Силовая электроника

1 Федеральное агентство морского и речного транспорта Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования «Государственный университет морского и речного флота имени адмирала С.О. Макарова» Н.В. Белоусова, В. Ф. Самосейко Электронное учебное пособие по дисциплине Силовая электроника Направление подготовки: «Электроэнергетика и электротехника» Санкт-Петербург 2021 2 Содержание 1. Электронные ключи ............................................................................................. 6 1.1. Виды электронных (полупроводниковых) ключей ...................................... 6 1.2. Потери мощности в электронных ключах ..................................................... 9 1.3. Драйверы транзисторов ................................................................................. 11 1.4. Контрольные вопросы по теме Электронные ключи ................................. 11 2. Неуправляемые преобразователи переменного напряжения в постоянное (ВЫПРЯМИТЕЛИ) ................................................................................................. 12 2.1. Однофазный однополупериодный выпрямитель........................................ 12 2.2. Однофазный двухполупериодный выпрямитель ........................................ 16 2.3. Трехфазный однополупериодный выпрямитель ........................................ 19 2.4. Трехфазный двухполупериодный выпрямитель ......................................... 22 2.5. Контрольные вопросы по теме «Неуправляемые выпрямители» ............. 26 3. НеревЕрсиВные тиристорные преобразователи .......................................... 27 3.1. Силовые схемы нереверсивных тиристорных преобразователей ............. 27 3.2. Однофазные однополупериодные тиристорные выпрямители ............... 29 3.3. Однофазный однополупериодный тиристорный выпрямитель с обратным диодом ................................................................................................... 30 3.4. Однофазные двухполупериодные тиристорные преобразователи .......... 32 3.5. Трехфазный однополупериодный (нулевой) тиристорный преобразователь ..................................................................................................... 34 3.6. Энергетические показатели нулевых тиристорных преобразователей .... 36 3.7. Трехфазный двухполупериодный (мостовой) тиристорный преобразователь ..................................................................................................... 38 3.8. Энергетические показатели мостовых тиристорных преобразователей .. 41 3.9. Система импульсно-фазового управления .................................................. 44 3.10. Коммутационные процессы в тиристорном преобразователе ................ 46 3.11. Контрольные вопросы по теме «Нереверсивные тиристорные преобразователи» ................................................................................................... 48 4. Реверсивные тиристорные преобразователи ................................................ 49 4.1. Согласованное совместное управление ....................................................... 50 4.2. Раздельное управление реверсивным преобразователем .......................... 51 4.3. Контрольные вопросы по теме «Реверсивные тиристорные преобразователи» ................................................................................................... 51 5. Непосредственные преобразователи частоты ............................................... 52 5.1. Схемы непосредственных преобразователей частоты ............................... 52 5.2. Система управления НПЧ ............................................................................. 53 5.3. Контрольные вопросы по теме «НПЧ» ........................................................ 54 6. Широтно-импульсные регуляторы постоянного напряжения .................. 54 6.1. Широтно-импульсный регулятор, понижающий напряжение на нагрузке .................................................................................................................................. 55 6.2. Широтно-импульсный регулятор, повышающий напряжение на нагрузке .................................................................................................................................. 57 3 6.3. Широтно-импульсное регулирование напряжения вверх и вниз относительно напряжения источника питания ................................................... 58 6.4. Выводы по главе............................................................................................. 60 6.5. Контрольные вопросы по теме ..................................................................... 61 «Широтно-импульсные регуляторы постоянного напряжения» ..................... 61 7. Автономные инверторы .................................................................................... 61 7.1. Однофазный инвертор напряжения с двухфазной модуляцией................ 62 7.2. Трехфазный инвертор напряжения .............................................................. 64 7.3. Контрольные вопросы по теме «Автономные инверторы» ....................... 68 4 ВВЕДЕНИЕ Электронное учебное пособие по дисциплине «Силовая электроника» направлено на формирование профессиональных компетенций в соответствии с федеральным государственным образовательным стандартом по уровню бакалавриата ПКР-4. Способность принимать участие в проектировании объектов профессиональной деятельности в соответствии с техническим заданием и нормативно-технической документацией, соблюдая различные технические, энергоэффективные и экологические требования. Электронное учебное пособие предназначено для обучающихся по направлению подготовки бакалавриата 13.03.02 «Электроэнергетика и электротехника», профиль «Электропривод и автоматика», может быть использовано при изучении других дисциплин, направленных на формирование профессиональных компетенций. В курсе «Силовая электроника» изучаются силовые вентильные преобразователи. Силовые вентильные преобразователи - это электротехнические устройства, позволяющие преобразовывать различные параметры электрической энергии (электрические преобразователи). Реализуются электрические преобразователи на вентильных элементах, т.е. на элементах, работающих в ключевом режиме. К таким элементам относятся – диоды, тиристоры и транзисторы. Они используются в основном в ключевом режиме, так как имеют высокий к.п.д. и сравнительно небольшие потери энергии (в идеальном вентильном ключе потери энергии равны 0). Кроме того, они используются в аналоговом режиме, например, в устройствах питания электронных элементов. В зависимости от функций, выполняемых преобразователями электрической энергии их можно подразделить на: Выпрямители - преобразователи переменного напряжения в постоянное. Тириристорные преобразователи переменного напряжения Инверторы - преобразователи постоянного напряжения в переменное. Регуляторы переменного напряжения - преобразователи переменного напряжения одного уровня в переменное напряжение другого уровня (одной и той же частоты). Преобразователи частоты - преобразователи переменного напряжения одной частоты в переменное напряжение другой частоты. Регуляторы постоянного напряжения - преобразователи знакопостоянного напряжения одного среднего значения в знакопостоянное напряжение другого среднего значения. Цель электронного учебного пособия – приобретение студентами теоретических и практических знаний процессов электромагнитного и электромеханического преобразования энергии, конструкций и характеристик трансформа- 5 торов и различных типов электрических машин и аппаратов, применяемых в промышленности и на транспорте. Содержание данного электронного учебного пособия соответствует рабочей программе дисциплины и основано на материалах отечественных и зарубежных исследований, включая современные публикации. Каждый раздел электронного учебного пособия включает контрольные вопросы. АННОТАЦИЯ ДИСЦИПЛИНЫ Силовая электроника 1. Место дисциплины в структуре образовательной программы Дисциплина “Силовая электроника” относится к части, формируемой участниками образовательных отношений, Блока 1 учебного плана по направлению подготовки 13.03.02 «Электроэнергетика и электротехника», профиль «Электропривод и автоматика». 2. Планируемые результаты обучения по дисциплине В результате освоения дисциплины обучающийся должен: Знать: принципы действия силовых полупроводниковых приборов и их назначение, основные схемотехнические решения устройств силовой электроники, основные уравнения процессов, схемы замещения, характеристики, понимать принцип действия и алгоритмы управления в электронных преобразователях электрической энергии. Уметь: использовать полученные знания при решениипрактических задач по проектированию, испытаниям и эксплуатации устройств силовой электроники, ставить и решать простейшие задачи моделирования силовых электронных устройств. Владеть: навыками элементарных расчетов и выбора силовых электронных преобразователей. 3. Объем дисциплины по видам учебных занятий Объем дисциплины составляет 4 зачетных единицы, всего 144 часоа, из которых:  68 часов составляет контактная работа обучающегося с преподавателем (17 часов практические занятия, 34 часа лабораторные работы, 17 часов лекции) по очной форме обучения;  16 часов контактная работа обучающегося с преподавателем (4 часа практические занятия, 8 часов лабораторные работы, 4 часов лекции) по заочной форме обучения. 6 1. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ Работа полупроводниковых преобразователей энергии основана на коммутациях (включениях — выключениях) электронных ключей. Электронный ключ  полупроводниковый прибор, работающий в ключевом режиме, характеризующемся двумя состояниями: включен  выключен. Электронные ключи являются основными элементами импульсных устройств. 1.1. Виды электронных (полупроводниковых) ключей Идеальный ключ  виртуальный управляемый ключ, обладающий двухсторонней проводимостью с нулевым падением напряжения в проводящем состоянии, бесконечным сопротивлением в непроводящем состоянии и мгновенным переходом из состояния в состояние. Изображение идеального ключа на схемах показано на Рис. 1.1, а. Мощность, выделяемая на идеальном ключе p  ui равна нулю, так как в открытом состоянии u  0, а в закрытом состоянии i  0. Поэтому коэффициент полезного действия импульсных устройств, реализованных на идеальных ключах равен 1. Реальные полупроводниковые ключи имеют падение напряжения в открытом состоянии около 12 Вольт. Поэтому работа реального ключа в проводящем состоянии сопровождается потерями. Кроме того, переход из состояния в состояние мощных электронных ключей происходит за конечное время порядка 410 микросекунд, что также ведет к дополнительным коммутационным потерям. Маломощные ключи коммутируются за существенно меньшее время. Реальные полупроводниковые ключи: диоды, тиристоры, транзисторы. а) б) в) A u К К A VD i г) VS УЭ К VT З Э Рис. 1.1. Графическое и буквенное обозначение электронных ключей на схемах: а) идеальный ключ; б) диод ( А  анод, К  катод); в) тиристор (А  анод, К  катод, УЭ  управляющий электрод); г) IGBT- транзистор (Э  эмиттер, К  коллектор, З  затвор) Диод  неуправляемый ключ с односторонней проводимостью (Рис. 1.1, б). Включается диод при положительном напряжении на переходе анод (A)  катод (К), а выключается при уменьшении тока, протекающего через него в положительном направлении. Тиристор  полууправляемый ключ с односторонней проводимостью (Рис. 1.1, в). Включается тиристор при протекании через переход управляющий электрод  катод импульса тока. Выключается тиристор при уменьшении то- 7 ка, протекающего через переход анод  катод, до тока удержания, который достаточно мал ( практически равен нулю). Управление осуществляется только включением тиристора. Промышленностью выпускаются полностью управляемые тиристоры, которые включаются и выключаются по сигналу с системы управления. Такие полностью управляемые тиристоры содержат в своем составе устройство искусственной коммутации. Транзистор  полностью управляемый ключ с односторонней проводимостью (Рис. 1.1, г). Управление осуществляется как включением, так и выключением. В силовой импульсной технике распространение получили IGBT – транзисторы. Его полное название биполярный транзистор с изолированным затвором. а) СCG З (G) СGE в) б) К (С) К СCE З Э ICмах IC UCE Э UCE0 (E) Рис. 1.2. Транзистор IGBT: а) составная схема; б) обозначение; в) вольтамперная характеристика открытого транзистора IGBT-транзистор  составной трехэлектродный (затвор, коллектор, эмиттер) полупроводниковый прибор, состоящий из полевого и биполярного транзисторов (Рис. 1.2). Причем управление составного транзистора аналогично управлению полевым транзистором, а выход аналогичен биполярному транзистору. Он наследует их положительные качества. Включается  выключается IGBT-транзистор как полевой: при подаче  снятии напряжения с перехода затвор (З)  эмиттер (Э). В результате на включение  выключение требуется достаточно малая мощность. Рабочий ток IC протекает через переход коллектор (К)  эмиттер (Э). По своим вольтамперным характеристикам он аналогичен биполярному транзистору. Вольтамперная характеристика открытого транзистора приведена на Рис. 1.2, в. Основными параметрами открытого состояния являются пороговое напряжение UCE0 В и динамическое сопротивление, которое можно оценить по формуле Rдин /ICмах Ом, где ICмах  максимальный ток коллектора. В настоящее время силовые транзисторы IGBT выпускаются многими как иностранными (Mitsubishi, Siemens, Semikron, Eupec, Infineon и др.), так и отечественными производителями (ПАО “Электровыпрямитель”, АО “ЭлектрумАВ”, АО “Ангстрем” и др.). С 1998 года на Саранском предприятии "Электровыпрямитель" осуществляется выпуск мощных высоковольтных IGBT- моду- 8 лей на ток до 2400 А и напряжение до 3300 В. Выпускаемые силовые IGBTтранзисторные модули разделяются на обычные (стандартные) модули и интеллектуальные (IPM). Стандартные IGBT-модули конструктивно можно разделить на два типа: паяной конструкции с изолированным основанием и подложкой и прижимной (таблеточной) конструкции (Press-Pack). Модули с изолированным основанием выпускают в прямоугольных пластмассовых корпусах с односторонним прижимом и охлаждением через основание. Модули в таблеточном исполнении имеют двухстороннее жидкостное охлаждение. Конструкции таблеточных модулей более сложны. Их система охлаждения требует деионизации охлаждающей жидкости. Стандартные модули выпускаются в одно-, двух-, четырех- и шестиключевом исполнении (Рис. 1.3), которые, как правило, уже содержат в своем составе обратный быстро восстанавливающийся диод (FRD — Fast Recovery Diodes). Реже выпускают модули без обратных диодов. а) б) в) г) Рис. 1.3. Стандартные модули в различном исполнении: а) одноключевом; б) двухключевом; в) четырехключевом; г) шестиключевом В последнее время при проектировании электрических преобразователей разработчики широко применяют интеллектуальные силовые модули (IPM – Intelligent Power Modules), которые кроме силовой части схемы электрического преобразователя содержат в едином корпусе драйверы, датчики температуры, тока и напряжения, источники питания, устройства диагностики и защиты и т.п. 9 а) б) в) Рис. 1.4. Электронные ключи с двухсторонней проводимостью: а) несимметричный; б) симметричный с одним транзистором; в) симметричный с двумя транзисторами 1.2. Потери мощности в электронных ключах Потери мощности в электронных ключах делятся на статические и динамические. Статические потери в ключах образуются при протекании по ним тока. Статические потери рассчитываются во всех типах электронных ключей одинаково по формуле: Pст  U CE0  I ср  Rдин  I д 2 , где UCE0  пороговое значение напряжения вольтамперной характеристики; Rдин  динамическое сопротивление транзистора; Iср  среднее значение тока коллектора; Iд  действующее значение тока коллектора. Динамические потери в ключах образуются при коммутациях (включениях и выключениях). Потери мощности в диодах практически отсутствуют. В тиристорах динамические потери возникают только при их включении. Их величина зависит от величины напряжения и коммутируемого тока, а также от частоты коммутаций. Частота коммутаций, как правило, определяется частотой переменного напряжения, от которого они питаются. Так как эта частота сравнительно невелика, то динамические потери в тиристорах невелики и, как правило, не учитываются. Динамические потери в транзисторах возникают как при включении, так и при их выключении и зависят от частоты коммутаций. Так как частота коммутаций в схемах, где используются транзисторы, достаточно высока, то динамические потери сопоставимы по величине со статическими потерями. Это обусловлено тем, что от частоты коммутаций зависит качество формируемого ключами напряжения и тока в нагрузке. Динамические характеристики IGBT-транзистора определяются паразитными емкостями между электродами СGE, СCG, СCE. Входная емкость Свх  СGE + СCG, выходная емкость Свых  ССE + СCG, емкость обратной связи (емкость Миллера) Сос  СCG. Динамические процессы при переключении достаточно сложны. Наличие паразитных емкостей определяет задержки в нарастания  спадания напряжения UCE при включении  выключении транзистора относительно 10 тока коллектора IC. Упрощенный характер динамических процессов при включении  выключении показан на Рис. 1.5. IC UCE Iн Uн t ton toff Рис. 1.5. Упрощенная временная диаграмма включения  выключения транзистора Динамические потери в транзисторах рассчитываются по формуле: Pдин  Eonoff  f 0 , где Eon-off  энергия коммутационных потерь (включения  выключения) транзистора; f0  частота модуляции. Энергия коммутационных потерь (включения  выключения) транзистора находится по справочным данным производителя транзисторных модулей. Приближенное значение энергии коммутационных потерь может быть найдено по формуле U I Eonoff  н н  tonoff , 2 где Uн  коммутируемое напряжение; Iн  коммутируемый ток; ton-off  время включения  выключения транзистора. Время включения транзистора 0,2  0,5 мкс, а время выключения 0,2  1,5 мкс. Технологии изготовления IGBTтранзисторов постоянно совершенствуются. Ведутся работы по снижению тепловых потерь в транзисторах. Потери мощности на транзисторном ключе складываются из потерь в статическом режиме и потерь в динамическом режиме P  Pст  Pдин . Выбор силовых транзисторов для схем электрических преобразователей производят по конструктивному исполнению модуля, максимальному напряжению коллектор-эмиттер, максимальному току коллектора. Проверка выбранного электронно-ключевого модуля производится по температуре нагрева кристалла полупроводника с учетом выбранного охладителя и способа отвода тепла от него. Если температура полупроводника силового модуля получается меньше допустимой температуры нагрева кристалла, то модуль считается выбранным верно. 11 1.3. Драйверы транзисторов Драйвер транзистора — электронное устройство, предназначенное для управления транзистором. Драйвер обычно выполняется отдельным модулем, который обеспечивает преобразование электрических управляющих сигналов в электрические сигналы, пригодные для включения — выключения силового ключа. Драйверы выполняют следующие функции: гальванически развязывают цепи управления и силовой ключ, усиливают сигналы, а также выполняют диагностику состояния ключа и защиты, например, — от перегрузки по току, от короткого замыкания. Кроме того, драйверы могут выполнять вспомогательную логику, цепи задержки на включение, исключения включения верхнего и нижнего ключей преобразователя и другие. Для включения IGBT-транзистора необходимо подать на вход драйвера напряжение, соответствующее логической единице   1, а для его выключения необходимо подать на вход драйвера напряжение, соответствующее логическому нулю   0. Логическая переменная , принимающая значения 0 или 1, ниже называется коммутационной функцией ключа. Коммутируемые напряжения электронными ключами достаточно велики по сравнению с падением напряжений на открытых электронных ключах. Периоды электромагнитных процессов без коммутаций в импульсной технике существенно превосходят время самих коммутаций реальных ключей. Поэтому при анализе электромагнитных процессов в системах управления с импульсной преобразовательной техникой реальные электронные ключи можно рассматривать как идеальные ключи. 1.4. Контрольные вопросы по теме Электронные ключи 1. Что называется электронным ключом? 2. Какие электронные ключи используются в преобразовательной технике? 3. Графическое и буквенное обозначение ключей на схемах. 4. Какой электронный ключ называется идеальным? 5. Чему равны потери мощности на идеальном ключе? 6. Чему равно падение напряжения в открытом состоянии на идеальном ключе? 7. Какой электронный ключ называется полностю управляемым? 8. Каким образом открываются и закрываются тиристоры? 9. Что называется драйвером силового транзистора и какие основные функции он выполняет? 10. Какая функция называется коммутационной? 12 2. НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПОСТОЯННОЕ (ВЫПРЯМИТЕЛИ) Неуправляемые преобразователи переменного напряжения в постоянное называются также выпрямителями. Выпрямители можно разделить по числу фаз выпрямления: - однофазные, - трехфазные, - многофазные. Выпрямители можно также разделить на полумостовые и мостовые. Полумостовые выпрямители обеспечивают однополупериодное выпрямление, а мостовые — двухполупериодные. К наиболее часто применяемым неуправляемым выпрямителям относятся однофазные однополупериодные выпрямители (ООВ); однофазные двухполупериодные выпрямители (ОДВ); трехфазные однополупериодные выпрямители (ТОВ); трехфазные двухполупериодные выпрямители (ТДВ), которые рассматриваются в данной главе. Неуправляемые выпрямители реализуются на диодах. 2.1. Однофазный однополупериодный выпрямитель Схема однофазного однополупериодного выпрямителя (ООВ) применяется достаточно редко, однако позволяет наглядно рассмотреть основные принципы работы выпрямителей. На Рис. 2.1 приведена схема ООВ, работающего на активную нагрузку. VD A u uVD id Rн ud Рис. 2.1. Cхема однофазного однополупериодного выпрямителя Активная нагрузка Rн получает питание через диод VD от источника переменного напряжения (непосредственно от сети или от вторичной обмотки трансформатора). Если к диоду VD приложено прямое напряжение (плюс к аноду и минус к катоду), то диод находится в открытом состоянии и по цепи через нагрузку будет протекать ток. При смене полярности переменного напряжения к диоду будет приложено обратное напряжение и он будет находиться в закрытом состоянии. Обычно при исследовании работы схем вентильных преобразователей вентили (диоды) полагаются идеальными элементами, т. е. при подаче прямого напряжения сопротивление идеального диода и, следовательно, падение напряжения на нем будет равно нулю. При подаче обратного напряжения на диод ток, протекающий по диоду и, следовательно, падение напряжения на нагрузке будет равно нулю. 13 u t Um 2 u d ud, i d id t uVD VD VD t Um Рис. 2.2. Временные диаграммы: входного напряжения u, напряжения ud и тока id на активной нагрузке, напряжения на диоде uVD однофазного однополупериодного выпрямителя На Рис. 2.2 представлена эпюра фазного напряжения, подаваемого на вход выпрямителя: u = Um · sin(ω· t), где Um = Umф — максимальное значение фазного напряжения; ω = 2··f — угловая частота фазного напряжения, 1/c; f = 50 Гц — частота фазного напряжения; t — текущее время, с. В первый полупериод синусоидального входного напряжения (от 0 до ) диод будет открыт, так как к нему приложено прямое напряжение. В этом случае по диоду и нагрузке будет протекать прямой ток id. Если положить, что диод идеальный, то падение напряжения на диоде uVD будет равно нулю, а напряжение на нагрузке будет равно питающему напряжению и точно повторять положительную полуволну напряжения u (Рис. 2.2). При смене полярности питающего напряжения (от  до 2) диод находится под обратным напряжением и ток через диод и нагрузку не протекает. В этом случае (при условии идеальности диода) падение напряжения на нагрузке ud можно считать равным нулю, а к диоду окажется приложено входное напряжение u (отрицательная полуволна). Эпюры напряжения на нагрузке ud, тока нагрузки id и напряжения на диоде uVD изображены на Рис. 2.2. Основными параметрами, характеризующими работу выпрямителей, являются: - среднее значение выпрямленного напряжения — Ud; - действующее значение выпрямленного напряжения — Udd; - коэффициент схемы — Ксх; - коэффициент искажений — Ки. 14 Напряжение на нагрузке ud представляет собой периодическую несинусоидальную знакопостоянную функцию. Найдем среднее значение выпрямленного напряжения Ud за период: T T 2 U ф 1 1 U U d   ud  t  dt   ud  t  dt  m  , T 0 T 0   где T = 1/f =2·/ ω  период фазного напряжения, с; Uф  действующее значение фазного напряжения; Um  макисмальное значение фазного напряжения. Определим действующее значение выпрямленного напряжения Udd. Из курса ТОЭ известно, что действующее значение периодической несинусоидальной функции может быть найдено по следующей формуле:  1 U U dd   ud2  t  dt  U d2  U di2  m , T 0 2 i 1 T (2.1)  где Ud — среднее значение выпрямленного напряжения, В; U i 1 2 di — сумма квадратов действующих значений всех гармонических составляющих выпрямленного напряжения. Для измерения среднего значения используются приборы магнитоэлектрической системы, а для измерения действующего значения — электромагнитной системы. Из формулы (2.1) видно, что величина действующего значения напряжения больше величины среднего значения на сумму гармонических составляющих выпрямленного напряжения  U  U  U di2 . 2 dd 2 d i 1 Коэффициент схемы Ксх — это отношение среднего значения выпрямленного напряжения Ud к действующему значению фазного (входного) напряжения Uф U К сх  d . Uф Таким образом, коэффициент схемы определяет связь между значениями входного и выходного напряжения выпрямителя. Определим значение коэффициента схемы ООВ U 2 К сх  d   0,45 . Uф  Коэффициент искажений Кu — равен отношению корня квадратного из суммы квадратов действующих значений всех гармонических составляющих выпрямленного напряжения к среднему значению выпрямленного напряжения 15   U di2 U dd2 U d2 Ки   . Ud Ud Чем больше значение коэффициента искажений, тем хуже выпрямляющие свойства преобразователя. При постоянном выпрямленном токе коэффициент искажений равен нулю Определим значение коэффициента искажений ООВ i 1 U m2 U m2  U U dd2 U d2  4   1,21 . i 1 Ки    Um Ud Ud  При разложении в ряд Фурье в составе выпрямленного напряжения ООВ будут гармоники порядков 0, 1, 2, 4, 6… ud (t )  U0  U1  cos( t )  U2  cos(2  t )  U 4  cos(4  t ) Нулевая гармоника – это среднее значение выпрямленного напряжения: U0 Ud. Таким образом, действующее значение отличается от среднего на величину высших гармонических составляющих. ООВ позволяет получить на выходе напряжение постоянное по знаку. Выбор диодов Диод выбирается по следующим параметрам: 1. Среднему значению тока, протекающего через диод за период (диод открыт) U IVDср  I d  d , Rн где Id — среднее значение тока на нагрузке за период; Ud — среднее значение напряжения на нагрузке за период. При естественном охлаждении диодов это значение нужно увеличить в 2  4 раза. Затем из справочных данных выбрать ближайшее большее значение. При искусственном охлаждении (охладители, радиаторы, воздушное, водяное) обычно выбирается ближайшее большее к среднему значение. 2. Максимальному значению обратного напряжения (диод закрыт) U vdmax.обр U mф  2 Uф ,  2 di где Uф – действующее значение входного (фазного) напряжения; Um – максимальное значение фазного напряжения. В зависимости от этого значения диоды (силовые высоковольтные) подразделяются на классы: 1 класс - 100 В, 2 класс - 200 В и т.д. При выборе диода необходимо напряжение взять с 1,5  2-кратным запасом и затем выбрать диод из класса, имеющего ближайшее большее значение напряжения. 16 2.2. Однофазный двухполупериодный выпрямитель Работа однофазного двухполупериодного выпрямителя на активную нагрузку. Однофазный двухполупериодный (мостовой) выпрямитель (ОДВ) реализуется на основе схемы диодного моста. Схема выпрямителя представлена на Рис. 2.3. id M + VD3 A VD1 Rн iA ud u 0 VD4 VD2 – Lн N Рис. 2.3. Cхема однофазного двухполупериодного выпрямителя: A, 0 — выводы переменного (фазного) напряжения источника питания; M, N — выводы постоянного (выпрямленного) напряжения Диоды образуют плечи моста: VD1, VD3 — катодная группа диодного моста (катоды диодов соединены в одну точку); VD2, VD4 — анодная группа диодного моста (аноды диодов соединены в одну точку); iA — ток, потребляеый из сети фазой A. Всегда работает только одна пара диодов VD1—VD2 или VD3—VD4 в зависимости от соотношения потенциалов на выводах переменного напряжения u. Если A > 0 = 0 (положительная полуволна входного напряжения), то ток протекает через диоды VD1 и VD2. Если A < 0 = 0 (отрицательная полуволна входного напряжения), то работают диоды VD3 и VD4 (рис.2.4). Эпюры мгновенных значений напряжения на входе выпрямителя — u(t), напряжения на нагрузке — ud(t), тока на нагрузке — id(t) при активной нагрузке Rн представлены на Рис. 2.4 17 u Um t 2 ud t п id VD1,VD2 VD3,VD4 VD1,VD2 VD3,VD4 t Рис. 2.4. Временные диаграммы однофазного двухполупериодного выпрямителя при активной нагрузке Rн При разложении в ряд Фурье в составе выпрямленного напряжения будут гармоники порядков 0, 2, 4,… ud (t )  U0  U1  cos(2  t )  U4  cos(4  t ) Найдем среднее значение выпрямленного напряжения ОДВ T  1 1 2 U m U d   ud  t  dt   U m  sin  t  dt  . T 0  0  Найдем действующее значение выпрямленного напряжения T 1 U U dd   ud2  t  dt  m . T 0 2 Найдем коэффициент схемы ОДВ U 2 U m 2  2 U ф 2  2 К сх  d     0,9 . U ф U ф U ф  Коэффициент искажений ОДВ будет равен U dd 2  U d 2 Ки   0,483 . Ud Коэффициент схемы ОДВ в 2 раза больше коэффициента схемы ООВ. Работа однофазного двухполупериодного выпрямителя на активноиндуктивную нагрузку. Положим, что Lн  0. В этом случае ток, протекающий по нагрузке, будет отставать от напряжения и сглаживаться. При большой величине индуктивности, т.е. когда постоянная времени цепи нагрузки  много 18 больше (приблизительно в 3  4 раза) угла повторяемости выходного напряжеL ния  п (   н  п ), ток в нагрузке можно считать идеально сглаженным Rн (Lн ∞). Таким образом, при индуктивном характере нагрузки ток, протекающий по ней, можно считать величиной постоянной Id = const. Эпюры мгновенных значений напряжения на входе выпрямителя — u(t), напряжения на нагрузке — ud(t), тока на нагрузке — id(t) при индуктивном характере нагрузки представлены на рис.2.5 Выбор диодов Диод выбирается по следующим параметрам: 1. Среднему значению тока, протекающего через диод за период. Так как ток протекает через каждый диод в течение 1/2 периода (когда диод открыт), то среднее значение тока, протекающего через каждый диод за период, будет I IVDср  d , 2 U где I d  d — среднее значение тока на нагрузке за период. (При расчете Rн среднего значения тока учитывается только значение активной составляющей нагрузки – см. курс ТОЭ); Ud — среднее значение напряжения на нагрузке за период. При естественном охлаждении диодов это значение нужно увеличить в 2  4 раза. Затем из справочных данных выбрать ближайшее большее значение. При искусственном охлаждении (охладители, радиаторы, воздушное, водяное) обычно выбирается ближайшее большее к среднему значение. 2. Максимальному значению обратного напряжения ( когда диод закрыт) UVDmax.обр U m  2 Uф , где Uф – действующее значение входного (фазного) напряжения; Um – максимальное значение фазного напряжения. В зависимости от этого значения диоды (силовые высоковольтные) подразделяются на классы: 1 класс - 100 В, 2 класс - 200 В и т.д. При выборе диода необходимо напряжение взять с 1,5  2-кратным запасом и затем выбрать диод из класса, имеющего ближайшее большее значение напряжения. 19 u Um t Um t 2 ud id VD1,2 VD3,4 VD1,2 VD3,4 Id t iA Id t Рис. 2.5. Временные диаграммы токов и напряжений однофазного двухполупериодного выпрямителя при индуктивном характере нагрузки (L ) 2.3. Трехфазный однополупериодный выпрямитель Возможны две схемы соединения диодов, образующих трехфазный однополупериодный выпрямитель (ТОВ): 1. Схема с катодной группой диодов (катоды соединены в одну точку) Рис. 2.6, а. Катодная группа диодов выполняет математическую операцию выбора максимального значения из трех. 2. Схема с анодной группой диодов (аноды соединены в одну точку). Рис. 2.6, б. Анодная группа диодов выполняет математическую операцию выбора минимального значения напряжения из трех. 20 iA A iB B iС С а) VD1 iA A iB VD2 B VD3 iС С ud Rн Lн Rн VD2 VD3 ud Lн N id M б) VD1 M id N Рис. 2.6. Cхемы трехфазного однополупериодного выпрямителя с группой диодов: а) анодной, б) катодной; A, B, C— выводы переменного (трехфазного) напряжения источника; M, N — выводы постоянного (выпрямленного) напряжения Всегда работает только один диод VD1, VD2 или VD3 в зависимости от соотношения потенциалов A , B и C на выводах переменного напряжения u. (рис.2.6). Временные диаграммы напряжений и токов для схемы Рис. 2.6,а приведены на Рис. 2.7. На вход выпрямителя подается трехфазное напряжение u A U mф  sin   t  ; uB U mф  sin   t   ; uC U mф  sin   t    , где   ния. 2 — угол межфазового сдвига; Umф  амплитуда фазного напряже3 Найдем среднее значение выпрямленного напряжения T 3  6 U ф 1 U d    ud (t )dt  , T 0 2 где T— период сетевого напряжения. 21 u ud a) id (R) uA uB Um t Um t 2   VD1 б) uС VD2 VD3 Id id (R-L) Id б) t t iA (R-L) t Id Рис. 2.7. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазного однополупериодного выпрямителя с R, L – нагрузкой: а) L=0; б) L  Действующее значение выпрямленного напряжения находится по формуле T 1 U dd    ud2 (t )dt . T 0 Найдем коэффициент схемы трехфазного однополупериодного выпрямителя Ud 3 6   1,17 . Uф 2 Коэффициент искажений будет равен K сх  U dd 2  U d 2 Ки   0,183 . Ud Выбор диодов Диоды выбираются по следующим параметрам: 22 1. Среднему значению тока, протекающего через диод за период. Так как каждый диод открыт только 1/3 периода, то среднее значение тока, протекающего через каждый диод за период, будет I IVDср  d , 3 U где I d  d — среднее значение тока, протекающего по нагрузке за период Rн входного напряжения. (При расчете среднего значения тока учитывается только значение активной составляющей нагрузки – см. курс ТОЭ); Ud — среднее значение напряжения на нагрузке за период. При естественном охлаждении диодов это значение нужно увеличить в 2  4 раза. Затем из справочных данных выбрать ближайшее большее значение. При искусственном охлаждении (охладители, радиаторы, воздушное, водяное) обычно выбирается ближайшее большее к среднему значение. 2.Максимальному значению обратного напряжения ( когда диод закрыт) будет равно линейному напряжению UVDmax.обр U mл  2  3 Uф  2,45Uф  2,09 U d , где Uф – действующее значение входного (фазного) напряжения; Umл – максимальное значение линейного напряжения. В зависимости от этого значения диоды подразделяются на классы: 1 класс - 100 В, 2 класс - 200 В и т.д. При выборе диода необходимо напряжение взять с 1,5  2-кратным запасом и затем выбрать диод из класса, имеющего ближайшее большее значение напряжения Частота кривой выпрямленного напряжения в 3 раза больше частоты сети. Следовательно, кривая выпрямленного напряжения содержит гармоники порядка 0, 3, 6, 9,… Недостатки схемы. В однополупериодной схеме из сети потребляются постоянные по направлению (знаку) токи, т.е. сеть загружается постоянными составляющими, ухудшается качество напряжения сети. Это также приводит к подмагничиванию магнитопровода трансформатора, что не позволяет применять полумостовые выпрямители в мощных установках. Данная схема применяется для нагрузок мощностью до 5 кВт. 2.4. Трехфазный двухполупериодный выпрямитель Трехфазный двухполупериодный (мостовой) выпрямитель (ТДВ) применяется наиболее часто в силовой электронике. Мощности ТДВ достигают десятки мегаватт. Схема ТДВ представлена на Рис. 2.8. 23 VD1 VD3 iA A B Нагрузка M + i VD5 d Rн iB Lн iС C ud E VD4 VD6 VD2 – N Рис. 2.8. Cхема трехфазного двухполупериодного выпрямителя: A, B, C— выводы переменного (трехфазного) напряжения источника питания; M, N — выводы постоянного (выпрямленного) напряжения На Рис. 2.8 VD1, VD3, VD5 — катодная группа диодного моста (катоды диодов соединены в одну точку); VD2,VD4, VD6 — анодная группа диодного моста (аноды диодов соединены в одну точку); iA ,iB, iC — токи, потребляемые из сети фазами A, B, C. В каждый момент времени ток проводит один диод катодной группы и один диод анодной группы. Всегда ток протекает по нагрузке только через одну пару диодов VD1— VD6, VD1—VD2, VD3—VD2, VD3—VD4, VD4—VD5, VD5—VD6 в зависимости от соотношения потенциалов A , B и С на выводах переменного напряжения u. (рис.2.9). Временные диаграммы напряжений и токов для схемы Рис. 2.8. приведены на Рис. 2.9. 24 uA uф uB uС t Umф uл uCB uAB uAС uBС uBA uСA uСB Umл t ud Umл а) id (R) Ud Id t 2 5, 6 1, 6 1, 2 б) id (R-L) 3, 2 3, 4 5, 4 Id iA (R) iA (R-L) t 5, 6 V D t t Id t Рис. 2.9. Временные диаграммы трехфазного мостового выпрямителя с R, L – нагрузкой: а) L=0; б) L  На выводы переменного тока выпрямителя подается система трехфазных линейных напряжений (рис.2.8) u AB  3 U mф  sin   t  ; uBC  3 U mф  sin   t  ; uCA  3 U mф  sin   t   , 25 2 — угол межфазового сдвига; Umф  максимальное значение фаз3 ного напряжения. Найдем среднее значение выпрямленного напряжения T 3 3 U mф 3 6 U ф 1 U d   ud  t  dt    2,3391U ф , T 0   где Uф  действующее значение фазного напряжения, Umф — максимальное значение фазного напряжения; T — период сетевого напряжения. Действующее значение выпрямленного напряжения находится по формуле где   U dd    T 3 3 3  2   1  ud2  t  dt  U ф  2,34115  U ф . T 0 2 Найдем коэффициент схемы ТОВ U 3 6 К сх  d   2,34 . Uф  Коэффициент искажений ТОВ будет равен U dd 2  U d 2 Ки   0,042 . Ud Выбор диодов Диод выбирается по следующим параметрам: 1. Среднему значению тока, протекающего через диод за период. Так как каждый диод открыт 1/3 периода, то среднее значение тока, протекающего через каждый диод за период, будет I IVDср  d , 3 где Id  Ud/Rн — среднее значение тока, протекающего через нагрузку за период входного напряжения. (При расчете среднего значения тока учитывается только значение активной составляющей нагрузки – см. курс ТОЭ); Ud — среднее значение напряжения на нагрузке за период. При естественном охлаждении диодов это значение нужно увеличить в 2  4 раза. Затем из справочных данных выбрать ближайшее большее значение. При искусственном охлаждении (охладители, радиаторы, воздушное, водяное) обычно выбирается ближайшее большее к среднему значение. 2. Максимальному значению обратного напряжения ( когда диод закрыт) будет равно линейному напряжению UVDmax.обр U mл  2  3 Uф  2,45Uф  2,09 U d , где Uф —действующее значение входного (фазного) напряжения; Umл — максимальное значение линейного напряжения (рис.1.9). 26 В зависимости от этого значения диоды подразделяются на классы: 1 класс - 100 В, 2 класс - 200 В и т.д. При выборе диода необходимо напряжение взять с 1,5  2-кратным запасом и затем выбрать диод из класса, имеющего ближайшее большее значение напряжения Частота кривой выпрямленного напряжения в 6 раза больше частоты сети. Следовательно, кривая выпрямленного напряжения содержит гармоники порядка 0, 6, 12, 18,… Достоинства трехфазного мостового выпрямителя. Меньше частота пульсаций выпрямленного напряжения по сравнению с другими, рассмотренными выпрямителями. Для согласования напряжений переменной и постоянной сети перед преобразователями обычно устанавливают трансформатры. Таблица параметров различных типов выпрямителей Тип ООВ ОДВ ТОВ ТДВ выпрямителя К сх 0,45 0,90 1,17 2,34 Ки 1,211 0,483 0,183 0,042 m 1 2 3 6 № гармоник 0,1,2,4,6… 0,2,4.6… 0,3,6,9… 0,6,12,18… где m — число пульсаций выпрямленного напряжения на периоде сетевого. 2.5. Контрольные вопросы по теме «Неуправляемые выпрямители» Назначение выпрямителей? Классификация неуправляемых выпрямителей по числу фаз выпрямления. На каких ключевых элементах реализуются неуправляемые выпрямители. Какими приборами измеряются среднее и действующее значение напряжения? 5. Какое значение выпрямленного напряжения больше - среднее или действующее? 6. Что называется коэффициентом схемы? 7. Что называется коэффициент искажений? 8. Чему численно равен коэффициент схемы ТДВ? 9. Чему равен коэффициент искажений ОДВ? 10. Гармоники каких порядков содержит кривая выпрямленного напряжения ОДВ? 11.Чему равно число пульсаций выпрямленного напряжения на периоде сетевого для ТОВ? 12.Среднее значение выпрямленного напряжения равно 450 В. Чему равно действующее значение фазного напряжения, подаваемого на вход ОДВ? 1. 2. 3. 4. 27 13. Среднее значение выпрямленного тока для ТОВ составляет 60 А. На какой ток выбираются диоды при искусственном охлаждении (без запаса)? 14. При каком условии выпрямленный ток на активно-индуктивной нагрузке можно считать идеально сглаженным? 15. Какому напряжению соответствует 11 класс диода? 16. Назначение трансформатора на входе выпрямителя? 3. НЕРЕВЕРСИВНЫЕ ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ В данной главе рассматриваются тиристорные преобразователи, которые преобразуют переменное напряжение в постоянное и обратно. Если энергия передается со стороны переменного напряжения на сторону постоянного напряжения, то режим работы называется выпрямительным. Если энергия передается со стороны постоянного напряжения на сторону переменного напряжения, то режим работы называется инверторным. Тиристоры являются полууправляемыми полупроводниковыми приборами ключевого принципа действия с односторонней проводимостью. На принципиальных электрических схемах тиристор обозначается буквами VS или V. Тиристор может находиться в закрытом состоянии или в открытом состоянии. Ток (напряжение), при котором тиристор открыт, обычно называется прямым. Ток (напряжение), при котором тиристор закрыт, называется обратным. Для того чтобы тиристор открылся необходимо по управляющей цепи тиристора пропустить импульс тока iу. После отключения тока управления тиристор остается в открытом состоянии. В современных преобразователях тиристоры открываются импульсами тока управления, которые снимаются после открытия тиристоров. Тиристор закрывается, когда величина протекающего по нему тока снижается до тока удержания. Ток удержания значительно меньше тока нагрузки преобразователя (доли процента от номинального тока), поэтому можно считать, что тиристор закрывается, когда протекающий по нему ток становится равным нулю. Поскольку прямое падение напряжения на тиристоре и обратный ток малы, то при анализе преобразовательной техники ими пренебрегают, полагая, что тиристор, является идеальным ключом. 3.1. Силовые схемы нереверсивных тиристорных преобразователей Тиристорные преобразователи состоят из силовой части, образованной тиристорами и снаберными (защитными) цепями, а также системой управления, реализуемой на микроэлектронике. Для преобразования переменного напряжения в постоянное наибольшее распространение получили следующие силовые схемы тиристорных цепей: однофазная однополупериодная (Рис. 3.1, а); одно- 28 фазная двухполупериодная (мостовая) (Рис. 3.1, б); трехфазная катодная нулевая (однополупериодная) (Рис. 3.1, в); трехфазная анодная нулевая (однополупериодная) (Рис. 3.1, г); трехфазная двухполупериодная (мостовая) (Рис. 3.1, д). Для согласования уровней переменного и постоянного напряжений преобразователи могут использоваться в комплекте с согласующим трансформатором. В этом случае в качестве индуктивности фазы следует использовать индуктивность короткого замыкания трансформатора, приведенную к вторичной обмотке, а в качестве активного сопротивления сумму сопротивлений первичной и вторичной обмоток, также приведенную к вторичной обмотке трансформатора. Нагрузка преобразователей имеет, как правило, R-L характер и часто содержит источник э.д.с. Е. В современном автоматизированном электроприводе чаще всего используются трехфазные преобразователи. Выбор тиристоров аналогичен выбору диодов для аналогичных схем неуправляемых выпрямителей. a) б) TV TV VS1 VS3 Zн Zн VS4 TV в) VS2 г) TV VS1 VS1 VS2 VS2 VS3 VS3 Zн Zн д) TV VS1 VS3 VS4 Zн VS4 VS6 VS2 Рис. 3.1. Схемы тиристорных преобразователей 29 3.2. Однофазные однополупериодные тиристорные выпрямители Простейший тиристорный выпрямитель содержит один тиристор (Рис. 2.2). Такой выпрямитель характеризует название: однофазный однополупериодный тиристорный выпрямитель. Система управления тиристором подает на управляющий переход импульсы тока iy с частотой напряжения питания. Управление осуществляется путем сдвига импульсов относительно нуля напряжения питания (точки естественной коммутации) на угол фазового управления (угол фазового сдвига)   [0, /2]. Точкой естественной коммутации называеся момент перехода проводимости с одного вентильного элемента на другой или с одной группы вентилей на другую в аналогичных схемах неуправляемых выпрямителей. После подачи импульса управления тиристор включается и по нагрузке начинает протекать ток. Если нагрузка активная (R), то форма выпрямленного тока id повторяет форму напряжения на нагрузке. При открытом тиристоре выпрямленное напряжение ud будет повторять кривую напряжения питания u (см. Рис. 3.2, а). 3.2.1. Напряжение питания u  Um  sin( t ) . (3.1) 3.2.2. Коммутационная функция тиристора VS Коммутационной функцией ключа называется функция времени, принимающая значение 1, если ключ включен и 0, если ключ выключен. Коммутационная функция тиристора VS (Рис. 3.2) запишется в следующем виде: 1  1(sin( t  )) 1(sin( t )) , (3.2) где  — угол фазового управления. 3.2.3. Выпрямленное напряжение ud  1  u . (3.3) 3.2.4. Среднее значение выпрямленного напряжения T 1 U d   ud  dt . T0 (3.4) 3.2.5. Среднее значение выпрямленного тока U Id  d . (3.5) R Выпрямленный ток id равен току, потребляемому из сети i. Если нагрузка активно-индуктивная (R-L), то форма выпрямленного тока id сглаживается. Чем больше отношение L/R, тем больше сглажен выпрямленный ток id. Выпрямленное напряжение ud при открытом тиристоре повторяет кривую напряжения питания u (см. Рис. 3.2, б). 30 Чем больше угол управления, тем меньше среднее значение напряжения на нагрузке. Зависимость среднего напряжения на нагрузке от угла управления называется регулировочной характеристикой выпрямителя. VS R ud u а) id u t Um 2 ud,id ud Um id  VS б) id R ud u ud,id L t ud Um  id iу VS VS t t Рис. 3.2. Временные диаграммы входного напряжения u, выпрямленного напряжения ud и тока id однофазного однополупериодного тиристорного выпрямителя при работе на нагрузку: а) активную; б) активно-индуктивную 3.3. Однофазный однополупериодный тиристорный выпрямитель с обратным диодом Для повышения эффективности сглаживания выпрямленного тока используется схема с обратным диодом (Рис. 3.3). Управление выпямителем осуществляется путем подачи импульсов тока iy на управляющий переход тиристора с частотой напряжения питания. Управление осуществляется путем сдвига импульсов относительно точки естественной коммутации на угол управления (угол фазового сдвига)   [0, /2]. После подачи импульса управления тиристор включается и по нагрузке течет ток. При снижении напряжения питания 31 до нуля тиристор выключается и включается обратный диод. Таким образов ток в активно-индуктивной нагрузке течет непрерывно. i u VS id iу VD iVD L R ud u t Um 2 ud t  Um id t i t iVD t iу VS VD VS VD t Рис. 3.3. Временные диаграммы: входного напряжения u, напряжения ud и тока id однофазного однополупериодного тиристорного выпрямителя с обратным диодом 3.3.1. Напряжение питания u  Um  sin( t ) . 3.3.2. Коммутационная функция тиристора VS 1  1(sin( t  )) 1(sin( t )) , где  — угол фазового управления. 3.3.3. Коммутационная функция диода VD 2  1  1 . 3.3.4. Выпрямленное напряжение ud    u . (3.6) (3.7) (3.8) (3.9) 32 3.3.5. Среднее значение выпрямленного напряжения T 1 U d   ud  dt . T0 (3.10) 3.3.6. При достаточно большой индуктивности выпрямленный ток id хорошо сглажен и его среднее значение U Id  d . (3.11) R Выпрямленный ток id не равен току, потребляемому из сети i. 3.3.7. Среднее значение выпрямленного тока, потребляемого из сети i IVS  1  I d . (3.12) 3.3.8. Среднее значение тока диода. IVD  2  I d . (3.13) 3.4. Однофазные двухполупериодные тиристорные преобразователи Более совершенным является мостовой тиристорный преобразователь, осуществляющий однофазное двухполупериодное выпрямление тока (Рис. 3.4). Ситема управления преобразователем – двухканальная. Один канал управляет парой тиристоров VS1 и VS4, путем одновременной подачи импульсов на оба тиристора. Второй канал управляет парой тиристоров VS2 и VS3, путем одновременной подачи импульсов на оба тиристора. Импульсы каналов сдвинуты друг относительно друга на угол /2. Управление осуществляется путем сдвига импульсов каналов управления относительно нуля напряжения питания (точки естественной коммутации) на угол фазового управления (угол фазового сдвига)   [0, ]. При угле управления   [0, /2] происходит передача энергии от цепи переменного тока в цепь постоянного тока. Такой режим работы тиристорного преобразователя называется выпрямительным. При угле управления   [/2, ] происходит передача энергии от цепи постоянного тока в цепь переменного тока. Такой режим работы тиристорного преобразователя называется инверторным. Инверторный режим возможен только при наличии источника энергии в цепи постоянного тока. 33 u id VS1 L u ud R VS2 VS4 t Um VS3 E  L  3   =/3 R Импульсы, включающие тиристоры 2 а) ud,id (R)  id t Um б) ud,id (R-L) id ud t VS 1, 4 3, 2 1, 4 3, 2 1 3 1 3 4 2 4 2 Рис. 3.4. Временные диаграммы входного напряжения u, выпрямленного напряжения ud и тока id однофазного двухполупериодного тиристорного выпрямителя при работе на нагрузку: а) активную; б) активноиндуктивную 3.4.1. Напряжение питания u  Um  sin( t ) . 3.4.2. Коммутационные функции тиристоров VS1-VS4 и VS3-VS2 1  1(sin( t  )) , 2  1(sin( t  )) , где  — угол фазового управления. 3.4.3. Выпрямленное напряжение ud  (1  2 )  u . (3.14) (3.15) (3.16) 3.4.4. Среднее значение выпрямленного напряжения T 1 U d   ud  dt . T0 (3.17) 3.4.5. При достаточно большой индуктивности выпрямленный ток id хорошо сглажен и его среднее значение U Id  d . (3.18) R 3.4.6. Ток, потребляемый из сети при L  i  (1  2 )  I d . (3.19) 34 3.5. Трехфазный однополупериодный (нулевой) тиристорный преобразователь В силовой энергетике существенно большее применение находят трехфазные тиристорные преобразователи. На Рис. 3.5 приведена схема трехфазного однополупериодного (нулевого) тиристорного преобразователя. Такой преобразователь может работать как в режиме выпрямления тока, так и его инвертирования. Система управления преобразователем – трехканальная. Каждый канал управляет одним тиристором VS1, VS2 и VS3, путем подачи импульсов тока на управляющий переход. Импульсы каналов сдвинуты друг относительно друга на угол 2/3. Управление осуществляется путем сдвига импульсов каналов управления точек естественной коммутации на угол фазового управления (угол фазового сдвига)   [0, ]. При угле управления   [0, /2] происходит передача энергии от цепи переменного тока в цепь постоянного тока. Такой режим работы называется выпрямительным. При угле управления   [/2, ] происходит передача энергии от цепи постоянного переменного тока в цепь переменного тока. Такой режим работы тиристорного преобразователя называется инверторным. Инверторный режим возможен при наличии источника энергии в цепи постоянного тока. Недостатком данного тиристорного преобразователя является импульсный ток, потребляемый от источника трехфазного напряжения. 35 uA uB B uС C VS1 VS2 VS3 A id R  L  2 R id L ud uA iA uB uС uA uB uС  t uduС uduA uduB uduС uduA uduB E id t t iA =/3 t t iB iС Коммутационные функции тиристоры Импульсы, включающие тиристоры t t t A B С VS 1 3 2 1 2 3 1 1 2 2 3 Рис. 3.5. Пример при конечном значении L. Временные диаграммы: входных фазных напряжений, напряжения ud, токов id, iA, iB, iC и коммутационных функций A, B, C трехфазного однополупериодного тиристорного преобразователя 3.5.1. Напряжение питания u A  U m  sin( t ) ; uB  U m  sin( t  ) ; uC  U m  sin( t  ) , где   2/3 — угол межфазового сдвига. 3.5.2. Коммутационные функции тиристоров VS1-VS4 и VS3-VS2  A  xB  (1  xC ) ; B  xC  (1  xA ) ; C  xC , где xA  1(cos( t  )) ; xB  1(cos( t    )) ; xC  1(cos( t    )) ;  — угол фазового управления. (3.20) (3.21) (3.22) 36 3.5.3. Выпрямленное напряжение ud   A  u A  B  uB  C  uC . (3.23) 3.5.4. Среднее значение выпрямленного напряжения T 1 U d   ud  dt . T0 (3.24) 3.5.5. При достаточно большой индуктивности выпрямленный ток id хорошо сглажен и его среднее значение U Id  d . (3.25) R 3.5.6. Ток, потребляемый из сети при L  iA   A  I d ; iB  B  I d ; iC  C  I d (3.26) 3.6. Энергетические показатели нулевых тиристорных преобразователей Энергетические показатели определяются напряжениями m-фазного источника питания и токами, потребляемыми преобразователем из источника питания. От преобразователя с нулевой схемой соединения вентилей при открытом состоянии соответствующего вентиля Vk по фазному источнику э.д.с. ek=Em·cos(t –  / 2 +) протекает ток id. Длительность включенного состояния вентиля определяется углом , а момент его включения определяется углом коммутации . Следовательно, по фазному источнику э.д.с. ek = Em ·cos(t –  / 2 +) протекают импульсы тока ik с амплитудой id, длительностью  и перидом 2·. Если положить, что выпрямленный ток идеально сглажен (id= Id), а угол коммутации пренебрежительно мал, то фазный ток будет представлять собой импульс с амплитудой Id и длительностью . Импульс фазного тока, потребляемый от источника переменного тока может быть представлен в виде ряда Фурье      ik(t) =I(0) +  I м(v )  cos  v    t    , 2    v1 где Iм(v) — гармоники тока порядка v  0, 1, 3, …, потребляемые из сети переменного тока. Среднее значение тока, протекающего по тиристору и фазе источника питания: I I (0)  d . m Амплитуды гармоник порядка v=1, 2, … : 4  v  I м(v )  I d   sin  . mv  2  Действующее значение тока, протекающего по фазе источника питания 37  Id , m где I(v)  Iм(v)/2 — действующее значение гармоники порядка v. Действующее значение первой гармоники тока, протекающего по фазе источника питания k 2 2  I(1) = I d   sin   = I d  cx , m m 2 2  где kсх = 2   sin   - коэффициент схемы преобразователя.  2 Отношение действующего значения тока первой гармоники к действующему значению тока называется коэффициентом искажений фазного тока, потребляемого из сети: I k ki = (1)  сх . Id m Отношение действующего фазного тока к среднему значению выпрямленного тока, называемое коэффициентом схемы по току I 1 kcxi =  . Id m Первая гармоника тока сдвинута относительно фазной э.д.с. на угол управления . Следовательно, активная и реактивная мощности, потребляемые от одной фазы источника питания, соответственно равны: Pk = E(1)·I(1)·cos() = Ed0·cos()·Id / m; Qk = E(1)·I(1)·sin() = Ed0·sin()·Id / m, где E(1)=Em/2 — действующее значение э.д.с. источника питания. Значение активной мощности, потребляемой тиристорным преобразователем от m-фазного источника: P = m·Pk = m·E(1)·I(1)·cos() = Ed0·cos()·Id . Значение рективной мощности, потребляемой тиристорным преобразователем от m-фазного источника: Q = m·Qk = m·E(1)·I(1)·sin() = Ed0·sin()·Id . Кроме активной и реактивной мощности от m-фазного источника потребляется мощность искажений I  I (v)2 =  Н  E(1)  I (0)   I ( v ) 2  E(1)  I 2  I (1) 2 . 2 2 Полная мощность может быть представлена в виде S  P 2  Q 2  H 2 = Pd 0 2  H 2 , где Pd0 = P 2  Q 2  Ed 0  I d — максимальное значение активной мощности, потребляемое преобразователем от источника энергии при угле управления  = 0. 38 Коэффициент мощности тиристорного преобразователя P P kP =  d 0  cos()  ki  cos() , S S где ki - коэффициент искажений тока. Потери мощности в тиристорном преобразователе определяются в основном потерями мощности на тиристорах P = U·Id, где U - прямое падение напряжения на тиристоре. Источник питания (трансформатор) обычно выбирается по полной мощности S = m·U·I = m·Ed0· Id /( kcx ·kcxi) = Pd0/kP0, где kP0 = kcx ·kcxi = ki - коэффициент мощности источника. Если для согласования напряжений источника питания и выпрямленного напряжения преобразователя используется трансформатор, то первичная обмотка трансформатора имеет меньший коэффициент искажений тока, так как постоянная составляющая тока I(0), протекающего по вторичной обмотке, не трансформируется в первичную обмотку: I (1) m ki1   kcx  . 2 2 m  1 I  I (0) В этом случае коэффициент мощности согласующего трансформатора вычисляется по формуле k k kP0 = Pd0/ Sтр= 2  i1 i 2 , где ki2 = ki. ki1  ki 2 Заметим, что коэффициент ki имеет минимальное значение при m=3. Следовательно, оптимальное число фазных выводов преобразователя равное трем. В этом случае негативное влияние преобразователя на питающую сеть будет минимальным. С другой стороны для повышения качества выпрямленного напряжения необходимо повышать число пульсаций выпрямленного напряжения. Для уменьшения влияния преобразователя на сеть и улучшения качества выпрямленного напряжения целесообразно применять комбинированное соединение трехфазных преобразователей. 3.7. Трехфазный двухполупериодный (мостовой) тиристорный преобразователь Наиболее совершенной является схема трехфазного двухполупериодного (мостового) тиристорного преобразователя (Рис. 3.6). Такой преобразователь может работать как в режиме выпрямления тока, так и его инвертирования. Система управления преобразователя шестиканальная. Каждый канал может управлять поочередно двумя тиристорами путем подачи импульсов тока на управляющие переходы. Импульсы каналов сдвинуты друг относительно друга на угол /3. Для распределения импульсов, форми- 39 руемых каналом управления, по тиристорам в системе управления имеется распределитель импульсов. Каждый из каналов управления осуществляет сдвиг импульсов относительно шести точек пересечения линейных напряжений источника питания друг с другом на угол управления   [0, ]. Эти точки называются точками естественной коммутации. При угле управления   0 тиристорный преобразователь работает как трехфазный двухполупериодный (мостового) неуправляемый выпрямитель. Управление осуществляется путем сдвига импульсов каналов управления относительно точек естественной коммутации на угол управления   [0, ]. При угле управления   [0, /2] происходит передача энергии от цепи переменного тока в цепь постоянного тока. Такой режим работы называется выпрямительным. При угле управления   [/2, ] происходит передача энергии от цепи постоянного переменного тока в цепь переменного тока. Такой режим работы тиристорного преобразователя называется инверторным. Инверторный режим возможен при наличии источника энергии в цепи постоянного тока. Трехфазный двухполупериодный (мостовой) тиристорный преобразователь имеет широкую область применения. 40 uA uB id VS1 VS3 uС t Um VS5 uA L uB iA R ud uAB uAС uBC uBA uCA uCB t uС VS4 VS6 VS2 Выпрямленное напряжение и ток  L  R   0,4 Токи, потребляемые из сети ud,id (R-L)  id ud t iA t /3 iB t iC Импульсы, включающие тиристоры VS t 1, 6 1, 2 3, 2 3, 4 5, 4 5, 6 1 1 3 3 5 5 6 2 2 4 4 6 Рис. 3.6. Временные диаграммы входного напряжения u, выпрямленного напряжения ud и тока id трехфазного двухполупериодного (мостового) тиристорного выпрямителя при работе на активно-индуктивную нагрузку 3.7.1. Фазное напряжение питания сети u A  U m  sin( t ) ; uB  U m  sin( t  ) ; uC  U m  sin( t  ) , где   2/3 — угол межфазового сдвига. 3.7.2. Линейные напряжение питания сети u AB  u A  uB ; uBC  uB  uC ; uCA  uC  u A . 3.7.3. Коммутационные функции полумостов  AB  xA  (1  xB ) ; (3.27) (3.28) (3.29) 41 BC  xB  (1  xC ) ; CA  xC  (1  xA ) , где xA  1(cos( t  )) ; xB  1(cos( t    )) ; xC  1(cos( t    )) ,  — угол фазового управления. 3.7.4. Выпрямленное напряжение ud   AB  uAB  BC  uBC  CA  uCA . (3.30) (3.31) 3.7.5. Среднее значение выпрямленного напряжения T 1 U d   ud  dt . T0 (3.32) 3.7.6. При достаточно большой индуктивности выпрямленный ток id хорошо сглажен и его среднее значение U Id  d . (3.33) R 3.7.7. Ток, потребляемый из сети при L  iA  ( AB  CA )  I d ; iB  (BC   AB )  I d ; iC  (CA  BC )  Id . (3.34) 3.8. Энергетические показатели мостовых тиристорных преобразователей Амплитуда гармоники порядка 2·v –1 =1, 3, … тока мостового преобразователя определяется выражением 4 I m (v )  I d   sin  (2  v  1)    , (2  v  1)   где v =1,2,…. — номера гармоник. Действующее значение тока, протекающего по фазе источника питания I   I (v)2  2  Id , m где I(v)= Im(v)/2 — действующее значение гармоники порядка v. Амплитуда первой гармоники тока, протекающего по фазе источника питания: 4 I m(1)  I d   sin    . m Действующее значение первой гармоники тока, протекающего по фазе источника питания 42 2 2  sin    . m Коэффициент схемы по фазному напряжению, равный отношению среднего значения выпрямленного напряжения к действующему значению фазного напряжения: 2 2 kсхФ   sin     kсх  kФ .   где kФ = 2  cos   - отношение линейного напряжения к фазному. 2 Первая гармоника тока сдвинута относительно фазной э.д.с. на угол управления . Коэффициент искажений фазного тока, потребляемого из сети: I 2 2  sin    . ki = (1) = m Id Коэффициент схемы по току I 2 kcxi =  . Id m I(1) = I d  Активная мощность, потребляемая мостовым тиристорным преобразователем от m-фазного источника: P = m·U·I(1)·cos() = Ed0·cos()·Id . Реактивная мощность, потребляемая мостовым тиристорным преобразователем от m-фазного источника: Q = m·U·I(1)·sin() = Ed0·sin()·Id. Мощность искажений, потребляемая мостовым тиристорным преобразователем от m-фазного источника:  H=U·  I (v ) 2 = U· I 2  I (1) 2 . 2 Полная мощность, потребляемая мостовым тиристорным преобразователем от m-фазного источника: S= P 2  Q 2  H 2 = Pd 0 2  H 2 , где Pd0 = P 2  Q 2  Ed 0  I d - максимальное значение активной мощности, потребляемое преобразователем от источника энергии при угле управления  = 0. Коэффициент мощности тиристорного преобразователя P P    d 0  cos()  ki  cos() , S S где ki - коэффициент искажений тока. Потери мощности в тиристорном преобразователе определяются в основном потерями мощности на тиристорах 43 P = 2U·Id, где U - прямое падение напряжения на тиристорах в открытом состоянии. Источник питания обычно выбирается по полной мощности S = m·U·I = m·Ed0· Id /( kcx ·kcxi) = Pd0/0, где 0 = kcx ·kcxi = ki - коэффициент мощности согласующего трансформатора. Если для согласования напряжений источника питания и выпрямленного напряжения преобразователя используется трансформатор, то вторичная обмотка трансформатора имеет коэффициент искажений тока, равный коэффициенту искажений тока первичной обмотки, так как постоянная составляющая I(0), протекающая по вторичной обмотке, отсутствует: 0 = ki2 = ki1. Коэффициенты, используемые при анализе электромагнитных процессов в нулевых и мостовых тиристорных преобразователях, сведены в таблицу Название коэффициента Нулевая схема Mостовая схема Коэффициент схемы - отношение дейст2 m вующего значения фазного эквивалентного   sin   источника напряжения к среднему значе m нию выпрямленного напряжения kcx Коэффициент схемы по фазному напряже2 m 2 m нию - отношение действующего значения   2   sin    sin   фазного напряжения источника к среднему   m  m  значению выпрямленного напряжения kсхФ Коэффициент искажений тока вторичной обмотки трансформатора - отношение дейkсх 2  kсхФ ствующего значения тока первой гармониm m ки к действующему значению тока, потребляемого из сети ki2 Коэффициент искажений тока первичной обмотки трансформатора - отношение дейkсх 2  kсхФ ствующего значения тока первой гармониm 1 m ки к действующему значению тока, потребляемого из сети ki1 Коэффициент схемы по току - отношение 1 2 действующего значения линейного тока к m m среднему значению выпрямленного тока kcxi Коэффициент мощности согласующего 2  kсхФ 2  kсх трансформатора - отношение активной максимальной мощности цепи постоянного тоm m 1  m ка к полной мощности трансформатора kP0 44 3.9. Система импульсно-фазового управления Система импульсно-фазового управления (СИФУ) предназначена для управления тиристорами преобразователя. СИФУ генерирует импульсы токов, протекающих по управляющим переходам тиристоров. Импульсы тока включают тиристоры преобразователя. Выключаются тиристоры при уменьшении протекающих по ним силовых токов до тока удержания (практически до нуля). В данной главе рассматривается структура системы импульсно-фазового управления (СИФУ) нереверсивного тиристорного преобразователя, а также устройство и принцип действия ее элементов. К элементам СИФУ относятся: устройство фазового смещения управляющих импульсов (ФСУ), датчика сетевого напряжения служит для получения информации о сетевом напряжении; формирователь опорного напряжения; элемент сравнения, устройство формирования импульсов и их усилитель. ФСУ1 uc2 uyi  ucm ФСУ2  ФСУm iy1 iy2  iym iУ1 iУ2  iУm к управляющим электродам тиристоров uc1 Распределитель импульсов uу канала формирования управляющего воздействия Принцип действия СИФУ. СИФУ m-фазного однополупериодного тиристорного преобразователя имеет каналы k=1,…,m. Kанал k=1,…,m вырабатывает периодическую последовательность импульсов, включающих тиристоры Последовательность импульсов канала k=1,…,m синхронизируется с напряжением сети. Импульсы канала k=1,…,m сдвинуты относительно точки естественной коммутации напряжения сети по фазе на угол  (0, ), называемый углом управления. Последовательности импульсов, генерируемые каналами управления, сдвинуты друг относительно друга на угол =2/m, называемый углом повторяемости. Структура СИФУ m-фазного тиристорного преобразователя показана на Рис. 3.7. СИФУ m-фазного тиристорного преобразователя состоит из канала формирования управляющего воздействия, m фазосмещающих устройств (ФСУ), распределителя импульсов по тиристотам. Рис. 3.7. Структура СИФУ m-фазного тиристорного преобразователя 45 Устройство фазового смещения управляющих импульсов (ФСУ) предназначено для фазового сдвига импульсов управления тиристорами относительно сетевого напряжения. Импульсы канала, имеющего номер k, сдвигаются по фазе относительно точки естественной коммутации на угол управления  [0,]. Величина угла управления регулируется управляющим напряжением uyi. Устройство фазового смещения управляющих импульсов ФСУ состоит из датчика сетевого напряжения (ДСН); формирователя опорного напряжения (ФОН), элемента сравнения (ЭС), формирователя импульсов (ФИ) и усилителя импульсов (УИ) (Рис. 3.8). u2 iy uc uS u3 u4 ЭС ДСН ФОН ФИ УИ uу Рис. 3.8. Структура фазового смещения импульсов устройства (ФСУ) Датчик сетевого напряжения служит для получения информации о сетевом напряжении. Система управления преобразователем и сетевые напряжения должны быть гальванически развязаны. В качестве датчиков сетевого напряжения используются трансформаторы или транзисторные оптопары. При синусоидальной форме опорных напряжений, как правило, применяют трансформаторную развязку. Для получения линейно изменяющихся опорных напряжений может применяться как трансформаторная, так и оптоэлектронная развязка. При трансформаторной развязке напряжение с синхронизирующего трансформатора подается на вход компаратора, реализующего знаковую функцию. Выходное напряжение компаратора принимается за выходное напряжение датчиков сетевого напряжения uS. Выходное напряжение датчиков сетевого напряжения uS подается на формирователь опорного напряжения. Формирователь опорного напряжения формирует на интервале  [0,] монотонно возрастающее или монотонно убывающее напряжение, при этом наибольшее распространение получили линейная и синусоидальная формы опорного напряжения. Элемент сравнения сравнивает опорное напряжение с напряжением управления и в момент их равенства скачком изменяет напряжение на своем выходе. Формирователь импульсов предназначен для формирования прямоугольных импульсов заданной длительности. Длительность импульса должна быть больше времени нарастания тока тиристора до тока удержания Iуд. Усилитель импульса обеспечивает заданную амплитуду импульсов тока управления, достаточную для включения тиристора. Выходные цепи СИФУ должны иметь гальваническую развязку с цепями управляющих электродов тиристоров. Устройство распределения импульсов распределяет импульсы каналов управления СИФУ по цепям управления тиристоров. В тиристорных преобра- 46 зователей с нулевой схемой включения импульсов каждый канал работает на свой тиристор. В мостовых схемах каждый канал обеспечивает одновременное открытие двух тиристоров. Канал формирования управляющего воздействия СИФУ ставит в зависимость угла фазового управления  от управляющего воздействия uу. Функция (uу) должен обеспечивать линейность зависимости среднего значения выпрямленного напряжения Ud от управляющего воздействия uу. Выходной сигнал СИФУ - угол управления (0,) - является входным сигналом силовой части тиристорного преобразователя, Угол управления (0,) позволяет регулировать выходной сигнал силовой части тиристорного преобразователя - среднее на угле повторяемости значение напряжение Ud на выводах постоянного тока. 3.10. Коммутационные процессы в тиристорном преобразователе В тиристорных преобразователях к нагрузке на стороне выпрямленного тока прикладываются отрезки кривой напряжения со стороны переменного тока. При этом ток проводят различные тиристоры. Процессы, протекающие при переключении тиристоров, называются коммутационными. Числа тиристоров, участвующих в коммутационном процессе. В нулевых схемах ток проводит один тиристор. В коммутационном процессе участвуют два тиристора. В одном из тиристоров ток спадает от значения id до нуля, а в другом — нарастает от нуля до id. В мостовых схемах выпрямленный ток проводят два тиристора. В коммутационном процессе участвуют три тиристора. В одном из тиристоров ток спадает от значения id до нуля, а в другом — нарастает от нуля до id. Третьей тиристор во время коммутационного процесса проводит ток id. Длительность коммутационных процессов зависит от наличия индуктивностей в сети переменного тока, например, трансформаторов. Чем более мощный источник переменного напряжения по сравнению с мощностью преобразователя, тем скорее заканчиваются коммутационные процессы. В источнике бесконечной мощности коммутационные процессы протекают мгновенно. Иллюстрация характера изменения токов в состоянии коммутации в трехфазном нулевом преобразователе приведена на Рис. 3.9. Состоянию 1 соответствует режим работы при одном включенном тиристоре. Состоянию 2 соответствует коммутационный режим работы при двух включенных тиристорах. 47 ud ek–1 ek  ek 1 2 ek t  ik–1 ik t id t  Id t   2 1 2 1 t Рис. 3.9. Временные диаграммы в состояниях 1 и 2 Длительность коммутационного процесса обычно характеризуется углом коммутации , который можно рассчитать по формуле  X I    arccos  cos()  d d    , Ed 0   где Xd — индуктивное сопротивление в цепи переменного тока; Id — выпрямленный ток; Ed0 — максимальное среднее значение выпрямленной э.д.с. при   0. Длительность коммутационного процесса зависит от угла фазового управления . График зависимости угла коммутации от угла управления приведен на Рис. 3.10. Несложно установить, что выражение для максимального угла коммутации  X I   мах  arccos 1  d d  . (3.35) E d0   График зависимости максимального угла коммутации от падения напряжения на индуктивности источника питания в долях от выпрямленной э.д.с. Ed0. Для устойчивой работы в режиме непрерывных токов угол управления должен принадлежать интервалу [0,  –мах]. 48  30 20 10 а) мах мах 60 б) мах 40 XdId/Ed0 = 0,15 XdId/Ed0 = 0,05 мах 20  120 XdId/Ed 60 0,1 0,2 0,3 0,4 180 0,5 Рис. 3.10. Зависимости: а) угла коммутации  от угла управления ; б) максимального угла коммутации мах от XdId/Ed0 3.11. Контрольные вопросы по теме «Нереверсивные тиристорные преобразователи» 1. Классификация преобразователей по возможности изменения среднего значения выпрямленного напряжения. 2. На каких ключевых элементах реализуются управляемые и неуправляемые выпрямители? 3. Как открываются тиристоры? 4. Условия выключения тиристоров? 5. Чему равно падение напряжения на идеальном тиристоре в открытом состоянии? 6. Какие бывают тиристорные преобразователм в зависимости от числа фаз выпрямления? 7. В каких пределах изменяется угол фазового управления α? 8. При каких углах фазового управления α тиристорый преобразователь работает в выпрямительном и инверторном режимах? 9. Что называется инвертором? 10. Условия, при которых возможен инверторный режим? 11. Если максимальное значение линейного напряжения равно 220 В, какого класса по напряжению (с 2 кратным запасом) нужно выбрать тиристор в ТДВ? 12.Что называется точкой естественной коммутации? 13.По каким основным параметрам выбираются тиристоры? 14.Функциональное назначение СИФУ? 15.Какие процессы называются коммутационными? 16.От чего зависит длительность коммутационного процесса 49 4. РЕВЕРСИВНЫЕ ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Нереверсивный тиристорный преобразователь обладает односторонней проводимостью - его нагрузочная характеристика может находиться лишь в первом и третьем квадрантах. Поэтому применение нереверсивных тиристорных преобразователей возможно лишь в нереверсивных электроприводах постоянного тока. Реверсивные управляемые тиристорные преобразователи применяются в реверсивных электроприводах постоянного тока и создаются на базе двух нереверсивных тиристорных преобразователей, включенных встречно-параллельно (Рис. 4.1), что позволяет менять направление тока в нагрузке. i1 z1 z2 u01 u0 СУРП u02 ЛКУ i2 1K СИФУ1 1A 2K СИФУ2 2A L12 Z2 i12 2A 1K e1 e2 e3 1A 3 2 L21 2K Z1 1 id нагрузка b i21 Рис. 4.1. Схема встречно-параллельного реверсивного управляемого тиристорного преобразователя Нереверсивные тиристорные преобразователи имеют каждый свою систему импульсно-фазового управления: СИФУ1 и СИФУ2. Управляющие воздействия на СИФУ1 и СИФУ2 формируются системой управления реверсивного преобразователя (СУРВ). Системы управления реверсивного преобразователя могут иметь различные принципы управления и подразделяются совместные и раздельные. В данной главе рассматриваются схемы реверсивных преобразователей, особенности их СИФУ, тиристорные преобразователи с совместным и раздельным управлением. Реверсивные тиристорные преобразователи позволяет изменять направление тока в нагрузке, и образуются из двух нереверсивных преобразователей. Работа систем импульсно-фазоваго управления двух нереверсивных преобразователей, образующих реверсивный преобразователь, может быть согласованной и несогласованной. При согласованной работе изменение знака выпрямленного тока происходит без скачка напряжения, а при несогласованном управлении изменение знака выпрямленного тока сопровождается скачкообразным изменением напряжения на нагрузке. Системы управления реверсивного преобразователя подразделяются совместные и раздельные. Системы раздельного управления имеют логическое устройство, обеспечивающее работу лишь одного из нереверсивных преобразователей. При согласованном совместном управлении реверсивный преобразова- 50 тель всегда работает в режиме непрерывного тока, а между преобразователями протекает уравнительный ток. При несогласованном совместном управлении реверсивным преобразователем при малых значениях тока будет наблюдаться режим прерывного тока, а величина уравнительного тока падает. При угле рассогласовании  >/6 уравнительные токи, а зона прерывистых токов становится такой же, как и преобразователя с раздельным управлением. Для обеспечения работы реверсивных преобразователей с раздельным управлением и несогласованным совместным управлением с углом рассогласования  >/6 требуется специальная система управления более высокого уровня иерархии, обеспечивающая заданную величину напряжения на нагрузке и выполнения условия –Iмах . Различают согласованный и несогласованный режимы работы преобразователей. Несложно установить, что при согласованном совместном управлении углы 1 и 2 должны удовлетворять соотношению: 1+2=. Положим, что  = 1, а 2= – . В этом случае среднее значение э.д.с. цепи постоянного тока преобразователя Ed1 = Ed2= Ed  Ed 0  cos() . (4.1) Мгновенные значения э.д.с. преобразователей Z1 и Z2 будут различными, под воздействием которых между преобразователями Z1 и Z2 будет протекать уравнительный ток. Уравнительные токи. При совместном управлении между преобразователями протекают уравнительные токи. Величина уравнительного тока зависит от многих факторов и ограничивается, прежде всего, специальными реакторами с индуктивностями L12 = L21. Величина уравнительного тока зависит от схемы подключения преобразователей к источнику питания переменного тока. При питании преобразователей от одного источника уравнительный ток значительно выше, чем при питании от двух источников, не имеющих между собой электрической связи. Величина среднего значения уравнительного тока зависит от угла управления преобразователями . При увеличении угла управления уравнительный ток, как правило, возрастает и достигает максимума при  = /2: 51 2  Ed 0 sin( / m  )         1       ctg      .  L12 sin( / m)   m  m  Характер уравнительного тока зависит от способа подачи импульсов на тиристоры. Мгновенное значение уравнительного тока при стандартном управлении преобразователями имеет прерывистый характер. Под стандартным управлением подразумевается однократная подача импульсов управления на тиристоры на угле повторяемости . Если в момент подачи очередных импульсов управления на тиристоры преобразователя, повторять последние импульсы на тиристорах другого преобразователя, то уравнительный ток при  >/m становится гранично-непрерывным. При этом имеет место улучшение качества выпрямленного напряжения. Величина уравнительного тока зависит от угла рассогласования  = – 1 – 2. При увеличении значения  величина уравнительного тока уменьшается. При угле рассогласования   /m уравнительный ток становится равным нулю. В этом случаи проводят ток лишь тиристоры одного из двух преобразователей. Преимущество несогласованного совместного управления состоит в возможности уменьшить величину индуктивности реактора используемого для ограничения величины уравнительного тока. Однако в этом случае теряются достоинства совместного управления преобразователями, и требуется специальная система управления, обеспечивающая заданную величину напряжения на нагрузке и выполнения условия –Iмах Ud ток нагрузки будет отрицательным. Нагрузочная характеристика нереверсивного ШИР постоянного тока (Рис. 6.1) может находиться в первом и втором квадранте. Однако данный преобразователь не может изменять знак напряжения на нагрузке u  Ud. В следующей главе рассматриваются автономный однофазный инвертор, позволяющий менять знак напряжения на нагрузке. 6.2. Широтно-импульсный регулятор, повышающий напряжение на нагрузке Широтно-импульсное регулирование напряжения вверх относительно напряжения источника питания может выполняться преобразователем, схема которого изображена на Рис. 6.4. В данной схеме энергия от источника питания с напряжением Ud передается к нагрузке. Нагрузка замещается цепью R, L, E. В схеме преобразователя два электронных ключа VH и VL. Диод VH и транзистор VL образуют полумост. В схеме используется дроссель, который замещается индуктивностью Ld и конденсатор, который замещается емкостью C. Система управления транзистором VL генерирует коммутационную функцию ключей , принимающую значения 1, 0. Если   1, то включен верхний ключ VН. Ud Ld VH iL id  VL R С L i u E Нагрузка Рис. 6.4. Схема нереверсивного широтно-импульсного регулятора постоянного напряжения, повышающего напряжение на нагрузке Для анализа электромагнитных процессов в данном широтно-импульсном регуляторе выделим два состояния: 1  ключ VН включен, ключ VL выключен; 2  ключ VH выключен, ключ VL включен. Под воздействием импульсов управления цепь циклически переходит из состояния 1 в состояние 2. Система управления транзистором VL генерирует коммутационную функцию ключей , принимающую значения 0, 1. Коммутационную функцию ключей запишем в следующем виде 58   1(   ) , где   скважность коммутаций ключа VL;   однополярное опорное напряжение с периодом модуляции T0. При значении коммутационной функции ключей   1, генерируемой системой управления, электронный ключ VH включен, а VL  выключен (состояние 1). В данном состоянии ток i спадает, а напряжение на емкости нарастает. Если   0, то ключ VL включен, а VH  выключен (состояние 2). В данном состоянии и ток iL возрастает, а напряжение на емкости убывает. В процессе работы вентильная цепь переходит из одного состояния в другое. Графики функций относительного тока iL*, i*, напряжения u*, и коммутационной функции  на периоде модуляции в установившемся режиме работы приведены на Рис. 6.5. Ld*  1; L*  0,3; C  0,6; E 1,4 u*, i*, iL*,  2,4 u* u* 1,6  i L* id* i* i*  0,5 0,8  0,5 1,0 * * Рис. 6.5. Графики функций токов i , id , напряжения u* и коммутационной функции  на периоде модуляции в установившемся режиме работы 6.3. Широтно-импульсное регулирование напряжения вверх и вниз относительно напряжения источника питания Широтно-импульсное регулирование напряжения вверх и вниз относительно напряжения источника питания может выполняться инвертирующим преобразователем постоянного напряжения, схема которого изображена на Рис. 6.6. В данной схеме энергия от источника питания с напряжением Ud передается к нагрузке. Нагрузка замещается цепью R, L, E. В схеме преобразователя два электронных ключа VH и VL. Транзистор VH и диод VL образуют полумост. В схеме используется дроссель, который заме- 59 щается цепью индуктивностью Ld и конденсатор, который замещается емкостью C. Система управления транзистором VН генерирует коммутационную функцию ключей , принимающую значения 1, 0. Если   1, то включен верхний ключ VН и   0, если верхний ключ VН выключен. VH  Ud R VL Ld iL С id   u L i E Нагрузка Рис. 6.6. Схема нереверсивного широтно-импульсного регулятора постоянного напряжения вверх и вниз относительно напряжения источника питания Для анализа электромагнитных процессов в данном широтно-импульсном регуляторе выделим два состояния: 1  верхний ключ VН (транзистор) включен, нижний ключ VL (диод) выключен; 2  верхний ключ VH (транзистор) выключен, нижний ключ VL (диод) включен. Под воздействием импульсов управления цепь циклически переходит из состояния 1 в состояние 2. Система управления транзистором VL генерирует коммутационную функцию ключей , принимающую значения 0, 1. Коммутационную функцию ключей запишем в следующем виде   1(   ) , где   скважность коммутаций ключа V1;   однополярное опорное напряжение с периодом модуляции T0. При значении коммутационной функции ключей   1, генерируемой системой управления, электронный ключ VH включен, а VL  выключен (состояние 1). В данном состоянии ток iL нарастает, а напряжение u на емкости спадает. Если   0, то ключ VL включен, а VH  выключен (состояние 2). В данном состоянии и ток iL убывает, а напряжение на емкости возрастает. В процессе работы вентильная цепь переходит из одного состояния в другое. Графики функций относительного тока iL*, i*, напряжения u*, и коммутационной функции  на периоде модуляции в установившемся режиме работы приведены на Рис. 6.7. 60 Ld*  1,5; L*  0,3; C  0,6; E 0,7 u*, i*, id*,  1,2 0,8 0,4  u*  0,5 u* i L* iL* i*  0,5 1,0 * * Рис. 6.7. Графики функций токов i , id , напряжения u* и коммутационной функции  на периоде модуляции в установившемся режиме работы от относительного времени  6.4. Выводы по главе Применение электронных ключей позволяет создать регуляторы постоянного напряжения как вверх, так и вниз относительно напряжения источника питания. Основным элементом регуляторов является электронно-ключевой полумост, состоящий из транзистора и диода. Для управления транзистором используется ШИМ. Изменение скважности импульсов позволяет менять напряжение на нагрузке. Зависимости относительного напряжения на нагрузке от скважности импульсов различных регуляторов напряжения на нагрузке приведены на Рис. 6.8. На выходе регулятора, понижающего напряжение на нагрузке, должен быть установлен фильтр низкой частоты. Так как нагрузка понижающего регулятора, как правило, сама является фильтром низкой частоты, то специальный фильтр не устанавливается. Регуляторы, повышающие напряжение на нагрузке относительно напряжения источника питания, должны иметь накопители энергии емкость и индуктивность. 61 3 2 U* B C 1 A  0,5 1,0 Рис. 6.8. Зависимости относительного напряжения на нагрузке от скважности импульсов различных регуляторов напряжения на нагрузке: A  вниз (Рис. 6.1); B  вверх (Рис. 6.4); C  вверх и вниз (Рис. 6.6) 6.5. Контрольные вопросы по теме «Широтно-импульсные регуляторы постоянного напряжения» Что называется широтно-импульсным регулятором? Назначение широтно-импульсных регуляторов? Почему период модуляции должен быть достаточно большим? Почему частота модуляции ограничена? Какие бывают ШИР постоянного напряжения в зависимости от способа изменения значения напряжения на нагрузке относительно напряжения источника питания? 6. Какие основные элементы образуют полумост в ШИР? 1. 2. 3. 4. 5. 7. АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ Инвертор — электронно-ключевое устройство импульсного принципа действия, предназначенное для преобразования постоянного напряжения в переменное напряжение. Инверторы делятся на инверторы тока и инверторы напряжения. Инвертором тока называется инвертор, имеющий на входе со стороны выводов постоянного тока дроссель. Наличие дросселя создает для работы ключей режим источника тока. Инвертором напряжения называется инвертор, если к выводам постоянного тока подключен конденсатор. Наличие конденсатора создает для работы ключей режим источника напряжения. Таким образом, идентифицирующей частью инвертора тока является дроссель на его входе, а идентифицирующей частью инвертора напряжения является конденсатор на его входе. Инверторы напряжения обеспечивают лучшее качество выходных напряжений и токов. Поэтому они получили наибольшее распространение. Инверто- 62 ры напряжения позволяю изменять амплитуду, частоту и форму выходного напряжения. Энергия может передаваться со стороны постоянного тока инвертора на сторону переменного тока и обратно. Инверторы часто применяются как элементы других устройств, в частности, преобразователей частоты. В состав инверторов напряжения входит электронно-ключевой мост, на стороне постоянного и переменного напряжения которого должны быть установлен фильтры низкой частоты. 7.1. Однофазный инвертор напряжения с двухфазной модуляцией Источник постоянного напряжения Схема однофазного инвертора напряжения (Рис. 7.1) представляет собой электронно-ключевой мост, образованный двумя полумостами A и B. Полумосты A и B образованы последовательно включенными двумя транзисторами с обратными диодами. Один транзистор называется верхним и обозначается VH, а другой — нижним и обозначается VL. Однофазный инвертор имеет выводы постоянного тока M, N и выводы переменного тока A, B. Ключи двунаправленной проводимости  транзистор и диод, которые включены встречно-параллельно. К выводам M, N подключен источник постоянного напряжения. Преобразование постоянного напряжения в переменное напряжение производится путем модуляции напряжения источника питания Ud. Выходное напряжение uAB обычно стремиться методом ШИМ напряжения источника питания приблизить к синусоидальной форме. id M VHA Ud С A VLA N A N  0 A i uAB B VHB Нагрузка R L B B VLB B A Система управления Рис. 7.1. Схема однофазного инвертора напряжения с двухфазной модуляцией Система управления инвертора генерирует две последовательности сигналов управления коммутирующих электронные ключи моста. Первая последовательность управляет полумостом A, а вторая  полумостом B. Коммутационные функции полумостов узлов A и B запишем в следующем виде: 63  3  g AB   1  g AB   A  1     1   ; 4   4   (7.1) 1  g AB   3  g AB    A  1     1   , 4   4   где 1(x)  единичная функция; gAB  модулирующая функция напряжения между узлами A и B; X  модулирующая функция ключа X;   t – T0floor(t/T0)  пилообразная функция с периодом модуляции T0; floor(x)  целая часть x. Коммутационные функции X принимают значения 0 и 1. Если коммутационная функцияX 0, то открыт верхний ключ полумоста X  A, B. Если X 1, то открыт нижний ключ полумоста X  A, B. Модулирующая функция синусоидального напряжения g AB  a  sin( t ) . (7.2) Параметры a и  следует рассматривать как управляющие воздействия, позволяющие менять амплитуду и угловую частоту выходного напряжения. График модулированного напряжения на нагрузке приведен на Рис. 7.2, a. а) б) Ud a  1; f*  10 a(1)Ud t a 1,42; a(1) ,16; f*  10 t Рис. 7.2. Вид синусоидально модулированного напряжения и основной гармоники: а) без перемодуляции; б) с перемодуляцией Модуляция и перемодуляция. Основная гармоника модулированного напряжения на выходе инвертора U(1)  AMUd, где AM — коэффициент модуляции; Ud — напряжение звена постоянного тока инвертора. Коэффициент модуляции зависит амплитуды модулирующей функции a. Амплитуда модулирующей функции a может принимать значений от 0 до . При a  1 происходит модуляция напряжения на выходе. В режиме модуляции основная гармоника напряжения U(1)  aUd. В режиме модуляции основная гармоника напряжения всегда меньше напряжения звена постоянного тока. При a  1 коэффициент модуляции A  a. При a > 1 происходит перемодуляция напряжения на выходе. В режиме перемодуляции основная гармоника напряжения всегда больше напряжения 64 звена постоянного тока. При a   A  коэффициент перемодуляции  стремится к значению 4/. Амплитуда основной гармоники премодулированного напряжения стремится к значению 4/Ud  1,273Ud. График напряжения на нагрузке с перемодуляцией приведен на Рис. 7.2 б. Графики функций тока i, порождаемых модулированным синусоидальным напряжением, приведены на Рис. 7.3. Из данных графиков следует, что перемодуляция существенно искажает форму кривой тока. а) б) R = 1; L  0,2; U  1 d a  1; f*  10 a 1,41; f*  10 t t Рис. 7.3. Графики тока на нагрузке на периоде основной гармоники: а) без перемодуляции; б) с перемодуляцией Выпрямленный ток  ток на стороне постоянного тока электронноключевого моста  будет иметь вид, приведенный на Рис. 7.4. а) a 1; f*  10 б) t   /3 t   /2 Рис. 7.4. Графики выпрямленного тока на периоде основной гармоники при угле сдвига фаз тока и напряжения нагрузки: а)   /3; б)   /2 7.2. Трехфазный инвертор напряжения Трехфазный инвертор напряжения — устройство импульсного принципа действия, предназначенное для преобразования постоянного напряжения в трехфазное переменное напряжение. Инверторы напряжения позволяют изменять амплитуду, частоту и форму выходного напряжения. Энергия может передаваться со стороны постоянного тока трехфазного инвертора на сторону пере- 65 менного тока и обратно. Трехфазные инверторы часто применяются как элемент преобразователей частоты с промежуточным звеном постоянного тока. Схема трехфазного инвертора напряжения (Рис. 7.5) представляет собой трехфазный мост, образованный тремя полумостами X  A, B, C. В качестве электронных ключей, как правило, используются IGBT-транзисторы с обратными диодами. Со стороны постоянного тока выводы обозначены M, N, а со стороны переменного тока  A, B, C. Преобразование постоянного напряжения в трехфазное переменное напряжение производится путем модуляции напряжения звена постоянного тока Ud. Форму выходного напряжения стремятся методом модуляции постоянного напряжения приблизить к синусоидальной. Система управления трехфазного инвертора генерирует три последовательности сигналов управления полумостами A, B, C. Коммутационные функции полумостов X  A, B, C в общем виде определяется выражением 1 X   1  X   X  1     1   . 2 2     Если коммутационная функция X 0, то открыт верхний ключ полумоста X . Если X 1, то открыт нижний ключ полумоста X. Для синтеза модулированных напряжений необходимо задать параметры коммутационных функций полумостов: X  модулирующие функции потенциалов полумостов; T0  период пилообразной функции   t – T0floor(t/T0). id Источник постоянного напряжения M VHA A VHB B VHC С A С B C Ud VLA VLB A N N  0 A B VLC B Нагрузка uA R iA L R iB R iС С С Система управления Рис. 7.5. Схема трехфазного инвертора напряжения L L 66 Модулирующие функции потенциалов узлов X  A, B, C определяются выражением:  X  1/ 2  g X  g0 , где gX  модулирующие функции напряжений фаз X  A, B, C; g0  функция предмодуляции. Модулирующие функции фазных напряжений обычно задаются синусоидальными: a gX   cos(1  t   X  U ) , (7.3) 3 в которых параметры a, 1 U следует рассматривать как управляющие воздействия, позволяющие менять амплитуду, угловую частоту и начальную фазу выходного напряжения, где X  A, B, C  имена фаз; X  углы фазового сдвига такие, что A  0; B  2/3; С 2/3. Функцию предмодуляции целесообразно выбрать в виде третьей гармоники a g0   cos(3  1  t   X  U ) , 4 3 которая обеспечивает работу инвертора в режиме модуляции при a  [0, 1). Синусоидально модулированные напряжения на трехфазной нагрузке показаны на Рис. 7.6. а) б) a  1; f*  10 Ud 2/3Ud t t Рис. 7.6. Графики синусоидально модулированного напряжения на периоде основной гармоники: а) линейного; б) фазного Модуляция и перемодуляция. Основная гармоника модулированного напряжения на выходе инвертора U(1)  AMUd, где AM — коэффициент модуляции; Ud — напряжение звена постоянного тока инвертора. Коэффициент модуляции зависит амплитуды модулирующей функции a. Амплитуда модулирующей функции a может принимать значений от 0 до . При a  1 происходит модуляция напряжения на выходе. В режиме модуляции основная гармоника напряжения U(1)  aUd. В режиме модуляции основная гармоника напряжения всегда меньше напряжения звена постоянного тока. 67 При a  1 коэффициент модуляции AM  a. При a > 1 происходит перемодуляция напряжения на выходе. В режиме перемодуляции основная гармоника напряжения больше напряжения звена постоянного тока. При 1 < a   AM  коэффициент перемодуляции  стремится к значению 12/. Амплитуда основной гармоники перемодулированного напряжения стремится к значению 12/Ud  1,103Ud. График напряжения на нагрузке с перемодуляцией приведен на Рис. 7.2 б. Основная гармоника синусоидально модулированных фазных напряжений на нагрузке совпадает с модулирующим фазным напряжением: U u X (1)  d  a  cos(  t   X  U ) . (7.4) 3 Графики фазных токов iX(t), порождаемых синусоидально модулированным напряжением, приведены на Рис. 7.7, a. Графики фазных токов iX(t), порождаемых синусоидально перемодулированным напряжением, приведены на Рис. 7.7, б. а) б) R = 1; L  3; Ud  1; f  10 * a 0,972 t a 2,00 t Рис. 7.7. Графики фазных токов в трехфазном инверторе на периоде основной гармоники: а) без перемодуляции напряжения; б) с перемодуляцией напряжения Выпрямленный ток  ток в звене постоянного тока между конденсатором и электронно-ключевым мостом  будут иметь вид, приведенный на Рис. 7.8. 68 а) б) a 1; f*  10   /2 t t   /6 Рис. 7.8. Графики выпрямленного тока на полупериоде модулированного напряжения при угле токовой нагрузки: а)   /6; б)   /2 Инверторный режим работы трехфазного электронно-ключевого моста будет при угле токовой нагрузки в звене переменного тока 0 <  < /2. В данном режиме отрицательная постоянная составляющая в звене постоянного тока отсутствует. При угле токовой нагрузки  > /6 появляется отрицательные импульсы выпрямленного тока, которые должны поглощаться в звене постоянного тока конденсатором. Выпрямительный режим работы трехфазного электронно-ключевого моста будет при угле токовой нагрузки  > /2. В данном режиме энергия передается со стороны переменного тока на сторону постоянного тока и должна поглощаться источником постоянного напряжения или резистором. 7.3. Контрольные вопросы по теме «Автономные инверторы» 1. 2. 3. 4. 5. Назначение инвертора? Что называется инвертором тока и инвертором напряжения? Что такое режим модуляции? Что такое режим перемодуляции? Как сказывается частота модуляции на качестве тока в нагрузке инве ртора? Литература Теоретические основы управления электроприводом Импульсная преобразовательная техника Электроэнергетические установки и силовая электроника Самосейко В.Ф. Белоусов И.В Гельвер Ф.А. Самосейко В.Ф. Воскобович В.Ю. Королева Т.Н. Павлова В.А. Учебное пособие СПб.: Элмор, 2007.- 464 с. Учебное пособие СПб.: Изд-во ГУМРФ им. адм. С. О. Макарова, 2019. — 150 с. Учебное пособие СПб.: Элмор, 2001.- 384 с. 69 транспортных средств Промышленная Горбачев Г.Н. электроника Чаплыгин Е.Е Основы преоразоваЧиженко И.М. тельной техники Руденко В.С. Силовая электроника. Преобразовательная техника. Учебник для вузов Учебник для ВУЗов М.: Энергоатомиздат, 1988. – 320 с М.: Высшая школа, 1980. – 422 с. http://window.edu.ru/resourc e/330/76330 http://window.edu.ru/resourc e/624/75624