Радиопередающие устройства систем радиосвязи и радиодоступа

Предисловие Настоящее пособие написано в соответствии с программой курса ''Радиопередающие устройства систем радиосвязи и радиодоступа'' и составлено на основе лекций в Сибирском государственном университете телекоммуникаций и информатики. Пособие содержит изложение теории генератора с независимым (внешним) возбуждением, вопросов его схемотехники и методов управления колебаниями высокой частоты. Три раздела посвящены теории автогенераторов и проблемам стабилизации частоты. Подробно рассмотрены методы модуляции и манипуляции в передатчиках различного назначения. Основы методов расчета режимов и элементов генератора рассматриваются в соответствующих разделах пособия. Глава 1 Общие сведения о радиопередающих устройствах 1.1 Общие сведения. Радиопередающие устройства предназначены для генерирования и формирования радиосигналов и представляют собой составную часть большинства существующих систем телекоммуникаций. Генерацией называется преобразование энергии источников постоянного тока в энергию колебаний высокой частоты (ВЧ). Соответственно под формированием радиосигналов обычно понимается управление (модуляция) одним или несколькими параметрами колебания ВЧ (амплитудой, частотой, фазой) в соответствии с передаваемым сигналом. Модуляция цифровым сигналом получила название - манипуляция. Упрощенная структурная схема радиопередающего устройства (передатчика) представлена на рисунке 1.1. Рис. 1.1. Структурная схема пердатчика В – возбудитель, обеспечивающий генерирование высокостабильных колебаний ВЧ. ГВВ – генератор с внешним возбуждением (усилитель мощности -УМ, предварительный усилитель - ПУ). М – модулятор (манипулятор). ЧМ – частотная модуляция (манипуляция). ФМ – фазовая модуляция (манипуляция). ОПМ – однополосная модуляция. АМ – амплитудная модуляция. Частотная, фазовая, однополосная модуляция и практически все виды манипуляции, как правило, осуществляются в возбудителе. Амплитудная модуляция - в выходных каскадах. В рассматриваемом курсе изучаются только возбудители, генераторы, и модуляторы. Остальные части радиопередатчика (источники питания, антенны) изучаются в соответствующих курсах. 1.2. Краткие сведения из истории радиопередающих устройств. Днем изобретения радио считается 7 мая 1895г., когда А.С. Попов продемонстрировал первый радиоприемник, регистрировавший грозовые разряды. Первый передатчик, построенный также А.С. Поповым, был использован для передачи телеграфных сигналов 24 марта 1986г. В передатчике Попова с помощью искрового разряда были получены затухающие электрические колебания, частота и мощность которых определялась размерами антенны. Поэтому первые мощные передатчики искрового типа работали на частоте 15 – 30 кГц. Затухающий характер колебаний на выходе искровых передатчиков не позволял работать в телефонном режиме и приводил к большому уровню помех. Мощность искровых передатчиков достигала 100 кВт, однако из-за указанных выше недостатков, уже в 1916 г. их строительство было прекращено. На смену искровым передатчикам пришли дуговые и машинные передатчики. В дуговых генераторах использовалось отрицательное сопротивление на падающем участке вольтамперной характеристики дугового разряда; это позволяло скомпенсировать активные потери в колебательном контуре и получить незатухающие колебания. Впервые появилась возможность телефонной работы. Поскольку гасить и зажигать дугу было очень сложно, для телеграфной работы использовалась частотная манипуляция. Недостатки дуговых передатчиков обусловлены также инерционностью дугового разряда и трудностями обеспечения равномерного горения, которые не позволяли получить ВЧ колебания с необходимой стабильностью частоты. Практически одновременно с дуговыми создавались машинные передатчики, основанные на принципах генераторов переменного тока промышленной частоты. Необходимость получения высоких частот привела к существенным изменениям конструкции машин. В этой области больших успехов достиг советский инженер (в последствии академик) В.П. Вологдин. Его машины отличались достаточно высокими к.п.д. и стабильностью частоты при мощности до 150 кВт. Основной недостаток машинных передатчиков – невозможность получения достаточно высоких частот. В.П. Вологдин у разработанной им машины высокой частоты Первый генератор на электронной лампе был создан в 1913г. немецким инженером А. Мейснером. Совершенствование генераторных ламп шло очень быстро. Большую роль в этом сыграла Нижегородская радиолаборатория, которой руководил выдающийся советский инженер М.А.Бонч-Бруевич. Уже к 1925г. в этой лаборатории впервые в мире была создана электронная лампа мощностью 100 кВт. Конструкция ламп Нижегородской лаборатории была настолько совершенной, что практически не изменилась до наших дней. В дальнейшем вся передающая техника стала создаваться только на базе электронных приборов, сначала на электронных генераторных лампах, а затем с изобретением транзистора, и на твердотельных приборах. Современные передатчики в диапазоне до 1,5 МГц выпускаются только в транзисторном варианте, вплоть до 1000 кВт. Ламповые и транзисторные генераторы позволили освоить частоты до 1000 МГц, а при относительно низких уровнях мощности (1-10 Вт) транзисторные генераторы способны работать до 10 ГГц. Сверхвысокие частоты М.А.Бонч-Бруевич большой мощности стало возможным получать после изобретения магнетрона, многорезонаторного клистрона и лампы бегущей волны (ЛБВ). Следует отметить, что в 20 – 40-х годах отечественная электроника находилась на самых передовых рубежах науки и техники. Огромный вклад в ее развитие внесли такие радиоспециалисты, как М.А. Бонч-Бруевич, М.В. Шулейкин, А.И. Берг, А.П. Минц, З.И. Модель, В.А. Котельников, М.С. Нейман. М.В.Шулейкин А.И.Берг Статьи, книги, учебники, написанные ими, заложили основы теории генератора значительно раньше, чем это было сделано в зарубежной печати. Глава 2 Активные элементы генераторов и их характеристики. 2.1 Основные обозначения и термины, применяемые в теории генераторов. Упрощенная схема генератора с внешним (независимым) возбуждением представлена на рисунке 2.1. Рисунок 2.1.Схема генератора с внешним возбуждением На этом рисунке: АЭ – активный элемент, в качестве которого могут быть использованы – генераторная лампа, полевой или биполярный транзисторы. Входной электрод АЭ является управляющим (У). В зависимости от типа активного элемента это может быть управляющая сетка, затвор или база. Выходной электрод обозначен как коллектор (К), которому соответствуют анод, сток, коллектор. Общий для входной и выходной цепи электрод определим как исток (И); он будет соответствовать катоду, истоку и эмиттеру. Zk - нагрузочная цепь, представляющая собой колебательный контур или фильтр. В теории генераторов для обозначения токов и напряжений приняты следующие обозначения: Е – постоянное напряжение; u – мгновенное (текущее) переменное напряжение; e – мгновенное напряжение, которое в общем случае может содержать переменную и постоянную составляющую. Так, согласно рис. 2.1. еу = Еу + uу; ек = Ек + uк (2.1.) i – мгновенное значение тока. Для токов АЭ должно выполняться условие: iи = iy + ik (2.2) 2.2 Статические характеристики основных активных элементов. Статическими характеристиками во входной системе координат называются зависимости токов активного элемента от напряжения еу , снятые при фиксированных значениях ек: iy, ik, iи = f(eу), при ек=const Соответственно в выходной системе координат статические характеристики описываются следующими выражениями: iy, ik, iи = f(ek), при еу=const Название характеристик (статические) обусловлено отсутствием переменной составляющей в междуэлектродных напряжениях. Статические характеристики современной генераторной лампы-тетрода представлены на рисунке 2.2. iа, iс1, iс2 = f(eс), при еа=const; iа, iс = f(ea), при еc=const Рисунок 2.2 Статические характеристики генераторного тетрода Основные особенности статических характеристик лампы: 1. Рабочая область характеристик анодного тока в основном расположена в области отрицательных напряжений на сетке (ес1<0). Наоборот, токи первой (управляющей сетки) имеют место лишь при ес1>0. 2. В области отрицательных напряжений на аноде (еа<0) анодный ток отсутствует, а сеточный на основании (2.2) равен катодному ic = ic1 + ic2 = ik. 3. У генераторного тетрода есть еще вторая сетка, выполняющая вспомогательную роль электростатического экрана между анодом и управляющей сеткой. К этой сетке приложено лишь постоянное положительное напряжение, которое определяет величину смещения статических характеристик ia = f(ec1) в области отрицательных напряжений на первой сетке. В частности, анодный ток прекращается при , где µс1с2 – коэффициент усиления сетки первой относительно сетки второй. 4. При положительных напряжениях на управляющей сетке (ес1>0) наблюдается “насыщение” анодного тока за счет резкого нарастания токов управляющей и экранирующей сеток; катодный ток в рабочей области характеристик участков насыщения не имеет (см. пунктир на рисунке 2.2.). Статические характеристики биполярного транзистора проводимости n-p-n представлены на рисунке 2.3. Особенности статических характеристик биполярного транзистора (проводимости n-p-n): 1. Коллекторный и базовый ток имеют место лишь при положительном напряжении на базе (еб>0). В данном случае величиной обратного тока переходов транзистора мы пренебрегаем. 2. При отрицательном напряжении на коллекторе (ек<0) коллекторно-базовый переход смещается в прямом направлении, поэтому ток коллектора меняет знак и нарастает. 3. Поскольку биполярный транзистор является прибором управляемым током, вместо параметра еб на выходных характеристиках обычно используют ток базы. ik, iб = f(eб) при ек=const ik, iб = f(eк) при iб=const ек'> ек''> ек'''; еб'> еб''> еб''' Рисунок 2.3 Статические характеристики биполярного транзистора Статические характеристики полевого транзистора с изолированным затвором, представлены на рисунке 2.4. Особенности статических характеристик полевого транзистора с изолированным затвором и каналом р-типа: 1. Ток затвора отсутствует. 2. Напряжение отсечки (Е0) может быть положительным, отрицательным и равным нулю, в зависимости от типа транзистора и от партии выпуска. 3. Выходные характеристики подобны выходным характеристикам биполярного транзистора, но с меньшей крутизной на участках спада тока. 4. Характеристики ic = f(eз) имеют явно выраженные участки насыщения. В генераторах относительно малой мощности могут использоваться полевые транзисторы со встроенным p-n переходом. В случае канала n-типа транзисторы этого типа имеют характеристики, аналогичные ламповым. iс = iи = f(eз) при ес=const ес'> ес''> ес'''; iс = iи = f(eс) при ез= const ез'> ез''> ез''' iз = 0 Рисунок 2.4 Статические характеристики полевого транзистора с изолированным затвором Сравнительный анализ статических характеристик рассмотренных активных элементов позволяет сделать следующие выводы: 1. В выходной системе координат, при положительных напряжениях на коллекторе АЭ, все приборы имеют одинаковую форму статических характеристик, отличающихся лишь количественными параметрами. 2. Более существенные различия статических характеристик во входной системе координат, которые обусловлены в основном различиями в величине и знаке напряжения отсечки Е0 и величине входного тока. 2.3. Идеализация статических характеристик активного элемента. Современные методы математического моделирования на ПЭВМ активных элементов и ГВВ в целом позволяют рассчитывать режимы генераторов с высокой точностью при условии, что все параметры конкретного АЭ должным образом определены. Однако в инженерной практике часто приходится проектировать генератор, опираясь на усредняемые параметры АЭ, которые могут отличаться от реальных на 20% для генераторных ламп и в несколько раз для транзисторов. В этом случае расчет генератора на ПЭВМ не дает сколько-нибудь существенного преимущества перед инженерным методом расчета, основанным на использовании “идеализированных” статических характеристик АЭ. К тому же для выполнения расчета инженерным методом достаточно иметь калькулятор. Идеализация статических характеристик методом линейной интерполяции впервые предложена М.В. Шулейкиным и окончательно доведена до практического применения А.И Бергом в 30-е годы. Согласно этому методу статическая характеристика аппроксимировалась отрезками прямых линий. В результате математическая запись характеристики представляет собой систему уравнений первой степени, а расчетные соотношения получаются предельно простыми с минимальным числом параметров. Принцип линейной идеализации рассмотрим на примере характеристик полевого транзистора. Используя обозначения электродов выбираемого АЭ (коллектор соответствует стоку, управляющий электрод – затвору, исток – истоку). На рисунке 2.5 представлены реальные и идеализированные проходные характеристики. Рисунок 2.5. Идеализация статических характеристик Нарастающие участки статических характеристик представлены одной прямой, наклон которой к горизонтальной оси определяется крутизной характеристики S = tg α ; а отрезок, отсекаемый на горизонтальной оси Еу­' – получил название идеализированного напряжения отсечки. Разница Еу­'–Е0 = Еу0­ – также является параметром идеализации и называется напряжением приведения. Заметим, что Еo и Еу’ могут быть как положительными, так и отрицательными величинами. Напряжение приве-дения всегда положительная величина (Ео> 0). Участки насыщения тока коллектора представлены рядом горизонтальных прямых, положение которых определяется напряжением на коллекторе (ек). Аналогично осуществляется идеализация характеристик в выходной системе координат (см. рисунок 2.6). Рисунок 2.6. Идеализация статических характеристик в выходной системе координат Спадающие участки характеристик представлены одной прямой, проходящей через начало координат под углом δ, и получившей название ''линии критического режима'' (ЛКР). ЛКР проводится через середину участков перегиба статических характеристик. Крутизна ЛКР Sкр = tg δ, также является параметром идеализированных характеристик. Для транзисторов вместо Sкр обычно пользуются обратным параметром, получившим название ''сопротивления насыщения'' (rнас) Итак, все семейство идеализированных характеристик может быть описано четырьмя параметрами: S, E0, Ey0, Sкр (или rнас). 2.4. Уравнения идеализированных характеристик коллекторного тока АЭ. На рис. 2.7. приведены оба семейства статических характеристик АЭ для двух значений ек (ек', ек'') и еу (еу', еу''). На этих семействах обозначены характерные области (зоны). Зона, в которой ток коллектора не зависит от управляющего напряжения, получила название области насыщения (ОН). На входных характеристиках это горизонтальные части характеристик, а на выходных – ЛКР. Зона, в которой ток коллектора не зависит от коллекторного напряжения, но существенно зависит от управляющего, напряжения называется активной областью (АО), т.е. областью, где возможно управление током коллектора). На выходных характеристиках АО соответствуют горизонтальные участки характеристик, положение которых зависит от управляющего напряжения. Наконец зона, в которой отсутствует коллекторный ток, называется областью отсечки (ОО). Рисунок 2.7.Идеализированные характеристики активного элемента Обратимся теперь к рисунку 2.8 и запишем уравнение для коллекторного тока в АО. Для этого зададим произвольное значение iк и рассмотрим заштрихованный треугольник с углом α. Ток iк представляет собой катет прямоугольного треугольника, противолежащий углу α. Второй катет, обозначенный буквой В: В = еу – Еу'. Тогда для iк можно записать с учетом принятых ранее обозначений: iк = Вtg α = BS = S(еу – Еу') (2.3) Это уравнение справедливо лишь для АО, т.е. для области, где еу< еу' (см. рисунок 2.8) Рисунок 2.8 К определению уравнений статических характеристик Для области насыщения удобно использовать выходную систему координат. Снова зададим произвольное значение iк на ЛКР и рассмотрим треугольник с углом δ. Совершенно очевидно, что теперь: iк = екtg α = Sкрек (2.4) На границе АО и ОН iк = Im и согласно (2.3): Im = S(eу/ – Еу/) = Sкре/к (2.5) Таким образом, на границе АО и ОН еу и ек связаны определенным соотношением: (2.6) На основании полученных выражений математическую запись идеализированного коллекторного тока можно представить следующей системой уравнений: (2.7) Заметим, что уравнения (2.7) в равной степени отражает статические характеристики в проходной и выходной системах координат. Глава 3 Основы теории генератора с внешним возбуждением. 3.1 Колебания I и II рода. Для исследования режимов генератора (усилителя мощности) необходимо определить форму входного сигнала (сигнала возбуждения). В качестве такого сигнала в теории генераторов используется косинусоида: uУ = UУ cost (3.1) где  - частота колебаний; UУ – амплитуда возбуждения. Тогда согласно (2.1): еу = Еу + UУ cost (3.2) Предположим, что АЭ работает только в активной области входных характеристик и ток коллектора существует в течении всего периода возбуждения. Такому режиму соответствует рис. 3.1. Рисунок 3.1 Режим колебаний первого рода В соответствии с выражением (2.3) для рассматриваемого сигнала получим: iК = S(еУ – ЕУ') = S(EУ – ЕУ' + UУ cost) = IСР + IК1 cost В этом выражении: IСР = IК0 – среднее значение (постоянная составляющая) коллекторного тока; IК1 – первая гармоника (амплитуда переменной составляющей) коллекторного тока. Величина IК1 – определяет полезную составляющую выходного тока (она определяет усиленный входной сигнал). Постоянная составляющая IК0 определяет энергию, потребляемую от источника коллекторного питания. Предположим, что величина входного сигнала UУ – уменьшается (см. пунктир на рисунке 3.1). Нетрудно заметить, что при этом среднее значение тока (IК0) не изменится, т.е. потребление от источника питания будет прежним, хотя полезная составляющая IК1 существенно уменьшится. Более того, при полном отсутствии входного сигнала (UУ = 0) потребление от источника также будет неизменным. Рассмотренный режим работы получил название режима колебаний I рода. Его отличает низкий коэффициент полезного действия. Заметим, что при отсутствии на входе переменной составляющей сигнала, вся потребляемая генератором мощность от источника питания выделяется на активном элементе в виде тепла. Поскольку мощные активные элементы обычно не рассчитаны на такой режим, колебания I рода в мощных генераторах как правило не используются. Изменим положение рабочей точки на характеристике (EУ) так как показано на рисунке 3.2. Из рисунка следует, что ток коллектора теперь существует лишь в течении части периода возбуждения, которая характеризуется ''углом отсечки'' . Углом отсечки называется угол соответствующий половине времени существования импульса тока в течении одного периода, tu, где tu – длительность импульса коллекторного тока. Рисунок 3.2 -Режим колебаний второго рода Уменьшим, как и предыдущем случае, амплитуду возбуждения (UУ). Нетрудно заметить, что в этом случае уменьшается одновременно и переменная составляющая коллекторного тока и его среднее значение (определяемое площадью импульса). Таким образом, при уменьшении полезной (переменной) составляющей тока уменьшается и среднее (потребляемое) значение тока. Отсюда следует, что такой режим работы более экономичен, и его целесообразней использовать в мощных генераторах. Режим работы с ''отсечкой'' тока получил название ''режим колебаний II рода''. 3.2. Гармонический анализ импульсов коллекторного тока. Предположим, что генератор работает в режиме колебаний II рода, и рассмотрим один период коллекторного тока (рисунок 3.3). Рисунок 3.3 Импульсы коллекторного тока На этом рисунке коллекторный ток показан заштрихованной областью. J – амплитуда образующей косинусоиды; iК МАКС – импульс коллекторного тока (максимальное значение импульса тока); JП = J - iК МАКС; Как видно коллекторный ток представляет собой четную периодическую функцию времени т.е. iК(t) = iК(-t). Такая функция может быть разложена в ряд Фурье, содержащий только косинусоидальные составляющие: iК(t) = (3.3) где ; ; а1 = Iк1; an = Iкn. Таким образом: Для их вычисления необходимо записать выражение для iК(t): iК(t) = J cost – JП…………0<t< iК(t) = 0……………………..<t<2 –  (3.4) где JП = J cos (3.5) Если подставить (3.4) в (3.3), то после вычисления интегралов мы получим функции, зависящие только от угла отсечки (n): Iкn = J·n() = Jn (3.6) Функции n вычислены и табулированы. Они получили название коэффициентов разложения Шулейкина по имени автора, впервые предложившего их применение. Однако на практике пользоваться этими коэффициентами не всегда удобно, т.к. обычно известна величина импульса тока (iК МАКС), а не его образующая (J). Связь между J и iК МАКС не трудно определить с помощью (3.5). Действительно, согласно рис. 3.3. iК МАКС = J – JП = J(1 - cos) Откуда Подставим значение J в (3.6), тогда Как видно, перед iК МАКС стоит коэффициент разложения также зависящий только от угла отсечки . Этот коэффициент обозначают n(): n( ) = n = Он впервые введен в практику инженерных расчетов А.И. Бергом и его значения можно найти в соответствующих таблицах Итак: Iкn = iК МАКСn (3.7) Теперь ряд (3.3) можно записать в виде: iК(t) = IК0 + IК1cost + IК2cos2t + ………+ IКncosnt (3.8) Спектр, соответствующий (3.8) представлен на рисунке 3.4. Рисунок 3.4 - Спектр коллекторного тока 3.3 Форма коллекторного напряжения. В выражении (2.1) входной сигнал uУ представляет собой гармонические колебания, тогда как коллекторное напряжение uК не определено. Для определения формы коллекторного напряжения предположим, что в качестве колебательной системы используется одиночный колебательный контур с сопротивлением RК на резонансной частоте 0 = . Если резонансная частота отличается от , то модуль сопротивления колебательной системы |ZК| меняется по резонансной кривой (см. пунктир на рис.3.4.) и при высокой добротности быстро падает с увеличением расстройки  = 0 – . Напряжение uК представляет собой падение напряжения от тока iК на сопротивлении |ZК|, т.е. uК = iК(t)|ZК| Перемножая спектр рис. 3.4. на модуль |ZК| придем к выводу, что: uК = –IК1costRК Остальные гармоники (IК2, IК3 и т.д.) и постоянная составляющая падения напряжения на колебательной системе не создадут. Обозначив IК1RК = UК окончательно получим: uК = – UКcost, а мгновенное напряжение на коллекторе, согласно (2.1): еК = EК – UКcost (3.9) С учетом (3.9) и (3.2) на рис. 3.5. представлена волновая диаграмма генератора, работающего в режиме колебаний II рода с резонансной нагрузкой ZК. Рисунок 3.5 - Волновая диаграмма генератора Из диаграммы следует: Максимальное напряжение на управляющем электроде еУ МАКС = EК + UК соответствует минимальному напряжению на коллекторе еК МИН = EК – UК и максимальному току коллектора iК = iК МАКС Итак, в случае избирательной нагрузки, когда в напряжении на коллекторе выделяется лишь одна гармоника, форма напряжения будет косинусоидальной, независимо от формы импульса тока. Заметим, что колебательная система может быть настроена и на другие гармоники, т.е. 0 может соответствовать 2, 3 и т.д. В этом случае выходное напряжение будет отличаться по частоте от входного в кратное число раз, а генератор переходит из режима усиления в режим умножения частоты. 3.4 Динамические характеристики активного элемента Из раздела 2.2 следует, что статические характеристики активного элемента представляют собой, либо зависимость коллекторного тока от управляющего напряжения еу (при фиксированном напряжении на коллекторе ек), либо от коллекторного напряжения ек (при фиксированном значении еу). Но в работающем генераторе напряжения на коллекторе и на управляющем электроде меняются одновременно согласно волновой диаграмме на рисунке 3.5. Причем, как установлено выше еу = Еу + Uуcosωt ек = Ек - Uкcosωt (3.10) Значения коллекторного тока, соответствующие текущим значениям еу и ек на семействе статических характеристик, образуют линию, получившую название динамическая характеристика коллекторного тока. Определим форму этой линии, полагая , что статические характеристики идеализированы, т.е. представляют собой отрезки прямых линий. Для этого в системе уравнений (3.10) выразим еу через ек, исключив из уравнений cosωt Подставим (3.11) в уравнение коллекторного тока, соответствующее АО статических характеристик Как видно из этих выражений, динамическая характеристика АЭ, для активной области во входной системе координат, совпадает со статической, т.к. в выражении (3.12), коллекторное напряжение отсутствует. В выходной системе координат (уравнение 3.13) динамическая характеристика имеет отрицательный наклон и также представляет собой прямую линию, т.е. описывается уравнением первой степени относительно ек. Поэтому для построения динамической характеристики в АО достаточно определить координаты двух ее точек. Наиболее удобно использовать для этого экстремальные точки волновой диаграммы (рис.3.5). Так, например, iк макс соответствует еу макс и ек мин, а при Uк=0 и Uу=0, когда еу=Eу и eк=Ек через АЭ протекает «ток покоя» JП=S (Eу –E/у). В зависимостии от соотношения E/у и Eу , Jп может быть положительным или отрицательным. Положительное значение JП соответствует реальному току, тогда как отрицательное значение может быть использовано лишь для построения динамической характеристики в выходной системе координат. Итак, для построения динамической характеристики имеем координаты двух точек Рисунок 3.6 - Динамические характеристики коллекторного тока Выберем из семейства выходных статических характеристик характе- ристику соответствующую еу макс (см. рисунок 3.6) и, отложив на горизонтальной оси ек мин, найдем положение первой точки динамической характеристики (iк макс). Аналогично выбрав статическую характеристику для Eу и отложив на оси Ек, получим вторую точку, соответствующую Jп. Соединив полученные точки прямой линией, получим динамическую характеристику коллекторного тока (прямая «а» на рисунке 3.6) в выходной системе координат. Характеристика, совпадающая с горизонтальной осью координат, соответствует еу=E/у (напряжению отсечки), поэтому пунктирная часть динамической характеристики «а» не имеет физического смысла; коллекторный ток при еу ≤ E/у отсутствует. Поскольку в рассматриваемом случае длительность импульса коллекторного тока больше половины периода, θ > 90o. Если Eу = E/у, вторая точка динамической характеристики ляжет на горизонтальную ось (прямая «б»). При этом длительность импульса коллекторного тока равна половине периода и θ = 90o, а JП=0. Динамическая характеристика соответствующая Еу< E/у представлена на рисунке 3.7. В этом случае, ток покоя JП не имеет физического смысла и используется лишь для построения динамической характеристики. Итак, при выборе Рисунок 3.7 - Динамическая характеристика для θ<90° Если активный элемент в динамическом режиме заходит в область насыщения, коллекторный ток изменяется по линии критического режима и определяется выражением iк = Sкрек (3.14) Определим ек из (3.11) Подставим значение ек в (3.14) Таким образом, в области насыщения АЭ динамическая характеристика выходной системы координат совпадает с линией критического режима (ЛКР), а в активной области имеет отрицательный наклон. Построим динамическую характеристику коллекторного тока для случая θ = 90o (Eу = E/у ) при условии, что в динамическом режиме АЭ заходит в область насыщения (см. рисунок 3.8). Сначала строим динамическую характеристику полагая, что АЭ не заходит в область насыщения, т.е. определяем положение точек 1, 2 и проводим через них прямую. По мере роста iк от точки 2 к точке 1, в точке 3 (на ЛКР) АЭ переходит в ОН и, как мы установили, в дальнейшем изменяется по линии критического режима от точки 3 до точки 4, соответствующей ек мин. Перелом динамической характеристики приводит к появлению провала в импульсе коллекторного тока. Рисунок 3.8 - Динамическая характеристика генератора при заходе в область насыщения АЭ Одним из параметров характеризующих динамический режим является коэффициент использования коллекторного напряжения ξ, представляющий собой отношение амплитуды Uк к напряжению коллекторного питания Ек ; ξ= Uк/Ек. Величина ξ может принимать значения от 0 до 1 и более в зависимости от сопротивления нагрузки (Uк=Iк1Rк). 3.5 Классификация режимов генератора по напряженности Режимы АЭ принято классифицировать по напряженности в зависимости от формы коллекторного тока (с провалом или без провала). Если АЭ работает только в АО и в области отсечки статических характеристик, режим называется недонапряженным (ННР). Для него характерна косинусоидальная форма импульсов коллекторного тока. Если в импульсе появляется провал, т.е. АЭ работает в области отсечки, АО и заходит в ОН, режим называется перенапряженным (ПНР). Пограничный режим между ННР и ПНР получил название критического. В этом режиме, как и в ННР, импульс еще сохраняет косинусоидальную форму (у реального АЭ импульс коллекторного тока в критическом режиме уплощается, но не имеет провала). Обозначим амплитуду коллекторного напряжения в критическом режиме Uккр, тогда этот режим можно охарактеризовать критическим коэффициентом использования коллекторного напряжения ξкр=Uккр/Eк. Как было установлено ранее (2.7), АЭ переходит в ОН при условии, что еу >ек+Е/у. В динамическом режиме этот переход наиболее вероятен при еу = еу макс и ек= екмин; таким образом, условие перехода в ПНР можно записать в виде еумакс >екмин+Е/у Знак равенства в последнем выражении будет соответствовать критическому режиму еумакс=екмин+Е/у. Обратное неравенство определяет ННР еумакс <екмин+Е/у. Степень напряженности режима можно оценивать и по величине ξ. В частности очевидно, что ПНР соответствует ξ > ξкр, а ННР - ξ < ξкр. Перенапряженный режим генератора имеет две разновидности. Слабоперенапряженному режиму соответствует импульс тока, у которого минимальное значение в центре провала больше 0 (см. рисунок 3.9а). Этому режиму соответствует 1 > ξ > ξкр. Рисунок 3.9 - Импульсы коллекторного тока в перенапряженном режиме Если ток в провале равен 0 (ξ=1), или имеет отрицательное значение (ξ>1), режим называется сильноперенапряженным. Импульсы коллекторного тока для сильно перенапряженного режима представлены на рис. 3.9б и 3.9с. У лампового генератора ток анода не может быть отрицательным, поэтому импульс раскалывается на две части (рисунок 3.9г). Недонапряженный, критический и перенапряженный режимы реализуются при гармонической форме управляющего и коллекторного напряжений. При использовании более сложной формы напряжений (например «меандра») возможен режим в котором АЭ находится только в области насыщения, либо в области отсечки. Активная область статических характеристик проходится практически мгновенно. Такой режим получил название ключевой. В этом режиме АЭ действует подобно коммутационному реле (ключу), замыкающему или размыкающему электрическую цепь. На рисунке 3.10а приводятся динамические характеристики коллекторного тока для всех разновидностей напряженности режима при θ=90о. Рисунок 3.10 - Идеализированные и реальные динамические характеристики У реальных динамических характеристик (рисунок 3.10б) резкого перелома нет и они имеют петлеобразный характер, вызванный асимметричной формой импульсов тока. Асимметрия импульсов обусловлена комплексным характером крутизны характеристики реального АЭ и расстройкой нагрузочного контура относительно токов высших гармоник. 3.6 Основные расчетные соотношения для критического и недонапряженного режимов Как установлено в предыдущем разделе, критическому и недонапряженному режимам соответствуют следующие условия еумакс ≤екмин+Е/у ; ξ ≤ ξкр Коллекторный ток в этих режимах имеет косинусоидальную форму и определяется выражением iк = S(еу – Еу/), где еу = Еу + Uуcosωt. Уравнение, полученное подстановкой значения еу из второго выражения в первое, получило название основного уравнения генератора с внешним возбуждением, т.к. из него может быть получена большая часть необходимых расчетных соотношений. iк= S(Еу + Uуcosωt - Еу/) = SUуcosωt +Jп (3.16) Согласно волновой диаграмме генератора при ωt = θ; iк = 0. Соответственно из (3.16) имеем 0 = S(Uуcosθ + Eу - Е/у) Поскольку S ≠ 0, 0 = Uуcosθ + Eу - Е/у (3.17) Это выражение может быть использовано для определения угла отсечки по заданным величинам Uу, Eу и Е/у Из (3.17) можно получить расчетную формулу для напряжения смещения Eу =Eу/ - Uу cosθ (3.19) Если ωt = 0, согласно волновой диаграмме iк = iкмакс и на основании (3.16) имеем iкмакс =S(Uу + Eу - Eу/) Преобразуем это выражение к виду iкмакс = С учетом (3.18) iкмакс = SUу(1 – cosθ) (3.20) Это уравнение может быть использовано для расчета амплитуды возбуждения по заданной величине импульса коллекторного тока (3.21) Используя известную связь между iкмакс и Iк1, последнее выражение может быть приведено к следующему виду = (3.22) 3.7 Энергетические соотношения в генераторе с внешним возбуждением Выходная колебательная мощность генератора определяется произведением эффективных значений тока первой гармоники и переменного коллекторного напряжения Р1 = (3.23) Поскольку Uк = Iк1·Rк , колебательную мощность можно определить и следующими выражениями Р1 = 0,5·Iк12· Rк = 0,5·Uк2/ Rк Мощность, которую генератор потребляет от источника питания определяется постоянной составляющей коллекторного тока Pо = Eк·Iко (3.24) Мощность, рассеиваемая на коллекторе АЭ в виде тепла, определяется разностью потребляемой и колебательной мощностей Рк = Ро – Р1 (3.25) В нормальных условиях работы ГВВ мощность Рк должна быть меньше Ркдоп- допустимой мощности потерь в активном элементе, указываемой в справочных данных АЭ. Коэффициент полезного действия генератора (электронный к.п.д.) определяется отношением (3.26) С учетом (3.23), (3.24) и (3.26), электронный к.п.д. может быть определен и следующими выражениями (3.27) (3.28) Электронный к.п.д. показывает, какая часть потребляемой мощности преобразуется генератором в колебательную мощность. Согласно (3.27), к.п.д. зависит от коэффициента использования коллекторного напряжения ξ и от выбора угла отсечки ( γ = 1/0 - коэффициент формы импульса, который зависит только от угла отсечки). 3.8 Выбор угла отсечки коллекторного тока Как было установлено выше, основные показатели ГВВ ( колебательная мощность и к.п.д.) зависят от угла отсечки и величины тока первой гармоники Iк1. Но ток Iк1 также зависит от угла отсечки и, следовательно, рациональный выбор угла отсечки играет значительную роль в оптимизации режима ГВВ с точки зрения основных энергетических показателей. Поскольку величина Iк1 ( а значит и Р1 ) зависит от коэффициента , а к.п.д. от γ , целесообразно исследовать влияние этих параметров на энергетические показатели режима ГВВ. На рисунке 3.11 представлены зависимости коэффициентов αn и γ от угла отсечки θ для косинусоидального импульса коллекторного тока. Наибольшее значение тока Iк1 ( и Р1 ) достигается при  = 1200, когда коэффициент 1 достигает максимального значения 1(1200) = 0,534 Наоборот, электронный к.п.д. генератора, пропорциональный , максимален при  -> 0, когда 1 и Р1 также очень малы. Следовательно, можно сделать вывод, что при неизменной величине импульса коллекторного тока Рисунок 3.11 – Коэффициенты разложения косинусоидального импульса , одновременно обеспечить высокую мощность Р1 и к.п.д. невозможно. Поэтому при проектировании генераторов идут на компромисс, ограничивая область используемых углов отсечки узкой полосой в пределах 700 <  < 900, где 1 и  имеют приемлемые (средние) значения. Лишь в исключительных случаях (когда требуется высокая линейность амплитудной или модуляционной характеристики) эффективностью преобразования энергии в ГВВ пренебрегают, выбирая угол отсечки 1100 (телевизионные передатчики) и 1800 (в предварительных каскадах малой мощности). 3.9 Критический коэффициент использования коллекторного напряжения В зависимости от назначения и условий эксплуатации генератора он может работать в различных режимах по напряженности, поэтому необходимо определить пограничные условия перехода из ННР в ПНР и наоборот. Иначе говоря, следует определить хотя бы один параметр, характеризующий критический режим. Наиболее удобно для этого применить критический коэффициент использования коллекторного напряжения кр . Тогда, для перевода ГВВ из одного режима по напряженности в другой, достаточно выбрать  < кр , или  > кр. В частности, как следует из определения напряженности режима,  < кр соответствует ННР, а  > кр - ПНР. Поскольку расчет генератора чаще всего ведут на заданную колебательную мощность Р1, в выражение для кр должны войти величина мощности, напряжение источника коллекторного питания Ек, определяющее величину , угол отсечки коллекторного тока, от которого зависит эффективность (к.п.д.) генератора и параметры активного элемента. По определению (3.29) Здесь Uккр - амплитуда коллекторного напряжения в критическом режиме (см. рис.3.12). Рисунок 3.12 – Динамическая характеристика коллекторного тока в критическом режиме Поскольку Р1 определяется током коллектора, выразим екмин через импульс тока iкмакс iкмакс = екминtg = Sкрекмин где tg = Sкр; cоответственно екмин = iкмакс/ Sкр. Для расчета на заданную мощность Р1 необходимо найти взаимосвязь Р1 и iкмакс Р1 = 0,5Iк1Uккр = 0,5iкмакс1Uккр = 0,5iкмакс1кр Ек Таким образом (3.30) (3.31) Вернемся к исходному выражению (3.29) для ξкр, подставив в него значение екмин (3.32) Таким образом получена искомая связь ξкр с мощностью Р1, параметром активного элемента (Sкр) и выбранным режимом (Ек, θ). Поскольку Sкр ≠ 0, обе части (3.32) можно умножить на ξкр и привести (3.32) к квадратному алгебраическому уравнению с одним неизвестным ξкр . (3.33) Решение уравнения (3.33) имеет вид (3.34) Таким образом, при заданных исходных параметрах режима и активного элемента имеется два положительных значения ξкр, обеспечивающих необходимую колебательную мощность. При использовании АЭ на номинальную (паспортную) мощность Р1N (или меньше Р1N ), второе слагаемое под корнем в (3.34) значительно меньше 0,25. Поэтому одно значение ξкр 1, а другое (для знака “-“) ξкр 0. Учитывая прямо пропорциональную зависимость к.п.д. генератора от ξ, можно сделать вывод, что в режиме с ξкр 0, получить высокую эффективность преобразования энергии не удастся. В связи с этим в расчетной формуле для ξкр оставляют перед корнем только знак “+”. 3.10 Порядок расчета коллекторной цепи ГВВ в недонапряженном и критическом режимах В качестве исходных данных для расчета необходимо задать: - Параметры идеализированных характеристик АЭ : Sкр;S; Eу/ - Угол отсечки в пределах 700 – 900 и найти по таблицам коэффициенты разложения Берга α1, α0. - Колебательную мощность (Р1) и выбрать активный элемент с Р1N ≥ Р1. По справочным данным выбрать напряжение источника коллекторного питания Ек, Расчет ведется в следующем порядке: 1. Определяется коэффициент ξкр 2. Если режим критический ξ= ξкр. Для недонапряженного режима ξ = (0,95 – 0,98) ξкр Значительное уменьшение ξ приведет к снижению к.п.д. генератора. 3. Амплитуда коллекторного напряжения Uк = ξ·Ек 4. Амплитуда тока первой гармоники 5. Импульс коллекторного тока 6. Постоянная составляющая коллекторного тока Iко = iкмакс · αо 7. Сопротивление коллекторной нагрузки 8. Мощность потребляемая от источника коллекторного питания Ро = Ек·Iко 9. Мощность тепловых потерь на коллекторе Рк = Ро – Р1 ≤ Рк доп Здесь Рк доп – допустимая мощность тепловых потерь на коллекторе АЭ ( определяется по справочным данным АЭ). 10. Амплитуда возбуждения (3.21) 11. Напряжение смещения (3.19) Eу =Eу/ - Uу cosθ 3.11 Расчет входной цепи ГВВ При определенных условиях, которые будут оговорены ниже, выходная цепь ГВВ может быть рассчитана независимо от типа используемого АЭ, согласно п.п. 3.10. Аналогичное обобщение для входных цепей выполнить не удается. Поэтому рассмотрим процессы во входной цепи генераторной лампы, полевого и биполярного транзисторов отдельно с учетом их особенностей. 3.11.1 Расчет сеточных цепей генераторного тетрода У генераторных тетродов ток управляющей (первой) сетки в номинальном режиме обычно отсутствует. Однако при максимальном использовании по мощности и в форсированном режиме, потери на управляющей сетке могут быть близки к предельно допустимым и становятся ограничивающим фактором использования лампы. Типичное семейство статических характеристик тока управляющей сетки представлено на рисунке 3.13. Рисунок 3.13 – Динамическая характеристика сеточного тока Согласно рисунку 3.5 увеличению напряжения на сетке (ес) соответствует уменьшение анодного напряжения (еа). В свою очередь сеточный ток увеличивается при снижении еа. В результате динамическая характеристика сеточного тока имеет крутизну больше чем крутизна статических и существенно нелинейна (жирная кривая на рисунке 3.13). Поэтому импульс реального сеточного тока имеет форму существенно отличающуюся от косинусоидальной. Косинусоидальный импульс, построенный по линейной динамической характеристике, показан на рисунке 3.13 пунктирной линией. Угол отсечки сеточного тока определяется выражением (3.35) Импульс сеточного тока (icмакс) определяется по координатам ес макс =Ec+Uc еа мин = Еа+Ua Для этого могут быть использованы и выходные статические характеристики (рисунок 3.14) Рисунок 3.14 – К определению импульса сеточного тока В справочниках на выходных статических характеристиках сеточный ток отсутствует за линией, соответствующей ес = еа, т.к. снять эту область невозможно из-за предельного теплового режима сетки. Поэтому приходится интерполировать характеристику в область за линией ес = еа так, как показано на рисунке 3.14. Определив коэффициенты разложения косинусоидального импульса по углу θс (αос α1с), составляющие реального импульса найдем по формулам Ico = icмакс· αос·кос (3.36) Ic1 = icмакс· α1c·к1с (3.37) кос, к1с - эмпирические коэффициенты, учитывающие, что реальный импульс имеет существенно меньшую площадь, чем косинусоидальный и, следовательно, меньше составляющие Ico, Ic1. Опытным путем установлено, что коэффициенты кос, к1с мало зависят от типа генераторной лампы и ее режима. Их усредненные значения определены [12] и составляют кос = 0,67; к1с = 0,75 Следует иметь в виду, что расчет режима управляющей сетки имеет смысл лишь при ес > 0, т.к. при ес ≤ 0 тока управляющей сетки нет. При ес > 0 определяется мощность возбуждения Рв = 0,5Uc· Ic1 Мощность потребляемая источником смещения Рос = Ico·|Ec| Мощность рассеиваемая на управляющей сетке Рс = Рв – Рос (3.38) На частотах выше 20 МГц необходимо учитывать дополнительный разогрев сетки емкостными составляющими входного и проходного тока [12], который может составлять до 25% от общей мощности тепловых потерь на сетке. Поэтому при проверке теплового режима сетки по формуле (3.38) необходимо иметь соответствующий запас по допустимой мощности потерь. Рс ≤ 0,75 Рс доп (3.39) Здесь Рс доп – допустимая мощность потерь на сетке, которая является справочным параметром лампы. В тетроде есть еще экранирующая сетка, на которой при включении лампы по схеме с общим катодом (ОК) присутствует только постоянное напряжение Ес2 (для этого сетка блокируется емкостью большой величины). Динамическая характеристика тока экранирующей сетки подобна характеристики тока управляющей сетки (рисунок 3.15) Рисунок 3.15 – К определению импульса тока экранирующей сетки Поэтому для расчета режима экранирующей сетки можно воспользоваться выражениями подобными (3.36, 3.37) Ic2o = ic2макс· αо2·кос Ic11 = ic2макс· α12·к1с Здесь αо2 и α12 - определяются по углу отсечки тока экранирующей сетки, который ориентировочно принимается равным θ2 = (0,5 – 0,7)θ где θ – угол отсечки анодного тока. Расчет режима экранирующей сетки заключается в определении мощности тепловых потерь. В схеме с ОК вся мощность потребляемая от источника питания рассеивается на экранирующей сетке, поэтому Рс2 = Ес2· Ic2o < Рс2доп Рс2доп – допустимая мощность тепловых потерь, определяемая справочными данными лампы. В схеме генератора с общими сетками (ОС) на экранирующей сетке присутствует напряжение возбуждения Uc, поэтому Рс2 = Ес2· Ic2o + 0,5 Ic11· Uc < Рс2доп На частотах выше 20 МГц следует учитывать дополнительный разогрев сетки емкостными токами аналогично (3.39). 3.11.2 Расчет входной цепи генератора на биполярном транзисторе На рисунке 3.16 представлен упрощенный вариант эквивалентной схемы биполярного транзистора для активной области статических характеристик. Рисунок 3.16 – Эквивалентная схема биполярного транзистора Здесь СК – ёмкость коллекторного перехода; СБ,СД - барьерная и диффузионная ёмкости эмиттерно-базового перехода; LБ, LК, LЭ – индуктивности выводов; rБ, rЭ , rК - сопротивления кристалла и выводов соответствующих областей; ключ S-моделирует переход эмиттерно-базовой цепи из открытого в закрытое состояние; rβ – сопротивление рекомбинации; β – коэффициент усиления по току. Из эквивалентной схемы следует, что биполярный транзистор (БПТ) управляется током, причем ток коллектора iк пропорционален току базы ( iБ ) (3.40) Здесь βо - статический коэффициент усиления по току ( на частоте ω=0 ); - среднее время жизни неосновных носителей (время рекомбинации); (3.41) Графические зависимости |β| и φ представлены на рисунке 3.17. Из (3.41) следует: - - частота, на которой |β| уменьшается в раз; - - частота, на которой |β|=1 . Причем >>, следовательно (3.42) Рисунок 3.17 – Частотные характеристики биполярного транзистора Диапазон рабочих частот транзистора условно разбивают на три зоны 0 < ω < 0,3 - низкие частоты, где | β | βо; 0,3 < ω < 3 - средние частоты, где (3.43) 3 < ω < - высокие частоты, где (3.44) Заметим, что использование транзисторов в номинальном режиме на частотах ниже (1.. 3) обычно не рекомендуется [1], т.к. вследствие слабого влияния емкости коллекторного перехода, пикфактор коллекторного напряжения может достигать 3..4-х кратной величины по отношению к напряжению коллекторного питания. Заводы изготовители для мощных высокочастотных транзисторов оговаривают запрет на их использование на частотах ниже fн, которая, как правило, выше fβ=ωβ/2π. В связи с этим, в дальнейшем будем использовать для β выражение (3.44). Чтобы выяснить характер процессов во входной цепи транзистора, схема которой приведена на рисунке 3.18а, воспользуемся упрощенной эквивалентной схемой транзистора 3.18б, в которой не учитываются индуктивности выводов базы и эмиттера, активные сопротивления эмиттерно-базового перехода, а также емкость коллекторного перехода. Эти параметры определяют количественные показатели входной цепи и мало влияют на качественный характер процессов. В результате такого упрощения, входная цепь транзистора может быть представлена двумя схемами, соответствующим закрытому (рис.3.18в) и открытому (рис.3.18г) эмиттерно-базовому переходу. В схему также введены источник возбуждения иГ с внутренним сопротивлением RГ и резистор RБ. Предполагается также, что EБ = 0. Рисунок 3.18 – Эквивалентные схемы входной цепи транзистора В схемах рисунок 3.18в,г учитывается, что СБ << CД, RБ >> rβ и RБ >> 1/ωСБ. Для эквивалентной схемы рис.3.18в (закрытое состояние перехода) напряжение на переходе еБ определяется выражением (3.45) где φи – фазовый сдвиг между напряжением генератора иГ и напряжением на переходе еБ. Аналогичное выражение может быть получено для рис. 3.18г (открытое состояние перехода) (3.46) Поскольку СБ << CД , Характер процессов в цепи базы иллюстрируется рисунком 3.19. Пока переход закрыт, напряжение на базе изменяется согласно (3.45). В точке (1), соответствующей напряжению отсечки ЕБ0, переход открывается. Поскольку открытому переходу соответствует эквивалентная схема рис. 3.18г и напряжение на переходе должно соответствовать (3.46), с момента отпирания перехода происходит плавное перемещение напряжения на базе еБ с графика на график и изменение по этому графику до точки (2), когда переход снова закрывается. В этот момент, вследствие малой постоянной времени закрытого перехода, происходит резкое перемещение на график Рисунок 3.19 – Волновая диаграмма эквивалентной схемы биполярного транзистора Форма импульса коллекторного тока определяется формой напряжения на базе в интервале времени (1-2). Ток базы также существует на интервале (1-2). Вследствие емкостного характера сопротивления перехода, ток базы опережает напряжение на базе (φ), поэтому, изменяясь по гармоническому закону, в момент соответствующий точке (4), он меняет направление. Приведенные соображения подтверждаются результатами математического моделирования с учетом реальных параметров транзистора. Волновые диаграммы, полученные при этом, представлены на рисунке 3.20. Рисунок 3.20 – Волновая диаграмма биполярного транзистора по результатам математического моделирования Для расчета входной цепи необходимо определить ток базы через параметры выходной цепи. Согласно (3.40) и (3.44). (3.46) Аналогичное выражение (с небольшой погрешностью) может быть записано для амплитуды образующей косинусоиды тока базы и тока коллектора (3.47) Учитывая знакопеременный характер тока базы, в первом приближении, можно считать амплитуду образующей косинусоиды – первой гармоникой тока базы . Однако полученные выражения не учитывают реакцию коллекторной цепи через емкость СК (см. рисунок 3.21), которая определяется током Рисунок 3.21 – Схема реакции коллекторной цепи С учетом этой реакции Поскольку UK >> UБ и учитывая, что UK = IK1·RK, получим Для расчета входной мощности, коэффициента усиления и элементов межкаскадной связи необходимо определить полное входное сопротивление транзистора Zвх = rвх+jxвх При этом недостаточно принятых ранее упрощений. Необходимо учесть индуктивности и активные сопротивления выводов транзистора. Однако это выходит за рамки настоящего пособия. Соответствующие выкладки и расчетные соотношения можно найти в [ 7 ]. Входная мощность и коэффициент усиления генератора рассчитываются следующим образом Рвх=0,5··rвх; Кр=Р1/Pвх Входная мощность рассеивается в кристалле транзистора, поэтому при расчете теплового режима транзистора входная мощность должна суммироваться с мощностью потерь в коллекторной цепи. Асимметрия импульса коллекторного тока не позволяет использовать рассмотренную выше обобщенную методику расчета выходной цепи АЭ. Кроме того, асимметрия импульса при усилении модулированных по амплитуде колебаний приводит к паразитной фазовой модуляции из-за смещения положения максимума тока. В результате расширяется полоса частот, занимаемая сигналом. На практике стремятся обеспечить симметрию импульса коллекторного тока подбором RБ так, чтобы постоянная времени входной цепи закрытого и открытого перехода оставалась неизменной. При этом удается обеспечить форму импульса близкую к симметричной. В соответствии с рисунком 18б, для этого необходимо выполнить условие Отсюда можно определить величину и RБ 3.11.3 Расчет входной цепи генератора на полевом транзисторе с изолированным затвором Эквивалентная схема полевого транзистора (ПТ) представлена на рисунке 3.22. Рисунок 3.22 – Эквивалентная схема ПТ Схема входной цепи генератора на полевом транзисторе представлена на рисунке 3.23а. Полная эквивалентная схема генератора на ПТ без учета индуктивности и сопротивления выводов приведена на рисунке 3.23б Для амплитуды возбуждения, по аналогии с (3.21), можно записать Однако в нагрузку попадает лишь часть тока ic Рисунок 3.23 – Эквивалентные схемы генератора на ПТ Поскольку выходная мощность определяется током в нагрузке iн (3.48) Напряжение смещения определяется аналогично выражению (3.73) по заданному углу отсечки Входной ток IБ1 рассчитаем в предположении, что тогда согласно рисунку 3.23б (3.49) где ΔIН1 - учитывает реакцию стоковой цепи (3.50) Подставляя (3.48) и (3.50) в (3.49), получим (полагая UН >> UЗ) (3.51) Согласно (3.51) фазовый сдвиг между входным током и напряжением составляет , т.е. входное сопротивление генератора чисто реактивное. Однако это результат сделанных нами упрощений. В действительности, с учетом индуктивности и активного сопротивления выводов, а также конечного значения сопротивления RЗИ, входное сопротивление будет иметь резистивную составляющую Zвх = rвх +jxвх ; соответственно входную мощность можно определить следующим образом 3.12. Нагрузочные характеристики генератора с внешним возбуждением Нагрузочные характеристики генератора представляют собой зависимости параметров режима генератора от эквивалентного сопротивления нагрузки Rк. При исследовании нагрузочных характеристик будем полагать фиксированными - напряжение коллекторного питания – Ек; - амплитуду напряжения возбуждения – Uу; - напряжение смещения на управляющем электоде – Еу; - угол отсечки коллекторного тока θ = . В качестве исследуемых параметров режима будем рассматривать - токи коллектора и управляющего электрода – IК1, IК0; - напряжение на коллекторе – UК; - колебательную мощность – Р1; - потребляемую мощность – Р0; - мощность тепловых потерь на коллекторе – РК; - электронный к.п.д. – η. Рассмотрим зависимость динамических характеристик коллекторного тока от сопротивления нагрузки в поле идеализированных статических характеристик АЭ (рисунок 3.24) Рис. 3.24 – Динамические характеристики коллекторного тока Поскольку θ = , Еу = и статическая характеристика для Еу совпадает с горизонтальной осью координат. Поэтому все динамические характеристики будут исходить из точки соответствующей ЕК. При RК = 0, UК = IК1· RК - также равно 0 и вторая точка динамической характеристики, определяемая координатами ляжет на вертикальной прямой, проходящей через ЕК. По мере увеличения RК, соответственно растет и UК и динамическая характеристика смещается влево по статической характеристике еумакс в положение 3, 4, 5. При этом импульс коллекторного тока не меняется по величине, а режим генератора остается недонапряженным ( т.к. импульс тока сохраняет косинусоидальную форму). Характеристика (5) очевидно соответствует критическому режиму (RК = RККР). Дальнейшее увеличение RК и UК переводит генератор в перенапряженный и сильно перенапряженный режим. На основании анализа полученных динамических характеристик и импульсов коллекторного тока можно построить искомые нагрузочные характеристики Рис. 3.25 – Нагрузочные характеристики генератора Токи IК1, IК0 – определяются площадью импульса коллекторного тока и в области ННР неизменны. В ПНР, вследствие появления провала в импульсе, токи с ростом RК заметно падают. Коллекторное напряжение UК = IК1· RК в области ННР растет пропорционально RК поскольку ток IК1 не меняется. В ПНР рост сопротивления нагрузки компенсируется падением тока IК1 . В результате UК остается практически постоянным. Колебательная мощность определяется выражением Р1 = 0,5· IК1·UК в ННР растет подобно UК , а в ПНР- падает пропорционально IК1, достигая максимума в критическом режиме. Потребляемая мощность Р0 = IК0 ·ЕК повторяет зависимость IК0 , т.к. напряжение питания ЕК не зависит от сопротивления нагрузки. Мощность тепловых потерь на коллекторе определяется как разность РК = Р0-Р1 . Электронный к.п.д. генератора растет пропорционально Р1 в ННР и остается практически неизменным в ПНР, т.к. в этой области характер изменения Р1 и Р0 одинаков. Заметим, что полученные зависимости соответствуют идеализированным характеристикам АЭ при D = 0. Поскольку у реальных приборов D 0, токи коллектора меняются и в области ННР (см. пунктирные линии). Анализируя полученные зависимости можно сделать следующие выводы: - В ННР генератор ведет себя как эквивалентный генератор тока с большим внутренним сопротивлением. - В ПНР генератор переходит в режим генератора напряжения с малым внутренним сопротивлением. - Максимальную мощность Р1 генератор отдает в критическом режиме. По этой причине в большинстве случаев применения генератора с внешним возбуждением значительное отступление от критического режима не рекомендуется. - Наибольшая мощность тепловых потерь имеет место в режиме короткого замыкания (RК =0) и в области ННР. - Максимальное значение электронного к.п.д. достигается в критическом и перенапряженном режимах. 3.13. Работа генератора с внешним возбуждением на расстроенную нагрузку Работа на расстроенную нагрузку не является нормальным режимом ГВВ и встречается главным образом при включении генератора и при его первоначальной настройке. На этом этапе, помимо переходных процессов, опасный для активного элемента режим может быть вызван отличием сопротивления нагрузки от оптимальной величины. Из теории линейных электрических цепей известно, что сопротивление параллельного колебательного контура определяется выражением , где ; φZ= - arctg; Qн – нагруженная добротность контура; Rк – резонансное (эквивалентное) сопротивление нагрузочного контура; φZ – фазовый сдвиг между первой гармоникой тока коллектора и коллекторным напряжением. Соответствующие графики модуля и фазы сопротивления нагрузки представлены на рисунке 3.26. Рисунок 3.26 – Модуль и фаза сопротивления нагрузки Теперь используя нагрузочные характеристики генератора можно получить настроечные характеристики (рисунок 3.27) Рис.3.27 – Настроечные характеристики генератора Первоначальная настройка генератора обычно осуществляется при минимальной связи с нагрузкой (антенной). Поэтому эквивалентное сопротивление нагрузочного контура Rк велико и генератор при настройке контура в резонанс находится в области ПНР. В момент резонанса напряженность режима максимальна, провал в импульсе коллекторного тока наибольший (см. нагрузочные характеристики) и соответственно составляющие коллекторного тока Iк1, Iк0 минимальны. Эта особенность на практике используется для визуального (или автоматического) контроля настройки контура в резонанс по минимуму постоянной составляющей тока коллектора Iк0. При работе генератора на расстроенную нагрузку динамическая характеристика коллекторного тока становится неоднозначной, т.к. в разные моменты времени одинаковым значениям тока соответствуют различные величины коллекторного напряжения. Эта особенность иллюстрируется рисунком 3.28 для частного случая θ=90º Рисунок 3.28 – Динамическая характеристика коллекторного тока при расстроенной нагрузке. Вследствие расстройки коллекторное напряжение сдвинуто по фазе относительно тока коллектора на угол φ. Цифрами 1 – 4 отмечены точки соответствующие характерным отсчетам угла ωt: -θ, 0, φ, θ . По существу динамическая характеристика в этом случае представляет часть «фигуры Лиссажу» (эллипса). При точной настройке в резонанс динамическая характеристика заняла бы положение соответствующее пунктирной прямой. Следует однако отметить, что с учетом реальных характеристик АЭ динамические характеристики коллекторного тока всегда не однозначны (даже в случае резонанса), вследствие асимметрии реального импульса коллекторного тока. Предположим теперь, что генератор работал в оптимальном критическом режиме. Тогда при расстройке контура режим генератора станет недонапряженным. При этом постоянная составляющая коллекторного тока не изменится и соответственно не изменится мощность потребляемая от источника Ро=Iко·Ек. Активная составляющая колебательной мощности Р1/ определится следующим выражением Р1/ = 0,5Iк1·Uк·cosφZ = 0,5I2к1·|Zк|·cosφZ = 0,5I2к1·Rк·cos2φZ =Р1·cos2φZ Здесь Р1 – мощность генератора в оптимальном резонансном режиме. Отсюда следует, что расстройка нагрузочного контура приводит к снижению колебательной мощности и увеличению мощности тепловых потерь в АЭ Рк = Ро – Р1/ Соответственно снижается и электронный к.п.д. генератора η./. η./ = Р1//Po В связи с этим, в генераторах большой мощности при включении (когда очень велика вероятность расстройки колебательной системы) значительно, в 2 – 4 раза, снижают напряжение Ек, которое затем по мере настройки контура плавно или ступенчато поднимают до номинального значения. Заметим, что в генераторах большой мощности, при работе в сильно перенапряженном режиме при определенной расстройке контура возможно увеличение мощности и к.п.д. генератора [ 12 ]. 3.14 Ключевые режимы генератора с внешним возбуждением Основные энергетические показатели генератора с внешним возбуждением – мощность и к.п.д. в значительной мере определяются формой импульса коллекторного тока и формой выходного напряжения. В обычном, моногармоничес-ком режиме класса «В», «С» при синусоидальной форме напряжения мощность тепловых потерь на активном элементе (лампе, транзисторе) в первом приближении может быть определена площадью взаимного перекрытия мгновенных значений выходного тока и напряжения (см. рисунок 3.29). Рисунок 3.29 - Волновые диаграммы ГВВ в моногармоническом режиме. Мощность потерь заметно падает, а к.п.д. растет с уменьшением угла отсечки θ. Однако, уменьшение θ при сохранении импульсного значения тока, которое ограничено допустимым значением для конкретного активного элемента, неизбежно приведет к падению величины первой гармоники, а значит и выходной мощности. Практически работа генератора с углами отсечки менее 60˚ становится не желательной, или даже невозможной вследствие низкого использования активного элемента по мощности, снижения коэффициента усиления и перегрузки входной цепи. На основании вышеизложенного можно сделать вывод, что для повышения эффективности генератора необходимо, чтобы при прохождении тока через активный элемент напряжение на его электродах было близким к 0. При гармонической форме напряжения это возможно лишь при достаточно «узком» импульсе тока, а значит при относительно малой мощности генератора. Чтобы получить от генератора номинальную мощность (т.е. при «широком» импульсе тока) необходимо соответствующим образом изменить форму выходного напряжения. Эта идея была реализована в ключевых режимах, получивших условное название класс «D» и «Е». Для режима класса «D» характерна «прямоугольная» форма (меандр) либо выходного напряжения, либо тока, либо напряжения и тока одновременно. При этом, как правило, используется угол отсечки 900 и двухтактная схема генератора. Варианты сочетания выходных напряжений и токов в генераторах класса «D» представлены на рисунке 3.30. Рис. 3.30 – Волновые диаграммы токов и напряжений в режимах класса «D» В периодической литературе генератор, соответствующий варианту рисунок 3.30а, иногда именуют переключателем напряжения (ПН); варианту 3.30б - переключателем тока (ПТ); варианту рисунок .3.30в – переключателем тока и напряжения (ПТН). На практике применение нашли варианты «а» и «в». В частности, режим аналогичный ПН реализуется в схеме последовательного резонансного инвертора (ключевой генератор с последовательным фильтрующим контуром). 3.14.1 Последовательный резонансный инвертор Упрощенная схема этого генератора и его эквивалентная схема представлены на рисунке 3.31. Рисунок 3.31 – Последовательный резонансный инвертор В эквивалентной схеме транзистор представлен идеальным ключом S , с сопротивлением насыщения транзистора - rнас . Емкость Со – выходная емкость транзистора и емкость диода. Волновая диаграмма коллекторного напряжения и тока «нижнего» по схеме транзистора представлена на рисунке 3.32. Благодаря формированию на транзисторах напряжения в форме меандра и режиму насыщения, потери мощности в транзисторах минимальны. Импульс коллекторного тока представляет собой отрезок синусоиды и определяется переходным процессом в контуре. Для нормальной работы генератора каждый транзистор должен быть открыт ровно половину периода (угол отсечки θ=90˚). Рисунок 3.32 – Волновая диаграмма последовательного резонансного инвертора Если транзисторы будут открыты одновременно (θ > 90º), возникает «сквозной» ток, т.е. источник питания оказывается короткозамкнутым через два транзистора. Величина сквозного тока может быть очень большой, что приведет к перегрузке транзисторов и выходу их из строя. Если транзисторы будут открыты меньше половины периода (θ < 90º), то при запирании любого транзистора ток в индуктивности контура обрывается . Возникающая э.д.с. самоиндукции замкнет ток контура через второй транзистор, который переходит в опасный инверсный режим (ток протекает через прямо смещенный коллекторно-базовый переход). Для исключения инверсного режима параллельно каждому транзистору включаются «обратные» диоды, которые открываясь, замыкают контурный ток на себя. Аналогичная ситуация возникает и при расстройке контура, когда из-за фазового сдвига между током и напряжением запирание транзистора происходит при токе в контуре отличном от 0. Ток в нагрузке генератора складывается из токов каждого транзистора и имеет чисто гармоническую форму. Скачкообразная форма коллекторного напряжения в режиме класса «D» приводит к сильной зависимости энергетической эффективности ГВВ от частоты. Пока транзистор генератора находится в закрытом состоянии его паразитная емкость Со заряжается до напряжения источника питания Ек; после отпирания транзистора емкость разряжается на его внутреннее сопротивление (rнас). При этом в транзисторе выделяется мощность Рк = 0,5(Со·Ек2·f) , которая приводит к дополнительным «коммутацион- ным» потерям и снижению к.п.д.. Как следует из приведенной формулы коммутационные потери тем больше, чем больше паразитная емкость транзистора и рабочая частота f. Однако наиболее существенным фактором является напряжение источника питания. В связи с этим, ламповые схемы последовательного резонансного инвертора не находят практического применения. Из-за больших напряжений питания (до 10 – 15 кВ) высокий к.п.д. не удается получить уже на частотах 0,3 – 0,5 МГц. У высокочастотных транзисторов напряжение питания обычно не превышает 20 – 40 В, поэтому они позволяют создавать эффективные ключевые генераторы на частотах до 100 МГц. Замечательной особенностью последовательного резонансного инвертора являются не перекрывающиеся спектры высших гармоник меандра напряжения и «полусинусоиды» коллекторного тока ( рисунок 3.33). В результате мощность высших гармоник в схеме генератора не выделяется, т.е. электронный к.п.д. совпадает с к.п.д. по первой гармонике. Рисунок 3.33 – Спектры коллекторного напряжения и тока Определим энергетические параметры последовательного резонансного инвертора. Колебательная мощность в нагрузке Поскольку в течение каждого полупериода ток коллектора последовательно обтекает rнас и R, электронный к.п.д. генератора определяется очевидным соотношением Мощность потребляемая генератором Соответственно мощность потерь на коллекторе одного транзистора Полученные соотношения не учитывают коммутационные потери, обусловленные выходной емкостью Со, поэтому полная мощность потерь в транзисторе составит (3.52) Полная потребляемая генератором мощность В результате для полного к.п.д. генератора получим (3.53) Поскольку в номинальном режиме транзистора rнас << R, на частотах ниже 100 МГц к.п.д. генератора может составлять до 90 – 95 %. 3.14.2 Генератор «с вилкой фильтров» на выходе Генератор этого вида относится к классу ПНТ (рисунок 3.30в). Упрощенная схема генератора представлена на рисунке 3.34. Рисунок 3.34 – Схема генератора с вилкой фильтров на выходе Фильтр нижних частот (ФНЧ) пропускает в нагрузку ток первой гармоники. Высшие гармоники через фильтр верхних частот (ФВЧ) отводятся на балластную нагрузку, где в виде тепла рассеивается их мощность. Частоты среза фильтров и волновые сопротивления в полосах пропускания подбираются так, чтобы входное сопротивление фильтров было одинаковым для всех гармоник тока. Только при этом условии обеспечивается прямоугольная форма тока и напряжения характерные для ПНТ. Волновая диаграмма напряжения и тока нижнего по схеме ключа представлена на рисунке 3.35. Здесь же приведены графики напряжений в точках 1,2,3 схемы (рисунок 3.34). Для оценки энергетических показателей генератора необходимо определить постоянную составляющую и первую гармонику коллекторного тока. Для этого воспользуемся полученными ранее формулами гармонического анализа Здесь θ=π/2; iк = iкмакс ............. –θ < ωt < θ iк = 0..................... –θ > ωt > θ Рисунок 3.35 – Волновая диаграмма генератора В результате вычисления интегралов получим Iко = 0,5·iкмакс Аналогично для первой гармоники меандра напряжения получим С другой стороны Приравнивая правые части последних выражений, получим Ек = 2iкмакс(Rн+rнас) Мощность, потребляемая генератором Ро = Ек·Iко =iк2макс(Rн+rнас) Колебательная мощность генератора К.П.Д. генератора Как и в случае последовательного резонансного инвертора при расчете полного к.п.д. генератора следует учитывать коммутационные потери обусловленные паразитными емкостями схемы (см. 3.52 и 3.53) Следует также отметить, что дополнительные коммутационные потери возникают и при переключении тока за счет паразитной индуктивностей выводов и соединительных проводов (LП). Действительно, пока через АЭ протекает ток iкмакс , паразитные индуктивности накапливают энергию w = . При запирании АЭ цепь индуктивности обрывается и возникающая э.д.с. самоиндукции рассеивает накопленную энергию на сопротивлении утечки АЭ. Мощность коммутационных потерь определится выражением = f Однако с этими потерями приходится считаться только при использовании сильноточных и низковольтных АЭ. 1.14.3. Генератор в режиме класса «Е» Как было установлено выше, скачкообразный характер изменения формы тока и напряжения приводит к ограничению частотного диапазона эффективных режимов генератора. В определенной мере этого недостатка нет в другом ключевом режиме, получившем условное название режим класса «Е». Упрощенная схема такого генератора и его эквивалентная схема представлены на рисунке 3.36. Рисунок 3.36 – Схема генератора в режиме класса «Е» Контур LкCк – настроен в резонанс на частоту возбуждения и имеет достаточно высокую добротность для фильтрации высших гармоник. Контур L(C1+Co) – «формирующий»; его назначение – реализация оптимальной формы коллекторного напряжения, обеспечивающего минимальные коммутационные потери. Генератор работает следующим образом. При отпирании транзистора в формирующем контуре L1,С2 возникает переходный процесс; частота и затухание контура подбираются так, чтобы к моменту следующего отпирания транзистора напряжение на коллекторе и его производная оказались равными 0. Это позволяет избавиться от коммутационных потерь за счет паразитных емкостей транзистора и схемы. Такой режим получил название оптимального. Длительность времени насыщения (τнас) транзистора может быть больше, меньше или равной половине периода рабочей частоты генератора. В зависимости от этого подбирается резонансная частота формирующего контура и его добротность, определяющая степень затухания переходного процесса. Поскольку затухание должно быть значительным, добротность формирующего контура не превышает 1,5-2. Волновая диаграмма коллекторного напряжения и тока для генератора в режиме класса «Е» представлена на рисунке 3.37. Резонансная частота формирующего контура при τнас< Т/2 должна быть ниже рабочей частоты, а при τнас ≥ Т/2 -выше. Расчеты показывают, что наилучшие результаты с точки зрения эффективности генератора обеспечивает режим с τнас ≈ Т/2 [2]. В момент запирания АЭ ток коллектора становится равным 0. Однако ток в формирующем контуре не обрывается, а замыкается через емкость контура (ic) Несмотря на лучшие частотные свойства режим класса «Е» не нашел широкого применения, т.к. при закрытом транзисторе пиковое напряжение на коллекторе может в несколько раз превышать напряжение источника питания. В оптимальном режиме при τнас ≈ Т/2 пиковое напряжение в 3,7 раза превышает Ек. Рисунок 3.37 – Волновая диаграмма генератора класса «Е» При использовании транзистора в таком генераторе резко возрастает опасность электрического пробоя, особенно в процессе настройки, когда режим отличается от оптимального и пиковое напряжение может быть значительно больше 3,7Ек. Более подходящим прибором для генератора класса «Е» является генераторная лампа, т.к. она способна выдержать многократные импульсные перегрузки по напряжению. Однако и в этом случае надежность генератора оказывается невысокой из-за большой вероятности электрического пробоя. Вследствие низкой добротности формирующего контура, форма напряжения на нагрузке далека от гармонической, поэтому в схему ГВВ добавляется фильтрующий контур, имеющий высокую добротность и настроенный на рабочую частоту. Амплитудно–частотные характеристики формирующего (1) и фильтрующего (2) контуров показаны на рисунке 3.38. С ростом рабочей частоты генератора емкость формирующего контура необходимо уменьшать. Как только необходимая емкость контура станет меньше паразитной емкости схемы, обеспечение оптимального режима становится невозможным и к.п.д. генератора начнет быстро падать. Рисунок 3.38 – Амплитудно-частотные характеристики В заключение следует заметить, что приведенные сведения не исчерпывают все схемы и методы повышения эффективности ГВВ. Более подробно этот материал излагается в [ 2 , 3] . 3.15 Умножители частоты Умножители частоты, как и усилители мощности колебаний высокой частоты, относятся к подклассу генераторов с внешним возбуждением. От усилителей мощности они отличаются тем, что частота колебаний выходного сигнала в кратное число раз отличается от частоты возбуждения. Основные области применения умножителей частоты (УЧ): - Расширение диапазона частот возбудителя. Предположим , что исходный диапазон частот возбудителя f … 2f. Применение удвоителя частоты позволит получить частоты 2f …4f. В результате общий диапазон частот возбудителя составит f … 4f. - Углубление частотной модуляции (ЧМ) При умножении частоты ЧМ колебаний пропорционально увеличивается и отклонение частоты (девиация). - Перенос низкочастотных колебаний, стабилизированных кварцем, в более высокочастотный диапазон. - В выходных каскадах транзисторных передатчиков диапазона сверхвысоких частот, где транзисторы утрачивают свои усилительные свойства. 3.15.1 Транзисторные умножители частоты При работе генератора колебаниями второго рода (с отсечкой тока) спектр коллекторного тока содержит ряд гармоник ( см. рисунок 3.4). В режиме усиления мощности выходная колебательная система настраивается на частоту первой гармоники и отфильтровывает высшие гармоники. В режиме умножения колебательная система настраивается на одну из высших гармоник, что и приводит к умножению частоты. Для получения на выходе УЧ максимальной мощности необходимо выбрать оптимальный угол отсечки θ, при котором ток соответствующей гармоники будет наибольшим. Из гармонического анализа косинусоидальных импульсов следует (см. рисунок 3.11), что максимум коэффициента разложения αn соответствует и Однако реализовать оптимальные углы отсечки при сохранении величины импульса коллекторного тока достаточно сложно. Покажем это на примере удвоителя частоты. Оптимальный угол отсечки в этом случае составляет 60о. Если в режиме усиления использовать угол отсечки 90о, то для получения угла отсечки 60о , при сохранении величины импульса коллекторного тока (iкмакс), потребуется удвоение амплитуды напряжения возбуждения (рисунок 3.39). Действительно, при θ = 90ο iкмакс = S(1-cosθ)Uу(90) = SUу(90) Соответственно при θ = 60ο iкмакс = S(1-0,5)Uу(60) = 0,5·SUу(60) При неизменной величине импульса коллекторного тока получим Uу(60)=2Uу(90); т.е. для угла отсечки 60о необходимо удвоить амплитуду возбуждения. С другой стороны Отсюда Eу = 0,5Uу(60)-Е´у= Uу(90)-Е´у Поскольку при θ = 90ο Eу = Е´у , напряжение смещения для угла 60о должно быть изменено на величину ΔEу = Eу - Е´у = Uу(90) Соответственно | eумин | для угла отсечки 60о увеличится на 2Uу(90). Таким образом, в результате перевода генератора в режим умножения частоты, увеличивается амплитуда возбуждения и входная мощность; возрастает обратное пиковое напряжение eумин и соответственно опасность электрического пробоя входной цепи АЭ; уменьшается коэффициент усиления по мощности. Учитывая эти особенности, в режиме умножения частоты существенно снижают использование АЭ по мощности и ограничиваются коэффициентом умножения не более 3-х. Угол отсечки выбирают несколько больше оптимального (в режиме удвоения частоты 70-80о, при утроении 50-60о). При необходимости умножения с кратностью более 3-х, применяют последовательное включение нескольких удвоителей и утроителей. В этом случае общая кратность умножения определяется как произведение кратностей отдельных умножителей. Основное достоинство транзисторных умножителей – возможность одновременно с умножением частоты получить усиление мощности входного сигнала. Следует заметить, что при использовании в УЧ биполярных транзисторов на частоте возбуждения близкой к fT, возможен параметрический режим умножения, в котором высшие гармоники генерируются не только вследствие отсечки коллекторного тока, но и за счет нелинейной емкости коллекторно-базового перехода [6]. 3.15.2 Варакторные умножители частоты В умножителях этого типа для генерации гармоник частоты возбуждения используется нелинейность емкости р-n перехода специальных диодов, получивших название «варикап» и «варактор». В варикапе используется нелинейность барьерной емкости закрытого перехода, которая относительно не велика, и, следовательно, не велики значения накапливаемых зарядов и пропускаемых токов. Соответственно мала преобразуемая варикапом мощность. Поэтому на практике для умножения частоты используют варакторный режим диода, в котором он работает с частичным отпиранием р-n перехода. В таком режиме к барьерной емкости перехода добавляется диффузионная емкость, которая на несколько порядков превышает барьерную. В результате существенно возрастает преобразуемая варакторным умножителем мощность. Эквивалентная схема варикапа представлена на рисунке 3.40. Здесь L – индуктивность выводов диода; RS - сопротивление материала кристалла и контактов; Rу – сопротивление утечки; СБ – барьерная емкость перехода; Rр – сопротивление рекомбинации (активная составляющая сопротивления открытого перехода); СП – емкость патрона (корпуса диода); СД - диффузионная емкость открытого перехода. Ключ S моделирует переход диода из закрытого состояния в открытое. Сопротивление утечки диода обычно составляет величину порядка 106 Ом и практически не влияет на работу варактора. Сопротивление RS резко меняется при переходе напряжения на диоде (е) через 0 . RS0 - сопротивление RS в открытом состоянии перехода; RSЗ - в закрытом. Зависимость RS, СД и СБ от напряжения на диоде представлена на рисунке 3.40. В рабочем для диода диапазоне частот индуктивностью выводов обычно можно пренебречь; тогда для минимизации потерь в диоде соответственно в закрытом и открытом состояниях необходимо выполнить условия RSЗ<<1/ωСБ и Rр >>1/ωСД Рисунок 3.40 – Эквивалентная схема варактора Таким образом, диапазон рабочих частот варактора определяется интервалом (3.54) Кроме того, для уменьшения потерь из-за конечного времени восстановления ( tB ) необходимо выполнить условие (3.55) Заметим, что этим условиям удовлетворяют только специальные диоды, предназначенные для преобразовательных устройств. Например, детекторные диоды должны обладать в основном активной проводимостью ( т.е. для них не выполняется условие 3.54), а выпрямительные диоды из-за большого времени восстановления не могут быть использованы на высоких частотах (3.55). При выполнении условий (3.54 - 3.55) диод можно в первом приближении считать нелинейной ёмкостью с малыми потерями. Рассмотрим схемы варакторных умножителей частоты, представленные на рисунке 3.41. В первой схеме варактор непосредственно заземлён, что позволяет упростить проблему охлаждения, т.к. в качестве радиатора здесь может быть использован корпус устройства. В этой схеме параллельно диоду включена дополнительная емкость Сдоп, которая обычно определяется емкостью патрона диода, но возможно и подключение внешней ёмкости. Ёмкость Сдоп позволяет увеличить ток через диод и соответственно преобразуемую мощность. Однако в диапазоне СВЧ увеличение этой емкости часто приводит к появлению в рабочем диапазоне паразитного резонанса, частота которого определяется дополнительной ёмкостью совместно с индуктивностью выводов. На практике установлено, что паразитный резонанс можно вывести из рабочего диапазона частот, если Сдоп>Lк. С учетом (4.2), практически берут Lбл = 50Lк. Емкость разделительного конденсатора выбирают следующим образом Roe >> 1/ωCp На практике, с целью уменьшения паразитной емкости разделительного конденсатора, пользуются следующим соотношением Основное достоинство параллельной схемы питания – отсутствие необходимости изолировать элементы контура от корпуса передатчика. Это достоинство предопределило ее применение в мощных передатчиках диапазона НЧ и СЧ. Вариант параллельного питания при неполном включении контура приведен на рисунке 4.5б. Особенностью этой схемы является включение дополнительного дросселя L2бл. Этот дроссель закорачивает контурные конденсаторы по постоянному току, в результате чего все напряжение источника питания приложено к разделительному конденсатору, который на это рассчитан. 4.2.2 Схемы сеточных цепей Схема цепи управляющей сетки включает элементы связи между каскадами, источник смещения и блокировочные элементы. Связь между каскадами может быть осуществлена с помощью контура или трансформатора. Многоконтурные схемы связи в ламповых генераторах практически не используются вследствие чрезмерного усложнения процесса настройки передатчика. Рассмотрим некоторые варианты одноконтурных схем. На рисунке 4.6а приведена трансформаторная схема связи, в которой путем изменения взаимоиндуктивности М можно плавно регулировать напряжение возбуждения. Однако применяется такая схема довольно редко, т.к. требует довольно сложного вариометра. Кроме того, схему трансформаторной связи практически не удается использовать в диапазоне ВЧ. Это объясняется тем, что входная емкость лампы Свх совместно с катушкой связи образует неперестраиваемый паразитный контур. Резонансная частота этого контура обычно лежит в пределах ВЧ диапазона, поэтому при работе на частоте выше резонансной сопротивление контура имеет емкостный характер. В результате коэффициент передачи трансформатора с ростом частоты существенно уменьшается и обеспечить требуемую величину напряжения возбуждения не удается. Рисунок 4.6 – Трансформаторная схема связи между каскадами Такой вывод нетрудно сделать на основании эквивалентных схем, представленных на рисунке 4.6б, где Ls – индуктивность рассеяния трансформатора; Cэ – эквивалентная емкость паразитного контура. Большее применение находит автотрансформаторная (кондуктивная) схема связи (рисунок 4.7а). Входная емкость лампы в этом случае компенсируется при настройке контура в резонанс, а требуемую амплитуду возбуждения всегда можно получить соответствующим выбором точки подключения к контуру. На практике используется и емкостная схема связи (рисунок 4.7б) Рисунок 4.7 – Схемы связи между каскадами Достоинством этой схемы является повышенная устойчивость к самовозбуждению на частотах диапазона ОВЧ и УВЧ. Объясняется это тем, что емкость С2 (обычно значительной величины) подключена параллельно участку сетка-катод. В результате входное сопротивление генератора для высокой частоты паразитных колебаний понижается, уменьшается глубина паразитной положительной обратной связи и, как следствие, устраняется опасность самовозбуждения. Емкость С2 целесообразно размещать непосредственно на выводах сетки и катода с тем, чтобы исключить влияние паразитных индуктивностей соединительных проводников. В диапазонах ВЧ и УВЧ в качестве С2 можно использовать входную емкость лампы; емкость С1 изменяют (плавно или ступенчато) с целью регулировки амплитуды возбуждения. Основные элементы сеточной цепи – источник возбуждения, лампа и источник смещения могут быть включены последовательно или параллельно. В зависимости от этого различают схемы последовательного или параллельного питания сеточной цепи. Схема последовательного питания обычно применяется при трансформаторной схеме связи (рисунки 4.6, 4.8). Ее основное достоинство – простота, т.к. требуется лишь один блокировочный элемент Сбл . Во всех остальных случаях как правило используется схема параллельного питания. В таких схемах приходится включать два или три блокировочных элемента (рисунок 4.7). Разделительная емкость Ср в диапазоне НЧ выбирается следующим образом где Rвх = Uc/Jвх Для диапазонов СЧ, ВЧ и ОВЧ Ср = (20 – 30)Свх На рисунке 4.7б разделительный конденсатор отсутствует, т.к. его функцию выполняет конденсатор С1. Блокировочный дроссель Lбл исключает короткое замыкание источника возбуждения через источник смещения. Величина его индуктивности для схемы на рисунке 4.7а выбирается в пределах (30 – 50)Lc. Для схемы 4.7б Lбл = (30 – 50)/ωС2. Емкость блокировочного конденсатора подбирается следующим образом . При использовании в предварительном тракте передатчика широкополосных усилителей мощности сеточная цепь лампового каскада должна представлять собой чисто активную нагрузку во всем рабочем диапазоне передатчика. Такое условие может быть выполнено при использовании генераторных тетродов, способных отдавать номинальную мощность без тока управляющей сетки. Входное сопротивление лампы в этом случае имеет чисто емкостный характер. Чтобы обеспечить активное входное сопротивление генератора, на входной емкости собирается звено фильтра нижних частот (ФНЧ), нагруженное на согласованный резистор Rб (рисунок 4.8). Подстроечный конденсатор Сп совместно с входной емкостью лампы образует емкость Т-образного звена ФНЧ, волновое сопротивление которого определяется соотношением , где 4.8 - Схема широкополосной связи между каскадами Решение этой системы уравнений позволяет определить параметры элементов фильтра L и Rб по заданной частоте среза фильтра ωс и известной входной емкости Свх. Подстроечная емкость Сп выбирается величиной (0.1 – 0.2)Свх. В рассмотренных выше схемах напряжение смещения на управляющую сетку подается от отдельного источника. Этим источником обычно является выпрямитель. Однако, выпрямитель не может пропустить постоянную составляющую сеточного тока из-за наличия в его схеме вентиля (см. рисунок 4.9а). Поэтому напряжение смещения с выпрямителя на сетку подается через реостатный делитель (рисунок 4.9б), ток которого должен в несколько раз превышать ток сетки. В противном случае, смещение будет зависеть от тока сетки и, следовательно, от режима генератора. Рисунок 4.9 – Схема подачи смещения от выпрямителя На практике зависимость напряжения смещения от тока Ico может оказаться полезной. В таких случаях применяется «автоматическое» сеточное смещение, при котором необходимость в специальном источнике отпадает (рисунок 4.10). Напряжение смещения в этом случае определяется следующим образом Ec = -Ico·Rc. Емкость блокировочного конденсатора определяется неравенством . Схемы питания второй (экранирующей) сетки представлены на рисунке 4.11. Резистор Ro включается для ограничения тока второй сетки в аварийной ситуации, когда анодное напряжение пропадает, или резко снижается. Величина его сопротивления выбирается так, чтобы при увеличении тока экранирующей сетки на порядок на Ro было погашено все напряжение питания. Ico2 – ток второй сетки в рабочем (нормальном) режиме. Если к источнику Ес2 подключены другие цепи передатчика, в схему следует ввести блокировочный дроссель. Расчет блокировочных элементов ведется следующим образом Если в схеме генератора используется пентод, блокировочные элементы в цепи защитной сетки рассчитываются аналогично. Необходимо только учитывать, что при Ес3 ≤ 0 ток защитной сетки отсутствует. 4.2.3 Схемы питания цепей накала мощных генераторных ламп В генераторных лампах мощностью свыше 0,5 – 1 кВт применяются, как правило, катоды прямого накала. Подогревные катоды в мощных лампах не используются, т.к. вследствие низкой эффективности они требуют значительных затрат электроэнергии на подогрев. Питание катодов прямого накала осуществляется переменным током промышленной частоты (50 Гц). Поэтому в генераторе может появиться помеха (фон) с частотой 50 Гц, или кратной ей. Для выяснения причин появления фона с частотой 50 Гц обратимся к рисунку 4.12а, который соответствует простейшему варианту питания катода прямого накала. В этой схеме конденсатор Сбл необходим для обеспечения кратчайшего пути переменным составляющим тока катода на землю. Элементы сеточной цепи - Lбл и источник смещения для тока с частотой 50 Гц имеют незначительное сопротивление, поэтому можно считать, что по частоте 50 Гц сетка заземлена. Тогда оказывается, что правый (по схеме) конец катода соединен с сеткой, а между левым концом и сеткой приложено все напряжение накала Uн. Складываясь с напряжением смещения, напряжение накала вызывает паразитную модуляцию анодного тока. Для устранения этого явления схема питания цепи накала должна быть выполнена согласно рисункам 4.12б или 4.12в.В этих схемах блокировочная емкость разделена на две части и средняя точка заземлена. Для постоянной составляющей катодного тока в этих случаях необходима дополнительная цепь на землю, которая создается либо заземлением средней точки вторичной обмотки трансформатора, либо искусственной средней точки, образованной реостатным делителем. При таком построении схемы, напряжение накла приложенное к сетке относительно противоположных концов катода, оказываются противофазными. В результате, глубина паразитной модуляции фоном существенно уменьшается. Схемы на рисунках 4.12б и 4.12в приблизительно равноценны, однако, в последней схеме легче выполнить точный вывод средней точки, поэтому она получила наибольшее распространение. За счет тока Iко на резисторах делителя Rн появляется напряжение автоматического смещения ΔЕс и расходуется часть мощности источника анодного питания. Кроме того, в резисторах Rн выделяется и мощность, обусловленная напряжением накала. Потери в резисторах получаются минимальными, если они выбраны следующим образом Rн = Uн/Iко Величина мощности в делителе и дополнительное напряжение автосмещения определяются по формулам ΔЕс При питании катода прямого накала переменным током может возникнуть также и фон с частотой 100Гц. Такой фон является следствием «магнетронного» эффекта, сущность которого поясняется рисунком 4.13 При максимальных значениях тока накала (iн) напряженность (Н) магнитного поля достигает таких значений, что траектория перемещения электронов эмитированных катодом искривляется, и часть из них возвращается на катод. В результате возникает фон с частотой 100 Гц. Амплитуда пульсаций, обусловленных магнетронным эффектом, может быть существенно уменьшена в специальных лампах с трех фазным катодом, а также в генераторах содержащих 3 или 6 ламп. В первом случае изменение суммарного поля катода незначительно, поэтому и амплитуда пульсаций невелика. Слабый остаточный фон в этом случае имеет частоту 300 Гц. При использовании в генераторе трех (шести) ламп, цепи накала следует питать от отдельных фазных (линейных) напряжений. При этом ток эмиссии каждой лампы будет содержать пульсации обусловленные магнетронным эффектом, однако в суммарном токе трех ламп амплитуда пульсаций будет невелика. Если в генераторе используется две лампы включенные параллельно или по двухтактной схеме, цепи накала питают напряжениями, сдвинутыми по фазе на 90˚ относительно друг друга. Такая схема, представлена на рисунке 4.14 (Схема «Скотта»). Принцип ее работы поясняется векторной диаграммой. Напряжение на первичной обмотке трансформатора лампы Uн2 определяется линейным напряжением Uн2 = Uab , а напряжение Uн1 представляет собой векторную сумму В результате напряжения Uн1 и Uн2 оказываются сдвинутыми по фазе на 90˚ . Амплитуды их различны и поэтому различны коэффициенты трансформации накальных трансформаторов: ; Поскольку напряжения накала сдвинуты по фазе на 90˚, пульсации эмиссионного тока ламп, имеющие удвоенную частоту, оказываются сдвинутыми на 180˚. В результате суммарный ток двух ламп меняется незначительно (рисунок 4.15), а остаточный фон имеет частоту 200Гц. Аналогично может быть составлена схема для 4-х ламп, обеспечивающая сдвиг фаз напряжений накала на 45˚. Основой катода мощных генераторных ламп является вольфрамовая нить. Поэтому электрическое сопротивление катода зависит от температуры разогрева. В холодном состоянии катод имеет сопротивление в 14 раз меньше, чем в разогретом и, следовательно, включение катода в холодном состоянии на полное напряжение накала недопустимо. Значительная величина пускового тока вызывает перемещение нити накала в собственном магнитном поле. Механическая деформация катода может привести к разрушению мест крепления катода, растрескиванию стекла у выводов; возможен обрыв нити накала. Для ограничения пускового тока применяют регулировочные реостаты, автоматические устройства для постепенного увеличения напряжения накала, либо специальные накальные трансформаторы с повышенной индуктивностью рассеяния. Для нормальной работы катода пусковой ток не должен превышать номинальное значение более чем в 1.5 раза. 4.2.4 Схема генератора с общей сеткой Два варианта схемы с общей сеткой приведены на рисунке 4.16. В схеме с общей сеткой катод должен быть изолирован относительно земли по высокой частоте и соединен с нею по постоянному току. Поэтому для разделения высокочастотных цепей и цепей постоянного тока, в схему включаются дополнительные блокировочные элементы, отсутствующие в схеме с общим катодом. Такими элементами являются катодные дроссели и блокировочные конденсаторы (Lк;Ск). Дроссели отделяют катод по высокой частоте от земли и обеспечивают цепь для постоянного тока катода. Индуктивность катодного дросселя не должна заметно шунтировать входное сопротивление генератора (4.3) Индуктивность Lк следует выбирать в разумных пределах, т.к. с увеличением габаритов дросселя растет длина провода, которым он намотан, и паразитная емкость на землю. Удлиннение провода приводит к росту потерь мощности накала на собственном активном сопротивлении дросселя. Кроме того, при провод дросселя, подобно короткозамкнутой линии, ведет себя как последовательный резонансный контур вблизи резонанса. Поэтому при конструировании дросселя следует учитывать, что длина провода дросселя должна на всех частотах удовлетворять условию . Указанные причины заставляют ограничивать условие (4.3) следующими пределами . Конденсаторы Ск отделяют катод лампы генератора от контура предшествующей ступени по постоянному току. Благодаря применению двух разделительных конденсаторов, удается сохранить эквипотенциальность катода относительно сетки по напряжению накала. Сопротивление конденсаторов должно быть значительно меньше входного сопротивления генератора, т.к. в противном случае на них будет выделяться значительная часть напряжения возбуждения . На практике достаточно выполнить условие: В схеме на рисунке 4.16а конденсатор Сбл обеспечивает заземление управляющей сетки по высокой частоте, и отделяет ее от земли по постоянному току. Следует иметь в виду, что часть первой гармоники анодного тока протекает через конденсатор Сбл по цепи, образованной междуэлектродной емкостью Сас . При этом в цепи сетки появляется напряжение паразитной связи U1 . Для нормальной работы генератора напряжение U1 должно быть значительно меньше напряжения возбуждения Uc. Это условие может быть выполнено, если Сбл >> Cac. Практически Сбл выбирается следующим образом: Индуктивность блокировочного дросселя выбирается как обычно ; Lc=(50-100) Использование в цепи сетки блокировочного конденсатора крайне нежелательно в мощных генераторах ВЧ и ОВЧ диапазонов. Дело в том, что с увеличением мощности генераторной лампы, увеличивается емкость Сас. Для уменьшения глубины паразитной обратной связи приходится соответственно увеличивать емкость Сбл. При этом неизбежно растут размеры конденсатора Сбл и понижаются его собственные резонансные частоты, обусловленные распределенными индуктивностями и емкостями. На частотах, близких к резонансным, реактивное сопротивление блокировочного конденсатора резко возрастает. В результате, увеличивается напряжение паразитной обратной связи в цепи сетки, которое может оказаться причиной самовозбуждения генератора. Паразитное самовозбуждение обычно возникает на частотах, близких к рабочим. Поэтому его устранение связано с большими трудностями, особенно в диапазонных, перестраиваемых передатчиках. Указанного недостатка нет в схеме на рисунке 4.16б, где сетка непосредственно заземлена, а смещение поступает на сетку с резистора, включенного в цепь постоянной составляющей катодного тока (Rк). Недостатком этой схемы является значительная мощность потерь на резисторе катодного смещения и уменьшение анодного напряжения на величину напряжения смещения. Рк =|Ec|( Iao + Ico) ; Еа = |Ec| В схеме с общей сеткой может быть включен и мощный тетрод. На первый взгляд такое включение может показаться неестественным, т.к. этот прибор, в свое время, был предложен для работы именно в схеме с общим катодом. Необходимость использования тетродов в схеме с общей сеткой вызвана следующими причинами: 1. Номинальная мощность вновь разрабатываемых тетродов постоянно растет. Соответственно увеличиваются размеры и междуэлектродные емкости лампы, а также паразитные емкости монтажа. Устойчивость генератора к самовозбуждению при этом безусловно падает. 2. В современных передатчиках используются устройства авто-матической настройки и автозагрузки генератора, цепи которых могут образовывать дополнительные пути для паразитных связей и наводок. По этим причинам тетроды в схеме с общим катодом работают неустойчиво, особенно в диапазонах ВЧ и ОВЧ. Схема с общей сеткой на тетроде, благодаря экранирующему действию двух сеток, более устойчива к самовозбуждению, чем аналогичная схема на триоде. Кроме того, высокая крутизна характеристики тетрода позволяет получить больший коэффициент усиления по мощности ( на 30 – 50 %). Цепи питания тетрода в схеме с общей сеткой не имеют каких либо принципиальных особенностей. Следует только отметить, что экранная сетка по высокой частоте должна быть обязательно заземлена. При соединении экранирующей сетки с катодом проходная емкость схемы будет определяться емкостью между анодом и экранирующей сеткой, величина которой значительно больше, чем емкость между анодом и катодом. 4.2.5 Совместная работа генераторных ламп на общую нагрузку При проектировании генератора далеко не всегда удается подобрать лампу с подходящей номинальной мощностью. В таких случаях приходится использовать в генераторе несколько ламп работающих на общую нагрузку. Простейшим вариантом работы нескольких ламп на общую нагрузку является включение их параллельно друг другу. Схема параллельного включения показана на рисунке 4.17. Все одноименные электроды соединены по высокой частоте. По постоянному току цепи сеток разделены для того, чтобы можно было осуществить индивидуальный подбор и контроль режима ламп, параметры которых могут несколько отличаться. Рассмотрим влияние асимметрии схемы на режим генератора при парал-лельном включении двух ламп. Основными причинами асимметрии схемы генератора являются различие одноименных параметров ламп и правильный монтаж генератора. В случае несимметричного монтажа анодные токи ламп могут отличаться не только по амплитуде, но и по фазе. Кажущееся сопротивление нагрузки для одной лампы генератора можно определить следующим образом (4.4) Аналогично для второй лампы получим При наличии фазового сдвига между токами ламп кажущееся сопротивление нагрузки для ламп будет комплексным (при точной настройке контура в резонанс); в случае неравенства амплитуд анодных токов, кажущиеся сопротивления будут отличаться и по модулю. Причем для лампы с меньшим током режим будет более напряженным и наоборот. Этот вывод следует непосредственно из (4.4). Действительно, если , то и, следовательно, напряженность режима у первой лампы будет выше, чем у второй. Колебательная мощность при изменении нагрузки достигает максимума в критическом режиме, поэтому изменение напряженности режима как в сторону уменьшения, так и в сторону увеличения напряженности неизбежно приведет к снижению колебательной мощности генератора. Если при этом одна из ламп окажется в недонапряженном режиме (ННР), то снижается и к.п.д. генератора. Комплексный характер нагрузки при фазовой асимметрии также приводит к снижению мощности и к.п.д. . В качестве частного примера рассмотрим случай выключения одной из ламп генератора, работающего в критическом режиме. Согласно (3.1) для симметричной схемы . После выключения второй лампы . В результате уменьшения сопротивления нагрузки в 2 раза, режим работающей лампы станет недонапряженным, вдвое уменьшится . Соответственно в два раза уменьшится колебательная мощность, отдаваемая оставшейся лампой. Общая же мощность генератора упадет в 4 раза. Мощность, потребляемая от источника работающей лампой, останется прежней (в ННР ток слабо зависит от сопротивления нагрузки), а мощность потребляемая генератором сократится вдвое . Определим мощность потерь на аноде оставшейся лампы , где Ра = Ро - Р1 Учитывая, что в критическом режиме к.п.д. генератора ηкр ≈ 0,7 Окончательно получим . Таким образом, рассеиваемая на аноде работающей лампы мощность равна мощности потерь на анодах двух ламп симметричного генератора. Иначе говоря, при отключении одной из ламп мощность потерь на аноде другой увеличилась вдвое. Подведем итог анализа параллельной работы генераторных дамп: 1. Параллельное включение ламп требует тщательного симметрирования конструкции генератора и режимов ламп. В противном случае снижается мощность и к.п.д. генератора. 2. При параллельном включении мощных ламп существенно увеличивается протяженность соединительных шин. Совместно с паразитными емкостями схемы, собственные индуктивности шин образуют множество дополнительных контуров, на резонансных частотах которых возможно появление паразитных колебаний. 3. При параллельной работе ламп существенно снижается надежность генератора, т.к. при выходе из строя одной лампы вторая не может работать вследствие резкого увеличения мощности потерь на аноде. Двухтактная схема (рисунок 4.18) представляет собой другой вариант совместной работы генераторных ламп. Для нормальной работы схемы напряжение возбуждения на сетки ламп подается в противофазе. Поэтому в случае полной симметрии схемы анодные токи равны по величине и сдвинуты по фазе на 180º (рисунок 4.19). Первые гармоники анодного тока (а также все нечетные) протекают через анодный контур в одном направлении, а в общем проводе в противоположных. В результате для симметричной схемы в общем проводе токи первой гармоники отсутствуют. Четные гармоники оказываются синфазными, и поэтому в общем проводе складываются, а на контуре создают противофазные напряжения так, что между анодами напряжения четных гармоник нет. Токов четных гармоник нет в индуктивности контура, т.к. их магнитные поля взаимно компенсируются. Анализ двухтактной схемы показывает, что асимметрия в двухтактной схеме приводит к тем же последствиям, что и в случае параллельного включения ламп. Рассмотрим некоторые особенности двухтактного генератора. Как уже было отмечено выше, ток первой гармоники при полной симметрии отсутствует в общем проводе. Тем не менее, емкостную ветвь целесообразно заземлить с тем, чтобы обеспечить минимальное сопротивление цепи для четных гармоник. Одновременное заземление по высокой частоте средней точки индуктивности недопустимо, т.к. из-за неточного определения середины катушки, средние точки индуктивной и емкостной ветвей могут оказаться не эквипотенциальными, а их соединение вызовет асимметрию в работе ламп. Если питание анодной цепи двухтактного генератора – последовательное (рисунок 4.20а), то источник питания включается в индуктивность контура через блокировочный дроссель. Величины индуктивности и емкости блокировочных элементов могут быть значительно меньше, чем для схемы последовательного питания в однотактном варианте. В схеме на рисунке 4.20а контурные конденсаторы должны быть рассчитаны на сумму переменного и постоянного анодных напряжений. Постоянное напряжение с контурных конденсаторов можно убрать, устранив среднюю точку емкостной ветви, т.к. в этом случае катушка контура закорачивает контурный конденсатор по постоянному току (рисунок 4.20б). При этом увеличивается сопротивление анодных цепей для четных гармоник, что в конечном счете приведет к увеличению уровня излучения этих гармоник на выходе передатчика. Применение такой схемы оправдано лишь в предварительных ступенях, где подавление четных гармоник не имеет столь важного значения. В выходной ступени передатчика более рационально применение схемы представленной на рисунке 4.20в, в которой емкостная ветвь заземляется через блокировочный конденсатор. Однако такая схема требует удвоенного количества блокировочных элементов. Отметим некоторые достоинства двухтактной схемы: • В двухтактной схеме существенно упрощается задача блокирования источников питания от токов высокой частоты. Даже при неполной симметрии схемы через блокировочные элементы протекают лишь небольшие уравнительные токи. В некоторых случаях возможен полный отказ от блокировочных элементов за счет тщательного симметрирования конструкции генератора. Это обстоятельство особенно важно для генераторов, работающих в импульсном режиме, или с широкополосными видами модуляции. Блокировочные элементы в этих случаях могут существенно исказить форму сигнала. • Двухтактная схема удобна при необходимости осуществления связи с симметричной нагрузкой (фидером или антенной). • При индуктивной связи с нагрузкой двухтактная схема позволяет ослабить уровень четных гармоник. Однако, вследствие остаточной асимметрии, уровень излучения на второй гармонике остается значительным. Поэтому и в случае двухтактной схемы приходится использовать дополнительные фильтры. Кроме того, токи четных гармоник проникают в нагрузочный контур через паразитные емкости между контурной катушкой и ка- тушкой связи (рисунок 4.21). Вибраторы антенны по четным гармоникам эквипо-тенциальны, тем не менее, антенна излучает четные гармоники как несимметричный вибратор относительно земли. Паразитные емкости между катушками могут быть умень-шены с помощью электро-статического экрана, Однако при этом увеличивается расстояние между катушками, уменьшается коэффициент связи и в результате далеко не всегда удается надлежащим образом загрузить генератор. Таким образом, последнее достоинство двухтактной схемы оказывается несущественным. Вместе с тем у двухтактной схемы имеются и существенные недостатки: • Как и в случае параллельного соединения ламп в двухтактной схеме увеличивается опасность возникновения паразитных колебаний. • Схема требует симметричного монтажа и подбора режима ламп. • В двухтактном генераторе необходим двойной комплект деталей, вследствие чего снижается надежность генератора. • Контур двухтактного генератора находится под удвоенным напряжением высокой частоты. В силу указанных недостатков двухтактная схема находит ограниченное применение и постепенно вытесняется однотактной, которая обеспечивает более высокую надежность передатчика. 4.3 Схемотехника транзисторных генераторов В современных радиопередающих устройствах транзисторные генераторы используются при выходных мощностях до 1 мегаватта в диапазонах НЧ и СЧ, до 30-50 кВт в диапазоне ВЧ и до 2-5 кВт в диапазоне ОВЧ. На более высоких частотах реализуемая мощность транзисторных передатчиков падает примерно обратно пропорционально рабочей частоте. В связи с этим, ведущие фирмы, занятые производством радиопередающих устройств, практически отказались от использования генераторных ламп в передатчиках диапазона НЧ-СЧ, а на более высоких частотах, при больших выходных мощностях, лампы используют лишь в выходных ступенях. В передатчиках предназначенных для работы в широком диапазоне с перекрытием по частоте более 1,5 - 2 (как правило это передатчики НЧ – ВЧ и частично ОВЧ диапазонов) тракт предварительного усиления мощности строится по схемам широкополосного усиления. Это позволяет отказаться от необходимости его перестройки по частоте, упростить тем самым эксплуатацию передатчика и повысить его надежность за счет исключения из его схемы переключателей и подвижных органов настройки. Следует иметь в виду, что при работе в широком диапазоне частот трудно обеспечить оптимальный режим генератора, поэтому такие усилители мощности обычно не позволяют обеспечить высокий к.п.д. и имеют относительно низкий коэффициент усиления. Тем не менее, преимущества широкодиапазонных усилителей, перечисленные выше, оказываются более существенными и важными для эксплуатации передатчика. Узкодиапазонные генераторы применяют в усилительных трактах УВЧ и более высокочастотных, когда относительный диапазон частот передатчика не превышает 1,2 и, когда трудно обеспечить приемлемый коэффициент усиления по мощности. 4.3.1 Схемы широкодиапазонных генераторов В диапазонах НЧ и СЧ широкодиапазонные усилители мощности строятся с применением трансформаторов с магнитной связью между обмотками. При этом мощности до 5 -10 Вт получают в однотактных схемах, где транзистор работает в режиме класса «А» с общим эмиттером. Заметим, однако, что современная элементная база позволяет в этом интервале мощностей использовать интегральные усилители на частотах до УВЧ диапазона. Более мощные усилители обычно двухтактные, в которых транзисторы для повышения к.п.д. работают с углом отсечки 90°. Это позволяет компенсировать на выходе четные гармоники и получить колебание по форме близкое к гармоническому без колебательной системы. Вариант схемы двухтактного генератора НЧ-СЧ диапазона представлен на рисунке 4.22. Рисунок 4.22 – Схема генератора диапазона НЧ и СЧ Здесь Rд – добавочный резистор, обеспечивающий симметричную форму импульса коллекторного тока; С – разделительные конденсаторы; Тр1,Тр2 – согласующие трансформаторы; Lбл - блокировочные дроссели в параллельной схеме питания коллекторной цепи; L- в базовой; R2– резисторы, подбором которых регулируется смещение на базах, для обеспечения симметрии режимов транзисторов. Последовательная схема питания (через среднюю точку выходного трансформатора) применяется редко, т.к. при не точном выводе средней точки возможно подмагничивание ферритового сердечника, вследствие чего в трансформаторе возникают нелинейные искажения. Дроссели Lбл имеют разомкнутую магнитную цепь и рассчитаны на подмагничивающий ток. На частотах выше 2 – 3 МГц обычные трансформаторы из-за большой индуктивности рассеяния не обеспечивают необходимой полосы пропускания, поэтому генератор строится с использованием трансформаторов на линиях. Линия образуется обмотками трансформатора, при этом полоса пропускания трансформатора практически не ограничена (при условии работы на согласованную нагрузку, отсутствии собственных потерь в линии и минимальной индуктивности соединительных проводников). Вариант схемы генератора с использованием трансформаторов-линий представлен на рисунке 4.23. В этой схеме трансформаторы Тр1,Тр3 – обеспечивают переход от несимметричного входа (выхода) генератора к симметричному входу (выходу) двухтактной схемы. Для согласования входа и выхода генератора необходимы дополнительные трансформаторы, которые также выполняются на трансформаторах-линиях (ТЛ). Трансформатор Тр2 обеспечивает магнитную связь плеч генератора, закорачивая коллекторную цепь генератора по четным гармоникам. Одновременно обмотки Тр2 используются в качестве блокировочных дросселей в цепи питания транзисторов. Дополнительные обмотки трансформаторов Тр1, Тр3 необходимы для симметрирования базовых цепей относительно «земли». Резистор Rкор и конденсатор Скор составляют простейшую цепь, корректирующую амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) генератора в области верхних частот. Неравномерность АЧХ возникает вследствие снижения напряжения на эмиттерно-базовом переходе в области верхних частот, обусловленного сопротивлением базы, индуктивностью ее вывода и емкостью перехода эмиттер-база. Резистор Rкор снижает коэффициент передачи входной цепи на нижних частотах рабочего диапазона, а конденсатор Скор, шунтируя резистор Rкор, повышает коэффициент передачи в области верхних частот. Однако такая схема коррекции приемлема лишь на частотах ниже 3ωТ/βо. При работе генератора на более высоких частотах применяются сложные схемы коррекции, описание и расчет которых можно найти в [7]. Расчет блокировочных элементов в коллекторной цепи ведется следующим образом: ; Соответственно для базовой цепи: ; В этих формулах Rк – сопротивление коллекторной нагрузки; | Zвх | =- модуль входного сопротивления транзистора; - нижняя частота рабочего диапазона генератора. Смещение на базы транзисторов задается делителем R1,R2. При этом в мощных генераторах на биполярных транзисторах (десятки-сотни Вт) напряжение смещения подается от отдельного низковольтного источника (см. рисуок 4.22). В менее мощных ступенях для питания цепей смещения можно использовать источник коллекторного напряжения (рисунок 4.23). В мощных генераторах применение общего источника приводит к большим потерям мощности в резисторах R1. Чтобы напряжение смещения не зависело от режима генератора, ток делителя R1, R2 должен быть в 2-3 раза больше постоянной составляющей тока базы Iб0. Таким образом, Eс/(R1+R2)=(2-3) Iб0 (4.5) C другой стороны при известном напряжении смещения на базе (Еб) (4.6) Таким образом, есть два уравнения с неизвестными R1 и R2. Решение этой системы уравнений позволяет определить параметры делителя напряжения в цепи базы. В схеме на рисунке 4.22 резисторы делителя смещения (R1, R2) могут использоваться в качестве Rд. При этом (4.7) Однако это возможно лишь при выполнении одновременно условий (4.5) и (4.6), т.к. в общем случае система трех уравнений может оказаться не совместимой. Если (4.7) удовлетворяет условиям совместимости, в схеме на рисунке 4.22 можно исключить Rд и дроссели L. На рисунках 4.24 представлены примеры согласующих трансформаторов на ТЛ. В отличие от обычных трансформаторов с магнитной связью между обмотками, ТЛ при работе на согласованную нагрузку имеет коэффициент передачи равный 1, поэтому в согласующих трансформаторах, как правило, используется несколько ТЛ и коэффициент передачи трансформатора представляет собой отношение целых чисел. При использовании в согласующем трансформаторе нескольких ТЛ продольные напряжения на них существенно отличаются (см. рис.4.24) и следовательно ТЛ- трансформаторы должны быть разными. В связи с этим, не рекомендуется использовать в схеме согласующего трансформатора более 4..5 ТЛ. На рисунке 4.24 представлены два варианта согласующих трансформаторов с коэффициентом передачи 1:4, иллюстрирующих возможность выравнивания продольных напряжений на ТЛ. В широкой полосе частот достаточно сложно обеспечить работу ТЛ на согласованную нагрузку, поэтому коэффициент передачи ТЛ становится зависимым от длины линии. Чтобы ослабить эту зависимость длина линии не должна превышать (0,1..0,2)λ на верхней частоте диапазона. Однако в этом случае продольная индуктивность линии оказывается слишком малой на нижней частоте диапазона. Проблема решается применением в ТЛ ферритового сердечника, который и обеспечивает необходимую продольную индуктивность. Заметим, что на нижнем (по отношению к земле) ТЛ продольного напряжения нет и, следовательно, нет необходимости в ферритовом сердечнике. Более подробную информацию о широкополосных трансформаторах можно найти в [ 6 ]. Рисунок 4.24 – Схемы согласующих трансформаторов 4.3.2 Схемы узкополосных генераторов Широкодиапазонные усилители находят применение на частотах до 30 – 60 МГц. На более высоких частотах относительная полоса используемых частот существенно сокращается, а в диапазоне СВЧ отношение максимальной частоты к минимальной обычно не превышает 1,1 – 1,2. Поэтому на таких частотах возможно использование узкополосных не перестраиваемых генераторов. В качестве элементов коррекции и согласования входной и выходной цепей используются Г-, Т- и П- образные LC контуры, схемы которых аналогичны элементарным звеньям фильтров нижних частот (ФНЧ). Варианты построения таких усилителей представлены на рисунке 4.25. Здесь L и C – блокировочные элементы. Если коэффициент перекрытия по частоте больше 1,2, но не превышает 2÷ 3, используются сложные цепи, содержащие до 3 ÷ 4 звеньев и обеспечивающие коэффициенты трансформации по сопротивлению до 10 (0,1) [9]. Усложнение согласующей цепи существенно затрудняет настройку генератора, поэтому в каждом конкретном случае следует выбирать минимально необходимое число звеньев На частотах выше 300 МГц в качестве индуктивностей согласующих цепей (L1) используются отрезки длинных линий полоскового типа. При длине короткозамкнутого отрезка l<λ/4 его входное сопротивление имеет индуктивный характер. В качестве емкостей согласующих цепей (C1,C2) на частотах примерно до 1ГГц используются конденсаторы, а на более высоких частотах в качестве конденсаторов используются металлизированные площадки, которые также могут рассматриваться как короткие (l<λ/4) разомкнутые линии с низким волновым сопротивлением. Действительно, входное сопротивление линии без потерь, замкнутой на конце, определяется выражением (4.8) Здесь W – волновое сопротивление линии. При l=λ/4, X= ∞, поэтому такой отрезок линии используют в качестве «металлического» изолятора; если l<λ/4, tg(2πl/λ)>0 и линия имеет индуктивный характер входного сопротивления. Заметим также, что вследствие периодичности функции в (4.8), линия будет индуктивностью и при условии (4.9) Входное сопротивление разомкнутой линии определяется выражением (4.10) и при условии (4.9), ctg(2πl/λ)<0, что соответствует емкостному входному сопротивлению разомкнутой линии. В качестве блокировочных элементов (L,C) на частотах до 1-2 ГГц используются катушки индуктивности и конденсаторы, а на более высоких частотах четверть волновые отрезки полосковых линий. Для блокировочных индуктивностей - короткозамкнутые с большим волновым сопротивлением (узкие полоски); для емкостей - разомкнутые с малым волновым сопротивлением (широкие полоски). На рисунке 4.25 приводится пример схемы генератора СВЧ и расположение его элементов на печатной плате. На частотах выше 1÷2 ГГц коэффициент усиления генератора в схеме с общей базой может быть выше, чем в схеме с общим эмиттером. Это учитывается в конструкции транзисторов, предназначенных для работы в схеме с общей базой. Именно этому случаю соответствует рисунок 4.25. Рисунок 4.26 – Генератор диапазона СВЧ. Разделительные и блокировочные емкости (С,СБЛ) представляют собой конденсаторы, включенные в схему поверхностным монтажом. Элементы цепей согласования и коррекции (С1,С2,С3,С4,L1,L2) выполнены в виде отрезков полосковых линий с l<λ/4. Блокировочные индуктивности представляют собой четверть волновые отрезки закороченные на концах блокировочными конденсаторами СБЛ. 4.4 Сложение мощностей генераторов высокой частоты Как следует из раздела 4.2.5 при совместной работе АЭ на общую нагрузку, вследствие взаимной зависимости режимов, существенно снижается надежность генератора. Поэтому по возможности избегают параллельного соединения АЭ в схеме генератора. Причем в случае биполярных транзисторов не допускается параллельная работа, если разброс параметров превышает 5%. Это положение иллюстрируется рисунком 4.27 Биполярный транзистор управляется током и поэтому различие входных сопротивлений транзисторов (даже в одной партии параметры транзисторов могут отличаться в несколько раз) приводит к существенному различию токов i1, i2. В результате, при параллельной работе, транзистор с меньшим входным сопротивлением получит больший ток управления, и будет отдавать ток в нагрузку, тогда как другой из-за малого тока базы работать практически не будет. Таким образом, желаемого удвоения мощности генератора не произойдёт. Проблема выравнивания входных сопротивлений может быть частично решена включением последовательно с цепями базы резисторов R>>rвх. При этом величина входных токов в основном будет определяться дополнительными резисторами. Однако в этом случае существенно возрастает входная мощность генератора, падает коэффициент усиления, а на высоких частотах за счет входной ёмкости транзистора усиление станет практически невозможным. В практике генераторостроения известны случаи параллельного включения до 10 транзисторов, но при этом категорически оговаривалась необходимость подбора транзисторов с разбросом параметров не более 5%. Такой генератор имеет крайне низкую надежность и сложен в эксплуатации. Широкое применение находит двухтактный вариант генератора на биполярных транзисторах, т.к. в этом случае удваивается входное сопротивление генератора и облегчаются условия межкаскадного согласования. Проблема выравнивания входных сопротивлений решается (как и в ламповых схемах) подбором индивидуального смещения на базы транзисторов. В случае полевых транзисторов с изолированным затвором используется как параллельное, так и двухтактное включение. Это объясняется тем, что полевой транзистор управляется напряжением на затворе и при параллельном соединении на всех транзисторах одно и тоже входное напряжение. Поэтому все транзисторы работают достаточно эффективно. Что касается надёжности таких генераторов, то она в любом из рассмотренных случаев остается низкой. 4.4.1 Синфазные мостовые схемы сложения мощностей В последние десятилетия, для увеличения мощности передатчиков широко применяются мостовые схемы сложения мощности, обеспечивающие независимую работу АЭ (или генераторов). Простейший электрический мост представляет собой двухвходовое устройство, собранное из 4-х пассивных элементов Z1...Z4. (см. рисунок 4.28). Если в этой схеме выполняется условие , то при подключении источника напряжения ко входу 1-2, разность потенциалов между точками 3-4 будет равна 0. Поменяем в последнем выражении местами Z2 и Z3. В результате получим условие, при котором напряжение приложенное ко входу 3-4 не попадёт на вход 1-2. Таким образом, условие «баланса» моста можно представить в следующем виде Z1·Z4 = Z3·Z2. Если теперь подключить ко входам моста два генератора, то при выполнении условия баланса моста, генераторы будут работать независимо друг от друга. Для того чтобы электрический мост можно было использовать для сложения мощностей, два соседних элемента моста должны быть активными, а остальные – реактивными. Такой мост представлен на рисунке 4.29. Амплитуды и фазы напряжений U1 и U2 подбираются так, чтобы токи I1 и I2 были синфазными и равными по величине. Тогда для направлений, выбранных на рисунке, токи суммируются в резисторе R4 и вычитаются в резисторе R3. В результате мощность обоих генераторов выделяется в резисторе R4, который в этом случае выполняет функции нагрузки. Резистор R3 представляет собой балластную нагрузку. Хотя в идеальном случае мощности в балластной нагрузке нет, тем не менее, исключать ее из схемы нельзя, т.к. только при её наличии обеспечивается независимость работы генераторов. Поскольку сохранить идеальную балансировку моста в процессе эксплуатации невозможно, часть мощности генераторов всегда выделяется и в балластной нагрузке. В реактивных элементах моста активной мощности естественно нет. В качестве реактивных элементов предпочтительнее использовать емкости, т.к. у конденсаторов потери меньше, чем в катушках индуктивности. Если фазу напряжения одного из генераторов изменить на 180º, резисторы R3 и R4 поменяются ролями. На практике рассмотренная схема применения не нашла, поскольку у генераторов различные условия работы: |U1|≠|U2|, а входные сопротивления моста – комплексные и разные по величине. Для случая, когда R3 = R4=R и X1=X2=X, Практическое применение находят электрические мосты трех типов: 1. Синфазные мосты, для нормальной работы которых выходные напряжения генераторов должны быть синфазными. 2. Квадратурные мосты для сложения мощностей, в которых необходимо обеспечить сдвиг напряжений генераторов по фазе на 90º. Эти мостовые устройства относительно узкополосны, т.к используют резонансные цепи. 3. Мосты сложения мощностей на широкополосных трансформаторах. На рисунке 4.30 представлены варианты Т-образных синфазных мостов на сосредоточенных элементах. Рисунок 4.30 – Варианты синфазных мостов на сосредоточенных LC -элементах Условие баланса таких мостов определяется следующими соотношениями . (4.11) Резонансная частота моста Для того чтобы убедиться в мостовых свойствах схем на рисунке 4.30, определим входное сопротивление моста для генератора в нормальной и аварийной ситуации, когда один из генераторов отключен. Рассмотрим такие ситуации на примере первой Т-образной мостовой схемы. При работе двух генераторов точки подключения генераторов эквипотенциальны, поэтому ток в цепи балластного резистора отсутствует. По цепи L,Rн протекает ток двух генераторов и кажущееся сопротивление элементов этой цепи удваивается. В результате для расчета входного сопротивления моста получится эквивалентная схема представленная на рисунке 4.31а. Рисунок 4.31 – Эквивалентные схемы Т-моста В соответствии с этой схемой С учетом (4.11) (4.12) В аварийной ситуации при отключении второго генератора эквивалентная схема моста соответствует рисунку 4.31б. В этом случае на резонансной частоте в контуре балластной нагрузки индуктивность L и правая по схеме емкость С взаимно компенсируются. Определим входное сопротивление моста для этого случая. (4.13) Итак, независимо от наличия, или отсутствия второго генератора, входное сопротивление моста на резонансной частоте остается неизменным, что является признаком мостового устройства. Аналогичные соот ношения могут быть получены и для остальных схем Т-образных мостов на рисунке 4.30. Заинтересованный читатель может проверить это самостоятельно. Заметим, что в аварийной ситуации мощность оставшегося генератора поровну распределяется на балластной и полезной нагрузке. Это означает, что общая мощность на выходе схемы сложения при отключении одного генератора упадёт в 4 раза. Потери мощности в балластной нагрузке крайне не желательны, поэтому в устройствах с выходной мощностью более 0,5…1 кВт используют схемы обхода моста сложения мощностей. При этом в аварийной ситуации мост сложения мощностей отключается, а оставшийся генератор подключается непосредственно к нагрузке и отдает в неё всю мощность. Очень важно обеспечить равенство сопротивления нагрузки и входного сопротивления моста, т.к. в этом случае отпадает необходимость подстройки генератора после обхода моста. Из расчета входных сопротивлений Т-образного моста (4.12), (4.13) следует, что условия обхода для него выполняются. Мосты на сосредоточенных элементах применяются в диапазоне частот примерно до 2 ÷ 3 МГц. На более высоких частотах, как правило, используются мосты на отрезках длинных линий (коаксиальных, двухпроводных, полосковых). При этом используются следующие свойства линии: Входное сопротивление линии длиной (2n+1)λ/4 с волновым сопротивлением W, нагруженной на активное сопротивление R определяется выражением Линия длиной nλ/2 в аналогичных условиях не преобразует сопротивление нагрузки, т.е. Rвх=R. На рисунке 4.32 представлены два типа синфазных мостовых устройств на двухпроводных линиях, применяемые в диапазоне до 30 МГц. Рисунок 4.32 – Синфазные мосты на двухпроводных линиях Токи генераторов в сторону полезной нагрузки проходят одинаковые пути равные λ/4 и в нагрузке складываются. В сторону балластной нагрузки, вследствие разности путей, токи генераторов приходят в противофазе и взаимно компенсируются. Кажущееся сопротивление в точках подключения полезной нагрузки составит 2Rн, а точки подключения балласта окажутся короткозамкнутыми. Как отмечалось выше, отрезок линии длиной (2n+1)λ/4 короткозамкнутый на конце имеет входное сопротивление равное ∞. Таким образом, токи генераторов буду протекать только в сторону полезной нагрузки. Входное сопротивление моста для каждого генератора составит (4.14) При выходе из строя и отключении одного генератора, ток оставшегося генератора поровну распределится между полезной и балластной нагрузками. В сторону каждой нагрузки входное сопротивление моста составит и . Поскольку Rн=Rб, то общее входное сопротивление моста, равное параллельному соединениюи, также определится выражением (4.14). Следовательно, рассмотренное устройство действительно обладает свойствами электрического моста. На практике, особенно на нижних частотах ВЧ диапазона длина отрезков линии может быть очень велика (десятки метров), поэтому вместо отрезка 3λ/4 используют скрещивание проводников четвертьволновой линии, получая таким образом необходимый фазовый сдвиг 180º. Этот вариант также представлен на рисунке 4.32. Для обхода такого моста в аварийной ситуации необходимо чтобы Rвх=Rн. Из выражения (4.13) следует, что при этом волновое сопротивление линии должно составлять (4.15) На частотах выше 50 МГц используются отрезки коаксиальных и полосковых линий. Варианты таких мостов представлены на рисунке 4.33. Рисунок 4.33 – Коаксиальный и полосковый синфазные мосты Принцип их действия ничем не отличается от двухпроводных мостов. Но поскольку такие линии не поддаются скрещиванию, вариант с укороченной стороной здесь не возможен. В диапазоне сантиметровых и более коротких волн возможно использование упрощенного синфазного моста, варианты которого представлены на рисунке 4.34. Рисунок 4.34 – Варианты упрощенного синфазного полоскового моста Как и в предыдущем случае, входное и волновое сопротивления моста определяются выражениями (4.14) и (4.15). Форма мостов этого типа определяется необходимостью слабой электромагнитной связи между линиями. Вариант моста на рисунке 4.34а можно применять лишь в том случае, когда расстояние между точками подключения генераторов не превышает длины безвыводного балластного резистора. В противном случае индуктивность выводов этого резистора может существенно повлиять на работу моста. Чтобы сблизить концы линий при слабой связи между ними, используются варианты представленные на рисунках 4.34б и 4.34в. 4.4.2 Квадратурные мосты сложения и деления мощностей Широкое применение в современных генераторах, благодаря ряду полезных свойств, находят квадратурные мосты, используемые в качестве сумматоров и делителей мощности. В качестве простейшего квадратурного моста используется «трёхдецибельный» направленный ответвитель (НО), который представляет собой две линии (коаксиальных, или полосковых) связанных на интервале λ/4 и нагруженных на согласованные нагрузки (см. рисунок 4.35). Рисунок 4.35 - 3х-дБ направленные ответвители Генератор подключён ко входу 1. В линии 1 – 2 протекает ток I1. За счёт магнитной связи между линиями в линии 3 – 4 наводится ток Iм, а за счет электрического поля через взаимную ёмкостную связь токи Ic. Подбором волнового сопротивления линии и расстояния между линиями на участке взаимодействия можно добиться компенсации наведённых токов на входе 4. Н а входе 3 наведённые токи соответственно сложатся. Если при этом длина участка взаимодействия составит λ/4, то мощность генератора поделится поровну между входами 2 и 3. Таким образом, мощность на выходе линии 3 – 4 составит половину мощности генератора, т.е. будет ослаблена по отношению к мощности генератора на 3 дБ (отсюда и название НО). В схеме представленной на рисунке 4.35, НО используется в качестве устройства деления мощности, причем входы 1 и 4 взаимно развязаны, а напряжения на них сдвинуты по фазе на 90°. Наличие двух взаимно развязанных входов позволяет использовать НО в качестве моста сложения мощностей. Для этого генераторы подключаются к развязанным входам 1 и 4 ( см. рисунок 4.36) Рисунок 4.36 – Квадратурный мост сложения мощностей на связанных линиях При выборе фазового сдвига напряжений генераторов равным 90° (как показано на рисунке 4.36), сигнал со входа 1 поступит на вход 3 с тем же фазовым сдвигом 0°, а на вход 2 с запаздыванием на 90°. Аналогично со входа 4 на вход 2 сигнал поступит со сдвигом 90°, а на вход 3 - 180°. Таким образом, на входе 2 произойдет сложение мощностей и сюда должна подключаться полезная нагрузка. На входе 3 токи вычитаются и здесь должна быть включена балластная нагрузка. Поскольку для сложения мощностей напряжения генераторов должны отличаться по фазе на 90°, мост получил название – «квадратурный». У конструкции моста, представленной на рисунке 4.36, есть два недостатка осложняющих её практическое использование: 1. Генераторы располагаются по разные стороны моста. Схема становится асимметричной, что может вызвать дополнительные фазовые сдвиги, нарушающие работу устройства. 2. В полосковом исполнении, для обеспечения необходимой ёмкостной связи, зазор между линиями оказывается слишком узким, что может привести к электрическому пробою. Первый недостаток на практике устраняется скрещиванием линий (см. рисунок 4.37). В этом случае одна линия разрывается и её части связываются перемычками Рисунок 4.37 – Квадратурный мост со скрещенными линиями Для усиления связи между линиями на них можно наложить металлические бруски и проложить между ними диэлектрик с высокой диэлектрической постоянной, как показано на рисунке 4.38. При этом можно существенно увеличить ёмкость связи между линиями при технологически приемлемом зазоре. Такая конструкция может применяться и в скрещенном варианте Рисунок 4.38 – Квадратурный мост с увеличенной ёмкостью связи между линиями Другой путь усиления связи между линиями заключается в увеличении длины участка взаимодействия. В конструкции «тандем» длина участка взаимодействия увеличивается за счет последовательного включения двух НО ( см. рисунок 4.39а). Значительно увеличить ёмкость связи удаётся в конструкции «на встречных стержнях» (рисунок 4.39б) Рисунок 4.39 – Варианты квадратурных мостов В настоящее время наибольшее применение находят мосты на встречных стержнях. В частности, конструкция на рисунке 4.39б известна под названием «мост Ланге». Основной недостаток последних мостов - необходимость очень высокой точности изготовления. Достаточно отметить, что зазор между линиями может составлять величину порядка 0,1 мм. Помимо мостов на связанных линиях применение находят и так называемые «квадратные» квадратурные мосты. Один из вариантов такого моста в полосковом исполнении и его аналог на сосредоточенных элементах представлены на рисунке 4.40а Рисунок 4.40а - Варианты квадратурных мостов В сторону балластной нагрузки сигналы от генераторов приходят в противофазе, поэтому кажущееся сопротивление на входе 2 равно 0. Соответственно входное сопротивление участка 1 – 2 и 4 – 2 равно ∞. Поэтому токи генераторов в сторону Rн протекают только по участкам 1 – 3 и 3 – 4. Входное сопротивление линии 3 – 4 в этом случае определяется выражением . Поскольку на входе 3 токи генераторов синфазны, кажущееся сопротивление на входе 3 равно 2. Соответственно на входе 1 сопротивление . Таким образом, входные сопротивления моста для генераторов Rвх3=2=; Rвх1= (4.15) Полагая Rвх1= Rвх3=Rн= Rб, решим систему уравнений (4.25) относительно W1 и W2. В результате получим W1= Rн ; W2 (4.16) В аварийной ситуации (например при коротком замыкании в генераторе на входе 1), линии 2 – 1 и 3 – 1 будут представлять собой «металлические изоляторы» и их можно исключить из рассмотрения схемы моста для этого случая. В результате получим следующую схему (рисунок 4.41). Рисунок 4.41 – Схема моста в аварийной ситуации Определим входное сопротивление моста, полагая, что выполняются условия (4.16) ; , где ; Подставляя в эти выражения соответствующие значения Rб, W1, W2, окончательно получим . Таким образом, имеют место все признаки электрического моста. Следует отметить, что при соответствующем выборе волновых сопротивлений линий моста, возможна также трансформация сопротивления нагрузки, т.е. [7]. На рисунке 4.40б представлен аналогичный мост на сосредоточенных элементах, в котором используется известное свойство цепи, аналогичной фильтру нижних частот, поворачивать фазу выходного напряжения на 90º . Звенья соответствующие W1 и W2 представлены на рисунке 4.42 Рисунок 4.42 – LC звенья аналогичные линиям длиной λ/4 с волновыми сопротивлениями W1,W2 Параметры звеньев выбираются следующим образом: ; ; В схеме на рисунке 4.40б С=С1+С2. Применение находят и комбинированные схемы моста, когда за счет подключения на входах моста из полосковых линий дополнительных емкостей удается значительно сократить длину линий. Квадратурные мосты используются при построении «балансных» схем транзисторных усилителей. Такая схема представлена на рисунке 4.43. Благодаря использованию квадратурного моста на входе, даже при комплексном входном сопротивлении транзисторов, входное сопротивление усилителя оказывается чисто активным, т.к. мощность отраженной волны в этом случае рассеивается в балластной нагрузке и не попадает на вход уси- лителя. Аналогичная картина имеет место на выходе усилителя. Рисунок 4.43 – Балансный усилитель мощности При комплексном характере сопротивления нагрузки усилителя, мощность отраженной волны поглощается в балластной нагрузке и не попадает в коллекторные цепи усилителя. В результате сопротивление коллекторной нагрузки оказывается чисто активным. Следует однако заметить что эти рассуждения справедливы, если входные и выходные сопротивления транзисторов одинаковы. В связи с этим, в подобных усилителях используют специальные «балансные» транзисторы. Балансный транзистор (БТ) представляет собой два транзистора выполненные на одном кристалле и в одном корпусе. Поэтому разброс параметров у таких транзисторов минимален. Кроме того, в корпусе балансного транзистора могут быть встроены корректирующие и согласующие цепи, обеспечивающие стандартные сопротивления 50 Ом на входе и выходе транзисторов. В последнем случае балансные транзисторы выпускают на определённый диапазон частот. 4.4.3 Широкополосные мосты на трансформаторах Рассмотренные мосты сложения мощностей относятся к категории резонансных устройств и способны эффективно работать при коэффициенте перекрытия по частоте порядка 1,2. Для широкополосного сложения мощностей используются схемы на трансформаторах c коэффициентом передачи 1:1. Простейший синфазный мост такого типа представлен на рисунке 4.44а. В нормальном режиме сложения мощностей токи генераторов протекают через обмотки трансформатора в противоположных направлениях. Поэтому магнитные поля обмоток взаимно компенсируются и кажущееся сопротивление трансформатора для генераторов равно 0 . По нагрузке токи протекают в фазе, вследствие чего кажущееся сопротивление нагрузки удваивается (2R). В балластной нагрузке ток отсутствует т.к. предполагается равенство выходных напряжений генераторов по амплитуде и фазе. В аварийной ситуации (обрыв в цепи одного генератора, или короткое замыкание) эквивалентные схемы устройства сложения мощностей принимают вид, соответствующий рисункам 4.44б и 4.44в. В частности, в первом случае (рисунок 4.44б) сопротивление балластной нагрузки трансформируется к точкам а-с с уменьшением в 4 раза. В результате сопротивление нагрузки для генератора составит Рисунок 4.44 – Эквивалентные схемы трансформаторного моста Для того, чтобы входное сопротивление моста, как и в нормальном режиме Rвх = 2R, Rб должно равняться 4R. Аналогично для короткого замыкания второго генератора (рисунок 4.44в), сопротивление нагрузки R трансформируется к точкам а-б со значением 4R. Входное сопротивление моста для генератора в этом случае составит Таким образом, все признаки электрического моста имеют место. Теоретически, для идеального трансформатора, полоса такого моста не ограничена. В реальных условиях снизу полоса ограничивается значением индуктивности намагничивания трансформатора, а сверху индуктивностью рассеяния и паразитными ёмкостями обмоток. Другой вариант трансформаторного моста представлен на рисунке 4.45. Рисунок 4.45 – Трансформаторный мост сложения мощностей В этом случае, число трансформаторов соответствует числу генераторов. На рисунке 4.45а приведена синфазная схема сложения мощностей двух идентичных генераторов. Поскольку разность потенциалов на балластном резисторе отсутствует, мощность в нём не выделяется и входное сопротивление моста (R) для каждого генератора соответствует Rн/2. R= Rн/2 (4.17) В аварийной ситуации, при отключении одного генератора эквивалентная схема моста соответствует рисунку 4.45б. Верхний по схеме трансформатор может быть исключён, т.к. его обмотки эквипотенциальны. Таким образом, получаем эквивалентную схему на рисунке 4.45в. В этой схеме ток через обмотки трансформатора Т2 протекают в противофазе. Поэтому кажущееся сопротивление трансформатора равно 0. Поскольку в этой ситуации для моста должно выполняться условие (4.17), то сопротивление балластного резистора должно быть равно Rн. При коротком замыкании одного генератора эквивалентная схема моста соответствует рисунку 4.45г. Совершенно очевидно, что и в этом случае, для выполнения условия (4.17), сопротивление балластной нагрузки должно удовлетворять условию Rб= Rн=2R. Принцип построения моста, рассмотренный в последнем случае, может быть положен в основу многополюсных мостовых устройств, варианты которых представлен на рисунке 4.46. Рисунок 4.46 – Многополюсные трансформаторные мосты сложения мощности Входное сопротивление моста R для одного генератора в этих схемах R= Rб = Rн/N Обычные трансформаторы способны передавать колебания с верхней частотой не более 30-40 МГц, что обусловлено влиянием индуктивности рассеяния и межвитковой паразитной емкости обмоток. При необходимости передать более высокие частоты используют трансформаторы-линии (ТЛ). Такие мосты способны работать до 1ГГц. Однако на частотах выше 700 МГц широкой полосы, как правило, не требуется, поэтому там выгоднее использовать более простые резонансные мосты. 4.4.4 Сложение мощностей генераторов с разными выходными параметрами В предшествующем материале по умолчанию предполагалось, что генераторы имеют идентичные параметры, обеспечивающие баланс электрического моста. На практике это условие обычно выполняется с некоторой погрешностью, поэтому следует рассмотреть особенности работы устройства сложения мощностей при рассогласовании выходных параметров генераторов. Воспользуемся для этого простейшей схемой на рисунке 4.29. Предположим что токи генераторов в балластной (R3) и полезной (R4) нагрузках отличаются по амплитуде и фазе. В этом случае токи в балластной и полезной нагрузках равны Полагая, что R3 = R4 = R, определим мощность в каждой нагрузке Рб=0,5|Iб|2·R=0,5I12R[(1- k cosφ )2+ k2 sin2φ]= 0,5I12R (1-2k cosφ+ k2 ) Рн=0,5|Iн|2·R=0,5I12R[(1+ k cosφ )2+ k2 sin2φ]= 0,5I12R (1+2k cosφ + k2) Коэффициент полезного действия моста определим следующим образом (4.18) Если амплитуды токов равны (k=1), но не совпадают по фазе (4.19) Наоборот, при синфазных токах с различными амплитудами (4.20) На рисунке 4.47 представлены графики зависимостей (4.18) для некоторых частных случаев значений φ и k. Из полученных зависимостей видно, что при отличи токов генераторов до 30° по фазе, или до 60% по амплитуде, к.п.д. моста не падает ниже 90%. В рамках настоящего пособия естественно невозможно было осветить все проблемы теории и проектирования устройств сложения и деления мощностей. Детальную информацию по этим вопросам можно найти можно найти в [8]. Рисунок 4.46 – Коэффициент полезного действия моста сложения мощностей 4.5 Колебательные системы выходных ступеней радиопередающих устройств Выходная ступень передатчика работает непосредственно на антенну, либо на антенный фидер и её колебательная система выполняет следующие основные функции: • Преобразование произвольного (в общем случае комплексного) сопротивления антенны (фидера) в чисто активное, оптимальное по величине сопротивление нагрузки генератора. • Фильтрация высших гармоник (обеспечение электромагнитной совместимости). Кроме того, выходная колебательная система должна обеспечить необходимую форму амплитудно-частотной характеристики и высокий к.п.д. В зависимости от требований к уровню побочных излучений колебательная система (КС) может быть простой одноконтурной, многоконтурной, либо представлять собой систему коммутируемых фильтров. 4.5.1 Одноконтурная колебательная система Несколько вариантов одноконтурной КС представлено на рисунке 4.47. Рассмотрим процесс передачи энергии через КС и преобразование в ней сопротивления нагрузки. В общем случае сопротивление внешней нагрузки (антенны, фидера) имеет комплексный характер ZA = RA +j XA. Однако, при настройке контура в резонанс реактивность нагрузки XA. компенсируется соответствующей реактивностью контура, поэтому в дальнейшем будем полагать, что ZA = RA. Поскольку в контуре имеют место собственные потери, представленные на рисунке 4.47а. резистором RП, то мощность, поступающая в КС от генератора (Р1) распределится между этими сопротивлениями. Причем выходной (полезной) мощностью (РА) будет лишь мощность, выделяющаяся в RA. Рисунок 4.47 – одноконтурная колебательная система Таким образом, коэффициент полезного действия КС может быть определен следующим образом (4.21) Обозначим полное сопротивление потерь в контуре RПΣ = , тогда (4.21) примет вид (4.22) Предполагая, что реактивная часть нагрузки учтена в L или С контура, получим следующие выражения для характеристического сопротивления контура ( ρ), нагруженной добротности (QН), собственной добротности (Qхх ), эквивалентного сопротивления нагруженного контура (Rк) и сопротивления «холостого хода» (Rхх) ; ; (4.23) Умножая числитель и знаменатель дроби в (4.22) на ρ, получим следующие выражения (4.24) Поскольку от нагруженной добротности зависит полоса пропускания контура ΔF = ( где ), то из (4.24) следует, что увеличивая к.п.д. КС за счет уменьшения нагруженной добротности, мы неизбежно понижаем степень фильтрации побочных излучений, т.к. при этом расширяется полоса контура ΔF. Казалось бы, что при неизменной добротности QН к.п.д. контура можно увеличить увеличивая Qхх. Однако реальные контуры имеют добротность холостого хода не более 200 – 400, ценой использования дорогих высокодобротных катушек индуктивности. Поэтому такой путь повышения коэффициента полезного действия КС имеет определённые границы и проблема электромагнитной совместимости приходится решать, используя сложные многоконтурные КС. Другая проблема одноконтурной КС связана с подбором величины Rк, которая для обеспечения оптимального режима генератора должна быть вполне определённой величины. Поскольку сопротивление нагрузки RA величина фиксированная, изменение Rк возможно только изменением ρ, т.е. изменением L или C, что неизбежно приведёт к расстройке контура. Регулировка КС становится очень сложной. Проблемы одноконтурной КС частично удается решить в схемах представленных на рисунках 4.47б и 4.47в. Здесь появляются дополнительные степени свободы в регулировке Rк. Во-первых за счёт частичного включения контура в коллекторную цепь генератора емкостным делителем С1, С2, и во-вторых путем регулировки вносимого в контур сопротивления со стороны ZA c помощью элементов связи Сс, или Lc. Контуры этого типа получили название П-контуры. К их достоинству следует отнести и повышенную степень фильтрации побочных излучений, которая объясняется наличием двух параллельных емкостных связей, существенно ослабляющих напряжение высших гармоник на выходе КС. В тех случаях, когда одноконтурная система не обеспечивает фильтрации побочных излучений, применяются многоконтурные системы. На рисунке 4.48а приводится вариант трёхконтурной КС при индуктивной связи между первым и вторым контурами. Первый контур обычный и удобен при использовании последовательной схемы питания коллекторной цепи генератора. Остальные контуры П-типа и их назначение обеспечение требуемой фильтрации побочных излучений. Увеличение числа контуров обычно идет по пути наращивания числа П-образных звеньев и в передатчиках мощностью 1000 и более кВт число контуров может достигать 5…6. Рисунок 4.48 – Многоконтурные колебательные системы Рассмотрим процесс передачи мощности в многоконтурной КС с помощью условной схемы, представленной на рисунке 4.48б. Здесь Р1…РN мощность поступающая в соответствующий контур. Каждый контур имеет собственную нагруженную добротность Q1…QN , и к.п.д. ……… Определим к.п.д. колебательной системы в целом Таким образом, общий к.п.д. КС равен произведению к.п.д. всех контуров. Заметим, что одноконтурная КС передатчиков мощностью до 10 кВт имеет к.п.д. не более 70 – 80 %. У сверхмощных передатчиков, при том же допустимом уровне побочных излучений и четырёх – пяти контурах в КС, к.п.д. может достигать 95 – 98%, т.к. нужная избирательность достигается при нагруженной добротности контуров Qi ≈2 ÷ 4. 4.5.2 Колебательные системы на отрезках линий с распределёнными параметрами По мере повышения рабочей частоты КС характеристическое сопротивление контура ρ и эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки Rк можно сохранить неизменными только при одновременном уменьшении L и С (4.23). Однако, когда емкость контура уменьшится до паразитной ёмкости коллекторной цепи Со, дальнейшее повышение резонансной частоты контура становится возможным лишь за счёт уменьшения индуктивности и следовательно уменьшения ρ и Rк. Чтобы сохранить оптимальное зна- чение Rк приходится увеличивать нагруженную добротность QН и следовательно снижать к.п.д. КС. В этой ситуации вместо катушки индуктивности в контуре используют отрезки короткозамкнутых линий с распределёнными параметрами, которые отличаются существенно большими значениями Qхх (до 2000), что позволяет поддерживать оптимальные значения Rк и приемлемые значения к.п.д. на более высоких частотах. Как уже отмечалось ранее (см. раздел 4.3.2), входное сопротивление линии короткозамкнутой на конце, определяется выражением (4.8) и при условии (4.9) имеет индуктивный характер входного сопротивления. Простейшая колебательная система в этом случае образуется выходной ёмкостью генератора и входной индуктивностью линии. Резонансу в такой колебательной системе соответствует следующее выражение (4.25) Учитывая, что λο = 2πvc/ωο, где vc - скорость света, для резонансной частоты ωο на основании (4.25) получим (4.26) Полученное выражение является трансцендентным, поэтому решение его относительно ωο определим графически (см. рисунок 4.50). Поскольку котангенс – перио-дическая функция, уравнение (4.26) имеет бесчисленное множество решений. Тем не менее, коле-бательная система такого вида обладает свойством фильтрации высших гармоник, т.к. резонансные частоты ωοi в общем случае не кратны друг другу. Однако вероятность совпадения одной из резонансных частот с частотой гармоники не исключается. Решим теперь уравнение (4.25) относительно резонансной длины линии l. (4.27) Таким образом, одной резонансной частоте (длине волны) соответствует бесчисленное множество отрезков отличающихся на целое число n·λο/2. Эта особенность контура с линией используется, если минимальный отрезок линии lo (n=0) оказывается слишком коротким (например, меньше длины вывода внутри корпуса АЭ). Следует однако иметь в виду, что удлиннение линии приведет к увеличению потерь в ней и к снижению Qхх. Глава 5. Возбудители Возбудитель является неотъемлемой частью любого передатчика. Основное назначение возбудителя – генерация высокостабильных несущих частот. В возбудителе возможно также управление колебаниями высокой частоты в соответствии с передаваемым информационным сигналом (см. рисунок 1.1). Упрощенная структурная схема возбудителя представлена на рисунке 5.1. Рисунок 5.1 – Структурная схема возбудителя Здесь ОГ – высокостабильный опорный генератор; С - синтезатор частот; СМ – смеситель; ФВР - формирователь видов работ; ИС - информационные сигналы; ИП – стабилизированный источник питания. Опорный генератор обеспечивает необходимую стабильность частоты возбудителя. Синтезатор частот на основе частоты опорного генератора создает «сетку», которая может насчитывать десятки тысяч выходных и вспомогательных частот. Формирователь видов работ осуществляет модуляцию промежуточной частоты ( fПЧ ) информационным сигналом. Смеситель осуществляет перенос модулированных сигналов на рабочую частоту. Возбудитель включает также усилители, обеспечивающие работу на стандартную нагрузку 50 или 75 Ом и стабилизированный источник питания. В радиовещательных передатчиках, работающих, как правило, на фиксированных частотах, возбудитель может представлять собой просто высокостабильный автогенератор, рассчитанный на две – три сменных частоты. К основным параметрам возбудителя относится: диапазон рабочих частот, дискретное или плавное изменение частоты, «шаг сетки» частот, нестабильность выходной частоты, виды модуляции (манипуляции), формируемые в возбудителе, уровень побочных излучений, время перехода с одной частоты на другую. На основании выше изложенного можно сделать вывод, что основными элементами возбудителя являются автогенераторы и, следовательно, изучение возбудителей следует начать с изучения теории автогенератора и мер по обеспечению стабильности его частоты. 5.1 Общие сведения об автогенераторах Генератор с внешним возбуждением может быть переведён в режим генератора с самовозбуждением (автогенератор), если напряжение возбуждения от внешнего источника заменить напряжением с той же амплитудой и фазой с выхода генератора (см. рисунок 5.2). Таким образом, условие существова-ния автоколебаний может быть запи-сано в следующем виде: Пройдём по кольцу обратной связи, полагая, что режим генератора недонапряженный или критический, а характеристики АЭ - идеализированные С учетом этих выражений и (5.1), получим . В экспоненциальной форме это уравнение принимает вид: (5.2) Выражение (5.2) можно заменить системой действительных уравнений 1 = SсрK·Rк (5.3) φs+ φк+ φz = 2π·n, где n=0, 1, 2, 3,… (5.4) Первое из них (5.3) отражает амплитудные условия в автогенераторе, а второе фазовые соотношения в кольце обратной связи. В литературе эти условия получили название соответственно «баланс амплитуд» и «баланс фаз». 5.2 Амплитудные условия в автогенераторе В выражении баланса амплитуд (5.3) от амплитуды колебаний практически зависит лишь величина средней крутизны, т.к. коэффициент обратной связи обычно определяется делителем напряжения в нагрузочной цепи, который в первом приближении не зависит от амплитуды колебаний. Не зависят от амплитуды колебаний и параметры контура (Rк). С учётом этих выводов, преобразуем (5.3) к следующему виду (5.5) Здесь левая часть выражения зависит от амплитуды колебаний, а правая, при заданных параметрах K и Rк, - фиксирована. Исследуем зависимость Sср от амплитуды колебаний для случаев θ<900 , θ=900 и θ>900 . Для этого построим соответствующие динамические характеристики активного элемента и рассмотрим зависимость коллекторного тока от амплитуды напряжения возбуждения. В первом случае напряжение смещения Еу<Ε/у; соответствующие зависимости коллекторного тока от амплитуды возбуждения представлены на рисунке 5.3. Рисунок 5.3 – Коллекторный ток при θ<900 . Из рисунка в частности следует, что пока еу макс не превышает Ε/у, коллекторного тока нет, а затем до критического режима импульс тока растёт пропорционально еу макс и одновременно расширяется (увеличивается угол отсечки). В перенапряженном режиме рост коллекторного тока практически прекращается, вследствие появления провала. Для θ=900 , Еу=Ε/у и характер зависимости коллекторного тока от амплитуды возбуждения иллюстрируется рисунком 5.4. В этом случае, в области недонапряженного режима импульс тока растет пропорционально амплитуде возбуждения при неизменном угле отсечки. В перенапряженном режиме, как и при θ<900 , максимальное значение тока остается неизменным. Рисунок 5.4 - Коллекторный ток при θ=900 . Для θ>900, Еу>Ε/у. В этом случае появляется ток покоя и рост коллекторного тока сопровождается уменьшением угла отсечки (см. рисунок 5.5). При Uу< |Еу-Ε/у| отсечка коллекторного тока исчезает (θ=1800) Рисунок 5.5 - Коллекторный ток при θ>900 . Таким образом, на основании полученных результатов, можно построить зависимость тока первой гармоники (Iк1) и средней крутизны (Sср) от амплитуды возбуждения (см. рисунок 5.6). Здесь Sср=Sβ1= Iк1/ Uу Рисунок 5.6 – Колебательные характеристики генератора. Анализируя зависимости Sср=f(Uу), можно сделать вывод, что для θ>900 и θ=900 эти зависимости аналогичны по форме, тогда как при θ<900 форма характеристики существенно отличается. Исследуем зависимость амплитуды колебаний в автогенераторе от коэффициента обратной связи. Для этого воспользуемся записью баланса амплитуд в форме (5.5). Правая часть этого выражения, зависящая от К, на плоскости характеристики Sср=f(Uу) представляет собой прямую параллельную горизонтальной оси (прямая обратной связи). По мере увеличения коэффициента обратной связи прямая опускается и при появлении точки пересечения её с кривой зависимости Sср появляется возможность возникновения автоколебаний. Рассмотрим этот процесс сначала для θ>900 и θ=900. Согласно рисунку 5.7, при , условие (5.5) выполняется, однако при этом амплитуда колебаний равна 0. Дальнейшее увеличение К приводит к нарастанию амплитуды колебаний. Если затем уменьшать коэффициент обратной связи, амплитуда колебаний изменяется по той же траектории в сторону уменьшения. Рисунок 5.7 – Мягкий режим самовозбуждения Режим, в котором возможно возникновение колебаний с малых амплитуд, получил условное название «мягкий режим». Условием мягкого режима самовозбуждения является выбор угла отсечки θ>900 или θ=900 и величина KRк достаточная для выполнения условия (5.5) при Sср0 (индуктивности), то Х3<0 (ёмкость); если Х1, Х2<0, то соответственно Х3>0. Варианты схем представлены на рисунке 5.11б,в. Поскольку контур подключен к АЭ тремя точками, схемы этого типа получили название «трехточечные». Для построения полных схем автогенераторов необходимо в обобщённые схемы включить цепи питания. На рисунке 5.12 представлены соответственно «ёмкостная» (5.12а) и «индуктивная» (5.12б) трёхточечные схемы. В схеме 5.12а используется параллельная схема питания коллекторной цепи через дроссель Lбл. Роль индуктивности L3 здесь выполняет цепь L0,C0. Рисунок 5.12 – Схемы автогенераторов Добавление ёмкости Со обеспечивает частичное подключение контура к транзистору. Это необходимо для ослабления связи с АЭ, т.к. активная составляющая его междуэлектродной проводимости снижает добротность контура и соответственно фиксирующую способность автогенератора. Одновременно уменьшается влияние паразитной ёмкости транзистора на стабильность резонансной частоты контура. В индуктивной трёхточечной схеме (рисунок 5.12б) используется последовательная схема питания коллекторной цепи через индуктивность контураL1. Цепь L0,C0 выполняет те же функции, что и в предыдущей схеме, являясь эквивалентной ёмкостью С3. Конденсатор Ср – разделительный. Он исключает непосредственное подключение к базе напряжения источника Ек. На повышенных частотах, где пренебречь фазовым углом φs уже невозможно, возникают проблемы, связанные с тем, что при сохранении баланса фаз, контур автогенератора оказывается расстроенным. Действительно, баланс фаз сохраняется, т.к. возникающее при расстройке приращение фазового сдвига в нагрузочной цепи (Δφz) компенсирует величину φs. Однако расстройка контура приводит к уменьшению |Zк| и снижению электронного к.п.д. генератора. Кроме того, на повышенных частотах падает величина Sср, т.к. она у биполярного транзистора непосредственно связана с коэффициентом усиления по току |β|. В результате колебания могут не возникнуть вследствие нарушения баланса амплитуд. Наконец, при расстройке контура существенно падает крутизна фазовой характеристики φ/z (см. рисунок 3.26) и, следовательно, фиксирующая способность автогенератора. Для устранения этих последствий в цепь эмиттера (см.рисунок 5.12б) включается корректирующая цепочка Rк,Cк, которая компенсирует φs и обеспечивает работу автогенератора на частоте близкой к резонансной частоте контура. Расчет корректирующей цепи можно найти в [7]. Варианты схем автогенераторов не исчерпываются схемами, представленными на рисунке 5.12. Схемы могут существенно видоизменяться в зависимости от выбранной точки заземления; в них могут отсутствовать контурные конденсаторы, если в их качестве используются междуэлектродные емкости АЭ; возможны иные варианты подачи напряжения смещения и обратной связи [4, 5, 7]. Достаточно широкое применение находят автогенераторы, построенные на электронных приборах с отрицательным динамическим сопротивлением (туннельные диоды, диоды Гана). Типичная характеристика таких приборов представлена на рисунке 5.13а. Между точками a и с на этой характеристике имеется участок с отрицательной крутизной. На этом участке сопротивление диода переменному току отрицательно, поэтому если к диоду подключить колебательный контур, потери в нём могут быть компенсированы и возникнут незатухающие колебания. Рисунок 5.13 – Автогенератор на туннельном диоде Поскольку АЭ в этом случае двухэлектродный, коэффициент обратной связи К=1, и уравнение баланса амплитуд принимает вид (5.18) Здесь Sср – крутизна падающего участка характеристики диода. Эта величина обратна внутреннему сопротивлению диода Rд = 1/Sср, поэтому условие (5.18) принимает вид (5.19) Для выполнения этого условия, нагрузочная характеристика генератора должна проходить через точки а,б,с (см. рисунок 5.13а). Однако, если к диоду просто подключить нагрузку с сопротивлением Rн, то при включении источника питания установится режим соответствующий точке «а», где сопротивление диода положительно и не компенсирует потери в контуре. Для возникновения колебаний необходимо, чтобы после включения источника устанавливался режим точки «b». Но в этом случае сопротивление нагрузки должно соответствовать R0, и условие баланса амплитуд выполнено не будет, т.к. R0 < Rд (5.20) Для разрешения этого противоречия сопротивление нагрузки по постоянному току должно удовлетворять условию (5.20), а по переменному – (5.19). Один из возможных вариантов схемы автогенератора на туннельном диоде представлен на рисунке 5.13б. Здесь нагрузочный контур выполнен в виде электрического моста так, что При этом резистор R2 включен в диагональ моста и не зависимо от величины своего сопротивления не оказывает влияния на добротность контура и его эквивалентного сопротивления Rн. Резистор R1 через источник питания шунтирует нагрузочный контур, поэтому необходимо выполнить условие R1>>Rн. Если R2 выбрать меньше Rд, то сопротивление нагрузки по постоянному току будет равно , что соответствует условию (5.20). Транзисторные автогенераторы не могут работать в условиях жесткого радиационного облучения (например, в аппаратуре космических объектов), т.к. при этом p-n переходы утрачивают свои свойства. Диод с отрицательным сопротивлением, в отличие от транзистора, работает только в открытом состоянии и утрата свойств p-n перехода для него не имеет значения. 5.6 Кварцевые автогенераторы 5.6.1 Кварцевый резонатор Как следует из материалов раздела 5.4, стабильность частоты автогенераторов с колебательным контуром, как правило, не достаточна для формирования сигналов опорной частоты, поэтому для этих целей применяются автогенераторы с кварцевой колебательной системой. Кварцевая колебательная система (кварцевый резонатор) в простейшем случае представляет собой пластинку, вырезанную из кристалла кварца и помещённую между обкладками плоского конденсатора. Природный (или выращенный искусственно) кристалл кварца представляет собой шестигранную призму (см. рисунок 5.14), у которой имеется три типа осей симметрии – оптическая ZZ/, механические YY/ и электрические ХХ/. Поскольку кристаллический кварц представляет собой анизотропное вещество, свойства которого зависят от направления среза по отношению к осям симметрии, выбором типа среза определяется температурный диапазон резонатора, в котором он обеспечивает наибольшую стабильность частоты. Замечательным свойством кварца является пьезоэлектрический эффект, который заключается в возникновении на его гранях электрического заряда под действием приложенного механического усилия, например, сжатия или растяжения. Причём, знак заряда изменяется на противоположный при изменении направления приложенной силы (сжатия на растяжение). Это явление получило название «прямой пьезоэлектрический эффект». В кварцевом резонаторе используется обратный пьезоэлектрический эффект, при котором электрическое напряжение, приложенное к обкладкам его конденсатора, вызывает механическую деформацию, соответствующую направлению электрического поля. Если к резонатору приложено переменное напряжение, то пластина резонатора начинает колебаться и, как у любого твёрдого тела, при этом возможно проявление механического резонанса, заключающегося в резком увеличении амплитуды колебаний на определённой частоте, которая зависит от геометрических размеров пластины кварца. Например, резонанс наступает, если вдоль толщины пластины d укладывается нечётное число полуволн механической деформации Δ (см. рисунок 5.15). При четном числе механических полуволн, разность потенциалов на обкладках резонатора отсутствует, и колебания не возбуждаются. Рисунок 5.15 – Механический резонанс в кварцевом резонаторе Механическиё резонанс в кварцевой пластине сопровождается резонансом во внешней электрической цепи, причём, пластина ведёт себя аналогично последовательному резонансному контуру, т.к. в момент резонанса проводимость пластины резко возрастает. Эквивалентная электрическая схема кварцевого резонатора, с учётом ёмкости кварцедержателя С0 , представлена на рисунке 5.16. Рисунок 5.16 – Эквивалентная схема кварцевого резонатора Каждый последовательный контур эквивалентной схемы соответствует одной из механических гармоник. Ёмкость С0 образует дополнительные параллельные контуры. Активное сопротивление rq отражает тепловые потери в резонаторе, обусловленные внутренним трением в кристалле r1 и трением кристалла в обкладках конденсатора r0, т.е. rq= r0 + r1. Электрическое сопротивление резонатора Zq=Rq+jXq в области основной механической гармоники представлено частотной характеристикой на рисунке 5.16. На частотах ниже резонансной реактивное сопротивление резонатора имеет ёмкостный характер; на частоте последовательного резонанса резонатор имеет чисто активное сопротивление равное rq ; на частотах выше ω1, но ниже частоты параллельного резонанса , резонатор имеет индуктивный характер. На частоте ω2 наступает резонанс в параллельном контуре. Здесь активная составляющая сопротивления резонатора максимальна. При дальнейшем увеличении частоты, ниже области третьей механической гармоники, сопротивление резонатора в основном определяется ёмкостью обкладок кварцедержателя С0 . Эквивалентный последовательный контур резонатора отличается очень большим характеристическим сопротивлением и относительно малым сопротивлением потерь rq. Поэтому добротность кварцевых резонаторов может составлять величину до 107 единиц. Заметим, что у обычного контура добротность не превышает 400, а у контура на отрезке длинной линии не более 2000. Таким образом, кварцевый резонатор отличается огромной фиксирующей способностью и высокой эталонностью элементов Lq,Cq. Последняя особенность определяется слабой зависимостью линейных размеров кварцевой пластины от температуры, которая является основным дестабилизирующим фактором для кварцевого резонатора. Другой существенный для резонатора дестабилизирующий фактор обусловлен явлением «старения» кварцевой пластины. С течением времени, под действием механических деформаций, поверхность пластины покрывается микротрещинами, которые снижают её упругие свойства, определяющие эквивалентную емкость Сq . Кроме того, постепенно поверхность пластины загрязняется частицами и молекулами газов, оседающих из окружающей среды. При этом увеличивается масса пластины, которая определяет эквивалентную индуктивность Lq. Другие дестабилизирующие факторы, существенные для обычных контуров, для кварцевого резонатора значения не имеют. Влияние температуры в высокостабильных кварцевых генераторах устраняют путём помещения кварцевого резонатора (или автогенератора в целом) в термостат. Для прецизионных кварцевых автогенераторов применяют двойные и даже тройные термостаты. Обычно это подогревные термостаты, в которых с высокой точностью поддерживается температура порядка 50-600С. Применяются и реверсивные термостаты , в которых используется как подогрев, так и охлаждение. Такие термостаты способны работать при температуре близкой к температуре окружающей среды, поэтому на их работу требуются минимальные затраты энергии, и их целесообразно использовать в подвижных бортовых электронных устройствах. Последствия, связанные с явлением старения устраняются помещением кварцевого резонатора в стеклянный или металлический вакуумный баллон. Кроме того, на стадии производства резонаторов, их подвергают процессу искусственного старения, при котором резонатор включается в схему автогенератора и подвергается ускоренному старению при повышенных амплитудах механических деформаций. После такой «тренеровки» и откачки выделившихся газов, параметры резонатора практически не меняются с течением времени в условиях эксплуатации. Основные резонансные частоты резонатора как правило определяются толщиной пластины, которая уже на частотах 30 – 50 Мгц становится настолько тонкой, что не выдерживает механических деформаций. Поэтому для генерации более высоких частот используют возбуждение резонатора на механических гармониках. Параметры эквивалентной схемы резонатора на механической гармонике в первом приближении определяются следующим образом. Поскольку масса пластины не зависит от частоты, Lqn Lq; упругость пластины существенно зависит от частоты, поэтому Cqn ; ёмкость кварцедержателя Со от частоты естественно не зависит. Сопротивление тепловых потерь, как отмечалось выше, состоит из двух частей. При этом потери за счёт трения в кварцедержателе от частоты не зависят, а потери на внутреннее трение пропорциональны квадрату частоты. Таким образом, rqn= r0 + r1∙n2. Определим добротность резонатора на n-ой механической гармонике (5.21) Обычно r0 >> r1 , поэтому с увеличением n добротность резонатора сначала растёт, а затем, по мере увеличения знаменателя начинает падать. Максимальное значение Qn достигается при . При возбуждении кварцевого резонатора в нём могут возникать самые разнообразные типы механических деформаций. Наиболее часто встречающиеся, представлены на рисунке 5.17. Это деформация сдвига, сжатие - растяжение, изгиб, кручение. Возможность появления какой-либо из них, или сразу нескольких, зависит от способа крепления пластины в кварцедержателе и формы пластины. Причём каждому виду деформации соответствуют свои частоты, которые обычно не совпадают, но могут оказаться достаточно близкими. Это явление под названием «многоволнистость» может привести к скачкообразному изменению частоты автогенератора, если произойдёт смена типа деформации. Такая ситуация крайне не желательна, поэтому конструкцию резонатора стремятся выполнить так, чтобы вероятность многоволнистости была минимальной. Наиболее часто встречающиеся конструкции резонаторов представлены на рисунке 5.18. Рисунок 5.18 – Конструкции резонаторов Электроды плоского конденсатора выполняются, как правило, методом напыления металла, мало подверженного окислению (серебро, золото), на поверхность пластины. Сама пластина может вырезаться из кристалла в форме бруска, прямоугольной пластины, диска или линзы. В кварцедержателе пластина подвешивается на струнах или пружинах. Наименее вероятна многоволнистость у резонаторов дисковой и линзовой формы, поэтому в настоящее время они получили наибольшее распространение. 5.6.2 Схемы кварцевых автогенераторов В схемах автогенераторов кварцевый резонатор может быть использован в качестве эквивалентной индуктивности контура в интервале частот ω1<ω<ω2 (см. рисунок 5.16). Поскольку ёмкость Со обычно в 100 …1000 раз больше ёмкости Cq, этот интервал очень узкий, рабочая частота генератора ω близка к резонансным частотам резонатора, что позволяет практически полностью использовать фиксирующую способность резонатора. Схемы автогенераторов с использованием кварца в качестве индуктивности получили условное название «осцилляторные» и строятся они по принципам трёхточечных схем. Два варианта таких схем представлены на рисунках 5.19а, 5.19б. Рисунок 5.19 – Осцилляторные схемы автогенераторов Первый из них (рисунок 5.19а) аналогичен индуктивной трёхточечной схеме, в которой кварцевый резонатор выполняет функции индуктивности L2, включенной между эмиттером и базой транзистора. Роль второй индуктивости L1 выполняет контур, который на частоте генерации ω должен иметь индуктивную реакцию. Для этого резонансная частота контура ωο должна удовлетворять условию ωο>ω. Если вместо контура использовать катушку индуктивности баланс амплитуд и фаз может быть выполнен и на частоте механической гармоники, поэтому частота, на которой заработает автогенератор, становится неопределённой. Наличие контура в коллекторной цепи исключает такую возможность, т.к. на частоте мехнической гармоники его сопротивление существенно меньше, чем на основной частоте, соответственно значительно меньше будет сопротивление |Zк|, и выполнение баланса амплитуд становится маловероятным. Остальные элементы схемы имеют то же назначение, что и в ранее рассмотренных схемах автогенераторов. К числу достоинств этой схемы следует отнести слабое влияние на стабильность частоты процесса старения кварца, т.к. резонатор подключен к участку база – эмиттер, где при малых напряжениях соответственно не велика амплитуда механических колебаний. Недостатком такой схемы на биполярном транзисторе является значительная величина активной проводимости участка база - эмиттер, которая, шунтируя резонатор, снижает его фиксирующую способность Второй вариант осцилляторной схемы, эквивалентный ёмкостной трёхточке представлен на рисунке 5.19б. Здесь кварцевый резонатор выполняет функции индуктивности L3 , а контур в коллектрой цепи – функции ёмкости С1 . Для этого резонансная частота контура должна удовлетворять условию ωο>ω . Достоинством этой схемы является слабое влияние на фиксирующую способность резонатора внешних цепей, т.к. участок коллектор – база, к которому подключен резонатор, имеет относительно низкую проводимость. Однако, в этом случае напряжение на резонаторе оказывается высоким, что сказывается на интенсивности старения кварца и соответственно на стабильности частоты. Поэтому в такой схеме целесообразно использовать транзисторы способные работать при низких напряжениях питания (порядка 1,5 – 2 В). К числу достоинств схемы следует отнести возможность замены контура цепью RC1 (см.рисунок 5.19в), т.к. сопротивление этой цепи на частоте механической гармоники не велико и соответственно мала вероятность выполнения баланса амплитуд. Резистор R необходим для подачи напряжения питания на коллектор транзистора. В этом случае в схеме полностью отсутствуют катушки индуктивности, наличие которых существенно усложняет технологию производство радиоэлектронной аппаратуры. Автогенераторы такого типа на фиксированную частоту выпускаются в виде интегральных микросхем. Включение резонатора в качестве L1 между коллектором и эмиттером в индуктивной трёхточечной схеме не рекомендуется, т.к. при этом для коллекторной цепи понадобится параллельная схема питания, в которой кварцевый резонатор окажется шунтированным либо блокировочным дросселем, либо низкоомным резистором. В первом случае возникает вероятность возбуждения генератора в контуре, образованном блокировочным дросселем, независимо от присутствия резонатора, а во втором – низкоомный резистор, через который осуществляется питание коллекторной цепи, шунтирует резонатор, снижая его фиксирующую способность. Другие варианты схем автогенератора основаны на использовании резонатора в качестве узкополосного фильтра. Если в обычном автогенераторе с колебательным контуром в разрыв одной из его цепей включить кварцевый резонатор, то цепь будет замкнута только для колебаний с частотой его последовательного резонанса. Поэтому возбуждение колебаний в такой схеме станет возможным лишь при настройке контура автогенератора на эту частоту. Автогенераторы такого типа получили соответственно наименование - «фильтровые». Возможные точки включения резонатора в фильтровом автогенераторе представлены на рисунке 5.20а. Там же, в качестве примера (рисунок 5.20б), показана схема с включением резонатора в цепь базы транзистора Рисунок 5.20 – Схема фильтрового автогенератора . В такой схеме, последовательно с кварцевым резонатором включены входное сопротивление транзистора и сопротивление нагрузочного контура Zк , которые по величине значительно превосходят собственное сопротивление резонатора rq и соответственно снижают его фиксирующую способность. Частично ослабить влияние внешних цепей можно, включив резонатор в цепь эмиттера, а транзистор использовать с общей базой (рисунок 5.21а). Рисунок 5.21 – Схемы фильтровых автогенераторов В этой схеме, с одной стороны, последовательно с резонатором включено входное сопротивление транзистора с общей базой, которое приблизительно равно 1/S, и по величине значительно меньше rq. Практически полностью удаётся исключить влияние сопротивления внешних цепей в двухтранзисторной схеме «Батлера» (рисунок 5.21б). Здесь цепь нагрузочного контура подключена к резонатору через эмиттерный повторитель, у которого выходное сопротивление равно 1/S. Таким образом, общее сопротивление внешних по отношению к резонатору цепей оказывается незначительным по сравнению с rq, и фиксирующая способность кварцевого резонатора реализуется практически полностью. Как уже отмечалось выше, кварцевый резонатор может возбуждаться и на нечётных механических гармониках. Казалось бы достаточно, например, в схемах на рисунке 5.19а или 5.19б, перестроить контур на частоту какой-либо из механических гармоник, чтобы колебания возникли на соответствующей частоте. Однако реализовать эту возможность не всегда удаётся. Действительно, с ростом номера гармоники увеличивается проводимость емкости кварцедержателя Во=ωCo , которая в конце концов полностью зашунтирует кварцевую пластину (см. рисунок 5.22), превратив резонатор в реактивность ёмкостного характера. В результате, не будет выполняться баланс фаз, и возбуждение резонатора станет не возможным. Рисунок 5.22 – Частотная характеристика реактивной проводимости резонатора На рисунке 5.22 Вq – проводимость резонатора; В/q – проводимость кварцевой пластины; Вo - проводимость ёмкости Со. Если автогенератор предназначен для работы на одной гармонике, влияние ёмкости Со может быть устранено компенсирующей индуктивностью Lo, например, как это показано на рисунке 5.20б. Контур Lo, Со настраивается на частоту соответствующей механической гармоники. При необходимости перестройки генератора с одной гармоники на другую, применяют частотно независимые схемы нейтрализации ёмкости Со. Два варианта таких схем представлены на рисунке 5.23. В фильтровой схеме на рисунке 5.23а ток обратной связи через ёмкость Со компенсируется током через нейтродинный конденсатор СN, т.к. потенциалы точек a и b относительно «земли» противофазны. Условием полной нейтрализации Со является условие баланса моста Рисунок 5.23 – Схемы автогенераторов для возбуждения на механических гармониках Аналогичная нейтрализация ёмкости Со может быть выполнена в схеме Батлера, если в коллекторную цепь эмиттерного повторителя включить дополнительную нагрузку (R0). Для нейтрализации Со в этом случае необходимо выполнить следующее условие В последних схемах нейтрализация не зависит от частоты возбуждаемых колебаний, поэтому для перехода на другую гармонику достаточно перестроить контур автогенератора. 5.7 Диапазонно-кварцевая стабилизация частоты Автогенератор, возбуждаемый на механических гармониках кварцевого генератора, позволяет получить десятки частот с шагом, соответствующим интервалу между нечётными гармониками. В современных средствах радиосвязи требуется в сотни и тысячи раз большее количество частот при значительно меньшем интервале. Поэтому возбудители содержат помимо высокостабильного опорного генератора, устройства синтеза «сетки» частот, с заданными параметрами. К таким устройствам относятся умножители, делители и преобразователи частоты. В последние годы всё чаще прибегают к формированию гармонических колебаний заданной частоты цифровыми методами. В настоящем пособии не представляется возможным охватить всё многообразие существующих методов построения синтезаторов. При желании с ними можно ознакомиться в соответствующей литературе [9, 10]. В качестве примера мы рассмотрим лишь некоторые из них. 5.7.1 Компенсационный метод синтеза частот Структурная схема синтезатора, построенного с использованием метода компенсации, представлена на рисунке 5.24. Здесь приняты следующие обозначения: ОГ – опорный генератор; ГКИ – генератор коротких импульсов; ПФ – полосовой фильтр; СМ – смеситель; ГПД – генератор, плавно перестраиваемый в диапазоне частот; УПФ – узкополосный фильтр. Рисунок 5.24 – Компенсационный синтезатор частот Датчик опорных частот (ДОЧ) включает высокостабильный опорный генератор на частоту 1 или 5 МГц, делитель частоты, кратность которого N определяет шаг сетки частот, и генератор коротких импульсов, позволяющий получить практически равномерный спектр гармоник в широком диапазоне частот (см. рисунок 5.25а). Целью всех последующих преобразований является выделение из спектра гармоник одной необходимой в данный момент времени частоты fq. Для этого фильтром ПФ1 выделяется область частот Σfqn , содержащая частоту fq. Затем с помощью ГПД и смесителя, частоты Σfqn переносятся в область относительно низких частот Σfqn-f, на которых возможно изготовление узкополосного фильтра, способного выделить из спектра Σfqn-f одну частоту fq. Для этого могут быть использованы кварцевые или электромеханические фильтры способные обеспечить требуемую степень избирательности. Фильтр выполняется на фиксированную частоту fo с полосой пропускания Δf < fог/N (см. рисунок 5.25б). При этом условии в полосу пропускания УПФ будет попадать только одна частота из спектра Σfqn-f, которая определяется величиной f (частоты ГПД). Рисунок 5.25 – Формирование частот в компенсационном синтезаторе частоты Изменяя частоту ГПД, можно выделить любую частоту fq-f из спектра Σfqn-f, если fq-f ≈ fo. Заметим, что одновременно с изменением частоты ГПД, перестраиваются и фильтры ПФ1, ПФ2, изменяя положение соответствующей полосы частот Σfqn. Далее, частота на выходе УПФ снова смешивается с частотой ГПД, и фильтром ПФ2 выделяется требуемая частота fq (рисунок 5.25в). Следует особо отметить назначение фильтра ПФ1. При его отсутствии на входе УПФ после смесителя может появиться частота близкая к fo не только из области Σfqn, но и из области частот симметрично расположенных ниже частоты ГПД (зеркальная помеха). Мешающая частота может быть очень близкой к fq-f, или даже совпадать с ней. Поэтому отфильтровать её практически не возможно. Фильтр ПФ1 выполняет роль преселектора, заранее подавляя область мешающих гармоник. Стабильность частоты синтезатора на первый взгляд не зависит от стабильности ГПД. Однако, если отклонение частоты ГПД, вызванное его нестабильностью, превысит Δf/2, в полосу пропускания УПФ войдет другая гармоника и выходная частота синтезатора изменится на величину шага сетки частот. К числу недостатков этого метода синтеза частот следует отнести низкую оперативность перехода с одной частоты на другую и соответственно проблемы с автоматизацией этого процесса, например, когда выбор частоты определяется быстро меняющейся обстановкой и управляется вычислительным комплексом или по определённой программе. 5.7.2 Декадный синтезатор частоты Структурная схема одного из множества вариантов декадных синтезаторов частоты представлена на рисунке 5.26. В отличие от компенсационного синтезатора в схеме рассматриваемого устройства нет вспомогательных генераторов (есть только опорный), поэтому декадный синтез частот иногда называют «пассивным». Рисунок 5.26 – Декадный синтезатор частоты Датчик опорных частот формирует на основе частоты опорного генратора 11 вспомогательных частот. Частота fo определяет нижнюю границу диапазона синтезатора, а частоты foi используются для формирования декадных разрядов выходной частоты. Вспомогательные частоты связаны между собой следующим соотношением foi=9fo+i∙Δf (5.22) Здесь i - число принимающее значения от 0 до 9; Δf - шаг изменения частоты в старшем разряде десятичного числа, отражающего её величину. Каждая частота из декады foi выбирается переключателями N и поступает на смесители идентичных по структуре линеек преобразователей, включающих фильтры и делители частоты на 10 (кроме последней). Число линеек определяет величину конечного шага частот синтезатора. Фильтры после смесителей выделяют суммарную частоту, поэтому на выходе первой линейки получим f1 = (fo+9fo+N1∙Δf):10 = fo+N1 Соответственно на выходе второй линейки f2 = (f1+9fo+N2∙Δf):10 =( fo+N1+9fo+N2∙Δf):10 = fo+N1+N2 На выходе синтезатора имеем f = f2 +9fo+N3∙Δf =10fo+N3∙Δf +N2+N1 (5.23) Из 5.23 следует, что переключатель N1 определяет цифру младшего разряда в обозначении выходной частоты, а шаг сетки частот определяется числом линеек m и равен Δf/10(m-1). Рассмотрим пример образования выходной частоты. Пусть fo = 1 MГц, Δf = 0,1 МГц, N3 = 3, N2 = 5, N1 = 7. Тогда выходная частота синтезатора составит 10,357 Мгц. Минимальная частота синтезатора соответствует N1=N2=N3=0 и равна 10 Мгц, максимальная – 10,999 Мгц, шаг сетки частот 1 кГц. Таким образом, по положению переключателей можно непосредственно определить выходную частоту синтезатора. Чтобы уменьшить шаг сетки частот в 10 раз, достаточно в схему синтезатора добавить ещё одну линейку с делителем частоты. На первый взгляд таким образом можно сделать шаг сетки сколь угодно малым, однако на практике дробление сетки частот теряет смысл, как только величина шага станет одного порядка с абсолютной нестабильностью опорной частоты foi. Действительно, в этом случае отсчёт частоты по положению переключателей не будет соответствовать реальной выходной частоте синтезатора. Поэтому, для достоверности отсчета шаг сетки частот должен быть, по крайней мере, на порядок больше абсолютной нестабильности опорной частоты. Так в рассмотренном нами примере абсолютная нестабильность опорной частоты должна быть не более 100 Гц, а относительная 10-5. Декадные синтезаторы, при использовании электронных переключателей, хорошо приспособлены для работы с автоматизированными системами связи. Ими можно управлять с помощью программируемых микроконтроллеров или вычислительных комплексов. Компенсационный и декадный синтезаторы, рассмотренные выше, основаны на преобразовании и размножении частоты опорного генератора, поэтому методы положенные в их в их основу получили название методов прямого синтеза. В результате процесса преобразования, формирование колебаний выходной частоты неизбежно сопровождается появлением побочных частот. Уровень их, как правило, не велик, но, тем не менее, они вызывают паразитную амплитудную и фазовую модуляцию основного колебания. В результате такие синтезаторы отличаются повышенным уровнем шумов. 5.7.3 Применение автоподстройки частоты в диапазонных синтезаторах Уровень шумов на выходе синтезаторов, основанных на методах прямого синтеза частот, не удовлетворяет современным требованиям к возбудителям. Поэтому при их использовании необходимо принимать дополнительные меры по подавлению шумов. Для этого может быть использована система автоподстройки управляемого генератора под основную частоту синтезатора. Структурная схема такой системы приведена на рисунке 5.27. Рисунок 5.27 – Схема автоподстройки частоты На этой схеме синтезатор условно представлен опорным генератором ОГ и преобразователем частоты ПЧ. Выходной сигнал синтезатора fq, содержащий шумы, поступает на смеситель, в качестве которого обычно используется фазовый детектор. Сюда же подаётся сигнал генератора плавного диапазона (ГПД), частота которого f сравнивается с частотой синтезатора. Поскольку в общем случае fq ≠ f , сигнал ошибки, содержащий шумы, с выхода смесителя поступает через фильтр нижних частот (ФНЧ) на управляющий элемент УЭ (например, варикап в контуре ГПД) и приводит частоту f к fq. При этом, напряжение на выходе смесителя будет содержать постоянную составляющую, необходимую для удержания f = fq и шумовые составляющие сигнала синтезатора. Если ФНЧ не пропустит эти составляющие на УЭ, то на выходе ГПД получим колебание с частотой fq без шумовых составляющих. Таким образом, степень «очистки» выходного колебания от шумов определяется частотой среза ФНЧ и его избирательностью. Следует, однако, отметить, что при слишком низкой частоте среза фильтра, система автоподстройки становится чрезмерно инерционной, что может вызвать длительный процесс установления частоты ГПД при смене частоты синтезатора. На практике применение автоподстройки частоты, позволяет строить синтезаторы без использования методов прямого синтеза. Структурная схема такого синтезатора представлена на рисунке 5.28. В этой схеме частота опорного генератора понижается с помощью делителя с постоянным коэффициентом деления (ДФКД) до значения равного шагу сетки частот fq. Частота ГПД f также понижается до значения близкого к fq делителем с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и сравнивается на фазовом детекторе с fq ; сигнал ошибки через ФНЧ поступает на УЭ и подстраивает ГПД на частоту равную n∙fq. Здесь n – текущий коэффициент деления частоты ДПКД. Делитель с переменным коэффициентом деления выполняется по декадному принципу, и выходная частота синтезатора может быть определена по положениям его переключателей. Как и декадный синтезатор по методу прямого синтеза, такой синтезатор хорошо встраивается в системы с автоматическим выбором частоты. Метод синтеза частот с применением систем автоподстройки получил название косвенного метода. Рисунок 5.28 Схема косвенного метода синтеза частот Для нормальной работы синтезатора, частота fq и её гармоники не должны попадать на управляющий элемент, поэтому ФНЧ должен эффективно подавлять их. Иначе говоря, частота среза ФНЧ должна быть ниже fq, с учетом возникающей инерционности системы автоподстройки. Как всякое нелинейное устройство ГПД также является источником гармоник своей частоты. Поэтому реальные синтезаторы снабжаются вторым кольцом автоподстройки, позволяющим убрать и эти побочные частоты. С описанием такого синтезатора можно познакомиться в [9]. 6 Устойчивость работы генератора с внешним возбуждением При анализе работы генератора с внешним возбуждением, как правило, не учитывалось влияние на работу генератора паразитных индуктивностей выводов и междуэлектродных ёмкостей активного элемента. Исключение составил лишь раздел 4.3, где при анализе входных цепей транзисторных генераторов учитывалась проходная ёмкость АЭ. В реальных условиях паразитные элементы АЭ, индуктивности соединительных проводников, взаимные ёмкости конструктивных элементов, их ёмкости относительно «земли», а также блокировочные элементы схемы могут привести к передаче энергии с выхода генератора на его вход. Если при этом будут выполнены (по аналогии с автогенератором) условия баланса амплитуд и баланса фаз, произойдет самовозбуждение усилителя мощности. Частота колебаний, которые возникают при этом, может быть близка к рабочей частоте генератора, или значительно отличаться от неё (выше, или ниже). В последнем случае самовозбуждение называют паразитными колебаниями. Самовозбуждение усилителя мощности во всех случаях крайне не желательно, т.к. приводит к нелинейным искажениям сигнала, к увеличению уровня побочных излучений, а в наиболее тяжелом случае (при большой интенсивности колебаний) к выходу из строя АЭ , или отдельных элементов контура и других цепей. Поскольку заранее предусмотреть все причины самовозбуждения практически невозможно, при разработке усилителя мощности необходима экспериментальная проверка принятых решений. На основании такой проверки в схему и конструкцию усилителя вносятся соответствующие изменения. 6.1 Устойчивость генератора с внешним возбуждением на частоте близкой к рабочей Как уже было отмечено выше, одной из причин самовозбуждения является передача энергии с выхода генератора на его вход за счёт паразитных элементов АЭ. Для выявления путей передачи энергии рассмотрим упрощенные схемы генераторов с общим истоком (ОИ) и с общим управляющим электродом (ОУ ), представленные на рисунке (6.1). В схеме с ОИ (рисунок 6.1а) индуктивность управляющего электрода Lу и ёмкость Суи входят в состав входной согласующей цепи и на степень обратной связи практически не влияют. Аналогично Lк и Ски войдут в состав нагрузочной цепи Zн. Обратная связь возникнет через ёмкость Сук за счёт наведённого выходным напряжением тока iос , а также вследствие появления во входной цепи напряжения иос, наведённого током истока iи на индуктивности Lи .Очевидно, что в схеме с (ОУ ), элементами образующими цепи обратной связи будут Ски и Lу . Рисунок 6.1 – Схемы включения активного элемента Таким образом, обратная связь в усилителе мощности возникает за счёт проходной ёмкости (Сук, Ски) и индуктивности общего, для входной и выходной цепей, вывода (Lи, Lу) . Следует отметить, что связь через индуктивность общего вывода проявляется только на очень высоких частотах, в частности и потому, что разработчики электронных приборов стремятся конструктивными мерами минимизировать индуктивность общего вывода (например, выпускаются биполярные транзисторы специально предназначенные для работы с общим эмиттером, или с общей базой). С учётом выше изложенного, при анализе устойчивости, схемы генератора существенно упрощаются (см. рисунок 6.2). Рисунок 6.2 – Упрощенные схемы генераторов В схеме с ОИ ток обратной связи через ёмкость Сук определится следующим выражением (6.1) Здесь - комплексный коэффициент усиления по напряжению. Полагая, что генератор работает в критическом или ННР, получим и, следовательно, = Sср ·Zк. При расстройке нагрузочного контура . В этом выражении Rк – резонансное сопротивление контура; х – обобщенная расстройка (6.2) Подставляя значение в (6.1), можно определить составляющую входной проводимости, обусловленную током обратной связи Здесь Ко = Sср·Rк - резонансное значение коэффициента усиления по напряжению. Окончательно, после разделения действительной и мнимой частей ΔY , получим (6.3) Мнимая часть этой проводимости Δb имеет ёмкостный характер и соответственно увеличивает входную ёмкость АЭ. Действительная часть проводимости Δg согласно (6.3) может быть положительной или отрицательной в зависимости от знака расстройки х. Положительной проводимости Δg соответствует передача энергии в выходную цепь от источника возбуждения ; отрицательной, наоборот - из выходной цепи во входную. В последнем случае самовозбуждение генератора наиболее вероятно, если собственная положительная проводимость входной цепи gвх, обусловленная входным током АЭ и элементами схемы, подключёнными к управляющему электроду окажется меньше | Δg |. Определим значение расстройки х, при котором | Δg | достигает макси-мальной величины. Экстремальные значения Δg соответствуют условию Решая это выражение, получим, что экстремальные значения Δg соот-ветствуют х = ± 1. Таким образом, самовозбуждение генератора наиболее вероятно, когда х = - 1 , а Δgмин = -ωСук ·Ко/2. Частота, на которой возможно самовозбуждение может быть определена из (6.2) при х = - 1. Условие устойчивости генератора к самовозбуждению принимает вид gвх > Δgмин = -ωСук ·Ко/2 (6.4) Это условие можно сформулировать и как требование к допустимому коэффициенту усиления, но поскольку ГВВ является усилителем мощности, ограничения должны быть определены соответственно для коэффициента усиления по мощности. Найдём связь между коэффициентами усиления по напряжению (Ко) и по мощности (Крои) . (6.5) Определим gвх из (6.5) и подставим её в (6.4). В результате получим допустимуювеличину устойчивого коэффициента усиления по мощности для ГВВ в схеме с общим истоком (6.6) Условие (6.6) следует использовать лишь как ориентировочное, поскольку при анализе упрощенной схемы ГВВ не учитывалась обратная связь за счёт индуктивности вывода истока. В схеме ГВВ с общим управляющим электродом (рисунок 6.2б) проходной ёмкостью является ёмкость между коллектором и истоком Ски. Кроме того, напряжения на входе () и на выходе (), в отличие от схемы с ОИ, синфазны. В остальном схемы на рисунке 6.2 подобны и, следовательно, результаты анализа, выполненные для схемы с ОИ, могут быть использованы и для схемы с ОУ . В частности, выражение (6.1) принимает вид Соответственно, действительная часть входной проводимости Δg имеет отрицательное значение при х =+1; вероятная частота самовозбуждения и Δgмин= -ωСки ·Ко/2. Условие устойчивости приобретает вид gвх > -ωСки ·Ко/2. (6.7) Определим величину входной проводимости gвх, полагая, что Iи1 Iк1 и, что эта проводимость в основном определяется током истока При тех же условиях, для коэффициента усиления по мощности получим Таким образом, для устойчивого коэффициента усиления по мощности в схеме с ОУ, на основании (6.7), имеем (6.8) Как правило, Сик<< Сук, поэтому, сравнивая (6.6) и (6.8), можно сделать следующие выводы: 1. При равных коэффициентах усиления по мощности, схема с ОУ обеспечивает устойчивую работу на гораздо более высоких частотах. 2. При одинаковых частотах, схема с ОУ способна обеспечить больший устойчивый коэффициент усиления по мощности. Следует, однако, иметь в виду, что реализуемый коэффициент усиления по мощности в схеме с ОУ, значительно меньше, чем в схеме с ОИ. Это объясняется отсутствием усиления по току (Iи1 Iк1). Наиболее простой способ устранения самовозбуждения заключается в искусственном понижении коэффициента усиления по мощности путём добавления во входную цепь внешней положительной проводимости, которая совместно с gвх компенсирует отрицательную проводимость, создаваемую током обратной связи. С этой целью параллельно входу АЭ включается балластный резистор, который увеличивает входную мощность и снижает, таким образом, коэффициент усиления по мощности. В генераторах большой мощности количество тепла, выделяемое в балластном резисторе, может быть настолько велико, что потребуется принудительное его охлаждение. Опыт практического использования этой меры показывает, что устойчивая работа ГВВ на генераторном тетроде обеспечивается в схеме с общим катодом при коэффициенте усиления мощности не более 40 – 80 [7]. Что касается схемы с общими сетками, то здесь практически реализуемый коэффициент усиления по мощности обычно не превышает 15 – 20 , поэтому, в пределах рабочего диапазона частот генераторной лампы, вероятность самовозбуждения генератора практически исключается (при условии грамотного выполнения монтажа). Снижение коэффициента усиления по мощности в схеме с общим катодом (ОК) приводит к увеличению числа усилительных ступеней передатчика и, следовательно, к снижению его надёжности и промышленного к.п.д.. Увеличение устойчивого коэффициента усиления до 200 ÷ 300 возможно при использовании мостовых схем «нейтрализации» проходной ёмкости лампы. Два варианта таких схем представлены на рисунке 6.3. Рисунок 6.3 – Схемы нейтрализации Нейтродинные ёмкости CN образуют совместно с проходными ёмкостями электрические мосты, в развязанные диагонали которых включается входная и выходная цепи. Благодаря известным свойствам моста, напряжение с выхода генератора не попадает на вход, и наоборот – со входа генератора на выход. В однотактной схеме условие баланса моста выглядит следующим образом В двухтактной схеме, вследствие симметрии моста, условие баланса упрощается Сас = CN Асимметрия однатактной схемы приводит к существенному влиянию на баланс моста паразитных индуктивностей выводов лампы и соединительных проводов. Поэтому практическое применение она находит в диапазоне частот до 2÷3 МГц. В двухтактной схеме генератора это влияние существенно ослаблено, и такая схема нейтрализации используется до 30 МГц. На более высоких частотах схема нейтродинного моста даже в двухтактном варианте существенно усложняется, т.к. приходится в схему генератора вводить и нейтродинные индуктивности. Такая схема, предложенная Г.А.Зейтлёнком, описана в [12]. 6.2 Паразитные колебания в генераторе с внешним возбуждением Из материала предшествующего раздела следует, что для устранения самовозбуждения на частоте близкой к рабочей существуют достаточно эффективные средства. Однако эти средства не исключают вероятность самовозбуждения на частотах значительно отличающихся от рабочей. Более того, включение в схему элементов нейтрализации может способствовать возникновению самовозбуждения, определённому ранее как «паразитные колебания». Появление паразитных колебаний связано главным образом с очень сложной колебательной системой, образуемой паразитными индуктивностями проводников, выводов элементов схемы, а также паразитными емкостями между элементами и их ёмкостями относительно «земли». Как правило, паразитные индуктивности и ёмкости слабо связаны с нагрузочными цепями генератора и поэтому имеют высокую добротность, что способствует выполнению условий самовозбуждения. Исследовать все возможные варианты возникновения паразитных колебаний задача совершенно не реальная. Однако есть наиболее характерные и часто встречающиеся случаи, которые целесообразно рассмотреть. Практика эксплуатации радиопередающих устройств показала, что паразитные колебания очень часто возникают в мощных генераторах при параллельном, или двухтактном включении генераторных ламп. Рассмотрим первый пример, соответствующий параллельному соединению ламп (рисунок 6.4). Рисунок 6.4а иллюстрирует схему паразитной колебательной системы, образованной междуэлектродными ёмкостями ламп и индуктивностями соединительных шин. Три индуктивности на этом рисунке соединены звездой. Если пересчитать их в соединение треугольником, получим эквивалентную схему трёхконтурного автогенератора (рисунок 6.4в). Рисунок 6.4 – Эквивалентные схемы паразитных колебаний при параллельном включении ламп Паразитные колебания в такой схеме возникают по двухтактному варианту. При этом точки схемы, лежащие на оси симметрии , эквипотенциальны, и их можно соединить, как показано на рисунке 6.4б. Если контуры, образованные индуктивностями L2 и L3, на некоторой частоте обладают индуктивной реакцией, а контур с L1 – ёмкостной, то в схеме такого автогенератора будут выполнены условия баланса фаз. При высокой добротности контуров вероятность выполнения баланса амплитуд также достаточно велика. Автоколебания возникнут на частоте значительно превышающей рабочую, т.к. паразитные индуктивности и ёмкости схемы достаточно малы. Аналогичные условия могут возникнуть и в случае, когда контуры с L2 и L3 обладают ёмкостной реакцией, а контур с L1- индуктивной. Для борьбы с паразитными колебаниями такого вида, в соединительные шины генератора включаются антипаразитные LR- цепочки, как показано на рисунке 6.5а. Индуктивность L обычно содержит два – три витка, или даже представ-ляет собой отрезок шины, закорачивающий резистор R (см. рисунок 6.5б). Рисунок 6.5 – Антипаразитные цепи Принцип действия антипаразитных цепей заключается в следующем. Токи рабочей частоты генератора протекают по индуктивности, сопротивление которой для них ничтожно мало. Поэтому резистор R не оказывает никакого влияния на работу генератора. На частоте паразитных колебаний L представляет собой значительное сопротивление, и для токов этой частоты остаётся только путь через резистор R. В результате, в паразитный контур вносится значительное затухание, нарушающее баланс амплитуд, и паразитные колебания не возникают. Другой характерный пример возникновения паразитных колебаний связан с самовозбуждением двухтактного усилителя мощности по однотактной схеме. Для выяснения такой возможности, воспользуемся более полной схемой двухтактного ГВВ, представленной на рисунке 6.6а. Рисунок 6.6 – Возбуждение паразитных колебаний в двухтактной схеме При возбуждении однотактных колебаний в двухтактной схеме, все точки схемы симметрично расположенные относительно оси - эквипотенциальны.Поэтому, для таких колебаний схема может быть сложена по оси , как показано на рисунке 6.6б. Если два контура, образовавшихся на входе и выходе, обладают индуктивной реакцией на частоте вероятного самовозбуждения, то в эквивалентной схеме выполняется условие баланса фаз, а при достаточной добротности контуров выполнится и условие баланса амплитуд. Схема превращается в автогенератор, частота колебаний которого будет значительно ниже рабочей, т.к. емкость эквивалентного контура С = 2(Сас + 2CN)=4 Сас, а индуктивности в основном определяются большими индуктивностями блокировочных дросселей (Lбл) в цепях питания генератора. Как видно из эквивалентной схемы, нейтродинные конденсаторы в этом случае вдвое увеличивают проходную ёмкость и ток обратной связи, облегчая тем самым возникновение паразитных колебаний. Чтобы не допустить паразитные колебания этого вида, приходится увеличивать потери в блокировочных дросселях. С этой целью их шунтируют резисторами R, либо их обмотки выполняют из проводников с большими потерями на высокой частоте (из железа или стали). Самовозбуждение и паразитные колебания рассмотренных типов имеют место и в транзисторных генераторах; аналогичны и методы борьбы с ними. Не удаётся применить только схемы нейтрализации, поскольку междуэлектродные ёмкости транзисторов существенно зависят от приложенного напряжения и сохранить баланс нейтродинного моста при меняющемся уровне сигнала практически не возможно. Зависимость междуэлектродных ёмкостей от приложенного напряжения приводит также к специфическим для транзисторных генераторов «параметрическим» паразитным колебаниям. Такие колебания возникают на субгармониках частоты возбуждения. Подробнее об условиях возникновения параметрических колебаний можно познакомиться в [4]. 7 Радиопередатчики с амплитудной модуляцией 7.1 Общие сведения об амплитудной модуляции В процессе изучения теории генератора нами использовалась модель сигнала в виде u(t)=Ucosωt. Такой сигнал обычно служит несущим колебанием, на которое в процессе модуляции или манипуляции наносится сигнал, содержащий информацию в исходной или предварительно преобразованной форме (цифровой, кодированной, шифрованной). При амплитудной модуляции (АМ) в соответствии с информационным сигналом изменяется амплитуда несущего колебания. Для анализа свойств и особенностей АМ воспользуемся простейшей моделью информационного сигнала в форме моногармонического колебания косинусоидальной формы uΩ(t)= UΩcosΩt (7.1) здесь предполагается, что ω >> Ω. С учётом (7.1) колебание с АМ принимает вид u(t)=U(1+mcosΩt)cosωt (7.2) В этом выражении m – коэффициент амплитудной модуляции (7.3) k – крутизна характеристики амплитудного модулятора. В соответствии с (7.2), картина амплитудно-модулированного колебания во времени представлена на рисунке 7.1а. Рисунок 7.1 – Колебание с амплитудной модуляцией На этом рисунке «m+» - коэффициент модуляции «вверх» от уровня несущей; «m-» - коэффициент модуляции «вниз» от уровня несущей. По величине этих параметров можно, в первом приближении, судить о наличии нелинейных искажений. Как правило, появлению нелинейных искажений соответствует неравенство m+ и m- . Преобразуем (7.2) к следующему виду u(t)= U cosωt + U mcosΩt·cosωt = = U cosωt+ (7.4) На основании (7.4) амплитудно-модулированное колебание представляет собой сумму трёх гармонических колебаний с постоянной амплитудой и частотой ( для принятой модели информационного сигнала!). Спектр, соответствующий (7.4) представлен на рисунке 7.1б. Таким образом, амплитудно-модулированное колебание содержит исходную несущую частоту и две боковых частоты . При амплитудной модуляции сложным сигналом (например, речевым, музыкальным и т.п.), в спектре АМ образуются две боковых полосы частот, причём верхняя боковая по форме спектра повторяет спектр информационного сигнала, а нижняя имеет инверсную форму (рисунок 7.1в). Согласно (7.2) максимальная амплитуда АМ колебаний Uмакс=U(1+m). Соответственно, мощность несущей и максимальную мощность можно определить следующим образом (7.5) Среднюю, за период модулирующего сигнала, мощность АМ колебаний можно определить как сумму мощностей несущей и двух боковых (7.6) При m = 1, P1макс = 4Р1; Р1ср = 1,5Р1. Качественные показатели АМ колебаний определяются статическими и динамическими модуляционными характеристиками. Статические модуляционные характеристики (СМХ) снимаются без процесса модуляции и представляют собой зависимость параметров режима генератора от модулирующего напряжения на АЭ (Uу,Ек). В качестве примера на рисунке 7.2а представлены СМХ, снятые в функции от управляющего напряжения. Рисунок 7.2 – Статические и динамические модуляционные характеристики Динамические модуляционные характеристики (ДМХ) представляют собой зависимость коэффициента модуляции m и параметров режима генератора от амплитуды информационного сигнала. Снимаются динамические характеристики непосредственно в процессе модуляции. Примеры ДМХ представлены на рисунке 7.2б. Качественные показатели АМ определяются также амплитудно-частотными характеристиками (АЧХ), которые снимаются в функции от частоты информационного сигнала F при m = 0,5 и 0,9. На рисунке 7.3 приводятся примеры АЧХ для коэффициента модуляции m и коэффициента гармоник Кг. Рисунок 7.3 – Амплитудно-частотные характеристики В качестве «опорной» частоты (Fo), относительно которой ведётся отсчет отклонения АЧХ, в радиовещательных передатчиках принимаются частоты 400 или 1000 Гц. Для коэффициента модуляции АЧХ снимается в децибеллах М[дб]. Амплитудная модуляция может быть осуществлена различными способами. В зависимости от того, в каком режиме по напряженности работает генератор, амплитуду колебаний можно менять с помощью напряжения возбуждения, коллекторного напряжения, напряжения смещения, сопротивления нагрузки. Однако на практике наибольшее применение нашли коллекторная (анодная, стоковая) модуляция и модуляция возбуждением, именуемая также усилением модулированных колебаний (УМК) 7.2 Коллекторная амплитудная модуляция Для изучения особенностей и характеристик коллекторной модуляции исследуем зависимость параметров режима генератора от напряжения питания коллектора (Ек). С этой целью построим ряд динамических характеристик коллекторного тока при различных значениях Ек. Для упрощения задачи будем полагать фиксированными значения сопротивления коллекторной нагрузки Rк, амплитуды возбуждения Uу, напряжения смещения Еу и угла отсечки коллекторного тока θ=900. Соответствующие динамические характеристики представлены на рисунке 7.4. При больших Ек генератор находится в недонапряженном и критическом режимах (характеристики 1,2). При этом, импульс тока (для идеализированных статических характеристик) остается неизменным, и соответственно не меняется амплитуда коллекторного напряжения Uк=Iк1·Rк. При дальнейшем уменьшении коллекторного напряжения генератор переходит в перенапряженный режим и в импульсе тока появляется провал. Соответственно уменьшаются значения Iк0, Iк1 и Uк. Рисунок 7.4 Динамические характеристики коллекторного тока Заметим, что при очень малых значениях Ек коллекторный ток в транзисторных генераторах может поменять знак. Таким образом, коллекторная модуляция в рассмотренном случае возможна лишь в ПНР, т.к. только в этом режиме проявляется зависимость коллекторного тока от коллекторного напряжения. Построим статические модуляционные характеристики генератора для области ПНР (рисунок 7.5). По мере снижения коллекторного напряжения ток Iк1 уменьшается вследствие увеличения провала в импульсе коллекторного тока; с другой стороны с увеличением напряженности режима растет коэффициент использования коллекторного напряжения ξ. Это приводит к нарушению прямой пропорциональной зависимости между Iк1 и Ек , т.к. (7.7) Наконец, при Ек провал в импульсе тока коллектора резко увеличивается и ток Iк1 (в транзисторном генераторе) может поменять знак. В ламповом генераторе анодный ток не может поменять направление, поэтому при Еа ток Iа1. Область характеристик, в которой коллекторный ток может поменять направление, близка к 0 , поэтому в дальнейшем с небольшой погрешностью можно полагать, что статические характеристики при коллекторной модуляции начинаются из начала координат. Из статических характеристик очевидны два основных недостатка коллекторной модуляции – нелинейность зависимости Iк1=f(Ек ) и значительная величина тока управляющего электрода. Последний недостаток определяется особенностями идеализированных характеристик тока истока, который не зависит от коллекторного напряжения, а ток управляющего электрода iу=iu-iк. У реальных АЭ этот недостаток отчётливо проявляется у генераторных ламп и, в меньшей мере, - у транзисторов. Согласно (7.7), для устранения указанных недостатков необходимо обеспечить независимость коэффициента использования коллекторного напряжения ξ от Ек. Для этого режим генератора должен оставаться близким к критческому при понижении Ек . Достигнуть такого состояния возможно только одновременным и пропорциональным снижением максимального напряжения на управляющем электроде eкмакс=Uу +Eу, как это показано на рисунке 7.6. Осуществить это можно путём предварительной модуляции возбуждения Uу, или Eу, или Uу и Eу одновременно. Такая коллекторная модуляция получила название комбинированной. Статические модуляционные характеристики комбинированной коллекторной модуляции представлены сплошными линиями на рисунке 7.6. Здесь ЕкТ и Iк1Т соответствуют режиму генератора при отсутствии модуляции (режиму несущей частоты). Эти параметры определяют положение рабочей («телефонной») точки на статической модуляционной характеристике. Рисунок 7.6 – Статические модуляционные характеристики при комбинированной коллекторной модуляции Если допустить некоторое нарастание напряженности режима по мере снижения Ек , то возможно достижение необходимого эффекта путём использования автоматического смещения за счёт постоянной составляющей тока управляющего электрода (см. например, рисунок 4.10). Модуляция коллекторным напряжением с применением автоматического смещения на управляющем электроде получила в литературе название «двойной» коллекторной модуляции. Полная стабилизация напряженности режима при коллекторной модуляции обычно достигается при одновременной амплитудной модуляции возбуждения Uу. Если при этом используется и автоматическое смещение, то модуляцию называют «тройной». Заметим, что коэффициент модуляции возбуждения (mv) не должен превышать 0,6 ÷ 0,8, т.к. у реального АЭ при малых значениях Ек угол отсечки становится меньше 900, а в этом случае коллекторный ток исчезает при конечном значении Uу ( см. рисунок 5.3). Если допустить mv>0,8, возникнет «перемодуляция» и, связанные с этим, значительные нелинейные искажения. В ламповых генераторах на тетроде стабилизация напряженности режим при анодной модуляции достигается одновременным изменением анодного напряжения Еа и напряжения на экранирующей сетке Ес2. Модуляция в этом случае называется анодно-экранной. Заметим, что угол отсечки коллекторного тока слабо влияет на линейность статической модуляционной характеристики, поэтому его можно выбирать в соответствии с рекомендациями в разделе 3.8 Рассмотрим полный комплект статических модуляционных характеристик генератора при комбинированной коллекторной модуляции. Характер изменения коллекторных токов определён на рисунке 7.6. Амплитуда коллекторного напряжения Uк= Iк1·Rк, и характер её зависимости от Ек аналогичен зависимостям токов в силу постоянного сопротивления нагрузки Rк. Колебательная мощность генератора Р1=0,5·Iк12 ·Rк. Поскольку между Iк1 и Ек существует прямо пропорциональная зависимость, мощность Р1 изменяется пропорционально квадрату Ек. Потребляемая мощность Р0=Ек Iк0, и, поскольку Iк0 пропорционален Ек, то Р0 также представляет собой квадратичную зависимость от Ек. Мощность тепловых потерь Рк =Р0-Р1 и, следовательно, также изменяется пропорционально Ек2. Коэффициент полезного действия генератора определяется отношением Р1/Р0 и не зависит от Ек. Полный комплект статических модуляционных характеристик при комбинированной коллекторной модуляции представлен на рисунке 7.7. Рисунок 7.7 - Статические модуляционные характеристики коллекторной амплитудной модуляции Согласно (7.5) Р1макс=Р1Т(1+m)2; поскольку электронный к.п.д. генератора при коллекторной модуляции не зависит от Ек, аналогичные зависимости будут иметь место и для Р0 и для Рк Р0макс=Р0Т(1+m)2 Ркмакс=РкТ(1+m)2 (7.8) Соответственно для амплитуд токов и напряжений на коллекторе получим Iк1макс=Iк1Т(1+m); Iк0макс=Iк0Т(1+m) Uкмакс=UкТ(1+m); Екмакс=ЕкТ(1+m) (7.9) Определим теперь динамические модуляционные характеристики генератора при коллекторной модуляции. Для этого подадим на коллектор АЭ звуковое напряжение UΩ=mEкТ (см. рисунок 7.8) Рисунок 7.8 – Коллекторная модуляция При этом постоянная составляющая начнёт меняться в соответствии со звуковым сигналом. Амплитуда звуковой составляющей коллекторного тока составит IΩ=m·Iк0Т. Таким образом, для осуществления коллекторной модуляции в коллекторную цепь генератора необходимо подать звуковой сигнал, мощность которого составит РΩ=0,5·IΩ·UΩ=0,5m2Iк0Т ·EкТ = 0,5m2·Р0Т (7.10) При m=1, РΩ=0,5·Р0Т ; таким образом модуляционное устройство передатчика должно будет обеспечить звуковую мощность сравнимую с мощностью потребляемой генератором. Зависимость колебательной мощности от амплитуды звукового напряжения определена выражением (7.6), где m, при линейной модуляции, согласно (7.3) пропорционален UΩ . Поскольку к.п.д. генератора при коллекторной модуляции не зависит от Eк, для потребляемой мощности и мощности потерь на коллекторе получим выражения аналогичные (7.6) (7.11) (7.12) Если в схему генератора включить прибор, измеряющий ток нагрузки, то он покажет среднее за период модуляции значение, которое определится очевидным выражением (7.13) Графики динамических модуляционных характеристик коллекторной модуляции представлены на рисунке 7.9. Сравнивая (7.11) и (7.10), можно сделать вывод, что непосредственно от источника питания генератор потребляет мощность Р0Т , а остальную часть от модулятора, т.е. Р0ср= Р0Т + РΩ. Рисунок 7.9 – Динамические модуляционные характеристики генератора с коллекторной модуляцией При анодной модуляции ламповых генераторов, благодаря высокому и постоянному электронному к.п.д., а также способности генераторных ламп кратковременно выдерживать значительные перегрузки по напряжению и току, стало возможным форсирование генератора по мощности в максимальной точке статической модуляционной характеристики. На практике генераторные лампы при анодной модуляции форсируют в 2 раза по напряжению и в 1,5 ÷ 2 раз по току. Таким образом, от генераторной лампы при анодной модуляции можно получить мощность в 3 ÷ 4 раза больше номинальной (паспортной). При этом напряжение источника питания ЕаТ выбирается равным номинальному ЕаN. Транзисторные генераторы, в отличие от ламповых, не могут быть форсированы, т.к. транзистор не допускает даже кратковременных перегрузок, как по напряжению, так и по току. Более того, для обеспечения надежной работы генератора, номинальная мощность транзистора выбирается, как правило, с некоторым запасом по отношению к пиковой мощности. Напряжение источника питания в этом случае составляет не более 1/4 от максимально допустимого значения коллекторного напряжения (екдоп). Эта особенность транзисторного генератора иллюстрируется волновой диаграммой на рисунке 7.10. Рисунок 7.10 – Волновая диаграмма коллекторной модуляции транзисторного генератора Ориентировочно напряжение источника питания Ек= ЕкТ выбирается следующим образом (7.14) На рисунке 7.11 приведена принципиальна схема анодно-экранной модуляции с двухтактным модулятором класса «В» Рисунок 7.11 – Схема анодно-экранной модуляции Мощный модулятор собран на лампах V2, V3 и представляет собой двухтактный усилитель мощности звуковой частоты, работающий с углом отсечки 900 в недонапряженном режиме. Это позволяет получить относительно высокий электронный к.п.д. и линейную амплитудную характеристику. Для обеспечения требований ГОСТ на электроакустические показатели модулируемого генератора, в схему модулятора включаются цепи отрицательной обратной связи (на схеме не показаны). Звуковой сигнал через трансформатор поступает на модуляционный дроссель Lм , складывается с напряжением источника питания Еа, и модулирует генератор по анодной цепи. Чтобы исключить подмагничивание трансформатора постоянным анодным током генератора, используется параллельная схема питания анодной цепи генератора с помощью модуляционного дросселя Lм и разделительного конденсатора Срм. Опасность подмагничивания стального сердечника трансформатора постоянным током заключается в появлении нелинейных искажений сигнала. Искажения возникают вследствие смещения рабочей точки (Но) , в область насыщения на характеристике трансформатора, отражающей зависимость магнитной индукции В от напряженности магнитного поля Н (график а на рисунке 7.12 ). Рисунок 7.12 – Характеристики намагничивания трансформатора Аналогичное явление должно проявляться и в модуляционном дросселе, поэтому в сердечнике дросселя делается зазор, увеличивающий сопротивление магнитному потоку. В результате характеристика намагничивания сердечника дросселя принимает форму графика б. Протяжённость линейного участка увеличивается, и искажения исчезают. Введение зазора в сердечник трансформатора крайне не желательно, т.к. при этом увеличивается индуктивность рассеяния и сокращается полоса пропускания трансформатора. Кроме того, пришлось бы увеличивать объём сердечника для сохранения прежнего значения индуктивности холостого хода. Индуктивности рассеяния модуляционного трансформатора ( Ls) могут привести к существенной неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) модулятора в области верхних звуковых частот. Для нечётных гармоник, которые проходят через трансформатор, индуктивности рассеяния совместно с конденсаторами Сбл и Ср (их ёмкость достаточно велика) образуют контур, резонансная частота ωн которого обычно лежит в пределах 20 – 50 кГц. В результате на частотах близких к частоте ωн в трансформаторе возникают перенапряжения, способные привести к пробою его обмоток. Для исключения такой ситуации, параллельно первичным полуобмоткам трансформатора включаются конденсаторы С, которые совместно с индуктивностями рассеяния и ёмкостью Сбл+Ср образуют звено фильтра нижних частот (ФНЧ), нагруженного на генератор, Сопротивление нагрузки, которое генератор оказывает для модулятора Rм= ЕкТ/ Iк0Т. Соответствующим подбором емкостей С выравнивается АЧХ фильтра до частоты среза, которая должна обеспечить прохождение основных частот звукового сигнала и эффективное подавление гармоник за её пределами. Аналогичная картина возникает и для четных гармоник, которые в двухтактном усилителе синфазны и не проходят через трансформатор. Для четных гармоник индуктивности рассеяния трансформатора включены параллельно и также параллельно включены конденсаторы С. В результате образуется контур с резонансной частотой При высокой добротности этого контура за счёт четных гармоник в трансформаторе также могут возникнуть перенапряжения. Для исключения таких последствий в схему включается дополнительный резистор Rд, который снижает добротность паразитного контура. Поскольку этот резистор включён в общий провод двухтактной схемы, он не влияет на работу усилителя на частотах звукового сигнала, и поглощает только мощность четных гармоник. Модуляция по цепи экранирующей сетки осуществляется от отдельной вторичной обмотки. В этом случае применяется последовательная схема питания экранирующей сетки, т.к. потребляемый ею от источника ток значительно меньше анодного и не может вызвать значительного подмагничивания модуляционного трансформатора. Следует отметить особенность включения разделительного конденсатора Срм, имеющего значительную ёмкость и габариты. Он обязательно должен быть заземлён, т.к. при включении его в не заземленный конец обмотки трансформатора его паразитная ёмкость на землю будет шунтировать вторичную обмотку и вызовет «завал» АЧХ в области верхних звуковых частот. Более подробно с особенностями мощных ламповых модуляторов можно ознакомиться в [11]. На рисунке 7.13 приведен в качестве примера один из вариантов комбинированной коллекторной модуляции транзисторного генератора. Рисунок 7.13 – Схема коллекторной модуляции В качестве модулятора в этой схеме использован эмиттерный повторитель на транзисторе VT1. Коллекторная модуляция осуществляется сразу на два высокочастотных каскада. В выходной ступени применена комбинированная коллекторная модуляция, а в предварительном – простая, с меньшим коэффициентом модуляции (см. рисунок 7.13). Нагрузка эмиттерного повторителя образована коллекторной цепью VT3 и резистором R1, с которого часть напряжения (Ек/) подается для модуляции предварительного каскада. Подводя итог проведенному исследованию, отметим, что коллекторная (анодная, стоковая) модуляция обеспечивает высокие энергетические и электроакустические показатели. В месте с тем, основным недостатком коллекторной модуляции является необходимость мощного модулятора (сравнимого по мощности с модулируемым генератором), что в конечном счёте приводит к снижению надежности устройства в целом. 7.3 Усиление модулированных колебаний В усилительном тракте передатчика, где первичная амплитудная модуляция осуществляется в возбудителе, или в одном из предварительных каскадов, все последующие ступени работают в режиме усиления модулированных колебаний (УМК). Такой режим можно определить и как модуляция напряжением возбуждения Uу. Статические модуляционные характеристики при модуляции возбуждением представляют собой зависимость показателей режима модулируемого генератора от амплитуды возбуждения. Для первой гармоники коллекторного тока искомые зависимости уже получены нами в разделе 5.2 (см. рисунок 5.6). Из них следует, что линейная модуляция возможна лишь для двух углов отсечки коллекторного тока θ=900 и θ=1800. Однако при θ=1800 к.п.д. генератора не превышает 50% и такой режим может быть использован только в маломощных каскадах, потребляемая мощность которых составляет лишь незначительную часть от общей мощности, потребляемой генераторным устройством в целом. При этом номинальная мощность АЭ должна быть выбрана с большим запасом, т.к. тепловые потери на коллекторе будут превышать колебательную мощность. ; и при η < 0,5, Рк > Р1 В мощных генераторах при модуляции возбуждением целесообразно использовать только угол отсечки θ=900. Семейство статических модуляционных харктеристик (СМХ) при усилении модулированных колебаний представлено на рисунке 7.14. Поскольку ток коллектора зависит от управляющего напряжения только в недонапряженном режиме, импульс коллекторного тока во всех точках СМХ сохраняет косинусоидальную форму. При использовании θ=900 постоянная составляющая тока коллектора (Iко) изменяется пропорционально току первой гармоники (Iк1). Поскольку Uк = Iк1·Rк , зависимость коллекторного напряжения от амплитуды напряжения возбуждения также будет подобна зависимости Iк1=f(Uу). Рисунок 7.14 – Статические модуляционные характеристики Мощность потребляемая генератором Ро= Iко·Ек изменяется пропорционально Iко, поскольку Ек не зависит от управляющего напряжения. Колебательная мощность Р1= 0,5IК12 ·Rк и её зависимость от Uу описывается параболой. Мощность тепловых потерь на коллекторе Рк= Ро- Р1 и проходит через максимум вблизи «телефонной точки». Электронный к.п.д. генератора и поскольку θ=900, γ(θ)- величина постоянная. Таким образом, к.п.д. генератора меняется пропорционально Uк. Анализируя полученные зависимости можно сделать вывод, что при усилении модулированных колебаний у генератора максимальная мощность тепловых потерь имеет место в режиме «молчания» (при отсутствии модуляции). В отличие от коллекторной модуляции, при УМК генератор работает с низким к.п.д.. Проведём исследование динамических модуляционных характеристик при модуляции возбуждением. Средняя за период модуляции колебательная мощность меняется не зависимо от способа модуляции Средняя потребляемая мощность Роср = Iкоср·Ек . Поскольку Iко , меняясь в процессе модуляции по гармоническому закону, в среднем за период остаётся величиной постоянной и равной IкоТ, не зависимо от m, то Роср = IкоТ·Ек =РоТ и от т также не зависит ( см. рисунок 7.15). Рисунок 7.15 – Динамические модуляционные характеристики Средняя мощность тепловых потерь Ркср = РоТ – Р1Т(1+0,5т2) и уменьшается с ростом т за счёт преобразования части мощности тепловых потерь в мощность боковых частот Рб = Р1Т·0,5т2. Всё семейство динамических модуляционных характеристик при УМК представлено на рисунке 7.15. 8 Радиопередатчики с однополосной модуляцией 8.1 Общие сведения об однополосной модуляции Как следует из предшествующего раздела, при амплитудной модуляции информация о передаваемом сигнале содержится в обеих боковых полосах. Соответственно спектр высокочастотного сигнала с АМ занимает удвоенную, по сравнению с информационным сигналом, полосу частот. Поскольку вся передаваемая информация содержится в каждой боковой полосе, естественно было отказаться от передачи двух боковых и перейти на работу с одной боковой полосой. Так родилась идея однополосной модуляции (ОПМ). Рассмотрим особенности однополосной модуляции. Исходный информационный сигнал (например, звуковой) может быть записан, в общем виде, следующим образом uΩ(t)=UΩ(t)cosφ(t) (8.1) Соответствующий ему сигнал с АМ принимает вид u(t)=U[1+m(t)]cosωt (8.2) Здесь m(t) – коэффициент модуляции (8.3) k - крутизна характеристики амплитудного модулятора. Разложим (8.2) на составляющие u(t)=Ucosωt+ 0,5U·m(t)cos[ωt- φ(t)]+ 0,5U·m(t)cos[ωt+ φ(t)] и выделим «верхнюю» боковую полосу, положив в (8.3) k=2. Тогда однополосный сигнал может быть представлен в следующем виде uО(t)=UΩ(t)cos[ωt+ φ(t)] (8.4) Сравнивая (8.1) с (8.4), можно сделать вывод, что верхняя боковая полоса представляет собой, перенесённый на частоту несущей (ω), исходный информационный сигнал. Согласно (8.4) однополосный сигнал, в общем случае, представляет собой колебание модулированное по амплитуде и фазе. Для приёма такого сигнала необходим специальный приёмник, т.к. амплитуда однополосного сигнала не повторяет информационный сигнал uΩ(t), а лишь отражает его амплитуду UΩ(t) (громкость). Сравним АМ и ОПМ по величине необходимой мощности передатчика, при условии, что приёмники имеют идентичные параметры, и уровни принятых сигналов равны. Согласно (7.6) пиковая мощность АМ передатчика при m = 1 равна Р1макс(АМ) = 4Р1Т , а амплитуда принятого информационного сигнала пропорциональна сумме амплитуд боковых частот UΩП=G·mU=GU. (8.5) Для того, чтобы при однополосной модуляции выполнялось условие (8.5), необходимо увеличить амплитуду боковой частоты вдвое по сравнению с боковыми при АМ . В этом случае для m = 1, максимальная мощность однополосного передатчика Р1макс(ОПМ) = Р1Т. Итак, переход на однополосную работу позволяет, при одном и том же качестве радиосвязи, уменьшить пиковую мощность передатчика в 4 раза. Это достоинство ОПМ реализуется при любых условиях распространения радио волн. Если же сигнал на входе приёмника поражен шумами, то переход на однополосную работу позволяет в два раза сократить полосу приёмника и соответственно уменьшить мощность принимаемых шумов. При этом вдвое увеличится отношение сигнал/шум по мощности, что равносильно увеличению мощности передатчика в два раза. Таким образом, при одинаковом качестве принимаемых сигналов пиковая мощность однополосного передатчика может быть в 8 раз меньше мощности АМ передатчика. При наличии селективных замираний, которые приводят к перекосу спектра АМ сигнала и нелинейным искажениям передаваемого сообщения, сокращение полосы однополосного сигнала существенно снижает вероятность искажений такого вида. Практика использования ОПМ показала, что эта особенность также эквивалентна увеличению мощности передатчика в два раза. Таким образом, переход на однополосную работу, в случае неблагоприятных условий распространения сигналов, может дать 16 – кратный выигрыш по мощности передатчика. Сокращение полосы сигнала при ОПМ позволяет увеличить объем передаваемой информации за счёт размещения второго однополосного канала в пределах прежней полосы, либо увеличить скорость передачи информации, используя всю полосу, занимаемую АМ сигналом. Следует отметить и ещё одну особенность ОПМ. Поскольку однополосный сигнал формируется в возбудителе, передатчик с ОПМ работает как усилитель модулированных колебаний в ННР. На рисунке 8.1 представлены статические модуляционные характеристики (СМХ) усилителя для потребляемого тока и к.п.д.. При передаче звуковых сигналов максимальные уровни модуляции встречаются достаточно редко. В среднем коэффициент модуляции т составляет 30 – 50 %. Поэтому основная рабочая область СМХ при АМ сосредоточена вблизи режима несущей (телефонной точки). При ОПМ, в режиме молчания, передатчик практически запирается, поэтому рабочая область статических модуляционных характеристиках смещается к началу координат (см. выделенные области на рисунке 8.1). Рисунок 8.1 – Статические модуляционные характеристики В результате мощность, потребляемая усилителем при ОПМ, существенно уменьшается. К числу недостатков ОПМ следует отнести • Необходимость специального однополосного приёмника, в котором для извлечения информации приходится восстанавливать несущую частоту. Для упрощения приёмника информацию о несущей частоте передают пилот-сигналом, который обычно представляет собой ослабленную до 3 ÷ 70% несущую в зависимости от условий распространения сигнала. В приёмнике пилот-сигнал используется для синхронизации внутреннего гетеродина. • Высокие требования к линейности усилительного тракта при многоканальной работе. Нелинейность усилителя приводит к расширению спектра сигнала и возникновению переходной помехи из канала в канал. • Низкий к.п.д. усилителя в рабочей области СМХ (см. рисунок 8.1). 8.2 Методы формирования однополосного сигнала 8.2.1 Способ многократной балансной модуляции Как правило, однополосный сигнал формируется из сигнала с амплитудной модуляцией. Для этого необходимо подавить несущее колебание и нерабочую боковую полосу частот. Подавление несущего колебания осуществляется с помощью балансного амплитудного модулятора. Чтобы объяснить, как это происходит, рассмотрим форму АМ сигнала с подавленной несущей. На основании (7.4), колебание двухполосного сигнала без несущей имеет вид u(t)= U·mcosΩt·cosωt (8.6) Рисунок 8.2 иллюстрирует выражение (8.6). Частота огибающей этого колебания в два раза выше частоты модулирующего сигнала. Рисунок 8.2 – Двухполосный сигнал Схема балансного модулятора и диаграмма, поясняющая его работу, представлены на рисунке 8.3. Для нормальной работы балансного модулятора напряжение несущего колебания должно быть значительно больше модулирующего напряжения U >>UΩ (8.7) При этом условии коммутация диодов осуществляется напряжением несущей. В случае полярности напряжения U, показанной на рисунке 8.3, открываются параллельные диоды, и напряжение модулирующего сигнала проходит непосредственно на выход модулятора. После смены знака напряжения U, параллельные диоды запираются и открываются диагональные. В результате модулирующее напряжение проходит на выход, также меняя знак. Выходное напряжение балансного модулятора аналогично двухполосному сигналу, но имеет форму меандра. Поскольку за балансным модулято- ром включается полосовой фильтр для подавления нерабочей боковой полосы, высшие гармоники прямоугольных импульсов подавляются и однополосный сигнал после фильтра будет иметь гармоническую форму. Рисунок 8.3 – Балансный модулятор Отсутствие несущего колебания на выходе балансного модулятора обусловлено взаимной компенсацией магнитных полей, созданных токами несущей частоты в первичной обмотке выходного трансформатора. При этом степень подавления несущего колебания в значительной мере зависит от идентичности параметров диодов. В связи с этим, в балансных модуляторах целесообразно использовать интегральные микросборки диодов, или выполнять балансный модулятор полностью в интегральном исполнении. В современной однополосной аппаратуре нерабочая боковая полоса должна быть подавлена до уровня - 60дБ по отношению к рабочей полосе. Добиться этого очень не просто, т.к. интервал частот между боковыми полосами определяется величиной минимальной частоты (Fмин ) модулирующего сигнала, и составляет 2Fмин . Например, для стандартного телефонного сигнала с полосой 300 ÷ 3400Гц , расстояние между боковыми полосами составит 600Гц. Для обеспечения требуемого затухания фильтра в 60 дБ на несущей частоте 1МГц от фильтра потребуется крутизна кривой затухания не менее 0,1 дБ/Гц. Подобные характеристики способны обеспечить только кварцевые и электромеханические фильтры. Однако такие фильтры невозможно сделать перестраиваемыми, поэтому однополосный сигнал формируется только на фиксированной поднесущей частоте (ω1), обычно не превышающей 0,5 ÷ 1МГц. Для переноса однополосного сигнала в рабочий диапазон используется повторная балансная модуляция второй поднесущей частоты (ω2) однополосным сигналом, как показано на рисунке 8.4. Поскольку интервал частот между двумя боковыми после повторной модуляции равен ≈ 2ω1, в качестве полосового фильтра (ПФ2) можно использовать обычный контур. Выходную частоту однополосного сигнала теперь можно менять, используя в качестве генератора G2 перестраиваемый синтезатор частоты. Одновременно с синтезатором перестраивается и фильтр ПФ2. Фиксированную частоту ω1 также получают от этого синтезатора. Спектральная картина формирования однополосного сигнала представлена на рисунке 8.4б. Описанный способ в литературе получил название фильтрового способа, или способа многократной балансной модуляции. Рисунок 8.4 – Фильтровый способ формирования однополосного сигнала Если при повторном преобразовании не удаётся получить эффективное подавление нерабочей полосы, частоту ω2 фиксируют при значении, обеспечивающем требуемое подавление, а на рабочую частоту однополосный сигнал переносится третьим преобразованием. Фильтровый способ позволяет осуществлять многоканальную передачу сигналов. На рисунке 8.5 представлен вариант 4-х канальной передачи [9]. Рисунок 8.5 – 4-х канальная однополосная модуляция На этом рисунке ВУ – входное устройство, которое ограничивает полосу и динамический диапазон информационного сигнала, а также обеспечивает согласование линии с балансным модулятором. Кроме того, во входном устройстве имеется усилитель и аттенюатор; АТТ – аттенюатор, регулирующий уровень пилот-сигнала; Σ – сумматор. Выбор частот и размещение каналов на выходе устройства иллюстрируется рисунком 8.6. При использовании стандартного телефонного канала с полосой 250 ÷ 3000Гц, поднесущие частоты f1 , f2 , f3 выбираются с интервалом 3000 Гц. Каналы, расположенные рядом с f1 , обозначаются А1 и В1 . Остальные соответственно А2 и В2. Многоканальный (групповой) сигнал на выходе сумматора поступает на усилитель, назначение которого - компенсация затухания сигналов в балансных модуляторах и фильтрах. Для переноса группового сигнала на рабочую частоту используется повторное балансное преобразование. Рисунок 8.6 – Спектр группового сигнала Каждый канал группового сигнала может быть дополнительно уплотнён несколькими узкополосными каналами, несущими информацию в цифровой форме. 8.2.2 Фазоразностный способ формирования однополосного сигнала Фильтровый способ формирования однополосного сигнала, благодаря эффективному подавлению нерабочей боковой полосы и стабильным эксплуатационным параметрам, нашёл самое широкое применение, как в системах радиосвязи, так и везде, где необходимо формирование многоканального группового сигнала. Основные недостатки способа связаны с некоторой сложностью схемы и необходимостью использования сложных фильтров при первом, а иногда и втором преобразованиях. В тех случаях, когда связь осуществляется с использованием одного канала, формирование однополосного сигнала возможно без применения фильтров, так называемым фазоразностным способом. Суть этого способа полностью отражает следующее преобразование выражения для однополосного сигнала при модуляции одним тоном uo(t) = Uocos(ω+Ω)t = 0,5Uo(cosωt·cosΩt - sinωt·sinΩt) (8.8) Сравнивая (8.8) и (8.6) можно сделать вывод, что слагаемые выражения в скобках представляют собой результат балансной модуляции несущего колебания, причём во втором слагаемом модулирующий сигнал и несущее колебание сдвинуты по фазе на 900. В соответствии с этим выводом, структурная схема фазоразностного способа формирования однополосного сигнала представлена на рисунке 8.7. Рисунок 8.7 – Фазоразностный способ формирования однополосного сигнала На этом рисунке: G – синтезатор несущей частоты; Σ – сумматор; ФВвч, ФВнч – фазовращатели высоких и низких частот. Несмотря на простоту схемы и отсутствие сложных фильтров, этот способ находит лишь ограниченное применение. Это связано с тем, что различие амплитуд сигналов на выходах балансных модуляторов в 2% не позволяет получить подавление нерабочей боковой полосы лучше, чем -40дБ. Аналогичные последствия имеют место при погрешности фазового сдвига в 1 ÷ 20 на выходе фазовращателей. В процессе эксплуатации, за счёт изменения параметров схемы под воздействием окружающей среды, реально удаётся поддерживать подавление нерабочей боковой на уровне порядка -25 ÷ -30 дБ. Этого совершенно недостаточно при многоканальной работе. При реализации фазоразностного способа наибольшие трудности возникают при разработке фазовращателя низких частот, который с высокой точностью должен обеспечить поворот фазы на 900 всех составляющих спектра информационного сигнала, т.е. должен быть широкополосным и, следовательно, достаточно сложным. 8.2.3 Раздельный способ усиления мощности составляющих однополосного сигнала Поскольку однополосный сигнал формируется на относительно низком уровне мощности и является колебанием с амплитудной и фазовой модуляцией, однополосный передатчик обычно представляет собой усилитель модулированных колебаний. Следовательно, как было установлено в главе 7, каскады передатчика должны работать в недонапряженном режиме с углом отсечки 900. Если же учесть, что среднестатистический коэффициент амплитудной модуляции не превышает 30 ÷ 50% (а при многоканальной работе ещё меньше), то к.п.д. однополосного передатчика оказывается на уровне «паровоза» 8 ÷ 10%. Попытки найти способ увеличения промышленного к.п.д. передатчика привели к разработке раздельного метода усиления составляющих однополосного сигнала, предложенного М.В.Верзуновым [13]. Структурная схема передатчика представлена на рисунке 8.8. Рисунок 8.8 – Схема передатчика с раздельным усилением составляющих однополосного сигнала Здесь использованы следующие обозначения: ОПВ – однополосный возбудитель; АО – амплитудный ограничитель; АД – амплитудный детектор; М – модулятор; ВУМ – выходной усилитель мощности; U1 – амплитуда усиленной фазомодулированной составляющей; Кр – коэффициент усиления передатчика. Поскольку высокий к.п.д. генератора при меняющейся амплитуде удаётся получить только при коллекторной (анодной, стоковой) модуляции, автор предложил сформированный в возбудителе однополосный сигнал подвергнуть глубокому ограничению по амплитуде и выделить, таким образом, фазомодулированную составляющую с постоянной амплитудой. Одновременно однополосный сигнал в другом тракте передатчика детектируется и из него выделяется огибающая амплитуды. Далее каждый сигнал усиливается в своем тракте до уровня выходной мощности передатчика; в выходных ступенях передатчика фазомодулированная составляющая модулируется по амплитуде огибающей. В результате на выходе передатчика однополосный сигнал полностью восстанавливается. Проблемы реализации этой схемы аналогичны проблемам фазоразностного формирователя однополосного сигнала. Эффективное подавление нерабочей боковой полосы возможно только при максимальном соответствии амплитудных и фазовых характеристик высокочастотного и низкочастотного трактов, что на практике трудно осуществимо. Кроме того, огибающая однополосного сигнала содержит постоянную составляющую, поэтому мощный модулятор должен быть усилителем постоянного тока. В качестве такого модулятора может быть использован усилитель мощности класса «D» с промежуточной широтно-импульсной модуляцией [3]. 9 Радиопередатчики с угловой модуляцией 9.1 Общие сведения об угловой модуляции При изучении амплитудной модуляции в разделе 7, передача информации осуществлялась путём изменения амплитуды несущего колебания в соответствии с передаваемым сигналом. Представим теперь несущее колебание в следующем виде u(t)=Ucos(ωt+φ)= UcosФ(t) (9.1) Очевидно, что в соответствии с передаваемой информацией, помимо амплитуды, можно менять частоту ω или фазу φ, осуществляя, таким образом, частотную или фазовую модуляцию (ЧМ, ФМ). Согласно (9.1) в обоих случаях будет меняться угловой аргумент косинуса Ф(t), поэтому частотную и фазовую модуляцию объединяют общим термином «угловая модуляция». Тем не менее, как будет показано ниже, между ЧМ и ФМ есть и существенные различия. Воспользуемся простейшей моделью информационного сигнала в форме (7.1). Тогда колебание с частотной модуляцией можно представить в следующем виде u(t)=Ucos[(ω+ΔωcosΩt)t+φо] (9.2) В этом выражении Δω – амплитуда отклонения частоты при ЧМ, получившая название – девиация частоты; φо – произвольная постоянная, соответствующая фазовому сдвигу при t = 0. Согласно (7.1) и (9.1) Δω=Кчм·UΩ (9.3) Здесь Кчм - крутизна характеристики частотного модулятора. Аналогично для фазовой модуляции получим u(t)=Ucos(ωt+ΨcosΩt+φο) (9.4) В этом выражении Ψ – амплитуда отклонения фазы, названная индексом модуляции. По аналогии с (9.3) Ψ=Кфм·UΩ (9.5) Где Кфм - крутизна характеристики фазового модулятора. Частота и фаза гармонического колебания связаны следующими соотношениями (9.6) (9.7) Используя эти зависимости можно определить связь между ЧМ и ФМ. Подставив значение Ф(t) из (9.4) в (9.6), определим как изменяется частота при ФМ (9.8) Сравнивая частоту в выражениях (9.2) и (9.8), с учётом (9.5), получим Δω(ФМ) = ΨΩ = Ω·Кфм·UΩ (9.9) Таким образом, девиация частоты при ФМ пропорциональна амплитуде информационного сигнала и его частоте, в отличие от (9.3). Поэтому, в информационном сигнале, переданном фазовой модуляцией и принятым частотным детектором, произойдёт подъём верхних частот (исказится амплитудно-частотная характеристика). Подставим теперь частоту из (9.2) в (9.7) и определим как меняется фаза при ЧМ . (9.10) Сравнивая фазу в (9.4) с (9.10), с учётом (9.3), получим (9.11) В этом случае, индекс модуляции при ЧМ пропорционален амплитуде информационного сигнала и обратно пропорционален его частоте, в отличие от (9.5). Поэтому, в информационном сигнале, переданном частотной модуляцией и принятом фазовым детектором, произойдёт завал верхних частот. Рассмотренные отличия проявляются только в случае реальных информационных сигналов с меняющейся частотой Ω. Для его модели (7.1) с постоянной частотой, различие между ЧМ и ФМ полностью отсутствует. На основании (9.9) и (9.11) возможно взаимное преобразование ЧМ в ФМ и наоборот, обеспечив необходимую зависимость (или независимость) индекса модуляции от частоты модулирующего сигнала. В частности, для преобразования ФМ в ЧМ, необходимо амплитуду модулирующего сигнала изменять обратно пропорционально его частоте. Это может быть выполнено с помощью интегрирующей RC цепи, через которую перед модуляцией должен быть пропущен модулирующий сигнал (см. рисунок 9.1а). Рисунок 9.1 – Преобразование видов угловой модуляции Действительно, коэффициент передачи такой цепи . При условии R>>ΩмаксС (9.12) Аналогично при использовании дифференцирующей цепи на входе частотного модулятора можно получить фазовую модуляцию (см. рисунок 9.1б). 9.2 Спектр сигнала с угловой модуляцией Для анализа спектра сигнала с угловой модуляцией, воспользуемся выражением (9.4), положив φο=0. Сигнал такого вида раскладывается в ряд Фурье по функциям Бесселя следующим образом (9.13) Здесь Jn(Ψ) – функция Бесселя первого рода n – го порядка, аргументом которой является индекс модуляции Ψ. Согласно (9.13), спектр сигнала с угловой модуляцией теоретически бесконечен . Форма огибающей спектра определяется зависимостью функций Бесселя от индекса модуляции. Графики первых четырёх функций Бесселя представлены на рисунке 9.2. Особенностью этих функций является затухающий колебательный характер, поэтому при некоторых значениях Ψ, указанных на рисунке 9.2, несущая частота (Jo) исчезает. В связи с этим, термин «несущая», при рассмотрении угловой модуляции, заменяют термином «средняя частота». Первый максимум функций Бесселя, начиная с n=1 , соответствует Ψ=n+1. Рисунок 9.1 – Функции Бесселя Затухающий характер функций Бесселя позволяет на практике без последствий ограничивать полосу занимаемых частот на уровне составляющих, амплитуда которых не превышает 1% от немодулированной несущей. Эффективную полосу сигнала с угловой модуляцией в этом случае определяют эмпирической формулой (9.14) В последнем выражении Fмакс – максимальная частота модулирующего сигнала. На рисунке 9.3 в качестве примера представлены спектры для некоторых значений Ψ [9]. Рисунок 9.3 – Спектры сигналов с угловой модуляцией. Как уже отмечалось выше, при угловой модуляции одним гармоническим тоном, различия между ФМ и ЧМ нет, т.к индекс модуляции в этом случае величина постоянная. Иначе обстоит дело при модуляции сложным многочастотным сигналом. Поясним это на следующем примере. Пусть фазовая модуляция осуществляется двух тоновым сигналом, в котором одна частота (Ω1) очень низкая, а вторая (Ω2) во много раз выше первой. Поскольку при ФМ индекс модуляции не зависит от модулирующей частоты, спектры для обеих модулирующих частот будут подобны (см. рисунок 9.4а). Предположим теперь, что при частотной модуляции на нижней частоте Ω1 индекс модуляции такой же, как при ФМ. Тогда на верхней частоте, согласно (9.11), индекс модуляции будет во много раз меньше, и, следовательно, эффективная полоса, при частоте модуляции Ω2, значительно сократится. Спектр сигнала с ЧМ для этого случая представлен на рисунке 9.4б. Таким образом, при частотной модуляции реальным многочастотным сигналом, полоса модулированного сигнала (Пчм) оказывается значительно уже, по сравнению с полосой сигнала при фазовой модуляцией (Пфм). По этой причине, для целей радиосвязи и радиовещания предпочтение отдаётся частотной модуляции. Рисунок 9.4 – Спектры сигналов с ФМ и ЧМ 9.3 Методы получения частотной модуляции Колебания с частотной модуляцией можно получить, либо непосредственно, изменяя частоту колебаний автогенератора, либо путём преобразования фазовой модуляции в частотную. Метод непосредственного изменения частоты получил название «прямого» метода ЧМ, соответственно преобразование ФМ в ЧМ называют «косвенным» методом. Прямые методы ЧМ основаны на изменении реактивности колебательной системы автогенератора под воздействием модулирующего сигнала. При косвенных методах фазовую модуляцию получают при прохождении несущего колебания через цепь, сдвиг фазы в которой зависит от модулирующего сигнала. Преобразование ФМ в ЧМ обеспечивается коррекцией модулирующего сигнала интегрирующей RC – цепью (см. п.п. 9.1). 9.3.1 Прямые методы ЧМ Для изменения частоты автогенератора в его колебательную систему включается управляемая реактивность. В качестве такой реактивности в настоящее время, как правило, используются ёмкость запертого p-n перехода специального полупроводникового диода – варикапа. В первом приближении ёмкость перехода может быть описана следующим выражением (9.15) Здесь е -запирающее напряжение на варикапе; Со – ёмкость варикапа при е = 0; φк = 0,3 ÷ 0,5 В - контактная разность потенциалов; n - показатель «резкости» перехода, который может принимать значения от 0,3 до 3. Значение n = 0,3 соответствует «плавному» переходу; n = 0,5 – «резкому»; n ≥ 1 – «сверх резкому» переходу. Графики, соответствующие (9.15) приведены на рисунке 9.5б. Схема автогенератора с частотной модуляцией (без цепей питания) представлена на рисунке 9.5а Рисунок 9.5 - Схема ЧМ автогенератора с варикапом Обычно ёмкости схемы автогенератора подбираются так, чтобы С3<C3. При этих условиях ёмкость контура в основном определяется ёмкостью варикапа Ск ≈ СВ . Резонансную частоту контура в этом случае можно определить следующим выражением (9.16) Совершенно очевидно, что пропорциональная зависимость между резонансной частотой контура ωο и напряжением на переходе е (а значит и частотой генерируемых колебаний ω) возможна только при n = 2. В процессе модуляции е= Ес+иΩ(t)+ u(t)= Ес+UΩ cosΩt + U cosωt (9.17) Здесь Ес – напряжение смещения на варикапе; иΩ(t)- модулирующий сигнал; u(t)- колебания высокой частоты, поступающие на варикап со стороны автогенератора. Поскольку переход должен быть в закрытом состоянии (e<0), необходимо выполнить условие UΩ + U ≤ |Ec| (9.18) Полагая в (9.16) n=2, с учётом (9.17), для частоты генерируемых колебаний получим (9.19) Таким образом, для линейной частотной модуляции желательно иметь варикап со сверх резким переходом. На практике промышленные образцы варикапов обычно имеют резкие переходы с n ≈0,5. Поэтому приходится ограничивать величину девиации частоты. Для получения необходимой девиации, первичную модуляцию осуществляют на пониженной частоте, а затем с помощью умножителя переносят ЧМ колебание на рабочую частоту. При этом девиация частоты увеличивается в соответствии с кратностью умножения. Меньшие искажения при большей девиации могут быть получены с помощью «реактивного транзистора» (реактивной лампы) [12]. Реактивный транзистор представляет собой, как и варикап, управляемую реактивность (Хр) ёмкостного или индуктивного характера, подключаемую к контуру автогенератора. Схема реактивного транзистора представлена на рисунке 9.6а. Рисунок 9.6 – Реактивный транзистор Для того, чтобы выходное сопротивление транзистора было реактивным, необходимо обеспечить фазовый сдвиг 900 между током коллектора и коллекторным напряжением . Поскольку коллекторный ток по фазе совпадает с базовым напряжением, соответствующий фазовый сдвиг должен быть между и . В схеме реактивного транзистора необходимые фазовые сдвиги обеспечиваются с помощью простейшего фазовращателя (Z1,Z2), варианты которого представлены на рисунке 9.6б. Для того, чтобы такой фазовращатель обеспечивал фазовый сдвиг 900, необходимо выполнить условие |Z1|>>|Z2|. Тогда для напряжения на базе получим (9.20) При работе транзистора с отсечкой коллекторного тока , поэтому с учётом (9.20), получим (9.21) В зависимости от вида использованного фазовращателя (рисунок 9.6б), выходное сопротивление реактивного транзистора можно представить следующим образом На основании полученных результатов можно сделать вывод, что реактивный транзистор имеет индуктивную реакцию, если Z1- индуктивность, или Z2- ёмкость. Ёмкостная реакция реактивного транзистора имеет место, если Z2- индуктивность, или Z1- ёмкость. Частотная модуляция в автогенераторе может быть получена путём изменения средней крутизны реактивного транзистора при работе с отсечкой коллекторного тока, т.к. в этом случае угол отсечки зависит от смещения на базе, т.е. от модулирующего напряжения е=Ес+uΩ(t). Основное достоинство прямых методов ЧМ заключается в возможности непосредственного получения больших отклонений частоты. Однако такая возможность приводит к существенной нестабильности средней частоты, которая будет меняться из-за нелинейности характеристики управляющего реактивного элемента (УЭ), а также вследствие нестабильности, или пульсаций, напряжения источников питания и влияния других внешних дестабилизирующих факторов (см. раздел 5.4). Использование ЧМ в кварцевых автогенераторах позволяет отчасти решить эту проблему [12]. Тем не менее, из-за высокой фиксирующей способности кварцевого автогенератора, получить требуемые значения девиации частоты удается далеко не всегда. Проблема стабильности средней частоты решается в схеме, представленной на рисунке 9.7. В этой схеме средняя частота автогенератора (ГПД), с помощью фазовой автоподстройки частоты, приводится к высокостабильной частоте опорного генератора (ОГ). Рисунок 9.7 – Схема автоматической подстройки частоты. Делитель частоты в n раз необходим для уменьшения индекса модуляции. Выше было отмечено, что при некоторых значениях индекса модуляции (Ψ) несущая в спектре ЧМ исчезает, В этом случае велика вероятность сбоя в работе автоподстройки и соответственно вероятность скачкообразного изменения частоты ГПД. Чтобы исключить подобную ситуацию, индекс модуляции на входе фазового детектора (ФД) необходимо уменьшить до значения менее первого нуля функции Бесселя Jo (Ψ=2,4). Для надёжной работы системы фазовой автоподстройки (ФАП), уровень несущей должен быть достаточно большим, поэтому n подбирается так, чтобы индекс модуляции на входе ФД не превышал 1. Чтобы система ФАП не подавляла частотную модуляцию, она не должна действовать на частотах модулирующего сигнала. С этой целью, полоса пропускания фильтра нижних частот (ФНЧ) ограничивается частотой 5 ÷ 10 Гц. Поскольку частота звуковых сигналов обычно лежит выше 30 Гц, цепь обратной связи на этих частотах обрывается. Таким образом, ФАП реагирует только на медленные изменения частоты ГПД, обусловленные нестабильностью его средней частоты. Средняя частота на выходе ГПД составит nωq , и её стабильность будет соответствовать стабильности частоты опорного генератора. В качестве управляющих элементов (УЭ) в схеме обычно используются варикапы. Т.к. управляющее напряжение ФАП (ΔU) смещает рабочую точку на характеристике УЭ, во избежание нелинейных искажений, для ЧМ рекомендуется использовать отдельный УЭ. 9.3.2 Косвенные методы частотной модуляции В отличие от прямых методов ЧМ, преобразование фазовой модуляции в частотную исключает воздействие УЭ на несущую (среднюю) частоту модулированных колебаний. Поэтому необходимая стабильность средней частоты при косвенных видах ЧМ обеспечивается достаточно просто. Для осуществления ЧМ косвенным методом необходим фазовый модулятор. Простейший способ получения фазовой модуляции с преобразованием в ЧМ представлен на рисунке 9.8а Рисунок 9.8 – Схема ЧМ с фазовым модулятором Здесь R,C – интегрирующая цепь; Ср – разделительная ёмкость. Конденсатор С выполняет также функции блокировочной ёмкости в контуре Lк, СВ. Фазовая характеристика параллельного контура имеет вид φz(ω) = arctg[2(ω-ω0)Q/ω0]= arctg(2ΔωQ/ω0). С учётом (5.14), φz(ω)= - arctg(ΔСВ∙Q/СВ) (9.22) Из последнего выражения следует, что даже при линейной зависимости ΔСВ от модулирующего сигнала, линейная фазовая модуляция возможна лишь при небольших расстройках контура относительно рабочей частоты генератора. Практически, линейный участок фазовая характеристика контура (рисунок 9.8б) имеет лишь при индексе модуляции Ψ ≤ 0,5. В [14] описана трёхконтурная схема фазового модулятора, которая при нелинейных искажениях менее 2% позволила получить индекс модуляции порядка 2 радиан. Схема частотной модуляции с трёхконтурным фазовым модулятором представлена на рисунке 9.9 Рисунок 9.9 – Схема частотной модуляции с 3-х контурным фазовым модулятором В этой схеме ёмкость интегрирующей цепи определяется суммой ёмкостей трёх конденсаторов С. Основной недостаток рассмотренных схем – паразитная амплитудная модуляция, которая появляется вследствие изменения эквивалентного сопротивления контура при его расстройке. На рисунке 9.10 представлена мостовая схема фазового модулятора свободная от этого недостатка [9]. Рисунок 9.10 – Схема ЧМ с мостовым фазовым модулятором В этой схеме инверсный усилитель с разделённой нагрузкой обеспечивает два противофазных и равных по величине напряжения u1 и u2. Электрический мост образуют два нагрузочных резистора, резистор R1 и реактивная цепь, состоящая из ёмкости варикапа СВ и индуктивности L. Принцип работы фазового модулятора иллюстрируется векторной диаграммой на рисунке 9.10. К одной диагонали моста приложена сумма напряжений u1 + u2, а выходное напряжение и снимается с другой диагонали. Поскольку напряжения на реактивной цепи (uС + uL) и на резисторе R1(uR) всегда сдвинуты по фазе на 900, вектор выходного напряжения (и) изменяет своё положение в зависимости от величины сопротивления реактивной цепи, оставаясь постоянным по величине. Сопротивление реактивной цепи (Х) модулируется информационным сигналом (иΩ) с помощью ёмкости варикапа . Такой модулятор позволяет получить индекс модуляции порядка одного радиана при допустимых нелинейных искажениях без паразитной амплитудной модуляции. В радиопередатчиках УКВ-ЧМ вещания, производства 60-х – 70-х годов, для частотной модуляции использовалась схема фазового модулятора, структурная схема которого представлена на рисунке 9.11. Рисунок 9.11 – Схема ЧМ с импульсно-фазовым модулятором На рисунке приняты следующие обозначения: ОГ – опорный генератор; ГПН – генератор пилообразного напряжения; ШИМ – широтно-импульсный модулятор; ГКИ –генератор коротких импульсов; – умножитель частоты. Диаграммы напряжений в некоторых точках схемы представлены на рисунке 9.12. Рисунок 9.12 – Диаграмма напряжений в фазовом модуляторе Первый график на диаграмме иллюстрирует форму напряжения на выходе ГПН; здесь же показано модулирующее напряжение uΩ(t) на входе ШИМ, в качестве которого используется компаратор. В результате сравнения пилообразного и модулирующего напряжений на выходе ШИМ, получается импульсный сигнал, модулированный по длительности. ГКИ генерирует импульсы, положение которых синхронизировано с задними фронтами импульсов с ШИМ. В результате на входе умножителя частоты формируется сигнал с фазо-импульсной модуляцией. В качестве умножителя частоты может быть использован генератор с внешним возбуждением, контур которого настраивается на n-ю гармонику импульсной последовательности ГКИ. Таким образом, на выходе устройства получаем гармонический сигнал с фазовой модуляцией. Поскольку модулирующий сигнал проходит на вход ШИМ через интегрирующую RC цепь, ФМ преобразуется в ЧМ. Если бы пилообразное напряжение ГПН имело идеальную форму с вертикальным передним фронтом, положение импульсов ГКИ можно было бы менять в пределах всего периода средней (несущей) частоты. При этом индекс модуляции составил бы 3,14 радиана. Реально же, вследствие конечной длительности фронта, удаётся получить индекс порядка 2,6 радиан. С помощью умножителя индекс частотной модуляции увеличивается соответственно в n раз. Благодаря линейному нарастанию пилообразного напряжения такое устройство обеспечивает высокое качество частотной модуляции (минимальные нелинейные искажения). Определим необходимую кратность умножения частоты при использовании такого модулятора для УКВ-ЧМ радиовещания. Согласно ГОСТ девиация частоты на выходе передатчика должна составлять 50 кГц [16]. Это означает, что на нижней звуковой частоте 30 Гц индекс ЧМ составит 1667 радиан, а необходимая кратность умножения частоты n=1667/2,6=641 раз. При такой кратности умножения и большой величине индекса модуляции, спектры соседних гармоник, также модулированных по частоте, начинают перекрываться. Отделить помеху основному сигналу становится невозможно, и она воспринимается как повышенный уровень шумов. По мере ужесточения требований к допустимому уровню шумов от косвенных методов ЧМ в радиовещании пришлось отказаться. В современных разработках радиовещательных передатчиков исключительное применение находят прямые методы частотной модуляции с автоподстройкой средней частоты по опорному генератору. 10 Радиопередатчики цифровой информации Исторически передача информации на расстоянии впервые осуществлялась (в современном понимании) именно в цифровой форме. Таковыми безусловно были «азбука» Морзе, телеграфный код Боде, при использовании которых передача информации осуществлялась в виде последовательности токовых и безтоковых посылок. В современном понимании цифровой сигнал это последовательность элементарных символов, обозначаемых как «0» и «1», сочетание которых в определённом порядке (коде) позволяет зашифровать и передать практически любую информацию. Элементарный символ получил название «бит», а группа символов из 8 битов (23) образовали своеобразное слово «байт». 1024 байта (210) назвали «килобайт»; 210 килобайт – «мегабайт», и т.д. - «гигабайт», «терабайт»…. Скорость передачи цифровой информации оценивается числом битов (байтов) передаваемых в секунду. Единица измерения скорости при телеграфии получила название «бод» (бит/с). В литературе, посвящённой передаче цифровой информации, на ряду с термином бод используются термины бит/с, кбайт/с и т.д.. Следует иметь в виду, что в современных телекоммуникационных системах понятие бод и бит/с не совпадают, т.к. в таких системах одному символу могут соответствовать десятки – сотни битов инфор-мации. Кроме этого, бодами выражают полную ёмкость канала, включая служебные символы (биты), если они есть. Эффективная же скорость канала выражается, например битами в секунду (бит/c, bps), несущими основную информацию. Для передачи цифрового сигнала по радиоканалу его необходимо перенести на несущую частоту. Этот процесс осуществляется аналогично модуляции и называется «манипуляция» (используется и термин «телеграфия»). Соответственно возможна амплитудная телеграфия (АТ), частотная (ЧТ), фазовая (ФТ). Возможны и комбинированные способы манипуляции, например амплитудно-фазовая. 10.1 Амплитудная манипуляция Амплитудная манипуляция, именуемая в зарубежной и переводной литературе как ASK (amplitude switching key), относится к простейшему виду манипуляции, применяемому в очень редких, как правило, экстремальных ситуациях. На рисунке 10.1 представлена форма спектра исходного информационного сигнала для случая периодической и случайной последовательностей 0 и 1. В первом случае спектр цифрового сигнала имеет дискретный характер, в котором отсутствуют гармоники битовой частоты F=1/T (или чётные гармоники частоты импульсной последовательности F/2). Во втором случае, спектр - сплошной. При этом огибающая спектра описывается выражением 10.1. (10.1) Рисунок 10.1 – Спектры битовой последовательности Способ осуществления АТ иллюстрируется рисунком 10.2 и заключается по существу в амплитудной модуляции несущего колебания импульсным сигналом. Рисунок 10.2 – Амплитудная манипуляция Спектр импульсов прямоугольной формы теоретически бесконечен и не пригоден для передачи по каналам с ограниченной полосой. Поэтому импульсы «скругляют» существенно ограничивая полосу их спектра с помощью фильтров нижних частот. В качестве таких фильтров часто используют фильтры с «гауссовской» характеристикой, которые превращают прямоугольные импульсы в колоколообразные, как показано на рисунке 10.3. Спектр амплитудной манипуляции формируется также как спектр амплитудной модуляции. Рисунок 10.3 – Спектры при амплитудной манипуляции В передатчике амплитудную манипуляцию осуществляют одновременно в двух ступенях усилительного тракта по цепи смещения на управляю- щем электроде АЭ. Это необходимо в связи с тем, что при манипуляции одной ступени на управляющем электроде АЭ остаётся немодулированное напряжение возбуждения, которое через проходную ёмкость закрытого АЭ проходит к последующим усилительным каскадам и в результате значительного усиления может полностью перекрыть паузу между радиоимпульсами. При манипуляции в двух ступенях на входе второй из них возбуждение практически отсутствует; в результате обеспечивается надежное запирание в паузах всего передатчика. Режим работы усилительных каскадов передатчика при АТ выбирают слабо перенапряжённым, в котором происходит ограничение сигнала по амплитуде выходного напряжения. Тем самым обеспечивается стабильность уровня радиоимпульсов и устраняется фоновая модуляция по управляющему электроду АЭ. При этом, однако, существенно повышаются требования к характеристикам источника коллекторного питания выходной ступени, т.к. переходные процессы в фильтре выпрямителя могут привести к значительному искажению формы радиоимпульса, а при колебательном переходном процессе возможно даже его дробление. Эта особенность иллюстрируется рисунком 10.4. Рисунок 10.4 – Переходный процесс в источнике коллекторного питания К достоинствам АТ можно отнести простоту практической реализации. Основной недостаток - очень низкая помехоустойчивость, т.к. в паузах радиосигнала помеха может изменить значение бита информации ( например, с 0 на 1). 10.2 Частотная манипуляция При частотной манипуляции (ЧТ, FSK) 0 и 1 соответствуют различные значения несущей частоты при постоянной амплитуде. Отсутствие пауз в сигнале существенно повышает отношение сигнал/помеха, что и определяет преимущество ЧТ перед АТ. Простейший вариант реализации ЧТ представлен на рисунке 10.5. Рисунок 10.5 – Частотная манипуляция Телеграфный ключ S в соответствии с последовательностью 0 и 1 переключает на вход усилителя мощности частоты генераторов f1, f2. Причём 0 обычно соответствует меньшая из них. Поскольку генераторы в такой схеме работают независимо друг от друга, в момент перехода от одной частоты к другой происходит скачкообразное изменение фазы, т.е. помимо частотной манипуляции возникает паразитная фазовая манипуляция. Это приводит к заметному расширению полосы частот занимаемых сигналом. На практике используется другая схема ЧТ, в которой исключается разрыв фазы в момент изменения частоты. Такая схема представлена на рисунке 10.6. Рисунок 10.6 – Схема ЧТ без разрыва фазы На вход смесителя (СМ) от высокостабильного возбудителя подаются две частоты f и Δf. На выходе смесителя получают две частоты со сдвигом 2Δf. Информационный битовый поток переключает эти частоты с помощью электронного коммутатора (ЭК). В результате на выходе ЭК ( в узле «а») частотная манипуляция ни чем не отличается от ЧТ в схеме на рисунке 10.5, т.е. манипуляция происходит с разрывом фазы. Чтобы устранить скачки фазы в моменты перехода с одной частоты на другую, в схему введён управляемый автогенератор (ГПД), частота которого приводится к частотам f ±Δf c помощью системы автоподстройки, включающей смеситель (СМ), фильтр нижних частот (Ф) и управляющий элемент (УЭ). Аналогичные системы автоподстройки частоты уже рассматривались в разделах 5 и 9. Поскольку контур автогенератора является инерционной системой, напряжение на его выходе не может измениться скачком при смене частоты. В результате паразитная фазовая модуляция устраняется. Для анализа спектра частотной манипуляции представим сигнал ЧТ в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией (см. рисунок 10.7) на разных несущих частотах. Спектр каждого из этих сигналов нам известен из раздела 10.1. Суммируя спектры сигналов с АТ, получим спектр частотной манипуляции. Рисунок 10.7 – Спектр частотной манипуляции Анализируя спектр ЧТ, можно сделать вывод, что сдвиг частот 2Δf не должен превышать полосы частот, занимаемых спектром составляющих его сигналов АТ’ и АТ”. В противном случае, наложение спектров 0 и 1 друг на друга будет создавать взаимные помехи при приёме. Наложение спектров допустимо лишь в случае ортогональности сигналов АТ’ и АТ”на интервале Т. Для этого необходимо выполнить условие Вычисляя интеграл, получим Поскольку (ω2+ω1) >> (ω2 -ω1), вторым слагаемым в полученном выражении можно пренебречь. В результате получаем условие ортогональности (взаимной независимости) сигналов АТ’ и АТ” в виде. sin2π(f2 -f1)T = sin4πΔf∙T=0 или 2Δf=n/T (10.2) Здесь n – любое целое число. Таким образом, минимальный сдвиг частот, при котором обеспечивается ортогональность сигналов АТ’ и АТ” равен 1/Т (напомним, что Т – длительность элементарной посылки). Частотная манипуляция с таким сдвигом частот получила название «минимальная частотная манипуляция» (MSK). Этот вид манипуляции широко используется в системах мобильной радиосвязи (GSM, DECT). 10.3 Двухканальная частотная манипуляция При передаче двух сообщений методом ЧТ в соседних каналах, передатчик излучает одновременно две частоты из четырёх, принадлежащих разным каналам. В результате биения этих частот, возникает амплитудная модуляция выходного колебания. Таким образом, как и при амплитудной модуляции, такая двухканальная манипуляция приведёт к существенному снижению помехоустойчивости приёма, т.е. будет утрачено основное достоинство частотной манипуляции. Двухканальная частотная манипуляция (ДЧТ), применяемая на практике, существенно отличается от приведенного примера. Чтобы амплитудная модуляция не возникала, каждой ситуации в соседних каналах приписывают определённое значение частоты передатчика (см. Табл.10.1). Таблица 10.1 В результате в любой момент времени передатчик излучает только одну частоту из четырёх и амплитуда колебаний остаётся постоянной. Тем самым, обеспечивается высокая помехоустойчивость при ДЧТ. Частота f1 самая низкая, а f4 самая высокая. Интервал между соседними частотами определяет сдвиг частот 2Δf. При ДЧТ битовые последовательности в каналах должны быть синхронизированы, т.е. переходы от 0 к 1 и наоборот, должны происходить в одни и те же моменты времени. В противном случае частота переключений резко возрастает (см. рисунок 10.8), соответственно увеличивается полоса занимаемых частот и возрастает вероятность пропадания узких импульсов из-за конечной длительности фронтов. Рисунок 10.8 – ДЧТ при синхронной и асинхронной передаче информации в каналах Один из возможных вариантов реализации ДЧТ в упрощенном виде представлен на рисунке 10.9. Рисунок 10.9 – Структурная схема ДЧТ На вход первого смесителя от высокостабильного возбудителя поступают частота несущей f и частоты определяющие величину сдвига Δf и 3Δf. На электронный коммутатор (ЭК) поступают частоты f1 ÷ f4 , которые в зависимости от состояния каналов, переключаются в соответствии с табл.10.1. Разрыв фазы в моменты коммутации устраняется системой автоподстройки частоты подобно схеме ЧТ. 10.4 Фазовая манипуляция Фазовая манипуляция (ФТ, Phase Shift Keying- PSK), как и частотная является манипуляцией с «активной паузой», т.е. амплитуда колебаний остаётся неизменной независимо от того, какой символ передаётся в данный момент. Поэтому, как и частотная манипуляция, ФТ отличается высокой помехоустойчивостью. При ФТ в момент перехода от 0 к 1, или наоборот, фаза несущего колебания изменяется на 1800 . Этот процесс иллюстрируется рисунком 10.10. Рисунок 10.10 Фазовая манипуляция Спектр ФТ можно оценить подобно тому, как это было сделано для ЧТ, т.е. представить сигнал с фазовой манипуляцией в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией, несущие которых сдвинуты по фазе на 1800. Поэтому в случае периодической последовательности 0 и 1 в спектре ФТ несущая отсутствует. Для реальных цифровых сигналов, спектр боковых полос при ФТ подобен спектру АТ, а несущая частота имеет переменную величину, зависящую от соотношения частот появления нулей и единиц. Описанная операция и спектры представлены на рисунке 10.11. Рисунок 10.11 – Спектр фазовой манипуляции Таким образом, фазовая манипуляция имеет очевидное преимущество перед ЧТ по полосе занимаемых частот и превосходит АТ в помехоустойчивости. В качестве простейшего фазового манипулятора может быть использовано устройство аналогичное балансному модулятору, в котором коммутация диодного моста осуществляется «биполярным» цифровым сигналом1, т.е. амплитуда биполярного цифрового сигнала должна значительно превышать амплитуду колебаний несущей частоты (uΩ>>uω). Один из возможных вариантов фазового манипулятора представлен на рисунке 10.12. Рисунок 10.12 – Фазовый манипулятор При ФТ целесообразно синхронизировать битовую частоту с частотой несущего колебания так, чтобы изменение фазы происходило при нулевом значении напряжения несущей. В этом случае обеспечивается минимальный уровень побочного излучения на гармониках несущей частоты (см. рис.10.12). В 1946 году В.А.Котельников в своей диссертации строго доказал, что ФТ является наилучшим способом передачи цифровой информации, т.к. при этом достигается предельная потенциальная помехоустойчивость, которая не может быть превзойдена ни какими другими способами передачи. Тем не менее, внедрение ФТ в практику телекоммуникаций ещё долго оставалось проблематичным, вследствие явления «обратной работы», которое заключается в том, что случайное изменение фазы, вследствие воздействия помехи, превращает 1 в 0, а 0 в 1. Следующая помеха может вернуть нормальный режим приёма, и т.д. В результате достоверная передача информации становилась практически невозможной. Все попытки усовершенствовать ФТ приводили к серьёзному усложнению аппаратуры и не обеспечивали преимущества ФТ перед ЧТ. В настоящее время вместо ФТ используют относительную фазовую манипуляцию (ОФТ, Differential Phase Shift Keying- DPSK ), предложенную Н.Т.Петровичем [17]. При ОФТ скачок фазы происходит только в случае появления 0 (или только в случае появления 1). Поэтому обратная работа уже не имеет значения, поскольку изменение фазы теперь всегда соответствует только 0 (или только 1). Таким образом, сигнал ОФТ несёт в себе информацию необходимую для его детектирования. Формирование сигнала ОФТ иллюстрируется рисунком 10.13. Рисунок 10.13 – Формирование сигналов ФТ и ОФТ На рисунках 10.13а,б представлено образование сигнала ФТ, а на рисунке 10.13в – сигнала ОФТ. Специального фазового манипулятора для ОФТ не требуется, достаточно перекодировать исходный цифровой сигнал в соответствии с рисунком 10.13г. При оптимальном приёме сигнала ОФТ удаётся практически полностью реализовать предельную помехоустойчивость передачи цифровых сигналов. На рисунке 10.14 представлена сравнительная характеристика помехоустойчивости различных видов манипуляции. Здесь по горизонтальной оси отложено отношение сигнал/шум (N), а по вертикальной – вероятность ошибки в приёмнике Р(N) . Рисунок 10.14 – Вероятность ошибки при различных видах манипуляции для заданного отнощения сигнал/шум 10.5 М-позиционная фазовая манипуляция По аналогии с ДЧТ, при фазовой манипуляции также возможна двухканальная работа. В этом случае, аналогично таблице 10.1, ситуация в каналах кодируется соответствующим фазовым сдвигом (см. табл. 10.2). Таблица 10.2 Канал 1 Канал 2 Фаза (φ) 00 1 900 1 1 1800 1 2700 По этому алгоритму может осуществляться и трёх и четырёх-канальная ФТ, или ОФТ. При числе каналов N=3, вектор несущего колебания будет занимать 8 позиций (уровней); при N=4 – 16 позиций и т.д. В общем случае N – канальная ФТ потребует М=2N позиций. Соответствующий вид фазовой манипуляции обозначают как ФТ- М или ОФТ-М (например, ОФТ-4, или ОФТ-8). Обозначение одноканальной фазовой манипуляции может иметь обозначение ОФТ- 2 . В современных телекоммуникационных системах М – позиционная ОФТ используется для снижения частоты манипуляции при одноканальной работе. Рассмотрим эту возможность на примере ФТ -4 (предполагается, что для перехода на ОФТ перекодируется исходный цифровой сигнал). Структурная схема манипулятора в этом случае представлена на рисунке 10.15. На этом рисунке приняты следующие обозначения: ЭКУ - электронный коммутатор – удлинитель; КФ – кодер фазы; ФМ – перемножитель (фазовый манипулятор); Σ – сумматор. Рисунок 10.15 – Структурная схема манипулятора 4-ФТ Принцип действия манипулятора иллюстрируется рисунком 10.16. В электронном коммутаторе исходный цифровой сигнал bn разделяется на два потока чётных b(2n) и нечётных b(2n-1) битов, и каждый бит удлинняется во времени в два раза. В блоке кодера фазы формируются ортогональные сигналы I и Q, которые определяют координаты вектора несущей согласно таблице 10.2 Рисунок 10.16 – Формирование сигнала 4-ФТ(QPSK) Далее используется схема аналогичная фазо-разностному методу формирования однополосного сигнала. S(t) = Q·cosωt - I·sinωt = S·cos(ωt + φ) где ; На практике число позиций М ≤ 8, т.к. при больших значениях «М» ФТ и ОФТ существенно проигрывают более совершенным методам квадратурной амплитудно-фазовой манипуляции (КАМ). К числу недостатков ФТ-4 (ОФТ-4, Differential Quadrature Phase Shift Keying -DQPSK) следует отнести наличие скачка фазы на 1800 при переходе от ситуации 0/0 к 1/1 или от 1/1 к 0/0. Такие скачки фазы, при прохождении сигнала через узкополосные тракты, вызывают паразитную амплитудную модуляцию, что приводит к снижению помехоустойчивости. Устранить такие скачки фазы удаётся при 4-х позиционной относительной фазовой манипуляции с дополнительным фазовым сдвигом π/4 (π/4DQPSK). Структурная схема манипулятора в этом случае не отличается от рис. 10.15, однако кодер фазы в этом случае работает иначе и вместо фазового манипулятора (ФМ) используется балансный модулятор (БМ). Результат его работы представлен на рисунке 10.17 и соответствует алгоритму представленному в таблице 10.3 Таблица 10.3 В отличие от ФТ – 4 при манипуляции π/4DQPSK отсчёт фазы Δφ ведётся не от фиксированной позиции 0/0, а от предшествующей позиции, как показано на векторной диаграмме. Эта диаграмма фактически состоит из двух диаграмм ОФТ – 4 сдвинутых по фазе на 450 (отсюда название «со сдвигом π/4»). Рисунок 10.17 – Формирование сигнала π/4DQPSK Минимальный фазовый сдвиг при π/4DQPSK в 2 раза меньше, чем в случае 4-ФТ. Однако это не сказывается на помехоустойчивости, т.к. каждый следующий скачёк фазы происходит с переходом на другую, сдвинутую на 450, диаграмму векторов. При оптимальном приёме это обстоятельство учитывается автоматически и не вызывает снижения помехоустойчивости. Вместе с тем, изменение фазы на 1800 в этом случае полностью исключается. На выходе манипулятора π/4DQPSK сигнал принимает вид S(t) = Q·cosωt - I·sinωt = S·cos(ωt + φк-1+Δφ) Здесь φк-1 - значение фазы предшествующее приращению Δφ. Ещё один метод, получивший название квадратурной относительной фазовой манипуляции со смещением (ФТ-4с), также позволяет исключить скачки фазы от 0 на 1800 (или от 1800 на 00). По международной терминологии этот вид манипуляции называется Offset Quadrature Phase Shift Key (OQPSK). Отличие OQPSK от ФТ-4 состоит в том, что ортогональные сигналы Q и I не кодируются в соответствии с сочетанием чётных и нечётных битов, а полностью им соответствуют в биполярной форме (см . рис.11.18). Рисунок 10.18 – Квадратурная фазовая манипуляция со смещением Таким образом, фазовая манипуляция на рисунке 10.15 осуществляется только нечётными (Q), или только чётными (I ) битами в биполярной форме. Поскольку в каждом тракте после ЭКУ битовая частота снижается в два раза, а сигналы в них взаимно независимы (ортогональны), полоса частот, занимаемая выходным сигналом, после сумматора останется такой же, как при ФТ-4. Звезда векторов при такой манипуляции не принимает значений 0 и 1800, поэтому глубоких провалов в сигнале OQPSK не бывает. Эта особенность поясняется рисунком 10.19, где представлены переходы фазы с приращением в 1800 при QPSK и OQPSK. Рисунок 10.19 – Скачки фазы при QPSK и OQPSK c приращением 1800 10.6 Квадратурная амплитудная манипуляция Квадратурная амплитудная манипуляция является дальнейшим развитием многопозиционной манипуляции. Сокращённое обозначение КАМ-М, или QAM-M (Quadrature Amplitude Modullation), где М - число позиций «звезды» векторов, определяющей этот вид манипуляции. Рассмотрим принцип формирования квадратурной амплитудной манипуляции на примере КАМ-16. Структурная схема манипулятора представлена на рисунке 10.20 Рисунок 10.20 – Манипулятор КАМ-16 Здесь как и ранее ЭКУ – электронный коммутатор удлинитель; ФК -формирователь кода I, Q; БМ – балансный модулятор; Σ –сумматор. Электронный коммутатор распределяет исходный цифровой поток bi на 4 потока mi1…mi4 и удлиняет каждый бит в 4 раза. Формирователь кода генерирует ортогональные сигналы I и Q, которые затем перемножаются на квадратурные несущие. В результате сложения модулированных колебаний на выходе получается сигнал S(t)=A(t)sin[ωt+φ(t)], где А(t)=; Алгоритм работы формирователя кода (ФК) представлен в таблице 10.4 Таблица 10.4 В качестве примера на рисунке 10.21 приведен фрагмент картины формирования КАМ-16. Рисунок 10.21 – Формирование КАМ-16 Звезда векторов, соответствующая КАМ-16, представлена на рисунке 10.22. Здесь же для сравнения показана звезда векторов ОФТ-16. Рисунок 10.22 – Векторные диаграммы ОФТ-16 и КАМ-16 Сравнение векторных диаграмм ОФТ-16 и КАМ-16 вскрывает очевидное преимущество КАМ-16 ( dк > dо ). Аналогично формируются КАМ-64 и КАМ-256 при разложении исходного цифрового сигнала соответственно на 6 и 8 потоков. Возможны и промежуточные варианты, например КАМ-32 (5 потоков). Соответствующие диаграммы векторов представлены на рисунке 11.23. Рисунок 10.23 Варианты квадратурной амплитудной манипуляции В последние годы фирмой Globe Span Inc запатентован однополосный вариант QАМ, получивший название САР (Carrier Less Amplitude modulation / Phase). В спектре САР подавлена несущая и одна боковая полоса сигнала QАМ. 10.7 Передача цифровой информации методом OFDM (COFDM) (метод частотно-временного уплотнения с ортогональными несущими) В начале 80-х годов во французской лаборатории ССЕТТ была сделана попытка применить технологию использования шумоподобного спектра для целей цифрового радиовещания. При этом была определена весьма эффективная система передачи цифровой информации получившая название OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). За последние годы в мире стандартизовано по крайней мере пять систем цифрового радиовещания. Это четыре стандарта телевизионного вещания (DVB-T, ISDB-T, DAB-T, ATSC-8VSB) и система звукового радиовещания DRM. Все они, за исключением одной, используют метод COFDM (OFDM c кодированием). Суть метода в упрощенном изложении заключается в следующем: Кодированный цифровой сигнал расщепляется на 2, 4, или 6 потоков и втечение одного временного интервала (фрейма - своеобразного кадра ) модулирует методом QAM (4, 16, 64) большое количество близко расположенных поднесущих частот (до 300 для звукового вещания и до 6800 для телевидения). Выбор числа позиций QAM определяется степенью важности передаваемой в данный момент информации. Например, информация о способе кодирования, позволяющая на приёмном конце восстановить исходный звуковой или видео сигналы, передаётся методом QAM-4, которая обладает наибольшей помехоустойчивостью. В начале каждого фрейма вводится защитнывй интерал времени (Тз), в течение которого приёмник игнорирует приём информации (см. рисунок 10.24). На этот интервал приходится основная доля эхо-сигналов от предыдущего символа Тс при многолучёвых отражениях. Таким образом, осуществляется защита каждого фрейма от эхо-сигналов предыдущего фрейма. Поскольку поднесущие частоты расположены очень близко друг к другу, для исключения взаимных помех они должны быть ортогональны на интервале символа Тс. Для этого, в соответствии с (10.2), интервал между соседними частотами выбран равным 1/Тс. Рисунок 10.24 – Спектрально-временная диаграмма OFDM Для повышения надёжности передачи информации при OFDM используется «перемежение» по времени и частоте. Суть перемежения заключается в том, что информация одного из подканалов передаётся в соседних фреймах на разных поднесущих частотах и в различной последовательности во времени. Это позволяет сократить потери информации в отдельном подканале при наличии сосредоточенной помехи на частоте конкретной поднесущей и в определённом временном интервале. Задача модуляции огромного количества поднесущих частот разными видами QAM , была бы совершенно невозможной, если бы для каждой поднесущей использовался свой модулятор. Эту проблему удалось решить благодаря разработанному в последние годы методу быстрого преобразования Фурье, для реализации которого разработан целый спектр специализированных интегральных микросхем. Наличие в сигнале COFDM составляющих с QAM-64 требует от усилительного тракта передатчика очень высокой степени линейности амплитудных и фазовых характеристик. Для обеспечения этих требований, мощность усилителей модулированных колебаний в режиме COFDM приходится уменьшать в несколко раз по сравнению с номинальной, переводя ряд его ступеней в режим колебаний первого рода (класс А). При этом неизбежно падает промышленный к.п.д. передатчика. В случае передатчиков большой мощности с этим мириться нельзя, поэтому для повышения эффективности усилительного тракта используют метод раздельного усиления фазомодулированной составляющей COFDM сигнала и его огибающей (см. п.п. 8.2.3). Снижение мощности передающих устройств не сказывается на качестве передаваемой информации, т.к. цифровая форма сигнала и использование высокоэффективных методов помехоустойчивого кодирования позволяют обеспечить высокое качество в самых неблагоприятных условиях помеховой обстановки. Рисунок 10.25 – Сравнение цифрового и аналогового вещания Для иллюстрации эффективности метода COFDM на рисунке 10.25 представлена сравнительная диаграмма качества передачи информации (Q) в системе радиовещания по стандарту DRM и при обычной амплитудной модуляции в условиях неблагоприятной помеховой обстановки. Сравнение проводилось методом субъективных экспертных оценок. Преимущество COFDM очевидно и не требует комментариев. 10.8 Передача цифровой информации методом CDMA (многостанционный доступ с кодовым разделением каналов) Другой вариант использования шумоподобных сигналов с расширенным спектром [18] для передачи цифровой информации получил название CDMA (Code Division Multiple Access). Технология CDMA, в основе которой лежит ортогональное разделение сигналов, известна давно. Уже в первые послевоенные годы, в течение долгого времени эта технология использовалась в военных системах связи, как в СССР, так и в США, поскольку обладала многими ценными для таких систем преимуществами. В настоящее время CDMA применяется в большинстве работающих и перспективных системах радиосвязи. Расширение спектра может осуществляться тремя способами: FH (Frequency Hopping) – скачкообразная перестройка частоты; TH (Time Hopping) – скачкообразная перестройка по времени; DS (Direct Secuence) – «прямая последовательность». Применяются и «гибридные» способы: FH/TH, DS/TH, DS/FH, DS/FH/TH. Суть метода FH CDMA состоит в следующем: каждый бит информации передаётся набором N частот, которые подвергаются манипуляции псевдослучайной импульсной последовательностью (ПСП) индивидуальной для каждой частоты. Длительность бита Т разбивается на отрезки τ = Т/N, в течение которго частота остаётся неизменной, а затем скачкообразно меняется по алгоритму индивидуальному для каждого абонента. В результате создаётся возможность передачи одновременно большого числа сообщений в общей полосе частот. В случае TH CDMA информационный сигнал сжимается во времени и передаётся в виде коротких радиоимпульсов в случайные моменты времени, в соответствии с кодом ПСП. Время передачи разделяется на кадры состоящие из интервалов, отводимых для каждого информационного канала. Классическим методом CDMA можно считать DS CDMA, получившим наибольшее распространение в современной аппаратуре радиосвязи. Поэтому рассмотрим его подробнее. Суть метода заключается в следующем: узкополосный сигнал, полученный в результате манипуляции одним из рассмотренных ранее способов (ФТ, ОФТ, КАМ), подвергается модуляции (например по фазе) высокочастотной ПСП с большим периодом повторения. Битовая частота этой ПСП выбирается на несколько порядков выше битовой частоты информационного сигнала. В результате образуется широкополосный сигнал, из которого на приёмном конце с помощью такой же импульсной последовательности восстанавливается передаваемая информация. Проиллюстрируем образование сигнала DS CDMA следующим образом. Предположим, что в качестве «ПСП» используется периодическая импульсная последовательность, как представлено на рисунке 10.26а. В этом случае спектр узкополосного сигнала расширяется, оставаясь дискретным. Рисунок 10.26 – Формирование сигнала CDMA При использовании ПСП, спектр сигнала расплывается, как показано на рисунке 10.26б. При этом, в явном виде информационный сигнал отсутствует и может быть обнаружен лишь с помощью соответствующей ПСП. Современные средства вычислительной техники в принципе позволяют обнаружить заданную ПСП при условии, что на сеанс связи приходится, по крайней мере, несколько периодов такой последовательности. Однако это требует достаточно сложной специальной аппаратуры. Кроме того, широкополосный сигнал не только трудно раскодировать – его просто трудно обнаружить, т.е. выявить сам факт работы передатчика. Рисунок 10.7 – Cпектр сигнала CDMA На рисунке 10.27 представлен спектр сигнала CDMA, полученный на экранe анализатора спектра. Технология DS CDMA позволяет создать в отведённой полосе частот большое количество информационных каналов на одной несущей частоте. Она обеспечивает устойчивую работу в условиях многолучевого распространения сигнала, практически не подвержена воздействию сосредоточенных помех и обеспечивает передачу информации при минимальной мощности передатчика, а приём - даже при уровне сигнала ниже уровня шумов. В передатчике сигналов DS CDMA отсутствует синтезатор; используется лишь простейший возбудитель, работающий на одной частоте. 11 Передатчики систем радиорелейной и космической связи Радиорелейная и космическая связь (РРЛ и КС) являются составной частью единой системы магистральной связи страны наряду с проводными и кабельными системами. Характерной особенностью РРЛ и КС является уплотнение одного радиоканала большим числом независимых информационных сигналов, передаваемых с помощью одного передатчика. При этом могут использоваться аналоговые и цифровые методы передачи информации. В случае аналговых методов, сформированный многоканальный (групповой) сигнал (ГС) с частотным разделением каналов модулирует несущую передатчика по частоте. В цифровых малоканальных передатчиках используют М- позиционную ОФМ, или КАМ. При большем числе каналов (до 120) используется временное уплотнение информационных каналов и различные виды импульсной модуляции: амплитудно-импульсная (АИМ), импульсно-кодовая (ИКМ), фазо-импульсная (ФИМ), и т.п. Используется и цифро-аналоговые системы, в которых каждый телефонный канал подвергается вторичному уплотнению цифровыми каналами. Для систем радиорелейной связи Государственной комиссией по радиочастотам (ГКРЧ) отведены диапазоны частот представленные в Таблице 11.1 [19] Таблица 11.1 № Наименование диапазона частот Полоса частот (МГц) 1 2 3 1 0,06 ГГц 60 – 70 2 0,16 ГГц 150,0625 – 150,4875 165,0626 – 165,4875 3 0,4 ГГц 394 – 410; 434 -450 4 2 ГГц 1427 – 1530; 2300 – 2700 5 4 ГГц 3400 – 4200 6 5 ГГц 4400 – 5000 7 6 ГГц 5670 – 6425; 6700 – 7100 8 7 ГГц 6425 – 7110; 7250 – 7550 9 8 ГГц 7900 – 8400 10 10 ГГц 10380 – 10680 11 11 ГГц 10700 – 11700 12 13 ГГц 12750 – 13250 13 15 ГГц 14500 – 15350 14 18 ГГц 17700 – 19700 15 23 ГГц 21200 – 23600 1 2 3 16 25 ГГц 24250 – 25250 17 26 ГГц 24250 – 27500 18 28 ГГц 27500 – 29500 19 31 ГГц 31000 – 31300 20 37 ГГц 36000 – 37000 21 38 ГГц 37000 – 39500 22 40 ГГц 39500 – 40500 23 52 ГГц 51400 – 52600 24 57 ГГц 54250 – 59000 Согласно [19], эффективная мощность сигнала одного ствола передатчика РРЛ прямой видимости не должна превышать 44 дБм (25 Вт). Относительная нестабильность частоты несущей ± 1,5∙10-5. При частотной модуляции ГС с числом каналов 12 ÷ 2700 полоса излучаемых частот должна соответствовать таблице 11.2 с допуском +20%. Таблица 11.2 Число телефонных каналов в ГС Полоса ГС (кГц) Эффективная девиация на канал (кГц) Полоса излучаемого сигнала (кГц) 12 12 – 60 35 – 100 150 – 425 24 12 – 252 35 – 100 205 – 570 60 60 – 300 50 – 200 475 – 1350 120 12 – 552 50 – 200 685 – 1750 300 60 – 1300 200 2540 600 60 – 2540 200 4000 720 312 – 3340 200 11000 960 60 – 4028 200 12600 1020 312 – 4636 140 – 200 12120 – 14000 1260 60 – 5636 140 – 200 13750 – 16260 1320 312 – 5932 140 14300 1800 312 – 8204 140 18500 1920 312 – 8524 140 19150 2700 312 – 12388 140 25900 Для спутниковой радиосвязи международным Регламентом радиосвязи выделены определенные диапазоны частот, которые в технической литературе обозначаются буквенными символами (литерами), заимствованными из радиолокации (заметим, что распределение диапазонов частот по литерам в разных источниках выдерживается не всегда строго). В таблице 11.3 [ 23 ] приведены полосы частот в литерных диапазонах, отведённых для спутниковой связи и вещания. Таблица 11.3 Условные обозначение диапазонов частот Наименование диапазона Полосы частот L –диапазон 1452-1550 МГц и 1610-1710 МГц S – диапазон 1930 – 2700 МГц C – диапазон 3400 -5250 МГц и 5725 – 7075 МГц X – диапазон 7250 – 8400 МГц Ku – диапазон 10,70 - 12,75 ГГц и 12,75 - 14,80 ГГц Ka – диапазон 15,40 - 26,50 ГГц и 27,00 - 30,20 ГГц K – диапазон 84,0 - 86,0 ГГц Большинство действующих геостационарных спутниковых систем работают в диапазонах С (4/6ГГц) и Κu (11/14ГГц). Диапазон Ка (20/30ГГц) также осваивается достаточно быстро. Дело в том, что эффективность антенн пропорциональна числу длин волн, укладывающихся в ее поперечнике. И, поскольку, с ростом частоты длина волны уменьшается, размеры антенн при одинаковой эффективности уменьшаются с увеличением частоты. Если для приема в диапазоне С требуется антенна 2,4 - 4,5 м, то для диапазона Ku ее размер уменьшится до 0,6 - 1,5 м, для диапазона Ка он может быть уже 30 - 90 см, а для К- диапазона - всего 10 - 15 см. При одинаковых размерах антенн, в более высокочастотных диапазонах возрастает коэффициент усиления и соответственно может быть уменьшена мощность передатчика при одинаковом качестве приёма. Диапазон К относится к перспективным и повидимому будет осваиваться в ближайшем будущем. 11.1 Структурные схемы радиостанций РРЛ и КС Согласно таблице 11.2 в аналоговых станциях РРЛ необходимо обеспечить глубокую частотную модуляцию с девиацией до 200 кГц на канал. Поэтому в передатчиках РРЛ используются исключительно прямые методы ЧМ. Чтобы обеспечить при этом высокую стабильность несущей частоты, используют методы автоподстройки ГПД по частоте опорного кварцевого генератора (см. п.п. 5.7.3), или метод интерполяции. Последний заключается в смешении частот двух генераторов с последующим выделением одной из полученных комбинационных частот в качестве несущего колебания. Метод интерполяции иллюстрируется рисунком 11.1 Рисунок 11.1 – Структурная схема интерполяционного метода формирования сигнала в оконечной станции РРЛ В генераторе плавного диапазона (ГПД) на промежуточной частоте fПЧ осуществляется частотная модуляция групповым сигналом (ГС). Частота f1 получается путём многократного умножения частоты опороного кварцевого генератора f0, так, чтобы выполнялось условие f1 >> fПЧ. (11.1) В этом случае относительная нестабильность выходной частоты, с учётом (12.1), определится следующим выражением (11.2) Таким образом, при условии (11.1), нестабильность выходной частоты передатчика определяется нестабильностью опорного генератора и практически не зависит от нестабильности ГПД. В зависимости от рабочего диапазона РРЛ, промежуточная частота fПЧ может принимать значения 35, 70 или 140 МГц. Отметим некоторые особенности построения гетеродина передатчика (опорный генератор + умножители частоты). При работе РРЛ в сантиметровом диапазоне волн, кратность умножения может составить десятки или даже сотни раз. Как правило, в схемах гетеродинов используются транзисторные умножители с кратностью 2 ÷ 3 на одну ступень. Поскольку в режиме умножения частоты ГВВ требует значительной мощности возбуждения, умножительные ступени чередуются с усилительными каскадами, а в выходных ступенях приходится использовать варакторные умножители (см. рисунок 11.3). Рисунок 11.3 – Структурная схема гетеродина Кратности умножения в одной ступени более 3 обычно не используются, из-за появления паразитной амплитудной модуляции. Эту особенность поясняет рисунок 11.4. Амплитудная модуляция (АМ) возникает вследствие того, что за период возбуждения транзисторного умножителя амплитуда коллекторного напряжения успевает затухать, и такое затухание тем значительнее, чем выше кратность умножения. Рисунок 11.4 – Диаграммы тока и напряжения в коллекторной цепи умножителя при высокой кратности умножения При малой кратности умножения в одной ступени, глубина паразитной АМ невелика, а спектральные составляющие, ею вызванные, расположены достаточно далеко от основного колебания, и могут быть существенно ослаблены с помощью полосового фильтра. В тракте гетеродина может включаться фазовый модулятор (ФМ), с помощью которого, при малом индексе модуляции, между станциями РРЛ обеспечивается служебная связь (uc). В выходных ступенях гетеродина и передатчика, когда длина соединительных проводников становится сравнимой с длиной волны, для защиты активных элементов умножителей и усилителей от перегрузки, приходится включать ферритовые вентили для поглощения отраженных волн, или циркуляторы, которые направляют отраженные волны в балластную нагрузку. Конструкция одного из вариантов ферритового циркулятора в полосковом исполнении представлена на риснке 11.5 [1]. Слева на этом же рисунке показана топология металлизации, которая наносится методом напыления на изолирующую подложку и ферритовый диск. Ферритовый диск помещается между постоянными магнитами, от расположения полюсов которых зависит направление передачи энергии (по часовой стрелке, или против). Если в области вывода 3 на подложку напылить угольный резистор, циркулятор превращается в ферритовый вентиль. Рисунок 11.5 - Ферритовый циркулятор К частотным модуляторам передатчиков РРЛ и КС также предъявляются повышенные требования, что обусловлено необходимостью получения линейной модуляции промежуточной частоты (fПЧ) широкополосным групповым сигналом при очень большом значении девиации частоты (см. табл. 11.2). Решить такую задачу на промежуточной частоте методами, рассмотренными ранее (п.п. 9.3.1), практически невозможно, поэтому применяют более сложные схемы с использованием двух автогенераторов работающих на частотах в несколько раз выше промежуточной. Структурная схема такого модулятора представлена на рисунке 11.6. Рисунок 11.6 – Частотный модулятор Частоты f1, f2 выбираются следующим образом: f1 >> fПЧ, f2 >> fПЧ, f2 - f1= fПЧ Модуляция генераторов (ГПД) осуществляется групповым сигналом в противофазе, так, что при увеличении частоты одного генератора частота второго пропорционально уменьшается. В каждом генераторе отношение девиации частоты к несущей частоте (f2 или f1) сравнительно не велико, поэтому линейность модуляции обеспечивается достаточно просто. После смесителя и фильтра, выделяющего разностную частоту, на выходе частотного модулятора получается промежуточная частота с удвоенным значением девиации. Смесители, используемые на частотах, отведенных для радиорелейной связи, обычно выполняются с использованием нелинейных ёмкостей, в качестве которых используются р-n переходы специальных диодов - варакторов. Требования к параметрам смесительных диодов полностью аналогичны требованиям, которые предъявляются к умножительным диодам (см. п.п. 3.15.2). На практике в схеме на рисунке 11.1 могут быть использованы смесители двух основных типов: проходного и отражающего [7]. При этом под коэффициентом передачи смесителя по мощности понимается отношение выходной мощности к мощности гетеродина. Упрощенная структурная схема одного из вариантов проходного смесителя представлена на рисунке 11.7. Здесь же представлена конструкция смесительной камеры на варакторных диодах. Рисунок 11.7 – Смеситель проходного типа Сигнал от гетеродина поступает на вход циркулятора 1 и далее через подстраиваемую волноводную секцию W1 и циркулятор 2 в смесительную камеру, в которой размещаются два встречно включенных варактора. Сюда же через ФНЧ подаётся сигнал промежуточной частоты, промодулированный ГС. Коаксиальные резонаторы W2, W3 и объёмный резонатор W4 настраиваются так, что после смешения разностная частота подавляется, а суммарная (fГЕТ +fПЧ) через циркулятор и полосовой фильтр поступает на выход смесителя. Остатки подавляемой разностной частоты и другие побочные частоты отражаются от полосового фильтра и через циркулятор 2, секцию и циркулятор 1 поступают в балластную нагрузку RБ, где и поглощаются. Волноводная секция W1, настраиваемая с помощью подстроечных штифтов, обеспечивает согласование гетеродина со смесителем. К достоинствам проходного смесителя следует отнести относительно высокий к.п.д. (энергия гетеродина не затрачивается на генерацию разностной частоты). Основной недостаток – сложность настройки колебательной системы, состоящей из резонаторов W2, W3, W4 и секции W1. Схема смесителя отражающего типа представлена на рисунке 11.8. Здесь сигнал гетеродина через циркулятор 1 поступает в смесительную камеру, где смешивается с промежуточной частотой. Колебания суммарной и разностной частоты через циркуляторы 1 и 2 проходят к полосовому фильтру, настроенному на пропускание суммарной частоты. Все остальные частоты от полосового фильтра отражаются и через циркулятор 2 поступают в балластную нагрузку. Рисунок 11.8 – Смеситель отражающего типа Поскольку функция подавления частот, отличающихся от рабочей, возложена на полосовой фильтр, такой смеситель проще в настройке, обеспечивает равномерную амплитудно-частотную характеристику, но имеет относительно низкий к.п.д (по сравнению с проходным смесителем). Мощность на выходе смесителей рассмотренного типа обычно не превышает 5 ÷ 10 Вт. 11.2 Усилительный тракт передатчиков РРЛ и КС Мощность передатчиков РРЛ и КС может составлять от долей ватта (в РРЛ прямой видимости) до 10 ÷ 15 кВт в наземных станциях тропосферных РРЛ и системах спутниковой связи. Если мощности на выходе смесителя достаточно для уверенной радиосвязи, необходимость в усилительном тракте отпадает, и передающая станция РРЛ существенно упрощается. В противном случае необходимо усиление сигнала. В современных РРЛ и КС при выходной мощности передатчика до 200 ÷300 Вт используются только транзисторы и мостовые схемы сложения мощностей. Таблица 11.4 В диапазонах до 8 ÷ 10 ГГц используются в основном биполярные транзисторы, на более высоких частотах предпочтение отдаётся полевым транзисторам с затвором Шотки. О возможностях современных транзисторов можно судить по материалам таблицы 12.4. В предварительных маломощных ступенях обычно используются однотактные схемы, подобные представленной на рисунке 4.26. Более мощные ГВВ строятся по балансной схеме сложения мощностей (см. п.п. 4.4.2), один из вариантов которой представлен на рисунке 11.9 [1]. Здесь же показано размещение деталей и топология печатной платы такого генератора. Следует отметить, что для работы в такой схеме выпускаются специальные сборки из двух идентичных биполярных транзисторов, предназначенных для работы в схеме с общей базой. В качестве индуктивностей, ёмкостей и блокировочных дросселей в приведенной схеме исползуются отрезки полосковых линий. Короткозамкнутые отрезки линий длиной l < λ/4, входное сопротивление которых определяется выражением >0, эквивалентны индуктивности, а разомкнутые отрезки при тех же условиях имеют входное сопротивление <0, и эквивалентны ёмкости (W- волновое сопротивление линии). При l = λ/4, входное сопротивление короткозамкнутой линии Z→ ∞. Такая линия может быть использована в качестве блокировочной индуктивности LБЛ. В качестве блокировочных ёмкостей СБЛ используются специальные конденсаторы для поверхностного монтажа. Деление и сложение мощностей осуществляется на синфазных мостах (М1, М2), а необходимый сдвиг фазы на 900 получается с помощью дополнительных полосковых линий W1, W2 длиной l = λ/4. При надлежащей защите от перегрева, от перегрузок по току и напряжению, транзисторы способны безотказно работать десятки тысяч часов. При необходимости получения больших уровней сигнала, ГВВ строят с применением многорезонаторных клистронов (МРК) и ламп бегущей волны типа «О» (ЛБВ-О) [22]. В рассмотренных ранее активных элементах (лампах, транзисторах) управление током коллектора осуществлялось управляющим электродом, который выполнял функции «клапана» регулирующего количество электронов достигающих коллектора в соответствии с усиливаемым сигналом. При этом эффективное усиление возможно, если время перемещения электронов в межэлектродном пространстве АЭ значительно меньше периода возбуждения. Рисунок 11.9 – Балансный генератор на биполярных транзисторах По мере увеличения частоты до области СВЧ выполнить это условие становится всё труднее, т.к. при конечной скорости перемещения электронов они могут не успеть преодолеть межэлектродное пространство за полупериод ускоряющего потенциала на управляющем электроде. При смене знака потенциала на управляющем электроде, электроны начнут перемещаться в обратную сторону и не достигнут коллектора. В результате, в промежутке исток – управляющий электрод образуется колеблющееся облако электронов, а АЭ утрачивает усилительные свойства. Отличительная особенность клистронов и ЛБВ заключается в том, что при управлении электронным потоком изменяется не количество электронов, а их скорость. Рассмотрим работу этих приборов на примере трёхрезонаторного клистрона, схема которого представлена на рисунке 11.10. Рисунок 11.10 – Схема трёхрезонаторного клистрона Подогревной катод клистрона выполняется в форме электронной пушки, которая совместно с фокусирующими катушками формирует узкий электронный луч равномерной плотности на интервале до зазора входного резонатора. Под действием высокого ускоряющего напряжения ЕК, приложенного к резонаторам и коллектору прибора, электроны, пролетая зазор входного резонатора, модулируются усиливаемым сигналом по скорости. При этом электроны проходящие зазор во время ускоряющго потенциала в зазоре резонатора увеличивают свою скорость, а электроны, попадающие в зазор во время тормозщего поля, замедляются, частично теряя свою энергию. Если же электроны проходят через зазор при нулевом значении сигнала их скорость остаётся неизменной. На пролётном интервале между резонаторами дифференцированные по скорости электроны начинают группироваться вблизи электронов с неизменной скоростью, т.к. ускоренные электроны начинают догонять замедленные. В результате в электронном луче появлется переменная составляющая тока. По мере движения в пролётном пространстве плотность электронов в группе возрастает (увеличивается переменная составляющая тока луча). Пролетая через зазор второго (промежуточного) резонатора, «сгустки» электронов наводят в резонаторе переменное электрическое поле, которое по величине значительно превосходит поле наведённое сигналом во входном резонаторе. Под воздействием этого поля электроны в группе ещё сильнее дифференцирутся по скорости, а на следующем пролётном участке дополнительно группируются. Пролётные участки между резонаторами должны быть достаточно большими так, чтобы за время перемещения электронов по пролётному участку прошло несколько периодов усиливаемого сигнала. Выходной резонатор размещается в точке, где амплитуда переменного поля создаваемого группами электронов достигает величины ЕК, или даже превосходит её. Настройка выходного резонатора выполняется таким образом, что фаза наведенного в нём электрического поля обеспечивает торможение электронов в группах и ускорение электронов в разреженных участках луча. Поскольку в разреженных участках электронов очень мало, выходной резонатор в процессе торможения отбирает в нагрузку почти всю энергию перменного тока, накопленую на пролётных участках. В процессе отбора энергии в выходном резонаторе происходит разгрупировка электронов, и они заканчивают путь на коллекторе. Коэффициент усиления по мощности клистронных генераторов можно значительно увеличить, используя дополнительные промежуточные резонаторы. В существующих конструкциях МРК применяется до 4÷6 резонаторов. В таблице 11.5 представлены параметры нескольких пролётных МРК отечественного [7] и зарубежного производства. Таблица 11.5 Представление о конструкции клистронов даёт рисунок 11.11, где приведён разрез трёхрезонаторного пролётного клистрона [23] и рисунок 11.12, на котором представлен внешний вид МРК. Рисунок 11.11- Трёхрезонаторный клистрон Клистрон может работать в двух основных режимах. Это «синхронный» режим, когда все резонаторы настроены строго на частоту возбуждения, и режим работы с расстроенными промежуточными резонаторами. В синхронном режиме реализуется максимальный коэффициент усиления, однако полоса пропускания, из-за высокой добротности резонаторов, в этом случае не превышает долей процента по отношению к рабочей частоте. В режиме с расстроенными промежуточными резонаторами удаётся существенно расширить полосу пропускания и одновременно увеличить выходную мощность и к.п.д. клистронного генератора ценой снижения усиления по мощности. Влияние расстройки промежуточного контура (Δf) в трёхрезонаторном клистроне иллюстрируется зависимостями выходной мощности (Рвых) и коэффициента усиления (Кр), представлеными на рисунке 11.13 [24]. Рисунок 11.12 – Мощный многорезонаторный клистрон Рисунок 11.13 – Зависимость характеристик клистронного генератора от расстройки промежуточного резонатора Расширение полосы пропускания возможно также в нелинейном режиме работы клистрона при усилении колебаний с постоянной амплитудой. Для этого на средней частоте усиливаемого сигнала мощность возбуждения выбирается равной Рвх(2) (см. рис.11.14). На частоте отличной от средней частоты сигнала, в промежуточном резонаторе интенсивность модуляции электронов по скорости ослабляется, что эквивалентно уменьшению входной мощности до значения Рвх(1). В результате коэффициент усиления при изменении частоты сигнала может даже возрасти, что и приводит к расширению полосы пропускания клистронного генератора. Форма амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) при различных мощностях вобуждения представлена на рисунке 11.14а [9]. Рисунок 11.14 – Характеристики клистронного генератора при различных значениях мощности возбуждения и коллекторного напряжения Следует отметить существенную зависимость режима клистрона от величины коллекторного напряжения Ек. Даже незначительное изменение Ек приводит к смещению точки максимальной группировки электронов в пролётном пространстве, и к изменению мощности и фазы выходного сигнала. Эта особенность клистрона отражена на рисунке 11.14б, из которого следует, что при низкой стабильности источника напряжения Ек, или при наличии в коллекторном напряжении пульсаций, обусловленных низким качеством сглаживающего фильтра выпрямителя, возникает паразитная амплитудная и фазовая модуляция сигнала. Лампу бегущей волны (очень упрощенно) можно представить клистроном с очень большим количеством связанных между собой резонаторов, образующих замедляющую структуру с распределёнными параметрами. Такая структура при хорошем согласовании по входу и выходу образует широкополосную систему, обеспечивающую перекрытие по частоте fмакс/fмин = 1,5 ÷ 2. Несколько вариантов замедляющих структур представлены на рисунке 11.15. Рисунок 11.15 – Замедляющие структуры ЛБВ Схема конструкции ЛБВ со спиральной замедляющей структурой и фотография реальной ЛБВ отечественного производства (УВ-229 без фокусирующей системы) приведена на рисунке 11.16. Рисунок 11.16 – ЛБВ типа «О» Характеристики ЛБВ приведены на рисунке 11.17.На них можно выделить три режима: линейный (Л), номинальный (N) и максимальный (или режим насыщения - М). Линейный режим используется для усиления сигналов с переменной амплитудой. Этот режим отличается большим коэффициентом усиления (Кр) и малыми фазовыми сдвигами (φ). При работе с частотной модуляцией используют номинальный режим. Область насыщения (максимальный режим) обычно не используют, т.к. фазовый сдвиг выходного сигнала относительно входного, в этой области, достигает значительной величины, что при наличии во входном сигнале паразитной амплитудной модуляции приводит к преобразованию её в паразитную фазовую модуляцию и соответственно к появлению помехи. Рисунок 11.17 – Характеристики ЛБВ-О Как и в случае клистрона, важно обеспечить высокую стабильность напряжения на коллекторе и замедляющей структуре (Ез). Нестабильность и остаточный фон источников питания приводит к паразитной амплитудной и фазовой модуляции (см. рис.11.17). Поскольку при работе в широкой полосе частот обеспечить высокую степень согласования лампы с нагрузкой достаточно сложно отраженная волна, распрострняясь в обратном направлении, может привести к самовозбуждению усилителя. Поэтому в средней части замедляющей структуры наносят поглощающий материал, выполняющий функции резистора, в котором рассеивается часть отражённой волны. Разумеется, здесь теряется и определённая доля энергии прямой волны, что приводит к некоторому снижению коэффициента усиления. Область поглощающего покрытия хорошо видна на фотографии ЛБВ (рис.11.17). Представление о параметрах некоторых современных ЛБВ-О даёт таблица 11.6. Таблица 11.6 Из таблицы следует, что современные лампы бегущей волны по надёжности способны успешно конкурировать с твёрдотельными приборами, особенно в бортовых системах спутниковых РРЛ. В наземных тропосферных и спутниковых РРЛ мощность МРК и ЛБВ-О может достигать 10-20 кВт в непрерывном режиме. 11.3 Передатчики цифровых радиорелейных станций Преимущество использования цифровых радиорелейных станций (ЦРРС) для решения разнообразных телекоммуникационных задач [25] обусловлено, прежде всего, их технико-экономическими показателями, такими, как: • возможность передачи различной информации, приведенной к единому цифровому формату (речь, видео, данные, сигналы охранной сигнализации, телеуправления и т.д.); • высокая помехоустойчивость при минимальной мощности излучаемого сигнала за счёт использования эффективных методов кодирования и модуляции; • возможность построения сетей разной конфигурации ("звезда", "кольцо", с радиальной, узловой структурой и т.д.); • приемлемая стоимость (от 6 до 10 тыс. долларов за один пролет протяженностью до 30 - 50 км с пропускной способностью, эквивалентной сотням телефонных каналов); • быстрота развертывания линий (при наличии разрешенной частоты - несколько дней); • относительно небольшие затраты на эксплуатацию и обслуживание. Благодаря этим досиоинствам, цифровые системы радиорелейной связи повсеместно приходят на смену аналоговым, по мере естестенной выработки ресурса их аппаратуры. Групповой сигнал в цифровом виде формируется путём временного разделения каналов, при котором каждому каналу отводится определённый временной отрезок на интервале дискретизации (своеобразного кадра). Для телефонной связи рекомендуемое время дискретизации составляет 125 мкс (Fд = 8 кГц). На этом интервале в типовой аппаратуре ИКМ-30 выделяется 32 временных отрезка, в 30 из которых передается голосовая информация в оцифрованном виде при 8-ми разрядном квантовании. В результате создётся абонентский цифровой канал со скоростью передачи 64 Кбит/с. С учётом двух всмпомогательных каналов образуется цифровой поток со скоростью передачи 2,048 Мбит/с, получивший в специальной литературе наименование поток Е1. В США используется аналогичная аппаратура рассчитаная на 24 телефонных канала со скоростью передачи 1,544 Мбит/с. Соответствующий цифровой поток получил название Т1. Несколько цифровых потоков Е1/Т1 могут быть объединены в общий цифровой поток с помощью специальных устройств – мультиплексеров. Количество объединяемых потоков определяется формулой 2n; соответственно новые потоки обозначаются Еn/Тn. Радиорелейные станции (РРС), рассчитанные на непосрественную передачу потоков Еn/Tn, получили название станций плезиохронной (квази синхронной) иерархии PDH (Plesiochronic Digital Hierarchy). Как правило, это низкоскоростные РРЛ со скоростью передачи до 8 – 10 Мбит/с. Высокоскоростные РРЛ используют станции синхронной цифровой иерархии SDH (Synchronous Digital Hierarchy), которые строится на основе высокоскоростных потоков – синхронных транспортных модулей STM (Synchronous Transport Module). Основная скорость передачи STM-1 - 155,250 Мбит/с . Более высокие скорости определяются как кратные STM-1: STM-4 - 622 Мбит/с, STM-16 - 2488,32 Мбит/с, STM-64 - 9953,28 Мбит/с. При этом, для подключения пользователей могут быть предложены интерфейсы E1-E3. В первых цифровых РРС модуляция несущей частоты информационными потоками осуществлялась методами амплитудной, частотной и фазовой манипуляции. В современной высокоскоростной аппаратуре используется квадратуная амплитудная манипуляция КАМ-4, КАМ-64, КАМ-128. Поэтому требования к линейности усилительного тракта передатчиков РРС существенно возрасли. Кроме того, для повышения достоверности передачи информации пришлось применить помехоустойчивое кодирование цифровых потоков. Передатчики простейших низкоскоростных РРС выгодно строить с модуляцией непосредственно на несущей частоте f (см. рис.11.18а). Поскольку в области СВЧ довольно сложно обеспечить согласование основных элементов тракта передатчика, в цепях межкаскадной связи обязательно включаются ферритовые циркуляторы или ферритовые вентили. При передаче высокоскоростных потоков информации манипуляция, как правило, осуществляется на стандартной промежуточной частоте fпч (70 или 140 МГц) с последующим переносом на рабочую частоту (см. рис.11.18б) [9]. 11.18 – Структурные схемы передатчиков РРС В качестве усилителей мощности колебаний с постоянной амплитудой в диапазоне сантиметровых волн использутся автогенераторы на лавинно-пролётных диодах (ЛПД) и диодах Ганна, которые могут работать в режиме синхронизации с сигналом, поступающим от модулятора (М), или смесителя (СМ). Несколько вариантов построения таких генераторов представлено на рисунке 11.19. Рисунок 11.19 – Автогенераторы СВЧ Упрощенная схема генератора представлена на рис.11.19а . На рисунках 11.19б и в - конструкция генератора с объёмным резонатором; на рис.11.19г – с коаксиальным резонатором; на рис.11.19д – с полосковым резонатором. В случае сигнала с переменной амплитудой генераторные диоды используются в схемах регенеративных усилителей. Схема одного из возможных усилителей представлена на рисунке 11.20 [1]. Рисунок 11.20 – Регенеративный усилитель на генераторном диоде Усилитель построен по схеме отражательного типа, в котором входная и выходная цепи разделены ферритовым циркулятором, обспечивающим устойчивость усилителя. При этом подразумевается, что баланс амплитуд в таком генераторе не должен выполняться, т.е. сопротивление диода на падающем участке характеристики должно быть больше сопротивления внешних цепей, включенных параллельно диоду (см. п.п. 5.5). Списсок литературы 1. Радиопередающие устройства./ М.В.Балакирев и др.: Под редакцией О.А.Челнокова.-М.: Радио и связь, 1982. - 256 с., ил. 2. Артым А.Д. Ключевые генераторы гармонических колебаний, -Л.: «Энергия», 1972. – 170 с., ил. 3. Артым А.Д. Усилители класса «D» и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. –М.: Связь. 1980. - 209 с., ил. 4. В.И.Каганов. Транзисторные радиопередатчики, -М.: «Энергия», 1976. – 448 с., ил. 5. Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах: Высш. шк. – 1989. – 232 с., ил. 6. Дегтярь Г.А. Устройства генерирования и формирования сигналов: Учеб. пособие. Иэд-во НГТУ, 2007.- 998 с., ил. 7. Проектирование радиопередающих устройств. Учеб. Пособие для вузов/ В.В.Шахгильдян и др.; Под редакцией В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1993,- 512 с., ил. 8. Дегтярь Г.А. Трансформаторы в цепях согласования и сложения мощностей радиочастотных генераторов. Учеб. Пособие.- Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000.- 425с., ил. 9. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.В.Шахгильдян и др.; Под редакцией В.В.Шахгильдяна.- М.: Радио и связь, 2003,- 596 с., ил. 10. WWW.chip-news. Макаренко В. Цифровые синтезаторы частоты. 11. Писаревский А.М. Тракт низкой частоты современных радиовещательных передатчиков с анодной модуляцией. -М.: Связь, 1970, - 64с., ил. 12. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.А.Антипенко и др.; Под редакцией Г.А.Зейтлёнка.- М.: Связь, 1969,- 543 с., ил. 13. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи.- М.: Военное издательство МО СССР, 1972, - 296 с., ил. 14. Соколинский В.Г., Шейнкман В.Г. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы.-М.: Радио и связь, 1983, - 193с., ил. 15. Радиостанции комплекса «Лён»/В.М. Кузьмин, Ю.Н. Каниболотский, Л.Я. Кривцов и др.-М.: Радио и связь, 1985, - 120 с., ил. 16. ГОСТ 13924-80. Передатчики радиовещательные стационарные. Основные параметры, технические требования и методы измерений. 17. Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. –М.: Советское радио, 1965. 18. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. –М.: Радио и связь, 1985. – 384 с., ил. 19. Правила применения систем радиорелейной связи (часть Ш), утверждённые приказом Министерства информационных технологий и связи РФ от 27.02 2007г. № 27. 20. Материалы из Rfcmd_wiki от 9.08.2008 г. 21. Карвовский Г. Основные вопросы построения и функционирования спутниковых систем связи. Мир связи. Connect!. №1, 2008 г. 22. Лебедев И.В. Техника и приборы СВЧ. (т.2). –М.: «Высшая школа», 1972. – 375 с., ил. 23. Нейман М.С. Курс радиопередающих устройств. –М.: «Советское радио», 1965. – 593 с., ил. 24. Шевчик В.И. Основы электроники сверхвысоких частот. –М.: «Советское радио», 1959. – 307 с., ил. 25. Коновалов Л.М. Низкоскоростные цифровые радиорелейные станции: особенности и перспективы прменения. Технологии и средства связи, 2004. 26. Коновалов Л.М. Цифровые радиорелейные станции. Технологии и средства связи, №1, 2006.