Физические основы электроники

ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОНИКИ Конспект лекций Челябинск , 2020 ОГЛАВЛЕНИЕ Введение 6 1 Физические основы работы полупроводниковых приборов 8 1.1 Энергетические уровни и зоны 8 1.2 Проводники, полупроводники и диэлектрики 9 1.3 Собственная электропроводность полупроводников 11 1.4 Распределение электронов по энергетическим уровням 14 1.5 Примесная электропроводность полупроводников 15 1.5.1 Донорные примеси 15 1.5.2 Акцепторные примеси 17 1.6 Процессы переноса зарядов в полупроводниках 18 1.6.1 Дрейф носителей заряда 19 1.6.2 Диффузия носителей заряда 20 1.7 Электрические переходы 21 1.7.1 Электронно-дырочный переход 22 1.7.2 Вентильное свойство p-n-перехода 25 1.7.3 Вольт-амперная характеристика р-n-перехода 29 1.7.4 Виды пробоев p-n-перехода 32 1.7.5 Ёмкость p-n-перехода 35 1.7.6 Контакт «металл – полупроводник» 37 1.7.7 Контакт между полупроводниками одного типа проводимости 39 1.7.8 Гетеропереходы 40 1.7.9 Свойства омических переходов. 42 Контрольные вопросы 44 2 Полупроводниковые диоды 45 2.1 Общие сведения о диодах 45 2.2 Выпрямительные диоды 47 2.3 Импульсные диоды 57 2.4 Туннельные диоды 59 2.5 Обращенный диод 62 2.6 Диоды Шоттки 64 2.7 Варикапы 64 2.8 Стабилитроны 65 2.9 Стабисторы 68 2.10 Применение полупроводниковых диодов 69 2.10.1 Однофазная однополупериодная схема выпрямления 70 2.10.2 Двухполупериодная схема выпрямления со средней точкой 75 2.10.3 Однофазная мостовая схема 76 2.10.4 Параметрический стабилизатор напряжения 78 Контрольные вопросы 80 3 Биполярные транзисторы 81 3.1 Структура и основные режимы работы 81 3.2 Физические процессы в биполярном транзисторе 84 3.3 Схемы включения транзистора 88 3.3.1 Схема с общей базой 88 3.3.2 Схема с общим эмиттером 89 3.3.3 Схема с общим коллектором 91 3.4 Статические характеристики биполярного транзистора 94 3.4.1 Статические характеристики для схемы с общей базой 95 3.4.2 Статические характеристики для схемы с общим эмиттером 97 3.5 Эквивалентные схемы транзистора 101 3.6 Транзистор как линейный четырехполюсник 102 3.7 Режимы работы транзистора 108 3.8 Предельные режимы работы транзистора 111 3.9 Расчѐт рабочего режима транзистора 112 3.10 Динамические характеристики транзистора 114 3.11 Режимы работы усилительных каскадов 117 3.11.1 Режим класса А 118 3.11.2 Режим класса В 118 3.11.3 Режим класса АВ 120 3.11.4 Режим класса С 122 3.11.5 Режим класса D 122 3.12 Влияние температуры на работу усилительных каскадов 127 3.12.1 Схема эмиттерной стабилизации 128 3.12.2 Схема коллекторной стабилизации 129 3.13 Составной транзистор 131 3.14 Усилители постоянного тока 133 3.14.1 Дифференциальные усилители 134 3.14.2 Операционный усилитель 135 3.14.3 Схемотехника операционных усилителей 137 3.14.4 Основные схемы на операционных усилителях 138 Контрольные вопросы 143 4 Полевые транзисторы 144 4.1 Полевой транзистор с управляющим p-n-переходом 144 4.2 Схемы включения полевых транзисторов 147 4.3 Статические характеристики полевых транзисторов 147 4.4 Основные параметры полевых транзисторов 149 4.5 Полевые транзисторы с изолированным затвором 150 4.5.1 Полевой транзистор с изолированным затвором со встроенным ка- налом 151 4.5.2 Транзистор с индуцированным (инверсионным) каналом 153 4.5.3 Сравнение МДП- и биполярного транзистора 155 4.6 Комбинированные транзисторы 157 Контрольные вопросы 161 5 Тиристоры 162 5.1 Динисторы 162 5.2 Триодные тиристоры 165 5.2.1 Способы запирания тиристоров 169 5.2.2 Запираемые тиристоры 170 5.3 Симметричные тиристоры 175 5.4 Основные параметры тиристоров 173 5.5 Применение тиристоров 174 5.5.1 Управляемые выпрямители 175 5.5.2 Регуляторы переменного напряжения 176 Контрольные вопросы 179 6 Оптоэлектронные полупроводниковые приборы 180 6.1 Фотоэлектрические приборы на основе внешнего фотоэффекта 181 6.1.1 Фотоэлементы 182 6.1.2 Фотоэлектронные умножители 184 6.2 Фотоэлектрические приборы на основе внутреннего фотоэффекта 186 6.2.1 Фоторезисторы 186 6.2.2 Фотодиоды 189 6.2.3 Фототранзисторы 194 6.2.4 Фототиристоры 196 6.3 Светодиоды 197 6.4 Оптоэлектронные устройства 205 Контрольные вопросы 207 Приложение. Классификация и обозначения полупроводниковых приборов 208 1 Условные обозначения и классификация отечественных полупроводнико- вых приборов 208 2 Условные обозначения и классификация зарубежных полупроводниковых приборов 212 3 Условные графические обозначения полупроводниковых приборов 218 4 Условные буквенные обозначения полупроводниковых приборов в элект- рических схемах 222 Список литературы 223 ВВЕДЕНИЕ Электроника представляет собой обширную область техники, базирующуюся на изучении физических явлений в полупроводниках, диэлектриках, вакууме, газе, плазме и т. д., для создания на их основе разнообразных изделий с электронными компонентами. Электроника прочно вошла в самые различные сферы нашей деятельности; область применения различных электронных устройств огромна – от наручных электронных часов до телевизора и радиоприемника; от электронного зажигания в автомобилях до сложнейших автоматических технологических линий; от бытовых нагревательных приборов (микро-волновые печи) до сверхмощных компьютеров. С помощью специальных электронных устройств можно придать электродвигателям любые желаемые характеристики, обеспечить наиболее благоприятное протекание переходных процессов, преобразовать электрическую энергию из одного вида в другой и решать целый ряд таких задач, которые другими способами либо вообще не решаются, либо решаются со значительными затратами. История развития электроники восходит к концу XIX – началу XX века. Первоначально она развивалась для удовлетворения потребностей, бурно развивающихся, средств связи для генерирования, усиления и преобразования электрических сигналов. Однако подлинный расцвет электроники начался после изобретения в 1948 году полупроводникового прибора – транзистора, технические характеристики которого значительно превосходили характеристики электронных ламп, применявшихся в электронных устройствах первого поколения. Так, транзисторы имеют значительно более высокие массогабаритные показатели, практически неограниченный срок службы, высокую механическую прочность, экономичность и ряд других достоинств. Следующий этап повышения технического уровня элементной базы, а также, завершенных изделий электронной аппаратуры обусловлен переходом на интегральные микросхемы, что определило дальнейшее развитие и совершенствование технологических способов и процессов, общих для всех полупроводниковых приборов. Интегральная технология оказала глубокое влияние на все этапы разработки, изготовления и эксплуатации электронной аппаратуры. Электроника стала основой электронно-вычислительных машин, проникла в автоматические системы и устройства. В электронике больших мощностей революционным моментом стало появление мощных полупроводниковых приборов: тиристоров, силовых диодов транзисторов. На их основе стали разрабатываться разнообразные преобразовательные устройства для электромеханических систем и электроэнергетики. Развитие электроники бурными темпами продолжается и в настоящее время, что является мощным стимулом для прогресса во многих областях науки и техники. Данное учебное пособие предназначено для подготовки бакалавров по направлению 140400.62 Электроэнергетика и электротехника. Это и предопределило круг рассматриваемых вопросов, и объемы времени, отводимого на их рассмотрение. Во-первых, приоритет отдан рассмотрению полупроводниковых приборов. Во-вторых, особое внимание уделено особенностям и режимам работы силовых приборов, применяемых в устройствах преобразовательной техники, силовой электроники, входящих в состав современных электротехнических и электроэнергетических систем. 1 ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ РАБОТЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ Современные электронные устройства, для того, чтобы отвечать требованиям миниатюризации и микроминиатюризации, строятся, в основном, на полупроводниковых приборах. Характерными особенностями полупроводников является резко выраженная зависимость удельной электропроводности от температуры, от количества и природы вводимых примесей, а также ее изменение под влиянием электрического поля, света, ионизирующего излучения и других факторов. 1.1 Энергетические уровни и зоны В соответствии с квантовой теорией энергия электрона, вращающегося по своей орбите вокруг ядра, не может принимать произвольных значений. Электрон может иметь только вполне определенные дискретные или квантованные значения энергии и дискретные значения орбитальной скорости. Поэтому электрон может двигаться вокруг ядра только по определенным (разрешенным) орбитам (рисунок 1.1). Рисунок 1.1 – Разрешение орбиты электронов в атоме водорода Каждой орбите соответствует строго определенная энергия электрона, или энергетический уровень. Энергетические уровни отделены друг от друга запрещенными интервалами (рисунок 1.2). Согласно принципу Паули на одном энергетическом уровне не может находиться более двух электронов, причем спины этих электронов должны быть противоположны. В невозбужденном состоянии электроны в атоме находятся на ближайших к ядру орбитах и в таком состоянии находятся до тех пор, пока какое-либо внешнее воздействие не сообщит атому добавочную энергию. При поглощении энергии атомом какой- либо электрон может перейти на один из более высоких свободных уровней, либо вовсе может покинуть атом, став свободным носителем электрического заряда, а атом при этом превращается из нейтрального в положительно заряженный ион. Рисунок 1.2 – Энергетические уровни атома водорода 1.2 Проводники, полупроводники и диэлектрики В твердых телах атомы вещества могут образовывать так называемую кристаллическую решетку, когда соседние атомы удерживаются межатомными силами на определенном расстоянии друг от друга в точках равновесия этих сил, называемых узлами кристаллической решетки. Под действием тепла ато- мы, не имея возможности перемещаться, совершают колебательные движения относительно положения равновесия. Рисунок 1.3 – Расщепление энергетических уровней электронов в твердых телах В отличие от газа соседние атомы в твердых телах так близко находятся друг к другу, что их внешние электронные оболочки соприкасаются или, даже, перекрываются. В результате этого в твердых телах происходит расщепление энергетических уровней электронов на большое количество, почти сливающихся, подуровней (рисунок 1.3), образующих энергетические зоны. Разрешенная зона, в которой при температуре абсолютного нуля все энергетические зоны заняты электронами, называется валентной. Рисунок 1.4 – Зонный энергетических диаграммы различных твердых тел: а – проводник, б – полупроводник, в – диалектик Ширина запрещенной зоны является основным параметром, характеризующим свойства твердого тела (рисунок 1.4). Вещества, у которых ширина запрещенной энергетической зоны 0,01  W  3 эВ, относятся к полупровод- никам, а при W  3 эВ – к диэлектрикам. У металлов (проводников) запре- щенная зона отсутствует. В полупроводниковой электронике широкое приме- нение получили германий Ge W  0,67 эВ и кремний Si W  1,12 эВ – элементы 4-й группы периодической системы элементов Менделеева, а также арсенид галлия GaAs W  1,43 эВ. Всего лишь около 10 лет назад в качестве доступного материала для по- лупроводниковых приборов стал рассматриваться карбид кремния SiC, что ста- ло возможным благодаря развитию технологии выращивания кристаллов тре- буемого размера в необходимых количествах. Ширина запрещенной зоны у карбида кремния W  2,43,4 эВ для разных политипов. Подобно тому, как в отдельном атоме электроны могут переходить с од- ного энергетического уровня на другой свободный уровень, электроны в твер- дом теле могут совершать переходы внутри разрешенной зоны при наличии в ней свободных уровней, а также, переходить из одной разрешенной зоны в дру- гую. Плотность уровней в разрешенных зонах очень велика, поэтому для пере- мещения электрона с одного уровня на другой, внутри разрешенной зоны, тре- буется очень малая энергия, порядка 10-8…10-4 эВ. Последнее может быть след- ствием тепловых колебаний атомов; ускорений электронов, даже под действием слабых внешних электрических полей; попадания в атом кванта световой энер- гии фотона, а также, ряда других видов внешних воздействий. Для перехода электрона из низшей энергетической зоны в высшую требуется затратить энергию, равную ширине запрещенной зоны. При ширине запрещенной зоны в несколько электрон-вольт внешнее электрическое поле практически не может перевести электрон из валентной зоны в зону проводи- мости, так как энергия, приобретаемая электроном, движущимся ускоренно на длине свободного пробега, недостаточна для преодоления запрещенной зоны. Длиной свободного пробега является расстояние, проходимое электроном меж- ду двумя соударениями с атомами кристаллической решетки. Таким образом, способность твердого тела проводить ток под действием электрического поля зависит от структуры энергетических зон и степени их заполнения электронами. Необходимым условием возникновения электрической проводимости в твердом теле является наличие в разрешенной зоне свободных или не полностью занятых энергетических уровней. Так, в металлах зона проводимости частично заполнена и под действием температуры электроны могут переходить из полностью заполненных зон в зону проводимости. Однако их концентрация всегда мала по сравнению с концентрацией валентных электронов. Поэтому концентрация электронов в металлах практически не зависит от температуры и зависимость электропроводности металлов от температуры обусловлена только подвижностью электронов, которая уменьшается с увеличением температуры из-за увеличения амплитуды колебания атомов в кристаллической решетке, что влечет за собой уменьшение длины свободного пробега электрона. У диэлектриков и полупроводников, в отличие от металлов, нет частично заполненных зон. При температуре абсолютного нуля валентная зона полностью заполнена, а зона проводимости совершенно пуста, поэтому эти вещества проводить ток не могут. Однако если этому веществу сообщить достаточное количество энергии, то электроны, приобретая дополнительное количество энергии, могут преодолеть ширину запрещенной зоны и перейти в зону проводимости. В этом случае вещество приобретает некоторую электропроводность, которая возрастает с ростом температуры. 1.3 Собственная электропроводность полупроводников Рассмотрим строение полупроводникового материала, получившего наиболее широкое распространение в современной электронике, – кремния (Si). Так как у элементов IV группы на наружной электронной оболочке располага- ются по четыре валентных электрона, то в идеальном кристалле полупроводни- ка все ковалентные связи заполнены, и все электроны прочно связаны со свои- ми атомами (рисунок 1.5). При температуре абсолютного нуля T  0 K  все энергетические состоя- ния внутренних зон и валентная зона занята электронами полностью, а зона проводимости совершенно пуста. Поэтому в этих условиях кристалл полупро- водника является практически диэлектриком. Рисунок 1.5 – Структура связей атома кремния в кристаллической решетке При температуре T  0 K в результате увеличения амплитуды тепловых колебаний атомов в узлах кристаллической решетки дополнительной энергии, поглощенной каким-либо электроном, может оказаться достаточно для разрыва ковалентной связи и перехода в зону проводимости, где электрон становится свободным носителем электрического заряда (рисунок 1.6). Рисунок 1.6 – Генерация пары носителей заряда «электрон-дырка» Электроны хаотически движутся внутри кристаллической решетки и представляют собой, так называемый электронный газ. Электроны при своем движении сталкиваются с колеблющимися в узлах кристаллической решетки атомами, а в промежутках между столкновениями они движутся прямолинейно и равномерно. Одновременно с этим у того атома полупроводника, от которого отделил- ся электрон, возникает незаполненный энергетический уровень в валентной зо- не, называемый дыркой. Дырка представляет собой единичный положительный электрический заряд и может перемещаться по всему объему полупроводника под действием электрических полей, по законам диффузии в результате разно- сти концентраций носителей заряда в различных зонах полупроводника, а так- же участвовать в тепловом движении. Таким образом, в идеальном кристалле полупроводника при нагревании могут образовываться пары носителей электрических зарядов «электрон – дыр- ка», которые обуславливают появление собственной электрической проводимо- сти полупроводника. Процесс образования пары «электрон – дырка» называют генерацией сво- бодных носителей заряда. После своего образования пара «электрон – дырка» существует в течение некоторого времени, называемого временем жизни носи- телей электрического заряда. В течение этого промежутка времени носители участвуют в тепловом движении, взаимодействуют с электрическими и магнитными полями как еди- ничные электрические заряды, перемещаются под действием градиента концен- трации, а затем рекомбинируют, т. е. электрон восстанавливает ковалентную связь. При рекомбинации электрона и дырки происходит высвобождение энер- гии. В зависимости от того, как расходуется эта энергия, рекомбинацию можно разделить на два вида: излучательную и безызлучательную. Излучательной является рекомбинация, при которой энергия, освобож- дающаяся при переходе электрона на более низкий энергетический уровень, из- лучается в виде кванта света – фотона. При безызлучательной рекомбинации избыточная энергия передается кристаллической решетке полупроводника, т. е. избыточная энергия идет на образование фононов – квантов тепловой энергии. Следует отметить, что генерация пар носителей «электрон – дырка» и по- явление собственной электропроводности полупроводника может происходить не только под действием тепловой энергии, но и при любом другом способе энергетического воздействия на полупроводник – квантами лучистой энергии, ионизирующим излучением и т. д. 1.4 Распределение электронов по энергетическим уровням При неизменном температурном состоянии полупроводника распределе- ние электронов по энергетическим уровням подчиняется квантовой статистике Ферми-Дирака. С еѐ помощью можно определить концентрацию электронов в зоне проводимости, дырок в валентной зоне и определить зависимость удель- ной электропроводности полупроводника от температуры, наличия примесей и других факторов. Вероятность заполнения электроном энергетического уровня W при тем- пературе T определяется функцией распределения Ферми: f W   1 W WF (1.1) 1  e kT где T – температура в градусах Кельвина; k – постоянная Больцмана 1,381023 Дж; WF – энергия уровня Ферми (средний энергетический уровень, вероят- ность заполнения которого равна 0,5 при T  0 K ). Соответственно функция 1  f W  определяет вероятность того, что квантовое состояние с энергией E свободно от электрона, т. е. занято дыркой f W   1  f W   1 WF W (1.2) 1  e kT T  0 Вид этих функций представлен на рисунке 1.7. При температуре K функция распределения Ферми имеет ступенчатый характер. Это озна- чает, что при T  0 K все энергетические уровни, находящиеся выше уровня Ферми, свободны. Рисунок 1.7 – Распределение электронов по энергетическим уровням для чистого полупроводника При T  0 K увеличивается вероятность заполнения электроном энерге- тического уровня, расположенного выше уровня Ферми. Поэтому ступенчатый характер функции распределения сменяется на более плавный в сравнительно узкой области энергий, близких к WF . 1.5 Примесная электропроводность полупроводников Электропроводность полупроводника может обуславливаться не только генерацией пар носителей «электрон – дырка» вследствие какого-либо энерге- тического воздействия, но и введением в структуру полупроводника опреде- ленных примесей. Примеси могут быть донорного и акцепторного типа. Такую же роль, как примеси, могут играть различные дефекты кристаллической решетки: пустые узлы, дислокации или сдвиги, возникающие при пластической деформации кристалла и т. д. 1.5.1 Донорные примеси Донор – это примесный атом или дефект кристаллической решетки, соз- дающий в запрещенной зоне энергетический уровень, занятый в невозбужден- ном состоянии электроном и способный в возбужденном состоянии отдать электрон в зону проводимости. Рисунок 1.8 – Структура полупроводника с донорными примесями Рассмотрим монокристалл полупроводника, например кремния, в кри- сталлическую решетку которого введено некоторое количество атомов примеси (рисунок 1.8), например сурьмы (Sb), находящейся в V группе периодической системы элементов Менделеева. Атом примеси располагается в узле кристал- лической решетки, а его валентные электроны устанавливают прочные кова- лентные связи с соседними атомами полупроводника. Но поскольку у атома сурьмы на наружной электронной оболочке находятся пять валентных электро- нов, то четыре из них устанавливают ковалентные связи с четырьмя соседними атомами кремния, подобно существующим связям в основных атомах кристал- лической решетки. А пятый валентный электрон такой связи установить не мо- жет, так как в атомах кремния все свободные связи (уровни) уже заполнены. Поэтому связь с ядром этого пятого электрона атома примеси слабее по сравне- нию с другими электронами. Под действием теплового колебания атомов кристаллической решетки связь этого электрона с атомом легко разрушается, и он переходит в зону про- водимости, становясь при этом свободным носителем электрического заряда (рисунок 1.9, а). Атом примеси, потеряв один электрон, становится положительно заря- женным ионом с единичным положительным зарядом. Но он остается в узле кристаллической решетки, и в отличие от «дырки», тоже имеющей единичный положительный заряд, он не может перемещаться внутри кристалла, так как связан с соседними атомами полупроводника межатомными связями, и может лишь совершать колебательные движения около положения равновесия в узле кристаллической решетки. При этом электрическая нейтральность кристалла полупроводника не нарушается, так как заряд каждого электрона, перешедшего в зону проводимости, уравновешивается положительно заряженным ионом примеси. Таким образом, полупроводник приобретает свойство примесной электропроводности, обусловленной наличием свободных электронов в зоне проводимости. Этот вид электропроводности называется электронной и обо- значается буквой n (негативная, отрицательная проводимость), а полупровод- ники с таким типом проводимости называются полупроводниками n-типа. Рисунок 1.9 – Зонная диаграмма (а) и распределение электронов по энергетическим уровням (б) полупроводника с донорными примесями В отличие от идеальных, чистых полупроводников диаграмма распреде- ления электронов по энергетическим уровням в полупроводниках n-типа изме- няется (рисунок 1.9, б). Уровень Ферми WF в этом случае будет смещаться вверх, к границе зоны проводимости WП , так как малейшее приращение энер- гии электрона приводит к его переходу в зону проводимости. 1.5.2 Акцепторные примеси Акцептор – это примесный атом или дефект кристаллической решетки, создающий в запрещенной зоне энергетический уровень, свободный от элек- трона в невозбужденном состоянии и способный захватить электрон из валент- ной зоны в возбужденном состоянии. Если в кристаллическую решетку полупроводника кремния ввести атомы примеси, например индия (In), принадлежащего к III группе периодической системы элементов Менделеева, и, следовательно, имеющего на наружной электронной оболочке три валентных электрона, то эти три валентных электро- на устанавливают прочные ковалентные связи с тремя соседними атомами кремния из четырех (рисунок 1.10). Рисунок 1.10 – Структура полупроводника с акцепторными примесями. Одна из связей остается не заполненной из-за отсутствия необходимого электрона у атома примеси. Поэтому заполнение этой свободной связи может произойти за счет электрона, перешедшего к атому примеси от соседнего атома основного полупроводника при нарушении какой-либо связи. При этом атом примеси, приобретая лишний электрон, становится отрицательно заряженным ионом, а дырка, образовавшаяся в атоме основного полупроводника, имея еди- ничный положительный заряд, может перемещаться от одного атома полупро- водника к другому внутри кристалла, участвуя в тепловом движении; взаимо- действуя с электрическими и магнитными полями, а также под действием гра- диента концентрации. Такой тип проводимости называется дырочным и обо- значается буквой p (позитивный, положительный тип проводимости), а полу- проводник называется полупроводником р-типа. Следует отметить, что отрицательно заряженные ионы акцепторной при- меси в полупроводнике р-типа не могут перемещаться внутри кристалла, так как находятся в узлах кристаллической решетки и связаны межатомными свя- зями с соседними атомами полупроводника. В целом полупроводниковый кри- сталл остается электрически нейтральным, так как количеству образовавшихся дырок строго соответствует количество отрицательно заряженных ионов при- меси. Для полупроводника р-типа диаграмма распределения электронов по электрическим уровням будет иметь вид, представленный на рисунке 1.11, а. Рисунок 1.11 – Зонная диаграмма (а) и распространение электронов по энергетическим уровням (б) полупроводника с акцепторными примесями. Вероятность захвата электрона и перехода его в валентную зону возрас- тает в полупроводниках p-типа, поэтому уровень Ферми WF вниз, к границе валентной зоны (рисунок 1.11, б). здесь смещается Следует отметить, что при очень больших концентрациях примесей в по- лупроводниках уровень Ферми может даже выходить за пределы запрещенной зоны либо в зону проводимости (в полупроводниках n-типа) либо в зону ва- лентную (в полупроводниках p-типа). Такие полупроводники называются вы- рожденными. 1.6 Процессы переноса зарядов в полупроводниках В полупроводниках процесс переноса зарядов может наблюдаться при наличии электронов в зоне проводимости и при неполном заполнении электро- нами валентной зоны. При выполнении данных условий и при отсутствии гра- диента температуры перенос носителей зарядов возможен либо под действием электрического поля, либо под действием градиента концентрации носителей заряда. 1.6.1 Дрейф носителей заряда Дрейфом называют направленное движение носителей заряда под дейст- вием электрического поля. Электроны, получая ускорение в электрическом поле, приобретают на средней длине свободного пробега добавочную составляющую скорости, кото- рая называется дрейфовой скоростью  , к своей средней скорости движения. Дрейфовая скорость электронов мала по сравнению со средней скоростью их теплового движения в обычных условиях. Плотность дрейфового тока: Jn др  q  Nn  n др , (1.3) где N – концентрация электронов в 1 см3; q – заряд электрона. Дрейфовая скорость, приобретаемая электроном в поле единичной на- пряженности E  1 В , называется подвижностью: см    n др . (1.4) E Поэтому плотность дрейфового тока электронов Jn др  q  Nn    Е . (1.5) Составляющая электрического тока под действием внешнего электриче- ского поля называется дрейфовым током. Полная плотность дрейфового тока при наличии свободных электронов и дырок равна сумме электронной и ды- рочной составляющих: J  J  J  q  Е  N    N   , (1.6) где Е – напряженность приложенного электрического поля; Np – концентрация дырок. Удельная электрическая проводимость  равна отношению плотности дрейфового тока к величине напряженности электрического поля Е , вызвав- шего этот ток:   Jдр , (1.7) E то есть электропроводность твердого тела зависит от концентрации носителей электрического заряда n и от их подвижности  . 1.6.2 Диффузия носителей заряда При неравномерном распределении концентрации носителей заряда в объеме полупроводника и отсутствии градиента температуры происходит диф- фузия – движение носителей заряда из-за градиента концентрации, т. е. проис- ходит выравнивание концентрации носителей заряда по объему полупроводни- ка. Из курса физики известно, что плотность потока частиц при диффузии (число частиц, пересекающих в единицу времени единичную площадку, пер- пендикулярную направлению градиента концентрации) пропорциональна гра- диенту концентрации этих частиц: Фm  Dm  grad m, (1.8) где Dm – коэффициент диффузии, равный абсолютному значению отношения плотности потока частиц к градиенту их концентрации. Знаки правой и левой части в выражении (1.8) различны, т. к. вектор гра- диента концентрации направлен в сторону возрастания аргумента, а частицы диффундируют туда, где их меньше, т. е. против градиента концентрации. Поскольку любое направленное движение одноименно заряженных час- тиц есть электрический ток, то плотность электронной составляющей диффузи- онного тока может быть получена путем умножения правой части выраже- ния (1.8) на заряд электрона. Электроны диффундируют против вектора гради- ента концентрации и имеют отрицательный заряд. Вследствие этого направле- ние вектора плотности диффузионного тока электронов должно совпадать с на- правлением вектора градиента концентрации электронов: Jn диф  q  Dn  dn , (1.9) dx где Dn – коэффициент диффузии электронов, dn – градиент концентрации электронов. dx Заряд дырок положителен, вследствие этого направление вектора плотно- сти диффузионного тока дырок должно совпадать с направлением их диффу- зии, т. е. противоположно направлению вектора градиента концентрации ды- рок. Следовательно, в правой части должен сохраниться знак минус: J p диф  q  Dp  dp , (1.10) dx где Dp – коэффициент диффузии дырок, dp – градиент концентрации дырок. dx Полная плотность диффузионного тока, обусловленная направленным перемещением носителей электрического заряда из мест с большей концентра- цией в места, где их концентрация меньше, определяется как J  q   D  dn  D  dp  . (1.11) диф  n dx p dx  Одновременно с процессом диффузии носителей заряда происходит про- цесс их рекомбинации. Поэтому избыточная концентрация уменьшается в на- правлении от места источника этой избыточной концентрации. Расстояние, на котором при одномерной диффузии в полупроводнике без электрического поля в нем избыточная концентрация носителей заряда умень- шается в результате рекомбинации в e раз, называется диффузионной длиной L. Иначе, это расстояние, на которое диффундирует носитель за время жизни. Диффузионная длина L связана со временем жизни носителей соотно- шениями Ln  Dn  n ; Lp  , (1.12) где  n и  p – время жизни электронов и дырок, соответственно. 1.7 Электрические переходы Электрическим переходом в полупроводнике называется граничный слой между двумя областями, физические характеристики которых имеют сущест- венные физические различия. Различают следующие виды электрических переходов: • электронно-дырочный, или p-n-переход – переход между двумя областя- ми полупроводника, имеющими разный тип электропроводности; • переходы между двумя областями, если одна из них является металлом, а другая полупроводником p- или n-типа (переход металл – полупроводник); • переходы между двумя областями с одним типом электропроводности, отличающиеся значением концентрации примесей; • переходы между двумя полупроводниковыми материалами с различной шириной запрещенной зоны (гетеропереходы). 1.7.1 Электронно-дырочный переход Работа целого ряда полупроводниковых приборов (диодов, транзисторов, тиристоров и др.) основана на явлениях, возникающих в контакте между полу- проводниками с разными типами проводимости. Граница между двумя областями монокристалла полупроводника, одна из которых имеет электропроводность типа p, а другая – типа n называется элек- тронно-дырочным переходом. Концентрации основных носителей заряда в об- ластях p и n могут быть равными или существенно отличаться. р-n-переход, у которого концентрации дырок и электронов практически равны Np  Nn , называют симметричным. Если концентрации основных носи- телей заряда различны N  Nр или Np  Nn  и отличаются в 100…1000 раз, то такие переходы называют несимметричными. Несимметричные p-n-переходы используются шире, чем симметричные, поэтому в дальнейшем будем рассматривать только их. Рисунок 1.12 – Начальный момент образования p-n-перехода Рассмотрим монокристалл полупроводника (рисунок 1.12), в котором, с одной стороны, введена акцепторная примесь, обусловившая возникновение здесь электропроводности типа p, а с другой стороны, введена донорная при- месь, благодаря которой там возникла электропроводность типа n. Каждому подвижному положительному носителю заряда в области p (дырке) соответст- вует отрицательно заряженный ион акцепторной примеси, но неподвижный, находящийся в узле кристаллической решетки, а в области n каждому свобод- ному электрону соответствует положительно заряженный ион донорной приме- си, в результате чего весь монокристалл остается электрически нейтральным. Свободные носители электрических зарядов под действием градиента концентрации начинают перемещаться из мест с большой концентрацией в места с меньшей концентрацией. Так, дырки будут диффундировать из облас- ти p в область n, а электроны, наоборот, из области n в область p. Это направ- ленное навстречу друг другу перемещение электрических зарядов образует диффузионный ток p-n-перехода. Но как только дырка из области p перейдет в область n, она оказывается в окружении электронов, являющихся основными носителями электрических зарядов в области n. Поэтому велика вероятность того, что какой-либо электрон заполнит свободный уровень и произойдет явле- ние рекомбинации, в результате которой не будет ни дырки, ни электрона, а ос- танется электрически нейтральный атом полупроводника. Но если раньше по- ложительный электрический заряд каждой дырки компенсировался отрица- тельным зарядом иона акцепторной примеси в области p, а заряд электрона – положительным зарядом иона донорной примеси в области n, то после реком- бинации дырки и электрона электрические заряды неподвижных ионов приме- сей, породивших эту дырку и электрон, остались не скомпенсированными. И, в первую очередь, не скомпенсированные заряды ионов примесей проявляют се- бя вблизи границы раздела (рисунок 1.13), где образуется слой пространствен- ных зарядов, разделенных узким промежутком  . Между этими зарядами воз- никает электрическое поле с напряжѐнностью E, которое называют полем по- тенциального барьера, а разность потенциалов на границе раздела двух зон, обуславливающих это поле, называют контактной разностью потенциалов к . Это электрическое поле начинает действовать на подвижные носители электрических зарядов. Так, дырки в области p – основные носители, попадая в зону действия этого поля, испытывают со стороны него тормозящее, отталки- вающее действие и, перемещаясь вдоль силовых линий этого поля, будут вы- толкнуты вглубь области p. Аналогично, электроны из области n, попадая в зо- ну действия поля потенциального барьера, будут вытолкнуты им вглубь облас- ти n. Таким образом, в узкой области  , где действует поле потенциального барьера, образуется слой, где практически отсутствуют свободные носители электрических зарядов и вследствие этого обладающий высоким сопротивлени- ем. Это так называемый запирающий слой. Рисунок 1.13 – р-n-переход при отсутствии внешнего напряжения Если же в области p вблизи границы раздела каким-либо образом окажет- ся свободный электрон, являющийся неосновным носителем для этой области, то он со стороны электрического поля потенциального барьера будет испыты- вать ускоряющее воздействие, вследствие чего этот электрон будет переброшен через границу раздела в область n, где он будет являться основным носителем. Аналогично, если в области n появится неосновной носитель – дырка, то под действием поля потенциального барьера она будет переброшена в область p, где она будет уже основным носителем. Движение неосновных носителей через p-n-переход под действием электрического поля потенциального барьера обу- словливает составляющую дрейфового тока. При отсутствии внешнего электрического поля устанавливается динами- ческое равновесие между потоками основных и неосновных носителей элек- трических зарядов, т. е. между диффузионной и дрейфовой составляющими то- ка p-n-перехода, потому что эти составляющие направлены навстречу друг дру- гу. Потенциальная диаграмма p-n-перехода изображена на рисунке 1.13, при- чем за нулевой потенциал принят потенциал на границе раздела областей. Кон- тактная разность потенциалов образует на границе раздела потенциальный барьер с высотой к . На диаграмме изображен потенциальный барьер для электронов, стремящихся за счет диффузии перемещаться справа налево (из об- ласти n в область p). Если отложить вверх положительный потенциал, то можно получить изображение потенциального барьера для дырок, диффундирующих слева направо (из области p в область n). При отсутствии внешнего электрического поля и при условии динамиче- ского равновесия в кристалле полупроводника устанавливается единый уровень Ферми для обеих областей проводимости. Рисунок 1.14 – Зонная диаграмма p-n-перехода, иллюстрирующая баланс токов в равновесном состоянии Однако поскольку в полупроводниках p-типа уровень Ферми смещается к потолку валентной зоны Wвр , а в полупроводниках n-типа – ко дну зоны прово- димости WП п , то на ширине p-n-перехода диаграмма энергетических зон (ри- сунок 1.14) искривляется и образуется потенциальный барьер: к  W , (1.13) q где W – энергетический барьер, который необходимо преодолеть электрону в области n, чтобы он мог перейти в область p, или аналогично для дырки в об- ласти p, чтобы она могла перейти в область n. Высота потенциального барьера зависит от концентрации примесей, так как при ее изменении изменяется уровень Ферми, смещаясь от середины за- прещенной зоны к верхней или нижней ее границе. 1.7.2 Вентильное свойство p-n-перехода р-n-переход, обладает свойством изменять свое электрическое сопротив- ление в зависимости от направления, протекающего через него тока. Это свой- ство называется вентильным, а прибор, обладающий таким свойством, называ- ется электрическим вентилем. Рассмотрим p-n-переход, к которому подключен внешний источник на- пряжения Uвн с полярностью, указанной на рисунке 1.15, «+» к области p-типа, «–» – к области n-типа. Такое подключение называют прямым включе- нием p-n-перехода (или прямым смещением p-n-перехода). Тогда напряжен- ность электрического поля внешнего источника Eвн будет направлена навстре- чу напряженности поля потенциального барьера E и, следовательно, приведет к снижению результирующей напряженности Eрез : Eрез  Е  Евн . (1.14) Рисунок 1.15 – Прямое смещение p-n-перехода Это приведет, в свою очередь, к снижению высоты потенциального барьера и увеличению количества основных носителей, диффундирующих че- рез границу раздела в соседнюю область, которые образуют так называемый прямой ток p-n-перехода. При этом вследствие уменьшения тормозящего, от- талкивающего действия поля потенциального барьера на основные носители, ширина запирающего слоя  уменьшается  '   и, соответственно, уменьша- ется его сопротивление. По мере увеличения внешнего напряжения прямой ток p-n-перехода воз- растает. Основные носители после перехода границы раздела становятся неос- новными в противоположной области полупроводника и, углубившись в нее, рекомбинируют с основными носителями этой области. Но, пока подключен внешний источник, ток через переход поддерживается непрерывным поступле- нием электронов из внешней цепи в n-область и уходом их из p-области во внешнюю цепь, благодаря чему восстанавливается концентрация дырок в p-области. Введение носителей заряда через p-n-переход при понижении высоты по- тенциального барьера в область полупроводника, где эти носители являются неосновными, называют инжекцией носителей заряда. При протекании прямого тока из дырочной области р в электронную об- ласть n инжектируются дырки, а из электронной области в дырочную – элек- троны. На рисунке 1.16 изображена зонная энергетическая диаграмма, соответст- вующая прямому смещению p-n-перехода. Рисунок 1.16 – Зонная диаграмма прямого смещения p-n-перехода, иллюстрирующая дисбаланс токов Инжектирующий слой с относительно малым удельным сопротивлением называют эмиттером; слой, в который происходит инжекция неосновных для него носителей заряда, – базой. Если к р-n-переходу подключить внешний источник с противоположной полярностью «–» к области p-типа, «+» к области n-типа (рисунок 1.17), то та- кое подключение называют обратным включением p-n-перехода (или обрат- ным смещением p-n-перехода). В данном случае напряженность электрического поля этого источника Eвн будет направлена в ту же сторону, что и напряженность электрического по- ля E потенциального барьера; высота потенциального барьера возрастает, а ток диффузии основных носителей практически становится равным нулю. Из-за усиления тормозящего, отталкивающего действия суммарного электрического поля на основные носители заряда ширина запирающего слоя  увеличивается  ''   , а его сопротивление резко возрастает. Рисунок 1.17 – Обратное смещение p-n-перехода Теперь через р-n-переход будет протекать очень маленький ток, обуслов- ленный перебросом суммарным электрическим полем на границе раздела, ос- новных носителей, возникающих под действием различных ионизирующих факторов, в основном теплового характера. Процесс переброса неосновных но- сителей заряда называется экстракцией. Этот ток имеет дрейфовую природу и называется обратным током р-n-перехода. На рисунке 1.18 изображена зонная энергетическая диаграмма, соответст- вующая обратному смещению p-n-перехода. Рисунок 1.18 – Зонная диаграмма обратного смещения p-n-перехода, иллюстрирующая дисбаланс токов Выводы: 1. р-n-переход образуется на границе p- и n-областей, созданных в монокри- сталле полупроводника. 2. В результате диффузии в p-n-переходе возникает электрическое поле – потенциальный барьер, препятствующий выравниванию концентраций основ- ных носителей заряда в соседних областях. 3. При отсутствии внешнего напряжения Uвн в p-n-переходе устанавливает- ся динамическое равновесие: диффузионный ток становится равным по вели- чине дрейфовому току, образованному неосновными носителями заряда, в ре- зультате чего ток через p-n-переход становится равным нулю. 4. При прямом смещении p-n-перехода потенциальный барьер понижается и через переход протекает относительно большой диффузионный ток. 5. При обратном смещении p-n-перехода потенциальный барьер повышает- ся, диффузионный ток уменьшается до нуля и через переход протекает малый по величине дрейфовый ток. Это говорит о том, что p-n-переход обладает одно- сторонней проводимостью. Данное свойство широко используется для выпрям- ления переменных токов. 6. Ширина p-n-перехода зависит: от концентраций примеси в p- и n-областях, от знака и величины приложенного внешнего напряжения Uвн . При увеличении концентрации примесей ширина p-n-перехода уменьшается и наоборот. С увеличением прямого напряжения ширина p-n-перехода уменьша- ется. При увеличении обратного напряжения ширина p-n-перехода увеличива- ется. 1.7.3 Вольтамперная характеристика р-n-перехода Вольтамперная характеристика p-n-перехода – это зависимость тока через p-n-переход от величины приложенного к нему напряжения. Ее рассчитывают исходя из предположения, что электрическое поле вне обедненного слоя отсут- ствует, т. е. все напряжение приложено к p-n-переходу. Общий ток через p-n- переход определяется суммой четырех слагаемых: I pn  In диф  I р диф  Iп др  I р др , (1.15) где Iп др  q  np0 n I p др  q  nn0 p • электронный ток дрейфа; • дырочный ток дрейфа; qUвн Iп диф  q  np n диф  q n диф  nр0  е kT ◦ электронный ток диффузии; qUвн I p диф  q  pn  p диф  q  p диф  pn0  е kT qUвн • дырочный ток диффузии; np  nр 0  е kT qUвн pn  pn0  е kT • концентрация электронов, инжектированных в р-область; • концентрация дырок, инжектированных в n-область. При этом концентрации неосновных носителей центрации примесей Np и Nn следующим образом: nр 0 и pn 0 зависят от кон- nр0 n2  i ; np 2 pn0  i , nn где ni , pi – собственные концентрации носителей зарядов (без примеси) элек- тронов и дырок соответственно. Скорость диффузии носителей заряда n, p диф можно допустить близкой к их скорости дрейфа n, p др в слабом электрическом поле при небольших откло- нениях от условий равновесия. В этом случае для условий равновесия выпол- няются следующие равенства: n диф n др n ,  p диф  p др  p . (1.16) Тогда выражение (1.15) можно записать в виде:  qUВН   qUВН  I pn  q  p   pn0  е kT  pn0   q n   np0  е kT  np0      qUВН     qUВН   q  p  pn0   е kT  1  q n  np0   е kT  1     qUВН     qUВН   q    p    n   е kT  1  I   е kT  1 . (1.16)     Обратный ток I0 можно выразить следующим образом: I  q   • pn0  n • np0  q  Dp  pn0 Lp • q  Dn  np0 Ln где Dp , Lp , Dn – коэффициент диффузии дырок или электронов; Ln – диффузионная длина дырок или электронов. Так как параметры Dp , Dn , pn 0 , np 0 , Ln  , и Lp  зави- сят от температуры, то обратный ток I0 чаще называют тепловым током. При прямом напряжении внешнего источника U вн  0 qUВН экспоненциаль- ный член е kT в выражении (1.16) быстро возрастает, что приводит к быстро- му росту прямого тока, который, как уже было отмечено, в основном определя- ется диффузионной составляющей. При обратном напряжении внешнего источника U вн  0 экспоненциаль- ный член много меньше единицы и ток р-n-перехода практически равен обрат- ному току I0 , определяемому, в основном, дрейфовой составляющей. Вид этой зависимости представлен на рисунке 1.19. Первый квадрант соответствует уча- стку прямой ветви вольт-амперной характеристики, а третий квадрант – обрат- ной ветви. При увеличении прямого напряжения ток р-n-перехода в прямом на- правлении вначале возрастает относительно медленно, а затем начинается уча- сток быстрого нарастания прямого тока, что приводит к дополнительному на- греванию полупроводниковой структуры. Если количество выделяемого при этом тепла будет превышать количество тепла, отводимого от полупроводни- кового кристалла либо естественным путем, либо с помощью специальных уст- ройств охлаждения, то могут произойти в полупроводниковой структуре необ- ратимые изменения вплоть до разрушения кристаллической решетки. Поэтому прямой ток р-n-перехода необходимо ограничивать на безопасном уровне, ис- ключающем перегрев полупроводниковой структуры. Для этого необходимо использовать ограничительное сопротивление последовательно подключенное с p-n-переходом. При увеличении обратного напряжения, приложенного к p-n-переходу, обратный ток изменяется незначительно, так как дрейфовая составляющая тока, являющаяся превалирующей при обратном включении, зависит в основном от температуры кристалла, а увеличение обратного напряжения приводит лишь к увеличению скорости дрейфа неосновных носителей без изменения их количе- ства. Такое положение будет сохраняться до величины обратного напряжения, при котором начинается интенсивный рост обратного тока – так называемый пробой р-n-перехода. Рисунок 1.19 – Вольт-амперная характеристика p-n-перехода 1.7.4 Виды пробоев p-n-перехода Возможны обратимые и необратимые пробои. Обратимый пробой – это пробой, после которого p-n-переход сохраняет работоспособность. Необрати- мый пробой ведет к разрушению структуры полупроводника. Существуют четыре типа пробоя: лавинный, туннельный, тепловой и по- верхностный. Лавинный и туннельный пробои объединятся под названием – электрический пробой, который является обратимым. К необратимым относят тепловой и поверхностный. Лавинный пробой свойственен полупроводникам, со значительной толщи- ной р-n-перехода, образованным слаболегированными полупроводниками. При этом ширина обедненного слоя гораздо больше диффузионной длины носите- лей. Пробой происходит под действием сильного электрического поля с напря- женностью E  812104 , В . В лавинном пробое основная роль принадле- см жит неосновным носителям, образующимся под действием тепла в р-n-переходе. Эти носители испытывают со стороны электрического поля р-n-перехода ускоряющее действие и начинают ускоренно двигаться вдоль силовых линий этого поля. При определенной величине напряженности неосновные носители заряда на длине свободного пробега l (рисунок 1.20) могут разогнаться до та- кой скорости, что их кинетической энергии может оказаться достаточно, чтобы при очередном соударении с атомом полупроводника ионизировать его, т. е. «выбить» один из его валентных электронов и перебросить его в зону проводи- мости, образовав при этом пару «электрон – дырка». Образовавшиеся носители тоже начнут разгоняться в электрическом поле, сталкиваться с другими ней- тральными атомами, и процесс, таким образом, будет лавинообразно нарастать. При этом происходит резкий рост обратного тока при практически неизменном обратном напряжении. Параметром, характеризующим лавинный пробой, является коэффициент лавинного умножения M , определяемый как количество актов лавинного ум- ножения в области сильного электрического поля. Величина обратного тока по- сле лавинного умножения будет равна: I  M  I0 , M  I  I0  1 , U п (1.17) 1   UП  где I0 – начальный ток; U – приложенное напряжение; U П – напряжение лавинного пробоя; n – коэффициент, равный 3 для Ge, 5 для Si. Туннельный пробой происходит в очень тонких р-n-переходах, что воз- можно при очень высокой концентрации примесей N 1019 см3 , когда ширина перехода становится малой (порядка 0,01 мкм) и при небольших значениях об- ратного напряжения (несколько вольт), когда возникает большой градиент электрического поля. Высокое значение напряженности электрического поля, воздействуя на атомы кристаллической решетки, повышает энергию валентных электронов и приводит к их туннельному «просачиванию» сквозь «тонкий» энергетический барьер (рисунок 1.21) из валентной зоны p-области в зону про- водимости n-области. Причем «просачивание» происходит без изменения энер- гии носителей заряда. Для туннельного пробоя также характерен резкий рост обратного тока при практически неизменном обратном напряжении. Если обратный ток при обоих видах электрического пробоя не превысит максимально допустимого значения, при котором произойдет перегрев и раз- рушение кристаллической структуры полупроводника, то они являются обра- тимыми и могут быть воспроизведены многократно. Рисунок 1.20 – Схема, иллюстрирующая лавинный пробой в p-n-переходе: а – распределение токов; б – зонная диаграмма, иллюстрирующая лавинное умножение при обратном смещении перехода Рисунок 1.21 – Зонная диаграмма, иллюстрирующая туннельный пробой p-n-перехода при обратном смещении Тепловым называется пробой р-n-перехода, обусловленный ростом коли- чества носителей заряда при повышении температуры кристалла. С увеличени- ем обратного напряжения и тока возрастает тепловая мощность, выделяющаяся в р-n-переходе, и, соответственно, температура кристаллической структуры. Под действием тепла усиливаются колебания атомов кристалла и ослабевает связь валентных электронов с ними, возрастает вероятность перехода их в зону проводимости и образования дополнительных пар носителей «электрон – дыр- ка». Если электрическая мощность в р-n-переходе превысит максимально до- пустимое значение, то процесс термогенерации лавинообразно нарастает, в кристалле происходит необратимая перестройка структуры и р-n-переход раз- рушается. Для предотвращения теплового пробоя необходимо выполнение условия Pрасс Uобр  Iобр  Pрасс max , (1.18) где Pрасс max • максимально допустимая мощность рассеяния р-n-перехода. Поверхностный пробой. Распределение напряженности электрического поля в р-n-переходе может существенно изменить заряды, имеющиеся на по- верхности полупроводника. Поверхностный заряд может привести к увеличе- нию или уменьшению толщины перехода, в результате чего на поверхности пе- рехода может наступить пробой при напряженности поля, меньшей той, кото- рая необходима для возникновения пробоя в толще полупроводника. Это явле- ние называют поверхностным пробоем. Большую роль при возникновении по- верхностного пробоя играют диэлектрические свойства среды, граничащей с поверхностью полупроводника. Для снижения вероятности поверхностного пробоя применяют специальные защитные покрытия с высокой диэлектриче- ской постоянной. 1.7.5 Ёмкость р-n-перехода Изменение внешнего напряжения на p-n-переходе приводит к изменению ширины обедненного слоя и, соответственно, накопленного в нем электриче- ского заряда (это также обусловлено изменением концентрации инжектирован- ных носителей заряда вблизи перехода). Исходя их этого, p-n-переход ведет се- бя подобно конденсатору, ѐмкость которого определяется как отношение изме- нения накопленного в p-n-переходе заряда к обусловившему это изменение приложенному внешнему напряжению. Различают барьерную (или зарядную) и диффузионную ѐмкость р-n-перехода. Барьерная ѐмкость соответствует обратновключенному p-n-переходу, ко- торый рассматривается как обычный конденсатор, где пластинами являются границы обедненного слоя, а сам обедненный слой служит несовершенным ди- электриком с увеличенными диэлектрическими потерями: Cбар    0  S , (1.19)  где  – относительная диэлектрическая проницаемость полупроводнико-вого материала;  – электрическая постоянная   8,86 1012 Ф  ; 0  0    S – площадь p-n-перехода;  – ширина обеднѐнного слоя. Барьерная ѐмкость возрастает при увеличении площади p-n-перехода и диэлектрической проницаемости полупроводника и уменьшении ширины обе- дѐнного слоя. В зависимости от площади перехода до сотен пикофарад. Cбар может быть от единиц Особенностью барьерной ѐмкости является то, что она является нелиней- ной ѐмкостью. При возрастании обратного напряжения ширина перехода уве- личивается и ѐмкость Cбар уменьшается. Характер зависимости Cбар  f U обр показывает график на рисунке 1.22. Как видно, под влиянием Cбар изменяется в несколько раз. Uпроб ѐмкость Рисунок 1.22 – Зависимость барьерной ѐмкости от обратного напряжения Диффузионная ѐмкость характеризует накопление подвижных носителей заряда в n- и p-областях при прямом напряжении на переходе. Она практически существует только при прямом напряжении, когда носители заряда диффунди- руют (инжектируют) в большом количестве через пониженный потенциальный барьер и, не успев рекомбинировать, накапливаются в n- и p-областях. Каждому значению прямого напряжения соответствуют определенные значения двух разноименных зарядов • Qдиф и • Qдиф , накопленных в n- и p-областях за счет диффузии носителей через переход. Ёмкость ние зарядов к разности потенциалов: Cдиф представляет собой отноше- Cдиф  Qдиф , (1.20) U пр С увеличением Uпр прямой ток растет быстрее, чем напряжение, т. к. вольт-амперная характеристика для прямого тока имеет нелинейный вид, по- этому Qдиф растет быстрее, чем Uпр и Cдиф увеличивается. Диффузионная ѐмкость значительно больше барьерной, но использовать еѐ не удается, т. к. она оказывается шунтированной малым прямым сопротив- лением p-n-перехода. Численные оценки величины диффузионной ѐмкости по- казывают, что ее значение доходит до нескольких единиц микрофарад. Таким образом, р-n-переход можно использовать в качестве конденсатора переменной ѐмкости, управляемого величиной и знаком приложенного напря- жения. 1.7.6 Контакт «металл – полупроводник» В современных полупроводниковых приборах помимо контактов с p-n-переходом применяются контакты «металл – полупроводник». Контакт «металл – полупроводник» возникает в месте соприкосновения полупроводникового кристалла n- или р-типа проводимости с металлами. Про- исходящие при этом процессы определяются соотношением работ выхода элек- трона из металла AM и из полупроводника Aп . Под работой выхода электрона понимают энергию, необходимую для переноса электрона с уровня Ферми на энергетический уровень свободного электрона. Чем меньше работа выхода, тем больше электронов может выйти из данного тела. В результате диффузии электронов и перераспределения зарядов наруша- ется электрическая нейтральность прилегающих к границе раздела областей, возникает контактное электрическое поле и контактная разность потенциалов: конт  AM  Aп , (1.21) q Переходный слой, в котором существует контактное электрическое поле при контакте «металл-полупроводник», называется переходом Шоттки, по имени немецкого ученого В. Шоттки, который первый получил основные ма- тематические соотношения для электрических характеристик таких переходов. Контактное электрическое поле на переходе Шоттки сосредоточено прак- тически в полупроводнике, так как концентрация носителей заряда в металле значительно больше концентрации носителей заряда в полупроводнике. Пере- распределение электронов в металле происходит в очень тонком слое, сравни- мом с межатомным расстоянием. В зависимости от типа электропроводности полупроводника и соотноше- ния работ выхода в кристалле может возникать обеднѐнный, инверсный или обогащѐнный слой носителями электрических зарядов. 1. AM  Aп , полупроводник n-типа (рисунок 1.23, а). В данном случае будет преобладать выход электронов из металла M  в полупроводник, поэтому в слое полупроводника около границы раздела накапливаются основные носите- ли (электроны), и этот слой становится обогащенным, т. е. имеющим повышен- ную концентрацию электронов. Сопротивление этого слоя будет малым при любой полярности приложенного напряжения, и, следовательно, такой переход не обладает выпрямляющим свойством. Его иначе называют невыпрямляющим переходом. Рисунок 1.23 – Контакт «Металл-полупроводник», не обладающий выпрямляющим свойством 2. AM  Aп , полупроводник p-типа (рисунок 1.23, б). В этом случае будет преобладать выход электронов из полупроводника в металл, при этом в пригра- ничном слое также образуется область, обогащенная основными носителями заряда (дырками), имеющая малое сопротивление. Такой переход также не об- ладает выпрямляющим свойством. Рисунок 1.24 – Контакт «Металл-полупроводник», обладающий выпрямляющим свойством 3. AM  Aп , полупроводник n-типа (рисунок 1.24, а). При таких условиях электроны будут переходить главным образом из полупроводника в металл и в приграничном слое полупроводника образуется область, обедненная основны- ми носителями заряда и имеющая большое сопротивление. Здесь создается сравнительно высокий потенциальный барьер, высота которого будет сущест- венно зависеть от полярности приложенного напряжения. Если AM  Aп , то возможно образование инверсного слоя (p-типа). Такой контакт обладает вы- прямляющим свойством. 4. AM  Aп , полупроводник p-типа (рисунок 1.24, б). Контакт, образованный при таких условиях обладает выпрямляющим свойством, как и предыдущий. Отличительной особенностью контакта «металл – полупроводник» явля- ется то, что в отличие от обычного p-n-перехода здесь высота потенциального барьера для электронов и дырок разная. В результате такие контакты могут быть при определенных условиях неинжектирующими, т. е. при протекании прямого тока через контакт в полупроводниковую область не будут инжекти- роваться неосновные носители, что очень важно для высокочастотных и им- пульсных полупроводниковых приборов. 1.7.7 Контакт между полупроводниками одного типа проводимости Области вблизи контакта полупроводников с одним типом проводимости, но с различной концентрацией примесей, обычно обозначают p+ – p- или n+ – n-переход, причем знаком «+» обозначают полупроводник с большей кон- центрацией примесей. На рисунке 1.25 приведен пример контакта p+ – p, где обе области полупроводника обладают электропроводностью р-типа. Рисунок 1.25 – Переход между двумя областями с одним типом электропроводности, отличающимися значениями концентрации примесей Процессы вблизи такого контакта аналогичны происходящим в р-n-переходе, т. е. носители из области с большой концентрацией переходят в область с меньшей концентрацией, в результате чего в области p+ возникает объемный заряд из нескомпенсированных зарядов ионов примеси, а в области p – объемный заряд из избыточных носителей – дырок, перешедших из облас- ти p+. Появление объемных электрических зарядов приводит к образованию диффузионного электрического поля Eдиф и контактной разности потенциалов. Но в отличие от обычных р-n-переходов здесь отсутствует запирающий слой, так как здесь не может быть области с концентрацией меньшей, чем в слаболе- гированном полупроводнике. Поэтому такие контакты вентильным свойством не обладают, но зато в них при любой полярности приложенного напряжения не происходит инжекции из низкоомной области в высокоомную, что является важным для некоторых типов полупроводниковых приборов. Аналогичные процессы протекают в контакте n+ – n. 1.7.8 Гетеропереходы Гетеропереходом называют переходный слой с существующим там диф- фузионным электрическим полем между двумя различными по химическому составу полупроводниками, обладающие различной шириной запрещенной зо- ны. Для получения гетеропереходов хорошего качества необходимо, чтобы у материалов, образующих переход с высокой точностью, совпадали два пара- метра: температурный коэффициент расширения и постоянная кристалличе- ской решетки, что ограничивает выбор материалов для гетеропереходов. В на- стоящее время наиболее исследованными являются пары: германий – арсенид галлия (Ge-GaAs), арсенид галлия – фосфид индия (GaAs-InP), арсенид галлия – арсенид индия (GaAs-InAs), германий – кремний (Ge-Si). Каждый из полупроводников, образующих гетеропереход, может иметь различный тип электропроводности. Поэтому для каждой пары полупроводни- ков, в принципе, возможно осуществить четыре типа гетероструктур: p1 – n2 ; n1 – n2 ; n1 – p2 и p1 – p2 . Рисунок 1.26 – Зонные энергетические диаграммы гетеропереходов: а – выпрямляющий гетеропереход между полупроводниками р- и п-типа с пре- имущественной инжекцией электронов в узкозонный проводник; б – выпрямляющий гетеропереход между полупроводниками р- и п-типа с пре- имущественной инжекцией электронов в узкозонный проводник. При образовании гетероперехода из-за разных работ выхода электронов из разных полупроводников происходит перераспределение носителей заряда в приконтактной области и выравнивание уровней Ферми в результате установ- ления термодинамического равновесия (рисунок 1.26). Остальные энергетиче- ские уровни и зоны должны соответственно изогнуться, т. е. в гетеропереходе возникают диффузионное поле и контактная разность потенциалов. При этом энергетический потолок верхней свободной зоны должен быть непрерывным. Энергетический уровень потолка верхней свободной зоны является энергетиче- ским уровнем потолка зоны проводимости, т. к. свободные энергетические зо- ны перекрывают друг друга. Ширина энергетических зон различных полупроводников различна. По- этому на границе раздела двух полупроводников получается обычно разрыв дна проводимости. Разрыв дна зоны проводимости определяется различием энергий сродства к электрону двух контактирующих полупроводников (энергия сродст- ва к электрону – разница энергий потолка верхней свободной зоны и дна про- водимости). В результате разрывов дна зоны проводимости и потолка валентной зоны высота потенциальных барьеров для электронов и дырок в гетеропереходе ока- зывается различной. Это является особенностью гетеропереходов, обусловли- вающей специфические свойства гетеропереходов в отличие p-n-переходов, ко- торые формируются в монокристалле одного полупроводника. Если вблизи границы раздела двух полупроводников, образующих гете- ропереход, возникают обедненные основными носителями слои, то основная часть внешнего напряжения, приложенного к структуре с гетеропереходом, бу- дет падать на обедненных слоях. Высота потенциального барьера для основных носителей заряда будет изменяться: уменьшается при полярности внешнего на- пряжения, противоположной полярности контактной разности потенциалов, и увеличивается при совпадении полярностей внешнего напряжения и контакт- ной разности потенциалов. Таким образом, гетеропереходы могут обладать вы- прямляющим свойством. Из-за различия по высоте потенциальных барьеров для электронов (ПБЭ) и дырок (ПБД) прямой ток через гетеропереход связан в основном с движением носителей заряда только одного знака. Поэтому гетеропереходы могут быть как инжектирующими неосновные носители заряда (рисунок 1.26, а), так и неин- жектирущими (рисунок 1.26, б). Инжекция неосновных носителей заряда про- исходит всегда из широкозонного в узкозонный полупроводник. В гетеропере- ходах, образованных полупроводниками одного типа электропроводности, вы- прямление происходит без инжекции неосновных носителей заряда. 1.7.9 Свойства омических переходов Рисунок 1.27 – Структура реального невыпрямляющего контакта с последовательно соединенными омическими переходами Основное назначение омических переходов – электрическое соединение полупроводника с металлическими токоведущими частями полупроводниково- го прибора. Омических переходов в полупроводниковых приборах больше, чем выпрямляющих. Случаи производственного брака и отказов работы полупро- водниковых приборов из-за низкого качества омических переходов довольно часты. При разработке полупроводниковых приборов создание совершенных омических переходов нередко требует больших усилий, чем создание выпрям- ляющих переходов. Омический переход имеет меньшее отрицательное влияние на параметры и характеристики полупроводникового прибора, если выполняются следующие условия: • если вольт-амперная характеристика омического перехода линейна, т. е. омический переход действительно является омическим; • если отсутствует инжекция неосновных носителей заряда через омиче- ский переход в прилегающую область полупроводника и накопление неоснов- ных носителей в омическом переходе или вблизи него; • при минимально возможном падении напряжения на омическом перехо- де, т. е. при минимальном его сопротивлении. • Структура реального омического контакта в полупроводниковых прибо- рах, в соответствии с перечисленными требованиями, имеет сложное строение и состоит из нескольких омических переходов (рисунок 1.27). • Для уменьшения вероятности накопления неосновных носителей заряда около омического перехода между металлом и полупроводником высота потен- циального барьера для неосновных носителей заряда должна быть как можно меньше. Для этого необходимо подобрать металл и полупроводник с равной или близкой работой выхода электрона: AM  Aп . Так как это трудно обеспе- чить, то поверхностный слой полупроводника должен быть сильно легирован соответствующей примесью для обеспечения возможности туннелирования но- сителей заряда сквозь тонкий потенциальный барьер. • Вблизи омического перехода между полупроводниками с одним типом электропроводности, но с различной концентрацией примеси, также может происходить накопление неосновных носителей заряда. Для уменьшения влия- ния этого эффекта на параметры и характеристики полупроводникового прибо- ра в поверхностный слой полупроводника вводят примеси рекомбинационных ловушек (к примеру, золото), что уменьшает время жизни носителей заряда в этой части структуры. При этом накопленные носители заряда будут быстрее рекомбинировать. Контрольные вопросы 1. Что такое разрешенные и запрещенные энергетические зоны? 2. Что такое уровень Ферми? 3. Как влияет концентрация примеси на положение уровня Ферми? 4. Что такое собственная электропроводность полупроводника? 5. Что такое диффузия и дрейф носителей заряда? 6. Как объяснить температурную зависимость концентрации носителей за- ряда в полупроводнике? 7. Что такое примесная электропроводность полупроводника? 8. Поясните механизм образования электронно-дырочного перехода. 9. Что такое инжекция и экстракция носителей заряда? 10. Как влияет внешнее напряжение на высоту потенциального барьера и ширину p-n-перехода. 11. Нарисуйте вольт-амперную характеристику p-n-перехода и напишите ее уравнение. 12. Объясните механизм лавинного пробоя. 13. При каких условиях в p-n-переходе возможен туннельный пробой? 14. Что такое барьерная ѐмкость p-n-перехода? 15. Что такое диффузионная ѐмкость? 16. Почему электрический переход между двумя одинаковыми полупровод- никами с одним типом электропроводности, но с разной концентрацией приме- сей, является омическим и неинжектирующим носители заряда в высокоомную область? 17. При каких условиях контакт «металл – полупроводник» будет невыпрям- ляющим? 18. При каких условиях контакт «металл – полупроводник» будет выпрям- ляющим? 19. В чем состоят особенности гетероперехода? 20. Каким требованиям должны удовлетворять омические переходы? 2 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ 2.1 Общие сведения о диодах Полупроводниковый диод – это полупроводниковый прибор с одним вы- прямляющим электрическим переходом и двумя выводами, в котором исполь- зуется то или иное свойство выпрямляющего электрического перехода. В полупроводниковых диодах выпрямляющим электрическим переходом может быть электронно-дырочный (p-n) переход, либо контакт «металл- полупроводник», обладающий вентильным свойством, либо гетеропереход. Рисунок 2.1 – Структуры полупроводниковых диодов: а – с выпрямляющим р-п-переходом; б – с выпрямляющим переходом на контакте «металл-полупроводник»; Н – невыпрямляющий (омический) переход; В – выпрямляющий электрический переход; М – металл. В зависимости от типа перехода полупроводниковые диоды имеют сле- дующие структуры (рисунок 2.1): а) с p-n-переходом или гетеропереходом, в такой структуре кроме вы- прямляющего перехода, должно быть два омических перехода, через которые соединяются выводы диода; б) с выпрямляющим переходом в виде контакта «металл-полупроводник», имеющей всего один омический переход. В большинстве случаев полупроводниковые диоды с р-n-переходами де- лают несимметричными, т. е. концентрация примесей в одной из областей зна- чительно больше, чем в другой. Поэтому количество неосновных носителей, инжектируемых из сильно легированной (низкоомной) области, называемой эмиттером диода, в слабо легированную (высокоомную) область, называемую базой диода, значительно больше, чем в противоположном направлении. Классификация диодов производится по различным признакам: • по типу полупроводникового материала – кремниевые, германиевые, • из арсенида галлия; • по назначению – выпрямительные, импульсные, стабилитроны, варикапы и др.; • по технологии изготовления электронно-дырочного перехода – сплавные, диффузионные и др.; • по типу электронно-дырочного перехода – точечные и плоскостные. Основными классификационными признаками являются тип электриче- ского перехода и назначение диода. В зависимости от геометрических размеров p-n-перехода диоды подраз- деляют на плоскостные и точечные. Плоскостными называют такие диоды, у которых размеры, определяю- щие площадь p-n-перехода, значительно больше его ширины. У таких диодов площадь p-n-перехода может составлять от долей квадратного миллиметра до десятков квадратных сантиметров. Рисунок 2.2 – Структура плоскостного диода, изготовленного методом сплавления Плоскостные диоды (рисунок 2.2) изготавливают методом сплавления или методом диффузии. Плоскостные диоды имеют сравнительно большую величину барьерной ѐмкости (до десятков пикофарад), что ограничивает их предельную частоту до 10 кГц. Промышленностью выпускаются плоскостные диоды в широком диапа- зоне токов (до тысяч ампер) и напряжений (до тысяч вольт), что позволяет их использовать как в установках малой мощности, так и в установках средней и большой мощности. Точечные диоды имеют очень малую площадь p-n-перехода, причем ли- нейные размеры ее меньше толщины p-n-перехода. Точечные р-n-переходы (рисунок 2.3) образуются в месте контакта моно- кристалла полупроводника и острия металлической проволочки – пружинки. Рисунок 2.3 – Структура точечного диода Для обеспечения более надежного контакта его подвергают формовке, для чего уже через собранный диод пропускают короткие импульсы тока. В результате формовки из-за сильного местного нагрева материал острия пружинки расплавляется и диффундирует в кристалл полупроводника, образуя слой иного типа электропроводности, чем полупроводник. Между этим слоем и кристаллом возникает p-n-переход полусферической формы. Благодаря малой площади p-n-перехода барьерная ѐмкость точечных дио- дов очень незначительна, что позволяет использовать их на высоких и сверхвы- соких частотах. По аналогии с электровакуумными диодами, ту сторону диода, к которой при прямом включении подключается отрицательный полюс источника пита- ния, называют катодом, а противоположную – анодом. 2.2 Выпрямительные диоды Выпрямительный диод – это полупроводниковый диод, предназначенный для преобразования переменного тока в постоянный. Выпрямительные диоды, помимо применения в источниках питания для выпрямления переменного тока в постоянный, также используются в цепях управления и коммутации, в ограничительных и развязывающих цепях, в схе- мах умножения напряжения и преобразователях постоянного напряжения, где не предъявляются высокие требования к частотным и временным параметрам сигналов. Конструктивно выпрямительные диоды оформляются в металлических, пластмассовых или керамических корпусах в виде дискретных элементов (ри- сунок 2.4, а) либо в виде диодных сборок, к примеру, диодных мостов (рису- нок 2.4, б) выполненных в едином корпусе. Рисунок 2.4 – Выпрямительные диоды: дискретное исполнение (а), диодные мосты (б) и конструкция одного из маломощных диодов (в) На рисунке 2.4, в приведена конструкция выпрямительного маломощного диода, изготовленного методом сплавления. В качестве полупроводникового материала использован германий. Изготовление германиевых выпрямительных диодов начинается с вплавления индия 1 в исходную полупроводниковую пла- стину (кристалл) германия 2 n-типа. Кристалл 2 припаивается к стальному кри- сталлодержателю 3. Основой конструкции является коваровый корпус 6, при- варенный к кристаллодержателю. Корпус изолирован от внешнего вывода стеклянным проходным изолятором 5. Внутренний вывод 4 имеет специальный изгиб для уменьшения механических напряжений при изменении температуры. Внешняя поверхность стеклянного изолятора покрывается светонепроницае- мым лаком для предотвращения попадания света внутрь прибора, для устране- ния генерации пар «электрон-дырка» и увеличения обратного тока p-n-перехода. Конструкция ряда маломощных кремниевых диодов практически не от- личается от конструкции маломощных германиевых диодов. Кристаллы мощ- ных выпрямительных диодов монтируются в массивном корпусе, который име- ет стержень с резьбой для крепления диода на охладителе (радиаторе) (рису- нок 2.5), для отвода выделяющегося при работе прибора тепла. Рисунок 2.5 – Мощные выпрямительные диоды: а) дискретное исполнение; б) диодный мост; в) диодный силовой модуль; г) конструкция одного из маломощных диодов. Для получения p-n-переходов кремниевых выпрямительных диодов вплавляют алюминий в кристалл кремния n-типа или же сплава золота с сурь- мой в кремний p-типа. Для получения переходов также используют диффузи- онные методы. Рисунок 2.6 – Вольт-амперная характеристика выпрямительного диода Выпрямительные диоды должны иметь как можно меньшую величину обратного тока, что определяется концентрацией неосновных носителей заряда или, в конечном счете, степенью очистки исходного полупроводникового мате- риала. Типовая вольт-амперная характеристика выпрямительного диода описы- вается уравнением (1.16) и имеет вид, изображенный на рисунке 2.6. По вольт-амперной характеристике выпрямительного диода можно опре- делить следующие основные параметры, влияющие на его работу: 1. Номинальный средний прямой ток Iпр. ср. ном • среднее значение тока, про- ходящего через открытый диод и обеспечивающего допустимый его нагрев при номинальных условиях охлаждения. 2. Номинальное среднее прямое напряжение Uпр. ср. ном • среднее значение прямого напряжения на диоде при протекании номинального среднего прямого тока. Этот параметр является очень важным для обеспечения параллельной ра- боты нескольких диодов в одной электрической цепи. 3. Напряжение отсечки U 0 , определяемое точкой пересечения линейного участка прямой ветви вольт-амперной характеристики с осью напряжений. 4. Пробивное напряжение Uпроб • обратное напряжение на диоде, соответ- ствующее началу участка пробоя на вольт-амперной характеристике, когда она претерпевает излом в сторону резкого увеличения обратного тока. 5. Номинальное обратное напряжение Uобр. ном • рабочее обратное напряже- ние на диоде; его значение для отечественных приборов составляет 0,5 Uпроб. Этот параметр используется для обеспечения последовательного включения нескольких диодов в одну электрическую цепь. 6. Номинальное значение обратного тока Iобр. ном • величина обратного тока диода при приложении к нему номинального обратного напряжения. 7. Статическое сопротивление диода: R  Uпр  tg , (2.1) ст пр где Iпр – величина прямого тока диода; Uпр – падение напряжения на диоде при протекании тока Iпр . Статическое сопротивление диода представляет собой его сопротивление постоянному току. Кроме рассмотренной системы статических параметров в работе диодов важную роль играет система динамических параметров: 1. Динамическое (дифференциальное) сопротивление Rдин : Rдин  Uпр I  tg  , (2.2) где пр Iпр – приращение прямого тока диода; Uпр ка Iпр . • приращение падения напряжения на диоде при изменении его то- Динамическое сопротивление играет важную роль и в рассмотрении про- цессов при обратном включении диода, например, в стабилитронах. Там дина- мическое сопротивление определяется через приращение обратного тока и об- ратного напряжения. Рисунок 2.7 – Способ уменьшения скорости нарастания прямого тока 2. Скорость нарастания прямого тока di . Этот параметр является очень dt важным при включении силовых диодов в цепи, где возможно очень быстрое нарастание прямого тока (например, в цепях, имеющих ѐмкостный характер). Если ток через диод не превышает допустимого значения, но имеет очень кру- той фронт нарастания, то в полупроводниковом кристалле возможно возникно- вение явления, называемого шнурованием тока, когда ток в первый момент времени из-за неоднородностей в p-n-переходе сосредоточится в узкой области p-n-перехода, имеющей наименьшее сопротивление, образуя так называемый «токовый шнур». Плотность тока в «шнуре» может оказаться недопустимо большой, что приведет к проплавлению полупроводниковой структуры и выхо- ду прибора из строя. Поэтому для силовых диодов этот параметр часто норми- руется в паспортных данных с указанием его предельного значения. Для защи- ты силовых диодов от выхода из строя из-за большой скорости нарастания тока можно последовательно с диодом включить небольшой дроссель L (рису- нок 2.7, а). Наличие дросселя L в цепи приводит к затягиванию фронта нараста- ния тока с величины t до безопасной величины t' (рисунок 2.7, б). 3. Скорость нарастания обратного напряжения du . Если фронт нараста- dt ния обратного напряжения на силовом диоде будет очень крутой (это характер- но для цепей с индуктивным характером), то импульс обратного тока диода с учѐтом собственной ѐмкости p-n-перехода Cбар будет равен: i  C бар  duc , (2.3) dt где duc – скорость нарастания обратного напряжения. dt Рисунок 2.8 – Способ уменьшения скорости нарастания обратного напряжения Даже при сравнительно небольшой величине ѐмкости Cбар импульс тока может представлять собой опасность для полупроводниковой структуры, если второй сомножитель в выражении (2.3) будет достаточно большим. Для защиты силовых диодов в этом случае их шунтируют защитной RC-цепочкой (рисунок 2.8), причѐм ѐмкость C выбирают больше величины собственной ѐмкости p-n- перехода. Тогда импульс обратного тока будет проходить в основном по за- щитной цепочке, не принося вреда самому диоду. 4. К числу динамических параметров относится и величина собственной ѐм- кости p-n-перехода силового диода Cбар . В настоящее время на практике преимущественно применяется система так называемых предельных параметров, основными из которых являются: 1. Максимально допустимый средний прямой ток Iпр. ср. max . Это максималь- но допустимое среднее за период значение прямого тока, длительно протекаю- щего через прибор. Обычно силовые диоды используются совместно с определенным типом охладителя. Это может быть либо массивная металлическая пластина, интен- сивно отводящая тепло, выделяющееся в диоде при протекании тока, либо спе- циальная конструкция радиатора, имеющего большую площадь теплоотвода, либо специальный охладитель, имеющий внутри рубашку жидкостного охлаж- дения, по которой циркулирует вода. Поэтому в справочных материалах приво- дятся значения предельных токов с учетом влияния охлаждения (скорость и расход охлаждающего воздуха или жидкости). 2. Максимально допустимый ток перегрузки Iпрг max . Это ток диода, дли- тельное протекание которого вызвало бы превышение максимально допусти- мой температуры полупроводниковой структуры, но ограниченный по времени так, что превышение этой температуры не происходит. 3. Максимально допустимый ударный ток Iпр. уд. max . Это максимально до- пустимая амплитуда одиночного импульса тока синусоидальной формы дли- тельностью 10 мс при заданных условиях работы прибора, что соответствует половине периода тока частотой 50 Гц. 4. Максимально допустимое импульсное повторяющееся напряжение Uобр. и. п. max . Это максимально допустимое мгновенное значение напряжения, периодически прикладываемого к диоду в обратном направлении. Повторяю- щееся напряжение характеризуется классом прибора, указывающим его в сот- нях вольт и дающимся в паспортных данных. 5. Неповторяющееся импульсное обратное напряжение Uобр. и. н. max – макси- мальное допустимое мгновенное значение любого неповторяющегося напряже- ния, прикладываемого к диоду в обратном направлении. 6. Максимально допустимое постоянное обратное напряжение Uобр. max – напряжение, соответствующее началу процесса лавинообразования в приборе (напряжение пробоя). Большинство указанных параметров обычно приводится в техническом паспорте на прибор, а более подробно информация о параметрах, характери- стиках и эксплуатационных свойствах – в технических условиях на прибор. Особенности вольт-амперных характеристик выпрямительных дио- дов На рисунке 2.9 представлена вольт-амперная характеристика кремниевого выпрямительного диода при различной температуре окружающей среды. Максимально допустимые прямые токи кремниевых плоскостных диодов различных типов составляют 0,1…1600 А. Падение напряжения на диодах при этих токах обычно не превышает 1,5 В. С увеличением температуры прямое па- дение напряжения уменьшается, что связано с уменьшением высоты потенци- ального барьера p-n-перехода и с перераспределением носителей заряда по энергетическим уровням. Рисунок 2.9 – Вольт-амперная характеристика одного из кремниевых диодов при различной температуре окружающей среды Обратная ветвь вольт-амперной характеристики кремниевых диодов не имеет участка насыщения обратного тока, т. к. обратный ток в кремниевых диодах вызван процессом генерации носителей заряда в p-n-переходе. Пробой кремниевых диодов имеет лавинный характер. Поэтому пробивное напряжение с увеличением температуры увеличивается. Для некоторых типов кремниевых диодов при комнатной температуре пробивное напряжение может составлять 5002000 В . Диапазон рабочих температур для кремниевых выпрямительных диодов ограничивается значениями • 60 120 C . Нижний предел рабочих темпера- тур обусловлен различием температурных коэффициентов линейного расшире- ния различных элементов конструкции диода: при низких температурах возни- кают механические напряжения, которые могут привести к растрескиванию кристалла. С уменьшением температуры также необходимо учитывать увели- чение прямого падения напряжения на диоде, происходящее из-за увеличения высоты потенциального барьера на p-n-переходе. Верхний предел диапазона рабочих температур выпрямительных диодов определяется резким ухудшением выпрямления в связи с ростом обратного то- ка – сказывается тепловая генерация носителей заряда в результате ионизации атомов полупроводника. Исходя из этого верхний предел диапазона рабочих температур кремниевых выпрямительных диодов, как и большинства других полупроводниковых приборов, связан с шириной запрещенной зоны исходного полупроводникового материала. Рисунок 2.10 – Вольт-амперная характеристика одного из германиевых выпрямительных диодов при различной температуре окружающей среды На рисунке 2.10 представлена вольт-амперная характеристика германие- вого выпрямительного диода при различной температуре окружающей среды. Прямое напряжение на германиевом диоде при максимально допустимом прямом токе практически в два раза меньше, чем на кремниевом диоде. Это связано с меньшей высотой потенциального барьера германиевого перехода, что является достоинством, но, к сожалению, единственным. Для германиевых диодов характерно существование обратного тока на- сыщения, что связано с механизмом образования обратного тока – процессом экстракции неосновных носителей заряда. Плотность обратного тока в германиевых диодах значительно больше, т. к. при прочих равных условиях концентрация неосновных носителей заряда в германии на несколько порядков больше, чем в кремнии. Это приводит к тому, что для германиевых диодов пробой имеет тепловой характер. Поэтому про- бивное напряжение с увеличением температуры уменьшается, а значения этого напряжения меньше пробивных напряжений кремниевых диодов. Верхний предел диапазона рабочих температур германиевых диодов со- ставляет около 75 С . Существенной особенностью германиевых диодов и их недостатком яв- ляется то, что они плохо выдерживают даже очень кратковременные импульс- ные перегрузки при обратном смещении p-n-перехода. Определяется это меха- низмом пробоя – тепловым пробоем, происходящим при шнуровании тока с выделением большой удельной мощности в месте пробоя. Перечисленные особенности кремниевых и германиевых выпрямитель- ных диодов связаны с различием ширины запрещенной зоны исходных полу- проводников. Из такого сопоставления видно, что выпрямительные диоды с большей шириной запрещенной зоны обладают существенными преимущест- вами в свойствах и параметрах. Одним из таких представителей является арсе- нид галлия. В настоящее время, выпускаемые промышленностью арсенид-галлиевые выпрямительные диоды еще далеки от оптимально возможных. К примеру, ди- од типа АД112А имеет максимально допустимый прямой ток 300 мА при пря- мом напряжении 3 В. Большая величина прямого напряжения является недос- татком всех выпрямительных диодов, p-n-переходы которых сформированы в материале с широкой запрещенной зоной. Максимально допустимое обратное напряжение для данного диода – 50 В. Это объясняется, вероятнее всего, тем, что в области p-n-перехода имеется большая концентрация дефектов из-за не- совершенства технологии. Достоинствами арсенид-галлиевых выпрямительных диодов являются большой диапазон рабочих температур и лучшие частотные свойства. Верхний предел рабочих температур для диодов АД112А составляет 250 С . Арсенид- галлиевые диоды АД110А могут работать в выпрямителях малой мощности до частоты 1 МГц, что обеспечивается малым временем жизни носителей заряда в этом материале. Выводы: 1. С повышением температуры обратный ток у германиевых выпрямитель- ных диодов резко возрастает за счет роста теплового тока. 2. У кремниевых диодов тепловой ток очень мал, и поэтому они могут рабо- тать при более высоких температурах и с меньшим обратным током, чем гер- маниевые диоды. 3. Кремниевые диоды могут работать при значительно больших обратных напряжениях, чем германиевые диоды. Максимально допустимое постоянное обратное напряжение у кремниевых диодов увеличивается с повышением тем- пературы до максимального значения, в то время как у германиевых диодов резко падает. 4. Вследствие указанных преимуществ в настоящее время выпрямительные диоды в основном изготавливают на основе кремния. 2.3 Импульсные диоды Импульсный диод – это полупроводниковый диод, имеющий малую дли- тельность переходных процессов и предназначенный для применения в им- пульсных режимах работы. Импульсные режимы – это такие режимы, когда диоды переключаются с прямого напряжения на обратное, через короткие промежутки времени порядка долей микросекунды при этом важную роль играют здесь переходные процес- сы. Основное назначение импульсных диодов – работа в качестве коммути- рующих элементов. Условия работы импульсных диодов обычно соответству- ют высокому уровню инжекции, т. е. относительно большим прямым токам. Вследствие этого свойства и параметры импульсных диодов определяются пе- реходными процессами. Рисунок 2.11 – Конструкция импульсного диода: 1 – кристалл полупроводника; 5 – стеклянный корпус; 2 – кристаллодержатель; 6 – коваровая трубка; 3 – припой; 7 – внешние выводы. 4 – контактная пружина; Одной из первых была разработана конструкция точечного импульсного диода (рисунок 2.11). Точечный диод состоит из кристалла германия, припаян- ного к кристаллодержателю, контактного электрода в виде тонкой проволоки и стеклянного баллона. Особенностью точечных диодов является большое сопро- тивление базы, что приводит к увеличению прямого напряжения на диоде. В связи с недостатками точечных диодов они практически полностью вы- теснены импульсными диодами, производство которых основано на современ- ных производительных и контролируемых методах формирования p-n-переходов (планарной технологии, эпитаксиального наращивания). Основ- ным исходным полупроводниковым материалом при этом служит кремний, а иногда арсенид галлия. Для ускорения переходных процессов в кремниевых импульсных диодах и для уменьшения значения времени восстановления обратного сопротивления этих диодов в исходный кремний вводят примесь золота. Эта примесь обеспе- чивает появление в запрещенной зоне кремния энергетических уровней реком- бинационных ловушек и уменьшение времени жизни неосновных носителей. В настоящее время большинство конструкций имеет металлокерамиче- ский, металлостеклянный или металлический корпус с ленточными выводами. Рассмотрим процесс переключения такого диода при воздействии на него прямоугольного импульса (рисунок 2.12). Рисунок 2.12 – Переходные процессы в импульсном диоде: При прямом напряжении на участке 0…t1 происходит инжекция носите- лей из эмиттерной области в базовую, и их накопление там. При смене поляр- ности напряжения на обратную, в первый момент величина обратного тока бу- дет значительна, а обратное сопротивление диода резко уменьшится, так как накопленные в базе неосновные носители под действием изменившегося на- правления напряженности электрического поля начнут двигаться в сторону p-n- перехода, образуя импульс обратного тока. По мере перехода их в эмиттерную область, их количество уменьшится и через некоторое время обратный ток дос- тигнет нормального установившегося значения, а сопротивление диода в об- ратном направлении восстановится до нормальной величины. Процесс уменьшения накопленного заряда в базе называется рассасыва- нием, а время, в течение которого обратный ток изменяется от максимального значения до установившегося, называется нем восстановления обратного со- противления tвос. обр. . Время восстановления обратного сопротивления – один из важнейших параметров импульсных диодов. Чем оно меньше, тем диод лучше. Для улучшения свойств импульсных диодов исходный полупроводник выби- рают с малым временем жизни носителей заряда (для более интенсивного про- цесса рекомбинации в базе), а сам p-n-переход делают с малой площадью, что- бы снизить величину барьерной ѐмкости перехода Cбар . Выводы: 1. Импульсные диоды работают в режиме электронного ключа. 2. Длительность импульсов может быть очень мала, поэтому диод должен очень быстро переходить из одного состояния в другое. 3. Основным параметром, характеризующим быстродействие импульсных диодов, является время восстановления обратного сопротивления. 4. Для уменьшения tвос. обр. используют специальные меры, ускоряющие процесс рассасывания неосновных носителей заряда в базе. 5. Требованиям, предъявляемым к импульсным диодам, хорошо удовлетво- ряют диоды на основе барьера Шоттки, которые имеют очень малую инерци- онность благодаря отсутствию инжекции и накопления неосновных носителей заряда в базе. 2.4 Туннельные диоды Туннельный диод – это полупроводниковый диод на основе вырожденного полупроводника, в котором туннельный эффект приводит к появлению на вольт-амперной характеристике при прямом напряжении участка с отрицатель- ным дифференциальным сопротивлением. Для изготовления туннельных диодов используют полупроводниковый материал с очень высокой концентрацией примесей 1018 1020 см3 , вследст- вие чего получается малая толщина p-n-перехода (около 10-2 мкм), что на два порядка меньше, чем в других полупроводниковых диодах, и сквозь тонкий по- тенциальный барьер возможно туннелирование свободных носителей заряда. На рисунке 2.13 представлена вольт-амперная характеристика типичного туннельного диода при прямом смещении. Параметрами туннельных диодов являются (рисунок 2.14, а): 1. Пиковый ток I п – значение прямого тока в точке максимума вольт-амперной характеристики; 2. Ток впадины I в – значение прямого тока в точке минимума вольт-амперной характеристики; Рисунок 2.13 – Туннельный диод 1И104: а – вольтамперная характеристика при прямом смещении; б – конструктивное исполнение; в – условное графическое изображение туннельных диодов. 3. Отношение токов tп (для туннельных диодов из GaAs отношение tв tп  10 , tв для германиевых tп  36 ); tв 4. Напряжение пика Uп пиковому току; – значение прямого напряжения, соответствующее 5. Напряжение впадины Uв вующее току впадины; – значение прямого напряжения, соответст- 6. Напряжение раствора U рр – значение прямого напряжения на второй восходящей ветви, при котором ток равен пиковому току. Работа туннельного диода иллюстрируется диаграммами, изображенными на рисунке 2.14. В равновесном состоянии системы уровень Ферми постоянен для обеих областей полупроводникового диода, поэтому другие энергетические уровни искривляются настолько сильно, что нижняя граница дна зоны проводимости области n-типа оказывается ниже верхней границы потолка валентной зоны об- ласти p-типа, и так как переход очень узкий, то носители заряда могут перехо- дить из одной области в другую без изменения своей энергии, просачиваться сквозь потенциальный барьер, т. е. туннелировать (рисунок 2.14, б). Рисунок 2.14 – Зонные энергетические диаграммы, поясняющие особенности вольт-амперной характеристики туннельного диода В состоянии равновесия потоки носителей из одной области в другую одинаковы, поэтому результирующий ток равен нулю. Под воздействием внешнего поля энергетическая диаграмма изменится. При подключении прямо- го напряжения уровень Ферми и положение энергетических зон сместится от- носительно равновесного состояния в сторону уменьшения потенциального барьера и при этом степень перекрытия между потолком валентной зоны мате- риала p-типа и дном зоны проводимости материала n-типа уменьшится (рису- нок 2.14, в). При этом в зоне проводимости материала n-типа уровни, заполнен- ные электронами (ниже уровня Ферми) окажутся против незаполненных уров- ней в валентной зоне материала p-типа, что приведет к появлению тока, обу- словленного большим количеством электронов, переходящих из n-области в р- область. Максимальное значение этого тока будет тогда, когда уровень Ферми материала n-типа и потолок валентной зоны материала р-типа будут совпадать (рисунок 2.14, г). При дальнейшем увеличении прямого напряжения туннельное перемещение электронов из n-области в р-область начнет убывать (рису- нок 2.14, д), так как количество их уменьшается по мере уменьшения степени перекрытия между дном зоны проводимости материала п-типа и потолком ва- лентной зоны материала р-типа. В точке, где эти уровни совпадают, прямой ток р-n-перехода достигнет минимального значения (рисунок 2.14, е), а затем, когда туннельные переходы электронов станут невозможны (рисунок 2.14, ж), носи- тели заряда будут преодолевать потенциальный барьер за счет диффузии и прямой ток начнет возрастать, как у обычных диодов. При подаче на туннель- ный диод обратного напряжения потенциальный барьер возрастает, и энергети- ческая диаграмма будет иметь вид, показанный на (рисунок 2.14, з). Так как ко- личество электронов с энергией выше уровня Ферми незначительно, то обрат- ный ток р-n-перехода в этом случае будет возрастать в основном за счет элек- тронов, туннелирующих из р-области в n-область, причем, поскольку концен- трация электронов в глубине валентной зоны р-области велика, то даже не- большое увеличение обратного напряжения и связанное с этим незначительное смещение энергетических уровней, приведет к существенному росту обратного тока. Рассмотренные процессы позволяют сделать вывод, что туннельные дио- ды одинаково хорошо проводят ток при любой полярности приложенного на- пряжения, т. е. они не обладают вентильными свойствами. Более того, обрат- ный ток у них во много раз больше обратного тока других диодов. Это свойство используется в другом типе полупроводникового прибора – обращенном диоде. Выводы: 1. Отличительной особенностью туннельных диодов является наличие на прямой ветви вольт-амперной характеристики участка с отрицательным диф- ференциальным сопротивлением. Это позволяет использовать туннельный диод в качестве усилительного элемента. 2. Туннельный эффект достигается за счет очень высокой концентрации примесей в p- и n-областях. 3. Так как возникновение туннельного тока не связано с инжекцией носите- лей заряда, туннельные диоды имеют малую инерционность и вследствие этого могут применяться для усиления и генерации высокочастотных колебаний. 2.5 Обращенный диод Обращенный диод – это разновидность туннельного диода, у которого концентрация примесей подобрана таким образом, что в уравновешенном со- стоянии при отсутствии внешнего напряжения потолок валентной зоны мате- риала р-типа совпадает с дном зоны проводимости материала n-типа (рису- нок 2.15, а). Рисунок 2.15 – Зонная энергетическая диаграмма и вольт-амперная характеристика типичного обращѐнного диода В этом случае туннельный эффект будет иметь место только при малых значениях обратного напряжения и вольт-амперная характеристика такого при- бора будет аналогична обратной ветви вольт-амперной характеристики тун- нельного диода (рисунок 2.15, б). Поэтому обратные токи в обращенных диодах оказываются довольно большими при очень малых обратных напряжениях (де- сятки милливольт). При прямом напряжении на p-n-переходе прямой ток связан с диффузией носителей через понизившийся потенциальный барьер и вольт-амперная харак- теристика его аналогична прямой ветви вольт-амперной характеристики обык- новенного диода. Поэтому прямой ток образуется только в результате инжек- ции носителей заряда через потенциальный барьер p-n-перехода, но при пря- мых напряжениях в несколько десятых долей вольта. При меньших напряжени- ях прямые токи в обращенных диодах меньше обратных. Таким образом, этот диод оказывает малое сопротивление току, прохо- дящему в обратном направлении и сравнительно высокое прямому току. По- этому используются они тогда, когда необходимо выпрямлять очень слабые электрические сигналы величиной в малые доли вольта. При этом включается он в обратном направлении, что и предопределило название такого диода. 2.6 Диоды Шоттки Потенциальный барьер, полученный на основе контакта «металл – полу- проводник», часто называют барьером Шоттки, а диоды, использующие такой потенциальный барьер, – диодами Шоттки. Как уже было рассмотрено выше, в контакте «металл – полупроводник» не происходит накопления неосновных но- сителей в базе из-за отсутствия инжекции неосновных носителей, вследствие чего значительно уменьшается время восстановления обратного сопротивле- ния, что в сочетании с малой величиной барьерной ѐмкости создает идеальные условия для использования таких диодов в импульсных и высокочастотных устройствах. Диоды Шоттки изготавливаются обычно на основе кремния Si или арсе- нида галлия GaAs, реже на основе германия Ge. Выбор металла для контакта с полупроводником определяет многие параметры диода. В первую очередь важ- на величина контактной разности потенциалов, образующейся на границе кон- такта. Чаще всего используются металлы Ag, Au, Pt, Pd, W, которые наносятся на полупроводник и дают величину потенциального барьера 0,2…0,9 эВ. Диоды Шоттки на электрических принципиальных схемах изображают условным обозначением (рисунок 2.16), которое используется только тогда, ко- гда необходимо сделать акцент на том, что в схеме используется именно диод Шоттки. Рисунок 2.16 – Условное графическое обозначение диода Шоттки 2.7 Варикапы Варикап – это полупроводниковый диод, в котором используется зависи- мость барьерной ѐмкости р-п-перехода от обратного напряжения. Таким образом, варикап можно рассматривать как конденсатор, ѐмкость которого можно регулировать при помощи электрического сигнала. Макси- мальное значение ѐмкости варикап имеет при нулевом обратном напряжении. При увеличении обратного напряжения ѐмкость варикапа уменьшается. На ри- сунке 2.17 показана зависимость ѐмкости варикапа КВ126А-5 от приложенного напряжения. Рисунок 2.17 – Варикапы: вольт-амперная характеристика (а); конструкции (б); условное графическое изображение варикапов (в). Основные параметры варикапов: 1. Номинальная ѐмкость Cн – ѐмкость между выводами, измеренная при за- данном обратном напряжении; 2. Добротность варикапа Q – отношение реактивного сопротивления ва- рикапа на заданной частоте к сопротивлению потерь при заданной ѐмкости или обратном напряжении; 3. Коэффициент перекрытия по ѐмкости KC – отношение максимальной ѐмкости Cmax варикапа к его минимальной ѐмкости Cmin при двух заданных значениях обратного напряжения. 4. Температурный коэффициент ѐмкости  – относительное изменение ѐмкости варикапа, приходящееся на один градус изменения температуры окру- жающей среды:   C . C  T 2.8 Стабилитроны Стабилитронами называют полупроводниковые диоды, использующие особенность обратной ветви вольт-амперной характеристики на участке пробоя изменяться в широком диапазоне изменения токов при сравнительно неболь- шом отклонении напряжения. Это свойство широко используется при создании специальных устройств – стабилизаторов напряжения. Напряжение пробоя стабилитрона зависит от ширины р-п-перехода, кото- рая определяется удельным сопротивлением материала полупроводника. По- этому существует определенная зависимость пробивного напряжения (т. е. напряжения стабилизации) от концентрации примесей. Низковольтные стабилитроны выполняют на основе сильно легированно- го кремния. Ширина р-п-перехода в этом случае получается очень маленькой, а напряженность электрического поля потенциального барьера – очень большой, что создает условия для возникновения туннельного пробоя. При большой ши- рине р-п-перехода пробой носит лавинный характер. При напряжении стабили- зации Uст от 3 до 6 В в p-n-переходах наблюдается практически туннельный пробой. В диапазоне от 6 до 8 В имеют место процессы как туннельного, так и лавинного пробоя, а в пределах 8…200 В – только лавинного. Рисунок 2.18 – Стабилитроны: конструкции (а), вольт-амперная характеристика (б) и условное графическое обозначение (в) Конструкции стабилитронов очень незначительно, а в некоторых случаях практически не отличаются от конструкций выпрямительных диодов (рису- нок 2.18). Вольт-амперная характеристика стабилитрона представлена на рисун- ке 2.18, б. Рабочий ток стабилитрона (его обратный ток) не должен превышать максимально допустимое значение Iст max во избежание перегрева полупровод- никовой структуры и выхода его из строя. Существенной особенностью стабилитрона является зависимость его на- пряжения стабилизации от температуры. В сильно легированных полупровод- никах вероятность туннельного пробоя с увеличением температуры возрастает. Поэтому напряжение стабилизации у таких стабилитронов при нагревании уменьшается, т. е. они имеют отрицательный температурный коэффициент напряжения стабилизации (ТКН):   1  Uст 100% , (2.4) ст ст который показывает – на сколько процентов изменится напряжение стабилиза- ции при изменении температуры прибора на 1 С . В слабо легированных полупроводниках при увеличении температуры уменьшается длина свободного пробега носителей, что приводит к увеличению порогового значения напряжения, при котором начинается лавинный пробой. Такие стабилитроны имеют положительный ТКН (рисунок 2.19). Рисунок 2.19 – Температурная зависимость вольт-амперной характеристики стабилитрона Для устранения этого недостатка и создания термокомпенсированных стабилитронов последовательно в цепь стабилитрона включают обычные дио- ды в прямом направлении. Как известно, у обычных диодов в прямом направ- лении падение напряжения на р-п-переходе при нагревании уменьшается. И ес- ли последовательно со стабилитроном (рисунок 2.20) включить n диодов в пря- мом направлении, где n  U , (U U – изменение прямого падения напряжения на диоде при изменении от T1 до T2), то можно почти полностью компенсиро- вать температурную погрешность стабилитрона. Рисунок 2.20 – Термокомпенсация стабилитрона Основные параметры стабилитронов: 1. Напряжение стабилизации Uст – напряжение на стабилитроне при про- текании через него тока стабилизации; 2. Ток стабилизации Iст – значение постоянного тока, протекающего через стабилитрон в режиме стабилизации; 3. Дифференциальное сопротивление стабилитрона rст – дифференциаль- ное сопротивление при заданном значении тока стабилизации, т. е. Uст ; Iст 4. Температурный коэффициент напряжения стабилизации  ст – отноше- ние относительного изменения напряжения стабилизации стабилитрона к абсо- лютному изменению температуры окружающей среды при постоянном значе- нии тока стабилизации: ст  1 Uст • Uст T 100% Предельные параметры стабилитронов: 1. Минимально допустимый ток стабилизации Iст min – наименьший ток че- рез стабилитрон, при котором напряжение стабилизации данных пределах; Uст находится в за- 2. Максимально допустимый ток стабилизации Iст max – наибольший ток через стабилитрон, при котором напряжение стабилизации Uст данных пределах, а температура перехода не выше допустимой; находится в за- 3. Максимально допустимая рассеиваемая мощность которой не возникает теплового пробоя перехода. Выводы: Pmax – мощность, при 1. Полупроводниковый стабилитрон – кремниевый диод, работающий при обратном напряжении в режиме электрического пробоя. 2. Необходимое напряжение стабилизации получают выбором соответст- вующей концентрации примеси в базе диода. 2.9 Стабисторы Стабистор – это полупроводниковый диод, напряжение на котором в области прямого смещения слабо зависит от тока в заданном его диапазоне и который предназначен для стабилизации напряжения. Стабилизацию постоянного напряжения можно также получить при ис- пользовании диода, включенного в прямом направлении, используя для этой цепи крутой участок прямой ветви вольт-амперной характеристики (рису- нок 2.21). При изменении прямого тока в диапазоне от Iст min до Iст max падение напряжения будет изменяться в относительно небольшом диапазоне U . Кремниевые диоды, предназначенные для этой цели, называют стабисторами. Для изготовления стабисторов используется кремний с большой концентрацией примесей, что необходимо для получения меньшего сопротивления и меньшей температурной зависимости прямой ветви вольт-амперной характеристики. Рисунок 2.21 – Вольт-амперная характеристика стабилитрона По сравнению со стабилитронами стабисторы имеют меньшее напряже- ние стабилизации, определяемое прямым падением напряжения на диоде, и ко- торое составляет примерно 0,7 В. Последовательное соединение двух или трѐх стабисторов позволяет получить удвоенное или утроенное значение напряже- ние стабилизации. Некоторые типы стабисторов представляют собой единый прибор с последовательным соединением отдельных элементов. Основные параметры стабисторов такие же, как у стабилитронов. 2.10 Применение полупроводниковых диодов При рассмотрении вопросов применения полупроводниковых диодов ог- раничимся применением стабилитронов и выпрямительных диодов. Выпрямителями называются устройства, преобразующие электрическую энергию переменного тока в энергию постоянного тока. Структурная схема вы- прямителя представлена на рисунке 2.22. Рисунок 2.22 – Структурная схема выпрямителя Силовой трансформатор – преобразует переменное питающее напряже- ние (необходимое напряжение, гальваническая развязка). Вентиль – обладает односторонней проводимостью и обеспечивает пре- образование переменного тока в выпрямленный (ток одного направления). Сглаживающий фильтр – преобразует выпрямленный ток в ток близкий по форме к постоянному току. ЭДС. Нагрузка – активная, активно-индуктивная, активно-емкостная, противо- Выпрямительные устройства характеризуются: выходными параметрами, параметрами, характеризующими режим работы вентилей, и параметрами трансформатора. Наиболее распространенный вентиль в маломощных устрой- ствах – полупроводниковый диод. Если в качестве вентилей используются ти- ристоры и транзисторы, то возможна реализация так называемого управляемого режима выпрямления (на диодах строят неуправляемые выпрямители). Выпрямители называются неуправляемыми, если величина напряжения на выходе выпрямителя Еd его входе: определяется только переменным напряжением Е2 на Ест  kсх  Е2 , (2.5) где kсх – коэффициент пропорциональности, характерный для данной схемы выпрямления, называемый коэффициентом схемы выпрямления. К выходным параметрам выпрямителя относятся: номинальное среднее выпрямленное напряжение Uн ср ; номинальный средний выпрямленный ток Iн ср ; коэффициент пульсаций выпрямленого напряжения kn ; частота пульсаций выпрямленного напряжения; внутреннее сопротивление выпрямителя. Коэффициентом пульсаций называется отношение амплитуды первой гармоники колебаний выпрямленного напряжения к среднему значению вы- прямленного напряжения. Для классификации выпрямителей используют различные признаки и особенности их конструкции: количество выпрямленных полуволн (полуперио- дов) напряжения, число фаз силовой сети, тип сглаживающего фильтра и т. п. По количеству выпрямленных полуволн различают однополупериодные и двухполупериодные выпрямители. По числу фаз – однофазные, двухфазные, трехфазные и шестифазные выпрямители. По схеме включения вентилей различают выпрямители с параллельным, последовательным и мостовым включением вентилей. 2.10.1 Однофазная однополупериодная схема выпрямления Простейшей схемой выпрямителя является однофазная однополупериод- ная схема (рисунок 2.23, а). Трансформатор Т играет двойную роль: он служит для подачи на вход выпрямителя ЭДС e2 , соответствующей заданной величине выпрямленного напряжения Ed , и обеспечивает гальваническую развязку цепи нагрузки и питающей сети. Параметры, относящиеся к цепи постоянного тока, то есть к выходной цепи выпрямителя, принято обозначать с индексом d (от английского слова direct – прямой): Rd – сопротивление нагрузки; ud – мгновенное значение выпрямленного напряжения; id – мгновенное значение выпрямленного тока. Благодаря односторонней проводимости вентиля ток в цепи нагрузки бу- дет протекать только в течение одной половины периода напряжения на вто- ричной обмотке трансформатора, что определяет и название этой схемы. Соотношения между основными параметрами найдем при следующих допущениях: • Активным и индуктивным сопротивлением обмоток трансформатора пренебрегаем. • Нагрузка имеет чисто активный характер. • Вентиль VD идеальный. • Током намагничивания трансформатора пренебрегаем. • ЭДС обмотки трансформатора синусоидальна: e2   Е2  sin  , где Е2 – действующее значение ЭДС;   t ;   2    f . На интервале 0 ЭДС e2 будет иметь полярность, прямую по отноше- нию к вентилю VD , вентиль открыт и в цепи нагрузки протекает ток. На интервале 02  ЭДС e2 имеет противоположную полярность, вен- тиль VD закрыт и ток нагрузки равен нулю. Тогда мгновенное значение выпрямленного напряжения (рисунок 2.23, в): ud | 0...   Е  sin  , ud | 0...2  0. Постоянная составляющая выпрямленного напряжения: 1 2 1  U  d 2   • u d    2  E2  sin  d  0,45  E2 . (2.6) Рисунок 2.23 – Однофазный однополупериодный выпрямитель Мгновенное значение выпрямленного тока (рисунок 2.23, г): id  i2  id . Rd Постоянная составляющая выпрямленного тока: I  Ud . d Для данной схемы выпрямления среднее значение анодного тока вентиля: Ia ср  Id . Максимальное значение анодного тока: Ia max  • E2 R2  Id   . (2.7) Максимальное значение обратного напряжения на вентиле: Uобр max   E2  Ud   . (2.8) Спектр выпрямленного напряжения имеет вид (разложение в ряд Фурье): u     Е2   2  Е2  sin   2  2    Е2  cos2    3    2  2  Е2  cos4   . (2.9) 15   Коэффициент пульсаций, равный отношению амплитуды низшей (основ- ной) гармоники пульсаций к среднему значению выпрямленного напряжения равен: k  Uпульс max01  Ud 2  Е2  2 • Е2     1,57 . (2.10) 2 Как видно, однополупериодная схема выпрямления имеет низкую эффек- тивность из-за высокой пульсации выпрямленного напряжения. Расчетная мощность трансформатора Т: Pрасч  P1  P2 , (2.11) 2 где P1 и P2 – расчетная мощность первичной и вторичной обмотки. Действующее значение тока вторичной обмотки I2   Id   . (2.12) 2 Тогда P2  Е2  I 2 может быть получена подстановкой I 2 из выражения (2.12), а Е2 из выражения (2.6): U     I P  d d  3,49  P , (2.13) 2 2 d где Pd  Ud  Id – мощность нагрузки. Мощность первичной обмотки трансформатора P1  Е1  I1 , где Е1 и I1 – действующие значения ЭДС и тока первичной обмотки трансформатора; Е1 на- ходится как Е1  Е2  kтр , где kтр  w1 w2 – коэффициент трансформации; w1 и w2 – число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора. I1  , (2.14) где i1 – мгновенное значение первичного тока. Из условия равенства намагничивающих сил первичной и вторичной об- моток трансформатора i1  w1 • i • Id  w  0 . (2.15) Находим i1 : i   w2 i w1 • Id    1 kтр  i • Id . (2.16) Поскольку i2 протекает во вторичной обмотке трансформатора только на интервале 0 , а на интервале  2  он равен 0, то   1|0     Id kтр I  1    sin  , (2.17) i  1|02  d . kтр Графическое изображение этой функции представлено на рисунке 2.23, е. Оно является зеркальным отображением функции i  I  (рисунок 2.23, д), но масштабы их отличаются в kтр раз. Подставляя значения (2.17) в выражение (2.14), получаем действующее значение первичного тока: I1  1,21 k . (2.18) тр Мощность первичной обмотки трансформатора P1  E1  I1  2,69  Рd . (2.19) Подставляя (2.19) и (2.13) в (2.11), получаем расчетную мощность транс- форматора: Pрасч  Р1  Р2 2  3,06  Рd . (2.20) 2.10.2 Двухполупериодная схема выпрямления со средней точкой Эта схема представляет собой два однополупериодных выпрямителя, ра- ботающих на общую нагрузку Rd и питающихся от находящихся в противофазе ЭДС (рисунок 2.24, а) e2 a и e2b . Для создания этих ЭДС в схеме является обязательным наличие транс- форматора T с двумя полуобмотками на вторичной стороне, имеющими сред- нюю точку. На рисунках 2.24, б, в, г, д представлены временные диаграммы для двух- полупериодной схемы выпрямителя со средней точкой. В случае чисто активной нагрузки и с учетом допущений (п. 2.10.1) для рассматриваемой схемы имеют место следующие основные соотношения: U  1    E  sin  d  2   Е2 ; d  I  Ud ; Rd i  0 2   E2 ; (2.21) пр max d i  Id ; пр ср 2 Uобр max  2  kп  0,66.  E2 ; Поскольку мгновенное значение первичного тока i1  1 kтр  i • ia1 , то очевидно, что он представляет собой синусоиду, и следовательно, где kф 1,11 – коэффициент формы для синусоиды. I1  kф kтр  Id , Рисунок 2.24 – Однофазный двухполупериодный выпрямитель со средней точкой Мощности трансформатора P1  2  E1  I1  1,74  Рd ; (2.22) P2  2  E2  I 2  1,23  Рd ; (2.23) Pрасч  Р1  Р2 2  1,48  Рd . (2.24) 2.10.3 Однофазная мостовая схема Схема представляет собой мост из вентилей VD1-VD4 (рисунок 2.25, а), в одну диагональ которого включена нагрузка, а в другую – переменное напря- жение е2 . В положительном полупериоде открыты вентили VD1-VD3 , в отри- цательном – VD2-VD4 . Ток в нагрузке протекает в одном и том же направлении в течение обоих полупериодов, поэтому эта схема, так же как и предыдущая, относится к двухполупериодным схемам выпрямления. Силовой трансформатор здесь не является принципиально необходимым и нужен только для создания требуемой величины напряжения е2 на входе вы- прямителя, соответствующего заданной величине выпрямленного напряже- ния Ud , а также для обеспечения гальванической развязки между питающей се- тью и нагрузкой выпрямителя. Рисунок 2.25 – Однофазный мостовой выпрямитель На рисунках 2.25, б, в, г, д представлены временные диаграммы для од- нофазной мостовой схемы выпрямителя. Для этой схемы выпрямителя при условии допущений п. 2.10.1 справед- ливы следующие соотношения: U  1    E  sin  d  2   Е2 , (2.25) d  0 2 I  Ud d  , (2.26) iпр max   E2 , (2.27) R d i  I d , (2.28) пр ср 2 Uобр max  2   E2 , (2.29) kп  0,66 , (2.30) i2   E2 Rd  sin  , (2.31) i1  1 i kтр , (2.32) P1  2  E1  I1  1,23  Рd , (2.33) P2  2  E2  I 2  1,23  Рd , (2.34) Pрасч  Р1  Р2 2  1,23  Рd . (2.35) Аналогичным образом строятся более сложные схемы многофазных вы- прямителей. 2.10.4 Параметрический стабилизатор напряжения Как уже отмечалось выше, применение стабилитронов связано с особен- ностью обратной ветви их вольт-амперной характеристики изменяться в боль- шом диапазоне обратных токов при незначительном изменении напряжения на участке пробоя. Это свойство стабилитронов широко используется в устройст- вах, называемых стабилизаторами напряжения. Таким простейшим устройством является параметрический стабилизатор постоянного напряжения (рисунок 2.26). При увеличении входного напряжения U вх от нуля пропорционально возрастает напряжение на нагрузке Uвых . Когда входное напряжение достигнет напряжения пробоя стабилитрона, он открыва- ется и в его цепи появляется ток Iст . Дальнейшее увеличение входного напря- жения приведѐт лишь к увеличению тока стабилитрона, а напряжение на нѐм, а, следовательно, и напряжение на нагрузке Uвых будут теперь оставаться почти неизменными, а разница между входным напряжением и выходным будет па- дать на балластном сопротивлении Rб . Рисунок 2.26 – Параметрический стабилизатор напряжения На рисункке 2.27 представлены: вольт-амперная характеристика стабили- трона VD, вольт-амперная характеристика сопротивления нагрузки R , их результирующая вольт-амперная характеристика R  VD , вольт-амперная ха- рактеристика балластного сопротивления R  амперная характеристика всего устройства. и, наконец, суммарная вольт- Рисунок 2.27 – Стабилизация напряжения Поскольку максимальное значение тока стабилитрона ограничено его до- пустимым нагревом на уровне I ст max, то максимальное значение входного на- пряжения ограничено величиной U вх max. Минимальное значение входного на- пряжения, очевидно, ограничено напряжением пробоя стабилитрона U проб . То- гда за номинальное значение входного напряжения U вх н дину участка между U вх max и Uвых max. следует принять сере- По вольт-амперной характеристике находим, соответственно, Uвых max и Uвых min , а середина между ними соответствует U вых н . Очевидно, что при откло- нении входного напряжения на U вх , выходное напряжение изменится на зна- чительно меньшую величину U вых , т. е. имеет место стабилизация напряже- ния. Качество стабилизатора напряжения оценивается коэффициентом стабили- зации kст : kст  U вх U вх н  Uвых Uвых н  Uвых н U вх н  U вх Uвых    U вх Uвых . (2.36) Можно показать, что k    Rб , т. е. коэффициент стабилизации пара- н метрического стабилизатора в основном определяется соотношением сопро- тивления балластного резистора Rб и сопротивления нагрузки Rн . Контрольные вопросы 1. Что называется полупроводниковым диодом? 2. Какая область полупроводникового диода называется эмиттером? 3. Какая область полупроводникового диода называется базой? 4. Напишите уравнение вольт-амперной характеристики полупроводниково- го диода? 5. Как влияет повышение температуры на прямую ветвь вольт-амперной ха- рактеристики полупроводникового диода? 6. Перечислите и объясните отличия в свойствах и параметрах кремниевых и германиевых выпрямительных диодов. 7. Какие процессы происходят в базе диода в импульсном режиме работы? 8. Что такое стабилитрон? 9. Что такое туннельный диод? 10. Что такое обращенный диод? 11. Почему в варикапах используется только барьерная ѐмкость и не исполь- зуется диффузионная ѐмкость? 12. Что такое выпрямитель? 13. Поясните принцип действия однофазного однополупериодного выпрями- теля. 14. Поясните принцип действия однофазного двухполупериодного выпрями- теля со средней точкой. 15. Поясните принцип действия однофазного мостового выпрямителя. 16. Что такое стабилизатор напряжения? 3 БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 3.1 Структура и основные режимы работы Биполярный транзистор (обычно его называют просто транзистором) – это полупроводниковый прибор с двумя или более взаимодействующими вы- прямляющими электрическими переходами, предназначенный для усиления и генерирования электрических сигналов. Рисунок 3.1 – Структура биполярного транзистора Транзистор (полупроводниковый триод) был создан американскими уче- ными Дж. Бардином, У. Браттейном и У. Шокли в 1948 году. Это событие име- ло громадное значение для полупроводниковой электроники. Транзисторы мо- гут работать при значительно меньших напряжениях, чем ламповые триоды, и не являются простыми заменителями последних, а их можно использовать по- мимо усиления и генерирования сигналов переменного тока в качестве ключе- вых элементов. Определение «биполярный» указывает на то, что работа тран- зистора связана с процессами, в которых принимают участие носители заряда, как электроны, так и дырки. Структура биполярного транзистора изображена на рисунке 3.1. Он пред- ставляет собой монокристалл полупроводника, в котором созданы три области с чередующимися типами электропроводности. На границах этих областей воз- никают электронно-дырочные переходы. От каждой области полупроводника сделаны токоотводы (омические контакты). Среднюю область транзистора, расположенную между электронно-дырочными переходами, называют ба- зой (Б). Примыкающие к базе области обычно делают неодинаковыми. Одну из областей делают так, чтобы из неѐ наиболее эффективно проходила инжекция носителей заряда в базу, а другую – так, чтобы p-n-переход между базой и этой областью наилучшим образом собирал инжектированные в базу носители заря- да, то есть осуществлял экстракцию носителей заряда из базы. Область транзистора, основным назначением которой является инжекция носи- телей заряда в базу, называют эмиттером (Э), а p-n-переход между базой и эмиттером – эмиттерным (ЭП). Область транзистора, основным назначением которой является собирание, экстракция носителей заряда из базы, называют коллектором (К), а p-n-переход между базой и коллектором – коллекторным (КП). В зависимости от типа электропроводности крайних слоев (эмиттера и коллектора) различают транзисторы p-n-p и n-p-n типа. В обоих типах транзи- сторов физические процессы аналогичны, они различаются только типом ин- жектируемых и экстрагируемых носителей и имеют одинаково широкое приме- нение. Рисунок 3.2 – Условное обозначение транзисторов: а – транзистор р-n-p типа; б – транзистор n-p-n типа На принципиальных электрических схемах транзисторы изображают ус- ловными графическими обозначениями, представленными на рисунке 3.2. Конструктивно биполярные транзисторы оформляются в металлических, пластмассовых или керамических корпусах (рисунок 3.3, а). При работе транзистора к его электродам прикладываются напряжения от внешних источников питания. В зависимости от полярности напряжений, при- ложенных к электродам транзистора, каждый из p-n-переходов может быть смещен в прямом или в обратном направлении, исходя из этого, возможны че- тыре режима работы транзистора (таблица 3.1). Таблица 3.1 – Режимы работы биполярного транзистора Эмиттерный переход Коллекторный переход Режим работы транзистора прямое обратное Активный (усилительный) прямое прямое насыщения обратное обратное отсечки обратное прямое инверсный Если на эмиттерном переходе напряжение прямое, и он инжектирует но- сители в базу, а на коллекторном переходе напряжение обратное, и он собирает носители из базы, то такое включение транзистора называют нормальным, а транзистор работает в активном (усилительном) режиме. Рисунок 3.3 – Общий вид (а) и конструктивное оформление биполярных транзисторов (б) В режиме насыщения оба p-n-перехода включены в прямом направлении, переходы насыщены подвижными носителями заряда, их сопротивления малы. В режиме отсечки оба p-n-перехода включены в обратном направлении. В электродах транзистора протекают тепловые токи обратновключенных пере- ходов. Если же на коллекторном переходе напряжение прямое, и он инжектиру- ет носители в базу, а на эмиттерном переходе напряжение обратное, и он осу- ществляет экстракцию носителей из базы, то такое включение транзистора на- зывают инверсным, а транзистор работает в инверсном режиме. При инверсном включении транзистора необходимо учитывать следую- щие особенности: 1. Поскольку эмиттерный переход по площади меньше, чем коллекторный, то из того количества носителей, которые инжектируются коллекторным пере- ходом, меньшее количество собирается эмиттерным переходом, что снижает величину тока этого перехода. 2. Это приводит к изменению заряда носителей в базе и, следовательно, к изменению барьерной ѐмкости переходов, т. е. к изменению частотных свойств транзистора. 3. При меньшей площади эмиттерного перехода необходимо снижать вели- чину его тока, чтобы оставить прежней температуру нагрева полупроводнико- вой структуры. 3.2 Физические процессы в биполярном транзисторе Рисунок 3.4 – Движение носителей заряда и токи в биполярном транзисторе при активном режиме работы Физические процессы в биполярном транзисторе при усилении электри- ческих сигналов рассмотрим на примере рисунка 3.4. К транзистору подклю- чают два источника ЭДС: Е1 – ЭДС источника входного сигнала, и Е2 • ЭДС источника питания (мощного источника). ЭДС Е1 подключается так, чтобы эмиттерный переход был смещен в прямом направлении, а ЭДС Е2 должна смещать коллекторный переход в обратном направлении. Тогда при отсутствии тока в цепи источника входного сигнала (во входной цепи транзистора) нет то- ка и в цепи источника питания (в выходной цепи). Строго говоря, в выходной цепи будет протекать очень маленький ток – обратный ток закрытого коллек- торного перехода I кбо , но им ввиду его малости можно пренебречь. Если же во входной цепи транзистора создать под действием источника Е1 какой-то ток I э , то дырки, являющиеся основными носителями в р-области эмиттера, будут ин- жектироваться в область базы, где они становятся уже неосновными носителя- ми. Те из них, которые попадают в зону действия электрического поля коллек- торного перехода, будут испытывать со стороны этого поля ускоряющее, при- тягивающее действие и будут переброшены через границу раздела в область коллектора (область р-типа), где дырки уже являются основными носителями. Таким образом, в цепи источника питания появится ток – ток коллектора I к , который, протекая по сопротивлению нагрузки жения: Rн , создает там падение напря- U  I к  Rк , (3.1) которое является выходным сигналом усилителя и в точности повторяет все изменения входного сигнала. Отметим, что не все носители, инжектированные из эмиттера в базу, дос- тигают коллекторного перехода; часть из них рекомбинирует в базе по пути движения от эмиттерного перехода к коллекторному – ток Iб рек . Поэтому ток коллектора I к принципиально меньше тока эмиттера I э . Отношение этих токов характеризует коэффициент передачи по току:   Iк . (3.2) I э Чтобы увеличить коэффициент передачи по току область базы делают тонкой, чтобы меньшее количество носителей рекомбинировало в ней, и, кроме того, площадь коллекторного перехода делают больше площади эмиттерного перехода, чтобы улучшить процесс экстракции носителей из базы. Таким обра- зом, удается достичь величины коэффициента передачи по току   0,950,99 и более. Несмотря на то, что в рассмотренной схеме усиления по току нет   1, все же коэффициент передачи по мощности может быть значительно больше единицы за счет большого усиления по напряжению. Ведь даже при малой ве- личине коллекторного тока I к падение напряжения на сопротивлении нагрузки I к  Rк может быть значительным, за счет большой величины напряжения ис- точника питания. Отметим, что в транзисторах n-p-n-типа все описанные процессы проте- кают точно так же, но полярность источников Е1 и Е2 должна быть противопо- ложной, а из эмиттера в базу будут инжектироваться электроны, и электроны же будут образовывать коллекторный ток в цепи источника Е2 . Следует отметить, что в процессе усиления электрического сигнала в транзисторе происходит изменение ширины базового слоя W, так как под дей- ствием внешних источников Е1 и Е2 толщина p-n-переходов изменяется, что в условиях малой ширины базового слоя происходит ее модуляция (данное явле- ние получило название эффект Эрли). Это приводит к ряду особенностей: 1. Чем уже становится база, тем меньшее количество инжектированных но- сителей будет рекомбинировать в ней и, следовательно, большее количество их достигнет коллекторного перехода и будет участвовать в образовании тока кол- лектора I к . Это приведет к изменению коэффициента передачи по току  . 2. Изменение тока I к при I э  const приводит к зависимости I к от Е2 , т. е. к изменению сопротивления коллекторного перехода. 3. Поскольку при этом меняется заряд носителей в базе, то это приводит к изменению ѐмкости p-n-перехода. 4. Изменение ширины базового слоя приводит к изменению времени про- хождения зарядами базовой области, т. е. к изменению частотных свойств тран- зистора. 5. Изменение ширины базы влияет на величину тока I э при неизменном значении Е1 . Как крайнюю степень проявления модуляции ширины базы следует рас- сматривать явление, называемое проколом базы. Прокол базы наступает тогда, когда под действием большого значения ЭДС источника питания Е2 ширина коллекторного перехода возрастает настолько, что происходит его смыкание с эмиттерным переходом, что весьма вероятно в условиях малой толщины базо- вой области. При этом  1, а транзистор пробивается. Основные параметры биполярных транзисторов: 1. Коэффициенты передачи эмиттерного и базового тока: h21э  h21б  Uкэ Uкб  const ;  const . 2. Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода (единицы – де- сятки Ом) rэ диф  Uкэ  const . 3. Обратный ток коллекторного перехода при заданном обратном напряже- нии (единицы наноампер – десятки миллиампер) Iкбо  Iк |I const ; Uкб  0. 4. Объемное сопротивление базы rб ' (десятки – сотни Ом). 5. Выходная проводимость h22 или дифференциальное сопротивление кол- лекторного перехода (от долей до сотен мкСм) rк диф r  1  h22э  1  ; Iб  const . к диф h22б Iэ  const 6. Максимально допустимый ток коллектора сятки ампер). Iк max (сотни миллиампер – де- 7. Напряжение насыщения коллектор – эмиттер Uкэ нас вольт). (десятые доли – один 8. Наибольшая мощность рассеяния коллектором ки ватт). Pк max (милливатт – десят- 9. Ёмкость коллекторного перехода Ск Выводы: (единицы – десятки пикофарад). 1. При прямом напряжении, приложенном к эмиттерному переходу, потен- циальный барьер понижается, и в базу инжектируются носители заряда. 2. Инжектированные в базу неосновные носители заряда диффундируют в сторону коллекторного перехода. 3. Вследствие того, что ширина базы транзистора мала и концентрация ос- новных носителей заряда в ней низкая, почти все инжектированные в базу не- основные носители заряда достигают коллекторного перехода и перебрасыва- ются полем потенциального барьера в коллектор, образуя управляемый ток коллектора. 4. Небольшая часть инжектированных носителей заряда успевает рекомби- нировать в базе, образуя рекомбинированную составляющую тока эмиттера, которая замыкается через цепь базы. 5. Через цепь базы замыкается также небольшая составляющая тока эмитте- ра, образованная диффузией неосновных носителей заряда из базы в эмиттер, и обратный ток коллекторного перехода. 3.3 Схемы включения транзистора Как было рассмотрено на примере, для усиления электрического сигнала в цепь транзистора необходимо включить два источника – входного сигнала Е1 и питания Е2 . Поскольку транзистор имеет три вывода (эмиттер, база, коллек- тор), а два источника питания имеют четыре вывода, то обязательно один из выводов транзистора будет общим для обоих источников, т. е. одновременно будет принадлежать и входной цепи и выходной. По этому признаку различают три возможных схемы включения: с общей базой, с общим эмиттером и с об- щим коллектором. 3.3.1 Схема с общей базой Рисунок 3.5 – Включение транзистора по общей схеме с общей базой Рассмотренный выше пример построения усилителя электрических сиг- налов с помощью транзистора является схемой включения с общей базой. На рисунке 3.5 приведена электрическая принципиальная схема включения тран- зистора с общей базой. Основные параметры, характеризующие эту схему включения, получим следующим образом: 1. Коэффициент усиления по току: kI б    Iк I  0,95  0,99. (3.3) э Индекс «б» в (3.3) указывает на отношение этого параметра к схеме с об- щей базой. 2. Входное сопротивление: Rвх б  Е1 . (3.4) I э Из (3.4) следует, что входное сопротивление транзистора, включенного в схему с общей базой, очень невелико и определяется, в основном, сопротивле- нием эмиттерного p-n-перехода в прямом направлении. На практике оно со- ставляет единицы – десятки Ом. Это следует отнести к недостаткам усилитель- ного каскада, так как приводит к нагружению источника входного сигнала. 3. Коэффициент усиления по напряжению: k  Uвых  Iк  Rн  Iк  Rн    Rн . (3.5) U б вх Е1 Iэ • Rвх б Rвх б Коэффициент усиления по напряжению может быть достаточно большим (десятки – сотни единиц), так как определяется, в основном, соотношением ме- жду сопротивлением нагрузки Rн и входным сопротивлением. 4. Коэффициент усиления по мощности: kР б  KI б • KU б   2  Rн Rвх б . (3.6) Для реальных схем коэффициент усиления по мощности равняется десят- кам – сотням единиц. 3.3.2 Схема с общим эмиттером В этой схеме (рисунок 3.6) по-прежнему источник входного сигнала Е1 включен в прямом направлении по отношению к эмиттерному переходу, а ис- точник питания Е2 включен в обратном направлении по отношению к коллек- торному переходу и в прямом по отношению к эмиттерному. Под действием источника входного сигнала Е1 в базовой цепи протекает ток I б ; происходит инжекция носителей из эмиттерной области в базовую; часть из них под дейст- вием поля коллекторного перехода перебрасывается в коллекторную область, образуя, таким образом, ток в цепи коллектора I к , который протекает под дей- ствием источника питания Е2 через эмиттер и базу. Поэтому: I э  Iб  Iк . (3.7) Входным током является ток базы I б , а выходным – ток коллектора I к . Выходным напряжением является падение напряжения на сопротивлении на- грузки Rн . Рисунок 3.6 – Включние транзистора по общей схеме с общим эммитером Основные параметры, характеризующие эту схему включения, определим из выражений: 1. Коэффициент усиления по току: kI э    Iк Iб  Iк Iэ  Iк , (3.8) поделив в этом выражении числитель и знаменатель дроби на ток эмиттера получим: I э , Iк kI э  I  I   . (3.9) 1  э к Iэ Из (3.9) видно, что в схеме с общим эмиттером коэффициент усиления по току достаточно большой, так как  – величина, близкая к единице, и состав- ляет десятки – сотни единиц. 2. Входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером: Rвх э  Е1 Iб  Е1 Iэ  Iк . (3.10) Поделив в этом выражении числитель и знаменатель на ток эмиттера получим: I э , Е1 Rвх э  I  I  Rвх б 1   . (3.11) э к Iэ Отсюда следует, что Rвх э  Rвх б , т. е. по этому параметру схема с общим эмиттером значительно превосходит схему с общей базой. Для схемы с общим эмиттером входное сопротивление лежит в диапазоне сотни Ом – едини- цы кОм. 3. Коэффициент усиления по напряжению: k  Uвых  Iк  Rн  Iк  Rн    Rн . (3.12) U э вх Е1 Iэ • Rвх э 1   Rвх э Подставляя сюда Rвх э из (3.10), получим: kU э    1   Rн Rвх э    Rн Rвх б , (3.13) т. е. коэффициент усиления по напряжению в этой схеме точно такой же, как и в схеме с общей базой – kU э  kU б , и составляет десятки – сотни единиц. 4. Коэффициент усиления по мощности: kР э  KI э • KU э   2 1    Rн , (3.14) Rвх б что значительно больше, чем в схеме с общей базой (сотни – десятки тысяч единиц). 3.3.3 Схема с общим коллектором Исходя из принятых отличительных признаков схема включения транзи- стора с общим коллектором должна иметь вид (рисунок 3.7, а). Однако в этом случае транзистор оказывается в инверсном включении, что нежелательно из-за ряда особенностей, отмеченных выше. Поэтому в схеме (рисунок 3.7, а) просто механически меняют местами выводы эмиттера и коллектора и получают нор- мальное включение транзистора (рисунок 3.7, б). В этой схеме сопротивление нагрузки Rн включено во входную цепь; входным током является ток базы I э  Iб  Iк . I б ; выходным током является ток эмиттера Рисунок 3.7 – Включение транзистора по схеме с общим коллектором Основные параметры этой схемы следующие: 1 Коэффициент усиления по току: kI к    Iэ Iб  Iэ Iэ  Iк . (3.15) Поделив числитель и знаменатель этой дроби на ток эмиттера , полу- чим: I э   I э Iэ  Iк I э  1 1   , (3.16) т. е. коэффициент усиления по току в схеме с общим коллектором почти такой же, как в схеме с общим эмиттером:   . 2 Входное сопротивление: Rвх к  Е1  Rн , (3.17) I б Преобразуя это выражение, получим:   I   1  R  э I н R  R (3.18) R   э    вх б н , вх к I  1  1   Из (3.18) следует, что входное сопротивление в этой схеме включения оказывается наибольшим из всех рассмотренных схем (десятки – сотни кОм). 3. Коэффициент усиления по напряжению: k  Iэ  Rн , (3.19) U к  R б вх к Преобразуем это выражение с учетом выражений (3.16) и (3.18): kU к    Rн , (3.20) 1    R Rвх б  Rн Поскольку Rвх б представляет собой очень малую величину, то можно считать, что kU к 1, т. е. усиления по напряжению в этой схеме нет. 4. Коэффициент усиления по мощности: kР к  KI к • KU к  1  1   R Rн , (3.21) вх б н на практике он составляет десятки – сотни единиц. Схему с общим коллектором часто называют эмиттерным повторите- лем, потому что, во-первых, нагрузка включена здесь в цепь эмиттера, а во- вторых, выходное напряжение в точности повторяет входное и по величине 1 и по фазе. В таблице 3.1 приведены диапазоны значений параметров схем включе- ния биполярного транзистора. Таблица 3.1 – Параметры схем включения биполярного транзистора Параметр Схема с ОБ Схема с ОЭ Схема с ОК Коэффициент усиления по току k I Немного меньше единицы Десятки-сотни единиц Десятки-сотни единиц Коэффициент усиления по напряжению kU Десятки-сотни единиц Десятки-сотни единиц Немного мень- ше единицы Коэффициент усиления по мощности k P Десятки-сотни единиц Сотни-десятки тысяч единиц Десятки-сотни единиц Входное сопротивление Rвх Единицы- десятки Ом Сотни Ом- единицы кОм Десятки-сотни кОМ Выходное сопротивление Rвых Сотни кОм- единицы МОм Единицы- десятки кОм Сотни Ом- единицы кОм Фазовый сдвиг между Uвых и U вх 0 180 0 Выводы: 1. В отличие от схемы с общей базой схема с общим эмиттером наряду с усилением по напряжению даѐт также усиление по току. Транзистор, включен- ный по схеме с общим эмиттером, усиливает ток базы в десятки – сотни раз. Усиление по напряжению в данной схеме остается таким же, как в схеме с об- щей базой. Поэтому усиление по мощности в схеме с общим эмиттером значи- тельно больше, чем в схеме с общей базой. 2. Схема с общим эмиттером имеет более приемлемые значения входного и выходного сопротивлений – входное больше, а выходное сопротивление мень- ше, чем в схеме с общей базой. 3. Благодаря указанным преимуществам схема с общим эмиттером находит наибольшее применение на практике. 4. Схема с общей базой хоть и имеет меньшее усиление по мощности и име- ет меньшее входное сопротивление, все же ее иногда применяют на практике, т.к. она имеет лучшие температурные свойства. 5. Схема с общим коллектором дает усиление по току и по мощности, но не дает усиления по напряжению. 6. Схему с общим коллектором очень часто применяют в качестве входного каскада усиления из-за его высокого входного сопротивления и способности не нагружать источник входного сигнала, а также данная схема имеет наименьшее выходное сопротивление. 3.4 Статические характеристики биполярного транзистора Статическими характеристиками называются зависимости между входными и выходными токами и напряжениями транзистора при отсутствии нагрузки. Каждая из схем включения транзистора характеризуется четырьмя семействами статических характеристик: 1. Входные характеристики – это зависимость входного тока от входного напряжения при постоянстве напряжения на выходе: Iвх  вх Uвых const 2. Выходные характеристики – это зависимость выходного тока от вы- ходного напряжения при фиксированном значении входного тока: Iвых  вых Iвх const 3. Характеристики обратной связи по напряжению: Uвх  вых Iвх const 4. Характеристики передачи по току: Iвых  вх Uвых const Наиболее часто на практике используют входные и выходные характери- стики, которые обычно приводятся в справочной литературе и представляют собой усредненные зависимости большого числа однотипных транзисторов. Две последние характеристики применяют реже и, к тому же, они могут быть построены из входных и выходных характеристик. 3.4.1 Статические характеристики для схемы с общей базой 1. Семейство входных статических характеристик (рисунок 3.8) представ- ляет собой зависимость Iэ  эб Uкб const При Uкб  0 входная характеристика представляет собой прямую ветвь вольт-амперной характеристики эмиттерного перехода. При Uкб  0 данная ха- рактеристика смещается немного выше оси абсцисс, т. к. при отсутствии вход- ного сигнала E  0 через запертый коллекторный переход протекает малень- кий обратный ток Iк 0 , который создает на объемном сопротивлении базовой области rб падение напряжения, приложенное к эмиттерному переходу в пря- мом направлении (рисунок 3.8, а). Это падение напряжения и обусловливает протекание через эмиттерный переход маленького прямого тока и смещение вверх входной характеристики (рисунок 3.8, б). При Uкб  0 коллекторный переход смещается в прямом направлении, через него протекает прямой ток, и следовательно падение напряжения на со- противлении базы rб изменит полярность на противоположную, что вызовет при отсутствии входного сигнала протекание через эмиттерный переход ма- ленького обратного тока и, следовательно, смещение входной характеристики вниз (рисунок 3.8, б). Рисунок 3.8 – Входные характеристики схеме с общей базой 2. Семейство выходных статических характеристик (рисунок 3.9) пред- ставляет собой зависимость Iк  кб I э const Если Рисунок – 3.9 Входные характеристики схемы с обшей базой Iэ  0 , то выходная характеристика представляет собой обратную ветвь вольт-амперной характеристики коллекторного перехода. При Iэ  0 ток в коллекторной цепи будет протекать даже при отсутствии источника коллектор- ного питания E  0 за счет экстракции инжектированных в базу носителей полем коллекторного перехода. При увеличении напряжения U кб коллекторный ток практически не меняется, т. к. количество инжектированных в базу носите- лей не меняется I  const , а возрастает только скорость их перемещения че- рез коллекторный переход. Чем больше уровень тока I э , тем больше и коллек- торный ток I к . При изменении полярности U кб на противоположную меняется и включе- ние коллекторного перехода с обратного на прямое. Поэтому ток I к вначале очень быстро снижается до нуля, а затем изменяет свое направление на проти- воположное. 3.4.2 Статические характеристики для схемы с общим эмиттером 1. Семейство входных статических характеристик представляет собой за- висимость Iб  f U  . Вид этих характеристик показан на рисунке 3.10. Рисунок – 3.10 Входные характеристики схемы с общим эммитером Рисунок 3.11 – Схема включения транзистора, поясняющие особенность входных характеристик с общим эммитером При Uкэ  0 эта характеристика представляет собой прямую ветвь вольт- амперной характеристики эмиттерного перехода. При этом коллекторный пере- ход оказывается включенным в прямом направлении на напряжение источника Е1 (рисунок 3.11, а). При включении источника Е U  0 характеристика пойдет несколько ниже предыдущей, т. к. в случае Uбэ  0 (рисунок 3.11, б) источник Е1 отсутст- вует и через коллекторный переход протекает маленький обратный ток Iк 0 под действием источника Е2 , направление которого в базе противоположно тому, когда включен источник Е1 . При включении Е U  0 этот ток будет уменьшаться, т. к. в цепи его протекания Е1 и Е2 будут включены встречно, а затем он перейдет через ноль и будет возрастать в положительном направлении под действием Е1 . Однако в справочной литературе этим малым значением тока пренебрегают, и входные характеристики представляют исходящими из начала координат. 3. Выходные статические характеристики (рисунок 3.12) представляют собой зависимости Iк  кэ Iб const Рисунок 3.12 – Входные характеристик с общим эммитером При Iб  0 эта характеристика представляет собой обратную ветвь вольт- амперной характеристики коллекторного перехода. При Iб  0 характеристики имеют большую крутизну в области малых значений U кэ , т. к. при условии Е2  Е1 (рисунок 3.11, а), коллекторный переход включен в прямом направле- нии; поэтому сопротивление его незначительно и достаточно небольшого из- менения напряжения на нем, чтобы ток I к изменился значительно. Более того, при Uкэ  0 все характеристики кроме начальной I  0, исходят не из начала координат, а ниже (рисунок 3.13), так как ток коллекторного перехода в этом случае является прямым и имеет направление противоположное по отношению к обычному току коллектора. Рисунок 3.13 – Особенность выходных характеристик с общим эммитером Но этим маленьким смещением характеристик пренебрегают и в справоч- никах представлены характеристики, исходящие из начала координат. При больших значениях U кэ характеристики идут значительно положе, так как прак- тически все носители, инжектированные из эмиттера в базу, принимают уча- стие в образовании коллекторного тока и дальнейшее увеличение U кэ не приво- дит к пропорциональному росту тока I к . Однако небольшой наклон характери- стики все же имеется, так как с увеличением U кэ увеличивается ширина коллек- торного перехода, а ширина базовой области, с учетом ее и без того малой ве- личины, уменьшается. Это приводит к уменьшению числа рекомбинаций ин- жектированных в базу носителей и, следовательно, к увеличению количества носителей, переброшенных в область коллектора. Кроме того, по этой же при- чине несколько снижается базовый ток I б , а поскольку характеристики снима- ются при условии Iб  const , то при этом необходимо несколько увеличивать напряжение U бэ , что приводит к некоторому возрастанию тока эмиттера I э и, следовательно, тока коллектора I к . Еще одной причиной некоторого роста I к является то, что с увеличением U кэ возрастает и та его часть, которая приложе- на к эмиттерному переходу в прямом направлении. Это тоже приводит к неко- торому увеличению тока эмиттера I э и, следовательно, тока коллектора I к . Статические характеристики транзистора, включенного по схеме с общим коллектором, аналогичны характеристикам транзистора с общим эмиттером. Две оставшиеся статические характеристики – характеристика обратной связи по напряжению (3.24) и характеристика передачи по току (3.25) могут быть построены для всех схем включения транзистора из его входных и выход- ных характеристик. Пример такого построения для схемы с общим эмиттером для транзистора КТ201Б представлен на рисунке 3.14. Рисунок 3.13 – Особенность выходных характеристик с общим эммитером Рисунок 3.14 – Семейство статических характеристик биполярного транзистора В первом квадранте размещаются выходные статические характеристики транзистора Iк  f Uкэ  Iб  const . В третьем квадранте размещено семейство входных характеристик Iб  f Uбэ  Uкэ  const , снятые для фиксированных зна- чений напряжения Uкэ  0 . В справочниках чаще всего даются эти характери- стики для значений Uкэ  0 , Uкэ  5 В . Тогда, откладывая влево от начала коор- динат по оси абсцисс токи базы I б , можно построить характеристику передачи по току Iк  f Iб  Uкэ  5 В . Для этого из точки Uкэ  5 В восстанавливаем пер- пендикуляр до пересечения с выходными характеристиками (точки 1, 2, 3, 4, 5, 6), а затем проецируем эти точки до пересечения с перпен- дикулярами, соответствующими базовым токам, при которых сняты выходные характеристики ( I б = 0,06; 0,1; 0,2; 0,3; 0,4; 0,5 мкА). По этим точкам пересече- ния и строим искомую характеристику Iк  f Iб  Uкэ  5 В . Аналогично для Uкэ  2 В . А теперь можно построить характеристики обратной связи по напряжению: Uбэ  f Uкэ  Iб  const . Для этого, задавая дис- кретные значения напряжений U кэ на оси абсцисс и восстанавливая из этих то- чек перпендикуляры, переносим точки пересечения с соответствующими вы- ходными характеристиками в четвертый квадрант, используя при этом в каче- стве переходной характеристику Iк  f I  и характеристику входную Iб  f U  . При этом считаем, что при Uкэ  5 В все входные характеристики идут настолько близко друг к другу, что практически сливаются с характери- стикой при Uкэ  5 В . 3.5 Эквивалентные схемы транзистора Реальный транзистор при расчете электронных схем можно представить в виде эквивалентной схемы (рисунок 3.15). Здесь оба электронно-дырочных пе- рехода, эмиттерный и коллекторный, представлены диодами VD1 и VD2 , а их взаимодействие учитывается генераторами токов, которые генерируют токи: N 1 – в нормальном включении ( N – коэффициент передачи транзистора в нормальном включении); 1 I1 • в инверсном включении (1 • коэффициент пе- редачи по току в инверсном включении). Рисунок 3.15 – Эквивалентная схема транзистора по постонному току Собственные сопротивления различных областей транзистора учитыва- ются сопротивлениями: rэ – сопротивление эмиттерной области, rб –сопротивление базы, rк – сопротивление коллектора. Рассмотренная схема, является эквивалентной схемой транзистора по по- стоянному току, так как не учитывает ряда факторов, оказывающих существен- ное влияние на переменную составляющую. Поскольку транзистор в большинстве случаев усиливает сигналы пере- менного тока, то в этом случае его эквивалентная схема будет несколько иной (рисунок 3.16). Рисунок 3.16 – Эквивалентная схема транзистора по переменном току Здесь   Uк  const • динамический коэффициент передачи по току; rэ  rк  Uк  const I  const • динамическое сопротивление эмиттера; • динамическое сопротивление коллектора; эк  э Iэ  const ◦ динамический коэффициент внутренней об- ратной связи по напряжению; rб – объемное сопротивление базы; Ск – ѐмкость коллекторного перехода. 3.6 Транзистор как линейный четырехполюсник Транзистор с его внутренними параметрами, определяемыми эквивалент- ной схемой, можно представить в виде линейного четырехполюсника (рисунок 3.17) – «черного ящика» с произвольной, но неизменной структурой, которая определяет соответствующие зависимости между входными и выходными па- раметрами (U1 , I1 , U 2 , I 2 ). Рисунок 3.17 – Схема четырехполюсника В зависимости от того, какие из этих величин взять за независимые пере- менные, а какие – зависимые, линейный четырехполюсник можно описать ше- стью различными системами уравнений. Однако, наибольшее распространение получила система, где за независимые переменные принимаются входной ток I1 и выходное напряжение U 2 , а за зависимые – выходной ток I 2 и входное на- пряжение U1 . Тогда система уравнений, связывающая между собой зависимые и независимые переменные, выглядит так: U1  h11  I1  h12 U 2 . (3.26) I2  h21  I1  h22 U 2 Физический смысл коэффициентов h11 , h12 , h21 , h22 , называемых h-параметрами, установим следующим образом. Если в первом уравнении положить U 2  0 (короткое замыкание на выхо- де), то параметр h11 , можно найти: h11  U2  0 ◦ входное сопротивление транзистора при коротком замыкании на выходе. Если в этом же уравнении положить I1  0 (холостой ход на входе), то параметр h12 равен: h12  I1  0 ◦ коэффициент внутренней обратной связи транзистора по напряжению при холостом ходе во входной цепи. Аналогичным образом из второго уравнения находим: h21  – U2  0 коэффициент передачи транзистора по току при коротком замыкании на выхо- де; h22  I1  0 ◦ выходная проводимость транзистора при холостом ходе во входной цепи. С учетом h-параметров эквивалентная схема транзистора выглядит сле- дующим образом (рисунок 3.18). Рисунок 3.18 – Схема замещения транзистора Здесь во входной цепи транзистора включен генератор напряжения h12U 2 , который учитывает взаимовлияние между коллекторным и эмиттерным пере- ходом в результате модуляции ширины базы, а генератор тока h21I1 в выходной цепи учитывает усилительные свойства транзистора, когда под действием входного тока I1 , в выходной цепи возникает пропорциональный ему ток h21I1 . Параметры h11 и h22 ◦ это соответственно, входное сопротивление и выходная проводимость транзистора. Для различных схем включения транзистора h- параметры будут различны. Рисунок 3.19 – Эквивалентная схема четырехполюсника для схемы Так, для схемы с общей базой входными и выходными величинами явля- ются (рисунок 3.19): U1  Uэб ; U 2  Uкэ ; I1  Iэ ; I2  Iк . Так как транзистор чаще усиливает сигнал переменного тока, то и h- параметры по переменному току должны определяться не как статические, а как динамические (дифференциальные). Для схемы с общей базой они опреде- ляются по выражениям: h11б  h12б  h  Uкб Iэ  const  const (3.27) (3.28) (3.29) 21б h  Uкб  const (3.30) 22б Iэ  const Индекс «б» говорит о принадлежности этих параметров к схеме с общей базой. Рисунок 3.20 – Эквивалентная схема четырехполюсника для схемы с общим эммитером Для схемы с общим эмиттером входными и выходными величинами яв- ляются (рисунок 3.20): U1  Uбэ ; I1  Iб ; U 2  Uкэ ; I2  Iк . Для схемы с общим эмиттером h-параметры определяются из соотноше- ний: h11э  Uкэ  const (3.31) и составляет от сотен Ом до единиц кОм h12э  Iб  const (3.32) и обычно равен 103 104 , т. е. напряжение передаваемое с выхода на вход за счет обратной связи, составляет тысячные или десятитысячные доли выходного напряжения; h21э  Uкэ  const (3.33) и составляет десятки – сотни единиц; h22э  Iб  const . (3.34) и равна десятым – сотым долям мСм, а выходное сопротивление ся от единиц до десятков кОм. 1 h22 , получает- Используя семейства входных и выходных характеристик транзистора h-параметры можно определить и графическим путем. Так, для схемы с общим эмиттером семейства входных и выходных характеристик представлены на ри- сунке 3.21. Рисунок 3.21 – Определение h-параметров по статическим характеристикам транзистора Входные характеристики транзистора в справочниках обычно представ- лены двумя кривыми, снятыми при Uкэ  0 и Uкэ  5 В (рисунок 3.21, а). Все остальные входные характеристики при Uкэ  5 В настолько близко располо- жены друг от друга, что практически сливаются в одну характеристику. Поэто- му, откладывая на оси абсцисс выходных характеристик (рисунок 3.21, б) Uкэ  5 В , восстанавливаем из этой точки перпендикуляр до пересечения с ка- кой-либо из средних характеристик, например, Iб 2 (точка A). Точке A соответ- ствует коллекторный ток IкА . Тогда, давая приращение току I к при неизменном U кэ на величину Iк , например до пересечения со следующей характеристикой , получим точку B . Приращение базового тока Iб при этом соответствует разности: Iб  Iб 3  Iб 2 . (3.35) Подставляя найденные величины параметр: Iк и Iб в выражение (3.33), получаем h21э  Uкэ  const . (3.36) Давая теперь приращение напряжению U кэ на величину Uкэ от точки A до точки С, получим напряжение UкэС . Точке С соответствует коллекторный ток IкС на оси ординат. Находя разность токов IкС и IкА , получим: I 'к  IкС  IкА . чим: Подставляя найденные значения I 'к и Uкэ в выражение (3.34), полу- h22э  Iб  Iб 2  const . (3.37 Далее на оси ординат входной характеристики отложим величину тока базы Iб 2  IбA . Используя входную характеристику при Uкэ  5 В , найдем на- пряжение UбэА . Давая приращение напряжения Uбэ : Uбэ  UбэD  UбэA на ве- личину Uэб , находим приращение тока базы I 'б  IбD  IбА . ем: Подставляя найденные значения Uбэ и I 'б в выражение (3.31), получа- h11э  Uкэ  const . (3.38) Для нахождения параметра h12 необходимы две входные характеристики, снятые для U кэ  0 . Предположим, что кроме приведенных входных характеристик была бы еще одна, снятая, например, для U кэ  3 В (показана на рисунке 3.21, а пункти- ром). Тогда, находя на этой характеристике точку E, соответствующую базово- му току IбА , можно было бы определить: U 'бэ  UбэА  UбэЕ и U 'кэ  UкэА  UкэЕ  5  3  2 В , где UкэА и UкэЕ ◦ значения напряжений на коллекторе, при которых сняты входные характеристики с точкой A и точкой E. Подставляя найденные значения в выражение (3.32), можно было бы получить: h12э  U ' U ' Iб  IбA  const . (3.39) Использование для нахождения этого параметра входной характеристики при U кэ  0 дает большую погрешность, так как при малых значениях U кэ вход- ные характеристики располагаются далеко друг от друга, а затем их частота возрастает и уже при U кэ  5 В они практически сливаются друг с другом. По- скольку в справочниках обычно приводится входная характеристика только для одного значения U кэ можно.  0 , точно определить параметр h12 в нашем случае невоз- 3.7 Режимы работы транзистора Рассмотрим каскад усиления на транзисторе, включенном по схеме с об- щим эмиттером (рисунок 3.22). При изменении величины входного сигнала бу- дет изменяться ток базы току базы: I б . Ток коллектора I к изменяется пропорционально Iк    Iб . (3.40) Рисунок 3.22 – Схема усилительного каскада Изменение тока коллектора можно проследить по выходным характери- стикам транзистора (рисунок 3.23). На оси абсцисс отложим отрезок, равный Eк – напряжению источника питания коллекторной цепи, а на оси ординат от- ложим отрезок, соответствующий максимально возможному току в цепи этого источника: I  Ек . (3.41) к max к Между этими точками проведем прямую линию, которая называется ли- нией нагрузки и описывается уравнением: I  Ек Uкэ , (3.42) к где U кэ Rк • напряжение между коллектором и эмиттером транзистора; • сопротивление нагрузки в коллекторной цепи. Из (3.42) следует, что Rк  Ек Iк max  tg . (3.43) И, следовательно, наклон линии нагрузки определяется сопротивлени- ем Rк . Из рисунка 3.23 следует, что в зависимости от тока базы I б , протекаю- щего во входной цепи транзистора, рабочая точка транзистора, определяющая его коллекторный ток и напряжение U кэ , будет перемещаться вдоль линии на- грузки от самого нижнего положения (точки 1, определяемой пересечением ли- нии нагрузки с выходной характеристикой при Iб  0 ), до точки 2, определяе- мой пересечением линии нагрузки с начальным крутовозрастающим участком выходных характеристик. Рисунок 3.23 – Режим работы биполярного транзистора Зона, расположенная между осью абсцисс и начальной выходной харак- теристикой, соответствующей Iб  0 , называется зоной отсечки. Она характе- ризуется тем, что оба перехода транзистора – эмиттерный и коллекторный смещены в обратном направлении. Коллекторный ток при этом представляет собой обратный ток коллекторного перехода – Iк 0 , который очень мал и поэто- му почти все напряжение источника питания Eк коллектором закрытого транзистора: U кэ1  Ек . падает между эмиттером и А падение напряжения на нагрузке U очень мало и равно: к U  Iк  Rк . (3.44) Говорят, что в этом случае транзистор работает в режиме отсечки. По- скольку в этом режиме ток, протекающий по нагрузке исчезающе мал, а почти все напряжение источника питания приложено к закрытому транзистору, то в этом режиме транзистор можно представить в виде разомкнутого ключа. Если теперь увеличивать базовый ток I б , то рабочая точка будет переме- щаться вдоль линии нагрузки, пока не достигнет точки 2. Базовый ток, соответ- ствующий характеристике, проходящей через точку 2, называется током базы насыщения Iб нас. Здесь транзистор входит в режим насыщения и дальнейшее увеличение базового тока не приведет к увеличению коллекторного тока I к . Зона между осью ординат и круто изменяющимся участком выходных характе- ристик называется зоной насыщения. В этом случае оба перехода транзистора смещены в прямом направлении; ток коллектора достигает максимального значения и почти равен максималь- ному току источника коллекторного питания: Iк max  Iк нас2 , (3.45) а напряжение между коллектором и эмиттером открытого транзистора U кэ0 оказывается очень маленьким. Поэтому в режиме насыщения транзистор можно представить в виде замкнутого ключа. Промежуточное положение рабочей точки между зоной отсечки и зоной насыщения определяет работу транзистора в режиме усиления, а область, где она находится, называется активной областью. При работе в этой области эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обрат- ном. 3.8 Предельные режимы работы транзистора В паспортных данных каждого транзистора указывается его предельно допустимая мощность рассеивания, превышение которой недопустимо, так как ведет к тепловому разрушению полупроводниковой структуры. Возьмем это значение мощности Pк доп , и учитывая, что оно равно: Pк доп Uкэ  Iк доп . (3.46) Будем задавать дискретные значения напряжения U кэ : U кэ1 , U кэ 2 , U кэ3 и т. д., и для каждого этого значения напряжения вычислим предельно допусти- мое значение коллекторного тока Iк доп : Iк доп1  Pк доп , U кэ1 Iк доп2  Pк доп U кэ 2 и т. д. Отложим эти значения напряжений и токов в осях координат (рису- нок 3.24) и построим по полученным точкам кривую, называемую гиперболой допустимых мощностей. Рисунок 3.24 – Гипербола допустимых мощностей Эта кривая делит всю площадь первого квадранта семейства выходных характеристик на рабочую и нерабочую области. Если теперь совместить эту кривую с выходными характеристиками транзистора, то очевидно, что линия нагрузки не должна выходить за пределы рабочей области, чтобы не вывести транзистор из строя. На рисунке 3.24 заштрихована рабочая область семейства выходных ха- рактеристик транзистора для схемы с общим эмиттером. 3.9 Расчѐт рабочего режима транзистора Как уже было отмечено выше, в подавляющем большинстве случаев транзистор усиливает сигналы переменного тока, т. е. на вход транзистора по- дается чаще всего знакопеременный сигнал. Но поскольку эмиттерный р-n-переход обладает вентильными свойствами, то через него пройдет только положительная полуволна входного сигнала, а отрицательная полуволна будет им срезана и, следовательно, усиливаться не будет. Для того чтобы этого не было, чтобы усилить весь сигнал, во входную цепь транзистора вводят так на- зываемое смещение. Смысл смещения ясен из рисунка 3.25. Знакопеременный входной сигнал Uвх накладывается на постоянное напряжение смещения Eсм таким образом, что результирующее напряжение U бэ остается однополярным, и, следователь- но, может быть усилено транзистором. Поэтому принципиальная схема усили- тельного каскада в этом случае выглядит так, как представлено на рисун- ке 3.26, а. Рисунок 3.25 – Смещение усиливаемого сигнала Источник напряжения смещения создает во входной цепи транзистора постоянный по величине ток смещения Iсм . Для того чтобы исключить влияние источника Eсм на источник входного сигнала в цепь вводится разделительный конденсатор C1, который пропускает переменный входной сигнал, но создает развязку по постоянной составляющей. Для такой же цели служит выходной разделительный конденсатор C2 , который пропускает переменную состав- ляющую выходного напряжения и не пропускает его постоянную составляю- щую. Смещение может вводиться как при помощи отдельного источника Eсм (рисунок 3.26, а), так и с использованием для этой цели источника коллектор- ного питания Eк . Это можно сделать при помощи делителя напряжения R1 и R2 (рисунок 3.26, б). Ток I д , протекающий по делителю напряжения R1 R2 под действием источника питания жения Eк , создает на резисторе R2 падение напря- UR 2  Iд  R2 , (3.47) которое должно быть равно требуемой величине напряжения смещения Eсм . Рисунок 3.26 – Способы создания смещения входного сигнала: а – введением источника Eсм , б – фиксированным напряжения, в – фиксированным током При расчете делителя ток I д щения: выбирают в несколько раз больше тока сме- Iд  3  5 Iсм . (3.48) Избыточное напряжение источника питания падает на резисторе R1 : Iд  R1  Eк  UR 2 . (3.49) Такой способ введения смещения называется смещение фиксированным напряжением. Другой способ введения смещения заключается в использовании балла- стного резистора Rб в базовой цепи транзистора (рисунок 3.26, в). В этом слу- чае ток, протекающий по цепи жен быть равен току смещения: • Eк , эмиттер – база транзистора, Rб , ◦ Eк дол- I  Eк  Uбэ . (3.50) б Отсюда величина Rб должна быть равна: R  Eк  Uбэ . (3.51) б см Такой способ называется смещение фиксированным током. 3.10 Динамические характеристики транзистора Характеристики транзистора, когда в его выходную цепь включают раз- личные виды нагрузок, называют динамическими, а режимы, возникающие при этом, – динамическими режимами. Рисунок 3.2 – Схема усилительного каскада Рассмотрим работу транзисторного усилительного каскада, включенного по схеме с общим эмиттером (рисунок 3.27). Если входной сигнал отсутствует uвх  0 , линия нагрузки может быть построена описанным ранее методом по двум точкам: E на оси абсцисс и I  Eк на оси ординат. к к max к Для того, что бы искажения усиливаемого сигнала были минимальными, смещение надо выбрать так, чтобы начальная рабочая точка (при отсутствии входного сигнала) располагалась в середине линейного участка входной харак- теристики (точка A на рисунке 3.28, б). Тогда при изменении входного сигнала напряжение Uбэ будет изменяться на величину Uбэ max от начального значения Uбэ0 , вызывая изменение базового на величину Iб max от начального значения Iб 0 (рисунок 3.28, б). Рисунок 3.28 – Динамические характеристики транзистора Коллекторный ток при этом будет изменяться относительно начального коллекторного тока Iк 0 (рисунок 3.28, б), соответствующего базовому току Iсм , в сторону увеличения и в сторону уменьшения на величину амплитуды пере- менной составляющей Iк max . Выходное напряжение uвых при этом будет тоже изменяться от начального значения Uкэ 0 в большую и в меньшую сторону на величину амплитуды своей переменной составляющей Uкэ max . Отметим, что в рассматриваемой схеме увеличению входного сигнала со- ответствует увеличение базового тока, а, следовательно, и коллекторного тока, а выходное напряжение uвых при этом уменьшается. Из чего следует, что в этой схеме входное и выходное напряжение изменяются в противофазе. Переменная составляющая выходного напряжения проходит через разделительный конден- сатор С2 и выделяется на нагрузке Rн . В качестве нагрузки может служить и входное сопротивление следующего каскада усиления, а характер нагрузки в общем случае может быть различным. По переменному току нагрузка усили- тельного каскада Rн состоит из параллельно включенных сопротивлений Rк и Rн (рисунок 3.28): R'  Rк  Rн , (3.52) Rк  Rн а по постоянному току – только Rк . Поэтому и линия нагрузки по постоянной и переменной составляющим будет проходить по-разному. Так, если сопротивле- ние нагрузки R'н по переменному току меньше Rк • сопротивления по посто- янному току, то линия нагрузки будет проходить через ту же рабочую точку A, но под другим углом  ':  '  arctg R'н , (3.53) следовательно, линия нагрузки пойдет круче. Рассмотренные зависимости можно расположить на одном рисунке так, что в первом квадранте поместить выходные характеристики транзистора с по- строенной линией нагрузки, а в третьем квадранте – входные характеристики (рисунок 3.29). Тогда, используя точки пересечения линии нагрузки по пере- менному току с выходными характеристиками и входные характеристики тран- зистора, строим характеристику управления Iк  f Iб  транзистора по пере- менному току, которая теперь, при работе с нагрузкой, называется динамиче- ской. Рисунок 3.29 – Характеристики транзистора 3.11 Режимы работы усилительных каскадов Поскольку характеристики транзистора существенно нелинейны, то в процессе усиления входного сигнала имеют место искажения, которые называ- ют нелинейными. Величина искажений в большой степени зависит от выбора начальной рабочей точки на линии нагрузки и от амплитуды входного сигнала. В зависимости от этого различают следующие основные режимы работы уси- лителя: ◦ режим класса A; ◦ режим класса B; ◦ режим класса AB; ◦ режим класса C; ◦ режим класса D. Количественно режим работы усилителя характеризуется углом отсечки  – половиной той части периода входного сигнала, в течение которого в вы- ходной цепи транзистора протекает ток нагрузки. Угол отсечки выражают в градусах или радианах. 3.11.1 Режим класса А Этот режим характеризуется тем, что начальная рабочая точка, опреде- ляемая смещением, находится в середине линейного участка входной характе- ристики, а, следовательно, и характеристики передачи по току Iк  f Iб . Рисунок 3.30 – Усиление в режиме класса А Амплитуда входного сигнала здесь такова, что суммарное значение Uсм  uвх  не имеет отрицательных значений, а поэтому базовый ток iб , а, сле- довательно, и коллекторный ток iк нигде не снижаются до нуля (рисунок 3.30). Ток в выходной цепи протекает в течение всего периода, а угол отсечки  ра- вен 180 . Транзистор работает в активном режиме на близких к линейным уча- стках характеристик, поэтому искажения усиливаемого сигнала здесь мини- мальны. Однако из-за большого значения начального коллекторного тока Iк 0 КПД такого усилителя низкий (теоретически не более 25 %, а реальные значе- ния и того ниже), поэтому такой режим применяют в маломощных каскадах предварительного усиления. 3.11.2 Режим класса В Этот режим характеризуется тем, что начальная рабочая точка находится в начале характеристики передачи по току Iк  f Iб  (рисунок 3.31). Ток на- грузки протекает по коллекторной цепи транзистора только в течение одного полупериода входного сигнала, а в течение второго полупериода транзистор за- крыт, так как его рабочая точка будет находиться в зоне отсечки. КПД усилите- ля в режиме класса В значительно выше (составляет 6070 % ), чем в режиме класса А, так как начальный коллекторный ток Iк 0 здесь равен нулю. Угол от- сечки  равен 90 . Однако у усилителей класса В есть и существенный недос- таток – большой уровень нелинейных искажений (колоколообразные искаже- ния), вызванных повышенной нелинейностью усиления транзистора, когда он находится вблизи режима отсечки. Рисунок 3.31 – Усиление в режиме класса В Для того чтобы усилить входной сигнал в течение обоих полупериодов, используют двухтактные схемы усилителей, когда в течение одного полупе- риода работает один транзистор, а в течение другого полупериода – второй транзистор в этом же режиме. Рисунок 3.32 – Двухтактная схема класса В с симметричным источником питания На рисунке 3.32 представлена схема двухтактного эмиттерного повтори- теля на транзисторах противоположного типа, но с идентичными параметрами, образующих так называемую комплементарную пару. Для питания коллектор- ной цепи используется два одинаковых источника питания Eк1 и Eк 2 , которые создают обратное включение коллекторных переходов. Резисторы R1 и R2 оди- наковы, при uвх  0 они фиксируют потенциал баз транзисторов, равный потен- циалу корпуса. Режим класса В обычно используют преимущественно в мощных двух- тактных усилителях, однако в чистом виде его применяют редко. Чаще в каче- стве рабочего режима используют промежуточный режим класса AB. 3.11.3 Режим класса АВ Режиму усиления класса АВ соответствует режим работы усилительного каскада, при котором ток в выходной цепи протекает больше половины перио- да изменения напряжения входного сигнала. Этот режим используется для уменьшения нелинейных искажений усили- ваемого сигнала, которые возникают из-за нелинейности начальных участков входных вольт-амперных характеристик транзисторов (рисунок 3.33). Рисунок 3.33 – Усиление в режиме класса АВ При отсутствии входного сигнала в режиме покоя транзистор немного приоткрыт и через него протекает ток, составляющий 1015% от максималь- ного тока при заданном входном сигнале. Угол отсечки в этом случае составля- ет 120130 . При работе двухтактных усилительных каскадов в режиме класса АВ происходит перекрытие положительной и отрицательной полуволн тока плеч двухактного каскада, что приводит к компенсации нелинейных искажений, воз- никающих за счет нелинейности начальных участков вольт-амперных характе- ристик транзистора. Схема двухтактного усилительного каскада, работающего в классе AB, приведена на рисунке 3.34. Коллекторные токи покоя Iк 01 и Iк 02 задаются напряжением смещения, подаваемым на базы транзисторов с сопротивлений R2 и R3, и составляют не- значительную часть максимального тока в нагрузке: Iк01,02  0,050,015 Iк max . Рисунок 3.34 – Двустактная схема класса АВ с делителем напряжения Рисунок 3.35 – Характеристика управления схемы, работающей в режиме АВ Напряжения смещения транзисторов VT1 и VT2 определяются как Вследствие этого результирующая характеристика управления двухтакт- ной схемы класса AB принимает линейный вид (штрихпунктирная линия на ри- сунке 3.35). Uбэ 01  UR2 ; Uбэ 02  UR3 . Ток делителя R1, R2, R3, R4 должен быть не менее Iд  35 Iб max . Iб max : Чем ближе работа усилительного каскада к классу A (чем больше угол от- сечки    2   , тем меньше КПД, но лучше линейность усиления. КПД каскадов при таком классе усиления выше, чем для класса А, но меньше, чем в классе В, за счет наличия малого коллекторного тока 3.11.4 Режим класса С Iк 0 . В режиме класса С рабочая точка А располагается выше начальной точки характеристики передачи по току (рисунок 3.36). Рисунок 3.36 – Усиление в режиме класса С Здесь ток коллекторной цепи протекает в течение времени, которое меньше половины периода входного сигнала, поэтому угол отсечки   90 . Поскольку больше половины рабочего времени транзистор закрыт (коллектор- ный ток равен нулю), мощность, потребляемая от источника питания, снижает- ся, так что КПД каскада приближается к 100%. Из-за больших нелинейных искажений режим класса С не используется в усилителях звуковой частоты, этот режим нашел применение в мощных резо- нансных усилителях (например, радио-передатчиках). 3.11.5 Режим класса D Иначе этот режим называется ключевым режимом. В этом режиме рабо- чая точка может находиться только в двух возможных положениях: либо в зоне отсечки (транзистор заперт и его можно рассматривать как разомкнутый ключ), либо в зоне насыщения (транзистор полностью открыт и его можно рассматри- вать как замкнутый ключ). В активной зоне рабочая точка находится только в течение короткого промежутка времени, необходимого для перехода еѐ из од- ной зоны в другую. Поэтому при работе в ключевом режиме линия нагрузки может на среднем своем участке выходить за пределы гиперболы допустимых мощностей, при условии, что переход транзистора из закрытого состояния в от- крытое, и наоборот, производится достаточно быстро (рисунок 3.37). Рисунок 3.37 – Ключевой режим работы транзистора Как уже было показано выше, транзистор в режиме отсечки можно пред- ставить в виде разомкнутого ключа, так как практически все напряжение ис- точника питания падает между его эмиттером и коллектором, а ток коллекто- ра I к близок к нулю. Входное напряжение U вх приложено к эмиттерному пере- ходу транзистора в запирающем направлении (рисугок 3.38). В режиме насыщения во входной цепи транзистора протекает достаточно большой ток базы, при котором ток коллектора достигает максимального зна- чения Iк нас 2 , близкого к Iк max – максимально возможному току в цепи источника питания. При этом напряжение U кэ транзистора имеет минимальное значение Uкэ0 , близкое к нулю, что позволяет представить транзистор в виде замкнутого ключа. Отсюда и название этого режима работы – ключевой. Рисунок 3.38 – Схема ключевого режима работы транзистора В режиме насыщения напряжение на коллекторном переходе быть определено: Uбк может Uбк  Ек  Iк  Rк  Uбэ . (3.54) В обычном режиме напряжение Uбк ратном направлении, т. е. Uбк  0 . смещает коллекторный переход в об- Учитывая то, что в режиме насыщения Uбк  0 , третьим слагаемым в вы- ражении (3.32) можно пренебречь. Тогда при достаточно большом базовом токе Iб , ток коллектора Iк    Iб , где  – коэффициент передачи по току, может достичь величины, при которой Iк  Rк  Ек . (3.55) При выполнении этого условия знак Uбк в выражении (3.54) изменится на противоположный: Uбк  0 , т. е. коллекторный переход будет смещен в прямом направлении, так же как и эмиттерный. Минимальное значение базового тока, при котором выполняется условие (3.55), называется током насыщения Iб нас . Выражение (3.55) называют критерием насыщения транзистора. Чем больше базовый ток значения Iб нас , тем глубже насыщение транзистора, тем больше за- ряд инжектированных из эмиттера носителей накапливается в базе. Относи- тельное значение этого превышения называется степенью насыщения N тран- зистора: N  Iб  Iб нас . (3.56) Iб нас Рисунок 3.39 – Переходный процесс переключения транзистора Рассмотрим переходный процесс переключения транзистора. Пусть на вход транзистора подан сигнал (рисунок 3.39). На интервале 0t1 эмиттерный переход смещен в прямом направлении и по нему протекает базовый ток При этом ток в коллекторной цепи начнет протекать с задержкой на время Iб . tЗ , которое требуется инжектируемым в базу носителям для прохождения расстоя- ния, равного ширине базовой области. Затем коллекторный ток нарастает постепенно в течение времени tф1 , что связано с процессом накопления носителей в базе. После окончания входного импульса в точке t1 входной сигнал меняет полярность; эмиттерный переход смещается в обратном направлении и инжекция носителей в базу прекращается. Но поскольку в базе был накоплен некоторый заряд носителей, то ток коллек- тора еще в течение времени t р будет поддерживаться, а затем снижаться до ну- ля в течение времени tф2 . Время t р называют временем рассасывания неоснов- ных носителей в зоне базы. Таким образом, импульс коллекторного тока суще- ственно отличается от входного импульса в первую очередь тем, что имеет за- метные фронты нарастания и спадания. Фронт спадания коллекторного тока в основном определяется степенью насыщения транзистора. Поэтому с целью избегания глубокого насыщения в цепь базы обычно вводят ограничительное сопротивление Rб (рисунок 3.38). А с целью уменьшения времени включения tф1 это ограничительное сопротивле- ние шунтируют конденсатором Сф , который в первый момент времени шунти- рует сопротивление Rб и поэтому обеспечивает быстрое нарастание базового, а следовательно, и коллекторного тока I к . Затем, когда он зарядится от источни- ка входного сигнала, ток базы потечет уже через ограничительное сопротивле- ние Rб и будет ограничен рост тока Iб и, следовательно, степень насыщения транзистора. Конденсатор Сф поэтому называют форсирующим (ускоряющий процесс включения транзистора). Рассмотрим диаграмму, отражающую величину потерь в транзисторе, ра- ботающем в ключевом режиме. На рисунке 3.40, а представлена форма входно- го импульса (ток базы Iб ). На рисунке 3.40, б упрощенно изображена форма импульса коллекторного тока I к . Для простоты будем считать, что ток базы Iб нарастает в течение фронта tф1 линейно до величины Iк max и в течение фронта tф2 спадает до величины об- ратного тока коллекторного перехода Iк 0 . На рисунке 3.41, в показано измене- ние напряжения на коллекторе Uк от максимального значения, приближенно равного Eк , до минимального значения Uк 0 . Рисунок 3.40 – Мощность, выделяемая на транзисторе при ключевом режиме работы На рисунке 3.40, г представлена мощность P , рассеиваемая на транзисто- ре: 1 tф1 1 tи 1 tф 2 1 tп P  uкэiк dt  Uк0 Iк max dt  tф1 uкэiк dt  tи  Eк Iк 0dt . (3.57) tф 2 где T – период следования импульсов; tф1 и tф2 • длительность фронта нарастания и спадания тока; uкэ и iк • мгновенное значение тока и напряжения в течение фронтов на- растания и спадания, tи – длительность импульса коллекторного тока; tп – длительность паузы между импульсами. Из выражения (3.57) следует, что второе слагаемое, несмотря на большую величину Iк max , исчезающе мало, так как Uк 0  0 . То же можно сказать и о чет- вертом слагаемом, которое очень мало из-за того, что Iк 0  0 . Таким образом получается, что мощность, рассеиваемая на транзисторе, работающем в ключе- вом режиме, а следовательно и нагрев транзистора, в основном определяется длительностью фронтов tф1 и tф2 и частотой следования импульсов f  1 . По- T тери мощности на транзисторе, обусловленные указанными причинами, назы- ваются динамическими потерями или потерями на переключение. С целью снижения этих потерь следует уменьшать длительностью фронтов нарастания и спадания тока транзистора. Для этого служат так называемые форсирующие це- пи, которые принудительно ускоряют процесс нарастания и спадания тока. В ключевом режиме КПД оказывается очень высоким, близким к 100 %. Этот режим преимущественно используется в силовых транзисторах, работаю- щих в схемах бесконтактных прерывателей постоянного и переменного тока. Выводы: 1. КПД усилительного каскада определяется режимом работы транзисто- ра и связан с углом отсечки. 2. Различают режимы работы транзистора с отсечкой выходного тока (AB, B, C, D) и без отсечки (A), когда выходной ток протекает в течение всего периода входного сигнала. 3. Усилительный каскад, работающий с отсечкой выходного тока, имеет наибольший КПД. 3.12 Влияние температуры на работу усилительных каскадов Транзисторы, установленные в электронной аппаратуре, во время работы подвергаются нагреванию как за счет собственного тепла, выделяющегося при протекании по ним тока, так и за счет внешних источников тепла, например, расположенных рядом нагревающихся деталей. Как уже указывалось выше, из- менение температуры оказывает значительное влияние на работу полупровод- никовых приборов. В этом отношении не составляют исключения и транзисто- ры. В качестве иллюстрации этого приведем пример изменения под действием температуры входных и выходных статических характеристик транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером (рисунок 3.41). Расчеты показывают, что при таком значительном изменении характери- стик, а с ними и параметров, работа усилительного каскада в условиях меняю- щейся температуры может стать совершенно неудовлетворительной. Для уст- ранения этого недостатка в схемы усилителей вводится температурная стабили- зация. В первую очередь это касается стабилизации положения начальной ра- бочей точки. Наибольшее распространение для этой цели получили две схемы стабилизации: эмиттерная стабилизация и коллекторная стабилизация. Рисунок 3.41 – Влияние температупы на статические характеристики транзистора, включѐнного по схеме с общим эмиттером 3.12.1 Схема эмиттерной стабилизации В схеме усилительного каскада на рисунке 3.42 в цепь эмиттера включено сопротивление Rэ , шунтированное конденсатором Сэ . Для создания смещения здесь используется делитель напряжения R1 R2. Рисунок 3.42 – Схема эмиттерной стабилизации положения рабочей точки В соответствии с выбранным положением начальной рабочей точки, оп- ределяемой напряжением смещения, в коллекторной цепи транзистора протека- ет начальный коллекторный ток Iк 0 . Этот ток создает на эмиттерном сопротив- лении Rэ падение напряжения: U  Iк0 Rэ . (3.58) Полярность этого падения напряжения направлена навстречу падению напряжения на сопротивлении R2 делителя напряжения, создающего напряже- ние смещения. Поэтому результирующее напряжение, определяющее смещение рабочей точки составляет: Uбэ0  UR2 UR  Iд  R2  Iк0  Rэ . (3.59) При повышении температуры транзистора его начальный коллекторный ток Iк 0 возрастает, и, следовательно, возрастает второе слагаемое в (3.59). Это приводит к снижению величины напряжения на базе Uбэ0 и к уменьшению тока базы смещения Iб см и к снижению начального коллекторного тока Iк 0 . То есть в данной схеме имеет место передача части энергии усиливаемого сигнала из вы- ходной цепи усилителя во входную, что называется обратной связью. Если подаваемый с выхода на вход усилителя сигнал обратной связи на- ходится в противофазе с входным, ослабляет его, то такая обратная связь назы- вается отрицательной. А если наоборот, сигнал обратной связи находится в фазе с входным сигналом и усиливает его, то такая обратная часть называется положительной. В нашем случае сигнал обратной связи U э вычитается из напряжения UR 2 , приложенного к входу усилителя, то есть обратная связь здесь отрица- тельная, а поскольку сигнал обратной связи U э  Iк0  Rэ пропорционален вы- ходному (коллекторному) току, то такая обратная связь называется обратной связью по току. Легко показать, что отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент усиления усилителя, но зато стабилизирует его начальную рабо- чую точку. Для того чтобы усиливаемый полезный сигнал (сигнал переменного тока) не ослаблялся под действием вводимой обратной связи, параллельно со- противлению обратной связи Rэ включается конденсатор Cэ . Имея малое со- противление по переменной составляющей, он пропускает ее через себя, а по- стоянная составляющая Iк 0 протекает через Rэ . Поэтому в сигнале обратной связи нет падения напряжения от переменной составляющей, и следовательно не будет уменьшаться коэффициент усиления. 3.12.2 Схема коллекторной стабилизации В этой схеме (рисунок 3.43, а) стабилизация осуществляется введением отрицательной обратной связи по напряжению. Действительно, при повышении температуры возрастает начальный ток коллектора Iк 0 . Это приводит к увели- чению падения напряжения на сопротивлении Rк ния Uкэ0 : и к уменьшению напряже- U кэ0  Ек  Iк 0  Rэ , (3.60) т. е. отрицательный потенциал коллектора относительно эмиттера будет уменьшаться; а поскольку он через резистор Rб приложен к базе транзистора, то и отрицательный потенциал базы относительно эмиттера будет уменьшаться, т. е. будет снижаться начальный базовый ток (ток смещения), а начальный кол- лекторный ток вернется к прежнему значению. Рисунок 3.43 – Схема коллекторной стабилизации положения рабочей точки Здесь, так же как и в предыдущей схеме под действием сигнала обратной связи стабилизируется начальный коллекторный ток Iк 0 . Чтобы при этом не снижать коэффициент усиления по переменной составляющей и не ослаблять полезный сигнал, в схему вводят конденсатор Сф (рисунок 3.43, б). В этом слу- чае резистор Rб заменяют двумя резисторами Rб1 и Rб 2 . Переменная, состав- ляющая коллекторного напряжения, замыкается через конденсатор Сф и прак- тически не оказывает влияние на напряжение Uбэ транзистора, а, следователь- но, и на коэффициент усиления полезного сигнала. 3.13 Составной транзистор Составным транзистором называется соединение двух и более транзи- сторов, эквивалентное одному транзистору, но с большим коэффициентом усиления или другими отличительными свойствами. Рисунок 3.44 – Составной транзистор по схеме Дарлингтона Известно несколько схем составного транзистора. 1. Схема Дарлингтона. Она характеризуется тем, что входные цепи всех входящих в нее транзисторов соединены последовательно, а выходные цепи – параллельно (рисунок 3.44). Транзисторы VT1 и VT2, входящие в состав составного транзистора, можно представить в виде одного транзистора с выво- дами эмиттера (Э), базы (Б) и коллектора (К). Коллекторный ток составного транзистора равен сумме коллекторных токов, входящих в него транзисторов: Iк  Iк1  Iк 2 . (3.61) Коллекторный ток транзистора VT1: Iк1  1  Iб1  1  Iб , (3.62) где 1 – коэффициент усиления по току транзистора VT1 . Коллекторный ток транзистора VT2: Iк 2  2  Iб 2 , (3.63) где 2 Iб 2 • коэффициент усиления по току транзистора VT2 . • ток базы транзистора VT2. Учитывая, что Iб 2  Iк1  Iб , получаем Iк 2  2  Iк1  Iб   2  1  Iб  Iб / Коэффициент усиления по току составного транзистора:   Iк Iб  Iк1  Iк 2 . (3.64) Iб Подставляя сюда значения Iк1 и Iк 2 , получаем   1  2  1  2 . (3.65) Входное сопротивление составного транзистора Rвх  Rв х1  Rв х2  1  1. (3.66) где Rв х1 и Rв х2 • входные сопротивления транзисторов VT1 и VT2. Выходное сопротивление составного транзистора R  Rвых1  Rвых2 , (3.67) вых R  R вых1 вых2 где Rвых1 и Rвых2 • входные сопротивления транзисторов VT1 и VT2, соответ- ственно. Очевидно, что мощность транзистора VT2 должна быть больше мощности транзистора VT1 , т. к. Iк 2  Iк1 . Следует отметить, что в схему составного транзистора Дарлингтона мо- жет быть включено и большее количество отдельных транзисторов. 2. Составной транзистор на комплементарных транзисторах (рису- нок 3.45) – транзисторах противоположных типов электропроводности p-n-p и n-p-n. Рисунок 3.45 – Схема на комплементарных транзисторах Эта схема составного транзистора эквивалентна эмиттерному повторите- лю – транзистору, включенному по схеме с общим коллектором. Он имеет большое входное сопротивление и малое выходное, что очень важно во вход- ных каскадах усиления. Рисунок 3.46 – Каскадная схема 3. Составной транзистор, выполненный по так называемой каскадной схеме (рисунок 3.46). Она характеризуется тем, что транзистор VT1 включен по схеме с общим эмиттером, а транзистор VT2 – по схеме с общей базой. Такой составной транзистор эквивалентен одиночному транзистору, включенному по схеме с общим эмиттером, но при этом он имеет гораздо лучшие частотные свойства и большую неискаженную мощность в нагрузке. Вывод: Соединение из двух или трѐх транзисторов – составной транзистор – по- зволяет получить существенное увеличение коэффициента усиления по току или другие отличительные свойства по сравнению с одиночным транзистором. 3.14 Усилители постоянного тока Усилителями постоянного тока называют такие устройства, которые мо- гут усиливать медленно изменяющиеся электрические сигналы, то есть они способны усиливать и переменные и постоянные составляющие входного сиг- нала. Усилители постоянного тока имеют много разновидностей (дифференци- альные, операционные, усилители с преобразованием входного сигнала и др.). Поскольку такие устройства пропускают наряду с переменной составляющей еще и постоянную, то отдельные каскады должны быть связаны между собой либо непосредственно, либо через резисторы, но не через разделительные кон- денсаторы или трансформаторы, которые не пропускают постоянную состав- ляющую. Основную проблему усилителей постоянного тока представляет дрейф нуля – отклонение напряжения на выходе усилителя от начального (ну- левого) значения при отсутствии входного сигнала. Основной причиной этого явления являются температурная и временная нестабильность параметров ак- тивных элементов схемы усилителя, резисторов, а также источников питания. Одним из возможных путей уменьшения дрейфа нуля является использование дифференциальных усилителей. 3.14.1 Дифференциальные усилители Рисунок 3.47 – Схема четырехплечевого моста Принцип работы дифференциального усилителя поясним на примере че- тырехплечевого моста (рисунок 3.47), выполненного на резисторах R1, R2, R3, R4. В одну диагональ включен источник U , а в другую – сопротивление на- грузки Rн . Если выполняется условие R1  R2 R3 , (3.68) R4 то мост сбалансирован, и ток через Rн будет равен нулю. Баланс не нарушится, если будут меняться напряжение U и сопротивления резисторов плеч моста, но при условии, что соотношение (3.68) сохранится. Рисунок 3.48 – Схема дифференциального усилителя На рисунке 3.48 представлена схема простейшего дифференциального усилителя. Очевидно, что она аналогична схеме моста на рисунке 3.47, если R2 и R4 заменить транзисторами VT1 и VT2 и считать, что R1  Rк1 , R3  Rк 2 . Сопротивления Rк1 и Rк 2 выбирают равными, а транзисторы VT1 и VT2 – идентичными. Тогда при отсутствии входного сигнала Uвых12 также равно нулю. Температурное воздействие будет одинаковое на оба идентичных транзистора, поэтому, хотя их параметры и изменятся, но одинаково и в одну сторону, что не отразится на выходном сигнале, так как разность Uвых1 и Uвых2 останется неиз- менной. Если на входы схемы Uв х1 и Uв х2 подать одинаковые сигналы по вели- чине и фазе, называемые синфазными, то токи обоих транзисторов будут изме- няться на одинаковую величину, соответственно будут изменяться напряжения Uвых1 и Uвых2 , а напряжение Uвых12 по прежнему будет сохраняться равным ну- лю. Если на входы подать одинаковые по величине, но сдвинутые по фазе на 180 сигналы, называемые дифференциальными, то возрастание тока в од- ном плече будет сопровождаться уменьшением тока в противоположном. Вследствие последнего, появится напряжение на дифференциальном выходе Uвых12 . Изменение температуры, паразитные наводки, старение элементов и др. можно рассматривать как синфазные входные воздействия. Исходя из этого, дифференциальный каскад обладает очень высокой устойчивостью работы и малочувствителен к помехам. Выводы: 1. Дифференциальные усилители предназначены для усиления сколь угодно медленно изменяющихся во времени сигналов, частотный диапазон ко- торых начинается от 0 Гц. 2. Дифференциальный усилитель: имеет следующие достоинства: малый дрейф нуля; высокая степень подавления синфазных помех. 3. Недостатки дифференциального усилителя: требует двухполярного ис- точника питания; необходима очень высокая симметрия схемы. 3.14.2 Операционный усилитель Операционным усилителем называют усилитель постоянного тока, пред- назначенный для выполнения различного рода операций над аналоговыми сиг- налами при работе в схемах с отрицательной обратной связью. Операционные усилители обладают большим и стабильным коэффициен- том усиления напряжения, имеют дифференциальный вход с высоким входным сопротивлением и несимметричный выход с низким выходным сопротивлени- ем, малым дрейфом нуля. То есть под операционным усилителем понимают высококачественный универсальный усилитель. Рисунок 3.49 – Условные обозначения операционных усилителей Условные обозначения операционных усилителей приведены на рисун- ке 3.49. Один из входов, обозначенный знаком «+», называют неинвертирую- щим (прямым), так как сигнал на выходе и сигнал на этом входе имеют одина- ковую полярность. Второй вход, обозначенный знаком «–» (его также обозна- чают знаком инверсии «  »), называют инвертирующим, так как сигнал на вы- ходе по отношению к сигналу на этом входе имеет противоположную поляр- ность. Помимо трех сигнальных контактов (двух входных и одного выходного) операционный усилитель содержит дополнительные контакты (обычно число контактов составляет 14 или 16). Параметры операционного усилителя характеризуют его эксплуатацион- ные возможности. Основными параметрами являются: 1. Коэффициент усиления напряжения без обратной связи Ku , показы- вающий, во сколько раз напряжение на выходе превышает напряжение сигнала, поданного на дифференциальный вход. Типовое значение K  105 106 . 2. Коэффициент ослабления синфазного сигнала Kосл сф , показывающий, во сколько раз дифференциальный сигнал сильнее синфазного. Данный пара- метр определяется свойствами входного дифференциального каскада и состав- ляет 80100 дБ . 3. Напряжение смещения нуля Uсм , представляющее собой постоянное напряжение определенной полярности, которое необходимо подать на вход при отсутствии входного сигнала, для того чтобы напряжение на выходе стало рав- ным нулю. Наличие отклонения выходного напряжения от нуля обусловлено, хотя и малым, но неизбежным дисбалансом плеч дифференциального каскада. Практически Uсм  520 мВ . 4. Температурный дрейф напряжения смещения TKU  Uсм , характери- см T зует изменение напряжения 1 30 мВ .  C Uсм при изменении температуры и составляет 5. Входное сопротивление для дифференциального Rвх диф сигнала. Изме- ряется со стороны любого входа в то время, когда другой вход соединен с об- щим выводом. Величина Rвх диф лежит в пределах сотен кОм – единиц МОм. 6. Входное сопротивление для синфазного Rвх сф сигнала. Измеряется ме- жду соединенными вместе входами операционного усилителя и корпусом. Дан- ное сопротивление на несколько порядков больше, чем сопротивление для дифференциального сигнала. 7. Выходное сопротивление Rв ых . Величина выходного сопротивления для операционного усилителя составляет десятки – сотни Ом. 3.14.3 Схемотехника операционных усилителей В состав операционных усилителей входит несколько каскадов. Наиболее простое схемное решение имеет операционный усилитель К140УД1 (рису- нок 3.50), изготовленный на кремниевой пластине размером 1,11,1 мм и со- держащий 9 транзисторов. Данная схема обеспечивает сравнительно невысокий коэффициент усиления Ku  2000 , дает ослабление синфазного сигнала Kосл сф  60 дБ и имеет невысокое входное сопротивление Rвх  4 кОм . Рисунок 3.50 – Электрическая принципиальная схема операционного усилителя К140УД1 Последующие разработки позволили улучшить параметры операционного усилителя за счет усложнения схемы. Так, например, в К140УД7 входное со- противление составляет 400 кОм при входном токе 200 нА, коэффициент ослаб- ления синфазного сигнала Kосл сф  70 дБ . Промышленностью выпускается большое разнообразие операционных усилителей, которые разделяют на две группы: общего и частного применения. Операционные усилители частного применения разделяют на быстродейст- вующие (скорость нарастания выходного напряжения 50 70 В ), прецизи- мкс онные (обладают высоким Ku  2000 , высоким Kосл сф  120 дБ , малым Uсм  1 мВ ), микромощные (питаются от источников ± 3 В и ± 6 В и потребляют ток менее 1 мА), мощные (обеспечивают выходной ток до 1 А) и высоковольт- ные. 3.14.4 Основные схемы на операционных усилителях Вид выполняемых операционными усилителями операций определяется внешними по отношению к нему элементами. От параметров операционного усилителя зависит только точность выполняемых операций. Рассмотрим наибо- лее распространенные схемы на основе операционного усилителя. Рисунок 3.50 – Электрическая принципиальная схема операционного усилителя К140УД1 Рисунок 3.51 – Инвертирующий усилительный каскад на идеальном операционном усилителе Инвертирующий усилитель. На рисунке 3.51 изображена схема инверти- рующего усилителя на идеальном операционном усилителе, который осущест- вляет усиление аналоговых сигналов с поворотом фазы на 180 . Во входной цепи протекает переменный ток, действующее значение ко- торого равно I  I  Uвх   Uвых , (3.69) 1 2 R1 R2 т. к. идеальный операционный усилитель имеет бесконечно большое входное сопротивление. Тогда U в ых  U R2 . Следовательно, коэффициент усиления схемы: вх R1 K   R2 . (3.70) u R1 Отсюда следует, что Ku определяется внешними резисторами R1 и R2. В современных операционных усилителях Rвх и Ku достаточно велики, поэтому расчет по выражению (3.70) обеспечивает достаточную точность при практиче- ских расчетах. Неинвертирующий усилитель. На рисунке 3.52 изображена неинверти- рующая схема на операционном усилителе. В этой схеме входной сигнал пода- ется на неинвертирующий вход, а напряжение обратной связи – на инверти- рующий. Рисунок 3.52 – Неинвертирующий усилительный каскад на операционном усилителе Величина напряжения обратной связи: Uоос  Uвых  R1 R1  R2 . (3.71) Так как коэффициент усиления достаточно высок, можно считать, что Uвх  Uоос , тогда коэффициент усиления схемы: K  1  R2 . (3.72) u R1 Если R2  0 , то Ku  1, то схема неинвертирующего усилителя превраща- ется в повторитель напряжения с высоким входным и низким выходным сопро- тивлением (рисунок 3.53). Рисунок 3.53 – Повторитель напряжения на операционном усилителе Рисунок 3.54 – Логарифмирующий каскад Логарифмирующий усилитель получается в том случае, когда вместо ре- зистора R2 в цепь обратной связи включают полупроводниковый диод (рису- нок 3.54). При этом постоянный ток во входной цепи равен: I  Uвх . (3.73) 1 R1 Постоянный ток через диод равен: I2  Iо Uвых  e Uвх . (3.74) U Uвых Так как I1  I 2 , то вх  I  e R1 о Uвх , отсюда выходное напряжение  Uвх  Uвых  Uвх  ln  R1 I . (3.75) o  Из выражения (3.75) следует, что выходное напряжение пропорционально логарифму входного постоянного напряжения. Рисунок 3.55 – Инвертирующий интегратор Интегрирующий усилитель получается в том случае, когда вместо рези- стора R2 в цепь обратной связи включен конденсатор С1 (рисунок 3.55). В этом случае I  uвх t , I 1 R1 2  C1 duвых t . dt Т. к. I  I , то uвх t   C1 duвых t  . 1 2 Отсюда, R1 dt u t    1  u t dt . (3.76) вых R1 C1  вх Дифференцирующий усилитель получается в том случае, когда рези- стор R1 и конденсатор С1 поменять местами (рисунок 3.56). Рисунок 3.56 – Инвертирующий дифференциатор При этом I  C1 duвх t , I 1 dt 2   uвых t  . R1 Т. к. I  I , то C1 duвх t    uвых t  . 1 2 Отсюда, dt R1 Выводы: uвых t   R1 C1 duвх t  . (3.77) dt 1. Операционные усилители в настоящее время находят широкое примене- ние при разработке различных аналоговых и импульсных электронных уст- ройств. Это связано с тем, что введя цепи операционного усилителя различные линейные и нелинейные устройства, можно получить узлы с требуемым алго- ритмом преобразования входного сигнала. 2. Поскольку все операции, выполняемые при помощи операционных уси- лителей, могут иметь нормированную погрешность, то к его характеристикам предъявляются определѐнные требования. Эти требования в основном сводятся к тому, чтобы операционный усилитель как можно ближе соответствовал иде- альному источнику напряжения, управляемому напряжением с бесконечно большим коэффициентом усиления. Это означает, что входное сопротивление Rвх должно быть равно бесконечности (следовательно, входной ток равен ну- лю); выходное сопротивление Rв ых должно быть равно нулю, следовательно, нагрузка не должна влиять на выходное напряжение; частотный диапазон от постоянного напряжения до очень высокой частоты. 3. В настоящее время операционные усилители играют роль многофунк- циональных узлов при реализации разнообразных устройств электроники раз- личного назначения. Контрольные вопросы 1. Охарактеризуйте режимы работы биполярного транзистора. 2. Каким образом в транзисторе происходит усиление электрических коле- баний по мощности? 3. Охарактеризуйте схемы включения биполярного транзистора. 4. Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схеме с общей базой. 5. Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схеме с общим 6. эмиттером. 7. Как влияет температура на характеристики транзистора? 8. Поясните, как определяются h-параметры по характеристикам транзисто- ра? 9. Какие существуют эквивалентные схемы транзистора? 10. Охарактеризуйте режимы работы усилительных каскадов. 11. Нарисуйте и объясните временные диаграммы работы транзистора в клю- чевом режиме. 12. Чем ограничивается быстродействие транзистора при работе в ключевом режиме? 13. Что такое динамические потери при работе транзистора в ключевом ре- жиме? 14. Что представляет собой дифференциальный каскад усиления? 15. Что такое составной транзистор? 4 ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ Полевой транзистор – это полупроводниковый прибор, усилительные свойства которого обусловлены потоком основных носителей заряда, проте- кающим через проводящий канал и управляемым электрическим полем. Т. к. в создании электрического тока участвуют только основные носители заряда, то полевые транзисторы иначе называют униполярными транзисторами. Полевые транзисторы разделяют на два вида: 1. полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом; 2. полевые транзисторы с изолированным затвором. Конструктивно полевые транзисторы оформляются в металлических, пластмассовых или керамических корпусах, их конструкции практически не отличаются от конструкций биполярных транзисторов. На рисунке 4.1. представлены конструкции некоторых полевых транзи- сторов. Рисунок 4.1 – Конструкции полевых транзисторов 4.1 Полевой транзистор с управляющим p-n-переходом Полевой транзистор с управляющим p-n-переходом – это полевой тран- зистор, управление потоком основных носителей в котором происходит с по- мощью выпрямляющего электрического перехода, смещенного в обратном на- правлении. Рассмотрим принцип действия полевого транзистора (рисунок 4.2). Он представляет собой монокристалл полупроводника n-типа проводимости; по его торцам методом напыления сформированы электроды, а посередине, с двух сторон, созданы две области противоположного типа проводимости и тоже с электрическими выводами от этих областей. Тогда на границе раздела областей с различным типом проводимости возникнет р-n-переход. Электрические выво- ды от торцевых поверхностей полупроводника называют истоком (И) и сто- ком (С), а вывод от боковой поверхности противоположного типа проводимо- сти назовем затвором (З). Рисунок 4.2 – Упрощѐнная структура полевого транзистора с управляющим p-n-переходом Подключим внешние источники U зи и U си так, чтобы источник U зи – ис- точник входного сигнала смещал р-n-переход в обратном направлении, а в цепь источника U си введем сопротивление нагрузки Rн . Под действием напряжения этого источника между торцевыми поверхностями полупроводника потечет ток основных носителей заряда. Образуется так называемый токопроводящий ка- нал. Площадь поперечного сечения этого канала, а следовательно и его сопро- тивление, зависит от ширины p-n-перехода. Изменяя величину напряжения ис- точника U зи , меняем обратное напряжение на p-n-переходе, а значит и его ши- рину. При увеличении этого напряжения ширина p-n-перехода возрастает, а по- перечное сечение канала между истоком и стоком уменьшается. Можно подоб- рать такую величину напряжения на затворе, при котором p-n-переход полно- стью перекроет канал, и ток в цепи нагрузки прекратится. Это напряжение на- зывают напряжением отсечки. Таким образом, в цепи мощного источника U си протекает ток стока I с , величина которого зависит от величины управляющего сигнала – напряжения источника U зи и повторяет все изменения этого сигнала. Падение напряжения на сопротивлении нагрузки при протекании тока I с явля- ется выходным сигналом, мощность которого значительно больше мощности, затраченной во входной цепи. Принципиальным отличием полевого транзистора от биполярного явля- ется то, что источник входного сигнала подключен к p-n-переходу в обратном, запирающем направлении, и следовательно входное сопротивление здесь очень большое, а потребляемый от источника входного сигнала ток очень маленький. В биполярном транзисторе управление осуществляется входным током, а в по- левом транзисторе – входным напряжением. Следует отметить, что поскольку потенциал от истока к стоку возрастает, то соответственно возрастает и обрат- ное напряжение на p-n-переходе, а следовательно, и его ширина. Так же, как и биполярные транзисторы, полевые транзисторы могут быть разных типов. В рассматриваемом случае – полевой транзистор с каналом n-типа проводимости, и на принципиальных схемах он обозначается символом, представленным на рисунок 4.3, а. Если канал имеет проводимость р-типа, то его обозначение такое же, но стрелка затвора направлена в противоположную сторону (рисунок 4.3, б). Рисунок 4.3 – Условные обозначения полевого транзистора, имеющего канал n-типа (а) и p-типа (б) Если полевой транзистор усиливает сигнал переменного тока, то в цепь затвора необходимо вводить смещение в виде источника ЭДС достаточной ве- личины, чтобы суммарное напряжение на p-n-переходе не изменяло свой знак на положительный, так как p-n-переход в таком полевом транзисторе должен быть всегда смещен в обратном направлении. Тогда электрическое поле p-n-перехода, поперечное по отношению к каналу, будет изменяться в точном соответствии с изменением входного сигнала, расширяя и сужая канал. В цепи стока появляется переменная составляющая тока, которая и будет представлять собой усиленный входной сигнал. Выводы: 1 Полевой транзистор – это полупроводниковый прибор, усилительные свойства которого обусловлены потоком основных носителей заряда, проте- кающим через токопроводящий канал, и управляемым электрическим полем. 2 Полевой транзистор в отличие от биполярного иногда называют унипо- лярным, т.к. его работа основана только на основных носителях заряда – либо электронов, либо дырок. Вследствие этого в полевом транзисторе отсутствуют процессы накопления и рассасывания объемного заряда неосновных носителей, оказывающих заметное влияние на быстродействие биполярного транзистора. 3 Основным процессом переноса носителей заряда, образующим ток поле- вого транзистора, является дрейф в электрическом поле. Проводящий слой, в котором создается рабочий ток полевого транзистора, называется токопрово- дящим каналом. 4.2 Схемы включения полевых транзисторов Рисунок 4.4 – Схемы включения полевых транзисторов Так же, как и биполярные транзисторы, полевые транзисторы могут иметь три схемы включения: с общим истоком, с общим стоком и с общим за- твором. Схема включения определяется тем, какой из трех электродов транзи- стора является общим и для входной и выходной цепи. Очевидно, что рассмот- ренный нами пример (рисунок 4.2) является схемой с общим истоком (рисунок 4.4, а). Схема с общим затвором (рисунок 4.4, б) аналогична схеме с общей базой у биполярных транзисторов. Она не дает усиления по току, а входное сопро- тивление здесь маленькое, так как входным током является ток стока, вследст- вие этого данная схема на практике не используется. Схема с общим стоком (рисунок 4.4, в) подобна схеме эмиттерного по- вторителя на биполярном транзисторе и ее называют истоковым повторите- лем. Для данной схемы коэффициент усиления по напряжению близок к едини- це. Выходное напряжение по величине и фазе повторяет входное. В этой схеме очень высокое входное сопротивление и малое выходное. 4.3 Статические характеристики полевых транзисторов Статическими характеристиками полевого транзистора с управляющим p-n-переходом являются управляющие и выходные характеристики. Очень ма- лая величина входного тока (практически его отсутствие) в полевом транзисто- ре исключает наличие входных характеристик и характеристик обратного дей- ствия. 1 Управляющие (стокозатворные) характеристики. Эти характеристики показывают управляющее действие затвора и представляют собой зависимость тока стока от напряжения на затворе при постоянстве напряжения стока: Ic  f U зи  Uси  const  Uси нас . (4.1) Рисунок 4.5 – Статические характеристики полевого транзистора с управляющим p-n-переходом с каналом n-типа На рисунке 4.5, а представлены управляющие характеристики полевого транзистора с каналом n-типа. 2 Выходные (стоковые) характеристики. Семейство этих характеристик представляет собой зависимость тока стока от напряжения стока при неизмен- ном напряжении на затворе: Ic  f Uси  Uзи  const . (4.2) Вид этих характеристик представлен на рисунке 4.5, б. С увеличением U си ток сначала растет довольно быстро, но затем его рост замедляется и наступает явление, напоминающее насыщение, хотя с ростом U си ток стока так же должен возрастать. Это объясняется тем, что с ростом U си воз- растает обратное напряжение на p-n-переходе и увеличивается ширина запи- рающего слоя, а ширина канала соответственно уменьшается. Это приводит к увеличению его сопротивления и уменьшению тока I с . Таким образом, проис- ходит два взаимно противоположных влияния на ток, в результате чего он ос- тается почти неизменным. Чем больше запирающее напряжение подается на за- твор, тем ниже идет выходная характеристика. Повышение напряжения стока, в конце концов, может привести к электрическому пробою p-n-перехода, и ток стока начинает лавинообразно нарастать. Напряжение пробоя является одним из предельных параметров полевого транзистора. 4.4 Основные параметры полевых транзисторов 1 Крутизна характеристики: S  Uси  const , (4.3) где Iс • приращение тока стока; U зи • приращение напряжения на затворе. Крутизна характеризует управляющее действие затвора. Этот параметр определяют по управляющим характеристикам. 2 Внутреннее (выходное) сопротивление Ri : Ri  Uзи  const , (4.4) где Iс • приращение тока стока ; Uси • приращение напряжения стока. Этот параметр представляет собой сопротивление транзистора между стоком и истоком (сопротивление канала) для переменного тока. На пологих участках выходных характеристик Ri достигает сотен кОм и оказывается во много раз больше сопротивления транзистора по постоянному току 3 Коэффициент усиления  : R0 .    Uси Uзи Iс  const . (4.5) Коэффициент усиления показывает, во сколько раз сильнее действует на ток стока изменение напряжения затвора, нежели изменение напряжения стока, т. е. выражается отношением таких изменений Uси и U зи , которые компен- сируют друг друга, в результате чего ток остается постоянным. Для подобной компенсации Uси и U зи должны иметь разные знаки, что определяет нали- чие знака «–» в правой части выражения (4.5). Эти три параметра , S, Ri  связаны между собой зависимостью:   S  Ri . (4.6) 4 Входное сопротивление Rвх : Rвх  Uси  const , (4.7) где Iс • приращение тока стока; Uзи • приращение напряжения на затворе. Поскольку током затвора является обратный ток p-n-перехода, который очень мал, то входное сопротивление оказывается очень большим, что является основным достоинством полевого транзистора. 5 Входная ѐмкость между затвором и истоком Сзи , которая является барь- ерной ѐмкостью p-n-перехода и может составлять единицы – десятки пФ в за- висимости от способа изготовления полевого транзистора. Типовые значения параметров кремниевых полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом: S  0,33 мА ; R  1010 Ом; R  0,11 МОм; Cзи  0,210 пФ. В вх i Еще одним важным достоинством полевого транзистора является гораздо меньшая температурная зависимость по сравнению с биполярными транзисто- рами. Это связано с тем, что в полевом транзисторе ток вызван перемещени- ем основных носителей, концентрация которых в основном определяется коли- чеством примеси и поэтому мало зависит от температуры. Полевой транзистор обладает более высокой стойкостью к действию ионизирующего излучения. Недостатком полевых транзисторов является недостаточно высокая крутизна S , что несколько ограничивает область их применения. 4.5 Полевые транзисторы с изолированным затвором Полевой транзистор с изолированным затвором – это транзистор, имеющий один или несколько затворов, электрически изолированных от про- водящего канала. Дальнейшим развитием полевых транзисторов являются транзисторы с изолированным затвором. У них металлический затвор отделен от полупровод- никового канала тонким слоем диэлектрика. Поскольку металлический затвор отделен от полупроводника слоем диэлектрика, то входное сопротивление та- ких транзисторов велико (для современных транзисторов достигает 1017 Ом). Полевые транзисторы с изолированным затвором бывают двух типов: • со встроенным (собственным) каналом; • с индуцированным (инверсионным) каналом. Структура в обоих типах полевых транзисторов с изолированным затво- ром одинакова: металл – окисел (диэлектрик) – полупроводник, то такие тран- зисторы еще называют МОП-транзисторами (металл – окисел – полупровод- ник), или МДП-транзисторами (металл – диэлектрик –полупроводник). 4.5.1 Полевой транзистор с изолированным затвором со встроенным каналом Рисунок 4.6 – Структура полевого транзистора с изолированным затвором со встроенным каналом n-типа Устройство полевого транзистора с изолированным затвором и встроен- ным каналом показано на рисунке 4.6. Он представляет собой монокристалл полупроводника, обычно кремния, где создана электропроводность какого-либо типа, в рассматриваемом случае p-типа. В нем созданы две области с электро- проводностью противоположного типа (в нашем случае n+-типа), которые со- единены между собой тонким приповерхностным слоем этого же типа прово- димости. От этих двух зон сформированы электрические выводы, которые на- зывают истоком и стоком. На поверхности канала имеется слой диэлектрика (обычно диоксида кремния SiO2) толщиной порядка 0,1 мкм, а на нем методом напыления наносится тонкая металлическая пленка, от которой также делается электрический вывод – затвор. Иногда от основания (называемого подлож- кой (П)) также делается вывод, который накоротко соединяют с истоком. Если в отсутствии напряжения на затворе приложить между истоком и стоком напряжение U си любой полярности, то через канал потечет ток, пред- ставляющий собой поток электронов. Через подложку ток не потечет, так как один из p-n-переходов будет находиться под действием обратного напряжения. При подаче на затвор отрицательного напряжения относительно истока, а следовательно и кристалла, в канале возникает поперечное электрическое поле, которое будет выталкивать электроны из области канала в основание. Канал обедняется основными носителями – электронами, его сопротивление увеличи- вается, и ток стока уменьшается. Чем больше отрицательное напряжение на за- творе, тем меньше этот ток. Такой режим называется режимом обеднения. При подаче на затвор положительного напряжения, относительно истока, направление поперечного электрического поля изменится на противоположное, и оно будет, наоборот, притягивать электроны из областей истока и стока, а также из кристалла полупроводника. Проводимость канала увеличивается, и ток стока возрастает. Такой режим называется режимом обогащения. Рассмотренный транзистор, таким образом, может работать как в режиме обеднения, так и режиме обогащения токопроводящего канала, что иллюстри- руют его выходные характеристики (рисунок 4.7, а) и характеристика управле- ния (рисунок 4.7, б). Рисунок 4.7 – Статические характеристики МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа Выходные характеристики МДП-транзистора подобны выходным харак- теристикам полевого транзистора с управляющим p-n-переходом. Это объясня- ется тем, что при увеличении напряжения U си от нуля сначала действует закон Ома и ток растет практически прямо пропорционально напряжению, а затем при некотором напряжении U си канал начинает сужаться, в большей мере возле стока, т. к. на p-n-переходе между каналом и кристаллом увеличивается обрат- ное напряжение, область этого перехода, обедненная носителями, расширяется и сопротивление канала увеличивается. В результате этого ток стока испытыва- ет два взаимно противоположных процесса и остается практически постоянным до такого напряжения U си , при котором наступает электрический пробой. Если кристалл полупроводника полевого транзистора имеет электропро- водность n-типа, токопроводящий канал должен быть p-типа. При этом поляр- ность напряжений необходимо изменить на противоположную. Полевые транзисторы со встроенным каналом на электрических схемах изображают условными графическими обозначениями, приведенными на ри- сунке 4.8. Рисунок 4.8 – Условные графические обозначения МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а) и p-типа (б) 4.5.2 Транзистор с индуцированным (инверсионным) каналом Рисунок 4.9 – Структура полевого транзистора с изолированным затвором с индуцированным каналом n-типа Устройство такого транзистора показано на рисунке 4.9. От предыдущего транзистора он отличается тем, что у него нет встроенного канала между облас- тями истока и стока. При отсутствии напряжения на затворе ток между истоком и стоком не потечет ни при какой полярности напряжения, так как один из p-n- переходов будет обязательно заперт. Если подать на затвор напряжение поло- жительной полярности относительно истока, то под действием возникающего поперечного электрического поля электроны из областей истока и стока, а так- же из областей кристалла, будут перемещаться в приповерхностную область по направлению к затвору. Когда напряжение на затворе превысит некоторое по- роговое значение, то в приповерхностном слое концентрация электронов повы- сится настолько, что превысит концентрацию дырок в этой области и здесь произойдет инверсия типа электропроводности, т. е. образуется тонкий канал n- типа и в цепи стока появится ток. Чем больше положительное напряжение на затворе, тем больше проводимость канала и больше ток стока. Рисунок 4.10 – Статические характеристики МДП-транзистора с индуцированным каналом n-типа Таким образом, такой транзистор может работать только в режиме обо- гащения. Вид его выходных характеристик и характеристики управления пока- зан на рисунке 4.10. Если кристалл полупроводника имеет электропроводность n-типа, то об- ласти истока и стока должны быть p-типа. Такого же типа проводимости будет индуцироваться и канал, если на затвор подавать отрицательное напряжение относительно истока. Графическое изображение полевых транзисторов с изолированным затво- ром показано на рисунке 4.11. В последнее время МДП-транзисторы всѐ чаще обозначают термином, заимствованным из зарубежной литературы, – MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). Рисунок 4.8 – Условные графические обозначения МДП-транзистора с индуцированным каналом n-типа (а) и p-типа (б) Выводы: 1 Полевой транзистор с изолированным затвором - это полупроводниковый прибор, в котором управляющий электрод отделен от токопроводящего канала слоем диэлектрика. 2 В отличие от полевого транзистора с управляющим p-n-переходом вход- ное сопротивление полевого транзистора с изолированным затвором остается очень большим при любой полярности поданного на вход напряжения. 3 Полевые транзисторы со встроенным каналом могут работать как в ре- жиме обеднения, так и в режиме обогащения канала свободными носителями заряда. 4 Полевые транзисторы с индуцированным каналом могут работать только в режиме обогащения. 5 Основными достоинствами полевого транзистора являются его большое сопротивление по постоянному току и высокая технологичность. Последнее обусловливает широкое применение полевых транзисторов при разработке микросхем. 4.5.3 Сравнение МДП- и биполярного транзистора МДП-транзисторы и биполярные транзисторы выполняют одинаковые функции: работают в схеме, или в качестве линейного усилителя, или в качест- ве ключа. В табл. 4.1 приведено краткое обобщающее сравнение транзисторов этих двух типов. Таблица 4.1 Свойства биполярных и МДП-транзисторов Биполярные транзисторы МДП-транзисторов Физические свойства Управляемый физический процесс – инжекция неосновных носителей заря- да: изменяется ток управления – изме- няется поток инжектированных но- сителей заряда, что приводит к изме- нению выходного тока. Управляемый физический процесс – эффект поля, вызывающий изменение концентрации носителей заряда в ка- нале: изменяется управляющее напря- жение – изменяется проводимость ка- нала, что приводит к изменению вы- ходного тока. Выходной ток обеспечивается носите- лями заряда обоих знаков (дырками и электронами). Выходной ток обеспечивается основ- ными носителями заряда одного знака (или дырками, или электронами). Низкая теплостойкость: с увеличени- ем тока растет температура струк- туры, что приводит к большему увели- чению тока. Высокая теплостойкость: рост тем- пературы структуры приводит к уве- личению сопротивления канала, и ток уменьшается. Особенности эксплуатации Прибор управляется током, т. к. на входе имеется прямосмещенный p-n-переход и входное сопротивление мало. Прибор управляется напряжением, входное сопротивление очень велико, т.к. входная цепь от выходной цепи изолирована диэлектриком. Продолжение таблицы 4.1 Относительно небольшой коэффици- ент усиления по току. Очень большой коэффициент усиления по току. Необходимость специальных мер по повышению помехоустойчивости. Высокая помехоустойчивость. Высокая вероятность саморазогрева и вторичного пробоя: сужение области безопасной работы (ОБР). Низкая вероятность теплового само- разогрева и вторичного пробоя – рас- ширение ОБР. Высокая чувствительность к токовым перегрузкам. Низкая чувствительность к токовым перегрузкам. В настоящее время полевые транзисторы вытесняют биполярные в ряде применений. Это связано с тем, что, во-первых, управляющая цепь полевых транзисторов потребляет ничтожную энергию, т. к. входное сопротивление этих приборов очень велико. Как правило, усиление мощности и тока в МДП- транзисторах много больше, чем в биполярных. Во-вторых, вследствие того, что управляющая цепь изолирована от выходной цепи, значительно повышают- ся надежность работы и помехоустойчивость схем на МДП-транзисторах. В- третьих, МДП-транзисторы имеют низкий уровень собственных шумов, что связано с отсутствием инжекции носителей заряда. В-четвертых, полевые тран- зисторы обладают более высоким быстродействием, т.к. в них нет инерцион- ных процессов накопления и рассасывания носителей заряда. В результате мощные МДП-транзисторы все больше вытесняют биполярные транзисторы там, где требуется высокое быстродействие и повышенная надежность работы. Однако МДП-транзисторы имеют и недостатки. Во-первых, вследствие высокого сопротивления канала в открытом состоянии МДП-транзисторы име- ют большее падение напряжения, чем падение напряжения на насыщенном би- полярном транзисторе. Во-вторых, МДП-транзисторы имеют существенно меньшее значение предельной температуры структуры, равное 150 С (для би- полярных транзисторов 200 С ). К числу основных недостатков мощных МДП-транзисторов также сле- дует отнести вредное влияние на его работу ряда паразитных элементов, возни- кающих в структуре транзистора на стадии его изготовления. Все базовые ячейки мощного МДП-транзистора содержат внутренний «паразитный» бипо- лярный n-p-n-транзистор (рисунок 4.12), образованный n+-истоком (эмиттер), p-областью инверсного канала (база) и эпитаксиальным n–слоем (коллектор). Паразитный транзистор фактически параллельно подключен к рабочему каналу МДП-транзистора. Рисунок 4.12 – Паразитные элементы структуры мощного МДП-транзистора (а) и экзвалентная схема базовой ячейки Для сохранения положительных свойств МДП-транзистора и исключения начала работы биполярного транзистора часть p-области всегда подключают к металлизированному контакту истока (это эквивалентно закорачиванию эмит- терного перехода паразитного транзистора). Биполярный транзистор оказыва- ется запертым и не оказывает существенного влияния на работу полевого тран- зистора. Однако быстрый спад или, наоборот, рост напряжения «сток – исток» полевого транзистора, что является обычным в динамических режимах, может привести к несанкционированному открытию паразитного транзистора, а это, в свою очередь, может привести к выходу из строя всей силовой схемы. Подключение p-области транзистора к истоку создает еще один дополни- тельный элемент – обратновключенный диод. Поэтому МДП-транзистор проек- тируют таким образом, что бы данный диод соответствовал аналогичным пока- зателям МДП-транзистора и имел малое время восстановления запирающих свойств. 4.6 Комбинированные транзисторы Вред от паразитного биполярного транзистора в составе МДП-транзистора можно обратить в пользу, если к нему добавить ещѐ один дополнительный биполярный транзистор обратного типа проводимости по от- ношению к паразитному. Такое компромиссное решение, позволившее объеди- нить положительные качества биполярного и МДП-транзистора, представляет собой создание монолитной структуры, называемой IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), т. е. биполярный транзистор с изолированным затвором (БТИЗ). Отличие в структуре заключается в материале исходной подложки, в качестве которой используется полупроводниковая пластина с дырочной p+-электропроводностью (рисунок 4.13, а). Структура IGBT (а) и еѐ эквивалентная схема (б) В результате получится комбинированная схема (рисунок 4.13, б), содер- жащая: МДП-транзистор, паразитный биполярный транзистор VT1 и подклю- чѐнный к нему ещѐ один биполярный транзистор VT2. Образовавшаяся струк- тура из транзисторов VT1 и VT2 имеет положительную внутреннюю обратную связь, так как базовый ток транзистора VT1 является частью коллекторного тока транзистора VT2, и наоборот – базовый ток транзистора VT2 является частью коллекторного тока транзистора VT1. Коэффициенты передачи по току транзисторов VT1 и VT2 равны, соответ- ственно, 1 и  2 . Тогда токи коллектора и эмиттера определяются: iк 2  iэ2  2 , (4.8) iк1  iэ1 1 , (4.9) iэ  iк1  iк 2  ic . (4.10) Ток стока полевого транзистора определяется по выражению ic  iэ  1  1   2 , (4.11) С другой стороны, ток стока можно определить через крутизну S стокоза- творной характеристики: ic  S U зэ , (4.12) Ток силовой части всей схемы определяется: i  i  S Uзэ  S U , (4.13) к э 1    2  экв зэ где Sэкв    – эквивалентная крутизна всей схемы. 1  1  2 Очевидно, что при 1   2  1 эквивалентная крутизна значительно пре- восходит крутизну S МДП-транзистора, входящего в эту схему. Коэффициен- тами 1 и  2 можно управлять величиной резисторов R1 и R2, которая осуще- ствляется на этапе изготовления этой схемы. Всю рассмотренную схему можно представить как единый полупровод- никовый прибор, имеющий вывод коллектора, эмиттера и затвора, который управляется электрическим полем, как МДП-транзистор, но имеет по сравне- нию с ним значительно бОльшую крутизну и значительно мЕньшее сопротив- ление в открытом состоянии. Кроме того, здесь отсутствует явление вторичного пробоя, характерное для классических биполярных транзисторов. Рисунок 4.14 – Конструкции IGBT: дискретное (а) и модульное (б) исполнение; и его условное графическое обозначение: отечественное (в) и зарубежное (г) Конструктивно IGBT выполняются в виде дискретных элементов (рису- нок 4.14, а) либо в виде силовых модулей (рисунок 4.14, б), имеющих в своѐм составе несколько IGBT выполненных в едином корпусе. Условное графическое изображение транзисторов представлено на рисунках 4.14, в, г. На рисунке 4.15 изображены типовые коллекторные характеристики (выходные). Рисунок 4.15 – Типовые коллекторные характеристики IGBT Динамические свойства IGBT несколько хуже, чем у МДП-транзисторов, но значительно лучше, чем у биполярных транзисторов. Это связано с явлением накопления заряда неосновных носителей в базе биполярного транзистора, и как следствие – со временем рассасывания этих носителей. Процесс запирания IGBT представлен на рисунке 4.16. Заряд, накоплен- ный в базе биполярного транзистора, вызывает характерный «хвост» тока при выключении IGBT. Как только имеющийся в составе IGBT полевой транзистор прекращает проводить ток, в силовой цепи начинается рекомбинация неоснов- ных носителей, которая является началом «хвоста». Этот «хвост» ведет к уве- личению тепловых потерь, а также его необходимо учитывать в мостовых схе- мах и вводить промежуток между интервалами проводимости двух ключей, ус- тановленных в одном плече моста. Для уменьшения «хвоста» необходимо сни- зить коэффициент усиления биполярного транзистора, но тогда увеличивается напряжение насыщения открытого IGBT, и соответственно – статические поте- ри. Рисунок 4.16 – Процесс запирания IGBT Тем не менее, несмотря на отмеченные особенности IGBT на сегодняш- ний день представляются самыми перспективными элементами для использо- вания в качестве силовых управляемых ключей в диапазоне мощностей от еди- ниц киловатт до единиц мегаватт. Контрольные вопросы 1. Какие разновидности полевых транзисторов существуют? 2. Почему полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом не должны работать при прямом напряжении на входе U зи ? 3. Почему при изменении напряжения U си меняется неодинаково? толщина канала вдоль его длины 4. Чем отличается полевой транзистор с изолированным затвором от тран- зистора с управляющим p-n-переходом? 5. Чем отличаются структуры МДП-транзисторов с индуцированным и со встроенным каналом? Как это отличие отражается на статических характери- стиках? 6. Нарисуйте и объясните управляющие и выходные характеристики поле- вого транзистора. 7. Дайте сравнительную характеристику МДП- и биполярного транзистора. 8. Что такое комбинированный транзистор? 9. Какие преимущества биполярных и полевых транзисторов сочетает в себе IGBT? 5 ТИРИСТОРЫ Тиристор – полупроводниковый прибор с тремя или более взаимодейст- вующими p-n-переходами, вольт-амперная характеристика которого имеет уча- сток с отрицательным дифференциальным сопротивлением и который исполь- зуется для переключения. Тиристор, имеющий два вывода, называется диодным тиристором (дини- стором). Тиристор, имеющий два основных вывода и один управляющий вы- вод, называется триодным тиристором (тринистором). Тиристор, имеющий симметричную относительно начала координат вольт-амперную характеристи- ку, называется симметричным тиристором (симистором). На рисунке 5.1 представлены конструкции тиристоров различной мощно- сти и назначения. Рисунок 5.1 – Конструкции тиристоров: дискретное (а) и модульное (б) исполнение 5.1 Динисторы Динистор представляет собой монокристалл полупроводника, обычно кремния, в котором созданы четыре чередующиеся области с различным типом проводимости p1-n1-p2-n2 (рисунок 5.2, а). На границах раздела этих областей возникнут p-n-переходы: крайние переходы П1 и П3 называются эмиттерными, а области, примыкающие к ним, – эмиттерами; средний p-n-переход П2 назы- вается коллекторным. Внутренние n1- и p2-области структуры называется база- ми. Область p1, в которую попадает ток из внешней сети, называется ано- дом (А), область n2 – катодом (К). Рисунок 5.2 – Структура динистора (а) и его условное графическое обозначение (б) Рассмотрим процессы, происходящие в тиристоре при подаче прямого напряжения, т. е. «+» на анод, «–» на катод. В этом случае крайние p-n-переходы П1 и П3 смещены в прямом направлении, средний переход П2 смещен в обратном направлении. Соответственно динистор можно представить в виде двухтранзисторной структуры (рисунок 5.3). Так как переходы П1 и П3 смещены в прямом направлении, из них в области баз инжектируются носители заряда: дырки из области p1, электроны из области n2. Эти носители заряда диффундируют в областях баз n1 и p2 , приближаясь к коллекторному переходу, и перебрасываются его полем через переход П2. Дырки, инжектированные из области p1, и электроны из области n2 движутся через переход П2 в противопо- ложных направлениях, создавая общий ток I. Рисунок 5.3 – Структура (а) и схема двухтранзисторного эквивалента динистора (б) При малых значениях внешнего напряжения все оно практически падает на коллекторном переходе П2. Поэтому к переходам П1 и П3, имеющим малое сопротивление, приложена малая разность потенциалов и инжекция носителей заряда невелика. В этом случае ток I мал и равен обратному току через пере- ход П2. При увеличении внешнего напряжения ток в цепи сначала изменяется не- значительно. При дальнейшем увеличении напряжения, по мере увеличения ширины перехода П2, все большую роль начинают играть носители заряда, об- разовавшиеся вследствие ударной ионизации. При определенной величине на- пряжения носители заряда ускоряются настолько, что при столкновении с ато- мами p-n-перехода П2 ионизируют их, вызывая лавинное размножение носите- лей заряда. Образовавшиеся при этом дырки под влиянием электрического поля переходят в область p2, а электроны в область n1. Ток через переход П2 увели- чивается, а его сопротивление и падение напряжения на нем уменьшаются. Это приводит к повышению напряжения, приложенного к переходам П1 и П3 и уве- личению инжекции через них, что вызывает дальнейший рост коллекторного тока и токов инжекции. Процесс протекает лавинообразно и сопротивление пе- рехода П2 становится малым. Носители заряда, появившиеся в областях вслед- ствие инжекции и лавинного размножения, приводят к уменьшению сопротив- ления всех областей динистора, и падение напряжения на нем становится не- значительным. На вольт-амперной характеристике этому процессу соответству- ет участок 2 с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рису- нок 5.4). После переключения вольт-амперная характеристика аналогична ветви характеристики диода, смещенного в прямом направлении (участок 3). Уча- сток 1 соответствует закрытому состоянию динистора. Рисунок 5.4 – Вольт-амперная характеристика динистора Динистор характеризуется максимально допустимым значением прямого тока I max , при котором на приборе будет небольшое напряжение Uоткр . Если уменьшать ток через прибор, то при некотором значении тока, называемом удерживающим током I уд , ток резко уменьшается, а напряжение резко повы- шается, т. е. динистор переходит обратно в закрытое состояние, соответствую- щее участку 1. Напряжение между анодом и катодом, при котором происходит переход тиристора в проводящее состояние, называют напряжением включе- ния Uвкл . При подаче на анод отрицательного напряжения коллекторный переход П2 смещается в прямом направлении, а эмиттерные переходы в обратном на- правлении. В этом случае не возникает условий для открытия динистора и че- рез него протекает небольшой обратный ток. 5.2 Триодные тиристоры Триодный тиристор (тринистор) отличается от динистора наличием вы- вода от одной из баз. Этот вывод называется управляющим электродом (рису- нок 5.5). Рисунок 5.5 – Структура тиристора Если подключить внешний источник Uвн так, как показано на рисун- ке 5.5, то получим, что p-n-переходы П1 и П3 будут смещены внешним источ- ником в прямом направлении, а средний p-n-переход П2 будет смещен в обрат- ном направлении, и во внешней цепи будет протекать только исчезающе ма- ленький обратный ток коллекторного перехода П2. Подключим другой внеш- ний источник Uу (источник управления) между катодом и управляющим элек- тродом (УЭ). Тогда ток управления, протекающий под действием источника управления, при определенной своей величине может привести к лавинообраз- ному нарастанию тока в полупроводниковой структуре до тех пор, пока он не будет ограничен резистором R в цепи источника питания Uвн . Произойдет про- цесс включения тиристора. Для рассмотрения этого явления представим тиристор в виде двух, объе- диненных в одну схему транзисторов VT1 и VT2 (рисунок 5.6, а), типа p-n-p и n-p-n, соответственно. Оба транзистора включены по схеме с об- щим эмиттером (рисунок 5.6, б). Рисунок 5.6 – Структура (а) и схема двухтранзисторного эквивалента тиристора (б) При создании разности потенциалов между анодом (А) и катодом (К) в прямом направлении («+» на аноде, «–» на катоде) оба транзистора будут за- крыты, так как базовые токи их будут отсутствовать. При подключении источ- ника управления Uу во входной цепи транзистора VT2 потечет базовый ток, яв- ляющийся током управления тиристора I у . Под действием этого тока в коллек- торной цепи транзистора VT2 потечет ток Iк 2  2  I у , где 2 • коэффициент передачи по току транзистора VT2 . Но этот ток Iк 2 протекает по цепи «эмиттер • база» транзистора VT1 и является его входным, базовым током Iб1  Iк 2 . Под воздействием этого тока Iб1 в выходной коллекторной цепи транзистора VT1 потечет коллекторный ток: Iк1  1  Iб1  1  Iк2  1  2  I у , (5.1) т. е. коллекторный ток I к1 является усиленным в 1   2 раз током управления I у , и протекает ток I к1 опять по базовой цепи транзистора VT2 , там, где проте- кает и ток I у . Поскольку I к1 оказывается значительно больше тока I у , процесс взаимного усиления транзисторами токов продолжается до тех пор, пока оба транзистора не войдут в режим насыщения, что соответствует включению ти- ристора. Описанный процесс является процессом внутренней положительной обратной связи, под действием которой и происходит лавинообразное нараста- ние тока в цепи тиристора. После того, как тиристор включился, он сам себя поддерживает в откры- том состоянии, так как при условии Iк 2  I у внутренняя обратная связь остается положительной, и в этом случае источник управления уже оказывается ненуж- ным. С учетом (5.1) это условие записывается в виде: 1  2  I у  I у , (5.2) Откуда условие включения тиристора: 1  2  1 . (5.3) Для того, чтобы выключить тиристор, необходимо прервать ток, проте- кающий в его силовой цепи, на короткий промежуток времени, достаточный для рассасывания неосновных носителей в зонах полупроводника и восстанов- ления управляющих свойств. Чтобы снова включить тиристор, необходимо снова пропустить в его цепи управления ток I у , чтобы снова запустить процесс внутренней положительной обратной связи. Таким образом, тиристор пред- ставляет собой бесконтактный ключ, который может быть только в двух устой- чивых состояниях: либо в выключенном, либо во включенном. Рисунок 5.7 – Вольт-амперная характеристика тиристора Вольт-амперная характеристика тиристора представлена на рисунке 5.7. Чем больше ток управления, тем меньше напряжение включения Uвкл . Ток управления, при котором тиристор переходит на спрямленный участок вольт- амперной характеристики (показано пунктиром) называют током управления спрямления I у спр . При изменении полярности приложенного к тиристору напряжения, эмиттерные p-n-переходы П1 и П3 будут смещены в обратном направлении, ти- ристор будет закрыт, а вольт-амперная характеристика будет представлять со- бой обратную ветвь вольт-амперной характеристики обыкновенного диода. Поскольку включение тиристора зависит от тока управления, то в спра- вочной литературе приводят также диаграмму вольт-амперной характеристики управляющей цепи: I у  f U , (5.4) Семейство таких характеристик представлено на рисунке 5.8. Рисунок 5.8 – Вольт-амперная характеристика управляющей цепи Обычно в справочниках приводятся предельные характеристики (1 и 2). Кривая 1 соответствует прибору с максимальным сопротивлением цепи управ- ления и максимально допустимой температурой. Кривая 2 – прибору с мини- мальным сопротивлением управляющей цепи и минимальной температуре. Сверху и справа диаграмма ограничивается прямыми, соответствующими пре- дельно допустимым значениям тока и напряжения в цепи управления. Внизу диаграммы указывается область, которая ограничена минимальными значения- ми тока и напряжения, необходимыми для отпирания тиристоров данного типа. Кроме того, на диаграмме обычно приводятся кривые допустимой мощности на управляющем электроде для различных значений длительности управляющих импульсов (кривые 3 и 4). Таким образом, тиристор представляет собой частично управляемый вен- тиль, который можно перевести в проводящее состояние при наличии одновре- менно двух факторов: положительный потенциал анода относительно катода; подача управляющего сигнала в виде тока управления в цепи управляющего электрода. Если хотя бы один из этих факторов отсутствует, то тиристор будет оставаться в закрытом состоянии. Частичная управляемость тиристора заключается в том, что после вклю- чения тиристора, цепь управления становится ненужной, так как он сам себя поддерживает во включенном состоянии. Выключить обычный тиристор по це- пи управления невозможно. Поэтому он называется однооперационным тири- стором или в зарубежной терминологии SCR (Silicon Controlled Rectifier). Для запирания тиристора необходимо каким-либо способом снизить анодный ток до нуля и удерживать его на нулевом уровне в течение времени рассасывания не- основных носителей, накопившихся в базах транзисторов VT1 и VT2 . На электрических принципиальных схемах незапираемые тиристоры обо- значаются условными графическими обозначениями, представленными на ри- сунке 5.9. Рисунок 5.9 – Условные обозначения незапираемых тиристоров: с управлением по аноду (а), с управлением по катоду (б) 5.2.1 Способы запирания тиристоров Как уже было показано выше, после включения тиристора он сам себя поддерживает во включенном состоянии за счет внутренней положительной обратной связи, а цепь управления становится неэффективной. Для выключе- ния тиристора нужно каким-либо способом снизить его прямой ток до нуля на некоторый промежуток времени, определенный временем рассасывания неос- новных носителей. Это в основном и отличает тиристор-прибор с частичной, неполной управляемостью от, например, транзистора – полностью управляемо- го прибора, который можно, и включить, и выключить по цепи управления (ба- зовой цепи). Выключение проводящего ток тиристора можно осуществлять различны- ми способами. Проще всего выключать тиристор, если он работает в цепи пе- ременного тока. Тогда под действием переменного напряжения питающей сети ток тиристора сам снижается до нуля и происходит его выключение (коммута- ция). Такой способ коммутации получил название естественной и широко при- меняется в силовых преобразовательных устройствах переменного тока. Слож- нее обстоит дело в цепях постоянного тока. Там необходимы специальные устройства, обеспечивающие принуди- тельное выключение тиристора в нужный момент времени. Такие устройства называют узлами принудительной коммутации или просто коммутационными узлами. В основе построения коммутационных узлов лежат следующие способы: 1 Создание искусственных колебаний тока в цепи тиристора, например, введением в его цепь колебательных LC-контуров (последовательных или па- раллельных) (рисунок 5.10, а, б). Тиристор закрывается в момент перехода че- рез нуль тока в колебательном контуре. 2 Выключение тиристора путем изменения полярности напряжения между катодом и анодом. Для этого используют предварительно заряженный конден- сатор C, который в нужный момент времени подключают между анодом и ка- тодом тиристора в запирающей полярности (рисунок 5.10, в) путем замыкания ключа K. Существует большое количество схем различных коммутационных узлов, использующих данный способ запирания тиристоров. 3 Запирание тиристора путем введения в его цепь противоЭДС, под дейст- вием которой прямой ток тиристора снизится до нуля (рис. 5.10, г). Это можно осуществить при помощи генератора импульсов ГИ , подключаемого через трансформатор T в силовую цепь тиристора. В нужный момент времени генера- тор формирует импульс напряжения, который наводит во вторичной обмотке трансформатора импульс с полярностью, встречной по отношению к тиристору, что приведет к снижению прямого тока тиристора до нуля. 4 Подключение параллельно тиристору источника коммутирующей ЭДС (рисунок 5.10, д). Выключение тиристора осуществляется замыканием в нуж- ный момент времени ключа K на короткий промежуток времени, определяемый временем рассасывания неосновных носителей в зонах полупроводника. Рисунок 5.10 – Схемы запирания тиристоров Описанными способами удается придать тиристору свойства полностью управляемого вентиля. 5.2.2 Запираемые тиристоры В настоящее время разработаны новые типы тиристоров, так называемые двухоперационные тиристоры или запираемые тиристоры. Они являются полностью управляемыми полупроводниковыми приборами, которые можно, и включить, и выключить по цепи управления. Такой тиристор в зарубежной терминологии получил обозначение GTO-тиристор (Gate Torn – Off). Это дос- тигается благодаря тому, что в областях анода и катода такой прибор состоит из большого числа технологических ячеек, представляющих отдельные тиристо- ры, которые включены параллельно. Рисунок 5.11 – Структура запираемого тиристора (а) и двухтранзисторный эквивалент (б) одной из ячеек тиристора Структура запираемого тиристора изображена на рисунке 5.11. Физиче- ские процессы, протекающие в запираемых тиристорах, во многом аналогичны уже рассмотренным для однооперационного тиристора. Исключение составляет процесс выключения отрицательным током управления. Во включенном со- стоянии все переходы тиристора находятся в состоянии насыщения. При доста- точной величине и длительности управляющего тока, а также равномерности его распределения по всем ячейкам, избыточная концентрация неосновных но- сителей заряда сначала снижается до нуля вблизи коллекторного перехода ти- ристора. При этом коллекторный переход смещается в обратном направлении, воспринимая часть внешнего напряжения. Так, оба транзистора начинают рабо- тать в активном режиме и в структуре возникает положительная обратная связь при отрицательном базовом токе в n-p-n-транзисторе VT2. Вследствие лавино- образного уменьшения зарядов в базовых областях анодный ток начинает сни- жаться. Транзистор VT2 n-p-n-типа первый входит в режим отсечки. Действие положительной обратной связи прекращается, и дальнейший спад анодного то- ка определяется рекомбинацией в n- базе тиристора. Рисунок 5.12 – Вольт-амперная характеристика двухоперационного тиристора Рисунок 5.13 – Условные обозначения запираемых тиристоров: с управлением по аноду (а), с управлением по катоду (б) Вольт-амперная характеристика запираемого тиристора аналогична ха- рактеристике незапираемого тиристора (рисунок 5.12). На электрических прин- ципиальных схемах запираемые тиристоры обозначаются условными обозначе- ниями, представленными на рисунке 5.13. 5.3 Симметричные тиристоры Широкое применение в цепях переменного тока получили так называе- мые симисторы (симметричные тиристоры), которые выполняются на основе многослойной полупроводниковой структуры (рисунок 5.14, а). Рисунок 5.14 – Структура симистора (а) и его условные обозначения (б) Основой в симисторе является монокристалл полупроводника, в котором созданы, пять областей с чередующимся типом проводимости, которые обра- зуют четыре p-n-перехода. Контакты от крайних областей наполовину шунти- руют первый и четвертый p-n-переходы. При полярности внешнего источника напряжения, указанной без скобок, переход П1 окажется включенным в обрат- ном направлении и ток через него будет исчезающе мал. Весь ток через полу- проводниковую структуру при такой полярности источника будет протекать через область p1. Четвертый переход П4 будет включен в прямом направлении и через него будет проходить инжекция электронов. Значит, при данной полярно- сти источника рабочая структура симистора представляет собой p1-n2-p2-n3-структуру, аналогичную структуре обычного тиристора, работа ко- торого уже была рассмотрена выше. При смене полярности на противополож- ную (указана в скобках) уже будет закрыт переход П4, а переход П1 будет от- крыт. Структура симистора становится n1-p1-n2-p2, то есть опять аналогична структуре обычного тиристора, но направленного в противоположную сторону. Таким образом, в схемном отношении симистор можно представить в виде двух встречно-параллельных тиристоров. Симистор имеет вольт-амперную характеристику, симметричную относи- тельно начала координат (рисунок 5.15), что и нашло отражение в его названии. Рисунок 5.15 – Вольт-амперная характеристика симистора Выводы: 1 Тиристор представляет собой полупроводниковый прибор, который ис- пользуется для переключения в электрических цепях. Для тиристора характер- ны два устойчивых состояния: открытое и закрытое. 2 При открытии тиристора происходит компенсация обратного напряжения на среднем (коллекторном) переходе за счѐт накопления избыточных зарядов, смещающих переход в прямом направлении. 3 В тринисторе происходит открытие прибора за счѐт подачи небольшого управляющего тока. 4 Симистор – прибор, который имеет одинаковые вольт-амперные характе- ристики при различных полярностях приложенного напряжения. 5.4 Основные параметры тиристоров Силовые тиристоры характеризуются параметрами, аналогичными тем, которые рассматривались выше для силовых диодов. Но, кроме того, в техни- ческих условиях приводятся параметры цепи управления тиристоров, а также дополнительные параметры, характеризующие силовую цепь тиристора: 1 Напряжение переключения: постоянное – сятки – сотни вольт). Uпрк , импульсное – Uпрк и (де- 2 Напряжение в открытом состоянии U ос сторе в открытомсостоянии (1…3 В). • падение напряжения на тири- 3 Обратное напряжение Uобр • напряжение, при котором тиристор может работать длительное время без нарушения его работоспособности (единицы – тысячи вольт). 4 Постоянное прямое напряжение в закрытом состоянии U зс • макси- мальное значение прямого напряжения, при котором не происходит включение тиристора (единицы – сотни вольт). 5 Неотпирающее напряжение на управляющем электроде Uу нот • наи- большее напряжение, не вызывающее отпирание тиристора (доли вольт). 6 Запирающее напряжение на управляющем электроде U уз • напряжение, обеспечивающее требуемое значение запирающего тока управляющего элек- трода (единицы – десятки вольт). 7 Ток в открытом состоянии I ос • максимальное значение тока открытого тиристора (сотни миллиампер – сотни ампер). 8 Обратный ток Iобр (доли миллиампер). 9 Отпирающий ток I у от • наименьший ток управляющего электрода, не- обходимый для включения тиристора (десятки миллиампер). 10 Ток утечки I ут • это ток, протекающий через тиристор с разомкнутой це- пью управления при прямом напряжении между анодом и катодом. 11 Ток удержания I уд • минимальный прямой ток, проходящий через тири- стор при разомкнутой цепи управления, при котором тиристор еще находится в открытом состоянии. 12 Время включения tвкл • это время от момента подачи управляющего им- пульса до момента снижения напряжения U АК тиристора до 10 % от начального значения при работе на активную нагрузку (единицы – десятки микросекунд). 13 Время выключения tвыкл , называемое также временем восстановления управляющей способности тиристора. Это время от момента, когда прямой ток тиристора становится равным нулю, до момента, когда прибор снова будет спо- собен выдерживать прямое напряжение между анодом и катодом. Это время в основном определяется временем рассасывания неосновных носителей в зонах полупроводника (десятки – сотни микросекунд). 5.5 Применение тиристоров Силовые тиристоры получили широкое применение в различных облас- тях силовой электроники благодаря своим управляющим свойствам. В первую очередь это касается устройств преобразовательной техники, таких, как управляемые выпрямители, регуляторы напряжения и др. Рассмот- рим наиболее характерные примеры их применения. 5.5.1 Управляемые выпрямители Простейшей схемой управляемого выпрямителя является однофазная од- нополупериодная схема (рисунок 5.16, а). Эта схема идентична схеме на рисун- ке 2.24, c той лишь разницей, что вместо неуправляемого силового вентиля VD здесь используется тиристор VS – прибор с частичной управляемостью. Рисунок 5.16 – Схема (а) и временные диаграммы (б) управляемого выпрямителя На интервале 0  полярность ЭДC е2   Е2 на вторичной обмотке трансформатора такая, как показана на рисунок 5.16, б. По отношению к тиристору VS это прямая полярность, но в отличие от обычного диода тиристор может включиться только при подаче на его управ- ляющий электрод сигнала управления от управляющего устройства – системы управления (СУ). До поступления сигнала тиристор будет находиться в закры- том состоянии и тока пропускать не будет, несмотря на то, что к его аноду при- ложен положительный потенциал относительно катода. Пусть сигнал управле- ния поступит от системы управления на тиристор в точке 1 , со сдвигом на угол  относительно начала координат, и начнет проводить ток нагрузки (рису- нок 5.17, г) id   d  Е2  sin  . (5.5) Rd Падение напряжения на нагрузке при этом будет равно: ud  id  Rd   Е2  sin  . (5.6) В точке  полярность e2 изменится на противоположную и тиристор за- кроется (естественная коммутация), так как по отношению к нему эта поляр- ность будет обратной, запирающей. На интервале  2  тиристор откры- ваться не может. В точке 2 полярность снова станет прямой, по отношению к тиристору, но он откроется только в точке 2   , когда снова поступит сиг- нал управления и т. д. Постоянную составляющую напряжения на нагрузке (выпрямленного на- пряжения) найдем, как  1        2  Е2      Ud 2  2 Е2 sin d 1 cos 2 . (5.7) Если менять угол  в пределах от 0 до  , то получим: Ud max  Ud   0  2   Е2 2  0,45  Е2 ; Ud min  Ud     0 . То есть, меняя угол  от 0 до  , изменяем постоянную составляющую выпрямленного напряжения в пределах от Ud max  0,45 Е2 Угол  называется углом управления. до 0. По этому же принципу осуществляется регулирование выпрямленного напряжения во всех других рассмотренных ранее схемах выпрямления, если вместо обычных силовых диодов у них использовать управляемые вентили – тиристоры. 5.5.2 Регуляторы переменного напряжения Для регулирования переменного напряжения в нагрузке широкое приме- нение получили тиристорные регуляторы. Простейшая схема такого регулятора приведена на рисунке 5.17, а. Два тиристора VS1 и VS2 включены встречно- параллельно в цепь нагрузки zн . Каждый тиристор работает на своѐм полупе- риоде (положительном или отрицательном). Причѐм открываются они с углом управления  (рисунок 5.17, б), а закрываются в момент перехода тока нагруз- ки через нуль. Регулируя угол  , можно регулировать напряжение Uн в широ- ких пределах от Uн max  Uс до Uн min  0 . Однако такой способ регулирования сильно искажает форму кривой на- пряжения и изменяет фазу его первой гармоники. Рисунок 5.17 – Схема (а) и временные характеристики (б) регулятора переменного напряжения Поэтому в ряде случаев более предпочтительными могут оказаться им- пульсные регуляторы переменного напряжения, простейшая схема которого представлена на рисунок 5.18. Рисунок 5.18 – Схема импульсного регулятора напряжения Здесь в цепь нагрузки zн включена последовательно обмотка w2 высоко- частотного трансформатора T, которая периодически замыкается накоротко ключом K1, а первичная обмотка w1 периодически подключается ключом K2 на напряжение питающей сети Uс . Ключи K1 и K2 работают с основной частотой fк  fс , причѐм работают они в противофазе (рисунок 5.19). Рисунок 5.19 – Временные диаграммы, иллюстрирующие работу импульсного регулятора напряжения Пусть на интервале 0t1  ключ K1 разомкнут, а K2 – замкнут. Тогда об- мотка w1 трансформатора будет подключена ключом K2 на напряжение пи- тающей сети U . Полагая полупериод  0T  положительным, обозначим по- с     лярность его на рисунке 5.18 без скобок. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора будет e  Uс  w2 w1  Uс kтр , (5.8) где e2  2  kтр • коэффициент трансформации трансформатора. Причѐм полярность ЭДС e2 будет такой, как указано на рисунке 5.18 без скобок. По отношению к напряжению Uс она будет встречной и поэтому на- пряжение на нагрузке Uн будет равно: Uн  Uс  e2 , (5.9) На интервале t1 t2  ключ K1 замкнут, а K2 – разомкнут. Первичная об- мотка трансформатора отключена от питающей сети, а вторичная замкнута на- коротко ключом K1. Поэтому на этом интервале Uн  Uс , (5.10) Далее процессы повторяются. Таким образом, мгновенное значение напряжения на нагрузке будет представлять собой зубчатую кривую (рисунок 5.19), а его среднее значение Uн ср можно регулировать в пределах от Uн max  Uс до Uн  Uс  e2 в зависимо- сти от соотношения времени замкнутого состояния ключей K1 и K2. Учитывая, что частота, на которой работают ключи f к значительно больше частоты сети fс , высокочастотные пульсации напряжения нагрузки можно легко убрать при помощи простейших фильтров. Рассмотренный пример позволяет регулировать выходное напряжение только вниз от напряжения сети Uс , т. е. осуществляется вольтоотбавка. Если поменять местами начало и конец какой-либо из обмоток трансформатора w1 или w2 , то получим вольтодобавку и выходное напряжение Uн можно будет регулировать в сторону увеличения по отношению к напряже- нию питающей сети Uс . Существуют схемы регуляторов, которые обеспечива- ют регулирование выходного напряжения и вверх и вниз по отношению к Uс . Контрольные вопросы: 1. Что такое тиристор? 2. Какие разновидности тиристоров существуют? 3. Почему коллекторный переход тиристора оказывается смещенным в об- ратном направлении при переключении тиристора из закрытого состояния в от- крытое? 4. В чем преимущества тринистора перед динистором? 5. Какими способами можно перевести тиристор из открытого состояния в закрытое? 6. Что такое двухоперационный тиристор? 7. Какова структура и принцип действия симметричных тиристоров? 8. Чем отличается управляемый выпрямитель от неуправляемого? 9. Что такое импульсный регулятор напряжения? 6 ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ Оптоэлектроника – раздел науки и техники, в котором изучаются вопро- сы генерации, обработки, запоминания и хранения информации на основе со- вместного использования оптических и электрических явлений. В современной технике находят широкое применение оптоэлектронные полупроводниковые приборы. Оптоэлектронный полупроводниковый прибор – это полупроводниковый прибор, излучающий или преобразующий электромагнитное излучение, чувст- вительный к этому излучению в инфракрасной, видимой или ультрафиолетовой областях спектра или использующий подобное излучение для внутреннего взаимодействия его элементов. В оптоэлектронике в качестве носителя информации используются элек- тромагнитные волны оптического диапазона. Длины волн оптического излуче- ния лежат в диапазоне от 1 нм до 1 мм (рисунок 6.1). Световой луч в оптоэлектронике выполняет те же функции управления, преобразования и связи, что и электрический сигнал в электрических цепях. В оптических цепях в качестве носителей сигналов выступают электриче- ски нейтральные фотоны, которые в световом потоке не взаимодействуют меж- ду собой, не смешиваются и не рассеиваются. Оптические цепи не подвержены влиянию электрических и магнитных полей. В электрических же цепях носите- лями заряда являются электроны, которые взаимодействуют с внешними элек- трическими и магнитными полями, что требует экранирования и защиты от них. В электрических цепях трудно осуществить гальваническую развязку по постоянному току и на низких частотах. Невосприимчивость оптического излучения к различным внешним воз- действиям и электронейтральность фотона являются не только достоинствами, но и недостатками, поскольку затрудняют управление интенсивностью распро- странения светового потока. Компоненты оптоэлектроники и электроники существуют, не противоре- ча друг другу, и применяются в тех областях, где их применение целесообраз- но. По принципу действия оптоэлектронные приборы подразделяются на приборы, использующие внешний фотоэффект и внутренний фотоэффект. Рисунок 6.1 – Шкала электромагнитных волн 6.1 Фотоэлектрические приборы на основе внешнего фотоэффекта Внешний фотоэффект – это явление выбивания электронов с поверхно- сти металла под действием светового излучения. Это явление ещѐ называют фотоэлектронной эмиссией. Лучистая энергия излучается в виде квантов света (фотонов) с энергией E    , (6.1) где  – постоянная Планка   6,621034 Дж  с;  – частота электромагнитного колебания.   с , (6.2)  где с  3 108 м – скорость света; с  – длина волны электромагнитного излучения. Квант лучистой энергии, будучи поглощѐнным атомом металла, может сообщить ему свою энергию, и если еѐ будет достаточно для совершения рабо- ты выхода электрона из металла, то электрон покинет поверхность металла и станет свободным носителем электрического заряда. Приборами, использующими явление внешнего фотоэффекта, являются фотоэлементы и фотоэлектронные умножители. 6.1.1 Фотоэлементы Рисунок 6.2 – Цезиевый фотоэлемент (а) и условное графическое обозначение фотоэлментов (б) Фотоэлемент (рисунок 6.2) представляет собой стеклянную колбу, в ко- торой создан вакуум и в которой размещены два электрода: фотокатод и анод. Фотокатод – это чувствительный к световому излучению слой, состоящий из соединений сурьмы, теллура, щелочных металлов с примесями различных эле- ментов. Этот слой покрывает больше половины внутренней поверхности кол- бы. Анод имеет вид проволочного кольца, сетки либо рамки. Рисунок 6.3 – Схема включения фотоэлемент Схема включения фотоэлемента показана на рисунке 6.3. Внешний ис- точник E создаѐт между анодом и катодом электрическое поле, под действием которого электроны, выбитые с поверхности катода, устремляются к аноду, создавая анодный ток (фототок) в цепи источника. Этот ток создаѐт на резисто- ре RA падение напряжения, которое при неизменной величине E зависит от све- тового потока, падающего на фотокатод. Фотоэлементы подразделяются на ва- куумные и газонаполненные. В вакуумных фотоэлементах внутри колбы создан вакуум, а в газонаполненных – под небольшим давлением введено небольшое количество инертного газа. Принцип действия у них одинаков, но у газонапол- ненных фотоэлементов гораздо выше чувствительность к излучению, что объ- ясняется эффектом ионизации молекул газа и появлением дополнительных но- сителей электрического заряда. Основными характеристиками фотоэлементов являются: 1 Вольт-амперная характеристика: IФ  f U  . Это зависимость A Ф  const фототока от напряжения между анодом и катодом при постоянном световом потоке. Вид типовых вольт-амперных характеристик представлен на рисун- ке 6.4. Видно, что в режиме насыщения фототок не зависит от анодного напря- жения. Этот режим и является рабочим. Рисунок 6.4 – Вольт-амперная характеристика фотоэлемента 2 Световая характеристика IФ  f Ф UA  const . Это зависимость фототока светового потока при неизменном напряжении на аноде фотоэлемента. Вид семейства этих характеристик представлен на ри- сунке 6.5. 3 Спектральная характеристика: * f  • это зависимость относи- тельной мощности фотоэлемента от длины волны падающего на катод излуче- ния. Вид типовой спектральной характеристики показан на рисунке 6.6. Спектральные характеристики фотоэлементов используют для их пра- вильной эксплуатации. Рисунок 6.5 – Световая характеристика фотоэлемента Основными параметрами фотоэлементов являются: 1 Чувствительность – это отношение фототока IФ к вызвавшему этот ток потоку излучения Ф : K  . UA  const 2 Пороговая чувствительность – минимальный световой поток, при кото- ром полезный электрический сигнал фотоэлемента становится, различим на уровне помех. 3 Внутреннее сопротивление Ri : Ri  Ф  const . Это отношение приращения анодного напряжения к приращению фото- тока при неизменной величине светового потока. Фотоэлементы применяются в различных областях науки и техники. В частности их применяют в фотореле, которые обеспечивают контроль различ- ных величин на производстве: освещенности, прозрачности сред, качества об- работки поверхности деталей и т. п. Но их недостатками являются невозмож- ность микроминиарютизации и довольно высокие анодные напряжения (десят- ки – сотни вольт).Поэтому в настоящее время во многих видах аппаратуры они заменяются полупроводниковыми приемниками излучения. 6.1.2 Фотоэлектронные умножители Фотоэлектронный умножитель – электровакуумный прибор, в котором фотоэлемент дополнен устройством усиления фототока за счет вторичной элек- тронной эмиссии. Схематическое устройство этого прибора показано на рисунке 6.7. Обыч- но это стеклянная колба, в торце которой устанавливается полупрозрачный фо- токатод 1, за которым устанавливается фокусирующая диафрагма 2 и несколько вторичных катодов 3, которые иногда называются ещѐ динодами, за которыми располагается анод 4. Каждый из этих электродов подключается к различным точкам делителя напряжения, подающего на эти электроды различные потен- циалы. Слабый световой поток попадает на фотокатод и выбивает из него неко- торое количество электронов. Под действием создаваемого источником E элек- трического поля эти электроны ускоряются и, попадая на вторичный катод, вы- бивают из него уже значительно большее количество электронов, которые, в свою очередь, ускоряются и попадают на следующий вторичный катод и т. д. Поток электронов всѐ время возрастает от одного вторичного катода к другому и на анод попадает уже мощный электронный поток, который создаѐт на на- грузке Rн большое падение напряжения, пропорциональное входному светово- му потоку. Рисунок 6.7 – Фотоэлектронный унмножитель а – включение фотоумножителя с пятью анодами вторичной эмиссии; б – расположение электродов в фотоумножителе Коэффициент усиления фотоэлектронного умножителя: K  I А у I   n , (6.3) где I А – ток анода; I 0 – ток фотокатода;  – коэффициент вторичной эмиссии; n – число вторичных фотокатодов. Для фотоэлектронного умножителя, как и для обычных фотоэлементов, характерен темновой ток, который обусловлен термоэлектронной эмиссией фо- токатода и динодов. Его величина составляет малые доли микроампера, и он может быть уменьшен охлаждением. Значением темнового тока ограничивается минимальный световой поток, который может зарегистрировать с помощью умножителя. Фотоэлектронные умножители применяются во многих областях науки и техники: в астрономии, для измерения световых потоков, для спектрального анализа и т. п. 6.2 Фотоэлектрические приборы на основе внутреннего фотоэффекта Внутренний фотоэффект наблюдается в полупроводниковых материалах при облучении их поверхности лучами света. Он заключается в том, что при поглощении энергии фотона атомом полупроводника может возникнуть пара «электрон – дырка», если этой энергии достаточно для перевода электрона из валентной зоны в зону проводимости, т. е. если поглощѐнная энергия превыша- ет ширину запрещѐнной зоны. Интенсивность фотоионизации определяется энергией излучения, еѐ потоком и спектром поглощения полупроводника. Образование пар «электрон – дырка» обусловливает собственную элек- тропроводность полупроводника, которая в данном случае является фотопро- водимостью, причѐм собственная электропроводность может оказаться значи- тельно больше проводимости примесной. Внутренний фотоэффект широко применяется в различных фотоэлектри- ческих приборах: фоторезисторах, фотодиодах, фототранзисторах и фото- тиристорах. 6.2.1 Фоторезисторы Фоторезисторы используют в своей работе эффект фотопроводимости. Фоторезисторы выполняются в самых различных конструктивных вариантах, различного назначения, по различным технологиям и с различными параметра- ми, но в общем виде это – чувствительный к излучению слой полупроводника, прикреплѐнный к изоляционной подложке, по краям которого смонтированы токоведущие электроды. Принципиально возможно две конструкции фоторези- сторов: поперечная и продольная. В первом случае электрическое поле, прикладываемое к фоторезистору, и возбуждающий свет действуют во взаимно перпендикулярных плоскостях (ри- сунок 6.8, б), во втором – в одной плоскости. В продольном фоторезисторе воз- буждение осуществляется через электрод прозрачный для светового излучения. Поперечный фоторезистор представляет собой почти омическое сопротивление до частот порядка десятков – сотен мегагерц. Продольный фоторезистор из-за конструктивных особенностей имеет значительную электрическую ѐмкость, ко- торая не позволяет считать фоторезистор чисто омическим сопротивлением на частотах сотни – тысячи герц. Рисунок 6.8 – Фоторезисторы (а), поперечная конструкция фоторезистора (б); условное графическое обозначение (в) В качестве исходного материала фоторезистора чаще всего используется теллуристый кадмий (CdTe), селенистый теллур (TeSe), сернистый висмут (BiS), сернистый кадмий (CdS) и др. Для защиты от атмосферных воздействий верхняя поверхность фотослоя покрыта прозрачным лаком. Вся сборка может быть помещена в защитный корпус, в котором сделано окно для прохождения излучения. Он может вклю- чаться как в цепь постоянного тока, так и переменного (рисунок 6.9). При облучении фоторезистора возрастает его проводимость, и соответст- венно возрастает ток. Выходное напряжение, пропорциональное потоку излу- чения, снимается с сопротивления нагрузки Rн . Основными характеристиками фоторезистора являются: 1 Вольт-амперные характеристики IФ  f U  . Ф  const Это зависимости тока в фоторезисторе от напряжения источника питания E при постоянном потоке излучения Ф . Эти характеристики практически ли- нейны (рисунок 6.10). При Ф = 0 через фоторезистор протекает маленький тем- новой ток; при освещении ток возрастает за счѐт увеличения фотопроводимо- сти. 2 Световая характеристика IФ  f Ф U  const . Это зависимость фототока от потока излучения при постоянном напряже- нии источника. Существенная нелинейность этих характеристик (рисунок 6.11) объясняется не только увеличением количества носителей с увеличением пото- ка излучения Ф , но и процесса их рекомбинации. Рисунок 6.10 – Вольт-амперные характеристики фоторезистора Рисунок 6.11 – Световая характеристика фоторезистора 3 Спектральная характеристика магнитного излучения. S*  f  , где  – длина волны электро- Эта характеристика обусловлена материалом и технологией изготовления фотослоя. Типовой вид этой характеристики представлен на рисунке 6.12. Рисунок 6.12 – Относительные спектральные характеристики фоторезистора Основными параметрами фоторезисторов являются: 1 Чувствительность: K  . UA  const 2 Номинальное значение фототока IФ ном . 3 Темновое сопротивление Rтемн . 4 Отношение Rтемн . RФ ном 5 Рабочее напряжение U раб . Значительная зависимость сопротивления фоторезистора от температуры, характерная для полупроводников, является их недостатком. Существенным недостатком фоторезисторов также является их инерционность, объясняющую- ся большим временем рекомбинации электронов и дырок после прекращения воздействия излучения. На практике фоторезисторы применяются на частотах сотен герц – единиц килогерц. Собственные шумы их довольно значительны. Несмотря на эти недостатки, фоторезисторы широко применяются в различных схемах автоматики и во многих других устройствах. 6.2.2 Фотодиоды Рисунок 6.13 – Конструкции фотодиодов (а), структура (б) и условное графическое обозначение фотодиода (в) Фотодиод представляет собой полупроводниковый фотоэлектрический прибор, содержащий p-n-переход, и использующий явление внутреннего фото- эффекта. Фотодиоды имеют различную конструкцию, различное назначение и различные параметры, но в большинстве случаев структура фотодиода бывает такой, как показано на рисунке 6.13, б. На принципиальных схемах фотодиод изображается символом, показанным на рисунке 6.13, в. Фотодиод можно использовать в двух различных включениях: фотоди- одном и фотогальваническом. Фотогальваническое включение (рисунок 6.14) предполагает использова- ние фотодиода как источника фотоЭДС, поэтому в настоящее время его назы- вают полупроводниковый фотоэлемент. Рисунок 6.14 – Фотогальваническое включение фотодиода Рассмотрим процесс возникновения фотоЭДС в фотодиоде (рису- нок 6.15). В отсутствие освещения фотодиода концентрация носителей в его обеих областях будет равновесной, а следовательно никакой разности потен- циалов между областями не будет. Если же осветить полупроводник лучами света, то в результате поглощения энергии фотонов будут образовываться пары «электрон – дырка». Дырки в области p являются основными носителями, по- этому поле Ер p-n-перехода будет их отталкивать от границы раздела, а вот об- разовавшиеся свободные электроны, являясь в области p неосновными носите- лями, будут переброшены полем через границу раздела в область n, где они яв- ляются основными. Аналогично, в области n из образовавшихся носителей «электрон – дырка» только дырки, являясь неосновными носителями, будут пе- реброшены через границу раздела в область p, а образовавшиеся свободные электроны только пополнят количество основных носителей в области n , уве- личив их концентрацию. Рисунок 6.15 – Процесс генерации свободных носителей заряда Таким образом, за счѐт поглощѐнной световой энергии в полупроводнике образуются пары носителей; неосновные носители перебрасываются в сосед- нюю область электрическим полем p-n-перехода, а основные носители остают- ся в своей области; концентрация носителей возрастает и становится сверхрав- новесной, т. е. суммарный электрический заряд основных носителей в обеих областях полупроводника уже не уравновешивается противоположным зарядом ионов примеси, и следовательно в области p появляется суммарный положи- тельный заряд, а в области К  lg N • суммарный отрицательный заряд, кото- рые обусловят возникновение разности потенциалов между областью p и обла- стью n. Эту разность потенциалов называют фотоЭДС. Если теперь создать внешнюю электрическую цепь между областями p и n, то по ней потечѐт элек- трический ток – фототок под действием возникшей фотоЭДС. Следует отметить, что из всех образовавшихся в результате поглощения лучистой энергии носителей не все будут участвовать в образовании светового тока, а только те, которые попадают в зону действия электрического поля по- тенциального барьера, ограниченную (рисунок 6.15) областью  . Остальные неосновные носители, образовавшиеся вне этой зоны, скорее всего, рекомбини- руют, снижая эффективность использования световой энергии. Отсюда стано- вится ясной целесообразность конструктивного исполнения фотодиода, когда освещают не обе области полупроводника, а только одну, зато очень тонкую, когда практически все образовавшиеся под действием освещения неосновные носители будут разделены р-n-переходом. 1. Вольт-амперная характеристика IФ  f U  . Это зависимость Ф  const фототока IФ от напряжения на фотодиоде при неизменном световом потоке. Вольт-амперная характеристика описывается следующим уравнением:  I  I  kT U  ln  Iтемн 1   q , (6.4) где Uн – напряжение между анодом и катодом фотодиода. В случае фото- гальванического включения это – напряжение на нагрузке; I св • световой ток – суммарный поток носителей электрического заряда, образовавшихся вследствие внутреннего фотоэффекта и разделѐнных полем p- n-перехода; I н – ток нагрузки (в случае фотогальванического включения); Iтемн • темновой ток – суммарный поток носителей электрических заря- дов, пересекающих границу раздела при отсутствии освещения; k – постоянная Больцмана, q  1,38 1023 Дж ; град q – заряд электрона, q 1,6 1019 Кл ; T –абсолютная температура. Вид вольт-амперной характеристики показан на рисунок 6.16. При Ф  0 вольтамперная характеристика фотодиода превращается в вольт-амперную ха- рактеристику обычного p-n-перехода, достаточно подробно изученную ранее. При наличии освещения ток нагрузки, как видно из рисунка, потечѐт по внеш- ней цепи от области p к области n, а внутри кристалла – от области n к области p, т. е. в направлении, которое для обыкновенного диода является обратным и откладывается вниз от нуля по оси ординат; напряжение на фотодиоде – ( + ) на области p, (–) на области n является прямым для обыкновенного диода и поэто- му откладывается вправо от нуля на оси абсцисс. Фактически вольт-амперная характеристика фотодиода представляет собой вольт-амперную характеристику обычного p-n-перехода, смещѐнную вниз и вправо в зависимости от светового потока Ф. Точки пересечения характеристики с осями координат представляют со- бой напряжение холостого хода U хх (или фотоЭДС) на оси абсцисс и ток ко- роткого замыкания I кз на оси ординат. Участок характеристики за точкой U хх представляет собой режим, когда фотодиод работает с внешним источником ЭДС, включенным встречно по от- ношению к фотодиоду. Участок за точкой I кз характеризует работу фотодиода с внешним источ- ником ЭДС, включенным согласно по отношению к фотодиоду. Это и есть фо- тодиодное включение, которое будет рассматриваться ниже. Рисунок 6.16 – Вольт-амперная характеристика фотодиода 2. Световая характеристика фотодиода ставлена на рисунке 6.17. Iсв  f Ф или E  f Ф пред- Рисунок 6.17 – Световая характеристика фотодиода Как следует из выражения (6.4), напряжение на фотодиоде или, в режиме холостого хода, фотоЭДС E изменяется по логарифмическому закону при воз- растании светового потока Ф, а световой ток I св прямопропорционально зави- сит от светового потока Ф. Поэтому при увеличении светового потока Ф харак- теристики смещаются неодинаково по оси абсцисс и по оси ординат. Так по оси ординат, где откладывается световой ток, характеристики, смещаются равно- мерно при изменении светового потока. По оси абсцисс, где откладывается U хх  Е , эти характеристики смещаются не линейно, а в соответствии с кривой E  f Ф. 3. Спектральная характеристика. Это зависимость S*  f  , где  – длина волны электромагнитного излучения. Вид этой характеристики пред- ставлен на рисунке 6.18. Рисунок 6.18 – Спектральные характеристики фотодиода Зависимость 1 представляет собой относительную мощность солнечного излучения. Другие две зависимости показывают относительную мощность фо- тодиодов, выполненных на основе кремния и германия. Очевидно, что в облас- ти видимой части спектра солнечного излучения наибольшую относительную мощность имеет фотодиод на основе кремния. Именно из кремния делают чаще всего фотодиоды, работающие в этой области длин волн. Рисунок 6.19 – Схема фотодиодного включения Фотодиодное включение представлено на рисунке 6.19. В данном случае фотодиод работает с внешним источником U, который по отношению к зате- нѐнному фотодиоду включен в обратном, запирающем направлении, и следова- тельно, при отсутствии освещения ток в цепи практически отсутствует. При ос- вещении фотодиода появляется фотоЭДС ЕФ , которая по отношению к источ- нику E включена последовательно и согласно и в цепи нагрузки появляется ток, пропорциональный световому потоку Ф. Этот режим иллюстрируется отрезка- ми вольт-амперной характеристики фотодиода в третьем квадранте (рисунок 6.16). Однако в справочной литературе эти характеристики приводятся чаще в первом квадранте (рисунок 6.20) для удобства использования. Рисунок 6.20 – Вольт-амперная характеристика фотодиодного включения Основными параметрами фотодиодов являются: 1 Чувствительность: K  IФ ; Ф 2 Рабочее напряжение U раб . 3 Динамическое сопротивление R  U д I Ф  const . В настоящее время важное значение имеют полупроводниковые фото- элементы, используемые в качестве преобразователей солнечной энергии в электрическую. Из таких элементов создают солнечные батареи, которые обла- дают сравнительно высоким КПД (до 20 %) и могут развивать мощность до не- скольких киловатт. Солнечные батареи являются основными источниками пи- тания искусственных спутников Земли, космических кораблях, автоматических метеостанциях и др. Практическое применение солнечных батарей непрерывно расширяется. 6.2.3 Фототранзисторы Фототранзистор – это полупроводниковый фотоэлектрический прибор с двумя p-n-переходами. Устройство и принцип действия фототранзистора такие же, как и биполярного транзистора. Отличие же заключается в том, что внеш- няя часть базы является фоточувствительной поверхностью, а в корпусе имеет- ся окно для пропускания света (рисунок 6.21). Рисунок 6.21 – Конструкции фототранзисторов (а), структура (б) и условное графическое обозначение фоторезистора (в) Иногда фототранзистор имеет только два вывода: эмиттерный и коллек- торный. Принцип действия фототранзистора заключается в следующем. В затем- нѐнном состоянии и отсутствии входного сигнала на базе транзистор закрыт и в его коллекторной цепи протекает небольшой обратный ток коллекторного пе- рехода. При освещении базовой области лучами света там происходит возник- новение пар «электрон – дырка». Неосновные носители (в нашем случае дырки) подхватываются полем коллекторного перехода и перебрасываются в область коллектора, а в базе остаѐтся нескомпенсированный заряд электронов – основ- ных носителей – который приводит к снижению потенциального барьера эмит- терного перехода и к инжекции дырок из эмиттера в базу. Это приведѐт к уве- личению коллекторного тока, как если бы на вход транзистора был бы подан входной сигнал, вызвавший такую же инжекцию носителей. Но здесь вместо входного электрического сигнала был использован световой сигнал. Коллек- торный ток I    I , где  – коэффициент передачи транзистора по току; Iф – фототок, возникший в базовой области под действием светового входного сигнала. Таким образом, чувствительность фототранзистора в  раз больше чув- ствительности фотодиода. Схемы включения его, так же, как и биполярного транзистора, могут быть с общей базой, общим эмиттером, с общим коллектором. В качестве примера на рисунке 6.22 приведена схема включения с общим эмиттером. Рисунок 6.22 – Включение фототранзистора по схеме с общим эмиттером Вольт-амперная характеристика фототранзистора очень напоминает вы- ходные характеристики биполярного транзистора (рисунок 6.23), с той лишь разницей, что снимаются они при постоянном световом потоке. Остальные ха- рактеристики фототранзистора идентичны характеристикам фотодиода. Рисунок 6.23 – Вольт-амперные характеристики фототранзистора Основными недостатками фототранзистора являются его большая темпе- ратурная зависимость и плохие частотные свойства. 6.2.4 Фототиристоры Рисунок 6.24 – Конструкция фототиристора (а), структура (б) и его условное графическое обозначение (в) По такому же принципу, как и управление фототранзистором, можно управлять и тиристором. Такой прибор называется фототиристором. Вместо управляющего электрода сигнал управления в виде потока лучи- стой энергии (рисунок 6.24) подаѐтся в специальное окно в корпусе прибора, что приводит к тем же явлениям, как если бы был подан электрический сигнал управления на управляющий электрод. Все остальные характеристики такого тиристора аналогичны характеристикам обычного тиристора с электрическим управлением. На рисунке 6.25 представлена вольт-амперная характеристика фототири- стора. Рисунок 6.25 – Вольт-амперная характеристика фототиристора Фототиристоры используются для коммутации световым сигналом элек- трических сигналов большой мощности. Сопротивление фототиристора изме- няется от 108 Ом (в запертом состоянии) до 10-1 Ом в открытом состоянии. Время переключения тиристоров лежит в пределах 10-5...10-6 с. 6.3 Светодиоды Светодиод, или светоизлучающий диод (СИД) – это полупроводниковый диод на основе p-n- или гетероперехода, излучающий кванты света при проте- кании через него прямого тока. Принцип действия светодиодов основан на использовании явления излу- чательной рекомбинации. Когда через p-n-переход протекает прямой ток (рис. 6.26), то при этом происходит рекомбинация носителей, т. е. заполнение сво- бодного энергетического уровня в валентной зоне электроном, находящимся в зоне проводимости, что, естественно, сопровождается выделением энергии. Чаще всего эта энергия выделяется в виде тепла, но можно подобрать такие по- лупроводниковые материалы, в которых явление рекомбинации будет сопро- вождаться излучением квантов лучистой энергии. Обычно это наблюдается в полупроводниках, представляющих собой двойные и тройные соединения. Рисунок 6.26 – Энергетическая диаграмма прямовключенного светодиода По характеристике излучения светодиоды разделяют на две группы: • Светодиоды с излучением в видимой части спектра; • Светодиоды с излучением в инфракрасной части диапазона. Рисунок 6.27 – Конструкции светодиодов (а), структура (б) и условное графиическое обозначение светодиода (в) Конструктивное оформление светодиодов также различное, однако, чаще всего они выполняются в виде монокристалла полупроводника, в котором соз- дан p-n-переход; кристалл вмонтирован в стеклянный корпус-линзу, свободно пропускающую излучаемый свет (рисунок 6.27). Светодиоды нашли широкое применение в устройствах отображения ин- формации, в вычислительных устройствах для ввода – вывода информации, а также в устройствах оптоэлектроники. Светодиоды могут иметь несколько p-n-переходов, расположенных на одном монокристалле. В зависимости от их включения или режима работы они излучают в различных областях спектра и имеют управляемый цвет свечения. При этом используются или зависимость интенсивности отдельных частот из- лучения от тока p-n-перехода, или смешение излучений двух светодиодов, имеющих свечение разного цвета. Наибольшее распространение получил второй случай. Как видно из ри- сунка 6.28, на кристалле полупроводника созданы два p-n-перехода. Рисунок 6.28 – Структура двухцветного светодиода (а); условное графическое бозначение двухцветного светодиода (б) Примеси подобраны таким образом, что один переход излучает свет красного цвета, а другой – зеленого. При их смешивании получается желтый цвет. В структуре имеется три (1, 2, 3) вывода, что позволяет через каждый p-n-переход пропускать свое значение тока. Изменяя токи переходов, удается менять цвет излучения от желто-зеленого до красно-желтого оттенка, а также получать чистые красный и зеленый цвета. Комбинируя включение отдельных переходов, можно получить изобра- жение светящейся цифры, буквы или знака. Для этого на базе светодиодов вы- пускаются знакосинтезирующие индикаторы (рисунок 6.29), например цифро- вые, которые могут быть одноразрядными (рисунок 6.29, в) и многоразрядными (рисунок 6.29, г). В сегментных знакосинтезирующих индикаторах каждый сегмент выполнен в виде отдельного светодиода. Для высвечивания цифр от нуля до девяти необходимо иметь, по меньшей мере, семь сегментов (рису- нок 6.29, д). Низкое напряжение питания, малые токи, миниатюрность, долговечность, высокое быстродействие – основные достоинства светодиодных индикаторов отображения информации. Долгое время развитие светодиодов сдерживалось отсутствием приборов, излучающих в синем диапазоне. Попытки реализовать синие и зелѐные свето- диоды были связаны с использованием кристаллов нитрида галлия GaN и селе- нида цинка ZnSe. У светодиодов на основе SiC оказался слишком мал КПД и низок кванто- вый выход излучения (то есть число излучѐнных квантов на одну рекомбиниро- вавшую пару). У светодиодов на основе твѐрдых растворов селенида цинка ZnSe квантовый выход был выше, но они перегревались из-за большого сопро- тивления и служили недолго. Оставалась надежда на нитриды. Рисунок 6.29 – Знакосинтезирующие индикаторы: линейные шкалы (а), светодиодная матрица (б), цифровые индикаторы (в, г, д) Исследования свойств нитридов элементов группы III (AlN, GaN, InN) и их сплавов, представляющих собой широкозонные полупроводники с прямыми оптическими переходами, позволили заключить, что они являются наиболее перспективными материалами для изготовления светодиодов, излучающих во всей видимой и ультрафиолетовой (240...620 нм) областях спектра. Основной причиной, препятствовавшей получению высококачественных пленок GaN, было отсутствие подходящих подложек, параметры решѐтки и ко- эффициент теплового расширения которых соответствовали бы GaN. Долгое время такие плѐнки выращивали на сапфире (рассогласование решеток 13,5%), достоинствами которого являются лишь термическая стойкость и возможность очистки перед началом роста. Другая проблема – получение кристаллов p-типа. Первые работы в этом направлении были начаты ещѐ в 60е годы XX века, од- нако все попытки надѐжно внедрить элементы группы II (Mg, Zn, Be) как при- меси замещения, которые бы действовали как акцепторы, завершились неуда- чей. Впоследствии, в разработке синих светодиодов участвоали отечественные и зарубежные ученые. Первый коммерческий синий светодиод был сделан Шуджи Накамурой (Shuji Nakamura) (Nichia Chemical Industries, Япония) в начале 1994 года на ос- нове гетероструктуры InGaN/AlGaN с активным слоем InGaN, легированным Zn (рисунок 6.30). Выходная мощность составляла 3 мВт при прямом токе 20 мА с квантовым выходом 5,4% на длине волны излучения 450 нм. Вскоре после этого за счѐт увеличения концентрации In в активном слое был изготов- лен зелѐный светодиод, излучавший с силой света 2 кд. Он состоит из 3нм ак- тивного слоя InGaN, заключѐнного между слоями p-AlGaN и n-GaN, выращен- ными на сапфире. Такой тонкий слой InGaN сводит к минимуму влияние рассо- гласования решѐток: упругое напряжение в слое может быть снято без образо- вания дислокаций и качество кристалла остаѐтся высоким. В 1995 году при ещѐ меньшей толщине слоя InGaN и более высоком содержании In удалось повы- сить силу света до 10 кд на длине волны 520 нм, а квантовую эффективность до 6,3%, причѐм измеренное время жизни светодиодов составляло 50000 ч, а по теоретическим оценкам – более 106 тысяч часов (~150 лет!). Рисунок 6.30 – Синий светодиод (а) на основе нитрида галлия и его структура (б) На сегодняшний день внешний квантовый выход излучения светодиодов на основе GaN и его твѐрдых растворов (InGaN, AlGaN) достиг значений 29/15/12% соответственно для фиолетовых/голубых/зелѐных светодиодов; их светоотдача достигла значений 30...50 лм/Вт. Внутренний квантовый выход для «хороших» кристаллов с мощным теплоотводом достигает почти 100%, ре- корд внешнего квантового выхода для красных светодиодов составляет 55%, а для синих 35%. Внешний квантовый выход излучения жѐлтых и красных свето- диодов на основе твѐрдых растворов AlInGaP достиг значений 25...55%, а све- тоотдача соответственно достигла 100 лм/Вт, т. е. сравнялась со светоотдачей лучших современных люминесцентных ламп. Создание синих светодиодов сделало возможным получение светодиодов белого свечения. Существует четыре способа получения белых светодиодов, каждый из которых имеет свои достоинства недостатки: Смешение излучения светодиодов трѐх или более цветов. На рисунке 6.31 белый свет получается путем смешивания в определѐнной пропорции излуче- ния красного, зелѐного и синего светодиодов. Рисунок 6.31 – Получение белого света путѐм смешивания излучения красного, синего и зелѐного светодиодов Для каждого из светодиодов можно подобрать значения тока, соответст- вующие максимуму его внешнего квантового выхода излучения (число излу- ченных квантов на одну рекомбинировавшую пару «электрон – дырка»). Одна- ко при этих токах и напряжениях интенсивности каждого цвета не будут соот- ветствовать значениям, необходимым для создания белого цвета. Добиться это- го можно путем изменения числа светодиодов каждого цвета, при этом источ- ник состоит из многих диодов. На практике данный способ неудобен, т.к. необ- ходимо иметь несколько источников различного напряжения, множество кон- тактов, а также устройства, смешивающие и фокусирующие свет используемых светодиодов. Смешение синего излучения светодиода с излучением жѐлто-зелѐного люминофора либо зелѐного и красного люминофоров. Эти два способа наиболее простые в настоящее время наиболее экономичны. На рисунке 6.32 показано получение белого света при помощи кристалла синего светодиода и нанесѐнно- го на него слоя жѐлтого люминофора. Состав кристалла подбирается так, чтобы его спектр излучения соответствовал спектрам возбуждения люминофоров. Люминофор наносится таким образом, что часть голубого излучения возбужда- ет люминофор, а часть проходила без поглощения. Толщина люминофора, форма держателя и пластикового купола подбираются так, чтобы излучение имело белое свечение в нужном телесном угле. Рисунок 6.32 – Получение белого света с помощью кристалла синего светодиода и нанесѐнного на него слоя жѐлтого люминофора Смешение излучения трѐх люминофоров (красного, зелѐного и голубого), возбуждаемых ультрафиолетовым светодиодом (рис. 6.33). Данный способ использует технологии и материалы, которые разрабатывались для люминес- центных ламп. Однако этот способ связан с потерями энергии при преобразо- вании света от диода в люминофорах, а также эффективность источника излу- чения уменьшается, т.к. разные люминофоры имеют разные спектры возбужде- ния люминесценции (электромагнитное нетепловое излучение, обладающее длительностью, значительно превышающей период световых колебаний), не точно соответствующие ультрафиолетовому спектру излучения светодиода. Рисунок 6.33 – Получение белого света с помощью ультрафиолетового светодиода и RGB-люминофора Светоотдача (световой поток на единицу потребляемой мощности) белых светодиодов ниже, чем у светодиодов с узким спектром излучения, потому что в них происходит двойное преобразование энергии, часть еѐ теряется в люми- нофоре. В настоящее время светоотдача лучших белых светодиодов (к примеру, рисунок 6.34) доходит до 65 75 лм . Вт Светодиоды кроме высокой светоотдачи, малого энергопотребления и возможности получения любого цвета излучения имеют и ряд других замеча- тельных свойств. Отсутствие нити накала благодаря нетепловой природе излучения све- тодиодов обусловливает длительный срок службы. Производители светодиодов декларируют срок службы до 100000 часов. У ламп накаливания средний срок службы составляет 1000 часов, у люминесцентных в большинстве случаев срок службы ограничивается 10...15000 ч. Отсутствие стеклянной колбы у светодио- дов определяет очень высокую механическую прочность и надежность. Малое тепловыделение и низкое питающее напряжение гарантируют вы- сокий уровень безопасности, а безынерционность делает светодиоды незаме- нимыми, когда нужно высокое быстродействие. Сверхминиатюрность и встро- енное светораспределение определяют другие, не менее важные достоинства. Световые приборы на основе светодиодов оказываются компактными и удоб- ными в установке. Рисунок 6.34 – Конструкция высокоэффективного светодиода белого света Luxion Не следует забывать об экологичности светодиодов (отсутствии у них ртутьсодержащих компонентов по сравнению с люминесцентными лампами), а также отсутствии электромагнитных излучений и помех, что крайне важно в современных условиях ужесточения экологических норм. Единственный недостаток светодиодов на сегодняшний день – их цена. Пока что один люмен, излучѐнный светодиодом, стоит в 100 раз выше, чем га- логенная лампа. Во всех устройствах, требующих передачи информации знаками опреде- ленного цвета: автодорожных и железнодорожных светофорах, панелях управ- ления в автомобилях и самолетах, задних огнях автотранспорта, дорожных све- товых табло, фонарях аэродромных полос, цветовые характеристики светодио- дов имеют существенные преимущества перед обычными лампами. Они не требуют цветных светофильтров; они лучше различимы глазом, поскольку близки к монохроматическим источникам света. Как источники «цветного» света светодиоды давно обогнали лампы накаливания со светофильтрами. Так, световая отдача лампы накаливания с красным светофильтром составляет всего 3 лм/Вт, в то время как красные светодиоды сегодня дают 50 лм/Вт и более. 6.4 Оптоэлектронные устройства Элементами оптоэлектронных устройств являются фотоэлектронные приборы, рассмотренные выше, а связь между элементами не электрическая, а оптическая. Таким образом, в оптоэлектронныхустройствах практически пол- ностью устранена гальваническая связь между входными и выходными цепями и практически полностью устранена обратная связь между входом и выходом. Комбинируя элементы, входящие в оптоэлектронные устройства, можно полу- чать самые различные их функциональные свойства. На рисунке 6.35 представ- лены конструкции различных оптронов. Рисунок 6.35 – Конструкции опттронов Простейшим оптоэлектронным устройством является оптрон. Оптрон – это устройство, объединяющее в одном корпусе светодиод и приѐмник фотоизлучения, например фотодиод (рис. 6.36). Рисунок 6.36 – Структура фотодиодного оптрона (а) и его схема включения (б) Входной усиливаемый сигнал U вх поступает на светодиод и вызывает его свечение, которое по световому каналу поступает на фотодиод. Фотодиод от- крывается и в его цепи протекает ток под действием внешнего источника E. Эффективную оптическую связь между элементами оптрона осуществляют с помощью средств волоконной оптики – световодов, выполненных в виде жгута из тонких прозрачных нитей, по которым сигнал передаѐтся за счѐт полного внутреннего отражения с минимальными потерями и с высокой разрешающей способностью. Вместо фотодиода в составе оптрона может быть фототранзи- стор, фототиристор, фоторезистор. На рисунке 6.37 представлены условные графические обозначения таких приборов. Рисунок 6.37 – Оптроны: транзисторный (а), тиристорный (б) и фоторезисторный (в) Диодный оптрон используется в качестве ключа и может коммутировать ток с частотой 106...107 Гц и имеет сопротивление между входной и выходной цепями – 1013...1015 Ом. Транзисторные оптроны благодаря большей чувствительности фотопри- емника экономичнее диодных. Однако быстродействие их меньше, максималь- ная частота коммутации обычно не превышает 105 Гц. Так же как и диодные, транзисторные оптроны имеют малое сопротивление в открытом состоянии и большое в закрытом и обеспечивают полную гальваническую развязку входных и выходных цепей. Использование в качестве фотоприемника фототиристора позволяет уве- личить импульс выходного тока до 5 А и более. При этом время включения со- ставляет менее 10-5 с, а входной ток включения не превышает 10 мА. Такие оп- троны позволяют управлять сильноточными устройствами различного назначе- ния. Выводы: 1 Работа оптоэлектронных приборов основана на принципе внутреннего фотоэффекта – генерации пары носителей заряда «электрон – дырка» под дей- ствием светового излучения. 2 Фотодиоды обладают линейной световой характеристикой. 3 Фототранзисторы имеют большую интегральную чувствительность, чем фотодиоды, благодаря усилению фототока. 4 Оптроны – оптоэлектронные приборы, в которых обеспечивается элек- трическая изоляция входных и выходных цепей. 5 Фотоумножители позволяют резко увеличить фототок за счѐт применения вторичной электронной эмиссии. Контрольные вопросы 1. Что такое внешний и внутренний фотоэффект? 2. Какими параметрами характеризуется фоторезистор? 3. Какие физические факторы влияют на световую характеристику фоторе- зистора при больших световых потоках? 4. Каковы отличия в свойствах фотодиода и фоторезистора? 5. Как в фотоэлементе происходит непосредственное преобразование свето- вой энергии в электрическую? 6. Каковы отличия в принципе действия и свойствах фотодиода и биполяр- ного фототранзистора? 7. Почему тиристор может управлять относительно большими мощностями, чем допустимая мощность рассеяния самого фототиристора? 8. Что такое оптопара? ПРИЛОЖЕНИЕ. КЛАССИФИКАЦИЯ И ОБОЗНАЧЕНИЯ ПОЛУПРО- ВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ Для унификации обозначений и стандартизации параметров полупровод- никовых приборов используется система условных обозначений. Эта система классифицирует полупроводниковые приборы по их назначению, основным физическим и электрическим параметрам, конструктивнотехнологическим свойствам, виду полупроводниковых материалов. Система условных обозначе- ний отечественных полупроводниковых приборов базируется на государствен- ных и отраслевых стандартах. Первый ГОСТ на систему обозначений полупро- водниковых приборов – ГОСТ 10862–64 был введен в 1964 году. Затем по мере возникновения новых классификационных групп приборов был изменен на ГОСТ 10862–72, а затем на отраслевой стандарт ОСТ 11.336.038–77 и ОСТ 11.336.919–81. При этой модификации основные элементы буквенно-цифрового кода системы условных обозначений сохранились. Данная система обозначений логически выстроена и позволяет дополнять себя по мере дальнейшего разви- тия элементной базы. Основные термины, определения и буквенные обозначения основных и справочных параметров полупроводниковых приборов приведены в ГОСТах: • 25529–82 – Диоды полупроводниковые. Термины, определения и буквен- ные обозначения параметров. • 19095–73 – Транзисторы полевые. Термины, определения и буквенные обозначения параметров. • 20003–74 – Транзисторы биполярные. Термины, определения и буквен- ные обозначения параметров. • 20332–84 – Тиристоры. Термины, определения и буквенные обозначения параметров. 1 Условные обозначения и классификация отечественных полупро- водниковых приборов Система обозначений полупроводниковых приборов по ГОСТ 11.336.919–81 «Приборы полупроводниковые. Система условных обо- значений», которая состоит из 5 элементов. В основу системы обозначения по- ложен буквенно-цифровой код. Первый элемент. Первый элемент (буква или цифра) обозначает исход- ный полупроводниковый материал, на базе которого создан полупроводнико- вый прибор. Для приборов общегражданского применения используются буквы Г, К, А и И, являющиеся начальными буквами в названии полупроводникового материала. Для приборов специального применения (более высокие требования при испытаниях, например выше температура) вместо этих букв используются цифры от 1 до 4. В таблице П.1 приведены обозначения для первого элемента. Таблица П.1 – Обозначения первого элемента Исходный материал Условные обозначения Германий Г или 1 Кремний К или 2 Соединения галлия (например арсенид галлия) А или 3 Соединения индия (например форсид индия) И или 4 Второй элемент. Второй элемент – буква, обозначает подкласс полупро- водниковых приборов. Обычно буква выбирается из названия прибора, как пер- вая буква названия (таблица П.2) Таблица П.2 – Обозначения второго элемента Подкласс приборов Условные обозначения Диоды выпрямительные, универсальные,импульсные Д Транзисторы биполярные Т Транзисторы полевые П Варикапы В Тиристоры диодные Н Тиристоры триодные У Туннельные диоды И Стабилитроны С Сверхвысокочастотные диоды А Излучающие оптоэлектронные приборы Л Оптопары О Третий элемент. Третий элемент – цифра, в обозначении полупроводни- ковых приборов, определяет основные функциональные возможности прибора. У различных подклассов приборов наиболее характерные эксплуатационные параметры различные. Например, для транзисторов – это рабочая частота и рас- сеиваемая мощность, для выпрямительных диодов – максимальное значение прямого тока, для стабилитронов – напряжение стабилизации и рассеиваемая мощность, для тиристоров – значение тока в открытом состоянии. В табли- це П.3 приведены значения цифр в третьем элементе условных обозначений для различного класса полупроводниковых приборов. Таблица П.3 – Обозначения третьего элемента Назначение прибора Условные обозначения Диоды выпрямительные, с прямым током, А: менее 0,3 1 0,3…10 2 Диоды прочие (магнитодиоды, термодиоды и др.) 3 Диоды импульсные с временем восстановления, нс: более 500 4 150…500 5 30…150 6 5…30 7 1…5 8 с эффективным временем жизни неосновных носителей заряда менее 1 нс 9 Триодные тиристоры с максимально допустимым средним током в открытом состоянии (или импусным), А незапираемые: менее 0,3 (менее 15) 1 0,3…10 (15…100) 2 более 10 (более 100) 7 запираемые: менее 0,3 (менее 15) 0,3…10 (15…100) более 10 (более 100) симметричные: менее 0,3 (менее 15) 5 0,3…10 (15…100) 6 более 10 (более 100) 9 Диоды туннельные и обращенные: усилительные 1 генераторные 2 переключательные 3 обращенные 4 Варикапы: подстрочные 1 умножительные (варакторы) 2 Стабилитроны, стабисторы и ограничители с напряжением стабилизации, В: мощностью менее 0,3 Вт: менее 10 1 10…100 2 более 100 3 Назначение прибора Условные обозначения мощностью менее 0,3…5 Вт: менее 10 4 10…100 5 более 100 6 мощностью менее 5…10 Вт: менее 10 7 10…100 8 более 100 9 Транзисторы биполярные: маломощные с рассеиваемой мощностью не более 0,3 Вт: низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 1 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 2 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 3 средней мощности (0,3…1,5) Вт: низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 4 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 5 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 6 большой мощности (более > 1,5 Вт): низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 7 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 8 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 9 Транзисторы полевые: маломощные с рассеиваемой мощностью не более 0,3 Вт: низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 1 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 2 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 3 средней мощности (0,3…1,5) Вт: низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 4 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 5 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 6 большой мощности (более > 1,5 Вт): низкой частоты (граничная частота fгр  3 МГц) 7 средней частоты (граничная частота fгр  330 МГц) 8 высокой и сверхвысокой частот ( fгр  30МГц) 9 Назначение прибора Условные обозначения Источники инфракрасного излучения: излучающие диоды 1 излучающие модули 2 Приборы визуального представления информации: светоизлучающие диоды 3 знаковые индикаторы 4 знаковое табло 5 шкалы 6 экраны 7 Оптопары: резисторные Р диодные Д тиристорные У транзисторные Т Четвертый элемент. Четвертый элемент – две либо три цифры, означает порядковый номер технологической разработки и изменяется от 01 до 999. Пятый элемент. Пятый элемент – буква, в буквенно-цифровом коде сис- темы условных обозначений указывает разбраковку по отдельным параметрам приборов, изготовленных в единой технологии. Для обозначения используются заглавные буквы русского алфавита от А до Я, кроме З, О, Ч, Ы, Ш, Щ, Я, схо- жих по написанию с цифрами. Примеры обозначения полупроводниковых приборов: 2Д204В – кремниевый выпрямительный диод с постоянным и средним значением тока 0,3…10 А, номер разработки 04, группа В. КС620А – кремниевый стабилитрон мощностью 0,5…5 Вт, с номиналь- ным напряжением стабилизации более 100 В, номер разработки 20, группа А. КТ937А – кремниевый биполярный транзистор, большой мощности, вы- сокочастотной (с граничной частотой более 30 МГц), номер разработки 37, группа А. КП310А – кремниевый транзистор малой мощности, с граничной часто- той более 30 МГц, номер разработки 10, группа А. 2 Условные обозначения и классификация зарубежных полупровод- никовых приборов За рубежом существует множество разнообразных систем обозначений полупроводниковых приборов. Наиболее распространены три системы: JEDEC, Pro Electron, JIS. Система JEDEC принята в США и поддерживается ассоциацией пред- приятий электронной промышленности (Electronic Industries Alliance (EIA)). В системе JEDEC полупроводниковые приборы обозначаются следую- щим образом: [суффикс]. Первая цифра – цифра, показывающая количество электрических вы- прямляющих переходов в полупроводниковом приборе (1 для диодов). Буква – всегда буква N. Серийный номер – двух-, трех-, четырехзначное число, отражающее по- рядковый номер регистрации полупроводникового прибора в EIA. Никакой до- полнительной информации, за исключением, возможно, времени регистрации, этот номер не несет. Суффикс – отражает разбивку приборов одного типа на различные типо- номиналы по характерным параметрам. Он может состоять из одной или не- скольких букв. В системе JEDEC предусмотрена также цветовая маркировка полупро- водниковых диодов. Такая маркировка осуществляется цветными полосками различной толщины, наносимыми по окружности цилиндрического корпуса диода. В системе JEDEC цветовой маркировкой (по стандарту EIA-236-C) коди- руются цифры серийного номера прибора (двух-, трех- или четырехзначное число). Первая цифра и буква N опускаются. Цветовое обозначение различных цифр соответствует таблице П.4. Кодирование осуществляется от катода по следующим правилам: 1 Номера, состоящие из двух цифр, обозначаются одной (первой) черной полосой и двумя (второй и третьей) соответствующими цифрам цветными по- лосами. Если в обозначении имеется буквенный суффикс, то кодирование осу- ществляется четвертой полосой в соответствии с таблицей 2.2. 2 Номера из трех цифр обозначаются тремя цветными полосами, соответст- вующими цифрам. Если в обозначении имеется буквенный суффикс, то коди- рование осуществляется четвертой полосой в соответствии с таблицей П.4. Таблица П.4 – Цветовая маркировка по системе JEDEC Цвет Цифра Буква Черный - Коричневый 1 A Красный 2 B Оранжевый 3 C Желтый 4 D Зеленый 5 E Синий (голубой) 6 F Фиолетовый 7 G Серый 8 H Белый 9 J 3 Номера, состоящие из четырех цифр, обозначаются четырьмя цветными полосами и пятой черной полосой. Если в обозначении имеется буквенный суффикс, то кодирование осуществляется пятой полосой (вместо черной) в со- ответствии с таблицей П.4. 4 Если цвет корпуса совпадает с цветом какой-либо полосы (кроме послед- ней), то данная полоса может не наноситься, а вместо неѐ оставляют свободное место соответствующей ширины. 5 Начало маркировки отстоит от края прибора на меньшее расстояние, чем конец (последняя полоса) маркировки. Если такое расположение невозможно из-за малого корпуса прибора, то первая полоса маркировки делается двойной ширины. Возможно также, что маркировка вообще не помещается целиком на приборе, в этом случае допускается использование одной полоски любого цвета для отметки вывода катода. На рисунке П.1 приведен пример цветовой маркировки диода по системе JEDEC. Рисунок П.1 – Пример цветовой маркировки по системе JEDEC Система Pro Electron распространена в Европе и поддерживается евро- пейской ассоциацией производителей электронных компонентов (European Electronic Component Manufactures Association). Полупроводниковые приборы в системе Pro Electron обозначаются мар- кировкой, состоящей из четырех элементов. Первый элемент – буква, соответствующая типу полупроводникового ма- териала, из которого он изготовлен: А – германий; В – кремний; С – арсенид галлия; R – другие полупроводниковые материалы. Второй элемент – буква, соответствующая типу полупроводникового прибора: А – маломощные импульсные и универсальные диоды; В – варикапы; C – маломощные низкочастотные транзисторы; D – мощные низкочастотные транзисторы; E – туннельные диоды; F – маломощные высокочастотные транзисторы; G – приборы специального назначения (например, генераторные), а также сложные приборы, содержащие в одном корпусе несколько различных компо- нентов; H – магниточувствительные диоды; K – приборы на основе эффекта Холла; L – мощные высокочастотные транзисторы; M – модуляторы и умножители на основе эффекта Холла; N – оптроны; P – светочувствительные приборы (фотодиоды, фототранзисторы и т. п.); Q – светоизлучающие приборы (светодиоды, ИК-диоды и т. п.); R – маломощные переключательные приборы (тиристоры и т. п.); S – маломощные переключательные транзисторы; T – мощные переключательные приборы; U – мощные переключательные транзисторы; X – умножительные диоды (варакторы и т. п.); Y – выпрямительные диоды, бустеры; Z – стабилитроны, стабисторы, ограничители. Третий элемент – буква, которая ставится только для приборов, предна- значенных для применения в аппаратуре специального назначения (профессио- нальной, военной и т. п.). Это обычно буквы: Z, Y, X иW. Четвертый элемент – двух-, трех- или четырехзначный серийный номер полупроводникового прибора. В системе Pro Electron также могут присутствовать дополнительные эле- менты. Например, как и в системе JEDEC, суффикс, отражающий разбивку приборов одного типа на различные типономиналы по характерным парамет- рам. Для некоторых типов полупроводниковых приборов (стабилитроны, мощные тиристоры и др.) может применяться дополнительная классификация. В этом случае к основному обозначению через дефис или дробь добавляется дополнительный код. К примеру, для стабилитронов часто используется допол- нительный код, содержащий сведения о напряжении стабилизации и его раз- бросе (А – 1 %, В – 2 %, С – 5 %, D – 10 %, E – 15 %). Если напряжение стаби- лизации – не целое число, то вместо запятой ставится буква V. Для выпрями- тельных диодов в дополнительном коде указывается максимальная амплитуда обратного напряжения. Например, BZY85-C6V8 – кремниевый стабилитрон специального назна- чения с регистрационным номером 85, напряжением стабилизации 6,8 В с мак- симальным отклонением этого напряжения от номинального значения на ±5%. В системе Pro Electron, как и в системе JEDEC, также предусмотрена цветовая маркировка полупроводниковых приборов. Она начинается с двух широких полос. Первой широкой полосе соответствуют первые две буквы обо- значения (таблица П.5). Причем что цветовая марка по системе Pro Electron предусмотрена только для маломощных кремниевых и германиевых диодов. Вторая широкая полоса соответствует третьей букве обозначения прибо- ра (если такая буква в обозначении присутствует). Таблица П.5 – Цветная маркировка букв по системе Pro Electron Цвет Первая широкая полоса Черный AA Красный BA Вторая широкая полоса Белый Z Серый Y Черный X Синий W Зеленый V Желтый T Оранжевый S Затем идут тонкие полосы, кодирующие серийный номер прибора, при этом цветовое кодирование цифрового кода такое же, как и в системе JEDEC (см. таблицу П.4). Пример цветовой маркировки Pro Electron приведен на рисунке П.2. Рисунок П.2 – Пример цветовой маркировки по системе Pro Electron Система JIS. Система стандартных обозначений, разработанная в Япо- нии (стандарт JIS-C-7012, принятый ассоциацией EIAJ – Electronic Industries Association of Japan), позволяет определить класс полупроводникового прибора (диод или транзистор), его назначение, тип проводимости полупроводника. Вид полупроводникового материала в японской системе не отражается. Условное обозначение полупроводниковых приборов по стандарту JIS-C-7012 состоит из пяти элементов. Первый элемент. Первый элемент – цифра, обозначает тип полупровод- никового прибора. Используются 3 цифры (0, 1, 2 и 3) в соответствии с типом прибора. В таблице П.6 приведены обозначения для первого элемента. Таблица П.6 – Первый элемент в системе JIS-C-7012 Класс приборов Условные обозначения Фотодиоды, фототранзисторы Диоды 1 Транзисторы 2 Четырехслойные приборы 3 Второй элемент. Второй элемент обозначается буквой S и указывает на то, что данный прибор является полупроводниковым. Буква S используется как начальная буква от слова Semiconductor. Третий элемент. Третий элемент – буква, обозначает подкласс полупро- водниковых приборов. В таблице П.7 приведены буквы, используемые для обо- значения подклассов. Таблица П.7 – Третий элемент в системе JIS-C-7012 Подкласс приборов Условные обозначения Транзисторы p-n-p высокочастотные A Транзисторы p-n-p низкочастотные B Транзисторы n-p-n высокочастотные C Транзисторы n-p-n низкочастотные D Диоды E Тиристоры F Диоды Ганна G Однопереходные транзисторы H Полевые транзисторы с p-каналом I Полевые транзисторы с n-каналом K Симметричные тиристоры M Светоизлучающие диоды Q Выпрямительные диоды R Малосигнальные диоды S Лавинные диоды T Диоды с переменной ѐмкостью, p-i-n-диоды V Стабилитроны Z Четвертый элемент. Четвертый элемент обозначает регистрационный номер технологической разработки и начинается с числа 11. Пятый элемент. Пятый элемент отражает модификацию разработки (А и В – первая и вторая модификация). 3 Условные графические обозначения полупроводниковых приборов В технической документации и специальной литературе применяются ус- ловные графические обозначения полупроводниковых приборов в соответствии с ГОСТ 2.730–73 «Обозначения условные, графические в схемах. Приборы по- лупроводниковые». В таблице П.8 приведены графические обозначения основ- ных полупроводниковых приборов. Таблица П.8 – Графические обозначения полупроводниковых приборов Наименование прибора Обозначение Диод выпрямительный Диод Шоттки Стабилитрон Стабилитрон двуханодный Диод туннельный Обращенный диод Варикап Биполярный транзистор p-n-p-типа Наименование прибора Обозначение Биполярный транзистор n-p-n-типа Полевой транзистор с управляющим переходом с каналом n-типа Полевой транзистор с управляющим переходом с каналом р-типа Полевой транзистор с изолированным затвором с индуцированным каналом n-типа Полевой транзистор с изолированным затвором с индуцированным каналом р-типа Полевой транзистор с изолированным затвором со встроенным каналом n-типа Полевой транзистор с изолированным затвором со встроенным каналом n-типа Диодный тиристор Диодный симметричный тиристор Наименование прибора Обозначение Триодный тиристор, запираемый в обратном на- правлении с управлением по аноду Триодный тиристор, запираемый в обратном на- правлении с управлением по катоду Триодный симметричный тиристор Триодный тиристор, запираемый в обратном на- правлении, выключаемый с управлением по аноду Триодный тиристор, запираемый в обратном на- правлении, выключаемый с управлением по катоду Излучающий диод Фоторезистор Фотодиод Наименование прибора Обозначение Фототранзистор p-n-p-типа Фототиристор Оптрон диодный Оптрон тиристорный Оптрон резисторный Оптрон транзисторный 4 Условные буквенные обозначения полупроводниковых приборов в электрических схемах Элементы, входящие в состав изделия, на электрической принципиальной схеме должны иметь буквенно-цифровые обозначения. Типы условных буквенно-цифровых обозначений и правила их построе- ния устанавливает ГОСТ2.710–81. Позиционное обозначение элемента в общем случае состоит из трех час- тей, указывающих вид, номер и функцию элемента и записывается без раздели- тельных знаков и пробелов. Вид и номер являются обязательной частью услов- ного буквенно-цифрового обозначения и присваивается всем элементам схемы. Буквенные коды некоторых полупроводниковых элементов приведены в таблице П.9. Таблица П.9 – Буквенные коды полупроводниковых приборов Первая буква кода (обязательная) Полупроводниковый прибор Двухбуквенный код B Фотоэлемент BL D Схема интегральная аналоговая Схема интегральная цифровая DA DD V Диод, стабилитрон Транзистор Тиристор VD VT VS СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1 Глазачѐв, А. В. Физические основы электроники. Конспект лекций / А. В. Глазачѐв, В. П. Петрович. – Томск, 2010. – 128 с. : ил. 2. Быстров, Ю. А. Электронные цепи и микросхемотехника : учебник / Ю. А. Быстров, И. Г. Мироненко. – М. : Высш. шк., 2002. – 384 с. 3 Валенко В. С. Полупроводниковые приборы и основы схемотехники электронных устройств / В. С Валенко; под ред. А. А. Ровдо. – М. : Издатель- ский дом «Додэка XXI», 2001. – 368 с. 4 Виноградов, Ю. В. Основы электронной и полупроводниковой техники / Ю. В. Виноградов. – М. : Энергия, 1968. – 624 с. 5 Воронин, П. А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характе- ристики, применение. Изд. 2-е, перераб. и доп. / П. А. Воронин – М. : Издатель- ский дом «Додэка XXI», 2005. – 384 с. 6 Гуртов В. А. Твердотельная электроника: учебное пособие / В. А. Гуртов. – 2-е изд., доп. – М.: Техносфера, 2005. – 408 с. 7 Гусев, В. Г. Электроника и микропроцессорная техника : учебник для ву- зов. – 3-е изд., перераб. и доп. / В. Г. Гусев, Ю. М. Гусев – М. : Высш. шк., 2004. – 790 с. 8 Данилов, И. А. Общая электротехника с основами электроники : учебное пособие. 4-е изд. / И. А. Данилов, П. М. Иванов. – М. : Высш. шк., 2000.– 752 с. 9 Лачин, В. И. Электроника: учебное пособие / Н. С Савелов, В. И. Лачин. – Ростов н/Д.: Изд-во «Феникс», 2000. – 448 с. 10 Морозов, А. Г. Электротехника, электроника и импульсная техника / А. Г. Морозов. – М. : Высшая школа, 1987. – 447 с. 11 Пасынков, В. В. Полупроводниковые приборы: учебник для вузов. 8-е изд., испр. Л. К. Чиркин, В. В. Пасынков. – СПб. : Изд-во «Лань», 2006. – 480 с. 12 Петров, К. С. Радиоматериалы, радиокомпоненты и электроника : учебное пособие / К. С. Петров. – СПб. : Изд-во Питер, 2004. – 522 с. 13 Петрович, В. П. Силовые преобразователи электрической энергии : учеб- ное пособие / В. П Петрович, Н. А. Воронина. – Томск : Изд-во ТПУ, 2004. – 255 с. 14 Ровдо, А. А. Полупроводниковые диоды и схемы с диодами / А. А Ровдо. – М.: Лайт Лтд., 2000. – 288 с. 15 Ровдо А. А. Схемотехника усилительных каскадов на биполярных тран- зисторах / А. А Ровдо. – М.: Издательский дом «Додэка XXI», 2002. – 256 с. 16 Тугов, Н. М. Полупроводниковые приборы: учебник для вузов / Н. М. Тугов, Б. А. Глебов, Н. А. Чарыков; под ред. В. А. Лабунцова. – М. : Энергоатомиздат, 1990. – 576 с. 17 Электротехника и электроника : учеб. для студентов неэлектротехниче- ских специальностей вузов. В 3 книгах. Книга 1. Электрические и магнитные цепи / В. Г. Герасимов [и др.]. – М. : Энергоатомиздат, 1996. – 290 с. : ил. 18 Ягубов З. Х. Физические основы электроники. Учебное пособие / З. Х. Ягубов. – Ухта : УГТУ, 2005. – 100 с. : ил.