Назначение, основные параметры и состав каналообразующих устройств

Часть 1. Назначение, основные параметры и состав каналообразующих устройств 1.1 Сигналы и спектры 1.1.1 Типы и спектры сигналов Аналоговые сигналы. Аналоговый сигнал x(t) является непрерывной функцией времени и однозначно определяется для всех t. Электрический аналоговый сигнал возникает тогда, когда физический сигнал (например, речь) некоторым устройством преобразовывается в электрический. Дискретные сигналы Дискретный сигнал x(kT) является сигналом, существующим только в дискретные промежутки времени; он характеризуется последовательностью чисел, определенных для каждого момента времени, kT, где k – целое число, T – фиксированный промежуток времени. 1.1.2 Спектры сигналов Сигналы описываются через их спектры. Подобным образом сети или каналы связи описываются через их спектральные характеристики (курс ТПС) или частотные передаточные функции (курс ТЛЭЦ). Любой сигнал графически можно изобразить во временной или частотной плоскости. Например, последовательность прямоугольных импульсов, приведенная на рисунке 1.1, а, имеет спектральную характеристику, приведенную на рисунке 1.1, б. Из рисунка 1.1 видно, что последовательность прямоугольных импульсов имеет бесконечный дискретный спектр. 1.1.3 Передача сигналов по линиям связи Ограниченность частотных характеристик линий связи определяет необходимость преобразования параметров первичных сигналов с целью их согласования с параметрами линии связи. Основным согласуемым параметром является полоса передаваемых частот. Для преобразования параметров первичных сигналов применяют модуляторы и фильтры. 1.2 Типовая схема передачи данных Типовая схема системы передачи данных (СПД) представлена на рисунке 1.2. В общем случае СПД включает: 1. источник и приемник сигналов; 2. устройства преобразования сигналов на передающей и приемной частях (каналообразующие устройства); 3. линию связи. Источник сигналов (ИС) предназначен для формирования первичных сигналов в виде последовательности импульсов постоянного тока. Каналообразующее устройство (КОУ) предназначено для: 1. приема и передачи сигналов; 2. согласования параметров передаваемых сигналов с параметрами линии связи; 3. обеспечения помехоустойчивости и защиты от несанкционированного доступа. Рисунок 1.1 – Последовательность прямоугольных импульсов и их спектральная характеристика а – последовательность прямоугольных импульсов; б – спектральная характеристика; в – спектральная характеристика в диапазоне от 0 до 300 Гц Рисунок 1.2 – Типовая схема передачи данных КОУ включает в себя устройства: 1. 2. 3. 4. преобразования сигналов (УПС); синхронизации; коммутации; сопряжения с линией и т.д. КОУ приемной части системы предназначено для проведения обратных операций над сигналом с целью выделения исходной последовательности импульсов постоянного тока. Линия связи (ЛС) может быть организована при помощи: 1. пар медных жил; 2. оптических волокон; 3. радиосистем и пр. Любая ЛС подвержена влиянию помех, потерям энергии, искажениям, которые отражаются на параметрах принимаемых сигналов. Приемник сигналов (ПС) предназначен для фиксации последовательности импульсов постоянного тока. нелинейным переданной 1.3 Структурная схема цифровой системы передачи данных и основные преобразования Структурная схема передающей части цифровой системы передачи данных представлена на рисунке 1.3. Приемная часть аналогична передающей и предназначена для выполнения обратных преобразований. Рисунок 1.3 – Структурная схема цифровой системы передачи данных 1.3.1 Формирователь импульсов Формирователь импульсов предназначен для преобразования аналогового сигнала в дискретный. В нем выполняются операции: 1. дискретизации – представление непрерывного во времени сигнала рядом периодических дискретных значений; 2. квантования – округление мгновенных значений сигнала до ближайших разрешенных значений; 3. кодирования – замещение разрешенных значений квантованного сигнала двоичным кодом. 1.3.2 Кодирующее устройство (кодер) Кодирующее устройство (кодер) предназначено для формирования из входных дискретных сообщений канальных символов. Кодер может выполнять функции: 1. 2. 3. 4. 5. защиты от ошибок, вызванных помехами; обеспечения конфедициальности передаваемых данных; перемешивания битового потока (скремблирования); формирования кадров заданного формата; формирования канальных символов и т. д. На вход кодера поступают двоичные символы сообщения, на выходе формируются символы, предназначенные для передачи по каналу связи. 1.3.3 Устройство уплотнения Уплотнение систем передачи данных предназначено для повышения эффективности использования каналов передачи. Цифровые системы основываются на временном уплотнении сигналов, суть которого поясняет рисунок 1.4. При временном уплотнении каждому источнику сообщений отводится свое время передачи. Общая линия передачи предоставляется источникам в строго определенной последовательности, а в начале цикла передачи вводится группа импульсов, отличающаяся по какому-либо признаку, например, определенная кодовая комбинация. Рисунок 1.4 – Группообразование при временном уплотнении Возможно уплотнение по диапазонам передаваемых частот. В таком случае, структурная схема цифровой СПД будет иметь вид, приведенный на рисунке 1.5. 1.3.4 Модулятор Модулятор – это устройство, предназначенное для преобразования импульсов постоянного тока в электрические сигналы, совместимые с параметрами линии. В модулятор поступает последовательность прямоугольных импульсов – видеоимпульсов. Спектр прямоугольного видеоимпульса бесконечен и сосредоточен в области низких частот. Причем, чем короче импульс, тем шире составляющие спектра. При помощи модуляции переносят спектр частот импульсного сигнала в заданную спектральную область, которая может быть обусловлена параметрами канала связи, параметрами элементов оборудования, действующими на канал связи помехами. На выходе формируется сигнал, модулированный по заданному параметру (нескольким параметрам) по определенному закону. 1.3.5 Передатчик Передатчик – это устройство, предназначенное для согласования параметров системы передачи с параметрами среды передачи. Передатчик может включать в себя необходимые для согласования фильтры, усилители, преобразователи частот и т.п. Рисунок 1.5 – Структурная схема цифровой системы передачи данных с частотны уплотнением 1.3.6 Линия связи В качестве канала связи обычно используются физические цепи воздушных и кабельных линий связи, волоконно-оптические линии связи, радио-, радиорелейные и спутниковые линии связи. 1.4 Параметры КОУ 1.4.1 Ширина полосы рабочих частот Ширина диапазона частот передаваемого системой сигнала измеряется в герцах и зависит от: 1. применяемого метода модуляции, 2. линейного кода, 3. скорости передачи. Все критерии определения ширины полосы имеют одно общее свойство: они пытаются найти меру ширины, W, неотрицательной действительной спектральной плотности, определенной для всех частот f   . На рисунке 1.6 показаны некоторые наиболее распространенные критерии определения ширины полосы. Однополосная спектральная плотность мощности для отдельного гетеродинного импульса xc(t) имеет следующее аналитическое выражение: 2 где  sin  f  f c T  GX  f   T    ,    f  f c T  fc – частота несущей; Т – длительность импульса. (1.1) Рисунок 1.6 – Критерии определения ширины полосы: а – половинная мощность; б – шумовой эквивалент; в – по первым нулям; г – 99% мощности; д – ограниченная спектральная плотность мощности по уровню 35дБ и 50 дБ Основные критерии определения ширины полосы: 1. Ширина полосы половинной мощности. Интервал между частотами, на которых Gx  f  падает до мощности, вдвое (или на 3 дБ) меньшей максимального значения. 2. Ширина полосы прямоугольного эквивалента или шумового эквивалента, FN. Ширина полосы шумового эквивалента FN определяется отношением: FN  где Px , Gx  f c  (1.2) Рx – полная мощность сигнала по всем частотам; Gx  f c  – максимальное значение Gx  f  (в центре полосы). Концепция FN облегчает описание или сравнение практических линейных систем при использовании идеализированных эквивалентов. 3. Ширина полосы по первым нулям. Наиболее популярной мерой ширины полосы в цифровой связи является ширина основного спектрального лепестка, в котором, сосредоточена основная мощность сигнала. Этому критерию недостает универсальности, поскольку в некоторых форматах модуляции отсутствуют явно выраженные лепестки. Полоса, вмещающая определенную часть суммарной мощности. Согласно ему полоса ограничивается так, что за ее пределами находится 1% мощности сигнала (0,5% выше верхней границы полосы и 0,5% ниже нижней границы). Таким образом, на определенную полосу приходится 99% мощности сигнала. Спектральная плотность мощности по уровню х дБ. Еще один популярный метод определения ширины полосы – указать, что за пределами определенной полосы мощность Gx  f  должна снизиться до заданного уровня, меньшего максимального значения (в центре полосы). Типичными уровнями затухания являются 35 и 50 дБ. Абсолютная ширина полосы. Это интервал между частотами, вне которых спектр равен нулю. Весьма полезная абстракция. Впрочем, для всех реализуемых сигналов абсолютная ширина полосы равна бесконечности. 1.4.2 Скорость передачи Скорость передачи бодовая. Скорость передачи в бодах определяется количеством элементарных импульсов, переданных в единицу времени t0: B 1 , t0 (1.3) t0 – длительность одного импульса. Скорость модуляции в бодах для импульсов постоянного тока связана с шириной полосы частот канала F критерием Найквиста: где B  2F , где (1.4) F – верхняя частота полосы рабочих частот. Скорость передачи битовая. Скорость передачи информации C – количество бит информации, передаваемой по линии, в единицу времени, измеряется в битах в секунду, и связана со скоростью модуляции (при условии отсутствия в канале связи помех) следующим соотношением: C  B  log 2 M , где (1.5) М – количество позиций модулированного сигнала. Максимальную скорость передачи информации по каналу шириной W с белым P шумом и соотношением мощностей сигнала и шума S можно оценить при помощи формулы PN Шеннона:  P  C  W  log 2 1  S  , (1.6) PN     E  C  P  C  log 2 1  S   log 2 1  b   , (1.7) W PN    N 0  W  где Eb – энергия бита; N0 – спектральная плотность мощности шума. Если W измеряется в герцах, то С измеряется в бит/с. 1.4.3 Отношение сигнал/шум Отношение сигнал/шум – отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума. В цифровой связи в качестве критерия качества используется отношение: SNR  где Eb STb S C S W       ,(1.8) N0 N W N W N  C  N – мощность шума; S – мощность сигнала; Tb – время передачи бита. Таким образом, в цифровой связи критерием качества является отношение мощности сигнала к мощности шума, нормированное на ширину полосы и скорость передачи битов. Отношение E b N 0 определяет вероятность появления ошибочного бита Pb (рисунок 1.7). Рисунок 1.7 – Общий вид зависимости PB от Eb/N0 Часть 2. Преобразование сигналов 2.1 Методы модуляции Модуляция (аналоговая или цифровая) – это процесс преобразования дискретного информационного сигнала в непрерывный синусоидальный; при цифровой модуляции синусоида на интервале Т называется цифровым символом. В общем виде несущую можно представить в виде: s (t )  A(t )  cos 0 t   (t ) . (2.1) Синусоиды могут отличаться по амплитуде, частоте и фазе. Таким образом, различают амплитудную, частотную, фазовую манипуляцию, а также производные от них и усовершенствованные методы манипуляции. 2 1 0.005 0.01 0.015 0.02 1 2 t_mod Рисунок 2.1 – Вид амплитудно-модулированного сигнала (информационная последовательность 010101) 0.08 0.06 A_mod 0.04 0.02 500 1000 1500 2000 2500 f Рисунок 2.2 – Спектр амплитудно-модулированного сигнала (несущая – 1500 Гц) 2.1.1 Амплитудная модуляция 3000 Амплитудно-модулированный сигнал (Amplitude Shift Keying, ASK) изображен на рисунке 2.1, а его спектр – на рисунке 2.2. Аналитическое представление имеет вид: 2 E i (t )  cos( 0 t   ) 0  t  T , i  1,..., M , (2.2) T где амплитудный член 2 Ei (t ) / T может принимать М дискретных значений, а s i (t )  фазовый член φ – это произвольная константа. 2.1.2 Частотная модуляция Частотно-модулированный сигнал (Frequency Shift Keying, FSK) изображен на рисунке 2.3, а его спектр – на рисунке 2.4. Аналитическое представление имеет вид: s i (t )  2 E (t )  cos( i t   ) T 0  t  T, i  1,..., M . (2.3) Здесь частота ωi может принимать М дискретных значений, а фаза φ является произвольной константой. 4 2 U_mod 0.001 0.002 0.003 0.004 0.005 0.006 0.007 0.008 2 4 t_mod Рисунок 2.3 – Вид частотно-модулированного сигнала (информационная последовательность 0101) 0.009 0.3 A_mod 0.2 0.1 500 1000 1500 2000 f Рисунок 2.4 – Спектр частотно-модулированного сигнала (несущие – 500 и 1500 Гц) 2.1.3 Фазовая модуляция Фазо-модулированый сигнал (Phase Shift Keying, FSK) изображен на рисунке 2.5, а его спектр – на рисунке 2.6. 4 2 U_mod 0.001 0.002 0.003 0.004 0.005 0.006 0.007 0.008 2 4 t_mod Рисунок 2.5 – Вид фазо-модулированного сигнала (информационная последовательность 0101) 0.009 0.3 A_mod 0.2 0.1 500 1000 1500 2000 2500 3000 f Рисунок 2.6 – Спектр фазо-модулированного сигнала (несущая – 1500 Гц) Аналитическое представление фазовой модуляции имеет вид: s i (t )  2 E (t )  cos( 0 t  i (t )) T 0  t  T, i  1,..., M . (2.4) Здесь частота ωi может принимать М дискретных значений, а фаза φ является произвольной константой. 2.1.4 Относительная фазовая модуляция При относительной фазовой модуляции (Different Phase Shift Keying, DPSK) в зависимости от информационных символов изменяется фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем фаза несущей частоты изменяется с каждой очередной посылкой одной полярности (рисунок 2.7). Рисунок 2.7 – Вид относительно-фазомодулированного сигнала (информационная последовательность 010010) Преимущество ОФМ перед ФМ заключается в большей помехоустойчивости, т.к. при одиночной битовой ошибке неправильно будет принят один или два импульса. Одиночная или двойная ошибка легко обнаруживается и исправляется корректирующим кодом. 2.1.5 Комбинированные виды модуляции Комбинированные виды модуляции предусматривают преобразование сигнала по нескольким параметрам одновременно. Наибольшее распространение получила амплитуднофазовая модуляция – комбинация амплитудной и фазовой модуляции (Amplitude Phase Keying, APK). Амплитудно-фазовомодулированный сигнал изображен на рисунке 2.8, а его спектр – на рисунке 2.9. 2 U_mod 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 2 Рисунок 2.8 – Вид амплитудно-фазомодулированного сигнала (информационная последовательность 001010) 0.3 A_mod 0.2 0.1 500 1000 1500 2000 2500 3000 f Рисунок 2.9 – Спектр амплитудно-фазовомодулированного сигнала (несущая – 1500 Гц) Аналитическое представление амплитудно-фазовой модуляции имеет вид: si (t )  2 Ei (t )  cos( 0 t  i (t )) T 0  t  T, i  1,..., M . (2.5) Здесь фаза φi и амплитуда Ei может принимать М дискретных значений, а частота ω является произвольной константой. 2.1.6 Квадратурная модуляция При квадратурной амплитудной модуляции КАМ (Quadrature Amplitude Modulation, QAM) изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить число позиций модулированного сигнала. Отличие от амплитудно-фазовой модуляции состоит в квадратурном представлении сигнала, которое является удобным и заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих – синусоидальной и косинусоидальной: si (t )  x(t )  sin( 0 t   )  y (t )  cos( 0 t   ) , где (2.6) x(t) и y(t) – двухполярные дискретные сигналы. На рисунке 2.10 показано разбиение типичного потока импульсов при квадатурной модуляции. На рисунке 2.10, а представлен исходный поток данных d(t) = d0, d1, d2,…, состоящий из биполярных импульсов, т.е. dk принимают значения +1 или –1, представляющие двоичную единицу и двоичный нуль. Этот поток импульсов разделяется на синфазный поток, dс(t), и квадратурный, dк(t), как показано на рисунке 2.10,б. Скорости потоков dс(t) и dк(t) равны половине скорости передачи потока d(t). Удобную ортогональную реализацию квадратурного сигнала, можно получить, используя амплитудную модуляцию синфазного и квадратурного потоков на синусной и косинусной функциях от несущей. Рисунок 2.10 – Принцип формирования квадратурного сигнала: а) исходный поток данных; б) синфазный и квадратурный потоки; в) схема формирования 2.1.7 Сигнально-кодовые конструкции Применение многопозиционной КАМ в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах КАМ используется совместно с решетчатым кодированием – специальным видом сверточного кодирования. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией (Trellis Coded Modulation, ТСМ). Выбранная определенным образом комбинация конкретной КАМ помехоустойчивого кода в отечественной технической литературе носит название сигналъно-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. При этом число сигнальных точек увеличивается вдвое за счет добавления к информационным битам одного избыточного, образованного путем сверточного кодирования. Расширенный таким образом блок битов подвергается все той же КАМ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку. 2.2 Вероятность ошибки 2.2.1 Вероятность ошибки для бинарных систем Формулы для расчета вероятности битовой ошибки PB при различных методах модуляции:  фазовая:  2  Eb PB  Q  N0   , (2.7)    E  1  относительно-фазовая: PB  exp  b  , 2  N0   частотная: где  Eb  . PB  Q  N 0   (2.8) (2.9) Q(x) – Функция Крампа: 1   u2  Q x    exp  2 du . 2 x   (2.10) 2.2.2 Вероятность ошибки для М-арных систем (М > 2) Формулы для расчета вероятности битовой ошибки PB многопозиционных методах модуляции: М-ФМ:  2  ES  PB  2Q  sin M  N0  ,   М-ОФМ:  2  ES  PB  2Q  sin 2M  N0 при (2.11)   , (2.12)    Eb   , (2.13) PB  M  1  Q  N 0   1      1   21    3  log 2    M M   2EB   КАМ: PB   Q 2  N  1     1   log 2    1      M     M   M-ЧМ: Q(x) – функция Крампа; ES – энергия, приходящаяся на символ: E S  E B  log 2 M ; (2.15) M – количество позиций модуляции (для КАМ M = 2k). где    ,    (2.14) различных 2.3 Кодирование 2.3.1 Задачи кодирования Процедура кодирования заключается в преобразовании набора сигналов в усовершенствованный набор, который обеспечивает приемлемую вероятность битовой ошибки. При выборе способа кодирования нужно одновременно стремиться к достижению нескольких целей: 1. минимизировать ширину спектра сигнала, полученного в результате кодирования; 2. обнаруживать и по возможности исправлять битовые ошибки; 3. минимизировать мощность передатчика. 2.3.2 Помехоустойчивое кодирование Цель помехоустойчивого кодирования – понижение вероятности битовой ошибки за счет введения в передаваемые данные избыточных битов, которые вычисляются по заданным алгоритмам и служат для проверки достоверности переданных данных. Корректирующими (помехоустойчивыми, избыточными) называют коды, позволяющие исправлять ошибки. Избыточность в корректирующих кодах снижает скорость передачи информации, что является существенным недостатком этих кодов. 2.3.3 Линейное кодирование Цель линейного кодирования – формирование импульсной последовательности, которая будет обладать свойствами самосинхронизации, защиты от ошибочного детектирования уровней и т.д. Также изменяя форму и метод следования импульсов добиваются сужения спектра передаваемого сигнала. Потенциальный код NRZ При передаче последовательности единиц сигнал не возвращается к нулю в течение такта (рисунок 2.11, а). Достоинства метода: 1. простота реализации. 2. метод обладает хорошей распознаваемостью ошибок (благодаря наличию двух резко отличающихся потенциалов). 3. основная гармоника f0 имеет достаточно низкую частоту (равную N/2 Гц), что приводит к узкому спектру. 4. Рисунок 2.11 – Импульсные последовательности различных линейных кодов Недостатки метода: 1. метод не обладает свойством самосинхронизации. При высоких скоростях обмена данными и длинных последовательностях единиц или нулей небольшое рассогласование тактовых частот может привести к ошибке в целый такт и, соответственно, считыванию, некорректного значения бита. 2. вторым серьезным недостатком метода NRZ является наличие низкочастотной составляющей, которая приближается к постоянному сигналу при передаче длинных последовательностей единиц или нулей. Из-за этого многие линии связи, не обеспечивающие прямого гальванического соединения между приемником и источником, этот вид кодирования не поддерживают. Поэтому в сетях код NRZ в основном используется в виде различных его модификаций, в которых устранены как плохая самосинхронизация кода NRZ, так и проблемы постоянной составляющей. 2.3.4 Биполярное кодирование AMI Одной из модификаций метода NRZ является метод биполярного кодирования с альтернативной инверсией. В этом методе применяются три уровня потенциала – отрицательный, нулевой и положительный (рисунок 2.11, б). Для кодирования логического нуля используется нулевой потенциал, а логическая единица кодируется либо положительным потенциалом, либо отрицательным, при этом потенциал каждой новой единицы противоположен потенциалу предыдущей. Код AMI частично решает проблемы наличия постоянной составляющей присущие коду NRZ. Это происходит при передаче длинных последовательностей единиц. В этих случаях сигнал на линии представляет собой последовательность разнополярных импульсов с тем же спектром, что и у кода NRZ, передающего чередующиеся нули и единицы, то есть без постоянной составляющей и с основной гармоникой N/2 Гц (где N – оптовая скорость передачи данных). Длинные же последовательности нулей так же опасны для кода AMI, как и для кода NRZ – сигнал вырождается в постоянный потенциал нулевой амплитуды. В целом, для различных комбинаций битов на линии использование кода AMI приводит к более узкому спектру сигнала, чем для кода NRZ, т.е. и к более высокой пропускной способности линии. Например, при передаче чередующихся единиц и нулей основная гармоника f0 имеет частоту N/4 Гц. Потенциальный код NRZI Существует код, похожий на AMI, но только с двумя уровнями сигнала. При передаче нуля он передает потенциал, который был установлен на предыдущем такте (то есть не меняет его), а при передаче единицы потенциал инвертируется на противоположный. Этот код называется потенциальным кодом с инверсией при единице (Non Return to Zero with ones Inverted, NRZI). Он удобен в тех случаях, когда наличие третьего уровня сигнала весьма нежелательно, например в оптических кабелях, где устойчиво распознаются только два состояния сигнала – свет и темнота. Для улучшения потенциальных кодов, подобных AMI и NRZI, используются два метода: 1. первый метод основан на добавлении в исходный код избыточных битов, содержащих логические единицы. Очевидно, что в этом случае длинные последовательности нулей прерываются, и код становится самосинхронизирующимся для любых передаваемых данных. Исчезает также постоянная составляющая, а значит, еще более сужается спектр сигнала. Но этот метод снижает полезную пропускную способность линии, так как избыточные единицы пользовательской информации не несут. 2. второй метод основан на предварительном «перемешивании» исходной информации таким образом, чтобы вероятность появления единиц и нулей на линии становилась близкой. Устройства, или блоки, выполняющие такую операцию, называются скремблерами. При скремблировании используется известный алгоритм, поэтому приемник, получив двоичные данные, передает их на дескремблер, который восстанавливает исходную последовательность битов. Биполярный импульсный код Помимо потенциальных кодов в сетях используются и импульсные коды, в которых данные представлены полным импульсом или же его частью – фронтом. Наиболее простым случаем такого подхода является биполярный импульсный код, в котором единица представляется импульсом одной полярности, а ноль – другой (рисунок 2.11,в). Каждый импульс длится половину такта. Такой код обладает отличными самосинхронизирующими свойствами, но постоянная составляющая может присутствовать при передаче длинной последовательности единиц или нулей. Кроме того, спектр у него шире, чем у потенциальных кодов. Так, при передаче всех нулей или единиц частота основной гармоники кода будет равна N Гц, что в два раза выше основной гармоники кода NRZ и в четыре раза выше основной гармоники кода AMI при передаче чередующихся единиц и нулей. Из-за слишком широкого спектра биполярный импульсный код используется редко. Манчестерский код В локальных сетях до недавнего времени самым распространенным методом кодирования был так называемый манчестерский код (рисунок 2.11,г). Он применяется в технологиях Ethernet и Token Ring. В манчестерском коде для кодирования единиц и нулей используется перепад потенциала, то есть фронт импульса. При манчестерском кодировании каждый такт делится на две части. Информация кодируется перепадами потенциала, происходящими в середине каждого такта. Единица кодируется перепадом от низкого уровня сигнала к высокому, а ноль — обратным перепадом. В начале каждого такта может происходить служебный перепад сигнала, если нужно представить несколько единиц или нулей подряд. Так как сигнал изменяется по крайней мере один раз за такт передачи одного бита данных, то манчестерский код обладает хорошими самосинхронизирующими свойствами. Полоса пропускания манчестерского кода уже, чем у биполярного импульсного. У него также нет постоянной составляющей, а основная гармоника в худшем случае (при передаче последовательности единиц или нулей) имеет частоту N Гц, а в лучшем (при передаче чередующихся единиц и нулей) — N/2 Гц, как и у кодов AMI и NRZ. В среднем ширина полосы манчестерского кода в полтора раза уже, чем у биполярного импульсного кода, а основная гармоника колеблется вблизи значения 3N/4. Манчестерский код имеет еще одно преимущество перед биполярным импульсным кодом. В последнем для передачи данных используются три уровня сигнала, а в манчестерском — два. Потенциальный многоуровневый код Нa рисунке 2.11, д показан потенциальный код с четырьмя уровнями сигнала для кодирования данных. Это код 2B1Q, название которого отражает его суть — каждые два бита (2В) передаются за один такт (1) сигналом, имеющим четыре состояния (Q — Quadra). Паре битов 00 соответствует потенциал -2,5 В, паре 01 — потенциал -0,833 В, паре 11 – потенциал +0,833 В, а паре 10 – потенциал +2,5 В. При этом способе кодирования требуются дополнительные меры по борьбе с длинными последовательностями одинаковых пар битов, так как при этом сигнал превращается в постоянную составляющую. Спектр сигнала в два раза уже, чем у кода NRZ, так как при той же битовой скорости длительность такта увеличивается в два раза. Таким образом, с помощью кода 2B1Q можно по одной и той же линии передавать данные в два раза быстрее, чем AMI или NRZI. Однако для его реализации мощность передатчика должна быть выше, чтобы четыре уровня четко различались приемником на фоне помех. 2.4 Эффективность использования частотного диапазона Спектральная эффективность – это численная мера эффективности использования рабочего спектра систем связи с частотным уплотнением для передачи информации. Она определяется как отношение скорости передачи в канале B к расстоянию между частотными диапазонами δν:   B  . (2.16) При фиксированной ширине рабочего спектрального диапазона Δν (рисунок 2.12), используемого для передачи сигналов, максимальная суммарная скорость Bсум, которая равна произведению канальной скорости B на число каналов N, определяется произведением γ на Δν: Bсум     . (2.17) Рисунок 2.12 – Определение спектральной эффективности Рисунок 2.13 – Повышение спектральной эффективности путем уменьшения расстояния между каналами Рисунок 2.14 – Повышение спектральной эффективности путем увеличения скорости передачи Рисунок 2.15 – Повышение спектральной эффективности путем расширения спектрального интервала Следовательно, для увеличения Всум нужно эффективность. Это можно сделать двумя путями (рисунок 2.14): повышать спектральную 1. уменьшить расстояние между каналами δν; 2. увеличить канальную скорость В. Всум можно также увеличить путем расширения спектрального интервала Δν, т.е. добавления новых каналов на новых частотах (рисунок 2.15), но это не всегда возможно, так как частотный диапазон систем связи может быть ограничена типом используемых усилителей или другими причинами. Экономичность систем связи с частотным уплотнением с большой суммарной скоростью передачи данных Bсум в значительной степени зависит от эффективности использования рабочего спектра для передачи информации. Повысить эффективность использования рабочего спектра можно: 1. путем уменьшения расстояния между каналами; 2. увеличения канальной скорости передачи. Первый путь связан с решением проблемы взаимного влияния каналов передачи, второй – с возникающими потерями при повышении скорости передачи. Таким образом, можно выделить две задачи, которые должны решить форматы модуляции: 1. обеспечить более эффективное использование спектральных каналов в системах частотного уплотнения; 2. снизить чувствительность информационных сигналов к искажениям, связанных с нелинейными эффектами в среде передачи. 2.5 Компромиссы при использовании модуляции и кодирования На рисунке 2.16 проводится аналогия между двумя графиками рабочих характеристик: 1. вероятности появления ошибок; 2. эффективности использования полосы частот. Вследствие выбора соответствующего масштаба они имеют симметричный вид. В обоих случаях стрелки и обозначения показывают основное следствие сдвига рабочей точки в направлении, указанном стрелкой (собственно сдвиг — это подбор схем кодирования и модуляции). Обозначения, соотнесенные с каждой стрелкой, означают следующее: "Выигрыш (В) по X за счет (С) У при фиксированном (Ф) Z". Предметом компромиссов являются параметры Рв, W, R/W и Р (мощность или S/N). Как сдвиг рабочей точки в сторону предела Шеннона (рисунок 2.16,а) может дать снижение Рв или требуемой мощности передатчика (за счет полосы пропускания), так и сдвиг в сторону предельной пропускной способности канала (рисунок 2.16,б) может повысить эффективность использования полосы частот за счет повышения требуемой мощности или увеличения Рв. Рисунок 2.16 – Компромиссы при использовании модуляции и кодирования: а) график вероятности появления ошибки; б) график эффективности использования полосы частот Наиболее часто эти компромиссы изучаются при фиксированном значении Рв (ограничиваемом системными требованиями). Следовательно, наиболее интересующими нас стрелками на рисунке являются описывающие изменения при фиксированной вероятности появления ошибки (обозначены как Ф: Рв). На рис 2.16 имеется четыре такие стрелки:  две на графике вероятности ошибки;  две на графике эффективности использования полосы частот. Стрелки, помеченные аналогичным образом, указывают соответствие между двумя графиками. Работу системы можно представлять с использованием любого из этих графиков. Эти графики — просто два возможных взгляда на некоторые ключевые параметры системы; каждый из них подчеркивает несколько отличные аспекты разработки: 1. в системах с ограниченной мощностью удобнее всего пользоваться графиком вероятности появления ошибки, поскольку при переходе от одной кривой к другой требования к полосе пропускания лишь подразумеваются, а явно выделяется вероятность появления битовой ошибки. 2. график эффективности использования полосы частот, как правило, применяется в системах с ограниченной полосой пропускания; здесь при переходе от одной кривой к другой на задний план отодвигается вероятность появления битовой ошибки, тогда как требования к полосе пропускания показываются явно. Часть 3. Передача сигналов 3.1 Передача сигналов по проводным линиям связи К проводным линиям относятся все типы линий, в которых сигналы распространяются по искусственно создаваемой непрерывной направляющей среде. В простейшем случае проводная линия связи представляет собой физическую цепь, образуемую парой проводов, по которым протекает электрический ток. Если провода не имеют специального изолирующего покрытия, их разносят в воздушном пространстве на определенное расстояние друг от друга. При этом роль изолирующего материала выполняет слой воздуха между проводами. По сложившейся терминологии такие проводные линии называются воздушными линиями связи. Проводные линии из проводов с изоляционным покрытием, помещенных в специальные защитные оболочки, называются кабельными линиями связи или просто кабелями связи. К проводным относятся также линии, использующие в качестве среды распространения сигналов не проводники, а диэлектрические материалы, в частности, тонкие стеклянные волокна. Такие линии получили название волоконно-оптических линий связи. 3.2 Передача сигналов по волоконно-оптическим линиям связи 3.2.1 Структура оптических волокон Оптическое волокно (ОВ) состоит из двух концентрических слоев – сердцевины и оболочки (рисунок 3.1). Сердцевина является средой передачи оптического сигнала, оболочка обеспечивает полное внутреннее отражение светового луча в сердцевину, и, как следствие, снижение излучения энергии в окружающее пространство. С целью повышения прочности и тем самым надежности ОВ поверх оболочки, как правило, накладывается защитное покрытие. Защитная оболочка представляет собой один или несколько слоев полимера, который предохраняет сердцевину и оптическую оболочку от воздействий, которые могут повлиять на их оптические свойства. Защитная оболочка не влияет на процесс распространения света по ОВ, а всего лишь предохраняет от ударов. Показатель преломления сердцевины обозначают как n1, а показатель преломления оболочки обозначают как n2. Когда жила спроектирована так, что n1 > n2, то система “сердцевина – оболочка” ведет себя как волновод1. Основным материалом для изготовления, как сердцевины, так и оболочки является кварцевое стекло (SiO2). Для 1 Волновод – канал с резкими границами, по которому распространяются волны. В зависимости от того, какие волны распространяются в волноводе, различаются конструкции волноводов. Например, для звука это труба, стержень или струна, для СВЧ-излучения – металлические трубы различных сечений или диэлектрические стержни. получения необходимых значений показателей преломления используются легирующие добавки, например, бор или германий. 3.2.2 Прохождение оптических лучей по оптическим волокнам Среда, у которой показатель преломления больше, называется оптически более плотной, в противном случае – менее плотной, поэтому при падении луча света на границу раздела таких сред в общем случае появляются отражения и преломления волны. В соответствии с законом Снеллиуса углы падения α, отражения β и преломления γ (рисунок 3.2) связаны следующими соотношениями:  α = β – закон отражения;  n1sin α = n2sin γ – закон преломления. Рисунок 3.1 – Структура оптического волокна: а) общий вид; б) поперечный разрез Рисунок 3.2 – Прохождение луча через границу раздела двух сред Рисунок 3.3 – Явление полного внутреннего отражения Если луч переходит из оптически более плотной среды в менее плотную n1 > n2, то γ > α. Путем увеличения угла падения можно достичь состояния, при котором преломленный луч будет скользить по границе раздела сред, не переходя в другую среду. Угол падения, при котором имеет место данный эффект, называется критическим углом αкр полного внутреннего отражения (рисунок 3.3). Для критического угла αкр имеет место следующее отношение: n2 .(3.1) n1 Для всех углов падения, больших критического (α > αкр), будут иметь место только отражения, а преломления будут отсутствовать. Это явление называется полным внутренним отражением. Поскольку вся мощность светового луча практически полностью возвращаются в область боле плотной среды, на этом эффекте основан принцип передачи оптического излучения по ОВ. На рисунке 3.4 приведен принцип распространения светового луча по ОВ. Свет вводится внутрь ОВ под углом больше критического к границе “сердечник – оболочка” и испытывает полное внутреннее отражение на этой границе. Поскольку углы падения и отражения совпадают, то свет и в дальнейшем будет отражаться от границы. Таким образом, луч света будет двигаться зигзагообразно вдоль ОВ. Свет, попадающий на границу под углом меньше критического, будет проникать в оптическую оболочку и затухать по мере распространения в ней. Оптическая оболочка обычно не предназначена для переноса света, и свет в ней достаточно быстро затухает. sin  кр  Защитная оболочка Оптическая оболочка Сердецевина Оптическая оболочка Защитная оболочка Луч света, вводимый в оптическое волокно под углом, меньшим критического, поглощается оболочкой Луч света, вводимый в оптическое волокно под углом, большим критического, распространяется за счет явления полного внутреннего отражения Рисунок 3.4 – Схема распространения светового луча в оптическом волокне Рисунок 3.5 – Определение угла  A Таким образом, для обеспечения условия полного внутреннего отражения при распространении световых лучей необходимо обеспечить ввод излучения в торец ОВ под углом меньше или равным  A (рисунок 3.5). Угол  A между оптической осью и одной из образующих светового конуса – лучей, падающих в торец ОВ, для которых в дальнейшем выполняется условие полного внутреннего отражения, носит название апертура ОВ. Физически апертура характеризует эффективность ввода оптического излучения в ОВ, а для ее числовой оценки используется понятие числовой апертуры NA. Числовая апертура для ступенчатого ОВ равна: NA  n12  n 22 . (3.2) Для градиентных ОВ вводится понятие локальной числовой апертуры, которая показывает, что максимальный угол ввода оптического излучения в этом случае определяется тем, в какой точке сердцевины ОВ находится вершина конуса, иными словами, захват ОВ вводимого луча света зависит от того, в какой точке сердечника он вводится в градиентное ОВ. Для градиентного волокна с параболическим профилем показатель преломления локальная числовая апертура определяется выражением: NA  1 2 n12  n 22 . (3.3) Фактически, количество оптической мощности, воспринимаемой ОВ изменяется пропорционально квадрату NA. Числовая апертура ОВ не зависит от его физических размеров. Из последнего выражения видно, что с увеличением разности показателей преломления сердечника и оболочки значение NA возрастает и, следовательно, улучшается эффективность ввода излучения в ОВ. Внутреннее отражение служит основой для распространения света вдоль обычного ОВ. Однако, при анализе происходящих процессов учитываются только меридианные лучи, проходящие через центральную ось волокна после каждого отражения. Другие лучи, называемые асимметричными, движутся вдоль волокна, не проходя через его центральную ось. Траектория асимметричных лучей представляет собой спираль, накручивающуюся вокруг центральной оси. Асимметричные лучи, как правило, игнорируются в анализе большинства волоконно-оптических процессов. 3.2.3 Полоса пропускания оптических волокон Для передачи сигналов по оптическим волокнам используют три диапазона длин волн, которые называются окнами прозрачности (рисунок 3.6). Наиболее широкое применение в системах передачи нашли второй (1280 – 1360 нм) и третий (1520 – 1620 нм) диапазоны. Оценить ширину доступной полосы частот можно при помощи формулы: 2.99792458  108  , f (3.4) где λ – длина волны, в нм, f – частота, в ГГц. Рисунок 3.6 – Окна прозрачности Рисунок 3.7 – Зависимость формы профиля от показателя степени профиля 1 – ступенчатый профиль (g → ∞); 2 – параболический профиль (g = 2); 3 – треугольный профиль (g = 1). Для второго окна прозрачности: 2,99792458  108 f   2,342  1014 Гц,  9 1 1280  10 2,99792458  108 f2   2,204  1014 Гц. 9 1360  10 Для третьего окна прозрачности: 2,99792458  108 f1   1,962  1014 Гц, 9 1528  10 2,99792458  108 f2   1,850  1014 Гц. 9 1620  10 Таким образом, ширина рабочих полос второго и третьего окон прозрачности составляет около 12 ТГц. 3.2.4 Профили оптических волокон Если рассматривать показатель преломления n ОВ, как функцию радиуса r, то используется термин профиль показателя преломления. С его помощью описывается радиальное изменение показателя преломления сердечника от оси ОВ в направлении стекла оболочки. n  nr  , (3.5) Распространение мод в ОВ зависит от распределения профиля показателя преломления. У ОВ со ступенчатым профилем показатель преломления n(r) = n1 в стекле сердечника остается постоянным. Световоды с параболическим профилем называются градиентными (рисунок 3.7). Другой важной величиной для описания волоконного световода является структурный параметр или нормированная частота V: V  d  NA ,  (3.6) где d – диаметр сердечника;  – длина волны; NA – числовая апертура. Количество мод N, распространяемых в сердечнике, зависит от нормированной частоты и для любого профиля показателя преломления, описываемого по степенному закону, приблизительно равно: V2 N 2 где  g    g  2   , (3.7) g – показатель степени профиля; V – нормированная частота. 3.2.5 Моды Мода представляет собой математическое и физическое понятие, связанное с процессом распространения электромагнитных волн в среде. В своей математической формулировке модовая теория возникает из уравнений Максвелла, из которых следует, что распространение электромагнитного излучения подчиняется строгим правилам. Мода представляет собой возможное решение уравнений Максвелла. Для описания распространения световых волн по ОВ под модой достаточно понимать вид траектории, вдоль которой может распространяться свет. Число мод, допускаемых ОВ, колеблется от 1 до 100 000. Таким образом, ОВ позволяет свету распространяться по множеству траекторий, число которых зависит от размера и свойств волокна. 3.2.6 Типы оптических волокон 3.2.6.1 Многомодовые волокна Если диаметр сердечника много больше длины волны оптической несущей, то импульс света, распространяющийся в нем, состоит из многих составляющих, направляемых в отдельных модах ОВ. Каждая мода возбуждается на входе световода под своим определенным углом ввода и направляется по сердечнику по своей траектории. Такой тип ОВ называется многомодовым (Multi Mode Fiber, MMF). Моды проходят разные расстояния оптического пути и поэтому приходят на выход ОВ в разное время. Многомодовые ОВ со ступенчатым профилем показателя преломления (рисунок 3.8) характеризуются искажениями, которые обусловлены дисперсией времени задержки отдельных мод, в результате чего, по мере прохождения по ОВ короткий световой импульс уширяется во времени. Это является недостатком для оптических систем передачи информации, так как уменьшает скорость передачи и полосу пропускания. Рисунок 3.8 – Распространение светового луча в многомодовом ОВ n2 d2 n2 d1 n1 n1 n2 n2 Рисунок 3.9 – Распространение светового луча в одномодовом ОВ В многомодовых ОВ с градиентным профилем показателя преломления (рисунок 3.9) лучи света проходят по винтообразным спиральным траекториям. Они распространяются не зигзагообразно. Вследствие непрерывного изменения показателя преломления n(r) в стекле сердечника лучи непрерывно преломляются, и поэтому их направление распространения меняется, за счет чего они распространяются по волновым траекториям. Лучи, колеблющиеся вокруг оси световода, проходят более длинный путь, чем лучи света вдоль оси световода. Однако благодаря меньшему показателю преломления в отдалении от оси ОВ эти лучи распространяются соответственно быстрее, благодаря чему более длинные оптические пути компенсируются меньшим временем прохождения. В результате различие временных задержек разных лучей почти полностью исчезает. Большое распространение получили одномодовые ОВ с треугольным и W-образным профилем показателя преломления. Применение сложных профилей показателя преломления обусловлено стремлением оптимизировать работу ОВ в определенных диапазонах длин волн. 3.2.6.2 Стандартные одномодовые волокна Искажений, которые характерны для многомодовых ОВ, можно избежать, если подобрать структурные параметры ОВ таким образом, чтобы в нем распространялась одна единственная мода – основная мода. Такие волокна называются одномодовыми (Single Mode Fiber, SMF). Режим распространения единственной моды реализуется при условии: V  d  NA  2,405 .  (3.8) где d – диаметр сердечника; NA – числовая апертура; λ – длина волны. Величина 2,405 равна функции Бесселя I0(x) при ее первом нулевом значении2. Минимальная длина волны, при которой в волокне распространяется фундаментальная мода, называется длиной волны отcечки, значение которой легко определяется из условия одномодовости:  d 2,405  NA . (3.9) Межмодовая дисперсия в одномодовом ОВ отсутствует. Однако основная мода также уширяется во времени по мере прохождения по такому световоду. Уширение вызвано некогерентностью источников излучения, реально работающих в спектре длин волн ∆λ. Отличие времени распространения каждой из направляемых мод, образующих сигнал, от частоты спектра источника оптического излучения приводит к возникновению так называемой хроматической дисперсии. При стыковке одномодовых ОВ между собой важную роль играет диаметр модового поля. В многомодовых ОВ размер сердцевины принято оценивать диаметром, в одномодовых волокнах применяется понятие диаметра модового поля. Это связано с тем, что энергия основной моды в ОВ распространяется не только в сердцевине, но и частично в оболочке, захватывая ее приграничную область. Поэтому диаметр модового поля более точно оценивает размеры поперечного распределения энергии основной моды. Радиус поля моды W0 в микрометрах определяется при известных значениях υ и a следующих соотношений: 3    W0  a 0,65  1,62 2    , (3.10) где υ – нормированная частота; a – радиус ОВ. 2 Кривые функций Бесселя In(x) выглядят как затухающие синусоидальные колебания. Это математическая функция для описания электрического поля в цилиндрических волноводах, таких как коаксиальные кабели, полые трубки или волоконные световоды. Диаметр модового поля будет равен в таком случае: d мп  2 W0 , (3.11) 3.2.6.3 Одномодовое волокно со смещенной дисперсией Для кварцевых ОВ минимум затухания соответствует длине волны 1,55 мкм, но при скоростях передачи порядка нескольких Гбит/с дальность связи на этой длине волны может ограничиваться хроматической дисперсией, поэтому для ее снижения осуществляется выбор соответствующего профиля показателя преломления. Стандартное одномодовое ОВ не обеспечивает малой дисперсии для длины волны 1,55 мкм, поэтому были разработаны ОВ со смещенной дисперсией (Dispersion-Shifted Fiber, DSF), которые отличаются конфигурацией профиля показателя преломления. Основой для создания ОВ со смещенной дисперсией является ее отрицательная волноводная дисперсия (рисунок 3.10). Делая волноводную дисперсию большой и отрицательной можно скомпенсировать материальную дисперсию и сдвинуть нулевую дисперсию в длинноволновую область. Сдвиг достигается уменьшением диаметра сердечника ОВ, увеличением оптической разности показателя преломления и конфигурацией профиля показателя преломления. В результате исследований ОВ со смещенной дисперсией было показано, что наилучшие показатели обеспечивают волокна с треугольным профилем, так как они обладают самофокусирующими свойствами и удерживают распространяющиеся лучи в небольшом объеме, прилегающем к оси ОВ. Зависимость дисперсии от длины волны оптического излучения одномодовых ОВ показана на графике (рисунок 3.11). Из графика видно, что хроматическая дисперсия у стандартного ОВ на длине волны 1550 нм составляет около 18 пс/нм·км. Оптические потери у одномодовых волокон на длине волны 1550 нм приблизительно в два раза меньше чем потери на длине волны 1310 нм. Сдвиг длины волны нулевой дисперсии на длину волны 1550 нм позволяет извлечь выгоду из этих малых оптических потерь и получить при этом меньшие искажения импульсов. Рисунок 3.10 – Зависимость различных видов дисперсии от длины волны Рисунок 3.11 – Отличие волновой дисперсии в стандартном ОВ и в ОВ со смещенной дисперсией Рисунок 3.12 – Зависимость дисперсии от длины волны оптического излучения одномодовых ОВ 3.2.6.4 Одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией В системах с волновым (спектральным) уплотнением (Dense Wavelength Division Multiplexing, DWDM), и с оптическим усилением, компенсация дисперсии представляет более сложную задачу, так как мощность оптических усилителей достаточна для того, чтобы создавать нелинейные эффекты в одномодовом ОВ. Использование одномодовых ОВ со смещенной дисперсией решает проблемы, связанные с хроматической дисперсией на длине волны 1550 нм, однако, оно не подходит для использования в DWDM системах из-за ряда нелинейных явлений. Поэтому второй целью компенсации хроматической дисперсии является ограничение искажений, вызываемых этими нелинейными явлениями. Снижение влияния нелинейных эффектов может быть достигнуто наличием в ОВ небольшого (не нулевого) уровня хроматической дисперсии. Поэтому было разработано одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией (Non-Zero Dispersion-Shifted Fiber, NZDSF). Волокна NZDSF дают возможность работать в, значительно более широком диапазоне длин волн благодаря тому, что в результате ряда усовершенствований кривая зависимости дисперсии от длины волны у этих волокон более гладкая и пологая (рисунок 3.12). Гладкость и пологость этой кривой улучшают характеристики волокна благодаря тому, что исключается необходимость решения сложной проблемы компенсации дисперсии. 3.2.6.5 Оптическое волокно с нулевым водородным пиком Зависимость затухания ОВ с нулевым водородным пиком от длины волны приведена на рисунке 3.13. Наличие пика поглощения на длине волны 1383 нм, который обусловлен содержанием в волокне гидроксильных групп OH, существенно сужает диапазон передаваемых длин волн. Для решения этой проблемы было разработано волокно с нулевым водородным пиком (Zero Water Peak Fiber, ZWPF). В ОВ данного типа, которые описаны стандартом ITU-T G.652.C, типа устранен пик поглощения на длине волны 1383 нм, и величина затухания составляет не более 0,31 дБ/км в рабочем диапазоне длин волн. Применение волокна ZWPF позволяет использовать весь диапазон длин волн 1270 – 1620 нм. 3.3 Явления и процессы в оптических волноводах 3.3.1 Потери в оптических волокнах  Собственное внутреннее поглощение. Собственное внутреннее поглощение ОВ вызвано только чистым кремнием Si. В любом материале, благодаря его молекулярной структуре, существует поглощение сигнала определенных длин волн. В случае двуокиси кремния (SiO2), который является основным материалом для изготовления ОВ, существуют электронные резонансы в ультрафиолетовой области для длин волн λ < 0,4 мкм, а также колебательные резонансы в инфракрасной области, где λ > 7 мкм. Данные резонансы существуют в форме полос поглощения. Во втором и третьем окнах прозрачности этот тип поглощения вносит вклад на уровне не более чем 0,03 дБ/км. Производители ОВ не могут влиять на эту составляющую поглощения без перехода на другой материал для передачи светового сигнала.  Потери примесного поглощения. Потери примесного поглощения обусловлены примесями ОВ, среди которых железо, медь, никель, магний, хром. Примеси создают существенные источники поглощения в окнах прозрачности. Технология производства ОВ позволяет свести к минимуму вклад примесных металлов в общие потери поглощения. В отличие от них, потери за счет наличия остаточных гидроксильных групп (ОН) достаточно велики – в диапазоне длин волн 1350 – 1520 нм передача сигнала затруднена. Эти потери вызваны наличием воды в волокне, оставшейся в процессе производства.  Рассеяние Релея. Этот тип потерь вызван флуктуациями мгновенной плотности и вариациями концентрации молекул за счет несовершенства внутренней структуры ОВ: воздушных пузырьков, неоднородностей и трещин, или несовершенством направляющего волновода, вызванным общей нерегулярностью системы сердцевина-оболочка. Существует точка на кривой поглощения в районе 1550 нм, вокруг которой рэлеевское рассеяние является главной составляющей общих потерь. Рэлеевское рассеяние обратно пропорционально длине волны. С ростом длины волны рассеяние убывает.  Несовершенство оптического волокна. Несовершенство ОВ заключается в наличии микро- и макроизгибов, а также нарушением геометрии сердцевины и оболочки при производстве.  Микроизгибы вызывают увеличение потерь в ОВ, основная причина возникновения которых кроется в процессе производства ОВ и связана с искривлениями оси, которые неизбежно происходят в процессе производства, когда ОВ сдавливается недостаточно гладкими внешними покрытиями (рисунок 3.14,а). Потери от микроизгибов являются функцией диаметра поля моды, конструкции кабеля и его исполнением. Потери от затухания, вызванного микроизгибами, уменьшаются с диаметром поля моды.  Макроизгибами являются изгибы ОВ под определенным малым радиусом (рисунок 3.14,б). Допустимый радиус изгиба указывается производителем в спецификации. Превышение данного параметра приводит к приведению линии связи в нерабочее состояние – возможно повреждение или разрыв ОВ в кабеле, увеличение потерь, а также возможно создание таких условий, при которых распространение светового луча будет невозможным.  Потери, связанные с геометрией ОВ, появляются при сращивании отдельных строительных длин кабелей. Чем более точную геометрию ОВ при производстве обеспечивает производитель, тем качественнее соединение получается при монтаже и сращивании отдельных строительных длин ВОК. На характеристики сростка влияют: 1. концентричность сечений сердцевины и оболочки, 2. допуск на диаметр оболочки, 3. собственный изгиб волокна. Концентричность сердцевины и оболочки определяет центровку сердцевины ОВ в стекле оболочки. Улучшение этой характеристики при производстве ОВ уменьшает шанс неточного расположения сердцевины. Допуск на диаметр оболочки определяет вероятность качественного соединения ОВ, полученных различными партиями. Собственный изгиб волокна указывает на величину кривизны волокна вдоль некоторой длины ОВ. Большая величина собственного изгиба может привести к сросткам с большими потерями. Рисунок 3.13 – Зависимость затухания от длины волны ZWPF ОВ а) б) Рисунок 3.14 – Нарушение распространения светового луча по оптическому волокну при: а – микроизгибе; б – макроизгибе 3.3.2 Дисперсия в ОВ Межмодовая дисперсия. Уширение световых импульсов под влиянием межмодовой дисперсии возникает вследствие того, что луч света, распространяющийся по многомодовому ОВ, представлен многочисленными траекториями. В общем случае каждая траектория имеет различную оптическую длину, т.е. световые лучи различных мод поступают на приемный конец с некоторым временным интервалом. В результате чего расширившийся световой импульс может перекрыть соседний импульс в кодовой последовательности Хроматеческая дисперсия. Для любого стекла, которое применяется для производства ОВ, присуща материальная дисперсия, т.к. показатель преломления кварцевого стекла зависит от длины волны. Однако, геометрическая форма и профиль показателя преломления влияют на волноводную зависимость скорости импульса, распространяющегося по волокну. Данная зависимость получила название волноводной дисперсии. В сумме материальная и волноводная дисперсии составляют хроматическую дисперсию:  хр   мат   волн , (3.12) где  мат – материальная дисперсия;  волн – волноводная дисперсия. Материальная дисперсия обусловлена зависимостью скорости распространения световой волны от показателя преломления среды распространения, а ее величину можно определить из следующего выражения: . (3.13) Волноводная дисперсия возникает в результате зависимости скорости распределения основной моды по сердечнику и оболочке и, следовательно, разности показателей преломления от длины волны: , (3.14) где B(λ) – удельная внутримодовая дисперсия; Δλ – ширина спектральной линии источника. В формулу введены коэффициенты M(λ) и N(λ) – удельные материальная и волноводная дисперсии соответственно, а Δλ (нм) – уширение длины волны вследствие некогерентности источника излучения. При отсутствии значения B(λ) применяют следующую формулу: 2  2n1 L , (3.15)  волн    c где с – скорость света в вакууме. Следует отметить, что в первом окне прозрачности (820 – 900 нм) длинные волны распространяются с большей скоростью, нежели короткие. Для третьего окна прозрачности (1528 – 1561 нм) имеет место противоположная тенденция – быстрее распространяются короткие волны данного диапазона. Для одномодовых ОВ материальная дисперсия является основной дисперсионной составляющей, для многомодовых ОВ основную роль играет модовая дисперсия. Хроматическая дисперсия измеряется в пикосекундах на нанометр-километр (пс/(нм·км)). Это уширение в пс, происходящее в импульсе шириной 1 нм при прохождении по ОВ длиной 1 км. Хроматическая дисперсия линии передачи накапливается с ростом пройденного расстояния, это характеризуется изменением групповой задержки3, отнесенной к единичной длине волны (пс/нм). Явление хроматической дисперсии ослабевает по мере уменьшения спектральной ширины излучения лазера. Увеличение влияния хроматической дисперсии наблюдается при увеличении скорости передачи, т.к. увеличивается скорость модуляции лазеров, в результате чего увеличивается ширина боковых полос. Хроматическая дисперсия системы передачи чувствительна к: 1. увеличению длины и числа участков линии связи; 2. увеличению скорости передачи (т.к. увеличивается эффективная ширина линии генерации источника). На нее в меньшей степени влияют: 1. уменьшение частотного интервала между каналами; 2. увеличение числа каналов. Хроматическая дисперсия уменьшается при: 1. уменьшении абсолютного значения хроматической дисперсии ОВ; 2. компенсации дисперсии. Поляризационно-модовая дисперсия. В результате прокладки кабеля, установки муфт и арматуры и других механических воздействий, в процессе эксплуатации под влиянием внешних условий возможно возникновение различных псевдослучайных распределенных деформаций ОВ, изменение геометрии, соосности сердцевины и оболочки, удлинение или изгиб ОВ. В любой точке ОВ импульс поляризованного оптического излучения можно 3 Существуют два взаимно ортогональных состояния поляризации на входе в волокно. Они также называются основными состояниями поляризации, одно из которых соответствует большей, а другое меньшей групповой скорости распространения светового импульса в волокне (рисунок 1.15). Разность времен распространения для этих скоростей и называется дифференциальной групповой задержкой. разложить на поляризационные составляющие с двумя взаимно ортогональными состояниями поляризации, направленными вдоль двух локально ортогональных осей волокна, называемых быстрой и медленной осями. В уложенном в кабель ОВ направление этих осей и относительная разность скоростей распространения по каждой оси изменяются вдоль оптического пути. На каждом участке волокна возникнет временная задержка между компонентами оптического сигнала, разложенного по быстрой и медленной осям. Направление осей соседних участков волокна меняется случайным образом, в результате форма и границы оптического импульса претерпевают статистическое временное расплывание (рисунок 3.15). Рисунок 3.15 – Влияние PMD на передаваемый сигнал Влияние PMD на качество сигнала в линии связи возрастает при: 1. увеличении скорости передачи (один из важнейших факторов); 2. увеличении количества участков линии (равносильно увеличению длины оптического канала); 3. увеличении количества каналов (при большем числе каналов возрастает вероятность большого отклонения дифференциальной групповой задержки от среднего значения хотя бы в одном канале). Для оценки PMD можно воспользоваться выражением:  PMD  K PMD L , (3.16) где L – длина ОВ; KPMD – коэффициент PMD – определяется экспериментально. 3.3.3 Нелинейные эффекты в волоконной оптике (нелинейности) Нелинейные эффекты в волоконной оптике порождают генерацию паразитных гармоник на частотах равных сумме или разности основных частот системы. Генерируемые таким образом дополнительные сигналы приводят к непредсказуемым потерям в ВОЛС. Нелинейность ОВ не является дефектом производства или конструкции волокна. Это неотъемлемое свойство материальной среды при распространении в ней любой электромагнитной энергии. Нелинейнейные эффекты имеют место, когда интенсивность лазерного излучения (мощность на единицу поперечного сечения) достигает некоторого порогового значения. Кроме того, влияние нелинейностей обнаруживается после прохождения сигналом некоторого пути по волокну в зависимости от параметров, конструкции ОВ и условий его работы. Стимулированное Бриллюэновское рассеяние (Stimulated Brillouin Scattering, SBS) устанавливает верхний предел на уровень оптической мощности, который может быть передан по оптическому волокну. При превышении определенного уровня оптической мощности, именуемого порогом SBS, в ОВ возникает волна, распространяющаяся в обратном направлении к источнику света (рисунок 3.16,а), в результате чего полезная передаваемая оптическая мощность ослабляется (рисунок 3.16,б). SBS ограничивает количество световой энергии, которое может быть передано по волокну. Уровень оптической мощности, при котором возникает данный эффект, – порог SBS, – выражается формулой: Aэфф  Б , (3.17) g B  L эфф  ист где KSBS – постоянная, определяемая степенью свободы состояния поляризации, KSBS = 1..2; PSBS  21  K SBS  gB – коэффициент усиления Бриллюэна, g  B  4 ,6  10  11 м Вт Aэфф – эффективная площадь сердечника; ΔυБ – спектральная полоса Бриллюэна; Δυист – спектральная полоса лазерного источника; Lэфф – эффективная длина ОВ, определяемая выражения: L эфф  где α указывается в непперах. 1  1 1 e  L , (3.18) ; а) б) 2 20 15 15 10 5 5 1 -5 -15 -5 -25 -10 -35 -15 10 5 15 Вводимая мощность, дБм 20 25 1 – прямая волна теряет энергию; 2 – энергия обратной волны возрастает Рисунок 3.16 – Действие Бриллюэновского рассеяния: а – порог вынужденного рассеяния Бриллюэна; б – возникновение сигналя с понижением частоты на 11 ГГц Рисунок 3.17 – Действие стимулированного рамановского рассеяния Для борьбы с SBS существуют три принципиальных подхода: 1. Использование фазовой модуляции вместо традиционной амплитудной модуляции. При этом существенно снижается мощность оптической несущей (за счет расширения спектра сигнала). 2. Снижение подводимой канальной оптической мощности до уровня, ниже порога SBS. Это очень дорогой способ решения задачи, т.к. в этом случае на оптических магистралях потребуется частое включение оптических усилителей, что приведет также и к снижению отношения несущая/шум. 3. Увеличение спектральной ширины лазерного источника. Использование лазеров с непосредственной модуляцией (они обладают широкой спектральной линией) нежелательно в силу резкого ухудшения дисперсионных характеристик. При проектировании протяженных линий связи следует помнить, что всякое использование оптических усилителей понижает порог SBS. Порог SBS для системы с применением N оптических усилителей определяется зависимостью: PSBS N  PSBS  10 lg N . (3.19) Ухудшения, вызванные SBS, не возникнут в системах, где ширина линии источника значительно превосходит ширину полосы Бриллюэна, или там, где мощность сигнала меньше пороговой мощности SBS. Стимулированное рамановское рассеяние (Stimulated Raman Scattering, SRS) по своему характеру проявления близко к SBS – оптический сигнал рассеивается и смещается в область более длинных волн (рисунки 3.16 и 3.17). При SBS спектр стимулированного излучения узкий (не более 60 МГц) и смещен в длинноволновую сторону на 10...11 ГГц, то при SRS спектр стимулированного излучения широкий (~ 7 ТГц) и смещен в длинноволновую сторону на величину порядка 10...13 ТГц. В системах с волновым уплотнением влияние этого типа рассеяния заключается в перераспределении мощности из коротковолновых в длинноволновые каналы, при этом обедняется самый коротковолновой канал, так как его мощность может перекачиваться во многие каналы одновременно. В этом случае это явление работает как рамановский усилитель, и длинноволновые каналы усиливаются за счет коротковолновых каналов до тех пор, пока разница в длинах волн лежит в полосе частот рамановского усиления. Рамановских перекрестных помех можно избежать, если мощности каналов сделать такими малыми, что рамановское усиление окажете незначительным на всей длине волокна. Уровень пороговой мощности для возникновения эффекта раммановского рассеяния рассчитывается по формуле: Aэфф , (3.20) g R  L эфф где KSRS – коэффициент, зависящий от поляризационного состояния волны, KSRS = 1..2; PSBS  16  K srs  gR – коэффициент усиления Рамана, g R  4 ,2  10  14 м . Вт При использовании одноканальных систем нежелательные участки спектра могут быть убраны с помощью фильтров. Однако, для систем с волновым уплотнением практически нет технических приемов, позволяющих устранить влияние SRS. Фазовая самомодуляция (Self-Phase Modulation, SPM). При очень высокой интенсивности лазерного излучения сигнал может модулировать свою собственную фазу. Такая модуляция расширяет спектр сигнала и уширяет или сжимает сигнал во времени в зависимости от знака хроматической дисперсии (положительного или отрицательного). В хвосте волнового пакета возникает сдвиг к более коротким длинам волн, а на переднем фронте – в область длинных (рисунок 3.18). Рисунок 3.18 – Действие фазовой самомодуляции Рисунок 3.19 – Образование пиков на передаваемых импульсах при модуляционной нестабильности Фазовая самомодуляция возникает из-за зависимости преломления n от интенсивности света (эффект Керра): показателя n  n0  n 2 I , (3.21) где n0 – показатель преломления волокна; n2 – коэффициент нелинейности показателя преломления, n2  2..3  10 16 см 2 Вт . Явление SPM рассматривается, в основном, применительно к цифровым ВОЛС, работающим на скоростях, порядка Гбит/с, т.е. при длительностях импульсов, порядка сотен пс. SPM начинает проявляться в ОВ при мощностях, более 8...10 мВт и не зависит от частотной канальной расстановки или числа каналов. Разумеется, данный порог весьма условен, т.к. в значительной степени зависит от типа ОВ. В системах с волновым уплотнением сигнал в спектрально уширенном фазовой самомодуляцией канале, может интерферировать с сигналами соседних каналов. Фазовая самомодуляция возрастает при: 1. увеличении вводимой в канал мощности при постоянном эффективном сечении ОВ; 2. увеличении скорости передачи в канале (при высоких скоростях передачи фронт нарастания-спада информационного импульса более крутой); 3. отрицательной хроматической дисперсии. Фазовая автомодуляция уменьшается при: 1. нулевой или небольшой положительной хроматической дисперсии; 2. увеличении эффективного сечения ОВ; 3. компенсации дисперсии. В общем случае влияние SPM значительно только в системах с высоким значением накопленной дисперсии или в системах очень большой протяженности. Оптоволоконные системы, имеющие ограниченную накопленную дисперсию, могут не вызывать эффектов, характерных для SPM. Перекрестная фазовая модуляция. Явление перекрестной фазовой модуляции заключается в том, что сигнал одного канала модулирует фазы сигналов в соседних каналах. Перекрестная фазовая модуляция (Cross-Phase Modulation, CPM) чувствительна к тем же факторам, что и явление фазовой самомодуляции, а также к увеличению числа каналов. Разнесение каналов, как и при фазовой самомодуляции, на нее практически не влияет, но явление CPM уменьшается при: 1. увеличении эффективного сечения ОВ; 2. компенсации дисперсии. Перекрестная фазовая модуляция менее актуальна в системах WDM, использующих ОВ с большим эффективным сечением. Для снижения влияния данного явления необходимо выбирать ОВ с максимально возможной эффективной площадью сечения и, по возможности, снижать канальный уровень оптической мощности. Модуляционная нестабильность (Modulation Instabliting, MI) наблюдается только в ОВ с положительной дисперсией. Во временном представлении MI проявляется в виде пиков на импульсах (рисунок 3.19), а в спектральном – как уширение спектра импульса. Появление пиков на импульсах связано с тем, что длина волны на заднем фронте импульса оказывается короче длины волны на переднем фронте. ОВ с положительной дисперсией ускоряет волну заднего фронта более, чем длинную волну переднего фронта. Когда задний фронт входит во взаимодействие с передним фронтом, возникает интерференция, которая и служит причиной образования пиков на передаваемых импульсах. После детектирования оптического сигнала и последующей фильтрации амплитуда пиков уменьшается так, что они не оказывают существенного влияния на работу систем протяженностью менее 1000 км. Четырехволновое смешение (Four-Wave Mixing, FWM) является одним из самых вредных нелинейных оптических явлений в системах с волновым разделением каналов. При достижении критического уровня мощности излучения лазера нелинейность ОВ приводит к взаимодействию трех волн с частотами ωi, ωj, ωk и появлению новой четвертой волны на частоте ωi ± ωj ± ωk (рисунок 3.20). Некоторые частоты таких ложных сигналов могут попасть в рабочие полосы пропускания каналов. Число таких ложных сигналов Nош определяется соотношением: N 2  N  1 , (3.22) N ош  2 где N – число передаваемых каналов. Рисунок 3.20 – Образование нежелательных волн в результате четырехволнового смешения Генерация боковых полос FWM может привести к значительному уменьшению мощности рабочих каналов. Когда комбинационные гармоники попадают на частоты рабочих каналов, то возникает параметрическая интерференция, которая может привести как к увеличению, так и уменьшению амплитуды рабочего импульса, в зависимости от фазовых соотношений рабочего сигнала и сигналов боковых полос. Четырехволновое смешение чувствительно к: увеличению мощности канала; уменьшению частотного интервала между каналами; увеличению числа каналов. Действие четырехволнового смешения нужно учитывать в системах, использующих ОВ со смещенной дисперсией (Рек. G.653). Оно менее критично в ОВ с ненулевой смещенной дисперсией (Рек. G.655), особенно в ОВ с большой эффективной площадью. Увеличение скорости передачи в канале незначительно влияет на эффективность четырехволнового смешения. Влияние четырехволнового смешения уменьшается при: увеличении эффективной площади ОВ; увеличении абсолютного значения хроматической дисперсии. Явление четырехволнового смешения менее опасно в системах DWDM, использующих волокно с несмещенной дисперсией (Рек. G.652) на длине волны 1550 нм, так как дисперсионная характеристика в этом случае относительно пологая. Для ОВ со смещенной дисперсией (Рек. G.653) дисперсионная кривая имеет крутой наклон в этом диапазоне и явление FWM необходимо учитывать. Часть 4. Модуляция и кодирование в волоконно-оптических системах передачи данных 4.1 Амплитудная модуляция При амплитудной модуляции (Amplitude Shift Keying, ASK) в системах оптической связи осуществляется изменение мощности оптического излучения передатчика. Исторически бинарный амплитудный формат был первым форматом, используемым в оптической связи, так как его можно получить путем прямой модуляции током накачки. Благодаря простоте и экономичности технической реализации бинарный ASK является самым распространенным форматом. Прямая модуляция возможна в передатчиках как на основе светоизлучающих диодов, так и на основе полупроводниковых лазеров любого типа. В передатчиках с прямой модуляцией (рисунок 4.5,а) в соответствии с информационной последовательностью m(k) модулируется ток накачки. Под действием модулированного тока накачки модулируется выходная мощность светового излучения лазера. Такой способ реализации амплитудного формата является доминирующим в относительно низкоскоростных системах передачи (менее 2,5 Гбит/с), особенно в городских сетях и сетях доступа. Рисунок 4.5 – Модулированное излучение лазера с прямой (а) и внешней модуляцией (б). Информационная последовательность m(k): 00100110. T= 1/B Недостатком передатчиков с прямой модуляцией является наличие паразитной частотной и амплитудной модуляции, связанных с переходными процессами в полупроводниковых лазерах. Паразитная частотная модуляция (чирп), приводит к увеличению искажений, связанных с хроматической дисперсией. Эффективным методом уменьшения паразитных эффектов является использование структурированных импульсов накачки, а также волокна с отрицательной дисперсией и полупроводниковых лазеров специальной конструкции. Современные передатчики с прямой модуляцией обеспечивают максимальную скорость передачи 10 Гбит/с. Однако по дальности передачи информации и спектральной эффективности системы связи с такими передатчиками далеки от оптимальных. Существенно увеличить технические параметры системы связи позволяет использование передатчиков на основе полупроводниковых лазеров с непрерывной накачкой и внешней модуляцией. Оптическая схема такого передатчика показана на рисунке 4.5,б. 4.1.1 NRZ-, RZ-форматы кодирования Наиболее популярным среди амплитудных форматов является формат без возвращения к нулю (Non Return to Zero, NRZ). В этом формате сигнал, соответствующий логической единице, формируется оптическим импульсом, длительность которого τ равна периоду следования символов (рисунок 4.6):   T  M  B , (4.1) где B – скорость передачи. Рисунок 4.6 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования NRZ-сигнала Рисунок 4.7 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования RZ-сигнала Нулю соответствует отсутствие оптического сигнала или сигнал меньшего уровня. В формате с “возвращением к нулю” (Return to Zero, RZ) любой символ “1” представляет собой импульс, длительность которого T может варьироваться, но всегда   T (рисунок 4.7). Чтобы его сформировать, обычно из импульса NRZ с помощью модулятора Маха-Цендера вырезается некоторая его часть. В 10 Гбит/с сетях формат RZ получил широкое распространение из-за его более высокой устойчивости к нелинейности волокна. Эту особенность можно объяснить тем фактом, что, когда импульс изолирован (в отличие от NRZ), каждый “1” символ не зависит от своих соседей. В NRZ, последовательности “1” порождают непрерывные пакеты световых сигналов, нестабильных при нелинейном распространении в периферии. Помимо “стойкости” к нелинейным искажениям при распространении, у сигналов RZ есть дополнительное преимущество – они более устойчивы к PMD, чем NRZ-сигналы. CRZ-, CSRZ- и APRZ-форматы кодирования Рисунок 4.8 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования CRZ-сигнала Рисунок 4.9 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования CSRZ-сигнала Рисунок 4.10 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования APRZ-сигнала Чирпированный (содержащий частотную модуляцию) RZ (Chirped RZ, CRZ) является одним из самых успешных форматов (рисунок 4.8). Он формируется при прохождении RZсигнала через фазовый модулятор, на который подается периодический сигнал на частоте следования информационных сигналов B. У сигнала в формате CRZ спектр шире, чем у RZ-сигнала, что ограничивает максимально достижимую спектральную эффективность и, таким образом, пропускную способность. Однако этот формат получил широкое распространение в 10 Гбит/с подводных системах, потому что он значительно более устойчив к нелинейным эффектам. CRZ особенно хорошо противостоит внутрисимвольным нелинейным искажениям (т.е. искажениям, влияющим на форму отдельного изолированного импульса). Известно, было установлено, что в 40 Гбит/с системах преобладают межсимвольные нелинейные эффекты, которые также относящиеся к внутриканальным эффектам, включая кросс-фазовую модуляцию и четырехволновое смешение. Формат RZ с подавленной несущей (Carrier Suppressed RZ, CSRZ) первоначально использовался в континентальных линиях связи со скоростью 40 Гбит/с по одному каналу (рисунок 4.9). В этом формате дополнительный сдвиг фазы на π разделяет последовательные битовые такты путем дополнительной фазовой модуляции на частоте, равной половине частоты следования импульсов. Однако формат CSRZ не очень эффективен против внутриканальных нелинейных эффектов. Применяя дополнительный сдвиг фазы на π/2 к последовательным битовым тактам вместо π, чтобы получить так называемый “RZ с дополнительным сдвигом фазы на π/2” (π/2 APRZ, Alternate Phase RZ) формат, можно добиться более существенного снижения внутриканальных искажений (рисунок 4.10). 4.1.3 VSB-фильтрование В ряде форматов, используемых в WDM-системах, применяется усечение оптического спектра канала путем очень узкополосной фильтрации. Использование фильтров дает возможность получить сигналы с одной боковой полосой (Single SideBand, SSB) или частично подавленной боковой полосой (Vestigial SideBand, VSB). Спектральная эффективность SSB- и VSB-форматов повышается за счет устранения избыточной информации, присущей NRZ и RZформатам (рисунок 4.11). Сигнал с частично подавленной боковой полосой, полученный узким оптическим фильтрованием вне центра спектра, оказался эффективным для WDM-систем. Однако максимально достижимое расстояние передачи ограничивается тем фактом, что подавленная часть спектра канала имеет тенденцию восстанавливаться из-за нелинейностей, особенно в 10 Гбит/с системах. Это предполагает использовать VSB-фильтрование только на стороне приемника. Рисунок 4.11 – Временные зависимости мощности и фазы, оптические спектры, Айдиаграммы и схемы формирования NRZ- и RZ-сигналов с частичным подавлением боковой полосы (VSB) 4.1.4 Многоуровневое амплитудное кодирование При многоуровневом амплитудном кодировании (M-aryASK) N бит сигнала преобразуются в многоуровневый сигнал с числом уровней M, отличающихся амплитудой, причем M = 2N, а полный сигнал состоит из этих символов и преобразуется в слово, записанное бинарным кодом (рисунок 4.12). Каждый символ несет в себе N = log2M бит информации. Рисунок 15.12 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования четырехуровнего сигнала Таким образом, вместо передачи оптических сигналов единичной амплитуды с периодом T = MB (что характерно для бинарных форматов) можно передавать сигналы, принимающие M значений, с интервалом сохраняя скорость передачи информации. TN  N log2 M , (4.2)  B B Так как длительность импульса увеличилась от T = 1/B до TN = N/B, спектр (точнее, расстояние между первыми нулями в спектре) передаваемого (прямоугольного) импульса уменьшился от 2B до 2B/N , т.е.: 2B/N = 2B/log2M (4.3) Четырехуровневый сигнал позволит в 2 раза увеличить спектральную эффективность γ, при этом либо увеличить в 2 раза скорость передачи, сохранив неизменной ширину спектра сигнала, либо уменьшить в 2 раза спектр, сохранив скорость передачи. В первом случае в DWDM-системе можно сохранить число каналов, увеличив скорость передачи по каждому из них, во втором случае, сохранив B неизменной, можно увеличить число каналов и дальность передачи без использования компенсации хроматической дисперсии. Уменьшение ширины спектра сигнала позволяет уменьшить мощность шумов, но из этого не обязательно следует увеличение дальности передачи, так как разность значений мощности между сигналами с близкими значениями символов уменьшается. Преимущества многоуровневых форматов наиболее заметны в локальных системах связи на основе многомодового волокна, где ограничения скорости и дальности передачи определяются межмодовой дисперсией. 4.2 Фазовая модуляция Во втором классе форматов модулируемым параметром является фаза. Поскольку модуляция абсолютного значения фазы в оптических системах оказалась затруднительной, практический интерес представляют форматы на основе дифференциальной фазовой модуляции (Different Phase Shift Keying, DPSK). В отличие от рассмотренных выше форматов, в DPSK информация содержится в разности фаз между двумя последовательными импульсами, при этом мощность излучения информации не несет. Схема формирования сигнала при помощи фазового модулятора приведена на рисунке 4.13. Предпочтительнее схема, использующая модулятор Маха-Цендера (рисунок 4.14), настроенный таким образом, что уровни интенсивности символов “1” и “0” идентичны. Поскольку информация содержится в изменении фазы от символа к символу, то сигнал, управляющий фазовым модулятором, необходимо сначала преобразовать, используя процедуру, называемую дифференциальным кодированием. Рисунок 4.13 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования двоичного DPSK-сигнала с помощью модулятора фазы Рисунок 4.14 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования двоичного DPSK-сигнала с помощью модулятора Маха - Цендера Дифференциальное кодирование начинается с произвольного выбора первого бита кодовой последовательности c (k = 0). На втором этапе последовательность c(k) кодируется: c(k )  c(k  1)  m(k ) . (4.4) На третьем этапе кодирования последовательность c(k) преобразуется в последовательность сдвигов фаз Q(k), где единица представляется сдвигом фаз на π, а ноль – нулевым сдвигом фазы. На детекторе определяется корреляция принятого сигнала с опорным, который представляет собой запаздывающую на один бит версию принятого сигнала. Эту корреляцию может выполнять, например, пассивный волоконный интерферометр МахаЦендера, у которого одно плечо длиннее другого на один бит. Таким образом, в течение каждого интервала времени T фаза принятого символа сравнивается с фазой предыдущего. Если они совпадают, то детектируется логическая “1”, а если разность фаз равна π – логический “0”. Применение двух работающих параллельно фотодиодов в качестве приемников позволяет уменьшить вероятность появления ошибки и тем самым повысит чувствительность на ~3 дБ. В большинстве экспериментов используется DPSK-модулятор в комбинации с формирователем RZ- или CSRZ-импульсов, т.е. RZ DPSK- (рисунок 4.15) и CSRZ DPSKформаты (рисунок 4.16). Формирование импульса может быть выполнено с помощью модулятора Маха-Цендера, который управляется периодическим сигналом на частоте B, или на частоте B/2. В RZ DPSK- и CSRZ DPSK-форматах амплитудная модуляция является дополнительной и не несет никакой информации. Фаза сигнала при модуляции RZ DPSK не отличается от соответствующей фазы при DPSK-кодировании. При модуляции CSRZ DPSK, как и при обычном CSRZ-кодировании, фаза в начале каждого такта скачкообразно изменяется на π. Получается, что фаза любого CSRZ DPSK-сигнала дополняет фазу аналогичного RZ DPSK (или DPSK) сигнала до π. Рисунок 15.15 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования RZ-DPSK-сигнала Рисунок 15.16 – Временные зависимости мощности и фазы, оптический спектр, Ай-диаграмма и схема формирования CSRZ-DPSK-сигнала 4.3 Смешанные амплитудно-фазовые форматы Применение популярных ASK-форматов при постоянном росте количества передаваемой информации препятствует дальнейшему увеличению пропускной способности линий передачи, потому что частота модуляции электрического сигнала ограничена величиной 40 Гбит/c. Кроме того, высокоскоростная бинарная модуляция характеризуется низкой спектральной эффективностью и меньшей устойчивостью к дисперсии. В какой-то степени эти проблемы решает многоуровневое кодирование сигналов, например, четырехуровневые форматы ASK и PSK (Quaternary Phase Shift Keying, QPSK). Однако реализация четырехуровневой схемы очень сложна. Увеличение числа уровней значений приводит к тому, что он хуже распознается приемником. Наиболее действенным способом увеличения спектральной эффективности γ является использование многоуровневой амплитудно-фазовой модуляции, при которой информация кодируется как амплитудой, так и фазой сигнала. Иногда для обозначения амплитудно-фазовой модуляции используется термин “квадратурная модуляция” (ASK-QPSK). На рисунке 4.17 показаны 8 уровней сигнала (A ~ D, a ~ d) предложенной схемы кодирования ASK-QPSK, которая является сочетанием бинарного амплитудного ASK и 4символьного фазового QPSK-форматов. Один символ содержит 3 бита информации, и скорость передачи бита получается в 3 раза выше скорости передачи закодированного символа. Сигнал имеет 2 уровня амплитуды (E1, E2) и 4 уровня фазы (0, π/2, π, 3π/2). Рисунок 4.17 – Амплитудно-фазовая диаграмма 8-символьного сигнала ASK-OPSK Рисунок 4.18 – Устройство передатчика ASK-QPSK. Без блока, помещенного в скобках, реализуется формат NRZ-QPSK, с этим блоком – RZ-QPSK Устройство передатчика показано на рисунке 4.18. Не вносящий линейной частотной модуляции двухтактный модулятор Маха-Цендера модулирует фазу непрерывной световой волны, выходящей из лазерного диода, заставляя ее принимать значения 0 или π. Оптический фазовый модулятор добавляет сдвиг фаз 0 или π/2. Таким образом, получается четырехуровневое фазовое кодирование. Следующим этапом добавляется NRZ или RZ амплитудное модулирование. Двухтактный модулятор Маха-Цендера, не вносящий чирпа, нужен для NRZ-ASK-кодирования, аналогичный прибор превращает NRZ- в RZ-формат. На границах бита RZ-ASK-QPSK мощность падает до нулевого значения, и поэтому этот формат более устойчив к хроматической дисперсии, чем NRZ-ASK-QPSK, что подтверждается результатами проведенных экспериментальных исследований. Устойчивость к хроматической дисперсии 30 Гбит/c RZ-ASK-QPSK сравним с 10 Гбит/c RZ-ASK. 4.4 Частотная модуляция Форматы, в которых параметром модуляции является частота световой волны, называются частотными форматами модуляции или FSK-форматами. Такой подход, когда используется прямая модуляция лазера с распределенной обратной связью (Distributed Feed Back, DFB), считается потенциально дешевым. При использовании дифференциального детектирования FSK (как и DPSK) обладает лучшими свойствами в плане увеличения отношения сигнал/шум по сравнению с NRZ. Кроме того, у FSK самая низкая восприимчивость к нелинейностям волокна по сравнению с DPSK-, NRZ- и RZ-форматами модуляции. Однако практически FSK-форматы в коммерческих сетях не используются. Это объясняется отсутствием быстрых перестраиваемых и относительно недорогих лазеров для промышленных сетей связи.