Твердотельные микросборки и модули СВЧ

Лекция 8. Твердотельные микросборки и модули СВЧ 8.1. Гибридные сборки и модули СВЧ Доминирующей гибридной СВЧ-технологией является тонкопленочная, однако при определенных требованиях, например при повышенной мощности, на частотах до 2...3 ГГц, может ограниченно использоваться и толстопленочная СВЧ-технология. Разновидностью планарных гибридных СВЧ МЭУ являются гибридные интегральные микросхемы СВЧ, т. е. унифицированные СВЧ ФУ, выполненные на отдельных подложках и помещенные в унифицированные корпуса. В отличие от них СВЧ-микросборка имеет самостоятельное, более расширенное функциональное назначение в изделии РЭА. Как правило, они выполняются на нескольких подложках и размещаются в унифицированных или специально изготовленных корпусах. Наряду с подложками с пленочными и навесными бескорпусными элементами в корпусе микросборки могут устанавливаться также их отдельные элементы и узлы. Конструкции типичных СВЧ-микросборок выполняются на относительно больших подложках: толстопленочные микросборки – в корпусах из титанового сплава (они реализуют схемы, например, СВЧ широкополосных усилителей выходной мощностью Рвых = 20 мВт...2 Вт на частотах 1,5…2,0 ГГц); тонкопленочные микросборки – в облегченных корпусах. Общая герметизация СВЧ-микросборок обеспечивается заполнением объема модуля сухим азотом или аргоном при избыточном давлении Ризб = 12·104 Па. На рис. 8.1 изображена конструкция трехплатной этажерочной СВЧмикросборки повышенной мощности в специальном корпусе с общей герметизацией и заполнением объема инертным газом. Отвод тепла от мощных тепловыделяющих элементов (типа диодов Ганна) выполнен с помощью миниатюрных низкотемпературных тепловых труб. Теплосбор с них производится за пределами герметичного корпуса с помощью пластинчатого радиатора. Подобную микросборку можно рассматривать и как СВЧ-микроблок. Последний является СВЧ МЭУ, выполненным на аппаратурном уровне с полным использованием принципов и методов проектирования РЭА четвертого поколения. По функциональной сложности СВЧ-микроблоки адекватны субблокам и собственно изделиям РЭА второго и третьего поколений. Так как в настоящее время ОИС и полупроводниковые СВЧ ИС находятся в стадии исследований и опытных разработок, а промышленность реализует гибридную пленочную технологию, принцип микроблочного конструирования СВЧ МЭУ является высшим развитием СВЧ гибридной микроэлектроники на аппаратурном уровне проектирования на настоящий момент. 212 Рис.8.1. Этажерочная СВЧ-микросборка повышенной мощности с охлаждением с помощью миниатюрных тепловых труб: 1 – корпус; 2 – подложка; 3 – крышка корпуса; 4 – узел герметизации по периметру; 5 – коаксиально-полосковый соединитель; 6 – мощный тепловыделяющий элемент (диод Ганна); 7 – навесной бескорпусный элемент; 8 – межуровневый экран; 9 – коаксиальный межуровневый соединитель; 10 – межуровневый соединитель в виде диэлектрического резонатора; 11– тепловая труба; 12 – пластинчатый радиатор; 13 – пайка Перспективно выполнение в виде микроблоков следующих классов МЭУ: – автономных (вынесенных) субблоков и блоков СВЧ приемных устройств; – маломощной приемопередающей СВЧ-аппаратуры; – однотипных СВЧ-модулей при большом их числе в составе изделия. Примером первого класса является изображенный на рис. 8.2 микроблок сотового типа, включающий узлы балансного смесителя, местного гетеродина и предварительного усилителя промежуточной частоты и размещаемый в облучателе антенны радиолокационной станции на подвижном объекте. Микроблоки, реализующие маломощную РЭА, как правило, должны обладать хорошей адаптацией к сложным по геометрии установочным объемам, а как следствие этого – имеют и сложные формы корпусов. Типичными примерами микроблоков однотипных модулей являются приемопередающие модули активных фазированных решеток (АФАР). Такой микроблок состоит из 12...14 унифицированных СВЧ ФУ из следующего набора: интегральный излучатель, ферритовый циркулятор, умножитель частоты с кратностью 4, ферритовый вентиль, транзисторный усилитель мощности, фазовый манипулятор, переключатель «прием-передача», балансный смеситель, предварительный усилитель сигнала промежуточной частоты (ПЧ). При проектировании СВЧ-микроблоков в еще большей степени (по сравнению с СВЧ-микросборками) требуется комплексный подход: выполнение в едином сквозном цикле электрических и системных расчетов, выработка оптимального конструктивно-технологического решения. 213 Рис. 8.2. Конструкция выносного комбинированного СВЧ-блока: 1 – узел герметизации (по периметру); 2 – корпус; 3 – магнит; 4 – ферритовый диск; 5 – крышка корпуса; 6 – навесной бескорпусный компонент; 7– МПЛ; 8 – межъячеечный СВЧ-соединитель; 9 – стенка ячейки микроблока; 10 – коаксиально-полосковый соединитель; 11 – низкочастотный соединитель; 12 – микроплата предварительного усилителя промежуточной частоты; 13 – микроплата балансного смесителя; 14 – микроплата местного гетеродина; 15 – штенгель для закачки инертного газа; 16 – диэлектрический резонатор Проектирование данных МЭУ усложняется также рядом следующих специфических факторов: – сочетание функционально-узлового и модульного принципов конструирования; – обеспечение нормального теплового режима при обязательном выпол- 214 нении условий экранирования отдельных ФУ, что подразумевает сотовое конструктивное исполнение; кроме того, для СВЧ МЭУ наиболее характерны значительные локальные перегревы, вызываемые использованием активных тепловыделяющих элементов с низким КПД типа диодов Ганна; – сочетание общей герметизации и ремонтопригодности, дополняемых конструктивным обеспечением возможности подстройки и перестройки СВЧузлов и отдельных элементов; – высокие требования к точности изготовления и однородности материалов несущих конструкций, являющихся одновременно элементами резонансных систем. Современная элементарная база СВЧ МЭУ позволяет разрабатывать микроблоки со значительными функциональными возможностями. По сравнению с СВЧ-микросборками и микросхемами микроблоки ввиду наличия более значительного внутреннего объема допускают установку на микроплаты специфических устройств обработки СВЧ-сигналов типа миниатюрных волноводнодиэлектрических фильтров на запредельном волноводе. Поскольку для данных типов МЭУ схемные и конструктивнотехнологические возможности микроминиатюризации в основном исчерпаны, дальнейшее увеличение плотности компоновки и уменьшение суммарных массогабаритных параметров СВЧ-микроблоков возможно в некоторых пределах при комплексном сочетании более интенсивного использования устройств функциональной микроэлектроники, с формированием ФУ на тонких и сверхтонких подложках. Например, переход от традиционных ситалловых и поликоровых подложек толщиной h = 0,5...2,0 мм к тонким полиимидным или сапфировым подложкам h = 30...120 мкм позволяет значительно уменьшить высоту корпуса СВЧ-модуля, а значит, и общие его массу и габаритные размеры. Высота модуля определяется как H   hкр  h  hв hKP где hкр – крепежный размер, например, толщина слоя компаунда. Оптимальное соотношение между минимально допустимой высотой верхней крышки корпуса над подложкой hB.MIN и допустимым затуханием в МПЛ вследствие влияния крышки корпуса определяется по следующей формуле: H   hKP  h  hB  hKP  h(1  ), (8.1) где з  hB h – величина, определяющая допустимое соотношение между затуханием и hB.MIN . Дифференцируя (8.1) по dh и переходя к конечным приращениям, получаем H   h /  hB  h  hKP /(1  ) . (8.2) Из (8.2) следует, что при переходе от поликоровой подложки с h = 1,5 мм (при hKP = 1,0 мм и  =6, что является допустимым отношением) к полиимидной 28 215 подложке с h = 40 мкм высота H  снижается с 11,5 до 1,28 мм. Соответственно уменьшаются и размеры микрополосковых элементов на подложках: например, ширина b токонесущего полоскового проводника МПЛ, выполненной на полиимидной подложке (  = 3) с h = 40 мкм при волновом сопротивлении Z 0 = 50 Ом составляет 100 мкм. Уменьшение размеров микрополосковых элементов возможно также при использовании подложек из материала с высокой диэлектрической проницаемостью: ε > 10. Определенный выигрыш в габаритных размерах дает и применение в СВЧ МЭУ сосредоточенных элементов. Некоторое снижение масс и уменьшение габаритных размеров возможно также за счет комплексного использования более прогрессивных материалов и более миниатюризованной и технологичной в сборке навесной бескорпусной элементной базы. Это в полной мере относится не только к микроблокам, но и к СВЧ-микросхемам и микросборкам, работающим в дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазонов длин волн. Для более высоких частот данные методы микроминиатюризации СВЧ МЭУ малоэффективны. Важной задачей в проектировании гибридных СВЧ МЭУ является проблема создания согласующих устройств, которая сводится к следующему: – создание высоконадежных и герметичных миниатюризованных внешних соединителей для СВЧ-микросхем, микросборок и микроблоков (коаксиально-полосковых с КСВ ≤ 1,15...1,2 и потерями не более 0,3...0,4 дБ и волноводно-полосковых с КСВ ≤ 1,4 и потерями не более 0,7...1,0 дБ); – создание внешних соединителей с Z 0 = 20...30 Ом, поскольку использование тонких подложек из материалов с высоким значением предполагает отказ от стандарта волнового сопротивления Z 0 = 50 Ом; – разработка конструктивно несложных и миниатюризованных, т. е. сравнимых по габаритным размерам с типичными навесными СВЧ-элементами, межъячеечных полосково-полосковых и полосково-коаксиально-полосковых соединителей для СВЧ-микроблоков сотовой конструкции (см. рис. 8.2); – оптимизация технологических процессов изготовления ленточных полосково-полосковых соединителей для СВЧ-микросборок и микроблоков с непосредственным объединением микроплат (переход между МПЛ на соседних микроплатах с торцевой состыковкой подложек) с целью получения минимальных значений КСВ и потерь; – создание оптимальных миниатюризованных вертикальных полосковополосковых (ленточных) и полосково-коаксиально-полосковых соединителей в этажерочных СВЧ-микросборках и микроблоках (см. рис. 8.1); – разработка конструкций и методик расчета вертикальных соединителей в виде диэлектрических резонаторов в этажерочных СВЧ-микросборках и микроблоках (см. рис. 8.1); – разработка планарных квазирегулярных переходов расширения токонесущих полосковых проводников для различных типов МПЛ, выполненных на тонких подложках из материала с высоким значением диэлектрической прони- 216 цаемости («расширение» токонесущих проводников необходимо для обеспечения адгезионной устойчивости пленки при контактировании с навесными элементами пайкой или термокомпрессионной сваркой, а также для контактирования с навесными СВЧ-элементами или узлами с относительно большими соединительными размерами); – разработка конструкций и методик синтеза переходов согласования между разно- и однотипными МПЛ, выполненными на различных по толщине и магнитодиэлектрическим характеристикам (  и  ) подложках; – разработка узлов квазирегулярного согласования микрополосковых элементов с навесными элементами и узлами, имеющими относительно большие соединительные размеры (применение таких узлов является спецификой СВЧ-микроблоков и необходимо по той причине, что выигрыш в значениях КСВ, даже на сотые доли и значениях потерь, даже на единицы децибела, дает существенный суммарный выигрыш, учитывая большое число подсоединяемых элементов и узлов в подобных МЭУ). Разработка согласующих устройств еще более актуальна при использовании в СВЧ-микроблоках различного рода интегральных излучателей и навесных узлов функциональной микроэлектроники. 217 8.2. Микросхемы и микромодули СВЧ Промышленное освоение ОИС является завершающим этапом в развитии гибридной пленочной СВЧ-микроэлектроники. Переход к созданию практических полупроводниковых ИС СВЧ означает начало качественно нового этапа в СВЧ-микроэлектронике. Их освоение имеет в настоящее время как теоретические, так и экспериментальные технологические предпосылки. Например, ведущие в области техники СВЧ фирмы «Texas Instruments» и «Raytheon» разрабатывают приемопередающие модули АФАР в виде полупроводниковых ИС с размерами в плоскости апертуры АФАР порядка 0,1 х 0,4 см и 0,62 х 1,27 см, работающие в диапазоне 8...12 ГГц и обеспечивающие выходную мощность 0,5...1 Вт при КУСИЛ ≈ 20...27 дБ. Наиболее существенной предпосылкой практической реализации полупроводниковых ИС СВЧ является наличие хорошо отработанной технологии для соответствующих полупроводниковых материалов. Эта технология позволяет изготавливать такие активные структуры, как полевые транзисторы из арсенида галлия и перспективного фосфида индия, хорошо работающие в диапазонах миллиметровых и субмиллиметровых волн (подвижность носителей в арсениде галлия в шесть, а в фосфиде индия – в девять раз выше, чем у кремния). Арсенид галлия является основным материалом для полупроводниковых ИС. В настоящее время на основе арсенида галлия изготавливаются полевые транзисторы с барьером Шотки (ПТБШ), имеющие РВЫХ = 1,25...25 Вт соответственно на частотах fРАБ = 18...26 ГГц. Предельные рабочие частоты ПТБШ на основе арсенида галлия к настоящему времени равны 90... 140 ГГц. Коэффициент шума малошумящих арсенид-галлиевых ПТБШ достигает 0,7 дБ на частоте 4 ГГц. Элементная база полупроводниковых ИС СВЧ в достаточной степени развита – это малошумящие и мощные ПТБШ, диоды Ганна и лавиннопролетные диоды, выполненные в виде активных линий передачи на основе подложек из арсенида галлия. Существующая технологическая база полупроводникового производства активно дополняется прецизионными методами выращивания тонких, порядка 10...20 мкм, слоев n-GaAs, новейшими методами фотолитографии и ионной имплантации. Технологические процессы изготовления ИС на основе арсенида галлия являются модификациями соответствующих процессов изготовления дискретных полевых транзисторов из этого материала. Как правило, отбираются подложки, удельное сопротивление материала которых ρ ≥ 1·106 Ом·см. Отбор по совокупности электрофизических параметров производится на основе контроля характеристик тестовых транзисторных структур. Активный слой арсенида гал- 218 лия создается либо эпитаксией, либо более эффективной, хотя и менее освоенной ионной имплантацией. Наиболее тонкой и сложно контролируемой технологической операцией формирования активного эпитаксиального слоя является получение требуемого профиля легирования в слое арсенида галлия. Твердотельная технология позволяет в едином цикле изготавливать на кристалле арсенида галлия необходимый набор активных и пассивных элементов с распределенными параметрами, а также дискретных элементов. Номенклатура таких элементов, используемых в ИС СВЧ широкого класса, приведена в табл. 8.1. Таблица 8.1. Пассивная и активная элементные базы полупроводниковых ИС СВЧ, изготавливаемых в едином технологическом цикле Элемент ПТБШ Тип элемента Малошумящий, мощный, ключевой Диод Шотки Смесительный варакторный Диод Ганна Генераторный Индуктивность Одновитковая, спиральная Элемент Резистор Конденсатор Линия передачи Тип элемента Ионно-имплантированный (эпитаксиальный), тонкопленочный Межслойный (двухслойный), гребенчатый (встречно-штыревой) Несимметричная, компланарная, щелевая Как правило, для формируемых активных слоев арсенида галлия требуются неоднородно легированные профили. Например, в УБВ, который также является перспективным активным устройством для ИС СВЧ, в активном слое n-GaAs требуется создание такого неоднородно легированного профиля, при котором вблизи полуизолирующей подложки 5 имелся бы тонкий, порядка 2...3 мкм слой с повышенной концентрацией носителей. Этот подслой необходим для реализации эффекта отрицательной дифференциальной проводимости. Ограничение толщины подслоя позволяет избежать затухания СВЧ-сигнала, поскольку постоянное электрическое поле Е0, приложенное к токонесущему полосковому проводнику и экранным проводникам компланарной МПЛ, распределено неравномерно по толщине активного слоя n-GaAs, в результате чего, если не предусмотреть неоднородности легирования эпитаксиального слоя, в значительной его части (где поле Е0 превышает пороговое значение) проводимость будет положительной. Аналогичные требования возникают и при разработке процесса изготовления других активных распределенных структур ИС СВЧ. В ИС СВЧ используются утопленные затворы. Для их создания выполняется легкое анизотропное травление в канале под затвором. Далее через окна напыляются контакты Шотки – вольфрамовые, титановые или молибденовые. 219 Одновременно напыляются полупроводниковые слои на нижние обкладки конденсаторов. Затем осаждается слой диэлектрика для изоляции второго металлического слоя, который выполнен из композиции вольфрам – платина – золото. Элементы согласующих цепей размещаются на высокоомных участках подложки. Развязка пересекающихся токопроводящих дорожек сделана с помощью воздушных мостов. Доводка толщин подложек до требуемой величины выполняется химическим травлением, затем на протравленную поверхность осаждается слой металла. Заземление истоковых площадок проводится через сквозные отверстия с металлизированными стенками. Для этого арсенид-галлиевые подложки травят до толщины h ≈ 100 мкм. Технологические процессы изготовления других активных структур ИС на основе арсенида галлия формируются во многом аналогично. Перспективны для использования в ИС СВЧ подложки из фосфида индия, однако в настоящее время технология формирования пассивных и активных распределенных структур из этого материала разработана недостаточно. Кремний имеет ограниченное применение в fРАБ > 2 ГГц, поскольку обладает как малой подвижностью носителей, так и в 104 раз меньшим удельным сопротивлением по сравнению с арсенидом галлия и меньшим пробивным напряжением поля. Кроме того, ширина запрещенной зоны кремния 1,12 эВ по сравнению с 1,43 эВ – у арсенида галлия не позволяет разрабатывать высокотемпературные полупроводниковые ИС. У арсенида галлия выше и диэлектрическая проницаемость (ε = 13,3– статическая диэлектрическая проницаемость высокоомного арсенида галлия), что положительно сказывается на уменьшении габаритных размеров волноведущих структур, хотя несколько увеличивает затухание сигналов. Определенное применение имеет в СВЧ-микроэлектронике и технология «кремний-на-сапфире», когда на сапфирной подложке выращивается монокристаллическая пленка кремния. Однако использование этой технологии ограничено рабочими частотами 2...5 ГГц. Кроме интенсивно разрабатываемой арсенид-галлиевой технологии второй важнейшей предпосылкой создания многофункциональных ИС СВЧ является разработка инженерных методов проектирования данных устройств. Теоретическая база проектирования здесь далеко не в полной мере разработана до стадии численной реализации в СВЧ САПР. Интегральная твердотельная электроника СВЧ миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов волн использует эффекты сложных взаимодействий СВЧ-полей с анизотропными средами и неустойчивой полупроводниковой плазмой, носителями тока в которой являются электроны и дырки, а также электродинамические процессы в многослойных волноведущих структурах с диэлектрико-полупроводниковым, изотропным и гиротроппым заполнениями. Используются специфические, в том числе и нелинейные, волновые процессы в композиционных структурах полупроводник – тонкие диэлектрические слои, а также следующие волновые процессы в функциональных СВЧ-устройствах: магнитооптические, спиновые и поверхностно-акустические волны на поверхности интегральных структур, объемные 220 эффекты в полупроводниках и других изотропных и гиротропных средах. Достаточно сложным является электродинамический анализ таких основных схемно-конструктивных элементов и узлов полупроводниковых ИС, как несимметричная, симметричная, компланарная и щелевая МПЛ, желобковая линия с диэлектрическим заполнением, модифицированная желобковая линия, желобково-микрополосковая и волноводно-щелевая линии, диэлектрические волноводы и резонаторы, регулярные и запредельные волноводы с диэлектрическим и многослойным диэлектрико-ферритовым заполнением, квазиоптические, оптические волноводы и резонаторы радиооптических ИС. Анализ электродинамических процессов в волноведущих структурах и механизма работы активных распределенных структур полупроводниковых ИС основан на изучении волновых процессов, неустойчивых и нелинейных процессов взаимодействия электромагнитных волн с носителями заряда в полупроводниках, энергетического обмена между волнами различной природы, изменения характеристик СВЧ-сигналов под воздействием анизотропии волноведущей среды – все это требует привлечения самых современных методов математической физики. В полупроводниковой плазме носителями электрического тока являются электроны и дырки. Плотности носителей достаточно высоки. При движении носителей следует учитывать влияние кристаллической решетки, т. е. учитывать в расчетах эффективные массы электронов и дырок. При конструировании ИС СВЧ пассивные сосредоточенные элементы (с размерами менее 0,1λP) используются до частот fРАБ = 20 ГГц; на более высоких частотах применяются распределенные микрополосковые элементы – прямолинейные, меандровые, S-образные, квадратные и круглые спиральные пленочные индуктивности, которые имеют L = 0,5...10 нГн. Резистивные элементы изготавливаются на основе эпитаксиальпых арсенид-галлиевых слоев либо на основе напыленных на полупроводниковую подложку слоев металлов (Cr, Ti, NiGr, TaNi, TaNi2) с удельным поверхностным сопротивлением 3...600 Ом. Дальнейшее развитие полупроводниковых ИС СВЧ базируется на решении достаточно сложных проблем: создание более высокочастотных ПТБШ, в том числе многозатворных, высокочастотных диодов с барьером Шотки, а также сосредоточенных RLС-элементов с микронными и субмикронными размерами; разработка схемных и топологических методов оптимизации параметров и воспроизводимости ИС СВЧ; разработка активных широкополосных элементов; дальнейшее развитие технологии «кремний-на-сапфире» с заменой кремния на арсенид галлия; внедрение электронно-лучевой литографии и т. п. Важнейшей задачей является разработка методов уточненного физикотопологического моделирования, включая имитацию электродинамических характеристик, для проектирования распределенных активных структур ИС СВЧ. Двух- и трехмерные математические модели, адекватно описывающие реальные физические процессы в электродинамических системах ИС, позволят получать требуемые рабочие характеристики ИС СВЧ и обеспечивать их технологическую воспроизводимость. 221 8.3. Функциональные модули СВЧ 8.3.1. Модульные генераторы СВЧ Диодные полупроводниковые СВЧ-генераторы в настоящее время реализуются в двух вариантах: в волноводном и в гибридно-интегральном на основе микрополосковой и волноводно-щелевой линий передачи. Генераторы в волноводном исполнении можно разделить в зависимости от конструктивного исполнения на генераторы с фиксированной частотой и генераторы с перестройкой частоты. Конструкции генераторов показаны на рис.8.3. Здесь можно выделить такие Трансформатор сопротивлений основные детали конструкции. Активный полупроводниковый элемент 1 (диод Ганна или ЛПД) устанавливается обычно посредине широкой стенки волновода стандартного (или зауженного) сечения. Питание к диоКоаксиальная секция ду подается с помощью специального фильтра 3, изолированного от корпуса вкладышем 6, или через радиальКоаксиальная ный резонатор (шляпку) 4, позволясекция ющий согласовать низкий импеданс Коаксиальная секция Рис.8.3. Варианты коаксиальноволноводных конструкций генераторов диода (обычно единицы Ом) с высоким (сотни Ом) импедансом волновода. ПоРис.8.4. Внешний вид генератора движный короткозамыкающий (КЗ) на ЛПД диапазона 90 ...100 ГГц поршень 5 обеспечивает частотную перестройку прибора. Вместо КЗ-поршня в отдельных случаях применяют дополнительный резонатор, стабилизирующий частоту генерации. Перестраиваемые по частоте генераторы имеют подвижные детали (типа штырей) для механической перестройки частоты. Типичный пример такой конструкции приведен на рис.8.4. Рис.8.5. Стабилизированный резонатором 222генератор на ЛПД миллиметрового диапазона (26 – 150 ГГц). Связь с нагрузкой осуществляется часто через индуктивную или емкостную диафрагму. Волноводная конструкция характеризуется малыми потерями, сравнительно узким диапазоном перестройки, легко миниатюризуется при заполнении диэлектриком, удобна при использовании в многодиодных генераторах. Примеры таких устройств приведены на рис.8.5. Гибридно-интегральное исполнение генераторов также реализуется в нескольких вариантах. На рис.8.6, а схематически представлена конструкция генераторов в микрополосковом исполнении. Эта конструкция экспериментально опробовалась на частотах 30, 55 и 108 ГГц и обеспечивала соответственно выходную мощность 320 мВт (КПД 5,2%), 270 мВт (КПД 5,7%) и 25 мВт (КПД 1,6%). б а Рис.8.6. Генератор Ганна: а – на основе: микрополосковой линии; б – на основе диэлектрического волновода Особенностью конструкции является использование различных взаимно перпендикулярных плоскостей для расположения диода (1) и подложки (2), что позволяет минимизировать паразитные реактивные параметры и легко выполнять замену диодов. Металлизированная разводка схемы напыляется на кварцевую подложку (2) и состоит из широкой полоски – резонатора (3), элемента емкостной связи (4) с выходной 50-омной линией (5), которая через четвертьволновый шлейф (6) связана с линией (7), подключенной к источнику питания через контактную площадку (8). Полоска резонатора соединяется с выходной линией через четвертьволновый отрезок линии с высоким волновым сопротивлением (9) в точке с минимальным ВЧ напряжением. Бескорпусной активный диод монтируется на цилиндрическом стержне диаметром от 1,6 мм до 3,8 мм. Вывод СВЧ энергии осуществляется через прямоугольный волновод, связанный емкостной связью с выходной 50-омной линией. Такие конструкции диодных генераторов наиболее перспективны для применения в бортовой аппаратуре, так как они легче, меньше по габаритам, дешевле и надежнее конструкций на объемных резонаторах. Интересный пример применения диэлектрических волноводов в конструкциях генераторов с диодом Ганна приведен на рис.8.6 б. Ранее такие 223 волноводы успешно применялись для конструирования лазеров. На диэлектрическом волноводе 1 выполняется гребенка 2, в которую включают диод Ганна 3. Гребенка применяется для того, чтобы в полосе в запирания частот осуществить генерацию диода Ганна. Разработка генераторов на основе периодических диэлектрических линий передачи интересна с той точки зрения, что здесь возможно сложение мощностей и создание генераторов распределенного типа. Широкое распространение получили твердотельные генераторы гармоник, которые по-прежнему считаются перспективными источниками излучения на миллиметровых волнах. В течение длительного времени используются твердотельные варакторные умножители частоты на скрещенных волноводах, например, в спектроскопии, где требуемая мощность составляет всего несколько микроватт. Более простые и эффективные конструкции могут быть созданы на основе диодов Ганна, работающих на второй гармонике с использованием радиального внутриволноводного резонатора. В таких генераторах используются диоды, разработанные для генерации колебаний с частотой в половину меньше требуемой на выходе. Однако эти диоды излучают энергию и на второй частотной гармонике из-за несинусоидальности тока, протекающего через диод. Диоды, предназначенные для работы с выходной мощностью порядка 100 мВт в диапазоне частот 30-40 ГГц, обычно дают мощность порядка 10 мВт на второй гармонике в диапазоне 60-80 ГГц. Рис.8.7. Конструкция двухчастотного генератора Рис.8.8. Внешний вид генератора второй гармоники Конструкция такого двухчастотного генератора представлена на рис.8.7, она содержит: 1 – бескорпусной диод Ганна; 2 – фильтр питания; 3 – радиальный резонатор; 4 – плавный переход на сечение 7,2×3,4 мм2; 5 – волновод с сечением 3,6 × 1,8 мм2. Основой конструкции является резонатор фундаментальной частоты на основе отрезка волновода уменьшенной высоты, одно плечо которого имеет плавный волноводный переход на сечение 7,2×3,4 мм2 , а другое связано с регулярным волноводом 4-х мм-диапазона (3,6×1,8 мм2) ступенчатым изменением ширины широкой стенки волновода. Бескорпусной диод Ганна помещается посредине широкой стенки волновода параллельно электрическому полю на расстоянии порядка 2Λ от ступенчатого перехода на 4-х мм-диапазон. 224 Подача питающего напряжения на диод Ганна осуществляется через внутриволноводный открытый резонатор радиального типа, связанный с многосекционным четвертьволновым фильтром, рассчитанным в описываемой конструкции на частоту порядка 37 ГГц. Выходная мощность генератора (~ 10 мВт на второй гармонике) колеблется незначительно в диапазоне частот 70-74 ГГц (рабочая частота определяется типом диода и размерами диска резонатора). В конструкциях с одним выходом (на второй гармонике) выРис.8.9. КЗ-поршень из четвертьволновых ход фундаментальной частоты пеотрезков линий с одинаковой длиной ℓ и рекрывается подвижным короткоразным волновым сопротивлением (вид со стороны узкой стенки волновода) замыкающим поршнем. Эксплуатационные характеристики таких генераторов второй гармоники могут быть значительно улучшены за счет применения КЗ-поршня, построенного из четырех четвертьволновых отрезков линии передачи с различным волновым сопротивлением и рассчитанного в соответствии с теорией фильтров для соответствующего диапазона частот. Внешний вид генератора второй гармоники в сборе показан на рис.8.8. Чертеж КЗ поршня для диапазона 35 – 36 ГГц показан на рис.8.9. 8.3.1.1. Частотная перестройка в модульных генераторах СВЧ Частота генераторов Ганна и генераторов на ЛПД может быть перестроена в широких пределах путем изменения частоты резонатора. Таким образом, проблема перестройки генераторов сводится к проблеме частотной перестройки резонатора. В основном используются три способа такой перестройки: механический, электронный и магнитный. Механический способ перестройки, например, с помощью перемещения короткозамыкающего поршня, широко используется в экспериментальных работах, так как с его помощью удается просто перестраивать размеры резонатора в весьма широких пределах. Резонатор также можно перестраивать, используя подстроечный винт, дополнительная индуктивность которого понижает частоту резонатора. Оба эти способа позволяют, однако, осуществить только грубую перестройку частоты. Более точной механической перестройки можно добиться, перемещая вдоль резонатора диэлектрическую шайбу. Уменьшая диэлектрическую проницаемость и толщину шайбы, можно осуществить весьма точную перестройку резонатора. Ввиду большой инерционности механический способ перестройки неудобен для промышленных применений. Электронная перестройка свободна от этого недостатка. Наиболее известны три способа электронной перестройки: перестройка частоты с помощью изменения напряжения смещения на диоде 225 Ганна или ЛПД, с помощью варактора и с помощью p-i-n-диодов. При изменении напряжения смещения меняется эквивалентная емкость диода, помещенного в резонатор, что и приводит к изменению частоты резонатора. Изменение эквивалентной емкости в случае диода Ганна, обусловливается расширением домена с ростом поля, падением дрейфовой скорости, изменением времени переходных процессов формирования и рассасывания домена, а также изменением температурного режима диода. К настоящему времени теоретический анализ зависимости частоты генератора от смещения с учетом всех этих факторов не проведен. Экспериментально наблюдалось как увеличение, так и падение частоты с ростом напряжения смещения. Крутизна частотной перестройки при таком способе перестройки невелика и колеблется в пределах от 2 до 20 МГц/В в зависимости от параметров материала, частотного диапазона и режима работы. Следует отметить, что исследования зависимости частоты генератора от напряжения смещения необходимы для оценки влияния на стабильность генератора паразитного изменения напряжения смещения. Кроме того, этот способ позволяет осуществить автоподстройку частоты генераторов на диоде Ганна. Более эффективным способом электронной перестройки является перестройка с помощью варактора. Возможны два основных конструктивных способа подключения варактора: емкостной и индуктивный. При емкостном способе связи варактор помещается в тот же резонатор, в котором работает ганновский диод. При индуктивном способе связи варактор помещается в отдельный резонатор, связанный с резонатором, в котором работает активный диод, петлей связи. В этом случае степень связи определяется размером и положением петли. Перестройка с помощью варактора нашла широкое практическое применение и в настоящее время целый ряд фирм поставляет генераторы Ганна с варактором, встроенным в корпусе генератора. Обычной для серийных генераторов с варактором является перестройка частоты в пределах примерно 10 % от собственной частоты генерации. Например, удалось получить перестройку в полосе 1 ГГц при частоте генерации 13 ГГц. В микрополосковых схемах оказывается удобным перестраивать частоту генераторов Ганна с помощью p-i-n-диодов. Этот метод основан на изменении частоты резонатора при переключении помещенного в него p-i-n-диода из высокоомного в низкоомное состояние. Достоинствами этого метода являются малая инерционность частотной перестройки, связанная с малым временем переключения p-i-n-диода (около 10–9 с) и возможность значительного изменения частоты. Важный недостаток этого способа – возможность менять частоту только дискретными ступенями. Наиболее распространенный способ магнитной перестройки основан на том, что в качестве резонатора используется ферримагнитная сфера (обычно из железоиттриевого граната). Собственная частота такого резонатора равна частоте ферримагнитного резонанса ω = γН, где γ = 2,8 МГц/Гс – гиромагнитное отношение. 226 8.3.2. Модульные усилители мощности СВЧ Основное функциональное назначение усилителя (англ. – amplifier) – увеличение уровня (размаха колебаний, амплитуды или средней мощности) входного сигнала без искажений его формы, спектрального состава или ухудшения отношения сигнал/шум. Интеграция проектных параметров устройства и характеристик сигналов определяет типы используемых активных элементов – полупроводниковых различных модификаций или электровакуумных приборов. Выбор типа активного элемента зависит от области применения, вида усиливаемых сигналов, рабочей полосы частот, требуемой мощности. Потому большое значение имеет корректное определение технических параметров и классификация усилителей сигналов. С точки зрения теории СВЧ цепей усилитель представляет собой четырехполюсник. Однако, при применении усилителей, их испытаниях и выдачи технических заданий на проектирование используется не непосредственно матрица рассеяния, которая характеризует усилитель как четырехполюсник СВЧ, а другие параметры, более удобные для практического использования. Эти параметры выражаются действительными числами, они могут быть вычислены на основании комплексных параметров матрицы рассеяния. Рассмотрим наиболее важные из них. Под коэффициентом усиления по мощности (англ. – gain) k P понимается число, показывающее, во сколько раз выходная мощность Pвых больше мощности Pвх , поступающей на вход усилителя. 2 k P = Pвых / Pвх = s21 . (8.3) Для удобства расчетов и измерений коэффициент усиления выражают в децибелах, то есть K P = 10 lg( Pвых / Pвх ) = 20 lg s21 . Под рабочим диапазоном (полосой) частот усилителя (англ. – bandwidth) понимается K P max 3дБ диапазон, в котором он обеспечивает параметры не хуже величин, гарантированных производителем. Рабочий диапазон по умолчанию f fв fн определяется по уровню «минус» 3 дБ от макРис.8.10. Типичная частотная симального значения коэффициента усиления зависимость коэффициента K P max , что соответствует снижению k P в 2 раусиления за (рис.8.10). Рабочий диапазон частот задается двумя граничными частотами: нижней f н и верхней f в . Величина полосы частот вычисляется или в абсолютных единицах K P , дБ 227 ∆f = f в − f н , (8.4) или относительно средней частоты диапазона δf = 2 fв − fн ⋅ 100 , [%]. fв + fн (8.5) По критерию относительной полосы частот различают узкополосные усилители, для которых коэффициент перекрытия по частоте k f = f в / f н << 1 ; октавные k f ≈ 2 и многооктавные (сверхширокополосные) с k f > 2 . Для ряда моделей усилителей как минимальная указывается нулевая частота, в этом случае k f теряет смысл и необходимо учитывать частотные свойства схем блокирования и подключения питания. Коэффициент усиления не является постоянной величиной, он зависит от входной мощности, частоты сигнала, электрического режима и некоторых других факторов. Для характеристики изменения усиления в рабочем диапазоне частот используется понятие перепад коэффициента усиления (неравномерность усиления). Он показывает, на сколько максимальное усиление K P max отличается от минимального K P min в заданном диапазоне частот и выражается в децибелах: (8.6) ∆K P = K P max − K P min . Часто перепад коэффициента усиления представляют относительно среднего значения коэффициента усиления, тогда он имеет два знака. Например, коэффициент усиления характеризуют таким образом K P = (23±1,5) дБ. При усилении полосового сигнала возможны линейные искажения, которые обусловлены неравномерностью усиления и отклонением от линейного закона частотной зависимости фазового набега в усилителе ϕ( f ) ( ϕ = ϕвых − ϕвх ). Количественной характеристикой отклонения от линейного закона ϕ( f ) служит значение неравномерности групповой задержки τ гр = − dϕ / dω (англ. – group delay) в рабочем диапазоне частот, которая выражается в секундах. Согласование усилителя с СВЧ-трактом численно характеризуется с помощью коэффициента отражения по входу s11 и по выходу s22 . Но наиболее часто для характеристики согласования используется коэффициент стоячей волны напряжения на входе и на выходе: k стU вх = 1 + s11 1 + s22 ; k стU вых = . 1 − s11 1 − s22 (8.7) Под выходной мощностью усилителя понимают мощность (непрерывную или импульсную), которая выделяется на согласованной нагрузке при усилении сигнала в рабочей полосе частот. Характер зависимости выходной мощности от 228 мощности входного сигнала называется амплитудной характеристикой. ТипоВ Pвых IP3 вые зависимости выходной мощности и коэффициента усиления от входной мощности приведены на рис.8.11. Pвых 3дБ насыщение Часто выходную мощность Pвх 3дБ Pвых 1дБ линейный определяют по уменьшению коэффиципродукты 3-го режим порядка ента усиления на 3 дБ относительно усиления малого сигнала. Важным параметром усилителя является максимальная входная мощPвых min ность в линейном режиме, она характесобственный Pвых ш ризует верхнюю границу линейности шум Pвх min Pвх IP3 Pвх амплитудной характеристики (верхняя граница динамического диапазона). Поскольку измерить с высокой KP точностью конец линейного участка 1дБ 3дБ очень сложно, то принято считать верхА ней границей линейности амплитудной характеристики максимальную входную Pвх 1дБ Pвх мощность Pвх 1дБ , при которой коэфРис.8.11. Зависимости выходной мощфициент усиления изменяется не более ности и коэффициента усиления чем на 1 дБ относительно усиления в от входной мощности линейном режиме (рис.8.11, точка А). В технической литературе чаще приводится максимальная выходная мощность Pвых 1дБ , которая соответствует уменьшению коэффициента усиления на 1 дБ. Pвых Тогда Pвх 1дБ = Pвых 1дБ / K P . Под чувствительностью (англ. – sensitivity) усилителя Pвх min понимают величину входной мощности, при которой обеспечивается ее превышение над мощностью собственных шумов, приведенных ко входу, в несколько раз (например, в два раза, то есть на 3 дБ). Динамическим диапазоном (англ. – dynamic range) входного сигнала D линейного усилителя по умолчанию считается выраженное в децибелах отношение (8.8) D = 10 lg( Pвх 1дБ / Pвх min ) . При увеличении мощности входного сигнала начинают проявляться нелинейные свойства усилителя. Это приводит, в частности, к возникновению интермодуляционных искажений (англ. – intermodulation distortions) – появления в частотном спектре многотонального сигнала комбинационных составляющих с частотами, которые равны сумме или разности основных и гармонических частот входных сигналов. Для узкополосного или октавного усилителя ин229 термодуляционные искажения оценивают при подаче на вход двух гармонических колебаний одинакового уровня с близкими частотами f1 и f 2 . Спектр мощности выходного сигнала содержит при этом следующие составляющие: • основные на частотах f1 и f 2 ; • компоненты удвоенных частот 2 f1 и 2 f 2 ; • комбинационные компоненты второго порядка с частотами f1 ± f 2 ; • интермодуляционные продукты третьего порядка с частотами 2 f1 ± f 2 и f1 ± 2 f 2 ; • интермодуляционные продукты более высоких порядков. Уровень интермодуляционных продуктов третьего порядка, частоты которых лежат в рабочем диапазоне ( 2 f1 − f 2 , f1 − 2 f 2 ), оценивают значением такой входной мощности Pвх IP3 (IP3 – Intercept Point 3rd order), при которой суммарная мощность была бы равна мощности основных компонент в отсутствие явления насыщения (на рис.8.11 точка В – пересечение пунктирных прямых). Вместо характерного уровня входной мощности Pвх IP3 обычно указывают соответствующее значение выходной мощности Pвых IP3 = k P Pвх IP3 . Указанные выше мощностные параметры выражают, как правило, в децибел-милливаттах. Децибел-милливатт (дБм) – это логарифмическая мера мощности по отношению к 1 мВт, то есть PдБм = 10 lg( P / 1 мВт) . Для многооктавных усилителей применяется более сложная методика оценки уровня интермодуляционных компонент, которая предусматривает подачу на вход трех или четырех гармонических колебаний. Напряжение питания E0 и ток, который отбирается от источника I 0 , характеризуют энергопотребление усилителя. Для оценки экономичности усилителей используется значение коэффициента полезного действия – КПД (англ. – Power Added Efficiency, PAE): η = Pвых 1дБ / P0 , (8.9) где P0 = E0 I 0 – мощность, которая потребляется от источника питания. При прохождении сигнала через усилитель к нему добавляются собственные шумы усилителя и, соответственно, отношение мощности сигнала Pc к мощности шума Pш на выходе меньше, чем на входе. Шумовые свойства усилителя наиболее часто характеризуют коэффициентом шума. Коэффициент шума (англ. – Noise Figure, NF) для указанной частоты определяется как соотношение сигнал/шум на входе, отнесенное к такому же соотношению на выходе kш =  (P / P )  ( Pс / Pш ) вх , или в децибелах K ш = 10 lg  с ш вх  ( Pс / Pш ) вых  ( Pс / Pш ) вых  230 (8.10) при условии, что шум на входе и внутренний шум является белым. Коэффициент шума выражают в относительных единицах или в децибелах. Если четырехполюсник не шумит, то k ш =1 (Kш = 0 дБ). Разделим числитель и знаменатель выражения (8.10) на мощность сигнала на входе Pс вх , тогда получим kш = Pш вых Pш вх k P , (8.11) где учтено, что k P = Pс вых / Pс вх . Если усилитель идеальный, то Pш вых = Pш вх k P , а k ш = 1 . Другими словам, коэффициент шума характеризует степень возрастания шума на выходе за счет внутренних шумов усилителя. Шум на выходе усилителя Pш вых содержит две составляющие. Первая составляющая – это усиленная мощность шума источника kT0 ∆f k P , а вторая – собственный шум усилителя Pш ус. . Потому выражение (8.10) можно переписать следующим образом (считая, что причиной шума на входе является тепловой шум источника при нормальной температуре T0 ): kш = Pш вых Pш вх k P = kT0 ∆f k P + Pш ус. kT0 ∆f k P , (8.12) где k = 1,38·10-23 Дж/К – постоянная Больцмана; T0 = 293 К – нормальная температура; ∆f – полоса частот. Выражение (8.12) лежит в основе официального определения коэффициента шума, принятого международным Институтом инженеров по электротехнике и электронике (Institute of Electrical and Electronics Engineers – IEEE). Практически коэффициент шума усилителя в диапазоне частот не остается постоянным: он минимален в рабочей полосе частот и увеличивается за ее пределами. Часто удобнее шумовые свойства усилителей характеризовать шумовой температурой. Исходя из того, что слагаемое Pш ус. в (8.12) можно трактовать как результат повышения температуры источника шума на величину Tш – Pш ус. = kTш ∆f k P , (8.13) выражение для коэффициента шума может быть представлено в виде kш = k (T0 + Tш )∆f k P T =1+ ш . kT0 ∆f k P T0 (8.14) Таким образом, шумовой температурой Tш называется температура (в Кельвинах), на которую нужно дополнительно подогреть согласованное сопро231 тивление на входе идеального усилителя, чтобы на его выходе мощность шумов была такой же, как у реального усилителя с согласованным входным сопротивлением при нормальной температуре T0 . При известном k ш шумовую температуру можно вычислить следующим образом: Tш = (k ш − 1)T0 . (8.15) Для каскадного усилителя шум, поступающий на вход вместе с сигналом, усиливается всеми каскадами. Шум, вносимый отдельным каскадом, усиливается последующими каскадами. Суммируя все мощности шумов и приводя их к мощности шума реального усилителя, получим формулу для оценки коэффициента шума каскадного усилителя (формула Фриисса) k ш = k ш1 + k шN − 1 k ш2 − 1 k ш3 − 1 . + + k P1 k P1k P2 k P1 ⋅ ... ⋅ k PN −1 (8.16) Величину (k ш2 − 1) / k P1 в этом уравнении называют эффектом второго каскада. Если усиление первого каскада велико, то эффект второго каскада будет незначительным. Потому приемник с высокой чувствительностью практически всегда начинается с усилительного каскада с большим коэффициентом усиления. Выражение (16.15) можно переписать для шумовых температур Tш = Tш1 + T TшN Tш 2 , + ш3 + k P1 k P1k P 2 k P1 ⋅ ... ⋅ k PN −1 (8.17) где Tш1 ,..., TшN – шумовые температуры каскадов. Следует помнить, что коэффициент шума выражает шумовые свойства относительно входного источника шума, то есть он не является абсолютной мерой шума. Таким образом, для сравнения устройств по шумам необходимо иметь эталон. Поскольку при согласовании Pш вх = kT0 ∆f , то по рекомендации IEEE принято определять коэффициент шума для источника при эталонной температуре T0 =290 К (а не 293 К), при этом kT0 = 4,0003·10-21 Вт/Гц (– 174 дБм/Гц). При других температурах используется эксплуатационный (реальный) коэффициент шума. В зависимости от области применения усилителя, другими важными параметрами усилителя являются сопротивления входной и выходной цепей, коэффициент обратного прохождения, время готовности, коэффициент «самозащиты», время восстановления после действия мощных импульсов, зависимость параметров от режима работы (напряжения питания, температуры, вибрации, радиации и др.), массогабаритные, возможность каскадирования и др. 232 8.3.2.1. Модульные однокаскадные усилители мощности СВЧ На рис.8.12 приведена структурная схема усиления, он а содержит собственно усилитель СВЧ, источник сигнала Eис с внутренним сопротивлением Z ис , нагрузку Z н и блок питания. Источник сигнала и нагрузка подключены к усилителю с помощью отрезков линии передачи с волновым сопротивлением W , обычно W =50 Ом. В режиме согласования Z ис = W и Z н = W . Упрощенная структурная схема однокаскадного транзисторного усилителя состоит из транзистора, согласующих цепей (СЦ), цепей питания (ЦП) и разделяющих элементов (РЭ). СВЧ транзистор характеризуется S-параметрами – комплексными элементами матрицы рассеяния. Производители транзисторов сообщают S-параметры и шумовые параметры транзистора для дискретного ряда частот при оптимальных режимах по постоянному току. Транзистор способен обеспечить свои потенциальные характеристики только в случае, когда он правильно нагружен, то есть когда сопротивления входного и выходного СВЧ-трактов в плоскости транзистора имею определенные значения. Согласующие цепи служат для трансформации сопротивлений входного и выходного СВЧ-трактов к оптимальным значениям. Если в СЦ происходит поглощение энергии, то они называются диссипативными, в отсутствии потерь – реактивными, а если в них присутствуют активные элементы и имеет место внешняя подача энергии – активными. Поскольку для узкополосных усилителей наиболее важным является коэффициент шума, то СЦ таких усилителей должны иметь минимум активных потерь, потому они строятся на реактивных элементах, как правило, с распределенными параметрами. Обычно узкополосные согласующие цепи выполняются в виде Г-образных соединений или других комбинаций отрезков микрополосковых линий. Для этого широко применяются короткозамкнутые и разомкнутые шлейфы и четвертьволновые трансформаторы полных сопротивлений. Питание ЦП1 Входной СВЧ-тракт Z ис E ис W ЦП2 Выходной СВЧ-тракт транзистор з РЭ1 с в СЦ1 СЦ2 УСИЛИТЕЛЬ Рис.8.12. Структурная схема усилителя 233 РЭ2 W Zн Цепи питания должны вносить минимальные рассогласования и потери в СВЧ-трактах в рабочем диапазоне частот при возможности подачи через них постоянного напряжения на электроды транзистора. Простой ЦП является LCцепь, подключенная к СВЧ-тракту. Разделительные элементы должны обеспечивать минимальные рассогласования и потери в СВЧ-трактах в рабочем диапазоне частот и полную развязку по постоянному току цепей питания с входным и выходным СВЧ-трактами. Наипростейшим РЭ является последовательно включенный конденсатор. При применении усилителя сопротивления нагрузки и источника сигнала могут отличаться от стандартного волнового сопротивления СВЧ-тракта, для которого разрабатывался усилитель. Потому необходимо анализировать устойчивость усилителя для всех возможных при эксплуатации сопротивлениях нагрузки и источника сигнала. Устойчивость транзистора определяется Sпараметрами транзистора и сопротивлениями, на которые он нагружен. На сравнительно низких частотах транзистор обладает явными невзаимными свойствами и усилитель работает устойчиво. В диапазоне СВЧ транзистор в значительной мере утрачивает невзаимные свойства из-за наличия паразитных обратных связей (как внешних, так и внутренних), потому при некоторых Z ис и Z н в плоскости транзистора усилитель может возбуждаться. Самовозбуждение возможно только тогда, когда активная часть входного и (или) выходного сопротивления транзистора становится отрицательной. Отрицательному активному сопротивлению соответствует коэффициент отражения, модуль которого больше единицы. Различают понятия безусловной и условной устойчивости усилителя. Усилитель считается безусловно устойчивым (абсолютно устойчивым) в заданном диапазоне частот, если он не возбуждается в этом диапазоне при подключении каких угодно комплексных сопротивлений Z ис и Z н с положительными активными составляющими. Если существуют значения сопротивлений Z ис и Z н , при которых усилитель способен самовозбуждаться, он является условно устойчивым (потенциально устойчивым, потенциально неустойчивым). Условия безусловной устойчивости в терминах S-параметров имеют следующий вид: 2 s12 s21 < 1 − s11 , 2 s12 s21 < 1 − s22 , (8.18) 2 2 2 s12 s21 < 1 + s11s22 − s12 s21 − s11 − s22 . Последнее неравенство принято записывать в виде k c > 1 , где параметр 2 2 1 + s11s22 − s12 s21 − s11 − s22 kc = 2 s12 s21 234 2 называется коэффициентом устойчивости (англ. – stability factor). Условие k c > 1 является необходимым, но недостаточным для безусловной устойчивости усилителя. Это значит, что возможно одновременное комплексно-сопряженное согласование на входе и выходе транзистора. При k c < 1 транзистор можно согласовать только с одной стороны. Случай k c = 1 является граничным, когда двустороннее согласование становится возможным. Нарушение любого условия (8.18) указывает на то, что усилитель является условно устойчивым, то есть при определенных сопротивлениях источника и нагрузки он может самовозбуждаться. В случае условной устойчивости усилителя важно определить области допустимых сопротивлений на входе и выходе в плоскости транзистора, при которых транзистор будет работать устойчиво. При разработке усилителей СВЧ желательно применять транзисторы, которые находятся в области безусловной устойчивости. Если транзистор не удовлетворяет условиям безусловной устойчивости, его переводят в эту область последовательным или параллельным включением стабилизирующего резистора в выходную цепь. Стабилизирующий резистор компенсирует отрицательную действительную часть выходного сопротивления во всем частотном диапазоне, благодаря чему эквивалентный активный элемент стает абсолютно устойчивым. Соответствующим выбором параметров согласующих цепей СЦ1 и СЦ2 можно обеспечить разные режимы работы усилителя. Наиболее часто используются режимы экстремального усиления и минимального шума. Режим экстремального усиления реализуется в случае, когда не ставится задача получения минимальных шумовых параметров (например, при проектировании оконечных каскадов или усилителей мощности). Тогда согласующие цепи СЦ1 и СЦ2 разрабатывают так, чтобы коэффициенты отражения на входе и выходе транзистора были равны нулю. Коэффициент шума усилителя зависит от сопротивления источника сигнала, приведенного к электродам транзистора, и может быть минимизирован выбором этого сопротивления. Обеспечение возможно меньшего коэффициента шума называют оптимальным рассогласованием по шумам. При разработке малошумящих каскадов усиления входная СЦ1 стоится таким образом, чтобы она трансформировала сопротивление источника сигнала к некоторому оптимальному значению, а выходная СЦ2 – также, как и в предыдущем случае, – для достижения минимального выходного коэффициента отражения. При этом в общем случае не достигается максимально возможное усиление. В усилителях на биполярных транзисторах используется преимущественно схема включения с общим эмиттером, при котором обеспечивается безусловная устойчивость в широком диапазоне частот. В широкополосных усилителях применяется включение транзисторов по схеме с общим эмиттером и с общей базой. Усилители на ПТШ строятся по схеме с общим истоком. 235 R4 Вход W C1 W Выход l2 l1 R1 l3 C 4 l4 R3 + Eпит R2 C3 C2 Рис.8.13. Однокаскадный МШУ Для примера на рис.8.13. приведена принципиальная схема однокаскадного МШУ на биполярном транзисторе. Транзистор включен по схеме с общим эмиттером. Режим по постоянному току обеспечивается резисторами R1, R2, R3, конденсаторы C2 и C3 – блокирующие (обеспечивают короткое замыкание на СВЧ и разрыв цепи по постоянному току). Согласование транзистора и настройку его на заданный частотный диапазон осуществляется с помощью конденсаторов С1, С4 и отрезков микрополосковых линий длиной l1, l2, l3 и l4, приблизительно равных четверти длины волны на центральной частоте рабочего диапазона. Конденсаторы С1 и С4 также выполняют роль разделяющих (обеспечивают развязку по постоянному току цепи питания с входной и выходной линиями). На входе Г-образная СЦ1 образована отрезками микрополосковых линий длинной l1, l2, аналогично на выходе СЦ2 образована отрезками микрополосковых линий l3, l4. Короткозамкнутые на СВЧ (через C2 и C3) шлейфы l1 и l4 одновременно служат для подачи питания на электроды транзистора. СЦ1 и СЦ2 обеспечивают согласование микрополосковых линий стандартного волнового сопротивления W , которые подведены к транзистору, с входным и выходным сопротивлениями транзистора. R4 – является стабилизирующим резистором для предотвращения самовозбуждения усилителя. Коэффициент шума усилителя больше, чем минимальный коэффициент шума транзистора, на котором реализован усилитель. Это обусловлено невозможностью точной реализации в диапазоне частот оптимального сопротивления источника. Кроме того, потери в цепях, которые включены перед транзистором, также вносят вклад в увеличение коэффициента шума каскада. В усилителе с полосой усиления 10–50% коэффициент шума превышает обычно коэффициент шума транзистора не более, чем на несколько десятых децибела. Противоречие между согласованием по мощности и рассогласованием по шумам, которое имеет место в схеме однокаскадного усилителя, преодолевается в балансном усилителе. Балансный усилитель (рис.8.14) состоит из двух квадратурных мостов и двух одинаковых активных элементов. К одному из плеч мостов подключены согласованные нагрузки. 236 Вход A Входной мост 1 2 R =W 4 3 A − jϕ e 2 АЕ A − jϕ−90° e 2 АЕ AG − jϕ − jΦ e 2 AG − jϕ− jΦ −90° e 2 Выходной R =W мост 3 4 AG − j 2ϕ− jΦ −90° e 2 2 1 Выход Рис.8.14. Балансный усилитель Прохождение СВЧ сигнала через балансный усилитель показано на рис.16.6. Сигнал амплитудой А, который подается в плечо 1 входного моста, делится на две равные части по мощности в плечах 2 и 3. Причем, согласно свойствам квадратурного моста, если фаза сигнала, который поступает в плечо 2, равна ( − ϕ ) относительно входного сигнала в плече 1, то фаза поступающего сигнала в плечо 3 равна ( − ϕ − 90° ). С выходов входного моста сигналы поступают на усилительные элементы с одинаковыми коэффициентами передачи Ge − jΦ . Усиленные сигналы поступают в плечи 3 и 2 выходного моста. Поскольку мост симметричный, то при прохождении сигнала из плеча 3 в плечо 4 и из плеча 2 в плечо 1 фаза изменяется на ( − ϕ ). А при прохождении из плеча 3 в плечо 1 и из плеча 2 в плечо 4 фаза изменяется на ( − ϕ − 90° ). В результате в плече 4 выходного моста колебания не возбуждаются, поскольку сигналы, которые поступили с плеч 2 и 3, находятся в противофазе. В плече 1 имеем усиленный сигнал с дополнительным сдвигом по фазе ( − 2ϕ − Φ − 90° ). Реальные усилительные элементы не являются идеально согласованными с СВЧ-трактом по входу и выходу. Поэтому имеют место отраженные сигналы. Рассмотрим прохождение сигналов, отраженных от входов усилительных элементов. Эти равные по амплитуде сигналы делятся пополам и суммируются в плече 1 входного моста противофазно, а в плече 4 – синфазно. Аналогично сигналы, которые отражаются от выходов усилительных элементов, поглощаются в нагрузке плеча 4 выходного моста. Таким образом, при идеальных характеристиках мостов и одинаковых усилительных элементах балансный усилитель полностью согласован по входу и выходу. В реальных конструкциях применение балансной схемы позволяет значительно уменьшить коэффициент стоячей волны на входе и выходе усилителя. Балансная схема по сравнению со схемой однокаскадного усилителя имеет следующие основные преимущества: • в 2 раза увеличивается максимальная выходная мощность независимо от ограничения типом используемого АЭ или напряжением питания; • низкий КСВ входа и выхода усилителя. Недостатки балансной схемы: • в 2 раза большее количество элементов схемы, что повышает массогабаритные показатели, большая трудоемкость изготовления и вероятность отказа; • в два раза больше потребляемый ток. 237 8.3.3. Частотно-преобразовательные модули СВЧ Преобразование частоты (англ. – frequency conversion) – это процесс переноса спектра радиосигнала из одного частотного диапазона в другой при сохранении его структуры. Преобразование частоты применяют в супергетеродинных приемниках, в возбудителях и гетеродинах для переноса сетки стабильных частот, в ретрансляторах для сдвига частоты передачи относительно частоты приема и т.п. Преобразование частоты в супергетеродинных приемниках позволяет перейти от высокой частоты (ВЧ) к промежуточной частоте (ПЧ; англ. – intermediate frequency), на которой обеспечивается высокая избирательность и осуществляется основное усиление радиосигнала. Чувствительность таких приемников достигает 10–17 – 10–18 Вт в то время как чувствительность приемников прямого усиления составляет лишь 10–12 – 10–13 Вт. Для СВЧ супергетеродинных приемников типовое значение ПЧ fПЧ = 20 – 300 МГц. В миллиметровом диапазоне часто используют трехкратное преобразование частоты, в таком случае первая ПЧ находится в СВЧ диапазоне и может достигать f1ПЧ = 1 – 2 Гц и выше. Для примера, рассмотрим приемный тракт супергетеродинного приемника (рис.8.15). Преобразование частоты осуществляется в смесителе (англ. – mixer), основой которого является нелинейный преобразовательный элемент (ПЭ). К смесительной секции, в которой размещают ПЭ, например полупроводниковый диод, подводят принятый радиосигнал и сигнал от гетеродина. Гетеродин (англ. – heterodyne или local oscillator) – это вспомогательный генератор высокостабильных гармонических колебаний с частотой fГ, предназначенный для параметрического управления смесителем. Чаще всего СВЧ гетеродин это маломощный генератор на диУПЧ УВЧ оде Ганна. Мощность колебаний гетеродиfВЧ fПЧ на, поступающая к смесителю, мала (0,2 – 10 мВт), однако она все равно намного fг больше мощности принятого сигнала, котоГ рый обычно усиливают с помощью усили~ теля высокой частоты (УВЧ). Рис.8.15. Приемный тракт Смеситель соединяют с ВЧ-цепями супергетеродинного приемника приемника и входными цепями усилителя промежуточной частоты (УПЧ). Преобразование частоты осуществляется благодаря нелинейности характеристики ПЭ. По характеру сопротивления преобразовательного элемента различают резистивные (имеют нелинейную ВАХ) и реактивные, обычно емкостные преобразователи; по типу ПЭ различают пассивные (диодные) и активные (транзисторные) преобразователи; по схеме включения нелинейного элемента различают небалансные или однотактные (англ. – single-ended (SE)), 238 балансные или двухтактные (англ. – single-balanced (SB)) и двойные балансные или кольцевые (англ. – double-balanced (DB)) смесители. Смесители могут быть созданы на базе разнообразных линий передачи: волноводов, коаксиальных, полосковых и микрополосковых линий. В радиотехнике СВЧ диапазона распространены диодные смесители, преобразовательными элементами которых являются обращенные тунельные диоды (ОТД), варикапы, точечно-контактные диоды (ТКД) и диоды с барьером Шоттки (ДБШ). ДБШ имеют более высокие электрическую и механическую прочности, повторяемость параметров, более крутую ВАХ и меньший коэффициент шума (на 2–5 дБ) в сравнении с ТКД. Однако ДБШ, в свою очередь, требуют большую мощность гетеродина, чем ТКД. ОТД, в которых используют обратную ветвь ВАХ, характеризуются высокой крутизной характеристики вблизи нуля координат, что позволяет использовать их при малой мощности гетеродина (РГ ~ 0,1–0,2 мВт). Кроме того, важным преимуществом обращенных диодов является низкий уровень фликер-шумов, мощность которых обратно пропорциональна частоте, что имеет существенное значение при конструировании смесителей с низким значением ПЧ. 8.3.3.1. Преобразование частоты в смесителях СВЧ Упрощенная эквивалентная схема смесительного диода имеет вид (рис.8.16). Полезным элементом для работы смесителя есть нелинейная проводимость замыкающего (барьерного) слоя g(u), благодаря чему смесительные диоды часто называют варисторами (англ. – g(u) varistor). Другие элементы эквивалентной схеRв мы: сопротивление потерь диода Rв и нелинейная емкость C(u) являются паразитными и приводят к потерям мощности преобразованного C(u) сигнала. Нелинейность емкости C(u) приводит к Рис.8.16. Эквивалентная возникновению при преобразовании сигналов схема смесительного диода высших комбинационных частот. В диапазоне λ ≤ 2 − 3 см можно пренебречь влиянием нелинейной емкости диода C(u) и сопротивлением потерь Rв. В результате чего смесительный диод можно представить в виде нелинейной проводимости g(u) и емкости C(t), которые изменяются под воздействием напряжения гетеродина. Смеситель для сигнала гетеродина долi жен быть нелинейным, а для принятого сигнала – линейным. Амплитудная характеристика I0 смесителя линейная до уровней сигнала P < 100 мкВт, при P = 0,1 − 1 мВт она становитωЗ ωС ωГ 2ωГ ωСЧ ω ся нелинейной, возрастают потери преобразо0 ωПЧ вания и АЧХ выходного сигнала начинает исРис.8.17. Частотный спектр кажаться. выходного тока смесителя В спектре тока смесительного диода 239 (рис.8.17) присутствуют: постоянная составляющая I0; гармоники гетеродина ωГ и сигнала ωС ; а также многочисленные комбинационные составляющие с частотами ω = ± mωС ± тωГ , где m и n – целые числа. В отличие от детекторного диода, рабочая точка которого при отсутствии сигнала выбирается на ВАХ в начале координат ( I 0 = 0 ), или при I 0 ≈ 10 − 20 мкА за счет источника прямого смещения, у смесительного диода I 0 ≈ 0,5 − 1 мА за счет выпрямленного напряжения гетеродина. При выполнении условия uС << u Г ≈ 1 В смеситель осуществляет линейное преобразование спектра сигнала. На выходе смесителя фильтр выделяет основной продукт преобразования – разностную (промежуточную) частоту ωПЧ = ωС − ωГ , или ωПЧ = ωГ − ωС , которая должна быть достаточно высокой для снижения влияния шумов. Смесители с преобразованием первого типа ( ωC > ωГ ) называют смесителями с верхней боковой полосой (англ. – upper sideband), потому что они принимают полосу частот сигнала, расположенную выше частоты гетеродина. В другом случае, если ωС < ωГ – идет речь о смесителе с нижней боковой полосой (англ. – lower sideband). Кроме разностной частоты в резистивных смесителях приблизительно такую же самую амплитуду имеют колебания суммарной частоты (СЧ) ωСЧ = ωС + ωГ . Наряду с эффектом прямого преобразования частоты в диодных смесителях наблюдается также и эффект обратного преобразования. Напряжение ПЧ ( ωПЧ = ωС − ωГ ), появляющееся на выходе смесителя взаимодействует с напряжением гетеродина, что приводит к образованию на входе смесителя напряжения с частотой сигнала ωС = ωГ + ωПЧ . Эффект обратного преобразования обусловлен наличием сильной обратной связи в смесителе, потому что он является взаимным устройством и канализирует энергию в обоих направлениях. Кроме того, в диодных смесителях присутствует эффект вторичного преобразования. При действии на выходе смесителя напряжения ПЧ возможно появление на входе смесителя так называемой зеркальной частоты (ЗЧ; англ. – image frequency) ωЗЧ = ωГ − ωПЧ . Возникновение колебаний зеркальной частоты возможно, также в результате взаимодействия между напряжением сигнала и второй гармоникой гетеродина ωЗЧ = 2ωГ − ωС . Амплитуда этих колебаний ЗЧ несколько ниже, потому что вторая гармоника гетеродина, возникающая в смесителе, приблизительно в 2 раза (на 3 − 5 дБ) меньше по амплитуде, чем первая. Комбинационные частоты ωСЧ и ωЗЧ являются нежелательными, паразитными продуктами преобразования, потому что на их создание затрачивается часть полезной мощности сигнала РС. Из всех комбинационных частот наибольший вклад в потери преобразования вносит зеркальная частота, поэтому СВЧ смеситель рассматривают как шестиполюсник, с тремя парами полюсов для ωС, ωЗ и ωПЧ, подключенными к соответствующим нагрузкам. При этом 240 гетеродин и цепь постоянного тока считают составляющими частями смесителя. Если условия согласования на ωС и ωЗ практически одинаковы, смесители называют широкополосными, в противоположном случае – узкополосными. 8.3.3.2. Харакетристики модульных смесителей СВЧ Коэффициент преобразования или передачи (англ. – conversion factor) – отношение амплитуд сигналов на выходе и входе смесителя k прU = U ПЧ U C , (8.19) где U C – напряжение сигнала на входе; U ПЧ – напряжение ПЧ на выходе смесителя. Коэффициент преобразования (передачи) по мощности – отношение мощностей сигналов на выходе и входе смесителя k прP = PПЧ PC , (8.20) де PC – мощность сигнала на входе; PПЧ – мощность ПЧ на выходе смесителя. Потери преобразования (англ. – conversion loss) – величина обратная коэффициенту преобразования по мощности, выраженная в децибелах Lпр = −10 lg k прP = 10 lg(PC PПЧ ) . (8.21) В потери преобразования смесителя входят потери на отражение на входе и выходе, потери в диоде, потери в пассивных элементах смесителя, потери за счет просачивания сигнала в тракт гетеродина. С учетом потерь в активном сопротивлении диода и просачивания сигнала в тракт гетеродина суммарные потери могут достигать 8 – 10 дБ. В сантиметровом диапазоне типичными являются потери преобразования – 3 − 7 дБ; в миллиметровом – 5–10 дБ. Коэффициент шума (англ. – noise factor), отношение сигнал/шум на входе и выходе смесителя kш =  P PС вх Pш вх P , или K ш = 10 lg(k ш ) = 10 lg С вх ш вх PС вых Pш вых  PС вых Pш вых   .  (8.22) Коэффициент шума преобразователя частоты учитывает коэффициент шума диода, потери преобразования и коэффициент шума УПЧ. Современные смесители имеют коэффициент шума в пределах от 4–9 дБ в сантиметровом до 7–12 дБ в миллиметровом диапазонах волн. Коэффициент шума пассивных смесителей численно равен потерям преобразования. Коэффициент шума активных смесителей зависит от конфигурации схемы и типов используемых в ней элементов. Собственные шумы смесителей на диодах Шоттки не превышают значения 0,5 дБ, поэтому часто не учитываются. Шумы гетеродина на частоте сигнала с подавлением зеркального канала ~3 дБ. 241 Нормированный коэффициент шума (часто представляемый в спецификациях) K Ш НОРМ определяется при k шУПЧ = 2 или K шУПЧ = 1,5 дБ. В сантиметровом диапазоне для смесителей на ДБШ типичными являются значения K ш норм. = 5 − 9 дБ при f ПЧ > 10 МГц. Относительная шумовая температура Tш или шумовое отношение преобразователя равна отношению мощности шумов на входе смесителя и мощности тепловых шумов на входном сопротивлении при температуре окружающей среды T0=293 К Tш = Pш вых , kT0 ∆f УПЧ (8.23) де Pш вых – мощность шумов смесителя на ПЧ в полосе частот ∆f ПЧ ; ∆f УПЧ – эквивалентная шумовая полоса пропускания УПЧ, k = 1,38·10-23 Дж/К – постоянная Больцмана. Типовое значение относительной шумовой температуры смесителей СВЧ диапазона – Tш = 0,5 − 1,5 . Выходное сопротивление Rвых – активная составляющая сопротивления диода на ПЧ, обычно Rвых = 150 − 700 Ом. Максимально допустимая рассеиваемая мощность – уровень мощности при превышении, которого возможно ухудшение параметров или даже выгорание выпрямляющего контакта. В сантиметровом диапазоне допустимая мощность диодных смесителей в непрерывном режиме составляет Pmax = 20 − 50 мВт, в импульсном – Pmax = 100 − 500 мВт. Коэффициент подавления сигнала зеркальной частоте – отношение мощностей сигналов ПЧ и зеркальной частоты PЗЧ на выходе смесителя k ЗЧ = PЗЧ PПЧ , или K ЗЧ = 10 lg(PПЧ PЗЧ ) . (8.24) Для маломощных сигналов (PС < 0,1 мВт) смеситель можно считать линейным устройством, то есть амплитудно-частотные спектры входного и выходного сигналов практически не отличаются, при этом коэффициент передачи смесителя не зависит от мощности сигнала PС. При PС ≥ 0,1–1 мВт амплитудная характеристика становится нелинейной, коэффициент преобразования уменьшается. Максимальную мощность входного сигнала, при которой коэффициент преобразования уменьшается в заданное число раз (чаще всего, на 1 дБ) в сравнении с его величиной при малых сигналах, называют мощностью насыщения Рнас. Отношение мощности насыщения Рнас и чувствительности приемника Рпор характеризует динамический диапазон входных сигналов, соответствующий линейному участку амплитудной характеристики смесителя, который определяют в виде 242 (8.25) D = 10 lg Pнас Pпор . Для смесителей СВЧ диапазона обычно D находится в пределах 70–100 дБ. При наличии в схеме приемника МШУ, динамический диапазон определяется параметрами усилителя. Диапазон частот и качество согласования смесителя определяют в каждом из портов fС, fГ, fЗЧ. Для оценки интермодуляционных составляющих на выходе смесителя используют параметр IP3 и связанный с ним уровень сигнала гетеродина. Уровень колебаний гетеродина не должен влиять на работу смесителя. Для пассивных двойных балансных диодных смесителей необходимый уровень сигнала гетеродина лежит в пределах от +7 до +23 дБм, для активных – от –20 до +30 дБм. 8.3.3.3. Небалансные модульных смесителей СВЧ Небалансный или однотактный смеситель (НБС) в простейшем случае состоит из схемы сложения (сумматора) колебаний СВЧ, обычно эту роль выполняет направленный ответвитель, и однополупериодного выпрямителя на смесительном диоде. Эквивалентная схема однотактного смесителя приведена на рис.8.18,а. Для селекции принятого радиосигнала на входе смесителя включают полосно-пропускающий фильтр (ППФ) преселектор (англ. – preselector). Pг uс uПЧ Pс α ωПЧ ωс uг б а Pг Pг Pс PПЧ l2 Pс l1 l1 PПЧ в г PПЧ Рис.8.18. Однотактные смесители: а – эквивалентная схема; б – согласованный по входу; в – с отражением ЗЧ; г – с отражением ЗЧ и СЧ Рассмотрим алгоритм преобразования частоты однотонального сигнала uС (t ) = U С cos(ωСt + ϕС ) этой (простейшей) схемой смесителя. Представим колебания сигнала гетеродина в виде uГ (t ) = U Г cos(ωГt + ϕГ ) , где амплитуда UГ, частота ωГ и начальная фаза φГ колебаний гетеродина – постоянные величины. Причем ωС − ωГ << ωС ,ωГ . ВАХ диода можно представить в виде аппроксима- 243 ции степенным полиномом i (t ) = I 0 + a1u (t ) + a2u 2 (t ) + ... . С точки зрения преобразования частоты существенное значение имеет только квадратичный член, поэтому далее будем считать, что ВАХ имеет квадратичную характеристику, то есть i (t ) = a2u 2 (t ) . Тогда ток диода можно записать в следующем виде: ( i (t ) = a2 (uС (t ) + u Г (t ) )2 = a2 (U С cos(ωСt + ϕС ) + U Г cos(ωГ t + ϕ Г ) )2 = ) = a2 U С2 cos 2 (ωСt + ϕС ) + U Г2 cos 2 (ωГ t + ϕ Г ) + 2U СU Г cos(ωС t + ϕС ) cos(ωГ t + ϕ Г ) = ( ) 1 1 1 = a2 U С2 + U Г2 + a2U С2 cos[2(ωС t + ϕС )] + a2U Г2 cos[2(ωГ t + ϕ Г )] + 2 2 2 + a2U СU Г cos[(ωС + ωГ )t + (ϕС + ϕ Г )] + a2U СU Г cos[(ωС − ωГ )t + (ϕС − ϕ Г )]. Первое слагаемое выражения не зависит от времени и определяет возрастание постоянного тока; второе и третье – определяют соответственно гармоники с частотами 2ωС и 2ωГ; четвертое – сигнал комбинационной частоты ωС + ωГ; пятое – сигнал комбинационной частоты ωС – ωГ. Причем, вторая, третья и четвертая составляющие принадлежат области высоких частот, а пятая – области низких частот и представляет собой разностную частоту. Для выделения разностной частоты на выходе смесителя включают фильтр нижних частот (ФНЧ) либо ППФ. Таким образом, в результате преобразования амплитуда, частота и фаза входного сигнала переносятся на колебания ПЧ смесителя. Рассмотренное преобразование сигнала линейное, а устройство является линейным преобразователем или смесителем. При выделении разностной частоты структура сигнала полностью сохраняется лишь в случае, когда ωС > ωГ, если ωГ > ωС, то спектр сигнала зеркально отображается по частоте. Для работоспособности смесителей при их конструировании необходимо обеспечить: согласование диода с волновым сопротивлением линии передачи; электрическую развязку СВЧ цепей с цепями ПЧ; замыкание на землю (заземление) токов ПЧ со стороны входа СВЧ; замыкание на землю СВЧ токов со стороны выхода ПЧ. На рис. 8.18, б-г показаны упрощенные схемы основных типов небалансных диодных смесителей. Обычно смеситель согласован с входом УПЧ, поэтому мощность ПЧ передается практически без ослабления. Колебания СЧ и ЗЧ отражаются от диода в сторону входа. Поскольку они несут более половины энергии сигнала, то при их поглощении в согласованном СВЧ тракте, например вентиле (рис.8.18,б), потери преобразования составляют Lпр ≥ 6 дБ. Такие смесители называют согласованными по зеркальной частоте. С учетом потерь в активном сопротивлении диода и проникновения сигнала в тракт гетеродина суммарные потери могут достигать 8-10 дБ. Благодаря отсутствию отражения АЧХ согласованного по зеркальной частоте смесителя равномерна в широкой полосе частот, а ФЧХ – линейна. 244 Колебание ЗЧ может распространяться во входную цепь приемника. Поэтому если на входе смесителя поместить соответствующие фильтры, то колебание ЗЧ будет отражаться назад в смеситель для повторного преобразования в колебание ωПЧ = ωГ − ωЗ . Если образованный таким образом ток ПЧ находится в фазе с током промежуточной частоты ωПЧ = ωГ − ωС , то можно получить дополнительную выходную мощность (1–2 дБ), то есть увеличить коэффициент передачи преобразователя. Такие устройства называют смесителями с отражением (восстановлением, использованием или регенерацией) энергии зеркальной частоты (рис.17.4,в). При сложении токов в противофазе могут возникнуть дополнительные потери. Фаза ЗЧ регулируется расстоянием l1 от смесительного диода до ППФ. Дополнительное увеличение коэффициента передачи преобразователя можно получить, если создать условия и для дополнительного преобразования СЧ в ПЧ ωПЧ = 2ωГ − ωСЧ . Это можно осуществить с помощью ФНЧ, который пропускает колебания ωГ , ωС , ωЗЧ и отражает ωСЧ . При соответствующем выборе расстояния l2 колебания, полученные таким способом, складываются синфазно с колебаниями ПЧ. Входной фильтр отражает колебания ЗЧ, фазирование которого осуществляется выбором расстояния l1. Такие устройства называют смесителями с отражением (восстановлением, использованием или регенерацией) энергии зеркальной и суммарной частот (рис.8.18,г). Поскольку оптимальные фазовые Pс оотношения сохраняются в ограниченной по-с c c' Pг лосе частот, однотактные смесители с отражеuПЧ, I0 нием ЗЧ и СЧ являются узкополосными, их а АЧХ и ФЧХ неравномерны. VD c Следует различать зеркальную частоту Pс ωЗ , возникающую в смесителе с равной ей по uПЧ LблCбл значению частотой зеркального канала ωЗК , I0 Pг которая может быть принята из эфира как поc' б меха в результате преобразования Рис.8.19. Смесительная секция: ωПЧ = ωГ − ωЗК (для смесителя с верхней боа – схематическое изображение; б – эквивалентная схема ковой полосой), если входной фильтр имеет недостаточную селективность. Обычно смесители обеспечивают подавление помехи зеркального канала за счет отражения ее от входного фильтра в сторону антенны. Главный конструктивный элемент небалансного смесителя – смесительная секция (рис.8.19,а), в которой размещают смесительный диод и подводят мощности сигнала РС и гетеродина РГ, а на выходе выделяется напряжение ПЧ преобразованного сигнала. На рис. 8.19б изображена эквивалентная схема секции. Диод VD является активной нагрузкой для колебаний РС и РГ и генератором напряжения uПЧ и постоянного тока I0. К выходу смесительной секции непосредственно или с помощью соединительного кабеля включают вход УПЧ. 245 Для получения максимальной величины тока ПЧ при данных РС и РГ секция должна быть сконструирована таким образом, чтобы напряжение СВЧ колебаний полностью поступало на диод и не поступало на выход ПЧ. То есть необходимо развязать цепи СВЧ и ПЧ. Элементы смесительной секции, предPГ VD VD PС PС PПЧ PПЧ а б PГ PС PГ Cбл VD 1 2 Lбл μA Cбл Lбл Lбл Cбл PПЧ Cбл R0 в Рис.8.20. Волноводные однотактные смесители: а – связь с помощью штыря; б – связь с помощью направленного ответвителя; в – электрическая схема назначенные для этого, условно изображены на схеме (рис.8.19,б) как блокировочный конденсатор Cбл и дроссель Lбл. Конденсатор Cбл обеспечивает короткое замыкание для токов СВЧ. С другой стороны емкость Cбл должна быть достаточно малой, поскольку она шунтирует вход УПЧ. Для предотвращения потерь сигнала ПЧ необходимо обеспечить короткое замыкание для токов ПЧ и I0, проходящих через диод. В волноводных секциях это обеспечивается самими стенками волновода, что на рис.8.19,б условно обозначено с помощью дросселя Lбл. Таким образом, можно считать цепи СВЧ и ПЧ изолированными и рассматривать их отдельно друг от друга. Для уменьшения потерь преобразования Lпр необходимо согласовать диод во всей рабочей полосе частот смесителя. Теоретически и экспериментально установлено, что для минимизации потерь преобразования достаточно согласовать диод в режиме детектирования мощности гетеродина. При этом можно не учитывать нагрузки диода на ПЧ. Конструктивно волноводный НБС представляет собой детекторную секцию с дополнительным элементом связи с гетеродином. Элементом связи может быть штырь (рис.8.20,а), тройник, направленный ответвитель (рис.8.20,б) и т.п. Таким образом, смесительная секция должна иметь два СВЧ входа, на один из которых подается принятый радиосигнал, а на другой – сигнал гетеродина. На рис.8.20, в показана электрическая схема типичного волноводного НБС. Смесительная секция с диодом и коаксиальным выводом ПЧ соединена с 246 направленным ответвителем (НО). В одно плечо НО (1) подается принятый сигнал РС, во второе плечо (2) – мощность гетеродина РГ. Ответвитель обеспечивает развязку цепей сигнала и гетеродина. Для уменьшения потерь сигнала переходное ослабление НО выбирают достаточно большим, однако в этом случае будет сильно ослабляться мощность гетеродина, которая поступает на диод. Например, если переходное ослабление НО равно 10 дБ, то в согласованной нагрузке НО теряется лишь 10% мощности сигнала, то есть вносимые потери составляют 0,46 дБ. Для получения минимального коэффициента шума оптимальная РГ, подводимая к диоду, должна быть равной 0,5–1,5 мВт для ТКД и 2– 3 мВт – для ДБШ. Гетеродин должен отдать в 10 раз большую мощность, потому что большая ее часть (90%) поглощается в согласованной нагрузке. Это является одним из важнейших недостатков НБС. Контрольное устройство (микроамперметр) позволяет устанавливать оптимальный режим работы смесителя I0 ~ 0,5 – 1 мА. В микрополосковых однотактных преобразователях (рис.8.21 ) диод включают в микрополосковую линию (МПЛ), как правило, последовательно. РазвязΛ/4 l1 РС, РГ Λ/4 lш Λ/4 РПЧ Λ/4 l1 РС, РГ Λ/4 Λ/4 Λ/4 lш КЗ Λ/4 РПЧ КЗ б а РГ lш РС, РГ Λ/4 1 РПЧ 2 РС Λ/4 3 РПЧ 4 КЗ в г 5 Рис.8.21. Микрополосковые НБС: а – с разомкнутым параллельным шлейфом перед диодом; б – с короткозамкнутым шлейфом перед диодом; в – с последовательным шлейфом l2 после диода; г – с подавлением зеркальной частоты ка цепей входного сигнала ωС и гетеродина ωГ осуществляется с помощью направленного ответвителя. На выходе смесителя включают ФНЧ, или режекторный фильтр, которые предотвращают прохождение колебаний СВЧ в цепи ПЧ. Согласование диода осуществляется, как правило, с помощью простейших двухшлейфных трансформаторов сопротивлений, состоящих из короткозамкнутого Λ/4 высокоомного (70-100 Ом) шлейфа, который одновременно выполняет и функции заземления для токов ПЧ, и низкоомного (20-30 Ом) разомкнутого Λ/4 отрезка линии передачи, который обеспечивает короткое замыкание токов СВЧ с заземленной стороной подкладки МПЛ. 247 На рис.8.21 показаны некоторые типовые схемы НБС с двухшлейфными согласующими трансформаторами и ФНЧ на выходе ПЧ (направленные ответвители на рисунке не показаны). На рис.8.21,а,б согласование осуществляется с помощью разомкнутого и короткозамкнутого параллельных шлейфов длиной lш, на рис.8.21,в – с помощью четвертьволнового трансформатора и последовательного шлейфа, включенного после диода. При выборе схемы согласования необходимо учитывать, что разомкнутый шлейф предпочтительней чем короткозамкнутый, потому что, во-первых, он проще конструктивно и, во-вторых, его удобнее использовать как подстроечный элемент для оптимизации согласования при наличии отклонения параметров диодов. При разработке микроэлектронных устройств важными становятся вопросы оптимального использования рабочей площади и размещения элементов СВЧ тракта на подложке ГИС, пример топологической схемы НБС с экономным использованием поверхности показан на рис.8.21,б . Характеристики смесителей заметно улучшаются при подавлении сигналов зеркального канала. К таким сигналам относятся: внешние сигналы с частотой ωЗ и комбинационные составляющие, образующиеся в процессе преобразования частот. Подавление внешних сигналов частоты ωЗЧ позволяет улучшить селективность приемников, подавление комбинационных составляющих уменьшает потери преобразования и снижает уровень паразитного излучения гетеродина. Существует два принципиально разных способа подавления ЗЧ: первый способ – использование узкополосного преселектора; второй – использование схем с фазовым подавлением сигнала ЗЧ. На рис.8.21,г показана схема микрополоскового НБС с подавлением сигнала ЗЧ с помощью селективной цепи. На схеме обозначены: 1 – фильтр связи с гетеродином, 2 – смесительный диод, 3 – четвертьволновый шлейф, настроенный на частоту сигнала, 4 – фильтр зеркального канала, 5 – согласованная нагрузка для зеркальной частоты. Недостаток схемы – ее узкополосность. Кроме того, при небольшой разнице между ωС и ωЗ (при низкой ПЧ) необходимо использовать высокодобротные фильтры с малыми потерями, трудно реализуемые в интегральном исполнении. 8.3.3.4. Балансные модульных смесителей СВЧ Главным недостатком НБС является перенос амплитудных шумов гетеродина на сигнал промежуточной частоты. Это приводит к значительному возрастанию kш, особенно при низких значениях ПЧ, или в высокочастотной части диапазона СВЧ, когда шумы гетеродинов существенно увеличиваются. Из-за этого в НБС коэффициент шума может достигать kш ~ 10–15 дБ. Этого недостатка лишены балансные смесители (БС). 248 Балансный смеситель, электрическая схема которого показана на рис.17.8,а, содержит два диода, включенных таким образом, чтобы их токи i1 и i2 протекали в первичной обмотке выходного трансформатора WT2 во встречных направлениях. При этом синфазные составляющие магнитного потока взаVD1 VD1 WT2 WT1 uС uС1 i1 uС2 VD2 i2 uГ uПЧ VD2 uС uПЧ uГ б а Рис.8.22. Эквивалентные схемы балансных смесителей: а – с синфазной подачей напряжения гетеродина; б – с противофазной подачей напряжения гетеродина имно компенсируются, а противофазные – суммируются. Напряжение гетеродина подается на диоды синфазно, а напряжение сигнала – в противофазе. Токи преобразованного колебания ПЧ в обоих диодах также противофазные, возбужденные магнитные потоки суммируются и наводят во вторичной обмотке трансформатора WT2 напряжение ПЧ. БС позволяет уменьшить мощность гетеродина, которая просачивается в антенну приемника, что является важным для обеспечения требований электромагнитной совместимости. Рассмотренную схему БС (рис.8.22,а) в СВЧ диапазоне практически не используют из-за сложности реализации симметричного выходного трансформатора. Более распространенная схема (рис.8.23б), в которой напряжение гетеродина подается на диоды в противофазе, а напряжение сигнала в фазе. Однако, благодаря тому, что диоды включены навстречу друг другу, в этой схеме сохраняются те же самые фазовые соотношения и свойства, как и в предыдущем случае. WT PС VD1 PГ VD2 а i1ПЧ Cбл i2ПЧ PПЧ R0 Cбл ωС Lбл Cбл VD1 ωПЧ Lбл Cбл 1 E VD2 2 б H ωГ Рис.8.23.. Волноводные балансные смесители: а - на щелевом мосте; б – на Т-мосте Одним из главных узлов БС диапазона СВЧ является гибридное соединение (СВЧ-мост), которое обеспечивает равномерное деление мощностей вход249 ного сигнала и гетеродина между диодами с заданными фазовыми соотношениями, а также обеспечивает максимальную развязку между входами сигнала и гетеродина. На рис.8.23,а показана упрощенная конструкция и эквивалентная схема БС на щелевом волноводном мосте (ЩМ). Он состоит из двух смесительных секций с диодами VD1 и VD2, к которым через щелевой мост подводят колебания сигнала РС и гетеродина РГ. Если начальные фазы этих колебаний на входе ЩМ равны нулю, то благодаря квадратурным свойствам ЩМ на диод VD1 поступает напряжение u1C = U C cos(ωCt ) і u1Г = U Г cos(ωГt − π 2) , а на диод VD2 – u 2С = U С cos(ωСt − π 2) і u2 Г = U Г cos(ωГt ) . Диоды включены в противоположных направлениях, потому через нагрузку R0 течет разностный ток іПЧ с частотой ωПЧ = ωС − ωГ . При выполнении условий симметрии схемы iПЧ = 2 I ПЧ sin(ωС − ωГ )t , то есть токи полезных сигналов суммируются в нагрузке синфазно. Шумы гетеродина, которые существуют в полосе частот сигнала ωС и зеркального канала ωЗК имеют вид u шС = U ш cos[(ωС − ωПЧ )t − ϕ ш ] і u шГ = U ш cos[(ωГ − ωПЧ )t + ϕ ш ] . Прием шумов гетеродина в полосе сигнала создает шумовой ток iшС = i1ш − i2ш = I шС [cos(ωПЧ t − ϕ ш ) − cos(ωПЧ t − ϕ ш ) = 0 . Таким образом, компоненты шума гетеродина в полосе сигнала взаимно компенсируются. Аналогичным образом компенсируются и шумы гетеродина в полосе зеркального канала. В реальном БС из-за разбаланса схемы шумы гетеродина подавляются на 15 – 30 дБ. Для эффективной работы балансных смесителей необходимо, чтобы подобранные в пары диоды были максимально одинаковыми по своим электрическими параметрами. На рис.8.23,б показана электрическая схема БС на двойном Т-мосте (ТМ), который в отличие от ЩМ обеспечивает значительно большую развязку сигнального и гетеродинного входов (до 40 – 50 дБ). При однополярном включении диодов радиосигнал, подводимый в Е-плечо, разделяется между боковыми плечами 1 и 2 в противофазе, поэтому, если после детектора VD1 фаза сигнала ПЧ равняется φ1ПЧ = ωt, то после детектора VD2 – φ2ПЧ = ωt–π. Эти сигналы в выходном трансформаторе WТ будут складываться друг с другом в фазе. Шумы гетеродина, который подключен к Н-плечу, разделяется в плечи 1 и 2 синфазно, созданные сигналы помехи на ПЧ после детекторов VD1 і VD2 также будут синфазны и в трансформаторе будут вычитаться друг из друга. Если диоды имеют малые относительные отклонения параметров, то составляющая шума на выходе смесителя, обусловленная шумами гетеродина, будет практически равна ну- 250 лю. При разнополярном включении диодов необходимость использования трансформатора для сложения сигналов отсутствует. Λ/4 Λ/4 i1ПЧ РС VD1 РС РПЧ uПЧ VD2 РГ+РШ i2ПЧ RH РГ а б Λ/4 РС Λ/4 РС Λ/4 РПЧ РГ Λ/4 РПЧ РГ г в РС РС Λ/4 РПЧ РГ РГ е д Рис.8.24. Балансные смесители на микрополосковых линиях: а – принципиальная схема; б – топологическая схема; в – с повышенной развязкой; г – с ПЧ в СВЧ диапазоне; д - с режимом холостого хода на ЗЧ; е – с режимом короткого замыкания на ЗЧ Примеры типичных конструкций микрополосковых БС показаны на рис.8.24. На рис.8.24, а изображена упрощенная электрическая схема БС на квадратурном двухшлейфном мосте, конструкция и принципы ее работы такие же самые как у БС на ЩМ (рис.8.23,а). Двухшлейфные НО обеспечивают развязку каналов сигнала и гетеродина не меньше чем 20 дБ при КСВ < 1,5 в полосе ~10%. На рис. 8.24, б показана топологическая схема балансного смесителя на базе трехшлейфного моста. Применение трехшлейфных гибридных ответвителей позволяет расширить рабочий диапазон смесителя до 20% и больше. Потери преобразования этих схем Lпр ~ 6 – 8 дБ. Приблизительно такую же самую полосу обеспечивает гибридное кольцо, но при большем КСВ. Если ПЧ находится в диапазоне СВЧ, применяют смесители с разомкнутыми четвертьволновыми шлейфами для закорачивания сигналов ПЧ, как это показано на рис.17.10,г. Смесители такого типа имеют ПЧ 1–2 ГГц, полосу пропускания 1 ГГц на уровне 1 дБ, коэффициент шума 5–6 дБ. 251 Более широкую полосу обеспечивают НО на связанных линиях. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазона используют тандемные ответвители и ответвители Ланге. БС с такими НО (рис.8.24, д) обеспечивают развязку более 15 дБ при КСВ не хуже 1,5 в полосе несколько октав. Большой уровень развязки в широкой полосе частот в ГИС БС обеспечивают гибридные соединения на основе соединения линий передачи разных типов. В дециметровом диапазоне для уменьшения габаритов БС используют микроминиатюрные пассивные элементы с сосредоточенными параметрами. Балансные смесители, в отличие от небалансных, как правило, работают при нулевом смещении на диодах. Для практического использования смесителей часто необходима более высокая развязка сигнального и гетеродинного входов. В БС с квадратурными мостами развязка достаточно мала и не превышает 10 дБ. Это обусловлено не только разбалансом схемы, но и также тем, что при неполном согласовании диодов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются в сигнальный вход. Во избежание этого недостатка смесительные диоды подключают ко входам квадратурного моста со сдвигом на Λ/4. На рис.8.24, в показана топологическая схема такого БС. На рис.8.24, д показана схема БС на мосте Ланге с дополнительным подавлением зеркального канала с помощью селективных цепей, которые реализуют режим холостого хода, на рис.8.24,е – схема с реализацией короткого замыкания на ЗЧ. Коэффициент шума подобных смесителей удается уменьшить до 3,5–2,5 дБ. Применение смесителей с селективными цепями ограничено в виду их узкополосности. Обобщая вышесказанное, можно выделить следующие достоинства БС перед НБС: 1) благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэффициент шума kш снижается на 2 – 5 дБ; 2) вся мощность сигнала гетеродина поступает на диод, поэтому можно использовать гетеродин меньшей мощности; 3) благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник гетеродина уровень побочных сигналов значительно меньший, как следствие – повышается помехоустойчивость и динамический диапазон; 4) повышается электрическая прочность смесителя, так как мощность поступает на 2 диода; 5) при выходе одного диода из строя схема остается работоспособной, однако уровень выходного сигнала при этом падает на ~3дБ, а kш возрастает на ~5–6дБ; 6) потери принятого сигнала за счет просачивания энергии в цепь гетеродина незначительные благодаря высокой развязке мостовых схем. 252