Цели и задачи автоматизации

1.Цели и задачи автоматизации Под термином «автоматизация» понимается совокупность методических, технических и программных средств, обеспечивающих проведение процесса измерения без непосредственного участия человека. Автоматизация является одним из основных направлений научнотехнического прогресса. Цели автоматизации представлены в табл. 1. Таблица 1 Цели автоматизации Научные Технические Экономические Социальные 1. Повышение эф- 1. Повышение каче- 1. Экономия трудо- 1. Повышение инфективности и каче- ства продукции за вых ресурсов за счет теллектуального поства научных ре- счет повторяемости замены труда чело- тенциала за счет позультатов за счет бо- операций, увеличе- века трудом маши- ручения рутинных лее полного иссле- ния числа измерений ны. операций машине. дования моделей. и получения более полных данных о свойствах изделий. 2. Повышение точ- 2. Повышение на- 2. Сокращение за- 2. Ликвидация слуности и достоверно- дежности изделий за трат в промыш- чаев занятости персти результатов ис- счет получения бо- ленности за счет сонала операций в следований за счет лее полных данных уменьшения тру- нежелательных оптимизации экспе- о процессах старе- доемкости работ. условиях. римента. ния и их предшественниках. 3. Получение каче3. Повышение про- 3. Освобождение чественно новых научизводительности ловека от тяжелого ных результатов, нетруда на основе оп- физического труда и возможных без тимального рас- использование сэкоЭВМ. пределения работ номленного времени между человеком и для удовлетворения машиной и ликвида- духовных потребции неполной за- ностей. грузки при эпизодическом обслуживании объекта. Самым мощным средством в интенсификации труда практически во всех сферах человеческой деятельности является широкое применение средств вычислительной техники. Сопоставив затраты на автоматизацию с получаемой экономией, можно количественно определить ее эффективность. В качестве меры автоматизации установлено понятие "степень автоматизации", определяемое как "автоматизированная часть выполняемых данной установкой операций". Обобщенная структурная схема СИ, присущая любому измерительному прибору, устройству, системе, приведена на рис. 1.1. Анализ этой схемы приводит к определению основных задач автоматизации. 1 Рис. 1.1 Обобщенная структурная схема средств измерений При автоматизации сбора измерительной информации необходимо обеспечить: - унификацию выходных сигналов измерительных преобразователей; - программно-управляемую коммутацию сигналов на общий канал связи; - автоматический выбор диапазонов измерений. При автоматизации операций измерительной цепи (канала) необходимо обеспечить (типовой набор операций): - прием информации; - фильтрацию; - усиление; - аналого-цифровое преобразование. При автоматизации передачи информации в ЭВМ необходимо обеспечить согласование измерительной цепи с информационной магистралью вычислительной устройства (интерфейс). Интерфейс определяет формат передаваемой и принимаемой информации, уровни сигналов, организацию управляющих сигналов и т.д. Автоматизация обработки измерительной информации предполагает: - включение в измерительную цепь вычислительных средств (серийно выпускаемых ЭВМ); - разработку специализированных средств на базе микропроцессорных средств. Автоматизация индексации и документальной регистрации результатов измерений обеспечивается: - периферийными выходными устройствами; - цифро-буквопечатающими устройствами; - графопостроителями; - дисплеями; - цифровыми индикаторными табло и т.д. Выбор необходимого устройства и вывод информации на ЭВМ при этом должен осуществляться автоматически. 2. Автоматизация измерительного процесса Необходимость измерения огромного количества разнообразных физических величин потребовала разработки средств измерений, позволяющих получать необходимую информацию без непосредственного участия человека, т.е. выполняющих измерения автоматически. Автоматизация позволяет обеспечить: - сбор измерительной информации в местах, недоступных для человека; - длительные, многократные измерения; 2 - одновременное измерение большого числа величин; - измерение параметров быстропротекающих процессов; - измерения, характеризующиеся большими массивами информации и сложными алгоритмами ее обработки. Следует различать полную и частичную автоматизацию. Процесс измерения, при котором обратная связь управления осуществляется без участия человека называется автоматическим. Если оператор является одним из звеньев в цепи получения измерительной информации - речь идет об автоматизированных измерениях. Автоматизация измерений не принижает роль исследователя, инженера или техника, планирующих и использующих результаты измерений. Наоборот, она повышает производительность их труда, требует от них более высокого уровня знании не только средств измерении но и тех задач, которые решаются при приеме и обработке измерительной информации, умения заложить оптимальную программу измерений и дать правильное толкование результатов измерения. Автоматические средства измерений в процессе своего развития прошли ряд этапов становления. На первом этапе развития автоматизации подвергались лишь средства сбора измерительной информации и ее регистрации на аналоговых индицирующих и регистрирующих устройствах. Обработку результатов измерений и выработку соответствующих решений и исполнительных команд осуществлял оператор. В подобных системах управления объектом средства измерений представляли собой набор отдельных измерительных приборов. В результате при измерении большого числа параметров объекта оператор был не в состоянии охватить всю полученную информацию и принять оптимальное решение по управлению объектом. Это приводило к расширению штата обслуживающего персонала, к снижению надежности и качества управления и возрастанию эксплуатационных расходов. На втором этапе все возрастающие требования к средствам измерений, обусловленные интенсификацией потоков измерительной информации, привели к созданию информационно - измерительных систем. В отличие от измерительного прибора информационно - измерительная система обеспечивает измерение большого количества параметров объекта и осуществляет автоматическую обработку получаемой информации с помощью встроенных в систему вычислительных средств. В задачу оператора системы управления теперь стали входить только принятие решений по результатам измерений и выработка команд управления. Централизованный сбор информации и ее обработка с помощью средств вычислительной техники резко повысило производительность труда, но не освободило его от ответственности за управление объектом, обслуживаемого системой. На третьем этапе развития появились информационно-управляющие системы и информационно - вычислительные комплексы, в которых осуществляется полный замкнутый цикл обращения информации от ее получения до обработки, принятия соответствующих решений и выдачи команд управления на объект без участия оператора. Главное достоинство таких систем заключается в том, что алгоритм работы систем стал программно - управляемым, легко перестраиваемым при изменении режимов работы или условий эксплуатации объекта. Труд оператора сводится к диагностике состояния системы управления, разработке методик измерения и программ функционирования. Выделение этапов развития СИ является приближенным и зависит от тех направлений науки и техники, в которых исследуются вопросы применения измерительной техники. 3. Схема процесса измерения и ее анализ с точки зрения автоматизации Типовая схема автоматизированных измерений изображена на рис. 3.1. Объектом измерения может быть некоторый процесс, явление или устройство. Измеряемые величины воспринимаются датчиками, с выходов которых электрические сигналы поступают на коммутатор. Коммутатор повышает коэффициент использования измерительной установки при многоканальных измерениях. Опрос датчиков может быть циклическим (параметры однородны 3 и стационарны), программным (параметры стационарны, но неоднородны) или адаптивным (параметры нестационарны). Электрический сигнал с выбранного коммутатором датчика преобразуется в цифровой код в АЦП. Интерфейс обеспечивает сопряжение измерительного канала с ЭВМ. Далее измерительная информация подвергается обработке по заданной программе в ЭВМ и представляется в удобной форме на экране дисплея или отпечатанной на бумаге. База данных (БД) предназначена для хранения необходимой измерительной и справочной информации. Рис. 3.1. Обобщенная структурная схема процесса автоматизированного измерения ЦАП используется для двух целей: представление результатов измерений в аналоговой форме с дальнейшим их преобразованием в графическую форму и преобразования команд ЭВМ в аналоговые сигналы с целью управления объектом измерений. Канал управления позволяет активно воздействовать на объект (нагревать, охлаждать, облучать, деформировать, перестраивать), следя одновременно за реакцией его на эти воздействия. Наличие ЭВМ позволяет производить вычислительный эксперимент. 3.1. Процесс контроля и возможности его автоматизации Процесс контроля сводится к проверке соответствия объекта установленным техническим требованиям. Сущность контроля (ГОСТ 16504 -81) заключается в проведении двух основных операций: - получение информации о фактическом состоянии объекта, о признаках и показателях его свойств (первичная информация); - сопоставление первичной информации с заранее установленными требованиями, нормами, критериями (вторичная информация). Заранее установленные требования к объекту контроля могут быть представлены в виде образцового изделия или в виде перечня определенных параметров и их значений с указанием полей допуска. Граничные значения областей состояния контролируемого параметра называют нормами. Отличие измерения и контроля состоит в том. что при измерении измеряемую величину сравнивают с единицей определенной физической величины с целью получения количественной информации, а при контроле физический параметр сравнивают с его нормой с целью определения отклонений данного параметра (качественная характеристика объекта "годен"-"не годен"). Совокупность технических средств, с помощью которых выполняются операции автоматического контроля, называются системами автоматического контроля (САУ). Данные системы являются одним из основных звеньев САУ и автоматизированных систем управления технологическими процессами (АСУТП). 4 Рис. 3.2. Обобщенная структурная схема системы автоматического контроля На рис. 3.2 приведена обобщенная структурная схема системы автоматического контроля. Кратко рассмотрим основное назначение составных частей, входящих в эту систему. Подсистема коммутации и связи - служит для непосредственного подключения системы к объекту контроля. Она может осуществляться с помощью проводных или кабельных линий, либо использования высокочастотного радиоканала. В состав подсистемы входят устройства коммутации контролируемых и стимулирующих сигналов. Подсистема ИП и генераторов испытательных воздействии - содержит преобразователи различных физических величин, нормализаторы их выходных сигналов в унифицированные электрические сигналы, а также генераторы испытательных сигналов, формирующие воздействия на объект контроля. Подсистема согласующих преобразователей - состоит из преобразователей унифицированных аналоговых сигналов в код (АЦП - для сигналов напряжения, тока и частотноцифровые - для частотных сигналов) и обратных преобразователей «код - аналог» для формирования испытательных воздействий. Операционная подсистема - представляет собой специализированную ЭВМ, которая может быть выполнена на микропроцессорных комплексах БИС. Подсистема ввода - вывода - включает устройства, обеспечивающие связь оператора с системой (пульт управления, дисплей, электрические пишущие машины и др.). устройства регистрации информации, внешние долговременные запоминающие устройства, а также средства подготовки и ввода программ, например, программ управления ЭВМ ( загрузчики, ассемблеры, редакторы, монитор и т.д.). Принципы сопряжения ЭВМ с другими подсистемами основаны на применении стандартных каналов передачи данных. 5 3.2. Обзор обобщенных схем измерительных систем 3.2.1. Структурные схемы ИС с аналоговой и цифровой передачей сигнала Для измерения небольшого количества величин с относительно невысоким быстродействием, характерна структурная схема, приведенная на рис. 3.3. Рис.3.3. Измерительная система с аналоговой передачей информации Выходные электрические сигналы с измерительных преобразователей (ИП) через коммутатор (КМ) поочередно поступают на передающий (выходной) преобразователь (ВП), согласующий выходы ИП с каналом связи (КС). Приемный преобразователь (ПП) выделяет информационный сигнал, который после первичной обработки и усиления на устройстве аналоговой обработки (УАО) поступает в АЦП и после преобразования - на индикатор результатов измерения (ИР). Оценку полученной информации и выработку управляющих воздействий осуществляет оператор. Данная система предназначена лишь для сбора и отображения измерительной информации. Передача по КС информации в цифровой форме отличается большой помехозащищенностью. На рис. 3.4 представлена структурная схема системы с цифровой передачей информации. Рис. 3.4. Измерительная система с цифровой передачей информации АЦП. выполненные по интегральной технологии позволяют конструктивно объединять АЦП с каждым ИП объекта. Это дает возможность отказаться от аналогового коммутатора, вносящего искажения, и на приемной стороне осуществлять ряд операций обработки с помощью устройства цифровой обработки (УЦО), такие как усреднение, сравнение, вычитание, накопление и хранение информации. Для организации управления процессом измерения вводится логическое управляющее устройство с «жестким» алгоритмом – «приборный контроллер», автоматически задающий длительность такта измерения, управление регистрацией и цифровой обработкой результатов измерений. Введение в систему уже довольно простых вычислительных средств значительно расширяют ее возможности по обработке информации. Введение микропроцессорного контроллера позволяет сделать более гибким алгоритм работы и при этом отказаться от блока УЦО, т.к. контроллеры в таком случае могут обрабатывать информацию. 6 3.2.2. Структуры сопряжения приборов и устройств с ЭВМ Система, имеющая интерфейс радиального типа, состоит из отдельных приборов, измеряющих значения ограниченного числа исследуемых физических величин (рис. 3.5). Рис.3.5. Обобщенная структура ИС с ЭВМ (радиальный интерфейс) Передача информации от приборов к ЭВМ происходит под управлением специальной программы и требует создания для каждого из них специфического интерфейса, т.к. каждый прибор соединяется с ЭВМ индивидуальным кабелем. Недостатки радиальной структуры сопряжения: 1. ЭВМ должна иметь столько входов, сколько к ней подключено устройств. 2. Громоздкость структуры. 3. Ограничение возможности перестройки и наращивания системы. Магистральная структура сопряжения характеризуется наличием сквозного канала передачи данных (системного канала обмена информацией), равноправием всех подключенных устройств и асинхронным принципом обмена. Каждое из подключенных устройств может быть передатчиком информации- приемником или контроллером. Это позволяет на основе ограниченной номенклатуры приборов и устройств создавать разнообразные системы. Канал передачи данных (магистральный интерфейс) распределяет информацию между отдельными элементами системы (устанавливается очередность их работы). В измерительном приборостроении широкое распространение получила магистральная структура канала, приведенная на рис. 3.6. Рис.3.6. Структура канала передачи данных (магистральный интерфейс) Системный контроллер координирует работу отдельных элементов системы и осуществляет изменение форматов данных и команд в процессе обмена с ЭВМ. 7 Шинная система линий связи - передает сигналы (информационные и управляющие). Интерфейсные схемы обмена (ИСО) - связаны с шинной системой канала и измерительными преобразователями (ИП). Они обеспечивают информационную совместимость. Примерами стандартных магистральных интерфейсов могут служить: интерфейс МЭК и система КАМАК. 3.2.3. Структурная схема ИС с микропроцессорной обработкой информации и управлением Рис. 3.7. Обобщенная структурная схема ИС с микропроцессорной обработкой информации Система (рис. 3.7) содержит аналоговую измерительную подсистему (АИП), операционную подсистему и подсистему ПВВ. Измеряемые физические величины Xi с помощью первичных преобразователей ПИП преобразуются в аналоговые сигналы Yi, поступающие в подсистему ИЦ (измерительные аналоговые цепи), где подвергаются нормализации и первичной обработке. В состав ИЦ входят: аналоговые коммутаторы, фильтры, детекторы, предусилители и т.д. Унифицированный сигнал Yi поступает на входной преобразователь АЦП. Операционная подсистема (ОП) - предназначена для цифровой обработки кодов АЦП, а также формирует управляющие воздействия для всех узлов системы. В качестве ОП могут использоваться мини-ЭВМ (для ИВК) или микро-ЭВМ (для ИИС). В системах высокой производительности широкое применение получили одноплатные ЭВМ и микропроцессорные машины на основе микропроцессорных комплексов БИС (МПК БИС). Подсистема ПВВ выполняет функции: - регистрации результатов обработки на цифровых индикаторах, экранах дисплеев; - документирование информации; - оперативный ввод программ с магнитных дисков и т.д.; - ручное управление системой с помощью пультового терминала, формирование управляющих и исполнительных сигналов обратной связи с объектом исследования. Особое значение в системе имеет организация связи между ее подсистемами. Обмен информацией между подсистемами осуществляется в цифровой форме через системный канал обмена (измерительная информация и результаты ее обработки, команды, адреса, сигналы управления и т.д.). Информационная совместимость между устройствами системы обеспечивается интерфейсными схемами обмена. 8 4. Основные принципы построения средств автоматизированного контроля 4.1. Выбор точности. Рис. 4.1 Схема полей допусков Применение средств контроля приводит к уменьшению конструкторского (табличного допуска) Т на изготовление детали (рис. 4.l, a). Допуск Ò оставался бы неизменным при контроле, если бы контрольное СИ было идеально выполнено и настроено на границы поля допуска Å1 и Å2 . В действительности всегда возникает метрологическая ошибка измерения   ìåò . Чтобы ни одна из бракованных деталей не была признана ошибочно годной, необходимо уменьшить допуск Ò до значения технологического допуска (рис 4.1,б) Òòåõ  Ò  4 ìåò . (1) Чтобы не сужать производственный допуск и не увеличивать стоимость изделия, необходимо либо уменьшить допускаемую ошибку  ìåò , либо сместить настройку (установить приемочные границы) вне поля допуска (рис. 4.1, в), расширяя его до гарантированного значения Òã . Конкретное сочетание ошибки измерения и измеряемого параметра является событием случайным. С учетом закона нормального распределения обеих составляющих, можно записать: 2 Ò  Òòåõ  2   ìåò 2 (2) Анализ формул (1) и (2) показывает, что, если 2   ìåò Ò  0,1 , то практически весь допуск отводится на компенсацию технологических ошибок, так как при этом Òòåõ Ò  0,9...0,995 . Согласно ГОСТ 8.051-81 пределы допускаемых ошибок измерения для диапазона 1500 мм колеблются от 20% до 35% табличного допуска. Ошибка измерения включает как случайные, так и систематические ошибки (поправки) измерительных средств, установочных мер, элементов базирования и т.д. Случайная ошибка не должна превышать 0,6 предела допускаемой ошибки. Следовательно, точность средства контроля должна быть на порядок выше точности контролируемого параметра изделия. Экономически и технически оправданным вариантом расположения предельной ошибки контроля относительно предельного размера изделия является симметричное расположение (рис. 4.1, в). Однако при этом некоторые бракованные изделия могут быть ошибочно признаны годными. Поэтому приемочные границы смещают внутрь поля допуска изделия на величину Ñ (рис. 4.1, г). Если точность технологического процесса неизвестна, то Ñ   ìåò 2 (в противном случае Ñ подлежит расчету). В ГОСТ 8.051-81 приведены допускаемые погрешности (ошибки) контроля для размеров 1500 мм и квалитетов 2-17. 9 Относительная ошибка измерения определяется: Àìåò     ìåò Ò где  ìåò - среднее квадратическое отклонение ошибки. , Рис.4.2. Кривые распределения ошибок размеров деталей и ошибок контроля На рис.4.2 показаны кривые распределения размеров деталей ( Yòåõ ) и ошибок контроля ( Yìåò ). Выход размера за границу допуска на величину Ñ обусловлен областями вероятностей m и n . Таким образом, чем точнее технологический процесс, тем меньше неправильно принятых деталей по сравнению с неправильно забракованными, так как m n  0,1...1,1. 4.2. Принцип инверсии. Принцип инверсии устанавливает связь между технологическим процессом, процессом контроля и выполнением функций при эксплуатации. Параметры детали при эксплуатации соответствуют установленным значениям, лишь когда все три фазы ее прохождения (изготовление, контроль, функционирование) изучаются и учитываются совместно. Таким образом, точность необходимо ограничивать, исходя из функционального назначения детали; схема технологического формообразования должна соответствовать схеме ее функционирования, а схема контроля - учитывать обе последние схемы. Выбранный метод и схему измерения считают обоснованными, если условия контроля соответствуют условиям эксплуатации и формообразования детали, а именно: траектория движения при контроле соответствует траектории движения при эксплуатации и формообразовании; линия измерения совпадает с направлением рабочего усилия при эксплуатации; метрологическая, конструкторская и технологическая базы совпадают с рабочими; физические свойства образцовой детали подобны свойствам контролируемой и т. д. Соответствие процесса контроля принципу инверсии позволяет более полно обеспечить качественные показатели при эксплуатации. Рис.4.3. Схема контроля ступенчатого вала 10 Например, после изготовления ступенчатого вала редуктора необходимо выбрать схему контроля радиального биения поверхности А детали Д с помощью датчика П (рис. 4.3). В качестве метрологических баз следует выбрать поверхности В и В, поскольку по ним происходит контакт вала а подшипниками. Выбор других баз (С-С; Д-Д) приведет к дополнительным ошибкам, вызванным отклонением от соосности этих элементов относительно В-В. В осевом направлении в качестве базирующего элемента следует выбрать поверхность Е (а не С или С), поскольку она определяет осевое положение вала (от нее и линейные размеры следует проставлять). При вращательном движении вала в процессе измерения его траектория соответствует траектории движения при эксплуатации. 4.3. Принцип Тейлора При наличии отклонений формы и взаимного расположения геометрических элементов сложных деталей в соответствии с принципом Тейлора надежное определение соответствия размеров всего профиля предписанным предельным значениям, возможно лишь в том случае, если определяются значения проходного и непроходного пределов. Следовательно, любое изделие должно быть проконтролировано по крайней мере дважды - по двум схемам контроля: с помощью проходного и непроходного калибров. Подавляющее большинство средств контроля имеют точечный контакт с контролируемым изделием и осуществляют локальный контроль размеров в одном или нескольких сечениях. Контроль значительно усложняется, если к недопустимости попадания в годные бракованных изделий по непроходному пределу предъявляются повышенные требования. В этих случаях либо используют двух- или трехкоординатные машины, либо применяют устройства, обеспечивающие последовательный непрерывный контроль с заданным шагом текущего размера детали. 4.4. Принцип Аббе Минимальные ошибки измерения возникают, если контролируемый геометрический элемент и элемент сравнения находятся на одной линии - линии измерения. Этот принцип справедлив для поступательно перемещающихся звеньев. Последовательное расположение контролируемого и образцового элемента по одной линии приводит к увеличению габаритных размеров СИ, поэтому в ряде случаев применяют параллельное расположение сравнительных элементов, но и тогда нужно соблюдать условия, при которых ошибки измерения минимальны. 5. Техника средств измерений Обработка сигнала Обычно сигнал, полученный в результате измерения, должен быть подвергнут некоторой обработке, прежде чем он станет удобным для наблюдения, регистрации или управления. Будем различать линейную обработку сигнала, такую как ослабление, усиление, компенсация и т. д., и нелинейную обработку сигнала, такую как определение пикового значения, среднего или среднеквадратического значения величины сигнала. Кроме того рассмотрим также преобразование сигнала, например, взятие выборки, аналого-цифровое и цифроаналоговое преобразование. Преобразование осуществляет отображение непрерывного по времени и амплитуде сигнала в сигнал дискретный по времени и/или амплитуде или наоборот. Сначала мы рассмотрим некоторые виды линейной обработки сигнала. 11 Аттенюаторы Аттенюатор применяется в том случае, когда измеряемый сигнал слишком велик для непосредственного измерения. Эта операция не должна допускать искажения сигнала и связанной с этим потери измерительной информации. Аттенюатор сдвигает входной динамический диапазон измерительной системы в сторону более высоких уровней сигнала. Аттенюатор можно реализовать в виде резисторной цепи (резистивный аттенюатор) за исключением случаев, когда приходится иметь дело с очень большими токами или высокими напряжениями и при этом рассеиваемая мощность становится слишком большой. В этом случае применяют индуктивный или емкостной аттенюаторы. Дополнительное требование, предъявляемое к таким аттенюаторам, работающим с большими токами и высокими напряжениями, состоит в том, что в этих измерительных устройствах должна осуществляться гальваническая развязка по отношению к объекту измерения. По этой причине наиболее распространенным видом индуктивных аттенюаторов являются трансформаторы. Входные аттенюаторы Часто измеряемый сигнал проще всего ослабить непосредственно на входе измерительного прибора с использованием его входного импеданса Zi. Если, например, сигнал поступает от источника напряжения, то его можно ослабить с помощью последовательного импеданса Zs, включенного последовательно с входным импедансом. Если источником сигнала является генератор тока, то между входами включается параллельный или шунтирующий импеданс Zp. Согласно рис. 5.1 коэффициент передачи напряжения nn в схеме с последовательным импедансом равен V Zi   i  . Vo Z i  Z s В случае ослабления токового сигнала с помощью шунтирующего импеданса Zp коэффициент передачи тока равен Zp I i  i  . I o Z p  Zi а б Рис.5.1. (а) Ослабление сигнала от источника напряжения с помощью последовательного импеданса Z s . (б) Ослабление сигнала от источника тока с помощью шунтирующего импеданса Z p . По определению, коэффициент ослабления равен величине, обратной коэффициенту передачи. Ослабление, которое не зависит от частоты входного сигнала, можно достичь шун12 тируя включаемое последовательно сопротивление Rs конденсатором Сs такой емкости, чтобы выполнялось равенство: RsCs = RiCi. Тогда коэффициент ослабления будет равен R  Rs 1  i  Ri и не будет зависеть от частоты. Включение конденсатора Сs называется частотной коррекцией аттенюатора. Для измерения тока значение Zi должно быть малым. При малой величине сопротивления Ri зависимость коэффициента ослабления от частоты является, главным образом, результатом присутствия паразитной индуктивности Li, включенной последовательно с резистором Ri. Эту частотную зависимость можно устранить, включив последовательно с Rp такую индуктивность Lp, чтобы выполнялось равенство Lp/Rp =Li/Ri . Теперь ослабление постоянно для всех частот и равно Ri  R p 1  . i Rp Шунтирующий резистор (со встроенной частотной коррекцией) применяется для расширения динамического диапазона приборов, предназначенных для измерения тока. Метод ослабления сигнала с использованием входного импеданса измерительного прибора, является простым и дешевым. К его достоинствам относится то, что при ослаблении напряжений входной импеданс увеличивается, а при ослаблении токов он уменьшается, при этом снижается нагрузка на измеряемый объект измерения. Однако недостатком является не всегда точно известная величина входного импеданса Zi, что приводит к уменьшению точности измерения. Кроме того, используя этот метод, трудно реализовать большой коэффициент ослабления, поскольку это потребовало бы очень больших значений последовательного импеданса и очень малых значений параллельного импеданса. Поэтому для точного ослабления и сильного ослабления сигнала используются отдельные схемы аттенюаторов. Делители напряжения Аттенюатор, включенный между источником напряжения и высокоимпедансным входом прибора, обычно называется делителем напряжения. а б Рис. 5.2. (а) Применение потенциометра в качестве делителя напряжения. (б) Резисторная декада с пошаговым переключением в качестве делителя напряжения На рис. 5.2, а показан простой потенциометр, используемый в качестве делителя напряжения. Если потенциометр не нагружен, то коэффициент передачи напряжения v равен . Если однако, выход нагружен, то коэффициент передачи v уже не будет линейной функцией положения подвижного контакта. Когда требуется установить точное значение коэффициента ослабления, потенциометр обычно не годится, поскольку резистивная пленка или высокоомный провод потенциометра значительно изнашиваются в течение срока службы потенциометра. Для точного регулируемого деления напряжения применяются несколько резисторных декад с пошаговым переключением. Если сопротивление резисторов увеличивается с коэффициентом 10, то аттенюатор называют декадной резисторной сборкой (см. рис. 5.2 (б)). Самое слабое место таких резисторных сборок связано с переключателями. Их контактное со13 противление должно быть очень малым, особенно в нижних декадах. Следует также минимизировать термоэдс контактов. Разрешение такого делителя зависит от используемого числа декад п и равно 10n. В резисторной сборке легко достигается погрешность 10-4 - 10-5. Недостатком резисторных сборок является непостоянство входного импеданса, и по этой причине более предпочтительны другие типы делителей напряжения. Характеристические аттенюаторы В высокочастотных или широкополосных измерительных системах, рассчитанных на работу с определенным характеристическим сопротивлением, следует применять характеристические аттенюаторы. Этот тип аттенюатора обеспечивает требуемое ослабление только в том случае, когда применяется совместно с точно определенным (характеристическим) сопротивлением нагрузки. Поэтому источник, сигнал которого подается на вход аттенюатора, должен иметь конкретное выходное сопротивление. Сопротивление нагрузки, подключенное к аттенюатору, также должно быть вполне определенным (часто тем же самым). Простой реализацией такого характеристического аттенюатора является каскадное соединение нескольких Т-образных звеньев. а б Рис. 5.3. (а) Характеристический аттенюатор, состоящий из одного Т-образного звена. (б) Симметричное Т-образное звено. Rc - характеристическое сопротивление На рис. 5.3 показано одно Т-образное звено такого аттенюатора. Обычно в этих случаях Rv = Rc и Rl = Rc, где Rv - сопротивление источника, Rl - сопротивление нагрузки, a Rc - характеристическое сопротивление. Поэтому входное сопротивление Т-образного звена Ri должно быть равно Rc, когда к его выходу подключена нагрузка, и выходное сопротивление звена R0 должно равняться Rc, когда на его входе включен источник с выходным сопротивлением Rs = Rc. Из условий Ri = Rc и R0 = Rc, следует, что R1 = R2 = Rs и R3 = Rp (см. рис. 5.3 (б)). Теперь можно найти соотношение между Rs и Rp: Rs  Rc R p Ri  Rc  Rs  ; Rs  Rc  R p таким образом, Rc2  Rs2  2Rs R p . Коэффициент передачи напряжения v равен V Rc R   i  . Vo Rs  R  Rs  Rc   При R' = Rp||(Rs + Rc) и R = Rc2  Rs2 / 2Rs получаем:   Rc  Rs . Rc  Rs Ослабление характеристического аттенюатора чаще всего выражается в децибелах (дБ). Выраженный в децибелах, коэффициент ослабления  имеет вид: V  P    10 log 10  1   20 log 10  i ,  P2   Vo  14 поскольку Rv = Ri = Rc = R0 = Rl. Итак, получаем:   20 log10   дБ  . Достоинство характеристических аттенюаторов состоит в том, что их звенья можно включать непосредственно одно за другим. Полный коэффициент передачи v равен произведению коэффициентов передачи отдельных звеньев. Если ослабление выражено в децибелах, то полное ослабление равно сумме коэффициентов ослабления отдельных звеньев. Поэтому n n i 1 i 1  tv    iv u  t    i , где tv - полный коэффициент передачи напряжения, а t - коэффициент ослабления (в дБ) составного характеристического аттенюатора, состоящего из п характеристических звеньев. Измерительные трансформаторы Для ослабления высоких напряжений и больших токов обычно применяют трансформаторы, поскольку рассеяние мощности резистивными аттенюаторами стало бы чрезмерно большим. Из соображений безопасности предпочтение отдают обычно трансформаторным аттенюаторам, а не индуктивным или емкостным аттенюаторам, так как трансформатор обеспечивает изоляцию между измеряемым объектом и прибором. а б Рис. 5.4. (а) Идеальный трансформатор. (б) Более реалистический электрический эквивалент трансформатора Рассмотрим сначала идеальный трансформатор (см. рис. 5.4 (а)). Действие такого трансформатора выражается следующими соотношениями: V2 n2 I n 1  n , 2  1  . V1 n1 I1 n2 n Для идеального трансформатора отношение числа витков п полностью определяет как коэффициент передачи напряжения, так и коэффициент передачи тока. Фаза напряжения не изменяется, а фаза тока изменяется на 180°. Хотя, в действительности, это справедливо только отчасти. Отклонение от идеального поведения характеризуется ошибкой значения коэффициента передачи е и фазовой ошибкой . Ошибка коэффициента передачи напряжения v, no определению, равна: V / n  V1 v  2 , V1 а ошибка коэффициента передачи тока i nI  I i  2 1 , I1 так как I1  -nI2. Фазовая ошибка v равна разности фаз между входным и выходным напряжениями. Фазовая ошибка i при передаче тока равна отклонению разности фаз токов от 180°. Полярность напряжения и направление тока определены так, как показано на рис. 5.4 (а). Ошибки коэффициента передачи и фазы вызваны различными паразитными эффектами. Поэтому для того, чтобы получить электрический эквивалент реального измерительного трансформатора, нам 15 необходимо к идеальной модели трансформатора добавить несколько дополнительных импедансов (см. рис. 5.4 (б)). В этой эквивалентной схеме L1 - индуктивность первичной обмотки, а L2 - индуктивность вторичной обмотки. Ток намагничивания, создающий магнитный поток в сердечнике, течет через индуктивность Lm, равную Lm = М/п, где М =k L1 L2 . Коэффициент связи k определяет долю магнитного потока, создаваемого первичной обмоткой, которая охватывается вторичной обмоткой. Если k = 1, то обе индуктивности L1 - Lm и L2 - п2Lm становятся равными нулю. Эти индуктивности отражают факт потери части магнитного потока вследствие рассеяния (индуктивности рассеяния). Резисторы R1 и R2 представляют собой сопротивления первичной и вторичной обмоток (потери в меди), а резистор Rm характеризует потери в сердечнике трансформатора (потери в железе или другом материале сердечника). Наконец, конденсаторы С1 и С2 определяют полную емкость обмоток. Обычно емкостями C1 и C2 можно пренебречь. Однако на высоких частотах в цепи, содержащей емкость С2, и индуктивность L2 - п2Lm, может возникнуть резонанс, и это приведет к появлению резонансного пика в частотной характеристике трансформатора. Этот высокочастотный пик иногда называют резонансным пиком рассеяния (пиком, вызванным индуктивностью рассеяния). Величины импедансов, приведенных на рис. 5.4 (б), определяются назначением и конструкцией трансформатора, а также природой ферромагнитного материала сердечника. Расчет трансформатора можно оптимизировать с целью получения минимальной ошибки коэффициента передачи тока и фазовой ошибки тока для токового трансформатора или с целью минимизации ошибки коэффициента передачи напряжения и фазовой ошибки напряжения для трансформатора напряжения. Ошибки проявляются во вторичной обмотке трансформатора напряжения лишь в том случае, когда трансформатор нагружен. Они вызваны наличием R2 и L2 - п2Lm. Ошибки в первичной обмотке обусловлены током нагрузки, пересчитанным во входную цепь, и током намагничивания (из-за Lm и Rm). В трансформаторе напряжения никогда не допустимо короткое замыкание; это привело бы к катастрофической плотности токов и перегреву. У трансформатора тока в первичной обмотке бывает всего несколько витков (в случае больших токов - всего один виток). Поскольку трансформатор тока представляет собой почти короткозамкнутую цепь, напряжения на первичной или вторичной обмотках никогда не превосходят нескольких вольт. Трансформатор питается от источника тока (осуществляется управление током). Однако сопротивление и индуктивность рассеяния вторичной обмотки должны оставаться малыми, что достигается применением толстой проволоки и хорошей связью между первичной и вторичной обмотками. Если вторичную обмотку оставить ненагруженной, то резко увеличится напряжение, приложенное к Lm, а вместе с ним и степень насыщения магнитной цепи. Потери из-за гистерезиса увеличатся, трансформатор станет очень горячим и, в конце концов, разрушится. Причиной повреждения может быть также пробой изоляции между витками из-за внезапного увеличения напряжения на первичной обмотке. Поэтому трансформатор тока должен всегда работать в режиме короткого замыкания (или в близком к нему режиме). При измерениях тока и напряжения с помощью трансформаторов важны только ошибки  коэффициентов трансформации. Однако при измерениях мощности следует принять во внимание не только ошибку коэффициента передачи , но и фазовую ошибку , поскольку мощность равна Р = VI cosф, где ф - угол между V и I. Трансформаторы классифицируются в соответствии с их погрешностями. К классу 0,1 относятся трансформаторы, имеющие ошибку коэффициента передачи менее 0,1% и фазовую ошибку меньше 5 минут при импедансе нагрузки со значением соsф, лежащим между 1 и 0,8. Класс 1 имеет ошибку коэффициента трансформации меньше 1% и ошибку фазы меньше 60 минут при тех же условиях. Имеются трансформаторы напряжения на напряжения от 1кВ до 500 кВ. Выходное напряжение стандартизовано: его номинальное значение 100 В и100 3 В. Трансформаторы тока выпускаются для работы с токами от 1 А до 50000 А. Выходной ток стандартизован и равен 1 А и 5 А. 16 Схемы компенсаторов Компенсатор является измерительной схемой, в которой используется метод компенсации. Основное достоинство компенсатора состоит в том, что с его помощью можно проводить измерения, не нагружая объект измерения, с высокой точностью. В настоящее время схемы компенсации не так уж часто находят применение. Метод компенсации все же и сегодня применяется в ряде приложений. Эти системы могут быть сконструированы так, что они компенсируют измеренную величину без вмешательства человека-оператора: происходит автоматическая компенсация. Рассмотрим измерительные системы, в которых неизвестная величина компенсируется человеком-наблюдателем, то есть осуществляется неавтоматическая компенсация, как это показано на рис. 3.29. Очевидно, что можно компенсировать как V-величины, так и I-величины. На рис. 3.29(а) индикатор нуля ∆V используется для установки вспомогательного источника напряжения Va так, чтобы ∆V = 0. В этом нулевом состоянии I-величина становится равной нулю, так что не может быть никакого обмена энергией между Vi и Va. Установленное значение Va равно значению Vi. Поскольку это установленное значение известно, то известна также измеренная величина. На рис. 3.29(b) показана структурная схема этой процедуры. Вспомогательная величина Va вычитается из входной величины Vi, и считывается отклонение от желаемой ситуации, когда ∆V = 0. Считанная величина используется для корректировки Va до тех пор, пока не будет достигнуто условие V  0. Выходная величина (результат измерения) равна установленной величине Va, когда достигнуто нулевое состояние. На рис. 3.29(с) показано, как можно компенсировать I-величину. Здесь нулевое состояние достигается при ∆I = 0. В этом случае значение I-величины на клеммах нуль-индикатора равно нулю и, следовательно, токи через Ri и Ra тоже равны нулю. Таким образом, в нулевом состоянии Ii = Ia. Снова выходной величиной является установленное значение Ia. Сравнивая рис. 3.29(b) и 3.29(d) видим, что структурные схемы для сигналов идентичны. Автоматическая компенсация, то есть компенсация без вмешательства человека, показана на рис. 3.30. Символы Vi, ∆V, Va и Ii, ∆I, Ia соответствуют аналогичным символам на рис. 3.29. В качестве примера компенсации V-величины приведена схема с усилителем напряжения. Предполагая, что коэффициент усиления А усилителя очень велик, получим, что нулевое состояние будет достигаться автоматически при ∆V 0, и тогда Vi = Va. Так как Va = V0R1/(R1 + R2), коэффициент усиления напряжения равен V0/Vi = (R1 + R2)/R1. На рис. 3.30(b) изображена блок-схема такой автоматической компенсации. На рис. 3.30(с) в качестве примера автоматической компенсации I- величины показана схема усилителя «ток-напряжение». В предположении крайне больших значений входного сопротивления Ri и коэффициента усиления А даже малая разность токов ∆I вызвала бы большое напряжение на входе усилителя, которое после усиления появилось бы на выходе, 17 имея еще большую величину. Поскольку величина V0 ограничена напряжением источника питания, входное напряжение и разностный ток ∆I будут очень малыми, то есть будет выполняться приближенное равенство Ia  Ii. Компенсирующий ток, создаваемый выходным напряжением, имеющимся на резисторе R2, ранен Ia = V0/R2. При указанных на рис. 3.30(с) полярности напряжения V0 и направлении тока Ii коэффициент передачи равен R2. Соответствующая блок-схема усилителя, приведенная на рис. 3.30(d), подобна блок-схеме на рис. 3.30(b). В обоих случаях компенсация входной величины выполнена с применением отрицательной обратной связи. Усилители Когда речь заходит об усилителях, то обычно имеют в виду усилители электрических сигналов. В системах автоматического управления используют (хотя и в меньших масштабах) также гидравлические усилители и усилители пневматических сигналов. Они предназначаются, большей частью, для соответствующих силовых исполнительных устройств и представляют собой усилители мощности. Для управления электроприводами и электромеханическими исполнительными устройствами применяют усилители электрической мощности: ламповые, транзисторные, магнитные и электромашинные. Измерительные усилители, в отличие от упомянутых усилителей для силовых устройств, являются измерительными преобразователями и должны обладать стабильными метрологическими характеристиками. Они, в первую очередь, различаются видом используемого активного элемента. Рис 5.37. Усилительные каскады. а - ламповый, б - транзисторный, в – магнитный. Существуют ламповые, транзисторные, магнитные усилители (см. соответствующие схемы рис. 5.37), а также усилители на основе элементов с отрицательным сопротивлением и регулируемым реактивным сопротивлением, на туннельных диодах и молекулярные. Для ламповых усилителей характерны высокое входное сопротивление и малый сеточный ток, благодаря чему отбор мощности от входной цепи оказывается мизерным. Ламповая техника все время совершенствуется; созданы металлокерамические лампы. Однако их общими недостатками являются необходимость подогрева катода, относительно высокое рабочее напряжение, а также большие габариты. Поэтому ламповые усилители в значительной мере вытеснены из измерительной техники транзисторными. В отличие от электронной лампы, управляемой напряжением, транзистор управляется изменением тока базы. Биполярные транзисторы характеризуются сравнительно низким входным сопротивлением, тогда как полевые транзисторы обладают входным сопротивлением, близким к сопротивлению электронных ламп, и позволяют измерять токи порядка 10 -14 А. Транзисторы, по сравнению с лампами, потребляют намного меньше мощности, имеют значительно больший срок службы и еще ряд преимуществ, в том числе миниатюрное исполнение. Однако их характеристики зависят от температуры, что ограничивает применение германиевых транзисторов рабочей температурой до 75  100°С, а кремниевых до 150  200°С. Правда, влияние изменений температуры окружающей среды на характеристики транзисторов можно корректировать схемотехническим путем, что расширяет возможности их применения. В современной измерительной технике используют, главным образом, интегральные операционные усилители различных типов. Магнитные усилители (рис. 5.37, в) в измерительной технике применяют лишь в тех случаях, когда необходимо усилить электрическую мощность порядка 10 -11 Вт до единиц и сотен Вт. В простейшем исполнении магнитный усилитель представляет собой дроссель с намагниченным сердечником, полное сопротивление которого изменяется при насыщении под воздействием управляющего постоянного тока. Выходной величиной является пе18 ременный ток. Магнитные усилители весьма инерционны, и их время задержки достигает нескольких секунд. Помимо используемой элементной базы, усилители различают по виду входного сигнала: усилители переменного и постоянного напряжений и усилители постоянного тока. Выделяются но своему принципу действия и схемному исполнению модуляционные усилители постоянного напряжения. Входное напряжение в них преобразуют в переменное (модулируют), которое затем усиливают, а усиленное напряжение выпрямляют фазочувствительным детектором (демодулируют). Тем самым исключается дрейф нулевой точки характеристики, присущий усилителям постоянного тока (напряжения) с непосредственными (гальваническими) связями между каскадами. Помимо необходимого усиления, от измерительного усилителя требуются определенная частотная полоса пропускания (широкополосность), дрейф нуля, не превышающий заданного значения, и приемлемые нелинейные искажения. С точки зрения полосы частот усиливаемых сигналов различают усилители постоянного тока, низкочастотные, высокочастотные и сверхвысокочастотные. Усилители должны обладать также определенными статическими и динамическими характеристиками, удовлетворять заданным требованиям по точности, надежности и устойчивости к влияющим величинам. Наиболее широкое распространение в измерительной технике (а также в радиоэлектронике и связи) получили операционные усилители различных типов, представляющие собой дифференциальные усилители постоянного тока с большим коэффициентом усиления. Операционные усилители Операционный усилитель (ОУ) - это дифференциальный усилитель постоянного тока с очень большим коэффициентом усиления и несимметричным выходом. Условное обозначение, принятое для всех типов операционных усилителей - представлено на рис. 3.1. Рис. 3.1. Условное обозначение операционного усилителя Входы обозначают (+) и (-). Работают они следующим образом: выходной сигнал изменяется в положительном направлении, когда потенциал на входе (+) становится более положительным, чем потенциал на входе (-), и наоборот. Символы «+» и «-» не означают, что на одном входе потенциал всегда должен быть более положительным, чем на другом. Эти символы просто указывают относительную фазу выходного сигнала (это важно, если в схеме используется отрицательная ОС). Обычно вход (+) называют «неинвертирующим», а вход (-) называют «инвертирующим». На схемах часто не показывают подключение источников питания к ОУ и вывод, предназначенный для заземления. Важнейшие правила, которые определяют поведение операционного усилителя охваченного петлей обратной связи, формулируются следующим образом: 1. Выход операционного усилителя стремится к тому, чтобы разность напряжений между его входами была равна нулю. Правило 1 не означает, что операционный усилитель действительно изменяет напряжение на своих входах. Это невозможно. Операционный усилитель «оценивает» состояние входов и с помощью внешней схемы ОС передает напряжение с выхода на вход, так что в результате разность напряжений между входами становится равной нулю (если это возможно). 2. Входы операционного усилителя ток не потребляют. Рассмотрим основные схемы включения операционных усилителей. 19 Инвертирующий усилитель Рис. 3.4. Схема инвертирующего усилителя Рассмотрим схему на рис. 3.4. Воспользовавшись сформулированными выше правилами получим следующее: 1. Потенциал точки В равен потенциалу земли, следовательно, согласно правилу 1, потенциал точки А также равен потенциалу земли. 2. Это означает, что: а) падение напряжения на резисторе R2 равно U âûõ , б) падение напряжения на резисторе R1 равно U âõ . U U 3. Воспользовавшись теперь правилом 2, получим âûõ   âõ или коэффициент усиR2 R1 U R ления по напряжению K  âûõ   2 . Для понимания работы обратной связи рассмотрим U âõ R1 следующий пример. На вход ОУ подан некоторый уровень напряжения, скажем 1В. Для конкретизации допустим, что резистор R1 имеет сопротивление 10 кОм, а резистор R2 - 100 кОм. Предположим, что напряжение на выходе стало равно 0 В. Резисторы R1 и R2 образуют делитель напряжения, с помощью которого потенциал инвертирующего входа поддерживается равным 0,91 В. Операционный усилитель фиксирует рассогласование по входам, и напряжение на его выходе начинает уменьшаться. Изменение продолжается до тех пор, пока выходное напряжение не достигнет значения -10 В, в этот момент потенциалы входов ОУ станут одинаковыми и равными потенциалу земли. Аналогично если, напряжение на выходе начнет уменьшаться и дальше и станет более отрицательным, чем -10 В, то потенциал на инвертирующем входе станет ниже потенциала земли, в результате выходное напряжение начнет расти. Следует отметить, что полученные результаты справедливы и для сигналов постоянного тока - схема представляет собой усилитель постоянного тока. Недостаток инвертирующего усилителя состоит в том, что он обладает малым входным импедансом, особенно для усилителей с большим коэффициентом усиления по напряжению (при замкнутой цепи ОС), в которых резистор R1 как правило, бывает небольшим. Неинвертирующий усилитель. Рис. 3.5. Схема неинвертирующего усилителя 20 Проанализируем схему, представленную на рис. 3.5. В соотвествии с правилом 1 R1 . Если U A  U âõ . Напряжение U A снимается с делителя напряжения: U A  U âûõ R1  R2 U R U A  U âõ , то коэффициент усиления K  âûõ  1  2 . U âõ R1 Это иеиивертирующий усилитель. Входной импеданс этого усилителя бесконечен (он составляет по крайней мере от нескольких сотен мега Ом до 1013 Ом и более). Выходной импеданс, как и в предыдущем случае, равен долям Ома. Эта схема также представляет собой усилитель постоянного тока. Если источник сигнала и усилитель связаны между собой по переменному току, то для входного тока (очень небольшого по величине) нужно предусмотреть заземление. Нелинейная обработка сигнала Нелинейная обработка сигнала часто применяется в измерительных приборах для определения характеристик, относящихся к величине периодического сигнала: пикового значения, среднего значения или среднеквадратического значения. Она используется также для линеаризации нежелательных нелинейных характеристик датчиков или других узлов измерительной системы. Пиковые детекторы Пиковое значение переменного сигнала можно легко определить с помощью схемы выпрямления. На рис. 3.52 показан метод измерения пикового значения положительной полуволны переменного напряжения. Такой пиковый детектор недорог и может быть легко включен в измерительный пробник. Кабель между пробником и вольтметром постоянного напряжения передает только постоянное напряжение и поэтому емкость кабеля и входная емкость измерительной системы никакого влияния не оказывают. Недостатком пиковых детекторов является нелинейность характеристики при малых входных сигналах. Это следствие «излома» вольт-амперной характеристики диода при прямом смещении. По этой причине такой пиковый детектор реально нельзя использовать при напряжениях ниже 1 В, если только шкалу вольтметра не сделать нелинейной. Однако это является не очень изящным решением. Если входной сигнал содержит постоянную составляющую, то это также обнаруживается пиковым детектором, хотя часто неправильно. 21 Пиковый детектор, изображенный на рис. 3.53(а), не имеет этого недостатка. Конденсатор Сk не пропускает постоянную составляющую входного сигнала. Схема другого пикового детектора, приведенная на рис. 3.53(b), содержит фактически два пиковых детектора, один для положительных пиковых значений, а другой - для отрицательных. Оба пиковых детектора, изображенных на рис. 3.53, измеряют полный размах напряжения, а не одностороннее пиковое значение. Постоянная времени  = RC сглаживающего фильтра (то есть RC -цепи, выделяющей постоянную составляющую выпрямленного сигнала) должна быть много больше наибольшего периода Т переменного сигнала. Однако пиковый детектор должен быть способен отслеживать любое внезапное изменение амплитуды входного сигнала, и поэтому, постоянная времени не может быть больше, чем t0, если это характерное время изменения сигнала. Из сказанного следует условие t0 >>  >> T. Детекторы среднего значения Когда говорят о среднем значении переменного напряжения, фактически имеют в виду среднее по абсолютной величине значение переменного напряжения или среднее значение его амплитуды. Это точно соответствует среднему значению сигнала на выходе двуполярного выпрямителя, что позволяет воспользоваться схемой, изображенной на рис. 3.57. Здесь диодный мост будет обеспечивать протекание тока через измерительный прибор всегда в одном направлении, независимо от полярности входного сигнала. Инерция подвижной катушки измерительного прибора будет препятствовать ее вибрации с той же частотой, с какой изменяется переменный ток. Катушка будет реагировать только на среднее значение тока. Если входное напряжение подано непосредственно на вход моста, то у измерительного прибора будет мертвая зона. Отсюда следует нежелательная нелинейность характеристики: ток через измерительный прибор становится равным нулю при малых входных напряжениях. «Рабочий цикл» тока, текущего через катушку измерительного прибора, будет менее 100%, следовательно, индицируемая величина будет находиться ниже истинного значения. Детекторы среднеквадратического значения Среднеквадратическое значение является мерой, часто применяемой в качестве характеристики переменных сигналов. Эта мера используется как в случае детерминированных, так и в отношении случайных сигналов (то есть шума). Среднеквадратическое значение - это квадратный корень из среднего значения квадрата величины. Сначала нам следует найти значение квадрата сигнала, затем произвести усреднение и, наконец, взять квадратный корень из полученной величины. Возведение в квадрат и извлечение корня можно осуществить с помощью схемы, содержащей диоды и резисторы, которую называют функциональным преобразователем. Такая схема способна реализовать нелинейное преобразование входного напряжения Vi. Выходной сигнал V0 может быть произвольной монотонной функцией Vi. Пример одной из таких диодно-резисторных схем приведен на рис. 3.59. 22 Схемы такого типа часто применяются для коррекции нелинейных датчиков. В предположении, что коэффициент усиления А0 достаточно велик, инвертирующий вход усилителя будет действовать как «кажущееся заземление»; входной импеданс практически равен нулю. Входное напряжение Vi проходит через несколько параллельных ветвей аттенюаторов, образованных резисторами Raj и Rbj (в j-й ветви). Как только выходное напряжение одного или более аттенюаторов превосходит величину 0 вольт, в цепи инвертирующего входа усилителя потечет ток I. Эта ситуация соответствует случаю, когда Vi > VrefRaj/Rbj. Если обозначить пороговое напряжение, при котором j-й аттенюатор начинает выдавать ток во входную цепь усилителя, через Vj то: Vj = VrefRaj/Rbj. Когда проводят первые k диодов, полный ток I, текущий через виртуальное заземление, равен k V V i j I  . Raj j 1 Поскольку ток I может течь только по резистору обратной связи R, выходное напряжение равно k V V i j Vo   RI   R . Raj j 1 Если правильно выбрать значения Vj и Raj, то зависимость выходного напряжения V0 от Vi будет приблизительно квадратичной (см. рис. 3.59(b)). Положение каждой точки излома между подинтервалами функции V0 = f(Vi) зависит от сопротивлений резисторов Raj и Rbj, а также от величины опорного напряжения Vref. Так как диоды начинают проводить постепенно, связь между V0 и Vi не будет иметь изломов, а окажется слегка сглаженной. Можно также построить функциональный преобразователь для отрицательных напряжений и даже для немонотонных функций. Кроме квадратичной функции с помощью подобного функционального преобразователя можно реализовать функцию квадратного корня. Однако, если определять среднеквадратическое значение сигнала именно таким способом, то это будет не очень точно. Другой метод измерения среднеквадратического значения сигнала состоит в определении количества рассеиваемого тепла. Этот метод используется в термовольтметре, где входной ток течет по нити накала, нагревая ее. Выделенное тепло служит непосредственной мерой среднеквадратического значения тока. Температура нити накала измеряется термопарой. Чтобы гарантировать хороший тепловой контакт, термопара прикрепляется к нити накала с помощью небольшой стеклянной бусинки, которая, кроме того, обеспечивает электрическую изоляцию между нитью и термопарой. Эта конструкция герметизируется в стеклянном вакуумном баллоне сферической формы, чтобы предотвратить потери тепла из-за конвекции. Поэтому температура нити накала может уменьшаться только из-за теплопроводности и излучения. Чтобы минимизировать влияние окружающей среды, температуру нити накала делают высокой. Однако это сказывается на прочности термоспая по отношению к перегрузкам. Кроме того, такой термоспай имеет исключительно малый кпд - около 0,1%. Кроме того он медленно реагирует на изменение измеряемой величины (1 - 2 с). Чувствительность термоспая можно легко откалибровать по точно известному постоянному току. 23 Термоспай можно применять до частот порядка 60 МГц. При более высоких частотах на работу будут влиять различные паразитные эффекты (такие, как индуктивность резистивной нити накала, емкость между нитью накала и термопарой и т. д.). Погрешность в пределах частотного диапазона от 10 Гц до 60 МГц составляет менее 1%, а в частотном диапазоне от 30 Гц до 10 МГц она может быть даже меньше, чем 0,1%. Среднеквадратическое значение переменного напряжения можно измерить точно, используя два идентичных термоспая в схеме, где осуществляется компенсация выходного напряжения, как это показано на рис. 3.60(b). В настоящее время термоспаи заменяют твердотельными интегральными схемами. Они состоят из дифференциального усилителя и пары резисторов. Любое неравенство температур резисторов вызовет появление напряжения смещения в дифференциальном усилителе. Для измерения среднеквадратических значений шума и сигналов с малым коэффициентом заполнения мы должны знать условия насыщения усилителя S. Хотя среднеквадратическое значение шумового напряжения или импульсного напряжения может быть малым, у них все же могут быть очень большими пиковые значения. Если такие сигналы измеряются электронными измерительными системами, то может случиться так, что в то время, когда усилитель уже находится в насыщении, считываемое (среднеквадратическое) значение все еще мало. В этих измерениях важен так называемый коэффициент амплитуды. Он равен отношению пикового значения сигнала к его среднеквадратическому значению. Обычно для электронных измерителей среднеквадратического значения допустимы сигналы с коэффициент амплитуды вплоть до 10. Триггеры Триггером называют устройство, имеющее два устойчивых состояния и способное под действием внешних сигналов переключаться из одного состояния в другое. При этом напряжение на его выходе изменяется скачкообразно. В общем случае триггер содержит собственно элемент памяти и входную комбинационную схему, преобразующую входные сигналы триггера в сигналы, требуемые для управления элементом памяти. Триггер имеет два выхода: прямой Q и инверсный Q . Состояние триггера определяют по значению сигнала на прямом выходе Q . Значения сигналов на прямом Q и инверсном Q выходах всегда противоположны. Существующие типы триггеров классифицируются по различным признакам. Наиболее часто используется классификация по типу используемых информационных входов. Приняты следующие обозначения входов триггеров: S- раздельный вход установки триггера в единичное состояние по прямому выходу Q (Set - установка); Q =1; R- раздельный вход установки триггера в нулевое состояние по прямому выходу Q (Reset - сброс); Q =0; 24 J - вход установки универсального триггера в состояние 1 (jerk - резко включить); Q =1; K- вход сброса универсального триггера в состояние 0 (kill - резко выключить); Q =0; D - информационный вход переключения триггера в состояние, соответствующее логическому уровню на этом входе; T - счетный вход (Toggle - переключатель); C - синхронизирующий вход (Clock). Одновременная подача сигналов установки S и сброса R не допускается (такая комбинация сигналов называется запрещенной). Назначение входов J и К такое же, как и входов S и R, однако, универсальность J и К допускает возможность одновременной подачи сигналов на оба входа J=К=1.В этом случае триггер переключается в противоположное предыдущему состояние. Кроме основных входов триггеры могут иметь дополнительные: вход V - запрет и входы начальной установки. Вход запрета V блокирует работу триггера, запрещает запись новой информации, триггер сколь угодно долго сохраняет ранее записанную информацию. Наименование триггера определяется типами его входов. Например: RS-триггер, универсальный JK-триггер, D-триггер, счетный Т-триггер. По моменту реакции на входной сигнал триггеры подразделяют на асинхронные (нетактируемые) и синхронные (тактируемые). Асинхронный триггер изменяет свое состояние непосредственно в момент изменения сигнала на его информационных входах. Синхронный триггер изменяет свое состояние лишь в строго определенные (тактовые) моменты времени, соответствующие воздействию активного синхросигнала на его синхронизирующем входе С, и не реагирует на любые изменения информационных сигналов при пассивном значении сигнала на синхровходе. По виду активного логического сигнала, действующего на входах, триггеры различают на статические - управляемые уровнем, и динамические - управляемые перепадом (фронтом) входного сигнала. Входы бывают прямыми и инверсными. Для переключения триггера на прямой вход необходимо подать единичный сигнал, а на инверсный — нулевой. Прямое динамическое управление означает переключение при изменении входного сигнала с нулевого значения на единичное, инверсное динамическое — при изменении входного сигнала с единичного на нулевое. По характеру процесса переключения триггеры делятся на одноступенчатые и двухступенчатые. В одноступенчатом триггере переключение в новое состояние происходит сразу, в двухступенчатом - по этапам. Двухступенчатые триггеры состоят из входной и выходной ступеней. Переход в новое состояние происходит в обеих ступенях поочередно. Один из уровней тактового сигнала разрешает прием информации во входную ступень при неизменном состоянии выходной ступени. Другой уровень тактового сигнала разрешает передачу нового состояния из входной ступени в выходную. Двухступенчатые триггеры часто называют триггерами MS (от английского Master-Slave, т. е. хозяин-раб). Это сокращение показывает характер работы триггера: входная ступень вырабатывает новое значение переменной Q , а выходная ее копирует. RS-триггеры RS-триггер - это триггер с раздельной установкой состояний логического нуля и логической единицы (с раздельным запуском). Он имеет два информационных входа S и R. По входу S триггер устанавливается в состояние Q =1 ( Q =0), по входу R - в состояние Q =0 ( Q =1). Асинхронные RS-триггеры. В асинхронных триггерах срабатывание происходит непосредственно в момент изменения сигнала на информационных входах. Асинхронные RSтриггеры являются наиболее простыми. В зависимости от логической структуры асинхронные RS-триггеры бывают с прямыми либо инверсными входами. Схемы и условные обозна25 чения приведены на рис. 3.1 и 3.2. Триггеры такого типа построены на двух логических элементах: 2ИЛИ-НЕ - триггер с прямыми входами (рис. 3.1); 2И-НЕ - триггер с инверсными входами (рис. 3.2). Активным называют логический уровень, действующий на входе логического элемента и однозначно определяющий логический уровень выходного сигнала независимо от логических уровней, действующих на остальных входах. Для элементов ИЛИ-НЕ активным является высокий уровень - логическая 1, а для элементов И-НЕ - низкий уровень, логический 0. Уровни, подача которых на один из входов не приводит к изменению логического уровня на выходе элемента, называют пассивным. Состояния триггеров под воздействием входных сигналов приведены в таблицах переходов. Знаками Qn ( Qn ) обозначают состояния триггеров до подачи управляющих сигналов, и знаками Qn1 ( Qn1 ) - состояния триггеров после подачи управляющих сигналов. Триггер с прямыми входами на элементах 2ИЛИ-НЕ представлен на рис. 3.1. Функционирование этого триггера описано в таблице 3.1. Таблица 3.1 Таблица переходов RS-триггера на элементах 2ИЛИ-НЕ R S Qn1 0 0 Qn 1 1 1 1 1 X Пассивные уровни на входах R=0, S=0 не влияют на состояние триггера. Оно определяется уровнями на других входах, то есть сигналами, поступающими по обратной связи с выходом Q и Q , действующих до поступления пассивных сигналов R=S=0, т.е. Qn1 = Qn при R=0, S=0. Следовательно, в этом случае выходной сигнал зависит от предыдущего состояния, триггер сохраняет («запоминает») свое состояние. Подача сигналов R=1, S=0 однозначно устанавливает элемент DD1 в нулевое состояние Q =0. Нулевой логический уровень с выхода DD2 поступает на вход DD2 и устанавливает DD2 в единичное состояние Q =1, т. к. S = 0, т.е. Qn1 =0 при R=1, S=0. Аналогичные рассуждения показывают, что входной сигнал S=1, R=0 (комбинация 00 на входах DD1 и комбинация 10 на входах DD2) устанавливает элемент DD1 в единичное состояние Q =1, DD2 - в нулевое Q =0, т.е. Qn1 =1 при R=0, S=1. При R=S=1 во время действия информационных входных сигналов состояния общих элементов ИЛИ-НЕ DD1 и DD2 одинаково Q = Q =0. После одновременного окончания входных сигналов триггер непредсказуемо равновероятно может перейти в любое из двух устойчивых состояний. Поэтому подача одновременно на оба информационных входа активных сигналов R=S=1 запрещена (запрещенная комбинация). Временные диаграммы, характеризующие работу асинхронного RS-триггера с прямыми входами, показаны на рис. 3.3. 26 Синхронный RS-триггер имеет дополнительный вход синхронизации, который также называют тактирующим входом. Синхронизирующий вход разрешает прием сигналов с информационных входов. При наличии синхросигнала происходит переключение триггера. При отсутствии сигнала на синхровходе информационные сигналы не влияют на состояние триггера. Достоинство синхронных триггеров: они позволяют устранить влияние задержки распространения сигнала в различных частях схемы. Таким образом, достигается одновременный прием сигналов в заданные интервалы времени в разных точках схемы. Синхронные триггеры бывают со статическим и динамическим управлением. При статическом управлении триггер реагирует на изменение информационных сигналов в течение всего времени действия синхросигналов. Поэтому изменение информационных сигналов возможно только при отсутствии сигнала на синхровходе. В синхронных триггерах с динамическим управлением прием сигналов с информационных входов происходит в течение короткого фронта сигнала на синхровходе. В остальное время информационные входы логически отключены и допускаются изменения сигналов на информационных входах. Логическая структура синхронного RS-триггера содержит синхронный триггер и дополнительную входную логическую схему, которая управляет работой синхронного триггера. На рис. 3.5 изображена схема синхронного RS-триггера с прямыми информационными и синхронизирующим входами. Такой триггер также называют RST-триггером, полагая вход С тактовым входом Т. На входах кроме информационных сигналов R, S действует сигнал синхронизации С. Буквами Ra , S a обозначены сигналы на входах асинхронного триггера. С помощью логических элементов DD1, DD2 обеспечивается передача входных сигналов на асинхронные триггеры. Таблица 3.3 Таблица истинности синхронного RS-триггера с прямыми входами (рис. 3.5, в) C R S Ra S a Qn1 0 - - 0 Qn 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 27 Qn 1 X При отсутствии синхронизирующего сигнала C=0 триггер не переключается независимо от входной информации R, S (прочерки в таблице 3.3). Действительно, логический ноль является активным сигналом для логических элементов И, И-НЕ. Он однозначно устанавливает выходной уровень этих логических элементов независимо от логических уровней на других входах. При этом на выходе И устанавливается логический 0, на выходе И-НЕ логическая единица. Поэтому для триггера (рис. 3.5, в) с ЛЭ И на входе Ra = S a =0 при С=0. Такая комбинация соответствует режиму хранения предыдущей информации в асинхронном RS-триггере с прямыми входами Qn1 = Qn . При С=1 триггер изменяет свое состояние в соответствии с поступившей на входы R и S информацией, поэтому такие же информационные сигналы должны быть на выходе асинхронного триггера Ra =R, S a =S. При построении синхронного RS-триггера на элементах И-НЕ необходимо учесть, что асинхронный RS-триггер на таких же элементах имеет инверсные входы (рис. 3.5, а, б). При С=0 на Ra =1, S a =1 устанавливаются логические единицы, при которых асинхронный RS-триггер с инверсными входами хранит предшествующее значение. При С=1 состояние триггера определяется действующими на входах R и S уровнями в соответствии с рассмотренной ранее логикой работы асинхронного триггера. Логика работы синхронного RSтриггера на элементах И-НЕ иллюстрируется таблицей 3.4. Таблица 3.4 Таблица истинности синхронного RS-триггера с прямыми входами на элементах И-НЕ (рис. 3.5, а, б) C R S Ra S a Qn1 0 - - 1 1 Qn 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Qn 1 X На рис. 3.6 изображены временные диаграммы работы синхронного RS-триггера с прямыми входами. Условное обозначение синхронного RS-триггера с прямыми входами показано на рис. 3.5, г. Триггеры могут дополнительно иметь установочные входы R y , S y , сигналы которых непосредственно устанавливают триггер в заданное состояние независимо от синхросигналов (рис. 3.9). Условное графическое обозначение RS-триггера с прямыми информационными и инверсными установочными входами показано на рис. 3.9, б. 28 D-триггеры D-триггер или триггер задержки передает информацию со входа на выход при появлении синхронизирующего импульса. Поэтому момент смены информации на выходе задержан относительно момента смены на входе на время прихода синхросигнала. D-триггер имеет один информационный вход. Поскольку смена информации в D-триггере происходит по синхросигналу, то этот триггер может быть только синхронным. Его также называют тактируемым. Рис. 3.10. D-триггер может быть построен по различным схемам (рис. 3.10). Его можно получить из синхронного RS-триггера дополнением инвертора DD5. При С=0 (активном сигнале для логических элементов И, И-НЕ) на входах синхронных RS-триггеров устанавливаются сигналы, соответствующие режиму хранения информации. Это логическая 1 на выходах схем И-НЕ на рис. 3.10, а, б и логический 0 на выходах ЛЭ И на рис. З.10, в. D-триггер сохраняет прежнюю информацию: Qn1 = Qn при С=0. При подаче на вход синхронизации уровня С=1 информация на выходе будет зависит от сигнала, подаваемого на вход D. Следует отметить, что на ЛЭ DD1, DD2 cо входа D всегда поступают противофазные сигналы. Это объясняется наличием инвертора DD5 на рис. 3.10, б, в, либо соединением выхода ЛЭ И-НЕ DD1 со входом ЛЭ И-НЕ DD2 на рис. 3.10, а. Поэтому запрещенных комбинаций на входах асинхронного RS-триггера не возникает. Записываемая в триггер информация определяется уравнением Qn1 =D при С=1. Если D=1, то на выходе устанавливается единица, а при D=0 имеем Qn1 =0. Функционирование D-триггера определяется таблицей 3.6. После окончания синхроимпульса D-триггер сохраняет записанную информацию. Временные диаграммы тактируемого D-триггера показаны на рис. 3.11. 29 Таблица 3.6 Таблица истинности D-триггера C D Qn1 Qn 1 1 1 1 Qn 1 Из рис. 3.11 видно, что задержка на выходе происходит на один такт по отношению ко входной информации. Тогда в триггер записываются данные со входа D. Отметим, для устойчивой работы D-триггера необходимо, чтобы в течение синхроимпульса информация на входе была неизменной, т.е. необходим защитный интервал времени, равный длительности синхроимпульса. Счетный T-триггер Т-триггер — это триггер со счетным входом. Он имеет один информационный вход. При приходе активного сигнала Т-триггер меняет свое состояние на противоположное и сохраняет предыдущее значение при отсутствии сигнала на входе. Таблица 3.7 Таблица истинности Т-триггера T Qn1 1 Qn Qn Для обеспечения такого режима функционирования необходимо обеспечить обратную связь с выхода на вход. Соответственно, T-триггер может быть построен по схемам, представленным на рис. 3.12. Видно, что для этого используются другие триггеры RS, D. Временные диаграммы работы Т-триггера показаны на рис. 3.13. Структуры на рис. 3.12 правильно отражают работу Т-триггера, но на практике они зачастую оказываются неработоспособны. Причина заключается в обратных связях, т. к. выход передает на вход записанную ранее информацию. Выходной элемент памяти одновременно является и приемником новой информации, и источником (памятью) предыдущей. Рис. 3.12 30 Триггер принимает новую информацию и сразу же передает ее по цепи обратной связи на вход. В результате, возможна ситуация, что триггер вновь переключится. Этого можно избежать ограничением длительности управляющего сигнала на входе Т, однако, быстродействие, как правило, высоко, и такая мера малоэффективна. Введение в цепи обратных связей дополнительных линий задержки также не всегда приводит к желаемому результату. Передавая сигнал по цепи обратной связи, триггер может превратиться в генератор незатухающих колебаний. Более эффективно такая задача решается в триггерах с динамическим управлением, которые реагируют на фронт импульса, т. е. переключение происходит в течение короткого интервала времени, и в двухступенчатых триггерах, разделяющих процесс записи новой информации и передачи ее на выход. Т-триггеры широко используются в различных цифровых устройствах в качестве делителей частоты и двоичных счетчиков. Действительно, из рис. 3.12 видно, что период следования импульсов на выходе увеличивается в два раза, соответственно, частота уменьшается также в 2 раза. Триггеры с динамическим управлением В триггерах с динамическим управлением срабатывание происходит по фронту синхронизирующего сигнала. Поэтому процессы, связанные с переключением, происходят в течение короткого времени вблизи фронта сигнала на синхронизирующем входе только при перепаде тактового сигнала. Рис. 3.14 Переключение триггера может происходить при положительном фронте сигнала, тогда этот вход называется прямым динамическим входом (рис. 3.14, а), либо при отрицательном инверсный динамический вход (рис. 3.14, б). Положительный фронт означает изменение с нулевого значения на единичное, отрицательный фронт - с логической 1 в логический 0. Работу такой схемы удобно рассмотреть на примере шестиэлементного триггера (рис. 3.15), которая получила название - схема «трех триггеров». Элементы DD2, DD3, DD5, DD6 образуют синхронный RS-триггер с управлением по уровню сигнала. Входы S и R - статические инверсные. Элементы DD1, DD4 обеспечивают срабатывание триггера только при положительном перепаде на прямом динамическом входе С. Они образуют два дополнительных триггера. Отсюда название «схема трех триггеров». 31 При нулевом уровне на входе С=0 на выходах элементов DD2, DD3 устанавливается логическая 1, что соответствует режиму хранения предыдущего состояния асинхронным RSтриггером DD5, DD6 независимо от сигналов на других входах. Если поступает на синхронизирующий вход 1, то процессы зависят от состояния на входах S и R. При S = R =1 на выходах DD1, DD4 - логический 0, который, поступая на входы DD2, DD3, поддерживает в единичном состоянии выходы DD2, DD3. Асинхронный RSтриггер DD5, DD6 хранит предыдущий сигнал. Если какой-либо из асинхронных входов S =0 (либо R =0) находится в нулевом состоянии, то соответствующая схема 2И-НЕ DD1 (либо DD4) переходит в состояние логической единицы. Тогда на одном из элементов DD2 (либо DD3) появляется логический ноль. Асинхронный RS-триггер DD5, DD6, устанавливается в заданное состояние логической единицы (либо логического нуля). При S =0 → Q (DDl)=1 → Q (DD2)=0 → Q (DD5)=1. При R =0 → Q (DD4)=1 → Q (DD3)=0 → Q (DD5)=0. Строго говоря, переключение происходит не непосредственно по фронту или срезу импульса синхронизации. Для гарантированного срабатывания входные сигналы S , R должны оставаться без изменения в течение короткого интервала при изменении сигнала синхронизации. Длительность этого интервала определяется временами задержки в логических элементах и равна 2 t зад , где t зад - время задержки в одном логическом элементе. Отметим, что триггер с динамическим управлением не чувствителен к изменению сигналов на информационных входах при постоянном уровне на синхронизирующем входе С=1 либо С=0. Переключение происходит только при логическом перепаде. На основе шестиэлементного триггера (рис. 3.15) строится триггеры D, T, JK. Динамические триггеры свободны от недостатков, присущих статическим триггерам. Двухступенчатые триггеры Триггеры с двухступенчатым запоминанием информации состоят иp двух триггерных структур. Одна называется ведущий триггер, другая - ведомый триггер (рис. 3.16). Оба триггера - синхронные, но имеют противоположные синхровходы. На рис. 3.16 ведущий триггер срабатывает при С=1, имеет прямой синхронизирующий вход, а ведомый при С=0 - инверсный синхронизирующий вход. На первом этапе, когда происходит запись информации в ведущий триггер, ведомый отключен, продолжает сохранять предыдущее состояние. Когда снят активный уровень с синхровхода ведущего триггера, происходит перезапись информации в ведомый триггер. Таким образом, происходит поэтапная запись информации благодаря управлению инверсными логическими уровнями. 32 В двухступенчатом триггере устраняется противоречие между процессами хранения старой и приема новой информации. Это дает возможность построения синхронных автоматов без опасных временных состояний, исключить предпосылки к режиму генерации. Позволяет обеспечить высокую надежность функционирования триггеров с внутренними цепями обратной связи. В то же время схемы этих триггеров более сложные, чем схемы триггеров с динамическим входом, а быстродействие ниже. Часто двухступенчатый триггер называют MS-триггером от английских слов «master» и «slave» - хозяин и раб. На принципиальных схемах двухступенчатые триггеры обозначаются сдвоенной буквой (ТТ) рис. 3.17. По структуре двухступенчатого триггера могут быть построены любые типы триггеров. JK-триггер JK-триггеры - это двухступенчатые универсальные синхронные триггеры. Универсальность заключается в том, что на их основе можно сделать любой другой, тип логических триггеров RS, D, Т. Вход J аналогичен входу S уже рассмотренного RS-триггера, т. е. устанавливает в единичное состояние Q=1 при J=1. Вход К устанавливает JK-триггер в нулевое состояние Q=0 при K=1, т. е. аналогичен входу R. При K=0 и J=0 в JK-триггере сохраняется предыдущее состояние: Qn1 = Qn . Отличие от RS-триггера заключается в том, что JK-триггер не имеет запрещенных входных комбинаций. Если на оба входа J и К подать активный логический уровень, то триггер перейдет в состояние, противоположное предыдущему: Qn1 = Qn при J=К=1. Входной сигнал зависит не только от состояния входных сигналов, но и от предыдущего состояния JK-триггера. Таблица 3.8 переходов JK-триггера показана при условии, что активным уровнем является логическая единица. Таблица 3.8 Таблица переходов JK-триггера J K C Qn1 - - 0 Qn 1 1 1 1 1 1 1 1 Qn 1 Qn Анализ работы показывает, что JK-триггер должен содержать цепи обратной связи. Поэтому структурная схема строится на основе двухступенчатого триггера с динамическим входом (рис. 3.18). Схема содержит два асинхронных RS-триггера, комбинационную схему управления на элементах И DD1-DD4 и инвертор НЕ DD5. При уровне логического 0 на входе С первый RS-триггер не реагирует на сигналы входов J и К. При подаче на вход С=1 уровня логической единицы связь между RS-триггерами обрывается, т. к. элементы И DD3-DD4 устанавливаются в нулевое состояние. При этом первый RS-триггер 1 устанавливается в состояние, определяемое таблицей 3.8. Подача вновь 33 сигнала С=0 на синхровход JK-триггера приводит к отключению первого RS-триггера от входных сигналов из-за элементов DD1, DD2. Однако, при С=0 через инвертор DD5 на входы элементов DD3, DD4 поступает логическая единица и состояние первого RS-триггера перезаписывается во второй. С выходов Q , Q триггера по цепи обратной связи на выходы элементов ЗИ-НЕ DD1, DD2 всегда поступают противоположные сигналы, тем самым исключается появление на входах первого асинхронного RS-триггера запрещенной комбинации. На рис. 3.18, б показано условное изображение JK-триггера. Рис. 3.19 Как уже отмечалось, на основе JK-триггера может быть построен любой другой триггер (рис. 3.19). На рис. 3.19, а - синхронный RS-триггер, на рис. 3.19, б - D-триггер, на рис. 3.19, в - синхронный Т-триггер, на рис. 3.19, г - асинхронный T-триггер. JK-триггер, как и другие типы триггеров, может дополнительно иметь входы начальной установки (рис. 3.19, д), которые являются инверсными по отношению ко входам J, К. Регистры Регистром называется устройство, предназначенное для записи, хранения и (или) сдвига информации, представленной в виде многоразрядного двоичного кода (от английского - Register). Из определения вытекает, что регистры должны содержать элементы памяти и, следовательно, строятся на триггерах. Также в регистрах используются вспомогательные элементы в виде комбинационных схем для управления работой триггеров. В регистрах выполняются следующие операции: - ввод и вывод хранимой информации; - хранение информации; - сдвиг хранимой информации вправо либо влево на определенное число разрядов; - преобразование кода числа из последовательного в параллельный и наоборот. Регистры также могут использоваться в различных устройствах для организации обработки чисел, выполнения над ним различных преобразований. Основная функция регистра - хранение многоразрядного числа, которое представлено в двоичной системе счисления. Таким образом, для хранения n-разрядного двоичного числа регистр должен содержать n-триггеров. По способу приема информации регистры подразделяются: - параллельные - информация записывается и считывается только в параллельной форме; 34 - последовательные, которые также называются сдвигающие (сдвиговые) - запись и считывание информации происходит только в последовательной форме; - последовательно-параллельные, такие универсальные регистры можно использовать для преобразования кода из параллельного в последовательный и наоборот. По числу каналов передачи информации регистры подразделяются: - однофазные - информация вводится либо в прямом, либо в обратном коде; - парафазные - одновременно и прямом, и в обратном кодах. При этом как входная, так и выходная информация может быть представлена как в прямом, так и инверсном входе. По способу тактирования (синхронизации) регистры подразделяют: - однотактные, синхронизируемые одной управляющей последовательностью; - двутактные; - многотактные, управляемые несколькими последовательностями импульсов. Сдвиговые регистры могут быть однонаправленные, когда записанную информацию сдвигают только в одном направлении, и двунаправленные, в которых информация сдвигается как вправо, так и влево. Для таких регистров предусматривается специальный вход включения режима направления сдвига. На принципиальных схемах регистры обозначают буквами RG. Чаще всего регистры строят на основе D и JK-триггеров. Параллельный регистр В параллельных регистрах прием и выдача двоичных слов осуществляется по всем разрядам одновременно. Поэтому триггеры, соответствующие разным разрядам не связаны между собой (рис. 3.20). Каждый триггер в параллельном регистре имеет свои независимые входы и выходы. Тактовые входы всех триггеров соединены между собой. Подавая на входы RS-триггеров (рис. 3.20» а) пара-фазные сигналы, в регистр записывается двоичный код. При xi =1 ( xi =0) активный сигнал воздействует на S вход и триггер устанавливается в единичное состояние. При xi =0 ( xi =1) логическая единица поступает на R вход и триггер устанавливается в состояние 0. Следовательно, состояния регистров определяется поступающими на входы сигналами. Запись входного входа происходит во время прихода синхроимпульса на вход С. Если для записи в данном регистре используется только прямой или только обратный входной код, то запись информации выполняется за два такта синхронизации. По первому такту необходимо сбросить или установить все триггеры регистра подачей на соответствующие входы активного логического уровня, а по второму - записать в регистр новую информацию. На рис. 3.20, б параллельный регистр построен на D-триггерах: однотактный регистр с однофазным входом. В таком регистре при уровне логической 1 на С-синхровходе все триггеры устанавливаются в состояния, определяемые действующим на D-входах входными сигналами. Для записи информации необходим только один импульс синхронизации. Дополни35 тельный вход R начальной установки переводит все триггеры в нулевые состояния одним управляющим импульсом. На рис. 3.20, в показано условное графическое обозначение четырехразрядного параллельного регистра. Этот триггер имеет четыре однофазных прямых входа D0, D1, D2, D3, четыре соответствующих выхода Q0, Ql, Q2, Q3 и вход синхронизации С. Параллельные регистры могут иметь дополнительно вспомогательные комбинационные схемы, которые расширяют функциональные возможности. Они используются для установки начального состояния, режима приема, хранения либо выдачи информации, реализуют запись с двух направлений и т. д. В этом случае регистр имеет соответствующие входы. Сдвиговые регистры В сдвиговом (последовательном) регистре триггеры соединены последовательно, т. е. выходы предыдущего триггера передают информацию на входы последующего. Простейший однофазный сдвиговой регистр на D-триггерах изображен на рис. 3.21, а. Управление осуществляется фронтом синхронизирующего сигнала, который является общим для всех триггеров. Пусть триггеры регистра находятся в состоянии: Q0=1, Q1=0, Q2=1, Q3=1. Предположим, что на вход поступает нулевая информация. При отсутствии синхроимпульса в регистре хранится информация без изменения. В момент положительного фронта синхронизирующего сигнала каждый из триггеров устанавливается в состояние, соответствующее действовавшему на входе D сигналу: - по первому тактовому импульсу: лог. 1 из Q0 в Q1, лог. 0 из Q1 в Q2; лог. 1 из Q2 в Q3; - по второму тактовому импульсу: лог. 0 из Q0 в Q1, лог. 1 из Q1 в Q2i лог. 0 из Q2 в Q3; - по третьему тактовому импульсу: лог. 0 из Q0 в Q1, лог. 0 из Q1 в Q2; лог. 1 из Q2 в Q3. Работу сдвигового регистра можно проиллюстрировать рис. 3.21, в и таблицей 3.9, в которых приведено содержимое регистров при выполнении последовательных сдвигов вправо. Суть сдвига состоит в том, что логическая переменная (1 либо 0), записанная в i-разряде, передается в соседний справа (i+1) разряд. В крайний левый разряд заносится число, подаваемое с внешнего входа. Из крайнего правого разряда двоичный код последовательно поступает из регистра во внешнюю цепь. В настоящем случае - выход Q3. Для осуществления сдвига влево необходимо в сдвиговом регистре ввести элементы, изменяющие направление передачи информации, т. е. изменить связи между триггерами, подключая выход триггера ко входу соседнего слева разряда. 36 Таблица 3.9 Таблица состояний сдвигового регистра Номер Q0 Q1 Q2 Q3 1 такт 1→0 0→1 1→0 1→1 2 такт 0→0 1→0 0→1 1→0 3 такт 0→0 0→0 1→0 0→1 На рис. 3.22. показан пример с использованием элементов И-ИЛИ-НЕ, изменяющих направление передачи сигнала. При S=1 открываются верхние по схеме элементы И, осуществляется передача сигнала в регистр из левого триггера в правый. При S=0 открываются нижние по схеме элементы И, информация сдвигается влево. На рис. 3.22 показан фрагмент схемы регистра из двух триггеров и обозначены связи с последующими триггерами. В сдвиговых регистрах используются только двухступенчатые триггеры или триггеры с динамическим управлением. Это гарантирует сдвиг информации строго на один разряд по каждому импульсу синхронизации. При использовании других триггеров процесс сдвига становится неуправляемым и за один импульс синхронизации кодовое число может быть сдвинуто на несколько разрядов. При использовании одного входа и только одного выхода двоичное слово вводится в сдвиговый регистр и выводится из него в последовательной форме. Такое представление позволяет уменьшить разрядность шин в цифровом устройстве. С другой стороны, при этом замедляется быстродействие. Для осуществления ввода либо вывода числа в n-разрядном регистре требуется n-синхронизирующих импульсов по числу триггеров. На рис. 3.21, а у каждого триггера показан самостоятельный вывод. Через n тактов в nразрядный регистр последовательно будет записано число, которое может быть затем снято в параллельной форме одновременно с выходов триггеров всех разрядов. Так осуществляется преобразование двоичного кода из последовательной формы в параллельную. Каждый триггер сдвигового регистра может быть снабжен через вспомогательную комбинационную схему входами начальной установки в любое заданное состояние. Это позволяет осуществить прием числа в параллельной форме. После того как n-разрядное число будет записано в регистр, путем подачи n синхронизирующих импульсов двоичный код в последовательной форме снимается с выхода старшего разряда регистра. Так происходит преобразование параллельного кода в последовательный. Помимо основного предназначения (хранения двоичного кода, преобразования, сдвига и передачи на выход) регистры также используются для выполнения и других функций. На их основе строятся такие устройства: линии задержки на заданное число тактов, накапливающие сумматоры, формирователи импульсов большей длительности, генераторы псевдослучайных последовательностей. Регистры применяют в арифметическо-логических устройствах в качестве узлов, выполняющих различные логические операции. 37 Кодирующие устройства Преобразователи кодов В цифровых устройствах часто возникает необходимость преобразования информации из одной двоичной системы в другую (из одного двоичного кода в другой). Для представления двоичных систем используются различные виды кодирования: прямой, обратный, дополнительный, двоично-десятичный и т. д. Особая роль отводится корректирующим кодам и кодам, обнаруживающим и исправляющим ошибки. Они удобны для передачи сигналов по линиям связи в условиях воздействия помех. На аппаратном уровне задачу преобразования информации из одного кода в другой выполняют комбинационные устройства - преобразователи кодов. Преобразователь кода - комбинационное устройство, предназначенное для изменения вида кодирования информации (английское — converter). На принципиальных схемах преобразователи кодов обозначаются X/Y. При проектировании и конструировании преобразователей кодов можно выделить два подхода: 1) метод, основанный на преобразовании исходного двоичного кода в десятичный и последующем преобразовании десятичного представления в требуемый код; 2) метод, основанный на использовании логического устройства комбинационного типа, непосредственно реализующего данное преобразование. В первом методе каскадно соединяют дешифратор и шифратор. Сами шифраторы и дешифраторы являются частным случаем преобразователей кодов. Во втором случае, как для любого комбинационного устройства, составляют таблицу истинности и устанавливают однозначное соответствие между подаваемыми на входы и снимаемыми на выходах комбинациями. Далее проводят синтез логического комбинационного устройства в заданном базисе. Отметим также, что любые преобразования параллельных кодов легко и удобно осуществить на микросхемах постоянной памяти и программируемых логических матрицах. Шифраторы Шифратор преобразует сигнал, поданный только в один входной провод, в выходной параллельный двоичный код на выходах шифратора. Шифратор также называют кодером (CD). Таким образом, подача сигнала на один из входов приводит к появлению на выходах двоичного числа, соответствующего номеру возбужденного входа. Полный шифратор имеет 2n входов и n выходов (рис.3.24, а). Шифраторы также применяются для преобразования десятичных чисел в двоичную систему счисления (рис. 3.24, б), тогда число входов меньше 2 n - где n - число выходов. Например, шифратор на рис. 3.24, б при возбуждении одного из 10 входов ( x0 , x1 ,, x9 ) формирует на выходах двоичный код но- 38 мера возбужденной входной линии. Так, при подаче сигнала на вход x9 на выходах появится код 1001. Таблица 3.11 Таблица истинности шифратора Номер Выходной код входа Y8 Y1 Y4 Y2 1 1 2 1 3 1 1 4 1 5 1 1 6 1 1 7 1 1 1 8 1 9 1 1 Применение шифраторов приводит к сокращению количества сигналов в цифровых устройствах (линий передачи). Также шифраторы используют в разнообразных устройствах ввода информации в цифровые системы. Рассмотрим таблицу истинности шифратора (рис. 3.24, б), преобразующего десятичные числа 0, 1, 2, …, 9 в двоичное представление в коде 8421. Входные и выходные сигналы могут быть как прямыми, так и инверсными. Этой таблице соответствует схема на элементах ИЛИ, показанная на рис. 3.25. Помимо информационных входов, шифраторы содержат дополнительные, обеспечивающие разрешение ввода и вывода, осуществление расширения без привлечения дополнительных цепей. При работе шифратора в составе цифрового устройства возможен приход сигналов на несколько входов. В этом случае необходимо выбрать тот вход, которому предоставляется право первоочередного обслуживания. Поэтому шифраторы осуществляют приоритетное кодирование входных сигналов со входа с наивысшим приоритетом. Таким образом, при наличии на входах нескольких возбужденных линий на выходе будет та комбинация, которая соответствует старшему (приоритетному) входу. Дополнительные входы также позволяют проводить наращивание шифраторов. Дешифраторы Дешифратор преобразует код, поступающий на его входы, в сигнал только на одном из его выходов, т. е. двоичные дешифраторы преобразуют двоичный код в код «1 из N». Актив39 ным всегда является только один выход дешифратора, причем номер этого выхода однозначно определяется входным кодом. Дешифраторы относятся к комбинационным устройствам. На принципиальных схемах в условном обозначении дешифраторов ставятся буквы DC (от английского Decoder) (рис, 3.28). Входы дешифраторов обозначаются двоичными весами 1248. Если число адресных входов дешифратора n, то максимальное число выходов 2n . В этом случае дешифратор называют полным. Если число выходов меньше 2n , дешифратор называют неполным. В стандартные серии микросхем входят дешифраторы на 4 выхода (2 разряда входного кода), на 8 выходов (3 разряда входного кода), на 16 выходов (4 разряда входного кода), неполный двоично-десятичный дешифратор 4x10. Они обозначаются 2-4, 3-8, 4-16, 4-10. Имеются дешифраторы управления различного типа светоизлучающими шкалами. Дешифраторы различаются по емкости, по числу каналов, а также форматом выходного кода. Работа дешифратора описывается таблицей истинности, обратной таблице истинности шифратора. В них входные и выходные сигналы меняются местами. Входные сигналы представлены в коде 8421. В выходной колонке обозначен номер активного выхода. Таблица 3.12 . Таблица истинности дешифратора Входной код 8421 Номер выхода в десятичной X8 X1 X4 X2 системе 1 1 1 2 1 1 3 1 4 1 1 5 1 1 6 1 1 1 7 1 8 1 1 9 На каждом выходе образуется уровень логической 1 при определенной комбинации на входах. 40 Структура дешифратора с инверсными выходами и его условное графическое обозначение показаны на рис. 3.29. Дешифраторы с инверсными выходами удобно применять в схемах позиционной индикации на светодиодах. В качестве примера, на рис. 3.29, б показано подключение светодиода к четвертому выходу дешифратора. Дешифраторы бывают с парафазными и однофазными входами. Применение однофазных входов позволяет уменьшить число линий связи и исключает необходимость дополнительного применения инверторов. Инверсный вход формируется в самом дешифраторе. Более того, входной прямой сигнал также непосредственно в схеме не используется, а получается как двоичная инверсия от входного. Тем самым максимально снимается нагрузка, обусловленная длиной линии связи, ее емкостью, что повышает быстродействие. Дешифраторы при относительно малом числе элементов и несложной внутренней структуре имеют большое число внешних выходных выводов. Поэтому не изготавливают дешифраторов с более, чем 4 информационными входами. Увеличение числа выходов осуществляется путем наращивания разрядности (рис. 3.30). 41 Выходы дешифратора первой ступени подключают к стробирующим входам С разрешения/запрета работы дешифраторов второй ступени. Из дешифраторов второй ступени активным будет только один выход только одного из дешифраторов. При использовании на второй ступени дешифраторов 3-8 получаем устройство с 24 выходами. На основе дешифраторов можно строить различные схемы преобразования кодов: мультиплексоры, демультиплексоры, формирователи произвольных логических функций, Схемы управления различными индикаторными устройствами и т. д. Компараторы кодов Цифровой компаратор - комбинационное устройство, предназначенное для сравнения двоичных слов. Компаратор выполняет следующие действия над двумя двоичными словами: F (А=В) - равенство двоичных слов А и В; F (А>В) - слово А больше слова В; F (А<В) - слово А меньше слова В. Рассмотрим компаратор, приведенный на рис. 3.31. и представляющий собой схема сравнения двух четырехразрядных слов. Результатом является обнаружение одного из трех возможных состояний: А<В, А=В, А>В. Критерием равенства двух двоичных чисел является совпадение их по всем разрядам. Выход схемы сравнения устанавливается в высокое состояние логической 1, если два числа равны, в противном случае выход находится в нулевом состоянии логического нуля. Компаратор имеет четыре сравниваемых входа чисел А и В (А0, В0, А1, В1, А2, В2, A3, В3) и три дополнительных входа переноса А< В, А=В, А>В для сравнения чисел большей разрядности путем последовательного соединения компараторов в каскад. Возможно построение многоразрядных компараторов в двоичном коде. Устройства сравнения на равенство строятся на основе поразрядных операций над одноименными разрядами обоих слов. Слова равны, если равны все одноименные разряды, т. е. если в обоих нули или единицы. Рассмотрим случай сравнения одного двоичного разряда, приведенный в таблице 3.14.. Таблица 3.14 Таблица истинности компаратора одноразрядных слов A B F(A=B) F(A>B) F(AВ), F(А< В). Соответствующая схема компаратора для одного разряда показана на рис. 3.32. Для сравнения слов большей разрядности компаратор строят наращиванием с использованием нескольких интегральных схем компараторов (рис. 3.33). Неопределенные состояния на выходах компараторов могут возникать при смене любого из кодов. Это вызвано неодновременным изменением входных сигналов в различных разрядах. На выходах появляются короткие паразитные помеховые импульсы. Борьба с ними осуществляется путем синхронизации и стробирования. Также надо учитывать, что при каскадировании (рис. 3.32) n-микросхем общая задержка сигнала возрастает в n-раз. Компараторы кодов являются довольно медленно действующими устройствами. Мультиплексоры Устройство, которое осуществляет выборку одного из нескольких входов и подключает его к своему выходу, называется мультиплексором. Мультиплексор имеет информационные входы ( D0 , D1 , ... ), адресные входы ( A0 , A1, ... ), вход С для подачи стробирующего сигнала и один выход Q. На схемах мультиплексора обозначаются буквами MS или MUX (MULtipleXer). Символически мультиплексор можно представить многоканальным коммутатором, имеющим одностороннюю передачу данных (рис. 3.34). 43 Каждому информационному входу Di мультиплексора присваивается номер А, называемый адресом. При подаче стробирующего сигнала на вход С мультиплексор выбирает, один из входов Di , адрес которого задается двоичным кодом на адресных входах А, и подключает его к выходу Q. Число информационных входов nинф и число адресных входов nадр связаны соотношением nинф  2 адр . Мультиплексор представляет собой двухступенчатое устройство, выполненное на основе инверторов и схем типа И-ИЛИ, И-ИЛИ-НЕ, которые используют стробирующие свойства функции И аргументов канала информации и адреса. На рис. 3.35 показано символическое изображение мультиплексора с четырьмя информационными входами. В общем случае функционирование мультиплексора описывается таблицей 3.15. При отсутствии стробирующего сигнала (С=0) отсутствует разрешение работы, отсутствует связь между информационными входами и выходом Q=0. Выход является нулевым независимо от информационных и адресных сигналов. При подаче стробирующего сигнала (С=1) на выход передается логический уровень того из информационных входов Di , номер которого i в двоичной форме задан на адресных входах. Таблица 3.15 Таблица истинности мультиплексора Адресные входы Стробирующий сигнал Выход C Q A1 A0 n X X 1 D0 1 1 1 1 1 1 1 D1 D2 D3 44 В тех случаях, когда требуется передавать на выходы многоразрядные входные данные в параллельной форме, используется параллельное включение мультиплексоров по числу разрядов передаваемых данных. Максимальное число информационных входов мультиплексоров, выполненных в виде интегральных схем, равно 16. Если требуется построить мультиплексорное устройство с большим числом входов, можно объединить мультиплексоры в схему так называемого мультиплексорного дерева. Такое мультиплексорное дерево, построенное на четырехвходовых мультиплексорах, показано на рис. 3.36. Схема состоит из четырех мультиплексоров первого уровня с адресными переменными A1 , A2 и мультиплексора второго уровня с адресными переменными A3 , A4 . Мультиплексорное устройство имеет 16 входов, разбитых на четверки, которые подключены к отдельным мультиплексорам первого уровня. Мультиплексор второго уровня, подключая к общему выходу устройства выходы отдельных мультиплексоров первого уровня, переключает четверки входов. Внутри четверки требуемый вход выбирается мультиплексором первого уровня. По такой схеме, используя восьмивходовые мультиплексоры, можно построить мультиплексорное устройство, имеющее 64 входа. На первом и втором уровнях мультиплексорного дерева можно использовать мультиплексоры с разным числом входов. Если на первом 45 уровне такого дерева используются мультиплексоры с числом адресных переменных nадр1 , на втором - с числом переменных nадр2 , то общее число входов мультиплексорного дерева n 1 nинф  2 адр1 адр2 , а число мультиплексоров в схеме составит nMUX  2 адр2 , что показывает эффективность и целесообразность построения мультиплексорного дерева. n n Демультиплексор Демультиплексоры выполняют операцию, обратную операции мультиплексоров - передают данные из одного входного канала в один из нескольких каналов приемников. Демультиплексор имеет один информационный вход и несколько выходов и осуществляет коммутацию входа к одному из выходов, имеющему заданный адрес (номер). На рис. 3.37 показана структурная схема демультиплексора. Она включает в себя дешифратор, выходы которого управляют ключами. В зависимости от поданной на адресные входы кодовой комбинации, определяющей номер выходной цепи, дешифратор открывает соответствующий ключ, и вход демультиплексора подключается к определенному выходу. Нетрудно заметить, что дешифратор со входом Е разрешения работы будет функционировать в режиме демультиплексора, если на вход Е разрешения подавать информационный сигнал (рис. 3.38). Действительно, при единичном значении сигнала Е разрешения работы адресация дешифратора (подача адресного кода на его входы) приведет к возбуждению соответствующего выхода. Это означает передачу информационного сигнала в адресованный выходной канал. Поэтому в сериях элементов отдельные демультиплексоры могут отсутствовать, а дешифратор со входом Е разрешения работы часто называют дешифратором - демультиплексором. Объединяя мультиплексор с демультиплексором, можно построить устройство, в котором по заданным адресам один из входов подключается к одному из выходов (рис. 3.39). 46 Таким образом, может быть выполнена любая комбинация соединений входов с выходами. Например, при комбинации значений адресных переменных x1 =1, x2 =0, x3 =0, x4 =0 вход D2 окажется подключенным к выходу Y0 . Если потребуется большое число выходов, может быть построено демультиплексорное дерево. Счетчики Счетчиком называется устройство, предназначенное для счета входных импульсов и фиксации их числа. Основное функциональное назначение счетчиков: - счет импульсов, поступивших на вход; - деление частоты. Из определения и логики работы счетчиков следует, что их текущее состояние зависит не только от нового пришедшего импульса, но также и от количества предыдущих импульсов. Значит, счетчики относятся к устройствам с памятью. Строятся счетчики, как и регистры, на основе однотипных связанных между собой триггеров. Наиболее часто используются T- и JK-триггеры. Комбинационные элементы в счетчиках используются для управления работой триггеров. Число триггеров определяет максимальное количество импульсов, которое может быть подсчитано счетчиком. В счетчиках выполняются следующие логические операции: - установка в нулевое состояние (сброс); - запись входной информации в параллельной форме - начального кода, с которого начинается счет; - хранение записанной информации; - выдача хранимой информации в параллельной форме; - инкремент - увеличение хранящегося числа на единицу; - декремент - уменьшение хранящегося числа на единицу. Основным параметром счетчика является модуль счета М, равный максимальному числу импульсов, после которых счетчик устанавливается в исходное состояние (обнуляется) и начинается новый цикл работы счетчика. По значению модуля счета различают: - двоичные счетчики, модуль счета которых равен целой степени числа два М= 2 n , где n - число используемых триггеров; - двоично-кодированные, в которых модуль счета может быть любом числом, не равным 2. По направлению счета счетчики бывают: - суммирующие (прямого счета), в которых происходит увеличение состояния счетчика инкремент; - вычитающие (обратного счета), в которых состояние счетчика уменьшается - декремент; - реверсивные, которые по управляющему сигналу могут как увеличивать, так и уменьшать свое состояние. Как и все цифровые устройства, счетчики бывают синхронные и асинхронные. Быстродействие счетчиков характеризуется временем установления в нем нового состояния, а также максимальной частотой следования поступающих импульсов. На принципиальных схемах счетчики обозначаются буквами СТ2, СТ10. По способу кодирования внутренних состояний различают двоичные счетчики, счетчики Джонсона, счетчики с кодом «1 из N», счетчики в коде Грея и др. Наибольшее распространение получили двоичные счетчики, а из двоично-кодированных чаще всего применяют двоично-десятичные. Счетчики с другим модулем счета можно получить путем введения дополнительных связей между разрядами. 47 Двоичные счетчики Работу асинхронного счетчика рассмотрим на примере четырехразрядного двоичного счетчика на двухступенчатых счетных триггерах. Этот счетчик имеет два счетных входа С1, С2 и два входа установки нуля R0(1), R0(2) (рис. 3.40). Триггеры срабатывают по срезу входного импульса (при переходе из 1 в 0). Четыре последовательно соединенных триггера образуют счетчик модулю 24=16. Максимально хранимое в счетчике число полном его заполнении N=24-1=1510=11112. Временные диаграммы на рис. 3.41 показывают состояния каждого из триггеров при поступлении на вход периодической последовательности импульсов. В таблице 3.16 приведено состояние триггеров, соответствующее числу поступивших на вход импульсов. Выходы Таблица 3.16 Таблица истинности четырехразрядного счетчика Число по- 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 ступивших импульсов Q1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 Q2 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 Q3 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 Q4 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 Из таблицы 3.16 и рис. 3.41 видно, что при срабатывании по заднему фронту (срезу) триггеры имеют инверсные динамические входы. Состояние счетчика в двоичном коде по приходу на вход каждого нового импульса увеличивается на единицу, осуществляется операция инкремента. Так как счетный триггер делит частоту входных импульсов на два, то цепочка из четырех последовательно соединенных триггеров делит частоту на 16. По приходу каждого шестнадцатого импульса счетчик обнуляется и цикл счета начинается сначала. Представленный на рис. 3.40 счетчик является суммирующим. Если исходные асинхронные Т-триггеры име48 ют прямые динамические входы, срабатывают по переднему фронту импульса при переходе из 0 в 1, то счетчик превращается в вычитающий. Он выполняет операцию декремента. Используя различные варианты прямого и обратного счета, можно получить реверсивный счетчик. Такое переключение осуществляется с использованием элементов И-ИЛИ, ИИЛИ-НЕ, которые устанавливаются между триггерами (рис. 3.43). При поступлении на вход V логического нуля V=0 на выходы верхних по схеме элементов И поступает логическая единица и к инверсным динамическим входам триггеров подключены прямые входы предыдущих триггеров. Счетчик выполняет операцию суммирования. При подаче сигнала V=1 по входам триггеров (инверсным динамическим) подключается инверсный выход предыдущих триггеров и выполняется операция вычитания. Возможны и другие варианты, использующие тот же самый принцип организации межразрядных связей. В рассмотренных счетчиках при последовательном соединении триггеров переключение каждого триггера может произойти только после переключения предыдущего. Поэтому они называются счетчиками с последовательным переносом. Такие счетчики отличаются простой схемой, но в то же время имеют наибольшее время установления выходного кода, которое к тому же является различным при различном состоянии счетчика. Новый тактовый импульс можно подавать на счетчик после того, когда установятся все триггеры. Таким образом, период следования Т входных импульсов должен удовлетворять соотношению T  N  t зад тр , где N – число разрядов счетчика, t зад тр - время задержки одного разряда. Уменьшить время установления можно при условии, что все разряды счетчика будут переключаться одновременно. В этом случае следует отказаться от асинхронных счетчиков и перейти к использованию синхронных. На рис. 3.44 представлен фрагмент схемы. В схеме на рис. 3.44 все триггеры устанавливаются одновременно по приходу синхроимпульса С. Время установки счетчика равно времени задержки в одном разряде. Такие счетчики называются счетчиками с параллельным переносом. Они имеют значительно более высокое быстродействие. Повышение быстродействия достигается за счет усложнения схемы. Время установления t уст таких счетчиков не зависит от числа разрядов и равно t уст  t зад тр  t зад И , где t зад И - время задержки элемента И. Однако, с ростом числа разрядов реализация параллельных счетчиков вызывает затруднения. Растет число входов элементов И, растет нагрузка на выходы триггеров. Кроме того, одновременное переключение сразу многих триггеров в счетчике создает значительный импульс тока в цепях питания. Поэтому при большом числе разрядов используют комбинированную структуру последовательно - параллельного переноса. Суть данной организа- 49 ции состоит в объединении нескольких триггеров в группы. Формирование сигнала переноса осуществляют между группами (рис. 3.45). Сигнал переноса из группы триггеров возникает при условии, что все триггеры этой группы находятся в единичном состоянии. Упрощение комбинированного счетчика с последовательно-параллельным переносом приводит к некоторому снижению его быстродействия: t уст  t зад И l  1  tгр , где l - число групп, t гр - время задержки (установления) в группе. При необходимости формирования счетчиков большой размерности и уменьшения импульсов тока при переключении переходят к формированию счетчиков в коде Грея. Суть кода Грея заключается в том, что при переходе от одной кодовой комбинации к следующей соседней изменяется состояние только одного разряда. Однако полученный результат затем необходимо перевести в двоичный код с использованием преобразователя кода. Двоично-кодированные счетчики с произвольным модулем счета Нередко на практике необходимо создавать счетчики с модулями, не равным целой степени числа 2 - счетчики с произвольным модулем. Из них наиболее часто встречаются двоично-десятичные счетчики, поскольку десятичная система счисления является общепринятой. Для построения счетчика с произвольным модулем М число log 2 M округляют до ближайшего большего целого числа n  log 2 M , n - целое. В результате получаем число необходимых триггеров. Основанием для счетчика с произвольным модулем служит двоичный счетчик, имеющий 2 n состояний. Следовательно, счетчик с произвольным модулем будет иметь L лишних неиспользуемых состояний, подлежащих исключению L= 2n -М. Наибольшее распространение при построении таких счетчиков получили: - метод исключения лишних состояний; - метод управляемого сброса. Первый метод основывается на алгоритме синтеза цифрового устройства. При таком подходе составляется граф и таблица переходов-выходов, производится выбор используемых триггеров. Затем составляется таблица истинности и минимизируется комбинационная схема. Полученное устройство с памятью обладает схемой с однозначно определенными видами связи между отдельными элементами. Составление такой схемы целесообразно при проектировании устройств, выпускаемых большими партиями. Иначе первый подход экономически нецелесообразен. Гораздо чаще на практике применяют метод управляемого сброса. Для реализации данного алгоритма пригоден любой двоичный счетчик, имеющий входы сброса и начальной установки. Идея метода состоит в принудительном формировании сигнала сброса триггеров разрядных схем двоичного счетчика при появлении на его выходе кода, совпадающим с требуемым модулем счета М. 50 Рассмотрим схему на рис. 3.46. Четырехразрядный двоичный счетчик имеет дополнительно четырехвходовый элемент 4И-НЕ, на входы которого подаются сигналы с выходов триггера Q4Q3Q2Q1 . При появлении на синхронизирующем входе С одиннадцатого по счету импульса триггеры счетчика устанавливаются в состояние 1010 ( Q4 =1, Q3 =0, Q2 =1, Q1 =0), что соответствует Q4Q3Q2Q1 =1111. Тогда элемент 4И-НЕ через время, равное задержке распространения сигнала формирует на своем выходе нулевой сигнал сброса, который, поступая на асинхронные входы R всех триггеров, принудительно устанавливает их в нулевое состояние. Далее начинается новый цикл счета. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу десятичного счетчика, представлены на рис. 3.47. В методе управляемого сброса на короткое время, обусловленное задержкой t зад в элементах тракта 4И-НЕ и срабатыванием триггеров по входу обнуления R , B счетчике устанавливается лишнее выходное состояние 1010 (рис. 3.47). Если такое явление даже кратковременное является недопустимым, то проектируют счетчик по методу исключения лишних состояний. Решение задачи управляемого сброса можно упростить. Например, при формировании двоично-десятичного счетчика обратим внимание, что единичные выходы берут с двух разрядов - второго и четвертого. Тогда можно использовать двухвходовый элемент 2И-НЕ, подавая на его входы сигналы Q4Q2 а инверсные выходы с первого и третьего счетчиков Q3Q1 , не использовать. 51 По такому принципу строится десятичный счетчик, имеющий два входа асинхронного сброса (рис. 3.48, а), объединенных операцией И-НЕ. Для выполнения десятичного счета достаточно входы R0(1), R0(2) соединить с выходами Q4Q2 . Аналогичным образом могут быть построены счетчики на любое другое значение модуля счета. Например, для построения счетчика по модулю 5 необходимо три триггера 3  log 2 5 . На рис. 3.49 показан пример счетчика по модулю 5. На входы элемента ЗИ-НЕ подаются сигналы Q3Q2Q1 в соответствии с 510  1012 . Далее по приходу пятого импульса на выходе элемента 3И-НЕ формируется нулевой уровень, который обнуляет счетчик, поступая на входы асинхронного сброса R всех триггеров. Отметим, что среди других счетчиков с недвоичным кодированием практическое значение имеют счетчики с кодом Грея, счетчики Джонсона, счетчики с кодом «1 из N». Сумматоры Сумматоры выполняют арифметическую операцию сложения двух чисел. Они имеют как самостоятельное значение, так и являются составной частью арифметическо-логического устройства (АЛУ). При организации различных вычислительных процессов суммированию отводится главная роль, оно является основной операцией. Например, вычитание - это суммирование с использованием дополнительного либо обратного кода, умножение сводится к сдвигу и сложению (суммированию) двоичных чисел. Следует отметить, что сумматоры являются логическими устройствами, функционируют по законам алгебры логики, но выполняют операцию арифметического, а не логического сложения. По числу выводов различают: полусумматоры, одноразрядные сумматоры, многоразрядные сумматоры. Полусумматор имеет два входа и два выхода, предназначен для сложения двух одноразрядных слов и формирует на своих выходах сигнал суммы и сигнал переноса в старший разряд. Одноразрядный сумматор имеет три входа и два выхода, предназначен для сложения двух одноразрядных слов и формирует сигнал выхода и сигнал переноса в старший разряд из входных слов и сигнала переноса из младшего разряда. Многоразрядный сумматор предназначен для сложения многоразрядных слов. 52 В настоящее время выпускают микросхемы одно-, двух- и четырехразрядных сумматоров. На принципиальных схемах сумматоры обозначают буквами SM (рис. 3.50). В зависимости от способа обработки чисел сумматоры разделяются на сумматоры последовательного и параллельного типов. Сложение чисел в последовательных сумматорах осуществляется поразрядно, последовательно во времени. В сумматорах параллельного действия сложение всех разрядов многоразрядных чисел происходит одновременно. По способу тактирования различают синхронные и асинхронные сумматоры. В синхронных сумматорах операция сложения осуществляется по тактовым импульсам, и время ее проведения не зависит от длины разрядов кодов, остается постоянным. В асинхронных сумматорах время выполнения операции зависит от длины входных кодов и поэтому необходимо формировать признак окончания операции. В зависимости от используемой системы счисления различают двоичные, двоичнодесятичные и другие типы сумматоров. Одноразрядный полусумматор В сумматорах операция суммирования чисел, представленных в двоичном коде, осуществляется поразрядно. Простейший случай - это суммирование двух одноразрядных слов. В десятичной системе 0+0=0; 0+1=1; 1+0=1; 1+1=2 что соответствует в двоичной системе счисления 0+0=0; 0+1=1; 1+0=1; 1+1=10. В последнем случае результат суммы оказался двухразрядным 102 = 210 . Обычное явление, когда при суммировании двух чисел в любой системе счисления результат имеет на один разряд больше. В двоичной системе единица в старшем разряде суммы называется единицей переноса. Выражение для S можно записать с помощью операции ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ-ИЛИ (рис. 3.51, а). Техническая реализация полусумматора представлена на рис. 3.51 б, в. Таблица 3.17 Таблица истинности полусумматора Слагаемые Результат a b Сумма S Перенос P 1 1 1 1 1 1 1 Рис. 3.51 53 Схема полусумматора, содержащего меньшее количество элементов, представлена на рис. 3.52. Полусумматор (рис. 3.51; 3.52) не имеет входа переноса с предыдущего разряда, поэтому его можно использовать только в младших разрядах устройства обработки многоразрядных двоичных слов. Составим таблицу истинности сложения одного разряда многоразрядного двоичного слова с учетом переноса из младшего разряда (таблица 3.18). Таблица 3.18 Таблица истинности одноразрядного сумматора Входы Выходы слагаемые перенос сумма перенос ai bi pi Si Pi+1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Полный одноразрядный сумматор построим из двух полусумматоров (рис. 3.53) Полные одноразрядные сумматоры являются основой, из которых получают различные cхемы многоразрядных сумматоров. Многоразрядные сумматоры Сумматор параллельного действия содержит одноразрядные сумматоры, число которых равно разрядности суммируемых двоичных слов (рис. 3.54). 54 Разряды двоичных слов поступают на соответствующие одноразрядные сумматоры. Каждый одноразрядный сумматор формирует выходы суммы S1-S4 и выходы переноса Р. Перенос передается на вход следующего одноразрядного сумматора более старшего разряда. По цепям переноса сумматоры соединены последовательно. Импульс переноса в каждом сумматоре формируется после того, как будет сформирован и поступит на сумматор перенос из предыдущего разряда. Поэтому быстродействие такого параллельного сумматора с последовательным переносом невысокое. В наихудшем случае перенос может последовательно пройти все сумматоры. Общая задержка сигнала   n1 , где  1 - задержка распространения в одном сумматоре. Повышение быстродействия достигается несколькими направлениями. 1. Повышение быстродействия элементов, используемых в цепях переноса. 2. Уменьшение числа нагрузок на выходы переноса Р. В этом случае снижается суммарная емкость нагрузки, что ведет к повышению быстродействия. 3. Уменьшение числа элементов в цепях переноса. Этот принцип реализуется путем использования элементов типа И-ИЛИ, И-ИЛИ-НЕ. 4. Формирование переносов в параллельной форме одновременно для всех сумматоров. 5. Использование отдельных комбинационных схем для формирования импульсов переноса независимо от одноразрядных сумматоров. Также разрабатывают сумматоры, в комбинационных схемах ускоренного переноса которых формируются дополнительные величины, используемые для формирования сигнала переноса. В результате задержки сигналов в логических элементах и неодновременного прихода сигналов на входа a, b, p сумматоров (задержка переноса) выходной код суммы может принимать в течение коротких интервалов времени ложные значения, не соответствующие входным суммируемым кодам. Для того, чтобы избежать неопределенных состояний, применяют синхронизирование или стробирование выходных сигналов. В схеме рис. 3.54 для этой цели используются логические элементы И. На один вход ЛЭ И поступают сигналы с выходов одноразрядных сумматоров, а на другой вход подается сигнал Z, который определяет момент выдачи результата суммы. При Z=0 на выходах всех элементов И устанавливается логический 0. При Z=1 выход схем И определяется выходами одноразрядных полусумматоров и равен им. 55 В параллельных сумматорах с параллельным переносом повышение быстродействия сумматоров достигается путем существенного усложнения схемы. Компромиссным является построение сумматоров с групповой структурой. В таких сумматорах одноразрядные сумматоры разбиваются на группы с условием n  m l , где n - число разрядов сумматора; m - число одноразрядных сумматоров в группе; l - число групп. Внутри группы и между группами осуществляются различные виды переноса. Сумматор последовательного действия содержит один одноразрядный сумматор, Dтриггер и три сдвиговых регистра (рис. 3.55). Два сдвиговых регистра используются для хранения слагаемых, а в третий записывается результат суммирования. Регистры обычно выполняются отдельно от сумматора и являются отдельными микросхемами. Под действием каждого синхроимпульса на входы a, b одноразрядного сумматора поступают разряды кодовых слов, начиная с младшего. На вход р подается сигнал переноса с выхода D-триггера. Результаты суммирования в последовательной форме записываются в третий регистр, новый сигнал переноса записывается в D-триггер по приходу следующего синхроимпульса. Для выполнения суммирования на тактовый вход необходимо подать n синхронизирующих импульсов по числу разрядов суммируемых двоичных чисел. После каждого синхроимпульса выполняется счет одного разряда и формирование переноса в следующий разряд. Достоинство последовательных сумматоров - малые аппаратурные затраты, с другой стороны приводит к снижению быстродействия сумматора. Триггер Шмитта Триггеры Шмитта представляют собой специфические логические элементы, способные работать как с цифровыми, так и с аналоговыми сигналами на входе. Логические элементы со свойствами триггера Шмитта имеют внутреннюю положительную обратную связь, которая обеспечивает гистерезисную передаточную характеристику. Поэтому триггеры Шмитта способны преобразовывать аналоговые сигналы в цифровые. В частности, формировать импульсную последовательность из синусоидального сигнала. Фронты цифровых сигналов, искаженные после прохождения по линиям связи, становятся пологими в результате воздействия шумов и помех. Импульс с зашумленными несформированными фронтом и срезом не пригоден для переключения цифровых устройств. Для восстановления формы импульсов, устранения помех и шумов применяются триггеры Шмитта. Триггер Шмитта строится на базе двухкаскадного усилителя. Выходной сигнал триггера Шмитта имеет крутые импульсные перепады, длительность которых не зависит от скорости нарастания или спада входного сигнала. Передаточная характеристика триггера Шмитта двухпороговая, гистерезисная (рис. 3.56). Пороговые напряжения срабатывания Uсрб и отпускания Uотп составляют Uпор1=Uсрб=1,7 В; Uпор2=Uотп=0,9 В. При низком входном напряжении (точка А) на выходе устанавливается напряжение высокого логического уровня. При повышении входного напряжения Uвх до 1,7 В напряжение на выходе скачком уменьшается до напряжения логического нуля (переходит от точки Б к точке В). Участку Б→В соответствует Uвх=Uсрб=1,7 В. 56 Далее, увеличивая входное напряжение, поддерживаем на выходе низкий уровень Uвых 0,3 В (участок В→Г). При уменьшении входного напряжения от точки Г→В→Д в точке В не произойдет возрастание Uвых. Выходное напряжение скачком перейдет от низкого уровня к высокому в точке Д(Д→Е) при Uвых=Uотп= 0,9 В. При дальнейшем уменьшении Uвх до 0 возвращаемся в точку А. Таким образом, триггер Шмитта имеет различные пороги срабатывания и отпускания, которые определяют зону гистерезиса 800 мВ. Зона гистерезиса симметрична относительно напряжения 1,3В±400 мВ. Графическое обозначение триггера Шмитта представляет собой упрощенное изображение его передаточной характеристики с гистерезисом (рис. 3.57). Маркировка микросхем триггеров Шмитта по функциональному назначению содержит буквы ТЛ. Микросхема ТЛ1 состоит из двух четырехвходовых логических элементов И-НЕ с порогом Шмитта, ТЛ2 имеет 6 инвертирующих усилителей с повышенной амплитудой выходного напряжения, ТЛЗ - 4 двухвходовых элемента И-НЕ с гистерезисной петлей триггера Шмитта. Использование элемента И-НЕ на входе дает возможность легко разрешать или запрещать работу элемента Шмитта. Наличие гистерезиса позволяет отсекать любой шум, меньшей величины (Uпор1-Uпор2), и формировать крутые фронты импульсов. Благодаря своим свойствам: повышенная помехоустойчивость, восстановление искаженной формы импульса, усиление сигналов до стандартных уровней логического нуля и логической единицы, триггер Шмитта находит специфическое применение в цифровой технике. Особенно заслуживает внимания его использование в линиях приема и передачи сигналов. Шинные приемопередатчики 57 К шине передачи данных обычно подключается много источников и приемников цифровых сигналов. При передаче сигналов по проводникам протекают большие импульсные токи, достигающие десятков миллиампер. Поэтому необходимы специальные микросхемы, обслуживающие шины данных. Буферные микросхемы не выполняют логических функций, но формируют цифровые сигналы, усиливают импульсы по току, по мощности при работе на шину, отключают источник информации от шины, когда он не участвует в обмене, формируют при необходимости требуемые уровни сигналов логической 1 или логического 0. Буферные усилители передают сигнал без инверсии либо с инверсией, имеют вывод разрешения по входу или по выходу. Наиболее удобны для применения буферные элементы с тремя состояниями: выходные состояния высокого и низкого уровней, а также третье состояние высокого сопротивления размыкания выхода по специальной команде. Третье состояние обозначается Z. Выходное сопротивление в режиме Z для буферного элемента составляет сотни кОм. Буферные элементы, включаемые между источником информации и шиной, называются шинные формирователи, приемопередатчики, шинные драйверы или магистральные вентиль-буферы. Двухнаправленные шинные формирователи позволяют в зависимости от управляющего сигнала передавать информацию в шину данных или наоборот, принимать с шины и передавать приемнику. Различные шинные формирователи отличаются разрядностью, прямыми или инверсными сигналами разрешения-запрета работы, электрическими характеристиками. Рассмотрим четырехшинный приемопередатчик без инверсии входного сигнала (рис. 3.59; таблица 3.19). Таблица 3.19 Таблица истинности четырехшинного приемопередатчика A B Примечание EAB EBA 1 1 B→A 1 1 1 1 B→A 1 X X X 1 Z Z Z A→B 1 1 A→B Передача информации происходит от одного вывода к другому как в прямом, так и в обратном направлении, возможно также отключение выводов друг от друга. Каждая схема состоит из десяти триггеров Шмитта, два из которых являются управляющими. Восемь триггеров включены попарно. Каждый вход триггера А соединяется с выходом триггера В, и они образуют один вывод A. Выход триггера А соединяется со входом триггера В. Так образуется вывод В схемы. Эти выводы А-В образуют одну шину приемопередатчика вход-выход или выход-вход (рис. 3.59). 58 Если на входах управляющих триггеров подано напряжение высокого уровня EBA =1, EAB =1, то на E входы А-триггеров поступает логический нуль, А-триггеры закрыты, а на входы E В-триггеров - логическая единица, В-триггеры открыты. Передача информации осуществляется в направлении от выходов 1В-4В к выходам 1А-4А. При смене напряжения на направляющих входах с высокого (лог. 1) на низкое (лог. 0) EBA =0, EAB =0, лог. 1 поступает на А-триггеры, лог. 0 - на В-триггеры. Передача информации будет осуществляться в обратном направлении от А к В. При подаче на вход неинвертирующего управляющего триггера напряжения низкого уровня EBA =0, а на вход инвертирующего - напряжения высокого уровня EAB =1, на выходах управляющих триггеров установится логический ноль - напряжение низкого уровня, что приведет к отключению всех остальных триггеров. Это и есть состояние схемы, когда выводы А и В отключены друг от друга - режим Z высокого выходного сопротивления. Недостаток шинных формирователей (приемопередатчиков) заключается в том, что возможен прием недопустимой и опасной комбинации сигналов управления EBA =1, EAB =0. Тогда на управляющих входах E всех восьми триггеров установится напряжение высокого уровня лог. 1, и схема сможет пропускать информацию в обоих направлениях, что является недопустимым в работе, так как приводит к сбою аппаратуры. Сдвоенные четырехканальные однонаправленные шинные формирователи с тремя состояниями на выходе, выполненные на основе триггеров Шмитта, предназначены для построения внутреннего интерфейса цифровой аппаратуры, представлены на рис. 3.60. 59 Для подключения к магистрали внешнего устройства также служат буферные регистры. В отличие от шинных формирователей буферные регистры содержат в своем составе триггеры и способны хранить поступающие данные (рис. 3.61), что составляет их важную функцию. Буферные регистры с тремя состояниями обеспечивают портам возможность отключения от магистрали под воздействием управляющих сигналов E , а также необходимую нагрузочную способность. Запись информации в регистры происходит при сигнале строба STB=1. Через порты ввода данные поступают в магистраль, а через порты вывода данные с магистрали передаются тому либо иному модулю. Порты ввода-вывода могут выполнять обе указанные операции. Шинные формирователи, приемопередатчики, буферные регистры ввязывают выходы микропроцессора с внешней средой, так как нагрузочная способность микропроцессора недостаточна. Методы преобразования непрерывных величин в код Времяимпульсный метод. Реализует преобразование входной величины в длительность временного интервала. Его геометрическая интерпретация следующая: отрезок единичной длины (квант) вкладывается в отрезок неизвестной длины Х. Количество полных вложенных квантов подсчитывается. Рис. 1. Геометрическая интерпретация времяимпульсного метода. Метод характеризуется последовательным счетом повторяющейся единичной меры. Неучтенная часть отрезка входит в погрешность дискретизации АЦП. Частотно-импульсный метод. При измерении длины отрезка Х, если нет отрезков единичной длины, а есть большой отрезок известной длины А, то отрезок Х вкладывается в отрезок А. Число вложений подсчитывается. Рис. 2. Геометрическая интерпретация частотно-импульсного метода. Метод характеризуется последовательным счетом повторяющейся измеряемой величины и используется, если измеряемая величина преобразована в частоту следования импульсов. Кодоимпульсный метод Для геометрической интерпретации кодоимпульсного метода можно использовать набор отрезков, длины которых соответствуют весовым коэффициентам двоичного кода (20;21;22;23) и равны q, 2q, 4q, 8q. Рис. 3. Геометрическая интерпретация кодоимпульсного метода. 60 Метод характеризуется наличием нескольких мер, кратных кванту и относящихся как весовые коэффициенты кода; количеством мер, равных числу разрядов кода; комбинации мер по логической программе сравниваются с измеряемой величиной, приближаясь к ней. Метод пространственного кодирования. Применяется при преобразовании измеряемой величины Х в угловое или линейное перемещение. Рис. 4. Пример кодовой маски. Метод имеет заранее заготовленные комбинации мер, кратных ванту, т.е. кодовую маску. В столбцах маски чередуются участки, соответствующие различным физическим свойствам, например: проводник – изолятор, прозрачность – непрозрачность. Метод характеризуется наличием кодовой маски и считыванием состояний всех разрядов одновременно. Применяется в пространственных АЦП угловых и линейных перемещений в код. Метод считывания (параллельный метод). Используется при исследовании электрических сигналов. В нем напряжение постоянного тока сравнивается с рядом постоянных опорных напряжений, количество которых равно количеству квантов. Данный метод обладает принципиально максимальным быстродействием, но и аппаратурной избыточностью. Параллельные и параллельно-последовательные АЦП. Процесс уравновешивания в последовательных АЦП происходит последовательно во времени от старших разрядов к младшим. Для них характерно то, что количество тактов на единицу больше количества разрядов. У параллельных АЦП сравнение происходит одновременно во всех разрядах. Этот метод имеет максимальное быстродействие: преобразование происходит в один такт, длительность которого определяется задержками устройств сравнения и преобразования «код – код». Такая структура требует максимальных аппаратурных затрат: количество устройств сравнения, количество уровней опорных сигналов и количество входов преобразователя «код – код» равно числу квантов. На практике такая структура используется с числом двоичных разрядов до шести. При большем количестве разрядов применяется решение в виде «параллельно - последовательных» АЦП. В них все двоичные разряды разбиваются на несколько групп. Внутри группы идет параллельное преобразование, но группа за группой работают последовательно. При этом резко уменьшаются аппаратные затраты при незначительной потери быстродействия. Цифро-аналоговые преобразователи В электронных системах одинаково широко используется обработка информации, представленной в аналоговой и цифровой формах. Объясняется это тем, что первичная, исходная информация о различных физических величинах и процессах носит, как правило, аналоговый характер. Обработку же этой информации удобнее вести в цифровой форме. Использование полученных после цифровой обработки результатов также, в большинстве случаев, требует их аналогового представления. Следовательно, любая система, использующая цифровые методы обработки информации, должна содержать устройства взаимного преобразования аналоговых и цифровых сигналов. Роль таких устройств выполняют цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи (ЦАП и АЦП соответственно). 61 Цифро-аналоговый преобразователь – устройство, предназначенное для преобразования входной величины, представленной последовательностью числовых кодов, в эквивалентные им значения заданной физической величины. Входной сигнал ЦАП можно представить в виде двоичного кода B  BN 1BN 2 BN 3...B0 , где Bk k  0,1, 2,..., N  1 равны либо 0, либо 1. Выходной сигнал ЦАП V0 пропорционален десятичному значению двоичного числа B и, следовательно, его можно представить в виде:   BN 1BN 2 BN 3...B0  V BN 1 2 N 1  BN 2 2 N 2  BN 3 2 N 3  ...  B0 20  V N 1  Bk 2k  VB , k 0 где V - коэффициент пропорциональности. Обычно для работы ЦАП требуется источник опорного напряжения Vk . Следовательно, V  k Vk , где k - константа. Таким образом, ЦАП можно представить в виде, показанном на рис. 10. B0 BN 1 ……………… …… Vk N - разрядный ЦАП V0 Рис. 10. Представление цифро-аналогового преобразователя Существует большое число признаков, по которым могут быть классифицированы ЦАП. Приведем наиболее часто встречающуюся классификацию, базирующуюся на реализуемом методе преобразования. С этой точки зрения все существующие ЦАП могут быть разделены на два группы: устройства, реализующие метод многократного суммирования одного эталона и устройства, реализующие метод суммирования нескольких различных эталонов. ЦАП, реализующие метод многократного суммирования одного эталона, используют при работе единственный эталон, число повторений (суммирований) которого определяется значением входного единичного кода. Этот код подается на вход ЦАП в последовательной форме. Единичным называется код, число единиц в записи которого равно его числовому эквиваленту. Например, десятичное число 5 в единичном коде равно 11111. В настоящее время такие ЦАП почти не используют. ЦАП, реализующие метод суммирования нескольких различных эталонов, имеют число эталонов, равное разрядности входного кода. Причем значения этих эталонов пропорциональны величинам весовых коэффициентов используемого кода. Входной код подается на вход таких ЦАП в параллельной форме. Интегральные схемы ЦАП могут выполняться как функционально завершенными, т. е. не требующими для своей работы дополнительных элементов, так и функционально незавершенными. В последнем случае в качестве внешних элементов, как правило, применяют источник эталонного напряжения, операционный усилитель, регистры и т. д. Работа с внешним источником эталонного напряжения позволяет разделить все ЦАП на два типа: умножающие – работающие с изменяющимся во времени источником эталонного сигнала, и неумножающие – работающие с эталонным источником, величина которого в течении всего времени работы устройства остается постоянной. Совокупность значений выходного сигнала ЦАП xi в зависимости от значений входного кода  i называется характеристикой преобразования (ХП). В системе координат код - выходная аналоговая величина ХП можно представить либо в виде прямой под некоторым углом к оси абсцисс либо в виде ступенчатой функции (рис. 11). Характерными точками ХП 62 являются ее начальная и конечная точки. За начальное (конечное) значение входного кода принимают значение, при котором номинальное значение выходной аналоговой величины является минимальным xmin (максимальным xmax ). Рис. 11. Пример номинальной характеристики преобразования четырехразрядного ЦАП: 1 - характеристика преобразования ЦАП; 2 - прямая, соединяющая начальную и конечную точки характеристики преобразования. Интервал значений выходной аналоговой величины от начальной до конечной точки называется диапазоном изменения выходного сигнала, а разность между ее максимальным и минимальным значениями – амплитудой изменения или полной шкалой преобразователя. Напомним, что значение дискретного изменения выходной аналоговой величины при изменении значения входного кода на единицу называется ступенью или шагом квантования. Для номинальной характеристики ЦАП все ступени квантования равны и определяются следующим выражением: x  xmin , h  max b 1 где xmin и xmax - номинальные значения выходной аналоговой величины в начальной и конечной точках ХП, а b - число возможных значений входного кода. Из этого выражения видно, что номинальное значение ступени квантования, представляющее наименьшее изменение выходной аналоговой величины, является разрешающей способностью ЦАП. Разрешающая способность определяет число дискретных значений выходного сигнала преобразователя, составляющих его предел преобразования. Чем больше число дискретных значений, тем выше разрешающая способность ЦАП. Двоичный n разрядный ЦАП имеет 2 n дискретных значений, а его разрешающая способность равна 1 2 n . Разрешающая способность ЦАП выражается либо в процентах, либо в долях от полной шкалы, либо в единицах выходной аналоговой величины. Например, если 12-ти разрядный ЦАП имеет 10 В полную шкалу, его разрешающая способность будет равна 0,0245% полной шкалы преобразователя или 2,45 мВ. Дискретность изменения выходного сигнала определяется числом разрядов ЦАП, но при этом возможны отклонения конкретных значений аналоговой величины от их номинальных значений. Эти отклонения не зависят однозначно от числа разрядов ЦАП, а определяются точностью изготовления элементов микросхем. Именно поэтому разрешающая способность 63 не может служить однозначной оценкой точности преобразователя. Для реального преобразователя ступени квантования в разных точках ХП отличаются друг от друга, поэтому на практике подсчитывают среднее значение ступеней квантования, которое называется младшим значащим разрядом (МЗР) и является единицей измерения выходной аналоговой величины. Степень совпадения реальной ХП с номинальной определяет точность преобразователя, которая количественно выражается соответствующими параметрами: нелинейностью, дифференциальной нелинейностью, смещением начальной точки ХП, отклонением аналоговой величины от номинального значения в конечной точке ХП и т.д. Нелинейность, или, как ее часто называют, интегральная нелинейность или погрешность линейности,  ë   характеризуется отклонением значений реальной ХП от номинальной. При этом значение  ë   зависит от способа линеаризации, которая может осуществляться по следующим критериям: а) по экстремальному критерию: линеаризующая прямая проводится там, где выражение принимает минимальное значение (критерий Че  ë   бышева), т.е., когда выполняется условие min  ë   . б) по интегральному критерию: линеаризующая прямая проводится там,  max где выражение   ë   d , в котором  min и  max - границы диапазона входного сиг-  min нала, принимают минимальное значение (критерий Лебега), т.е., когда выполняется условие  max min   ë  d  min в) по критерию граничных точек, когда линеаризующая прямая проходит через начальную и конечную точки реальной ХП. Нелинейность  ë выражается в долях МЗР или в процентах от значения аналоговой величины в конечной точке ХП или в процентах от полной шкалы:  x   x   x   100 % ,  ë   ÌÇÐ  или   100 %    h   h   xê  xí  где x - максимальное отклонение ХП от линеаризующей прямой, xê и xí - значение аналоговой величины в конечной и начальной точках ХП. Преобразователь считается линейным, если величина его нелинейности  ë не превышает половины МЗР. Рис. 12. Дифференциальная нелинейность и немонотонность ХП ЦАП 64 Дифференциальная нелинейность определяется отклонением действительных ступеней квантования от их среднего значения, т. е. от МЗР. Дифференциальная нелинейность идеального ЦАП равна 0. Это означает, что при изменении входного сигнала на единицу, его выходной сигнал меняет свое значение на величину МЗР. Для ЦАП обычно указывается значение дифференциальной нелинейности для точки, где это значение по абсолютной величине максимально. Дифференциальная нелинейность  ëä также выражается в долях МЗР или в процентах от значения аналоговой величины в конечной точке ХП или в процентах от полной шкалы. Допустимым значением дифференциальной нелинейности считается ±1/2 МЗР. Дифференциальная нелинейность имеет прямую связь с монотонностью ХП. Под монотонностью понимается постоянство знака приращения выходной величины при последовательном изменении значения входного кода. Если дифференциальная нелинейность в некоторой точке по абсолютной величине превышает величину МЗР, это означает, что приращение выходной аналоговой величины в этой точке может иметь противоположное предыдущей точке направление или быть больше двойной номинальной ступени квантования (рис. 12). Таким образом, условие монотонности ХП имеет вид:  1 ÌÇÐ   ëä  1ÌÇÐ . Коэффициент преобразования - это отношение приращения выходного сигнала к приращению входного сигнала для линейной ХП. Коэффициент преобразования определяет угол наклона прямой, аппроксимирующей реальную ХП. По числовому значению и размерности коэффициент преобразования совпадает со средним значением ступени квантования. Отклонение реальной ХП от номинальной из-за различия коэффициентов преобразования оценивают в конечной точке ХП, и называют максимальным отклонением выходной величины или абсолютной погрешностью полной шкалы  ÏØ (рис. 13). Эта погрешность может появиться из-за погрешностей опорного напряжения, разброса значений номиналов резисторов многозвенного резистивного делителя, нестабильности коэффициента усиления усилителя и т. д. Рис.13. Характеристики преобразования ЦАП с отклонениями в начальной и конечной точках Возможно также отклонение ХП от номинальной в виде параллельного сдвига. Параллельный сдвиг характеристики оценивают относительно начала координат и называют напряжением смещения нуля или погрешностью нуля выходной аналоговой величины. Это отклонение ХП, также как и  ÏØ , может быть устранено внешними регулирующими устройствами. Приведенные параметры характеризуют точность ЦАП в определенных неизменных условиях эксплуатации. Для описания поведения ЦАП в условиях переменных внешних факторов используют параметры, характеризующие стабильность микросхем в этих условиях. К ним относятся температурные коэффициенты вышеописанных параметров и коэффициенты влияния на них нестабильности источников напряжения питания. 65 На рис. 3.63(b) показана простая реализация ЦАП. Цифровой вход D состоит из всех битов ai (i = 0, 1, , n). Если ai = 1, то соответствующий переключатель ai подключен к отрицательному опорному напряжению – VR; если же ai = 0, то переключатель подключен к земле. Так как коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи А0 очень велик, в узле S реализуется состояние виртуального замыкания. Ток во входной цепи этого усилителя, преобразующего ток в напряжение, равен сумме токов, протекающих по всем резисторам Ri, для которых аi = 1. Этот ток равен n aV I   i R . i  0 Ri Следовательно, аналоговое выходное напряжение равно VA = -IRt. Для того, чтобы выполнялось равенство: VA = V0D, мы выбираем сопротивление резистора Ri, вдвое больше сопротивления последующего резистора Ri+1. Так, если R0 = R, то R1 = R/2, R2 = R/4 и Ri = 2-i R. Тогда для VA находим: n V R n V A  R t  ai 2 i  Vo  ai 2 i . R i 0 i 0 У преобразователя с 11-битовым входом п = 10. При VR = 5 В, Rf = 1 кОм и R0 = R = 1 МОм наименьший шаг приращения напряжения V0 = 5 мВ. Наименьшее сопротивление имеет резистор R10; оно соответствует старшему разряду a10 и должно быть в 210 раз меньше, чем сопротивление резистора R0, то есть R10 = 1 / 1024 МОм. (Здесь следует иметь в виду, что i - это нижний индекс в обозначении отдельных разрядов аi: i = 0, 1, 2, , п. Так что всего имеется п + 1 бит!) Основной недостаток такого ЦАП состоит в том, что соотношение между наибольшим сопротивлением (R0) и наименьшим (Rn) становится слишком большим с практической точки зрения, когда число бит велико. При п + 1 битах это отношение равно R0/Rn = 2n. Когда размеры резисторов малы (например, при изготовлении их методом тонкопленочной технологии), трудно точно обеспечить требуемую величину сопротивления в таком широком диапазоне значений. Резисторы с наименьшими сопротивлениями Rn, Rn-1, которые соответствуют битам с наибольшим весом an, аn-1, должны быть определены особенно точно по отношению к резистору обратной связи Rf. 66 На рис. 3.62 приведена схема ЦАП, в которой используются резисторы только двух различных номиналов. Схема состоит из резисторной матрицы и усилителя, преобразующего ток в напряжение. Очевидно, что сопротивление участка матрицы вправо от узлов 0, 1, 2, , п остается одним и тем же (равным 2R), независимо от номера узла, так как потенциал в точке переключения всегда равен потенциалу земли (независимо от того, установлено ai = 0 или ai =1). Как следствие, ток в каждом узле 0, 1, 2, , п будет делиться поровну между равным 2R сопротивлением вправо от узла и резистором с сопротивлением 2R, подключенным к переключателю. Ток, текущий от источника опорного напряжения VR к n-му узлу равен - VR/ R. В этой точке он делится поровну на два тока величиной –VR / 2R, причем один из них течет через переключатель, положение которого определяется значением бита аn, а другой - в остальную часть матрицы вправо от этого узла. Этот процесс повторяется в (n - 1)-м узле, так что ток через резистор и переключатель, относящийся к биту an-1, становится равным – VR / 4R и т. д. Эти токи суммируются на виртуально заземленном входе операционного усилителя. Ток, соответствующий младшему разряду a0, равен – VR / 2n+1 R, и им определяется минимально возможный шаг напряжения V0 на выходе. Для этого минимального шага получаем: V0 = VR / 2n; следовательно, функция передачи ЦАП в целом равна: n n  a iV R i VR  2 R  V o  ai 2 . n i i 0 2 R 2 i 0 В этой схеме требуется, чтобы отношение сопротивлений резисторов R и 2R резисторной матрицы, относящихся к старшим битам an, an-1, , к сопротивлению резистора обратной связи 2R выдерживалось точно. Так как здесь используются только два номинала резисторов, у такого ЦАП точность может быть гораздо большей, чем в предыдущем случае. Достижима погрешность ниже 10-4. Хотя в этом случае нам необходимо обеспечить, по крайней мере, 14битное разрешение, так как 214 = 16384. Аналого-цифровые преобразователи Неотъемлемой частью современных автоматических систем контроля, управления и измерительных приборов являются преобразователи аналоговых и цифровых сигналов. Подавляющее большинство измеряемых физических величин являются аналоговыми, а их обработка, вычисления, индикация и регистрация, как правило, осуществляется цифровыми методами. Приведем некоторые преимущества цифровых сигналов: 1. Такие сигналы могут быть представлены на цифровом дисплее в четком и удобном для считывания виде. 2. При передаче сигналов на большие расстояния на них неизбежно накладываются случайные, неподдающиеся прогнозированию помехи. Помехоустойчивость цифровых сигналов намного выше, чем аналоговых. 3. Для обработки сигналов может применяться эффективная цифровая фильтрация. 4. Для обработки цифровых сигналов могут использоваться микропроцессоры и компьютеры. 67 5. По одной линии связи могут одновременно передаваться несколько цифровых сигналов. Преобразование сигналов из аналоговой формы в цифровую осуществляется с помощью аналого-цифровых преобразователей (далее АЦП). Аналого-цифровой преобразователь – это устройство, предназначенное для преобразования непрерывно изменяющейся во времени аналоговой физической величины в эквивалентные ей значения числовых кодов. В общем виде весь процесс преобразования аналоговой величины в цифровой сигнал в ПЦП прямого действия можно разделить на четыре операции: - выборка значений исходной аналоговой величины в некоторые наперед заданные дискретные моменты времени, т. е. дискретизация сигнала по времени; - хранение выбранных значений аналоговой величины; - квантование (округление до некоторых известных величин) полученной в дискретные моменты времени последовательности значений исходной аналоговой величины по уровню; - кодирование, т. е. замена найденных квантованных значений некоторыми числовыми кодами. Последовательность выполнения перечисленных операций не обязательно должна быть именно такой. Обычно операции дискретизации и хранения выполняются одновременно. Для этого используется схема выборки и хранения. Одновременно с этим выполняются и операции квантования и кодирования, после которых цифровой выходной сигнал может быть использован для последующей обработки любыми цифровыми схемами. АЦП Функциональные – для ввода функций линеаризации по образцовым значениям параметра U, I → код α, l → код Однотактные Времяимпульсного типа Двухтактные Многотактные Интегрирующие Частотно – импульсного типа Кодоимпульсные Параллельные АЦП напряжения АЦП токовые Собственно параллельные Разрядные – зар./разр. конденсатора С обратной связью – разряд стабильн. током Циклического счета (каждый цикл от нуля) Непрерывного реверсивного счета Со счетом квантов ПараллельноС кодовой маспоследователькой ные Рис. 23. Классификация аналого-цифровых преобразователей С точки зрения основных позиций цифровых измерительных устройств АЦП можно классифицировать по признакам, приведенным на рис. 23. Основные параметры АЦП аналогичны параметрам ЦАП, но существуют и некоторые различия. Разрешающая способность АЦП – минимальная величина изменения аналогового напряжения на входе АЦП, вызывающая изменение выходного кода на единицу младшего 68 значащего разряда. Этот параметр может задаваться в процентах от полного диапазона, в милливольтах для заданного изменения входного сигнала, или просто числом разрядов преобразователя. Разрядность АЦП – округленный до целого числа двоичный логарифм номинального числа значений выходного кода n  log2 b , где b - число значений выходного кода. Зависимость между значениями входного аналогового напряжения и выходного кода называется характеристикой преобразования (ХП) АЦП (см. рис. 11). Под напряжением межкодового перехода понимается такое входное аналоговое напряжение, статистические вероятности преобразования которого в заданное и предшествующее заданному значению выходного кода равны. Разность значений напряжений заданного и следующего за ним межкодового переходов определяют шаг квантования ХП. Несоответствие номинальной и действительной характеристик преобразования определяет точностные параметры АЦП: напряжение смещения нуля, отклонение коэффициента преобразования от номинального значения, нелинейность, дифференциальную нелинейность, монотонность ХП. Действительное значение выходного напряжения в точке ХП, соответствующей номинальному нулевому значению этого напряжения, определяет напряжение смещения нуля. Физически это напряжение показывает параллельный сдвиг ХП вдоль вертикальной оси. Отклонение коэффициента преобразования от номинального значения показывает изменение наклона прямой, проведенной через начальную и конечную точки реальной ХП, от наклона номинальной ХП (см. рис. 13). Нелинейность АЦП – отклонение реального значения входного напряжения, соответствующего заданной точке ХП, от значения, определяемого по линеаризованной ХП в той же точке. Этот параметр характеризует отклонение центров ступенек действительной ХП от прямой линии, аппроксимирующей номинальную ХП. Методики определения нелинейности различаются способом проведения прямой, аппроксимирующей номинальную ХП. Эта прямая может проводиться через середины ступенек действительной ХП, но чаще аппроксимирующая прямая строится методом наименьших квадратов. Дифференциальная нелинейность АЦП – отклонение реальных значений шагов квантования ХП от их номинального значения (младший значащий разряд). Под монотонностью ХП АЦП понимают наличие всех кодовых комбинаций на его выходе при подаче на его вход монотонно изменяющегося сигнала, при этом знак наклона ХП изменяться не должен (см. рис. 12). Полная шкала входного сигнала – максимальное значение входного сигнала, при котором обеспечивается устойчивое считывание выходных кодов. Погрешность опрокидывания – разность между значениями выходных кодов, соответствующих одинаковым амплитудам входных сигналов разного знака. Точность преобразования – максимальная разность между фактическим входным напряжением и аналоговым эквивалентом двоичного выходного кода при заданном полном диапазоне. Если это значение указывается в вольтах, оно означает абсолютную точность. Однако чаще для определения точности используется величина младшего значащего разряда. В этом случае речь идет об относительной точности. На разных этапах развития схемотехники задача снижения погрешностей преобразования решалась различными способами. С развитием микропроцессоров наибольшую популярность получил метод математической компенсации погрешности преобразования. Сущность его заключается в следующем: 1. Определяют базовые точки для построения прямой идеальной характеристики преобразования. 2. Определяют базовые точки для построения реальной характеристики преобразования. 3. Путем аппроксимации полиномом базовых точек реальной характеристики преобразования получают уравнение реальной характеристики преобразования. 4. При необходимости, наложение ступенек квантования на реальную характеристику преобразования. 5. Проверка необходимости введения компенсации при выходе реальной характеристики преобразования из допускаемых пределов. 69 Наиболее точные АЦП реализуются с применением метода автоматической компенсации. Они могут быть выполнены с включением ЦАП в цепь обратной связи так, чтобы выходное напряжение ЦАП компенсировало входное напряжение VA. Если входное напряжение компенсируется непрерывно, то такой АЦП называют следящим АЦП (см. рис. 3.64(а)). Входное напряжение можно компенсировать только в заданные дискретные моменты времени. АЦП такого типа берет выборки входного сигнала. Момент взятия выборки обычно задается импульсом запуска преобразования. Примером такого АЦП является АЦП последовательного приближения. Рассмотрим более подробно следящий АЦП. Предположим, что (двоичный) счетчик на рис. 3.64(а) устанавливается в нулевое состояние в момент включения АЦП, при этом напряжение Vc на выходе ЦАП будет равно нулю. Поэтому на входе компаратора, сравнивающего Vc и VA, возникнет положительная разность напряжений Vd = VA - Vc. Выходной сигнал компаратора переключит счетчик в режим сложения, в котором содержимое счетчика увеличивается с частотой импульсов генератора. Напряжение Vc будет нарастать ступеньками. Ширина этих ступенек по времени равна периоду следования импульсов, поступающих от генератора. В некоторой точке напряжение Vc превысит входное напряжение VA. Тогда Vd станет отрицательным, выходной сигнал компаратора изменится, и счетчик начнет считать в сторону убывания. Поэтому Vc уменьшается, a Vd становится положительным и т. д. В результате напряжение Vc будет пошагово изменяться около значения VA. Величина результирующей ошибки квантования зависит от разрешающей способности внутреннего ЦАП. Цифровой сигнал на выходе D = an an-1 a0 равен содержимому счетчика, которое определяет значение двоичных сигналов на входах ЦАП. Следящий АЦП способен относительно быстро следить за малыми изменениями во входном сигнале. Если однако, во входном сигнале имеются большие по величине изменения напряжения, то АЦП уже не сможет отследить его немедленно, так как он может приближаться к новому значению VA лишь постепенно, проходя через большое число ступенек небольшой постоянной величины (по лестничной функции). Время, необходимое для достижения нового значения VA зависит не только от величины скачка ∆VA входного напряжения, но также от величины элементарного шага V0 и частоты f0 генератора импульсов (см. рис. 3.64(b)). Время преобразования в этом случае равно: VA rVA tc   , foVo foVmax поскольку разрешение r равно максимальному входному напряжению Vmax, которое может быть скомпенсировано АЦП, деленному на напряжение единичной элементарной ступеньки V0. Когда скачок входного напряжения ∆VA = Vmax, следящий АЦП работает медленнее всего, то есть время преобразования самое большое. Если рассмотрим 12-разрядный АЦП с тактовой частотой f0 = 200 кГц, то получим разрешение r = 212 и tc = 20,48 мс при ∆VA = Vmax. 70 АЦП последовательного приближения также основан на последовательном сравнении аналогового входного сигнала VA с компенсирующим выходным напряжением Vc, создаваемым ЦАП. После каждого сравнения, выполненного в фиксированный момент времени, выходной сигнал ЦАП подстраивается так, чтобы более точно приблизиться к входному напряжению. Детали этого процесса последовательного приближения показаны на примере, приведенном на рис. 3.65. В определенный момент на АЦП поступает импульс запуска. Величина входного напряжения VA на этот момент времени зафиксирована так называемым устройством выборки и хранения. Это делается для того, чтобы устранить ошибки вследствие изменений VA во время преобразования. Обозначим выборку входного напряжения через V A . При первом сравнении V A и VA выносится решение о том, что значение V A больше или меньше половины полного значения Vmax. В рассматриваемом примере результатом является вывод «больше чем» и поэтому старший разряд аn устанавливается равным 1. На следующем шаге спустя фиксированный интервал времени, V A сравнивается со значением 3 / 4 от Vmax. В нашем примере результат снова «больше чем», поэтому an-1 = 1. Таким образом, при i-ом сравнении компенсирующее напряжение Vc изменяется на величину, равную 2-iVmax. Если результат предыдущего сравнения устанавливает соответствующий бит равным 1, то очередное изменение производится в положительную сторону, если же бит устанавливается равным 0, то очередное изменение производится в отрицательную сторону. Если требуемое разрешение равно r, то необходимо выполнить r = п + 1 сравнений, чтобы приблизить Vc к V A точностью ±2-r Vmax вольт. После этих п + 1 сравнений преобразование закончено, и АЦП ждет нового запуска. Время преобразования здесь фиксировано и равно tc = (n + 1) / f0, где f0 - число сравнений в секунду. При f0 = 200 кГц и r =12 бит, время преобразования tc равно 60 мкс. Заметим, что эта величина не зависит от скачка входного напряжения. Поэтому для сигналов с большими скачкообразными изменениями, АЦП последовательного приближения быстрее, чем следящий АЦП. Если сигнал изменяется только плавно, то быстрее будет следящий АЦП. 71 Рассмотрим работу схемы, реализующей принцип последовательного приближения, воспользовавшись рис. 3.66 и 3.67. На этих рисунках схематически изображены АЦП без внутренней обратной связи, о которых шла речь в предыдущих примерах; здесь обсуждаются только АЦП с разомкнутой обратной связью. На рис. 3.66 показан один из таких АЦП без обратной связи. Входное напряжение VA зафиксировано устройством выборки и хранения на время, в течение которого выбранное значение преобразуется в цифру на выходе. Напряжение V A сравнивается с половиной всей шкалы Vmax, и находится значение бита аn. Если an = 1, то напряжение, равное Vmax/2, вычитается из V A , а если аn = 0, то V A передается в следующую ячейку без изменения. Результат, полученный в первой ячейке, передается в следующую ячейку. Здесь он сравнивается c Vmax/4 и определяется значение бита an-1. Эта процедура продолжается до тех пор, пока не будут определены все п + 1 битов. Все п + 1 ячейки одинаковы; различаются только опорные напряжения, которые уменьшаются вдвое в каждой следующей ячейке. Поэтому уровень напряжения, с которым производится сравнение, постепенно становится меньше. Это сопровождается усложнением проблем, связанных с дрейфом, шумом и т. д. По этой причине более предпочтительным является другой метод преобразования, основанный на удвоении измеряемого напряжения, который лучше предыдущего. Схематически такой АЦП изображен на рис. 3.67. Первая ячейка, в которой вычисляется бит an, работает точно так же, как в первом случае. Однако теперь остающееся напряжение усиливается в 2 раза, а опорное напряжение величиной Vmax/2 остается одним и тем же для всех ячеек. Это означает, что компараторы работают приблизительно с одинаковыми уровнями напряжения во всех п + 1 ячейках. Часто вместо п + 1 одинаковых ячеек используют единственную ячейку с двумя аналоговыми (емкостными) элементами памяти. На одном из конденсаторов запоминается и хранится выборка входного напряжения данной ячейки преобразователя, а на другом конденсаторе запоминается разностное напряжение (выходное напряжение этой ячейки). Осуществляя с помощью переключателей обмен содержимым между этими двумя элементами памяти, можно одну и ту же ячейку использовать последовательно п + 1 раз. Такой метод называется «рециркуляцией остатка». 72 Во все большем и большем числе приложений требуются быстродействующие АЦП. Самый быстрый из возможных методов преобразования представлен на рис. 3.68. Входное напряжение VA сравнивается одновременно с большим числом различных опорных напряжений. Логическая схема преобразует выходные сигналы компараторов в двоичное представление числа D = (an an-1 a0). Очевидно, что для (n + 1) -битового преобразования в таком «мгновенном» преобразователе требуется 2n+1 – 1 компараторов. Этот метод быстрый, но и очень дорогой. Простой подсчет показывает, что для 8-битового преобразования требуется не менее 255 компараторов. Поэтому для того, чтобы сохранить число компараторов в разумных пределах, часто вместо рассмотренной схемы применяют схему, изображенную на рис. 3.69. Основная идея проста. 8-битовый преобразователь разбивается на два 4-битовых «мгновенных» преобразователя, каждый из которых содержит лишь по 15 компараторов. Верхний на рис. 3.69 АЦП обеспечивает только грубое преобразование, дающее 4 старших бита. Напряжение с выхода ЦАП, соответствующее этим 4 битам, вычитается из напряжения выборки входного сигнала V A . Напряжение разности, представляющее собой большую ошибку квантования в первом АЦП, усиливается в 24 = 16 раз и поступает на вход другого АЦП, аналогичного первому. Этот второй АЦП формирует 4 младших разряда 8битового преобразования. Объем такого АЦП значительно сокращен по сравнению с полным «мгновенным» преобразователем (от 255 до 215 компараторов) за счет уменьшения скорости преобразования. 73 7. Методы и средства передачи измерительной информации Возможности передачи измерительных сигналов на расстояния Необходимость дистанционной передачи измерительных сигналов возникает в тех случаях, когда функциональные элементы, образующие измерительные устройства и системы, пространственно удалены друг от друга (телеметрические устройства и системы). В измерительных устройствах с представлением величин, например, в виде соответствующего давления воздуха, последний, при необходимости, передают по пневматическим линиям (обычно диаметром 4, 6 или 7 мм) на приемную сторону для дальнейшей обработки и отображения. Вследствие низкой скорости передачи сигнала воздухом (примерно 330 м/с) и падения давления вдоль пневматической линии дальность передачи пневматических сигналов ограничена расстоянием 200  250 м. В последние годы все большее распространение получает передача измерительной информации в виде оптических сигналов. Обобщенная схема телеметрической системы с такой передачей сигналов представлена на рис. 5.41. Рис. 5.41. Обобщенная схема телеметрической системы с оптическим каналом связи. К – коммутатор, ВОЛС - волоконно-оптическая линия связи, эл/опт - электроннооптический модулятор (передатчик), опт/эл - электронно-оптический преобраэователь (приемник). В ней использованы электрооптический и оптоэлектронный преобразователи, выполняющие роли передатчика и приемника соответственно. Дистанционная передача оптических сигналов, исключающая влияние окружающей среды, стала возможной благодаря созданию волоконно-оптических (световодных) линий связи. Вследствие сравнительно низкого затухания, составляющего 5  10 дБ/км, дальность передачи света по волоконно-оптическим линиям связи достигает 5 км. При передачах на большие расстояния (сотни - тысячи километров) в линии включают промежуточные усилители-ретрансляторы. Передачу обычно осуществляют в цифровой форме, для чего перед передатчиком включают аналого-цифровой преобразователь. Это повышает точность телеизмерений, так как затухание в линии сказывается на амплитуде цифровых сигналов, что допустимо в определенных пределах и не оказывает влияния на информативный параметр измерительного кодируемого сигнала, отображающего измеряемую величину. Однако передача информации в телеизмерениях чаще всего осуществляется в виде электрических сигналов по общей схеме, показанной на рис. 5.42. Рис. 5.42. Общая схема телеметрического устройства. Сигналы для передачи, как правило, модулируют, а затем восстанавливают на приемной стороне. Линия связи может быть проводной или беспроводной. При непосредственной пе74 редаче измерительных сигналов в виде тока или напряжения по проводной линии на сравнительно небольшое расстояние отпадает надобность в передатчике с модулятором и приемнике с демодулятором. При проектировании телеметрической системы необходимо учитывать такие факторы, как - удаленность объекта измерений от места приема и обработки измерительной информации; -поток информации (количество передаваемых значений измеряемой величины в единицу времени); - скорость изменения измеряемой величины; - вид и форма представления выходных сигналов датчиков; - возможности использования тех или иных каналов передачи данных; - свойства и характеристики каналов передачи; - требования к точности измерений; - влияние внешних воздействий; - специфика объекта измерений и приемной части с точки зрения их размещения, перемещения и влияния окружающей среды; - специфика вывода сигналов из среды объекта измерений (взрыво- и пожароопасность, химическая агрессивность и др.); - необходимость компромисса между требуемыми и допустимыми затратами. Характерные методы и технические средства телеизмерений В зависимости от спектра частот выходного сигнала датчика, расстояния, на которое необходимо передать этот сигнал, полосы пропускания выбранного канала связи и ряда других факторов выходной сигнал датчика либо передают непосредственно по каналу связи, либо используют для модуляции одного или нескольких определенных параметров другого сигнала - носителя. При непосредственной передаче измерительные сигналы представляют собой ток или напряжение, в которые преобразуется измеряемая величина резистивными, емкостными или индуктивными преобразователями. Такие системы передачи пригодны для сравнительно небольших расстояний. Наиболее распространены среди них системы передачи постоянным током, значение которого изменяется в пределах до 50 мА. Постоянный ток зависит только от сопротивления проводов и их изоляции, а переменный - от индуктивности и емкости линии связи. Токовые системы можно разделить на системы непосредственного измерения и компенсационные. Компенсационные системы телеизмерений могут работать с использованием кабельных линий связи относительно большой протяженности, так как сопротивление не влияет на точность измерений. При передаче сигналов на сравнительно большие расстояния с целью уменьшения влияния характеристик линий связи на информативные параметры передаваемых сигналов применяют различные методы модуляции сигналов - носителей. Частота последних (несущая частота или несущее колебание) должна по крайней мере в 2,5 раза превышать верхнюю граничную частоту спектра измерительного сигнала. В качестве сигнала - носителя могут использоваться гармонические или импульсные сигналы тем самым различают гармоническую и импульсную модуляции. Вид модулирующего параметра определяет название модуляции. При гармонической модуляции изменяют амплитуду, частоту или фазу несущего колебания. Для систем телеизмерений характерна многоканальность сбора и передачи данных. Чтобы использовать для многоканальной передачи данных от ряда объектов измерений одну физическую линию связи, применяют частотное и временное разделение каналов. Схема многоканальной телеизмерительной системы с частотным разделением каналов показана на рис. 5.46. 75 Рис. 5.46. Функциональная схема многоканальной телеметрической системы с частотным разделением каналов. xb – величина, отображающая измеряемую. Смесь сигналов различных частот, отображающих ряд измеряемых величин, передается одним сигналом (одновременно) по линии связи (радио или проводной), а на приемной стороне сигналы разделяются по частотам соответствующими полосовыми фильтрами. Полосовые фильтры на передающей стороне обеспечивают более четкое разделение сигналов по частотам перед их смешиванием. Передачу можно осуществлять и частотно-модулированными сигналами с последующим их детектированием на приемной стороне. Число одновременно передаваемых величин зависит от общего частотного спектра их представления и емкости линии связи. В многоканальных телеметрических системах с временным разделением каналов измеренные значения отдельных величин передают последовательно во времени. Пример схемы телеметрической системы с временным разделением каналов, в которой используют проводную линию связи, приведен на рис. 5.47. Рис. 5.47. Функциональная схема телеметрической системы с временным разделением каналов. xb – величина, отображающая измеряемую. На передающей и приемной сторонах имеются синхронно переключаемые коммутаторы (распределители) каналов по сигналам, формируемым блоком синхронизации. Количество измерительных каналов в такой системе определяется временем опроса одного канала и максимальной скоростью изменения измеряемых величин. В качестве линий связи используют волоконно-оптические кабели, кабельные проводные линии и радиоканалы. Проводными линиями служат как специальные сигнальные кабели, так и электрические линии передачи высокого напряжения, а также высокочастотные коаксиальные кабели. 76