Усиление сигналов

Лекция 2 Усиление сигналов. Электронные усилители, общие характеристики и классификация. Определение электронных усилителей. Статистические и динамические режимы усилительных каскадов. Схемы включения каскадов на биполярных и полевых транзисторах. Усилители с емкостной связью. Анализ влияния дестабилизирующих факторов на работу усилительных каскадов. Анализ влияния комплексного характера источника сигнала и нагрузки на работу усилительных каскадов. Многокаскадные усилители. Способы реализации межкаскадных связей. 2. УСИЛИТЕЛИ И ФОРМИРОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ НА БИПОЛЯРНЫХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ.УСИЛИТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ 1.1. Общие сведения об усилителях электрических сигналов, их основных параметрах и характеристиках Усилителем называется устройство, предназначенное для увеличения мощности входного сигнала. Превышение мощности, выделяемой в сопротивлении нагрузки, над мощностью источника входного сигнала достигается за счет энергии источника питания. Маломощный входной сигнал лишь управляет передачей энергии источника питания в полезную нагрузку. Усиление электрических сигналов практически всегда сопровождается изменением их формы. Причем качество усилителя считается тем более высоким, чем меньше нежелательные искажения сигналов. Часто бывает удобно рассматривать не мощность сигналов на входе или выходе усилителя, а величины напряжений или токов. В связи с этим усилители условно делят на усилители тока, усилители напряжения или мощности. Принадлежность усилителя к тому или иному классу определяется его назначением и выбором соответствующих параметров схемы и усилительных элементов. По характеру изменения усиливаемого сигнала во времени различают усилители медленно меняющихся сигналов, которые часто называют усилителями постоянного тока, и усилители переменного тока. К ним относятся усилители низкой частоты, усилители высокой частоты, широкополосные усилители, избирательные усилители и т.д. Классификация усилителей. 1. По характеру усилительных сигналов а) гармонические (только синусоидальные). б) импульсные (только импульсный сигнал). в) постоянного тока (для частот близких к нулю герц). г) радиотехнические (переменного тока). д) низкочастотные (НЧ) от 10 до 100 тысяч Гц.. е) промежуточно-частные от 465 кГЦ до 10,7 МГц. ж) высокочастотные (ВЧ) для радиочастот с частотой от 1000 кГц и выше. з) широкополосные (применяются в измерительной технике и осциллографах). Они усиливают в широкой полосе частот от 0 до нескольких МГц и) избирательные или селективные(усиливают сигнал в узком диапазоне частот) 2. В зависимости от типа преобразования сигнала а) прямого усиления (в них сигнал усиливается без преобразования по частоте) б) усилители с преобразованием частоты. Усилители имеют определенные параметры и характеристики. Одним из основных параметров усилителя является его коэффициент усиления, который представляет собой отношение параметров выходного сигнала к входному. Так, коэффициент усиления по напряжению КU = , коэффициент усиления по току КI = , коэффициент усиления по мощности КP = . В частном случае, когда входное и выходное значения сигнала являются неоднородными, вместо коэффициента усиления используется коэффициент преобразования. Например, S = — коэффициент преобразования входного напряжения в выходной ток, называемый часто крутизной усиления; W = — коэффициент преобразования тока в мощность. Коэффициенты усиления часто оценивают в логарифмических единицах- децибелах КU дб = 20 lg, КI дб = 20 lg, КP дб = 10 lg. В логарифмических единицах обычно задают коэффициент усиления многокаскадного усилителя, который равен сумме коэффициентов усиления его отдельных каскадов, выраженных в дб. К основным характеристикам усилителя относятся: амплитудная, амплитудно-частотная, фазо-частотная, амплитудно-фазовая и переходная характеристики. Амплитудная характеристика представляет собой зависимость амплитудного или действующего значения выходного напряжения от входного напряжения Uвых = f (Uвх) (Рис.2.1). Уменьшение коэффициента усиления при больших входных сигналах определяется нелинейностью характеристик усилительных элементов — транзисторов. По амплитудной характеристике усилителя определяют динамический диапазон усилителя D = 20 lg. Рис. 2.1. Амплитудная характеристика усилителя Динамический диапазон усилителя ограничивается с одной стороны уровнем собственных шумов и помех, наблюдаемых на выходе усилителя, а с другой – допустимым уровнем нелинейных искажений, т.е. предельно допустимым значениям Uвых maх. Амплитудно-частотная характеристика усилителя (АЧХ) – определяется как зависимость модуля коэффициента усиления усилителя от частоты входного сигнала (рис.2.2). По АЧХ определяют полосу пропускания усилителя, т.е. рабочий диапазон частот, в пределах которого коэффициент усиления изменяется не больше заданного. Рис. 2.2. Амплитудно-частотная характеристика усилителя Если к усилителю не предъявляются какие-либо специальные требования, то рабочий диапазон частот определяют на уровне 0,7 Кмакс (рис. 2.2). АЧХ большинства широкополосных усилителей не удается изобразить в линейном масштабе по оси частот. Поэтому для них чаще всего пользуются полулогарифмическим масштабом. Фазо-частотная характеристика представляет собой зависимость угла сдвига фазы между выходным и входным напряжениями от частоты входного сигнала. (рис. 2.3). Рис.2.3. Фазо-частотная характеристика усилителя В ряде случаев для наглядности строят раздельно фазовые характеристики для области низких и области высоких рабочих частот усилителя. Фазовые сдвиги в усилителях обусловлены наличием реактивных элементов и инерционными свойствами полупроводниковых приборов. Из приведенного рис. 2.3 видно, что в области средних частот, на которых можно пренебречь влиянием реактивных элементов, присутствующих в схеме усилителя, фазо-частотная характеристика линейна. Амплитудно-фазовая характеристика (на Западе ее часто называют диаграммой Найквиста)— это построенная в полярной системе координат зависимость коэффициента усиления и фазового сдвига усилителя от частоты (рис. 2.4). Рис. 2.4. Амплитудно-фазовая характеристика усилителя Она объединяет в себе амплитудно-частотную и фазо-частотную характеристики усилителя. Для построения этой характеристики определяют коэффициент усиления и фазу выходного напряжения в функции частоты. Каждой частоте соответствует на плоскости точка в полярных координатах. При непрерывном изменении частоты от 0 до  в полярной системе координат строится кривая, которая и называется амплитудно-фазовой характеристикой. Амплитудно-фазовая характеристика используется для определения устойчивости усилителей с обратной связью. Так, в соответствии с критерием Найквиста, усилитель с замкнутой цепью обратной связи устойчив, если амплитудно-фазовая характеристика вектора коэффициента разомкнутой петли обратной связи не охватывает точку (-1, j0 ) и не проходит через нее. Переходная характеристика (см. рис. 2.5) используется при анализе импульcных усилителей. Рис. 2.5. Переходная характеристика усилителя Данная характеристика представляет собой зависимость мгновенного значения выходного напряжения или тока от времени при действии на входе единичного скачка напряжения или тока. Переходная характеристика дает представление о прохождении сигналов сложной формы через усилитель. Так, при усилении импульсного сигнала прямоугольной формы, происходит увеличение длительности фронта импульса и снижении его вершины. Указанные изменения формы сигнала вызваны происходящими в схеме усилителя переходными процессами. Экспериментально переходную характеристику усилителя можно получить на экране осциллографа, если подать на его вход прямоугольный импульс напряжения определенной длительности, а выход усилителя подключить к осциллографу. 1.2. Искажения в усилителях При усилении электрических сигналов должна сохраняться их форма. Отклонение формы выходного сигнала от формы сигнала, подаваемого на его вход, называется искажением. В усилителях различают два вида искажений — линейные и нелинейные. Форма сложного сигнала на выходе усилителя, работающего в линейном режиме, будет отличаться от формы входного сигнала в том случае, если гармонические составляющие входного сигнала будут усиливаться в усилителе неодинаково, а также, если вносимые усилителем фазовые сдвиги будут различными для отдельных гармонических составляющих. Вызываемые указанными причинами изменения формы выходного сигнала называют соответственно частотными и фазовыми искажениями. При усилении синусоидального сигнала с неизменной частотой вопрос линейных искажений не играет большой роли: на одной определенной частоте всегда можно добиться достаточного усиления, а фазовые сдвиги скомпенсировать. Проблема линейных искажений возникает тогда, когда сигнал имеет более или менее сложную форму. Для такого сигнала фазочастотные искажения не менее, а часто более существенны, чем амплитудно-частотные. Фазочастоные искажения отсутствуют при отсутствии относительного сдвига гармоник. Для этого должно соблюдаться условие φn = n φ1 Это условие выполняется, если фазо - частотная характеристика линейна φ = a, так как тогда φ1 = a1, φn = an = an1= n φ1. Таким образом, для отсутствия фазо-частотных искажений не обязательно отсутствие фазового сдвига от частоты. Для отсутствия амплитудно-частотных искажений требуется независимость коэффициента усиления от частоты. Оценкой линейных искажений в области средних частот, на которых можно пренебречь влиянием реактивных элементов, служит коэффициент частотных искажений М = , где Кmax — коэффициент усиления на средних частотах; Кi — коэффициент усиления на исследуемой частоте. Обычно задают M. В многокаскадном усилителе Mn = В усилителях импульсных сигналов линейные искажения обусловлены переходными процессами установления токов и напряжений в цепях, содержащих реактивные элементы. Действительно, для всех импульсов характерным является то, что они состоят из участков с резко различными скоростями их изменения. При усилении такого сигнала будет иметь место переходной процесс. Поэтому основной характеристикой импульсного усилителя является переходная характеристика — eе реакция на сигнал ступенчатой формы. Линейные искажения импульсного сигнала проявляются в неточной передаче участков с большой и малой скоростью их изменения. Искажения крутых участков сводится к запаздыванию (временному сдвигу) и уменьшению крутизны фронтов, а искажения пологих участков — к спаду вершины импульса. Величинами, характеризующими импульсные искажения, являются время запаздывания, время нарастания фронта и время спада вершины, определяемые по переходной характеристике. Для оценки искажений фронтов используется переходная характеристика в области малых времен (рис. 2.6, а), а для оценки искажений вершины импульсов — переходная характеристика в области больших времен (рис. 2.6, б). Указанные характеристики отличаются масштабом по оси времени. Искажения фронта импульса характеризуют временем установления tу, в течение которого выходной сигнал нарастает от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения tу = t0,9 – t0,1 Время установления в усилителях импульсных сигналов можно определить как tу = 2,2в = 2,2/в = 2,2/2fв = 0,35/fв где fв — верхняя граничная частота усилителя. В многокаскадном (в трехкаскадном) усилителе время установления: tу = Выброс фронта оценивается как разность между максимальной и установившейся ординатами переходной характеристикой δ = yмакс –1. Искажения вершины усиливаемых импульсов оценивают относительной величиной изменения ординаты  (обычно в процентах) в течение длительности прямоугольного импульса tи. Искажение вершины импульсных сигналов можно определить из выражения  ≈ , где tи — длительность входного сигнала, 1 – постоянная времени переходной цепи. а) б) Рис. 2.6. Переходная характеристика: а) в области малых времен, б) в области больших времен В многокаскадном (например, в трехкаскадном) усилителе искажение вершины импульсного сигнала на выходе усилителя  = 1+  2+ 3. В отличие от линейных искажений, нелинейные искажения в усилителях обусловлены наличием нелинейных элементов, в первую очередь транзисторов, а также других элементов с нелинейными вольтамперными характеристиками — ВАХ. При входном сигнале синусоидальной формы нелинейные искажения проявляются в том, что выходной сигнал не является синусоидальным. Разложение выходного сигнала в ряд Фурье позволяет определить основную гармонику, имеющую частоту входного сигнала, и ряда высших гармоник. Величина нелинейных искажений в случае синусоидального сигнала на входе усилителя оценивается коэффициентом нелинейных искажений: , где n — номер гармоники; an — действующее или амплитудное значение соответствующей гармоники выходного тока или напряжения. Сигнал сложной формы, очевидно, сам состоит из ряда гармоник. Поэтому его нелинейные искажения проявляются либо в возникновении дополнительных гармоник, либо (в случае бесконечного ряда гармоник на входе) — в изменении спектрального состава гармоник, т.е. соотношения их амплитуд. Следует отметить, что между линейными и нелинейными искажениями существует связь, несмотря на их различное происхождение. Пусть, например, в каком-либо промежуточном каскаде усилителя возникли нелинейные искажения, т.е. появились высшие гармоники. Эти гармоники могут быть либо дополнительно подчеркнуты, либо частично подавлены, в зависимости от вида частотных характеристик последующих каскадов. Полное отсутствие нелинейных искажений в усилителе принципиально невозможно, учитывая, что в усилителях используются такие усилительные элементы, как биполярные или полевые транзисторы. На рис. 2.7 а, б приведены примеры возникновения нелинейных искажений, обусловленные нелинейностью ВАХ биполярного транзистора. Из графиков видно, что при подаче на базу транзистора входного напряжения синусоидальной формы входной ток базы будет отличаться от синусоиды. Это отличие будет зависеть от выбора исходного режима работы транзистора и в значительной степени от амплитуды входного сигнала. Из приведенного рисунка видно, что минимальные нелинейные искажения могут быть получены при выборе рабочей точки в области сравнительно малой нелинейности входной характеристики и при малом входном сигнале. Нелинейность выходных характеристик также является причиной изменения формы выходного сигнала. Как известно, выходные характеристики транзистора сгущаются в области больших токов, что также является причиной искажения выходного сигнала. а) б) Рис. 2.7. Нелинейные искажения сигналов вследствие: а) – нелинейности входной характеристики транзистора; б) – нелинейности выходных характеристик транзистора Наличие нелинейных искажений при любой форме сигнала можно определить по нелинейности амплитудной характеристики. Однако, следует иметь в виду, что амплитудная характеристика малопригодна для количественных оценок. При малых искажениях уменьшение амплитуды трудно оценить из-за неточностей графического построения. При больших искажениях форма выходного сигнала может быть настолько искажена, что сравнение только амплитуд оказывается недостаточным для общей оценки искажений. Поэтому амплитудная характеристика удобна лишь для приблизительного определения границы линейности. Определение коэффициента нелинейных искажений для синусоидального сигнала осуществляется либо экспериментально с помощью специального прибора, либо графически. 2.3 УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 2.3.1 Выбор режима работы транзистора Усилители электрических сигналов часто выполняют на биполярных или полевых транзисторах. Для работы любого усилителя необходимо при отсутствии входного сигнала установить соответствующий режим работы транзистора по постоянному току. В зависимости от выбранного режима работы усилителя по постоянному току различают следующие режимы его работы: режим А; режим В; промежуточные режимы, например АВ. Режим А — это режим работы усилителя, при котором ток через транзистор протекает в течение всего периода входного сигнала. В режиме А амплитуда переменной составляющей выходного тока не может превышать тока покоя в статическом режиме. Режим А характеризуется малыми нелинейными искажениями и низким КПД, поэтому его используют в усилителях предварительного усиления и маломощных выходных каскадах. В режиме В ток покоя равен нулю и ток через транзистор протекает в течение лишь половины периода входного синусоидального сигнала. Обычно этот режим использует в двухтактных схемах усилителей, так как при синусоидальном входом сигнале в однотактном усилителе в режиме В возникает значительно нелинейные искажения. Для уменьшения уровня нелинейных искажений использует промежуточный режим АВ, который отличается от режима В наличием постоянной составляющей в статическом режиме. Рассмотрим простейшую схему усилителя на транзисторе, включенным по схеме с общим эмиттером (рис. 2.8). Схема содержит два источника питания. Один из них включен в цепь базы транзистора и задает входной базовый ток. Второй источник является источником питания коллекторной цепи. Рис. 2.8. Схема усилительного каскада по схеме ОЭ Так как в цепи коллектора включен резистор RК, то изменение тока коллектора будет определяться не только изменениями тока базы, но и изменениями напряжения Uкэ Uкэ = Ек – IкRк , или Iк = Ек/Rк – Uкэ/Rк . Полученное выражение представляет собой уравнение отрезка прямой, или линии нагрузки. Линию нагрузки можно построить по двум точкам на семействе выходных характеристик транзистора (см. рис. 2.9). 1. Uкэ = Ек при Iк = 0, 2. Iк = Ек / Rк при Uкэ = 0. На линии нагрузки выбирается рабочая точка 0. Для определения положения рабочей точки необходимо найти координаты пересечения линии нагрузки с выходной характеристикой транзистора, соответствующей определенной величине тока базы. Рабочая точка с координатами Iок, Uок выбирается исходя из режима, в котором должен работать транзистор, а также из заданных амплитуд выходного напряжения Um и связанного с ним nока Im. Так если усилительный каскад должен работать в режиме А, то при малом входом сигнале (несколько милливольт) рабочую точку транзистора выбирает, исходя из соображения экономичности, а также получения от каскада требуемого усиления. Рис. 2.9. Построение линии нагрузки При работе с большими сигналами рабочая точка выбирается ближе к середине линии нагрузки так, чтобы обеспечить получение требуемой амплитуды выходного напряжения при допустимых нелинейных искажениях и по возможности высоком КПД. Режим работы транзистора выбирается при этой таким образом, чтобы удовлетворялись неравенства Uок>Um, и Iок> Im. Кроме того, требуется, чтобы напряжения, токи и мощности, рассеиваемые на транзисторе, не превышали предельно допустимых значений: Uо + Um < Uмакс д; Iо + Im < Iмакс д; UоIo < Рмакс д При работе усилителя в режиме В рабочую точку выбирают в нижней части линии нагрузки. При этом Im < Iмакс д; Um < Uмакс д; где Iмакс дUмакс д, — предельнодопустимые значения тока и напряжения транзистора (справочные данные). При подключении нагрузки к усилителю через разделительный конденсатор, линия нагрузки пойдет круче, так как ее наклон будет определяться величиной сопротивления =Rн||Rк (см. рис. 2.9). Выбрав рабочую точку на линии нагрузки — точка 0 на рис.2.2 определяем ток покоя Ioк, напряжение между коллектором и эмиттером — Uoк и величину сопротивления резистора Rк, т.к. наклон линии нагрузки определяется величиной этого сопротивления tg = Iк/Rк = –1/Rк Начальное положение рабочей точки на линии нагрузки» как указывалось выше, определяется величиной базового тока Iбо во входной цепи. 1.2.1. Стабилизация рабочей точки Необходимый режим работы транзистора устанавливается путем подачи на базу транзистора относительно его эмиттера напряжения смещения, которое в зависимости от типа транзистора и режима его работы может иметь величину порядка 0,1 – 0,6 В. Смещение можно задать либо включением специального источника Еб, как показано на рис. 2.8, либо использовать один источник питания Чаще всего для цепи смещения и коллекторной цепи используется один источник питания. На рис. 2.10, а) показан способ подачи смещения в базовую цепь с помощью делителя напряжения, состоящую из резисторов R1 и R2. Тогда напряжение Uэб = Ек . Из рассмотрения семейства входных характеристик транзистора следует, что небольшое изменение напряжения Uэб относительно Uэбо в рабочей точке, приводит к значительному изменению коллекторного тока. Так как неизбежен разброс параметров транзисторов, то для обеспечения одного и того режима по постоянному току для каждого транзистора необходимо индивидуально проводить регулировку с помощью резистора R2. Следует также отметить, что данная схема особенно чувствительна к температурному дрейфу. Напряжение база-эмиттер, соответствующее коллекторному току Iок, изменяется на 2 мВ при изменении температуры на одни градус. Это обстоятельство можно учесть, если последовательно с источником входного сигнала в базовую цепь транзистора включить фиктивный источник, напряжение которого при комнатной температуре равно нулю и увеличивается на 2 мВ при повышении температуры на один градус. Транзистор при этом рассматривается как идеальный, не имеющий температурного дрейфа. При отсутствии входного сигнала введенный источник приведет к следующему изменению потенциала коллектора транзистора Uк = К 2мВ/oC = 200 2мВ/oC, если коэффициент усиления равен 100 Повышение температуры на 20°C приведет к изменению потенциала коллектора примерно на 4 В. Такое большое изменение напряжения на коллекторе транзистора является недопустимо большим. Влияние напряжения Uэб на потенциал коллектора можно устранить, если установить рабочую точку с помощью стабильного базового тома, как показано на рис. 2.10, б). Этот ток будет протекать по резистору R1 сопротивление которого , так как в реальных схемах напряжение питания Ек выбирается много больше напряжения эмиттер–база транзистора. Это в значительной мере устраняет источник дрейфа, связанный с температурной зависимостью напряжения Uэб. Однако коллекторный ток для схемы 2.10, б. пропорционален значению коэффициента усиления по току . Рис. 2.10. Способы задания базового тока в статическом режиме: а) – фиксированным напряжением на переходе база – эмиттер, б) – фиксированным током Если величина  транзистора изменится, например в 5 раз за счет установки другого транзистора, то и коллекторный ток изменится в 5 раз. Необходимо учитывать также температурную зависимость коэффициента усиления по току , который увеличивается на 1 % при повышении температуры на один градус. В схеме рис. 2.10 а коллекторный ток также прямо пропорционален значению  При использовании германиевых транзисторов заметное влияние начинают оказывать обратные коллекторные токи, которые на несколько порядков больше, чем у кремниевых транзисторов. Для схемы с общим эмиттером Iк = Iб + Iко(1 + ). Ток Iко увеличивается примерно в два раза при повышении температуры на каждые 7-8 С. Изменение теплового тока Iко также будет сказываться на положении рабочей точки на линии нагрузки при использовании германиевых транзисторов. Следовательно, рассмотренные схемы не обеспечивают хорошей стабильности коллекторного тока. Для стабилизации положения рабочей точки на. линии нагрузки в схемах усилителей применяется отрицательная обратная связь по постоянному току или напряжению, как показано на рис. 2.11 а, б. Рис. 2.11. Схемы стабилизации рабочей точки: а) – схема эмиттерной стабилизации, б) – схема коллекторной стабилизации В схеме рис. 2.11, а стабилизация режима осуществляется при помощи ООС по постоянному току через эмиттерный резистор (эмиттерная стабилизация). Ток коллектора в этой схеме с изменением температуры изменяется очень мало, так как увеличение тока эмиттера вызывает уменьшение разности потенциалов база-эмиттер, что препятствует увеличению тока коллектора. В стабилизированной схеме ток коллектора таким образом изменяется в значительно меньшей степени. Блокировочный конденсатор Сэ исключает ООС по переменному току, сохраняй высокое значение коэффициента усиления для быстро изменяющихся сигналов. Схема эмиттерной стабилизации удобна тем, что в ней можно раздельно управлять режимом работы усилителя и его стабилизацией. При правильном выборе элементов она обеспечивает достаточно высокую стабилизацию рабочей точки в широком температурном диапазоне. Схема рис. 2.11, б отличается от схемы, рассмотренной ранее тем, что резистор Rб подключен не к источнику питания, а к коллектору транзистора. Сопротивление резистора Rб . Стабилизация режима в этой схеме осуществляется при помощи ООС по напряжению (схема коллекторной стабилизации). Действительно, с увеличением температуры окружающей среды увеличивается Iк, а Uкб соответственно уменьшается. При этом будет уменьшаться и ток базы. Уменьшение Iб приводит к уменьшению Iк, который стремится возвратиться к току покоя Iок. В результате Iок и Uок изменяются незначительно. Рассмотрим схему с эмиттерной стабилизацией рис. 2.11, а. Пренебрегая величиной обратного тока Iок, можно записать следующее выражение для коллекторного тока . В этом выражении  имеется как в числителе, так и в знаменателе. Если значения сопротивлений резисторов Rэ, R1 и R2 выбрать таким образом, что RЭ(1+)»R1||R2 , то зависимостью коллекторного тока от  можно пренебречь. . Для расчета резистора Rэ можно использовать следующее приближенное эмпирическое правило: падение напряжения на резисторе Rэ при заданном коллекторном токе должно лежать в пределах 1- 2 В или Rэ ≈ 0,2 Rк. После того, как величина Rэ выбрана, сопротивления резисторов R1 и R2 могут быть найдены из условия , где макс, мин — наибольшая и наименьшая ожидаемые величины , а Iк макс — наибольшее допустимое значение коллекторного тока. В результате для большинства практических применений рабочая точка оказывается достаточно стабильной к изменениям как , так и напряжения Uэб. Хотя схема смещения, показанная на рис. 2.11, а оказывается удобной для однокаскадного усилителя, она редко используется в усилителе, состоящем из нескольких каскадов. Включение конденсатора связи между каждой парой усилителей и блокировочных конденсаторов приводит к двум нежелательным эффектам: во-первых, возрастает стоимость устройства, и, во-вторых, заметно падает коэффициент усиления схемы на низких частотах. Поэтому в многокаскадных усилителях применяется ООС по постоянному току, охватывающая сразу несколько каскадов. Пример. Рассчитаем схему усилителя с эмиттерной стабилизацией. Как указывалось ранее, стабильность рабочей точки тем выше, чем больше падение напряжения на резисторе Rэ . Пусть Uэ = 2 В. Тогда коллекторный ток изменится только на При выборе потенциала коллектора в отсутствие сигнала необходимо следить, чтобы напряжение коллектор-эмиттер транзистора во время его работы не падало до напряжения насыщения, равного 0,1- 0,3 В для маломощных транзисторов. В противном случае появятся значительные нелинейные искажения. С другой стороны, потенциал коллектора при отсутствии сигнала необходимо выбирать не очень большим, так как иначе падение напряжения на Rк и коэффициент усиления по напряжению будут малы. Предположим, что максимальное значение сигнала на выходе Uвых макс =  2 В, относительно напряжения Uок в статическом режиме. Тогда Uок  Uэ + Uкэ мин + |Uк макс| = 2 + 1 + 2 = 5 В Рассчитаем для этого случая резисторы Rк и Rэ. Пусть Iк = 1 мА. Тогда Rэ = 2В/1мА = 2кОм. Rк= (E – Uок )/1мА = (15 – 5)/1 = 10 кОм При этом дрейф потенциала коллектора при отсутствии сигнала равен . Если температурный диапазон составит, например 40С, то рабочая точка на линии нагрузки сместится на 400 мВ. Рассчитаем теперь резисторы R1 и R2 в базовой цепи. Потенциал базы относительно общей шины при отсутствии входного сигнала равен Uб = Uэб + Uэ = 0,6 В + 2 В = 2,6 В. Базовый ток транзистора Iб = Iк/ = 1Ма/50 = 20мкА. Чтобы исключить влияние базового тока на потенциал базы выберем ток, протекающий через резисторы R1 и R2 на порядок больше базового тока Iдел = 10Iб = 0,2 мА. Тогда R2 = 2,6В/0,2 мА = 13 кОм. R1 = (15-2,6 В)/0,2 мА = 61 кОм. Аналогично проводится расчет по постоянному току для схемы с общим коллекторам и общей базой. 1.2.2. Усилители с емкостной связью на транзисторах. Схема с общим эмиттером в области средних частот В усилительных каскадах в качестве нагрузки довольно часто используют резисторы, а для связи между усилителями применяют разделительные конденсаторы. Такие усилители называются усилителями с RC связью иди усилителями RC-типа. В усилителях RC-типа транзисторы могут быть включены по схеме ОЭ, ОБ, 0К. На рис. 2.12 приведена схема усилителя RC типа с ОЭ. В этой схеме резисторы R1, R2 и Rэ задают необходимое смещение на переходе база-эмиттер и обеспечивают необходимую стабилизацию рабочей точки. Резистор Rэ вносит OOС по постоянному току. Рис. 2.12. Усилитель RC–типа по схеме ОЭ Для стабилизации потенциала базы относительно общей шины ток через резисторы R1 и R2 выбирают в несколько раз большим тока базы. В этом случае ток коллектора с изменением температуры будет изменяться очень мало, так как увеличение тока эмиттера (при увеличении температуры) вызывает уменьшение разности потенциалов база-эмиттер, что препятствует увеличению тока коллектора. Конденсаторы С1, С2 — разделительные конденсаторы. Они разделяют постоянные и переменные составляющие входной и выходной цепи Сэ — блокировочный конденсатор. Он устраняет ООС по переменному току. При его отсутствии коэффициент усиления по переменному напряжению будет очень мал и приблизительно равен отношению коллекторного и эмиттерного резисторов. При проектировании усилительных устройств требуется определять постоянные и переменные составляющие токов и напряжений. Постоянные составляющие характеризуют режим работы транзистора, а переменные составляющие - величины усиливаемых сигналов. Постоянные составляющие токов и напряжений сравнительно просто и достаточно точно можно определить графически по соответствующим ВАХ характеристикам транзистора. Однако следует отметить, что графический метод оказывается не совсем удобным для учета влияния разброса параметров транзисторов и их температурной зависимости. Значительно праще эта задача решается при использования эквивалентных схем, которые позволяют аналитически определять постоянные составляющие токов и напряжений. При определении же переменных составляющих токов и напряжений почти всегда отдается предпочтение аналитическим методам расчета с использованием эквивалентных схем. Анализ работы транзисторных усилителей обычно проводят для областей средних, низких и высоких частот. В области средних частот коэффициент усиления усилителя постоянен и линейных искажений не наблюдается. Так как линейные искажения обусловлены имеющимися в усилителе реактивными элементами, то очевидно, что в области средних частот разделительные и блокировочные конденсаторы не влияют на работу усилителя и их можно считать короткозамкнутыми. По переменному току источник питания также считается короткозамкнутым. Паразитные емкости транзистора, емкость монтажа и нагрузки при этом считаются разомкнутыми. Учитывая вышесказанное, рассматриваемый усилительный каскад (рис. 2.12) можно представить в виде эквивалентной схемы рис. 2.13. Здесь транзистор представлен в виде упрощенной эквивалентной схемы, а делитель из резисторов R1 и R2 заменен одним резистором = R1||R2. Рис. 2.13. Эквивалентная схема усилителя RC–типа по схеме ОЭ Из приведенной эквивалентной схемы прежде всего видно, что сопротивление для постоянной и переменной составляющих коллекторного тока различно. Преобразовав входную цепь и заменив генератор тока в выходной цепи генератором напряжения, можно упростить данную эквивалентную схему. Проделав указанные преобразования, получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.14. В этой схеме rк* = . Здесь rк* — дифференциальное сопротивление коллекторного перехода транзистора, включенного по схеме с 0Э. Для схемы рис. 2.14 справедлива система уравнений Uвх = Iб(rб + rэ) + Iкrэ, 0 = Iб rэ–Iб rк* + Iк(rэ + rк* + н) Рис. 2.14. Преобразованная эквивалентная схема усилителя RC - типа Входное сопротивление транзистора rвх э = Если rк*» н, то rвх э = rб + rэ( 1 + ). Входное сопротивление усилительного каскада с учетом резисторов R1 и R2 будет меньше: Rвх = rвх э || (R1 || R2). Коэффициент усиления по току транзистора: КI’ = = = . Видно, что коэффициент усиления по току транзистора КI′ возрастает с уменьшением н и стремится к значению . Коэффициент усиления по току усилительного каскада КI = IRн / Iг можно найти, определив ток, потребляемый от источника сигнала Iг и ток, протекающий по сопротивлению нагрузки для чего воспользуемся эквивалентной схемой для входной цепи транзистора в области средних частот представленной на рис. 2.15. Рис. 2.15. Эквивалентная схема входной цепи усилителя с ОЭ на средних частотах Запишем выражение для тока Iг . Очевидно, что выходную цель усилителя также можно представить в виде рис. 2.15, только вместо тока Iг в этой схеме будет ток коллектора Iк , и вместо резисторов R и rвх э — соответственно резисторы Rк и Rн. Тогда по аналогии можно записать , откуда определяется ток . . В этом выражении коэффициенты и представляют собой коэффициенты токораспределения в выходной и во входной цепи усилителя. Из приведенных выше выражений можно также найти коэффициент усиления по напряжению КU’=Uвых/Uвх: Если rк*»н, то: . Относительно источника (см. рис. 2.14) . Относительно источника (см. рис. 2.13, 2.15) Для определения выходного сопротивления рассмотрим вновь эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.14. Так как rэ«rк*, то rэ без большой погрешности можно считать по переменному току короткозамкнутым. Тогда выходное сопротивление усилителя rвых=rк*|| Rк. При низкоомной нагрузке, когда Rк«rк*, выходное сопротивление усилителя будет определяться величиной сопротивления резистора, включенного в коллекторную цепь транзистора Rк. 1.2.3. Усилитель с ОЭ в области низких частот В области низких частот необходимо учитывать влияние на АЧХ разделительных и блокировочных конденсаторов. Рассмотрим вначале влияние разделительного конденсатора С1, для чего воспользуемся эквивалентной схемой входной цепи транзистора, представленной на рис. 2.16. При этом будем считать, конденсаторы С2 и Сэ выбраны достаточно большой емкости и не влияют на АЧХ усилителя. Рис. 2.16. Эквивалентная схема входной цепи усилителя ОЭ в области низких частот Входной ток усилителя при синусоидальном входном сигнале, как это следует из эквивалентной схемы для входной цепи рис. 2.16, . Здесь Rвх=R||rвх; R =R1||R2. При уменьшении частоты входного синусоидального сигнала увеличивается реактивное сопротивление конденсатора С1 и уменьшается входной ток, а вместе с ним уменьшается и базовый ток, так как . В результате уменьшается усиление усилителя. Оценим теперь искажения в области нижних частот количественно. Пусть Uг(t)=Um sin t. Тогда , где . Таким образом, на низких частотах усиление напряжения и тока уменьшается пропорционально величине . Относительное уменьшение усиления по току или напряжению можно определить, исследуя функцию h(j). Модуль и аргумент h(j) определяются следующими выражениями , , где н1=С1(Rг + Rвх) — постоянная времени цепи заряда и разряда входного конденсатора С1. Заметим, что , Здесь Кмакс — коэффициент усиления на средних частотах. На рис. 2.17 показана зависимость |K| от частоты в области низких частот. При нулевой частоте входной сигнал не проходит через разделительный конденсатор, поэтому выходное напряжение транзистора, а следовательно и его |K |=0. Поэтому АЧХ начинается с начала координат. По мере роста частоты входного сигнала реактивное сопротивление конденсатора С1 уменьшается, что приводит к возрастанию его коэффициента усиления. Рис. 2.17. Влияние разделительного конденсатора на АЧХ усилителя Обычно в области низких частот выделяют граничную частоту н на которой коэффициент усиления уменьшается в некоторое число раз. Выражение представляет собой коэффициент частотных искажений. При заданном значении Мн определим величину емкости разделительного конденсатора, если известна нижняя граничная частота н . Следует отметить, что влияние конденсатора С2 аналогично влиянию входного конденсатора С1 с той лишь разницей, что оно приводит к непосредственному уменьшению тока нагрузки, а следовательно, и выходного напряжения. Действительно, представив выходную цепь в виде источника напряжения с внутренним сопротивлением Rвых=rК*||Rк можно определить влияние конденсатора С2 при помощи эквивалентной схемы рис. 2.18. Из приведенного рисунка видно, что все предыдущие выводы распространяются и на данный случай. Разница состоит в том, что искажения на низких частотах вызваны емкостью конденсатора С2, постоянная времени цепи заряда и разряда которого  н2 = С2(Rвых + Rн). Используя 2 последних выражения можно рассчитать емкость конденсатора С2. Рис. 2.18. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя ОЭ В области низких частот Рассмотрим теперь влияние блокировочного конденсатора Cэ. При этом будем считать, что конденсаторы C1 и C2 не оказывают влияние на АЧХ. В области средних частот, когда Сэ по переменному току можно считать короткозамкнутым, ток базы транзистора будет максимальным Iбm=Uб/Rвх где Uб — изменение потенциала базы относительно нулевой шины. С уменьшением частоты входного сигнала Здесь Uэ — падение напряжения на Rэ и Cэ. В области низких частот увеличивается реактивное сопротивление конденсатора Сэ и, следовательно, увеличивается падение напряжения на нем. При этом ток базы уменьшается пропорционально величине . С уменьшением Iб уменьшается ток и напряжение в нагрузке, т.е. уменьшается усиление каскада. В пределе, когда ток через конденсатор Сэ будет равен нулю, сопротивление в эмиттерной цепи будет равно Rэ+rэ вместо значения rэ на средних частотах. Очевидно, что ток базы и выходное напряжение значительно уменьшатся с уменьшением частоты входного сигнала, но их конечные значения все же будут отличны от нуля. В этом заключается принципиальная особенность влияния конденсатора Сэ на АЧХ усилителя в области низких частот по сравнению с влиянием разделительных С1 и С2. Постоянную времени переходного процесса можно определить как произведение Сэ на суммарное шунтирующее сопротивление, представляющее собой параллельное соединение резистора Rэ и внутреннего выходного сопротивления усилительного каскада со стороны эмиттера. Определим постоянную времени э, для чего рассмотрим выражение для коэффициента усиления по напряжению в области средних частот: , где rвх э=rб+rэ(1+), =Rн||Rк Выражение для коэффициента усиления в области низких частот можно легко найти, воспользовавшись вышеприведенным выражением, если вместо rэ подставить rэ+Z, где После подстановки получим . Введем обозначение . Тогда . Умножим числитель и знаменатель поученного выражения на . После несложных преобразований получаем , где = Сэ(Rэ || ). Модуль этого выражения . Зависимость |KU| от частоты показана на рис. 2.19 сплошной линией 1. При уменьшении частоты входного сигнала до нуля не спадает до нуля. (При этом считается, что конденсаторы С1 и С2 в схеме усилителя отсутствуют). В этом принципиальное отличие влияния конденсатора Сэ на АЧХ по сравнению с конденсаторами С1 и С2. Заметим, что рабочая область частот лежит обычно правее частоты , т.е. , или Если это неравенство выполняется, то . Так как правая часть этого неравенства всегда меньше единицы, то выражение для коэффициента усиления существенно упрощается и имеет вид: , На рис. 2.19 пунктирная линия соответствует этому выражению. Из рис. 2.19 видно, что кривые 1 и 2 расходятся вблизи начала координат, а в области частот правее они очень близки и можно пользоваться приближением (2.9). Рис. 2.19. Влияние конденсатора Сэ на АЧХ усилителя (пунктирная кривая соответствует приближенной формуле) Рассмотрим постоянную времени . Если «1, то «Rэ Тогда и в таком приближении не зависит от сопротивления резистора Rэ. Таким образом . При небольших значениях Rг выполняется неравенство и тогда э=Cэrэ. В рабочем диапазоне частот можно также считать, что φСэ=arctg(1/э). Отмеченные выше приближения позволяют произвести расчет конденсатора в цепи эмиттера транзистора в рабочем диапазоне частот с использованием простого выражения. 1.2.4. Эквивалентная схема транзистора на высоких частотах В области высоких частот в эквивалентной схеме транзистора необходимо учитывать реактивные элементы. Наиболее полно отражает свойства транзистора на высоких частотах гибридная П-образная эквивалентная схема замещения транзистора, приведенная на рис. 2.20. В этой схеме: rб — объемное сопротивление области базы, т.е. сопротивление полупроводникового материала между выводом базы и ее активной областью, примыкающей к той части базы, через которую проходит диффузия неосновных носителей. Величина этого сопротивления в значительной степени зависит от типа транзистора и положения рабочей точки и может изменяться от нескольких единиц до 100 Ом. Влияние сопротивления rб проявляется на высоких частотах, так как через него проходит ток двух внутренних емкостей Сбэ и Скб Рис. 2.20. Гибридная П–образная схема замещения транзистора Скб — емкость обратно смещенного коллекторного перехода, Сбэ — некоторая эквивалентная емкость, включенная параллельно входному сопротивлению транзистора rэ’. Одна составляющая этой емкости обусловлена емкостью эмиттерного перехода, другая, большая часть емкости связана с накоплением неосновных носителей заряда в области базы и емкости, обусловленной пространственным зарядом эмиттерного перехода. Параметры эквивалентной схемы рис. 2.20 при заданном постоянном коллекторном токе можно получить, воспользовавшись паспортными данными транзистора 0 = h21э; ; Скб; rэ’ = 0/S. Для определения емкости Сбэ рассмотрим усилитель с ОЭ в режиме короткого замыкания выходкой цепи, на входе которого включен малосигнальный источник тока (см. рис. 2.21). Такой режим не встречается на практике, однако он характеризует влияние емкостей Сбэ и Скб на частотную характеристику транзистора. Рис. 2.21. Эквивалентная схема транзистора в режиме короткого замыкания выходной цепи Из рис. 2.21 видно, что при коротком замыкании на выходе усилителя емкости Сбэ и Скб оказывается включенными параллельно. Тогда . Другим результатом короткого замыкания на выходе является то, что весь ток генератора SUэб проходит на выход; следовательно, через конденсатор Скб ток не течет. Поэтому можно записать передаточную функцию для (j) в следующем виде: Передаточная функция (j) имеет единственный полюс. Частота, соответствующая этому полюсу, обозначается , т.е. . Для частот, превышающих , коэффициент усиления тока короткого замыкания падает на 6 дб на октаву. Зависимость величины  от частоты представлена на рис. 2.22 в логарифмическом масштабе. Пунктиром обозначены асимптоты, а зависимость коэффициента усиления при коротком замыкании выходной цепи показана сплошной кривой. Точка пересечения асимптот соответствует частоте . На высоких частотах асимптота кривой коэффициента усиления тока имеет наклон (тангенс угла наклона), равный –1. Рис. 2.22. Зависимость коэффициента по току транзистора от частоты Частота, соответствующая точке пересечения высокочастотной асимптоты и прямой, определяемой выражением (j)=1, обозначена T. Этой круговой частоте соответствует частота fT=T/2, которая является параметром, приводимом в паспортных данных транзистора. В пределах высокочастотной асимптоты | | и  связаны соотношением: . Из этого следует, что поскольку | |=1 для  =T, то T=0  или 1/ = 0/T = 0/(2fT). Так как , то получаем rэ’(Сбэ+Скб)=0/2fT. Отсюда находим значение емкости . Из выражения для T видно, что fT есть произведение 0 и f, поэтому, fT часто называет произведением усиления на полосу частот для данного транзистора. В справочнике на некоторые транзисторы вместо fT приводят значение || на частоте, заведомо лежащей в диапазоне, соответствующем высокочастотной асимптоте. Например, транзистор, имеющий значение ||=5 на частоте 100 МГц будет иметь fT=1005=500 МГц. Наиболее трудно определить параметр транзистора rб. Этот параметр, к счастью, наименее важен в общих расчетах. Если значение rб не приведено в справочнике то его можно взять равным 50–100 Ом. В области высоких частот rэ’ можно рассматривать как разрыв цепи по сравнению с сопротивлениями конденсаторов Сбэ и Сбк. Следовательно, его можно считать резистивным компонентом входной цепи. Входная проводимость схемы ОЭ при коротком замыкании на выходе на высоких частотах имеет вид Этот высокочастотный параметр имеет единственный полюс на частоте , который лежит далеко за пределами рабочего частотного диапазона схемы 0Э. По этой причине влиянием rб без большой погрешности во многих случаях можно пренебречь. 1.2.5. Усилитель с 0Э в области высоких частот В области высоких частот коэффициент усиления усилителя определяется значением (j) и шунтирующим влиянием внутренних емкостей транзистора и емкостей монтажа. Как известно, . где  — граничная частота усиления транзистора по току в схеме ОЭ, на которой || уменьшается в раэа. Найдем . Тогда очевидно . Отношение Кмакс/|| определяет коэффициент частотных искажений . По заданным значениям Мв и верхней граничной частоте можно найти и выбрать тип транзистора. Рассмотрим теперь влияние паразитных емкостей на АЧХ усилителя, В каждой схеме есть ряд емкостей, которые с резисторами образуют фильтры нижних частот. Они изображены на рис. 2.23. Основными паразитными емкостями являются: С1 — емкость монтажа, особенно емкость входных цепей; С2 — емкость эмиттер-база; С3 — емкость коллектор-база; С4 — емкость коллектор–эмиттер. В схеме имеются два фильтра низких частот. Конденсаторы С3 и С4 с параллельно включенным резистором Rк образуют фильтр низких частот на выходе транзистора. Он уменьшает динамическое коллекторное сопротивление на высоких частотах и тем самым снижает коэффициент усиления по напряжению. На входе транзистора фильтр низких частот образуют конденсаторы С1, С2, С3 и резистор (на схеме не показан). Действующая входная емкость схемы равна Свх=С1+С2+|| С3 Рис. 2.23. Усилитель по схеме ОЭ на высоких частотах Кроме сужения полосы пропускания усилителя, обратная связь через емкость С3 значительно уменьшает входной импеданс усилителя. Уменьшение полосы пропускания усилителя и увеличение его входной проводимости при увеличении коэффициента усиления в результате действия емкостной обратной связи называется эффектом Миллера. Если , то . Модуль коэффициента усиления для схема 0Э можно определить из выражения , где в = [rэ’||(Rг + rб)][C2 + C3(1 + К)]. Коэффициент частотных искажений В реальной схеме усилителя спад АЧХ в области высоких частот обусловлен влиянием, как инерционностью транзистора, так и шунтирующим влиянием паразитных емкостей, которые определяют верхнюю граничную частоту усилителя. 1.2.6. Усилитель по схеме ОБ Схема усилительного каскада с ОБ приведена на рис. 2.24. В этой схеме потенциал базы по переменной составляющей равен нулю. Входной сигнал подается в цепь эмиттера, а нагрузка подключена в коллекторную цепь. Рис. 2.24. Схема усилителя RC–типа по схеме ОБ Резисторы R1 и R2, а также резистор RЭ, как и в схеме ОЭ, обеспечивают не только положение рабочей точки на линии нагрузки, но и выполняют роль температурной стабилизации. Рассмотрим работу усилительного каскада с ОБ в области средних частот и определим основные параметры усилителя. Эквивалентная схема усилителя приведена на рис. 2.25. Запишем систему уравнений, из которой определим основные усилительные параметры для схемы ОБ. Uвх = Iэ(rэ+rб)–Iкrб=Iэrэ+(Iэ–Iк)rб, 0 = Iэ(rб–rк)+Iк(rк+–rб) Iэ(rк – rб)= Iк(rк + – rб) Найдем коэффициент усиления по току транзистора в схеме рис. 2.24 . Так как rк » rб » , rк » , то ≈ . Коэффициент усиления по току усилительного каскада: . Это выражение свидетельствует о том, что коэффициент усиления по току в схеме ОБ меньше единицы и зависит от коэффициентов разветвления токов во входной и выходной цепи. Входное сопротивление усилителя можно найти, пересчитав резистор rб во входную цепь (см. рис. 2.25). rвх б  rэ + rб(1 – ) Входное сопротивление усилительного каскада будет меньше Rвх б = rвх б || Rэ. Коэффициент усиления по напряжению транзистора . Полученное выражение позволяет определить коэффициент усиления усилителя при Rг = 0. Рис. 2.25. Эквивалентная схема усилителя RC–типа с ОБ При Rг  0 входной ток будет создавать на нем падение напряжения» что приведет к уменьшению напряжения Uвх (см. рис. 2.25). Напряжение . Тогда: . Полученное выражение свидетельствует о значительном влиянии внутреннего сопротивления источника сигнала на коэффициент усиления усилителя, включенного по схеме ОБ. Выходное сопротивление схемы ОБ определяется величиной сопротивления резистора, включенного в коллекторную цепь транзистора. Действительно» из рис. 2.25 видно, что Rвых б =rк||Rк=Rк, так как rк » Rк. 1.2.7. Особенности усилителя ОБ в области высоких частот В области высоких частот в схеме ОБ необходимо учитывать, как и в схеме ОЭ частотную зависимость параметров транзистора и влияние паразитных емкостей транзистора и монтажа. Коэффициент усиления по току в схеме ОБ , где  — граничная частота усиления по току в схеме ОБ, на которой 0 уменьшается в раза; 0 — коэффициент усиления по току в области низких и средних частот. Найдем . Тогда . Здесь Кмакс — коэффициент усиления в области средних частот, Рассмотрим теперь влияние паразитных емкостей в рассматриваемой схеме усилителя. Входная емкость для схемы рис. 2.24 Свх ≈ С1 + С2 – КС3 где С1 — монтажная емкость на входе усилителя; С2 — емкость перехода база-эмиттер, С3 — емкость перехода коллектор-база. Из этого выражения видно, что последнее слагаемое приводит к некоторому уменьшению входной емкости. Поэтому в схеме 0Б можно считать, что основное влияние в области высоких частот оказывает емкость Скб и емкость монтажа, которые включены параллельно сопротивлению коллекторного перехода. Постоянная времени для выходной цепи . Тогда в области высоких частот 1.2.8. Эмиттерный повторитель На рис. 2.26 приведена схема с общим коллектором (ОК). Она называется также эмиттерным повторителем, так как напряжение на выходе, снимаемое с эмиттера, повторяет фазу входного сигнала и имеет коэффициент передачи близкий к единице. Коллектор транзистора по переменной составляющей тока заземлен, и вся нагрузка включается в эмиттерную цепь. Из рис. 2.26 видно, что Uэб = Uвх – Uвых Так как напряжение Uэб мало и мало меняется при изменении входного сигнала, то Uвх≈Uвых. Эмиттерные повторители допускают работу с большими входными сигналами по сравнению с усилительными каскадами других типов. Рис. 2.26. Усилитель RC–типа по схеме ОК Определим основные параметры эмиттерного повторителя в области средних частот, воспользовавшись эквивалентной схемой, приведенной на рис. 2.27. Найдем . Если пренебречь влиянием rэ, то выражение для rвх к можно упростить и представить в виде где = Rн || Rэ. В этом выражении первое слагаемое пренебрежимо мало по сравнению со вторым. Кроме того, в большинстве случаев «и последнее можно не учитывать. Однако rк ограничивает максимально возможное значение величины Rвх схемы ОК. Действительно, если предположить, что », то максимальная величина Rвх к ≈rк. В режиме короткого замыкания на выходе, когда стремится к нулю, входное сопротивление схемы с ОК равно входному сопротивлению схемы ОЭ. Следовательно, схема ОК имеет самое высокое входное сопротивление из всех схем включения биполярных транзисторов. Для практических расчетов можно считать, что rвх к ≈ ( + 1) Практически при холостом ходе (когда Rн достаточно велико) можно получить входное сопротивление до 100–200 кОм и более при включении в эмиттерную цепь транзистора сопротивления порядка 10 кОм. При наличии нагрузки входное сопротивление эмиттерного повторителя обычно определяется величиной сопротивления нагрузки, которая в случае повторителя напряжения не бывает большой (иначе не имеет смысла использовать эмиттерный повторитель). При этом если нагрузка не остается постоянной, меняется и входное сопротивление. Величина входного сопротивления в схеме ОК в значительной степени ограничивается делителем в цепи базы Rвх к=rвх к||R, где R = R1 || R2. Высокое значение входного сопротивления можно получить лишь при условии R»rвх к. Поэтому в ряде случаев приходится используют либо непосредственную связь с источником сигнала без делителя напряжения, либо искусственно повышать сопротивление цепи смещения с помощью обратной связи. Если большое входное сопротивление является первоочередным требованием, то применяют схемы повторителей на составном транзисторе, либо повторители с динамической нагрузкой [7]. Определим коэффициент передачи по напряжению Как видно КUок < 1, а Uвых≈Uвх. По этой причине КUок чаще называют коэффициентом передачи. На КUок большое влияние оказывают внутреннее сопротивление источника входного сигнала и нагрузка в эмиттерной цепи, С увеличением внутреннего сопротивления источника сигнала КUок падает, а с увеличением , КUок возрастает. Следует заметить, что при Rг → 0 и → . Рис. 2.27. Эквивалентная схема усилителя RC- типа ОК Коэффициент усиления по току находится аналогично, как и для схемы ОЭ. Так, коэффициент усиления по току транзистора в схеме эмиттерного повторителя равен ( + 1), а коэффициент усиления по току усилительного каскада можно найти, определив коэффициенты распределения тока во входной и в выходной цепи. С учетом этих коэффициентов . Выходное сопротивление эмиттерного повторителя определяет его нагрузочную способность как по постоянному, так и по переменному току. Из эквивалентной схемы рис. 2.20 при выполнения условия следует, что . При Rг → 0 выходное сопротивление схемы ОК равно входному сопротивлению схемы ОБ. Особенностью работы эмиттерного повторителя в области высоких частот является то, что его входное сопротивление резко уменьшается с увеличением частоты входного сигнала. Это обусловлено инерционностью процессов в базе транзистора, а также наличием коллекторной и нагрузочной емкостей. Так при подаче на вход схемы ОК импульсного сигнала с коротким фронтом в первый момент входное сопротивление будет равно значению rб. По мере зарядки емкостей и нарастания коэффициента усиления по току (t) входное сопротивление увеличивается до своего установившегося значения. Влияние емкости С*к сказывается в том, что начальный скачок напряжения на выходе отсутствует и увеличивается время нарастания. Емкость Сн оказывает приблизительно такое же влияние, что и С*к и еще больше уменьшает крутизну начального участка фронта. Установка рабочей точки в схеме ОК производится также, как и в схеме с ОЭ с эмиттерной стабилизацией. Для выбора потенциала эмиттера имеется больше возможностей, так как потенциал коллектора не зависит от управляющего сигнала. Следовательно, напряжение Uкэ можно выбрать более высоким, чем в схеме с ОЭ. Благодаря этому имеется возможность реализации простой гальванической связи эмиттерного повторителя с выходом предыдущего и с входом последующего каскада. 2.4 УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 2.4.1 Общие сведения о полевых транзисторах Полевые транзисторы, представляют собой полупроводниковые приборы, которые в отличие от биполярных транзисторов управляется электрическим полем. Отличительными особенностями полевых транзисторов являются: чрезвычайно малые токи во входной цепи, линейная зависимость крутизны от управляющего напряжения, возможность работы в качестве сопротивления, управляемого напряжением, наличие термостабильной точки у транзисторов с обратносмещенным переходом затвор - исток, повышенная радиационная стойкость, малый уровень шумов. В тоже время простота технологии, малая площадь, занимаемая на подложке особенно важны при производстве интегральных микросхем. Различают две разновидности полевых транзисторов: полевые транзисторы с управляющим р-n переходом и полевые транзисторы МДП-типа. В транзисторах с управляющим p-n переходом затвор отделен от канала сток-исток обратно смещенным р-n или n-p переходом. При правильной полярности напряжения переход затвор-исток всегда заперт. Принцип действия полевого транзистора с обратно смещенным управляющим переходом затвор-исток основан на изменении площади поперечного сечения проводящей части полупроводникового материала. С уменьшением напряжения на затворе относительно истока уменьшается сопротивление канала и происходит увеличение тока полевого транзистора. Следовательно, током стока можно управлять с помощью напряжения, приложенного к затвору относительно истока, Поскольку p-n переход полевого транзистора включен в обратном направлении, его входное сопротивление очень велико, что является большим достоинством этого полупроводникового прибора. Увеличение напряжения на затворе вызывает в конечном итоге такое расширение управляющего перехода, при котором токопроводящий канал окажется перекрытым. Это напряжение называется напряжением отсечки. Следует заметить, что к p-n переходу оказывается приложенным не только напряжение на затворе Uз, но и напряжение, выделяющееся на распределенном сопротивлении канала, создаваемое током, протекающим от истока к стоку. Поэтому толщина p-n перехода у стока оказывается большей, чем у истока. В полевых транзисторах МДП-типа затвор отделен от канала сток-исток тонким слоем окисла SiО2. На рис. 2.28 показано семейство статических стоковых характеристик полевого транзистора с управляющим p-n переходом: Iс = f(Uс) при Uз = const. Рис. 2.28. Выходные сток-затворные характеристики полевого транзистора с управляющим p-n переходом Рассмотрим выходную характеристику, соответствующую напряжению Uз = 0. При малых значениях Uс ток стока увеличивается почти пропорционально изменению данного напряжения (участок ОА, рис. 2.28). Этот крутой участок выходной характеристики соответствует полностью открытому каналу. Малый ток стока создает малое падение напряжения на открытом канале, что вызывает лишь незначительное сужение самого канала возле стока. При большом значении тока стока из-за падения напряжения на канале его сечение возле стока значительно уменьшается, что вызывает существенное замедление роста тока стока при дальнейшем повышении напряжения Uс (участок АБ). В конечном итоге канал сужается настолько, что дальнейшее существенное увеличение тока стока оказывается невозможным (участок БВ). Следует заметить, что расширяющийся p-n переход не может в данном случае полностью перекрыть канал (запереть ток стока). Поэтому наступает не перекрытие, а только насыщение тока стока. Если между затвором и истоком приложить некоторое напряжение, то сечение канала в исходном состоянии уменьшится, а его сопротивление увеличится. Поэтому угол наклона крутого участка выходной характеристики будет меньше. Кроме того, переход к режиму насыщения произойдет при меньших значениях напряжения и тока стока. Подавая между затвором и истоком последовательно ряд напряжений, получим все семейство статических стоковых характеристик. Область насыщения (область II), являющаяся рабочей областью транзистора, на этом семействе расположена справа от штриховой линии. В транзисторах с изолированным затвором управление проводимостью канала осуществляется с помощью металлического электрода, отделенного от канала тонким слоем диэлектрика, благодаря чему входное сопротивление транзистора оказывается достаточно большим. Существует две разновидности полевых транзисторов с изолированным затвором. В одних полевых транзисторах с изолированным затвором отсутствует управляемая проводимость между областями стока и истока при разности потенциалов между затвором и истоком, равной нулю. Такие приборы называются транзисторами с индуцированным каналом. У полевых транзисторах с индуцированным каналом канал проводимости возникает лишь при определенном пороговом напряжении на затворе Uпор. В этом случае полевой транзистор работает в режиме обогащения канала носителями заряда, т.е. при увеличении входного напряжения ток стока увеличивается. В других транзисторах между стоком и истоком имеется слабо легированный канал проводимости. Это так называемые приборы со встроенным каналом. Проводимость этого канала может в зависимости от полярности управляющего напряжения как возрастать, так и уменьшаться, т.е. транзистор может работать как в режиме обогащения, так и в режиме обеднения канала носителями заряда. Ток стока полевого транзистора с управляющим p-n переходом связан с входным напряжением UЗИ следующей зависимостью , где Iс нач значение тока стока при Uз = 0, Uотс — напряжение отсечки, при котором ток стока полевого транзистора равен нулю. Так как управление полевого транзистора осуществляется напряжением, то для количественной оценки управляющего действия используется крутизна . При Uз = 0 . Таким образом , т.е. крутизна усиления полевого транзистора уменьшается при увеличении напряжения на затворе. Анализ выходных характеристик полевых транзисторов показывает, что существует две четко разграниченные области работы прибора: область I, где Iс зависит как от напряжений Uси и Uзи, и область II, где Ic зависит только от напряжения Uзи. Для прибора, работающего в режиме обеднения, разделяющая области линия определяется из условия появления в некоторой части канала эффекта отсечки. Для прибора. работающего только в режиме обогащения, разделяющая линия определяется таким значением Ucи, при котором в некоторой точке приповерхноcтного слоя исчезает индуцированный канал между стоком и истоком. Исходя из этого, должны быть два отдельных уравнения тока стока, соответствующих двум указанным областям. Из анализа физических процессов в МДП-транзисторе, способного работать как в режиме обеднения, так и в режиме обогащения канала носителями, известно, что для тока стока в первой области (см. рис. 2.28) справедливо следующее уравнение Ic=К[(Uзи – Uотс)Uси – 0,5U2си] при Uси  Uзи – Uотс; Uзи – Uотс  0. Первое неравенство обеспечивает отсутствие отсечки за счет изменения напряжения Ucи, второе — исключает отсечку за счет напряжения Uзи. Постоянный коэффициент К отражает свойства полупроводникового материала и геометрии прибора и обычно определяется экспериментальным путем. В области II ток стока остается постоянным и равным той величине, которой соответствует начало эффекта отсечки. Положив Uси=Uзи–Uотс и, исключив Uси из уравнения (3.1), получим при Uси  Uзи – Uотс; Uзи – Uотс  0. Таким образом, первое выражение справедливо для ВАХ области I , a второе - для ВАХ области II. Штриховой линией показана граница Uси=Uзи–Uотс, которая разделяет обе области. Для полевого транзистора, работающего только в режиме обогащения (индуцированный канал) можно использовать аналогичное уравнение, заменив в них Uотс на Uпор. В области I: при Uси  Uзи – Uпор; Uзи  Uпор, а в области II: Ic = 0.5К(Uзи – Uпор)2 при Uси  Uзи – Uпор, Uзи  Uпор. В приведенных выражениях Uпор — пороговое напряжение, при котором в полевом транзисторе с индуцированным каналом возникает канал проводимости. Основными параметрами полевого транзистора являются крутизна усиления и дифференциальное сопротивление канала. Эти параметры могут быть определены по ВАХ полевого транзистора. Крутизна усиления S = Iс/Uзи определяется по характеристике Ic=f(Uзи). В зависимости от типа транзистора значение крутизны может быть от единиц до сотен и более миллиампер на вольт. Дифференциальное сопротивление канала в области насыщении rси=Uc/Ic имеет типовое значение десятков сотен кОм. Рис. 2.29. Вольтамперная характеристика IC = f(UЗИ) при различных температурах окружающей среды Отличительной особенностью полевых транзисторов с обратно смещенным p-n переходом является также то, что при определенном выборе режима его работы ток стока не зависит от изменения температуры окружающей среды. (см. рис. 2.29). Объясняется это взаимной компенсацией двух разных процессов, протекающих одновременно при увеличении температуры: уменьшением удельной проводимости канала (по этой причине ток стока уменьшается), и уменьшением контактной разности потенциалов на p-n переходе затвор-канал, вызывающим расширение проводящей части канала и, следовательно, увеличению тока стока. Существует еще одна причина, которая может вызвать температурный дрейф тока стока — это нестабильность тока затвора. Его величина составляет тысячные доли мкА, а температурный коэффициент положительный, как у биполярных транзисторов. Если в цепь затвора включен высокоомный резистор (десятки МОм), то ток затвора может создать на нем дополнительное смещение, которое возрастает с увеличением температуры. В результате изменится и ток стока. Поэтому в цепи затвора полевого транзистора не рекомендуется включать резисторы, сопротивление которых больше нескольких МОм. 1.2.9. Схема усилителя с общим истоком По аналогии с биполярными транзисторами в зависимости от того, какой электрод используется в качестве общего заземленного электрода, различают три схемы включения полевых транзисторов: общий исток (ОИ), общий сток (ОС) и общий затвор (03). Схема с общим истоком (рис. 2.30) имеет много общего со схемой ОЭ для биполярного транзистора. Различие состоит в том, что управляющий переход затвор-исток полевого транзистора имеет обратное смещение и поэтому входная цепь полевого транзистора практически не потребляет тока от источника сигнала. Рис. 2.30. Усилитель RC-типа с общим истоком В схеме рис. 2.30 резистор Rи обеспечивает ООС по постоянному току. Такая обратная связь в усилителях на полевых транзисторах является удобным средством установки рабочей точки. Последовательно с полевым транзистором включен резистор Rс. Изменение тока через этот резистор приводит к изменений падения напряжения на нем, которое во много раз больше входного сигнала. Для расчета схемы в статическом режиме необходимо задать ток стока транзистора. По сток-затворной характеристике определяется соответствующее этому току значение напряжения Uзи .В зависимости от выбранной величины тока стока оно может принимать значение от 0 до Uотс. Для определения напряжения Uзи воспользуемся приближенным выражением . Из этого выражения можно определить сопротивление в цепи истока . В качестве примера зададим следующие параметры полевого транзистора: Iс макс=10 мА, Uотс=–3В и выберем величину Iс =+ 3 мА.. При атом Uзи=–3(1–)=1,36В. Сопротивление резистора в цепи истока Rи составит 1,36 В / 3 мА = 452 Ом. Потенциал стока при отсутствии сигнала выбирается из условия Uc  |Uотс| + |Uс| макс. При размахе выходного напряжения 2 В и допуске 2 В для потенциала стока Uс при отсутствии сигнала выбираем значение Uс = 7 В. Если напряжение источника питания равно 15 В, то величина сопротивления резистора в цепи стока полевого транзистора Rс = (15– 7) / 3 мА = 2,7 К. Крутизна характеристики транзистора в рабочей точке определяется из приближенной формулы: . На рис. 2.31 приведена упрощенная малосигнальная эквивалентная схема усилительного каскада с общим истоком в области средних и высоких частот. Рис. 2.31. Эквивалентная схема усилителя RC-типа с ОИ в области средних и высоких частот На этой же схеме показаны межэлектродные емкости Сзи, Сзс, Сси, учет которых необходим при анализе усилителя в области высоких частот. Определим коэффициент усиления по напряжению в области средних частот , где Uн = – S Uзи rси||, =Rн || Rс, . При Rг « Rз . Усилитель с ОИ из-за высокого входного сопротивления обладает наибольший из всех транзисторов коэффициентом усиления по мощности . Так при Кu = 1, Rвх = 200 мОм, Rвых = 2 кОм, Кр = 100 на один каскад. Чтобы увеличить коэффициент усиления по напряжению в схеме ОИ нагрузка в цепи стока по переменному току должна быть высокоомной. Поэтому в схемах усилителей широко применяют динамическую нагрузку, т.е. вместо резистора Rс включают генератор стабильного тока, построенный на биполярных или полевых транзисторах. Выходное сопротивление усилительного каскада Rвых = rси||Rc определяется величиной Rс, если Rс « rси. Входное сопротивление в области низких частот определяется величиной сопротивления резистора Rз, выбор величины которого может быть в значительной мере произвольным. Максимальное значение сопротивления резистора Rз определяется, как указывалось выше, допустимым падением напряжения на нем, обусловленным током утечки затвора. При этом максимальная величина сопротивления Rз составляет несколько мегаом. На более высоких частотах необходимо учитывать в схеме усилителя полные сопротивления Zзс, Zзи, Zзс. Так, входная проводимость, определяемая отношением входного тока к входному напряжению на входных зажимах Здесь К — коэффициент усиления по напряжению схемы ОИ. Таким образом, можно считать, что эквивалентная схема входной цепи транзисторного усилителя на высоких частотах содержит резистор Rз, емкость Сзи и емкость в (1 + К) раз большую, чем Сзс. Входная емкость полевого транзистора образует с внутренним сопротивлением источника сигнала Г- образное звено фильтра низких частот, граничная частота которого (на уровне – 3 дб): , если Rз » Rг. При активном сопротивлении нагрузки обратная связь через емкость Сзс увеличивает эквивалентную входную емкость. Если сопротивление нагрузки реактивное, задача усложняется, так как коэффициент усиления становится комплексным. Можно показать, что при индуктивной нагрузке во входную цепь через емкость Сзс вносится отрицательное сопротивление, которое может служить причиной самовозбуждения усилителя. 1.2.10. Особенности схем с общим стоком и общим затвором Схема с общим стоком обладает значительно большим входным сопротивлением, чем схема с общим истоком. В большинстве случаев в области низких и средних частот это не имеет особого значения, так как Rвх достаточно велико и для схем с общим истоком. Преимуществом схемы с ОС является то, что она существенно уменьшает входную емкость усилителя. Свх ои = Сзс + Сзи(1 – Кои) ≈ Сзс, так как коэффициент усиления Кои близок к единице. В отличие от эмиттерного повторителя выходное сопротивление истокового повторителя не зависит от внутреннего сопротивления источника сигнала. Принципиальная схема истокового повторителя приведена на рис. 2.32, Упрощенная эквивалентная схема истокового повторителя имеет такой же вид, как рис. 2.31 (рис. 2.32, б), если вместо Rс включить Rи. а) б) Рис. 2.32. Истоковый повторитель — а, и его схема замещения на средних и высоких частотах —б Коэффициент передачи по напряжению истокового повторителя , где Выходное сопротивление истокового повторителя , где При , Rвых ос ≈ 1/S. Меньшее значение крутизны усиления маломощных полевых транзисторов по сравнению с крутизной усиления биполярного транзистора не позволяет получить в истоковом повторителе таких низких выходных сопротивлений, как в эмиттерном повторителе. По этой причине иногда применяют составной транзистор на полевом и биполярном транзисторе (схема Дарлингтона). Такой составной транзистор обеспечивает высокое входное и низкое выходное сопротивление. На рис. 2.33 приведена схема истокового повторителя, позволяющая увеличить входное сопротивление за счет напряжения ООС. Рис. 2.33. Истоковый повторитель с высоким входным сопротивлением Входной ток в данной схеме, протекающий через резистор Rз . Откуда . Здесь К — коэффициент передачи истокоэого повторителя. При R1 = 0 входное сопротивление принимает максимальное значение Rвх макс = Rз / (1-К). Если К = 0,9, то Rвх увеличивается на порядок.. В схеме с общим затвором (аналог включения биполярного транзистора с ОБ) наблюдается полная параллельная внутренняя ООС по току, что дает малое эквивалентное входное сопротивление и синтезирует выходную цепь — генератор тока. Поэтому каскад с общим затвором повторяет в нагрузке входной ток сигнала и усиливает напряжение на высокоомной нагрузке. Так как в этой схеме затвор заземлен, то электрическое поле стоковой области практически не оказывает влияния на входную цепь. В схеме с общим затвором проводимость Y12 = 0, поэтому каскад сохраняет устойчивость, даже если в цепи истока включается резонансный контур. Таким образом, усилительный каскад с общим затвором обеспечивает высокочастотную развязку цепей нагрузки и генератора сигнала. На практике этот каскад чаще всего применяется в составе сложного каскада общий исток – общий затвор, известного под названием каскодной схемы. В каскодной схеме каскад с общим истоком усиливает входной сигнал лишь по току. Малое входное сопротивление схемы с общим затвором минимизирует входную емкость и расширяет амплитудно-частотную характеристику каскодного усилителя Каскодные схемы широко применяются в резонансных усилителях, в которых в качестве нагрузки используется колебательный контур. Малая входная емкость каскодного усилителя повышает не только устойчивость резонансного усилителя, но и позволяет значительно увеличить его коэффициент усиления. 1.3. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 1.3.1. Общие вопросы проектирования многокаскадных усилителей Одиночные усилительные каскады, выполненные на биполярных и полевых транзисторах, имеют ограниченный коэффициент усиления, зависящий от параметров транзистора и других компонентов схемы. Эти каскады сами по себе, как правило, не в состоянии обеспечить требуемый коэффициент усиления. Поэтому применяют многокаскадные усилители, представляющие собой последовательное соединение одиночных усилительных каскадов. Можно выделить следующие виды связи между отдельными усилительными устройствами: гальваническую (непосредственную), емкостную (с помощью RС-цепей), трансформаторную или автотрансформаторную, с помощью частотно-зависимых цепей и оптронную. Для сравнительно низкочастотных усилителей чаще всего используются два первых вида связи. Трансформаторная и автотрансформаторная связи в низкочастотных усилителях применяется значительно реже из-за больших габаритов трансформаторов, невозможности их миниатюризации, высокой стоимости. Кроме того, трансформаторы в таких усилителях являются источниками значительных нелинейных и частотных искажений. Однако трансформаторная связь позволяет получать максимальное усиление по мощности, что в ряде случаев бывает важно. Наиболее широко трансформаторные и автотрансформаторные связи применяются в резонансных избирательных усилителях, в которых в качестве нагрузки используются LC контура. Частотно-зависимые цепи используют при создании многокаскадных усилителей с непосредственной связью, а также при создании избирательных усилителей. Оптронная связь между каскадами применяется в специальных случаях, когда при низкой рабочей частоте требуется хорошая гальваническая развязка между каскадами. При проектировании многокаскадных усилителей обычно необходимо знать выходное напряжение Uвых, сопротивление нагрузки Rн и коэффициент усиления. Необходимо также знать допустимые коэффициенты линейных и нелинейных искажений, рабочий диапазон частот, внутреннее сопротивление источника сигнала, динамический диапазон изменения входного сигнала. Проектирование многокаскадного усилителя рекомендуется начинать с выбора его структурной схемы и активных элементов, входящих в нее, исходя из требований, предъявляемых к усилителю. В качестве отдельных каскадов многокаскадного усилителя используют и интегральные усилители. Их также вводят в состав структурной схемы усилителя, а специфические требования удовлетворяют за счет применения обратной связи соответствующего вида. При этом иногда в общую схему усилителя приходится включать дополнительно мощный выходной каскад, а также входной каскад с высоким или очень малым входным сопротивлением. И только в случае, если из-за требований, предъявляемых к характеристикам преобразования, усилитель нельзя выполнить из набора готовых интегральных микросхем, его проектируют на дискретных элементах. Порядок разработки принципиальной схемы усилителя во многом зависит от предъявляемых к нему требований. Если заданы выходная мощность и выходное сопротивление усилителя, то проектирование следует начинать с выходного каскада, а затем переходить к проектированию остальной части. Если же определенные требования предъявляются как к входной, так и к выходной частям усилителя, то сначала решаются вопросы реализации входного и выходного каскадов, а потом проектируют часть усилителя, связывающую их. Учитывая допустимую нестабильность коэффициента усиления и получения требуемых параметров, решается вопрос о виде обратной связи и ее глубине. Так как с введением обратной связи коэффициент усиления уменьшается, то это должно быть учтено при выборе количества применяемых интегральных микросхем (ИМС). Петлевое усиление можно определить из общего выражения , если известно изменение коэффициента усиления К. При достаточно стабильных параметрах применяемых в цепи обратной связи элементов можно считать, что  0. Тогда Так, если коэффициент усиления усилителя без обратной связи может изменяться на 50% (dК/К=0,5) и при этом требуется, чтобы при введении обратной связи Кос не изменялся более чем на 0,5% (dКос/Кос = 0,005) , то при doc  0 необходимо петлевое усиление ocК = 99 При заданном значении Кос и некоторой глубине обратной связи определяют коэффициент усиления усилителя с разомкнутой обратной связью К=Кос(1+ocК). Решив вопрос о структуре усилителя, количестве ИМС, используемых в нем, виде и глубине обратной связи, составляют ориентировочно принципиальную схему. При непосредственной связи между ИМС необходимо согласовывать уровни выходного сигнала предыдущей ИМС с допустимым входным сигналом последующей. Кроме того, необходимо обеспечивать защиту входных цепей ИМС от возможных аварийных изменений входного сигнала. Нелинейные искажения, заданные на проектируемую часть усилителя, обычно не распределяют между ИМС, а все значения коэффициента гармоник отводят на выходной каскад, работающий в режиме большого сигнала (или предоконечный, если в выходном каскаде используются повторители напряжения). Это обусловлено тем, что наибольшие нелинейные искажения возникают при больших уровнях усиливаемого сигнала, при которых начинает сказываться нелинейность характеристик транзисторов. 1.3.2. Частотная характеристика многокаскадного усилителя Частотные искажения, вносимые каждой ИМС в диапазоне высоких частот, известны из паспортных данных или могут быть определены экспериментально. Результирующий коэффициент частотных искажений усилителя находят как произведение соответствующих коэффициентов отдельных ИМС: Мв = Мв1Мв2…Мвn Частотные искажения в диапазоне низких частот, как правило, обусловлены влиянием цепей связи между отдельными усилительными каскадами. В зависимости от особенностей усилителя частотные искажения между цепями связи распределяют равномерно или неравномерно. При равномерном распределении частотные искажения каждой цепи связи определяют из выражения Мн1 = Мн2 = . Определим полосу пропускания многокаскадного усилителя на дискретных элементах, состоящего из п идентичных каскадов. Как известно, полоса пропускания усилителя F =FВ-FН, где FВ и Fн — соответственно верхняя и нижняя частоты, относительное усиление которых y =1/. Ввиду того, что FН много меньше, чем FВ, полосу пропускания усилителя можно определить как FFв. Если не учитывать инерционность транзистора, то Fв =1/(2RC), где R=RвыхRн; С =Свых+Свх+См; Rвых — выходное сопротивление усилителя; Rн — сопротивление нагрузки; Свх, Свых, См — соответственно входная, выходная емкости и емкость нагрузки (или монтажа). Рассмотрим выражение обобщенной частотной характеристики, нормированной по абсолютнной величине коэффициента передачи на средних частотах Kmax: . В приведенном выражении Кв и Кmax — соответственно коэффициент усиления усилителя в области верхних и средних усиливаемых частот. Обозначим F/Fв через хв, тогда . Учитывая, что полоса пропускания усилителя измеряется на уровне , получим xв=1. При включении же n одинаковых усилителей: y= (1+xв2)-n/2 Приравнивая y=1/, находим (1+xв2)-n/2 = 2–1/2, откуда . В данном случае xв=Fвn/Fв характеризует относительное сужение полосы пропускания многокаскадного усилителя по сравнению с однокаскадным при отсчете полосы на уровне 0.7=1/2. Зависимость сужения полосы от числа каскадов приведена в табл.2.1. Таблица 2.1 n 1 2 3 4 5 6 xn 1 0,64 0,51 0,435 0.39 0,35 Заметим, что в двухкаскадном усилителе полоса сужается в 1.55 раза. Сужение полосы почти в 2 раза дает трехкаскадный усилитель и т.д. В области низких частот для многокаскадного усилителя, состоящего из n одинаковых каскадов, справедливо равенство: , где τн=1/2πFн = С(Rг + Rвх), С — разделительная емкость; Rвх — входное сопротивление рассматриваемого усилителя. Роль RГ может выполнять выходное сопротивление предыдущего каскада. Следует также учитывать, что при наличии цепи эмиттерной стабилизации искажения на низких частотах будет вносить также и конденсатор в эмиттерной цепи. Обозначив F/FН через хН, получим для многокаскадного усилителя . Приравнивая y=, получим , откуда находим . В данном случае хн=Fнn/Fн характеризует относительное изменение нижней граничной частоты n-каскадного усилителя по сравнению с однокаскадным усилителем. Полученные формулы для хв и хн показывают, что полоса пропускания многокаскадного усилителя оказывается значительно уже по сравнению с однокаскадным, поскольку Fнn увеличивается, а Fвn уменьшается. Требования к граничной частоте f используемых в каскадах транзисторов, можно определить следующим образом: , где n — количество усилительных каскадов. 1.3.3. Многокаскадные усилители в интегральном исполнении Одиночные усилительные каскады, выполненные как на биполярных, так и на полевых транзисторах, широко используются при проектировании аналоговых ИМС. Аналоговые ИМС (АИМС) предназначены для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся непрерывно и во времени. Они находят применение в аппаратуре воспроизведения и усиления звуковых сигналов, радиоприемниках и телевизорах, видеомагнитофонах и измерительных приборах, технике связи и т.д. АИМС — конструктивно законченное устройство, которое в совокупности с ограниченным количеством внешних радиоэлементов позволяет создавать сложный завершенный функциональный узел. Функциональный узел — это группа радиоэлементов, объединенных конструктивно и технологически в сборочную единицу (модуль), предназначенную для создания некоторой законченной части радиоэлектронной аппаратуры, например, усилителя, фильтра, источника питания и т.п. Взамен традиционного метода изготовления функциональных узлов путем сборки их из готовых радиокомпонентов в модули с применением межсоединений и конструктивных элементов в АИМС процессы изготовления входящих в узел радиокомпонентов и объединения их в функциональную конструктивно завершенную структуру совмещаются. Такая технология называется интегральной. Интегральная технология изменила представление об оптимальных функциональных структурах радиоэлектронных устройств и их функциональном базисе. Появились новые принципы и способы конструирования аппаратуры, оказывающие значительное влияние на все этапы изготовления радиоэлектронных устройств, способы их эксплуатации и существенно расширяющие сферу их применения. Сформировалась специальная отрасль электроники — микроэлектроника, решающая проблемы конструирования и производства электронных изделий на базе интегральной технологии. В настоящее время стандартизированы количественные и качественные показатели сложности ИМС, характеризуемые числом содержащихся в них элементов. По сложности ИМС подразделяются на малые, средние, большие, и сверхбольшие интегральные микросхемы. Повышение уровня интеграции микросхем является прогрессивным направлением, которое помогает улучшить функциональные и эксплуатационные показатели радиоэлектронной аппаратуры. С помощью интегральной технологии можно изготовить большинство маломощных функциональных узлов в виде ИМС. Однако, промышленное производство микросхем определенного типа целесообразно лишь при их массовом применении. При малом объеме сбыта затраты на разработку и подготовку производства значительно превысят стоимость ИМС, и их применение окажется нецелесообразным. Следует отметить, что АИМС относятся к комплектующим изделиям, не имеющим самостоятельного назначения, а применяются лишь в совокупности с другими изделиями как составные части более сложных и различных по назначению устройств. Применение ИМС позволяет значительно уменьшить габариты аппаратуры и ее массу, значительно повысить надежность, уменьшить потребляемую электрическую мощность и стоимость аппаратуры. Кроме того, применение ИМС дает возможность улучшить технологию производства аппаратуры и в ряде случаев получить такие параметры, которые в усилителях при дискретном исполнении получить практически невозможно. При использовании ИМС отпадает необходимость в расчете, сборке и настройке отдельных каскадов. В этом случае на первый план выдвигаются вопросы согласования отдельных ИМС, введения цепей обратных связей, обеспечивающих получение необходимых параметров, обеспечение устойчивости всей системы, охваченной цепями обратной связи и т.д. В настоящее время промышленностью разработано и выпускается значительное количество различных ИМС, в которых усилители являются одним из функциональных узлов среди множества узлов другого назначения. На сегодняшний день перед специалистом-разработчиком стоит задача правильного выбора и оптимального использования готовых ИМС. Для того чтобы различить, какую функцию выполняет конкретная ИМС, принята система условных обозначений, отражающая их принадлежность к определенным сериям, классам и группам. Серии стремятся разработать так, чтобы из микросхем, входящих в нее, можно было построить законченное устройство. Условное обозначение ИМС состоит из следующих элементов. Первый элемент — цифра, обозначающая группу ИМС. По конструктивно-технологическим признакам ИМС подразделяются на три группы, которым присвоены обозначения: 1, 5, 7 — полупроводниковые; 2, 4, 6, 8 — гибридные; 3 — прочие (пленочные, вакуумные, керамические и т. д.). Второй элемент — две цифры, обозначающие порядковый номер разработки серии ИМС. Эти элементы обозначают серию микросхем. Третий элемент — две буквы, обозначающие подгруппу и вид ИМС в соответствии с табл. 1.2, в которой отражено обозначение усилителей в интегральном исполнении. Таблица 2.2 Усилители Обозначение Высокой частоты УВ Промежуточной частоты УР Низкой частоты УН Импульсных сигналов УИ Широкополосные УК Повторители УЕ Считывания и воспроизведения УЛ Индикации УМ Постоянного тока УТ Операционные УД Дифференциальные УС Прочие УП ИМС, предназначенные специально для усиления электрических сигналов, имеют большую степень интеграции. Трудности изготовления реактивных элементов заставили разрабатывать ИМС в основном в вариантах с непосредственными связями. Можно выделить два основных типа интегральных усилителей: простые усилители с непосредственными связями между каскадами и глубокой отрицательной обратной связью, и усилители на основе использования дифференциальных усилительных каскадов. К последнему типу относятся операционные усилители.