Электронные ключи

САМАРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ АЭРОКОСМИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ имени академика С.П. КОРОЛЕВА И.А. Кудрявцев, В.Д. Фалкин ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ САМАРА 2002 2 3 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РФ САМАРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ АЭРОКОСМИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ имени академика С.П. КОРОЛЕВА И.А. Кудрявцев, В.Д. Фалкин ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ Учебное пособие САМАРА 2002 4 УДК 621.396.6 Кудрявцев И.А. Фалкин В.Д. Электронные ключи: Учеб. пособие. Самар. гос. аэрокосм. ун-т. Самара, 2002. 24с. Рассмотрены вопросы проектирования цифровых и аналоговых электронных ключей на базе биполярных, полевых и IGBT транзисторов. Учебное пособие предназначено для студентов, обучающихся по специальности 200800 -Конструирование и технология производства радиоэлектронной аппаратуры, а также может быть полезно студентам других радиотехнических специальностей. Табл. 1, Ил. 14. Библиогр.: 4 назв. Печатается по решению редакционно-издательского совета Самарского государственного аэрокосмического университета имени академика С.П. Королева Рецензент: к.т.н., доцент М.Н. Пиганов Самарский государственный аэрокосмический университет, 2002 5 ВВЕДЕНИЕ В настоящее время наметилась вполне определенная тенденция к отказу от чисто аналоговых схем и переходу к цифровым с широким применением микропроцессорной техники. Цифровая обработка сигналов дает широкие преимущества в смысле гибкости решений, технологичности конструкций, экономии энергопотребления. В схемотехническом плане в основе цифровой техники, а также значительного количества так называемых импульсных устройств лежат электронные ключи. Технические реализации цифровых схем, в которых сигналы представлены дискретно квантованными уровнями напряжения (тока), основаны на использовании электронных коммутаторов напряжения (тока), называемых электронными ключами. В качестве нелинейных приборов с управляемым сопротивлением в электронных ключах используются полупроводниковые диоды, биполярные и полевые транзисторы, фототранзисторы, тиристоры, оптроны, электронные лампы. Аналогично механическим ключам (рубильникам), естественно характеризовать электронный ключ сопротивлением в открытом и закрытом состоянии, предельными значениями коммутируемого тока и напряжения, временными параметрами, описывающими скорость переключения из одного состояния в другое. Следует отметить, что электронные ключи, в отличие от механических, чаще всего не являются двунаправленными, т.е. коммутируют ток и напряжение одного знака. Следует различать аналоговые электронные ключи, предназначенные для передачи аналогового сигнала с минимальными искажениями, и цифровые ключи, обеспечивающие формирование бинарных сигналов. Аналоговые ключи лежат в основе всевозможных коммутаторов сигналов, нашедших широкое применение в технике аналого-цифрового преобразования. Несмотря на сходство в функциональном плане между цифровыми и аналоговыми ключами, требования к последним существенно отличаются от требований к цифровым ключам, что приводит совершенно к другим соображениям, по которым следует разрабатывать аналоговые ключи. 1 Цифровые электронные ключи 1.1 Диодные электронные ключи В диодных ключах используется зависимость сопротивления диода от величины и знака приложенного напряжения. Известно, что ток диода определяется выражением: I  I 0 (exp(u /( m T )  1) , где  T - температурный потенциал (26 мВ при 298К), m - коэффициент, учитывающий влияние поверхностных токов утечки германиевых, и генерациирекомбинации в p-n переходах кремниевых диодов ( m Ge - 1.2…1.5, m Si - 1.2…2). Тепловой ток диода практически не зависит от приложенного к диоду напряжения и определяется электрофизическими свойствами полупроводника и температурой его нагрева I 0  I 00 exp( U K /  T ) , где I 00 - константа, определяемая материалом полупроводника и концентрациями примесей, U K - контактная разность 6 потенциалов. С учетом активного сопротивления р и n областей активное сопротивление диода равно: rпр  du  m T /( I 0  I )  r . dI При достаточно больших напряжениях rд  r (единицы-десятки ом), при обратно смещенном переходе rпр  m T /( I 0  I ) (десятки-сотни килоом). Эквивалентная схема диода представлена на рис.1. Инерционность ключа определяется процессами накопления неосновных носителей в области p-n перехода, емкостью p-n перехода, емкостью между выводами и индуктивностью выводов. Основным справочным параметром, определяющим быстродействие диода, является время восстановления обратного сопротивления. rуm - сопротивление утечки; С0 - емкость между выводами диода; L - индуктивность выводов; СД - диффузионная емкость p-n перехода при прямом смещении; СБ - барьерная емкость p-n перехода при обратном смещении Рисунок 1 -Эквивалентная схема диода На основе диодных ключей можно строить различные логические элементы (рис.2). Рисунок 2 - Пример логических схем на основе диодных ключей Электронные ключи на основе диодов являются пассивными структурами, что приводит к ослаблению сигнала при прохождении таких ключей, что особенно заметно при построении многоступенчатых структур. 7 Инерционность диодных ключей обусловлена накоплением неосновных носителей в области p-n перехода, емкостью p-n перехода, емкостью и индуктивностью выводов. Кроме перечисленных параметров, имеют значение также индуктивность и емкость нагрузки, а также монтажные емкости. В справочниках на дискретные диоды чаще всего указывается время обратного восстановления (восстановления обратного сопротивления), обусловленное диффузионным движением неосновных носителей. Для уменьшения этого времени могут использоваться создание ловушек, способствующих рекомбинации неосновных носителей или создание неоднородной концентрации примесей (диоды с накоплением заряда). Диодные ключи чаще всего используются в качестве вспомогательных узлов в цифровой и аналоговой технике. 1.2 Электронные ключи на биполярных транзисторах Чаще всего используются ключи, собранные по схеме с общим эмиттером, как показано на рис. 3. В ключевом режиме биполярный транзистор работает в режиме насыщения (замкнутый ключ) или режиме отсечки (разомкнутый ключ). Полезно помнить, что в режиме насыщения оба перехода (коллектор-база и эмиттер-база) открыты, а в режиме отсечки – заперты. В режиме насыщения выходную цепь транзистора можно представить эквивалентным источником напряжения, величина ЭДС которого приводится в справочниках ( U КЭНАС - напряжение насыщения). Строго говоря, следует учитывать также внутреннее сопротивление этого источника, величина которого определяется крутизной наклона линии граничного режима, однако, в большинстве практически важных случаев для инженерных расчетов можно ограничиться величиной - U КЭНАС . Резисторы R б и R к должны обеспечивать надежное запирание транзистора при низком уровне управляющего сигнала во всем диапазоне рабочих температур и насыщение при высоком уровне управляющего сигнала. Рисунок 3 – Схема электронного ключа на биполярном транзисторе При расчете необходимо учитывать обратный ток коллектора, протекающий через резистор R б , и создающий на нем падение напряжения. Суммарное напряжение на эмиттерном переходе определяется выражением: U БЭ  U 0  I K max RБ , 8 где I K max - максимальный ток обратный коллектора, U 0 - напряжение низкого уровня управляющего сигнала. Очевидно, для надежного запирания транзистора необходимо, чтобы U БЭ  U БЭотс . Необходимо учитывать сильную температурную зависимость обратного тока коллектора, и для расчета выбирать максимальное значение. В противном случае ключ может «подтекать» при изменении температуры. Открытый транзистор может находиться в активном режиме или режиме насыщения. Для электронных ключей активный режим является невыгодным, так как в этом режиме на коллекторе рассеивается значительная мощность. Поэтому активный режим допустим только в течение переходных процессов (где он, собственно говоря, неизбежен). Для обеспечения насыщения необходимо, чтобы выполнялось соотношение I б  I б .н. . Ток базы можно определить по формуле: I Б  (U 1  U БЭотс ) /( rб  Rб ) . Ток насыщения определяется сопротивлением резистора в цепи коллектора, усилительными свойствами транзистора и сопротивлением между коллектором и эмиттером в насыщенном состоянии: I Бнас  E  U КЭнас . При расчетах целесообRK разно пользоваться наихудшим значением    min . Отметим, что при нарушении условия насыщения транзистор переходит в активный режим, что сопровождается ростом напряжения на коллекторе и увеличением мощности рассеяния. В ряде случаев используют иной критерий насыщения – прямое смещение обоих переходов транзистора (база-эмиттер и база-коллектор). В активном режиме переход база-коллектор смещен в обратном направлении. Используя этот критерий, легко понять, что составной транзистор (по схеме Дарлингтона) не удастся полностью насытить, так как база выходного транзистора в лучшем случае может иметь потенциал, равный потенциалу коллектора. Необходимой частью проектирования электронных ключей является оценка их динамических свойств, определяющих скорость переключения и потери энергии на этом этапе (динамические потери). Переходные процессы в электронном ключе на биполярном транзисторе характеризуются длительностью цикла переключения, который можно разделить на несколько отдельных этапов:  задержка включения;  включение (нарастание тока до величины, соответствующей насыщению);  задержка выключения (обусловлена рассасыванием заряда в базе при переходе из режима насыщения в активный режим);  выключение (обусловлено уменьшением тока коллектора до значения, соответствующего отсечке). Необходимо также учитывать процессы заряда емкостей монтажа и нагрузки, которые не имеют прямого отношения к транзистору, но могут существенно влиять на длительность переходного процесса в целом. Рассмотрим характерные участки переходного процесса по временным диаграммам (рис.4). 9 UВХ tзад. вкл t UБЭотс UБЭ t QГР Q tзад. выкл t IК t UВЫХ t Рисунок 4 - Переходные процессы в ключе на биполярном транзисторе 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. Транзистор заперт, ток базы определяется обратным током коллектора, заряд в базе практически отсутствует, на выходе ключа высокий уровень. Потенциал на входе ключа скачком увеличивается, начинается заряд входной емкости. Токи базы и коллектора не изменяются, пока напряжение на переходе база-эмиттер не превышает напряжения отсечки (время задержки включения). В момент превышения напряжения отсечки открывается эмиттерный переход, и транзистор переходит в активный режим. Инжектируемые в базу неосновные носители нарушают равновесное состояние базы, и начинается накопление заряда. Пропорционально увеличивается ток коллектора, обусловленный экстракцией носителей в область коллектора. Время до перехода в режим насыщения – время включения. В режиме насыщения все токи и напряжения остаются постоянными, при этом заряд в базе продолжает нарастать, хотя и с меньшей скоростью. Заряд, превышающий величину, соответствующую переходу в режим насыщения, называется избыточным. При скачкообразном изменении потенциала на входе ключа ток базы также быстро уменьшается, нарушается равновесное состояние заряда базы и начинается его рассасывание. Транзистор остается насыщенным до тех пор, пока заряд не уменьшится до граничной величины, после чего переходит в активный режим (время задержки выключения). В активном режиме заряд базы и ток коллектора уменьшаются до тех пор, пока транзистор не перейдет в режим отсечки. В этот момент входное сопротивление ключа возрастает. Этот этап определяет время выключения. После перехода транзистора в режим отсечки напряжение на выходе продолжает нарастать, так как заряжаются емкости нагрузки, монтажа и емкость коллектора. 10 Очевидно, ключевую роль играет степень (глубина) насыщения транзистора q НАС  IБ I БНАС . Для количественной оценки коммутационных параметров можно воспользоваться следующими выражениями: t ВКЛ   ln q НАС q 1 1 , t РАС   ln НАС , t ВЫКЛ  0.7 , где   . 2 2f ГР q НАС  1 Существуют схемотехнические методы повышения быстродействия ключа: форсирующая цепочка (рис. 5а) и нелинейная обратная связь (рис. 5б). а) Ключ с форсирующей цепочкой б) Ключ с нелинейной обратной связью Рисунок 5 - схемотехнические приемы повышения быстродействия Принцип работы форсирующей цепочки очевиден: при отпирании транзистора ток базы определяется процессом заряда форсирующей емкости (быстрый переход в режим насыщения), в открытом состоянии ток базы определяется резистором, величина которого выбирается таким образом, чтобы обеспечить неглубокое насыщение транзистора. Таким образом, уменьшается время рассасывания неосновных носителей в базе. При использовании нелинейной обратной связи применяется диод, включенный между базой и коллектором транзистора. Запертый диод не влияет на работу схемы, когда ключ открывается, диод оказывается смещенным в прямом направлении, а транзистор охваченным глубокой отрицательной обратной связью. Для уменьшения времени выключения необходимо обеспечить малое время восстановления обратного сопротивления диода, для чего применяются диоды с барьером Шотки. Монолитная структура диод Шотки – биполярный транзистор называется транзистором Шотки. 11 Ключи на биполярных транзисторах имеют ряд недостатков, ограничивающих их применение:  Ограниченное быстродействие, вызванное конечной скоростью рассасывания неосновных носителей в базе;  Значительная мощность, потребляемая цепями управления в статическом режиме;  При параллельном включении биполярных транзисторов необходимо применение выравнивающих резисторов в цепях эмиттеров, что приводит к снижению КПД схемы;  Термическая неустойчивость, определяемая ростом тока коллектора при увеличении температуры транзистора. Вопросы для самостоятельной проработки 1. Как рассчитать длительность седьмого этапа (рис. 4) ? 2. Почему в процессе задержки выключения транзистора не учитывается разряд (перезаряд) входной емкости транзистора ? 3. Как определить входную емкость транзистора на этапе задержки включения, на этапе включения ? 4. Что такое эффект Миллера ? 5. Почему при параллельном включении биполярных транзисторов необходимо применение выравнивающих резисторов ? 6. Как определить оптимальную емкость конденсатора в форсирующей цепочке ? Задачи для самостоятельного решения 1. Определить мощность статических потерь для ключа по схеме рис.3 при следующих параметрах R R  100 Ом ,   100 , U КЭнас  0.2 B , U КП  5B . На вход ключа поступает последовательность импульсов с периодом T  2 мс и длительностью   500 мкс . Принять I КБО  0 , U БЭотс  0.5В , U ВХмакс  4 В . 2. Определить мощность, рассеиваемую на коллекторе, если изменения напряжения на коллекторе соответствуют рисунку 6. Схема ключа соответствует рис. 3, R R  100 Ом , U КП  5B . U, B 6.00 5.00 4.00 3.00 2.00 1.00 0.00 500 1000 1500 2000 2500 t, мкс 12 1.3 Электронные ключи на полевых транзисторах В настоящее время происходит активное вытеснение биполярных транзисторов из области ключевых устройств. В значительной мере альтернативой служат полевые транзисторы. Полевые транзисторы не потребляют статической мощности по цепи управления, в них отсутствуют неосновные носители, а, значит, не требуется время на их рассасывание, наконец, рост температуры приводит к уменьшению тока стока, что обеспечивает повышенную термоустойчивость. Из всего многообразия полевых транзисторов для построения электронных ключей наибольшее распространение получили МДП - транзисторы с индуцированным каналом (в иностранной литературе – обогащенного типа). Транзисторы этого типа характеризуются пороговым напряжением, при котором возникает проводимость канала. В области малых напряжений между стоком и истоком (открытый транзистор) можно представить эквивалентным сопротивлением (в отличие от насыщенного биполярного транзистора – источника напряжения). Справочные данные на ключевые транзисторы этого типа включают параметр RСИоткр - сопротивление сток-исток в открытом состоянии. Для низковольтных транзисторов величина этого сопротивления составляет десятые – сотые доли Ом, что обуславливает малую мощность, рассеиваемую на транзисторе в статическом режиме. К сожалению, RСИоткр заметно увеличивается при увеличении максимально допустимого напряжения сток-исток. Рисунок 7 – Ключ на МДП транзисторе с индуцированным затвором Необходимо учитывать, что режим насыщения для МДП-транзистора принципиально отличается от режима насыщения биполярного транзистора. Переходные процессы в ключах на полевых транзисторах обусловлены переносом носителей через канал и перезарядом междуэлектродных емкостей, емкостей нагрузки и монтажа. Так как электроны обладают более высоким быстродействием, чем дырки, то n-канальные транзисторы обладают лучшим быстродействием по сравнению с р-канальными. В схемотехнике ключевых устройств на полевых транзисторах чаще других используется схема с общим истоком, представленная на рис.7а. Когда транзистор закрыт, через него протекает неуправляемый (начальный) ток стока. При открытом транзисторе ток через транзистор должен определяться величи- 13 ной сопротивления нагрузки и напряжением питания. Для надежного отпирания транзистора амплитуда управляющего напряжения выбирается из условия: U У max  (1.2...1.5)(U 0  I H / S 0 ) , где I H  E R H  RСИ - ток нагрузки, U 0 - пороговое напряжение, S 0 - крутизна ВАХ. В настоящее время выпускается достаточная номенклатура транзисторов, для управления которыми достаточно напряжения ТТЛ-уровня. Переходные процессы в ключах на МДП транзисторах происходят, как показано на рис. 8. На первом этапе происходит заряд емкости C ЗИ и перезаряд С ЗС до напряжения на затворе, равном пороговому. Транзистор при этом остается запертым. Длительность этого этапа: t1  Ri (C ЗС  С ЗИ ) ln( UУ ). (U У max  U 0 ) На втором этапе транзистор отпирается и переходит в активный усилительный режим. На этом этапе перезаряд С ЗС замедляется за счет действия отрицательной обратной связи (эффект Миллера). В течение 3-го этапа напряжение на затворе остаРисунок 8 - Эпюры напряжения в ключе на ПТ ется практически постоянным. По окончании перезаряда емкости C ЗС напряжение на затворе увеличивается до величины U У max . Выключение происходит в обратном порядке. Для удобства расчета длительности переходных процессов в ключах на МДП транзисторах целесообразно использовать параметр заряд включения Q Звкл . Например, транзистор с Q Звкл =20 нКл можно включить за 20 мкс током в 1мА и за 20 нс током в 1А. Указанный параметр приводится в справочниках и определяется изготовителем экспериментальным путем. Ключевые МДП транзисторы характеризуются максимально допустимой скоростью изменения напряжения сток-исток ( dv / dt ). При превышении указанной величины возможно спонтанное отпирание транзистора с непредсказуемыми результатами. Имеется две причины, обуславливающие это ограничение: Во-первых, передача напряжения U СИ на затвор транзистора через емкостный делитель С ЗС / С ЗИ под действием dU СИ / dt . Величину напряжения на затворе, вызванную изменением напряжения U СИ при выключении транзистора, можно оценить по формуле: 14 U ЗИ  1 1 С ЗИ С ЗС dU СИ t ВЫКЛ . dt Следует также иметь в виду, что величина U 0 снижается с ростом температуры. Во-вторых, технология изготовления МДП транзисторов приводит к формированию паразитного биполярного транзистора (рис. 9). В результате действия механизма, аналогичного вышеописанному, возможно спонтанное отпирание этого паразитного транзистора и переход в режим пробоя. Рисунок 9 - Паразитные структуры Для исключения этих эффектов в МДП-транзисторе следует точно соблюдать рекомендации изготовителя и стремиться к тому, чтобы источник управляющего сигнала в цепи затвора имел минимальное внутреннее сопротивление. При необходимости увеличения коммутируемой мощности возможно параллельное включение полевых транзисторов (рис.10). При этом необходимо использовать транзисторы с близкими значениями пороговых напряжений и устанавливать в цепи затвора сопротивления, призванные уменьшить взаимное влияние транзисторов друг на друга при выключении («звон»). Рисунок 10 - Схема параллельного включения ПТ 1.4 Цифровые ключи на IGBT транзисторах Преимущества, обеспечиваемые работой активных элементов в ключевом режиме, прежде всего экономичность, привели к широкому распространению мощных ключевых устройств. Широко известны импульсные источники питания, ключевые стабилизаторы и регуляторы, генераторы, работающие в ключевом режиме, а также широкий спектр устройств, использующих различные виды импульсной модуляции: ШИМ, АИМ и т.д. При проектировании таких устройств необходимо учитывать некоторые специфические особенности их работы. Уровень современного развития отечественной и зарубежной элементной базы ставит перед разработчиком вопрос выбора подходящего активного элемента. Современный инженер может выбирать из трех основных видов транзисторов: биполярные, полевые и так называемые IGBT – транзисторы (Insulated Gate Bipolar Transistor), представляющие собой комбинацию двух предыдущих типов: по входу такой транзистор ведет себя как полевой, а по выходу – как биполярный. В отечественной литературе эти приборы именуются биполярными транзисторами с изолированным затвором (БТИЗ). Типичные представители 15 этого семейства могут коммутировать токи в десятки ампер при напряжениях порядка киловольта. Биполярные транзисторы работают при напряжениях до 1.5 кВ и коммутируют токи в несколько десятков ампер, полевые транзисторы работают при более низких значениях напряжения (обычно менее 1000В) и коммутируют токи до сотни ампер. Эквивалентная схема IGBT – транзистора представлена на рис. 11. Интересно, что коллектору IGBT соответствует эмиттер эквивалентного биполярного транзистора, а эмиттеру – наоборот, коллектор. По сравнению с полевым транзистором, IGBT имеет два важных преимущества (наиболее актуальных для создания мощных ключевых устройств). Во-первых, эквивалентная крутизна IGBT значительно превышает крутизну полевого транзистора, во-вторых, по сравнению с ПТ, силовая цепь IGBT имеет значительно меньшее сопротивление в открытом состоянии. В плане быстродействия IGBT превосходят биполярные транзисторы, но уступают полевым. Ведущий производитель IGBT - фирма International Rectifier классифицирует свою продукцию по следующим категориям:  W – (warp speed) 75…150 кГц;  U – (ultra fast speed) 10…75 кГц;  F – (fast speed) 3…10 кГц;  S – (standard speed) 1…3 кГц Применение IGBT имеет свои особенности, хотя основные процессы определяются рассмотренными выше факторами, характерными для биполярных и полевых транзисторов. В частности, актуально требование по dU КЭ / dt , нарушение которого может привести к так называемому «защелкиванию», (потеря возможности запирания) аналогичному процессу отпирания тиристора. Для IGBT важно ограничение обратного напряжения коллекторэмиттер (типовое значение 1520В). В справочных данных на IGBT указываются параметры заряда затвора ( QЗЭ , QЗ , QЗК ), с помощью которых можно оценить параметры схемы управления, однако, на их основе не удается предсказать время переключения транзистора, так как на него влияРисунок 11 - Эквивалентная схема ют еще и процессы рассасывания IGBT транзистора неосновных носителей в базе. Для оценки времени переключения полезны параметры: время спада/нарастания, время задержки выключения. IGBT, аналогично полевым транзисторам, можно 16 включать параллельно для увеличения коммутируемой мощности, соблюдая при этом соответствующие рекомендации. Вопросы для самостоятельной проработки 1. Перечислите известные типы полевых транзисторов , нарисуйте их характеристики. Какие параметры характерны для различных типов полевых транзисторов ? 2. Чем отличаются процессы насыщения полевого и биполярного транзистора ? 3. Чем обусловлено наличие плоских участков на графике U ЗИ (рис. 8) ? 4. Выведите формулу U ЗИ ( dU СИ ). dt 5. Какова роль резисторов в цепи затвора полевых транзисторов при их параллельном включении ? Задачи для самостоятельного решения 1. Определите время задержки включения полевого транзистора, если внутреннее сопротивление источника сигнала Ri  10Ом , емкость С ЗИ  10 пФ , пороговое напряжение U ПОР  3В , амплитуда отпирающего импульса U  5 B . 2. Используя данные предыдущей задачи, определить энергию, затрачиваемую на отпирание транзистора, если Q ВКЛ  50 нКл . dU СИ , если известны элементы параdt зитной структуры (с биполярным транзистором) на рис. 9. R  1000 Ом , С  100 пФ . 3. Определить максимальную величину 17 1.5 Аналоговые ключи 1.1.5 Ключи на полевых МДП - транзисторах Очень часто полевые транзисторы, главным образом МДП-транзисторы, применяются в качестве аналоговых ключей. В силу своих свойств, таких, как малое сопротивление в проводящем состоянии, крайне высокое сопротивление в состоянии отсечки, малые токи утечки и малая емкость, они являются идеальными ключами, управляемыми напряжением, для аналоговых сигналов. Идеальный аналоговый ключ ведет себя как механический выключатель: пропускает сигнал к нагрузке без ослаблений или нелинейных искажений VT1 — это n-канальный МДП транзистор с индуцированным каналом, не проводящий ток при заземленном затворе или при отрицательном напряжении затвора. В этом состоянии сопротивление сток — исток, как правило, больше 10000 МОм, и сигнал не проходит через ключ. Подача на затвор положительного управляющего напряжения (больше UПОР) приводит канал сток — исток в проводящее состояние с типичным сопротивлением от 25 до Рисунок 12 Аналоговый ключ на 100 0м (Rвкл) для транзисторов, преднаМДП транзисторе значенных для использования в качестве аналоговых ключей. Схема не критична к значению уровня сигнала на затворе, поскольку он существенно более положителен, чем это необходимо для поддержания малого Rвкл, а потому его можно задавать от логических схем; можно использовать выход ТТЛ для получения уровней, соответствующих полному диапазону питания, с помощью внешнего транзистора, или даже операционного усилителя (ОУ). Обратное смещение затвора при отрицательных значениях выхода ОУ будет давать дополнительное преимущество — возможность переключать сигналы любой полярности. Заметим, что аналоговый ключ такого типа — двунаправленное устройство, т. е. он может пропускать сигнал в обе стороны. Приведенная схема будет работать при положительных сигналах, не превышающих (UУПР - UПОР); при более высоком уровне сигнала напряжение на затворе будет недостаточным, чтобы удержать транзистор в состоянии проводимости (Rвкл начинает расти); отрицательные сигналы вызовут включение при заземленном затворе (при этом появится прямое смещение перехода канал — подложка). Если нужно переключать сигналы обеих полярностей, то можно применить такую же схему, но с затвором, управляемым двуполярным напряжением, при этом подложка должна быть подсоединена к отрицательному напряжению. Для любого ключа на полевом транзисторе важно обеспечить сопротивление нагрузки в диапазоне от 10 до 100 кОм, чтобы предотвратить емкостное прохождение входного сигнала в состоянии «ВЫКЛ», которое имело бы место при большем сопротивлении. Значение сопротивления нагрузки выбирается ком- 18 промиссным. Малое сопротивление уменьшит емкостную утечку, но вызовет ослабление выходного сигнала из-за делителя напряжения, образованного сопротивлением проводящего транзистора Rвкл и сопротивлением нагрузки. А так как Rвкл меняется с изменением входного сигнала, то это ослабление приведет к некоторой нежелательной нелинейности. Слишком низкое сопротивление нагрузки проявляется также и на входе ключа, нагружая входной сигнал. Привлекательной альтернативой является также применение еще одного ключа, закорачивающего выход на землю, если транзистор, включающий сигнал, находится в состоянии «ВЫКЛ»: таким образом, формируется однополюсный ключ на два направления. Часто необходимо переключать сигналы, сравнимые по величине с напряжением питания. В этом случае описанная выше простая схема работать не будет, поскольку при пиковом значении сигнала затвор не будет иметь достаточного смещения. Задача переключения таких сигналов решается применением переключателей на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП) (рис. 12). При высоком уровне Рисунок 12 – Ключ на КМДП структуре управляющего сигнала VТ1 пропускает сигналы с уровнями от земли до E П без нескольких вольт. VТ2 пропускает сигнал с уровнями от E П до значения на несколько вольт выше уровня земли. Таким образом, все сигналы в диапазоне от земли до E П проходят через схему, имеющую малое сопротивление. Переключение управляющего сигнала на уровень земли запирает оба транзистора, размыкая, таким образом, цепь. В результате получается аналоговый переключатель для сигналов в диапазоне от земли до E П . Это основа схемы КМДП «передающего вентиля» 4066 (К561КТ3). Как и описанные ранее ключи, эта схема работает в двух направлениях — любой ее терминал может служить входным. Полевые транзисторы с управляющим p-n переходом (рис. 13) можно использовать и как аналоговые ключи, но нужна осторожность в отРисунок 13 – Ключ на тран- ношении сигнала на затворе, чтобы не возник ток затвора. зисторе с управляющим p-n Напряжение затвора должно быть сущепереходом ственно ниже потенциала земли для удержания ПТ в состоянии отсечки. Это значит, что если напряжение сигнала становится отрицательным, то напряжение затвора должно удерживаться, по крайней мере, 19 на U ОТС ниже наименьшего минимума сигнала. Для приведения транзистора в состояние проводимости управляющий сигнал должен стать больше максимального положительного значения входного сигнала. Когда ключ замкнут, диод имеет обратное смещение и затвор связан с истоком через резистор R1 сопротивлением 1 МОм, т. е. находится под потенциалом истока. Можно построить схему аналогового ключа на транзисторе с управляющим р—ппереходом, если использовать ОУ, так как можно связать исток транзистора с потенциальной землей в суммирующей точке инвертирующего усилителя (рис. 14). Тогда для отпирания транзистора нужно просто подать потенциал земли на затвор. Этот способ дает дополнительное преимущество, Рисунок 14 – Прецизионный аналоговый ключ заключающееся в точной компенсации ошибок, возникающих из-за конечного значения Rвкл и его нелинейности. Схема имеет две примечательные особенности: а) когда VТ1 включен (затвор заземлен), вся схема представляет собой инвертор с одинаковым полным сопротивлением в цепях входа и обратной связи. Это компенсирует все эффекты, связанные с конечностью и нелинейностью сопротивления включенного состояния, если транзисторы согласованы по параметру Rвкл. б) Благодаря малости напряжения отсечки схема будет работать при управляющем сигнале от нуля до +5 В, что удобно для работы с ТТЛ. Включение в инвертирующей схеме с присоединением истока VT1 к потенциальной земле (суммирующая точка) упрощает работу схемы, так как нет колебаний сигнала на истоке VT1 во включенном состоянии; диод препятствует включению ПТ при положительных сигналах и запертом VT1 и не оказывает никакого действия при замкнутом ключе. Тот же прием компенсации применяется и для ключей на МДП - транзисторах. Отечественная и зарубежная промышленность выпускают широкую номенклатуру микросхем, предназначенных для коммутации аналоговых сигналов. В частности, отечественная промышленность выпускает аналоговые ключи серии 596 и серии 561, из зарубежных известны ключи фирмы Analog Devices (ADG), значительное количество коммутаторов аудио- и видеосигналов фирм Philips, Sanyo и др. 20 Вопросы для самостоятельной проработки 1. Как связаны уровни входных и управляющих сигналов на рис. 12-14 ? 2. Какие требования следует предъявлять к операционному усилителю в схеме на рис. 14 ? 3. Чем ограничена ширина спектра сигналов, коммутируемых ключами, выполненными по схемам на рис. 12-14 ? 4. Придумайте схему прецизионного аналогового ключа на базе неинвертирующей схемы включения ОУ. 5. Придумайте схему аналогового ключа, коммутирующего отрицательные сигналы и управляемого при этом напряжением ТТЛ – уровня. СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ 1. Семенов Б.Ю. Силовая электроника для любителей и профессионалов - М.: СОЛОН-Р, 2001. - 327с. 2. Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника - М.: Горячая линия - Телеком, 2000. - 768 с. 3. Браммер Ю.А., Пащук И.Н. Импульсные и цифровые устройства - М.: Высшая школа, 1999. - 351с. 4. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 2-х т. - М.: Мир, 1983. т.1. 598с. 21 Приложение 1 Таблица 1 Характеристики мощных полевых транзисторов Обозначение КП723А КП723Б КП723В КП726А,А1 КП726Б,Б1 KII727A КП727Б КП728Г1 КП728С1 КП728Е1 КП728Л1 КП731А КП731Б КП731В КП737А КП737Б КП737В КП739А КП739Б КП739В КП740А КП740Б КП740В КП741А КП741Б КП742А КП742Б КП743А КП743Б КП743В КП744А КП744Б КП744В КП745А КП745Б КП745В КП746Л КП746Б КП746В КП747А КП748Л КП748Б КП748В Аналог IRFZ44 IRFZ45 IRFZ40 BUZ90A BUZ90 BUZ71 IRFZ34 IRF710 IRF711 IRF712 IRF630 IRF634 IRF635 IRFZ14 IRFZ10 IRFZ15 IRFZ24 IRFZ20 IRFZ25 IRFZ48 IRFZ46 STH7SN06 STH80N05 IRF510 IRF511 IRF512 IRF520 IRF521 IRF522 IRF530 IRF531 IRF532 IRF540 IRF541 IRF542 IRFP150 IRF610 IRF611 IRF612 U СИ max В 60 60 50 600 600 50 60 700 650 600 550 400 350 400 200 250 250 60 50 60 60 50 60 60 50 60 50 100 80 100 100 80 100 100 80 100 100 80 100 100 200 150 200 RСИ , Ом 0,028 0,035 0,028 2 1,6 0,1 0,05 5,0 4,0 3,0 3,0 3,6 3,6 5,0 0,4 0,45 0,68 0,2 0,2 0,32 0,1 0.1 0,12 0,018 0,024 0,014 0,012 0,54 0,54 0,74 0,27 0,27 0,36 0,16 0,16 0,23 0,077 0,077 0,1 0,055 1,5 1,5 2,4 I C max , А 50 Pmax , Вт 150 4,0 4,5 14 30 3,0 3,0 3,3 4,0 2,0 2,0 1,7 9,0 8,1 6,5 10 10 8,3 17 17 14 50 75 75 80 5,6 5,6 4,9 9,2 9,2 8,0 14,0 14,0 12,0 28,0 28,0 25,0 41,0 3,3 3,3 2,6 U ЗИпор , В 40 88 75 36 74 43 60 190 150 200 43 60 88 150 230 36 2,0 - 4,0 22 Продолжение таблицы 1 КП749А КП749Б КП749В КП750А КП750Б КП750В КП751А КП751Б КП751В КП780А КП780Б КП780В IRF620 IRF621 IRF622 IRF640 IRF641 IRF642 IRF720 IRF721 IRF722 IRF820 IRF821 IRF822 200 150 200 200 150 200 400 350 400 500 450 500 0,8 0,8 1,2 0,18 0,18 0,22 1,8 1,8 2,5 3,0 3,0 4,0 5,2 5,2 4,0 18,0 18,0 16,0 3,3 3,3 2,8 2,5 2,5 2,2 50 125 50 2,0 - 4,0 50 СОДЕРЖАНИЕ ВВЕДЕНИЕ………………………………………………………………………….5 1 ЦИФРОВЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ ...................................................5 1.1 Диодные электронные ключи........................................................................... 5 1.2 Электронные ключи на биполярных транзисторах .................................... 7 1.3 Электронные ключи на полевых транзисторах ......................................... 12 1.4 Цифровые ключи на IGBT транзисторах .................................................... 14 1.5 Аналоговые ключи ........................................................................................... 17 23 Учебное издание Авторы: Кудрявцев И.А., Фалкин В.Д. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ Учебное пособие Самарский государственный аэрокосмический ун-т им. академика С.П. Королева 443086, Самара, Московское шоссе, 34 24