаграммы работы АИН, исходя из очередности включения тиристоров с учетом, что =180. (рис 81). Рис. 81 При работе АИН с =180 в каждый момент времени включены только три тиристора: два из одной группы и один из другой. Шести состояниям инвертора (рис 81) соответствует шесть положений вектора En относительно выводов нагрузки (рис 81г). Линейное напряжение на нагрузке из-за поочередного потенциального объединения двух выводов может принимать одно из двух значений: Ud и 0 (рис 81д). При соединении нагрузки в треугольник фазное напряжение равно линейному. При соединении в звезду две фазы оказываются включенными параллельно между собой и последовательно с третьей фазой. Следовательно, фазное напряжение может быть равным по абсолютному значению 1/3Ud или 2/3Ud (рис 81е). Таким образом, выходная координата у ПЧ- мгновенный ток ia (АИТ) или мгновенная ЭДС en (АИН)- имеет две формы: прямоугольную для линейного тока АИТ и линейной ЭДС АИН с =180 и пирамидальную для фазной ЭДС АИН с =180 в схеме нагрузки * и фазного тока АИТ в схеме нагрузки . Главными преимуществами двухзвенных ПЧ с промежуточным звеном постоянного тока являются: 1. Возможность получения на выходе преобразователя плавно регулируемой частоты полностью покрывающей потребности электроприводов различного назначения. 2. Возможность использования относительно простых силовых схем и систем управления ПЧ. 3. Возможность наращивания сложности силовой части и системы управления преобразователя соразмерно уровню повышения требований к электроприводу, не допуская чрезмерной избыточности системы. 4. Легкость трансформации ПЧ для работы в установках с питанием электрооборудования от автономных источников, либо локальной сети постоянного тока. Основные недостатки ДПЧ с промежуточным звеном постоянного тока: 1. Двукратное преобразование энергии, что увеличивает потери энергии и ухудшает массогабаритные показатели преобразователя. 2. Наличие в звене постоянного тока силового фильтра, как неотъемлемого элемента системы регулирования напряжения. Являясь реактивным носителем энергии, силовой фильтр звена постоянного тока существенно влияет на динамику ПЧ и ограничивает динамические возможности электропривода. Это проявляется при амплитудно–импульсном (осуществляемом за счет выпрямителя) регулировании величины выходного напряжения ДПЧ. Отмеченный недостаток преодолевается лишь при переходе от амплитудно–импульсного к широтно–импульсному формированию и регулированию выходного напряжения ДПЧ, осуществляемому за счет автономного инвертора. Анализ истории развития ДПЧ позволяет выделить три характерных этапа. Первый этап характеризуется освоением серийного производства и промышленным использованием ДПЧ, выполненных по схеме «управляемый тиристорный выпрямитель–LC фильтр–автономный тиристорный инвертор напряжения с принудительной коммутацией». Такие ДПЧ рассмотрены нами в параграфах 5.1.0–5.1.3. Основные недостатки преобразователей, освоенных на первом этапе, это несинусоидальность выходного тока и неравномерность вращения двигателя при малых частотах, что ограничивает диапазон регулирования скорости. К недостаткам нужно отнести ограничение быстродействия, связанное с наличием силового фильтра в системе амплитудного регулирования выходного напряжения, несинусоидальность тока, потребляемого из сети и низкий «сетевой» коэффициент мощности. Последнее обусловлено свойствами управляемого выпрямителя (УИ) с естественной коммутацией и фазовым управлением. Второй этап характеризуется разработкой новых двухзвеньевых полупроводниковых преобразователей частоты, выполненных по схеме: «неуправляемый выпрямитель–LC фильтр–транзисторный автономный инвертор с широтно–импульсной модуляцией выходного напряжения» (рис.82). Понятие «широтно–импульсная модуляция» отличается от «широтно–импульсного регулирования» тем, что оно включает в себя процесс создания желаемой формы регулируемой переменной (напряжения или тока). Эта форма создается как средняя величина за каждый последующий интервал повторяемости при широтно–импульсном регулировании. Например, если необходимо получить переменное напряжения синусоидальной формы, оно формируется из последовательности импульсов малой длительности у основания синусоиды и широких импульсов вблизи амплитудного значения синусоиды (рис.83). Рис.82. Двухзвенный преобразователь частоты с неуправляемым выпрямителем и транзисторным АИН Рис.83. Диаграмма напряжения к понятию широтно–импульсная модуляция. В рассматриваемой системе за счет усложнения алгоритма переключения силовых ключей на инвертор возложена функция как регулирования частоты и амплитуды основной гармоники, так и формирование синусоидального выходного напряжения инвертора. При этом в звене постоянного тока напряжение остается неизменным. Переход от амплитудно–импульсного к широтно–импульсному способу формирования и регулирования выходного напряжения существенно изменил свойства преобразователей частоты. Во–первых, существенно приблизилась к синусоиде форма выходного тока и соответственно улучшилась равномерность вращения двигателей, расширился диапазон регулирования скорости. Во–вторых, значительно повысилось быстродействие электропривода, т.к. силовой фильтр на выходе нерегулируемого выпрямителя оказался фактически исключенным из каналов регулирования параметров выходного напряжения преобразователя. И, наконец, существенно улучшается коэффициент мощности преобразователя, как потребителя электроэнергии. На основе таких преобразователей оказалось возможным создание -усовершенствованных регулируемых электроприводов как массового применения, так и специализированных, удовлетворяющих весьма высоким требованиям, например, транзисторных частотно–регулируемых асинхронных электроприводов подачи металлорежущих станков с диапазоном регулирования скорости порядка 1:1000. Быстро росло количество фирм–производителей преобразовательной техники для электропривода переменного тока, расширилась номенклатура изделий, улучшилось их качество. Интенсивному развитию преобразователей частоты на этом этапе способствовали значительные успехи в создании новых силовых полупроводниковых приборов, интегрированных схем и других средств микропроцессорного управления. Тем не менее на данном этапе оказались недостаточно полно проработаны некоторые вопросы энергосбережения и качества энергопотребления. Так выпрямитель не позволяет осуществлять работу электропривода с рекуперацией энергии в сеть, что ограничивает его возможности. Третий этап характеризуется помимо достоинств ДПЧ второго этапа решением вопросов энергосбережения. Эти вопросы решаются на базе использования в звене постоянного тока выпрямителей на полностью управляемых полупроводниковых приборах. Эти выпрямители получили название активных выпрямителей. Структуру силовых цепей двухзвенного ПЧ с активным выпрямителем напряжения иллюстрирует рис.84 . Рис.84. Структура силовых цепей ДПЧ с активным выпрямителем и автономным инвертором напряжения. В силовой цепи последовательно включены активный выпрямитель напряжения (АВН), фильтр Ф и автономный инвертор напряжения (АИН). Силовые полупроводниковые переключающиеся элементы выпрямителя и инвертора, обладающие полной управляемостью и двусторонней проводимостью тока, условно показаны в виде ключей. Выпрямитель АВН, выполненный по трехфазной мостовой схеме, преобразует напряжение питающей сети переменного тока в стабилизированное напряжение постоянного тока Ud на конденсаторе фильтра. Трехфазный мостовой АИН работает в режиме широтно–импульсной модуляции (ШИМ) и преобразует это постоянное напряжение в переменное напряжение на выходе АИН с требуемыми значениями частоты и амплитуды основной гармоники. Это обеспечивает благоприятную форму тока двигателя и равномерность его вращения в широком диапазоне скоростей. Активный выпрямитель выполняется по схеме, полностью идентичной схеме инвертора и по существу представляет собой обращенный АИН, также работающий в режиме ШИМ. Помимо функций преобразования электроэнергии переменного напряжения в постоянное, активный выпрямитель инвертирует постоянное напряжения фильтрового конденсатора Ud в импульсное напряжение на своих зажимах переменного тока А1, В1 и С1. Эти зажимы связаны с питающей сетью посредством буферных реакторов БР. В отличие от регулируемой рабочей (полезной) частоты напряжения, которая создается в точках А, В, С, формируемая частота напряжения на зажимах переменного тока активного выпрямителя напряжения (точки А1, В1, С1) постоянная и равна частоте питающей сети. Разность мгновенных значений синусоидального напряжения на зажимах А1, В1, С1 воспринимаются буферными реакторами БР, являющимися неотъемлемыми элементами системы. Благодаря использованию режима ШИМ импульсное напряжение, формируемое активным выпрямителем на стороне переменного тока (точки А1, В1, С1), имеют благоприятный гармонический состав, в котором основная гармоника и высшие гармоники существенно отличаются по частоте. Это создает благоприятные условия для фильтрации высших гармоник тока, потребляемого из питающей сети буферными реакторами. Таким образом, решается задача потребления из сети практически синусоидального тока. Фазовый угол потребляемого тока зависит от соотношения амплитуд и фазовых углов напряжений, приложенных к реакторам со стороны сети и со стороны активного выпрямителя. Варьируя с помощью системы управления АВН фазовыми параметрами основной гармоники его переменного напряжения на зажимах А1, В1, С1, можно обеспечить потребление из сети необходимого тока с заданным фазовым углом. Иными словами, можно обеспечить работу преобразователя частоты с заданным значением коэффициента мощности, например, близким к единице, либо «опережающим», либо «отстающим». Поэтому преобразователь частоты с активным выпрямителем в принципе может быть использован в системе электроснабжения как нейтральный элемент, либо как источник, либо как потребитель реактивной мощности. Как коммутатор тока активный выпрямитель напряжения преобразует потребляемый из сети переменный, близкий к синусоидальному ток, в пульсирующий выходной ток, содержащий постоянную и переменную составляющие. Переменная составляющая замыкается через буферный конденсатор, который ограничивает пульсации напряжения Ud в звене постоянного тока. Эти пульсации связаны и определяются переменной составляющей выходного тока АВН. Заметим, что данный конденсатор выполняет ту же функцию и по отношению к переменной составляющей тока потребляемого автономным инвертором (АИН) двухзвенного ПЧ. Постоянная составляющая выходного тока АВН подпитывает конденсатор, компенсируя расход постоянного тока, отдаваемого во входную цепь АИН. Имеется литература, в которой описываются эти взаимосвязанные процессы и рассматриваются математические модели АИН и АВН. Как преобразователь энергии постоянного тока в энергию переменного тока АИН обладает чрезвычайно ценным свойством – возможностью двухстороннего энергетического обмена между сетями постоянного и переменного тока. Это свойство сохраняется и в инверсной схеме включения АИН в качестве активного выпрямителя. В итоге двухзвенный ПЧ с активным выпрямителем обеспечивает двухсторонний энергетический обмен между питающей сетью и электродвигателем. Благодаря этому возможно построение энергосберегающих систем электропривода в различных сферах применения с высоким качеством потребления электроэнергии. Аналогичные результаты обеспечивает применение активных выпрямителей и в двухзвенных ПЧ с автономным инвертором тока. В них используются те же принципы, что и в ПЧ с автономным инвертором напряжения, поэтому такую систему мы подробно не рассматриваем. 5.2.0. Преобразователи частоты с непосредственной связью нагрузки с сетью. Данный класс ПЧ, получивший название “Непосредственные преобразователи частоты” (НПЧ), характерен однократным преобразованием энергии. Потребляемая из сети переменного тока электроэнергия с неизменными напряжением и частотой преобразуется в одном силовом устройстве в энергию переменного тока с регулируемыми по амплитуде и частоте напряжением и током нагрузки, в качестве которой служит 3-х фазный двигатель. В структурном отношении НПЧ весьма прост, его основу составляет реверсивный ТП постоянного напряжения. Если изменять управляющее напряжение ТП по синусоидальному закону с определенной частотой, то на выходе преобразователя получим выпрямленную ЭДС, синусоидально изменяющуюся с той же частотой и приложенную к однофазной нагрузке переменного тока. Изменяя частоту и амплитуду управляющего сигнала, будем изменять соответственно частоту и амплитуду выходной ЭДС. Очевидно, что для 3-х фазной нагрузки потребуется три комплекта реверсивных ТП, работающих с синхронизированным сдвигом фаз в 120 по выходной частоте НПЧ. Число фаз входного и выходного напряжений НПЧ является весьма существенным признаком их классификации, т.к. оно в значительной мере определяет структуру построения схемы преобразователя. Рассмотрим принцип работы НПЧ с естественной коммутацией на примере трехфазно- однофазной схемы (рис 82). В схеме преобразователя можно выделить две группы тиристоров: 1- катодную (V1; V2; V3) и 2- анодную (V4; V5; V6). Допустим, что нагрузка zн активная. Включающие импульсы в процессе работы поступают на тиристоры катодной и анодной групп поочередно. Когда включающие импульсы, синхронизированные по частоте с напряжением питающей сети, подаются последовательно на тиристоры V1, V2, V3 катодной группы, она работает в режиме выпрямления (по 3-х фазной нулевой схеме), формируя на нагрузке положительную полуволну выходного напряжения относительно нулевого вывода трансформатора. Угол управления тиристоров- . При работе тиристоров V4, V5, V6 анодной группы на нагрузке относительно нулевого вывода трансформатора формируется отрицательная полуволна напряжения. В результате цикличной работы групп 1 и 2 на нагрузке создается переменное напряжение с частотой основной гармоники f2, более низкой, чем частота питающей сети f1. Частота f2 определяется временем, в течение которого проводят ток тиристоры каждой группы. Изменением угла  можно регулировать выходное напряжение. Для исключения постоянной составляющей в напряжении на нагрузке время работы катодной и анодной групп должно быть одинаковым. На рис 83 представлена диаграмма выходного напряжения при активной нагрузке. Из диаграммы видно, что тиристоры катодной группы вступают в работу только после спада до нуля полуволны напряжения, формируемой анодной группой, и наоборот. Это объясняется тем, что тиристор находится во включенном состоянии до тех пор, пока ток, протекающий через него (в рассматриваемом случае ток совпадает по фазе с напряжением), ни спадет до нуля. В трехфазно- однофазной схеме тиристоры каждой группы коммутируют между собой (внутригрупповая коммутация) через интервал, равный 2/3. В общем случае, при пульсности, равной mn этот интервал составляет (2/mn) радиан. Поэтому без учета угла коммутации можно записать следующее выражение для длительности одной полуволны выходного напряжения: (5-77) где: n- число участков синусоид в полуволне выходного напряжения. (-(2/mn))- угол, обусловленный подъемом от нуля до точки естественной коммутации переднего фронта полуволны выходного напряжения плюс угол, обусловленный спаданием до нуля заднего фронта этой полуволны. В общем случае при пульсности выпрямленного напряжения mn связь частот выходного и входного напряжений выражается соотношением: (5-78) где f1 и f2 - частоты входного и выходного напряжений (основной гармоники). Из (5-78) видно, что частота выходного напряжения f2 может принимать только дискретные значения при изменении числа n (n= 1,2,3,4...). Например, при пульсности mn = 3 и частоте f1= 50 Гц частота f2 может принимать значения: (50; 30; 21,45; 16,66) Гц и т.д. При пульсности mn = 6 и частоте f1 =50 Гц частота f2 может принимать значения: (50; 37,5; 30; 25; 21,45; 18,75) и т.д. Нужно иметь в виду, что при 3-х фазной нагрузке необходимо обеспечить сдвиг фаз выходного напряжения на 120. Поэтому далеко на все указанные частоты выходного напряжения могут быть использованы. При активно- индуктивной нагрузке моменты прохождения через нуль полуволны выходного напряжения не соответствуют нулевым значениям токов нагрузки, т.к. индуктивность нагрузки обусловливает запаздывание тока относительно напряжения. Для того, чтобы в этом случае обеспечить протекание тока под действием ЭДС нагрузки в питающую сеть (что соответствует возврату в сеть энергии, накопленной в индуктивности, т.е. ее рекуперации), соответствующую тиристорную группу нужно перевести в инверторный режим работы. Например, если группа тиристоров “1” работала в выпрямительном режиме с углом управления , то, начиная с определенного момента, включающие импульсы тиристоров группы “1” начинают поступать со сдвигом относительно напряжений питающей сети на угол  в сторону опережения. Такое следование импульсов соответствует инверторному режиму работы тиристоров. Источником постоянного напряжения, под воздействием которого протекает инвертируемый ток, в данном случае является нагрузка, а точнее ее индуктивная составляющая. В результате инверторного режима работы части тиристоров группы “1” происходит возврат энергии, накопленной в индуктивности, в сеть и спадание тока нагрузки до нуля. Затем система управления преобразователем обеспечивает аппаратную паузу п после которой начинает работать в выпрямительном режиме группа тиристоров “2”, часть из которых переходит в заданный программой управления момент в инверторный режим. Далее рассмотренные процессы периодически повторяются. НПЧ часто выполняются на основе групп тиристоров, каждая из которых имеет конфигурацию 3-х фазной мостовой схемы. В электроприводе используются обычно НПЧ с 3-х фазной системой напряжения на выходе. Структурная схема такого НПЧ изображена на рис 87. Новым элементом в этой схеме по сравнению с реверсивным ТП оказывается задающее устройство ЗУ, которое формирует в соответствии с заданием на амплитуду Uз А и частоту Uз f управляющие напряжения Uу1, Uу2, Uу3, образующие 3-х фазную систему. Для частотного управления электропривода переменного тока средней и большой мощности применяется мостовые схемы вентильных групп (рис 88). Вентильная группа для каждой фазы нагрузки состоит из двух подгрупп ВГ1 и ВГ2, образующих два моста, соединенных встречно- параллельно. Если вентильные группы подключены параллельно к одному источнику питания, как показано на рис 88, то фазы нагрузки должны быть гальванически развязаны друг от друга. При электрически объединенной 3-х фазной нагрузке с целью устранения короткозамкнутых контуров вентильные группы 1ВГ, 2ВГ и 3ВГ должны получать питание от индивидуальных вторичных обмоток трансформатора. Входная коммутационная аппаратура, токоограничивающие реакторы и защитные цепи на схеме не показаны. Анализируя формулу (5-78), а также учитывая необходимость сдвига фаз выходного напряжения при 3-х фазной нагрузке на 120 приходим к выводу, что максимальная частота, реализуемая в шестипульсных НПЧ, примерно в два раза меньше частоты питающей сети. Этот факт является недостатком НПЧ, используемых в системах электропривода. Сниженная частота НПЧ по сравнению с номинальной частотой сети приводит к недоиспользованию двигателя по скорости, а следовательно, и по мощности. Рис.88 Поэтому целесообразно применение асинхронных двигателей с номинальной частотой питания меньше 50 Гц. Однократное преобразование энергии переменного тока с высоким КПД делает НПЧ перспективным преобразователем, управляющим наиболее массовым и дешевым типом двигателя- асинхронным двигателем с короткозамкнутым ротором. Структурная идентичность НПЧ с реверсивным ТП постоянного тока является предпосылкой для схемной и конструктивной унификации данных преобразователей. Выполненная в виде унифицированного блока- модуля шестивентильная тиристорная группа может использоваться, как составляющая часть при построении ТП постоянного тока, а также НПЧ. Основными достоинствами НПЧ с естественной коммутацией являются: 1. Относительно высокий КПД, что достигается благодаря однократному преобразованию электрической энергии. 2. Возможность двухстороннего обмена энергией между питающей сетью и двигателем, что обеспечивает как двигательные, так и тормозные режимы электропривода с рекуперацией энергии в сеть. 3. Возможность использования естественной коммутации вентилей с неполным управлением, что позволяет отказаться от устройств принудительной коммутации, снижающих экономичность, надежность, перегрузочную способность и ухудшающих массогабаритные показатели преобразователя частоты. 4. Возможность получения сколь угодно низких частот выходного напряжения преобразователя и обеспечения равномерного вращения двигателя на малых скоростях. 5. Практически неограниченная мощность НПЧ. 6. Возможность конструирования преобразователей по блочно–модульному принципу, обеспечивающему удобство эксплуатации и резервирования. Основные недостатки НПЧ: 1. Ограничение максимальных значений выходной частоты на уровне порядка 0,5 от частоты сети. 2. Наличие субгармоник и постоянных составляющих выходного напряжения и тока при неблагоприятных соотношениях частот на входе и выходе преобразователя. 3. Низкий коэффициент мощности, несинусоидальность входных токов преобразователя частоты как потребителя в системе электроснабжения. 4. Сложность (многоэлементность) силовых цепей и цепей управления, что является оправданным лишь при выполнении ПЧ на сравнительно большие мощности. В связи с этим НПЧ получили применение в основном для регулируемых тихоходных синхронных и асинхронных электроприводов средней и большой мощности. Здесь используются НПЧ с естественной коммутацией, получившие название циклоконверторы. Параллельно с циклоконверторами разрабатывались НПЧ с принудительной коммутацией, реализация которых ориентирована на полностью управляемые ключи переменного тока. 6.0.0. Аварийные режимы работы ТП и защита ТП от коротких замыканий, перегрузок и перенапряжений. При эксплуатации ТП могут возникать по различным причинам аварийные режимы работы. В основном эти причины обусловлены выходом из строя элементов непосредственно в преобразователе и авариями в цепях нагрузки. В первом случае характерными авариями (такие аварии называются внутренними) являются пробой тиристоров, исчезновение управляющих импульсов или нарушение программы их формирования, различного рода повреждения внутреннего монтажа преобразователя и т.д. Типовыми авариями в цепях нагрузки (внешние аварии) являются короткие замыкания и обрывы цепей. При внешних авариях причина возникновения аварийного процесса не зависит от состояния полупроводниковых приборов и находится вне силовой части преобразователя. К ним относятся короткие замыкания на шинах переменного и выпрямленного тока, недопустимая перегрузка или короткое замыкание у потребителя, опрокидывание инвертора. Внешние аварии могут вызвать выход из строя одного или всех вентилей и развитие внутренней аварии. 6.10 Средства и способы защиты от коротких замыканий и перегрузок. 6.1.1. Защита запиранием тиристоров. Выполняется несколькими способами: а) быстродействующая токовая отсечка - при достижении током порогового значения (тока отсечки) СИФУ увеличивает угол управления (a),предотвращая тем самым дальнейшее увеличение тока; б) прекращение подачи включающих импульсов на управляющие электроды; в) прекращение подачи включающих импульсов с принудительным гашением тиристоров. Наиболее эффективным видом защиты из перечисленных способов является третий вид, в котором используется принудительное выключение тиристоров. Такая защита состоит из трех функциональных узлов: датчика тока, элемента сравнения и преобразования сигнала и исполнительного органа защиты. Функциональная схема защиты приведена на рис.89. Рис. 89 В основу работы защиты положен способ выключения рабочих тиристоров VR с помощью коммутирующего конденсатора CK. Этот конденсатор предварительно заряжается до напряжения UK от зарядного устройства ЗУ. Конденсатор CK подключен к анодам защищаемых рабочих тиристоров VR и к общему катоду через коммутирующий тиристор VK. При подаче включающего импульса на управляющий электрод VK последний включается и конденсатор CK оказывается подключенным параллельно рабочему тиристору VR .Быстро нарастающий разрядный ток конденсатора направлен навстречу току нагрузки IH и переводит тиристоры VR в закрытое состояние. Одновременно включается вспомогательный тиристор VBСP., закорачивающий цепи управляющих электродов защищаемых тиристоров, и тем самым снимающий управляющие импульсы, поступающие из СИФУ. Командный импульс на срабатывание защиты UO поступает на управляющие электроды тиристоров VK и VBСP. от элемента сравнения э.ср. Последний сравнивает величину напряжения UT , поступающего с датчика тока ДТ, с напряжением уставки U3.T., и при превышении током заданного значения вырабатывает сигнал на отключение. Главным достоинством этой защиты является ее высокое быстродействие. После включения тиристора VK рабочие тиристоры выключаются за время 20¸30 микросекунд. Полное время действия защиты несколько больше из-за запаздывания, вносимого датчиком тока и элементом сравнения, но, тем не менее, за время 100¸200 микросекунд токи короткого замыкания не успевают вырасти до больших значений. Недостатком защиты с принудительным гашением, ограничивающим ее применение, является ее сложность. Поэтому используются другие виды защиты, а часто и несколько сразу. 6.1.2.Защита посредством автоматических выключателей (автоматов). При питании ТП от трансформаторов мощностью 750-1000кВА (они наиболее распространены на заводских подстанциях) токи короткого замыкания могут достигать значений 20000-30000А т.е. превышать номинальные токи тиристоров в десятки раз. Тиристоры могут выдерживать такие токи лишь несколько миллисекунд. Но автоматические выключатели обычного исполнения (АЗ 100, АП-50, АК-63 и др.) имеют время отключения порядка 15¸45 миллисекунд. За это время тиристоры, как правило, успевают разрушиться. Таким образом, защитить тиристоры от к.з. посредством автоматических выключателей обычного исполнения без применения дополнительных мер невозможно т.к. быстродействие их недостаточно. Для того, чтобы защита автоматами была эффективной, необходимо ограничить величину тока к.з. до такого значения IК ДOP, чтобы за время отключения автоматического выключателя тиристоры не успевали выйти из строя. Для ограничения токов к.з. на вход ТП со стороны переменного тока включаются реакторы. Токоограничивающие реакторы одновременно ограничивают и скорость нарастания тока тиристоров (di/dt )при их включении, а при питании от одного общего трансформатора нескольких преобразователей уменьшают их взаимное влияние друг на друга из-за искажения формы синусоиды питающего напряжения (коммутационные провалы). Т.к. реакторы не должны уменьшать свою индуктивность при токах к.з., они выполняются воздушными без стального сердечника. В то же время следует учитывать, что при включении реакторов ток к.з. может снизиться настолько, что окажется меньше тока срабатывания автомата, т.е. чувствительность защиты окажется недостаточной. Кроме того, при уменьшении кратности тока к.з. (IK / IНОМ) время отключения автомата увеличивается. Поэтому даже при включении в подводящие провода токоограничивающих реакторов защитить ТП с помощью автоматов обычного исполнения все равно не удается. Для обеспечения требуемой чувствительности и надежности действия защиты следует применять автоматы специального исполнения с пониженной кратностью тока срабатывания максимального расцепителя (например, серии АП-ЗИТ-3,5, у которых ток срабатывания превышает номинальный в 3,5раза, а не в 10¸14 раз, как у автоматов обычного исполнения серии АП-ЗИТ или АЗ100). Если в цепи выпрямленного тока вероятны частые короткие замыкания, то нужно применить защиту при помощи автоматических выключателей постоянного тока. Защита на стороне выпрямленного тока должна обязательно устанавливаться в случае использования рекуперативного торможения, т.е. инверторного режима работы ТП. Следует отметить, что громоздкость и дороговизна большинства типов автоматических выключателей постоянного тока (например, выключателей типа ВАБ) ограничивают их применение. Недостатком автоматических выключателей является возникновение перенапряжений при отключении аварийных токов. При использовании автоматов защита обычно выполняется таким образом, что одновременно с отключением автомата снимаются управляющие импульсы с тиристоров. 6.1.3. Защита плавкими предохранителями. При выборе тиристоров без многократного запаса по току плавкие предохранители общепромышленных типов так же, как и обычные автоматы, не могут обеспечить защиту тиристоров от действия токов к.з. так как срабатывают недостаточно быстро. Перегрузочная способность тиристора или неуправляемого вентиля (при импульсах тока длительностью до 10 мс ) определяется интегралом произведения квадрата тока на время его действия (i2 t) ДОП. Для обеспечения защищенности полупроводниковых приборов устройства защиты должны обеспечить ограничение амплитуды и длительности аварийного тока такими значениями, чтобы обеспечивалось основное соотношение защищенности t ò i2dt £ ( i2t ) доп (6-79) o где t - время действия аварийного тока до полного его исчезновения; (i2t)ДОП - допустимая перегрузочная способность полупроводникового прибора. Левая часть выражения (6-79) представляет собой величину, пропорциональную количеству тепла, выделяемого при прохождении электрического тока за определенный промежуток времени, а правая - допустимое для вентиля значение. Поэтому величины (i2t)ДОП называют также тепловыми эквивалентами. Применительно к плавким предохранителям необходимо, чтобы время плавления и отключения предохранителя были меньше того времени, в течение которого наступает разрушение тиристора. Для этого необходимо, чтобы так называемый полный интервал предохранителя был меньше теплового эквивалента тиристора, т.е. t2 кЗ ( ò i2 dt )пред £ ( i2t )доп тир (6-80) о где t2 - полное время отключения предохранителя от начала короткого замыкания до гашения дуги; кЗ=1,2¸1,5 - коэффициент запаса; Условию (6-80) отвечают только специальные быстродействующие плавкие предохранители (ПНБ; ПНБМ; ПБВ; ПРС; ПБФ). Быстродействующие плавкие предохранители по быстродействию превосходят автоматические выключатели. Если номинальный ток предохранителя соответствует номинальному току вентиля (близок к предельному току) и в плечах преобразователя не используется параллельное соединение вентилей, то условие (6-80) для многих типов даже быстродействующих предохранителей не выполняется. То есть, даже специальные быстродействующие предохранители не всегда могут защитить тиристоры, если не применены дополнительные меры по повышению надежности защиты. Одной из таких мер является недогрузка вентилей по току. При этом становится возможным использовать такие предохранители, номинальный ток которых меньше номинального тока вентилей, и условие (6-80) будет выполняться. При параллельном соединении нескольких вентилей в случае внутреннего повреждения преобразователя (пробоя одного из вентилей) аварийный ток, который протекает через предохранитель, установленный в цепи поврежденного вентиля, в «n» раз больше, чем ток в цепи каждого из неповрежденных вентилей, где «n» - количество параллельно включенных вентилей, и выполнение условия (6-80) облегчается. Надежная защита полупроводниковых вентилей существующими типами плавких предохранителей может быть обеспечена лишь для преобразователей большой мощности, с большим числом параллельно включенных вентилей. Для обеспечения защиты преобразователей средней и малой мощности с помощью быстродействующих предохранителей приходится снижать нагрузку на вентили, что приводит к увеличению числа вентилей и повышению стоимости преобразователей. Быстродействующие предохранители обычно снабжаются различными сигнализационными устройствами: визуальными указателями срабатывания, блок - контактами, сигнальными неоновыми лампами. Наиболее широко плавкие предохранители используются в мощных преобразователях с большим числом параллельных вентилей для защиты от внутренних повреждений. При пробое одного из параллельно включенных тиристоров сгорает соединенный последовательно с ним предохранитель, а вся установка в целом остается в работе. Здесь наилучшим образом выполняется одно из требований, предъявляемых к устройствам защиты, которое называется селективностью. Селективностью принято называть такое качество защиты, когда отключение производится только в той цепи, где возникла причина аварии, а другие участки силовой цепи остаются в работе, если они могут при этом нормально функционировать. Рассматривая различные виды защиты от аварийных режимов работы ТП, необходимо сказать, что каждый вид защиты имеет достоинства и недостатки. Поэтому на практике, как правило, применяется комбинированная защита с использованием нескольких видов защитных средств. Единой системы защиты тиристорных электроприводов нет. В зависимости от типа привода, мощности и степени ответственности установки применяются различные системы защиты. 6.2.0. Защита от перенапряжений и самопроизвольного включения тиристоров. Тиристоры, плохо противостоят действию перенапряжений, зачастую сами являются их источниками. В связи с этим в тиристорных электроприводах должны быть предусмотрены меры для предупреждения и ограничения перенапряжений и средства для защиты тиристоров от действия последних. Перенапряжения бывает внутренними и внешними и обусловлены действием целого ряда причин: 1 Коммутационное перенапряжение, возникающие в момент выключения вентиля заканчивающей работу фазы, когда обратный ток, проходящий через индуктивность обмоток трансформатора, разрывается большим внутренним сопротивлением выключаемого вентиля. 2 Отключение питающих трансформаторов с первичной стороны, особенно при холостом ходе. 3 Отключение выключателя или перегорание предохранителя в цепи выпрямленного тока при индуктивной нагрузке. 4 Резонансные явления при включении трансформатора. 5 Перенапряжения в питающей сети. 6 Возрастание ЭДС двигателя при быстром увеличении потока. 6.2.1. Защита с помощью R-C цепочек. Такая защита от перенапряжений является наиболее употребительной. Она применяется как от внутренних, так и внешних перенапряжений. Для устранения внутренних перенапряжений, возникающих в момент выключения вентилей, применяются R-C цепочки, включаемые параллельно вентилям по схеме (рис. 6-87). В момент выключения тиристора обратный ток из цепи вентиля коммутируется в R-C цепочку, благодаря чему скорость уменьшения тока в индуктивности цепи, а вместе с тем и величина ЭДС самоиндукции ограничивается. Последовательно включенные резисторы R служат для ограничения толчков разрядного тока конденсатора через вентиль, при включении последнего. Величины емкости (С= 0,25-4 мкф) и сопротивления (R= 5-80 Ом) устанавливают в соответствии с рекомендациями каталогов на основании опыта, так как определить расчетным путем их значения затруднительно. R-C цепочки, подключаемые параллельно тиристорам, ограничивают одновременно и скорость нарастания прямого напряжения, предотвращая тем самым самопроизвольное включение тиристора от превышения параметра (dU/dt)кр. Для защиты тиристоров от внешних перенапряжений используется такие же защитные R-C цепочки. Так как внешние перенапряжения могут быть значительными, требуются ёмкости очень большой величины. В связи с этим установка R’-C’ цепочек на стороне переменного тока (на рис.90 показано пунктиром) применяется редко, так как требуется применение дорогих и громоздких конденсаторов, способных работать на переменном токе. Кроме того, мощность рассеяния резисторов R’, в этом случае также велика. Поэтому в ТП защитный конденсатор c1 включают на стороне постоянного тока через вспомогательный выпрямитель Вз на маломощных диодах. Подобное включение позволяет применять малогабаритные и дешёвые электролитические конденсаторы. Резистор R1 ограничивает броски зарядного тока при перенапряжениях. Его величина составляет 1-5 Ом. Резистор R2 обеспечивает постоянное протекание через выпрямитель небольшого тока, чтобы он был всегда готов пропустить на конденсатор С1 импульс перенапряжения. Параметры защитной R1-C1 цепочки определяется из наиболее опасного режима отключения трансформатора на холостом ходу. Рис. 90 6.2.2. Защита от перенапряжений, возникающих при отключении нагрузки с большой индуктивностью. При отключении обмоток возбуждения крупных электрических машин защита от перенапряжений с помощью R-C цепочек оказываются непригодной, так как для её реализации требовались бы конденсаторы чрезмерно большой ёмкости. В подобных случаях используют устройства, схема которого приведена на рисунке 91. В рабочем режиме напряжение, действующее в установке, ниже напряжения включения переключающего диода (динистора) «Д», и управление тиристорами 1-6 производится от СИФУ (на схеме не показано). При отключении автомата «А» на стороне переменного тока в нагрузке возникает большая ЭДС самоиндукции. Как только повышающееся напряжение превысит по величине напряжение включения динистора «Д», последний включается и на управляющие электроды тиристоров анодной группы ТП поступят включающие импульсы и образуется разрядный контур, через работающий тиристор катодной группы и один из тиристоров анодной группы (например, через тиристоры 1 и 4). В этом контуре рассеивается энергия, запасённая в нагрузке. Вместо динистора иногда используют лавинный диод «ДЛ» (показано пунктиром). Рис. 91