Детекторы электрических сигналов

§ 6.9. ДЕТЕКТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ Детекторами называются устройства, с помощью ко­торых из электрических сигналов выделяется информационная составляющая. В зависимости от преобразуемого параметра, который песет информацию, их подразделяют на амплитудные, фазовые, частотные. Отдельную группу составляют синхронные детек­торы, часто выполняющие функции избирательных устройств. Среди амплитудных, которые часто называют выпрями­телями, амплитудными дискриминаторами или преобразователями тех или иных значений, принято различать детекторы средневыпрямленного, пикового и дей­ствующего (эффективного) значений. Название детектора характеризует параметр преобразуемого сигнала, которому пропорционально выходное напряжение (ток). Детекторы средневыпрямленного значения выполняются по схемам обычных выпрямительных устройств с учетом того, что выходной сигнал должен быть точно пропорционален соответствующему параметру входного. Применяют как однополупериодное выпрямление входного сигнала (рис. 6.48,а), при котором выходной сигнал (рис. 6.48,6) гак и двухполупериодное (рис. 6.48,в), характеризуемое урав­нением где К—коэффициент пропорциональности. При невысокой точности преобразования и больших уровнях входного сигнала |UBxm| » |UK| применяют пассивные преоб­разователи (рис. 6.49,а,б). У детектора (рис. 6.49,а) для улуч­шения линейности последовательно с основным выпрямитель­ным диодом VD2 включен резистор R3. Сопротивление его значительно больше прямого сопротивления диода. Тем самым режим работы открытого диода VD2 приближается к режиму заданного тока, в котором нелинейность прямой ветви его вольт-амперной характеристики мало влияет на выходной сигнал. Диод VD1 и резистор R2 включены для того, чтобы в оба полупериода нагрузка резистора R1 была одинаковой: R2 = R3. Это предохраняет от появления дополнительной постоянной составляющей на разделительном конденсаторе, который часто устанавливается на выходе источника напряжения Uвх. Недостатки такого детек­тора: значительная нелинейность при малых входных сигналах, низ­кая точность и стабильность, из­менение характеристик преобразо­вания при смене диодов. Эти же недостатки присущи двухполупериодному выпрямителю (рис. 6.49,6). В нем для линеари­зации и улучшения температурных характеристик дополнительно вве­дены диоды VD5, VD6, включенные в прямом направлении. При малых входных сигналах прямое сопротив­ление диодов VD1— VD4 имеет по­вышенное значение, что приводит к уменьшению выходного сигнала. Однако при этом увеличивается и сопротивление диодов VD5, VD6, включенных параллельно с RH. Это ведет к перераспределению тока выпрямителя. Относительно большая составляющая начнет проте­кать через сопротивление нагрузки RH и нелинейность характери­стики преобразования существенно уменьшится. Аналогично рас­смотренному осуществляется компенсация температурной погреш­ности. При повышении температуры прямое напряжение диодов выпрямителя уменьшается на 2,2 мВ/град, что должно привести к увеличению выходного сигнала. Одинаковые с этим уменьшения прямого напряжения на диодах VD5, VD6 снижают уровень выходного сигнала. В итоге результирующее изменение характери­стик преобразования оказывается значительно меньше, чем это было бы при отсутствии компонентов параметрической компенса­ции. Ее эффективность зависит от правильности выбора резисто­ров R4, R5, на значение которых влияет сопротивление нагрузки. Значительно лучшие характеристики преобразования можно получить при использовании детекторов средневыпрямитель-ного значения с активными компонентами. В них выпрямитель­ные узлы обычно включаются в цепь отрицательной ОС, что позволяет приблизительно в Ки раз уменьшить входное напряжение, при котором диоды открываются. Соответственно уменьшаются влияния нестабильности порогового напряжения и разброса прямых сопротивлений диодов. В качестве прецизионных однополупериодных детекторов средневыпрямленного значения обычно используют ограничи­тели (рис. 6.39,в), имеющие хорошие характеристики преоб­разования в диапазоне частот до 10 кГц. На основе этой схемы создают и двухполупериодные выпрямители (рис. 6.50,а). В таком детекторе средневыпрям­ленного значения напряжения ОУ DA1 и DA2 выпрямляют разные полуволны входного сигнала, которые суммируются с противоположными знаками в ОУ DA3. Коэффициент усиления каждой полуволны KR2/R1, (6.170) причем предъявляются жесткие требования к равенству со­противлений резисторов R1, R2, R3. Преимущества данной схемы — в идентичности узлов, выпрямляющих разные по­луволны. Благодаря этому разница в коэффициентах преобразования напряжения каждого из полупериодов имеет минимальное значение. Однако параметры преобразования зависят от боль­шого числа сопротивлений, что требует их тщательного отбора. Кроме того, погрешности вносит напряжение смещения нуля ОУ DA3 и его дрейф. В двухполупериодном детекторе (рис. 6.50,6) применен один выпрямляющий узел на ОУ DA1, который инвертирует входной сигнал. Выходное напряжение ОУ DA2 равно: Если выполняется условие то коэффициенты преобразований полуволн напряжений равны и имеют разные знаки. В результате сигнал на выходе будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения (рис. 6.50,в). Погрешности преобразования зависят от точности выпол­нения условия (6.173) и смещения нуля ОУ DA2. Для сглаживания пульсаций выходного напряжения к выходу детекторов средневыпрямленного значения подключены фильтры низких частот, выполненные на пассивных или активных компонентах, причем смещения нуля активных ком­понентов дополнительно увеличивают погрешность преобра­зования. Несмотря на эти недостатки, на основе рассмотренных схем можно создать детекторы, погрешности которых не превышают десятые — сотые доли процента. Значительно лучшие характеристики при существенном упро­щении схемы удается получить в детекторах с коммутируемыми конденсаторами (рис. 6.51, а, б). Рассмотрим работу однополупериодного детектора (рис. 6.51,а), считая идеальным усилитель переменного напря­жения 1. Пусть напряжение на конденсаторе С равно нулю и на вход поступает отрицательная полуволна напряжения. В этом случае диод VD1 открыт, а потенциал точки а равен потенциалу общей шины. Напряжение на конденсаторе С имеет нулевое значение. При смене полярности входного напряжения открыва­ется диод VD2, но в точке а потенциал остается нулевым. Конденсатор С начинает заряжаться током I, который равен I=UBX/R1. За время этой полуволны на нем накопится заряд При отрицательном сигнале второго периода напряжение в точке а равно нулю, диод VD1 открыт, a VD2 закрыт. Конденсатор С разряжается через резистор R2. Его заряд уменьшается по экспоненциальному закону При положительной полуволне процесс зарядки конден­сатора С повторяется и напряжение на нем повышается, причем ток зарядки практически не зависит от напряжения на конденсаторе вследствие того, что он включен в цепь ОС усилителя. Ток разрядки при каждой полуволне увеличивается из-за повышения напряжения на конденсаторе С. При равенстве изменений заряда наступает динамическое равновесие. Среднее напряжение на конденсаторе перестает меняться, что свидетель­ствует об окончании переходного процесса. Постоянная составляющая выходного напряжения пропор­циональна средневыпрямленному значению входного при однополупериодном выпрямлении. Действительно, исходя из равенства приращений заряда на конденсаторе при его зарядке и разрядке можно записать Если учесть, что постоянную времени  = R2C берут боль­шой, так, чтобы за период входного сигнала напряжение на конденсаторе существенно не изменилось, то можно считать, что его постоянная составляющая Так как напряжение Uc присутствует на выходных зажимах в течение промежутка времени t = Т/2, для UВЬ1Х можно записать Амплитуда пульсаций выходного напряжения зависит от частоты сигнала и значений емкости конденсатора С и ре­зисторов R1, и R2. Этими же параметрами определяется длительность переходного процесса. Поэтому имеется одно­значная связь между быстродействием и уровнем пульсации UC выходного напряжения. Так, при UBX=1 В и пульсациях 3 мВ время установления около 10 с. Аналогично рассмотренному работает двухполупериодный детектор (рис. 6.51,6). В отличие от рассмотренного во время второй полуволны конденсатор С заряжается через резистор R2 и постоянная составляющая напряжения на нем в два раза больше, чем у однополупериодного выпрямителя. Погрешности преобразования у таких детекторов в диапазоне средних частот могут быть менее 0,001%. В диапазоне низких частот погрешность увеличивается из-за уменьшения коэффициента усиления усилителей переменного напряжения. Для его существен­ного увеличения в схеме рис. 6.50, б включены два ОУ. В диапазоне низких частот вместо усилителя переменного напряжения можно применять бездрейфовые ОУ типа МДМ. Рассматриваемые детекторы хорошо работают на высоких частотах, обеспечивая на частоте 1 МГц погрешности менее 0,01—0,2% при использовании достаточно высокочастотного усилителя. Преобразователи электрических сигналов, выходное напря­жение которых равно максимальному значению модуля вход­ного сигнала, называются пиковыми или амплитуд­ными детекторами. Различают пиковые детекторы с открытым и закрытым входами. В детекторах с открытым входом выходной сигнал пропорционален сумме постоянной и максимального значения переменной составляющих входного напряжения. В детекторах с закрытым входом имеется разделительный конденсатор и выходной сигнал пропорционален только переменной со­ставляющей входного. Схемы пиковых детекторов, выполненных на пассивных компонентах, приведены на рис. 6.52, а, б, 6.53, а, б, в. Общим условием их нормальной работы является большое сопротив­ление нагрузки, так чтобы р» Т, и малое значение постоянной времени зарядки конденсаторов 3<<р, где р = RнС (T—дли­тельность периода входного сигнала). При их выполнении конденсаторы за время одной полуволны (нескольких полуволн) заряжаются до максимального значения входного сигнала. В промежутках между процессами зарядки напряжение на них изменяется незначительно из-за большой постоянной времени цепи разрядки. К тому же эти уменьшения напряжения компенсируются соответствующей подзарядкой, происходящей в каждый период воздействия входного сигнала. Пусть на вход пикового детектора с открытым входом (рис. 6.52, а) подано входное напряжение UBX (рис. 6.52, в). имеющее постоянную составляющую U0. При первой положительной полуволне диод VD открывается и конденсатор С заряжается до напряжения Uc  Um+ U0. Как только напряжение, приложенное к диоду, становится меньше пороговом (контактной разности потенциалов), диод запирается и начина­ется разрядка конденсатора через сопротивление нагрузки Rн При большой постоянной времени цепи разрядки р напряжение на конденсаторе изменится незначительно за промежуток времени, в течение которого напряжение на диоде снова превысит пороговое значение. При этом диод снова откроется и увеличит заряд на конденсаторе С и напряжение на нем Промежуток времени, в течение которого диод открыт характеризуется углом отсечки 2. Угол отсечки зависит от постоянных времени цепей зарядки и разрядки конденсатора С, а также от формы входного сигнала. Значение его можно найти исходя из условия равенства приращений тока зарядки Q3 и разрядки Qр:Q3 = Qp. При малых значениях угла , что характерно для пиковых детекторов, можно считать справедливым приближенное уравнение где R3 — сопротивление цепи зарядки конденсатора, равное сумме сопротивлений источника входного сигнала и прямого сопротивления диода. Из (6.179) видно, что чем больше постоянная времени разрядки р и меньше постоянная времени зарядки 3, тем меньше угол . Постоянная составляющая выходного напряже­ния детектора Uc  Uвых  U0+Um cos   U0+Um. (6.180) Уравнения (6.179), (6.180) справедливы при синусоидальной форме входного сигнала. Но они могут быть использованы и для прикидочных расчетов и в случае несинусоидальных напряжений. Таким образом, выходное напряжение детектора с откры­тым входом равно пиковому значению входного сигнала данной полярности относительно нулевого уровня. В случае пикового детектора с закрытым входом конден­сатор С заряжается до напряжения Uc (рис. 6.52, в) аналогично рассмотренному. Так как постоянное напряжение Uc вычитается из входного сигнала, то на сопротивлении нагрузки оказывается пульсирующее падение напряжения. Его постоянная состав­ляющая Um cos  Um. Для ее выделения к выходу детектора необходимо подключать фильтр низких частот, имеющий высокое входное сопротивление. В ряде случаев вместо фильтра низких частот подключают детектор с открытым входом, аналогичный показанному на рис. 6.52, а и 6.53, а. В этом случае выходной сигнал Uвых  (Uт+ ит cos 1)cos 2  2ит, где 1 и 2 — углы отсечки пиковых детекторов на диодах VD1 и VD2. Для получения выходного напряжения, равного размаху входного, применяют детекторы рис. 6.53, б, в. Выходное на­пряжение схемы рис. 6.53, б определяется разностью максималь­ного и минимального входных напряжений при наличии в их составе постоянной составляющей. У детектора рис. 6.53, в выходное напряжение равно 2Um. Пиковые детекторы, у ко­торых выходной сигнал больше входного, являются основой для построения устройств, обеспечивающих увеличение выход­ного напряжения без использования дополнительных источ­ников электрической энергии. Цепи данного целевого назначе­ния называют умножителями напряжений. Пиковые детекторы с пассивными компонентами хорошо работают до частот в сотни МГц. Однако их эффективная работа возможна только в случае больших входных сигналов, когда Uвх » Uпор, где Uпор - пороговое напряжение, при ко­тором открывается диод. При малых напряжениях наблюдается существенная нелинейность характеристики преобразования. Для уменьшения погрешностей пиковых детекторов в диапазоне частот до 100 кГц и более широко применяют активные компоненты. Так, если запоминающий конденсатор С под­ ключить к инвентирующему входу ОУ (рис. 6.54, а), то влияние на выходной сигнал порогового напряжения диода VD2 уменьшится в 1+Куи раз. При положительной полуволне входного сигнала диод VD2 смещается в прямом направлении и конденсатор С заряжается до напряжения Uвых= UВХm(1 — 1/KyU). При напряжении меньшем Uвхm диод VD2 запирается. Запомненное значение хранится на конден­саторе С, уменьшаясь с течением времени вследствие наличия у диода VD2 обратного тока и входного тока у ОУ. На значение выходного сигнала также влияют сопротивление утечки конденсатора и дифференциальное входное сопротив­ление ОУ. Диод VD1 введен для ограничения уровня выходного напряжения отрицательной полярности. Это повышает быст­родействие вследствие меньшего заряда на барьерной емкости диода VD2, но может быть применено только тогда, когда ОУ имеет цепь защиты от короткого замыкания. В противном случае диод VD1 следует убрать. Для уменьшения влияния на выходной сигнал входного сопротивления ОУ, которое в ряде микросхем имеет небольшое значение при большом дифференциальном сигнале, целесообразно применять микро­схемы с МОП-транзисторами в цепях входов. Постоянная времени цепи зарядки конденсатора в этом случае равна з = RвыхС/(1 +Куи), где RBbIX — выходное сопротивление ОУ. Постоянная времени разрядки зависит от нагрузки и со­противлений и токов утечек. ОУ попадает в ограничение по отрицательной полярности при входных напряжениях, меньших UBxm. Это снижает быстродействие детектора. Лучшие характеристики преобразования удается получить с помощью схемы рис. 6.54, б. В этом случае к конденсатору С подключен повторитель напряжения DА2. Он имеет большое входное сопротивление, что повышает стабильность сохранения заряда на конденсаторе С. Кроме того, введение OY DA2 позволяет ввести отрицательную ОС по положительной поляр­ности. Вследствие этого ОУ не попадает в ограничение, что повышает его быстродействие. В схеме также предусмотрена цепь, позволяющая разрядить конденсатор С и тем самым «стереть» запомненную информацию. Это ключ на МОП-транзисторе VT3. При подаче на его затвор управляющего напряжения Vс6р транзистор открывается. Конденсатор С быст­ро разряжается до нуля через малое сопротивление канала. С использованием этих принципов выполняются пиковые детекторы импульсных вольтметров и узлы электронных схем. в которых используется информация об экстремальных значе­ний сигнала. Детекторы действующего или эффективного значений преоб­разуют входной сигнал в выходное напряжение, определяемое уравнением где К—коэффициент пропорциональности. Особенностью этих детекторов является то, что их выходное напряжение не зависит от формы и частоты входного сигнала при постоянстве у него действующего значения напряжения. В соответствии с (6.181) такие детекторы аналоговых сигналов могут быть реализованы двумя путями: с исполь­зованием логарифмирующих и антилогарифмирующих устройств, с помощью нелинейных преобразователей, имеющих квадратичную характеристику, и устройства, позволяющего извлечь квадратный корень. При использовании логарифмирующих и антилогарифмиру­ющих устройств последовательно включаются преобразователи и усилители, выполняющие математические операции в соот­ветствии с уравнением (6.181). Обычно это сложное устройство, имеющее небольшую точность преобразования. Преобразователи с квадратичными характеристиками ис­пользуются значительно чаще. В качестве их обычно применяют нелинейные усилители, амплитудная характеристика которых аппроксимируется параболой. Способ построения таких детек­торов поясняет структурная схема рис. 6.55. Входное напряже­ние выпрямляется однополупериодными выпрямителями 1 и подается на усилители 2, имеющие квадратичные вольт-амперные характеристики. На их выходе сигналы пропорци­ональны квадрату положительной и отрицательной полуволн входного напряжения KU'BX и —KU''вх Знак одного из напряже­ния меняется усилителем 3, имеющим единичный коэффициент усиления по напряжению. После суммирования в сумматоре 4 сигнал равен K1U2вx(t). Он усредняется с помощью фильтра низких частот 5. В устройстве 6 из сигнала извлекается квад­ратный корень. В результате этих операций выходное напряже­ние определяется уравнением (6.181). Схемотехническое выпол­нение всех функциональных узлов рассмотрено ранее и не требует специальных пояснений. Из-за большого их количества трудно получить высокую точность детектирования. Поэтому погрешность квадратичных детекторов обычно равна десятым долям — нескольким процентам. Фазовые детекторы обеспечивают получение выходного напряжения, пропорциональное фазовому сдвигу между двумя сигналами, имеющими одну частоту. Их часто называют фазочувствительными выпрямителями или син­хронными детекторами. Под синхронным детектирова­нием понимают преобразовательные цепи, в которых ком­мутация элемента, меняющего коэффициент передачи устрой­ства, осуществляется синхронно с одним из входных сигналов, частота которого может отличаться от частоты второго входного сигнала. Поэтому фазовые детекторы представляют собой частный случай синхронных детекторов. Применяются линейные и ключевые фазовые детекторы. Линейные фазовые детекторы выполняются на основе пере­множителей аналоговых сигналов. В них на один из входов, например вход X, подается напряжение Ux = Uon cos t, а на другой (У) — напряжение Uy= Uccos(t + ). В результате пе­ремножения выходной сигнал равен где К, К1, К2 — масштабные коэффициенты. Если к выходу перемножителя подключить фильтр низких частот, который не пропускает высокочастотную составля­ющую, имеющую частоту 2w, то выходное напряжение фильтра будет равно где Кз — масштабный коэффициент. Таким образом, перемножитель сигналов, к входу которого подключен фильтр низких частот, не пропускающий переменной составляющей, обеспечивает получение постоянного напряже­ния, пропорционального фазовому сдвигу между напряжениями Uon и Uc. При создании фазовых детекторов могут быть использованы микросхемы 140МА1, 525ПС1, 525ПС2 и др., причем тип микросхемы выбирается исходя из частотного диапазона ее работы. С целью уменьшения количества дополнительных навесных компонентов целесообразно применять перемножители новых разработок, имеющие встроенный ОУ и малые смещения нулевых сигналов, например типа 525ПС2 (рис. 6.56, а). В этом перемножителе приходится устанавливать только навесные резисторы, компенсирующие смещение нуля выходного напря­жения, и постоянные резисторы R1, R2, обеспечивающие получение нужных входных токов у дифференциального каскада. Перемножаемые напряжения Uоп и Uc подключаются через конденсаторы, устраняющие влияние постоянных состав­ляющих входного сигнала. Фильтр низких частот второго порядка выполнен на резисторе R3 и конденсаторе С1, а также на ОУ DA1. Характеристика преобразования при постоянных амплитудах входных напряжений показана на рис. 6.56,6. Дрейфы нуля перемножителя и фильтра низких частот приводят к появлению соответствующих погрешностей преобразования. Поэтому их следует стремиться свести к минимуму. Для уменьшения погрешностей сигналы Uоп и Uc можно преобразовать в прямоугольные импульсы за счет их усиления и ограничения. Их значения берут такими, чтобы перемножи­тель под их воздействием насыщался. Это легко сделать при использовании микросхем типа 140МА1. Тогда на выходе перемножителя будут прямоугольные импульсы положительной и отрицательной полярности. Их величина не зависит от напряжений Uon и Uc, а полярность и длительность определя­ются этими сигналами. Постоянная составляющая, выделяемая фильтром низких частот, пропорциональна сдвигу фаз . Ключевые фазочувствительные детекторы представляют со­бой электронные ключи, управляемые одним из входных сигналов. Принцип их работы поясняется рис. 6.57. Так, если имеется ключ (рис. 6.57, а), управляемый напряжением Uоп, то среднее напряжение на выходе зависит от значения сигнала Uc и его фазового сдвига относительно напряжения Uoп. Так, если напряжение изменяется по синусоидальному закону (рис. 6.57, б), фазовый сдвиг между Uc и Uon равен нулю ( = 0) и ключ включается при положительной полярности напряжения Uоп, то выходной сигнал имеет вид рис. 6.57, в. Его среднее значение При 90-градусном сдвиге фаз напряжений Uc и Uоп выходной сигнал имеет форму, показанную на рис. 6.57, г. Его среднее значение В общем случае выходное напряжение ключевого фазового фильтра можно найти из уравнения Таким образом, выходное напряжение ключевого фазового фильтра зависит только от фазового сдвига напряжений и величины сигнала Uс, причем, так же как и в случае линейного фазового фильтра, оно выделяется с помощью фильтра низких частот. Если установить второй ключ, управля­емый напряжением Uоп, но открывающийся при другой поляр­ности, и его выходное напряжение после инвертирования просуммировать с уже имеющимся, то получится «двухполу-периодный» фазовый детектор. Он будет иметь в два раза большую частоту пульсаций, что позволяет уменьшить посто­янные времени фильтра низких частот и увеличить быстро­действие, а также в два раза повысить выходной сигнал. При практическом выполнении фазовых детекторов исполь­зуются ключи, выполненные на основе диодов, полевых и биполярных транзисторов, а также микросхемы аналоговых ключей, например серий 590, 564, 561, 176. На рис. 6.58, а, б, в показаны некоторые из возможных схем фазовых детекторов. В схеме 6.58, а ключи выполнены на биполярных транзисторах VT1, VT2, имеющих электропровод­ность противоположного типа. Они открыты при Uоп разного знака. Поэтому при одном полупериоде Uoп ток протекает через транзистор VT1, при другом — через транзистор VT2. Так как резисторы R2, с которых снимается выходной сигнал, равны между собой, то коэффициенты передачи в каждый полупериод воздействия напряжения Uоп одинаковы и равны К= — R2/R1. Выходной сигнал может быть снят с одного из резисторов R2 («однополупериодное» преобразование) или с обоих резисторов («двухполупериодное» преобразование). Фильтр низких частот выполнен на резисторах R3 и конден­саторе С. Транзисторы VT1, VT2 управляются токами, задава­емыми резисторами R4. Значения их берутся такими, чтобы обеспечивался режим насыщения. Вследствие малого сопротив­ления ОУ ток управления транзисторами практически не влияет на выходной сигнал и не вносит погрешностей. Для улучшения характеристик фазового фильтра следует брать ОУ с высокой скоростью нарастания выходного напряжения, использовать высокочастотные транзисторы и сигнал Uon преоб­разовывать в напряжение прямоугольной формы. Погрешность подобного фазового детектора в диапазоне средних частот 0,05—0,1%. В фазочувствительном выпрямителе (рис. 6.58, б) ключи выполнены на полевых транзисторах. Диоды в цепях их затворов предохраняют транзисторы VT1, VT2 от гальваничес­кого соединения с источником управляющего напряжения Uоп при отпирающих полярностях его напряжения. При одной полярности Uоп открыт ключ VT1 и коэффициент передачи ОУа при другой открыт ключ VT2 и коэффициент передачи меняет знак: Ки2= —R5/(R1 + R3). Резисторы выбирают так, чтобы |Ки1| = |Ки2|. Фильтр низких частот выполняют на резисторе R7 и конденсаторе С. В данной схеме несколько уменьшено влияние импульсов, которые со­провождают процесс переключения полевых транзисторов. Они возникают за счет емкости Сзс и передают перепад Uon на вход ОУ. Так как близкие по значению импульсы подаются на разные входы, то суммарная помеха равна их разности. При больших значениях напряжений Uc и Uоп применяют ключи на диодах (рис. 6.58, в). В таком кольцевом детекторе сопротивление диодов зависит от значений и полярности напряжений Uc, Uon, а средний ток в диагонали пропорционален произведению значений напряжений и их фазовому сдвигу. Эффективные фазовые детекторы выполняют на основе схем выборки — хранения. В них моменты выборки опре­деляются напряжением Uоп, из которого формируются короткие управляющие импульсы. В синхронных детекторах частоты напряжений Uc и Uоп мо­гут различаться между собой. Так, если входной и опорный сигналы равны Uccoslt и Uопcos(2t + ) и частоты 1 и 2 близки между собой, то при их перемножении получим где К, K1, К2 — коэффициенты пропорциональности. Из (6.185) видно, что постоянная составляющая в составе UBыX, пропорциональная cos, Uc и Uon, появляется только в том случае, если 2 = 1. Это позволяет использовать синхронный детектор в качестве узкополосного высокодоброт­ного фильтра, который позволяет выделить из состава слож­ного входного сигнала составляющую, имеющую частоту 2. Однако зависимость результатов такой фильтрации от значения напряжения Uc заставляет отдавать предпочтение ключевым синхронным детекторам. При этом из-за сложного спектраль­ного состава напряжения Uc постоянную составляющую будут давать все гармоники сигнала Uc, нечетные частоте 2 (32, 52, 72) (рис. 6.59). Ширина полосы пропускания определяется верхней частотой полосы пропускания fB фильтра низких частот, подключенного к выходу синхронного детектора. С его помощью выделяется постоянная составляющая. Поэтому ре­альный синхронный фильтр выделяет не отдельные частоты, а полосы частот, ширина которых на уровне 0,7 равна 2fв. Чем меньше fв, тем уже полоса пропускания и меньше быстродействие фильтра. Если сигнал Uc модулирован частотой , то fв следует выбирать из условия 