Электроника и микроэлектроника (схемотехника)

1 Электроника и микроэлектроника (схемотехника) Содержание стр. Полупроводниковые приборы ................................................................................................2 Физика p – n перехода ............................................................................................................5 Вольт-амперная характеристика p - n перехода ..............................................................7 Пробой p - n перехода .........................................................................................................8 Емкость p - n перехода .......................................................................................................10 Диоды ........................................................................................................................................11 Транзисторы .............................................................................................................................14 Физика работы транзистора ...............................................................................................15 Схемы включения транзистора .........................................................................................16 Статические характеристики транзистора .......................................................................18 Малосигнальный режим транзистора ...............................................................................21 Эквивалентные схемы замещения транзистора ...............................................................22 Малосигнальные H-параметры ..........................................................................................24 Частотные свойства транзистора ......................................................................................25 Полевые (униполярные) транзисторы ...................................................................................26 МДП (МОП) – транзисторы ...................................................................................................28 Четырёхслойная полупроводниковая структура ..................................................................31 Электронные усилители...........................................................................................................33 Режимы работы усилителей (классы усиления). ..............................................................36 Усилители напряжения низкой частоты. Задание точки покоя. .....................................38 Методы стабилизации рабочей точки................................................................................39 УННЧ. Схема с ОЭ. Анализ работы в режиме усиления переменного тока .................41 Обратные связи ....................................................................................................................46 Эмиттерный повторитель (каскад с общим коллектором) ..............................................49 Усилители мощности ..........................................................................................................51 Усилители постоянного тока ..............................................................................................55 Дифференциальный усилитель ..........................................................................................56 Операционные усилители ...................................................................................................57 Схемы включения ОУ .........................................................................................................59 Импульсная (цифровая) электроника .....................................................................................62 Влияние RC – цепи на прямоугольный импульс ..............................................................63 Электронный ключ на биполярном транзисторе..............................................................65 Ключи на полевых транзисторах........................................................................................69 Логические элементы в цифровых устройствах ...............................................................71 Триггеры ...............................................................................................................................73 Счетчики ...............................................................................................................................81 Регистры ...............................................................................................................................84 Цифровые устройства комбинационного типа .................................................................90 Мультиплексор................................................................................................................90 Демультиплексор ............................................................................................................91 Комбинатор (Шифратор)................................................................................................92 Декомбинатор (Дешифратор) ........................................................................................92 Сумматор .........................................................................................................................93 Цифровой компаратор ....................................................................................................95 Электронная память.............................................................................................................96 Электронные генераторы.........................................................................................................99 Генераторы синусоидальных (гармонических) колебаний .............................................100 Мультивибраторы................................................................................................................104 2 Полупроводниковые приборы Полупроводниковые приборы – это электронные приборы, в которых движение и изменение концентрации электронов (протекание тока) происходит в кристаллическом твердом теле – кристалле полупроводника. В качестве полупроводников обычно применяют кремний (Si) и германий (Ge). Собственная проводимость полупроводников Чистый кремний (Si) или германий (Ge) имеют кристаллиЗона провоGe - - Ge ческую решетку, где каждый атом e димости связан с четырьмя другими блиGe жайшими атомами ковалентными ∆W + W связями. Пространственная орбита Валентная жестко связана энергией, следова- - Ge Ge зона тельно, можно рассматривать строение атома как энергетическое. Электроны находятся на определенных энергетических уровнях. Для твердого тела рассматривают не отдельные уровни отдельных атомов, а зоны уровней энергии. При температуре (Т = 0К) в полупроводниках нет свободных электронов. Ток проходить не может, то есть при Т = 0К полупроводник является изолятором (диэлектриком). При повышении температуры электроны под действием тепловой энергии вырываются из ковалентной связи и становятся свободными, не связанными с конкретными атомами. На месте ухода появляется незаполненная связь. Отсутствие электрона в ковалентной связи условно называют дыркой, которая имеет положительный единичный заряд. Процесс образования свободных электронов и дырок при нагревании называется тепловой регенерацией. Проводимость, обусловленная тепловой генерацией электронов и дырок в чистом полупроводнике, называют собственной проводимостью. Чем выше температура, тем выше концентрация свободных электронов и дырок. Таким образом, в проведении тока могут участвовать и электроны, и дырки. При движении в кристалле полупроводника электрон и дырка встречаются и взаимоуничтожаются. Такой процесс исчезновения свободных электронов и дырок называют рекомбинацией. Как показано на рисунке, энергетическая зонная диаграмма кристалла полупроводника разделена на три зоны. Валентная зона полностью заполнена валентными электронами при Т = 0К. Запрещенная зона не имеет энергетических уровней, на которых могли бы находиться электроны. Находящиеся в зоне проводимости электроны обладают энергией, позволяющей им разрывать связи с атомами и перемещаться внутри кристалла. ∆Wп/п = 0,7 (Ge) ÷1,1(Si) эВ; ∆Wдиэл. > 6 эВ. Примесная проводимость n – типа (донорная) Если в чистый кристаллический Ge добавить Зона провоSi - - Si e ничтожную долю атомов 5 димости ∆W a – валентного элемента, наSb пример сурьмы Sb, то че∆W W тыре электрона сурьмы буВалентная дут участвовать в кова- - Si Si зона лентных связях, а пятый электрон не участвует и слабо связан с ядром. Энергия связи пятого элемента с ядром, называемая энергией ак- 3 тивации (∆WA), во много раз меньше энергии ковалентной связи и составляет всего 0,01 эВ. При Т =0К тепловая энергия равна нулю и пятые электроны связаны со своими атомами. При повышении температуры слабо связанные электроны легко отрываются от атомов Sb и становятся свободными, однако не дает при этом дырки. Как показано на зонной диаграмме электроны донорной (отдающей) примеси занимают энергетические уровни в запрещенной зоне основного материала, вблизи дна зоны проводимости. При этом концентрация примесных электронов много больше концентрации собственных носителей заряда (Ne >> n i). Таким образом, проводимость, обусловленная электронами, называют электронной проводимостью, а проводник с электронной проводимостью – полупроводником n - типа (или электронным полупроводником). Примесная проводимость p – типа (акцепторная) Если в чистый кристаллический Ge добавить ничтожную долю атомов 3 – валентного элемента, например индия In (бора, алюминия и др.), то три валентных электрона индия будут участвовать только в трёх коваЗона провоSi - - Si лентных связях из чедимости тырёх. Одна ковалентная связь остается In ∆W + W незаполненной. В эту ∆W a Валентная e - незаполненную коваSi Si зона лентную связ ь могут легко переходить электроны из соседних ковалентных связей. Необходимая для этого энергия называется энергией активации и составляет 0,01 эВ. Как показано на зонной диаграмме электроны акцепторной (принимающей) примеси будут находиться на энергетических уровнях вблизи крыши валентной зоны. При Т =0К свободные электроны отсутствуют, следовательно, полупроводник является диэлектриком. При повышении температуры из валентной зоны электроны переходят на акцепторный уровень, и появляются свободные положительные носители тока – дырки (основные носители), не принадлежащие конкретным атомам. При этом концентрация акцепторов во много раз превышает концентрацию собственных носителей (Np >> p i). Таким образом, проводимость, обусловленная дырками, называют дырочной проводимостью, а проводник с дырочной проводимостью – полупроводником p - типа (или дырочным полупроводником). Концентрация основных носителей заряда для n – типа: Равновесная концентрация nn pn = ni pi = ni2 = pi2, где nn - концентрация электронов; pn - концентрация дырок; nд + n in = n n , где nд – концентрация донорных электронов; nin – концентрация собственных электронов. Концентрация основных носителей заряда для p – типа: Равновесная концентрация np pp = ni pi = ni2 = pi2, где n p - концентрация электронов; 4 p p - концентрация дырок; p a + pip = pp , где p a – концентрация акцепторных дырок; n ip – концентрация собственных дырок. Токи в полупроводниках В отличие от металла, в полупроводниках возможны два типа носителей тока – электроны и дырки, поэтому плотность тока j в полупроводнике определяется электронной j n и дырочной j p составляющими: j = j n + j p. Кроме того, направленное движение каждого из носителей (ток) может быть обусловлено электрическим полем – дрейфом носителей – дрейфовый ток j др. (как в металлах), а также градиентом концентрации носителей – диффузией носителей – диффузионный ток jдиф.: j др. = j n др. + j p др, j диф. = j n диф. + j p диф., j Σ = j n др. + j n диф. + j p др + j p диф. 5 Физика p – n перехода Электронно-дырочный переход (p-n переход) – граница между электронной и дырочной областями в кристалле полупроводника с прилегающими неравновесными слоями. Кристаллическая структура на границе электронной и дырочной областей не должна быть нарушена. В n-области основными носителями заряда являются электроны с концентрацией n n, а неосновными – дырки с концентрацией pn. В p-области основными носителями заряда являются дырки с концентрацией pp, а неосновными – электроны с концентрацией np. На границе d (граница между p– и n– областями) образовалась резкая разница в концентрациях дырок (pp>>pn) электронов (nn>>np), то Ei есть имеет место градиент концентрации свободных носителей. Происходит диффузия основных зарядов (дырки из p-области диффунp n --+++ дируют в n–область, электроны – из n–области --+++ в p–область, при этом возникают диффузион--+++ ные токи). В результате образуется двойной --+++ слой, создающий внутреннее электрическое поле (Ei), которое препятствует диффузии основh ных носителей зарядов. Это поле действует на ϕ неосновные носители заряда и создает дрейфовые токи, следовательно, поле ослабляется и x появляется новая диффузия основных зарядов. Процесс заканчивается установлением динамиϕ0 ческого равновесия, при котором силы диффузии уравновешены встречными силами внутреннего электрического поля (то есть токи основных носителей зарядов уравновешиваются токами неосновных jp диф носителей зарядов и результирующий ток через jn диф переход равен нулю). При отсутствии внешнего jp др поля в режиме динамического равновесия jn др. образуется контактная разность потенциалов ϕ0, называемая потенциальным барьером. ϕ 0 = ϕ т ln (p p / p n) = ϕ т ln (n n / n p) , ϕ 0 = 0,5÷1 В, где ϕ т - температурный потенциал, равный ϕ т = k·T/q = 25 мВ, где k – постоянная Больцмана, q – единичный заряд электрона. Как уже указывалось, результирующий ток через переход при отсутствии внешнего смещения равен нулю, однако через p-n переход при этом происходит незначительное движение носителей, обуславливающее протекание двух токов малой величины: теплового тока I0 и диффузионного I0 диф. (I0 = – I0 диф.). Тепловой ток обусловлен тепловой генерацией собственных носителей, которая всегда происходит во всем объеме полупроводника с интенсивностью, определяемой температурой. Диффузионный ток является следствием протекания теплового тока и определяется полем Еi и температурным потенциалом перехода. 6 P - n переход при внешнем смещении Обратное включение Если внешнее напряжение Ua подключить плюсом к n–области, а минусом – к p–области, то поле Ei внешнего источника Есм в переходе будет совпадать по направлению с p - --+++ + n внутренним полем Еi , а потенциаль- --+++ + ный барьер ϕ на переходе будет ра- --+++ + вен сумме внутреннего потенциаль- --+++ + ного барьера ϕ0 и внешнего смещения Ua: h0 ϕ = ϕ0 + Ua . Величина Ua может во мноh ϕ го раз превышать величину ϕ0 и досx тигать сотен вольт. При этом в переходе протекает результирующий ток ϕ0 Ia, в обратном направлении равный I0 (Ia обр= I0), так как I0 увеличивается вследствие усиления электрического Ua поля Е в переходе. Таким образом, в обратном направлении через переход протекает ничтожно малый ток I0 (измеряется микроамперами или долями микроампера) при высоком обратном напряжении. Поэтому обратно смещенный переход можно представить разомкнутыми контактами ключа (ключ отключен), что часто используется на практике. Как показано на рисунке, ширина p-n перехода h при обратном + Ua Е см смещении увеличивается p - область по сравнению с равновесной шириной Ei h0 . Прямое включение p n + Если внешнее напряжение Ua + подключить плюсом к p–области, а + минусом – к n–области, то поле + внешнего источника Есм в переходе будет направлено против внутреннего h поля Еi , а потенциальный барьер ϕ на h0 переходе будет уменьшен на величиϕ ну внешнего смещения Ua: x ϕ = ϕ0 – Ua . Через переход с пониженным ϕ потенциальным барьером резко увеличится диффузионный поток дырок ϕ0 в n-область и электронов в p-область, Ua таким образом, резко возрастает диффузионный ток I0 диф. через переход (внешнее смещение ослабляет внутреннее поле Ei). При этом прямой ток будет равен разности токов диффузии - Е см Ua + 7 I диф. и теплового тока I0: Ia = I диф - I 0 ≈ I диф, так как I диф >> I 0. Прямой ток на несколько порядков превышает обратный ток и может достигать величин от сотен миллиампер до ампер. Напряжение прямого смещения всегда меньше внутреннего потенциального барьера ϕ0 (Ua = 0,5 ÷1 В). Таким образом, в прямом направлении через p - n переход протекает большой ток при очень малом (почти нулевом) напряжении. Поэтому прямосмещенный p - n переход можно представить замкнутыми контактами ключа (ключ включен), что часто используется в практике. Ширина p-n перехода h при прямом смещении уменьшается по сравнению с равновесной шириной h0 . Вольт – амперная характеристика p - n перехода Идеальная Реальная Ia,А Прямое включение I ном I a Rобл U обр. max I Обратное включение Uном обр. Ua , В График зависимости между током и напряжением называется вольт – амперной характеристикой (ВАХ). Характер переноса носителей заряда через p-n переход в прямом и обратном направлениях обуславливает определенный ход Как показано на рисунВАХ. ке, реальная ВАХ отличается от идеальной. I a = I0 (e (Ua / ϕ т ) – 1) Ua* (Si) = 0.5 В Ua* (Ge) = 0.7 В 8 Пробой p - n перехода Пробой p - n перехода – резкое возрастание обратного тока через p-n переход при незначительном увеличении обратного напряжения. Пробой p - n перехода Тепловой пробой Электрический пробой Лавинный пробой Туннельный пробой Лавинный пробой обусловлен h лавинным размножением носителей в p-n переходе в результате ударной иоp n A низации атомов быстрыми носителями + A зарядов. Под действием обратного наA пряжения неосновные носители заряда ускоряются и при движении сталкиваются с атомами кристаллической реЛавинный пробой шетки. При каждом ударе количество свободных электронов увеличивается в два раза. Ионизация происходит только в запорном слое h. Описанный процесс носит лавинный характер (отсюда название) и возникает в широких p-n переходах, где при движении под действием электрического поля носители заряда, встречаясь с большим количеством атомов кристалла, в промежутках между столкновениями приобретают достаточную энергию для их ионизации. Туннельный пробой обусловлен непосредственным отрывом валентных электронов h от атомов кристаллической решетки под действием сильного электрического поля. Обра+ p n зующиеся при этом дополнительные носители + заряда увеличивают обратный ток через p-n + переход. Такой тип пробоя возникает в узких + p-n переходах, где при сравнительно небольшом обратном напряжении имеется высокая Зона напряженность поля, приводящая к возникнопроводим. вению туннельного эффекта, в результате которого происходит «просачивание» электроp нов сквозь тонкий потенциальный барьер. Зона Лавинный и туннельный пробои сопроводим. провождаются появлением почти вертикального участка 1-2 на обратной ветви ВАХ. Причина этого заключается в том, что небольшое повышение напряжения на p–n переходе вызывает более интенсивную генерацию в нем Валентная носителей заряда при пробоях. зона n Лавинный и туннельный пробои являются обратимыми процессами, то есть при снятии напряжения p–n переход восстанавлиВалентная вается. зона Туннельный пробой 9 Тепловой пробой возникает за счет интенсивной термогенерации носителей в p-n переходе при недопустимом повышении температуры. В запорном слое h выделяется мощность P0 = I0·Ua , следовательно, происIa ходит нагрев p-n перехода, а при повышении температуры t0 увеличивается тепловой ток I0, что вызывает рост мощности и так далее. Ua С ростом Uобр повышается температура. Пока 1 P0 < Pтеплоотдачи, процесс проходит в нормальтепловой ном режиме, как только P0 > Pтеплоотдачи , рост пробой P0 , I0 , t0 будет происходить и без повышения Uобр . Такой процесс заканчивается расплавлением этого участка и выходом p-n перехода из строя. электрический 2 пробой Влияние температуры на ВАХ диода (p - n перехода) Ia,А Т2 I2 Т1 Прямое включение T2 > T1 Io I 1 А2 I 'o А1 U проб. 1 U проб. 2 U2 U1 Обратное включение Ua , В Основное влияние температуры на ВАХ обусловлено сильной зависимостью концентрации неосновных носителей примесного полупроводника. При повышении температуры изменяются и прямая, и обратная ветви ВАХ. Таким образом, тепловой ток I 0 увеличивается в 2 раза на каждые 10 °С (см. формулу). Напряжение пробоя при повышении температуры перехода уменьшается. t 2 −200 I′0 = (I0)200 С −2 10 Тепловой расчет Характеристики: Pрасс. – мощность рассеивания; Rtnc – тепловое сопротивление; t°пер. – температура перехода; t°окр. – температура окружающей среды. Уравнение теплового баланса: t°пер. - t°окр. = Rtпс Pрасс. Для улучшения условий охлаждения применяют радиаторы, тогда Rtпс = Rtпк + Rtкс , где Rtпк - тепловое сопротивление (переход – корпус); Rtкс – тепловое сопротивление (корпус - среда). 10 При плотном соединении радиатора с корпусом: Rtкс ≈ Rtрад., тогда t°пер. - t°окр. = (Rtпк + Rtрад.) Pрасс. Stрад. = 103/ Rtрад. Пример: Pрасс = U·I =1,1∗400=440 (Вт) I ad = 400 A; U ad = 1.1В; t°пер = (Rtпк + Rtрад.) Pрасс + t°окр t°пер = (0,13+0,08) 440+50 = 142° t°окр = +50° C; t Stрад. = 103/ Rtрад. = 1000/0,08 = 12500 (см2) R пк = 0,13 Гр/Вт; t R рад = 0,08Гр/Вт. Емкость p - n перехода В p – n переходе происходит накопление и рассасывание заряда. Этот процесс носит инерционный характер, следовательно, p – n переход обладает паразитной емкостью и представляет собой плоский конденсатор, обкладками которого являются прилегающие границы p – и n – областей, а диэлектриком – p – n переход. Барьерная емкость возникает при обратном напряжении, при возрастании которого происходит увеличение запорного C слоя h и уменьшение барьерной емкости. С б = Q/U. Диффузионная емкость характеризует накопление подвижных носителей заряда в p – и n – областях. Эта емкость зависит от тока: чем выше ток, тем выше С диф. При прямом смещении на высоких частотах величина С диф. увеличивается. С бар. -U С диф > С б. C диф. +U Наибольшее влияние на работу p - n перехода оказывает барьерная емкость. τ = R C , R обр. С бар. > C диф.Rпр. R обр. > > Rпр. Обе емкости обуславливают инерционность p - n перехода. 11 Диоды Полупроводниковым диодом называется полупроводниковый прибор с одним p-n переходом и двумя выводами, в которых используются свойства перехода. Плоскостные диоды Плоскостные диоды имеют плоский p-n переход с большой площадью перехода, величина In InGe которой определяет максимальный прямой ток (от 10 мА до 100А). В зависимости от площади Ge перехода плоскостные диоды обладают емкостью p -n (см. барьерная емкость) в десятки пикофарад. Поn этому их применяют на частотах не выше кГц. Обратное напряжение достичь 1000В. Ni При прямом напряжении диод обладает диффузионной емкостью (см. диффузионная емкость), которая характеризует накапливание подвижных носителей заряда в n- и p- областях. Для изготовления используют сплавной и диффузионный методы. Ni Точечные диоды p - Ge p -n переход n - Ge Точечный диод имеет p-n переход в виде полусферы (очень маленькая площадь p-n перехода). Имеет малую емкость p-n перехода (менее 1 пФ), следовательно, применяются на любых частотах (вплоть до СВЧ). Могут пропускать токи не больше единиц или десятков мА. Дешевы в изготовлении. Стабилитроны – полупроводниковые диоды, у которых в области пробоя (на обратной ветви ВАХ) напряжение на диоде почти не изменяется при изменении тока пробоя. Причина заключается в том, что в p-n-переходе происходит только электрический пробой (туннельный или Uпроб. Ua лавинный), который не приводит к повреждению Iст. min p-n-перехода. Стабилитроны используются для стабилизации напряжения или для ограничения напряжеU стаб. ния (либо постоянного, либо переменного), а такI ст. max же в качестве эталонного напряжения. Кремниевые стабилитроны – стабилитроны, выполненные из кремния сплавным методом. Параметры: Uст. = 5÷200 В (номинальное напряжение стабилизации); ∆I = Imin ÷ Imax = 10 ÷100 мА (номинальный ток стабилизации); Pmax = 100 мВт ÷1 Вт; Rg =∆U/∆I = 100÷200 Ом (дифференциальное сопротивление. Чем больше Rg, тем лучше стабилизация. При Rg = 0 происходит идеальная стабилизация.). Ia 12 Туннельный диод Основой туннельного диода является p - n переход. Действие диода основано на туннельном эффекте («просачивание» электронов сквозь тонкий потенциальный барьер). По назначению туннельные диоды делятся на усилительные, генераторные и I a, А переключательные. А С P - n переход в туннельном диоде образован IA между двумя вырожденными областями p – и n – типа. ϕ0 ≈ ϕMAX, h0 очень мала. Следовательно, Ei достигнет критической отметки, поэтому возможен туннельный эффект. Носитель могут переходить из одной области в В другую при этом не преодолевая ϕ0, а «просаIB U a , B чиваясь» сквозь него (из-за волновых свойств электрона). UA UB UC ВАХ туннельного диода показана на пик впадина рисунке. Обратная ветвь и прямая до точки В свидетельствуют о том, что при малых смещениях (Uпр. и U об.) токи резко возрастают. На прямой ветви достигается пиковое значение I А, затем ток падает (так как уменьшается электрическое поле в переходе и уменьшается поток носителей). Точка В называется впадиной, Условно - графическое здесь туннельный эффект почти исчезает и начинает изображение преобладать диффузионный механизм протекания тока. туннельного диода Участок ВС похож на прямую ветвь обычного диода. Туннельные диоды обладают высоким быстродействием и используются в широком диапазоне температур. Варикапы – это плоскостные диоды, которые работают при обратном напряжении, от которого зависит барьерная емкость. Варикапы – конденсаторы переменной емкости, управляемые не механически, а электрически (электронная на- У Г О в а р и ка н а стройка осуществляется изменением обратного напряжения). Применяются для настройки колебательных контуров. В качестве варикапов могут быть использованы кремниевые стабилитроны (U < Uстаб.). Основные параметры: 1. общая емкость СВ при обратном напряжении от 2 до 5 В. 2. коэффициент перекрытия емкости КС = СMAX/ СMIN Варикапы применяются в системах дистанционного управления и автоматической подстройки частоты, а также в параметрических усилителях. Диоды Шоттки (контакт металл – полупроводник) Процессы в переходе металл - полупроводник зависят от той энергии, которую должен затратить электрон, чтобы выйти из металла или полупроводника. Чем меньше эта энергия, тем больше электронов может выйти из данного тела (энергия – работа выхода А). 1. Металл – полупроводник n – типа n Ме АМЕ < АN ⇒ будет преобладать выход электронов из металла в полупроводник. В области а наа капливаются основные носители заряда и этот слой 13 становится обогащенным (то есть имеющим увеличенную концентрацию электронов). Сопротивление слоя а мало при любой полярности напряжения ⇒ контакт невыпрямляющий. 2. Металл – полупроводник p – типа Подобный контакт и при переходе металл – полупро+ водник p – типа, если АМЕ > АP. Большое количество p Ме + электронов из p – области уходят в металл. В пригра+ ничном слое образуется область, обогащенная дырками, имеющая малое сопротивление. 3. Металл – полупроводник n – типа АМЕ > АN ⇒ электроны будут переходить из полупроводника в металл и образуется область, обедненная основными носителями и поэтому с большим сопротивлением. ⇒ создается большой потенциальный барьер, высота которого будет меняться в зависимости от поn Ме лярности приложенного напряжения. Такой переход обладает выпрямляющим свойствами. Потенциальный барьер в этом контакте называется барьером Шоттки, а диоды (полупроводниковые диоды, выпрямительные свойства которых основаны на использовании выпрямляющего электрического контакта между металлом и полупроводником) – диодами Шоттки. Отличие диодов Шоттки от p-n перехода заключается в том, что в них отсутствует инжекция неосновных носителей. Они работают на основных носителях ⇒ у диодов отсутствует диффузионная ёмкость, связанная с накоплением и рассасыванием неосновных носителей. Это повышает быстродействие диодов (при переключении UПР. – UОБР.). время переключения определяется барьерной емкостью. У диодов Шоттки значительно меньше U ПРЯМОЕ (по сравнению с напряжением p-n перехода). ВАХ диодов Шоттки описывается формулой:  ϕU  Т  I = I 0 e − 1     (как и у p-n перехода), но I0 много больше. UПРЯМОЕ=ϕТ ln I I0 U ПРЯМОЕ будет меньше (0,3 ÷ 0,4 В). также особенно и то, что прямая ветвь ВАХ диода Шоттки подчиняется экспоненциальному закону в широком диапазоне токов. Аналогичные выпрямительные свойства имеет контакт металл – полупроводник p – типа при АМЕ < АP. 14 Транзисторы Биполярные транзисторы Транзистор – это полупроводниковый прибор, основу которого составляют два взаимодействующих p - n перехода, образованные в едином кристалле полупроводника и разделенные очень узкой областью взаимодействия, называемой базой. Он широко используется и как усилительный элемент, и как переключающий элемент. Э n n p К К Б Э Б Э n p p К К Б Э Б Конструктивно транзистор состоит из эмиттера (левая p - область), эмиттерного p - n перехода, коллектора (левая p - область), коллекторного p - n перехода и узкой базы (n – область между переходами). Эмиттерная область имеет внешний вывод Э, коллекторная – вывод К, а база – базовый вывод Б. Реализация Интегральная Дискретная Э Б К К Э p n p Б Основные требования к реализации 1. 2. Площадь эмиттерного перехода должна быть немного больше коллекторного перехода (для увеличения коэффициента собирания носителей заряда); Для того, чтобы в транзисторе двигались носители одного заряда (p-n-p – дырки, n-pn - электроны), концентрация примесей в эмиттере должна быть много больше, чем концентрация примесей в базе; 15 3. Ширина базы должна быть много меньше длины диффузионного пробега носителей в базе (для исключения рекомбинации в базе). n p - l Физика работы транзистора Каждый из p - n переходов может быть смещен в прямом или в обратном направлении. В зависимости от полярности смещений двух переходов возможны четыре режима работы транзистора. Основным является активный (усилительный) режим, при котором эмиттерный переход смещается в прямом направлении, а коллекторный – в обратном. Рассмотрим подробно активный режим работы транзистора. На рисунке показано распределение потоков подвижных носителей в транзисторе в активном режиме и распределение потенциалов в кристалле в направлении эмиттер – коллектор. Ei Э + Iэ + + + + + + + + + + n d + Eэ - + Б К + Iк d IБ - p Rк - p Ei - Eк - + В транзисторе p-n переходы выполняют несимметричными, односторонними (pp >> nn) . Поэтому можно принять, что через эмиттерный переход, смещенный в прямом направлении, имеет место только поток дырок из эмиттера в базу (диффузия дырок через пониженный потенциальный барьер эмиттерного перехода) – инжекция дырок в базу. Величина тока эмиттера (IЭ) определяется величиной смещения Еэ и прямой ветвью ВАХ диода, то есть при малом смещении (десятые доли вольта) ток эмиттера достигает величины в десятки и сотни миллиампер. В равновесии база нейтральна p-область всей ширине и электрического поля в базе нет. Потенциал по всей ширине базы одинаков, поэтому транзистор называют бездрейфовым. Инжектированные дырки, являясь неосновными носителями в базе, значительно увеличивают концентрацию неосновных носителей на границе с эмиттерным переходом. Поле запорного слоя эмиттерного p-n-перехода втягивает дырки в коллектор и возникает ток коллектора (IК), величина которого определяется концентрацией продиффундировавших через базу инжектированных дырок, или током эмиттера. Таким образом, величина тока коллекторного перехода, смещенного в обратном направлении, определяется величиной тока близко расположенного эмиттерного перехода, то есть ток коллектора управляется током эмиттера. Однако часть инжектированных дырок в процессе диффузии рекомбинирует в базе, встречаясь с электронами. Рекомбинирующие дырки не достигают коллекторного перехода и не участвуют в управлении коллекторным током. Вместо рекомбинированных электронов в базу втекают электроны из внешней цепи по базовому выводу, образуя ток базы (I Б), величина которого определяется интенсивностью рекомбинации в базе. Из рассмотренного выше принципа работы транзистора следует, что ток коллектора составляет всего лишь часть тока эмиттера (IЭ разветвляется на два тока: IК и IБ): I Э = I К + I Б. 16 Отношение тока коллектора коллектор току эмиттера называют коэффициентом передачи тока: α = I К / I Э. Этот коэффициент отражает эффективность взаимодействия p-n переходов в транзисторе и количественно равен доле инжектированных эмиттером дырок, достигших коллекторного перехода. Усилительные свойства транзистора Процесс управления током коллектора током эмиттера лежит в основе усиления. На возможность усиления указывает тот факт, что в цепи эмиттера ток протекает при очень малом напряжении (десятые доли вольта), а в коллекторной цепи напряжение на порядок больше и мощность коллекторной цепи может значительно превышать мощность эмиттерной цепи. Активность элемента определяется условием: К P - коэффициент усиления по мощности, если он больше единицы, то элемент цепи является активным. P КP = Н > 1 PВХ PН = ∆U К ∆I К = ∆I К ∆I К RН PВХ = ∆I Э ∆U Э RВХ = КP = ∆U Э ∆I Э ∆I 2 К RН PН ∆I К ∆I К RН R R ∆I 2 К R = = = 2 ⋅ Н = α 2 Н ⇒ К P = α 2 Н >> 1 ∆I Э ∆U Э ∆I Э ∆I Э RВХ ∆I Э RВХ PВХ RВХ RВХ IЭ = IК + IБ ⇒ dI Э = dI К + dI Б Схемы включения транзистора Общая база IЭ = IК + IБ IК = α ⋅ IЭ Rк=Rн Iк Iэ Iб Uвх + - + - I Б = I Э − I К = (1 − α) ⋅ I Э R К ≈ R об. вх . R об. вх . >> R вх . КU = ∆U К I R R = К обК. = α об.К ⋅ >> 1 ∆U Э I Э R вх. R вх. КI = I вых. I К = = α <1 I вх. IЭ Pвых. = К I ⋅ К U >> 1 Pвх. Усиление по току отсутствует. КP = 17 Общий эмиттер КI = Uвых Iк Rк Iб Uвх Iэ β >1 КU = ∆U К ∆I К R К R = β оэК >> 1 = оэ ∆U Б ∆I Б R вх. R вх. К P = К I ⋅ К U >> 1 + + ЕБ - α ⋅ IЭ IК α = = =β I Б (1 − α) ⋅ I Э (1 − α ) - β - коэффициент усиления тока базы. Усиления по току и напряжению. Коэффициент усиления в схеме с общим эмиттером максимальный. ЕК Общий коллектор Uвых Iб Uвх + Rэ=Rн Iэ Iк ЕБ - + ЕЭ КI = IЭ IЭ 1 =γ= = = 1+ β > 1 IБ (1 − α)I Э (1 − α) КU = ∆U Э ∆I Э R Э RЭ = + β >> 1 = ( 1 ) ∆U Б ∆I Б R ок вх . R ок вх. R ок вх. > (1 + β)R Э ⇒ К U < (0,5 ÷ 0,9) КP = КI ⋅ КU ≥ 1 В схеме выполняется усиление по току, но отсутствует усиление по напряжению. Схема с общим коллектором используется как согласующий каскад, так как R ВХ очень велико, а R ВЫХ мало. 18 Статические характеристики транзистора Взаимозависимость токов и напряжений на входе и выходе транзистора может быть выражена семействами статических характеристик. Из всех возможных характеристик наибольшее распространение получили входные и выходные характеристики. Из них могут быть получены все, необходимые для практического использования транзистора. Статические характеристики в схеме ОБ Выходные (или коллекторные) характеристики представляют зависимость тока коллектора от напряжения коллектора при постоянном токе эмиттера: Iк = f ( U к ) Iэ = 0 При Iэ=0 выходная характеристика будет иметь вид обратной ветви ВАХ p-n-перехода Iк = Iк 0 ( e Uк ϕт − 1 ) . Будет течь тепловой ток не основных носителей заряда I КО. При Uк<0 (переход база – Iк коллектор (БК) включен I'''э в обратном направления). Если сместить переход I''э БК в прямом направлении начнется инжекция Iк дырок из К в Б. При III I I'э Uк=0 и прямом смещении перехода эмиттер I э = 0 база (ЭБ) из Э в Б инжектируются заряды, u к они достигают К и созII I ко дают I К=αIэ. Этот ток I инж добавляется к току I КО. Практически же ток коллектора немного увеличивается с ростом напряжения U КБ, и характеристики имеют незначительный наклон. Рост тока коллектора с ростом напряжения обусловлен модуляцией толщины базы. Модуляция толщины базы – уменьшение толщины базы при увеличении напряжения на коллекторном переходе из-за запорного слоя коллекторного перехода ⇒ I Б ↓ ⇒ ↑ I К (т.к. больше зарядов долетит до К). Это ∆U КБ определяется дифференциальным сопротивлением К перехода rК = Iэ = const . ∆I КБ Получаем полный ток. I К = αI Э + I К 0 + U КБ rК (1) 19 Входные (или эмиттерные) характеристики представляют зависимость тока эмиттера от напряжения эмиттера при постоянном напряжении на коллекторном переходе: I Э = f ( U ЭБ ) Iэ uк > 0 uк = 0 U КБ = const входная характеристика при UКБ=0 – это прямая ветвь ВАХ эмиттерного перехода. При увеличении напряжения UКБ входные характеристики смещаются в сторону оси тока эмиттера. Одной из причин этого смещения является также модуляция базы. uэ Режимы работы транзистора I – Активный режим (эмиттерный переход смещен в прямом направлении, коллекторный в обратном) II – Режим отсечки (I Э = 0, I К = I КО, I Б = - I КО – оба перехода смещены в обратном направлении) III – Режим насыщения (оба перехода смещены в прямом направлении, UК > 0, UЭ > 0). Статические характеристики в схеме с ОЭ Входные характеристики представляют собой зависимость тока коллектора от напряжения между коллектором и эмиттером при постоянном токе базы: IК = f (UКЭ) I Б = const Тип характеристик такой же, как в схеме ОБ. Однако, т.к. входным является IБ то в выражении (1) заменим I К на I К + I Б получим: I К = βI Б + I* К0 + UК r I К0 * * = I К 0 (1 + β) , r К = К , где I К 0 = * 1+ β r К 1− α I*КО- тепловой ток коллекторного перехода в схеме ОЭ; β I Б - ток, собираемый коллектором; * r *К- сопротивление коллекторного перехода в схеме ОЭ; r К = ∆U КЭ ∆I К Модуляция толщины базы в схеме ОЭ обуславливает большой наклон выходных характеристик, чем в схеме ОБ, по причине взаимодействия с эмиттерным переходом: приращения тока коллектора проходят через эмиттерный переход, вызывают понижение потенциального барьера, инжекцию дырок из эмиттера в базу, диффузию и экстракцию. При U К =0 напряжение Е Б одинаково приложено и к коллектору и к эмиттеру ⇒ оба перехода смещены в прямом направлении ⇒ транзистор в насыщении. Для перевода в активный режим нужно подать U К. При I Б =0 транзистор находится в активном режиме I К = IЭ =I*К0. Для перехода в режим отсечки нужно эмиттерный переход сместить в обратном направлении при этом I Э = 0, I Б= - I КО, I К = I К0. 20 Входные характеристики ОЭ представляют собой зависимость тока базы от напряжения между базой и эмиттером при постоянном выходном напряжении: I Б = f ( U БЭ ) U КЭ = const IЭ ⇒ 1+ β uк < IБ = uк = (1+β) меньше. Iб Входная характеристика имеет вид ВАХ p-n перехода, в которой I Б будет в UБ I I Б = Э 0 (e ϕТ − 1) 1+ β I 1+β I ко uб При подаче UК < 0 в цепи базы будет течь ток – I КО, таким образом, входная характеристика смещается вниз на величину I КО. При увеличении I Б будет возрастать I К и при больших U К будет пробой. Статические характеристики определяются при постоянных токе и напряжении. Обычно усиливают переменные сигналы (изменяются быстро и на малую величину (∆I, U∆) относительно большого постоянного значения (I, U)). 21 Малосигнальный режим транзистора Транзистор – нелинейный элемент. Но для малых изменений сигналов можно работать на линейных участках характеристик, т.е. считать транзистор линейным элементом. Системы малосигнальных параметров: 1.Внутренние (физические) параметры – учитывают физические процессы. 2.Четырехполисниковые (Н-) параметры – учитывают внешние свойства транзистора. Внутренние малосигнальные параметры. 1) rЭ = dU Э ∆U Э ≈ dI Э ∆I Э UКЭ = const 2) α Д = 3) rК = ∆I К ∆I Э ∆U КБ ∆I К – дифференциальное сопротивление эмиттерного пеϕ рехода, rЭ = Т , IЭ где ϕт – температурный потенциал (25мВ) IЭ – постоянный ток эмиттера – дифференциальный коэффициент передачи тока. Отражает процесс диффузии инжектированных дырок. UКЭ = const α Д ≈ αИНЖ ≈ α – дифференциальное сопротивление коллекторного перехода (зависит от модуляции базы). 1к ÷10 МОм IЭ = const 4) r Б – объемное сопротивление базы против тока базы. Зависит от размеров удельного сопротивления базы. 50÷200 Ом 5) µ = ∆U Э ∆U К – коэффициент внутренней обратной связи по напряжению. (Влияние коллекторного напряжения в зависимости от модуляции базы) IЭ = const 6) С К – барьерная емкость коллекторного перехода. 1÷10 пФ 7) С Э – диффузионная емкость эмиттерного перехода. 0.1÷10 пФ 22 Эквивалентные схемы замещения транзистора Схема замещения транзистора с ОБ Т- образная эквивалентная приведена на рисунке и отражает физические процессы в транзисторе при малых приращениях в активном режиме и дает правильное соотношение при расчетах. Однако она совершенно не пригодна для анализа режима по постоянному току. iэ rэ Э rк iк α iэ µu 2 iб Сэ Uэб К rб С к Uкб Rн Б - генератор тока. - генератор напряжения U ЭБ – малая переменная величина. Часто RН << rН и тогда iК идет через RН. Для средних частот влияние С К – мало. Упрощенная схема показана на рисунке ниже. iк rэ Э К αiэ rб Б Т – образная эквивалентная схема транзистора с ОЭ * Сопротивления r К и rК связаны соотношением r к∗ iк rб Б iб К r * К СР. = β iб iэ rэ С ∗к Rн rК 1+ β С*К определяется как С*К = СК (1+β) βi Б – генератор тока Э r*К⋅C*К – постоянная времени коллекторной цепи. К недостаткам Т – образной эквивалентной схемы относят невозможность непосредственного измерения внутренних параметров. 23 При r * К >> Rн –упрощенная схема iк rб iб rэ iэ Недостаток: нельзя измерить параметры, можно их только вычислить из характеристик. 24 Малосигнальные H-параметры. Транзистор можно представить в виде активного четырехполюсника Входные параметры (I1,U1) Выходные параметры(I2,U2) I1 I2 U1 А U2 Параметры четырехполюсника могут быть определены по внешним из измерениям, в частности, по опытам холостого хода и короткого замыкания на входе и выходе четырехполюсника. Из всех возможных взаимосвязей, входных и выходных величин четырехполюсника для транзисторов более подходящей является смещенная схема, в которой за независимые принимаются входной ток I1 и выходное напряжение U2. Величины I1,I2 – это функции первых двух величин: U1=f (I1, U2) I2=f (I1, U2) Малые приращения токов ∆I для линейных участков характеристик связаны линейной зависимостью с приращением ∆U: ∂U 1 ∂U 1 dI1 + dU 2 dU1=h11dI1+h12dU2 ∂I1 ∂U 2 dI2=h21dI1+h22dU2 ∂I ∂I dI 2 = 2 dI1 + 2 dU 2 ∂I1 ∂U 2 dU 1 = Для схемы ОБ ∂Uэ ОБ h 11Б = = R ВХ - входное сопротивление транзистора ∂Iэ Uк=const h 12 Б = h 21Б = ∂Iк =α ∂Iэ Uк=const ∂Uэ ∂Uк - коэффициент внутренней обратной связи (µ) отражает Iэ=const h 22 Б = зависимость U от Uвых ∂Iк 1 - дифференциальная проводимость коллекторного перехода ≈ ∂Uк rк Iэ=const Для схемы ОЭ h11Э=RВХОЭ h12Э=µ h21Э=β h22Э= 1 rК * h – параметры даются в справочниках и их можно определить по статическим характеристикам VT. Есть формулы пересчета hБ ↔ hЭ. Связь между h – параметрами и малосигнальными параметрами h h 1 1 rЭ = 12 Э rК = rК * = α ≈ -h21Б β ≈ h21Э rБ = 11 Б h 22 Б h 22 Б h 22 Э h 22 Э h11Э=rБ+rЭ(1+β) 25 Частотные свойства транзистора Биполярный транзистор – инерционный элемент. Инерционность заложена в конструкции и принципе действия, она связана с тем, что требуется время, чтобы носитель заряда перешел от Э к К. Это время не равно нулю, т. к. база имеет длину. Скорость носителей в базе не одинакова, поэтому они не могут одновременно прийти к коллектору. Если скачком изменить ток эмиттера то ток коллектора изменится по экспоненциальному закону: Iэ −t τα I К = α 0 I Э (1 − e ) Iэ tЗ – время полета носителей заряда через базу Iк τα - постоянная времени нарастания коллекторного тока τα t α oIэ t tз Инерционность ограничивает частотные свойства – чем выше частота, тем больше будут α и β. ОБ α0 αω =  ω 1 +   ωα    α αo 2 α0 αω - коэффициент передачи на частоте ω ωα - предельная частота – частота, при которой α уменьшается в 2 раз τα = 2 ωα ω 1 ωα ОЭ βω = β0  ω   1+  ω   β  τβ = τα (1+ β) ⇒ 2 ωβ - предельная частота для схемы ОЭ ωβ = ωα 1+ β Частотные свойства схемы ОЭ хуже, чем схемы ОБ Барьерная емкость Ск (С*к). Проводимость емкости Ск растет с повышением частоты и на высоких частотах в цепи с емкостью Ск (С*к) ответвляется заметная доля тока iК в выходной цепи (ток iК становится меньше тока α iЭ или βiБ), что эквивалентно уменьшению коэффициента усиления тока на высоких частотах. 26 Полевые (униполярные) транзисторы В протекании тока в полевом транзисторе участвуют только основные носители одного знака (отсюда термин «униполярный»). Величина тока полевого транзистора управляется электрическим полем (отсюда термин «полевой»). Главным достоинством полевых транзисторов является высокое входное сопротивление (I вых. = f (Uвх.), I вх ≈ 0 ⇒ R вх. очень велико). Принцип устройства и условно – графическое изображение полевого транзистора с p-n переp ходом показаны на рисунке. Исток (И) ≡ Эмиттер И С Сток (С)≡ Коллектор n - канал n Затвор (З) ≡ База Выходная цепь СИ (прикладывают U СИ), входная цепь ЗИ (приp p - канал кладывают U ЗИ). Физические процессы в З полевом транзисторе происходят следующим образом. При изменении входного напряжения изменяется обратное напряжение на p-n переходе и от этого изменяется толщина запирающего (обедненного) слоя. Соответственно меняется площадь поперечного сечения области, через которую проходит поток основных носителей заряда, то есть выходной ток. Эта область называется каналом ( узкий промежуток между p - областями). Таким образом, ток в цепи ИС определяется сопротивлением (сечением) канала. При U ЗИ = 0 сечение максимально ⇒ ток определяется приложенным напряжением U СИ. Если подать U ЗИ, то ширина обедненной зоны увеличиться, а сечение уменьшится ⇒ Ic уменьшится. Для изменения напряжения на выходе в цепь стока включают R добавочное. В полевом транзисторе происходит усиление p - область току, напряжению, мощности. Статические характеристики Выходные характеристики представляют зависимость тока стока I c от напряжения между стоком и истоком Uc при постоянном напряжении на затворе Uз: I c = f (Uc)Uз = const. U з1 < U з2< U з 3 < U з отс. Uз=0 Повышение напряжения Ucи Ic вызывает увеличение тока Ic и Н уменьшение сечения канала. U з1 При некотором напряжении Ucи Н происходит сужение канала, и сопротивление канала повышаU з2 ется ⇒ линейная зависимость Н исчезает (ток в канале уменьшается). Такой режим называU з3 Н ется режимом обеднения. Как показано на рисунке, на Uз каждой характеристике при отсечки увеличении напряжения Uc поUa является почти горизонтальный участок (вправо от точки Н). 27 Режим, соответствующий этому участку, называется режимом насыщения, а точка Н – точкой насыщения. При напряжении на затворе, называемом напряжением отсечки, происходит полное перекрытие канала (смыкание p - n перехода) и ток в канале не протекает. Входные (стоко - затворные) характеристики предIc ставляют собой зависимость тока Ic от напряжения Uз при фиксированном напряжении стока: I c = f (UЗ)Uс = const. Напряжение Uc очень слабо влияет на характеристику. Однако эти характеристики неудобны для рас- U з U з отс . Uз четов, и поэтому на практике пользуются выходными характеристиками. Параметры транзистора dIc 1. S = d UЗ Uс = const. [мА/В] – крутизна стоко – затворной характеристики, отражает чувствительность транзистора (2÷3 мА/В); d Uc 2. µ = d UЗ I c = const. – статический коэффициент усиления по напряжению (103 ÷10 4); d Uc 3. r диф.= d Ic UЗ = const. – дифференциальное сопротивление (пропорционально току канала) (10 ÷104). Достоинства полевых транзисторов: • • очень высокое входное сопротивление; малый уровень шумов. Недостатки: • • плохие частотные свойства, так как длина канала больше чем база; низкий коэффициент усиления. 28 МДП (МОП) – транзисторы МДП (металл – диэлектрик - проводник) – транзистор – транзистор, затвор которого представляет собой металлический слой, изолированный от полупроводникового канала тонкой диэлектрической пленкой. Если в качестве диэлектрика используется SiO2 (окисел), то транзистор называется МОП. Особенно широко МДП-транзисторы используется в интегральных схемах ввиду простоты технологии их изготовления и малой мощностью потребления. МОП – транзистор со встроенным каналом На рисунке приведена структура МОП – транзистора со встроенным каналом n – типа. Основанием служит кремниевая пластинка с электропроводностью p типа. В ней созданы две области с повышенной проводиЗ С SiO И мостью типа n. Эти об2 ласти являются истоком и стоком. От них сделаны выводы. Межp - тип n + ду истоком и стоком n+ n имеется тонкий припоp верхностный канал с подложка электропроводностью n – типа. Сверху диэлекn - тип трического слоя расположен затвор в виде тонкой пленки. Кристалл МОП - транзистора обычно соединен с истоком, металлической и его потенциал пленки. принимается за нулевой – так же, как и потенциал истока. Прибор с такой структурой называют транзистором со встроенным каналом. Основной принцип работы такого транзистора основан на эффекте электрического поля. Если при нулевом напряжении затвора приложить между стоком и истоком напряжение, то через канал побежит ток. Через кристалл ток не пойдет, так как один из p - n переходов находится под обратным напряжением. (U З =0 ⇒ I в цепи И – С определяется Uси и сечением канала). При подаче на затвор напряжения, отрицательного относительно истока, в канале создается поперечное электрическое поле, под влиянием которого электроны проводимости выталкиваются из канала в области истока и стока и в кристалл. Канал обедняется электронами, сопротивление его увеличится, и ток стока уменьшается. Чем больше отрицательное напряжение затвора, тем меньше этот ток. Такой режим транзистора называют режимом обеднения. (UЗ < 0 (относительно истока) – электроны будут выталкиваться из канала ⇒ концентрация электронов уменьшится ⇒ сопротивление канала увеличится ⇒ ток I ИС уменьшится).Если же на затвор подать положительное напряжение, то под действием поля, созданного этим напряжением, из области истока и стока, а также из кристалла в канал будут приходить электроны, проводимость канала увеличивается, и ток стока возрастает. Этот режим называют режимом обогащения. (UЗ > 0 – электроны из областей n – типа и подложки к каналу ⇒ концентрация электронов увеличится ⇒ сопротивление канала уменьшится ⇒ ток I ИС увеличится). Рассмотренный транзистор со встроенным каналом может работать как в режиме обеднения, так ив режиме обогащения. Это наглядно показывают его выходные (стоковые) характеристики, и характеристика управления (стоко – затворная), изображенные на рисунках. 29 Режим обеднения Режим обогащения Как видно, выходные характеристики МОП – транзистора подобны таким же характеристикам полевого транзистора. Это объясняется тем, что при возрастании напряжения UСИ от нуля сначала действует закон Ома и ток растет приблизительно пропорционально напряжению, а затем, при некотором напряжении UСИ, канал начинает сужаться, особенно около стоIc ка, так как на p-n переходе между каналом и кристаллом Uз < 0 возрастает обратное напряжение, область этого перехода, обедненная носителями, расширяется, и соUз = 0 противление канала увеличивается. Uз > С то ко в ы е ха р а кте р и с ти ки Uc Ic Режим обеднения U отсечки Режим обогащения Uз Стоко-затворные характеристики МОП – транзистор с индуцированным каналом Другим типом, широко испольSiO2 зуемым в интегральной технологии, является транзистор с индуцированным (инверсным) каналом. От предыдущего он отличаn -канал + + ется тем, что канал возникает n n p только при подаче на затвор напряжения определенной полярноподложка сти. При отсутствии этого напряжения канала нет. В этом состояp -канал нии сопротивление между истоком и стоком очень велико, то есть транзистор заперт. Но если подать на затвор положительное напряжение, то под влиянием поля затвора электроны проводимости будут перемещаться из областей истока и стока и из p – области p - область направлению коллектор затвору. Когда напряжение И З С 30 затвора превысит некоторое отпирающее, или пороговое, значение, то в поверхностном слое концентрация электронов настолько увеличится, что превысит концентрацию дырок, и в этом слое произойдет так называемая инверсия, то есть образуется канал n – типа и транзистор начнет проводить ток. Чем больше положение затвора, тем больше проводимость канала и ток стока. Таким образом, такой транзистор может работать только в режиме обогащения, что видно из его выходных и входных характеристик, показанных на рисунках. Если подложка n – типа, то индуцируется канал p – типа. Ic Uз 4 Ic Uз 3 p - канал n - канал Uз 2 Uз1 Uз = 0 Выходные (стоковые) характеристики Uз Uc Входная (стоко-затворная) характеристика Частотные свойства: Носители движутся под действием сильного электрического поля. В отличие от биполярного транзистора, время пробега мало, но существует множество паразитных емкостей. МОП - транзистор со встроенным каналом МОП - транзистор с индуцированным каналом CЗ-И CЗ-П CС-И CС-П CС-И CИ-П Таким образом, частотные свойства МДП-транзистора хуже, чем у биполярного транзистора. Однако МОП – транзисторы обладают рядом преимуществ: • очень большое входное сопротивление постоянному току; • низкие шумы; • малая площадь; • высокая технологичность. 31 Четырёхслойная полупроводниковая структура Тиристор – полупроводниковый прибор, основу которого составляют три взаимодействующих p-n перехода, образованных четырьмя череАнод дующимися p– и n– областями в едином кристалле кремния. Тиристоры иногда называют четырехслойными структурами и управляемыми диодами. p Упрощенная структура тиристора показана на риП1 сунке. Крайние слои p и n называют эмиттерами, а средние слои n и p – базами (n – толстая база, p– тонкая база). n П2 Верхний П1 и нижний П3 p - n переходы называют эмитУЭ терными, средний П2 – коллекторным. p Если подавать U АК любой полярности, то ток П3 IАК ≈ 0, так как найдутся переходы, которые будут закрыn ты. Если UАК неограниченно повышать (UАК → ∞), то структура начнет вести себя по – разному. Если на анод подать положительный потенциал , Катод то структура откроется без разрушения (так как П1 и П3 – смещены в прямом направлении, а П2 – в обратном. Всё напряжение UАК будет приложено коллектор П2. При повышении U АК произойдет электрический пробой П2). Если на анод подать отрицательный потенциал, то возможен только тепловой пробой. Анод ПредстаА I вим четырёхслойную структуру в p Э виде двух транзиVT1 сторов. К VT1 Б n n Iк 2 I К1 = I Б2 Iк 1 I К2 = I Б1 p Б VT2 К p УЭ Если на анод VT2 А подать «плюс», n Э то эмиттерные пеI К реходы будут смеКатод щены в прямом направлении, а коллекторный – в обратном. U АК приложено к коллекторному переходу. I КП = I Э1 = I Э2 = I I КП = α1I Э1 + α2I Э2 + I К0 I К0 I= . 1 – (α1 + α2) В режиме малых токов и напряжений α1 + α2 <<1 ⇒ I ≈ I К0, при R прибора в сотни Ком. При повышении напряжения повышается коэффициент α, а следовательно повышается ток I. При определенном U ВКЛ. Один из транзисторов начинает приоткрываться ⇒ повышается ток I К ⇒увеличивается ток I База другого транзистора, приоткрывая его. Оба транзистора переходят в режим насыщения. Rприбора уменьшается до единиц Ом. α1 + α2 → 0 ⇒ I → ∞. Добавочное R доб. В цепи анода ограничивает ток I = U/Rдоб. Для регулирования UВКЛ. (открывания структуры) вводят управляющий электрод (УЭ). Подавая на УЭ «плюс» (IУ), можно раньше открыть VT 2 ⇒ α2 увеличится раньше ⇒ α1 + α2→ 1 при меньшем U АК. ⇒ изменяя IУ, можно изменять U ВКЛ. 32 Для закрытия тиристора нужно либо уменьшить UАК, либо уменьшить UАК и задать в цепи УЭ то IУ противоположной полярности (VT 2 закроется). ВАХ характеристика тиристора. Ia I y > I y2> I y1 3 Iy 3 I y2 Iy -Iy=0 1 I ВКЛ U обр. -I Ua Ко UВКЛ Достоинства (по сравнения с транзистором): • пропускает большие токи (I А = сотни Ампер); • выдерживает большие U обр. (U0 = десятки КВ); • большая коммутируемая мощность. Недостатки (по сравнения с транзистором): • тиристор является полууправляемым прибором (включение – с помощью цепи управления, выключение - при I A = 0, требуемого для восстановления структуры). А Динистор К +А +А - К Выведен слой p + - К УЭ - УЭ Выведен слой n 33 Электронные усилители Классификация усилителей Усилители служат для усиления электрического сигнала по тока, напряжению и мощности. 1) Если RВЫХ<>RНАГР, то усилитель I 3) Если RВЫХ≈RНАГР, то усилитель P • Усилители переменного тока (fН ≥ 16Гц) • Усилители постоянного тока (fН < 15Гц) Усилители переменного тока 1) Усилители низкой частоты УНЧ (20Гц – 300кГц) 2) Усилители сверхвысоких частот УСВЧ (300МГц – 300ГГц) 3) Усилители высоких частот УВЧ (300кГц – 300МГц) По форме сигнала 1) Усилители гармонических (синусоидальных) колебаний 2) Импульсные усилители По типу связи между каскадами 1) С RC-связью 2) Трансформаторные Основные параметры и характеристики усилителей 1) Коэффициент усиления Ue jϕ ВЫХ = K U e jϕ Ue jϕ ВХ ϕ = ϕ ВЫХ − ϕ ВХ KU = KI = I ВЫХ I ВХ KP = PВЫХ = K UKI PВХ K U dB = 20 lg K U Обычно оценивают КУС в dB K I dB = 20 lg K I K P dB = 10 lg K P 2) Коэффициент частотных искажений – характеризует K0 изменение коэффициента усиления при изменение M = K частоты входного сигнала K MН = 0 KН MН = MВ ∆F = f В − f Н обычно выбирают K MВ = 0 KВ 34 3) Коэффициент не линейных искажений (коэффициент гармоник). Искажения есть всегда – это связано нелинейностью VT P2 + P3 + ... + PN P1 KГ = 4) R ВХ.УСИЛ = U ВХ I ВХ R ВЫХ.УСИЛ = 5) КПД = Pi – мощность i-ой гармоники U ВЫХ I ВЫХ PВЫХ PПОСТ PПОСТ – мощность, которая берется от источника питания 6) Амплитудная характеристика UВЫХ Динамический диапазон D= U ВХ.MAX U ВХ.MIN UВХ UВХ min UВХ max 7) Амплитудно-частотная характеристика K K0 K0 2 f Обычно в dB f0 fН fВ K 20dB/декаду K 0 [dB] f 35 8) Фазочастотная характеристики – зависимость фазы выходного сигнала от частоты ϕ (f) π отстает от входного сигнала /2 f fН −π /2 f0 fВ опережает входной сигнал 36 Режимы работы усилителей (классы усиления). В зависимости от назначения исходных данных можно задать режим работы усилителя, режим задается напряжением смещения (по знаку и величине). Бывают режимы: А, В, АВ, С. Класс А: Точка покоя (рабочая точка: параметры IК, UК, IБ, UБ) задается при отсутствии входного сигнала и выбирается на середине линейного участка входной характеристики транзистора. IK EK IБ I Б''' RK I K ''' IKM I БM I Б'' A I K '' IK A A I БA I Б' IK ' U K0 UK EK U RK UБ U БА U БМ U KM U ВХ U K''' U K'' U Б''' U K' U Б'' U Б' +EK RБ RK UR IБmax < IБ нас K CP U ВХ IKA = βIБА Нагрузочная прямая строится по двум точкам: 1. Точка холостого хода (Х.Х.) IK=0 UK=EK, E UK=0 2. Точка короткого замыкания (К.З.) I K = K RK Точки пересечения нагрузочной кривой со статическими характеристиками определяют динамическую характеристику усилителя в динамическом режиме работы. Класс А Характеризуется минимальным искажением – это его достоинство, но низкое КПД 50% теоретическое, 10-20% реальное, используется в усилителях напряжения. 37 Угол отсечки θ числено равен половине периода протекания тока через транзистор. В классе А угол θ = 180°. Класс В На вход не подают смещение, а падают только входной сигнал. IK I Б' A-B I Б=0 EK UK 20 B UБ UK=UВЫХ Графики IБ (IК) – отличаются от синусоидального. Ток IК протекает в течение половины периода входного сигнала. КПД = 80%. Высокий КГ, применяется в усилителях мощности. Класс А-В Низкий коэффициент гармоник, а КПД = 60 – 70%, θ > π/2. При входном сигнале протекает 5 – 15% максимального тока. Используется в двухтактных усилителях мощности. Класс С На вход усилителя подается постоянное запирающее смещение обратной полярности (точка С). Ток протекает в течение θ < π/2 КПД = 95 – 98%, используется в генераторах, где искажения не важны, большой коэффициент гармоник. IБ 2 ϑ С UБ 38 Усилители напряжения низкой частоты Основными требованиями к УННЧ являются высокий коэффициент усиления по напряжению, минимальный коэффициент гармоник (искажений), то есть усилитель должен работать в классе А. Задание точки покоя (класс А) 1. Задание точки покоя отдельным источником питания U СМЕЩ. E − U БА R Б = СМ IБ I БА +Е +Е см к RБ I* БА I БА RК Так как RБ должно быть много больше RВХ УСИЛИТЕЛЯ (обязательное условие RБ >> RВХ УСИЛИТЕЛЯ), то ЕСМ >> UБА, следовательно, в качестве ЕСМ берётся ЕК. A VT1 UБА UБ 2. Задание точки фиксированным током от источника Е К. E − U БА E K +Е к R Б >> R К R Б = K ≈ R Б ≈ R К ⋅β I БА I БА RБ RК При задании рабочей точки таким способ наблюдается плохая стабильность точки А. VT1 3. Задание точки фиксированным напряжением. Резисторы R1, R2 образуют делитель напряжения. +Е к R1 Iдел VT1 RК U R 2 = U БА I ДЕЛ = (3 ÷ 5)I БА R 1 + R 2 ≈ R1 = EK I ДЕЛ E K U БА − U R 2 = I ДЕЛ ⋅ R 2 I ДЕЛ I ДЕЛ R 2 UБА IK При изменении температуры полупроI ' (t ')(85 C) KA водниковые приборы сильно меняют свои A' I * (t ')(20 C) характеристики. KA I A KA U I K = β ⋅ I Б + I * K 0 + *K rK * ∆I K0 (тепловой ток) сильно зависит от изменения температуры. Если задать точку UK покоя и не принять мер по её стабилизации, то при работе рабочая точка «уплывёт». Следовательно, необходима стабилизация точки покоя. 39 Методы стабилизации рабочей точки 1. Коллекторная стабилизация +Е к U K = E K − IK ⋅ R K IБ = RК IK = β ⋅ IБ Ток IБ стал зависеть от IК. Если температура повышаетто повышается и ток IК, а следовательно, напряжение UК и ток понижаются, а транзистор VT начнет закрываться, а ток IК уменьшаться, тем самым стабилизируя точку покоя. Коллекторная стабилизация не является эффективной. RБ ся, IБ UK RБ VT1 2. Эмиттерная стабилизация U БЭ = U R 2 − U R Э U R 2 = const (при E K = const), +Е к R1 IБ RК I БА IБА ' VT1 R + IЭ + 2 - - RЭ + СЭ A U 'БА U БА так как ∆I Э ≈ ∆I K , тт ∆U БЭ = U R 2 − ∆I K ⋅ R Э При повышении температуры повышается ток IK, а следовательно, понижается UБЭ, а значит транзистор VT закрывается, тем самым понижается ток IK (О.О.С.). xC = UБЭ 1 RЭ ≤ = R Э rЭ w Н ⋅ С Э 5 ÷ 10 Включение RЭ стабилизирует рабочую точку. Здесь ток IК является постоянным. Однако RЭ снижает коэффициент усиления по напряжению, так как при переменном сигнале RЭ будет снижать амплитуду изменений IК. для устранения этого ставят шунтирующую RЭ ёмкость СЭ. Переменный ток проходит через СЭ (О.О.С. отсутствует, следовательно, коэффициент усиления по переменному напряжению очень высок). Постоянный ток проходит через RЭ (О.О.С. есть). 3. Стабилизация с помощью термосопротивления Термосопротивлением называется полупроводникоR1 вый прибор, сопротивление RК которого с повышением темЛинейный VT1 пературы сопротивление поучасток нижается. Рассмотрим работу схемы: при повышении темT пературы понижаются термо+ R RЭ t сопротивление (Rt), напряжеСЭ ние UБЭ и ток IБ, то есть происходит стабилизация рабочей точки. Преимуществом такой схемы является то, что происходит 100 % компенсация точки покоя (можно даже сделать перекомпенсацию и рабочая точка «поползёт» вниз). Недостаток схемы заключается в том, что она реагирует на температуру окружающей среды, а температуру самого транзистора не учитывает. Поэтому необходимо сделать эмиттерную стабилизацию. R 40 Коэффициент нестабильности Коэффициент нестабильности S показывает во сколько раз приращение коллекторного тока больше, чем приращение теплового неуправляемого тока, вызванного изменением параметров транзистора. Чем выше коэффициент нестабильности, тем менее стабильнее ток IК. β S= , где γ - коэффициент токораспределения. 1+ β ⋅γ γ= RЭ R ⋅R RБ = 1 2 RЭ + RБ R1 + R 2 Если χ = 1, то S MIN = α, если χ = 0, то S MAX = β. Всё зависит от соотношения между сопротивлениями RЭ и RБ. Желательно, чтобы выполнялось условие RЭ >> RБ. При RБ = 0 входной сигнал замыкается на R1 или R2. Расчет усилителя в режиме покоя 1. U = (0,2 ÷ 0,3)E K , чем больше сопротивление RЭ, тем больше U R Э , следова- тельно, происходит уменьшение напряжения U К , необходимого для усиления, а значит нужно увеличивать ЕК. 0,2 Е К 0,2 Е К 2. R Э = = , I КА , I БА − берут из характеристик. I ЭА I КА − I БА 3. U R 2 = U R Э + U БЭ 4. R 2 = UR2 I ДЕЛ 5. R 1 + R 2 = 6. C Э ≥ ; I ДЕЛ = (3 ÷ 5)I БА EK E ⇒ R1 = K − R 2 I ДЕЛ I ДЕЛ 1 5 ÷ 10 ·10-6 [мкФ] ≈ ω Н (R Э rЭ ) ω Н ⋅ R Э 41 Усилитель напряжения низкой частоты (УННЧ) Схема на транзисторе с общим эмиттером R1, R2 – задают точку покоя (Класс А) RK – создает усиление по напряжению RЭ – стабилизирует точку покоя СЭ – шунтирует RЭ в режиме переменного тока, т. е. убирает отрицательную обратную связь в режиме входного сигнала СР1, СР2 – разделение каскадов по постоянному току +E K - RK RБ C Р2 CP VT R ВН RН R2 е вх RЭ + U ВЫХ CЭ Анализ работы в режиме усиления переменного тока Производится по схемам замещения ( Т образная схема замещения). В режиме переменного тока все точки схемы, где ∆U=0 можно закоротить (∆Е=0 т. к. RВН=0). Делитель R1, R2 – получается включением параллельно R1 R2. Схема сложная. Анализ ведут раздельно для СЧ, ВЧ, НЧ. rК* CР RВН еВХ R1 R 2 Б rБ К βI Б rЭ Э RЭ CЭ CР CК* RK RН 42 Схема замещения на средних частотах На СЧ можно не учитывать все реактивные сопротивления (емкости), т. к. сопротивления на СЧ СР и СЭ≈0, а СК* очень большое и iCК* =0 rК* rБ R ВН R1 R2 βI Б rЭ RK RН U ВЫХ = β I Б R К R Н rК * ≈ β I Б R К R Н т.к. rK * ≥ R К R Н , rЭ = 0 IБ = R ВН U ВЫХ = β e ВХ = [R ВХ.УСИЛ ≤ R 1 R 2 ] + R ВХ.УСИЛ e ВХ R К R Н R ВН + R ВХ.УСИЛ R ВХ.УСИЛ = rЭ = ⇒ К ИСЧ = β RК RН R ВН + R ВХ.УСИЛ U ВХ I Б rБ + I Э rЭ = = rБ + (1 + β)rЭ I ВХ IБ ϕГ IЭ RК R R ≈α K ≈ К rЭ rЭ (β + 1)rЭ Реальный коэффициент усиления на СЧ несколько сотен единиц. КИСЧ тем больше, чем больше RK и чем меньше RВХ.УСИЛ Вывод : К усил.наСЧ = β 43 Схема замещения на высоких частотах C К* RK βI Б R К R Н 1 jω C K * RK RН + 1 jω C K * βIБ U ВЫХ = IБ = R ВН С увеличением частоты ХС уменьшается ⇒ нужно учитывать СК* Изменится входная часть схемы RН e ВХ + R ВХ.УСИЛ RК RН U ВЫХ = β I Б 1 + jωC K * (R К R Н ) = e ВХ βR К R Н (R ВН + R ВХ.УСИЛ )(1 + jωC K * (R К R Н )) = = [τ В = С К * (R K R Н )] = e ВХ K ИСЧ 1 (1 + jω В τ В ) К ИВЧ = К ИСЧ 1 + jτ В ω В К ИВЧ = К ИСЧ 1 + ω 2В τ 2В Вывод: КИВЧ меньше чем КИСЧ и чем выше ω, CK*, RK, тем меньше КИВЧ. Схема замещения на низких частотах С Р1 R ВН rБ А βI Б rЭ С Р2 i1 RK е ВХ В RН С уменьшением частоты, увеличивается ХС, поэтому надо учесть СР. ХСЭ ≥ rЭ - не учитываем. 44 U АВ = βI Б ( 1 + RН) RК jωC P 2 U AB i1 = RH + U ВЫХ 1 jω C P 2   1  + R Н  R K jωC P 2 RKRH  = i1 R H = βI Б  = R H = ... = βI Б 1 1 RH + RK + RH + jωC P1 jωC P 2 RKRH = βI Б = βI Б   1  (R K + R H )1 + jωC P 2 (R K + R H )   = C P 2 (R K + R H ) − пост.времениУНЧ τH2 βR K R H U ВЫХ = e ВХ K ИНЧ RK RH 1 1+ jωτ H 2  1   (R K + R H )1 + jωτ H 2   K ИСЧ K ИСЧ ; K ИНЧ = = 1 1 1+ 1+ 2 jω H τ H 2 ω τ H 2 H2 Если учесть СР1: τН1=СР1(RВН+RВХ.УСИЛ) – постоянная времени входной цепи усилителя IБ = IБ = e ВХ R ВН + R ВХ.УСИЛ + 1 jω H C P1 = e ВХ   1  (R ВН + R ВХ.УСИЛ )1 + jω H C P1 (R ВН + R ВХ.УСИЛ )   e ВХ  1   (R ВН + R ВХ.УСИЛ )1 + jω H τ H1   U ВЫХ = e ВХ К ИНЧ = подставим IБ в UВЫХ βR К R Н  1 1 + jω H τ H 2  К ИСЧ 1+ 1 2 ωH τ H 2 2 +   1  (R ВН + R ВХ.УСИЛ )1 +  ω τ j H H1    ⇒ К ИНЧ = K ИСЧ  1  1  1 + 1 +  jω H τ H 2  jω H τ H1   1 2 ω H τ H1 2 Вывод: КИНЧ>КИСЧ и уменьшается при уменьшении ω,СР, RK. 45 АЧХ усилителя K RK RK CP RK C K* R K K ИНЧ K ИСЧ Можем менять АЧХ, подбирая элементы схемы. При ↑RK → ↑KИ но на ВЧ будет завал раньше. Пологий участок на СЧ получаем т.к. СР уже не работает, а СК* - еще не включилась. K ИВЧ w w НЧ w СЧ w ВЧ Схема УННЧ (VT с общей базой) +E K С Р1 R1 С Р2 R ВН RЭ R2 е ВХ RН CБ U ВЫХ Анализ ведут по схемам замещения. Схема замещения rK Э rЭ αI R ВН е ВХ rБ Б RK RH R ВН + R ВХ СК ОБ RН RK IЭ = U ВЫХ = αI Э R K R H K УСЧ = α К Э e ВХ R ВН + R ВХ ОБ Стабилизации точки покоя * I K0 нет, т. к. I K = и изменеβ +1 ния очень малы. 46 U ВХ I Э rЭ + I Б rБ = = [т.к.I Б = I Э (1 − α)] = rЭ + rБ (1 − α) I ВХ IЭ R ВХ ОБ = R ВХ ОБ << R ВХ ОЭ ОЭ ОБ КУ ≈ КУ На низких частотах нужно учитывать разделительную емкость, что приведет к снижению коэффициента усиления на НЧ. На ВЧ нужно учитывать СК Обратные связи 1) Отрицательная обратная связь(ООС) - (UВХ-UВЫХ) сигнал с выхода на вход приходит в противофазе. 2) Положительная обратная связь (ПОС)- (UВХ+UВЫХ) сигнал с выхода на вход приходит в фазе. По типу связи: 1) Последовательная обратная связь – сигнал обратной связи включен в разрыв входной цепи. 2)Параллельная обратная связь – сигнал обратной связи включен параллельно входной цепи. Параллельная обратная связь по напряжению UВХ RH К UВЫХ Параллельная обратная связь по току UВХ χ χ Последовательная обратная связь по напряжению UВХ К χ К RH RH Последовательная обратная связь по току UВХ К χ RH 47 Влияние обратной связи на основные характеристики УНЧ К– χ- U ВХ ' U OC К U ВЫ Х χ χ усилитель без ОС с коэффициентом усиления К коэффициент ОС, показывающий какая часть входного сигнала поступает на выход. U χ = ОС < 1 U ВЫХ χ UВЫХχ- новое значение UВЫХ с учетом цепи ОС Кχ = U ВЫХ χ U ВХ U ВЫХχ = ( U ВХ ± U OC ) K = U ВХ K ± U OC K = U OC = U ВЫХχ χ = U ВХ K ± U ВЫХχ χK U ВЫХχ (1 m Kχ) = U ВХ K К Кχ = “+” - при ООС, “-“ – при ПОС 1 m Кχ При ПОС коэффициент усиления увеличивается, если подобрать χК=1, то Кχ→ ∞. Что соответствует (физически) самовозбуждению усилителя – он становится автогенераторов. При ООС коэффициент усиления уменьшается, если χ=1 (глубокая ООС), то Кχ=1 усиления нет. Несмотря на то, что ООС уменьшает коэффициент усиления, в усилителях используется только ООС, т.к. они улучшают другие параметры. 1.Стабильность коэффициента усиления ∆К dK Оценивается коэффициентом нестабильности δ = = - чем больше, тем хуже К K усилитель. Если усилитель охвачен ООС dK χ δχ = Kχ dK (1 + χK ) − d (1 + χK )k dK = 2 (1 + χK ) (1 + χK ) 2 dK (1 + χK ) dK δ δχ = = = 2 K (1 + χK )K 1 + χK (1 + χK ) Вывод: при введение ООС δ уменьшается в (1+χК) раз. 1+χК=FOC- глубина ОС. dK χ χ = const = 2. Влияние ОС на коэффициент частотных искажений K СЧ , K тогда M= К СРχ 1 + χК СЧ К СЧ 1 + χК 1 + χК = =М <1 К Кχ К 1 + χК СЧ 1 + χК СЧ 1 + χК Как было показано при анализе УННЧ КСЧ>К => дробь <1 => Mχ любая гармоника уменьшается в (1+χК) раз 1 + Kχ КГ χ КГ = 1 + χК Вывод: вводя ООС можно улучшить форму сигнала. 4. Влияние ОС на RВХ R ВХ = U U ВХ χ ; R ВХ = ВХχ I ВХ I ВХ U ВХ ' = U ВХ − U OC = U ВХ − U ВХ ' χK = χ I ВХ = χ U ВХ 1 + χK U ВХ ' U ВХ = R ВХ R ВХ (1 + Kχ) R ВХ = U ВХ I ВХ χ = R ВХ (1 + χK ) Вывод: Rвх увеличивается, но это справедливо только для последовательной ОС. Параллельная ОС уменьшает Rвх. 5. Влияние ОС на RВЫХ. U ВЫХ I ВЫХ Если ОС по U: U R χ χ U ВЫХ = ВЫХ ⇒ R ВЫХ = ВЫХ => RВЫХ уменьшается 1 + χK 1 + χK Если ОС по I: I U χ χ I ВЫХ = ВЫХ ⇒ R ВЫХ = ВЫХχ = R ВЫХ (1 + χK ) => RВЫХ увеличивается 1 + χK I ВЫХ R ВЫХ = 49 Эмиттерный повторитель (каскад с общим коллектором) Эмиттерный повторитель – усилительный каскад по напряжению с общим коллектором и 100% отрицательной обратной связью. Схема эмиттерного повторителя приведена на рисунке. Для расчета удобнее применять эквивалентные схемы замещения. Входное сопротивление можно найти из эквивалентной схемы: r * K >> R Э ⇒ r R ВХ ЭП = * K + ЕП IБ U ~ ВХ − не учитывается СР RЭ RН U ВЫХ U ВХ I Б rБ + I Э (rЭ + R Э R Н ) = = I ВХ IБ = [I Э = I Б (1 + β)] = rБ + (1 + β)(rЭ + R Э R Н ) IЭ rБ U ВХ I Б IК rЭ RЭ β IБ R Н U ВЫХ ЭП Эквивалентная схема замещения Вывод: эмиттерный повторитель имеет большое входное сопротивление R ВХ ЭП , большее, чем у усилительных каскадов с общим эмиттером и общей базой (так как охвачен глубокой обратной связью). Если R ВЫХ ЭП = U ВЫХ ЭП I ВЫХ ЭП R Н =0 , тогда схема замещения будет выглядеть следующим U ВХ = 0 образом. rБ U ВХ I = IЭ Б 1+ β rЭ IЭ RЭ U ВЫХ ЭП rБ − приведенное сопротивление базы к выходной цепи 1+ β r I Б rБ + I Э rЭ = I Э ( Б + rЭ ) 1+ β r R ВЫХ ЭП = R Э (rБ′ + rЭ ) rБ′ = Б << rЭ , rЭ << R Э ⇒ R ВЫХ ЭП ≈ rЭ 1+ β rБ′ = rЭ rБ′ RЭ R ВЫХ ЭП намного меньше, чем в схемах с общим эмиттером и общей базой. 50 K U ЭП = = U ВЫХ ЭП U ВХ ЭП = I Э (rЭ =0 U ВХ ЭП (1 + β)R Э R Н rБ + (1 + β)(rЭ + R Э R Н ) K I ЭП = + RЭ RН) = (1 + β)I Б R Э R Н U ВХ ЭП  U ВЫХ ЭП  (1 + β)R Э R Н = I Б = = = R ВХ ЭП  R ВХ ЭП  < 1 (0,8 ÷ 0,95) нет усиления по напряжению. IЭ = (1 + β) >> 1 IБ + EП Вывод: эмиттерный повторитель, в отличие от схем с общим коллектором и общей базой имеет большее входное сопротивление R ВХ ЭП , меньшее выходное сопротив- VT1 ление R ВЫХ ЭП , больший коэффициент усиления по току K I ЭП , но меньший коэффициент усиления по напряжению K U ЭП . Сигналы на входе и выходе находятся в фазе (в схеме с ОЭ – в противофазе). Для большого входного сопротивления R ВХ ЭП используют схему Дарлингтона (составной транзистор). β ∑ ≈ β1 ⋅ β 2 = β 2 (β1 = β 2 ), тта как β ↑⇒↑ R ВХ ЭП . Для задания усиления «класса А» ставится делитель напряжения, реализованный на R 1 и R 2 : + EП 5 RЭ U ВЫХ Составной транзистор 100 В этом случае R ВХ ЭП становится соразмерным со схемами ОЭ, ОБ. VT1 R2 U ВХ R ВХ ЭП = R 1 R 2 R ЭП ≈ R 1 R 2 ≈ 5 R1 Cр 15 VT 2 Cр RЭ RН Можно увеличить R ВХ ЭП : U1-2 = UBX – UOC = UBX – KЭП·UВЫХ, так как КЭП ≈ 1 => U1-2 = 0, так как UВХ = КЭП·UВЫХ => ток через R3 течь не будет, то есть для входного сигнала между точками 1 – 2 будет разрыв. + EП R1 Cр 1 R3 2 VT1 Cос U ВХ R2 Cр RЭ RН 51 Усилители мощности (УМ) Усилители мощности – это усилители, которые работают на низкоомную нагрузку. Требование - RH≈RВЫХ.УСИЛ ОЭ, ОБ - RВЫХ≈кОМ ОК- RВЫХ≈10÷100ОМ Необходимо согласование для этого используют понижающий трансформатор. U1 U2 RН R 'H = U1>U2 I1W2 Однотактный УМ +E К ТР 1 CР R1 RН n>1 RH R 'H n= VT 1 R’H - ? R2 RЭ -? RH – задано CЭ Расчет n и R’H выполняется графическим способом. Для VT дана: PKДОП, UKДОП, IKДОП IK IK ДОП P КД О П л и н и я с та ти ч е с ко й н а гр у з ки IK МАХ А IK A α U КА U КМ АХ α1 UК E K т . Х .Х . U К Д О П 1) Строим кривую предельной мощности P Ограничиваем UKДОП, IKДОП U K = K.ДОП IK UK ∞ IK 0 1 … IKДОП 52 2) Выбираем Е К ≤ U К.ДОП 2 Строим две нагрузочных прямых : линия статической нагрузки (ЛЧХ) 3) Нагрузочная прямая по постоянному току: из т. Х.Х. (ЕК) 1 tgα = r1- сопротивление первичной нагрузки r1 I К.ДОП 4) Определяем I K = . Получаем т. А – это пересечение ЛЧХ и IKA ⇒ UKA. 2 Через т. А проводим нагрузочную прямую по переменному току, так чтобы не попасть U PKДОП, UKДОП, IKДОП. Тогда R ' H = KM = tgα 1 I KM 5) Находим nопт – согласование RH, R’H Недостаток низкий КПД<20÷30% Двухтактный УМ ТР 1 U'ВХ U ВХ VT 1 + U''ВХ VT 2 U ВХ U 'В Х ТР 2 IK1 EK - RН ТР1- входной транзистор ТР2-выходной транзистор IK2 U '' В Х t При приходе положительной полуволны VT1 открывается и течет ток IK1, при приходе отрицательной полуволны открывается VT2 и течет IK2. В нагрузке протекает ток в каждый полупериод UВХ (Класс В). Высокий КПД ≈80% Недостаток: есть нелинейные искажения (Класс В) , наличие трансформаторов. IK 1 t IK 2 t IH t 53 Бестрансформаторные двухтактные УМ VT1 RH U ВХ VT2 U IЭ1 IЭ 2 + Еп + - Еп Два VT-комплиментарная пара (свойства одинаковы, проводимость разная). Высокий КПД. Недостаток: нужны два источника питания. ВХ t IK 1 Работа схемы: при приходе положительной полуволны открывается VT1, течет ток IЭ1 по цепи +ЕП→VT1→RH→-EП при приходе отрицательной полуволны открывается VT2, течет IЭ2 IH=IЭ1+IЭ2 t IK 2 t IH t Схема с одним источником питания + Еп При приходе положительной полуволны открывается VT1, течет ток IЭ1 по цепи +ЕП→VT1→СР→RH→-EП СР заряжается При приходе отрицательной полуволны открывается VT1 IЭ1 VT1 закрывается, а VT2 открывается. Теперь СР является ис+ точником питания и разряжается по цепи CР +СР→VT2→RH→-СР RН Плечи симметричны ⇒ IЭ1=IЭ2. В нагрузке получаем знаVT2 IЭ2 копеременный сигнал. С Р выбирают из условия обеспечения необходимой мощности в нагрузке. 1 τ = R H C P >> (СР =тысячи мкФ) ωH Класс В -нелинейные искажения высокие ⇒ нужно задавать класс А-В 54 IБ1 А-В I' БА В U'БА U Б2 U Б1 I'' БА U''БA IБ2 U’’БА=U’БА=UБА напряжение смещения I’БА – ток покоя Суммарная характеристика почти линейна → искажения минимальны. Двухтактный УМ на составных VT +Еп R1 VT1 VD1 VD2 R2 VT3 RЭ R0 RЭ CР R0 VT2 VT4 RН VT1÷VT4 –два плеча выходного каскада. VT1,VT3 –верхнее плечо VT2, VT4 – нижнее плечо Делитель напряжения: R1-VD1-VD2-R2 Задает Класс А-В – прямое падение на диодах VD1,VD2 обеспечивает небольшое UСМЕЩ для VT1,VT2 RЭ- обеспечивает минимальный тепловой ток покоя R0- обеспечивают высокую симметрию плеч (очень малы – Омы) ограничивают IВЫХ – защита от К.З. слабая 55 Усилители постоянного тока (УПТ) УПТ обеспечивает усиление медленно изменяющихся сигналов от датчиков частотой fГР ≤ 15Гц К f f ГР Связь между каскадами делают непосредственной, при этом возникает две проблемы: 1. На входе есть постоянная составляющая (трудно определить сигнал) 2. Дрейф: возникает при отсутствии входного сигнала, а на выходе есть сигнал (зависит от времени) R1 RК2 RК1 VT1 UKA1 UБA1 UВХ R2 RЭ1 IБ IБА UБ URЭ2 R3 UВЫХ VT2 RЭ2 R4 R1, R2 задают Класс А для первого каскада RЭ1- стабилизирует точку покоя первого каскада, уменьшает дрейф нуля Чем ↑RЭ1, тем ↓дрейф нуля ⇒ К↓ RЭ2 – стабилизирует точку покоя VT2, компенсирует постоянную составляющую UK VT1 UВХ=0 (т. А) UКА-URЭ2=UБА U RЭ2=IЭА2R Э2 IЭА=IКА+IБА U R Э 2 = RЭ 2 - компенсирует постоянную составляющую VT1 I ЭА 2 U БА R3, R4 (делитель) – компенсирует постоянную составляющую VT2. Делитель рассчитывают таким образом, чтобы UR4=UКА2, тогда UВЫХ=UК2-UR4 Недостаток: низкий коэффициент усиления, большой дрейф нуля. +Uвых насыщение четное число каскадов +Uвх - Uвх нечетное число каскадов - Uвых Амплитудная характеристика 56 Дифференциальный усилитель ЕП2- для смещения RK1=RK2 1) Если действует синфазный сигнал UВХ1=UВХ2 I I K1 = I K 2 = 0 2 UK1=UK2 ⇒ UВЫХ=0 Дифференциальный усилитель не усиливает синфазный сигнал + Е П1 - R K1 R K2 U ВЫ Х U ВХ1 I0 + Е П2 U ВХ2 2) Дифференциальный сигнал UВХ1≠UВХ2 UВХ1>UВХ2 IК1>IК2 UВЫХ.ДИФ=K(UВХ1-UВХ2) ∆U ВЫХ R K= = β К RH = ∞ ∆U ВХ R ВХ RВХ=rБ+rЭ(1+β) Если обеспечить: 1) Полную симметрию плеч RK1=RK2, VT1=VT2 в интегральном исполнении. 2) Стабильный источник тока, то получим минимальную погрешность. 57 Операционные усилители (ОУ) Идеальный ОУ: КU=∞ ( 10 4 ÷ 10 5 ), RВХ=∞ (МОм), RВЫХ=0 (единицы-десятки Ом). Для увеличения КU используют несколько каскадов. Для увеличения RВХ используют дифференциальный усилитель на составных полевых VT. Для уменьшения RВЫХ используют эммитерный повторитель, усилитель мощности. Структурная схема ОУ: U ВХ1 ДУ1 ДУ2 КС УМ U ВЫ Х U ВХ2 1. ДУ1, ДУ2 –обеспечивают высокий KU ДУ1 – обеспечивает увеличение RВХ и должен быть высокостабильным 2. КС- каскад согласования (согласует большой RВЫХ ДУ с малым RВХ УМ и убирает постоянную составляющую) 3. УМ – выходной каскад (понижает RВЫХ) Принципиальная схема ОУ:К140УД1 +Е П R1 U ВХ1 R5 R2 VT7 VT5 VT6 R4 VT4 R КОР VT9 R3 VT3 R БАЛ R6 VT1 VT2 U ВХ2 C КОР R7 VT8 R8 U ВЫХ R9 -Е П VT1, VT2- дифференциальный усилитель 1 VT5, VT6- дифференциальный усилитель 2 VT3, VT4- генератор стабильного тока Сигнал поступающий на вход ДУ1 усиливается и поступает на вход ДУ2, с выхода VT6 снимается полный дифференциальный сигнал (R5 нужно для получения падения напряжения). Два каскада (ДУ1, ДУ2) обеспечивают высокий коэффициент усиления. Каскад согласования (VT7, VT8) позволяет согласовать выходное сопротивление ДУ2 (R5) с RВХ VT9 (VT9 – эммитерный повторитель). Каскад согласования убирает постоянную составляющую на входе VT6, транзисторы VT7, VT8 работают как управляемые элементы входного делителя напряжения для VT9. 58 ка Сигнал с VT6 (переменная составляющая) усиливается в VT7, и подается на VT9, VT8 обеспечивает положительную обратную связь. Напряжение выхода меняется от +ЕП до -ЕП . ис ер U ВХ еа ль на я ре ха ал ра ьн кт ая ер ха ис ра ти кт ка +Е П ти U ВЫ Х ид U СМ Каждый ОУ имеет ошибку при UВХ=0 → UВЫХ≠0 (дрейф нуля) для этого необходимо подать на вход UСМЕЩ, такое чтобы UВЫХ=0, либо с помощью RБАЛ задать такой режим работы VT9, чтобы UВЫХ=0 -Е П Для обеспечения стабильности коэффициента усиления операционный усилитель охвачен отрицательной обратной связью. При обратных связях возможно самовозбуждение усилителя, для исключения этого вводят (СКОР, RКОР) при некоторой частоте эта RС цепь шунтирует на землю VT7. +ЕП +Е П 8 U ВХ1 U ВЫ Х U ВХ2 -Е П -Е П Генератор стабильного тока (зеркало тока) I0 IK RH VT3 U БЭ +ЕП RK VT4 VT1≡VT2 β1=β2 IБ1=IБ2 IК1=IК2 Ток в цепи нагрузки повторяет ток коллектора E IK = П = I0 RК 59 Схемы включения ОУ В зависимости от того, на какой вход подается входной сигнал, различают: 1. Инвертирующая схема включения I OC I1 R1 R OC 1 U ВХ U'ВХ I U ВЫ Х 2 R2 I1 = U ВХ − U ВХ ' R1 I OC = − U ВЫХ − U ВХ ' R ОС RВХ= ∞ => IВХ=0 (обрыв) => I1=IOC; U КУСЧ= ∞ = ВЫХ => UВХ’→0 U ВХ ' т.е. т.1 - виртуальная земля ϕ1-ϕ2=0 U ВХ U = − ВЫХ R1 R OC КU ИНВ ( СХЕМЫ ) =− R OC R1 R2-нужно для симметрии входов, уменьшения дрейфа нуля. На выходе сигнал инверсных входному. ООС вводится обязательно – для стабильности, т.к. KU, будет ”плавать”. R RВХ=R1 R ВЫХ = ВЫХ.ОС К UОО + 1 2. Неинвертирующая схема включения R2 U ВХ 1 2 R OC R1 U ВЫ Х RВХ= ∞ => IВХ=0 KУОУ= ∞ => ϕ1=ϕ2 U ВЫХ U2 = R1 R OC + R 1 U2=UВХ R НЕИНВ = ОС + 1 КU R1 Если R1=0 получим повторитель. R ВЫХ.ОС R2 –для баланса плеч. К ОУ + 1 3.Сумматор (сложение аналогового сигнала) RВХ=RВХ.ОУ R ВЫХ = UВХ1 R1 UВХ2 R2 UВХn Rn IOC ROC . . I UВЫХ I=I1+I2+I3+..+In=IOC U U ВХ1 U ВХ 2 U + + .. + ВХ n = − ВЫХ R1 R2 Rn R OC Если R1=R2=..=Rn=ROC тогда, UВЫХ=-(UВХ1+UВХ2+..+UВХn) 60 4. Интегрирующий усилитель IC UВХ C R1 I1 UВЫХ I1=IC (RВХ=∞, IВХ=0) U dU ВЫХ I1 = ВХ I C = −C R1 dt U ВХ dU ВЫХ = −C ⇒ R1 dt ⇒ U ВЫХ = − R2 1 U ВХ dt R 1C ∫ U ВХ t U ВЫ Х t Угол наклона определяется τ1=R1С и UВХ 5. Дифференцирующий усилитель I OC R OC C IC = C U ВХ IC dU ВХ dt U ВЫХ = −R OC C UВХ t UВЫХ A 2A t I OC = − dU ВХ dt U ВЫХ R OC 61 6. Логарифмирующий усилитель I1=IOC=IЭ (VТ включен как VD) Характеристика VT≈ВАХ VD U I1 = ВХ R1 IЭ R1 UВХ UВЫХ I1 R2 UЭ ϕт UЭ ϕт IЭ = IЭ0 (e −1) = I0 (e −1) ϕ t = 0.025 U ВЫХ > ϕ t ⇒ e U ВЫХ = −ϕ T ln U ВЫХ ϕt >> 1 IЭ U = −ϕ Т ln ВХ Если R1I0=1 => UВЫХ=-ϕT lnUВХ I0 I0R1 7. Антилогарифмирующий усилитель I Э = I Э0 e IЭ=IOC ROC I OC = UВХ UВЫХ U ВХ ϕT − U ВЫХ − U ВЫХ U => =I0 е ВЫХ R OC R ОС ϕT UВЫХ=-ROCI0 е U ВЫХ ϕT R2 Можно выполнять умножение (ОУ используют в АВМ) U ВХ1 ЛУ lnU ВХ1 lnU ВХ1 + lnU ВХ 2 U ВХ2 ЛУ АЛУ U ВХ1*U ВХ2 lnU ВХ2 U ВХ U ВХ1 Компаратор на ОУ UВХ1 UВХ2 t UВЫХ +E 1 Ucтабилит t Сравнивает два сигнала -E 1 без VD 62 Импульсная (цифровая) электроника Импульсными называют устройства, предназначенные для генерирования, формирования, преобразования неискаженной передачи импульсных сигналов (импульсов). Электрическим импульсом называют напряжение или ток, отличающиеся от нуля или постоянного значения только в течение короткого промежутка времени, который меньше или сравним с длительностью установления процессов в электрической системе, в которой они действуют. В случае следующих друг за другом импульсов обычно предполагается, что интервал между ними существенно превышает длительность процессов установления. В противном случае этот сигнал называют несинусоидальным напряжением или током. Фронт соответствует быстрому возрастанию сигнала; крыша (вершина) – медленному его изменению; срез – быстрому убыванию сигнала. Иногда фронт и срез называют передним фронтом и задним фронтом соответственно. t CРЕЗА = 0, Для идеального импульса  t ФРОНТА = 0 Реальный импульс отличается от идеального. Время tф (tср) определяется как разница между 0,1Um и 0,9Um. tи – длительность импульса (определяется по уровню 0,5Um). ∆U – скос импульса (изменение максимального значения). Um 0,9U m КРЫША Ф С Р Е З Р О Н Т ∆U 0,5U m t tИ 0,1U m tи tФ t СР Параметры последовательности импульсов При наличии периодической последовательности импульсов вводят параметры, характеризующие эту последовательность: Т – пеt риод повторения импульсов T = tИ + tП; частота 1 [Гц]; При одном и повторения импульсов f = tИ tП tИ Т том же периоде может быть разное соотношение T между tИ и tП. Для характеристики этого вводят T . понятие скважности Q = tИ при tИ = tП Q = 2 при tИ > tП 1 < Q < 2 В импульсных устройствах прямоугольный импульс передается от одного элемента схемы к другому через резистор и емкость. Очевидно, что RC-цепь искажает форму импульса. 63 Влияние RC – цепи на прямоугольный импульс Дифференцирующая RC - цепь 0 (t < 0), Пусть на вход цепи подана единичная ступенька напряжения   . Пере1 (t ≥ 0)  t ходная характеристика этой цепи равна h(t) = e τ , где τ = RC. Если подать на емкость С прямоугольный импульс, в первый момент времени t сопротивление X C = 0, следовательно, ток будет протекать через емкость С и сопротивление R. Емкость начнет заряжаться. Чем больше она заряжается, тем меньше ток I через сопротивление R. Чем больше емкость С, тем дольше она заряжается. C 1(t) 1 t τ1 τ2 1 Uвх R Uвых τ1 > τ 2 t Из приведенных иллюстраций видно, что плоская вершина входного импульса на выход точно не подается. При этом, чем больше постоянная времени τ, тем меньше спад вершины за определенный промежуток времени, то есть если τ1 < τ2 , тем круче будет график переходного процесса. U ВХ t U ВЫХ идеальный t U ВХ τ >> tИ U ВХ ∆U Емкость большая и не успеет ∆U зарядиться за tИ. Получаем передающую цепь. t t − (1 − е τ ) ∆U = U ВХm U ВХ τ << tИ tивых t Емкость маленькая и заряжается за время меньшее, чем tИ. Дифференцирующая RC-цепь. 64 tИ ВЫХ находится из условия заряда емкости: − U ВЫХ = U ВХ е t И ВЫХ τ − ; через t = t И ВЫХ U ВЫХ = 0,1U ВХ. ⇒ 0,1 = е t И ВЫХ τ ; ln 0,1 = − t И ВЫХ τ t И ВЫХ = τ ⋅ ln 0,1 = 2,3τ. { 2,3 Интегрирующая RC – цепь R 1(t) U ВХ 1 C U ВХ t U ВЫХ 1 τ << t И t τ1 > τ 2 τ2 τ1 Заряд С t t τ >> t И t В этом случае переходная характеристика h(t) является экспоненциально нарасt тающей функцией h(t) = 1 − e τ . При уменьшении постоянной времени длительность фронта импульса tФ уменьшается. Чем больше емкость С, тем дольше она заряжается. В случае τ << tИ емкость быстро заряжается и быстро разряжается – это передающая RC-цепь. В случае τ >> tИ получаем интегрирующую RC-цепь. t t − − t t U ВЫХ = U C = U ВХ МАХ (1 − е τ ) т.к. e τ ≈ 1 − ; то U ВЫХ = U ВХ МАХ – линейная функτ τ ция. 65 Электронный ключ на биполярном транзисторе Транзисторные ключи являются одним из наиболее распространенных элементов импульсных устройств. На их основе создаются триггеры, мультивибраторы, коммутаторы и другие. + ЕП Электронный ключ – это усилитель, работающий в режимах отсечки и насыщения. 1 RК 0 на входе − U Л ( логическая единица) 1 на входе − U Л ( логический ноль) 1 U ЛОГ. ПЕРЕПАДА = U Л − U Л RБ Режим насыщения (VT – в точке): + ЕП U ВХ I K НАСЫЩ. = β ⋅ I Б НАСЫЩ. I K НАСЫЩ. I Б НАСЫЩ. = β = Е П − U К НАСЫЩ. β⋅RК ≈ U СМ + ЕП β⋅RК Для обеспечения режима насыщения необходимо выполнение условия I Б > I Б НАСЫЩ. . Для количественной оценки глубины насыщения вводят параметр коIБ >> 1 , который показывает, во сколько раз ток, протеI Б НАСЫЩ. кающий в цепи базы, больше базового тока, при котором транзистор входит в насыщение. Мощность определяется как PНАС. = I K НАС. U K НАС. ≠ 0 . эффициент насыщения: S = Режим отсечки (VT закрыт – в обрыве: + ЕП В режиме отсечки оба перехода биполярного транзистора смещены в обратном направлении. Для того, UБ < 0 включают чтобы U СМЕЩ. через R Б , так чтобы U СМЕЩ. RБ IK EK RK IК НАС насыщение IК НАС > IК0 . U1Л = U K ОТС. = Е П − I K 0 R K ≈ E П Мощность определяется как PОТС. = I K 0 E П ≈ 0 . отсечка U K НАС = U I Б = − I К0 UK Л EK U K ОТС = U 1 Л I K 0 ⋅ R K 66 Переходные процессы в ключе I Б1 > I Б НАС. ; I Б2 = I Б0 −t I K = βI Б (1 − е τ ); при t → ∞ I K = βI Б1 ( установившееся значение) При t = t Ф I K = I K НАС. = I K НАС. = βI Б1 (1 − е I Б1 (1 − е −tФ τβ t Ф = τβ ln −tФ τβ ЕП RK ) = β I Б НАС. ) = I Б НАС. ⇒ е −tФ τβ = I Б1 − I Б НАС. I Б1 I Б1 (время перехода из отсечки в насыщение). I Б1 − I Б НАС. Вывод : t Ф тем меньше, чем больше I Б1. IБ I Б1 I Б2 I Б2 Q Q ГР Q ИЗБ Q ГР = τ β I Б НАС τ β I Б1 τ β I Б2 IК τР I К НАС t Ф β ⋅ I Б1 t Р t СР Открытие VT: 1. формирование положительного фронта (открытие заканчивается в момент выхода в насыщение); 2. накопление зарядов в базе. Избыточные заряды не корректируются коллектором. QГР. – количество зарядов, которые принимает коллектор. QИЗБ. – количество зарядов, которые накапливаются в базе и не принимаются коллектором. Закрытие VT: 1. стадия рассасывания избыточных носителей зарядов; 2. формирование среза. 67 Время рассасывания избыточных носителей заряда tР: −t τ −t τ Q = Q НАЧ ⋅ е − Q КОН. (1 − е ); Q НАЧ = I Б1 ⋅ τβ ; Q КОН = I Б2 ⋅ τβ ; при Q ГР. , I Б = I Б НАС. Q = Q ГР. = I Б НАС. ⋅ τβ ; I Б НАС. ⋅ τβ = I Б1 ⋅ τβ ⋅ е I Б НАС. = I Б1 ⋅ е −t Р τβ − I Б2 (1 − е −t Р τβ −t Р τβ ) ⇒ t Р = τβ ln − I Б2 ⋅ τβ (1 − е −tР τβ ); I Б1 + I Б2 ; I Б НАС. + I Б2 Вывод : t Р тем больше, чем больше I Б1. Время среза импульса tСР: I Б НАС.е −tР τβ − I Б2 (1 − е −tР τβ ) = 0 ⇒ t СР = τ β ln I Б НАС. + I Б2 I Б2 ≈ 2,3 ⋅ R K ⋅ C * K , где С * К − барьерная ёмкость коллектора, 2,3 берётся от уровня 0,1 (ln 0,1 = 2,3) При расчетах принимают tФ = t РАС + t СР., уменьшая tФ – увеличиваем t РАС. Методы повышения быстродействия 1. Метод ускоряющей ёмкости + ЕП СУ U ВХ tU RК RБ t IБ U ВХ I Б НАС t В первый момент U C = 0 , всё входное напряжение UВХ приложено к базе VT. I Б t =0 = U ВХ >> I Б НАС R ВХ VT Ёмкость заряжается очень быстро, так как U ВХ ; К концу импульса I Б t = t = U R Б + R ВХ τ = R ВХ C y t Ф → 0. VT VT с помощью RБ подбирают ток так, чтобы I Б = I Б НАС , тогда t РАС. →0. 68 При отсечке VT СУ может не успеть разрядиться до конца, следовательно, частотные свойства такого ключа ухудшаются. Частота входных импульсов должна быть небольшой, чтобы СУ успела разрядиться. 2. Метод обратной нелинейной связи (метод ненасыщенного ключа) При подаче на вход импульса (t = 0) I Б = U ВХ >> I Б НАС . Диод VD будет закрыт R ВХ VT большим напряжением на коллекторе. Пока VT находится в отсечке и активном режиме – VD закрыт. При переходе VT в насыщении UК становится меньше UБ , следовательно VD закрывается и ток IБ уменьшается до IБ НАС. Напряжение открытия UОТКРЫТИЯ диода Шоттки примерно равно 0,25 В, UБ = 0,7 В, UК = 0,5 В. Такие ключи называются ключами Шоттки (транзистор работает на границе насыщения). + ЕП IK VD R К U ВХ 0,5 10 U K 69 Ключи на полевых транзисторах Ключи на полевых транзисторах используются для коммутации как аналоговых, так и цифровых сигналов, причем коммутаторы аналоговых сигналов выполняют на полевых транзисторах с управляющим p - n переходом или МОП - транзистор – транзисторах с индуцированным каналом. В цифровых схемах применяются только МОП - транзистор – транзисторы с индуцирован+ ЕП ным каналом. RC Для ключей на полевых транзисторах характерно: 1. малое остаточное напряжение на ключе, находящемся в проводящем состоянии; С 2. высокое сопротивление в непроводящем состоянии, как следствие, малый ток, протекающий через транзистор, U ВЫХ И канал которого перекрыт; 3. малая мощность, потребляемая от источника управляю- U ВХ щего напряжения; 4. хорошая электрическая развязка между цепью управления и цепью коммутируемого сигнала, что позволяет обойтись без трансформатора в цепи управления; IC 5. возможность коммутации электрических сигналов очень малого уровня (порядка мкВ). Различают два режима: режим отсечки и режим насыщения. Режим отсечки: U З = U ВХ = 0 : I C = 0, U C = E П ; UЗ Режим насыщения: E U З0 − возбуждение канала U З = U ВХ > U З0 : I C = П , U C ≈ 0 RC В интегральной логике сопротивление Rс занимает большую площадь, поэтому используют динамическую нагрузку. В схеме, показанной на рисунке ниже, полевой транзистор VT2 играет роль сопротивления. По быстродействию ключи на полевых транзисторах обычно уступают ключам на биполярных транзисторах. Кроме того, у них наблюдается проникновение в коммутируемую цепь дополнительных импульсов, параметры которых + ЕП зависят от управляющего сигнала. Причиной их появления является наличие паразитных емкостей (СЗИ и СЗС), которые VT2 имеются на затворе, подложке, истоке, стоке (Считают, что эта емкость СZ подключена к выходу ключа). Тогда время фронта t Ф будет определяться как время С заряда емкости через VT2. Так как ВАХ VT2 является нелиVT1 C Z нейной, то расчет делается приближенно. Характеристика заИ I СН E U ВХ меняется линейной (определяется и R СР = П ). I СН 2 2 t Ф = 2,3R СР ⋅ С Z Время среза будет определяться как время разряда емкости на VT1. рассмотрим два отрезка: C ⋅E 1. в первый момент U C Z = E П ⇒ течёт ток I C ОТКР . : t ′C = Z П I C ОТКР. 70 2. затем I C уменьшается и считают, что происходит разряд на R ′CP = EП I C ОТКР. : ′ = 2,3R ′CP ⋅ C Z . Среднее время среза будет определяться как t ′CP t ′ + t ′′ C ⋅E 2,3 E П ⋅ C Z 1 1,65C Z ⋅ E П tC = C C = ( Z П + )⋅ = 2 I C ОТКР. I C ОТКР. 2 I C ОТКР. IС VT1 I C ОТКР насыщение I С НАС I C НАС R ′СР VT2 2 U З > U З0 R СР отсечка U ОСТ ≈ 0 , 05 ÷ 0 ,1В ЕП UЗ = 0 UС Комплиментарный ключ + ЕП VT2 U ВЫХ С VT1 И В комплиментарном ключе пара транзисторов VT1 и VT2 образуют комплиментарную пару (транзисторы с каналами разного типа, но идентичные по параметрам). При UВХ = 0 VT1 – открыт, а VT2 – закрыт, UВЫХ = ЕП. При UВХ ≥ UЗ0 VT2 – открыт, а VT1 – закрыт, UВЫХ = 0. В статическом режиме тое через ключ не протекает. Ток течет только при переключениях, следовательно, потребляемая мощность является минимальной. Такие ключи являются основными элементами БИС, СБИС (КМОП - логики). 71 Логические элементы в цифровых устройствах Транзисторный ключ выполняет операцию логического НЕ. (на входе “1”, а на выходе ”0”) & Логическое умножение “И” Логическое сложение “ИЛИ” A 1 1 1 И A*B 3 1 B 2 1 1 A*B 4 1 1 1 ИЛИ A+B 5 1 1 1 1 A+B 6 1 A 7 1 1 B 8 1 1 Прямая логика Y=A*B Y=A*B & A*B 10 1 1 1 A+B 11 1 1 1 A+B 12 1 Обратная логика. Y=A+B & A*B 9 1 Y=A+B 1 & 1 1 A*B A+B Теоремы Моргана A*B=A+B A+B=A*B A*B=A+B A+B=A*B Выполняют преобразование из одного базиса в другой Можно реализовать любую функцию, только имея “ИЛИ-НЕ” и ”И-НЕ”. Интегральная транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ). Реализация “И-НЕ” +Eп Rк Rб i1 A B VT 2 i2 U вы х VT 1 VT1- многоэмиттерный транзистор (существует только в интегральном исполнении). Если на оба входа VT1 подать ”+” (логическая “1”), то коллектор VT1 смещается в прямом направлении, а эмиттер в обратном. Протекает ток i1, на базу VT2 поступает положительный потенциал ⇒ VT2 открывается, а на выходе 0. Если хотя бы один вход заземлить (логический “0”), то эммитер- 72 ный переход VT1 смещается в прямом направлении. VT1 открывается и ток i2 течет из базы VT2, закрывая его. На выходе VT2 появляется высокий потенциал (логическая “1”). Работа схемы соответствует функции “И-НЕ”. Реализация “ИЛИ-НЕ” +Eп R1 A B R2 VT 01 R4 R3 VT1 V T 02 U вы х VT2 VT3 Транзисторы VT1 и VT2 включены параллельно. Если A=B=0 (заземлены), то VT01 и VT02 открыты, а VT1 и VT2 закрыты ⇒ на базе VT3 отрицательный потенциал, VT3 тоже закрыт ⇒ на выходе логическая 1. Если на любой из входов подать “+” (логическая единица), то соответствующий VT (VT01 или VT02) открывается, тогда открывается VT1 или VT2 и на базу VT3 поступает положительный потенциал ⇒ VT3 открывается и на выходе 0. Схема выполняет функцию ”ИЛИ-НЕ” 73 Триггеры Триггер – одно из наиболее распространенных импульсных устройств, относящийся к базовым элементам цифровой техники. Триггером называют устройство, обладающие двумя состояниями устойчивого равновесия и способное скачком переходить из одного состояния в другое под воздействием внешнего управляющего сигнала. Сигнал управления подается по определенному алгоритму, который определяет работу триггера. Типы триггеров RS, D, T, JK. Классификация: 1) По алгоритму функционирования - RS, D, T, JK. 2) По способу синхронизации а) Асинхронные б) Синхронизируемые C По уровню: синхронизируемые ”1” синхронизируемые ”0” По фронту: C синхронизируемые положительным фронтом C синхронизируемые отрицательным фронтом C Асинхронный RS триггер Являются основным элементом триггеров всех типов, т. к. выполняют функцию бистабильной ячейки. Реализуется на двух элементах “ИЛИ-НЕ”. R 1 Q R T S S 1 Q Q Q Допустим, что на входах R и S сигналы равны ”0” (R=0, S=0), а на прямом выходе Q сигнал равен “1” (Q=1).Тогда на инверсном выходе Q сигнал равен “0”так как на одном из входов (соединенном с Q) сигнал равен “1”. Очевидно, при R=0, S=0 возможно и второе устойчивое состояние, при котором Q=0, Q =1. Нетрудно видеть, что при S=1, R=0 триггер оказывается в первом устойчивом состоянии (Q=1, Q =0), а при S=0, R=1 – во втором устойчивом состоянии (Q=0, Q =1). Комбинация S=1, R=1 ( × ) запрещенное состояние, выходному сигналу верить нельзя. Рассмотренный триггер называется RS –триггером. Вход S называется устойчивым (от англ. set- устанавливать), а вход R–входом сброса (от англ. reset–вновь устанавливать). При S=1 триггер устанавливается в состояние ”1” (Q=1, Q =0), при R=1 – сбрасывается в состояние ”0” ( Q=0, Q =1). 74 S 1 1 1 1 S R Q Q R 1 1 1 1 Qn Qn+1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 1 0 * 1 * хранение информации установка 0 установка1 запрещенный режим Аналогично работает RS- триггер на элементах И-НЕ с той разницей, что он должен иметь инверсные входы, т. е. В состояние “1” при S=0 и сбрасывается в состояние ”0” при R=0. Запрещенная комбинация входных сигналов для этой схемы - ”0”, “0”. S & Q & R S T R Q S Q Q S 1 1 1 1 R Q Q R 1 1 1 1 Qn Qn+1 0 * 1 * 0 1 1 1 0 0 1 0 0 0 1 1 запрещенный режим установка1 установка 0 хранение информации Рассмотренный RS- триггер относится к асинхронным, так как переход из одного состояния в другое происходит в темпе поступления сигналов на информационные (R,S) входы и не связан с тактовыми сигналами. RS – триггер, синхронизируемый по уровню S & S & Q C R S T C & R & Q R Q Q 75 В синхронных триггерах помимо информационных имеется вход тактовых (синхронизирующих) сигналов и переключения триггера происходит только при наличии тактового сигнала. Отличие от асинхронного триггера наличие двух дополнительных элементов И-НЕ, благодаря которым управляющие сигналы проходят на входы R и S только при воздействии на синхронизирующий вход сигнала “1” (C=1). C C S 0 0 1 1 1 1 1 S R Q Q R 1 1 1 1 Qn+1 хранение n Q информации Qn 1 * установка 0 установка1 запрещенный режим RS – триггер на ИЛИ-НЕ S 1 1 Q R T С R C S R Q Q Q C 1 1 Q S C S 0 0 1 1 1 0 1 1 R Qn+1 * 1 1 Qn 1 1 Qn 1 Q 76 RS – триггер синхронизируемый по фронту. Q R T C Таблица состояний аналогична таблице RS-триггера, синхронизированного по уровню. Реализуется при помощи схемы MS (Master-Slave – начальникподчиненный): 1. С инвертором 2. С запрещающими связями Q S Содержит два синхронизируемых по уровню RS триггера, один из которых управляется импульсом синхронизации, а второй – паузой. MS-схема с инвертором S M C S C R R T Q1 Q1 S Q T S C Q R R TT Q C S Q C C C М- триггер запускается под действием С и управляется S и R, а S-триггер подтверждает состояние M-триггера с приходом импульса С, т.е. происходит перезапись информации из М-триггера в S-триггер по заднему фронту синхронизации. S R Q1 Q S C R M S & & DD 1 DD 3 & & DD 2 DD 4 & DD 9 Q1 Q1 & & DD 5 DD 7 & & DD 6 DD 8 Q Q 77 В реальных схемах исключают инвертор. Инверсию схемы можно взять на схемах DD1 и DD2 тогда такой триггер будет с запрещающими связями. S C R Q1 & & DD 1 DD 3 & & DD 2 DD 4 Q1 & & DD 5 DD 7 & & DD 6 DD 8 Q Q Если сигнал S заканчивается раньше, чем С , то (т.е. на входе S DD1 или R DD2 формируется 0), Тогда на выходах DD1(DD2) формируется 1, которая отпирает схемы DD5, DD6, обеспечивая переброс DD7, DD8. D – триггер Для приема информации по одному входу используется D-триггер. T Асинхронный D-триггер не используют, а используют синхронизируемый по уровню или по фронту. D-триггер на И-НЕ –упрощают, в качестве инвертора используется DD1. Q D Q D & & DD 1 DD 3 & & DD 2 DD 4 Q D T Q C Q С Q D-триггер переходит в состояние “1” (Q=1), если в момент синхронизирующего сигнала (С=1) на его информационном входе сигнал ”1” (D=1). В этом состоянии триггер остается и после окончания сигнала на входе D до прихода очередного синхронизирующего сигнала, возвращающего триггер в состояние “0”. Таким образом, D-триггер “задерживает” поступившую на его вход информацию на время, равное периоду синхронизирующих сигналов. D-триггер можно получить из RS-триггера. D C S T Q C R Q C D Qn+1 1 1 1 1 n C Q D 1 Q Недостаток: Если на вход D пройдет помеха, то она появится и на выходе. 78 D-триггер синхронизируемый по фронту на MS-схеме D C & & DD 1 DD 3 & & DD 2 DD 4 Q1 Q1 & & DD 5 DD 7 & & DD 6 DD 8 Q Q & DD 9 М-триггер реализован по схеме D-триггера с синхронизацией по уровню. S триггер - обычная схема с инвертором (DD9), либо по схеме с запрещающими связями. Перезапись информации из D->S происходит по заднему фронту импульса синхронизации. D-триггер синхронизированный по фронту и по уровню называют триггером задержки – запись происходит по импульсу синхронизации, т.е. это либо регистр памяти, либо регистр сдвига. D TT Q С Q C D Q1 Q Т-триггер В режиме двоичного счета при наличии импульса управления меняет свое состояние на обратное. Может быть реализован на любом другом триггере с использованием внутренних обратных связей. Т 1 1 Qn 1 1 Qn+1 1 1 T S TT C R 79 Т-триггер на RS по MS-схеме T & & DD 1 DD 3 & & DD 2 DD 4 Q1 & & DD 5 DD 7 & & DD 6 DD 8 Q1 Q Q & DD 9 Вместо инвертора используют запрещающие связи. T T Q1 Q Т-триггер делит входную частоту пополам. JK-триггер J TT J K Qn+1 С 1 1 1 1 K Qn 1 Qn Вход J выполняет установку 1, а вход К установку 0. Если J*K≠1, то JK-триггер аналогичен RS-триггеру, где R≡S, а K≡R. Если J*K=1, то JK-триггер работает, как Т-триггер. JK-триггер на MS-схеме & J C K S TT СC & RS Q Q 80 S & & C DD 1 DD 3 K & & DD 2 DD 4 J Q1 Q1 & & DD 5 DD 7 & & DD 6 DD 8 TT Q S & J Q C & K R R Q R S и R - установка начального состояния триггера. JK-триггер является универсальным на нем можно реализовать любую функцию. S R Из JK→ RS Из JK → T J TT J TT C T K "1" Из JK→ D D C J TT C K K Из D → T D TT C Словарь переходов F ∆ 1 ∇ RS S R 0 * 1 0 * 0 0 1 JK J K 0 * 1 * * 0 * 1 D 1 1 Q T 1 1 81 Счетчики Счетчик – устройство, выполняющие функцию преобразования числа импульсов в код. Основные характеристики: Модуль счета – максимальное число импульсов, которое может быть сосчитано счетчиком (КС). При достижении КС счетчик приходит в исходное состояние. m – число разрядов. Для двоичного счетчика: 2m ≥ KC Счетчики делятся: • Суммирующие - последующее состояние на 1 больше предыдущего • Вычитающие - последующие состояние на 1 меньше предыдущего • Реверсивные – и суммируют, и вычитают По типу связи: • Последовательные • Параллельные Счетчики последовательного типа Каждый последующий разряд запускается от предыдущего. Суммирующий Q0 C R Q1 Q2 T T T T T T R R R C Q1 Q2 Q3 Q0 1 1 1 1 Q1 1 1 1 1 Q2 1 1 1 1 1 2 3 4 5 6 7 Задержка: 3∆t ∆t – задержка одного триггера. На выходе накапливается задержка равная ∆t умноженная на количество триггеров счетчиков. 82 Вычитающий Q1 Q0 C Q2 T T T T T T S S S S C Q1 Q2 Q3 Q2 1 1 1 1 1 Q1 1 1 1 1 1 Q0 1 1 1 1 1 1 2 3 4 5 6 7 Реверсивный счетчик последовательного типа Q0 +1 S R Q1 Q2 & 1 S TT T R & 1 & S TT T R & 1 & S TT T R & -1 В режиме суммирования импульсы счета поступают на вход “+1” и запускают первый триггер. С прямых выходов триггеров через верхние схемы “&” импульсы поступают на входы следующих триггеров. При вычитании работают нижние схемы “&”. +1 CT Q0 -1 Q1 -1 Q2 R >8 S <0 >8 <0 83 Счетчики параллельного типа Суммирующий Q0 C T TT Q1 & T Q2 & TT T TT & TC Каждый последующий запускается от сигналов управления через схемы “И” со всех предыдущих. Обладает суммарной задержкой на установку, равной задержке одного. Недостаток – с ростом разрядов увеличивается число соединений. C Q0 Q1 Q2 Распределитель импульсов Q0 D T C S D T C R Q1 D T C R Q2 D T C R Q3 Q4 D T C R SR C Установка в начальное состояние: первый D-триггер – в «1», остальные – в «0». При подаQ1 че синхроимпульсов «1» будет последовательно перезаписываться Q2 по кругу. Q3 Основное назначение: выделяет цепи, разнесенные в проQ4 странстве и времени, и тактируемые импульсы синхронизации.(опрос датчиков объектов). Количество триггеров равно количеству каналов. Q0 84 Регистры Регистр – это устройство, которое служит для хранения и обработки цифровой (двоичной и недвоичной) информации. В зависимости от структуры различают параллельные (регистры памяти), последовательные (регистры сдвига) и смешанные (универсальные) регистры. Параллельные регистры отличаются высоким быстродействием (один такт для записи и один такт для считывания), однако требуется множество n – входов и n – выходов (недостаток). Выходы Q0 A0 Q 1 A1 Q Q 2 A2 ... n-1 An-1 C Синхрон. D0 D1 D2 Dn -1 Входы Параллельный регистр Последовательный регистр. В отличие от параллельного регистра в последовательном, всего один вход для записи и один выход для считывания, однако последовательный регистр имеет низкое быстродействие – для заполнения и вывода информации требуется n-тактов. Q0 DSR Qn - 1 Сдвиг вправо или влево A0 A1 A2 An-1 DSL C Синхрон. Последовательный регистр Смешанные регистры. Параллельно – последовательный регистр преобразует параллельный код в последовательный. Запись происходит в последовательном коде, а чтение в параллельном. 85 Q A0 A1 A2 n-1 An-1 C Синхрон. D0 D1 D2 Dn -1 Параллельно-последовательный регистр Последовательно – параллельный регистр преобразует последовательный код в параллельный. Q0 DSR A0 Q1 A1 Q2 A2 Q ... A n-1 n-1 C Синхрон. Последовательно-параллельный регистр Универсальный регистр преобразует параллельный код в последовательный и наоборот. Такой регистр работает в режиме параллельного считывания и записи информации, сдвига вправо и сдвига влево. Q0 DSR A0 Q 1 A1 Q Q 2 A2 ... A n-1 n-1 DSL C Синхрон. D0 D1 D2 Универсальный регистр Dn -1 86 Параллельные регистры Параллельные регистры реализуются на D-триггерах (RS-триггер по схеме Dтриггера). Информация на входе непрерывно соответствует информации на выходе. D2 D TT D 0 RG Q2 C D1 R D1 D D2 TT Q1 C D3 D C Q1 Q2 C R D0 Q0 E TT Q0 Q3 R R C R Обычно регистры имеют два режима работы: запись и сохранение информации. & 1 D2 & & D TT C R D TT C D1 & & D0 & PE C R Q2 Q1 R D TT C R Q0 87 Последовательные регистры Сдвиг вправо DSR D С Q0 Q1 TT D TT Q2 TT D C C C R R R R DSR RG Q0 С Q1 DSR C Q2 Q0 Q3 Q1 R Q2 Сдвиг влево D С TT Q1 Q0 D TT Q2 D C C C R R R DSL TT R DSL RG С DSL Q1 C 1 2 Q0 Q2 Q3 R 88 Универсальный регистр 1. режим сохранения информации; 2. режим сдвига вправо (влево); 3. режим параллельной записи. S0 S1 Режим Элемент 1 Сохранение Сдвиг вправо & 1 & 2 1 Сдвиг влево & 3 1 1 Параллельная запись & 4 Выбор режима осуществляется кодом сигналов в S0 S1. регистр реализован на RS – триггерах, включенных по схеме D – триггера. Микросхемы выбора режима работы: 1. режим сохранения; 2. режим сдвига влево; 3. режим параллельной записи; 4. режим сдвига вправо. DSL RG D0 D1 D2 D3 DSR C S0 S1 R EO Q3 Q2 Q1 Q0 89 S0 S 1 S 0 S1 & 1 DSL & 2 D2 & 3 S 1 R R S 1 & 4 R S 1 & 3 DSR & 4 TT Q C & 2 D0 1 R & 3 & 1 Q TT C & 2 D1 2 C & 4 & 1 Q TT R R S0 C S1 R EO 90 Цифровые устройства комбинационного типа В цифровых устройствах комбинационного типа сигнал на выходе определяется только сигналами на входе и функцией, реализованной на данном устройстве. Память у таких устройств отсутствует, то есть предыдущее значение не влияет на последующее. Мультиплексор Мультиплексоры выполняют коммутацию сигналов (электрических цепей). В этих устройствах осуществляется управление кодом. Каждый из входов DI (Data Input) подключается к выходу. Выбор входа осуществляется комбинацией S0S1. Современные мультиплексоры различают до 32 х каналов и могут коммутировать не только одну цепь, но и слово (А и В). Вход DE (Data Enable – разрешение данных) позволяет отключать входы (бывает нужно, когда требуется отключить мультиплексор от общей шины данных) Вход EA/B – позволяет выбирать нужное слово – А или В. D0 D1 & & 1 D2 Y & Y D3 & S0 S1 DE DI 1 2 3 S0 MS A Y Y 1 2 3 1 2 B 3 DE 1 2 EO 3 S1 MS EA/B 91 Демультиплексор Выполняет коммутацию одного входа DI на несколько выходов. Управление выполняется комбинацией сигналов S0 и S1. S0 S0 S1 S1 & Y & Y1 & Y2 & Y3 S0 S1 DI DI DMS DO Y0 S0 Y0 S1 Y0 Y0 Мультиплексор – Демультиплексор DMS S0 S1 S2 EI DI/O 1 2 3 4 5 6 7 Работает как MS DO/I Работает как DMS 92 Комбинатор (Шифратор) Комбинатор – устройство, преобразующее число в код. 0 1 2 3 4 5 6 7 1 1 1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 1 4 Декомбинатор (Дешифратор) 1 & 1 2 3 4 . . . 16 1 DC & 2 2 4 & 3 8 & 4 Преобразователь кода a 1 X/Y 2 4 8 a b c d e f g g b c f d e CD 1 2 4 93 Сумматор Сумматор - АЛУ, выполняющее функцию арифметического сложения. Простейший сумматор (полусумматор) выполняет сложение по модулю 2. Полусумматор формирует сумму двух чисел (А и В) и единицу переноса, которая подается в более старший разряд Сi. Следовательно, полный сумматор содержит вход для получения единицы переноса с младшего разряда, то есть происходит суммирование А и В с учетом Сi . Полный реализуется на двух сумматорах. А 1 1 Сложение по модулю 2 A m2 S = AB + AB B S B 1 1 S 1 1 Ci = A ⋅ B Полусумматор A Ci 1 & & S SM & A B S C B & & C i+1 i+1 Полный сумматор A B SM SM A S B Cn+1 S' A S B Ci+1 Ci Ci SM A C i B S S C n+1 S'C 1 C i+1 1 A 1 1 1 1 B 1 1 1 1 Si 1 1 1 1 C i+1 1 1 1 1 94 Параллельный сумматор B3 A3 C4 B2 A2 C3 SM S3 SM A0 A1 A2 S0 S1 A3 S2 B0 S3 B1 C i+ 1 SM B1 A1 C2 SM S2 B0 A0 C1 S1 SM C0 S0 Параллельный сумматор обладает высоким быстродействием. Тактовые импульсы отсутствуют. При подаче данных на вход, на выходе с небольшой задержкой возникает сумма. При суммировании большого количества разрядов целесообразно использовать последовательный сумматор. B2 B3 Сi Последовательный сумматор В таком устройстве происходит поразрядное суммирование от младшего к старшему разряду по переднему фронту синхроимпульса С. Ввод чисел А и В осуществляется в приёмные регистры сдвига (А, В) либо последовательно, либо параллельно. Для каждого разряда сумма двух чисел записывается в регистр суммы, а единица переноса – в D – триггер, единица поступает на вход С i ⇒ при суммировании каждого последующего разряда двух чисел происходит суммирование чисел А и В и единицы переноса от суммирования предыдущих разрядов. Для выполнения полного суммирования требуется m – тактовых импульсов синхронизации (m – число разрядов). Достоинство последовательного сумматора заключается в том, что его просто реализовать, он имеет мало входов, однако его быстродействие низко по сравнению с параллельным. A A Регистр А S A SM S S B B Регистр В Ci C i+1 Регистр S D T Q C C B 95 Цифровой компаратор Сравнивает два числа (А и В) представленных в двоичном коде. Функциональная схема сравнения одного разряда: А0 = = А1 А2 А>B А3 В0 В1 В2 В3 А 0110 & & A=B А>B 0010 A=B 1 1100 AB A=B AB & DD2 Аn-1 A 1 A>B DD7 A DD5 1 A>B A>B A=B DD4 & A 1 Возбуждение генратора XK = 1 100 Генераторы синусоидальных (гармонических) колебаний Для того, чтобы на выходе был сигнал определённой частоты ƒ0 , нужно сделать П.О.С. частотно – зависимой (избирательные RC – LС – цепи). LC – высококачественные (ƒ0 >100 кГц), RC – низкокачественные (до единиц Гц). LC – генераторы Все LC – генераторы реализуются на резонансных усилителях, в которых выполняются условия баланса фаз и баланса амплитуд. В качестве избирательной цепи используется параллельный LC – контур. Избирательный усилитель (LК CК - контур) пропускает только частоту f0 = 1 2π L K C K К К Усилитель поворачивает фазу на 180° ϕ y = 180° . Обмотки X L OC и L K включены встречно, следовательно, ϕ x = 180° , Σ =360°, то есть баланс фаз выполняется. X f0 f определяется коэффициентом трансформации. KX > 1 только на частоте ƒ0. СБЛОК – шунтирует сопротивление R2 по переменному току. Недостатком такого генератора является то, что его структура содержит две обмотки. + EП LOC R1 LK CК VT1 R2 CБ RЭ CЭ 101 Трехточечные генераторы синусоидальных сигналов LC – типа LC – генераторы используются на высоких частотах, при понижение частоты габариты таких генераторов увеличиваются. Поэтому на низких частотах удобно использовать RC – генераторы. Ин д уктивная трёхточка CБ + +В - L1 L2 R1 U + EП А в противофазе с U L 2 L 1 − входная цепь + - L 2 − выходная цепь С VT1 L 1 находится ϕ У = 180° + ϕ X = 180° ⇒ ∑ = 360° f0 = R2 CЭ RЭ 1 2π (L1 + L 2 )C K X= L1 L2 С CК + А VT1 L2 + + L1 - В Ёмкостная трёхточка Cэ C2 C1 - C1 R2 СР + LК VT1 Rэ VT1 - R1 LK RК + + EП + C2 1 f0 = 2 π LK C1C 2 C1 + C 2 X= C2 C1 102 RC – генераторы Одна RC - цепь сдвигает фазу π ϕ RC < (≈ 60°) , следовательно, для 2 сдвига на 180° нужно 3 RC – цепи. ϕ y = 180°; ϕ X ≥ 180° . Сдвиг фазы + EП Rk VT1 R R Rэ R C2 C1 ϕ X ≥ 180° будет только на одной частоте: C3 f0 = Cэ 6 1 ;X= ⇒ K У > 29 2πRC 29 В качестве усилителя можно использовать операционный усилитель и RC – цепь другого типа. Инвертирующий операционный усилитель поворачивает фазу сигнала ϕ y = 180°; ϕ X ≥ 180° 1 1 ; X= ⇒ K У ≥ 29 29 2π 6RC f0 = C C R R1 C R R R OC U ВЫХ R2 Мост Вина C1 R2 R1 = R 2 = R R2 U ВХ ϕ X C2 X= U ВЫХ f0 = 1 3 π 2 − π 2 f0 На частоте f 0 ϕ X = 0 C1 = C 2 = C f 1 2πRC 103 Для баланса фаз нужен или двухкаскадный усилитель, или неинвертирующий ОУ (φy = 0º) Генератор на ОУ с мостом Вина R OC R3 U ВЫХ R1 R2 C1 C2 Генератор работает только на частоте ƒ0, если ƒ ≠ ƒ0, то фаза изменяется 1 1 f0 = ; X= 3 2π R 1C1R 2 C 2 104 Мультивибраторы Генераторы импульсов, состоящие из широкополосных электронных усилителей, охваченных положительной обратной связью, глубина которой остается почти постоянной в широкой полосе частот, и имеющие в петле обратной связи элементы, накапливающие энергию, называются мультивибраторами. Мультивибраторы подразделяются на автоколебательные (не имеющие ни одного устойчивого состояния) и ждущие (с одним устойчивым состоянием). Мультивибратор на дискретных элементах Схема, представленная на рисунке, состоит из двух транзисторных ключей, включенных со 100% положительной связью. Следовательно, состояния являются неустойчивыми, а кроме того в схеме будут происходить лавинные процессы (то есть VT1 находится в режиме отсечки, а VT2 – в режиме насыщения, потом наоборот). + ЕП R K1 R Б 2 C1 R Б1 R K2 C2 VT1 VT2 Схема I VT1 – закрыт, VT2 – открыт. Ёмкость С1 заряжа+ ЕП ется по цепи +EП Æ RК1 Æ С1 Æ база VT1 Æ –EП Ёмкость С2 разряжается по цепи R K1 R Б + С 2 → КЭ VT2 → −E П → + E П → R Б1 → -С2 R Б1 R K 2 2 Ёмкость С2 стремится перезарядиться до обратно+ + C1 C2 го напряжения U = EП – U* (где U* падение напряжения на p - n переходе). Как только ёмкость С2 перезарядиться до + VT2 начинает открываться. Происходит скачёк тока IК1 VT1, так как сопротивления ёмкости С1 и эмиттерного перехода VT2 гораздо меньше RК1, то ток первоначально пойдет через них. Следовательно, заряды в базе VT2 рассасываются и VT2 закрывается. Схема II VT2 – закрыт, VT1 – открыт. Ёмкость С2 заряжается по цепи + E П → R K 2 → C 2 → БЭ VT1 → -E П Ёмкость С1 разряжается по цепи + С1 → КЭ VT1 → −E П → + E П → R Б2 → -С1 + ЕП R K1 R Б 2 + C1 R Б1 R K 2 + C2 Далее процесс повторяется и VT1 открывается, а VT2 закрывается. Завал фронта UКi происходит из-за ответвления тока через цепь RKiCi. Сопротивления RБ нужны для поддержки VT в режиме насыщения. t U1 = R 2 C 2 ln 2 ≈ 0.7R 2 C 2 t U 2 = 0.7R 1C1 T = t U1 + t U 2 = 0.7(R 2 C 2 + R 1C1 ) 105 U K1 за р я д С 1 за р я д С 1 U Б1 р а зр я д С2 р а зр я д С2 U K2 за р я д С 2 U Б2 t U2 р а зр я д С1 I II Для улучшения фронтов вводят отсекающие диоды: + ЕП R K1 R1 R Б2 R Б1 R K 2 C1 RK2 C2 VD VT1 VD VT2 Ток заряда С2 проходит через R2 , а не через RК2. Если мультивибратор симметричный, то Q = 2; T = 1.4RC t Ф = 2.6R K (C K + C1 ) − время фронта; VT t СР = 2.3R ОТКР C*К − время среза Ждущий мультивибратор + ЕП R К1 R Б2 C VT1 R2 R К2 VT1 – закрыт, VT2 – открыт. R2C2 – ускоряющая цепочка. C1R1 VD1 - дифференциальная цепочка с отрицательным импульсом. RБ1 задает режим отсечки для VT1. VT2 RБ VD C1 R1 C2 − ЕП VT2 – закрывается, VT1 – открывается. Ёмкость С начинает заряжаться по цепи + E П → R Б 2 → C → КЭ VT1 → -E П Положительный потенциал на базе VT2 открывает его. 106 Мультивибраторы на логических элементах + ЕП + ЕП R1 R R & C1 VT1 VT1 C2 R1 & VT1 VT1 C1 + - VD 2 закр. C2 + - откр. R2 + ЕП R1 1 C1 C2 1 R2 U ВЫХ1 U ВХ2 заряд С1 разряд С1 на VD2 U ВЫХ2 U ВХ1 U ПОРОГА разряд С2 разряд С2 на VD1 VD 1 R1 107 Мультивибратор на операционном усилителе Пусть U0<0 ⇒ UВЫХ = UВЫХ MAX. Ёмкость С заряжается по цепи R OC → C →⊥ до (-)(+) . Потенциал на инвертирующем входе растет. При определённом UВХ ОУ переключится в другую полярность U0 > 0 ⇒ UВЫХ = – UВЫХ MAX. Ёмкость С будет разряжаться по цепи ⊥→ С → R OC до + –. Потенциал на инвертирующем входе уменьшается ⇒ при определённом UВХ ОУ переключится. UВХ =χ UВЫХ, где χ - коэффициент передачи цепи П.О.С. t U = R OC C ln(1 + 2R 2 ) R П.О.С. U χ U ВЫХ R OC C1 χ U ВЫХ U0 U ВЫХ + U ВЫХ MAX R1 R П. O.C . − U ВЫХ MAX t U t П