N-полюсники СВЧ и их радиотехнические характеристики

Лекция 3. N-полюсники СВЧ и их радиотехничсекие харакетрситки 3.1. Двухполюсные устройства СВЧ Двухполюсник СВЧ (англ. – one-port device) это оконечное устройство, представляющее собой нагрузку сопротивлением Z н линии передачи с волновым сопротивлением W . Нормированное сопротивление двухполюсника равно zн = Z н / W . Матрица рассеяния двухполюсника сводится к скаляру s11 , который представляет собой коэффициент отражения по напряжению в плоскости отсчета фазы с координатой z : (3.1) s11 = Γ ( z ) = Γ н exp(− 2 γz ) = Γн exp(− 2αz )exp(− 2 jβz ) , где Γ н = ( zн + 1) ( zн − 1) – коэффициент отражения нагрузки; γ = α + jβ – постоянная распространения; β и α – постоянная фазы и коэффициент затухания соответственно. 3.1.1. Согласованные нагрузки Среди двухполюсников наиболее распространенными элементами трактов являются согласованные нагрузки (англ. – matched load или termination). Они предназначены для полного поглощения энергии электромагнитной волны, которая распространяется в линии передачи, без отражения и излучения в окружающее пространство. Эквивалентная линия при этом нагружена на сопротивление, равное волновому сопротивлению Z н = W . Таким образом, коэффициент отражения Γ н = 0 , а для генератора, размещенного в точке z < 0 , это эквивалентно подключению к линии бесконечной длины. Согласованные нагрузки используются для обеспечения режима бегущей волны, они являются эквивалентами реальных нагрузок во время настройки аппаратуры, а также мерой сопротивления в процессе измерений. Главными параметрами согласованных нагрузок является максимальное знаб a чение КСВ в диапазоне рабочих частот и уровень допустимой мощности. Конструктивное исполнение согласованных нагрузок определяется типом линии передачи, г в диапазоном частот и уровнем поглощаемой мощности. Для двухпроводной и коаксиальной линий в метровом и дециметровом диапае д зонах согласованные нагрузки наиболее Ри с.3.1. Согласованные нагрузки: часто реализуются на основе безиндуктива,б – коаксиальные; ного резистора. Сопротивление резистора в,г – волноводные; д – полосковые; должно быть равно волновому сопротиве – обозначение на схемах лению линии. Для коаксиальной линии ре- 39 зистор размещается в экране специальной формы, что обеспечивает согласование с регулярной линией, например, как это показано на рис.3.1,а. В сантиметровом диапазоне основным конструктивным элементом согласованных нагрузок является короткозамкнутый отрезок линии с большими потерями. Если постоянная распространения в ней γ = α + jβ , (3.2) где β и α – фазовая постоянная и коэффициент затухания в линии соответственно, то модуль коэффициента отражения, приведенный ко входу z = l , где l – длина отрезка линии с потерями, равен Γ(l ) = Γ(0)exp(− 2 jβl )exp(− 2αl ) = exp(− 2αl ) . (3.3) Отсюда видно, что для уменьшения коэффициента отражения нужно увеличивать произведение αl . Линию с большими потерями получают путем заполнения линии передачи диэлектриком с поглощающей компонентой (объемные нагрузки) или введением в волновод поглощающих пластин, размещенных вдоль оси волновода в плоскости электрического поля. Для согласования, полученной таким образом линии, с регулярной, используется плавный переход, как это показано, например, на рис.3.1,б-г. Такими же принципами можно воспользоваться и при конструировании согласованных нагрузок для полосковых линий – полосковому резистору придают клинообразную форму (рис.3.1,д). В полосковых узлах СВЧ применяют также навесные нагрузки в виде керамических пластин либо стержней с нанесенным пленочным покрытием. В случае, когда возникают затруднения с созданием замыкания полосковых проводников с экраном, используют четвертьволновые разомкнутые шлейфы с близким к нулю входным сопротивлением. Согласованные нагрузки низкого уровня мощности, например волноводные для сантиметрового диапазона, имеют КСВ не хуже, чем 1,05–1,06, в полосе частот 20–30%, коаксиальные – 1,05–1,07 в полосе 30–40%. Согласованные нагрузки высокого уровня мощности имеют несколько худшие параметры, поскольку содержат дополнительные элементы для отвода тепла от поглотителя. 3.1.2. Реактивные нагрузки Реактивные нагрузки применяются в качестве меры при измерениях, а также в согласующих и управляющих устройствах СВЧ. В качестве реактивных нагрузок обычно используются короткозамкнутые отрезки закрытых линий передачи, иными словами – короткозамкнутые шлейфы (англ. – short-circuit stub). Сопротивление короткозамкнутого шлейфа без учета потерь определяется формулой Z = jW tg βl = jX , 40 (3.4) где W – волновое сопротивление линии; β – постоянная фазы, l – длина шлейфа. Таким образом, сопротивление короткозамкнутого шлейфа является реактивным и может иметь, в зависимости от длины шлейфа и частоты, индуктивный или емкостной характер. Следует помx нить, что эквивалентные индуктивность и емкость можно рассматривать только на фиксированной частоте. Сопротивление шлейфа имеет существенно иную частотную зависимость, чем реактивное сопротивление катушки индуктивности (линейная) или конденсатора (гиперболическая). Для примера на рис.2.2 приведена частотная зависимость реактивного сопротивления x = Im(Z / W ) четвертьволнового короткозамкнуРис .3.2. Частотная зависитого шлейфа l = Λ 0 / 4 = π c /(2ω 0 ) , где ω0 – расмость реактивного сопротивления четвертьволнового четная частота. короткозамкнутого шлейфа Главным параметром реального короткозамкнутого шлейфа является значение КСВ, которое должно быть как можно большим. Короткозамкнутые шлейфы фиксированной длины (короткозамыкатели фиксированные) оснащают стандартными разъемами. Коаксиальные и волноводные, например, для миллиметрового диапазона, имеют КСВ не менее 30. Это обусловлено конечной проводимостью короткозамыкателя, а также потерями в разъеме. Также часто, преимущественно в дециметровом и сантиметровом диапазонах, в качестве короткозамкателя используют металлическую посеребренную пластину, которая полностью перекрывает сечение волновода. Необходимо, чтобы она имела хороший контакт с фланцем волновода. Короткозамкнутые шлейфы регулируемой длины реализуют с помощью металлических короткозамыкающих поршней (англ. – short-circuit plunger), которые перемещаются в отрезках линии передачи. Основным требованием к конструкции поршней является обеспечение малых потерь в контактах. Существенным является также то, чтобы потери не изменялись при перемещении поршня. Преимущественно применяют две типичные конструкции поршней – контактные и дроссельные. В контактных поршнях для обеспечения электрического контакта поршня со стенками линии передачи используют тонкие пружинящие контактные лепестки. Длину лепестков выбирают равной четверти длины волны в линии, как это показано на рис.3.3, а для поршня на основе прямоугольного волновода с волной H 10 . При этом непосредственный контакт со стенками находится в узле продольной составляющей высокочастотного тока. Здесь буквой А обозначено положение плоскости эффективного короткого замыкания. Основными недостатками контактных поршней являются непостоянство контакта во время 41 перемещения поршня, постепенное изнашивание контактных лепестков и выгорание метала при значительных мощностях. Дроссельные (англ. – choke) А В С А поршни в значительной мере лиΛ/4 Λ1/4 Λ2/4 шены указанных недостатков. На K рис.3.3,б изображена возможная Н10 Н10 конструкция такого поршня. Механический контакт K включен в a б волновод через два четвертьволА В новые отрезки линий передачи с T волновыми сопротивлениями Z AB и Z BC , причем Z AB << Z BC . Если активное сопротивление контакта г в равно RK , то отрезок линии В–С Рис. 3.3. Короткозамыкающие поршни: трансформирует его в сопротива – контактный; б – дроссельный; 2 в – коаксиальный; г – обозначение ление Z вх B = Z BC / RK в сечении В. Входное сопротивление в сечении А равно Z вх A = ( Z AB / Z BC ) 2 RK , то есть Z вх A << RK . Гальванического контакта можно вообще избежать, если обеспечить резкий скачок волнового сопротивления, как например, для коаксиальной линии, которая работает в сантиметровом диапазоне (рис.3.3,в). Коэффициент отражения будет тем больше, чем сильнее отличие волнового сопротивления коаксиальной линии и отрезка А–В линии, образованного поршнем. По этому принципу строят также волноводные поршни миллиметрового диапазона для волны H 10 прямоугольного волновода. Конструкции этих поршней имеют цилиндрическую форму с секциями разного диаметра, часть СВЧ мощности, которая проникает за такой поршень, поглощает шайба из материала с большими потерями. Недостатком дроссельных поршней является зависимость их свойств от длины волны. Обычно дроссельные поршни удовлетворительно работают в полосе частот 20–30% от средней частоты. Волноводные поршни для миллиметрового диапазона, которые работают на волне H10 , имеют КСВ в пределах 20– 30. Поршни для сантиметрового диапазона обеспечивают несколько больший уровень КСВ. На дециметровых и более длинных волнах используют коаксиальные поршни с пружинящими контактами в точках короткого замыкания, поскольку дроссельные поршни оказываются слишком громоздкими. Необходимость в дросселировании отпадает, когда в волноводе распространяется тип волны без продольного тока в стенках. Например, поршень для круглого волновода с волной H 01 может иметь форму диска, который не имеет омического контакта со стенками. 42 3.1.3. Преобразователи мощности СВЧ сигналов Для измерения СВЧ мощности используются детекторные и термисторные преобразователи (секции, головки), которые преобразуют непрерывные или импульсно-модулированные СВЧ сигналы в постоянный или низкочастотный ток. Для линии передачи такой двухполюсник представляет собой нагрузку, желательно близкую к согласованной. Детекторный преобразователь (англ. – detector) – это отрезок волновода или коаксиальной линии, оборудованный элементами для подключения детекторного СВЧ-диода, согласования его с линией и подключения к регистрирующему устройству. Детекторные преобразователи используются для относительного измерения СВЧ мощности. Это обусловлено теми обстоятельствами, что для детекторного СВЧ-диода при низких уровнях мощности характерным является пропорциональность продетектированного напряжения мощности сигнала или квадрату напряженности электрического поля (квадратичное детектирование). При мощности, выше 2–8 мкВт для диодов с барьером Шоттки (ДБШ) и больше 10–40 мкВт для точечных диодов, продетектированное напряжение становится пропорциональным не мощности, а корню квадратному из мощности или первой степени напряженности электрического поля (линейное детектирование). Кроме того, так как даже в одной партии диодов их характеристики могут иметь значительный разброс, то при замене диода чувствительность головки может значительно измениться. Детекторные преобразователи, которые применяются в измерительных приборах, могут содержать элементы для согласования. Для них КСВ не является критическим, вполне допустим уровень 1,5, он ограничивается чувствительностью регистрирующего устройства. Для увеличения чувствительности диода на него подается дополнительное напряжение, так называемое напряжение смещения (ток смещения составляет от единиц до десятков микроампер). На рис.5.4 схематически показаны примеры устройства детекторных преобраД Ф Рпад Ш Ф Рпад Д a Ф Рпад КЗ б Ф Рпад Д ~Λ/4 Н Н h х0 х0 г в д Рис. 3.4. Детекторные преобразователи: а – коаксиальный; б – волноводный; в,г – волноводные уменьшенной высоты; д – обозначения на схемах 43 зователей. В коаксиальном преобразователе (рис.3.4,а) отсутствуют элементы, электрическая длина которых зависит от частоты, поэтому он, в принципе, является широкополосным. Диод (Д) находится в пучности напряжения (поперечной компоненты электрического поля). Блокирующий конструкционный конденсатор (Ф) служит фильтром для предотвращения просачивания СВЧ сигнала в низкочастотную цепь. В волноводном преобразователе (рис.3.4,б) диод включен с помощью штыря (Ш). Оптимизацию характеристик преобразователя выполняют путем выбора диаметра штыря, соответствующего его размещения относительно боковой стенки, а также введения дополнительных реактивных элементов, расположенных в плоскости диода. Такая оптимизация возможна, очевидно, в относительно узком частотном диапазоне. Волноводные преобразователи (рис.3.4,в-г) имеют уменьшенную высоту волновода, которая равна приближенно высоте керамической части диода. Что касается амплитудных детекторов систем связи, то они применяются для определения огибающей СВЧ сигнала, контроля и автоматического регулирования уровня мощности, определения частоты (при этом их включают после узкополосных фильтров). Амплитудные детекторы также являются составляющими частотных и фазовых детекторов. Основными компонентами детекторной секции амплитудного детектора является диодная камера, настроенная на частоту входного сигнала, нелинейный элемент и фильтрующая цепь. Распространенными типами детекторных СВЧ-диодов являются точечные диоды на основе контакта металл-полупроводник, ДБШ с планарно-эпитаксиальной структурой, обращенные диоды. Чувствительность современных промышленно выпускаемых амплитудных детекто0 ров имеет широкий диапазон 20– Rt 2000 мкВ/мкВт. Cк L Термисторный преобразоваб тель (англ. – thermistor) применяется для абсолютного измерения малых t Cк уровней СВЧ мощности. Первичным в а преобразователем является термиРис. 3.5. Термисторвный преобразователь : стор – полупроводниковый элемент, а – продольное сечение, б – эквивалентная сопротивление которого существенсхема, в – обозначение на схемах но зависит от температуры нагрева, то есть от величины подведенной мощности. Конструкции термисторных преобразователей определяются типом линии передачи и частотным диапазоном. Коаксиальная термисторная головка с одним термистором бусинкового типа (рис.3.5) представляет собой отрезок коаксиала, на конце которого включен термистор Rt0 таким образом, что один из его выводов продолжает центральный проводник, а второй соединен с корпусом заглушки, которая образует с внешним проводником линии конструктивный конденсатор Ск . Конденсатор Ск и дроссель L в виде спирали Архимеда обеспечивают подключение терми44 стора к цепи постоянного тока. Сопротивление дросселя постоянному току и токам низкой частоты значительно меньше рабочего сопротивления преобразователя. Для токов СВЧ дроссель представляет собой большое реактивное сопротивление в рабочем диапазоне частот и потому не создает рассогласование. Размеры дросселя определяют рабочий диапазон частот преобразователя. Емкость конденсатора Ск подобрана таким образом, чтобы его реактивное сопротивление в рабочем диапазоне частот было намного меньше рабочего сопротивления преобразователя. Термистор включается в одну из ветвей измерительного моста. Сначала при отсутствии СВЧ колебаний мост балансируется с помощью постоянного тока или тока низкой частоты. При этом на термисторе рассеивается мощность постоянного тока P0 . Затем подается СВЧ мощность PСВЧ , после чего снова восстанавливается баланс моста постоянным током до уровня P1 : P1 + PСВЧ = P0 . (3.5) Разность мощностей постоянного тока равна мощности СВЧ. Измерение мощности сводится к измерению напряжений моста. Диапазон измеряемой мощности составляет от нескольких микроватт до 5–10 мВт. Для расширения верхней границы диапазона измерений используются аттенюаторы и направленные ответвители. Погрешность измерения составляет ±3%. Значительная тепловая инерционность термистора не дает возможности измерять мгновенную мощность в случае амплитудной модуляции. 45 3.2. Четырехполюсные устройства СВЧ Самые разнообразные СВЧ устройства можно рассматривать как четырехполюсники (англ. – two-port network). Это, прежде всего, отрезки линий передачи, разъемы, переходы между линиями разных типов, фильтры типов волн, отражающие неоднородности, согласующие трансформаторы, аттенюаторы, фазовращатели, частотные фильтры и т.п. 3.2.1. СВЧ разъемы и соединители Соединение отдельных отрезков линии передачи (секций) или элементов тракта обычно выполняют с помощью специальных разъемов (англ. – connector). Практически всегда разъемы предназначены для соединения линий с одинаковым волновым сопротивлением. Конструкции разъемов, как правило, стандартизированы. Для неподвижного соединения волноводов применяются специальные фланцы: контактные (плоские) и так называемые дроссельные. Контактный фланец (англ. – flange, cover-to-cover connection) – это металлическая пластина с отверстиями, которую припаивают к конечной части волновода (рис.3.6,а). Фланцы соединяют с помощью болтов или струбцинок. Они могут иметь направляющие элементы (штифты), которые повышают точность соединения. В месте прилегания фланцев должен обеспечиваться хороший электрический контакт, иначе будет нарушена нормальная работа волновода на типах волн, которые возбуждают продольные составляющие тока в стенках. При этом возникают отражение волны в месте образованной нерегулярности, а также излучение электромагнитной энергии в окружающее пространство. Поэтому к качеству обработки контактной поверхности фланцев и ее чистоты предъявляются строгие требования. Основным достоинством контактных фланцев является независимость их работы от длины волны. K Λ/4 а Λ/4 б Рис. 3.6. Фланцевые соединения: а – контактное; б – дроссельное Дроссельно-фланцевое соединение (англ. – cover-to-choke connection) состоит из двух фланцев, один из которых обычный – контактный. Другой фланец 46 имеет кольцевую выточку вдоль оси волновода, как это показано на рис.3.6, б. Эта выточка образует короткозамкнутый отрезок коаксиальной линии с волной Н11 длиной Λ / 4 , где Λ соответствует центральной частоте рабочего диапазона. Таким образом, электрический контакт K находится в узле стоячей волны тока, Внутренняя область дроссельного фланца не имеет электрического контакта с плоским фланцем. Так образуется отрезок радиальной линии длиной Λ / 4 . В результате последовательного соединения двух четвертьволновых отрезков линий образуется полуволновый отрезок, который трансформирует короткое замыкание на внутренний периметр волновода. Дроссельные фланцы некритичны к качеству механического контакта и небольших перекосов соединения, не снижают электрической прочности тракта. Однако существенным недостатком дроссельно-фланцевого соединения является их относительная частотная узкополосность. Такие соединения удовлетворительно работают в полосе около 15% от центральной частоты рабочего диапазона, хотя рабочая полоса частот тщательно отработанных соединений может практические достигать рабочего диапазона прямоугольного волновода. Для круглых волноводов также могут использоваться как контактные, так и дроссельные фланцы. Соединения коаксиальных линий выполняют с помощью штепсельных разъемов, части которых по аналогии называют вилка – розетка. Наиболее распространены так называемые полярные разъемы, у которых с одного конца центральный проводник заканчивается штырем (англ. – male), а с другого – гнездом (англ. – female). Конструктивно гнездо выполняют в виде цанги из пружинящего материала для обеспечения надежного гальванического контакта при соединении со штырем. Цанги имеют прорези, параллельные продольной оси линии, то есть они параллельны линиям высокочастотного тока. Разъем типа гнезда выполняется на приборах, поэтому его иногда называют приборным. Для коаксиальных линий, которые работают с высокими уровнями мощности, применяют дроссельные соединения, принцип работы которых аналогичен принципу работы волноводных дроссельных соединений. Особый интерес представляют подвижные соединения. К ним относятся гибкие волноводы и вращающиеся сочленения. Для построения трактов сложной формы применяются гибкие волноводы. ПреимущеН10 ственно применяются гофрированные (англ. – l corrugated) и сетчатые волноводы прямоугольного или эллиптического сечения. Е01 Вращающиеся сочленения (англ. – rotary Н10 Е joint) должны обеспечивать поворот одной части тракта относительно другой без нарушения Рис. 3.7. Вращающееся электрического контакта и качества согласовасоединение ния. Волноводное вращающееся соединение схематически изображено на рис.3.7. Здесь волна Н10, которая распространяется в прямоугольном волноводе, трансформируется в осесимметричную волну Е01 в 47 круглом волноводе. Два отрезка круглых волноводов соединяются между собой с помощью дроссельной муфты, поэтому качество контакта мало влияет на работу устройства. В круглом волноводе возможно использование также волны типа Н11 с круговой поляризацией поля. По рассмотренному принципу конструируют и коаксиальные соединения с Т-волной. Для низких уровней мощности применяют также бездроссельные вращающиеся сочленения с трущимися контактами. 3.2.2. СВЧ переходы (адаптеры) Одними из распространенных типов четырехполюсников являются переходы между линиями разных типов, которые еще называют преобразователями или трансформаторами типов волн. Их назначение: уменьшить отражение от соединения линий разных типов за счет ограничения образования нерабочих типов волн. Т Т h х a l Н10 l a a) Т Н10 ~λ/4 б Н10 a Индуктивная г диафрагма в Рис. 3.8. Коаксиально-волноводные переходы : а – зондовый; б – с последовательным шлейфом; в – с поперечным стержнем; г – обозначение в схемах Возбуждение прямоугольного волновода от коаксиальной линии с Тволной выполняют с помощью коаксиально-волноводного перехода – КВП (англ. – waveguide-to-coaxial adapter). Наиболее распространенными конструкциями КВП являются зондовый и переход с поперечным стержнем. В зондовом переходе (рис.3.8,а) возбуждающий зонд вводят через широкую стенку волновода перпендикулярно к ней. Зонд является продолжением внутреннего проводника коаксиальной линии. Согласование достигается регулированием длины зонда h и расстояний l и x . Увеличение диаметра зонда позволяет расширить полосу удовлетворительного согласования. Рассмотренный зондовый переход 48 обеспечивает КСВ, Н11 меньший 1,05 в полосе Е01 15–20%. Основным недостатком такого КВП Н10 b является снижение ΛН11/4 электрической прочноΛЕ01/2 сти из-за концентрации электрического поля a б Н10 возле конца зонда. Указанного недостатка лишен зондовый КВП с последовательным квази-Т шлейфом (рис.3.8,б). Н10 Однако рабочая полоса частот такого перехода в г не превышает 7%. Рис. 3.9. Переходы между линиями разных типов: Лучшие характеа,б – между прямоугольным и круглым; ристики по согласовав – коаксиально-микрополосковый; нию и электрической г – волноводно-полосковый прочности имеет переход с поперечным стержнем (рис.3.8,в), дополненный индуктивной диафрагмой. В такой конструкции относительная полоса частот согласования достигает около 15%. Возбуждение волны основного типа Н11 в круглом волноводе возможно с помощью плавного перехода от прямоугольного волновода с волной Н10, как это показано на рис.3.9,а. На рис.3.9,б изображен один из способов возбуждения осесимметричной волны Е01 в круглом волноводе от прямоугольного волновода с волной Н10. Здесь прямоугольный волновод соединяется с круглым через поперечную щель. Круглый волновод закорачивается с одной стороны на расстоянии Λ E01 / 2 . Для подавления паразитной волны Н11, которая также возбуждается щелью, в короткозамкнутом отрезке круглого волновода размещено тонкое металлическое кольцо. Кольцо расположено на расстоянии Λ H 11 / 4 от центра щели. Оно действует на волну Н11 как короткозамыкатель. На волну Е01 кольцо практически не влияет, поскольку силовые линии электрического поля этой волны перпендикулярны проводнику кольца. Такие трансформаторы применяются, в частности, во вращающихся соединениях (рис.3.7). 49 Устройство для возбуждения полосковой линии с помощью коаксиальной линии показано на рис.3.9,в. Скосы на концах полоскового проводника обеспечивают улучшение согласования. Соединение полосковой линии с прямоугольным волноводом осуществляется через плавный или ступенчатый переход на П-образном волноводе. При этом предотвращают паразитное излучение из открытого конца волновода. На рис.3.9,г изображена конструкция плавного волноводно-полоскового перехода. В случаях, когда необходимо возбудить волну неосновного типа, для подавления волн других типов, способных распространяться в волноводе, используют специальные фильтры – так называемые фильтры типов волн. Фильтры типов волн (англ. – mode filter) бывают поглощающего и отражательного типов. Поглощающие (англ. – dissipative) фильтры представляют собой покрытые слоем поглощающего материала тонкие диэлектрические пластины, расположенные ортогонально силовым линиям электрического поля волне рабочего типа. При этом рабочий тип волны не возбуждает в поглощающем материале токов проводимости и не ослабляется фильтром. На рис.3.10 изображены фильтры для E01 H10 H01 поглощения волны Н10 в прямоугольном волноводе (а), волны Н01 (б) и волны Е01 (в) в круглом волноводе. a Отражающие (англ. – reflecting) в б фильтры типов волн содержат в плоскости Рис. 3.10. Фильтры разных типов волн: поперечного сечения тонкие металлические а – Н10 прямоугольного волновода; проводники, параллельные силовым линиям б – Н01 круглого волновода; электрического поля, которое желательно в – Е01 круглого волновода отразить. Волны рабочего типа не возбуждают в проводниках токи и проходят через решетку практически без отражения. Волны нежелательного типа, в которых векторы электрического поля направлены вдоль проводников, возбуждают в них токи и отражаются решеткой. Так решетка из кольцевых проводников в круглом волноводе (рис.3.10,б) пропускает волну Е01 и сильно отражает волну Н01, а решетка из радиальных проводников (рис.3.10,в) пропускает волну Н01 и наиболее интенсивно отражает волну Е01. На рис.3.11, а изображен поляриЕ 2 зационный (англ. – polarization) фильтр, который пропускает в квадH01 ратном волноводе волну Н10 и отраΛ/2 ІІ жает волну Н01. В частности, фильтры этого типа широко применяются 3 І 1 для объединения или разделения каЕ налов передачи и приема с ортогоа б нальными поляризациями. На Рис. 3.11.. Поляризационный фильтр разных рис.3.11, б схематически изображен тип ов волн : а – на прямоугольном волполяризационный фильтр, который новоде; б – на Т-подобном соединении состоит из Т-образного соединения 50 квадратных волноводов и двух отражательных фильтров, аналогичных изображенным на рис.3.11, а. От передатчика волна основного типа с вертикальным вектором электрического поля подается в плечо 1, пропускается фильтром І и полностью отражается фильтром ІІ как от короткозамыкателя. Нулевое сопротивление, которое оказывает для этой волны фильтр ІІ, трансформируется на внутренний периметр волновода 1–3, и волна практически полностью проходит из плеча 1 в плечо 3 и излучается антенной. Принятое антенной электромагнитное поле подается в плечо 3 в виде волны основного типа с горизонтальным вектором электрического поля, которая отражается фильтром І и пропускается фильтром ІІ. Для этой волны плечи 3, 2 и наклонная отражающая решетка І образуют угловой поворот в плоскости Н. Этот поворот проектируют так, чтобы из плеча 3 волна практически полностью проходила в плечо 2, к которому подключен приемник. 3.2.3. Реактивные нерегулярности в волноводах Под нерегулярностями (англ. – discontinuity) в волноводах понимают любые нарушения регулярности, например изменение поперечного сечения, излом оси волновода и т.п. Строгое исследование влияния нерегулярности на характеристики волновода – сложная задача. Рассмотрим общие свойства распространенных нерегулярностей в прямоугольном волноводе, который работает на волне Н10. Поскольку потерями в таких нерегулярностях для большинства практических случаев можно пренебречь, то их называют реактивными. Реактивные нерегулярности применяются, прежде всего, для согласования СВЧ трактов в случае комплексных нагрузок. Тонкая индуктивная диафрагма (англ. – inductive diaphragm) образуется тонкими металлическими пластинами, которые примыкают к узким стенкам волновода (рис.3.12, а). Поскольку вблизи узких стенок локализуется магнитное поле волны Н10, диафрагма преимущественно взаимодействует с этим полем, и ее эквивалентная проводимость носит индуктивный характер. Тонкая емкостная диафрагма показана (англ. – capacitive diaphragm), она образована тонкими металлическими пластинами, которые примыкают к широким стенкам волновода (рис.3.12,б) и преимущественно взаимодействует с электрическим полем волны Н10. Потому эквивалентная проводимость диафрагмы носит емкостной характер. Резонансное окно (англ. – resonant iris) можно рассматривать как наложение емкостной и индуктивной диафрагм (рис.3.12,в). Ее эквивалентная схема содержит параллельный колебательный контур, включенный в линию параллельно. На резонансной частоте сопротивления контура равно бесконечности и электромагнитная волна, которая распространяется в волноводе, проходит диафрагму без отражения. Резонансные окна применяются, в частности, для разделения вакуумной части от остальной части СВЧ тракта. При этом в окне размещается диэлектрик. 51 Индуктивный штырь (рис.3.12,г) – круглый проводник, установленный по направлению электрического поля и соединенный с широкими стенками волновода. В нем течет ток, направленный вдоль оси. Этот ток возбуждает магнитное а а jXL W b а' W а b' b а' b' W b a jXL jXC W б х0 jXC jXL 2r W W г в W jXС а jX W b h W 2r W W' W b' д а е jXL jXL W W' d' d W W' b а' ж и з Рис. 3.12.. Реактивные нерегулярности в волноводе : а – индуктивная диафрагма; б – емкостная диафрагма; в – резонансное окно; г – индуктивный штырь; д – емкостной штырь; е – емкостная ступенька; ж - индуктивная ступенька; з – скачок поперечного сечения полосковой линии; и – обозначение на схемах поле, в котором накапливается энергия, потому эквивалентная проводимость носит индуктивный характер. Емкостной штырь (рис.3.12,д) – круглый проводник, установленный по направлению электрического поля и соединенный с широкой стенкой волновода. Эквивалентная схема имеет вид последовательного резонансного контура, включенного в линию параллельно. Емкость штыря связана с концентрацией электрического поля возле его разомкнутого конца. При некоторой высоте штыря h (близкой к λ 0 / 4 ) проводимость последовательного контура стремится к бесконечности и волновод закорачивается. Более короткие штыри имеют емкостную проводимость, если высота штыря превышает резонансную, то проводимость штыря приобретает индуктивный характер. Емкостные штыри преимущественно применяются как регулируемые реактивные элементы, которые вводят в волновод с помощью резьбовых отверстий в широкой стенке. 52 На рис.3.12, е,ж приведены примеры ступенчатых соединений прямоугольных волноводов разного сечения, а на рис.3.12, з – полосковых линий разной ширины. Эквивалентные схемы таких нерегулярностей имеют вид соединения длинных линий с разным волновым сопротивлением. Нерегулярности, которые возникают в месте соединения, вызывают появление реактивностей в этих схемах. Величины реактивного сопротивления рассмотренных нерегулярностей зависят от геометрических размеров физической неоднородности. 3.2.4. Волноводные изгибы Изгибы или повороты (англ. – bend) применяются для изменения направления потока электромагнитной энергии в линиях передачи. Прямоугольные волноводы могут быть изогнуты в плоскости электрического поля (изгиб в Еплоскости) и в плоскости магнитного поля (изгиб в Н-плоскости) волны типа Н10. Такие изгибы являются протяженными нерегулярностями, которые влияют на отражение и затухание волн в волноводах. В плавных изгибах (рис.3.13,а) область нерегулярности начинается с точки искривления оси волновода и может быть существенно уменьшена, если длина Λ средней линии изгиба кратна lcp = n , где Λ – длина волны в волноводе, 2 n = 1, 2, ... . Для уменьшения габаритных размеров волноводных устройств вместо плавных изгибов применяются уголковые изгибы (рис.6.8,б). Для компенсации нерегулярности, вносимой уголком, применяется двойной поворот со средней длиной промежуточного участка, равной Λ 4 , а кроме того вводят подстроечные штыри (рис.3.13,в). Скрутки (англ. – waveguide twist) применяются для изменения плоскости поляризации волны Н10 прямоугольного волновода. При этом направление продольной оси волновода остается неизменным, а его поперечное сечение плавно поворачивается в поперечной плоскости (рис.3.13,г). Λ 4 lcp а в б l д г Рис. 3.13. Волноводные изгибы и скрутки: а – плавный изгиб; б – уголковый изгиб; в – прямоугольный изгиб; г – плавная скрутка; д – компактная ступенчатая скрутка 53 Для получения минимального отражения в широкой полосе частот длина скрутки в случае поворота на 90° должна составлять l ≥ 2 − 3Λ . В круглых волноводах для изменения плоскости поляризации волны Н11 размещают по диаметру тонкую металлическую пластину, скрученную вдоль оси волновода, Длина пластины также должна составлять l ≥ 2 − 3Λ . Плавные волноводные скрутки имеют довольно большую геометрическую длину. Для того чтобы типичные скрутки обеспечивали КСВ меньше чем 1,1 практически во всем рабочем диапазоне волновода, они должны иметь длину около десяти длин волн. Для уменьшения габаритов 90° скруток было разработано много типов ступенчатых скруток. Например, 90° скрутка с 4 развернутыми волноводными секциями обеспечивает K ст < 1,01 в полосе частот 40% и имеет общую длину 1,86 а. Еще меньшую длину имеют компактные преобразователи на основе секций квадратных волноводов со срезанным углом (рис.3.13,д). Длину l и поперечные размеры секций выбирают таким образом, чтобы электромагнитные поля на входе и выходе трансформирующей секции были повернуты на 90°. Такие скрутки обеспечивают уровень K ст < 1,1 в полосе частот 30%, K ст < 1,02 – в полосе 16% при длине трансформирующей области примерно в 5 раз меньшей, чем длина волны прямоугольного волновода на центральной частоте рабочего диапазона. 3.2.5. Аттенюаторы Аттенюатор (англ. – attenuator) – это взаимный четырехполюсник, который ослабляет амплитуду электромагнитной волны на некоторую фиксированную или регулируемую величину. Аттенюаторы (ослабители) предназначены для управления (уменьшения) мощности волны, которая проходит вдоль линии передачи. Идеальным аттенюатором является четырехполюсник с нулевым вносимым фазовым сдвигом и механически или электрически регулируемым ослаблением. Аттенюаторы применяются в схемах СВЧ приемников для установки уровня сигнала в смесителе путем регулирования мощности гетеродина, в измерительной технике их применяют для обеспечения необходимого уровня сигнала в разнообразных измерительных приборах (измерительная линия, волномер, измеритель мощности некоторого высокого уровня и др.). Ослабление сигнала необходимое, в частности, для обеспечения развязки между генератором и нагрузкой, то есть для исключения влияния нагрузки на мощность и частоту колебаний генератора. Аттенюаторы применяются также для согласования СВЧ устройств, уровней сигналов. Матрица рассеяния идеального фиксированного аттенюатора имеет вид 54 e −a  , 0   0 S =  −a e (3.6) где, a = 10 ( A / 20) ; A = −10 lg( Pвых / Pвх ) = −20 lg s21 – ослабление в децибелах. Нулевое значение диагональных элементов свидетельствует о том, что аттенюатор должен быть согласованным с обоих плеч. Ослабление A в рабочей полосе частот должно оставаться постоянным, а фазовый сдвиг φ – пропорциональным частоте. Для регулируемого аттенюатора φ не должен зависеть от установленного ослабления A . Основными параметрами переменных аттенюаторов являются диапазон и точность изменения вносимого ослабления, КСВ, рабочая полоса частот, погрешность установки ослабления, допустимая рассеиваемая мощность. T T Е01 a Н11 T T б λС в Рис. 3.14. Коаксиальные аттенюаторы предельного типа: а – с емкостной связью; б – с индуктивной связью; в – обозначение на схемах В предельных (англ. – cutoff) переменных аттенюаторах используется явление экспоненциального ослабления волн в режиме отсечки E (l ) = E0 exp(− αl ) . При λ >> λ кр коэффициент затухания α ≈ 2 π / λ кр , то есть он практически не зависит от частоты. Это можно доказать следующим образом. Постоянную распространения в линии передачи γ = α + jβ можно представить в виде 2  λ  2π  2π   , = j  1 −  γ= j λ  Λ  λ   кр  (3.7) где Λ = λ / 1 − (λ / λ кр ) 2 – длина волны в линии передачи. На частотах таких, что λ > λ кр , выражение под корнем в (3.7) станет отрицательным, вследствие этого 2π α= λ 2    λ  − 1 ≈ 2π ; λ  λ кр  кр  β = 0. (3.8) Теперь ослабление можно представить в виде A = −20 lg exp(− αL ) = 20αL lg e ≅ 8,68αL . 55 (3.9) Из (3.9) видно, что вносимое ослабление практически линейно зависит от длины волновода, который работает в режиме отсечки. На рис.3.14 схематически изображены варианты предельных аттенюаторов для коаксиальной линии. Для согласования по входу и выходу аттенюатор с емкостной связью (рис.3.14, а ) оснащен диэлектрическими шайбами. В аттенюаторе с индуктивной связью (рис.3.14,б) в разрывы центрального проводника включены резисторы с сопротивлением, равным волновому сопротивлению коаксиальной линии. Регулирование ослабления осуществляют осевым перемещением линий. Главным недостатком предельных аттенюаторов является большое начальное ослабление изза потерь в согласующих А-А А элементах. Кроме того, в случае малого расстояния между элементами связи a вносимое ослабление изА меняется нелинейно из-за А А-А присутствия высших типов колебаний возле возбуждающих элементов. б Поэтому начальное расА стояние между элементами связи выбирают таким, в чтобы соответствующее ослабление составляло Рис. 3.15. Аттенюаторы поглощающего типа: а – с поглощающей пластиной; б – ножевого типа; 15–30 дБ, а верхнее грав - обозначение на схемах ничное значение ослабления превышало 100 дБ. Принцип действия аттенюаторов поглощающего (англ. – absorptive) типа основан на внесении в отрезок линии поглощающих тел (пластин). Перемещение этих пластин из области слабого электрического поля в область сильного позволяет изменять затухание. На рис.3.15, а изображен волноводный аттенюатор с поглощающей пластиной. Пластина закреплена на тонком стержне из диэлектрика. Стержень связан с механизмом, который обеспечивает перемещение пластины в поперечном сечении волновода. Внесенное о по калибровочным таблицам. Ослабление таких аттенюаторов может изменяться от 0,5 до 50 дБ. 56 На рис.3.15,б изображен аттенюатор ножевого (англ. – fin, flap) типа. В нем поглощающая пластина вводится в волновод через продольную щель в средине широкой стенки прямоугольного волновода. Такая щель не пересекает поперечные токи, которые текут в стенках волновода с волной Н10, потому она практически не излучает. Основной недостаток аттенюаторов поглощающего типа состоит в зависимости фазового сдвига от внесенного ослабления. Аттенюатор поляризационного (англ. – polarization) типа состоит из трех секций (рис.3.16, а), причем крайние секции І и ІІІ являются переходами от прямоугольного волновода к круглому и закреплены неподвижно. Средняя секция ІІ представляет собой отрезок круглого волновода. Она может вращаться вокруг продольной оси. Каждая секция содержит поглощающие пластины с поверхностным сопротивлением в несколько сотен ом на квадратный сантиметр. В крайних секциях пластины размещены параллельно широким стенкам волновода и служат соответственно в качестве фильтра и поляризатора. Волна Н10 прямоугольного волновода в секции І трансформируется в волну Н11 круглого волновода. Ее можно разложить на две составляющие, как это показано на рис.3.16,б. Составляющая вектора электрического поля, параллельная поглощающей пластине секции ІІ, поглощается. Другая составляющая, которая равна І y ІІ y x x a Пластина секции ІІ E0 E0 cos φ ІІІ y φ E0 cos 2 φ φ Пластина секции І z Пластина секции ІІ Пластина секции ІІІ в б Рис. 3.16. Аттенюатор поляризационного типа: а – конструкция; б – поле на входе; в – поле на выходе E0 cos φ , перпендикулярна плоскости пластины и проходит секцию ІІ с минимальными потерями. В секции ІІІ волну с амплитудой E0 cos ϕ можно также разложить на две составляющие, одна из которых, равная E0 cos 2 ϕ , перпендикулярна пластине секции ІІІ (рис.3.16,в) и проходит без ослабления в секцию ІІІ, а вторая, параллельная пластине, поглощается. Таким образом, ослабление, которое вносится аттенюатором, можно записать в виде 57 ( ) A = A0 − 20 lg cos 2 ϕ , (3.10) где A0 – начальное ослабление при φ =0. То обстоятельство, что ослабление, вносимое поляризационным аттенюатором, зависит только от угла поворота пластины φ , который может быть установленный довольно точно, позволяет строить на основании рассмотренного принципа прецизионные (англ. – fine) аттенюаторы. Поляризационные аттенюаторы, например сантиметрового диапазона, имеют диапазон изменения ослабления от 1 до 60 дБ при погрешности установки для малых значений ослабления, не более 0,5 дБ, КСВ не превышает 1,15. 3.2.6. Фазовращатели Фазовращатели (англ. – phase shifter, phaser) предназначены для плавного или дискретного изменения фазы электромагнитной волны. Фазовращатели широко применяются в разнообразных устройствах техники СВЧ: радиоприемниках, измерительных установках, антенных системах, антенных решетках для формирования требуемой диаграммы направленности, направленных ответвителях с регулируемой связью, согласующих устройствах и др. Идеальная матрица рассеяния взаимного фазовращателя имеет вид e − jΔφ  . 0   0 S =  − jΔφ e (3.11) Различают механические и электрические фазовращатели. Работа фазовращателя базируется на изменении электрической длины отрезка линии передачи ϕ = βl = 2πl ε − λ / λ кр λ ( )2 (3.12) путем изменения геометрической длины l , критической длины волны λ кр или эффективной диэлектрической проницаемости среды ε , которая заполняет линию. Основные требования к фазовращателям: регулируемое изменение фазы электромагнитной волны (как правило, от 0 до 180°); незначительная величина вносимого ослабления; для фазовращателей, работающих в условиях высоких уровней мощности, достаточная электрическая прочность. 58 Рассмотрим принцип работы и конструктивные особенности наиболее а распространенных типов механических φ фазовращателей. На рис.3.17,а-б изображены конв струкции фазовращателей соответб ственно раздвижного и тромбонного типов. В них фазовый сдвиг регулируРис. 3.17. Механические фазовращатели: а – раздвижной; б – тромбонный; ется путем перемещения подвижной в – обозначение на схемах секции. Фазовращатели этого типа обеспечивают изменение фазы в широких пределах. К недостаткам следует отнести нестабильность работы из-за наличия трущихся контактов. Пластинчатый фазовращатель на основе прямоугольного волновода с волной Н10 содержит тонкую диэлектрическую пластину, размещенную параллельно узкой стенке, фазовый сдвиг зависит от положения пластины, он будет максимальным в случае расположения пластины посредине волновода. Фазовый сдвиг зависит также от частоты, поэтому при работе в диапазоне частот следует вносить поправку к градуировке фазовращателя. Конструкции пластинчатых фазовращателей напоминают конструкции поглощающих аттенюаторов ( рис.3.15). Материалом для изготовления пластин являются диэлектрики с малыми потерями (фторопласт, полистирол, кварц и др.). С целью уменьшения отражения длину пластины выбирают кратной числу полуволн в y Евх 45° І y ІІ y 45° ІІІ θ х х х Е φ Е а p p p б Рис. 3.18. Поляризационный фазовращатель: а – конструкция; б – обозначение на схемах 59 Евых волноводе, а концы пластины или скашивают, или их оснащают четвертьволновые выступами. Поляризационный фазовращатель состоит из трех секций (рис.3.18), которые представляют собой секции дифференциального фазового сдвига (ДФС). Секции ДФС широко применяются в технике СВЧ. Они предназначены для задержки волны одной линейной поляризации относительно волны ортогональной линейной поляризации. Наиболее простая конструкция секции ДФС имеет вид круглого волновода с диэлектрической пластиной с малыми потерями. Существуют и другие конструкции секций ДФС, например в виде квадратного волновода с металлическими ребрами. Принцип работы секции ДФС с диэлектрической пластиной состоит в том, что волна с линейной поляризацией, параллельной пластине, получает дополнительное запаздывание на величину дифференциального фазового сдвига φ по отношению к волне с ортогональной поляризацией ϕ = (β1 − β 2 ) l , где l – длина пластины; β1 и β 2 – коэффициенты фазы для волн соответственно с параллельной и ортогональной поляризациями. Наиболее распространены секции ДФС с параметрами φ = 90° (90°-секция, или четвертьволновая пластина) и φ = 180° (180°-секция, или полуволновая пластина). В поляризационном фазовращателе (рис.6.13) крайние 90°-секции неподвижны. Плоскости их пластин параллельны между собой и повернуты на угол 45° по отношению к плоскости поляризации падающей и отраженной волн. В практических конструкциях фазовращателей эти секции имеют переходы между прямоугольным волноводом с волной Н10 и круглым волноводом с волной Н11 (на рисунке не показаны). Средняя 180°-секция включается через дроссельные вращающиеся сочленения и может свободно вращаться вокруг оси в обе стороны. Входная 90°-секция представляет собой поляризатор, она трансформирует линейно поляризованную волну в волну с круговой поляризацией. Роль средней 180°-секции сводится к изменению направления вращения плоскости поляризации. Потому поворот средней секции оказывается эквивалентным внесению дополнительного фазового сдвига, который равен удвоенному углу поворота 2θ . И, наконец, роль выходной 90°-секции состоит в обратном преобразовании волны с круговой поляризацией в волну с линейной поляризацией. Фазовый сдвиг, внесенный поляризационным фазовращателем, практически не зависит от частоты и может 1 3 1 2 быть установлен с точностью до доли градуса. Фазовращатель отражающего 3 4 2 типа – это собственно двухполюсник, а с помощью которого можно регулиб Рис. 3.19. Отражательные фазовращатели: ровать фазу коэффициента отражения, а – на основе щелевого моста; при этом его модуль близок к единиб - на основе Y - циркулятора це. Идеальный отражающий фазовра60 щатель – переменное реактивное сопротивление, которое может быть реализовано в виде короткозамкнутого или разомкнутого шлейфа переменной длины. С дополнительными элементами фазовращатель отражающего типа превращается в фазовращатель проходного типа. Принцип действия фазовращателя проходного типа, функциональная схема которого изображена на рис.3.19,а, основан на отражении электромагнитной волны от подвижных короткозамыкателей, размещенных в двух плечах щелевого моста. Короткозамыкатели размещены на одном расстоянии от щели связи и перемещаются вместе. Волна, которая подается в плечо 1, делится мостом поровну на парциальные части в плечах 2 и 3, но со сдвигом 90о. Волны, отраженные короткозамыкателями, снова делятся поровну мостом. Благодаря фазовым соотношениям между парциальными волнами в плече 1 отраженные воны компенсируют друг друга, а вся мощность поступает в выходное плечо 4. В случае изменения положения короткозамыкателей на расстояние l фаза волны, которая выходит из плеча 4, получает фазовый сдвиг Δφ = 4 πl / Λ . В практических конструкциях отражательных фазовращателей на основе p r щелевого моста, возможна нелинейная C i R зависимость фазового сдвига от перемеL щения короткозамыкателей. Однако выn бором толщины общей широкой стенки a б в между волноводами щелевого моста Рис. 3.20. Коммутационный диод p-i-n можно получить практически линейную типа: а – конструкция; б – эквивалентная схема закрытого диода; в – эквивазависимость. Фазовращатель такой лентная схема открытого диода конструкции может выдерживать большой уровень мощности, потери составляют примерно 0,2 дБ. Несколько большие потери (до 1 дБ) имеет фазовращатель проходного типа на основе ферритового циркулятора (рис.3.19,б). Фазовращатели с электрическим управлением преимущественно реализуются на основе коммутационных диодов СВЧ. Наиболее распространенными являются коммутационные диоды типа pа Выводы i-n. В диоде этого типа сильно легированные p- и n-области разделены высокоомp n ной областью i с электропроводностью i собственного типа (рис.3.20,а), эту область обычно называют базой диода. б Вследствие значительной толщины базы p-i-n диод является инерционным прибоРис. 3.21. Включения p-i-n диодов в ром. При подаче СВЧ колебаний на запертракт: а – полосковый; б - волноводный тый p-i-n диод эффекта выпрямления не 61 наблюдается, поскольку за положительный полупериод колебаний в базе диода не успевают накапливаться свободные носители заряда. Закрытый p-i-n диод для обратного напряжения изображают, например, в виде параллельного соединения активного сопротивления R в несколько килоом и общей емкости диода C в 0,3 – 1 пФ (рис.3.20,б). В случае подачи на диод управляющего положительного смещения в 1 – 2 вольта сопротивление базы падает, поскольку база наполняется свободными носителями тока – дырками из p-области и электронами из n-области. Отрицательная полуволна СВЧ колебания не успевает вытянуть из базы диода пространственный заряд. Эквивалентная схема открытого p-i-n диода имеет вид последовательного соединения активного сопротивления r в несколько ом и небольшой индуктивности выводов L (рис.3.20,в). Время включения p-i-n диода составляет 0,1–1 мкс, выключения – в несколько раз больше. Коммутационные p-i-n диоды позволяют управлять прохождением в тракте СВЧ импульсной мощности до 100 кВт при средней мощности до 1 кВт. l l a l б l Рис. 3.22. Фазовращатели с электронным управлением: а – на базе циркулятора; б – на базе моста Примеры включения в тракт p-i-n диодов приведены на рис.3.21. На нем изображен поверхностно-ориентированный диод для полосковой линии (рис.3.21,а) и сдвоенный диод в резонансной диафрагме для размещения в прямоугольном волноводе (рис.3.21,б). Примеры ступенчатых проходных фазовращателей с электрическим управлением приведены на рис.3.22. Они представляют собой комбинацию циркулятора (рис.3.22,а) или моста (рис.3.22, б) и короткозамкнутых отрезков волноводов, в которых размещены один или несколько p-i-n диодов. Если на диоды подано запирающее напряжение, их сопротивления довольно большие и фазовая задержка сигнала определяется геометрической длиной короткозамкнутых отрезков волноводов. В случае подачи отпирающего напряжения сопротивление диодов падает, и изменение фазовой задержки определяется геометрической длиной l отрезка волновода, который отсекает диод ( Δφ = 4 πl / Λ ). 62 3.2.7. Согласующие трансформаторы сопротивления Полная передача энергии генератора с помощью линии передачи с волновым сопротивлением W в нагрузку Z н возможна только при выполнении требования Z н = W = Z г , где Z г – выходное сопротивление генератора. При этом в линии отсутствует отраженная волна, устанавливается режим бегущей волны, то есть линия согласована с нагрузкой. В общем случае, когда сопротивление генератора и нагрузки являются комплексными, соответствующее условие согласования требует, чтобы сопротивление генератора и нагрузки были комплексно сопряженными величинами. Поскольку волновое сопротивление является практически действительной величиной, процесс согласования усложняется. Наличие отраженной волны вызывает потери на отражение, уменьшение максимально допустимой мощности, которая передается в нагрузку, уменьшение рабочей полосы частот. Для согласования произвольной нагрузки с линией передачи вблизи от нагрузки необходимо включить согласующее устройство, которое бы обеспечивало режим бегущей волны в линии до места включения. Наиболее распространенные методы согласования: 1. Компенсационный (интерференционный) метод основан на образовании дополнительного отражения волны таким образом, чтобы суммарная ам′′ была равна амплитуде U отр ′ волны, отраженной плитуда отраженных волн U отр от нагрузки, а фаза отличалась на π. При этом суммарная амплитуда отражен′′ = 0 . Устройства, которые реализуют ′ − U отр ных волн будет равна U отр = U отр данный метод, называются согласующими трансформаторами (англ. – matching transformer). 2. Поглощающий метод основан на включении перед нагрузкой поглощающего четырехполюсника, который не создает дополнительного отражения. При таком согласовании вносится дополнительное ослабление, однако обеспечивается согласование в широкой полосе частот. 3. Метод широкополосных переходов основан на использовании для согласования отрезков нерегулярной линии, размеры поперечного сечения которой изменяются ступенчато или плавно вдоль ее длины. Назначение внесенного реактивного элемента (рис.3.23,а) – согласование реактивной составляющей входного сопротивления в сечении, где активная составляющая равна волновому сопротивлению линии передачи (метод Татаринова). В качестве согласующей реактивности применяют шлейфы (короткозамкнутые и разомкнутые), штыри, диафрагмы и другие неоднородности. 63 R=W 3Λ/8 -jX а X φ д б φ X φ X е в Λ/8 Λ/8 φk Xk ж г Λ/4 Λ/8 Λ/4 Λ/4 Λ/4 W1 W1 W2 W2 з и к Рис. 3.23. Трансформаторы сопротивления: а – общая схема метода; б – с подвижным штырем; в – со штырем и фазовращателем; г – с двумя штырями; д – с двумя шлейфами; е – с двумя диэлектрическими пластинами; ж – с тремя штырями; з – ступенчатый переход; и – плавный переход; к – обозначения согласующих трансформаторов на схемах Наиболее распространенные конструкции согласующих трансформаторов с регулируемыми параметрами изображены на рис.3.23. Простейший волноводный трансформатор имеет щель посредине широкой стенки, вдоль которой может перемещаться штырь переменной длины (рис.3.23,б). Глубина погружения штыря изменяет реактивное сопротивление в линии, продольное перемещение штыря регулирует фазовый набег. В трансформаторе, изображенном на рис.3.23,в, фазовый сдвиг изменяется с помощью диэлектрической пластины. 64 Главный недостаток трансформаторов с одним реактивным элементом – узкополосность согласования. Этого в значительной мере избавлены двухэлементные согласующие трансформаторы, например с двумя штырями, расположенными на расстоянии Λ / 8 друг от друга (рис.3.23, г), или трансформаторы с двумя диэлектрическими подвижными неоднородностями (рис.3.23, е). Аналогичные свойства имеет согласующий трансформатор с двумя параллельными короткозамкнутыми шлейфами, длина которых регулируется с помощью подвижных поршней (рис.3.23,д). Недостаток двухэлементного трансформатора – невозможность согласовать сопротивления любых значений (наличие «зоны недоступности»). Этот недостаток можно исключить применением трехштыревого согласующего трансформатора (рис.3.23,ж). Аналогичным образом можно применить трансформатор с тремя параллельными шлейфами. Для согласования однотипных линий передачи с разными волновыми сопротивлениями W1 и W2 часто применяют четвертьволновый трансформатор, то есть отрезок линии передачи с волновым сопротивлением Wтр = W1 W2 и длиной Λ 4 , который включается между ними. В реальных линиях нерегулярности на концах искажают структуру поля и образуют реактивности емкостного характера. Для компенсации этих емкостей реальная длина трансформатора имеет значение несколько меньшее, чем Λ 4 . Полоса рабочих частот четвертьволнового трансформатора зависит от скачка согласуемых сопротивлений. Чем меньше скачек сопротивлений W1 W2 , тем шире полоса частот согласования. Для широкополосного согласования применяются ступенчатые переходы (рис.6.18,з), которые представляют собой каскадное соединение четвертьволновых трансформаторов (ступенек) с разными волновыми сопротивлениями. Для улучшения характеристик ступенчатого перехода скачки волновых сопротивлений каждой ступеньки делают разными. Наиболее распространены переходы, в которых скачки сопротивлений изменяются пропорционально коэффициентам бинома Ньютона (биноминальные переходы) или пропорционально полиномам Чебышёва (чебышёвские переходы). Чебышёвские переходы имеют большую крутизну фронтов частотной характеристики ослабления, однако уступают биноминальным в линейности частотной характеристики. В плавных переходах (рис.3.23, и) волновое сопротивление уменьшается не скачкообразно, а непрерывно вдоль всей длины линии, то есть трансформатор является нерегулярной линией, в которой волновое сопротивление – функция продольной координаты. Плавные переходы могут иметь значительно меньшую длину, чем ступенчатые с такими же характеристиками. 65 3.3. Шестиполюсные устройства СВЧ Шестиполюсники или тройники (англ. – three-port network) – это соединения трех линий передачи, их применяют для разветвления или объединения СВЧ-трактов. Матрица рассеяния шестиполюсника имеет вид  s11 S =  s21   s31 s13  s23   s33  s12 s22 s32 (3.13) Взаимный шестиполюсник без потерь не может быть полностью внутренне согласован со стороны трех плеч, то есть за счет введения в конструкцию дополнительных реактивных элементов. Докажем это утверждение. По условию согласования s11 = s22 = s33 = 0 , а по условию взаимности S является симметричной, то есть s21 = s12 = α , s31 = s13 = β , s32 = s23 = γ . Тогда матрица рассеяния согласованного со стороны трех плеч взаимного шестиполюсника должна иметь вид 0 α β S = α 0 γ  ,   β γ 0 (3.14) Исходя из того, что шестиполюсник должен быть еще и недиссипативным, матрица S должна быть унитарной S*S = I , то есть должны выполняться такие условия: 2 2 2 2 2 2 α + β = 1 ; α + γ = 1 ; β + γ = 1 ; βγ * = 0 ; αγ * = 0 ; αβ * = 0 . Очевидно, что эта система уравнений не имеет решения. 3.3.1. Тройники Y-типа Одним из простейших шестиполюсников является Y-тройник (англ. – Yjunction), изображенный на рис.3.24, а. Это симметричное соединение под углом 120° трех прямоугольных волноводов в плоскости широких стенок (в плоскости Н). Он имеет три плоскости симметрии. Для получения матрицы рассеяния мысленно подключим к плечам 2 и 3 согласованные нагрузки. Из эквивалентной схемы в виде параллельного соединения длинных линий (рис.3.24, б) видно, что нагрузкой, например, линии 1 является параллельное соединение двух одинаковых линий передачи. Тогда нормированное сопротивление нагрузки линии 1 равно z1 = 1 / 2 . Таким образом, z − 1 1 коэффициент отражения в плече 1 s11 = 1 = − . Поскольку устройство 3 z1 + 1 66 симметричное, то волновые коэффициенты передачи из плеча 1 в плечи 2 и 3 одинаковы s31 = s21 . Воспользуемся теперь свойством унитарности матрицы S , получим 2 2 2 s11 + s21 + s31 = 1 , откуда s21 = s31 = 2 / 3 . Расположим плоскости отсчета фаз таким образом, чтобы коэффициенты s11 , s21 , s31 были действительными (это можно осуществить без нарушения симметрии). Учитывая, что матрица рассеяния симметрична и унитарна, определим 2 − 1 2 1 2 −1 2  . S=  3  2 2 − 1 (3.15) Рассмотрим Y-тройник в плоскости Е (рис.3.24,в). Из эквивалентной схемы в виде последовательного соединения длинных линий (рис.3.24,г) видно, что 3 2 1 а 2 3 2 3 1 в 1 б 2 3 1 г Рис. 3.24. Y-тр ойники: а – Н-плоскостной; б – эквивалентная схема; в – Е-плоскостной; г – эквивалентна схема нагрузкой, например, линии 1 служит последовательное соединение двух одинаковых линий передачи. Тогда нормированное сопротивление нагрузки линии 1 равно z1 = 2 . Выполняя аналогичные расчеты, получим матрицу рассеяния Yтройника в плоскости Е в виде  1 2 − 2 1 2 1 2 . S=   3 − 2 2 1  (3.16) Противоположные знаки у элементов s21 и s31 указывают на то, что фазы возбужденных в плечах 2 и 3 волн сдвинуты на 180° (рис.3.24,г). Полученные матрицы рассеяния Y-тройников говорят о том, что в случае возбуждения любого плеча и согласования остальных плеч 1/9 часть мощности отражается назад, а 8/9 перераспределяется между другими плечами. 67 3.3.2. Тройники E- и H-типа В технике СВЧ часто применяются волноводные соединения, в которых к основному волноводу перпендикулярно подсоединяется дополнительный 3 2 2 3 волновод. В зависимости от способа соединения волноводов различают Е- и Е Н-тройники. 1 а б 1 Построим матрицу рассеяния Етройника (англ. – series, E-plane TРис. 3.25. Е-тр ойник: junction), учитывая, что это взаимное а – конструкция; б – эквивалентная схема недиссипативное устройство, имеющее зеркальную плоскость симметрии (рис.3.25,а). Допустим, что тройник внутренне согласован со стороны Е-плеча (1), например, с помощью диафрагмы, тогда s11 = 0 . В случае возбуждения плеча 1 энергия поделится поровну между плечами 2 и 3: s21 = s31 = 1 / 2 . Учитывая симметрию устройства и выбирая плоскости отсчета фаз таким образом, чтобы элементы s21 и s31 были действительными, запишем матрицу рассеяния в виде  0 1/ 2  S =  1/ 2 α1  α2 − 1 / 2 − 1/ 2   α2  . α1  (3.17) Противоположные знаки элементов s21 и s31 указывают на то, что фазы возбужденных в плечах 2 и 3 волн сдвинуты на 180° (рис.3.25,б). На основе унитарности матрицы S запишем следующие уравнения: 2 2 1 / 2 + α1 + α 2 = 1 ; 0+ 1 ∗ 1 ∗ α2 = 0 . α1 − 2 2 Из этих уравнений следует, что α1 = α 2 = 1 / 2 . Поскольку матрица рассеяния содержит три независимых элемента, то выбором положения плоскости отсчета фаз в трех плечах эти элементы можно сделать действительными: 3 2 Н 1 Рис .3.26. Н-тройник  0 1 S=  2 2 − 2  2 1 1 − 2  1 . 1  (3.18) Аналогично выполняют анализ Н-тройника (англ. – shunt, H-plane T-junction), однако в случае возбуждения плеча 1 волны в плечах 2 и 3 оказываются в фазе (рис.3.26). 68 0 1 S=  2 2   2 2 −1 1 2  1 . − 1 (3.18) Шестиполюсники на линиях с Т-волной образуются параллельным Т- или Y-соединением идентичных линий. На рис.3.27 представлена одна из возможных реализаций тройника на 3 2 коаксиальной линии. На умеренно высоких частотах размеры таких тройников оказываются меньшими, чем 1 длина волны, поэтому реактивности в месте соединеРис. 3.27. Коаксиальный ния ничтожно малы. Эквивалентная схема тройников с тр ойник Т-волной имеет вид параллельного соединения длинных линий. 3.3.3. Делитили мощности В шестиполюсных делителях мощности различают вход 1 и два выхода 2 и 3 (рис.3.28). Обычно к делителю предъявляются требования согласования входа ( s11 = 0 ) и передачи мощности с входа на выходы с заданными коэффициен2 2 тами передачи s21 и s31 . Делители мощности (англ. – power divider) также применяются для суммирования на выходе 1 колебаний от двух когерентных источников, которые подключаются к плечам 2 и 3. Наиболее часто к делителю предъявляются дополнительные требования по согласованию и развязке между собой выходов 2 и 3: s22 = s33 = s32 = 0 . 2 2 Когда мощность делится пополам ( s21 = s31 = 1 / 2 ), тогда понятно, что матрица рассеяния идеального взаимного делителя принимает следующий вид: 0,5 0,5 1 Λ/4 2 В R С А 0 1 S=  2 2   2 2 2  0 . 0  (3.19) Видно, что матрица S не унитарна, следовательно, в устройстве должны быть активные B потери. Примеры делителей мощности на полоско1 A R вых линиях показаны на рис.3.28. . Каждый делиC 3 тель содержит два отрезка линии передачи длиной Λ / 4 и балластный резистор R . В случае Рис. 3.28. Кольцевые делители мощности возбуждения делителя со стороны входа 1 благодаря электрической симметрии точки В и С оказываются эквипотенциальными. Ток через балластный резистор R не течет, и мощность на нем не выделяется. В случае возбуждения делителя со стороны Λ/4 3 2 69 одного из выходов, например 2, сигнал в точку С приходит двумя путями: через четвертьволновые отрезки (путь В–А–С) и через резистор R (путь В–С). Разность фаз сигналов, которые проходят эти пути, равна 180°. Сопротивление балластного резистора R = 2W обеспечивает равенство амплитуд указанных сигналов. Таким образом, напряжение в точке С равно нулю, а мощность сигнала, который приходит на выход 2, частично рассеивается в резисторе, а частично приходит в плечо 1. Для того, чтобы делитель был согласованным, волновое сопротивление четвертьволновых отрезков должно быть равно 2W , где W – волновое сопротивление входа делителя. Для неравномерного деления мощности волновые сопротивления четвертьволновых отрезков выбирают различающимися, согласование при этом достигается за счет четвертьволновых трансформаторов. Для улучшения характеристик полосковых делителей четвертьволновые отрезки сворачивают в кольцо, потому такие делители получили название кольцевые. В англоязычной литературе кольцевые делители называют делителями или мостами Уилкинсона (англ. – Wilkinson power divider). 70 3.4. Восьмиполюсные устройства СВЧ Восьмиполюсники (англ. – four-port network) это сочленение четырех линий передачи, их также применяют для разветвления или объединения СВЧ трактов. Матрица рассеяния восьмиполюсника имеет вид  s11  s S =  21  s31   s41 s12 s22 s13 s23 s32 s42 s33 s43 s14  s24  . s34   s44  (3.20) В отличие от шестиполюсников можно построить восьмиполюсники, все входы которых будут согласованны в некоторой полосе частот. На практике широко используются согласованные восьмиполюсники с направленными свойствами, так называемые направленные ответвители и мосты. 3.4.1. Направленные ответвители Направленный ответвитель (НО; англ. – directional coupler) – это согласованный по всем входам восьмиполюсник, предназначенный для направленной передачи из СВЧ тракта электромагнитной 4 части 2 4 2 энергии падающей или от3 раженной волны. Таким об1 3 1 разом, идеальный направб а ленный ответвитель является Рис. 3.29. Направленные ответвители: реактивным восьмиполюса - сонаправленный; б - противонаправленный ником, который имеет два развязанных плеча. НО состоит из основной (первичной) и дополнительной (вторичной) линий, которые имеют элементы связи. НО имеет попарно развязанные плечи. Если подавать мощность в одно из плеч, то она поделится (в зависимости от степени связи между линиями) между двумя выходными плечами. Направленные ответвители применяются в технике СВЧ для построения автоматизированных измерительных приборов, фиксированных аттенюаторов, делителей мощности и т.п. Для определения вида матрицы рассеяния идеального НО рассмотрим восьмиполюсники, которые имеют горизонтальную и вертикальную симметрии (рис.9.1). Учитывая, что плечи симметричных ответвителей идентичны, а сами устройства взаимные, справедливы следующие соотношения: s11 = s22 = s33 = s44 s12 = s21 = s34 = s43 s13 = s31 = s24 = s42 s14 = s41 = s23 = s32 71 = A; =B; =C; = D. Таким образом, матрица рассеяния симметричного взаимного восьмиполюсника имеет четыре независимых элемента:  A B C D B A D C . S= C D A B    D C B A (3.21) Идеальный НО является внутренне согласован по всем плечам. В этом случае A = 0 . Различают два основных типов НО: первого рода, или сонаправленный (рис.3.29,а), и второго рода, или противонаправленный (рис.3.29,б). Если НО включается в основной СВЧ тракт плечами 1 и 3, то линию передачи 1–3 называют первичной или основной, а 2–4 – вторичной или дополнительной. Определим матрицу рассеяния НО первого рода. Тогда, согласно его свойствам, если возбуждать устройство со стороны плеча 1 (рис.3.29,а), то часть энергии будет ответвляться в плечо 4 и не будет проходить в плечо 2. Таким образом плечи 1 и 2 в идеальном НО первого рода полностью развязаны. Поскольку, к тому же, устройство симметричное, то развязанными будут также плечи 3 и 4. Таким образом, матрица рассеяния идеального НО первого рода имеет вид  0 0 C D 0 0 D C . S= C D 0 0    D C 0 0  (3.22) Будем считать, что потери в ответвителе отсутствуют, тогда матрица S унитарна, то есть 2 2 C = D = 1 ; CD ∗ + DC ∗ = 0 . 2 Согласно первому уравнению можно записать D = 1 − C . Подбирая положения плоскостей отсчета фаз, один из элементов, например C или D , можно сделать действительным (чтобы не нарушать симметрию устройства, плоскости отсчета фаз во всех плечах следует перемещать одновременно на одинаковые расстояния, так можно подобрать фазу только для одного элемента матрицы S ). Пусть действительным будет коэффициент C . Тогда второе уравнение CD ∗ + DC ∗ = C ( D + D ∗ ) = 0 будет выполняться только тогда, когда коэффициент D – мнимая величина. Можно принять D = ± jq , где q ≥ 0 . Окончательно идеальную матрицу рассеяния НО первого рода можно записать в виде 72  0   0 S= 2  1− q   ± jq 1 − q2 ± jq ± jq 1 − q2 ± jq   2 1− q . 0   0  (3.23)   2 1− q . ± jq   0  (3.24) Матрица рассеяния НО второго рода имеет вид  0   ± jq S= 2  1− q   0 ± jq 1 − q2 1 − q2 ± jq Множитель ± j указывает на то, что сигналы в выходных плечах сдвинуты по фазе на 90°, то есть находятся в квадратуре. Знак зависит от конструкции ответвителя. Реальные направленные ответвители характеризуют такими основными параметрами (определения приведены для сонаправленного ответвителя). Переходное ослабление или связь (англ. – coupling) – отношение входной мощности первичной линии к выходной мощности вторичной линии, выраженное в децибелах: (3.25) C = C14 = 10 lg P1 P4 = −20 lg s41 . Рабочее затухание (англ. – attenuation) – отношение входной к выходной мощности первичной линии, выраженное в децибелах: (3.26) L = C13 = 10 lg P1 P3 = −20 lg s31 . Направленность (англ. – directivity) – равна отношению (в децибелах) мощностей на выходе рабочего и нерабочего (развязанного) плеч вторичной линии: (3.27) N = C = 10 lg P P = − 20 lg( s s ) . 42 4 2 21 41 Развязка или изоляция (англ. – isolation) – отношение выходной мощности первичной линии к входной мощности развязанного (нерабочего) плеча вторичной линии, выраженное в децибелах I = C12 = 10 lg P1 P2 = −20 lg s21 . (3.28) Неравномерность деления мощности (баланс выходных плеч) определяется как разность между переходным ослаблением и рабочим затуханием в первичной линии, выраженная в децибелах B = C14 − C13 = 10 lg P3 P4 = − 20 lg( s41 s31 ). 73 (3.29) Согласование НО с линией, по которой подается мощность, характеризуют КСВ К стU , который определяется во входном плече НО, в то время как к остальным плечам подключены согласованные нагрузки К стU = (1 + s11 ) / (1 − s11 ) . (3.30) Потери НО определяются отношением мощности во входном плече первичной линии к сумме мощностей в выходном плече первичной линии и рабочем плече вторичной линии: ( P 1 − s11 L = 10 lg 1 P3 + P4 2 ). (3.31) Коэффициент деления по напряжению М равен отношению амплитуды выходного сигнала в первичной линии к амплитуде выходного сигнала в рабочем плече вторичной линии s M = 31 . s41 (3.32) Коэффициент деления по мощности m равен квадрату коэффициента деления по напряжению m = M2. (3.33) Фазовые соотношения НО характеризуют абсолютные значения фаз сигналов в плечах или фазовый сдвиг сигналов в выходных плечах. Полосу пропускания НО определяют полосой частот, в границах которой несколько рабочих параметров НО ухудшаются на заданную величину. В полосе пропускания определяют центральную рабочую частоту. В рабочем диапазоне частот Δf параметры НО имеют значения, не хуже указанных. НО с переходным ослаблением C > 10 дБ называют ответвителями со слабой связью, а с C < 10 дБ – с сильной связью. Ответвитель с переходным ослаблением C = 3 дБ называют гибридом, его матрица рассеяния (для сонаправленного ответвления) имеет вид 1 ± j  0  0 ± j 1  1  0 . S= 0  2 1 ± j 0   0  ± j 1 (3.34) Существует большое разнообразие конструкций направленных ответвителей, наиболее типичные из них приведены на рис.3.30. . Конструктивно наиболее простым является НО со связью волноводов через круглое отверстие, размещенном в центре широких стенок (рис.3.30,а). Такое устройство называют ответвителем Бете (англ. – Bethe hole coupler). Отвер74 стие связывает волноводы как по магнитному, так и по электрическому полю. Причем, электрическое поле возбуждает в дополнительном волноводе синфазные волны, а магнитное – противофазные. В результате волны в одном плече складываются в фазе, а в другом – в противофазе. Для уменьшения магнитной связи до величины электрической волноводы располагают под углом θ . Ответвители Бете имеют направленность до 20 дБ, переходное ослабление не ниже 20 дБ в относительной полосе частот до 10%. 2 4 а 1 1 3 а 3 θ а б 2 І ІІ 2 а 1 а 3 Λ/4 4 А А 4 А-А в г b А А а А-А д 2 е l 4 1 3 з ж 10 дБ 30 дБ Λ/4 к и Рис. 3.30. Направленные ответвители: а – ответвитель Бете; б – крестообразный; в – с двумя отверстиями связи; г – многоэлементный; д – многоэлементный щелевой; е – шлейфный; ж – на связанных полосковых линиях; з – коаксиальный; и – мост Ланге; к – обозначение на схемах 75 Достоинством крестообразного ответвителя (англ. – Moreno crossedguide coupler) (рис.3.30, б) является компактность. Отверстия связи (круглые, крестообразные, гантелеобразные и других форм) размещены на диагонали перекрещивания волноводов под углом 90° ближе к стенкам, где магнитное поле в волноводе имеет круговую поляризацию. Поскольку элементы связи размещены в местах с относительно слабой напряженностью электрического поля, крестообразные ответвители имеют повышенную электрическую прочность и их применяют при высоких уровнях мощности. Направленность крестообразных ответвителей не превышает 15 дБ для переходных ослаблений 7–10 дБ, в относительной полосе частот – до 10%. Распространенными являются НО с ненаправленными элементами связи. Рис.3.30, в иллюстрирует, каким образом возникают направленные свойства в случае двух элементов связи в общей узкой стенке прямоугольных волноводов. В случае пренебрежимо малой связи каждое отверстие в дополнительном волноводе возбуждает две волны одинаковой амплитуды, которые распространяются в противоположных направлениях в сторону плеч 3 и 4. Поскольку отверстия расположены на расстоянии Λ / 4 , парциальные волны, которые распространяются в направлении плеча 3, будут складываться в фазе, а в направлении плеча 4 – в противофазе. Таким образом, энергия в плече 4 не будет поступать, это соответствует сонаправленному НО. Если бы отверстия были расположены на расстоянии Λ / 2 , то парциальные волны суммировались бы в направлении плеча 4, что соответствует противонаправленному НО. Но в последнем случае из-за проявления «эффекта длинной линии» частотная зависимость параметров НО будет в два раза сильнее. Для повышения направленности, увеличения рабочей полосы частот и снижения переходного ослабления в НО применяют несколько элементов связи разной площади, это так называемые многодырочные (англ. – multihole) НО. На рис.3.30, г показан такой НО с круглыми отверстиями в общей узкой стенке между прямоугольными волноводами на расстоянии, близком к Λ / 4 для центральной частоты рабочего диапазона. Более технологичную конструкцию, особенно для реализации в миллиметровом диапазоне, имеют НО со щелями по всей высоте общей узкой стенки волноводов (рис.3.30,д). Такие НО в полосе частот до 40% имеют направленность выше 20-30 дБ при переходных ослаблениях больших, чем 3 дБ. Общим недостатком НО с элементами связи в общей узкой стенке является их сравнительно большая длина, поскольку соседние элементы связи расположены на расстоянии, близком к Λ / 4 . С увеличением частоты переходное ослабление монотонно растет, в рабочей полосе частот неравномерность C достигает ±2 дБ. Однако это не является препятствием для эффективного применения таких НО в интерферометрах. Поскольку здесь важным является не абсолютное значение, а отношение мощностей падающей и отраженной волн, измеренных с помощью двух идентичных НО. Меньшую частотную зависимость имеют так называемые шлейфные ответвители, в которых волноводы связаны с помощью отрезков прямоугольного 76 волновода разной высоты, длина отрезков близка к Λ / 4 . Шлейфы включаются также на расстоянии ~ Λ / 4 центральной частоты рабочего диапазона. Высоту основного и дополнительного волноводов в местах соединения со шлейфами иногда также ступенчато изменяют. Однако, таким НО практически не уступают по своим характеристикам шлейфные ответвители с неизменной высотой основного и дополнительного волноводов (рис.3.30,е). К тому же, такая конструкция является более технологичной. Из-за сильной связи по широкой стенке волноводов использование более шести шлейфов нецелесообразно. Например, четырехшлейфные ответвители имеют переходные ослабления от 1,5 дБ до 12 дБ при неравномерности ±(0,1-0,5) дБ и направленности более 30 дБ в полосе частот 15-25%. Полосковый НО с распределенной электромагнитной связью изображен на рис.3.30,ж, он более известный под названием ответвитель на связанных линиях (англ. – coupled line directional coupler). Длина области связи l составляет нечетное число четвертей длин волн в линии на средней частоте рабочего диапазона. Наиболее часто l ≈ Λ / 4 . Степень связи зависит от зазора между линиями. Для уменьшения переходного ослабления используют лицевую связь, когда полоски через изолятор накладываются друг на друга. Принцип действия ответвителя на связанных линиях основан на том, что электрическое поле в основной линии возбуждает в дополнительной синфазные волны, которые распространяются в обе стороны, а магнитное – противофазные. В результате в плече 3 парциальные волны компенсируют друг друга, и энергия распространяется в направлении плеча 4, таким образом, ответвитель на связанных линиях является противонаправленным. НО этого типа обеспечивают направленность большую 25 дБ в полосе частот, которая практически превышает октаву. Одним из основных недостатков ответвителей на связанных линиях является то, что для уменьшения переходного ослабления необходимо зазор между линиями делать слишком узким. Для реализации сильносвязанных ответвителей применяют различные конструкции, представляющие собой, по сути, систему из двух ответвителей. При этом удается получить малые значения переходных ослаблений (до 3дБ) при достаточно больших зазорах между линиями. Существует ряд конструкций, в которых реализован данный подход. Наиболее распространенными являются так называемые направленные ответвители Ланге (англ. – Lange coupler; рис.3.30,и). Недостатком ответвителей Ланге является наличие проволочных перемычек, которые ограничивают применение таких ответвителей в см- и мм- диапазонах волн. Перемычки для уменьшения паразитных индуктивностей изготавливаются из нескольких проволочек. Трехдецибельные ответвители Ланге на частотах 2-4 ГГц обеспечивают развязку 2240 дБ. Коаксиальный вариант ответвителя на связанных линиях показан на рис.3.30,з. Здесь в плече 3, развязанном с плечом 1, для согласования встроен резистор с сопротивлением, равным волновому сопротивлению линии. 77 3.4.2. Мостовые устройства a 2a+d СВЧ мостами, или гибридами (англ. – hybrid), называют устройства, которые делят поступающую в одно из плеч мощность поровну между двумя другими плечами. Взаимный фазовый сдвиг между колебаниями в плечах, куда выходит мощность, может быть разным и зависит от конструкции гибрида. При фазовом сдвиге в 90° и 180° устройство имеет соответственно название 90°или 180°-гибрид. В первом слуH10 H10 чае также говорят о квадратур1 H20 H20 2 ном мосте, во втором – о синфазно-противофазном мосте. P P/2 Мосты широко применяd ются в технике СВЧ. Их используют в разнообразных изP/2 мерительных схемах, прежде всего в так называемых мосто4 3 вых схемах, в фазометрах и l коммутирующих устройствах, H10 H10 Н H20 например в балансных антенH20 ных переключателях. Мост ява б ляется базовым элементом при Рис. 3.31. Щелевой мост: а – конструкция и конструировании балансных принцип работы; б – обозначение на схемах смесителей, балансных модуляторов, фазовых и частотных дискриминаторов, циркуляторов. Одним из примеров гибридов является щелевой мост. Щелевой мост (Щмост; англ. – quadrature waveguide hybrid, Riblet short-slot coupler) состоит из двух волноводов, которые имеют общую узкую стенку с прорезанной в ней щелью. В средине над щелью может быть емкостной винт для настройки. Принцип действия щелевого моста поясняет рис.3.31. В плече 1 распространяется основная волна типа H10 . Эта падающая волна возбуждает в области щели, ширина которой равна 2a + d , волны типа H10 и H 20 с одинаковыми амплитудами. Распределение полей таково, что на выходе плеча 1 обе волны находятся в фазе, а на выходе плеча 4 – в противофазе, потому в плечо 4 мощность не поступает. Уровень возбуждения плеч 2 и 3 определяется соотношением фаз волн на входах этих плеч, то есть он зависит от длины щели и фазовых скоростей волн H10 и H 20 . При определенной длине щели l = λ 4 1 − (λ 4a )2 − 1 − (λ 2a )2    (3.35) волны, которые возбуждаются в плечах 2 и 3, имеют одинаковые амплитуды. При этом их фазы сдвинуты на 90° (рис.3.31). 78 Таким образом, идеальная матрица рассеяния щелевого моста имеет вид 0 j 1 0   j 0 0 1 1  . S= 2 1 0 0 j    0 1 j 0  (3.36) Следует иметь в виду, что наличие в области связи волны Н30 (которая также может распространяться) приводит к нарушению работы моста. Однако при определенной толщине d общей стенки связанных волноводов благодаря волне Н30 параметры щелевого моста могут быть 3 улучшены. Недостатком щелевого моста есть Е сравнительно узкий частотный диапазон. Тщательно выполненный и настроенный мост имеет отно1 2 Е сительную рабочую полосу частот, которая не превышает 15%. Развязка 30 дБ и выше, направленН Н ность, не хуже 20 дБ может быть обеспечена в по4 лосе частот 20% от средней частоты при значении а б КСВ не более 1,2. В сравнении с Т-мостом устройРис. 3.32. Двойной Т-мост: ство можно применять для более высоких уровней а – конструкция; б – обомощности – до 40% от допустимой мощности значение на схемах стандартного волновода. Другим примером СВЧ-моста является двойной волноводный тройник (Тмост; англ. – hybrid-T, magic T). Двойной волноводный тройник (рис.3.32) имеет только одну плоскость симметрии. Плечо 3, расположенное в плоскости электрического поля основной волны H10 прямоугольного волновода 1–2, называют плечом Е. Плечо 4, которое лежит в плоскости магнитного поля волны H10 прямоугольного волновода 1–2, называют плечом Н. Свойства двойного волноводного тройника в значительной мере определяются свойствами его составляющих: Е- и Н- тройников. Так, электромагнитная волна, которая поступает в Е-плечо 3, распространяется в плечах 1 и 2 в противофазе, а волна, которая поступает в Н-плечо 4, возбуждает в плечах 1 и 2 волны в фазе. Плечи 3 и 4 взаимно развязаны, поскольку в случае возбуждения устройства со стороны плеча Е электрическое поле в волноводе 1–2 оказывается антисимметричным относительно плоскости симметрии устройства и не может возбудить волну в плече Н, электрическое поле которой должно быть симметричным относительно этой плоскости. Развязка плеч Н и Е позволяет внутренне согласовать эти плечи независимо друг от друга. Согласование плеча Е достигается введением в него односторонней индуктивной диафрагмы, с помощью которой удается компенсировать отраженную волну в это плечо. Согласование плеча Н достигается введением реактивного штыря. Если такое согласование выполнено, то в случае возбуждения плеча Е или Н благодаря геометрической симметрии двойного тройника мощность делится поровну между плечами 1 и 2. 79 Причем фазы волн в первом случае сдвинуты на 180°, а во втором – одинаковы. Учитывая взаимность и недиссипативность устройства, его идеальную матрицу рассеяния можно записать в виде 0  1 0 S= 2 − 1  1 0 − 1 1 0 1 1 . 1 0 0  1 0 0 (3.37) Из (3.37) видно, что развязанными являются не только плечи 3 и 4, но также плечи 1 и 2. Последнее объясняет происхождение еще одного названия рассматриваемого устройства – «магическое Т». А именно, невзирая на то, что плечи 1 и 2 образуют прямой волновод 1–2, в случае возбуждения плеча 1 или 2 энергия в другое плечо не поступает. Рассмотрим для наглядности работу двойного волноводного тройника, когда к плечу 3 подключен генератор, к плечам 1 и 2 – нагрузки с коэффициентами отражения Γ1 и Γ2 , а к плечу 4 – индикатор мощности. Определим мощность, которая поступает в плечо 4. Запишем систему уравнений для падающих ai и отраженных bi волн в виде  b1  0    b2  = 1  0 b3  2 − 1    1 b4  0 − 1 1  a1  0 1 1 a2  ⋅ . 1 0 0  a3     1 0 0 a4  (3.38) Учитывая, что a 4 = 0 , находим b1 = −a3 / 2 ; b2 = a3 / 2 ; b4 = (a1 + a 2 ) / 2 . Поскольку падающие волны в плечах 1 и 2 являются отраженными волнами от нагрузок, то b1 = Γ1a1 = −Γ1a3 / 2 ; b2 = Γ2 a 2 = Γ2 a3 / 2 , тогда 2 2 2 P4 = b4 = 0,5 a3 Γ2 − Γ1 . Если Γ1 = Γ2 , а из этого следует равенство сопротивлений нагрузок, то мощность, которая поступает в индикатор, равна нулю. Таким образом, описанной схемой можно воспользоваться для сравнения нагрузок – исследуемой и эталонной. Эта ее способность аналогична способности низкочастотной мостовой схемы, что и объясняет название «СВЧ мост». Когда Е- и Н- плечи двойного тройника нагружены на согласованные нагрузки, то есть a3 = 0 ; a 4 = 0 , то из (3.38) следует 80 b3 = (− a1 + a 2 ) / 2 ; b4 = (a1 + a 2 ) / 2 . Таким образом, если возбуждать волнами от когерентных источников плечи 1 и 2, то на выходе плеча 3 будет наблюдаться разность этих волн, а на выходе 4 – сумма. Указанное свойство не имеет непосредственно квадратурный мост. Однако, например, для щелевого моста, если входной сигнал плеча 1 дополнительно сдвинуть по фазе на 90° по отношению к сигналу в плече 2, то сумма сигналов поданных в плечи 1 и 2 будет наблюдаться в плече 4, а разность – в плече 3. Для реальных двойных тройников характерны такие основные параметры: переходные ослабления – E = −20 lg s31 ; C31 H = −20 lg s41 , C41 (3.39) E H = C 41 =3 дБ); (для идеального моста C31 развязки плеч – I 21 = −20 lg s21 ; I 34 = −20 lg s34 , (для идеального моста I 21 = ∞ ; I 34 = ∞ ); коэффициенты распределения мощности – ΔС3 = 20 lg( s13 / s23 ) , ΔС4 = 20 lg( s14 / s24 ), (3.40) (3.41) (для идеального моста ΔС3 = ΔС4 =0); рабочая полоса частот – ее определяют зависимостью параметров от частоты, а граничные частоты при этом – заданными отклонениями параметров от номинальных. Двойной Т-мост имеет сравнительно широкий диапазон рабочих частот, обусловленный полосой, в пределах которой сохраняется удовлетворительное согласование со стороны плеч Н и Е и которое при КСВ 1,1 достигает 10–15% от средней частоты. Развязка между плечами 3 и 4 достигает 50 дБ, между боковыми плечами 20–25 дБ в относительной полосе частот 6–8%. 81 Подобные двойному тройнику характеристики имеет гибридное кольцо (англ. – ring-hybrid) (рис. 3.33), его широко применяют в интегральных схемах СВЧ для реализации балансных сме2 4 Λ/4 сителей. Для анализа работы такого Λ/4 Λ/4 Λ/4 устройства допустим, что оно возΛ/4 Y1 Λ/4 буждается со стороны плеча 1. При 3Λ/4 Y2 Y2 1 этом в кольце возбуждаются две 3 Λ/4 Λ/4 Λ/4 волны, которые распространяются в Y1 противоположных направлениях по 3Λ/4 кольцу. Разность хода в точках при3Λ/4 а б соединения плеч 4, 2 и 3 составляет Рис. 3.33..Гибридное кольцо: а – консоответственно Λ , Λ / 2 , 0. Потому в струкция; б – обозначение на схемах плечах 3 и 4 возбуждаются волны с одинаковыми амплитудами и сдвинутыми на 180° фазами, плечо 2 не возбуждается. Возбуждая кольцо со стороны плеча 2, таким же образом определим, что в плечах 3 и 4 возникают волны с одинаковыми амплитудами и фазами, плечо 1 при этом не возбуждается. Таким образом, если подбором волновых сопротивлений плеч и кольца внутренне согласовать плечи 3 и 4, то свойства гибридного кольца окажутся аналогичными свойствам двойного тройника. Сравнительно большая электрическая длина кольца приводит к тому, что по ширине рабочего диапазона частот гибридное кольцо значительно уступает двойному волноводному тройнику. На основе полосковых линий передачи можно также реализовать кольцевые направленные ответвители с неравномерным делением мощности в выходных плечах. Условия идеального согласования кольцевого ответвителя имеют вид y12 + y22 = 1, (3.42) где y1 = Y1 Y и y 2 = Y2 Y – нормированные волновые проводимости отрезков линий, Y – волновая проводимость входов ответвителя. При условии идеального согласования матрица рассеяния принимает вид  0  0 S = − j − y1   y2 − y1 y2 y2 y1 y2  y1  , 0  0 А коэффициент деления по мощности m можно определить по формуле 82 (3.43) m= 2 s41 2 s31 = y2 y1 2 2 . (3.44) Таким образом, для обеспечения заданного распределения мощности необходимо чтобы y1 = 1 m ; y2 = . m +1 m +1 (3.45) При условии равномерного деления мощности m = 1 и Y1 = Y2 = Y / 2 или y1 = y2 = 2 2 ≈ 0,707 . Значительное распространение, особенно в интегральных схемах СВЧ, получил также квадратный мост (англ. – branch-line hybrid), он представляет собой «квадрат» из четырех четвертьволновых отрезков линий передачи, к которому в точках соединения этих отрезков подключены четыре плеча (рис.3.34, а). Эквивалентная схема квадратного моста в виде параллельного соединения длинных линий, изображена на рис.3.34,б. Можно подобрать волновые сопротивления отрезков длиной Λ / 4 так, чтобы в случае возбуждения плеча 1 и подключения к остальным плечам согласованных нагрузок, во-первых, плечо 2 оказалось развязанным, во-вторых, отсутствовала отраженная волна в плече 1 и, в третьих, поступающая мощность делилась поровну между плечами 3 и 4. Если плечи 1 и 2 действительно развязаны, то при возбуждении плеча 1 в точках гг будет узел напряжения и их можно виртуально замкнуть накоротко (рис.3.34, б), не нарушая режим работы устройства. Входное сопротивление короткозамкнутых четвертьволновых шлейфов аг и вг равно бесконечности, и их можно пока что удалить из схемы. Тогда эквивалентная схема примет вид, изображенный на рис.3.34,в, где плечи 3 и 4 заменены их волновыми сопротивлениями W , подключенными к точкам бб и вв. Чтобы отрезок бв имел в точках бб входное сопротивление Z вх = W и, следовательно, мощность делилась поровну между плечами 3 и 4, волновое сопротивление отрезка бв должно быть равно W . Тогда общее сопротивление в точках бб будет равно W / 2 . Определим теперь волновое сопротивление W2 отрезка аб. Для согласования плеча 1 входное сопротивление в точках аа должно быть равно W . С учетом трансформирующего действия четвертьволнового отрезка аб из уравнения 2W2 / W = W / W2 следует W2 = W / 2 . 83 Рассмотрим фазы волн в плечах 3 и 4 с учетом набега фаз в отрезках линий и условия деления входной мощности пополам: a 1 b4 = 1 exp(− jπ) = − a1 . 2 2 a 1 b3 = 1 exp(− jπ / 2) = − j a1 ; 2 2 (3.45) Причем полные напряжения по условию согласования равны напряжениям падающих и отраженных волн: U1 = a1 ; U 3 = b3 ; U 4 = b4 . Теперь рассмотрим участок схемы, который по предположению короткого замыкания точек гг был раньше исключен из рассмотрения (рис.9.6,г). Определим волновые сопротивления отрезков аг и вг. Они должны быть такими, чтобы суммарный ток в короткозамыкателе гг был равен нулю. Компенсация токов возможна при условии, что волновые сопротивления отрезков аг и вг будут соответственно равны W1 = W и W2 = W / 2 . (Этот результат можно было бы получить исходя из вертикальной и горизонтальной симметрии устройства). 1 W W/ 2 W W/ 2 2 W а Λ/4 a б W б в г W 4 Λ/4 2 W г a в a W 3 в W/ 2 в W б г Λ/4 − U 1 W б W Λ/4 в W a a W/ 2 W Λ/4 W 1 W 3 б a Λ/4 Λ/4 Λ/4 г г 4 в 1  U1 2 в Рис. 3.34.. Квадратный мост: а – топологическая схема; б – эквивалентная схема; в – эквивалентная схема согласованного моста; г – участок схемы, который исключается в случае КЗ Таким образом, идеальная матрица рассеяния квадратного моста имеет вид 0 0 j 1    1 0 0 1 j  . S=− 2  j 1 0 0   1 j 0 0  84 (3.46) Условия идеального согласования двухшлейфного ответвителя в общем случае с неравномерным делением мощности имеют вид y12 = y 22 − 1, (3.47) где y1 = Y1 Y и y 2 = Y2 Y – нормированные проводимости отрезков, Y = 1 W – волновая проводимость входов ответвителя. При условии идеального согласования матрица рассеяния такого НО принимает вид 0  1 0 S=− y2  j   y1 j y1 y1 j y1  j , 0  0 (3.48) а коэффициент деления по мощности – m= S 31 S 41 2 2 = 1 y1 2 = 1 y2 − 1 2 . (3.49) Таким образом, для обеспечения соответствующего коэффициента деления мощности необходимо, чтобы четвертьволновые отрезки шлейфного НО имели проводимости y1 = 1 m +1 m +1 1 ; y2 = ; Y1 = Y ; Y2 = Y . m m m m (3.50) При условии равномерного деления мощности m = 1 и Y1 = Y , Y2 = Y 2 . Квадратный мост является квадратурным, то есть сдвиг фаз колебаний в выходных плечах θ 0 = π 2 . Мост полностью симметричный, следовательно, его свойства одинаковы со стороны любого плеча. 3.4.2. Делители и соединения X-типа На практике иногда применяются ненаправленные восьмиполюсники, например Е-плоскостной крестообразный делитель мощности. Данное устройство представляет собой крестообразное соединение стандартных прямоугольных волноводов в плоскости электрического поля волны Н10. Е-плоскостной крестообразный делитель мощности (рис.3.35) в рамках теории электрических цепей можно рассматривать как скачок волнового сопротивления с модулем коэффициента отражения, близким к 0,5. 85 Коэффициенты матрицы рассея3 ния Е-плоскостного креста имеют плавную частотную зависимость во всей полосе частот одномодового ре4 2 жима прямоугольного волновода, а среднее значение коэффициента отраa жения приближенно равно 0,42, коэф1 фициент передачи в противоположное b от входного плеча – 0,58, в боковые Рис. 3.35. Волноводный Е-пло скостной плечи – 0,49. крестообразный делитель мощности Крестообразный делитель применяют для построения измерителей комплексного коэффициента отражения. Пронумеруем плечи четырехплечего крестообразного соединения, например, по часовой стрелке, тогда, если входной сигнал подается в плечо 1, подключение исследуемой нагрузки необходимо приводить к плечу 4 (или 2). Из симметрии устройства следует: s21 = s41 = s14 = s12 = s34 = s32 . Характеристики устройства незначительно изменяются в рабочей полосе частот прямоугольного волновода, в частности для волновода сечением 28,5×12,6 мм при увеличении частоты от 8 до 10,5 ГГц изменение модуля элементов матрицы рассеяния не превышает 15%, а фазы – 0,43 рад. 3.4.3. Кольцевой резонатор бегущей волны Резонатор бегущей волны (РБВ; англ. – travelling wave resonator) реализуют на основе направленного ответвителя. В отличие от обычного объемного резонатора на основе закороченного отрезка волновода, в котором на резонансных частотах существуют стоячие волны, в резонаторе бегущей волны (рис.3.36) электромагнитные колебания резонансной частоты существуют в виде бегущей волны. Другое название резонатора бегущей волны – кольцевой (англ. – ring) резонатор. Это устройство выполнено на основе направленного ответвителя, два плеча которого соединены отрезком волновода. Будем считать направленный ответвитель идеальным. Плечо 1 возбуждается генератором, к a a плечу 3 подключена согласован2 4 b b ная нагрузка (СН). Плечи 2 и 3 соСН единены отрезком волновода дли1 3 Гененой l, который вызывает фазовый a a ратор b b сдвиг βl и затухание α . Рис . 3.36. Резонатор бегущей воны Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя имеет вид 86    S=  q  2  j 1 − q q j 1 − q2 j 1− q 2 q j 1 − q2    q ,    (3.51) где q < 1 . Всю цепь описывают следующим уравнением: B = S⋅A, (3.52) где A – матрица воздействий; Β – матрица реакций системы; S – матрица рассеивания, которая в нашем случае имеет вид (3.51). Если расписать матрицы, получим уравнения  b1      b2  =  b3   q    b4   j 1 − q 2 q j 1 − q2 j 1− q 2 q j 1 − q 2   a1     q  a 2   ⋅  a  ,   3  a   4 (3.53) где ai – комплексная амплитуда электрического поля волны, поступающей в плечо i; b – комплексная амплитуда электрического поля волны, выходящей из i плеча i. Из рис.3.36 видно, что a 2 = b4e − α e − jβ l ; a3 = 0; (3.54) a 4 = b2e − α e − jβ l . Решив уравнения (3.53) и (3.54), получим b = b = a = 0; 1 2 4 − α − jβ l q−e e a1; b3 = 1 − qe − α e − jβ l b4 = j 1 − q2 1 − qe − α e − jβ l 87 a1. (3.55) Соотношения (3.55) показывают, что в волноводе, который связывает плечи 2 и 3, существует бегущая волна, которая распространяется от плеча 4 к плечу 2 (рис.9.8). Из (3.55) также следует, что генератор нагружен на согласованную нагрузку ( b1 = 0). Вычислим максимальную амплитуду b . Для фиксированных α и q мо4 дуль b4 максимальный, когда произведение qe−α e − jβ l действительное и больше нуля, что имеет место при l = mΛ, (3.56) где Λ – длина волны в волноводе кольца, m=1, 2, 3, … . Откуда следует, что волновые процессы в устройстве должны иметь выраженный резонансный характер. Уравнение (3.56) является условием резонанса в резонаторе бегущей волны. При указанных выше условиях уравнения (3.55) можно преобразовать к такому виду: q − e −α  a1 , b3 = 1 − qe − α (3.57) 2 − j q 1 b4 = a . −α 1 1 − qe Если условие (3.56) выполняется, то максимальное значение b4 имеет место для заданного α в случае выполнения соотношения (3.58) q = e−α . Тогда получим: ja1 (3.59) . b3 = 0, b4 = − 2α 1− e Из последнего выражения следует, что можно получить |b4|>>|a1|, если использовать волновод с довольно малым затуханием α . Условие b3=0 обозначает, что вся мощность, которая отдается генератором, тратится только на компенсацию потерь в волноводном кольце. Кроме того, имеет место равенство 2 2 2 a1 = b4 − a 2 . (3.60) Например, для кольца с полным затуханием 0,05 дБ, выбирая наилучшим образом коэффициент связи направленного ответвителя q = e −α , можно получить b ≈ 9,3 a . Другими словами, мощность, которая циркулирует в кольце, почти 4 1 в 100 раз больше мощности генератора. В отличие от резонаторов со стоячими волнами, в РБВ напряженность поля в каждой точке одинакова, что приводит к значительному увеличению электрической прочности устройства. Очевидно, что такое устройство целесообразно применять в случае измерений, которые требуют сильных полей для изучения свойств материалов, спектроскопии газов и др. При создании волноводных РБВ обычно используют НО с переменным коэффициентом связи. Кольцевые резонаторы на базе микрополосковых линий находят широкое применение при создании интегральных схем СВЧ диапазона. 88 На рис.3.37 изображена схема направленного ответвителя с переменным коэффициентом связи. Он состоит из двух гибридных ответвителей, соединенных с помощью фазовращателя. Образо2 4 ванный таким способом восьмиполюсник является идеальным направленным 1 φ 3 ответвителем (в той мере, насколько совершенны его составляющие). Такой Рис. 3.37. Направленный ответвитель восьмиполюсник является взаимным и с переменной связью внутренне согласованным. Обозначим через φ сдвиг фазы, который оказывает фазовращатель. Тогда коэффициент связи будет равен b4 1 − sin ϕ . C = 20 lg = 10 lg a1 2 (3.61) При φ = 0 C = −3 дБ устройство работает как один направленный ответвитель с делением мощности пополам. При φ = − π 2 С = 0 вся мощность переходит из основного волновода в дополнительный, что соответствует ответвителю с полной связью. В случае φ = π 2 С = ∞ вся мощность остается в основном волноводе (полная развязка). Придавая φ промежуточные значения, можно реализовать практически любой коэффициент связи. 3.4. Десяти- и двенадцатиполюсные устройства СВЧ Для решения некоторых технических проблем на практике иногда применяют более сложные устройства: десяти- и двенадцатиполюсники. Большое количество первичных параметров значительно усложняет расчет и анализ работы таких устройств. Рассмотрим конструк5 6 б цию и принцип работы одного из наибо3 4 лее распространенных на практике двенадцатиполюсников – турникета. Турникетное соединение, или турникет а (англ. – turnstile junction), представляет собой соединение четырех прямоугольных волноводов, в которых распространяется волна типа Н10, и одного круглого волно1 2 вода, в котором распространяется волна Рис .3.38. Турникетное соединение : Н11. Прямоугольные волноводы образуют а – конструкция; б – обозначение на крест в плоскости Н, а круглый волновод схемах расположен в центре пересечения прямоугольных волноводов перпендикулярно плоскости креста (рис.3.38, а). 89 Устройство является двенадцатиполюсником, поскольку круглый волновод можно рассматривать как два плеча, соответствующие двум вырожденным ортогональным волнам. Ориентация этих волн R обозначена на рис.3.38, а стрелками 5 и 6. Данное устройство имеет четыре плоскости симметрии и одну ось симметрии. Любое плечо такого соединения можно всегда согласовать. Обычно согласование плеч b достигается с помощью штыря, расположенного в центре соединения (рис.3.39). Высота и диаa Рис .3.39. Согласование метр нижней части штыря имеют существенное турникета значение для согласования прямоугольных волноводов. Тонкая же часть штыря больше влияет на согласование плеч круглого волновода. Если плоскости отсчета фаз выбраны таким образом, что коэффициенты матрицы рассеивания действительны, то матрица рассеивания согласованного турникетного соединения принимает вид    1 S=  2    1 1 1 1 1 1 2 − 2 1 2 2 1 − 2 − 2     . − 2 0   0  2 (3.62) Согласованное турникетное соединение имеет следующие свойства. 1. Если в плечи 5 и 6 (рис.3.38) подаются одинаковые сигналы, то есть в круглый волновод поступает волна, поляризованная по биссектрисе между осями 5 и 6, а плечи креста имеют согласованные нагрузки, то поданная в круглый волновод мощность будет распределяться поровну между плечами 1, 2, 3 и 4 без отражения в круглый волновод. Причем в парах плеч 1–2 и 3–4 выходные сигналы находятся в фазе, но сигналы одной пары плеч находятся в противофазе относительно сигналов другой пары плеч. 2. Если же сигнал поступает в один из прямоугольных волноводов, например в плечо 1, а остальные плечи имеют согласованные нагрузки, то половина мощности входного сигнала поступает в круглый волновод, а другая половина делиться поровну между плечами 2 и 4. В плечо 3 мощность не приходит. 3. Если в плечо 1 поступает сигнал, а в круглом волноводе (плечи 5 и 6) на расстоянии, которое обеспечивает сдвиг фазы θ = nπ от плоскости отсчета, размещен короткозамыкающий поршень, то выходной сигнал делится поровну между плечами 2, 3, 4, однако часть мощности ответвляется назад в плечо 1. Потому, если в плече 1 предусмотреть дополнительное согласующее устройство, можно, во всяком случае, в узком диапазоне частот, обеспечить равномерное деление мощности между тремя другими прямоугольными волноводами. 90 4. Если плечи 2 и 4 короткозамкнуты и одинаковы по длине, то две отраженные от них волны оказываются в центре соединения в фазе и отраженная мощность разделится поровну между плечами 1 и 3. Отраженная мощность не проникает в круглый волновод, потому что отраженные от плеч 2 и 4 волны будут иметь развернутые на 1800 поляризации и компенсировать друг друга. 5. Если одно из короткозамкнутых плеч длиннее другого на величину, равную Λ 4 , то при поступлении сигнала в плечо 1 волны, отраженные от корокозамыкателей, будут в фазе, а поляризация волны, образованная ими в круглом волноводе, будет совпадать с осью короткозамкнутых плеч. В таком случае в круглом волноводе будут распространяться две волны, одинаковые по амплитуде и такие, отличающиеся по фазе на 90°. Если длина плеч регулируется, а разность длин поддерживается равной Λ 4 , то поляризация волны, образованная отраженными волнами, будет изменяться. Будем считать, что короткозамыкающие поршни расположены в плечах 2 и 4 на расстояниях, обеспечивающих фазовые сдвиги θ 2 и θ 4 , относительно плоскости отсчета и при этом будет выполняться условие θ 4 = θ 2 + π 2 (рис.9.12). В этом случае соединение представляет собой восьмиполюсник. Матрица рассеяния такого устройства будет иметь вид  0  1  0 S= 2 1  j 2θ − e 2 −1 − e j 2θ 2 − e j 2θ 2   − 1 − e j 2θ 2  , 0   0  1 (3.63) где θ 2 – фазовый сдвиг, обусловленный смещением короткозамыкающего поршня относительно плоскости отсчета в плече 2. Свойства такого устройства существенно зависят от величины θ 2 : а) при θ 2 = nπ , (n = 1,2,...) матрица рассеяния имеет вид  0 0 1 − 1  0 0 − 1 − 1 1  . S= 2  1 −1 0 0    − 1 − 1 0 0  91 (3.64) Рассмотренное устройство действует как обычное мостовое соединение, отличаясь от него только объединением двух плеч 3 и 4 в одном круглом волноводе. Плечи 1 – 2, как и плечи 3 – 4, развязаны. То есть, если в плечо 1 поступает сигнал, то имеются одинаковые по амплитуде сигналы на выходах плеч 3 и 4 при отсутствии сигнала в плече 2. Но эти два сиг2 нала в плечах 3 и 4 можно рассматривать, в свою очередь, как одну линейно поляризованную волну, θ плоскость поляризации которой наклонена под угθ4 2 3 лом 45° и направлена вправо вверх относительно 4 плоскости рис.3.40. Если сигнал поступает в плечо 2, то выходной сигнал будет иметь линейную поляризацию, направленную вправо вниз под углом 45°. Возможен и обратный процесс. Линейно поляризованная волна, которая поступает в круглый волновод и имеет произвольно направленную плос1 кость поляризации, будет разложена на две перпенРис. 3.40. Мост на базе дикулярные составляющие, одна из которых турн икетного соедин ения направлена вправо вверх относительно плоскости (рис.3.40), а другая – вправо вниз. Первая поступает в плечо 1, а вторая – в плечо 2. Волны в плечах 1 и 2 находятся в фазе. Таким образом, устройство позволяет проводить анализ поляризации волны, которая линейно поляризована так, что плоскость поляризации ориентирована под произвольным углом. При θ 2 = nπ + π 2 устройство работает аналогично, с той лишь разницей, что необходимо изменить места номеров выходов. Из-за взаимности, если в плечи 1 и 2 вводятся волны в фазе, в круглом волноводе появляется волна с линейной поляризацией, направление которой зависит от амплитуд падающих волн. б) если θ 2 = nπ + π 4 , то свойства соединения изменяются. Матрица рассеяния приобретает вид 1  j  0  0 0 − 1  j 1  . S= 0  2  1 −1 0   0   j  j 0 (3.65) Если в плечо 1 поступает сигнал, то в круглом волноводе появляется волна с круговой поляризацией. Теперь устройство действует подобно четвертьволновой пластине, одновременно заменяя собой переход от прямоугольного волновода к круглому. Плоскость поляризации выходного сигнала вращается по часовой стрелке при θ 2 = nπ + π 4 и против часовой стрелки при θ 2 = nπ − π 4 . 92 В случае заданного значения θ 2 сигнал, который поступает в плечо 2, возбуждает в круглом волноводе волну, круговая поляризация которой будет направлена в противоположную сторону. Возможен и обратный эффект. Если в круглый волновод поступает сигнал, который имеет эллиптическую поляризацию, то он будет разложен на составляющие поляризации, одна из которых появиться в плече 1, а другая – в плече 2. Таким образом, с помощью турникетного соединения можно синтезировать любую эллиптическую поляризацию, изменяя амплитуду и фазу волн, которые поступают в плечи 1 и 2, и наоборот, измеряя амплитуды волн, выходящих из плеч 1 и 2, можно определить параметры поляризации падающей волны в круглом волноводе. Если сигнал из плеча 1 возбуждает в круглом волноводе сигнал с круговой поляризацией определенного направления вращения, то при обратном направлении круговой поляризации волна, которая поступает в соединение через круглый волновод, пройдет в плечо 2. Это явление применяется на практике для коммутации непрерывных сигналов. То есть, если турникетное соединение настроено на круговую поляризацию θ 2 = π 4 , то сигнал, приходящий в плечо 1, будет возбуждать на выходе круглого волновода волну с правой круговой поляризацией. После отражения от любой изотропной поверхности (металл, диэлектрик и т.п.), которая находилась или в самом круглом волноводе, или во внешнем облучаемом пространстве, эта волна возвратится с противоположным направлением вращения круговой поляризации. Когда эта отраженная волна поступит назад в турникет, выходной сигнал будет наблюдаться только в плече 2. Таким образом, турникетное соединение выполняет функции антенного переключателя, который обеспечивает развязку между выходом передатчика и входом приемника. На базе турникетного соединения возможно построение циркулятора. Если закоротить круглый волновод и внести в него ротатор, который поворачивает плоскость поляризации волны на 45°, то при расстоянии между короткозамыкателем и плоскостью отсчета θ = nπ можно получить четырехплечий циркулятор 1-2-3-4-1. На электрических схемах турникетное соединение обозначается как пересечение двух прямоугольных и одного круглого волноводов (рис.3.38,б). 93