Генераторы колебаний

ГЕНЕРАТОРЫ КОЛЕБАНИЙ 4.1. Общие сведения о генераторах Электронные цепи, в которых периодические изменения напряжения и тока воз­никают без приложения к ним дополнительного периодического сигнала, называются автономными автоколебатель­ными цепями, а устройства, выполненные на их основе,— автогенераторами или генераторами колебаний соответствующей формы. Эти цепи следует рассматри­вать как преобразователи энергии источника питания постоян­ного тока в энергию периодических электрических колебаний. Автогенераторы можно разделить на генераторы импульсов и генераторы синусоидальных колебаний. Генераторы импуль­сов в зависимости от формы выходного напряжения делят на генераторы: напряжения прямоугольной формы (ГПН); напряжения экспоненциальной формы; линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН); напряжения треугольной формы; ступен­чато изменяющегося напряжения; импульсов, блокинг-генераторы и т.д.. Генераторы синусоидальных колебаний классифицируют по типу колебательной системы и подразделяют на: LC-автоге-нераторы; RС-автогенераторы; генераторы с кварцевой стаби­лизацией частоты; генераторы с электромеханическими резо­нансными системами стабилизации частоты. Для получения незатухающих колебаний во всех названных автогенераторах используются компоненты электроники, на вольт-амперных характеристиках которых имеется или создан с помощью цепи положительной ОС участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Так как в большинстве автогенераторов используются электронные усилители с по­ложительной ОС, то будем рассматривать только их. Мы уже знаем, что при положительной ОС, когда фазовый сдвиг по петле усилитель — цепь обратной связи фпет равен нулю и Ky=l, усилитель теряет устойчивость. Если в цепи усилителя или цепи ОС нет элемента накап­ливающего электрическую энергию, то усилитель с положитель­ной ОС превращается в триггер и имеет устойчивые состояния. При наличии в петле усилитель — цепь обратной связи элемента, накапливающего энергию, например конденсатора, усилитель с положительной ОС не имеет ни одного устойчивого состояния и генерирует периодически изме­няющееся напряжение. Генераторы напряжений экспоненциальной формы. Эти гене­раторы аналогичны рассмотренным. Отличие их заключается в том, что выходное напряжение снимается с времязадающего конденсатора С, на котором оно меняется по экспоненциаль­ному закону. Генераторы линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН). Если у автогенератора конденсатор С заряжать не через резистор R, а через источник стабильного тока I= const, то напряжение на конденсаторе будет изменяться в соответствии с уравнением 4.2. Генераторы прямоугольных импульсов Очень простой генератор можно получить следующим образом: будем заряжать конденсатор через резистор (или источник тока), а затем, когда напряжение достиг­нет некоторого порогового значения, бы­стро его разрядим и начнем цикл сначала. Это можно сделать с помощью внешней цепи, обеспечиваю­щей изменения полярности тока заряда при достижении некоторого порогового напряжения. Генераторы, постро­енные на этом принципе, известны под названием «релаксационные генераторы». Они просты и недороги и при умелом проектировании могут обеспечивать удов­летворительную стабильность по частоте. Раньше для создания релаксационных генераторов применялись устройства с от­рицательным сопротивлением, такие, как однопереходные транзисторы или неоно­вые лампы, теперь предпочитают ОУ или специальные интегральные схемы тайме­ров. Для получения импульсов прямоугольной формы широко используются релаксационные генераторы, построенные на основе усилителей с положительной обратной связью. Генераторы импульсов, состоящие из широкополосных электронных усилителей, охваченных положительной обратной связью, глубина которой остается почти постоянной в широкой полосе частот, и имеющие в петле обратной связи элементы, накапливающие энергию (обычно с помощью RС-цепей), называются мультивибраторами.Если ПОС создается с по­мощью импульсного трансформатора, то такие ре­лаксационные генераторы называют блокинг-генера­торами. Релаксационные генераторы могут работать в двух режимах, автоколебательном и ждущем. В автоколебательном режиме схема имеет два квазиустойчивых состояния, длительность каждого из которых определяется времязадающей цепью. В ждущем режиме схема имеет одно устойчивое состояние, в котором может находиться неограни­ченно долго. Под действием короткого запускающего внешнего импульса схема скачком переходит в квази­устойчивое состояние, а затем самостоятельно воз­вращается в исходное состояние, формируя импульс заданной длительности. 4.3. Релаксационные генераторы на транзисторах 4.3.1. Релаксационный RL - генератор Если посмотреть на рис.4.1, нетрудно заметить, что транзисторы соединены между собой таким способом, при котором образуется аналог тринистора. К управляющему электроду "тринистора" подключена катушка индуктивности L1, а в цепи катода стоит резистор R1. Если транзистор VT1 может быть и кремниевым и германиевым, то VT2 - обязательно германиевым, поскольку именно он обладает способностью усиливать сигналы практически без напряжения смещения на базе. Рис. 4.1. Принципиальная схема RL - генератора. Работает этот генератор так. Как только подаётся питающее напряжение, транзистор VT1 приоткрывается (переходит в рабочий режим) , так как через его эмиттерный переход течёт начальный ток коллектора транзистора VT2. Поскольку генератор представляет собой неинвертирующий усилитель, выход которого замкнут на вход, случайное увеличение коллекторного тока любого из транзисторов (скажем, из-за собственных шумов транзисторов, внешних наводок и т.д.) немедленно усиливается и приводит к лавинообразному открыванию транзисторов до состояния насыщения, как это обычно происходит в тринисторе (момент t1 на рис. 4.2). Рис.4. 2. Форма сигнала RL - генератора. Катушка индуктивности не препятствует открыванию транзисторов, её сопротивление для импульсных сигналов велико. После открывания транзисторов ток через катушку возрастает по экспотенциальному закону. Так же возрастает и ток коллектора транзистора VT1. Вскоре транзистор VT1 выходит из насыщения, падение напряжения на нём увеличивается. Напряжение же на катушке уменьшается, и развивается лавинообразный процесс закрывания транзисторов (момент t2 на рис. 4.2). Энергия, накопленная в катушке в виде магнитного поля, препятствует быстрому уменьшению тока через катушку, и он спадает до нуля плавно. причём этот ток поддерживается ЭДС самоиндукции, величина которой после закрывания транзисторов может в десятки раз превышать напряжение источника питания. Энергия магнитного поля рассеивается в виде тепла в переходах транзисторов, ЭДС самоиндукции постепенно спадает до нуля, ток через катушку прекращается и цикл генерации повторяется (момент t3 на рис. 4.2). Таким образом, на катушке индуктивности L1 возникает непрерывная последовательность прямоугольных импульсов напряжения, а ток через катушку течёт в виде последовательности пилоообразных импульсов. Несколько иначе протекает процесс генерации при использовании в качестве катушки индуктивности обмотки головных телефонов BF1 (рис. 4.3). Рис. 4.3. Принципиальная схема RL - генератора с головными телефонами. Частота следования импульсов на ней синхронизируется с резонансной частотой собственных колебаний мембраны. (рис. 4.4). Рис. 4.4. Форма сигала на головных телефонах. Происходит это потому, что телефон является обратимым преобразователем , т.е. колебания мембраны, вызванные внешними импульсами напряжения, в свою очередь возбуждают в обмотке телефонов переменное напряжение (штриховая линия на рис. 4.4), которое суммируется с напряжением генератора и прикладывается к базе транзистора VT2. Работа телефонов на резонансной частоте мембраны резко повышает КПД генератора как электоракустического преобразователя, в результате чего значительная громкость получается при малой мощности, потребляемой от источника питания. Для смягчения тембра звучания телефонов параллельно их обмотке можно подключить конденсатор C1 - тогда форма колебаний на обмотке телефонов приблизится к синусоидальной, а импульсы ЭДС самоиндукции практически исчезнут (это кстати, исключит возможность пробоя переходов транзисторов). Генератор, собранный по схеме рис. 4.3 , может использоваться как экономичный и простой звуковой сигнализатор, особенно в устройствах с автономным питанием, а так же в качестве пробника для проверки ("прозвонки") различных электрических цепей. В последнем варианте достаточно включить в разрыв провода питания двухпроводный шнур со щупами на концах - ими и касаются проверяемых цепей. На месте BF1 можно использовать головные телефоны или капсюль от них сопротивлением постоянному току не более 250 Ом. Транзистор VT1 - серий МП35 - МП38, а VT2 - МП21, МП25, МП26. На рис. 4.5 приведена схема генератора с динамической головкой BA1. Резистор R1 в этом генераторе переменный, им устанавливается режим устойчивой генерации. Звучание маломощной динамической головки (0.5ГД-30 или аналогичная) с малой площадью диффузора напоминает автомобильный сигнал. Рис.4.5. Принципиальная схема RL - генератора с динамической головкой. Такой генератор можно использовать в моделях автомобилей, в качестве квартирного звонка и звукового сигнала на велосипеде. Транзисторы генератора могут быть такие же, что и в предыдущем случае. Кроме того, на месте VT2 хорошо работают транзисторы серий МП39-МП42. Если между коллектором транзистора VT1 и базой VT2 включить разделительный конденсатор C2 и использовать головной телефон BF1 (рис. 4.6), генератор будет формировать пакеты импульсов, имитирующие птичьи трели. Конденсаторы могут быть любого типа, переменный резистор - СП-1, головной телефон (или капсюль) - сопротивлением не более 250 Ом, например ДЭМ-4М, транзисторы - такие же что и в предыдущем генераторе. Рис. 4.6. Принципиальная схема RL - генератора с разделительным конденсатором. Как упоминалось выше, амплитуда импульсов ЭДС самоиндукции на обмотке телефона достигает значительной величины. Учитывая это, можно использовать генератор как преобразователь напряжения. Такой преобразователь, например, станет незаменимым источником питания авометра, при измерении больших сопротивлений. Известно, что для большинства авометров требуется для этого режима отдельный источник, который не всегда есть под руками. Кроме того, дополнительные операции, связанные с его подключением , снижают оперативность измерений. Всё это приводит к тому, что один из диапазонов измерений авометра остаётся неиспользованным. Выйти из положения поможет преобразователь напряжения из RL - генератора (рис. 4.7), встраиваемый в корпус авометра. Он содержит минимум элементов и не требует налаживания после изготовления. В конструкцию авометра при этом необходимо ввести небольшие изменения: установить на его корпусе переключатель SA1, включить его контакты в разрыв плюсового провода питания и подключить преобразователь к минусовому выводу элемента G1 авометра. Рис.4.7. Принципиальная схема преобразователя напряжения. В положении "выкл" переключатель замыкает разрыв в плюсовом проводе питания, и авометр используется в обычных режимах. Хотя преобразователь при этом и остаётся подключённым к источнику питания, он практически не потребляет энергии - диод и стабилитрон включены по отношению к источнику питания в обратном направлении. Для работы в режиме измерения больших сопротивлений переключатель переводят в положение "вкл.". В действие вступает генератор на транзисторах VT1, VT2. Импульсы ЭДС самоиндукции обмотки телефонов BF1 заряжают через диод VD2 конденсатор С1. Напряжение на нём быстро возрастает и стабилизируется на уровне примерно 12В (напряжение стабилизации стабилитрона VD1). Суммируясь с напряжением источника питания, оно поступает на цепи измерения авометра. Звуковой сигнал, издаваемый телефонами BF1, напоминает о том, что переключатель после окончания измерений надо перевести в положение "выкл.". Ток, потребляемый преобразователем от источника напряжения, составляет примерно 5 мА. Ток нагрузки преобразователя не должен превышать 100 мкА, иначе увеличится амплитуда пульсаций выходного напряжения и снизится точность измерений. Поэтому применять преобразователь желательно лишь в авометрах с минимальным пределом измерения постоянного тока 100 мкА. Транзисторы преобразователя могут быть такие же, что и в предыдущих устройствах. Кроме указанных на схеме, подойдут стабилитроны Д813, КС213, диоды Д219, Д223, КД102, КД103 с любым буквенным индексом. Резистор - любого типа, малогабаритный. Головные телефоны - капсюль ДЭМ-4М, ТК-67 или другой , электромагнитной системы, с сопротивлением обмотки постоянному току 50...100 Ом. 4.3.2. Симметричный мультивибратор Симметричный (по структуре) мультивибратор, показан на рис. 4.8. Рабочий цикл. Работа мультивибратора в течение одного пол­ного периода описывается временными диаграммами на рис. 4.9. Открытый транзистор будем считать насыщен­ным. Очередное опрокидывание схемы происходит тогда, когда напряжение на базе ранее запертого транзистора делается равным нулю и он отпирается. При этом возрастающий коллекторный ток идет в базу другого транзистора через емкость и выводит его из насы­щения, после чего наступает регенерация. Пусть в момент t = 0 открылся транзистор Т1, поскольку потен­циал U61, уменьшаясь, достиг нулевого значения. В результате насыщения транзистора Т1 потенциал UK1, который до скачка был равен Ек — IKoRK1, падает до нуля; транзистор Т1 «стягивается в точку». Напряжение Ucl на конденсаторе С1 в первый момент не меняется и остается равным Ек — IK0RK1 (так как потенциал U62 до скачка был равен нулю, а потенциал UKl был равен Ек — IK0RK1). Отсюда следует, что ток Iк1 в момент t=0 возрастет от значе­ния Iк0 до Ек (gK1 + 2g1). Слагаемое 2EKg1 обусловлено тем, что резистор R1 после скачка находится под напряжением Ucl + Ек  2ЕК. Напряжение на конденсаторе С2 перед скачком было близко к нулю и сохраняет это значение непосредственно после скачка. Отсюда следует, что базовый ток 161 (который до опрокидывания был ра­вен —Iк0) возрастает до Ек (gK2 + g2), поскольку резисторы RK2 и R2 в первый момент соединены па­раллельно через незаряженный кон­денсатор С2. Положительный скачок потенциала UKl передается через кон­денсатор С1 на базу транзистора Т2 и поддерживает его в запертом со­стоянии. Коллекторный ток Iк2 до скач­ка был равен EK.(gK2 + g2), а пос­ле опрокидывания падает до значе­ния Iк0. Легко заметить, что ток Iк2 (-0) равен току Iб1 (+0), т. е. во время скачка коллектор­ный ток запирающегося транзистора «переходит» в базу отпи­рающегося транзистора. Потенциал Uk2 в момент t = 0 не изме­няется и остается близким к нулю. Это следует из равенства Uк2 (-0) = U61 (+0) + UC2 (0),где оба слагаемых в правой части очень малы. Ток Iб2, который до опрокидывания был равен EKg1, после опрокидывания уменьшается до —Iк0. Таков в первом при­ближении результат происшедшего переброса в схеме. Начиная с момента t = 0 величины в схеме изменяются сле­дующим образом. Потенциалы U61, UK1и токи Iк2, I62 остаются практически неизменными, близкими к нулю. Потенциал U62, равный напряжению на конденсаторе С1, уменьшается с постоян­ной времени C1R1t стремясь к величине — (Ек + IK0R1) (послед­няя легко получается, если мысленно убрать из схемы запертый транзистор Т2 и заменить его со стороны базы генератором тепло­вого тока). На самом деле разряд конденсатора прерывается по достижении потенциалом U62 нулевого значения. Тогда отпи­рается транзистор Т2 и происходит обратное опрокидывание схемы. Кривая U62 пересекает ось времени весьма круто, так что момент переброса хорошо фиксирован. В момент обратного опрокидывания при t = Т1 напряжение Uс1(T1)0. Ток Iк1 не­много уменьшается по мере разряда конденсатора С1, стремясь к установившемуся значению EKgKl. Поскольку Uс1(T1)0, ток Iк1 в конце первого полупериода будет равен Ек (gKl + g1), т. е. уменьшится за время Т1 на .величину EKg1. Ток Iб1 зна­чительно уменьшается по ме­ре заряда конденсатора С2, стремясь к установившемуся значению EKg2; последнее должно быть достаточным для того, чтобы сохранилось насыщение. Заряд конденса­тора С2 происходит с посто­янной времени C2RK2 и обыч­но заканчивается задолго до конца полупериода. Потен­циал Uк2, равный напряже­нию на конденсаторе С2, спадает экспоненциально до установившейся величины Eк=-Iк0Rк2. Второй полупериод ра­боты схемы (Т2) не нуждает­ся в дополнительных пояс­нениях (в случае Т1Т2 термин полупериод, разумеется, условен и означает соот­ветствующую часть периода). В момент Т = Т1 + Т2 рабочий цикл схемы начинает повторяться. Полагая Uб2 (T1) = 0, получаем длительность первого полу­периода: Учитывая, что R1>> RK, приведем выражение для первого полупериода к следующему виду: Аналогично для второго полупериода получим: где является фактором теплового тока, характери­зующим отношение последнего к насыщающему току базы. Если тепловой ток /к0 отсутствует (кремниевые транзисторы или низкая рабочая температура), то формулы (18-2) упрощаются: T1=1ln20.7C1R1; T2 = 21n20,7С2R2. В полностью симметричном мультивибраторе, в котором R1 = R2 = R C1= С2 = С, длительности полупериодов будут одинаковыми и полный рабочий период В факторе  скрыта температурная зависимость полуперио­дов, а следовательно, и рабочей частоты. С увеличением темпера­туры увеличивается ток Iк0, длительность полу­периодов уменьшается, а рабочая частота растет. Поэтому вели­чину фактора стараются делать малой. Тогда в формуле (18-5а) можно разложить логарифм в ряд с точностью до членов первого порядка и получить приближенное выражение Задаваясь приемлемым значением , находят необходимую величину R, а затем величину С. Одним из способов повышения температурной стабильности является применение транзисторов с малым током Iк0, т. е. крем­ниевых. Однако, поскольку тепловые токи — не единственная причина нестабильности, использование кремниевых транзисторов не всегда решает задачу стабилизации, особенно при пониженных температурах. Не менее важными причинами являются температур­ная зависимость напряжений на переходах насыщенного транзи­стора, а также зависимость  (Т). С ростом температуры регенерация наступает раньше, т. е. длитель­ность полупериодов сокращается, а частота увеличивается. Основными времязадающими элементами в транзисторном мультивибраторе являются емкости C1 и С2, поскольку сопротив­ления R1 и R2 ограничены сверху условием насыщения, а снизу либо временем рассасывания, либо (если одновременно уменьшать RK) потребляемой мощностью. Увеличение емкостей в принципе не ограничено, хотя сопро­вождается существенным удлинением отрицательного фронта. Уменьшение же емкостей (повышение рабочей частоты) ограничено условием равенства положительного и отрицательного фронтов. 4.4. Релаксационные генераторы на ОУ 4.4.1. Мультивибратор на операционном усилителе Рис. 4.10. Мультивибратор на ОУ. Схема мультивибратора на ОУ представлена на рис. 4.10,а. Конденсатор С и резисторы R1, R2 образуют интегрирующую RС-цепь: при заряде конденсатора открыт диод VI, ток проходит через R1, при разряде — открыт V2, ток идет через R2. Источником напряжения Е является выходная цепь ОУ. Компаратор выполнен на ОУ с ПОС через цепь R3R4. При переключениях компаратора на его выходе происходит коммутация цепей заряда и разряда конденса­тора С, т. е. ОУ выполняет сразу несколько функций: ис­точника напряжений заряда и разряда конденсатора, ком­паратора и ключа Рассмотрим работу мультивибратора. Временные диа­граммы приведены на рис. 4.10,б. Пусть при t < t1 источ­ники питания ОУ отключены: Eп=0, —Eп=0. Конденса­тор С разряжен и Uс=0. В момент t1 подключим Еп и —Еп, При их включении выходное напряжение ОУ UВых откло­нится либо в положительном, либо в отрицательном на­правлении (случайный процесс). Для определенности до­пустим, что произошло положительное приращение UВых. Через цепь R3R4 это приращение подается на прямой вход ОУ, усиливается и в свою очередь вызывает приращение U’вьx. Процесс развивается лавинообразно, в результате в момент t1 скачком устанавливается UВых = Uвых max. Начиная с момента t1, конденсатор С заряжается на­пряжением U = Uвых max через резистор R1, так как к ано­ду диода V1 приложено положительное напряжение, пос­тоянная времени =R1C. Нарастающее по экспоненте на­пряжение Uс подается на инвертирующий вход ОУ. На прямой вход ОУ через цепочку ПОС R3R4 подается напря­жение Uос = Uвыхmax R4/(R3 + R4) = U0 В момент t=t2 напряжение на конденсаторе Uс дости­гает значения U0 и происходит срабатывание компарато­ра. Его переключение протекает лавинообразно (регенера­тивный процесс) и завершается при Uвых = - Uвыхmax. На­пряжение на конденсаторе не может измениться скачком и, начиная с момента t2, происходит перезаряд конденса­тора через резистор R2 напряжением U= - Uвыхmax с по­стоянной времени =R2C (на диоде V2 прямое напряже­ние — минус на катоде). Воздействуя на диод V1 и V2, компаратор осуществляет переключение цепей заряда (V1, R1) и разряда (V2, R2) конденсатора С. При t20 к прямому входу ОУ прикладывается входное напряжение, которое действует сильнее, чем сигнал с выхода ОУ через Rз. Напряжение на прямом входе становится положительным. Поскольку на инвертирующем входе сохраня­ется uc(t1)=0, то компаратор регенеративно переключа­ется и напряжение на его выходе скачком достигает Uвых=Uвыхmax. На этапе формирования импульса надоб­ность в поддержании напряжения на входе после переклю­чения компаратора отпадает, так как положительное на­сыщение ОУ поддерживается положительным напряжени­ем, подаваемым с его выхода на прямой вход по цепи R3R4. Поэтому входной импульс одновибратора может быть весьма коротким. При t>t1 конденсатор С1 заряжается напряжением UВЫх max через резистор R, причем =RC1. Этап формирования импульса завершается в момент t2, когда напряжение на конденсаторе достигает значения на­пряжения ПОС на прямом входе: В этот момент компаратор регенеративно переключается. 3 этап (стадия восстановления исходного состояния). Итак, в момент t2 скачком устанавливается Uвык = - Uвыхmax. Конденсатор С1 начинает разряжаться через резистор R от источника напряжения - Uвыхmax. притом =RC1. В момент t3 напряжение на конденсаторе дости­гает Uс(t3)=0, открывается диод V1, который препятству­ет дальнейшему уменьшению напряжения на конденсато­ре. В момент t3 стадия восстановления завершается, одновибратор готов к приходу нового импульса на входе. Рассчитаем длительность импульса. Начало его форми­рования происходит в момент t1, Uс(0) = 0, Е=Uвыxтах, постоянная времени =RC1. В момент срабатывания компаратора uc(t2) = U02. При подстановке этих величин в (3.9), учитывая связь U02 и Uвыхmax, по­лучаем tи= RC1 ln(U вых макс/(U вых макс – Uо2)) = RC1 ln(1+R4/R3) Аналогично рассчитываем длительность стадии восста­новления tB=t3—t2. Для этого подставим в (3.9) Uc(0) = U02, E =- Uвыхmax, =RC1, uC(t3) = 0. Получим Регулировка длительности импульса одновибратора tи может осуществляться следующими способами: а) изменением R или C1 (последнее обычно не приме­няют, так как конденсатор с переменной емкостью облада­ет большими габаритами и массой), при этом изменяется скорость заряда конденсатора С1; . б) изменением соотношения R3/R4. При этом изменя­ется напряжение срабатывания компаратора U02, а с ним и время, в течение которого напряжение на конденсаторе нарастает до величины U02. При использовании одновибратора не следует забы­вать, что схемы с ПОС имеют низкую помехоустойчивость. В исходном состоянии напряжение на прямом входе ОУ. Uoc = U01 должно быть много больше уровня помех. Естест­венно, что и амплитуда входного сигнала при этом долж­на быть большой, чтобы обеспечить переключение компа­ратора в начале стадии формирования импульса. 4.5. Генераторы на ин­тегральных микросхе­мах. В настоящее вре­мя широко приме­няются мультивибра­торы, выполненные в виде гибридных ИМС, а также на базе ло­гических ИМС и опе­рационных усилите­лей. Мультивибраторы на основе логических ИМС обычно применяют в цифровой аппаратуре, так как при этом на­иболее полно обеспе­чивается унификация элементной базы. Кро­ме того, не требуется согласование по уров­ням сигналов релакса­ционных генераторов и других устройств ап­паратуры. Мультивибраторы, к стабильности частоты которых не предъявляются жесткие требования, часто выполняют на ЛЭ (рис. 4.13, а, б). Они эквивалентны схеме рис. 4.11, так как ЛЭ — это усилители с большим коэффициентом усиления, имеющие два значения пороговых напряжений: U°пор, U1пор. В обеих схемах имеется положительная обратная связь. Стадии квазиравновесия обусловлены тем, что после процесса регенера­ции, возникающего при выходе в активную область всех ЛЭ, входящих в петлю ОС, ко входу ЛЭ окажется приложенным напряжение, большее Ulnop или меньшее U°nop. По мере зарядки конденсатора С напряжение на входе соответственно снижается или повышается до уровня, при котором ЛЭ выйдут в активную область, и процесс регенерации повторится. Подобные мультивибраторы имеют невысокую временную и температурную стабильность частоты колебаний. Так, для ЛЭ серии 155 нестабильность частоты может достигнуть 5—10% при изменении напряжения питания на 5%. Колебания темпера­туры от 5 до 60 °С меняют частоту на 10—20%. Промышленность выпускает специальные микросхемы муль­тивибраторов, например К263ГФ1. Изменяя емкость допол­нительного навесного конденсатора, у них можно изменять частоту автоколебаний от долей Гц до 80 МГц. Для получения высокой стабильности частоты вместо времязадающего конденсатора часто включают кварцевый резонатор (рис. 4.13, в). При этом вследствие высокой доброт­ности кварцевого резонатора форма импульсов отличается от прямоугольной. Иногда необходим генератор с очень низким уровнем шума (так называемый «низкий внеполосный шум»). В этом отношении хороша простая схема, показанная на рис. 4.14. В ней используется пара КМОП-инверторов, соединение которых между собой образует некото­рую разновидность RC релаксационного генератора с выходным сигналом в виде прямоугольного колебания. Реальные из­мерения, приведенные для этой схемы, работающей на частоте 100 кГц, показали, что плотность мощности шума в ближайшей боковой полосе (мощность на корень квадратный из герц, измеренная на 100 Гц смещения от генерируемой часто­ты), ниже по крайней мере на 85 дБ уровня основного колебания. Рис. 4.14. Релаксационный генератор на КМОП ИС. Иногда встречается аналогичная схема, но при перемене местами элементов R2 и С. Хотя это превосходный генератор, но он имеет более зашумленный выходной сигнал. Рис. 4.15. Управляемый релаксационный генератор Представленная на рис. 4.15 схема имеет более низкий уровень шума и, кроме того, имеется возможность модулиро­вать выходную частоту с помощью внешнего тока, прикладываемого к базе тран­зистора T1. В этой схеме транзистор T1 функционирует как интегратор, выраба­тывая на своем коллекторе сигнал асим­метричной треугольной формы. Сами же инверторы работают в качестве неинвертирующего компаратора, изменяя поляр­ность возбуждения на базе каждые пол­периода. Эта схема имеет плотность шу­ма —90 дБ/Гц измеренную на частоте 100 Гц смещения от несущего колебания 150 кГц, и —100 дБ/Гц. измеренную при смещении 300 Гц. Хотя эти схемы превосходны в отношении уровня боково­го шума, генерируемая частота имеет большую чувствительность к колебаниям напряжения источника питания, чем дру­гие рассмотренные в ранее генерато­ры. На рис.4.16. приведе­ны принципиальная схе­ма (а) и временные диа­граммы работы (б) жду­щего мультивибратора на логических микросхемах, реализующих функцию И-НЕ. В исходном состоянии на выходе элемента Э1 имеем высокий уровень напряжения U1вых (логи­ческую единицу), так как резистор подключен к ну­левой шине и уровень напряжения на входе Э1 определяется падением напряжения на резисторе R UR = I0вых R от входного тока микросхемы. Это падение напряжения должно быть меньше порогового напряжения Unopcx, Тогда при высоком уровне напряжения U1вх на входе 1 микросхемы Э2 на ее выходе создается низкий уровень напряжения Uвых 2 = U0вых (логический нуль). При поступлении на вход 1 элемента Э2 напряжения U0bx (момент времени t1) на ее выходе устанавливается уровень напряжения, соответству­ющий логической единице. Возникший при переклю­чении микросхемы Э2 скачок напряжения U1вых — U0вых = U лог передается через конденсатор С на вход микросхемы Э1 и переключает ее в состояние логического нуля, когда Uвых t = U°вых. После момента времени t1 конденсатор С заря­жается по экспоненте с постоянной времени  = RC, а напряжение ивх1 падает с той же постоянной. Мультивибратор находится в квазиустойчивом состоянии. Возвращение сигнала ивх на входе 1 микросхем Э2 к прежнему уровню (логической единице) приводит к изменению ее состояния, так как на входе 2 микросхемы после момента времени t1 устанавливается логический нуль (U2 = Uвых1 = U0 вых). В момент времени t2, когда UBX 1 достигает порогового уровня напряжения Unopсх, происходит переключение Э1 и соответственно Э2. Мультиви­братор возвращается в исходное состояние. Для предотвращения отрицательного выброса на­пряжения U вх1 в момент времени t2 и уменьшения таким образом времени восстановления исходного состояния схемы резистор R шунтируют диодом VD Длительность выходного импульса при R>>RlBых определяется из формулы Одновибраторы позволяют из импульсов любой формы и длительности получить импульс, имеющий строго постоянные длительности и величину. Промышленность выпускает специальные микросхемы одновибраторов с расширенными функциональными возможно­стями, например 155АГ1, 155АГЗ. 4.6. Таймеры 4.6.1. Таймер NE555 Таймерами называются устройства для точного задания временных интерва­лов. Таймеры могут быть цифровыми и аналоговыми. В относительно простых электронных устройствах применяются аналоговые таймеры. Простую в эксплуатации ИМС, предназначенную для формирования точ­ных интервалов времени, многие фирмы пытались спроектировать еще в нача­ле 60-х годов. Тогда использовались всевозможные варианты классической транзисторной мультивибраторной схемы, точность работы которой невелика. Мультивибраторы на ОУ и компараторах оказались непрактичными, поскольку частота сигналов (или длительность отмеряемых интервалов времени) в таких схемах заметно зависит от напряжения питания. Прорывом в этом направлении явилось изобретение нескольких видов ин­тегральных таймеров. Первый интегральный таймер NE555 был разработан в 1972 г. фирмой Signetix (США). В настоящее время эта схема считается класси­ческой. Функциональная схема таймера NE555 (отечественный аналог — 1006ВИ1) приведена на Рис. 4.17. Рис. 4.17. Функциональная схема таймера NE555 (типовое включение в ждущем режиме) Здесь таймер представлен в типовом включении для ждущего режима. Схе­ма собственно таймера выделена заливкой. Основой таймера является двухпороговый компаратор, включающий два компаратора (KH1 и КН2) и RS-триггер, фиксирующий состояние выхода. Один из входов каждого компаратора под­ключен к делителю напряжения, образованному резисторами R, согласованны­ми по величине с точностью не менее 2%. Напряжения на плечах делителя со­ставляют 2Vs/3 и Vs/3 соответственно. Триггер управляет двухтактным, симмет­ричным выходным каскадом на транзисторах VT1 VT2, обеспечивающим выходной ток до 250 мА. Кроме того, инверсный выход триггера управляет раз­рядным ключом на транзисторе VT3. Триггер имеет вход разрешения Е, при по­даче на который сигнала низкого уровня на выходе таймера также устанавлива­ется низкий уровень независимо от уровня сигнала на входе ViN. На неинвертирующий вход компаратора KH1 (вывод 5), соединенный с верхней ступенью делителя, при необходимости может быть подано опорное напряжение от внешнего источника. Обычно между этим выводом и общей шиной включается конденсатор, сглаживающий помехи, приходящие по цепи источника питания Ks. 4.6.2. Основные схемы включения таймера Ждущий режим Рис. 4.18. Временные диаграммы работы ждущего мультивибратора на таймере Обратимся к рис. 4.18. В режиме ожидания входной сигнал VIN на выводе 2 «Пуск» имеет высокий уровень (по крайней мере, больше, чем Vs/3). При этом выход­ное напряжение компаратора соответствует лог. 1. Для инверсного входа S триггера этот уровень является не­активным. Напряжение Vc на времязадающем конден­саторе Ct близко к нулю, и выходное напряжение ком­паратора КН1 приложенное к инверсному входу R триггера, также имеет уровень лог. 1. Триггер находится в режиме хранения в состоянии Q = О. Транзи­стор VT1 закрыт, а VТ2 — открыт. На выходе таймера — низкий уровень. Ключ VT3 замкнут и поддерживает конденсатор Сt, в разряженном состоянии. При отрицательном кратковременном перепаде входного сигнала VIN < Vs/3 (Рис. 4.32) на выходе компаратора КН2 на время перепада установится логиче­ский нуль (активный уровень для S-входа триггера) и триггер переключится в состояние Q = 1. Ключ VT3 при этом размыкается, и конденсатор Сt, начинает заряжаться че­рез резистор Rt от источника питания. Уравнение заряда конденсатора имеет вид Импульс заканчивается по достижении напряжения Vc величины опорного напряжения VREF При этом компаратор KH1 переключится и переведет триггер в первоначальное состояние. Ключ VT3 замкнется и разрядит конденсатор. Длительность импульса определится из уравнения: Решение этого уравнения при нулевых начальных условиях из которого следует, что Если в течение этого времени на вход придет еще один запускающий импульс, то триггер останется в единичном состоянии, т. е. повторный запуск во время заряда конденсатора Сt, игнорируется. Разряд времязадающего конденсатора происходит очень быстро, хотя и не мгновенно. Если следующий запускающий импульс придет во время разряда конденсатора, то длительность импульса таймера сократится. Это время, называемое временем релаксации, во всяком случае, значительно меньше аналогичного времени ждущего мультивибратора на ОУ и соизмеримо со временем релаксации одновибратора на компара­торе. Автоколебательный режим Схема простейшего автоколебательного мультивибратора на таймере 1006ВИ1 приведена на Рис. 4.19а. Рис. 4.19. Автоколебательный мультивибратор на таймере: а — схема, б — временные диаграммы Когда потенциал на конденсаторе Сt, достигнет нижнего порога срабатыва­ния таймера, на входе S триггера установится низкий (активный) уровень. Триг­гер переключится в состояние лог. 1 и ключ VT3 разомкнётся. При этом начнется заряд конденсатора через два последовательно включенных резистора Rt и R1. Напряжение на конденсаторе достигнет верхнего порога срабатывания за время Tи = (R1 + Rt)Сt ln2 0.693(R1 + Rt)Ct (4.43) При этом компаратор KH1 переключится, на входе R триггера установится низкий (активный) уровень, триггер переключится в состояние Q = 0 и ключ VTз откроется. Конденсатор будет разряжаться через резистор Rt до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет нижнего порога срабатывания тай­мера. Это произойдет за время t2 = Rt Сt ln2. (4.44) Затем все процессы будут повторяться. Частота выходного напряжения мульти­вибратора составит Временные диаграммы работы автоколебательного мультивибратора пред­ставлены на Рис. 4.19б. При подаче сигнала низкого уровня на вход «Вкл.» (вывод 4) генерацию можно остановить. Некоторым недостатком схемы на Рис. 4.19а является разность длительно­стей импульса и паузы, которая в данной схеме не может быть устранена. Дейст­вительно, коэффициент заполнения  этой схемы определяется соотношением Эта величина составит 0.5 только в случае, если R1 = 0. Это недопустимо, так как при­ведет к короткому замыканию источника при открытом ключе VT3. Рис. 4.20. Схема автоколебательного муль­тивибратора с независимой установкой длительности и частоты импульсов На Рис. 4.20 приведена схема, которая способна обеспечить генерацию импуль­сов с 0 <  < 1. Для этого параллельно резистору Rt включен диод VD1. Конденсатор Ct в такой схеме заряжается через резистор Rе и от­крытый диод VD1 а разряжается, как и в базовой схеме, через Rt. Чтобы уменьшить влияние диода VD1 на точность формирования временных интервалов, после­довательно с резистором Rt включен диод VD2, согласованный по параметрам с диодом VD1. При этом за счет падения напряжения на диодах временные интер­валы t1 и t2 будут несколько больше, чем у базовой схемы (Рис. 4.19а). Относительная длительность импульсов этой схемы определится соотноше­нием Мультивибратор, генерирующий импульсы с =0.5, можно построить и другим путем: используя выходные транзисторы таймера для заряда и разряда времязадающего конденсатора. 4.6.3. Типы интегральных таймеров Массовое применение таймеров в аппаратуре, разнообразие решаемых ими задач и, следовательно, многообразие требований, предъявляемых к их пара­метрам в зависимости от типа аппаратуры и выполняемых функций, обуслови­ло создание обширного семейства интегральных таймеров. Интегральные таймеры классифицируются по следующим признакам: • внутренняя схемотехника и технология — биполярные и КМОП; • число тактов мультивибратора на формируемом интервале времени — одно- тактные и многотактные. Рассмотренный выше таймер NE555 выполнен по биполярной технологии. Он потребляет от источника сравнительно большой ток (10 мА). Входные токи его также сравнительно велики (0.5 мкА). Последнее обстоятельство сущест­венно затрудняет построение таймеров, способных формировать большие за­держки времени. Ток заряда времязадающего конденсатора Iс зави­сит от номинала резистора Rt и напряжения питания Vs. Минимальная величи­на этого тока достигается в конце формируемого интервала времени и составляет Ic_min = (Vs/3Rt). (4.45) Для обеспечения высокой точности отсчета интервала времени следует обеспечивать Iс MIN > 50I1N, где IIN — входной ток таймера. Для таймера NE555 максимальная величина сопротивления резистора Rt при VS=15B составит 200 кОм. При емкости времязадающего конденсатора Ct= 1 мкФ максимальная длительность импульса согласно (4.42) не превысит 0.22 с. В конце 70-х годов фирма Intersil разработала ИМС ICM7555, представляю­щую собой КМОП-вариант таймера NE555. Этот таймер, сохранив почти пол­ностью функциональную схему и даже назначение выводов своего биполярного прототипа, потребляет от источника питания всего 0.12 мА (при Vs= 15B). Входные токи этой микросхемы не превышают 50 пА. Это дает возможность в условиях, рассмотренных выше для таймера NE555, получить максимальную длительность импульса 2200 с (~ 37 мин) при сопротивлении времязадающего резистора Rt = 2 ГОм. Недостатком КМ ОП-варианта является меньшая нагру­зочная способность. Многотактные таймеры применяются, если требуется обеспечить длительность им­пульса, измеряемую часами. В принципе большую длительность можно получить, ис­пользуя с однотактным таймером времязадающий конденсатор большой емкости (де­сятки или сотни мкФ). Однако конденсатор такой емкости с высококачественным ди­электриком занимает много места и дорого стоит. Блок-схема многотактного таймера приведена на Рис. 4.21. Многотактный таймер умножает посто­янную времени RtCt-цепи на коэффициент пересчета счетчика. Семейство многотактных таймеров делится на две группы. К первой группе относятся программируемые таймеры, в которых формируе­мый интервал времени задается программно, установкой соответствующих пе­ремычек на выводах счетчика, либо цифровым кодом от ЭВМ. Ко второй груп­пе относятся специализированные таймеры со встроенными счетчиками, у ко­торых однозначно задан коэффициент пересчета. Рис. 4.21. Блок-схема многотактного таймера В Табл. 4.1 приведены основные характеристики нескольких моделей ана­логовых таймеров. 4.7. Блокинг-генератор Генераторы коротких импульсов, у которых вершина имеет форму, близкую к колоколообразной, выпол­няют на основе блокинг-генераторов. Они представляют собой мультивибраторы, в которых положительная обратная связь введена через импульсный трансформатор. Блокинг-генератор представляет собой релаксационную схему с трансформаторной обратной связью, выполненную на одном активном элементе. По сравнению с мультивибраторами и одно вибраторами блокинг-генераторы позволяют получить большую скважность и меньшую длительность импуль­сов, а также осущест­вить трансформаторную связь с нагрузкой В транзисторных блокинг-генераторах транзистор может быть включен как по схеме ОБ, так и по схеме ОЭ, кроме того, использует­ся несколько вариантов включения времязадающего конденсатора, нагрузки и т. п. Мы подробно рассмотрим основную схему (рис. 4.22), поскольку полученные выводы действительны в общем и для других вариантов. Схема блокинг-генератора, работающего в режиме автоколеба­ний, показана на рис. 4.22. Пусть сначала на конденсаторе С на­пряжение имеет положительную полярность (показанную на рис. 4.22, а) и достаточно большое значение. Тогда транзистор нахо­дится в запертом состоянии и конденсатор разряжается через R и вторичную обмотку трансформатора. Индуктивностью последней можно пренебречь, так как скорость изменения тока на этом этапе невелика. Строго говоря, разряд происходит не только через R, но и через цепь базы. Когда напряжение на конденсаторе, стремящееся к отрицательному уровню - Еб, падает до нуля, транзистор отпирается и начинается второй этап переходного процесса. На этом этапе возрастающий коллекторный ток наводит на вторичной обмотке трансформатора э.д.с. отрицательной полярности, которая способствует форсиро­ванному отпиранию транзистора. Процесс развивается лавинообраз­но вплоть до насыщения транзистора, когда последний утрачи­вает усилительные свойства и положительная обратная связь нарушается. Коллекторное напряжение в течение второго этапа падает от величины -Ек практически до нуля. На третьем этапе происходит рассасывание накопленных в базе носитечей. При этом напряжение Uкэ остается близким к нулю, т. е. формируется вершина импульса. Через некоторое время заряд неосновных носите­лей в базе уменьшается до такой величины, при которой транзи­стор выходит из насыщения. После этого наступает этап запира­ния, в течение которого коллекторный ток лавинообразно падает до нуля, а коллекторное напряжение снова достигает значения —Ек. Затем получается выброс, обусловленный рассеянием магнитной энергии, накопленной в сердечнике трансформатора. По окончании выброса схема возвращается в ис­ходное состояние и рассмотренный цикл повторяется. То положительное напряжение на конденсаторе, которое мы предположи­ли в начале цикла, получается в про­цессе формирования вершины, когда че­рез конденсатор протекает большой ба­зовый ток. Фронты импульса обычно бывают короткими, и напряжение Uc за время фронта практически не меняется. Ждущий режим блокинг-генератора обеспечивается включением запирающего напряжения в цепь базы последовательно с резистором R (рис. 4.23). В этом случае до подачи отрицательного спускового импульса транзистор будет на­ходиться в запертом состоянии, а напряжение на конденсаторе будет равно напряжению смещения Ек. После подачи спускового импульса начнется описанный выше цикл, в конце которого вос­становится исходное состояние. Поскольку в ждущем режиме длительность паузы задается периодом спусковых импульсов, сопротивление R выбирают доста­точно малым, с тем чтобы разряд конденсатора заканчивался до при­хода очередного импульса. Сопротивление R должно быть значительно меньше сопротивления утечки транзистора (на практике – не более 50 кОм). В отсутствие смещения стабильность блокинг-генератора весьма низка, практически такая схема неработоспособна. Т.к. наличие второго напряжения неудобно, то на практике зачастую сопротивление подключают к шине источника питания. Интервал между импульсами определяется временем разряда конденсатора. В идеале можно считать Тп = RC ln (Uсм/Еб +1). Если за время импульса заряд конденсатора заканчивается, то можно считать Ucm = nбEк. Время фронат и спада импульсов определяются параметрами транзистора и трансформатора, а также сопротивлением нагрузки. Расчет этого времени весьма сложен. (Обычное время на практике – десятки нс для высокочастотных транзисторов). Время импульса находится в прямой зависимости от С и индуктивности коллекторной обмотки, а также от сопротивления нагрузки. Расчет также весьма трудоемок. Отрицательный выброс – весьма неприятная особенность блоктнг-генератора, как для последующих каскадов, так и для самого устройства (транзистор может быть пробит выбросом как коллекторного, так и базового напряжения) Uкб макс = - (Ек+Uкm)(1+nб) Uэб макс = - nб(Ек+Uкm) Например при выбросе 7,5 В (обычная цифра), напряжении питания 10 В и к-те трансформации 0,2 получим Uэб макс = -4 В, что превышает напряжение пробоя для многих транзисторов. Для защиты базы вводят диод в базовую цепь, либо шунтируют коллекторную обмотку диодом, или цепочкой диод-резистор. 4.8. Генераторы линейно изменяющихся напряжений Генераторы линейно изменяющихся напряжений (ГЛИН)л формируют напряжения пилообразной формы (см. рис. 4.24, а). Для создания линейной зависимости напряжения от времени чаще всего используют заряд (или разряд) конденсатора постоянным током. Простейшая схема ГЛИН приведена на рис. 4.24, а, временные диаграммы напряже­ний в схеме — на рис. 5.5,б. При разомкнутом ключе Кл конденсатор С заряжается от источника тока I и напряжение на нем нарастает: где t=0 — момент начала заряда. В момент t=t1 замыкается ключ Кл и конденсатор экспоненциально разряжается через ключ и резистор R который введен в схему для ограничения разрядного тока. После разряда конденсатора до напряжения Uс(0)=0 ключ Кл может быть разомкнут, тогда начнется вновь процесс формирования линейно нарастающего напряже­ния. Известны многочисленные варианты схемы рис. 4.24, а, отличающиеся способами построения источника тока I и ключевого элемента. Большими технико-экономическими преимуществами обладают схемы ГЛИН, построенные на ИМС. Среди них широкое распространение получили схе­мы на ОУ. В схеме интегратора, конден­сатор заряжается постоянным током, если на вход инте­гратора подано постоянное напряжение. При подаче на вход UBX*>0 напряжение на выходе умень­шается по линейному закону: При uвх=—UBx* выходное напряжение нарастает так­же по линейному закону: На рис, 4.25, а приведена схема ГЛИН с внешним уп­равлением (Uy — управляющее напряжение) и временные диаграммы напряжений. Схема состоит из компаратора и интегратора. Длительность tи входного положительного импульса Uy определяет длительность стадии спада выход­ного напряжения uГЛИн (рис. 4.25,6), длительность стадии нарастания UГлин равна паузе tп между импульсами Uy. При поступлении входного напряжения, амплитуда ко­торого Uym>E0, компаратор переходит в состояние положительного насыщения u'=UBblXmax. Открывается диод V1, и напряжение uГлин убывает по линейному закону; в (3.19) подставим R=R1. Крутизна напряжения uглин на интервале спада t1-t2: Sc = dUглин/dt = - Uвыхmax/R1 С. При прекращении импульса uy компаратор под воздей­ствием напряжения Eо на инвертирующем входе переходит в состояние отрицательного насыщения U' =- Uвыхmax. Открывается диод V2 и интегратор формирует линейно на­растающее напряжение, в (3.20) подставим R=R2. Кру­тизна нарастания uГЛИн на интервале t2—tз SН = dUглин/dt = Uвыхмах/R2 С. ГЛИН с внешним управлением имеет важную принци­пиальную особенность. Установившийся режим достигает­ся только в том случае, если равны UГЛИн на этапах нара­стания или спада, в противном случае среднее значение выходного напряжения начинает нарастать (или убывать), что в конечном счете приводит к насыщению ОУ интегратора. Условие устойчивой работы ГЛИН сводится к тре­бованию -tиSc = tnSн. Учитывая возможную нестабильность крутизны и дли­тельностей tи и tn, ориентироваться на выполнение последнего условияв схеме рис. 4.25,а нереально. В практических схе­мах максимальное и минимальное значения напряжения uглин ограничиваются. В схеме рис. 4.25, а для ограничения uглин введены стабилитроны V3 и V4. Напряжение между входами ОУ интегратора u0. При 0