Принципы построения электроснабжения телекоммуникационных устройств и систем

1 D:\Валера\Desktop\Бакалавриат\ГОС ВПО III поколение\210700\06_ЭПУи СТК\01_Лекции_ЭПУС\01_Курс лекций_Л1_Л10\Л_00.doc ЛЕКЦИЯ №1 Тема лекции: Принципы построения электроснабжения телекоммуникационных устройств и систем. Вопросы лекции: 1. Энергетические и электрические системы. Понятия и определения. Характеристика составных элементов. 2. Варианты схем построения систем электроснабжения. Принципы построения СЭС. 3. Реализация принципов построения систем электроснабжения на примере структурной схемы электроустановки обслуживаемого усилительного пункта. ВОПРОС 1. Энергетические и электрические системы. Понятия и определения. Характеристика составных элементов. Производство электрический энергии для обеспечения работы промышленных и бытовых потребителей в масштабе крупного региона осуществляется в рамках энергетической системы. Чаще используется термин э н е р г о с и с т е м а . Для обеспечения электрической энергией потребителей различного функционального назначения в масштабе страны и даже нескольких государств отдельные энергосистемы объединяют. Такое объединение значительно повышает эффективность энергосистемы. Рассмотрим в крупном плане составные элементы энергосистемы и познакомимся с основными определениями и понятиями, характеризующими эту предметную область. Электрическая энергия производится на электрических станциях с помощью электрических генераторов, вращаемых первичными двигателями. Первичными двигателями являются паровые машины или турбины, гидравлические турбины, двигатели внутреннего сгорания и т.п. Все электрические станции разделяют по особенностям технологического процесса преобразования энергии и виду используемого энергоресурса. 2 В России более 80% электроэнергии вырабатывается тепловыми электростанциями (ТЭС), работающими на органическом топливе, остальная часть электроэнергии производится гидравлическими (ГЭС) и атомными (АЭС) электростанциями. По типу первичного двигателя ТЭС подразделяются на паротурбинные, газотурбинные и дизельные. Дизельные электростанции используют в качестве автономных источников для резервирования электроснабжения особо ответственных потребителей, а также в зонах, где отсутствует централизованное электроснабжение от энергосистемы. Паротурбинные ТЭС являются основными электростанциями большинства энергосистем. Они бывают конденсационные (КЭС), предназначенные только для производства электроэнергии (для крупных КЭС используется термин ГРЭС - государственная районная электростанция), и теплофикационные (ТЭЦ), предназначенные для комбинированного производства электроэнергии и теплоты в виде горячей воды или пара. На тепловых КЭС в качестве топлива применяют уголь, торф, горючие сланцы, газ, мазут. Энергия сжигаемого топлива преобразуется в паровом котле в энергию водяного пара, приводящего во вращение турбоагрегат (паровую турбину, соединенную валом с синхронным трехфазным генератором). Паровые турбины имеют ряд преимуществ по сравнению с другими первичными двигателями. В частности, турбину можно изготовить на частоту вращения генератора и соединить с ним непосредственно, паровые турбины обладают равномерным ходом, что очень важно для получения стабильной частоты вырабатываемого генератором переменного напряжения. Отработанный пар в к о н д е н с а ц и о н н ы х станциях после снижения его температуры ниже некоторого критического значения охлаждается (конденсируется) в специальных устройствах - конденсаторах. Поскольку для работы таких станций требуется большое количество воды, то строят их вблизи мест добычи топлива и водных источников. Мощность турбоагрегатов современных КЭС составляет 150...1200 МВт. Т е п л о ф и к а ц и о н н ы е электростанции работают в основном на тепловую нагрузку и называются теплоэ л е к т р о ц е н т р а л я м и (ТЭЦ). Они предназначены для централизованного снабжения промышленных предприятий и городов электро- 3 энергией и теплом. Их сооружают вблизи от потребителей тепла, например, в городских районах или около крупных промышленных предприятий. Мощность и состав агрегатов ТЭЦ определяются параметрами тепловых нагрузок. Наиболее крупные агрегаты имеют мощность 100-200 МВт. Мощность всей ТЭЦ, как правило, не превышает 500 МВт, однако для теплоснабжения крупных городов и промышленных комплексов сооружаются ТЭЦ и значительно большей мощности (например, ТЭЦ-22 Мосэнерго мощностью 1250 МВт). А т о м н ы е электростанции – это тепловые электростанции, которые используют тепловую энергию ядерных реакций (в основном реакции расщепления урана U-235 под действием тепловых нейтронов). Одним из основных элементов АЭС является реактор, в котором имеются замедлитель нейтронов и теплоноситель. На АЭС России применяются реакторы типа ВВЭР (водо-водяной энергетический), где в качестве замедлителя и теплоносителя используется вода под давлением. В реакторах РБМК (реактор большой мощности канальный) теплоносителем является вода, а замедлителем – графит. Строятся АЭС, как правило, в районах, бедных энергетическими ресурсами, например, в европейской части России. Схемы АЭС в тепломеханических и электрических частях близки схемам КЭС. Наиболее крупные АЭС имеют мощность 6 млн. кВт (Курская, Ингалинская). Г и д р о э л е к т р о с т а н ц и и предназначены для выработки электроэнергии и сооружаются часто в составе гидротехнических комплексов, одновременно решающих задачи улучшения судоходства, ирригации, водоснабжения, защиты от паводков и др. На ГЭС вырабатывается около 10 - 15% всей электроэнергии, производство которой осуществляется за счет энергии массы падающей воды. Высота падения воды называется н а п о р о м . Создаваемый с помощью плотины напор определяется разностью уровней (бьефом) воды в верхнем (до плотины) и нижнем (после плотины) бьефом. Используя полученный перепад уровней воды, приводится в движение колесо гидротурбины, на одном валу с которой находится электрический синхронный, как правило, трехфазный генератор. Мощность, развиваемая гидроагрегатом, пропорциональна напору H и расходу Q воды, т.е. P=H∙Q. 4 На горных реках с малым расходом воды строятся деривационные ГЭС. Мощность этих станций обеспечивается за счет больших напоров воды (100 м и более), которая поступает к гидротурбине по деривационным каналам через напорный бассейн. Коэффициент полезного действия ГЭС значительно выше, чем тепловых, а себестоимость выработки электроэнергии в несколько раз ниже. Однако из-за высокой стоимости строительства их применяют реже, чем тепловые. К крупным ГЭС в нашей стране можно отнести Красноярскую (6 млн. кВт) и Саяно-Шушенскую (6,4 млн. кВт). Электрические станции разных типов связаны между собой и с потребителями электрическими сетями, которые объединяют их в централизованно управляемые энергетические системы. В объединяемых электрическими сетями энергосистемах электрические станции работают совместно на общую нагрузку. Такая параллельная работа электростанций в энергосистеме, как уже отмечалось, значительно увеличивает надежность электроснабжения потребителей. Это объясняется тем, что при аварии и отключении одной из станций системы ее нагрузка перераспределяется между работающими агрегатами других станций. При этом за счет их загрузки до номинальной мощности или даже небольшой кратковременной перегрузки обеспечивается бесперебойное питание всех или хотя бы наиболее ответственных потребителей энергосистемы. В объединенной энергосистеме нет надобности устанавливать резервные агрегаты на каждой станции, а достаточно иметь общую для всей системы резервную мощность. Известно, что агрегаты с большой единичной мощностью имеют большой КПД и в целом характеризуются более высокими техникоэкономическими характеристиками по сравнению с агрегатами меньшей мощности. Поэтому в мощных объединенных энергосистемах возможно сооружение очень крупных электростанций с агрегатами большой единичной мощности: 200 - 500 МВт и более. Этому есть следующее объяснение. Резервную мощность обычно считают технически достаточной и экономически целесообразной, равной примерно 10% суммарной мощности агрегатов системы. Вместе с этим величина этой резервной мощности должна быть не менее мощности са- 5 мого крупного агрегата, установленного на станциях системы. Например, в энергосистеме мощностью 2 млн.кВт, располагающей резервной мощностью около 0,2 млн.кВт, установка агрегата мощностью 0.3 млн.кВт требует увеличения резервной мощности системы не менее как до 0,3 млн.кВт, т.е. до 15%, что экономически нецелесообразно. В то же время в системах мощностью 6...8 млн.кВт. и более резервная мощность составляет 0,6...0,8 млн.кВт и более, что позволяет устанавливать в таких системах агрегаты с единичной мощностью в 0,3...0,5 млн.кВт и даже более мощнее. Аналогичные соображения показывают, что только в объединенных системах очень большой мощности можно сооружать электростанции мощностью 1-3 млн.кВт и более с относительно небольшим числом мощных единичных агрегатов. Рассмотрим в качестве примера фрагмент упрощенной принципиальной схемы отдельной, например, региональной энергосистемы (рис. 1.1.). В системе объединены районная гидроэлектростанция С-1, две тепловые районные гидроэлектростанции С-2, С-3 и теплоэлектроцентраль С4. Все станции связаны электросетью 110 кВ. Линии электропередачи (ЛЭП) напряжением 110 кВ ЛЭП-2, ЛЭП-3 и ЛЭП-4 образуют кольцо. Поскольку гидроэлектростанция С-1 удалена на значительное расстояние от основной сети 110 кВ системы, поэтому она связана с ней двумя параллельными линиями ЛЭП-1 напряжением 220 кВ., через подстанцию ТП-1. Станция С-2 включена непосредственно в кольцо линии 110 кВ, а станция С-3 подключена к основной сети системы линиями ЛЭП-5 и ЛЭП6 через шины подстанций ТП-2 и ТП-3. Теплоэлектроцентраль С-4 присоединена к системе линией ЛЭП-7 через шины подстанции ТП-1. Подстанции ТП-1 и ТП-2 являются мощными узловыми подстанциями системы. На подстанции ТП-1 установлены понижающие трансформаторы 220/110 кВ. На подстанции ТП-2 расположены понижающие трехобмоточные трансформаторы. Напряжением 35 кВ питаются достаточно обширные районы, в которых могут быть установлены промышленные, коммунальные, сельскохозяйственные и другие потребители, а на напряжении 6...20 6 кВ – потребители, расположенные вблизи подстанции. На схеме: рис. 1.1 показана лишь часть линий 220 В и 110 кВ системы и совсем не показаны сети 6...35 кВ. Очень мощная энергетическая система, которой является энергосистема России, представляет собой совокупность отдельных таких систем, подобных рассмотренной в примере. Основной системообразующей сетью в объединенных очень мощных системах являются сети на напряжение 330, 500, 750 кВ. Вводятся в действие сети 1150 кВ переменного и 1500кВ постоянного тока. Рис. 1. Принципиальная однолинейная схема отдельной энергосистемы После такого краткого знакомства с функциональными элементами энергетических систем рассмотрим более подробно основные понятия и определения, на которых базируется дисциплина “Устройства и системы электроснабжения специальных комплексов”. Поскольку современная мощная объединенная энергосистема, как следует из определения, представляет собой комплекс сложнейшего оборудования и функциональных подсистем, то для рассмотрения протекаю- 7 щих процессов целесообразно рассматривать ее по частям и элементам, то есть использовать принцип декомпозиции. Э н е р г о с и с т е м а представляет собой совокупность электростанций, линий электропередачи, подстанций и тепловых сетей, связанных в одно целое общностью режима и непрерывностью процесса производства и распределения электрической и тепловой энергии. Часть энергосистемы без тепловых сетей называется э л е к т р о энергетической системой или системой электроснабжения (СЭС). Часть СЭС без первичных двигателей, состоящая из генераторов, распределительных устройств, электрических сетей и электроприемников, называется э л е к т р и ч е с к о й с и с т е м о й . Часть электрической системы, состоящая из подстанций, линий электропередачи, распределительных пунктов, называется э л е к т р и ч е с к о й с е т ь ю . Электрическая сеть, таким образом, представляет собой совокупность электроустановок для передачи и распределения электрической энергии на определенной территории, состоящую из подстанций, распределительных устройств, токопроводов, воздушных и кабельных линий электропередачи. Э л е к т р и ч е с к а я л и н и я (линия электропередачи – ЛЭП) – система проводов, кабелей, опор, электрического оборудования для передачи электроэнергии от источника к электроприемнику. Электрическая подстанция – электроустановка, предназначенная для преобразования электрической энергии одного напряжения в электрическую энергию других напряжений. П р и е м н и к о м электроэнергии называется аппарат, агрегат, механизм, предназначенный для преобразования электрической энергии в другой вид энергии. П о т р е б и т е л ь электрической энергии - предприятие, организация, территориально обособленный цех, строительная площадка, квартира, у которых приемники электрической энергии присоединены к электрической сети и используют электрическую энергию. 8 И с т о ч н и к о м питания (ИП) называется распределительное устройство генераторного напряжения электрической станции или распределительное устройство вторичного напряжения понизительной подстанции энергосистемы или подстанции 35-220 кВ, к которому присоединены распределительные сети СЭС. Н е з а в и с и м ы м источником питания электроприемника или групп электроприемников называется источник питания, на котором сохраняется напряжение в пределах, регламентированных для послеаварийного режима при исчезновении его на других источниках питания этих электроприемников. К числу независимых источников питания относятся две секции или системы шин одной или двух электростанций и подстанций при одновременном соблюдении следующих двух условий: а) каждая секция или система шин, в свою очередь, имеет питание от независимого источника; б) секции (системы) шин не связаны между собой или имеют связь, автоматически отключающуюся при нарушении нормальной работы одной из секций (систем) шин. Р а с п р е д е л и т е л ь н о е устройство (РУ) – устройство для приема и распределения энергии одного напряжения. Распределительным п у н к т о м (РП) называется распределительное устройство, предназначенное для приема и распределения электроэнергии на одном напряжении без преобразования и трансформации, не входящее в состав подстанции. Ц е н т р а л ь н ы м распределительным пунктом (ЦРП) называется центральный пункт, получающий питание непосредственно от районной энергосистемы при напряжении 6-20 кВ и распределяющий его на том же напряжении по всему объекту или отдельной части. Г л у б о к и м в в о д о м называется система электроснабжения с приближением внешнего напряжения к электроустановкам потребителей с минимальным количеством ступеней промежуточной трансформации и аппаратов. Г л а в н о й понизительной подстанцией (ГПП) называется трансформаторная подстанция, получающая питание напряжением 35-220 кВ 9 непосредственно от районной энергосистемы и распределяющая электроэнергию на более низком напряжении по всему объекту или отдельному его району. ВОПРОС 2. Варианты схем построения систем электроснабжения. Принципы построения СЭС. Конфигурация СЭС объектов общепромышленного и специального назначения определяется суммарной потребляемой мощностью электроприемников, их территориальным размещением, требуемой надежностью электроснабжения, а также наличием или отсутствием собственного источника питания. Поэтому электроэнергия к СЭС от энергосистемы может быть подведена: а) к одному общему для всех потребителей приемному пункту (ГПП, РП); б) к двум и более приемным пунктам; в) по схеме глубокого ввода. Схемы с одним приемным пунктом электроэнергии применяются, как правило, для электроснабжения потребителей малой и средней мощности при отсутствии специальных требований к бесперебойности питания и при относительно компактном расположении нагрузок на территории объекта (небольшое предприятие). Схемы с двумя и более приемными пунктами электроэнергии применяются: а) при наличии специальных требований к бесперебойности питания или при преобладании приемников, не допускающих перерывов в электроснабжении; б) когда применение нескольких приемных пунктов является экономически целесообразным, например, когда эти приемные пункты выполняют одновременно функции РП, что удешевляет СЭС. По такой схеме строятся СЭС. Тип приемного пункта зависит от подводимой мощности и напряжения питания. Если мощность объекта велика, источник питания удален и, 10 следовательно, подводимое напряжение выше напряжения распределительной сети, то прием энергии на больших энергоемких объектах производится: а) на узловых распределительных подстанциях (УРП) 110-500 кВ (иногда с частичной трансформацией) для дальнейшего распределения энергии между подстанциями глубоких вводов (ПГВ) 110...220 кВ; б) на ГПП, на которых энергия трансформируется на напряжение распределительной сети 6 или 10 кВ. На малых предприятиях прием электроэнергии осуществляется на одну из ТП, совмещенных с распределительным пунктом. Все пункты приема электроэнергии от энергетической системы, а также эти пункты и собственные электростанции должны быть связаны между собой кабельными или воздушными линиями или тоководами на первичном или вторичном напряжении. При значительной мощности и протяженности ЛЭП выполняются на повышенном напряжении (110...220 кВ). Глубоким вводом называется система электроснабжения с максимально возможным приближением высшего напряжения (35...330 кВ) к электроустановкам потребителей с минимальным количеством ступеней промежуточной трансформации и аппаратов. В настоящее время эта прогрессивная система прочно вошла в повседневную практику. На предприятиях средней мощности линии глубоких вводов 35, 110 или 220 кВ вводятся непосредственно от сети энергосистемы. К энергоемким цехам, таким как электросталеплавильные, коксохимические, могут осуществляться глубокие вводы напряжением 330 кВ непосредственно от энергосистемы. На крупных предприятиях линии глубоких вводов 35, 110 или 220 кВ обычно подводятся от УРП или ГПП. В соответствии с функциональным назначением СЭС и исходя из рассмотренных основных вариантов обеспечения электрической энергией разнотипных электроприемников, рассмотрим главнейшие принципы, по которым строится типовая система электроснабжения на всех ее ступенях. 11 Первый (и основной) принцип заключается в максимальном приближении источников высокого напряжения к электроустановкам потребителей, благодаря чему сводится к минимуму количество сетевых звеньев и число ступеней промежуточной трансформации и коммутации. Второй принцип состоит в отказе от “холодного” резерва. Специальные резервные, нормально не работающие линии и резервные трансформаторы, установленные на подстанции, как правило, не должны предусматриваться. Резерв закладывается в самой схеме электроснабжения, в которой все элементы должны нести постоянную нагрузку. При послеаварийном режиме в случае повреждения одного из элементов остальные должны быть в состоянии воспринять на себя нагрузку временно выбывшего элемента путем перераспределения ее между оставшимися в работе частями сети с используемой допускаемой правилами перегрузочной способностью электрооборудования. Третьим принципом является глубокое секционирование всех звеньев СЭС, начиная с шин ГПП и кончая сборными шинами вторичного напряжения трансформаторных подстанций на территории объекта (группы объектов). Четвертым принципом является выбор режима работы элементов системы электроснабжения: линий, токопроводов, трансформаторов. В той или иной степени эти принципы присущи всем системам электроснабжения, в том числе и СЭС. Основным является режим раздельной работы упомянутых элементов, так как при этом существенно снижается ток короткого замыкания и упрощается коммутации м релейная защита на трансформаторах и вводах, где в некоторых случаях устанавливается только разъединитель или выключатель нагрузки. В соответствии с вышерассмотренными принципами построения СЭС различных объектов электроснабжение объектов специального назначения организуется исходя из тактико-технических требований, которым она должна удовлетворять. Эти требования закладываются в СЭС специальных комплексов на этапе проектирования. 12 Весь комплекс и все многообразие требований сводится к трем основным требованиям: надежность, бесперебойность, экономичность. Под надежностью понимается свойство системы или изделия сохранять свои выходные параметры в заданных пределах при заданных условиях эксплуатации. Количественно надежность обычно определяется вероятностью нормального выполнения этих функций. Высокая надежность СЭС комплекса в течение длительного срока эксплуатации обеспечивается: выбором соответствующих схем электроснабжения при проектировании; применением надежного оборудования, рассчитанного на заданные условия эксплуатации; соблюдением правил технической эксплуатации. Бесперебойным является такое электроснабжение, при котором в случае аварийных повреждений в системе питание потребителей не нарушается или имеет перерыв в электроснабжении, равный времени работы устройства аварийного включения резерва (АВР). Бесперебойность обеспечения электроэнергией электроприемников специального комплекса достигается применением независимым источником питания. Высокая экономичность функционирования СЭС специального комплекса определяется следующими показателями: - удельным расходом топлива на 1 кВт∙ч вырабатываемой электроэнергии, выраженным в граммах на 1 кВт∙ч; - удельным расходом энергии на собственные нужды, затраченной на 1 кВт∙ч, вырабатываемой электроэнергии, выраженным в процентах; - удельным расходом энергии, потерянной в сетях на 1 кВт∙ч электроэнергии, отпущенной с шин, выраженным в процентах. Требование экономичности обычно находится в противоречии с рассмотренными выше требованиями и не может не учитываться при проектировании СЭС. Требование экономичности должно учитывать стоимость не только самой СЭС, но и обусловленное ею удорожание основных токоприемников. Последнее определяется в основном габаритами и весами агрегатов 13 СЭС и их КПД. При разработке и проектировании СЭС обычно рассматриваются несколько возможных вариантов и выбирается тот вариант, который при прочих равных условиях требует наименьших затрат. Наряду с перечисленными основными требованиями СЭС обладает существенными отличительными качествами: - большим уровнем потребляемой мощности (> 100 кВт); - большой длительностью непрерывной работы (более 10 лет); - сведением к минимуму или полным отсутствием технического обслуживания в течение межрегламентного срока. В настоящее время технический арсенал электроэнергетики не располагает такими источниками электроэнергии, которые могли бы удовлетворять всему комплексу требований. Поэтому при построении СЭС вынуждены создавать комбинированные системы, в которых предусматриваются различные варианты электроснабжения в зависимости от режима работы и возможных аварийных ситуаций. ВОПРОС 3. Реализация принципов построения систем электроснабжения на примере структурной схемы электроустановки обслуживаемого усилительного пункта. Все предприятия междугородной связи относятся к потребителям энергии особой группы первой категории. Этим определяются состав электроустановок и требования к ним. Предприятия междугородной связи получают электроэнергию от трех независимых источников. Если питание подается от двух внешних независимых источников, то третьим источником является собственная дизельная электростанция. Дизельная электростанция на МТС и обслуживаемых усилительных пунктах (ОУП) оборудуется одним автоматизированным дизельным агрегатом. Собственные электростанции сетевых узлов и узлов автоматической коммутации имеют два дизельных агрегата – рабочий и резервный. 14 Основная система электропитания на предприятиях междугородной связи – буферная. Стабилизация выходного напряжения осуществляется устройствами автоматической коммутации аккумуляторов или полупроводниковыми преобразователями. Если потребители особой группы первой категории питаются переменным током, то их питание осуществляется через полупроводниковые инверторы, входящие в состав установок бесперебойного электропитания. Структурная схема электроустановки обслуживаемого усилительного пункта междугородной связи приведена на рис. 1.2. Такая схема является типовой схемой электроснабжения для потребителей особой группы первой категории. Электроэнергия к трансформаторной подстанции ОУП подается от двух независимых источников № 1 и М 2 по двум линиям электропередачи. На ТП две высоковольтные шины могут быть соединены разъединителями 02 и Q3. Заземление шин производится рубильниками Q1 и Q4. К каждой шине подключаются понижающие трансформаторы Tp1 и Тр2 через выключатели Q6 Рис. 2. Структурная схема электроустановки обслуживаемого усилительного пункта 15 Вторичные обмотки трансформаторов соединены звездой с заземленной нулевой точкой. На выходе каждого трансформатора включены амперметры РА1—РА6 и вольтметры PV1—PV6, а также счетчики. От вторичных обмоток электроэнергия поступает на шины низкого напряжения, которые могут объединяться замыканием рубильников Q21, Q22 и автомата Q27. Напряжение для питания аппаратуры связи подается на ЩПТА-4. Сюда же подключается напряжение от автоматизированной дизельной электростанции. На ЩПТА имеется контактор К для отключения шин нагрузки от внешней сети. 16 ЛЕКЦИЯ №2 Тема лекции: 1. 2. 3. 4. Принцип действия трансформатора. Основные эксплуатационные режимы работы. Вопросы лекции: Назначение и принцип действия трансформатора. Холостой ход трансформатора. Работа трансформатора при нагрузке. Приведение величин вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки. ВОПРОС 1. Назначение и принцип действия трансформатора. Трансформатором называется статическое электромагнитное устройство, имеющее две или большее число индуктивно связанных обмоток и предназначенное для преобразования посредством электромагнитной индукции одной или нескольких систем переменного тока в одну или несколько других систем переменного тока (ГОСТ 16110 - 82). Первые трансформаторы с разомкнутым магнитопроводом предложил в 1876 г. русский ученый П.Н.Яблочков, который применил их для питания электрической "свечи". В 1885 г. венгерские ученые М.Дебри, О.Блати, К.Циперковский разработали однофазные промышленные трансформаторы с замкнутым магнитопроводом. Трехфазные трансформаторы появились в 1889 1891 гг. (М.О.Доливо-Добровольский, Н.Тесла). Трансформаторы широко применяются в разных областях электроники, радиотехники, электротехники, в устройствах из мерения, автоматического управления и регулирования. По особенностям конструкции и применению трансформаторы можно разделить на силовые, сварочные, измерительные и специальные. Наибольшее применение в народном хозяйстве и в военном деле получили силовые трансформаторы, которые являются необходимым эле- 17 ментом промышленной электрической сети. Генераторы на электростанциях вырабатывают электрическую энергию при напряжении не более 24 кВ, так как при более высоких напряжениях возникают трудности создания качественной изоляции в электрических машинах. Передача электрической энергии на большие расстояния при таких относительно низких напряжениях экономически невыгодна из-за больших потерь в линии. И поэтому на электрических станциях устанавливаются силовые трансформаторы, повышающие напряжение до 110, 220, 500, 750 и 1150 кВ. У потребителей напряжение при помощи трансформаторов понижается несколькими ступенями: на районных подстанциях до 35(10) кВ, на подстанциях предприятий до 10(6) кВ и, наконец, на подстанциях цехов и жилых районов - до 380/220 В. Трансформаторы можно классифицировать по следующим признакам: - в зависимости от числа фаз преобразованного напряжения – на однофазные и трехфазные; - в зависимости от числа обмоток - на двухобмоточные и многообмоточные; - в зависимости от конфигурации магнитопровода - на стержневые(рис. 1,а,б),броневые(рис. 1,в,г),тороидальные(рис. 1,д). Рис. 1. Основные типы трансформаторов : а) стержневой шихтованный; б) стержневой навитой; в) броневой шихтованный; г) броневой навитой; д) кольцевой (тороидальный) навитой 18 Конструктивно любой трансформатор имеет две основные части: м а г н и т о п р о в о д и о б м о т к и . Трансформаторы большой мощности, кроме того, имеют систему охлаждения. Часть магнитопровода, на которой размещены обмотки, называется с т е р ж н е м , а остальная часть, замыкающая магнитопровод, - я р м о м . Материалом магнитопровода трансформатора является горячекатанная или холоднокатанная электротехническая сталь. Для уменьшения вихревых токов магнитопровод выполняется не сплошным, а в виде пакета штампованных пластин или в виде рулона стальной ленты. В частности, при частоте тока до 150 Гц магнитопровод собирают из листовой стали толщиной 0,35 или 0,5 мм. Ленточные магнитопроводы используют в маломощных трансформаторах. Для увеличения электрического сопротивления, препятствующего возрастанию вихревых токов, пластины магнитопровода (или полосу ленты) изолируют одна от другой диэлектрическими материалами (лаком, эмалью, окисной пленкой, бумагой). Чтобы магнитопровод при работе не "зуммерил", его стягивают болтами или охватывают металлической обоймой. Обмотки выполняют в виде непрерывно намотанного в несколько слоев или в виде отдельных секций и катушек. На магнитопроводе стержневого типа каждая обмотка размещена на отдельном стержне (рис. 2,а) рядом или одна поверх другой. В броневом магнитопроводе все обмотки размещают на центральном стержне (рис. 2,б). В тороидальном трансформаторе обмотки размещаются по всей окружности кольца (тороида). Схему размещения обмоток выбирают из соображений минимизации потерь основного магнитного потока трансформатора, улучшения условий охлаждения, повышения надежности работы и оптимизации расходных материалов. Обмотка трансформатора, к которой подводится электроэнергия, называется п е р в и ч н о й , а обмотка, к которой подключены электроприемники (нагрузка) и от которой отбирается электроэнергия, называется в т о р и ч н о й. Первичных и вторичных обмоток может быть несколько. Обмотка, имеющая наибольшее напряжение, называется обмоткой в ы с ш е г о напряжения (ВН), а обмотка, имеющая меньшее напряжение, 19 Рис. 2. Размещение обмоток на стержневом (а) и броневом (б) магнитопроводах называется обмоткой н и з ш е г о н а п р я ж е н и я (НН). Трансформатор, у которого первичная обмотка является обмоткой ВН, называется понижающим, а тот , у которого первичная обмотка является обмоткой НН, Принцип действия трансфоматора основан на явлении электромагнитной индукции. Рассмотрим процессы, происходящие в однофазном двухобмоточном трансформаторе, электромагнитная схема которого показана на рис. 3. Если трехфазный трансформатор питает симметричную нагрузку, то токи во всех фазах будут равны, и процессы в каждой его фазе протекают так же, как и у однофазного трансформатора. При подаче переменного напряжения U1 на первичную обмотку w1 в ней появляется переменный ток, который создает в магнитопроводе переменный магнитный поток Фm. Замыкаясь по магнитопроводу, магнитный поток Фm сцепляется с витками обмоток трансформатора w1 и w2 и наводит в них электродвижущие силы, которые определяются следующим образом: 20 Рис. 3. Электромагнитная схема однофазного двухобмоточного трансформатора d ; dt d e2   w2 ; dt e1   w1 (1) (2) В трансформаторе, магнитопровод которого не насыщен, магнитный поток можно считать синусоидальным, т.е. Ф = Фm · sin ωt, где Фm - амплитудное значение потока; ω - угловая частота изменения магнитного потока. Подставляя значение Ф в (1) и (2), получим: е1 = -w1 · Фm · ω ·cos ωt = w1· Фm · ω · sin(ω t - 90o), е2 = -w2 · Фm · ω ·cos ωt = w2· Фm · ω · sin(ω t - 90o), (3) 21 Из (3) следует, что электродвижущие силы в обмотках трансформатора отстают от вызывающего их магнитного потока на четверть периода, т.е. на 90 электрических градусов. Максимальное значение ЭДС согласно (3) можно представить в виде E1m = w1 · Фm · ω; E2m = w2 · Фm · ω. Разделив E1m и E2m на 2 и подставив ω = 2πf, получим действующие значения ЭДС обмоток трансформатора: E1 = 4.44f w1 · Фm; E2 = 4.44f w2 · Фm. (4) (5) Таким образом, электрическая энергия из первичной обмотки в цепь вторичной обмотки передается посредством электромагнитного поля, т.е. цепи эти не имеют гальванической связи, а ЭДС, индуктированные в обмотках трансформатора, прямо пропорциональны числам витков, т.е. E1 1   n. E2 2 (6) Отношение ЭДС обмотки высшего напряжения к ЭДС обмотки низшего напряжения называется к о э ф ф и ц и е н т о м трансформации трансформатора и обозначается буквой n. ВОПРОС 2. Холостой ход трансформатора Режимом холостого хода трансформатора называется такой режим его работы, при котором первичная обмотка включена в сеть переменного тока с напряжением U1 и частотой f, а вторичная обмотка разомкнута, т.е. ток вторичной обмотки равен нулю (рис.4). Под действием напряжения U1 по первичной обмотке протекает весьма незначительный ток холостого хода I1o, который создает магнитодвижущую силу (МДС), равную I1o·w1, где w1 - число последовательно 22 соединенных витков первичной обмотки. Эта МДС создает в трансформаторе магнитный поток, преобладающая часть которого Фo замыкается по магнитопроводу, а другая часть потока, обычно гораздо меньшая (в 200 - 300 раз), замыкается вне магнитопровода - это так называемый поток рассеяния Фs1. Основной магнитный поток Фo, будучи сцеплен с обеими обмотками, наводит в них ЭДС, которые определяются в соответствии с (4) и (5). Поток рассеяния Фs1 сцеплен главным образом с первичной обмоткой и наводит в ней ЭДС рассеяния, связь которой с пара- Рис. 4. Cхема однофазного трансформатора в режиме холостого хода метрами трансформатора можно определить следующим образом. При синусоидальном изменении тока мгновенное значение ЭДС рассеяния первичной обмотки еs1 = - Ls1· di1/dt = - Ls1· d(I1m·sin ωt)/dt = = - Ls1·ω·I1m· cosωt = - I1m· x1· cosωt. (7) 23 в этом выражении Ls1 - индуктивность рассеяния первичной обмотки, а x1 - индуктивное сопротивление рассеяния этой обмотки. Таким образом, ЭДС рассеяния еs1 отстает по фазе от создающего ее тока i 1 на π/2, а действующее значение этой ЭДС, выраженное в комплексной форме, с учетом, что в данном случае I1 = I1o, определяется следующим соотношением: E s1 = -jx1 ·I1o. (8) При протекании тока холостого хода I1o в первичной обмотке возникает падение напряжения I1o·r1, определяемое активным сопротивлением обмотки r1. Учитывая указанные положения, в соответствии со вторым законом Кирхгофа уравнение ЭДС первичной обмотки трансформатора записывается следующим образом: U1 + E1 + Es1 = I1o·r1, (9) U1 = – E1 – Es1 + I1o·r1, (10) Откуда или с учетом (8) можно записать U1 = – E1 + j·I1o·x1 + I1o·r1 = – E1 + I1o(r1 + j x1) = – E1 + I1oz1. (11) Поскольку ток холостого хода очень мал, падение напряжения I1oz1 обычно не превышает 0.5% от U1. Поэтому с достаточной степенью точности можно считать U1 ≈ – E1, (12) т.е. напряжение на зажимах первичной обмотки U1 уравновешивается ЭДС E1. Что касается вторичной цепи, то тока при холостом ходе в ней нет, а потому напряжение на ее зажимах U2 точно равно ЭДС E2 U2 = E2. (13) 24 Учитывая (6), (12) и (13), можно записать U1 1   n, U 2 2 (14) т.е. коэффициент трансформации равен отношению напряжений при холостом ходе трансформатора. Действие противо-ЭДС E1 можно представить в виде падения напряжения от тока холостого хода I1o·x1 на некотором сопротивлении Zm – E1 = E1o· Zm = I1o· rm + j·xm·I1o, где Zm = rm2  xm2 - параметр, характеризующий магнитную цепь трансформатора и называемый полным сопротивлением контура намагничивания; rm - активное сопротивление контура намагничивания, определяемое потерями в стали трансформатора; xm - индуктивное сопротивление контура намагничивания, определяемое потокосцеплением основного потока с первичной и вторичной обмотками при токе в первичной обмотке, равном I1o. С учетом этого уравнение напряжений первичной цепи при холостом ходе может быть записано в виде U1 = I1o· rm + j·xm·I1o + I1o·r1 +j·I1o·x1. (15) ВОПРОС 3. Работа трансформатора при нагрузке Под нагрузкой понимается ток вторичной цепи: чем он больше, тем больше нагрузка. К трансформатору подключаются различного рода потребители: электрические двигатели, освещение и т.п. При подключении нагрузки Zн 0 к зажимам вторичной обмотки трансформатора в последней появляется ток I2 (рис. 5). 25 Рис. 5. Схема однофазного трансформатора в режиме нагрузки Ток I2, протекая по вторичной обмотке, создает магнитный поток вторичной обмотки Ф2. Основная часть этого потока замыкается по магнитопроводу трансформатора, сцепляясь со вторичной и первичной обмотками. Меньшая (в 200 - 300 раз) часть потока вторичной обмотки - поток рассеивания Фs2 сцепляется только со вторичной обмоткой и наводит в ней ЭДС рассеяния Es2. По аналогии с выражениями для ЭДС рассеяния первичной обмотки (7) и (8) можно записать: Es2 = -j·x2·I2, (16) где x2 - индуктивное сопротивление рассеяния вторичной обмотки. Согласно закону Ленца магнитный поток вторичной обмотки Ф2 направлен навстречу потоку первичной обмотки Ф1 и стремится уменьшить суммарный магнитный поток трансформатора Ф, который может быть выражен суммой 26 Ф = Ф1 + Фs1 + Ф2 +Фs2. (17) Напряжение сети, к которой подключена первичная обмотка, стремится восстановить значение магнитного потока, посылая в первичную обмотку трансформатора дополнительный ток. Таким образом, при нагрузке трансформатора ток первичной обмотки I1 можно выразить I1 = I1o + ΔI1, ( 18) где I1o - ток холостого хода, а ΔI1 - ток, идущий на поддержание неизменным магнитного потока при подключении нагрузки (появлении тока I2). В этом сказывается общий принцип саморегулирования, который действителен для всех электрических машин. Количественная зависимость между вторичным и первичным током устанавливается на основании уравнения магнитодвижущих сил. Умножив обе части уравнения (18) на число витков w1 первичной обмотки, получим уравнение I1·w1 = I1o·w1 + ΔI1·w1. (19) Поскольку увеличение МДС первичной обмотки ΔI1·w1 при нагрузке в каждый момент времени равно и противоположно по направлению МДС вторичной обмотки, т.е. ΔI1·w1 = – I2w2, (20) то уравнение МДС (19) можно записать как I1·w1 = I1o·w1 – I2w2. (21) Разделив обе части (3.21) на w1, получим уравнение токов трансформатора 27 I1 = I1o – I2 (w2./ w1). (22) Если обозначить I′2 = I2 (w2./ w1), где I′2 - ток вторичной обмотки, приведенный к числу витков первичной обмотки, то уравнение токов (22) примет вид I1 = I1o + (– I′2). (23) Ток во вторичной обмотке I2 определяется ЭДС E2, которая в значительной части идет на создание напряжения на выводах вторичной обмотки U2 = I2·Zн. Оставшаяся часть E2 идет на компенсацию ЭДС рассеяния Es2 (16) и падения напряжения на активном сопротивлении вторичной обмотки I2·r2. Таким образом, напряжение U2 равно E2(за вычетом Es2 = –j·I2·x2 и I2, а значит, уравнение напряжений вторичной обмотки трансформатора можно записать в следующем виде: U2 = E2 – jI2·x2 – I2·r2. (24) Таким образом, основные уравнения трансформатора - уравнения напряжений первичной и вторичной обмоток и уравнение токов - в окончательном виде могут быть записаны в соответствии с (11), (23 22 ) и (24 23) в следующем виде: U1 = – E1 + I1·r1 + j·I1·x1; U2 = E2 – jI2·x2 – I2·r2;. I1 = I1o + (– I′2). (25) (26) (27) Уравнения (25) и (26) носят название уравнений электрического равновесия. Эти уравнения совместно с уравнением (27) описывают рабочий процесс в трансформаторе при нагрузке и являются основными уравнениями трансформатора. Согласно (25) приложенное к первичной обмотке напряжение U1 уравновешивается наведенной в ней ЭДС E1 и падением напряжения I1·Z1. При работе трансформатора в диапазоне от холостого хода до 28 нагрузок, незначительно превышающих номинальную, падение напряжения относительно мало (2 - 4%), и можно принять, что U1 ≈·E1. Поскольку E1 = 4.44·f· w1 · Фm, ( 28) то при U1 = const и f = const можно считать, что в указанном диапазоне нагрузок поток Фm трансформатора должен оставаться постоянным, при этом намагничивающий ток I1o также будет практически неизменным и равным току холостого хода Io. Для сохранения постоянного значения магнитного потока при нагрузке трансформатора с ростом тока I2 согласно равенству I1 = I1o + (– I′2) должен возрастать и ток I1, при этом магнитное действие тока I2 будет компенсироваться магнитным действием составляющей - I2 в токе I1. По самому принципу действия ясно, что трансформатор нельзя включать в сеть постоянного тока. В этом случае магнитный поток в нем будет неизменным во времени и, следовательно, не будет индуцировать ЭДС в обмотках. Вследствие этого в первичной обмотке будет протекать большой ток, так как при отсутствии ЭДС он будет ограничиваться только относительно небольшим активным сопротивлением этой обмотки. Во избежание перегорания обмотки протекание такого тока допускать нельзя. В заключение отметим, что если при работе трансформатора от сети с U1 =const изменится частота f или число витков его первичной обмотки w1, то для того, чтобы обеспечить равенство U1 ≈ E1, поток согласно (28) также изменится. При уменьшении частоты или числа витков поток увеличивается, а при их увеличении уменьшается. ВОПРОС 4. Приведение величин вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки При больших коэффициентах трансформации К численные значения токов, напряжений, ЭДС и сопротивлений первичной и вторичной обмо- 29 ток сильно отличаются друг от друга. Это в ряде случаев затрудняет количественный анализ работы трансформатора. Например, при больших коэффициентах практически невозможно на векторной диаграмме изобразить в одном масштабе величины первичной и вторичной обмоток. Эти затруднения можно устранить, если реальный трансформатор, имеющий различные числа витков у первичной w1 и вторичной w2 обмоток, заменить эквивалентным трансформатором, у которого обе обмотки будут иметь одинаковые числа витков. Эквивалентный трансформатор, у которого w2 = w1, называется п р и в е д е н н ы м (рис. 6). Указанная замена будет Рис. 6. Электрические величины в реальном (а) и приведенном (б) трансформаторе правомерной, если все энергетические и электромагнитные соотношения в реальном и приведенном трансформаторах будут одинаковыми и, следовательно, не отразятся на режиме работы первичной обмотки. Исходя из этого, определяются токи, ЭДС, напряжения и сопротивления вторичной цепи приведенного трансформатора. Эти величины называются п р и в е д е н н ы м и к числу витков первичной обмотки или просто приведенными и обозначаются штрихом ('). Определим эти величины. Так как w′2 = w1, то E′2 = E1 = E2·w1 / w2 = E2·n. Аналогично U′2 = E2·n. МДС вторичной обмотки приведенного трансформатора должна быть равна МДС вторичной обмотки реального трансформатора, т.е. 30 I′2 ·w1 = I2·w2, откуда I′2 = I2 w2 / w1 = I2 ·1 / n, (29) при этом полная мощность вторичной обмотки остается неизменной: U′2 · I′2 = U2 · n· I2 ·1 / n = U2·I2. (30) Потери во вторичной обмотке этих трансформаторов должны быть одинаковыми: (I′2)2 · r′2 = (I2)2·r2. С учетом (29) получим r′2 = r2 ·(w1/w2)2 = r2 · n2. Для того чтобы отношения между активными и индуктивными сопротивлениями рассеяния у трансформаторов сохранились, необходимо, чтобы выполнялось равенство x′2 = x2 · n2, откуда следует, что сопротивление Z2 вторичной обмотки приведенного трансформатора равно: z′2 = z2 · n2 Если сопротивление цепи нагрузки Zн, то по аналогии z′2 = z2 · n2. Для приведенного трансформатора уравнения, описывающие рабочий процесс в нем, приобретают вид: U1 = – E1 + I1·r1 + j·I1·x1 = – E1 + I1·z1; U2 = E2 – jI2·x2 – I2·r2 = E2 – I2· z1;. I1 = I1o + (– I′2). (31) (32) (33) 31 Приведение величин вторичной обмотки позволяет также построить удобную для расчетов схему замещения трансформатора. 32 ЛЕКЦИЯ №3 Тема лекции: Векторная диаграмма и эксплуатационные характеристики трансформатора. Вопросы лекции: 1. 2. 3. 4. Векторная диаграмма приведенного трансформатора. Схема замещения трансформатора. Внешняя характеристика трансформатора. Потери и коэффициент полезного действия трансформатора. ВОПРОС 1. Векторная диаграмма приведенного трансформатора. Векторной диаграммой называют графическое изображение на комплексной плоскости в выбранном масштабе магнитного потока, ЭДС, токов и напряжений в обмотках трансформатора. Векторная диаграмма является графической иллюстрацией комплексных уравнений U1 = – E1 + I1·r1 + j·I1·x1; (1) U2 = E2 – jI2·x2 – I2·r2;. (2) I1 = I1o + (– I′2). (3) или для приведенного трансформатора U1 = – E1 + I1·r1 + j·I1·x1 = – E1 + I1·z1; (4) U′2 = E′2 – jI′2·x′2 – I′2·r′2 = E′2 – I′2· z′2; (5) I1 = I1o + (– I′2). (6) Эти диаграммы наглядно показывают соотношения между токами, ЭДС и напряжениями обмоток. Последовательность построения диаграммы зависит от того, какие величины заданы и значения каких величин требуется найти в результате ее построения. 33 На рис. 1 представлены диаграммы трансформатора, работающего на активно-индуктивную и активно-емкостную нагрузки. При построении диаграмм все векторы будем ориентировать относительно вектора основного магнитного потока Фm в предположении, что он известен. При отсутствии потерь в магнитопроводе вектор I10 тока в первичной обмотке совпадал бы по направлению с вектором Фm. При наличии потерь на гистерезис и вихревые токи ток I1o в обмотке, кроме реактивной составляющей IOP, совпадающей по направлению с вектором Фm, должен иметь активную составляющую Ioa. Угол магнитного запаздывания α, на который поток Фm отстает от тока Io, можно вычислить из соотношения: α = arcsin (Pcт /Uо ·Iо), где Pcт - мощность, расходуемая на гистерезис и вихревые токи в магнитопроводе трансформатора; Uо и Iо - соответственно напряжение и ток трансформатора в режиме холостого хода. Так как угол α обычно мал (3о - 5о), то Iо и IОP по величине мало отличаются друг от друга и можно считать: Io = IOP. В приведенном трансформаторе векторы E1 и E2 ЭДС, индуктируемые основным потоком, равны друг другу и будут отставать от вектора Фm на угол 90о (рис. 1,а,б). Вектор намагничивающего тока Io = I1 +(-I2), величину которого можно определить, зная Фm и параметры магнитной цепи трансформатора, из-за наличия потерь в стали будет упреждать вектор Фm на угол магнитного запаздывания α . Зная E2 и параметры вторичной обмотки и внешней цепи, можно найти I2 и построить изображающий его вектор, который для активноиндуктивной нагрузки откладывается в сторону отставания (рис.1.а), а для активно-емкостной - в сторону опережения (рис. 1,б) от вектора ЭДС E2 на угол ψ2, определяемый из выражения 34 x 2/  x Н/  2  arctg / , r2  rН/ где xН и rН - индуктивное и активное приведенные сопротивления нагрузки. Из уравнения для вторичной цепи приведенного трансформатора (3.5) видно, что ЭДС E2 распадается на три составляющие: напряжение на нагрузке U2; I2·r2 - падение напряжения на активном сопротивлении w2; jI2·x2 - падение напряжения на индуктивном сопротивлении рассеяния w2. При этом составляющая I2·r2 изобразится вектором, совпадающим по направлению с вектором I2, а составляющая jI2·x2 изобразится вектором, упреждающим вектор I2 на угол π/2. Вычитая из вектора E2 векторы, изображающие составляющие I2·r2 и j·I2·x2, получим вектор U2, изображающий напряжение на зажимах нагрузки трансформатора. Из уравнения для первичной цепи следует, что U1 имеет также три составляющие. Первая из них - ЭДС E1, индуктируемая в первичной обмотке основным потоком, прямо противоположна вектору E1. Вторая составляющая j·I1·x1, уравновешивающая ЭДС, индуктируемую в первичной обмотке ее потоком рассеяния, изобразится вектором, упреждающим вектор I1 на 90о и, наконец, составляющая I1·r1, преодолевающая активное сопротивление первичной обмотки, изобразится вектором, совпадающим по направлению с вектором I1. Геометрическая сумма векторов, изображающих эти три составляющие, дает вектор U1. Угол сдвига между векторами напряжения U1 и тока I1 обозначен φ1, а угол между U2 и I2 φ2. 35 Рис. 1. Векторные диаграммы трансформатора при активноиндуктивной(а) и активно-емкостной (б) нагрузках Таким образом, векторные диаграммы наглядно показывают, что ток первичной обмотки в зависимости от величины и характера нагрузки может носить активно-индуктивный, активный и активно-емкостный характер. Это означает, что при изменении нагрузки во вторичной обмотке трансформатора последний ведет себя по отношению к питающей сети как переменное по величине и характеру реактивное сопротивление. 36 Из векторных диаграмм также видно, что напряжение первичной и вторичной обмоток в с е г д а находится практически в противофазе, т.е. трансформатор осуществляет сдвиг по фазе выходного напряжения U2 относительно входного U1 на 180 электрических градусов. ВОПРОС 2. Схема замещения трансформатора Из уравнений трансформатора непосредственно вытекает, что реальный трансформатор можно заменить схемой рис. 2,а, состоящей из идеального трансформатора, т.е. трансформатора, активные сопротивления обмоток которого равны нулю и в котором отсутствуют потоки рассеяния, и двумя реактивными катушками с активными сопротивлениями r1 и r2 и индуктивными соп ротивлениями x1 и x2. Далее, предположив, Рис. 2. Преобразование исходной схемы трансформатора (а) в схему с равным числом витков в первичной и вторичной обмотках (б) и далее в схему с объединенной обмоткой(в) 37 что вторичная обмотка приведена к числу витков первичной, можно перейти к идеальному трансформатору с равными числами витков обеих обмоток (рис. 2,б). Обе обмотки идеального приведенного трансформатора можно объединить в одну обмотку (рис. 2,в), так как уравнения приведенного трансформатора (4), (5), (6) справедливы и в этом последнем случае. Тогда идеальный трансформатор превратится в идеальную реактивную катушку, по магнитопроводу которой замыкается поток, равный основному потоку трансформатора, причем мощность, расходуемая в катушке, равна потерям в магнитопроводе трансформатора. Таким образом, мы видим, что трансформатор со стальным магнитопроводом можно заменить Т-образной схемой, элементы которой имеют только электрическую связь (рис. 3). Эта схема и носит наименование схемы замещения. Две крайние реактивные катушки, учитывающие потери в обмотках трансформатора и потоки рассеяния, должны иметь активные сопротивления r1 и r2 и индуктивные сопротивления x1 и x2, обусловленные индуктивностями рассеяния Ls1 и Ls2. Комплексные сопротивления Z1 = r1 +jx1 для первичной обмотки и Z2 = r2 +jx2 для вторичной обмотки являются постоянными. Они практически не зависят от токов и напряжения U1. Сопротивления Z1 и Z2 примерно одинаковы (Z1 ≈.Z2). Их индуктивные составляющие x1 и x2 обычно больше активных сопротивлений r1 и r2. Средняя катушка, по которой проходит намагничивающий ток Io = I1 – I2, учитывает основной поток трансформатора и потери Pст встали магнитопровода на гистерезис и вихревые токи. Сопротивления Z1, Z2, Zm, а также их индуктивные и активные составляющие называются п а р а м е т р а м и с х е м ы з а м е щ е н и я . При сопоставлении параметров различных трансформаторов удобно выражать их в относительных единицах. Для этого нужно соответствующее сопротивление, выраженное в Омах, поделить на базисную величину, за которую в трансформаторах принимается отношение номинальных значений напряжения и тока первичной обмотки: Zб = U1ном / I1ном; 38 Рис. 3. Схема замещения трансформатора Для современных силовых трансформаторов параметры в относительных единицах имеют следующие численные значения: xm* ≈ zm* =10…300; rm* = 5…60; z1* ≈ z2* =0,015…0,07; x1* ≈ x2* = 0,015…0,07; r1* ≈ r2* = 0.0012…0.012. Из приведенных данных видно, что параметры намагничивающей ветви во много раз больше, чем параметры первичной и вторичной обмоток. При расчетах по схеме замещения ее параметры должны быть известны. Задаваясь сопротивлением Zн, затем находят токи, напряжения, потери и другие величины. ВОПРОС 3. Внешняя характеристика трансформатора При изменении нагрузки трансформатора (тока I2) напряжение на нагрузке U2 также изменяется в соответствии с выражением {(24) Лекция №2}. Зависимость вторичного напряжения U2 от тока нагрузки I2 при U1 = U1ном = const и cos φ2 = const называется в н е ш н е й характеристикой трансформатора. На рис. 4 представлены внешние характеристики трансформатора для различных по характеру нагрузок. Как видно из рис. 4, при переходе от режима холостого хода (I 2 = 0) к режиму работы под нагрузкой вторичное напряжение не остается постоянным. Это изменение выражается в процентах напряжения холостого хода: ΔU% = (U2o – U2ном) · 100/U2o. 39 Рис.4. Внешние характеристики трансформатора Значение ΔU% зависит как от тока нагрузки, так и от характера нагрузки: в соответствии с характером нагрузки изменяется и вид характеристики. При чисто активной (φ2 = 0) и активно-индуктивной (φ2 >0) нагрузках внешние характеристики оказываются падающими, а при активно-емкостной нагрузке (φ2 < 0), т.е. при работе с опережающим током, рост тока нагрузки сопровождается увеличением напряжения на выходе трансформатора. ВОПРОС 4. Потери и коэффициент полезного действия трансформатора. При работе трансформатора в нем возникают потери: магнитные, вызванные прохождением потока по магнитопроводу, и электрические, возникающие при протекании тока по обмоткам. Магнитные потери или потери в стали Pст зависят от частоты тока и от индукции в магнитопроводе трансформатора. Эти потери приблизительно пропорциональны квадрату индукции (B2) и частоте тока в степени 1,3 (f1,3). При U1 = const, f = const величина основного магнитного потока трансформатора в процессе его работы практически остается постоянной, поэтому величина потерь в стали также практически неизменна, т.е. не зависит от нагрузки трансформатора и равна потерям мощности холостого хода Po 40 Pст = Po. Электрические потери, или потери в меди, пропорциональны квадрату тока PМ = P1М + P2М = I21· r1 + I22· r2 = I21· r1 + (I′2)2 · r′2 = I21 (r1 + r′2) = I21·RK, где P1М и P2М - мощность потерь на нагрев проводов соответственно в w1 и w2; I1, I2 - действующие значения токов в w1 и w2; r 1, r2 - активные сопротивления w1 и w2; Rк - активное сопротивление трансформатора в режиме КЗ. Потери меди практически не зависят от частоты преобразуемого напряжения. Суммарные потери в трансформаторе равны ∑р = PМ + PСТ = I21· r1 + I22· r2 + PО = I21·RK + PО. Коэффициентом полезного действия (КПД) трансформатора называется отношение активной мощности вторичной обмотки к активной мощности первичной обмотки. Коэффициент полезного действия трансформатора имеет высокие значения. У силовых трансформаторов небольшой мощности (Pн ≈ 5кВА) он примерно равен 0,95, а у трансформаторов мощностью несколько мегавольт-ампер доходит до 0,995. Для трансформаторов КПД рекомендуется находить по формуле η = P2 /(P2 + ∑р) = 1 – ∑р / (P2 + ∑р). Величина выходной активной мощности определяется из выражения P2 = m ·U2 · I2 ·cosφ2, 41 где U2 и I2 - действующее значение напряжения и тока вторичной обмотки; φ2 - угол сдвига по фазе между напряжением и током во вторичной обмотке; m - число фаз. Следовательно, η зависит не только от величины тока, но и от характера нагрузки. Зависимость η =f(I2) называют характеристикой коэффициента полезного действия трансформатора. Семейство таких характеристик для различных значений угла φ2 показано на рис. 5. При увеличении тока нагрузки I2, пока потери энергии в меди и стали не сравняются, η возрастает. Максимального значения КПД достигает при равенстве потерь энергии в стали и в меди, что соответствует току нагрузки, равному I 2 = (0,5…0,8)I2н,где I2н - номинальный ток нагрузки. При дальнейшем увеличении тока нагрузки выше номинального значения КПД начинает уменьшаться, так как потери энергии, расходуемой на нагрев обмоток, начинают значительно превосходить потери энергии в стали. Рис. 5. Характеристики коэффициента полезного действия трансформатора 42 ЛЕКЦИЯ № 4 Тема лекции: Устройство и принцип действия однофазных и трехфазных диодных выпрямителей. Вопросы лекции: 1. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в однофазной однотактной однополупериодной схеме выпрямления. 2. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в однофазной мостовой схеме выпрямления. 3. Электромагнитные процессы и расчетные соотношения в трехфазной двухтактной двухполупериодной схеме выпрямления. ВОПРОС 1. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в однофазной однотактной однополупериодной схеме выпрямления. Эта схема является наиболее простой из всех выпрямительных схем (рис. 1,а). На рис. 1,б...е представлены графики напряжений и токов в схеме. По оси абсцисс этих графиков отложен фазовый угол ωt, где ω = 2πf – круговая частота питающего (сетевого) напряжения. Вместо величины ωt на графиках может быть отложено текущее время t. Для упрощения анализа и расчетов выпрямителей принимают допущения, не вызывающие значительных погрешностей: - вентили считают идеальными, т.е. их сопротивление равно нулю в открытом состоянии и равно бесконечности в закрытом состоянии; выпрямленный ток идеально сглажен (индуктивность сглаживающего фильтра Ld = ∞); - током намагничивания трансформатора пренебрегают; - активные сопротивления питающей сети, трансформатора, сглаживающих устройств и проводов считают равными нулю. Известно, что условием прохождения тока через вентиль (выпрямительный диод) является наличие на его аноде положительного потенциала по отношению к катоду. Допустим, что положительный потенциал на аноде VD в данной схеме появляется при положительной полуволне 43 напряжения u2 (потенциал точки а схемы положителен, а точки б – отрицателен), следовательно, в первую половину периода диод открывается, и по цепи последовательно соединенных обмотки трансформатора, диода и сопротивления нагрузки Rd протекает ток iVD = id = i2 (рис. 1,а). Во вторую половину периода точка а имеет отрицательный потенциал, следовательно, диод закрывается и ток в цепи отсутствует. Индекс d используется для обозначения элементов, токов и напряжений схемы на стороне постоянного тока. Этот индекс образован от английского слова “direkt” – прямой. Рис. 1. Схема однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя (а), диаграммы напряжений и токов в схеме (б)...(е) Поскольку в идеализированной схеме выпрямления в трансформаторе и вентиле (диоде) потерь нет, то в первом полупериоде все напряжение вторичной обмотки трансформатора u2 оказывается приложенным к сопротивлению Rd и поэтому график выпрямленного напряжения ud повторяет положительную волну синусоиды графика напряжения u2 (рис. 1,б). Во время второго полупериода u2 диод закрыт, а следовательно, все напряжение вторичной обмотки трансформатора u2 оказывается прило- 44 женным к последовательно соединенным нагрузке Rd и диоду VD. Поскольку обратное сопротивление диода намного больше сопротивления нагрузки Rd, то с достаточной для практики точностью сопротивлением нагрузки в данном случае можно пренебречь; т.е. можно считать, что во время второго полупериода к зажимам диода в обратном направлении приложено напряжение Uобр., график которого повторяет отрицательную полусинусоиду напряжения вторичной обмотки трансформатора u2 (рис. 1,б). Рассмотрим более подробно воздействие на трансформатор включенного последовательно с сопротивлением нагрузки Rd вентиля VD (см. рис. 1,а). Это воздействие выражается в характерном для некоторых типов выпрямителей явлении подмагничивания магнитопровода трансформатора. Графики токов, протекающих по выпрямительному диоду VD, нагрузке Rd, вторичной обмотке трансформатора, будут одинаковы, т.е. iVD = id = i2; ординаты графика этих токов в данной (идеализированной) схеме определяются соотношением ud/Rd. Из принципа действия рассматриваемого выпрямителя следует, что во вторичной обмотке трансформатора Т вследствие односторонней проводимости вентиля VD будет протекать однонаправленный (одного знака) пульсирующий ток id = i2, содержащий постоянную составляющую id. Поскольку постоянный ток согласно закону электромагнитной индукции трансформироваться не может, ток первичной обмотки i1 не будет содержать постоянной составляющей. На рис. 1,г,д представлены вторичный i2 и первичный i1 токи трансформатора в предположении, что ток холостого хода трансформатора равен нулю. Заштрихованные области на диаграмме тока i1 равны, что и указывает на отсутствие постоянной составляющей тока. Таким образом, ток в первичной обмотке i1 отличается от тока во вторичной обмотке id на постоянную составляющую Id, т.е. i1  (i2  I d ) / K . (1) Так как магнитный поток в магнитопроводе трансформатора возникает под воздействием магнитодвижущих сил от суммы всех токов, протекающих в его обмотках, можно результирующий магнитны поток рассматривать состоящим из переменной и постоянной составляющих. Наличие постоянной составляющей магнитного потока вызывает смещение ра- 45 бочих значений индукции по петле гистерезиса магнитопровода трансформатора на некоторое постоянное значение, т.е. степень насыщения трансформатора увеличивается. Постоянная составляющая магнитного потока создает, таким образом, вынужденное подмагничивание его магнитопровода. Для уяснения влияния подмагничивания на работу трансформатора необходимо рассмотреть кривую намагничивания (петлю гистерезиса) ферромагнитного материала, из которого изготовлен магнитопровод трансформатора. На рис. 2,а ш т р и х о в о й линией показана предельная петля гистерезиса, а с п л о ш н о й – основная кривая намагничивания. Магнитная индукция, создаваемая постоянным (подмагничивающим) током, обозначена B=, а создаваемая переменным током, – B~. При работе трансформатора без подмагничивания (при B= = 0) магнитопровод далек от насыщения (рис. 2,а) и потери на гистерезис определяются заштрихованной площадью внутри предельной петли гистерезиса. При этом форма тока в первичной обмотке i1 синусоидальная. Поскольку по вторичной обмотке трансформатора протекает постоянный ток (рис. 1,б) – ток Id, то наряду с существующим переменным магнитным потоком с индукцией B~ возникает постоянный магнитный поток с индукцией B= (рис. 2,б). В этом случае магнитопровод трансформатора работает в области насыщения и потери на гистерезис, определяемые заштрихованной областью на петле гистере- а) б) Рис. 2. К нахождению потерь на гистерезис при отсутствии подмагничивания (а) и при его наличии (б) 46 зиса (рис. 2,б), значительно возрастают. Форма тока в первичной обмотке трансформатора i1 отличается от синусоидальной и, кроме того, возрастают потери мощности в этой обмотке, так как увеличивается действующее значение тока в ней, что наглядно видно из рис. 2,б. Указанное увеличение тока i1 вызвано уменьшением индуктивности первичной обмотки вследствие насыщения магнитопровода. Вынужденное подмагничивание магнитопровода ухудшает работу трансформатора, поскольку в этом случае он работает в условиях насыщения, которое, как известно, приводит к росту намагничивающего (реактивного) тока i1. Следовательно, возрастает реактивная мощность, потребляемая трансформатором из сети, и уменьшается его коэффициент мощности. Устранить явление вынужденного подмагничивания возможно в схемах выпрямления, в которых отсутствует постоянная составляющая тока вторичной обмотки трансформатора. При расчете трансформатора исходными параметрами являются действующие значения напряжений в обмотках U1, U2 токов I1, I2 и его габаритная мощность Pr. При выборе диодов основными параметрами являются максимально допустимые значения среднего прямого тока Iпр.ср.max и импульсного обратного напряжения Uобр.и.max. На рис. 3 показаны значения напряжения и тока в нагрузке: мгновенные u2, i2; амплитудные U2m, I2m и средние Ud, Id. Рис. 3. К вычислению среднего и действующего значений напряжения и тока в однополупериодном выпрямителе 47 Геометрически среднее значение выпрямленного напряжения может быть представлено высотой прямоугольника с основанием, равным периоду 2π, и площадью, равной площади, которая ограничивается кривой выпрямленного напряжения на этом периоде, т.е. полуволной выпрямленного напряжения. Численно постоянная составляющая выпрямленного напряжения или его среднее значение Ud равняется интегралу функции изменения этого напряжения во времени в течение периода 2π, поделенному на этот период. Так как на интервале от π до 2π мгновенное значение выпрямленного напряжения в данной схеме равно нулю, то интегрирование следует проводить в пределах полупериода, когда вентиль проводит ток. В рассматриваемой схеме среднее значение выпрямленного напряжения определяется выражением Ud 1  2  u 2  d t (2) После подстановки в (2) u2 = U2m∙sinωt получим   1 U 2m Ud  U  sin  t  d  t    cos t 2m 2 0 2    U U2m = Ud ∙π. Действующее значение трансформатора напряжения 2m . (3) на вторичной U 2  U 2 m / 2  U d   / 2  2,22  U d . обмотке (4) Повторяющееся импульсное обратное напряжение, прикладываемое к вентилю, в данной схеме равно амплитудному значению вторичного напряжения и с учетом (3) Uобр.и.п = U2m = Ud ∙π . Действующее значение тока во вторичной обмотке I2  1 2  i 2 2  dt  1 2  I 2 2  sin 2 t  dt . Учитывая, что sin 2 t  1  cos 2t  , интеграл будет равен 1 2 (5) 48  2 2m I 2 I 22m  1 1  I 2m   0 2  1  cos 2t dt  2     4 sin 2   2 . I 2m . 2 Тогда I 2  Учитывая, что I 2 m  (6) U 2m , и используя (3), получим Rd I 2  I d   / 2  1,57 I d , (7) I d  U d / Rd  U 2m / Rd    I 2 m /  . где Действующее значение тока в первичной обмотке 1 2 I1   i 2 1  dt. Подставив в это выражение i1 из (3.1), получим 1 2K 2 I1  2 1 ( i  I ) d  t  2 d 0 K 2 1 2 2  (i 2 2  2i2 I d  I d2 )dt . Если интеграл под знаком квадратного корня выражения для тока I1 обозначить буквой А, то вычислить такой интеграл можно как сумму составляющих А1, А2, А3: 2  2 I 22m   A1   i  dt   i  dt   i  dt   0; 2  2 2 2 2 2 2   A2  2 I d  i2  dt  2 I d  I 2 m  sin t  dt  2I d  I 2 m  2 ; A3  I d2  2 . Тогда 2 I 2m  A  4 I d  I 2 m  I d2  2 . 2 Выражение для тока I1 принимает вид I1  1 K I 22  I d2  1 K 1,46  I d2  1,21  I d . K С учетом (6), (7) и равенства I2m/π = Id после преобразований в окончательном виде 1 I1  K I 22m 2 I d  I 2 m   I d2 . 4  49 Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой (основной) гармонике является доминирующим; по определению он равен Kп1 = U1m/Ud, (8) где U1m - амплитуда первой гармоники. Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения находится по выражению (7) при учете, что амплитуда первой гармоники определяется из ряда Фурье:  2 2   ud  U d 1  cos t  cos 2t  cos 4t  ....  2 3 15  U 1m   / 2  U d  1,57  U d , и тогда K п1  U 1m / U d  1,57  U d / U d  1,57 . (9) Для полной оценки схемы выпрямления необходимо знать мощность трансформатора, чтобы обеспечить требуемую мощность в нагрузке. Габаритная мощность трансформатора определяется полусуммой расчетных мощностей обмоток, т.е. Pr = (P1 + P2)/2, (10) где P1 = U1·I1; P1 = U1·I1 – расчетные мощности соответственно первичной и вторичной обмоток. Если трансформатор содержит N обмоток, то габаритная мощность в этом случае определяется Pг = (P1 + P2 + . . . + PN)/2. Выразим расчетную мощность P1 через Ud и Id, для чего используем (4), (8) и К = U1/U2: P1  U1  I1  KU 2  U 1,21  I d  2,22 d  1,21 I d  K  2,6  Pd , K K (11) где Pd = Ud·Id – мощность, потребляемая нагрузкой. С учетом вынужденного подмагничивания в данной схеме расчетную мощность P1 увеличивают до P1 = (3,23 . . . 3,5)Pd. (12) Расчетная мощность вторичной обмотки P2 = U2I2 = 2,22·Ud ·1,57·Id = 3,49Pd . (13) Подставляя P1 из (7.12) и P2 из (7.13) в (7.10), получим Pr = 0,5[(3,23...3,5)Pd + 3,49Pd] = (3,36...3,5)Pd. 50 Основным преимуществом рассмотренной схемы является ее простота. К недостаткам относятся: 1. Большой коэффициент пульсации выпрямленного напряжения. 2. Большая масса и объем трансформатора (вследствие недоиспользования доменной структуры материала магнитопровода, обусловленного вынужденным подмагничиванием магнитопровода трансформатора). Из-за указанных недостатков однотактная однополупериодная схема в практике используется редко. ВОПРОС 2. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в однофазной мостовой схеме выпрямления. Данная схема, как и предыдущая, позволяет получить двухполупериодное выпрямление. Она содержит трансформатор и четыре диода, два из которых, соединяясь анодами, образуют общий минус выпрямителя, а два другие, соединяясь катодами, образуют общий плюс выпрямителя (рис. 4). В первый полупериод, когда потенциал точки а положителен, а точки б – отрицателен, диоды VD1, VD4 будут открыты, а диоды VD2, VD3 закрыты (находятся под обратным напряжением). В результате ток на схеме пойдет в направлении, показанном сплошными стрелками (рис. 4,а). Во второй полупериод, когда потенциал точки б становится положительным, а точки а – отрицательным, открываются диоды VD2, VD3, а диоды VD1, VD4 оказываются закрытыми и находятся под обратным напряжением. В результате ток по схеме пойдет в направлении, показанном пунктирными стрелками. Как видно из рис. 4,а, направления токов id, протекающих через нагрузку в течение обоих полупериодов, совпадают, т.е. в схеме имеет место двухполупериодное выпрямление, как и в схеме со средним выводом (двухфазной). На рис. 4,б показаны графики выпрямленного напряжения ud и тока id. В силу принятых допущений можно считать, что форма выпрямленного напряжения ud повторяет форму напряжения на зажимах вторичной обмотки трансформатора u2. Как видно из схе- 51 мы (рис. 4,а), токи i2' и i2'' протекают по вторичной обмотке трансформатора в разных направлениях и результирующий ток i2 не содержит постоянной составляющей (рис. 4,а), поэтому вынужденное подмагничивание магнитопровода трансформатора в данной схеме отсутствует. Ток в первичной обмотке будет синусоидальным, а трансформатор работает в течение обеих полуволн (положительной и отрицательной) питающего напряжения, как если бы он был нагружен лишь на активное сопротивление. а) б) Рис. 4. Схема однофазного мостового выпрямителя (а), диаграммы напряжений и токов в схеме (б) Так как вторичная обмотка трансформатора работает полностью в течение обеих полуволн питающего напряжения u2,то для получения одинаковых выпрямленных напряжений ud в данной схеме и в двухфазной 52 достаточно, чтобы напряжение u2 мостовой схемы было равно напряжению одной из полуобмоток трансформатора двухфазной схемы. Это обуславливает вдвое меньшее число витков вторичной обмотки и вдвое меньшее Uобр.и.п = U2m. Однако во вторичной обмотке протекает ток i2, действующее значение которого I2 больше, чем в полуобмотках двухфазной схемы, поэтому требуется применить провод большего диаметра. Среднее значение выпрямленного напряжения Ud определяется выражением Ud  1    U 2 m  sin t  dt  2U 2 m откуда U 2m  2  .  U  1,57U . d d  Действующее значение напряжения вторичной обмотки U 2  U 2m / 2   Ud 2 2  1,11  U d . (13) (14) (15) Обратное напряжение на диоде U обр.и..п  U 2 m  2  U 2  2 1,11  U d  1,57  U d . (16) Действующее значение тока во вторичной обмотке I2 находится с учетом синусоидальной формы тока в ней: I 2  I 2m / 2 , (17) где I2m = U2m /Rd – амплитуда тока вторичной обмотки. С учетом U 2m  U 2  2  1,11U d  2 получим I 2  1.11 U d  2 / 2  Rd  1,11 I d . (18) Действующее значение тока первичной обмотки I1 I1  I 2 / K  1,11 Id . K (19) Амплитуда прямого тока диода равна амплитуде тока вторичной обмотки: I пр.и..п  I 2 m  I 2 2  1,11  I d  2  1,57  I d . (20) Среднее значение прямого тока диода Iпр.ср = 0,5 Id . (21) Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения для данной схемы, поскольку, как и предыдущая, она является двухполупериодной, а 53 значит частота пульсаций равна удвоенной частоте сети, определяется выражением (22). Расчетные мощности обмоток трансформатора: P1  U 1  I1  K U 2  I2 1,11  K 1,11U d   I d  1,23  Pd . K K (22) вторичной с учетом (3.28) и (3.31) P2  U 2  I 2  1,11U d 1,11I d  1,23  Pd . (23) Габаритная мощность трансформатора: Pг = (P1 + P2)/2 = 1,23Pd. (24) Сравнивая мостовую схему с двухфазной (схема с выводом нулевой точки), можно отметить следующее: значения коэффициентов пульсаций и частоты пульсации у этих схем одинаковые. Достоинства мостовой схемы заключаются в следующем: 1. Размеры и масса трансформатора меньше вследствие лучшего использования доменной структуры магнитопровода (габаритная мощность трансформатора меньше на 20%); 2. Меньше в два раза число витков вторичной обмотки трансформатора и проще схема ее намотки (поскольку не требуется делать вывод средней точки); 3. Возможность работы схемы без трансформатора и, если значение выпрямленного напряжения соответствует напряжению сети, а цепь нагрузки не исключает электрической связи с сетью переменного тока, схема выпрямления (диоды) может включаться непосредственно в сеть, т.е. точки а и б схемы (рис. 4) присоединяются к сети переменного тока. Недостатками схемы являются: 1. Увеличенная стоимость, определяемая наличием в ней четырех диодов; 2. Увеличенные потери напряжения и мощности, определяемые увеличенным внутренним сопротивлением (одновременно работают два диода схемы). ВОПРОС 3. Электромагнитные процессы и расчетные соотношения в трехфазной двухтактной двухполупериодной схеме выпрямления. 54 Трехфазный мостовой выпрямитель (рис. 5) состоит из трехфазного трансформатора и комплекта диодов, собранных по трехфазной мостовой схеме (схема профессора А.Н. Ларионова). Он обеспечивает двухполупериодное выпрямление трехфазного переменного тока в постоянный. В схеме выпрямителя используется шесть диодов: VD1...VD6. Три диода (VD1, VD3, VD5) соединены в катодную группу. Их общая точка имеет положительную полярность. Из этих трех диодов проводящим будет тот, на аноде которого в данный момент наиболее высокий (положительный) потенциал. Три диода (VD2, VD4, VD6) соединены в общую точку анодами и образуют анодную группу. Их общая точка имеет отрицательную полярность. Из диодов анодной группы проводящим будет тот, на катоде которого наиболее отрицательный потенциал. В каждый момент времени в рассматриваемой схеме выпрямителя, как и в однофазной мостовой схеме, открыты два диода: один – в катодной, а другой – в анодной группах. Каждый диод работает в течение одной трети периода (рис. 5,б,в,г,д). На рис. 5,б,в изображены кривые мгновенных значений напряжений в фазах вторичных обмоток трансформатора ua, ub, uс и кривая выпрямленного напряжения ud. На интервале t1 - t2, равном π/3, напряжение фазы a (ua) имеет наибольшее положительное значение и, следовательно, на аноде диода VD1 потенциал наиболее высокий, т.е. диод VD1 открыт. Наибольшее отрицательное значение на этом же интервале имеет напряжение фазы b (ub), т.е. катод диода VD4 имеет наиболее низкий потенциал, отпирающий этот диод. Таким образом, на интервале t1 - t2 к сопротивлению нагрузки через открытые диоды VD1 и VD4 будет приложено напряжение между точками a и b вторичных обмоток, равное его линейному значению. Под действием этого напряжения ток будет протекать по цепи: + ua, VD1, Rd, VD4, - ub. В момент t2 (N1 – точка естественной коммутации диодов) мгновенные значения напряжений ua и uc равны, а далее напряжение uc будет более отрицательным. Это приведет к открытию диода VD6. Диод VD1 будет оставаться открытым, так как ua остается положительным. На интервале t2 - t3, также равном π/3, будут открыты диоды VD1 и VD6, к сопротивлению нагрузки будет приложено линейное напряжение 55 Рис. 5. Схема трехфазного мостового выпрямителя (а), диаграммы напряжений и токов в схеме (б) - (ж) между точками а и с, и ток будет протекать в том же направлении по цепи: + ua, VD1, Rd, VD6, - uc. В момент t3 (точка M2) произойдет переключе- 56 ние диодов VD1 и VD3; диод VD3 откроется, так как ub будет равным ua и далее большим, а диод VD1 закроется. На интервале t3 - t4 открыты диоды VD3 и VD6, ток будет протекать по цепи: + ub, VD3, Rd, VD6, - uc. Далее процессы переключения диодов происходят в точках N2 (VD6 и VD2), M3 (VD3 и VD5), N3 (VD2 и VD4), M4 (VD5 и VD1), обеспечивая протекание тока по нагрузке в одном направлении. Поскольку на нагрузку работают две последовательно соединенные вторичные фазовые обмотки трансформатора, то график выпрямленного напряжения ud представляет собой сумму огибающих фазовых напряжений работающих обмоток трансформатора. Таким образом, в любой момент времени к сопротивлению нагрузки приложено линейное напряжение через пару открытых диодов, на аноде одного из которых потенциал наиболее положительный, а на катоде другого – наиболее отрицательный. Период изменения основной гармонической переменной составляющей выпрямленного напряжения, как видно из рис. 5,в, в 6 раз меньше периода изменения тока сети (Т1 = Тс/6). Следовательно, частота этой гармоники в 6 раз больше частоты тока питающей сети (f1 = 6fc). Несмотря на то, что схема получает электропитание от трехфазного трансформатора, кривая выпрямленного напряжения соответствует шестифазной схеме. Мгновенное значение выпрямленного напряжения равно межфазовому (линейному) напряжению работающих одновременно фаз: u d  U 2Л  sin t  3  U 2 m  sin t. (25) Среднее значение выпрямленного напряжения равно: 1 Ud  2 6 3 / 6 6 u  d  t   d 2  /6 3 / 6   3 U 2 m  sin t  dt. /6 (26) Приняв для удобства за начало отсчета точку 01 на огибающей ud (посредине между t1 = π/6 и t2 = 3π/6 на рис. 5,в), выразим среднее значение выпрямленного напряжения через функцию косинуса: 62 Ud  2  /6  3 U 2 m  cos t  dt  6 3   U 2 m  sin  6  1,65  U 2 m . (27) 57 Тогда зависимости Ud соответственно от действующих значений фазного и линейного напряжений будут иметь вид: ud  1,65  U 2  2  2,34  U 2 , Ud  2,34  U 2Л  1,35  U 2 Л . 3 (28) (29) Действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки: U2  1 U d  0,43 U d . 2,34 (30) Максимальное обратное напряжение определяется амплитудой линейного напряжения, так как пара последовательно включенных закрытых диодов находится под обратным напряжением, равным линейному напряжению вторичной обмотки. С учетом (30) получим: U обр.и..п  3  U 2 m  3  2  U 2  1,05  U d . (31) Среднее значение тока нагрузки с учетом (27) Id  где I 2m  6 3   I 2m  sin  6  1,65  I 2m , (32) U 2m . Rd Поскольку через пару диодов ток протекает в течение 1/3 части периода, то среднее значение тока диода IVD = Id/3, а максимальное значение тока через пару диодов с учетом (29) равно I VDm  где I d  2  U 2Л U d 2    1,05  I d , Rd Rd 1,35 (33) Ud . Rd Для определения действующего значения вторичного тока фазы следует учитывать, что в фазе вторичной обмотки трансформатора в течение 1/3 части периода имеют место два импульса тока ia в одном направлении, а после паузы в 1/6 часть периода – два импульса тока ia в противоположном направлении, также в течение 1/3 части периода. Поэтому действующее значение тока в фазе вторичной обмотки будет больше значения тока, протекающего через пару диодов. 58 Мгновенное значение тока в паре диодов при условии выбора начала координат в точке 01 (рис. 5,в) равно: iVD = IVDm·cosωt . Действующее значение вторичного тока фазы по определению имеет вид: 1 2 I2   /6 i   2 a /6  dt . С учетом принятых допущений можно считать, что ia = iVD. Тогда используя (3.64) и учитывая вышеизложенное, можно записать I2  1 2  / 6  2  2  I  cos t  dt  2 am  /6 2 4  2  I am 2  /6  cos 2 t  dt . (34) Найдем интеграл подкоренного выражения в (34):  /6 2  cos t  dt  1 2  /6    1  cos 2  t  d  t   12  sin 4  3. Тогда    sin sin 4 I  3   2  1,05  I 1  3  0,815  I . I2     d d (35)  12 4  12 4   Кривая первичного тока повторяет по форме кривую вторичного тока (рис. 5,ж), поэтому действующее значение первичного тока с учетом коэффициента трансформации равно 1 0,815 I1   I 2   Id. K K Для рассматриваемого выпрямителя разложение кривой выпрямленного напряжения (рис. 5,в) в ряд Фурье приводит к выражению 2 2 2   ud  U d 1  cos 6t  cos12t  cos18t  .... (36) 143 323  35  2 am Поэтому коэффициент пульсаций по первой гармонике, определяемый в соответствии с (7), запишется в виде кп1 = U1m/Ud = 2/35 = 0,057 . (37) 59 Расчетные мощности обоих обмоток трансформатора одинаковы и поэтому Pr  P1  P2  3  0,815  I d  Ud  1,05  Pd . 2,34 (38) 60 ЛЕКЦИЯ №5 Тема лекции: Тиристорные полупроводниковые выпрямители. Вопросы лекции: 1. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в тиристорной однофазной однотактной однополупериодной схеме выпрямления. 2. Электромагнитные процессы и расчетные соотношения в тиристорной однофазной мостовой схеме выпрямления. 3. Электромагнитные процессы и расчетные соотношения в тиристорной трехфазной двухтактной двухполупериодной схеме выпрямления. ВОПРОС 1. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в тиристорной однофазной однотактной однополупериодной схеме выпрямления. Тиристорные выпрямители находят самое широкое практическое применение в системах электропитания современных систем телекоммуникаций. В практике в отличие от диодных за ними закрепилось название управляемых выпрямителей, поскольку по сравнению с диодами тиристоры обладают замечательным свойством переходить в открытое состояние не в момент естественной коммутации, а в момент подачи на тиристор управляющего сигнала. Тиристоры относятся к классу переключающих полупроводниковых приборов. Тиристор представляет собой специальный тип полупроводникового диода, который может быть переведен в открытое состояние двумя способами: - приложением к тиристору напряжения, достаточного по величине для его открытия; - приложением к тиристору напряжения, величина которого недостаточна для его открытия, с одновременной подачей напряжения на управляющий электрод. Простейшая схема выпрямления с использованием тиристора показана на рис. 8.1 а. Если эту схему подключить к источнику 61 переменного напряжения, недостаточного по уровню для перевода тиристора в проводящее состояние, последний в отличие от диода останется в закрытом состоянии и ток через него и, следовательно, через сопротивление нагрузки Rd не протекает. Если же одновременно с входным подать управляющее напряжение (Uy) между управляющим электродом и катодом с полярностью, как показано на рис. 1,б, то тиристор открывается и продолжает находиться в открытом состоянии и после снятия управляющего напряжения. При этом основное сопротивление для источника переменного напряжения составляет сопротивление нагрузки Rd. Очевидно, при изменении на противоположную полярности приложенного входного напряжения, ток через тиристор, а следовательно, и через сопротивление нагрузки протекать не будет даже при подаче напряжения на управляющий электрод, поскольку тиристор при этом включен в обратном направлении. С момента открытия тиристора напряжение на выходе схемы будет практически повторять по форме оставшуюся часть синусоиды положительного полупериода входного напряжения. Для рассматриваемой схемы (см. рис. 1,б,в) применительно к положительной полуволне питающего синусоидального напряжения момент перехода б) uVS uVS1 uVS1 ωt u2 ~uВХ в) U2m π α ωt 2π α а) г) udα ωt Рис. 1. Тиристорный однофазный однотактный однополупериодный выпрямитель (а) и временные диаграммы напряжений (б…г) 62 мгновенных значений этого напряжения через ноль из области отрицательных в область положительных мгновенных значений называется точкой естественной коммутации. Фазовый угол (или просто фаза), отсчитываемый от этой точки (см. рис. 8.1 б) до момента подачи импульса напряжения на управляющий электрод тиристора, называется углом управления (или углом регулирования) и обозначается . Очевидно, при  = 0 вся положительная полуволна входного синусоидального напряжения прикладывается к сопротивлению нагрузки, а при 0    180° к сопротивлению нагрузки будет прикладываться оставшаяся часть исходной синусоиды положительного полупериода входного напряжения. Таким образом, изменяя угол , можно изменять среднее значение напряжения на выходе схемы. Среднее значение выпрямленного напряжения равно Ошибка! Объект не может быть создан из кодов полей редактирования., (1) где U2m - амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора. Выражение (8.1) представляет собой р е г у л и р о в о ч н у ю характеристику тиристорного однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя Ud = f () . Графически она представлена на рис. 2. Из выражения (1) и графика (рис. 2) следует, что при  =  среднее значение выпрямленного напряжения Ud будет Udα Udo 0,5∙Udo α 30o 60o 90o 120o 150o 180o Рис. 2. Регулировочная характеристика тиристорного однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя 63 равно нулю. При  = 0 Ud=Ud0 = U2m/. Таким образом, изменение угла  в пределах от  = 0 до  =  приводит к изменению среднего значения выпрямленного напряжения от Udo=U2m /  до Ud = 0. Udα Udo 0,5∙Udo α 30o 90o 60o 120o 150o 180o Рис. 3. Регулировочная характеристика тиристорного однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя Внешняя характеристика однофазного мостового тиристорного выпрямителя, т.е. зависимость Ud = f (Id) имеет падающий характер (рис. 4). При этом каждому углу управления соответствует своя внешняя характеристика. Udα α=0 α1>α α2>α1 α3>α2 Idα Рис. 4. Внешняя характеристика тиристорного однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя 64 ВОПРОС 2. Электромагнитные процессы в двухполупериодном тиристорном выпрямителе с мостовой схемой выпрямления При эксплуатации выпрямительных устройств часто приходится сталкиваться с необходимостью изменения (регулировки) значения выпрямленного напряжения. Это изменение может осуществляться как на стороне постоянного, так и на стороне переменного тока. Достаточно широко регулирование напряжения осуществляется с помощью управляемых вентилей – тиристоров. Регулирование выпрямленного напряжения тиристором осуществляется изменением угла открытия его α, отсчитываемого от точки естественной коммутации вентиля и именуемого “углом отпирания” или “углом управления”. По схеме соединения вентилей (тиристоров) эти выпрямители классифицируются так же, как и диодные выпрямители. Рассмотрим рабочие процессы в однофазном мостовом тиристорном выпрямителе (рис. 5). Выпрямитель состоит из трансформатора T, четырех тиристоров VS1...VS4, соединенных в мостовую схему выпрямления, и системы управления (на рисунке не показана), обеспечивающей подачу управляющих импульсов одновременно на два тиристора, например, на VS1 и VS4, или на VS3 и VS2. Вторичная обмотка трансформатора подключается к одной диагонали мостовой схемы выпрямителя, а нагрузка – к другой диагонали мостовой схемы между точкой соединения катодов двух тиристоров, образующих катодную группу (VS1, VS3); и точкой соединения анодов двух тиристоров, образующих анодную группу (VS2, VS4). При полярности напряжения на вторичной обмотке (рис.8.5,в) точкой естественной коммутации является момент t0 = 0. Но так как в качестве вентилей в рассматриваемой схеме использованы тиристоры, момент их открытия будет задержан до подачи управляющих импульсов на управляющие электроды соответствующих тиристоров. Так, при указанной на рис. 5,в полярности вторичного напряжения анод тиристора VS1 катодной группы будет иметь положительный потенциал, катод тиристора VS4 анодной группы – отрицательный потенциал (рис. 5,а). Такая полярность на тиристорах является необходимой для их открытия, но они не будут открыты до момента t1 = t0 + α, так как на тири- 65 сторы не поданы управляющие импульсы. В этот момент подаются управляющие импульсы на тиристоры VS1 и VS4, тиристоры открываются и остаются в этом состоянии до момента времени t2, характеризуемого фазовым углом, равным π. На интервале t1 - t2 к сопротивлению нагрузки Rd прикладывается выпрямленное напряжение ud, повторяющее по форме напряжение вторичной обмотки трансформатора, и по сопротивлению Rd течет ток id, совпадающий по форме с напряжением ud и токами вентилей VS1 и VS4 (рис. 5,е). В момент t2 полярность напряжения u2 на вторичной обмотке меняется на противоположную. Положительная полярность напряжения будет иметь место на аноде тиристора VS3 катодной группы, а отрицательная – на катоде тиристора VS2 анодной группы (рис. 5,а). Полярность u2 на электродах тиристоров готовит их к открытию. Однако откроются они в момент t3 = π + α, когда на их управляющие электроды подаются управляющие импульсы uYVS2,VS3. В этот момент напряжение u2 прикладывается к сопротивлению Rd через тиристоры VS2 и VS3, и в цепи продолжает протекать ток id в том же направлении. Тиристоры VS2 и VS3 будут открыты до момента времени t4. С момента времени t5 = 2π + α процесс коммутации тиристоров повторяется. Таким образом, в рассматриваемом тиристорном мостовом выпрямителе тиристоры при подаче на них напряжения управления включаются в работу и пропускают ток в нагрузку попарно (один из катодной группы, а другой из анодной группы тиристоров), обеспечивая двухполупериодное выпрямление переменного тока в постоянный. Среднее значение выпрямленного напряжения равно U d  1    U 2 m  sin t  dt   U 2m  1  cos  . (2) Для нерегулируемого режима α = 0 (что соответствует выпрямителю на диодах) Udo = 2U2m/π, поэтому при α ≠ 0 1  cos  U d  U dо . (3) 2 Последнее выражение представляет собой регулировочную характеристику выпрямителя Udα = f(α). Среднее значение выпрямленного напряжения будет равно нулю при α = π. Обратное напряжение на тиристоре 66 Рис. 5. Схема однофазного мостового тиристорного выпрямителя (а), диаграммы напряжений и токов в схеме (б) - (з) 67 при α = 0 повторяет форму напряжения u2, и его максимальное значение равно амплитуде напряжения вторичной обмотки трансформатора:   U do U обр.и..п  2  U 2  .. (4) 2 В отличие от нерегулируемого режима (при α = 0) напряжение на тиристорах VS1,VS4 на интервале t0-t1 перед отпиранием имеет положительные значения (рис. 8.5,з). Поскольку относительно вторичной обмотки трансформатора тиристоры VS1,VS2 включены последовательно, то напряжение u2, прикладываемое к этим тиристорам на интервале t0-t1 распределяется между ними поровну. На интервале t2-t3 все тиристоры закрыты, но к тиристорам VS2,VS3 напряжение вторичной обмотки трансформатора прикладывается в прямом направлении, а к тиристорам VS1,VS4 - в обратном. Поскольку, как отмечалось, включены эти тиристоры относительно вторичной обмотки трансформатора последовательно, то прикладываемое к ним на интервале t2-t3 напряжение распределяется поровну. В момент t2 = π + α включаются тиристоры VS2 и VS3 и к тиристорам VS1,VS4 прикладывается обратное напряжение вторичной обмотки трансформатора. Для угла α ≠ 0 обратное напряжение на тиристоре будет максимальным, равным U2m при α ≤ π/2. Максимальное прямое напряжение на тиристоре равно U 2m  sin  U обр.и..п  2 . U do   , 2   U do  sin   . то 4 U 2m  Так как U пр.max Среднее значение выпрямленного тока равно U 1  cos I d  dо  . Rd 2 Среднее значение тока тиристора равно I I VS  d . 2 (5) (6) (7) 68 Действующее значение тока тиристоров и токов в первичной и вторичной обмотках трансформатора зависит от величины угла регулирования α. В связи с этим расчетные мощности обмоток трансформатора также существенно зависят от угла регулирования. При заданной мощности на нагрузке с увеличением угла регулирования расчетная мощность должна увеличиваться. Если трансформатор выбран без учета возможного регулирования, то с увеличением угла регулирования необходимо уменьшать активную мощность, отдаваемую в нагрузку. ВОПРОС 3. Электромагнитные процессы и расчетные соотношения в тиристорной трехфазной двухтактной двухполупериодной схеме выпрямления. Выпрямитель состоит из трехфазного трансформатора Т, шести тиристоров, собранных по мостовой схеме выпрямления, и системы управления тиристорами (рис. 6,а). Система управления на рисунке не показана. Тиристоры собраны в две группы: катодную VS1, VS3, VS5 и анодную VS2, VS4, VS6. Система управления обеспечивает формирование и одновременную подачу импульсов на управляющие электроды двух тиристоров: одного из катодной группы, а другого из анодной группы. Таким образом, в рассматриваемом выпрямителе тиристоры также включаются в работу одновременно и попарно. Причем проводящим из тиристоров катодной группы становится тот, на аноде которого в данный момент времени наибольший положительный потенциал, а среди тиристоров анодной группы проводящим становится тот, на катоде которого в данный момент времени наибольший отрицательный потенциал. Факт перехода этих тиристоров в открытое состояние становится возможным в момент одновременной подачи импульсов на их управляющие электроды. Общая точка катодной группы тиристоров является положительным полюсом нагрузки выпрямителя, а анодной – отрицательным. Точками естественной коммутации в рассматриваемом по аналогии с трехфазным диодным выпрямителем являются моменты времени равенства мгновенных значений фазных напряжений (точки M1, M2, M3 и N1, N2, N3 на рис. 6, в). В этих точках выполняются условия переключения (коммута- 69 ции) тиристоров. В частности, в момент времени, характеризуемый точкой M1 положительный потенциал в фазе с, прикладываемый к аноду тиристора VS5, сменяется на положительный потенциал в фазе а, но прикладывается он уже к аноду VS1 (рис. 6, в). При этом слева и справа от точки M1 наибольший отрицательный потенциал имеет место в фазе б и прикладывается он к катоду VS4. Таким образом, для аналогичной диодной схемы в точке M1 положительный потенциал должен переходить с анода VD5 на анод VD1. Применительно к рассматриваемой схеме эти условия коммутации остаются необходимыми и для включения в работу тиристоров (переключения с VS5 на VS1), однако недостаточными. Для коммутации этих тиристоров достаточным условием является наличие импульса на управляющем электроде VS1. С открытием VS1 нарастающим положительным потенциалом в фазе а закрывается VS5. По аналогии с однофазными в тиристорных трехфазных схемах угол α отсчитывается от точек естественной коммутации. Поэтому при α = 0 электромагнитные процессы в рассматриваемом тиристорном выпрямителе аналогичны таковым в трехфазном выпрямителе на диодах. При α ≠ 0 происходит задержка моментов коммутации тиристоров на угол α и среднее значение выпрямленного напряжения, образованного из соответствующих частей линейных напряжений, снижается. При угле регулирования α = 15о диаграммы напряжений на тиристорах катодной и анодной групп принимают вид, как показано на рис .6, в. Из рисунка видно, что напряжение на тиристорах обоих групп изменяется от некоторого минимального uмин до максимального (амплитудного) фазного напряжения и снова до минимального. Кривая выпрямленного пульсирующего напряжения ud для этого случая представлена на рис. 6,г. При угле α = 30о (рис. 6, д) диаграммы напряжений на тиристорах изменяются. При этом напряжения на тиристорах катодной и анодной групп изменяются от нуля до максимального фазного значения и снова до нуля. Среднее значение выпрямленного напряжения Ud уменьшается по сравнению с напряжением при α = 15о. При дальнейшем увеличении угла α среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается, а начиная с α > 60о это напряжение, продолжая оставаться пульсирующим, становится п р е р ы в и с т ы м , т.е. в кривой ud появляются интервалы с нулевым значением. В этом легко убе 70 Рис. 6. Схема трехфазного мостового тиристорного выпрямителя (а), диаграммы напряжений и токов в схеме (б) - (з) 71 диться, построив диаграммы напряжений на тиристорах для этого диапазона углов α. При α > 60о начинается режим работы с прерывистым напряжением. Рассмотрим процессы в трехфазном тиристорном выпрямителе при α ≠ 0. Пусть, например, α = 15о (рис. 6,в,г). В момент времени t1 (рис. 6,б,в) наиболее положительный потенциал будет на аноде VS1, а наиболее отрицательный – на катоде VS4. Поступившие одновременно на управляющие электроды этих тиристоров импульсы (рис. 6,б) переведут их в открытое состояние и ток будет протекать по цепи: + ua, VS1, Rd, VS4, - uв . В трехфазном диодном выпрямителе протекание тока по указанной цепи происходило бы до момента времени t2, характеризуемого точкой N1. В этот момент уменьшающийся отрицательный потенциал в фазе в и прикладывающийся к катоду VD4 (рис. 6,в,г) должен был бы смениться возрастающим отрицательным потенциалом в фазе c и прикладываемым к катоду VD6. В результате VD6 должен был бы перейти в открытое, а VD4 – в закрытое состояние. Однако в тиристорном выпрямителе этого не происходит, поскольку для закрытия тиристора VS4 к нему необходимо приложить обратное напряжение, а для открытия VS6, кроме наличия на нем напряжения с необходимой для его открытия полярность, обязательно наличие импульса на управляющем электроде. Поэтому в рассматриваемом тиристорном выпрямителе ток по вышеуказанной цепи будет протекать до момента времени t3 (рис. 6,б,в,г). В момент t3 (рис. 6,б,в) подается импульс на управляющий электрод тиристора VS6. Он открывается, поскольку на его катоде в этот момент времени имеет место наиболее отрицательный потенциал (рис. 6,в). Через открывшийся тиристор VS6 отрицательный потенциал uc прикладывается к аноду VS4 (рис. 6,а) и последний закрывается. Ток в сопротивлении нагрузки Rd до момента t5 (рис. 6,в,г) проходит по цепи: + ua, VS1, Rd, VS6, - uc. В момент t5 (рис. 6,б,в) подается импульс на управляющий электрод VS3. На его аноде в данный момент времени (рис. 6,в) действует наиболее положительный потенциал и поэтому с подачей управляющего импульса тиристор VS3 открывается. Положительным потенциалом uв через открывшийся VS3 закрывается тиристор VS1 (рис. 6,а). Ток в сопротивле- 72 нии нагрузки Rd до момента t7 (рис. 6,а,в,г) проходит по цепи: + uв, VS1, Rd, VS6, - uc . В момент t7 (рис. 6,в) подается импульс на управляющий электрод тиристора VS2. На его аноде в этот момент времени имеет место наиболее отрицательный потенциал (рис. 6,в) и тиристор VS2 открывается. Через открывшийся VS2 отрицательным потенциалом uа (рис. 6,а) закрывается тиристор VS6. Ток в сопротивлении нагрузки Rd до момента t9 (рис. 6,а,в,г) проходит по цепи: + uв, VS3, Rd, VS2, - ua . В момент t9 (рис. 6,б,в) подается импульс на управляющий электрод тиристора VS5. Этот тиристор открывается, поскольку в данный момент времени на его аноде наиболее высокий положительный потенциал (рис. 6,в). Положительным потенциалом uc (рис. 6,а) через открывшийся VS5 закрывается тиристор VS3. Ток в сопротивлении нагрузки Rd до момента времени t11 (рис. 6,а,в,г) проводят тиристоры VS5 и VS2 по цепи: + uc, VS5, Rd, VS2, - ua . В момент t11 (рис. 6,б,в) управляющим импульсом открывается тиристор VS4, поскольку на его катоде в этот момент времени действует наиболее отрицательный потенциал (рис. 6,в). Отрицательным потенциалом uв (рис. 6,а) закрывается тиристор VS2 (рис. 8.6,а) и ток в сопротивлении нагрузки до момента t13 проходит по цепи: + uc, VS5, Rd, VS4, - uв. С момента времени t13 в тиристорном трехфазном выпрямителе протекают рассмотренные выше процессы, начиная с момента времени t1. Из временных диаграмм рис. 6,г,д,е видно, что кривая выпрямленного напряжения непрерывна на интервале 0 < α < π/3, а среднее значение выпрямленного напряжения определяется выражением: U d  3  ( / 3)   3 U 2 m  cos t  dt  U do  cos . ( / 3) (8) При α > π/3 выпрямленное напряжение и ток прерываются, а среднее значение выпрямленного напряжения U d  ( / 3)     3  U  cos  t  d  t  U 1  sin    . do   ( /3) 2 m 6    3 (9) Из (9) следует, что при α = 120o среднее значение выпрямленного напряжения равно нулю. 73 ВОПРОС 4. Сравнительная оценка схем выпрямления Сравнение схем можно провести по главным показателям: габаритной мощности, числу диодов, обратному напряжению на диоде и коэффициенту пульсаций выпрямленного напряжения. Однофазная однотактная однополупериодная схема наиболее проста, содержит один диод, однако она имеет максимальное значение габаритной мощности трансформатора, коэффициента пульсаций и обратного напряжения на диоде, и поэтому она применяется только в выпрямителях со сглаживающими фильтрами или в тех случаях, когда допустимы большие пульсации выпрямленного напряжения. Двухфазная однотактная однополупериодная схема с выводом средней (нулевой) точки трансформатора имеет два диода. Имея ряд преимуществ перед однофазной однополупериодной схемой, данная схема по сравнению с однофазной мостовой схемой выпрямления обладает большими значениями обратного напряжения на диоде и вдвое большим числом витков вторичной обмотки трансформатора; кроме того, конструкция трансформатора усложнена выводом от середины этой обмотки. Несмотря на указанные недостатки, двухполупериодная схема широко применяется в маломощных выпрямителях. Однофазная двухтактная двухполупериодная (мостовая) схема имеет ряд преимуществ перед двумя названными: меньшие значения габаритной мощности, обратное напряжение на диоде и напряжение вторичной обмотки; однако необходимость использования четырех диодов является ее недостатком. На практике, правда, может оказаться, что в двухполупериодной схеме со средней точкой трансформатора необходимо применить тоже четыре диода (для уменьшения обратного напряжения на них), таким образом, указанный недостаток мостовой схемы является не столь ощутимым. Однофазная мостовая и двухполупериодная с выводом нулевой точки схемы выпрямления применяются в маломощных ВИП при сравнительно невысоких выходных напряжениях (до 600 В). Трехфазная с выводом нулевой точки схема выпрямления является наиболее простой из многофазных схем, но имеет наибольший коэффициент пульсаций, а также наибольшие значения обратного напряжения на вентиле и габаритной мощности трансформатора. Эта трехфазная схема 74 выпрямления используется для получения напряжения не выше 1000 В и мощности в нагрузке несколько киловатт. Трехфазная мостовая схема широко применяется в выпрямителях средней и большой мощности как при высоком, так и при сравнительно низком выходных напряжениях. Выпрямители, выполненные по первым трем схемам, как правило, работают на нагрузку с емкостной реакцией, а выпрямители, выполненные по многофазным схемам, - на нагрузку с индуктивной реакцией. Применение однофазных схем выпрямления при наличии трехфазной сети ведет к неравномерности ее нагрузки по фазам. Поэтому однофазные схемы при трехфазном питании выполняются на мощность не более 1кВт. При большей мощности целесообразно применять многофазные схемы выпрямления. 75 ЛЕКЦИЯ №6 Тема лекции: Электрические сглаживающие фильтры. Параметрические и компенсационные стабилизаторы напряжения Вопросы лекции: 1. Необходимость сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения. Классификация сглаживающих фильтров. 2. Энергетические процессы и основные расчетные соотношения в индуктивном, емкостном и индуктивно–емкостном фильтрах. Понятие об электронных сглаживающих фильтрах. 3. Необходимость стабилизации напряжения и тока вторичных источников питания. Эксплуатационные показатели и классификация стабилизаторов. 4. Параметрические стабилизаторы постоянного и переменного напряжения. 5. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения с регулирующим элементом непрерывного и импульсного действия. ВОПРОС 1. Необходимость сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения. Классификация сглаживающих фильтров. Выходное напряжение всех без исключения выпрямителей является пульсирующим, т.е. на определенном временном интервале его мгновенное значение изменяется от некоторого минимального до некоторого максимального значения и снова до минимального. Далее этот процесс повторяется. В соответствии с преобразованием Фурье любой гармонический сигнал (а таковым является выпрямленное напряжение) может быть представлен тригонометрическим рядом. В зависимости от вида исходной функции (выпрямленного напряжения, обусловленного схемой выпрямителя) этот ряд может включать в себя составляющие, зависящие от аргумента времени и не зависящие от него. Например, диаграммы изменения выпрямленного напряжения на выходе однофазной двухтактной двухполупериодной и трехфазной двухтактной двухполупериодной схем выпрямления представлены соответственно на (рис. 1,а,б). 76 Разложение в ряд Фурье функций, представленных на рис.1,а,б математически описываются выражениями: u (t )  u (t )  6u max π 4u max π 1 1 1   cos 2ωt   cos 4ωt     ;   35  2 1 3  1 1 1 1   cos12ωt   cos18ωt     .    cos 6ωt  143 323  2 35  (1) (2) где umax - максимальное значение кривой выпрямленного напряжения; ω - круговая частота кривой выпрямленного напряжения Рис. 1. Диаграммы изменения напряжения на выходе схем выпрямления: а) однофазной двухтактной; б) трехфазной двухтактной Любое из выражений (1) или (2) упрощенно можно представить в виде u(t) = U + u~(t), (3) где U и u~(t) - соответственно постоянная и переменная составляющие выпрямленного напряжения. Применительно к процессу выпрямления переменного напряжения постоянная составляющая U в выражениях (1), (2) представляет собой среднее значение выпрямленного напряжения. Она является полезным результатом преобразования переменного напряжения в постоянное, не зависит от аргумента времени и, как правило, в литературе по преобразовательной технике обозначается символом (Ud). Применительно, например, к выражению (2) постоянная составляющая, определяющая собой среднее значение выпрямленного напряжения, запишется в виде 77 U = Ud= 3Um/π (4) Переменную составляющую выпрямленного напряжения называют пульсацией. Пульсации выходного напряжения ухудшают или делают вообще невозможной работу потребителей систем автономного электроснабжения. Переменная составляющая выпрямленного напряжения является нежелательным, но неизбежным результатом вышеуказанного преобразования и ее стремятся подавить или уменьшить. Для решения задачи максимального ослабления переменной составляющей и удержания, по возможности неизменной величины постоянной составляющей выпрямленного напряжения применяются специальные устройства, называемые электрическими с г л а ж и в а ю щ и м и ф и л ь трами. Как следует из выражений (1), (2) переменная составляющая выпрямленного напряжения представляет собой алгебраическую сумму бесконечного ряда гармонических составляющих. Каждая из них является изменяющейся по закону синуса или косинуса функцией времени. Применительно к выражению (2) переменная составляющая выпрямленного напряжения записывается в виде u~(t) = 6u 6u 6u max cos6ωt - max cos12ωt + max cos18ωt - ·- · 143 π 323 π 35π (5) При анализе выражения (5) нельзя не заметить, что амплитудные значения последующих гармонических составляющих значительно меньше предыдущих, а вот их круговые частоты наоборот - от предыдущих к последующим возрастают практически линейно. Именно эти два обстоятельства: соотношение амплитуд и частот гармонических сигналов в переменной составляющей выпрямленного напряжения и лежат в основе построения и принципа действия сглаживающих фильтров. Простейшие сглаживающие фильтры могут быть построены на так называемых реактивных элементах, то есть таких, которые обладают свойством в определенные промежутки времени запасать энергию (электрического или магнитного поля), а затем отдавать ее в нагрузку. В качестве реактивных элементов на практике применяются реактивные катушки с ферромагнитным магнитопроводом - дроссели, конденсаторы и их различные комбинации. 78 Дроссель, как известно, характеризуется таким параметром как индуктивность L. С достаточной для практики точностью можно считать, что полное сопротивление дросселя определяется его реактивным (индуктивным) сопротивлением. ZL ≈ xL= ωL. (6) Конденсатор характеризуется электрической емкостью - С. По аналогии с дросселем можно считать, что полное сопротивление конденсатора определяется его реактивным (емкостным) сопротивлением. Zс ≈ xс = 1/ωC. (7) Фильтр на основе дросселя называют и н д у к т и в н ы м или Lфильтром, а на основе конденсатора - е м к о с т н ы м или C-фильтром. Понятно, что названия этих фильтров происходят от одноимённых названий параметров: индуктивности и ёмкости. Из выражений (6) и (7) следует, что с увеличением круговой частоты индуктивное сопротивление возрастает, а емкостное - уменьшается. Отсюда следует, что высшие гармонические составляющие переменной составляющей выпрямленного напряжения индуктивным фильтром будут ослабляться тем сильнее, чем выше номер гармоники, а постоянная составляющая выпрямленного напряжения будет почти беспрепятственно преодолевать этот фильтр. Наоборот, для высших гармонических составляющих сопротивление емкостного фильтра тем меньше, чем номер гармоники больше, а для постоянной составляющей выпрямленного напряжения сопротивление емкостного фильтра очень велико. Для ослабления пульсаций любой фильтр независимо от типа включают между выпрямителем и нагрузкой. Очевидно, что для выполнения своего функционального назначения индуктивный фильтр должен быть включен последовательно с сопротивлением нагрузки Rн (рис. 2,а), а емкостной - параллельно с ним (рис. 2,б). В зависимости от назначения различные приемники, получающие электрическую энергию постоянного тока от выпрямителей в системах автономного электроснабжения, предъявляют различные требования к 79 Рис. 2. Схема включения индуктивного (а) и емкостного (б) фильтров величине и характеру пульсаций выпрямленного напряжения. Чаще всего качество ослабления (сглаживания) пульсаций характеризуется величиной допустимой величиной максимального значения переменной составляющей. Это значение определяется амплитудой первой (основной) гармоники из состава переменной составляющей выпрямленного напряжения в разложении Фурье. Под основной понимают гармонику, стоящую первой за постоянной составляющей выпрямленного напряжения в разложении Фурье произвольной функции. Ее амплитуда, как следует из выражений (1) и (2) максимальна по сравнению с последующими за ней гармониками. В этом случае фильтры рассчитывают на максимальное подавление первой (основной) гармоники. Основным параметром сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания (q), под которым понимается отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на его выходе. Для первой гармоники выпрямленного напряжения q К п.вх U  m1.вх  λ К п.вых U m1.вых (8) где Um1.вх,Um1.вых - соответственно амплитуды первой гармоники переменной составляющей выпрямленного напряжения на входе и выходе фильтра; 80 λ = Ud.вых/Ud.вх - коэффициент, характеризующий потери постоянной составляющей выпрямленного напряжения на схеме фильтра; Ud.вых, Ud.вх - постоянные составляющие выпрямленного напряжения на выходе и входе фильтра. Для упрощения в выражении (8) опустим индекс (1), имея в виду коэффициент пульсаций именно по первой гармонике. Малым коэффициентом пульсаций считается Kп< 0.1%, средним - от 0.1% до 1% и большим Kп > 1%. Коэффициент пульсаций, например, для однофазной мостовой схемы выпрямления равен 157%, трехфазной мостовой - 5.7%. При этом они, как правило, намного больше допустимых значений Кп для различных потребителей систем автономного электроснабжения. Основное требование к сглаживающему фильтру - обеспечение требуемого значения коэффициента пульсаций у электроприемника. Кроме того, к нему предъявляют ряд дополнительных требований: а) минимальное падение напряжения постоянной составляющей на элементах фильтра; б) минимальные габариты, масса и стоимость; в) минимальное изменение режима работы потребителя; г) высокая надежность. Удовлетворение этих требований зависит от схемы фильтра и параметров его элементов. Современные сглаживающие фильтры подразделяются на фильтры, построенные на реактивных элементах, и электронные сглаживающие фильтры (рис.3). В свою очередь, фильтры на реактивных элементах 81 Рис. 3. Классификация сглаживающих фильтров можно разделить на п р о с т ы е фильтры, в том числе и н д у к т и в н ы е и е м к о с т н ы е , сложные, в том числе однозвенные типа LC и RC, резонансные и многозвенные типа CRC и CLC. На рис. 4 показаны представители группы сложных фильтров: LCфильтр (рис. 4,а), RC-фильтр (рис. 4,б), многозвенные фильтры типа CRC и CLC (рис.4,в), резонансные фильтры (рис.4.4,г). Электронные фильтры подразделяют на ламповые и транзисторные схемы. Рис. 4. Основные схемы фильтров выпрямителей ВОПРОС 2. Энергетические процессы и основные расчетные соотношения в индуктивном и емкостном фильтрах. В предыдущем подразделе было показано, что индуктивный фильтр будучи включенным последовательно с сопротивлением нагрузки обеспечивает подавление пульсаций выпрямленного напряжения. Причем ослаб- 82 ление пульсаций тем сильнее, чем выше частота пульсаций, или, что то же самое, больше номер гармоники в переменной составляющей выпрямленного напряжения. Наоборот, постоянная составляющая выпрямленного напряжения индуктивным фильтром практически не подавляется, а то ослабление постоянной составляющей, которое имеет место в реальных условиях обусловлено падением напряжения на омическом сопротивлении дросселя фильтра. Главной причиной, обуславливающей такую избирательность и поведение индуктивного фильтра в отношении переменной и постоянной составляющих выпрямленного напряжения, является свойство индуктивного сопротивления дросселя (xL = ωL) изменять свою величину в зависимости от частоты сигнала. Рассмотрим процессы в индуктивном фильтре, поясняющие принцип действия с точки зрения физической сущности происходящего явления на примере диаграммы напряжений и токов однофазного мостового выпрямителя (рис. 5). Для упрощения будем полагать, что в разложении Фурье функции, описывающей пульсирующее напряжение ud (рис.5,б - кривая 1) на выходе выпрямителя имеется только одна (основная) гармоника. Как следует из (1), максимальное значение имеет вторая гармоника. u2   4u max  cos 2ωt. 1 3  π (9) Она, как видно из (9), изменяется по закону косинуса. Знак минус перед амплитудным значением означает, что в начальный момент времени t0 = 0 ее максимальное значение имеет отрицательный знак и далее изменяется (рис. 5,б - кривая 2) в соответствии с (9). Под действием напряжения второй гармоники в обмотке дросселя возникает ток i2. Если принять допущение о том, что zL ≈ xL=2ωL, то при малых значениях сопротивления нагрузки Rн ток через дроссель можно считать практически индуктивным. Следовательно, этот ток отстает (рис 5,б кривая 3) от напряжения u2 90о. Протекая по обмотке дросселя, эта гармоника тока создает в его магнитопроводе переменный магнитный поток. Этот магнитный поток, сцепляясь с витками обмотки дросселя, наводит в них ЭДС самоиндукции (рис. 5,б - кривая 5). Отставая от магнитного потока на 90О, эта ЭДС оказывается в противофазе с напряжением второй гармоники (рис.5,б - кривая 2). Это означает что в каждый момент времени мгновенное значение ЭДС самоиндукции (кривая 5 на рис. 5,б) 83 равно и противоположно по знаку с мгновенными значениями напряжения второй гармоники (кривая 2 на рис. 5,б), в результате чего и происходит ослабление этой гармоники. Аналогичные рассуждения можно произвести и для других гармонических переменной составляющей выпрямленного напряжения. В этом и состоит сглаживающее действие дросселя, включенного последовательно с сопротивлением нагрузки. Рис. 5. Схема однофазного мостового выпрямителя с индуктивным фильтром (а) и диаграммы, поясняющие механизм подавления пульсаций Исходя из вышеизложенного, рассмотрим основные расчетные соотношения в индуктивном фильтре (рис 6). Используя принятые в подразделе допущения, будем считать внутреннее сопротивление источника питания равным нулю. Обозначениям Ud и Ud' соответствуют постоянные составляющие выпрямленного напряжения на входе и выходе фильтра; Um1 и Um1' - амплитуды первой гармоники переменной составляющей выпрямленного напряжения на входе и выходе фильтра; RL - активное сопротивление дросселя фильтра; xL - индуктивное сопротивление дросселя. 84 Коэффициент пульсаций на входе фильтра (или на нагрузке, когда фильтр отсутствует) определяется: К п.вх  U m1 I m1  Rн I m1   , Ud I d  Rн Id (10) где Im1 - амплитуда первой гармоники тока переменной составляющей выпрямленного напряжения на входе фильтра. При включении фильтра коэффициент пульсаций на выходе: При включении фильтра коэффициент пульсаций на выходе: К п.вх  I m' 1  U ' m1 , U 'd где U’m1 = Im1 · Rн; U m1 ( Rн  R L )  x 2 2 L ; Id  U’d = Id · Rн; Ud Rн  R L и коэффициент пульсаций на выходе фильтра: К п.вых ( Rн  R L ) 2  ( m  ω  L ) 2 I m, 1  Rн    Ud I d  Rн Rн  R L  Rн  RL ( Rн  RL ) 2  (m  ω  L) 2  U m1 К п.вых  ( Rн  RL )  , 2 2 Ud ( Rн  RL )  (m  ω  L) (11) где m - коэффициент, зависящий от схемы выпрямления; ω = 2πf; f- частота сети; mω = ωп - угловая частота пульсаций. Тогда коэффициент сглаживания фильтра определяется: К q  п.вх  К п.вых ( Rн  R L ) 2  ( m  ω  L ) 2 Rн  R L Рис. 6. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы индуктивного фильтра (11) 85 Для выпрямителей средней и большой мощности RL мало, поэтому можно принять RL < Rн, q ( Rн ) 2  (m  ω  L) 2 Rн  RL , откуда L  Rн2  (q 2  1) mω . (12) Для получения достаточно хорошего сглаживания q » 1 и тогда L = (Rн q)/(m·ω) и коэффициент сглаживания q = mωL/Rн. (13) Из (13) видно, что для получения достаточно большого коэффициента сглаживания необходимо увеличивать индуктивность дросселя L и число фаз m, и уменьшать сопротивление нагрузки Rн. Поэтому индуктивные сглаживающие фильтры целесообразно применять в многофазных выпрямителях большой мощности (большие токи нагрузки при относительно небольшом значении Rн). Достоинствами индуктивного фильтра являются простота схемы, небольшие потери мощности и незначительная зависимость выходного напряжения от изменения сопротивления нагрузки. Недостатки фильтра: 1) перенапряжения, возникающие при отключении нагрузки или резком изменении ее величины. Это объясняется появлением ЭДС самоиндукции дросселя при резком изменении тока нагрузки. Поэтому в мощных выпрямителях параллельно дросселю рекомендуется включать разрядники, срабатывающие когда напряжение на дросселе превышает определенный уровень; 2) непостоянство сглаживающего действия фильтра при изменении сопротивления нагрузки. Через дроссель протекают переменная и постоянная составляющие тока, причем последняя значительно больше по величине. Постоянный ток нагрузки создает в дросселе постоянное подмагничивающее поле, уменьшающее действующее значение магнитной проницаемости μ магнитопровода дросселя (рис. 7). Из рис. 7 видно, что с увеличением тока нагрузки значение μ уменьшается, а значит уменьшаются индуктивность дросселя (L = Кω2μ, где К - коэффициент пропорциональности) и его реактивное сопротивление xL. В результате сглаживающее действие дросселя снижается. Для того, чтобы обеспечить постоянство индуктивности при изменении тока нагрузки применяется воздуш- 86 ный зазор. Он позволяет получить большую линейность характеристики намагничивания материала магнитопровода дросселя. Рис. 7. Зависимость магнитной проницаемости материала магнитопровода от намагничивающего тока Для уяснения механизма ослабления пульсаций выпрямленного напряжения с помощью емкостного фильтра следует исходить из того, что конденсатор, включенный параллельно сопротивлению нагрузки, периодически заряжается, т.е. запасает электрическую энергию. В те же периодически повторяющиеся промежутки времени, когда напряжение на выходе выпрямителя меньше, чем на зажимах конденсатора последний отдает ранее запасаемую энергию, разряжаясь на сопротивление нагрузки. Поэтому напряжение на обкладках заряженного конденсатора изменяется в относительно меньших пределах, чем изменялось бы напряжение на выходе выпрямителя при отсутствии конденсатора. В этом и заключается сглаживающее действие емкостного фильтра. Исходя из этого положения, рассмотрим основные расчетные соотношения в емкостном фильтре (рис. 8,а). Эквивалентная схема емкостного фильтра приведена на рис. 8,б. При однополупериодном выпрямлении конденсатор фильтра С заряжается импульсом тока через вентиль и разряжается на сопротивление нагрузки Rн один раз в течение периода напряжения сети. В многофазном выпрямителе заряд и разряд конденсатора происходит с частотой пульсаций fп = m/Tс, где Tс = 1/f - период сетевого напряжения, m - коэффициент, зависящий от схемы выпрямления и показывающий, во сколько раз частота основной гармоники выпрямленного напряжения больше частоты сети, т.е. m = f0/fс.; ωc - круговая частота, ωc = 2πfc. 87 Для переменной составляющей выпрямленного напряжения конденсатор представляет собой емкостное сопротивление. xc = 1/mωcC. (14) Шунтирующее действие конденсатора, включённого параллельно сопротивлению нагрузки, обеспечивает сглаживание пульсаций при выполнении условия xc « Rн (15) или с учетом (14) (1/mωcC) « Rн. (16) При выполнении этого условия большая часть переменной составляющей выпрямленного тока, минуя сопротивление нагрузки, окажется закороченной через конденсатор. Напряжение на нагрузке Ud = u'd + ∆Uc/2 (рис. 8, в). Изменение напряжения ∆Uc на сопротивлении нагрузки зависит в основном от емкости конденсатора С и сопротивления нагрузки Rн. Это изменение напряжения можно упрощенно представить как удвоенную амплитуду первой (основной) гармоники в разложении Фурье для кривой выпрямленного напряжения. Тогда ∆Uc = 2Um1. Коэффициент пульсаций напряжения на сопротивлении нагрузки (на входе фильтра) определяется по формуле К п.вых  U m1 1 U c   . Ud 2 Ud (17) Значение ∆Uc определяется из выражения ic = C · (dUc/dt), 1 откуда U c  C Tc / m  i dt. c Считая в первом приближении ток разряда конденсатора равным среднему значению выпрямленного тока ic = Id, получаем 1 U c  C Tc / m  I d dt  I d 1 Tc 1   Id . C m m  f C Подставляя значение ∆Uc из (18) в (17) получаем К п.вых  1 Id / m  f C  . 2 Ud (18) 88 Рис. 8. Принципиальная схема емкостного фильтра (а), эквивалентная (б) и диаграммы напряжения на конденсаторе фильтра (в) а так как Ud/Id = Rн, то Кп = 1/2mfCRн. Выражая коэффициент пульсаций в процентах, сопротивление нагрузки в омах, емкость конденсатора в микрофарадах, и частоту сети в герцах, получим Кп.вых = 108/2m·f·C·Rн. (19) Из (9.19) получаем выражение для емкости конденсатора С, мкф: С = 108 / 2m·f·Rн·(Кп.вых %). (20) Полученные соотношения содержат неточности, обусловленные идеализацией схемы и сделанными выше допущениями, однако, как показывают опытные данные, погрешности расчета не столь велики, причем при коэффициентах пульсации на выходе фильтра Кп.вых, 2...4 % данные расчетные соотношения обеспечивают достаточную точность и лишь при больших значениях Кп.вых точность расчета составляет приблизительно +10%. Из выражения (20) следует, что получить небольшое значение коэффициента пульсаций на сопротивлении нагрузки Кп.вых при ограниченной емкости конденсатора С можно лишь при большом сопротивлении нагрузки Rн, т.е. при небольших выпрямленных токах, вследствие чего емкостной фильтр применяют преимущественно в маломощных выпрямителях. Основное достоинство фильтра - простота его выполнения. Основной недостаток емкостного фильтра - необходимость применения диодов рассчитанных на большую амплитуду входного тока. Рассмотренные выше простейшие фильтры не могут обеспечить получение больших коэффициентов сглаживания. Поэтому на практике 89 часто применяют сочетание дросселей и конденсаторов. При относительной простоте реализации такое сочетание позволяют достигать более высоких значений коэффициента сглаживания. Наиболее простая схема индуктивно - емкостного Г-образного LC фильтра показана на рис. 9,а. Входным элементом этого фильтра является дроссель. Имея в виду определяющее влияние первой (основной) гармоники Um1 в переменной составляющей выпрямленного напряжения u~(t) на коэффициент пульсаций, можно считать, что при соблюдении условия xL » RH » xC, (21) практически вся переменная составляющая выпрямленного напряжения выделяется на дросселе L и наличие конденсатора С практически не сказывается на работе выпрямителя, следовательно, можно считать, что выпрямитель работает так же как и при индуктивной нагрузке. Дроссель и конденсатор в данном (совместном) включении используется лучше, чем каждый из них в отдельности. Это обусловлено тем, что при выполнении условия (21) если отключить конденсатор, то при одном дросселе амплитуда переменной составляющей тока через сопротивление нагрузки составит I m1  U m' 1 RН2  x L2 . При подключении конденсатора общее сопротивление цепи для переменной составляющей выпрямленного тока значительно уменьшится и поэтому увеличится переменная составляющая выпрямленного тока, протекающего через дроссель Im1 = Um1/xL. В результате этого падение напряжения на дросселе от возросшей переменной составляющей выпрямленного тока увеличивается, обеспечивая уменьшение падения напряжения от этого тока на сопротивлении нагрузки по сравнению со случаем раздельного включения дросселя и конденсатора. 90 Рис. 9. Принципиальная схема индуктивно-емкостного фильтра (а) и его эквивалентная схема (б) Коэффициент сглаживания фильтра q = Кп.вх/Кп.вых, где Кп.вх = Um1/Ud, а Кп.вых = Um1/Ud. Амплитуды первой (основной) гармоники в переменной составляющей выпрямленного напряжения u~(t) соответственно на входе Um1 и выходе U'm1 фильтра определяются соответственно: Um1 = Im1·z; Um1 = Im1·z, где z и z'- модули полных сопротивлений соответственно на входе и выходе фильтра (рис 9,б). Учитывая, что Z = (RL + jxL) + Z', где Z' = -jRн·xc/(Rн - jxc) и принимая во внимание Rн >> xc, RL << xL, можно записать Z = jmωL - j/mωC, Z' = j/mωC. Пренебрегая падением напряжения на дросселе от постоянной составляющей тока, т.е. допуская Ud=U'd, можно записать q = Кп.вх/Кп.вых = Um1/Um1 = Z/Z. Переходя от комплексных величин Z и Z' к модулям, получаем q Z  Z' 1 mωC  (m 2  ω 2  L  C )  1. 1 / mωC mωL  (22) Поскольку обычно при расчетах коэффициент сглаживания q задан, а искомыми величинами являются L и C, то (22) целесообразно преобразовать к виду: L C  q 1 . m 2ω2 (23) Из полученного выражения следует, что значение L и C тем меньше, чем больше число фаз выпрямления m и выше частота сети. Выражая 91 индуктивность дросселя в генри, а емкость конденсатора в микрофарадах, получаем расчетные формулы: при частоте сети f = 50 Гц при частоте сети f = 400 Гц 10  (q  1) ;; m2 0,16  (q  1) LC  ; m2 LC  (24) (25) По этим выражениям при известном q, задаваясь, например, емкостью конденсатора, можно определить индуктивность фильтра. Основное достоинство LC-фильтра - достаточно высокое значение коэффициента сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения, причем, как правило, при повышенных токах нагрузки. К недостаткам LC-фильтров относятся: 1. Значительная величина индуктивности дросселя для маломощных выпрямителей. В этом случае габариты и масса дросселя соизмеримы с габаритами и массой силового трансформатора; 2. Наличие магнитного поля рассеивания, создаваемого дросселем фильтра, которое может быть источником помех для приёмной и измерительной аппаратуры; 3. Возникновение переходных процессов в фильтре, которые могут быть причиною искажения тока в сопротивлении нагрузки; 4. Недостаточное сглаживание низкочастотных пульсаций, возникающих при медленных изменениях сетевого напряжения. Понятие об электронных сглаживающих фильтрах. Из рассмотренных типов сглаживающих фильтров наиболее широкое применение в практике нашли LC-фильтры. Причем наибольший эффект от применения этих фильтров достигается при сглаживании пульсаций выпрямленного напряжения в выпрямителях средней и большой мощности (от одного до нескольких кВт). Однако для питания широкого класса устройств радиоэлектронной аппаратуры с небольшой потребляемой мощностью (до 200...300 Вт) применение LC-фильтров оказывается затруднительным или даже невозможным. Это объясняется тем, что в выпрямителях средней и большой мощности с ростом тока нагрузки происходит насыщение ферромагнитного 92 материала дросселя фильтра постоянной составляющей выпрямленного тока. В результате этого уменьшается индуктивность дросселя и, как следствие, ухудшаются его фильтрующие свойства. В дросселях с воздушным зазором ток нагрузки практически не влияет на индуктивность фильтрующие свойства LC-фильтра. Однако магнитные поля рассеяния такого дросселя оказывают вредное влияние на работу радиоэлектронной аппаратуры. К тому же масса и габариты LC-фильтра существенно сказываются на общей массе и габаритах выпрямительного устройства, а также питаемой аппаратуры. От перечисленных недостатков свободны активные фильтры, большинство из которых в последнее время реализуют на транзисторах. Эти фильтры находят относительно широкое применение и позволяют обеспечить небольшое значение переменной составляющей (пульсации) выпрямленного напряжения на нагрузке. Преимущества транзисторных сглаживающих фильтров по сравнению с их LC прототипами проявляется особенно в условиях пониженной температуры окружающей среды, когда емкость фильтрующих конденсаторов уменьшается, а также при частоте питающей сети 50 Гц. Однако, имея выигрыш перед LC-фильтрами по указанным показателям (в 2... 9 раз) транзисторные сглаживающие фильтры уступают им в коэффициенте полезного действия η. Если на дросселе L-фильтра падает 1... 2 В, то в транзисторном фильтре на регулирующем транзисторе - 3... 5 В. Транзисторы сглаживающих фильтров могут быть включены либо последовательно, либо параллельно сопротивлению нагрузки. При последовательном относительно сопротивления нагрузки включении транзистора для уменьшения потерь мощности на нём следует уменьшить среднее значение напряжения на транзисторе. При этом, однако, приходится снижать амплитуду пульсаций выпрямленного напряжения, поступающего на транзисторный фильтр, что требует увеличения коэффициента сглаживания предварительного фильтра выпрямителя. Применение транзисторных фильтров на выходе однофазных выпрямителей без предварительного фильтра невозможно. Простейшая схема транзисторного фильтра изображена на рис.10,а. Эффект сглаживания пульсаций в транзисторном фильтре достигается 93 благодаря свойству выходной характеристики транзистора (рис.10,в). По внешнему виду эта характеристика подобна кривой намагничивания ферромагнитного материала магнитопровода дросселя. После точки перегиба выходные характеристики транзистора имеют весьма малый угол наклона к оси абсцисс, и ток коллектора почти не зависит от напряжения на нем. Поэтому если выбрать рабочую точку транзистора на горизонтальном участке выходной характеристики (точка 1 рис. 10,в), то его сопротивление для переменного тока ri будет значительно больше, чем для постоянного ri0. Из графических построений видно, что ri = кtgα1 » ri0 = кtgα0 где к = mu/mi- масштабный коэффициент; mu = В·y/мм и mi = А·x/мм - соответственно масштаб по напряжению и току; y и x - соответственно число миллиметров по оси ординат и абсцисс. Ток в сопротивлении нагрузки, а значит и падение напряжения на нем U'd будут оставаться неизменными, а фильтр будет сглаживать пульсации выходного напряжения. Сопротивление нагрузки включено в цепь эмиттера VT1. Конденсатор С1 служит для сглаживания пульсаций на базе транзистора. Положение рабочей точки транзистора выбирается с помощью делителя напряжения в цепи базы на резисторах R1 и R2. Величина тока делителя выбирается значительно большей тока базы (в 5... 10 раз), поэтому изменение тока базы мало влияет на положение рабочей точки. Рассматриваемый фильтр представляет собой эмиттерный повторитель, на вход которого подается постоянное напряжение с выхода RCфильтра. Амплитуда переменной составляющей выходного напряжения Um1 равна геометрической сумме двух составляющих. Одна из них возникает из-за передачи пульсаций со входа фильтра через цепь коллекторэмиттер транзистора на сопротивление нагрузки. Вторая составляющая поступает на сопротивление нагрузки с выхода RC-фильтра. Переменные составляющие сдвинуты по фазе на угол, приблизительно равный 90о. 94 Рис. 10. Схемы фильтров на транзисторах (а,б), выходные характеристики транзисторов (в) Считая, что угол сдвига гармонических составляющих равен 90 0, U'm1 можно определить из следующего выражения: U ' m  (U m / K1 ) 2  (U m / mωR1C1 ) 2 , (26) где Um1 - амплитуда первой (основной) гармоники выпрямленного напряжения на входе фильтра; К1 = h21Э1 rк1 = h11Э1 (27) - коэффициент усиления транзистора VT1 по напряжению (h21Э1 статический коэффициент передачи тока с общим эмиттером; rк1 - сопротивление коллектора в схеме с общим эмиттером; h11Э1 - входное сопротивление транзистора VT1 в схеме с общим эмиттером в режиме большого сигнала.). Постоянная составляющая напряжения на выходе фильтра U'd равна напряжению на резисторе R2, т.е. U'd = UR2 = Ud·R2/R1 + R2. (28) На основании (26), (27) получаем выражение для коэффициента сглаживания фильтра: 95 q  К п.вх / К п.вых U m1 Ud U m1 U d'  '    U m1 U d U m' 1 Ud Ud   R2 ( R1  R2 ) U m1  ; U d U 1  1 / K12  1 /( mωR1C1 ) 2 q  R2 /( R1  R2 )  1 / K12  1 /( mωR1C1 ) 2 (29) Выходное сопротивление фильтра r10 по постоянному току равно выходному сопротивлению эмиттерного повторителя и его величина в значительной степени зависит от сопротивления резисторов фильтра R1 и R2. Для уменьшения выходного сопротивления необходимо по возможности уменьшить сопротивление резисторов R1 и R2, что приведет к уменьшению коэффициента сглаживания фильтра и вызовет необходимость увеличивать емкость конденсатора. Для увеличения коэффициента сглаживания транзисторного фильтра однозвенный RC-фильтр заменяют двухзвенным (рис. 6,б). Амплитуду переменной составляющей выходного напряжения и коэффициент сглаживания можно приближенно определить по (26), (28), пренебрегая вторым слагаемым в подкоренном выражении: U'~m = U~m/К1; (30) q = R2 · K1/[(R1’ + R1’’) + R2]. (31) Постоянную составляющую выходного напряжения определяют из (28), где R1 = R1' + R1''. Значения сопротивлений резисторов RC-фильтра R1, R2 выбираются из условия получения минимального напряжения коллектор - эмиттер транзистора VT1 и обеспечения минимального сопротивления фильтра ri0. При токах нагрузки, достигающих десятых долей ампера, сопротивление резистора R1 оказывается малым, что требует установки конденсаторов большой емкости. Для увеличения сопротивления транзистора R1 и уменьшения емкости конденсаторов фильтра применяют составной транзистор. Схема 96 фильтра с составным транзистором представлена на рис.11. Составной транзистор позволяет согласовать низкоомное сопротивление нагрузки с высокоомным RC-фильтром. Рис. 11. Схема транзисторного фильтра на составном транзисторе Через резистор фильтра R1 будет протекать ток резистора R2 и ток базы транзистора VT2. Так как ток базы транзистора VT2 мал, то сопротивление R1 будет достаточно большим и емкость конденсатора C1 можно значительно уменьшить. Резистор R3 в схеме рис. 11 необходим для обеспечения нормального режима по току транзистора VT2 при малых токах нагрузки и повышенной температуре окружающей среды. Достоинства транзисторных фильтров: большое значение коэффициента сглаживания, высокое сопротивление для низкочастотных составляющих, более высокая надежность по сравнению с ламповыми. Недостатки транзисторных фильтров: низкий КПД и резко выраженная зависимость коэффициента сглаживания от температуры окружающей среды. ВОПРОС 3. Необходимость стабилизации напряжения и тока вторичных источников питания. Эксплуатационные показатели и классификация стабилизаторов. Напряжение питающей сети практически никогда не остается постоянным и может меняться в широких пределах. Многие электротех- 97 нические и радиоэлектронные устройства СК питаются от источников, выходное напряжение или ток которых должен оставаться почти неизменными при изменении дестабилизирующих факторов в широком пределах. Основными дестабилизирующими факторами, вызывающими изменение напряжения (тока) электроприемников СЭС являются: колебания питающих напряжений; изменения потребляемой мощности; колебания частоты тока сети; изменения температуры окружающей среды и другое. Изменения питающих напряжений возникают из-за нестабильности напряжения питающей сети. Большая часть приемников питается от промышленной сети переменного напряжения с частотой 50 Гц. Колебания напряжения сети могут достигать 10...15% от номинального значения. При питании устройств СК от маломощных энергетических сетей или от автономных источников колебания напряжения могут достигать 15...20%, а иногда и более. Изменение тока приводит к изменению падения напряжения на внутренних сопротивлении источника и сопротивлении соединительных проводов. Чем больше внутреннее сопротивление источника и сопротивление соединительных проводов, тем большими будут изменения напряжения. Другими дестабилизирующими факторами, влияющими на выходные параметры, являются колебания частоты тока питающей сети, температуры окружающей среды, уровня ионизирующих излучений, давления и другие. Различные электротехнические устройства допускают различную нестабильность напряжения питания δU = (  Uвых/Uвых). Так, например, для приборов автоматики и телемеханики она не должна превышать 5...10%, для выходных каскадов радиоприемных устройств - 3...5%, для электронного микроскопа - она не должна превышать 0.005%. Поскольку изменения вышеуказанных дестабилизирующих факторов могут носить плавный медленно изменяющийся характер или происходить скачком очень быстро, а во времени эти изменения носят случайный характер, устройство, поддерживающее величину напряжения в заданных пределах, должно работать непрерывно и автоматически. 98 Стабилизатором напряжения (тока или мощности) называется устройство, которое автоматически обеспечивает поддержание с требуемой точностью напряжения (тока или мощности) у электроприемников в требуемых пределах при влиянии дестабилизирующих факторов. Различают индивидуальный и централизованный способ обеспечения приемников стабильным напряжением. При индивидуальном способе каждый из них имеет свой отдельный стабилизатор, а при централизованном - все приемники питаются от общего стабилизатора. Выбор способа стабилизации напряжения определяется режимами работы приемников СЭС СК, соотношением их потребляемых мощностей, конструктивными и эксплуатационными, а также экономическими особенностями. Как правило, для стабилизации переменного напряжения мощных приемников или их групп применяется централизованный способ стабилизации. Стабилизаторы можно классифицировать по роду напряжения (тока), по мощности, точности поддержания выходного напряжения, области применения, принципу действия. По роду напряжения (тока) различают стабилизаторы переменного и постоянного напряжения. По мощности стабилизаторы подразделяются на маломощные (до 50 Вт), средней (до 2 кВт) и большой мощности (свыше 2 кВт). В зависимости от точности поддержания стабилизируемой величины в соответствии с ГОСТ 19157-73 - различают стабилизаторы низкой стабильности, если нестабильность выходного напряжения превышает 5%; средней стабильности - (1...5%); высокой стабильности (0.1...1.0%); и очень высокой стабильности (прецизионные) - 0,1%. В зависимости от области применения стабилизаторы бывают общего назначения и специальные. К первым можно отнести стабилизаторы, например, для питания телевизоров, а ко вторым стабилизаторы в источнике питания задающего генератора передатчика или для прецизионной контрольно-измерительной аппаратуры. По принципу действия стабилизаторы переменного и постоянного напряжения подразделяются на параметрические и компенсационные. В параметрических стабилизаторах используются нелинейные элементы, и стабилизация напряжения (тока) осуществляется в результате 99 нелинейности их вольт-амперных характеристик (ВАХ). На рис. 12 изображены ВАХ нелинейных элементов, применяемых для стабилизации тока (кривая 1) и напряжения (кривая2). Для стабилизации переменного напряжения используются дроссели насыщения. Для стабилизации постоянного напряжения находят широкое применения кремниевые стабилитроны. В стабилизаторах тока используются полевые и биполярные транзисторы. Компенсационные стабилизаторы представляют собою систему автоматического регулирования, содержащую регулирующий элемент и цепь отрицательной обратной связи. Эффект стабилизации в этих устройствах достигается изменением параметров регулирующего элемента при воздействии на него сигнала обратной связи. В компенсационных стабилизаторах напряжения сигнал обратной связи является функцией выходного напряжения, а в стабилизаторах тока - функцией выходного тока. Рис. 12. Вольт-амперные характеристики нелинейных элементов В качестве регулирующего элемента в компенсационных стабилизаторах используются управляемые нелинейные элементы (транзисторы, тиристоры и др.). В зависимости от режима работы регулирующего элемента компенсационные стабилизаторы делятся на непрерывные (или линейные) либо импульсные (или дискретные). Одним из основных параметров стабилизатора напряжения является стабильность выходного напряжения. Она зависит от степени влияния дестабилизирующих факторов на характеристики элементов схемы стабилизатора. Величина колебаний напряжения потребителей оценивается 100 коэффициентом стабилизации, который определяется для стабилизатора напряжения таким образом: К ст  U вх U вых U вх U вых U вх :     λн. U вх.н U вых.н U вых.н U вх.н U вых.н (32) при Iвых = const, где Uвх.н и Uвых.н - номинальные значения входного и выходного напряжений;  Uвх и  Uвых - соответствующие изменения входного и выходного напряжений; λн- коэффициент передачи напряжения со входа на выход стабилизатора, равный λн = Uвых.н / Uвх.н. Иными словами, коэффициент стабилизации по напряжению является безразмерной величиной и определяет, во сколько раз относительное изменение выходного напряжения меньше относительного изменения входного напряжения. Численное значение коэффициента стабилизации для различных типов стабилизаторов имеет величину от единиц до нескольких тысяч. Важной характеристикой стабилизатора является внешняя характеристика, которая показывает характер зависимости входного напряжения стабилизатора от величины его тока нагрузки при неизменном входном напряжении (рис. 13.2): Uвых = f(Iвых), при Uвх = const. (33) По внешней характеристике стабилизатора определяется его выходное сопротивление, которое характеризует степень изменения выходного напряжения стабилизатора при изменении его тока нагрузки. Выходное (внутреннее) сопротивление стабилизатора определяется как приращение выходного напряжения  Uвых, при неизменном входном напряжении Uвх = const (рис.13): 101 Рис. 13. Внешняя характеристика стабилизатора Rвых   U вых , I вых при Uвх = const (34) Знак "минус" показывает, что с ростом тока нагрузки выходное напряжение уменьшается и наоборот. Диапазон стабилизируемых напряжений также является важной характеристикой стабилизаторов, которая показывает пределы изменения входного напряжения, в которых выходное напряжение остается в заданных пределах. Он характеризуется зависимостью Uвых = f(Uвх), при Iвых = const, (35) т.е. при неизменной величине тока нагрузки Iвых. Характер этой зависимости представлен на рис. 14. Рис. 14. Зависимость выходного напряжения стабилизатора от входного 102 Для стабилизаторов постоянного напряжения характерен параметр коэффициент сглаживания Кс =Кп.вх/Кп.вых , где Кп.вх; Кп.вых - коэффициенты пульсаций по первой гармонике соответственно на входе и выходе стабилизатора. Этот параметр применим к стабилизаторам с линейным регулирующим элементом. Температурный коэффициент стабилизатора, равный отношению приращения выходного напряжения  Uвых к приращению температуры окружающей среды  Tокр, при неизменном входном напряжении и токе нагрузки (Uвх = const; Iвых = const) будет Кст =  Uвых/  Tокр (36) Для стабилизаторов переменного напряжения важным параметром является коэффициент мощности, определяемый как отношение номинальных значений потребляемых мощностей, т.е. cosφ = Pст.н/ Sст.н, (37) где Pст.н - номинальная потребляемая активная мощность стабилизатора; Sст.н - номинальная потребляемая полная мощность стабилизатора. Помимо параметров, характеризующих качество стабилизации стабилизаторы постоянного напряжения оцениваются энергетическими, объемно - массовыми и другими показателями. Основным энергетическим показателем стабилизаторов напряжения является коэффициент полезного действия η, равный отношению активной мощности, отдаваемой стабилизатором в сопротивление нагрузки, к активной мощности, потребляемой стабилизатором от сети: η = Рвых/Рвх. Объемно-массовыми параметрами стабилизаторов являются: удельная мощность (Рвых/Vст), Вт/дм3 и (Рвых/Gст), Вт/кг, где Vст, Gст - объём и масса стабилизированного источника электроснабжения соответственно. Основными параметрами надежности являются: время наработки на отказ То, вероятность безотказной работы Ро; коэффициент готовности Кг; время (интенсивность) восстановления tв (μв). К стабилизаторам так же как и к другим устройствам, предъявляются требования по показателю стабильности к различным видам воздействий (механическим, электромагнитным радиационным и др.). 103 ВОПРОС 4. Параметрические стабилизаторы постоянного и переменного напряжения. В качестве параметрических стабилизаторов постоянного напряжения наиболее часто используются кремниевые стабилитроны. В отличие от обычных диодов кремниевые стабилитроны работают на обратной ветви ВАХ в области пробоя, в которой незначительное увеличение напряжения вызывает существенное увеличение тока через стабилитрон. Однако "пробой" перехода не приводит к повреждению стабилитрона, если ток не превышает предельно допустимого значения. На рис. 15,а представлена обратная ветвь ВАХ полупроводникового стабилитрона, на рис. 15,б - наиболее распространенное начертание этой характеристики (сплошная линия отражает нормальную температуру Т1, штриховая - повышенную температуру Т2). При подведении к полупроводниковому стабилитрону прямого напряжения он ведет себя как обычный полупроводниковый диод (рис. 15,б). Обратная ветвь вольтамперной характеристики совпадает с аналогичной характеристикой обычного диода, пока приложенное обратное напряжение не превышает напряжения пробоя. В момент пробоя, когда приложенное к стабилитрону обратное напряжение становится равным величине напряжения электрического пробоя (точка 1), стабилитрон открывается и проходящий через него ток (ток стабилизации) будет определяться сопротивлением нагрузки. В этом состоянии кремниевый стабилитрон может находиться продолжительное время, если мощность рассеивания на нем не превышает допустимой. При превышении максимально допустимого тока стабилизации (точка 2) наступает необратимый тепловой пробой, стабилитрон теряет свои стабилизирующие свойства и выходит из строя. Таким образом, у стабилитрона рабочим считается участок обратной ветви ВАХ (отрезок между точками 1 и 2) и для решения задачи стабилизации постоянного напряжения стабилитроны включаются в электрическую схему полярностью, противоположной полярности обычных выпрямительных диодов. 104 Рис. 15. Вольт-амперные характеристики полупроводникового стабилитрона На рис. 5 приведена схема простейшего стабилизатора постоянного напряжения. Принцип действия такого стабилизатора основан на соблюдении баланса напряжений, вытекающего из второго закона Кирхгофа. В соответствии с этим законом входное приложенное напряжение должно уравновешиваться суммой падений напряжений на сопротивлениях замкнутого электрического контура, составленного из балластного сопротивления Rб и включенного с ним последовательно эквивалентного сопротивления стабилитрона VD и сопротивления нагрузки Rн. Последнее определяется как сумма включенных между собой параллельно сопротивления стабилитрона и сопротивления нагрузки Rн. До момента пробоя стабилитрона VD входное напряжение уравновешивается падением напряжений на Rб и Rн, Uвх = URб + URн. Из рис. 16,б видно, что ординаты ВАХ, отражающей, характер изменения Uвх определяются как суммы ординат ВАХ, отражающих характер изменения URб и URн. После электрического пробоя стабилитрона VD и дальнейшем увеличении входного напряжения на всем рабочем диапазоне вплоть до теплового пробоя стабилитрона происходит лишь увеличение тока через стабилитрон, а напряжение на нем остается неизменным. Поскольку стабилитрон включен параллельно с сопротивлением нагрузки Rн, то падение напряжения на Rн URн = Uвых будет определяться падением напряжения на стабилитроне. При этом входное напряжение в рабочем диапазоне 105 ВАХ стабилитрона уравновешивается падением напряжения на Rб и сопротивлении стабилитрона после его электрического пробоя, которое называют динамическим сопротивлением Rд, то есть Uвх = URб + URд. Таким образом, при увеличении входного напряжения Uвх ток через стабилитрон возрастает, при этом увеличивается падение напряжения на балластном сопротивлении Rб, а напряжение Uвых на стабилитроне, и, следовательно, на сопротивлении нагрузки остается постоянным. Ординаты ВАХ, отражающей характер изменения Uвх на рабочем диапазоне определяются как суммы ординат ВАХ, отражающих характер изменения URб и URд. Рис. 16. Параметрический стабилизатор постоянного напряжения (а) и его вольт-амперные характеристики (б) Из проведенных построений следует, что при изменении входного напряжения в диапазоне от Uвх.мин до Uвх.макс выходное напряжения изменяется в значительно более узком диапазоне от Uвых.мин до Uвых.макс (рис.16,б). Определим коэффициент стабилизации схемы (рис. 16,а) в предположении, что участок вольт-амперной характеристики линейный и в динамическом режиме изменения тока и напряжения на входе можно записать в виде: (37)  i =  iн +  iVD; (38)  Uвх =  Uвых +  iRб; Подставив (38) в (39) и учитывая, что  iн =  Uвых / Rн;  iVD =  Uвых / Rд 106 получим:   1 1  U вх  U вых 1  Rб   . iRб;   Rн Rд  (39) По аналогии для статического режима можно записать:   1 1 U вх  U вых 1  Rб    Rн RVD   .  (40) Из выражений (40) и (41) найдем выражение для коэффициента стабилизации параметрического стабилизатора: К ст  1  Rб (1 / Rн  1 / Rд ) U вх λ  . U вsх 1  Rб (1 / Rн  1 / RVD ) (41) Из выражения (11) следует, что Кст зависит от Rб, RVD и Rд. В выражении (11) составляющую  Uвх/  Uвых можно представить в виде:  1 U вых  iRб U вх 1  .   1  Rб    U вых U вых  Rн Rд  (42 Обычно Rб/Rд » (1 + Rб)/Rн, поэтому приближенно можно записать: (10.13 43)  Uвх/  Uвых  Rб/Rд или К ст  Rб λ. Rд (44) Из выражения (45) следует, что чем меньше Rд и больше Rб, тем выше коэффициент стабилизации. На практике сопротивление Rб выбирается такой величины, чтобы падение напряжения на нем составляло (0.5...3.0) Uвых. Коэффициент стабилизации в таком стабилизаторе колеблется в пределах 20...50, а КПД составляет 20...30%. Существенным недостатком рассмотренного стабилизатора является изменение Кст в зависимости от температуры окружающей среды. У кремниевых стабилитронов с ростом температуры напряжение стабилизации вырастает, то есть они имеют положительный температурный коэф- 107 фициент по напряжению. Знак температурного коэффициента стабилизации кремниевого стабилитрона при прямом включении отрицателен: γ =  Uпр/  T, при обратном включении - положителен: γ =  Uобр/  T. Разные знаки γ дают возможность, соединяя последовательно и встречно несколько стабилитронов различных типов, осуществлять температурную компенсацию их напряжений. Промышленностью выпускаются кремниевые стабилитроны с напряжением стабилизации от единиц до сотен вольт и с γ от -6 до +288 мкВ/ С и выше. При выборе типа стабилитрона в целях получения наиболее точной стабилизации напряжения следует отдать предпочтение стабилитрону, который имеет наименьший температурный коэффициент напряжения γ и небольшое дифференциальное сопротивление Rд. Если цепочку из двух кремниевых стабилитронов, включенных встречно, подключить параллельно сопротивлению нагрузки, то можно стабилизировать переменное напряжение (рис. 17). Рис. 17. Параметрический стабилизатор переменного напряжения (а) и временные диаграммы (б) С точки зрения теории автоматического управления параметрические стабилизаторы относятся к разомкнутым системам автоматического регулирования. Достоинства параметрических стабилизаторов: простота устройства, высокая надежность, большой срок службы. К недостаткам этих стабилизаторов относятся: зависимость коэффициента стабилизации от температуры окружающей среды, низкий КПД, особенно при каскадном включении стабилизаторов. 108 ВОПРОС 5. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения с регулирующим элементом непрерывного действия. Непрерывные компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения являются наиболее распространенными в настоящее время устройствами источников вторичного электропитания. Эти стабилизаторы представляют собой систему автоматического регулирования, содержащую регулирующий элемент и цепь отрицательной обратной связи. Стабилизация напряжения осуществляется изменением параметров регулирующего элемента при воздействии не него сигнала обратной связи. В зависимости от способа включения регулирующего элемента относительно сопротивления нагрузки стабилизаторы подразделяются на последовательные и параллельные. В стабилизаторах первого типа регулирующий элемент включен последовательно, а в стабилизаторах второго типа - параллельно с сопротивлением нагрузки. Функциональные схемы таких стабилизаторов показаны на рис. 18. В схеме на рис.18 .а стабилизатор питается от сети постоянного или переменного тока через выпрямитель и фильтр. Изменение входного напряжения или тока нагрузки вызывает в первый момент изменение напряжения на выходе схемы. Измерительный элемент ИЭ сравнивает выходное напряжение с опорным, в результате чего на его выходе выделяется сигнал рассогласования. Этот сигнал рассогласования усиливается усилителем У и воздействует на регулирующий элемент РЭ. Напряжение на регулирующем элементе изменяется и компенсирует изменения выходного напряжения с определенной степенью точности. На рис. 18,б представлена схема параллельного стабилизатора с непрерывным регулированием. Регулирующий элемент включен параллельно сопротивлению нагрузки. При изменении входного напряжения в первый момент напряжение на выходе схемы Uвых изменяется. На выходе ИЭ появляется сигнал рассогласования между выходным напряжением и опорным. Сигнал рассогласования усиливается усилителем У и подается на вход РЭ. Изменение сигнала на входе РЭ приводит к изменению его тока Iр, что, в свою очередь, вызывает изменения тока Iвх, потребляемого схемой от источника питания. Изменение входного тока Iвх приводит к 109 изменению падения напряжения на балластном сопротивлении Rб, в результате чего выходное напряжение возвращается к своему первоначальному значению Uвых = Uвх – Iвх · Rб. Изменение тока нагрузки Iн вызывает противоположное по знаку и равное по значению изменение тока через РЭ. Таким образом, при изменении тока нагрузки ток, потребляемый стабилизатором от источника питания, не изменяется. Широкое применение стабилизаторов с непрерывным регулированием объясняется их высокими качественными показателями и хорошей электромагнитной совместимостью с радиоэлектронной аппаратурой. Их основным недостатком является относительно низкий КПД, уменьшающийся с понижением уровней выходных напряжений. Рис.18. Функциональные схемы стабилизаторов постоянного напряжения с непрерывным регулированием: а - с последовательным включением регулирующего элемента; б - с параллельным. На рис. 19 представлена схема транзисторного стабилизатора напряжения с последовательным включением регулирующего элемента. Регулирующий элемент выполнен на транзисторе VT1. Измерительный элемент состоит из делителя напряжения, выполненного на резисторах R1, Rп, R2 и источника опорного напряжения. Источник опорного напряжения представляет собой параметрический стабилизатор, выполненный на стабилитроне VD1 и резисторе Rб. Он питается от выходного напряжения стабилизатора. Усилитель в схеме реализована транзисторе VTу и резистора Rу. 110 Принцип действия схемы заключается в следующем. При изменении входного напряжения Uвх, например, увеличении, в первый момент увеличивается выходное напряжение Uвых, что приводит к увеличению напряжения URII на нижнем плече делителя напряжения. Напряжение URII сравнивается с опорным напряжением Uоп стабилитрона VD1. Увеличение URII приводит к увеличению положительного потенциала на базе транзистора VTу по отношению к его эмиттеру. Увеличиваются токи базы и коллектора транзистора VTу, и уменьшается положительный потенциал на базе регулирующего транзистора VT1 относительно его эмиттера. Ток базы транзистора VT1 уменьшается, что приводит к увеличению напряжения коллектор-эмиттер VT1. Напряжение на выходе стабилизатора уменьшается до первоначального значения с определенной степенью точности. В случае изменения тока нагрузки, например, его увеличения, выходное напряжение в первый момент уменьшается из-за увеличения падения напряжения коллектор-эмиттер транзистора VT1. Это вызывает уменьшение напряжения URII на нижнем плече делителя напряжения. При этом уменьшаются положительный потенциал базы коллектора VTу, его базовый и коллекторный токи. Ток базы транзистора VT1 увеличивается, и уменьшается напряжение коллектор-эмиттер Uкэ1 регулирующего транзистора VT1. Выходное напряжение увеличивается до первоначального значения. Регулировка величины выходного напряжения в схеме осуществляется потенциометром Rп. При перемещении движка потенциометра в направлении плюсовой шины стабилизатора увеличивается напряжение URII, что приводит к увеличению тока базы и коллектора транзистора VTу. Ток базы транзистора VT1 уменьшается, увеличивается напряжение Uкэ1, и напряжение на входе стабилизатора уменьшается. При передвижении движка потенциометра в другом направлении напряжение на выходе стабилизатора увеличивается. 111 Рис. 19. Схема стабилизатора напряжения с последовательным включением регулирующего транзистора Важнейшими показателями качества стабилизатора, определяющими точность его работы в установившемся режиме, являются коэффициент стабилизации и внутреннее сопротивление. Для определения указанных параметров схемы найдем приращение (ошибку) выходного напряжения стабилизатора. Из схемы на рис. 19 получаем (46)  Uвых =  Uвх -  Iк1rк1 + K1  UБЭ1. Учитывая, что Учитывая, что  Iк1   Iн, имеем (47)  Uвых =  Uвх -  Iнrк1 + K1  UБЭ1, где rк1 - сопротивление коллектора транзистора VT1 в схеме с общим эмиттером; К1 - коэффициент усиления транзистора VT1 по напряжению;  UБЭ1 - приращение напряжения база – эмиттер транзистора VT1. Приращение напряжения  UБЭ1 равно разности приращения напряжений на коллекторе транзистора VTу и на выходе стабилизатора: (48)  UБЭ1 =  Uкэу -  Uвых, Так как усилитель постоянного тока питается от изменяющегося напряжения, равного входному (Uпу =Uвх), то напряжение на коллекторе транзистора VTу будет изменяться при изменении напряжения питания из-за приращения напряжения на его базе: , (18)  Uкэу =  Uпу · rку / (Rу + rку - Kу  Uвх.у), 112 где rку, Kу - соответственно сопротивление коллектора и коэффициент усиления по напряжению транзистора VTу в схеме с общим эмиттером;  Uвх.у - приращение напряжения на входе усилителя постоянного тока;  Uпу - приращение напряжения питания усилителя постоянного тока. Приращение напряжения на входе усилителя  Uвх.у можно определить из схемы на рис. 10.9, где изображена схема сравнения и усилитель постоянного тока стабилизатора. Стабилитрон VD1 в схеме заменен эквивалентным источником с напряжением Uоп и внутренним сопротивлением, равным динамическому сопротивлению стабилитрона RVD = Rд. Из схемы на рис. 20 имеем U в х. у  U RII  U оп  U в ых   U оп RII  Rв х. у  ( RI  RII )  ( Rв х. у  RI  RII / RI  RII ) Rв х. у Rв х. у  RI  RII / RI  RII  ,  (50) или U вх.у  U вых  α  α'U оп  α' , (51) где Rвх.у - входное сопротивление усилителя постоянного тока; α  RII /( RI  RII ) - коэффициент передачи делителя; α'  Rвх.у /Rвх. у  RI  RII /( RI  RII )- коэффициент, учитывающий влияние входного сопротивления усилителя на коэффициент передачи делителя. Рис. 20. Схема сравнения стабилизатора 113 Проведя ряд последовательных подстановок (51) в (49), (49) в (48), (48) в (47) найдем приращение выходного напряжения в окончательном виде U вых   I н  rк1 U вх   1  К1 К у  α  α' К1 1  К1 К у  α  α" К1 К1  U пу  rку ( Rу  rку )(1  К1 К у  α  α' К )  К1  К у  U оп   ' (Rу так как то Из (52) видно, что ошибка выходного напряжения зависит от приращений входного напряжения, тока нагрузки, напряжения питания усилителя и опорного напряжения. Наибольшее влияние на ошибку стабилизатора оказывают изменения опорного напряжения и напряжение питания усилителя постоянного тока. Из (52) найдем выражение для коэффициента стабилизации схемы на рис. 19. По определению в соответствии с выражением (1) К ст  U вхU вых.н / U вых U вх.н .   ( Rу  rку ) K1  K у     'U вых.н / Rу  rку  rку  К1  U вх.н , так как rку  К1  ( Rу  rку ), (53) то К ст  ( Rу  rку ) К у  α  α'U вых.н / rку U вх.н (54) Из (54) следует, что коэффициент стабилизации рассмотренной схемы в значительной степени определяется параметрами транзистора, на котором собран усилитель постоянного напряжения (rку, Kу), сопротивлением в его коллекторной цепи, а также значения коэффициентов α α’. Стабильность опорного напряжения в значительной мере сказывается на постоянстве выходного напряжения. Как видно из (52), при  Uвх = 0;  Uпу = 0;  Iн = 0;  Uвых =  Uоп/α . Поскольку коэффициент передачи делителя напряжения всегда меньше единицы, то изменение выходного напряжения оказывается большим изменения опорного напряжения. Поэтому параметрический стабилизатор (VD1, RБ), являющийся источником опорного напряжения, питается от выходного стабилизированного напряжения. Изменение температуры окружающей среды приводит к изменению величины опорного напряжения, которое зависит от температурного коэффициента стабилитрона. Если температурный коэффициент стабилит- 114 рона положительный, то при увеличении температуры окружающей среды опорное напряжение возрастает, что вызывает уменьшение положительного потенциала на базе транзистора VT у. Вследствие этого уменьшаются токи базы и коллектора транзистора VTу, увеличивается ток базы и уменьшается напряжения коллектор-эмиттер транзистора VT1, что приводит к увеличению выходного напряжения стабилизатора. Для уменьшения влияния температуры окружающей среды на изменение выходного напряжения стабилизатора, в схемах предусматривается температурная компенсация. Изменение напряжения питания усилителя в значительной степени сказывается также на стабильности выходного напряжения. Поэтому рассмотренная схема стабилизатора имеет относительно низкий коэффициент стабилизации, так как усилитель питается от нестабилизированного входного напряжения. Из (52) видно, что ошибку стабилизатора можно уменьшить, увеличив сопротивление коллекторной нагрузки усилителя постоянного тока или улучшив стабильность напряжения питания (  Uпу = 0). Поэтому уменьшение ошибки в рассмотренной схеме с последовательным включением регулирующего элемента достигается включением вместо резистора Rу в коллекторную цепь транзистора VTу транзисторного стабилизатора тока с большим внутренним сопротивлением. Второй путь уменьшения ошибки стабилизатора заключается в использовании независимого дополнительного источника для питания усилителя постоянного напряжения. Процессы, протекающие в компенсационном стабилизаторе постоянного напряжения с параллельным включением регулирующего элемента во многом аналогичны процессам в рассмотренной схеме. Схема параллельного стабилизатора изображена на рис.10. Стабилизатор состоит из регулирующего транзистора VT1; балластного резистора Rб1; усилителя постоянного тока, выполненного на транзисторе VT2 и резисторе R3, источника опорного напряжения VD1, Rб3; делителя напряжения R1, Rр, R2; выходного конденсатора С1; дополнительного источника Uо и Rб2,VD2 для питания усилителя постоянного тока. 115 Выходное напряжение стабилизатора Uвых = Uвх - URБ1. Ток, протекающий через балластный резистор, I1 = Iк1 + Iн, где Iк1 - ток коллектора регулирующего транзистора; Iн - ток нагрузки. При изменении входного напряжения, например, увеличении в первый момент увеличивается напряжение на выходе, которое приводит к увеличению напряжения URII, увеличивается положительный потенциал на базе транзистора VT2 и его базовый и коллекторный токи. Увеличение коллекторного тока транзистора VT2 приводит к увеличению напряжения на резисторе R3, увеличивается положительный потенциал на базе регулирующего транзистора VT1 и его базовый и коллекторный токи. Увеличение коллекторного тока транзистора VT1 приводит к увеличению тока IRБ1 и напряжения URБ1 на балластном резисторе. Напряжение на выходе стабилизатора уменьшается до первоначального значения с определенной степенью точности. При изменении тока нагрузки в первый момент изменяется выходное напряжение, а затем схема работает как и при изменении входного напряжения. Приращение тока нагрузки вызывает равное по значению и противоположное по знаку приращение тока коллектора регулирующего транзистора VT1. В результате при постоянном входном напряжении ток стабилизатора изменяется незначительно. Рис. 21. Принципиальная электрическая схема стабилизатора напряжения с параллельным включением регулирующего элемента 116 Регулировка выходного напряжения в схеме, так же как в последовательных стабилизаторах, осуществляется потенциометром Rр, включенным в цепь делителя напряжения. В настоящее время широкое применение в практике находят стабилизаторы с непрерывным регулированием в интегральном исполнении. Отечественная промышленность выпускает ряд интегральных микросхем серии К142ЕН на различные выходные напряжения, токи нагрузки и мощности. Широко применяются стабилизаторы типа К142ЕН1 (А,Б); К142ЕН2 (А,Б). Стабилизаторы данного типа могут 4 0обеспечивать выходные напряжения 3...30В. Максимальная рассеиваемая мощность этими микросхемами без теплоотвода составляет 0.7 Вт при температуре окружающей среды 50 С. Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН3, К142ЕН4 обеспечивают выходные напряжения в диапазоне 3...30 В. Максимальная мощность микросхемы без теплоотвода составляет 1.4 Вт при Тс = 50 С. Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН3 и К142ЕН5Б обеспечивают фиксированные значения выходных напряжений 5 и 6 В соответственно. Максимально допустимый ток нагрузки - 3 А. Максимальная рассеиваемая мощность для этих схем без применения дополнительного теплоотвода составляет 1.2 Вт (при Тс =50 С). Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН6 обеспечивают возможность получить двухполярное выходное напряжение в диапазоне  (5...25) В. Максимальный ток нагрузки 0.2 А. На рис.11 приведена схема с использованием микросхем типа К142ЕН1,2 (микросхема обведена штриховой линией). Регулирующий элемент микросхемы выполнен на транзисторах VT3, VT4, включенных по схеме Дарлингтона. Источник опорного напряжения выполнен на элементах VT1, VD1, VT5, R1, R2 и VD2. Опорное напряжение снимается между выводами 6 и 8 микросхемы. Полевой транзистор VT1 и стабилитрон VD1 представляют собой нерегулируемый параметрический стабилизатор напряжения. Транзистор VT5 и резисторы R1, R2 обеспечивают получение требуемого опорного напряжения (Uоп = 2.4В). Диод VD2 осуществляет температурную стабилизацию опорного напряжения. Усилитель постоянного напряжения выполнен на транзисторах VT6, VT7 по несимметричной дифференциальной схеме. Коллектор- 117 ной нагрузкой транзистора VT7 является полевой транзистор VT2. Напряжение на резисторе R3 равно Uоп. Для защиты стабилизатора от короткого замыкания и перегрузок в схему включен транзистор VT9. Для работы интегрального стабилизатора необходимо подключить к схеме делитель напряжения R1, R2, R3, выходной конденсатор C2 и резисторы схемы защиты R4, R5, R6. Принцип действия схемы (рис. 22) заключается в следующем. При изменении входного напряжения, например, увеличении, в первый момент увеличивается выходное напряжение. Увеличивается положительный потенциал на базе транзистора VT7 и его базовый и коллекторный токи. Уменьшаются токи базы транзисторов VT3 и VT4, они призакрываются и напряжение коллектор-эмиттер транзистора VT4 возрастает. Увеличение напряжения коллектор-эмиттер транзистора VT4 приводит к уменьшению выходного напряжения до первоначального значения. Регулировка выходного напряжения осуществляется в схеме переменным резистором R9. Рис. 22. Принципиальная электрическая схема стабилизатора напряжения на микросхеме К142ЕН1 Принцип действия защиты стабилизатора от короткого замыкания и перегрузок основан на запирании 4 0составного регулирующего транзистора. В нормальном режиме и при не больших перегрузках по току, когда напряжение на резисторе R6 (датчик тока) меньше напряжения на рези- 118 сторе R4, база транзистора VT9 имеет отрицательный потенциал по отношению к его эмиттеру и транзистор VT9 закрыт. При значительных перегрузках и при коротком замыкании возрастает напряжение на резисторе R6. Как только напряжение на резисторе R6 превышает напряжение на резисторе R4, потенциал базы транзистора VT9 станет положительным по отношению к его эмиттеру, транзистор VT9 открывается, его базовый и коллекторный токи увеличивается. Увеличение коллекторного тока транзистора VT9 приводит к уменьшению токов базы транзисторов VT3, VT4, они запираются, что вызывает ограничение токов в цепи нагрузки. Если ток, требуемый от стабилизатора с устанавливаемым напряжением, превышает максимально допустимую величину тока микросхемы, то к ней подключают дополнительный мощный транзистор, который с силовым транзистором микросхемы образует составной (рис. 12). Рис. 23. Принципиальная электрическая схема стабилизатора напряжения на микросхеме К142ЕН1 с дополнительным мощным транзистором В качестве вывода следует отметить, что компенсационные стабилизаторы с непрерывным режимом работы регулирующего элемента обеспечивают высокий коэффициент стабилизации напряжения (или тока). Кроме того, они по принципу своего действия снижают пульсацию выходного напряжения, являясь одновременно фильтром для переменной составляющей. Существенными недостатком этих стабилизаторов являет- 119 ся их низкий КПД и, как следствие этого, плохие массо-габаритные показатели. ВОПРОС 6 . Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения с регулирующим элементом импульсного действия. Самым главным недостатком, присущим компенсационным стабилизаторам с регулирующим элементом непрерывного действия является низкий КПД, что является следствием выделения значительной мощности в регулирующем элементе в процессе регулирования. Мощность, выделяемая на регулирующем элементе, уменьшается, если он работает в ключевом режиме. Стабилизаторы такого типа получили название импульсных. Регулирующие транзисторы в импульсных стабилизаторах работают как переключающие элементы: это и объясняет высокие энергетические показатели этих устройств. Коэффициент полезного действия импульсных стабилизаторов может достигать 70...75% при выходном напряжении 5В, при этом их удельная мощность составляет 120...250 Вт/дм3. Применение современной элементной базы позволяет осуществить преобразование энергии на частотах до нескольких сотен килогерц, а в ряде случаев и выше. Работа импульсных стабилизаторов на повышенных частотах позволяет уменьшить объем и массу электромагнитных элементов и емкость конденсаторов, и тем самым повысить удельные объемно-массовые показатели устройства. В импульсных стабилизаторах применяется три способа регулирования: широтно-импульсный (ШИМ), при котором период коммутации постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) изменяется; частотно-импульсный (ЧИМ), при котором период коммутации не постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) постоянно; двухпозиционный (релейный), при котором и период и относительное время, когда транзистор находится в области насыщения (отсечки), изменяются. Наибольшее применение в практике находят импульсные стабилизаторы с широтно-импульсной модуляцией и двухпозиционные. 120 На рис. 24 приведена функциональная электрическая схема стабилизатора с широтно-импульсной модуляцией. Принцип работы схемы заключается в следующем. Выпрямленное напряжение через фильтр или непосредственно с выпрямителя подается на регулирующий элемент РЭ, а затем через фильтр Φ, на выход стабилизатора. Выходное напряжение стабилизатора Uвых сравнивается с опорным напряжением Uоп, а затем сигнал разности  U подается на вход усилителя постоянного тока УПТ. Усиленный сигнал поступает на модулирующее устройство МУ, преобразующее сигнал постоянного тока в импульсы с определенной длительностью. Длительность импульсов изменяется пропорционально сигналу разности между опорным и измеренным напряжениями. С модулирующего устройства сигнал поступает на регулирующий элемент РЭ, который периодически переключается. Среднее значение напряжения на выходе РЭ зависит от соотношения между времени tи, в течение которого он находится в открытом состоянии, и длительностью периода Т: t U ср 1 и   u вх (t ) dt; Т 0 (55) где uвх(t) - входное напряжение стабилизатора. При uвх(t) = Uвх = const из (55) получаем Uср = Кз · Uвх где Kз =tи/T - коэффициент заполнения. При изменении напряжения на выходе стабилизатора изменяется сигнал постоянного тока с выхода УПТ, а, следовательно, и соотношение между паузой и импульсом. В результате среднее значение выходного напряжения почти возвращается к первоначальному значению. Рис.24. Функциональная электрическая схема импульсного стабилизатора с широтно-импульсной модуляцией 121 Как следует из принципа действия импульсного стабилизатора регулирующий элемент в нем в отличие от стабилизатора с регулирующим элементом непрерывного действия, находится в двух крайних состояниях: насыщения и отсечки. В режиме насыщения ток коллектора ограничен лишь внешним сопротивлением, падение напряжения на транзисторе мало, а входное напряжение Uвх практически полностью приложено к сопротивлению нагрузки. В состоянии отсечки сопротивление транзистора очень велико и ток через него практически не протекает. В результате почти все входное напряжение приложено к промежутку коллекторэмиттер транзистора. Характеристики транзистора в ключевом режиме рис. 25 представляют двумя кривыми: первая из них соответствует открытому транзистору (ее наклонный участок - состоянию насыщения); вторая - закрытому транзистору и имеет очень малый наклон до напряжения пробоя. Рабочими участками характеристики являются наклонный участок кривой 1 и пологий участок кривой 2. Область, заключенную между этими кривыми называют активной областью транзистора. В пределах этой области ток базы обладает управляющим действием. Рис. 25. Характеристики транзистора в ключевом режиме И в состоянии отсечки и в состоянии насыщения мощность, выделяемая на транзисторе в процессе регулирования, мала, так как либо ток, либо напряжение транзистора малы. В активную область рабочая точка попадает в процессе переключения (коммутационный процесс), в это время мгновенная мощность, рассеиваемая на транзисторе, может быть велика. Уменьшить эту мощность можно сокращением времени перехода транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения. Поэтому в практических целях всегда стремятся обеспечить минимальные времена 122 перехода регулирующего транзистора из открытого в закрытое состояние и обратно. Энергия, выделяющаяся в насыщенном транзисторе, пропорциональна квадрату проходящего через него тока: 2 wнас  I к.нас  rн  t и , (56) где rн - сопротивление нагрузки. За время закрытого состояния транзистора (T-tи) на нем выделяется энергия: Wотс = Uвх · Iк.отс (T - tи), (57) где Iк.отс - неуправляемый ток коллекторного перехода в состоянии отсечки; Uвх - напряжение, приложенное к закрытому транзистору. По определению потери энергии из-за коммутационных процессов: Wксм  Т вкл  i (t )  u к кэ (t )  dt  Т выкл  i (t ' )  u к кэ (t ' )  dt , (58) где Tвкл и Tвыкл - соответственно времена перехода транзистора из закрытого состояния в открытое, и наоборот из открытого в закрытое. Полная мощность потерь в транзисторе, работающем в ключевом режиме, Pпот = W/T = (Wнас + Wотс + Wком)/T. (59) Поскольку регулирующим фактором в ключевых стабилизаторах является время tи, они малочувствительны к воздействию температуры и к изменению параметров транзисторов. Наряду с описанными достоинствами компенсационным стабилизаторам с регулирующим элементом импульсного действия присущи недостатки, ограничивающие их применение. К недостаткам относятся: а) большие пульсации выходного напряжения, в результате чего необходимы громоздкие сглаживающие фильтры; б) недостаточное быстродействие (сказывается реакция стабилизатора лишь через полпериода); 123 в) плохие параметры при работе на динамическую (импульсную) нагрузку. Необходимость применения сглаживающего фильтра приводит к тому, что в контур обратной связи оказываются включенными реактивные элементы с большими постоянными времени. Наличие таких инерционных звеньев вызывает значительные фазовые сдвиги в цепи обратной связи, что делает схему стабилизатора неустойчивой. Вследствие этого усиление в цепи обратной связи во избежание самовозбуждения схемы не может быть высоким. Таким образом, ввиду низкого усиления коэффициент стабилизации импульсных стабилизаторов не может быть большим. Из-за резких отсечек тока при коммутации регулирующего элемента и возможных переходных процессов импульсный стабилизатор может являться источником высокочастотных помех. Эту особенность следует учитывать при конструировании импульсных стабилизаторов, особенно сильноточных. Свойственные ключевому режиму особенности делают стабилизаторы напряжения с таким режимом работы наиболее перспективными в случаях, где на первое место выступают требования высокой экономичности и надежности, малых габаритов и малой чувствительности к колебаниям температуры. В первую очередь это относится к разнообразным портативным и переносным устройствам, предназначенным для работы в сложных климатических условиях. Кроме того, такие стабилизаторы могут с успехом применяться при питании нагрузок типа накала радиоламп, где требования к пульсации и выходному сопротивлению имеют второстепенное значение. Если же от стабилизатора требуется высокая точность стабилизации и быстродействие, а КПД и габариты не играют решающей роли, то предпочтительнее использовать непрерывный режим работы регулирующего элемента. 124 ЛЕКЦИЯ №7 Тема лекции: Статические преобразователи постоянного напряжения в переменное. Вопросы лекции: 1. Назначение, классификация и обобщенная структурная схема преобразователя постоянного напряжения в переменное. 2. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в транзисторном инверторе. 3. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в тиристорном однофазном параллельном автономном инверторе тока. 4. Основные понятия о регулировании частоты и напряжения транзисторных и тиристорных инверторов. ВОПРОС 1. Назначение, классификация и обобщенная структурная схема преобразователя постоянного напряжения в переменное. На практике часто возникает задача преобразования постоянного напряжения в переменное напряжение или ток. Процесс преобразования постоянного тока в переменный получил наименование и н в е р т и р о в а н и я , а устройства, осуществляющие это преобразование, называются и н в е р т о р а м и . Термин "инвертирование" происходит от латинского слова i n v e r c i o - переворачивание, перестановка. Впервые этот термин в преобразовательной технике был применен для обозначения процесса, обратного выпрямлению, и характеризовал процесс, при котором поток электрической энергии постоянного тока поочередно изменял свое направление на обратное таким образом, что в нагрузке протекал переменный ток. Таким образом, устройства, преобразующие электрическую энергию постоянного тока в электрическую энергию переменного тока с постоянной или регулируемой частотой, называются и н верторами. Необходимость применения такого типа устройства возникает в следующих случаях: 125 - когда единственным источником электрической энергии в системе является химический источник тока, а некоторые приемники требуют для электропитания только переменный ток; - при необходимости преобразовать напряжение переменного тока одной частоты в переменный ток другой частоты (более высокой); - при необходимости повысить качество выпрямленного напряжения путем преобразования выпрямленного напряжения промышленной частоты в переменное напряжение повышенной частоты с последующим его выпрямлением для уменьшения коэффициента пульсаций. Это достигается в схемах, которые предназначены для преобразования напряжения постоянного тока одной величины в постоянное напряжение другой величины с промежуточным преобразованием постоянного напряжения в переменное и с последующим его выпрямлением. Основные области применения инверторов: 1) питание потребителей переменного тока в устройствах, где единственным источником электрической энергии является аккумуляторная батарея (например, бортовые источники питания самодвижущихся объектов), а также питание ответственных приемников при аварии в сети переменного тока (например, электросвязь); 2) электротранспорт, питающийся от контактной сети постоянного или переменного напряжения, где для регулируемого электропривода желательно иметь простые, дешевые и надежные асинхронные двигатели с короткозамкнутым ротором; 3) электропривод, где требуется переменная частота вращения; в этом случае инвертор является источником с регулируемой частотой и напряжением; 4) преобразователи постоянного напряжения одного номинала в постоянное или постоянные напряжения других номиналов; 5) источники прямого преобразования энергии, в которые вырабатывается постоянное напряжение относительно низкого уровня (термо- и фотоэлектрические генераторы, топливные элементы, МГД-генераторы); для использования этой энергии требуется преобразовать постоянное напряжение в переменное напряжение требуемой частоты; 6) в высоковольтных ЛЭП постоянного напряжения для преобразования передаваемого на дальнее расстояние постоянного напряжения в переменное напряжение промышленной частоты. Физическая сущность процесса инвертирования постоянного тока состоит в том, что посредством применения полупроводниковых переключателей, 126 соединенных в схему инвертирования, и соответствующим чередованием замкнутого и разомкнутого их состояния обеспечивается такое подключение сопротивления нагрузки к источнику постоянного тока, которое обеспечивает изменение направления тока в нагрузке, подобно протеканию по ней переменного тока. Путем такого преобразования электрической энергии создается возможность электропитания приемников переменного тока от первичного источника электрической энергии постоянного тока. Инверторы принято классифицировать по ряду признаков: - по числу импульсов противоположной полярности за период изменения выходного напряжения; - по схеме преобразования; - по числу фаз вторичной обмотки трансформатора; - по типу применяемых переключающих вентильных устройств; - по способу управления или коммутации переключающими устройствами. По числу импульсов тока противоположной полярности за период изменения выходного напряжения различают о д н о т а к т н ы е и д в у х т а к т н ы е инверторы. В однотактных в сопротивление нагрузки за период изменения выходного напряжения из первичной сети постоянного напряжения передается один импульс тока. В двухтактных инверторах за один период изменения выходного напряжения таких импульсов передается два. Однотактный инвертор относительно прост в схемотехническом отношении, но магнитопровод его трансформатора (дросселя) работает в режиме одностороннего намагничивания, что не позволяет реализовать хорошие показатели при использовании большинства современных магнитных материалов. В двухтактном инверторе трансформатор не подмагничивается, в результате чего обеспечивается непрерывный отбор мощности от первичного источника постоянного напряжения и передача ее в сопротивление нагрузки. По этим причинам магнитопроводы трансформаторных двухтактных инверторов компактнее, чем однотактных. На основе как однотактных, так и двухтактных инверторов могут строиться многофазные инверторы. В таких инверторах несколько отдельных парциальных инверторов работают на общее сопротивление нагрузки, но переключаются со сдвигом по фазе один относительно другого. Это позволяет снизить интенсивность помех, возникающих при переключении вентильных элементов в инверторе. 127 Под схемой преобразования (инвертирования) понимают схему соединения вентильных элементов и элементов для их коммутации, а также трансформатора и в отдельных случаях входного или выходного фильтра. Работа инвертора и его технико-экономические показатели в основном определяются схемой инвертирования, от которой зависят форма кривой выходного напряжения, форма кривой потребляемого тока, внешняя (или нагрузочная) характеристика, КПД инвертора, допустимое изменение коэффициента мощности нагрузки (указываемого обычно по основной гармонике напряжения на сопротивлении нагрузки), максимальное (мгновенное) значение тока нагрузки, определяющее для большинства схем порог устойчивой работы инвертора. На практике находят применение следующие схемы инвертирования: - однофазная однотактная (рис. 1); - однофазная двухтактная (рис. 2); - однофазная мостовая (рис. 3); - трехфазная однотактная с нулевым выводом (рис..4,а); - трехфазная мостовая (рис. 4,б). В зависимости от требований, предъявляемых к инверторам со стороны их приемников, они могут быть с трансформаторным и бестрансформаторным (гальваническим) выходом. Как правило, трансформаторная схема применяется в тех случаях, когда необходимо изменить величину выходного напряжения относительно напряжения источника питания или обеспечить электрическую р а з в я з к у цепей постоянного и переменного тока. Примеры схем обоих типов приведены на рис.2,а,б. По числу фаз вторичной обмотки трансформатора различают однофазные, двухфазные и трехфазные инверторы. По типу переключающих вентильных устройств (ключей) различают т р а н з и с т о р н ы е и т и р и с т о р н ы е инверторы. Транзисторные инверторы применяют для получения выходной мощности от 20...50 Вт до 1000 Вт. При большей выходной мощности (от 1 до 100 кВт и более), особенно при большом первичном, напряжении применяются тиристорные инверторы. В зависимости от способа управления или коммутации переключающими устройствами различают два основных класса инверторов: - инверторы с самовозбуждением или автономные инверторы; - инверторы с независимым возбуждением или инверторы, ведомые сетью. А в т о н о м н ы й - это полупроводниковый инвертор, в котором коммутация полупроводниковых приборов осуществляется под действием напряже- 128 ния, обусловленного элементами, входящими в состав полупроводникового инвертора (ГОСТ 23414-84). В е д о м ы й - это полупроводниковый инвертор, в котором коммутация полупроводниковых приборов осуществляется под действием напряжения, обусловленного внешними по отношению к полупроводниковому инвертору источниками электрической энергии (ГОСТ 23414-84). Рассмотрим сущность процесса инвертирования на примерах. На схемах инверторов (рис.1,а - 4) цифрами обозначены условные номера ключейпрерывателей. В однофазной однотактной схеме (рис.11.1,а) при замыкании ключа S1 источник питания подключается непосредственно к нагрузке. При периодическом замыкании и размыкании ключа на нагрузке получим импульсы напряжения прямоугольной формы (рис.11.1,б). Длительность импульсов напряжения и их частота следования полностью определяется режимом работы ключа. Для выделения переменной составляющей напряжения на нагрузке в такой схеме целесообразно применить трансформатор. Рис. .1. Однофазная однотактная схема инвертора (а) и временная диаграмма выходного напряжения (б) Аналогичным образом работает однофазная двухполупериодная схема с нулевым выводом (рис. .2,а,б). Различия состоят только в том, что ключи S1 и S2 замыкаются н е о д н о в р е м е н н о , а поочередно, таким образом, когда замкнутому состоянию ключа S1 соответствует разомкнутое состояние ключа S2 и наоборот, т.е. ключи работают в противофазе. Если интервал времени замкнутого и разомкнутого состояния ключей S1 и S2 одинаковы, то в нагрузке получим переменное напряжение прямоугольной формы. 129 Рис..2. Однофазная двухтактная схема с нулевым выводом: а) бестрансформаторная; б) трансформаторная; в) временная диаграмма выходного напряжения В мостовой схеме инвертора (рис. .3) для получения переменного напряжения на выходе необходима одновременная коммутация двух ключей S1, S4 и S2, S3 в противофазе. Рис. 3. Однофазная мостовая схема Рис. 4. Трехфазная однотактная схема с нулевым выводом (а) и трехфазная мостовая схема (б) В зависимости от характера протекания электромагнитных процессов в схемах автономных инверторов их подразделяют на три основных типа: - инверторы тока; - инверторы напряжения; - резонансные инверторы. Это разделение носит условный характер. За определяющий признак при этом принимается проводимость цепи постоянного тока со стороны непосред- 130 ственно преобразующей части (например, со стороны тиристоров) относительно переменной составляющей напряжения. Рассмотрим это более подробно на примере двух автономных инверторов, питающихся от источника постоянного напряжения Ud (рис.5). Поскольку в цепи постоянного тока первого инвертора (рис.5,а) включен дроссель Ld с большой индуктивностью, то в интервале между коммутациями ключевых элементов S1...S4 ток дросселя изменяется незначительно. В результате ключевые элементы инверторов изменяют направление (но не мгновенное значение) тока в нагрузке, что и нашло отражение в соответствующей терминологии – и н в е р т о р т о к а . Нагрузка таких инверторов носит, как правило, емкостный характер, поскольку при индуктивной нагрузке из-за скачкообразного изменения тока возникали бы перенапряжения, нарушающие нормальную работу элементов схемы. В схеме (рис.5,б) источник постоянного напряжения подключен непосредственно к ключевым элементам, которые периодически с изменением полярности подключают это напряжение к нагрузке. В результате нагрузка питается как бы от источника переменного напряжения. Такая схема классифицируется как и н в е р т о р н а п р я ж е н и я . Нагрузка в этом случае должна носить активный либо индуктивный характер (если на выходе инвертора не установлены специальные фильтры), так как при емкостном характере нагрузки изза скачкообразного изменения напряжения имели бы место всплески токов. В резонансных инверторах нагрузка, имеющая большую индуктивность, образует с реактивными элементами схемы инвертора колебательный контур с резонансом напряжений. При этом собственная частота контура должна быть выше или равна рабочей частоте инвертора. Такие инверторы имеют близкую к синусоидальной форму напряжения и тока в нагрузке и применяются для получения переменного напряжения или тока повышенной частоты (более 1000 Гц). Таким образом, сущность процесса инвертирования заключается в периодическом подключении нагрузки или первичной обмотки трансформатора к источнику постоянного тока с одной и той же полярностью в однотактных или с противоположной полярностью в двухтактных схемах инверторов. Основными характеристиками, которые позволяют сравнивать между собой различные схемы инверторов, являются: 131 Рис. 5. Схемы и временные диаграммы инверторов тока (а,б) и напряжения (в,г) - зависимость величины выходного напряжения инвертора от величины напряжения питания постоянного тока при заданном токе нагрузки: Uвых = f(Ud) при Iвых = const; - зависимость частоты выходного напряжения инвертора от величины напряжения питания при заданном токе нагрузки: f = f(Ud) при Iвых = const; - внешняя характеристика инвертора - зависимость выходного напряжения инвертора от величины тока нагрузки при неизменном напряжении питания: Uвых = f (Iвых) при Ud = const; - выходное сопротивление инвертора (внутреннее), которое определяется по внешней характеристике инвертора: U вых Rвых  ; I вых - коэффициент полезного действия инвертора: η = Pвых / Pвх ; - величина выходной мощности инвертора Pвых. ВОПРОС 2. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в транзисторном инверторе. Все известные в настоящее время транзисторные инверторы по принципу действия являются г е н е р а т о р а м и . Из технической электроники извест- 132 но, что генератор - это устройство, преобразующее электрическую энергию источника постоянного напряжения в энергию незатухающих электрических колебаний требуемой формы, частоты и мощности. Различают генераторы с самовозбуждением ( а в т о г е н е р а т о р ы ) и генераторы с внешним возбуждением, которые по существу являются усилителями мощности. Электронные автогенераторы подразделяются на автогенераторы синусоидальных (гармонических) колебаний и автогенераторы несинусоидальной формы, которые принято называть р е л а к с а ц и о н н ы м и (импульсными) автогенераторами. Последние находят широкое применение в системах автономного электроснабжения СК в качестве вторичных источников питания различного функционального назначения. Благодаря хорошим частотным характеристикам современных транзисторов (свыше 100 МГц) транзисторные инверторы позволяют получать выходное переменное напряжение в широком диапазоне частот. Схема простейшего однофазного однотактного транзисторного инвертора, которая представляет собою релаксатор с электромагнитной связью, изображена на рис.6,а. Схема содержит линейный (с немагнитным зазором) трансформатор Т с тремя обмотками, транзистор VT1, резистор Rб для ограничения тока базы и резистор Rсм для начального смещения рабочей точки транзистора. При подаче входного напряжения Ud, благодаря наличию начального смещения возникает ток базы Iб транзистора и соответствующее возрастание коллекторного тока Iк транзистора VT1. Ток коллектора Iк, проходя по обмотке ωк, вызывает нарастание магнитного потока в магнитопроводе трансформатора Т, при этом в обмотках ωб и ω2 наводятся ЭДС. Обмотка положительной обратной связи ωб подключена к транзистору таким образом, что протекающий в ней ток базы Iб способствует открыванию транзистора. Поскольку трансформатор линейный, то коллекторный ток Iк нарастает по линейному закону до тех пор, пока не достигнет значения тока насыщения транзистора Iкт. При этом магнитный поток также нарастает по линейному закону, и в соответствии с законом электромагнитной индукции ЭДС во всех обмотках имеют определенную полярность и постоянную по амплитуде величину. В момент достижения током коллектора значения насыщения Iкт его дальнейший рост прекращается, соответственно прекращается изменение магнитного потока в магнитопроводе трансформатора, и величина ЭДС во всех обмотках снижается до нулевого значения. В результате этого ток базы Iб и ток коллектора Iк скачком изменяются практически до нуля. Транзистор переходит в режим отсечки, в обмотке ωк наводится ЭДС самоиндукции, а магнитный 133 поток от своего максимального значения, которое он имел в момент времени t1 плавно (в силу линейности трансформатора с немагнитным зазором) уменьшается до нуля. При этом во вторичной обмотке формируется задний фронт импульса выходного напряжения. Достоинством рассмотренной схемы является простота, небольшое количество элементов, обусловленная этим низкая стоимость и высокая надежность в работе. Главным недостатком схемы является наличие постоянного подмагничивания материала магнитопровода трансформатора, в результате чего инвертор имеет большие массу и габариты, а также влияние изменения сопротивления нагрузки на режим работы схемы. Поэтому такая схема имеет ограниченное применение и используется лишь для преобразования мощности не более 1 ... 2 Вт. Рис. 6. Схема однофазного однотактного транзисторного инвертора (а) и временные диаграммы (б) Недостатки, свойственные однотактным инверторам, исключаются в схемах двухтактных инверторов. Рассмотрим электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в широко распространенной схеме двухтактного самовозбуждающегося инвертора (автогенератора), в котором транзисторы попеременно находятся в состоянии насыщения либо отсечки (рис. 7,а). Такой инвертор называют автогенератором с насыщающимся силовым трансформатором. Основными элементами схемы являются транзисторы VT1 и VT2 и трансформатор Т. Резисторы RБ1 и RБ2 определяют базовый ток транзисторов. Процесс возбуждения колебаний в схеме происходит следующим образом. При 134 включении источника питания с постоянным напряжением Ud оба транзистора VT1 и VT2 открываются и их коллекторные токи, проходя через обмотки ω'1 и ω''1, создают в магнитопроводе трансформатора намагничивающие силы, направленные навстречу друг другу. Эти намагничивающие силы возбуждают в магнитопроводе направленные встречно магнитные потоки. При полной идентичности параметров транзисторов, симметрии схемы и магнитных характеристик магнитопровода трансформатора суммарный магнитный поток равен н у л ю и автоколебания в схеме не возникают. Однако в практических схемах такой идентичности никогда не бывает, поэтому из-за несимметричности схемы коллекторный ток одного из транзисторов (например, VT1 на рис. 7,а) будет несколько больше, чем в другом транзисторе - VT2. Возникающая при этом разностная намагничивающая сила создает в магнитопроводе магнитный поток одного направления, который индуктирует во всех обмотках ЭДС. Базовые обмотки ωБ и ω'Б включены таким образом, чтобы в рассматриваемом случае на базу транзистора VT1 поступал отрицательный потенциал, а на базу транзистора VT2 - положительный потенциал (т.е. чтобы обратная связь была положительной). В результате переходного процесса транзистор VT1 (в момент времени tо) переходит в режим насыщения, а транзистор VT2 - в режим отсечки. В результате напряжение источника питания через открытый транзистор VT1 подключается к обмотке ω'1 и магнитный поток в магнитопроводе полностью определяется намагничивающей силой этой обмотки. При этом магнитный поток на интервале to - t1 изменяется по линейному закону, так как приложенное напряжение питания постоянно по величине, и процесс продолжается до тех пор, пока поток не достигнет величины насыщения +Фs (или -Фs). В этом случае прекращается изменение магнитного потока и ЭДС в с е х обмоток становятся равными н у л ю , что сразу же приводит к у м е н ь ш е н и ю коллекторного тока открытого транзистора и, следовательно, к уменьшению величины магнитного потока. Это вызывает изменение полярности ЭДС во всех обмотках и возникновение переходных процессов переключения транзисторов, так как возникающая ЭДС в базовых обмотках имеет такую полярность, которая способствует запиранию транзистора VT1 и отпиранию транзистора VT2 (в момент времени t1). При этом источник питания подключается к другой половине первичной обмотки трансформатора ω''1. В интервале времени t1 - t2 происходит изменение магнитного потока в магнитопроводе трансформатора до состояния насыщения 135 противоположного знака . В результате на выходе схемы инвертора формируется п е р е м е н н о е напряжение п р я м о у г о л ь н о й формы. Несмотря на простоту схемы, ее строгий математический анализ достаточно сложен. Поэтому для первоначальной оценки частоты выходного напряжения делают ряд допущений: 1. Считают петлю гистерезиса материала магнитопровода идеально прямоугольной. 2. Транзисторы полагают строго идентичными, а их коэффициенты усиления неизменными во всех режимах. 3. Нагрузку полагают чисто активной, а режим - близким к режиму холостого хода. Рис. 7. Схема однофазного двухтактного транзисторного инвертора (а) и временные диаграммы токов, магнитного потока и напряжения (б) В соответствии со вторым законом Кирхгофа для коллекторной цепи одной из половин схемы инвертора можно записать: 1 d U d  U эк  I к R1  ω1'  , (1) dt где R1 - активное сопротивление обмотки ω'1; Uэк - падение напряжения на переходе эмиттер-коллектор открытого транзистора. Решим уравнение (6.1) относительно времени: 136 ω1' dt   d U d  U эк  I к R1 (2) Так как изменение магнитного потока от -Фs до +Фs происходит в течение одного полупериода колебаний в схеме инвертора Т/2, то, произведя интегрирование этого выражения, получим:  s ω1' ω1' T  d   2 s , 2 U d  U эк  I к R1  s U d  U эк  I1 R1 (3) откуда период колебаний выходного напряжения инвертора равен T 4  ω1'   s . U d  U эк  I к R1 (4) Учитывая, что Т = 1/f, а Фs = Bs·S·Kст, где Kст - коэффициент заполнения магнитопровода; S - площадь сечения, окончательно получим: f  U d  U эк  I к R1 . 4ω1'  Bs  S  К ст (5) Иногда в инженерных расчетах составляющими Uэк и IкR1 пренебрегают из-за их несоизмеримости с величиной напряжения питания и тогда выражение (11.5) упрощается: Ud f  . (6) 4ω1'  Bs  S  К ст Из выражения (11.6) видно, что частота переключения автономного транзисторного инвертора с насыщающимся трансформатором мало зависит от параметров транзисторов, а зависит от величины напряжения питания Ud и параметров трансформатора. Выражение (6) позволяет приблизительно определить частоту выходного напряжения, а также пути настройки генератора на заданную частоту. Величина выходного напряжения инвертора определяется следующим образом: E2  ω 2 где K = - U  U эк  I к R1 d ω 2  (U d  U эк  I к R1)  d . dt ω1 K .7) ω1 - - коэффициент трансформации трансформатора. ω2 Пренебрегая индуктивным сопротивлением вторичной обмотки трансформатора можно записать E2 = Iн(Rн + R2) = Uн + IнR2 , (8) 137 где R2 - активное сопротивление вторичной обмотки трансформатора; откуда получаем выражение для тока и напряжения на нагрузке, выраженные через параметры схемы инвертора: Iн  U  U эк  I к R1 1 E2  d  ; Rн  R2 Rн  R2 К U н  I н Rн  E 2 Rн U  U эк  I к R1 Rн  d  . Rн  R2 Rн  R2 К (9) (10) Широкое применение в практике находят мостовые и полумостовые схемы транзисторных инверторов с самовозбуждением. Их достоинством по сравнению с двухтактными схемами является возможность работы от источника питания с большим напряжением. Это объясняется тем, что к транзисторам мостовых генераторов в запертом их состоянии прикладывается напряжение, равное напряжению источника питания. Схема мостового транзисторного самовозбуждающегося инвертора и его временные диаграммы приведены на рис. 8. Процесс генерации мостовой схемы протекает аналогично процессам в рассмотренной двухтактной схеме. Отличие заключается в том, что последовательно с первичной обмоткой трансформатора включены два транзистора. Рис. 8. Схема мостового транзисторного инвертора (а) и его временные диаграммы (б) Мостовые схемы являются основными при преобразовании большей (по сравнению с одно- и двухтактными инверторами) мощностью. К недостатку мостовых схем следует отнести вдвое большее по сравнению с двухтактными схемами число транзисторов. В тех практически важных случаях, когда преобразуемая мощность превышает 25...30 Вт, транзисторные инверторы с самовозбуждением не применя- 138 ются как раз из-за невозможности обеспечить такую мощность. В таком случае эффект преобразования постоянного напряжения в переменное достигается применением в составе инвертора усилителя мощности. Такие инверторы называют инверторами с внешним возбуждением. Функционально такая схема состоит из задающего генератора и усилителя мощности. Задающий генератор обычно выполняется по одной из ранее рассмотренных схем с самовозбуждением. Мощность задающего генератора должна быть достаточной для управления транзисторами усилителя мощности. Усилители мощности выполняются либо по двухтактным (рис. 9,а), либо по мостовым (рис.9,б) схемам и отличаются от ранее рассмотренных схем инверторов только тем, что базовые обмотки их размещены на трансформаторе задающего генератора. Рис. 9. Транзисторные инверторы с двухтактной (а) и мостовой (б) схемами усилителей мощности ВОПРОС 3. Электромагнитные процессы и основные расчетные соотношения в тиристорном однофазном параллельном автономном инверторе тока. 139 На рис. 10,а приведена принципиальная электрическая схема такого инвертора. Тиристоры отпираются попарно (VS1 и VS4, VS2 и VS3) с относительным фазовым сдвигом, равным 180о. Во входной цепи включен дроссель Ld, индуктивность которого достаточно велика (в пределе Ld = ∞), благодаря чему входной ток id идеально сглажен, а ток через тиристоры (iVS1,4; iVS3,2) имеет прямоугольную форму (рис.10,б). При отпирании тиристоров VS1 и VS4 ток id, равный в течение полупериода выходной частоты току iвых, разветвляется по двум ветвям: ток iн протекает через нагрузку, а ток ic - через конденсатор С, заряжая его с полярностью, указанной на рисунке без скобок. Через полупериод выходной частоты отпираются тиристоры VS2 и VS3 и конденсатор С оказывается закороченным всеми тиристорами. При этом ток разряда конденсатора, протекая навстречу рабочему току тиристоров VS1 и VS4, уменьшает его до нуля практически мгновенно, так как сопротивление в контуре разряда конденсатора через тиристоры мало, индуктивности рассеяния обмоток трансформатора (если последний имеется) находятся вне этого контура. Быстрое нарастание тока в тиристорах, которые отпираются, может вывести их из строя вследствие превышения допустимой величины diа/dt. Поэтому в анодные цепи тиристоров на практике вводят дроссели, ограничивающие допустимую для конкретного типа тиристоров величину diа/dt. После спадания анодного тока тиристоров VS1, VS4 до нуля к ним прикладывается обратное напряжение, определяемое напряжением на коммутирующем конденсаторе С. При запирании тиристоров VS1, VS4 конденсатор С перезаряжается от источника питания через тиристоры VS2, VS3, приобретая противоположную полярность (на рисунке указана в скобках). Отметим, что при отпирании очередной пары тиристоров происходит также его разряд на нагрузку. При отпирании тиристоров VS1, VS4 процесс повторяется. В любой момент времени суммарный ток на выходе инвертора при принятом допущении (Ld = ∞) равен iвых = iн + iс = Id = const, но его направление изменяется через каждый полупериод на противоположное (рис.10,б). В течение времени tвыкл напряжение на конденсаторе (uc = uн) совпадает по направлению с прежним, ток нагрузки iн сохраняет свое прежнее направление за счет разряда конденсатора на нагрузку, а ток коммутирующего конденсатора ic с момента коммутации изменяет направление на противоположное. Таким образом, ток конденсатора ic после коммутации имеет максимальное значение и уменьшается по мере его перезаряда, а ток нагрузки iн постепенно спадает до нуля и, реверсируя, совпадает по направлению с током ic. 140 Дроссель Ld выполняет функцию фильтра высших гармонических составляющих напряжения, т.к. к нему в любой момент времени прикладывается разность между неизменным напряжением источника питания и пульсирующим напряжением на входе инвертора (называемым противо-ЭДС инвертора). Выходное напряжение инвертора повторяет по форме напряжение на конденсаторе и представляет собой в каждый полупериод сумму двух составляющих: постоянной, равной напряжению источника питания, и переменной, возникающей за счет реактивной мощности конденсатора. Рис. 10. Схема однофазного параллельного инвертора тока (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б) Поскольку за полупериод частоты выходного напряжения реактивная мощность равна нулю, заштрихованные площадки S1 и S2 (рис.10,б), характеризующие интегральные значения переменной составляющей, равны между собой. Среднее значение выходного напряжения за полупериод равно напряжению источника питания Ud. 141 Напряжение на тиристорах VS1,VS4 (UVS1,4 на рис.10,б) после коммутации изменяется от отрицательного значения к положительному. В течение времени tвыкл на тиристорах VS1 и VS4 поддерживается отрицательное напряжение и они восстанавливают запирающие свойства. Если tвыкл > tвосст, то с восстановлением положительного анодного напряжения тиристоры VS1 и VS4 (рис. 10,б) останутся запертыми вплоть до прихода следующего отпирающего импульса. Если же этого времени окажется недостаточно, то указанные тиристоры снова откроются, и произойдет срыв инвертирования. Для анализа электромагнитных процессов в рассматриваемом инверторе воспользуемся эквивалентной схемой, справедливой в течение полупериода выходной частоты и полученной в предположении, что активное сопротивление дросселя и прямое падение напряжения на тиристорах равно нулю, а нагрузка чисто активная (рис. 11). Так как индуктивность дросселя Ld бесконечно велика, ток id, потребляемый от источника питания, постоянен. Для схемы рис.6.19 можно записать следующую систему уравнений: Рис. 11. Эквивалентная схема инвертора тока  id  I d  iн  ic  const,  du c  ic  С ,  (11) dt  u  iн  н .  rн  Решая эту систему относительно напряжения uн в операторной форме, получаем: 142 U н ( p)  Id  1 pC  p  C  rн     . (12) Данная функция имеет два полюса: p1 = 0 и p2 = -1/(C·rн). Оригинал находим с помощью обратного преобразования Лапласа: t  F (p )  F1 ( p)  pq t 1 q U н ( p)   e  A1  A2 e Crн  u н (t ). F2 ( p) q 1 F2 ( p q ) (13) Для нахождения коэффициентов А1 и А2 воспользуемся следующими условиями: 1. Напряжение на нагрузке изменяется по периодической кривой, вследствие чего его значения при коммутациях равны по величине и противоположны по знаку: uн | t=0 = -uн | t=T/2 (14) 2. Среднее значение напряжения на дросселе Ld в установившемся режиме равно нулю: 2 T T /2  (U d  u н )dt  0. (15) Подставляя (14) в (13) получаем T    2 A2 1  e Tн     . A1   2 где Tн = CRн - постоянная времени. Из (15) с учетом (13) получаем после некоторых преобразований T    2 U d  T  2 A2  Tн 1  e Tн     . A1  T Приравнивая выражения (16) и (17) получаем 2U d  T A2  . T T       4Tн  1  e 2Tн   T  1  e 2Tн          После подстановки (18) в (116) находим коэффициент А1 (16) (17) (18) 143 T    2 Tн   U d T  1 e     A1   . T T       4Tн  1  e 2Tн   T  1  e 2Tн          Оригинал uн(t) находим подстановкой (19) и (18) в выражение (13) (19) t T     Tн 2Tн   U d T  2  e 1  e     . u н (t )  T T (20)       2Tн  2Tн    4Tн  1  e  T  1 e         Из анализа выражения (20) можно сделать следующие выводы: 1) напряжение на нагрузке изменяется по экспоненциальному закону; 2) с уменьшением нагрузки (с увеличением rн ) кривая тока ic приближается к прямоугольной форме, а напряжение на конденсаторе и нагрузке согласно уравнению ic = C·duc/dt – к треугольной, так как duc/dt = Id/C = const (рис.12,а). Таким образом, при режимах, близких к режиму холостого хода, конденсатор заряжается практически постоянным током. Напряжение возрастает на конденсаторе примерно по линейному закону и его максимальное значение может во много раз превышать напряжение Ud, что приводит к выходу из строя тиристоров инвертора; 3) при увеличении нагрузки (с уменьшением rн) напряжение на нагрузке и конденсаторе падает, так как при этом уменьшается зарядный ток конденсатора и увеличивается его разрядный ток через нагрузку. В результате коммутационная способность конденсатора уменьшается из-за уменьшения запасенной в конденсаторе энергии. Форма выходного напряжения приближается к прямоугольной (рис. 12,в). 144 Рис. 12. Формы напряжения на сопротивлении нагрузки однофазного мостового инвертора тока при cos φ = 1 Как следует из рис. 10,б, момент коммутации, т.е. момент прохождения инвертируемого тока iвых = iн + iс через нуль, опережает напряжение на нагрузке на время tвыкл, необходимое тиристорам для восстановления своих управляющих свойств. В течение этого времени (времени запирания) к тиристорам, ранее проводившим ток, прикладывается отрицательное напряжение конденсатора. Время запирания определяют из выражения (20), приравнивая его нулю t T     Tн 2Tн   U d T  2  e 1  e     . u н |t tвыкл  T T       2Tн    4Tн  1  e  T  1  e 2Tн          Решая это уравнение относительно tвыкл , получаем: 2 t выкл  Tн  ln . T  (21) (22) 1 e Из выражения (22) видно, что время запирания увеличивается с увеличением сопротивления нагрузки и емкости коммутирующего конденсатора. Рассматривая параллельное соединение коммутирующего конденсатора С и нагрузки Zн как общую нагрузку, нетрудно видеть, что инвертор тока может работать лишь на общую емкостную нагрузку, когда выходной ток инвертора iвых опережает напряжение uн на выходе инвертора. В этом случае к тиристорам, которые до коммутации проводили ток, прикладывается обратное напряжение. Продолжительность действия по времени обратного напряжения на тиристорах должна быть достаточной для восстановления их запирающих свойств, т.е. tвыкл ≥. tвосст, или β ≥ δ, где β = ωtвыкл, δ = ωtвосст, ω - угловая частота напряжения инвертора. Приведенное условие выполняется благодаря наличию угла опережения (запирания) β тока iвых , потребляемого нагрузкой и конденсатором, и напряжения uн. Угол β создается за счет тока ic коммутирующего конденсатора. При работе инвертора на активно-индуктивную внешнюю нагрузку последняя должна быть скомпенсирована емкостью конденсатора, включаемого параллельно сопротивлению нагрузки, чтобы общая реакция в цепи была емкостной. Коммутирующий конденсатор при этом выбирают из условия компенсации реактивной мощности нагрузки и обеспечения устойчивой коммутации тока. 2Tн 145 Анализ работы инвертора на активно-индуктивную нагрузку можно провести так же, как и для инвертора при чисто активной нагрузке. Однако, зависимости для тока и напряжения получаются относительно сложными, а расчет громоздким и трудным. Часто при анализе инверторов ограничиваются учетом основной гармоники токов и напряжений. При этом характеристики, найденные методом основной гармоники, пригодны для инженерных расчетов, поскольку мало отличаются от характеристик, полученных путем решения дифференциальных уравнений, а расхождение составляет менее 10...15 %. Анализ инвертора методом основной гармоники проведем при следующих допущениях: напряжение на выходе инвертора синусоидально, выходной ток инвертора идеально сглажен (Ld = ∞), активными потерями в элементах инвертора пренебрегаем, коммутация тока с тиристора на тиристор происходит мгновенно. Выведем соотношения для инженерного расчета инвертора методом основной гармоники. Если предположить, что кривая выходного тока инвертора имеет прямоугольную форму, то в соответствии с разложением такой функции в ряд Фурье, амплитуда первой гармоники определится как: 2π I m (1) π 1 2 4   iвых  sin ωt dωt   I d  sin ωt dωt  I d . π0 π0 π (23) Действующее значение первой гармоники тока, I (1)  I m (1) 2  2 2  Id . π (24) Мощность, потребляемая инвертором от источника постоянного тока, Pd = Ud · Id (25) Угол сдвига фаз φ между первой гармоникой тока и напряжением равен углу опережения β (см. рис.13), поэтому мощность, отдаваемая инвертором, P = P(1) · I(1) · cos φ = U(1) · I(1) · cos β (26) Считая потери в схеме инвертора равными нулю, можно записать: Pd = P = Ud · Id = U(1) · Id · 2 2 · cos β π (27) Из (27) находим: U (1)  где Kи = Ud , K и  cos β 2 2 = 0,9 - коэффициент, зависящий от схемы инвертора. π (28) 146 Если сопротивление нагрузки подключается через трансформатор, выражение (28) приобретет вид Uн = K·Ud/Ки·cosβ, где К = ω2/ω1 - коэффициент трансформации трансформатора. Угол опережения β зависит от соотношения реактивной и активной мощностей инвертора. Учитывая только первую гармонику, с помощью векторной диаграммы (рис.13,б) найдем Q Q  Qн I c  I н  sin  tgβ  н  c  , (29) Pн Рн I н  cos  где Qс = Uн·Iс = (ωC/K2)U2н - реактивная мощность конденсатора; Qн = Uн · Iн · sinφ; Pн = Uн · Iн · cosφ; - соответственно реактивная и активная мощности нагрузки; cosφ - коэффициент мощности нагрузки; φ - угол сдвига фаз между первыми гармониками напряжения и тока в нагрузке. Рис. 13. Временные диаграммы токов и напряжений однофазного параллельного инвертора тока (а) и его векторная диаграмма (б) при cos φ = 1 Для описания процессов в нагрузке вводят понятие коэффициента нагрузки, который определяется как отношение полной мощности нагрузки к реактивной мощности коммутирующего конденсатора: Sн X c K2 B   , Qc Z н ωCZ н (.30) где К - коэффициент трансформации. Используя известное соотношение из тригонометрии 1/cos2α = tg2α + 1 из выражений (28...30) получим уравнение в н е ш н е й характеристики параллельного инвертора тока: 147 K и  U (1) 2  1  B  sin   1   1.    (31) K U d cos  B  cos    Обозначим подкоренное выражение в правой части (31) постоянной величиной А и проведем преобразования с левой частью этого уравнения: K и2  U (21) K 2  U d2  A. (32) 2 В выражении (11.32) параметр U (1) выразим, умножая числитель и знаме- натель (11.32) на cos φ и используя известные из электротехники соотношения U (21) = S·Zн; S = U(1) · I(1), получаем: K и2  U (1)  I (1)  cos  K U 2 2 (1)  Zн  1  A. cos  (33) После несложных преобразований выражение (33) с учетом (27) и (30) приводится к виду: K и2  I d 1 1    A. 2 K  U d ωc B  cos (34) В окончательном виде получаем зависимость входного тока инвертора Id параллельного инвертора от параметров нагрузки, рабочей частоты и емкости коммутирующего конденсатора.  1  B  sin   2  K и2  I d 1   1.   B  cos  K 2  U d ωc  B  cos   (35) Эта зависимость носит название в х о д н о й характеристики. На рис. 14,а и б приведены внешние (выходные) и входные характеристики параллельного инвертора, построенные по выражениям (31) и (35) для cosφ = 1; 0.8; 0.5; 0;2. Отличительной особенностью внешних характеристик является крутой спад в области малых значений В. Рост выходного напряжения инвертора U(1) при уменьшении В объясняется тем, что на холостом ходу (при разомкнутой внешней цепи) в инверторе практически не расходуется энергия. При каждой коммутации тиристоров от источника постоянного входного напряжения потребляется дополнительная энергия на перезаряд коммутирующего конденсатора. При отсутствии тока нагрузки или небольшой его величине в области В < 1 эта энергия накапливается в магнитном поле дросселя Ld и электрическом поле коммутирующего конденсатора С. Поскольку между дросселем Ld и конденсатором С происходит непрерывный обмен энергией, амплитуда напряжения на 148 конденсаторе, а, следовательно, и на тиристорах, все время возрастает. В конечном итоге это приводит к пробою тиристоров и выходу инвертора из строя. Рис. 14. Внешние (а) и входные (б) характеристики параллельного инвертора тока При возрастании В, т.е. уменьшении Zн уменьшается время разряда конденсатора на сопротивление нагрузки, снижается напряжение нагрузки и уменьшается угол опережения β. Таким образом, параллельный инвертор тока нормально работает только в определенном диапазоне изменения коэффициента нагрузки: при малых значениях В возникает опасность появления перенапряжений, при больших значениях В угол опережения становится недостаточным и происходит срыв инвертирования. При уменьшении коэффициента мощности нагрузки cosφн без одновременного увеличения емкости коммутирующего конденсатора может произойти срыв инвертирования, т. к. индуктивность нагрузки компенсирует реактивный 149 ток коммутирующего конденсатора и тем самым уменьшает время запирания tвыкл. Входные характеристики параллельного инвертора тока имеют две ветви: левую (нисходящую) и правую (восходящую). При В = 1 значение входного тока Id минимально, а с приближением к режимам холостого хода и короткого замыкания входной ток стремится к бесконечности. С ростом нагрузки (В > 1) увеличение входного тока инвертора Id обусловлено возрастанием отдаваемого в нагрузку тока (т.е. уменьшением выходного сопротивления нагрузки Zн). Входной ток в этом случае почти пропорционален В, поскольку напряжение на нагрузке изменяется мало. При В < 1 резко возрастает напряжение на выходе инвертора, что приводит к увеличению входного тока. Поэтому в этой области значений В увеличение сопротивления Zн оказывает меньшее влияние, чем повышение напряжения Ud; в результате чего ток Id и мощность, потребляемые от источника Ud возрастают. ВОПРОС 4. Основные понятия о регулировании частоты и напряжения транзисторных и тиристорных инверторов. 4.1. Регулирование напряжения транзисторных инверторов В ходе эксплуатации выходные параметры транзисторных инверторов должны оставаться по возможности неизменными, либо изменяться в возможно более узких пределах. К основным из этих параметров относятся величина выходного напряжения и его частота. В силу действия различных объективно существующих дестабилизирующих факторов вышеуказанные выходные параметры транзисторных инверторов могут в значительной степени изменяться, отклоняясь от номинального в сторону больших или меньших значений. Это является крайне нежелательным, поскольку отрицательно сказывается на работе приемников, получающих питание от инверторов. Поэтому для питания ответственных приемников или их групп транзисторные инверторы оснащаются системами автоматического регулирования напряжения и частоты. Схемы стабилизации напряжения транзисторных инверторов можно разделить на два больших класса: 150 1) схемы, осуществляющие стабилизацию без изменения формы кривой выходного напряжения или так называемые схемы с амплитудным регулированием; 2) схемы, осуществляющие стабилизацию путем изменения формы кривой выходного напряжения или так называемые схемы с широтным регулированием. Первый класс схем применяется тогда, когда требуется стабилизация выходного напряжения одновременно по действующему, среднему и амплитудному значениям, или одновременно по каким-либо двум из них. Второй класс схем позволяет выполнить устройство стабилизации напряжения более простым, чем в схемах первого класса, и применяется тогда, когда допустима стабилизация по одному из значений выходного напряжения (среднему, эффективному или амплитудному). Схемы стабилизации без изменения формы кривой выходного напряжения можно разделить на три подкласса: 1) схемы с включением на входе инвертора И преобразователя с выходом на постоянном токе, работающего в режиме регулятора Р и выполненного по одной из известных схем (рис. 15,а); 2) схемы с отбором мощности из цепи нагрузки и возвратом ее источнику через выпрямитель В и регулятор Р; а) с последовательным вводом возвращаемой мощности (рис.15, б); б) с параллельным вводом возвращаемой мощности (рис.15, в); 3) схемы с дополнительным вводом мощности в цепь нагрузки через дополнительный инвертор ДИ (рис. 15, г). В схеме (рис.15,а) эффект стабилизации выходного напряжения инвертора достигается за счет изменения величины напряжения питания U1 на входе силовой схемы преобразования инвертора. При схемотехнической реализации для этой цели может быть использован параметрический или компенсационный стабилизатор постоянного напряжения с линейным либо дискретным режимом работы регулирующего элемента. В схемах на рис.15,б,в стабилизация выходного напряжения инвертора осуществляется за счет отбора части мощности с выхода инвертора и использования в дальнейшем этой добавки для удержания его выходного напряжения в заданных пределах. В обоих случаях выходное переменное напряжение после выпрямления прикладывается на вход инвертора. В первом случае (рис.15, б) эффект стабилизации достигается за счет использования так называемого принципа "вольтодобавки". Его существо заклю- 151 чается в том, что сигнал в цепи обратной связи (с выхода выпрямителя), включается последовательно с основным источником питания инвертора. В результате такого включения появляется возможность компенсации дестабилизирующих факторов, оказывающих влияние на выходное, а значит, и на входное напряжение инвертора путем удержания величины его суммарного выходного напряжения (от источника питания и по каналу обратной связи) в пределах, обеспечивающих стабилизацию выходного напряжения инвертора в заданных пределах. Рис. 15. Функциональные схемы стабилизированных транзисторных инверторов Одно из возможных схемотехнических решений изложенного принципа вольтодобавки представлено на рис.16. Двухтактная схема регулируемого транзисторного инвертора содержит силовую цепь и схему регулирования. Силовая цепь содержит два транзистора VT1, VT2, трансформатор Т с первичной ω 1, вторичной ω2 и обмоткой управления ωу. Схема регулирования содержит двухфазную однотактную двухполупериодную схему выпрямления на диодах VD1, VD2, регулирующий транзистор VT3 и развязывающий диод VD3. Попеременное открывание и закрывание транзисторов приводит к протеканию тока в полуобмотках первичной обмотки ω1 трансформатора, а значит, к наведению ЭДС в обмотках ω2 и ωу. Выпрямленное диодами VD1 и VD2 напряжение с полуобмоток обмотки ωу прикладывается плюсом к минусовому зажиму источника входного питающего напряжения, а минусом - к его плюсовому (через электролитический конденсатор С) зажиму. Таким образом, напряжение от источника питания суммируется с регулируемым по величине напря- 152 жением по каналу обратной связи. Источником этого напряжения является обмотка ωу. Если входное напряжение имеет номинальное значение, то за счет управления транзистором VT3 величина добавки по каналу обратной связи удерживается минимальной, близкой в нулю. В случае снижения выходного, а значит, и входного напряжения из-за влияния дестабилизирующих факторов за счет определенного манипулирования регулирующим транзистором VT3 добавка напряжения по каналу обратной связи возрастает. Это позволяет компенсировать снижение входного питающего напряжения, тем самым обеспечить стабильность напряжения на выходе инвертора. Диод VD3 в этой схеме, будучи включенным встречно выходному напряжению выпрямителя (VD1, VD2), исключает короткое замыкание между выходными зажимами выпрямителя, чем и достигается возможность реализации принципа вольтодобавки в этом варианте схемы. Рис. 16. Схема транзисторного инвертора, стабилизированного путем ввода дополнительной мощности в цепь источника питания Устройства стабилизации частоты транзисторных инверторов можно классифицировать по следующим признакам: а) по типу времязадающего элемента; б) по способу стабилизации частоты; в) по форме кривой выходного напряжения задающего генератора. Известны следующие типы времязадающих элементов: 1) магнитный насыщающийся элемент, в котором времязадающим параметром является время перемагничивания материала его магнитопровода от максимального отрицательного значения индукции до ее максимального положительного значения; 153 2) RC-цепочка, времязадающим параметром которой является время разряда, заряда или перезаряда конденсатора; 3) LC-цепочка (резонансный контур), времязадающим параметром которой является период собственных колебаний контура; 4) электромеханический резонатор (кварцевый, камертонный, магнитострикционный), времязадающим параметром которого является период собственных колебаний резонирующего элемента; 5) квантовый (молекулярный) генератор, времязадающим параметром которого является период колебания атомов в кристаллической решетке. Первые три вида времязадающих элементов обеспечивают точность стабилизации частоты порядка единиц и десятых долей процента. Поскольку такая точность в большинстве практических задач является удовлетворительной, эти времязадающие элементы получили наибольшее распространение. Генераторы с электромеханическим резонатором обеспечивают точность стабилизации частоты, измеряемую сотыми, тысячными и более мелкими долями процента. Молекулярные генераторы обеспечивают еще более высокую точность стабилизации частоты. Они являются сложными, специфично выполненными устройствами, имеющими ограниченное применение. Стабилизация частоты преобразователя может быть осуществлена двумя способами: компенсационным или параметрическим. При компенсационном способе стабилизации частоты (рис. 17) система работает по замкнутому циклу, т.е. измерительный орган частоты ИОЧ выявляет величину отклонения частоты от номинального и воздействует на управляемый времязадающий элемент УВЭ, перестраивающий частоту преобразователя ПР таким образом, чтобы она приблизилась к номинальному значению. В качестве ИОЧ обычно применяют LC- или RC-цепочки, а в качестве УВЭ часто применяют магнитные усилители, включенные в цепь обратной связи инвертора. При параметрическом способе стабилизации частоты времязадающий элемент включается в цепь положительной обратной связи задающего генератора (или инвертора в целом) и обеспечивается оптимальный режим работы этого элемента. 154 Рис. 17. Структурная схема компенсационной системы стабилизации частоты транзисторных инверторов Компенсационный способ стабилизации частоты по сравнению с параметрическим имеет следующие недостатки: 1) большая сложность времязадающего элемента и системы в целом; 2) как правило, более низкая точность стабилизации вследствие принципиального наличия статической ошибки по внешним возмущениям; 3) значительные отклонения (выбросы и провалы) частоты в переходных процессах при резком изменении возмущающего фактора, например, тока нагрузки, что для некоторых приемников (специальные гиродвигатели и др.) является недопустимым. Поэтому основное распространение получил параметрический способ. Компенсационный способ может применяться только в системах с плавным изменением рабочей частоты, например, в системах частотнорегулируемого электропривода. 4.2. Регулирование и стабилизация напряжения тиристорных инверторов Регулирование выходного напряжения автономных тиристорных инверторов является одним из требований, предъявляемых к системе автономного электроснабжения (САЭ), в составе которой такой инвертор, как правило, используется. Выходное напряжение можно регулировать различными методами: амплитудным, фазовым, широтно-импульсным. Наиболее простым в реализации является амплитудный метод регулирования, который схемотехнически может быть реализован с помощью: а) управляемого однофазного или трехфазного выпрямителя. Изменением входного напряжения тиристорного инвертора, достигается стабилизация его выходного напряжения ; б) однотактного тиристорного или транзисторного ключа в цепи нерегулируемого источника постоянного тока (рис.18,а). При этом в качестве такого 155 первичного источника питания может выступать аккумуляторная батарея, неуправляемый выпрямитель. Этот способ имеет существенные недостатки: ключ должен быть рассчитан на полную мощность нагрузки; установленная мощность( а значит, и габариты) фильтра имеет большую величину; на выходе инвертора, как правило, устанавливается трансформатор; в) вольтодобавочного устройства (рис. 18, б). Вольтодобавочное устройство представляет собой автономный инвертор, выполненный по одной из известных схем. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора вольтодобавочного инвертора рассчитывают исходя из диапазона регулирования выходного напряжения. Вольтодобавочное устройство может включаться последовательно или параллельно основному инвертору. Последовательное включение позволяет повысить КПД всего устройства и при меньших габаритах фильтра получить одни и те же пульсации, что и при параллельном включении. Выходное напряжение вольтодобавочного устройства можно регулировать с помощью управляемого выпрямителя, включенного на выходе инвертора, или однотактного ключа, или по цепям управления вольтодобавочного инвертора. Установленная мощность вольтодобавочного инвертора незначительна в случае небольшого диапазона регулирования выходного напряжения. Амплитудный метод регулирования может быть реализован также изменением коэффициента трансформации выходного трансформатора. Рис. 18. Регулирование выходного напряжения тиристорного инвертора с помощью тиристорного ключа (а), с помощью вольтодобавочного устройства (б) Амплитудный метод регулирования выходного напряжения тиристорных инверторов применяется как для инверторов тока, так и для инверторов напряжения. Фазовый метод регулирования осуществляется с помощью: а) дополнительного инвертора, выходные обмотки трансформатора которого включены последовательно с обмотками трансформатора основного инвертора (рис. 19, а). 156 б) обратного управляемого выпрямителя (рис. 20); в) индуктивно-тиристорного регулятора (рис. 21). Применение дополнительного инвертора известно как способ геометрического суммирования напряжений источников переменного напряжения. Требуемый эффект при этом достигается за счет изменения фазового угла выходного напряжения дополнительного инвертора Идоп, в результате чего фаза напряжения, наводимого во вторичной обмотке трансформатора Т2 также изменяется. Амплитудное, а значит и действующее значение напряжения во вторичной обмотке трансформатора Т2 в процессе работы инвертора остается неизменным. Напряжение на сопротивлении нагрузки Uн определяется как геометрическая сумма напряжений во вторичных обмотках трансформаторов Т1(U0) и Т2 (Uдоп). Из рис.19,б видно, что величина выходного напряжения Uн может изменяться в пределах от Umax = U0 + Uдоп до 0. Изменяя в зависимости от интенсивности действующих дестабилизирующих факторов величину фазового сдвига напряжения на выходе дополнительного инвертора, можно обеспечить удержание выходного напряжения на сопротивлении нагрузки Uн в заданных пределах, чем и достигается решение задачи стабилизации выходного напряжения инвертора. Рис. 19. Регулирование выходного напряжения инвертора с помощью геометрического суммирования напряжений (а) и векторная диаграмма, поясняющая работу (б) Способ регулирования выходного напряжения тиристорного инвертора с применением обратного выпрямителя иллюстрируется на рис.20. Из выражения (31) видно, что выходное напряжение инвертора зависит от активной и реактивной мощностей, потребляемых от инвертора, т. е. от cos β. Эту зависимость можно использовать для стабилизации выходного напряжения при Ud = var с помощью обратного выпрямителя (диоды VD1...VD4 на рис.6.25,а). Обратный выпрямитель подключают к отпайкам выходного трансформатора и включают встречно напряжению источника питания. Дроссели LdB 157 в цепи обратного выпрямителя обеспечивают режим непрерывного тока idB и дополнительно играют роль фильтра. В том случае, если входное напряжение выпрямителя меньше входного напряжения инвертора, т. е. UdB < Ud, (36) обратный выпрямитель заперт (UdB = KнUнn0 - выходное напряжение выпрямителя; Uн = Uн/k - напряжение на сопротивлении нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора; n0 = ω2/ω1 - коэффициент отпайки; n0max = cosδmin; δmin = K3·ωtвосст; К3 = 1,2 ...1,5 - коэффициент запаса; К = ω3/ω1 - коэффициент трансформации. При разгрузке инвертора действующее значение напряжения Uн в соответствии с внешней характеристикой (рис 20,б) возрастает и обратный выпрямитель откроется, когда неравенство (11.36) превратится в равенство. Дальнейшее уменьшение коэффициента нагрузки В почти не вызывает увеличения напряжения Uн вследствие роста входного тока выпрямителя, представляющего по отношению к инвертору активную нагрузку. На рис.20,в приведена векторная диаграмма токов и напряжений для схемы рисунка 20,а при двух значениях тока нагрузки (Iн1, Iн2). При изменении параметров нагрузки изменяются ток обратного выпрямителя Iв, выходной ток инвертора I(1), I(2), а ток коммутирующего конденсатора Iс, угол β и напряжение Uн остаются постоянными до тех пор, пока обратный выпрямитель открыт, т.е. пока UdB . Ud. Входной ток обратного выпрямителя можно определить из уравнений, составленных по векторной диаграмме: Iн2 · cos φ + IB = I(2)· cos β, Ic - Iн2 · sin φ = I(2)· sin β, откуда IВ = (Ic·ctg β)-Iн2·[(sin φ·ctg β) + cos φ)]. 158 Рис. 20. Схема однофазного инвертора тока с обратным выпрямителем (а), внешняя характеристика (б), векторная диаграмма (в) Если в качестве вентилей обратного выпрямителя применить тиристоры, то выходное напряжение Uн при Ud = const можно плавно изменять, изменяя угол управления α управляемого выпрямителя. При изменении входного напряжения инвертора Ud путем изменения угла управления α можно поддерживать постоянным выходное напряжение Uн. При этом обратный выпрямитель будет представлять по отношению к инвертору активно-индуктивную нагрузку, т.к. входной ток обратного выпрямителя iв будет отставать по фазе от напряжения Uн на угол α. В этом режиме обратный выпрямитель потребляет от инвертора реактивный ток, компенсирующий избыточный ток конденсатора, и активный ток, создающий дополнительную нагрузку инвертора. Для получения более выгодных соотношений между активной и реактивной составляющими тока выпрямителя угол управления α необходимо увеличивать. Данное условие выполняется, если обратный выпрямитель подключен на напряжение, большее Uн, т. е, необходимо, чтобы n0 > 1. В этом случае cos α = cos β/n0. Недостатком данного способа стабилизации выходного напряжения инвертора является большая установленная мощность основных элементов инвертора, т.к. при уменьшении коэффициента нагрузки В (разгрузка инвертора) ток через вентили обратного выпрямителя значительно увеличивается. Регулирование (стабилизация) выходного напряжения инвертора с помощью индуктивно-тиристорного регулятора (рис.21,а), состоящего из тиристоров VS1, VS2 и дросселя L, включенных параллельно сопротивлению нагрузки Zн заключается в том, что при изменении величины эквивалентной индуктивности Lэкв, вводимой в преобразователь параллельно сопротивлению нагрузки, изменяется угол сдвига фаз β между инвертируемым током iн и выходным напряжением инвертора uн. Изменяя угол регулирования тиристоров VS1 и VS1, можно регулировать величину эквивалентной индуктивности, а, следовательно, и величину угла β. 159 Рис. 21. Стабилизация выходного напряжения тиристорного инвертора с помощью регулируемой индуктивности Параметры элементов регулятора (дросселя L и тиристоров VS1, VS2) определяются максимальной реактивной мощностью, которую он должен потреблять от инвертора. Максимальная реактивная мощность потребляется при минимальном угле управления α тиристорами VS1, VS2, т.е. при неизменном коэффициенте мощности нагрузки cosφ ток IL дросселя L наибольший в режиме холостого хода инвертора. Это необходимо для компенсации избыточного тока Iс коммутирующего конденсатора. При номинальной нагрузке ток IL близок к нулю. Данный способ стабилизации выходного напряжения эффективен, т.к. избыточный ток Iс компенсируется током IL в месте его возникновения и поэтому тиристоры инвертора не перегружаются током. Фазовый метод регулирования выходного напряжения тиристорных инверторов по схемам на рис.20 и рис.21 приемлем только для инверторов тока. При широтно-импульсном методе регулирования выходного напряжения функции инвертирования и регулирования совмещены в одной силовой части. Такой метод регулирования выходного напряжения позволяет увеличить КПД, уменьшить габариты и вес всего устройства. Сущность метода заключается в том, что в процессе работы инвертора можно изменять длительность включенного и выключенного состояния рабочих тиристоров, и тем самым изменять напряжение на выходе инвертора. 160 ЛЕКЦИЯ №8 Тема лекции: Статические преобразователи постоянного напряжения. Вопросы лекции: 1. Области применения, принцип действия и классификация преобразователей постоянного напряжения. 2. Сравнительная оценка основных типов непосредственных преобразователей постоянного напряжения. 3. Двухзвенные преобразователи постоянного напряжения. Стабилизация выходного напряжения преобразователей. ВОПРОС 1. Области применения, принцип действия и классификация преобразователей постоянного напряжения. Во многих практически важных случаях, когда в качестве первичных источников питания применяются аккумуляторы, гальванические элементы, термогенераторы, атомные и солнечные батареи, т.е. источники, чаще всего используемые для питания нестационарной аппаратуры, возникает необходимость преобразования постоянного напряжения одного номинала в постоянное напряжение другого или других номиналов. Эти напряжения можно получить от нескольких источников постоянного напряжения или от одного источника через гасящие резисторы и резисторы - делители напряжения. Неприемлемость этих способов очевидна из-за малого КПД, больших габаритов и массы. Эти причины и вызвали появление различных преобразователей постоянного напряжения (тока) - электромашинных (умформеров), вибрационных и полупроводниковых. Электромашинный преобразователь представляет собой совокупность двух электрических машин постоянного тока. Валы этих машин соединены механически (рис.1). Одна из машин (двигатель), получая питание от источника, приводит во вращение ротор другой машины (генератора). С якорной обмотки второй машины снимается постоянное напряжение, в результате осуществляется преобразование постоянного напряжения одного уровня U1 в постоянное напряжение другого уровня U2. 161 Рис. 1. Электромашинный преобразователь постоянного напряжения Схемотехническое решение преобразователя постоянного напряжения вибрационного типа показано на рис. .2. Основной частью устройства является вибрирующий металлический стержень, который колеблется между двумя контактами и прерывает постоянный ток, преобразуя его в импульсные колебания. Импульсные колебания передаются из первичной обмотки трансформатора во вторичную. В результате на вторичной обмотке трансформатора получается эквивалентное переменное напряжение, которое может иметь повышенную или пониженную амплитуду по сравнению с исходным постоянным напряжением. Если во вторичную цепь трансформатора теперь последовательно включить вентильный элемент (диод) VD1, а параллельно конденсатор C1 (для сглаживания пульсаций), то на выходе в нагрузке может быть получено постоянное напряжение U2, отличное от входного U1. Используются такие схемы в некоторых промышленных установках с невысокими уровнями напряжения и мощности. В настоящее время полупроводниковые преобразователи практически вытеснили электромашинные и вибрационные из-за своих малых габаритов и массы, большого срока службы, высокого КПД (до 85...90%), высокой надежности, большой механической прочности и ряда других преимуществ. К недостаткам полупроводниковых преобразователей следует отнести подверженность влиянию температуры окружающей среды. Тем не менее в систе- Рис. .2. Вибрационный преобразователь постоянного напряжения 162 мах автономного электроснабжения преимущественное применение находят именно полупроводниковые преобразователи постоянного напряжения в постоянное. Поэтому рассмотрим более подробно различные типы этих преобразователей. Под полупроводниковыми преобразователями постоянного напряжения в соответствии с ГОСТ 23414-84 понимаются преобразователи электроэнергии, осуществляющие изменение постоянного напряжения. Иными словами, к этой группе преобразователей относятся такие устройства, которые преобразуют постоянное напряжение одного номинала в постоянное напряжение другого номинала. Указанным выше нормативным документом для обозначения данного вида полупроводниковых преобразователей не допускается использование таких еще встречающихся на практике понятий, как "конвертор" или трансформатор постоянного тока. Все полупроводниковые преобразователи постоянного напряжения по способу преобразования энергии делятся на непосредственные и двухзвенные. Непосредственным называется такой преобразователь, в котором осуществляется однократное без дополнительных манипуляций преобразование постоянного напряжения одной величины в постоянное напряжение другой величины. В зависимости от функционального назначения непосредственные преобразователи постоянного напряжения (НППН) выполняются одно- и многотактными. Последние обеспечивают получение на выходе преобразователя большой мощности. Очень часто НППН еще называют преобразователями постоянного тока (ППТ) либо импульсными преобразователями постоянного напряжения (ИППН). Оба термина, отражая физику процессов, правомочны, так как применяются для обозначения аппарата для преобразования энергии одного напряжения постоянного тока в другое напряжение постоянного тока, осуществляющего это преобразование в один этап без каких-либо промежуточных преобразований. Основная цель применения прерывателей постоянного напряжения (НППН) - регулирование потока энергии от источника постоянного тока к нагрузке. НППН, используемые для нечастого замыкания или размыкания цепи, называются электронными ключами постоянного тока. Они осуществляют непрерывное регулирование потока энергии в цепи посредством периодического замыкания и размыкания цепи, изменяя соотношение длительностей включенного и выключенного состояний. Принцип действия НППН основан на ключевом режиме работы транзистора (при мощности нагрузки до 1 кВт) или тиристора (1кВт < P , 100 163 кВт), которые периодически прерывают цепь подачи постоянного напряжения U1 в нагрузку (рис. 3). Выходное напряжение регулируется изменением длительности выходных импульсов tи (рис. 3,б) при неизменном периоде их следования T. Тогда среднее значение выходного напряжения преобразователя будет определяться из выражения: t U н.ср t 1 и   u1 dt  U 1 и . Е0 T (1) tи  К з  коэффициент заполнения. T Из полученного соотношения следует, что при постоянных значениях U1 и T величина выходного напряжения НППН Uн.ср пропорциональна длительности импульса tи. Следовательно, выходное напряжение регулируется от нуля (при tи = 0) до U1 (при tи = T). где Рис. 3. Схема (а) и временная диаграмма (б) непосредственного преобразователя постоянного напряжения В двухзвенном преобразователе осуществляется сначала инвертирование постоянного тока, а затем выпрямление переменного тока. Упрощенно цикл преобразования можно представить структурной схемой (рис. 4). Как непосредственные, так и двухзвенные преобразователи постоянного напряжения находят широкое применение в технике. НППН на базе транзисторов используются в качестве импульсных стабилизаторов постоянного напряжения в различных модификациях в общепромышленных установках и специальной аппаратуре САЭ с выходной мощностью до 1 кВт. Тиристорные НППН рассчитаны на большую (до 100 кВт) мощность и используются в большей степени в регулируемом электроприводе постоянного тока. 164 Рис. 4. Структурная схема простейшего двухзвенного преобразователя постоянного напряжения Двухзвенные транзисторные преобразователи постоянного напряжения являются, как правило, составной частью вторичных источников питания различной аппаратуры. Приведенная на рис. 4 структурная схема может служить примером простого одноканального стабилизированного источника вторичного питания. Однако для питания аппаратуры автоматики, радиотехники, вычислительных машин и других потребителей часто требуется напряжение постоянного тока различных номиналов. Поэтому приходится использовать несколько одноканальных источников питания. В этом случае система вторичного питания получается достаточно гибкой: используются сравнительно простые унифицированные одноканальные блоки преобразователей, изменение номиналов напряжения осуществляется простой заменой блоков и др. Однако суммарный объем и масса системы электроснабжения становятся ограничивающими факторами такого способа построения. В связи с этим разрабатываются и широко используются многоканальные преобразователи. ВОПРОС 2. Сравнительная оценка основных типов непосредственных преобразователей постоянного напряжения. Простейший способ непосредственного преобразования постоянного напряжения заключается в периодической коммутации тока нагрузки, подключенной к источнику постоянного напряжения (рис..5) с помощью ключевого элемента - силового транзистора (или тиристора). В мощных низкочастотных преобразователях данного типа коммутация тока нагрузки осуществляется с помощью тиристоров. Работа вентильных элементов в ключевом режиме позволяет обеспечить КПД такого преобразователя, близкий к единице. 165 Для сглаживания пульсаций выходного напряжения между ключевым элементом и сопротивлением нагрузки включается сглаживающий фильтр LCтипа. Для НППН выделяют два режима работы. Первый режим характеризуется тем, что к моменту очередного открывания ключа (мощного транзистора или тиристора) в дросселе протекает некоторый минимальной величины ток - iLmin (рис. 5,б). Этот режим получил название "режима непрерывного тока". Он характеризуется также наименьшим внутренним сопротивлением преобразователя и поэтому является предпочтительным. Второй режим носит название "режима прерывистого тока". Он имеет место при сравнительно малых нагрузках преобразователя, когда ток в дросселе фильтра успевает уменьшиться до нулевого значения раньше, чем происходит очередное открывание мощного транзистора VT. В дальнейшем будем рассматривать работу различных схем НППН в режиме непрерывных токов. Изменяя с помощью системы управления соотношение между длительностями открытого to и закрытого t3 (рис. 5,б) состояний транзистора в силовой схеме НППН, можно осуществить получение различного уровня напряжения на нагрузке. В таком режиме использования данные преобразовательные устройства на практике часто называют импульсными стабилизаторами. При замкнутом ключе напряжение на входе фильтра равно напряжению источника Uп. При разомкнутом ключе оно равно нулю (рис. 5,б). Считая потери напряжения на фильтре равными нулю, среднее напряжение на нагрузке: t Uн  Uп 0 , (2) T где Uп - напряжение питания преобразователя; T - период повторения замыкающих ключ импульсов. Пульсации напряжения на нагрузке тем меньше, чем больше индуктивность дросселя и чем меньше длительность паузы t3. Если бы в силовой цепи не было блокирующего диода VD, то при размыкании ключа на дросселе наводилась бы нерасчетная ЭДС (ток прерывался бы скачком) и либо дроссель, либо ключ выходили бы из строя. В схеме с диодом в начале процесса нарастания этой ЭДС появляется отрицательное напряжение на катоде диода, он открывается, что дает возможность дросселю разрядиться через сопротивление нагрузки и конденсатор 166 фильтра. Ток дросселя и нагрузки в течение интервала to проходит через источник, а в течение интервала t3 - через диод VD (рис..5,б). Из (2) видно, что коэффициент передачи постоянного тока от входа схемы к нагрузке Uн/Uп зависит от относительной длительности to/T, которая в технической электронике называется скважностью (γ), а в преобразовательной технике эту величину называют коэффициентом импульсного заполнения (Kз), т.е. U н t0   Kз. Uп T (3) Рис. 5. Схема (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б,в,г) непосредственного преобразователя постоянного напряжения понижающего типа Выражение (3) определяет собой регулировочную характеристику НППН, в силовой цепи которого включены последовательно дроссель фильтра L и силовой транзистор - ключ. Из (3) следует, что с увеличением K3 коэффициент передачи НППН изменяется линейно от нуля (при to = 0) до единицы (при to = T). Рассмотренная выше схема позволяет получить напряжение на нагрузке, равное или меньшее напряжения питания, т.е. Uн , Uп. Поэтому такой НППН иногда называют преобразователем понижающего типа. Наряду с рассмотренным выше типом НППН с последовательным включением мощного транзистора, дросселя фильтра и нагрузки на практике применяются (хотя и существенно реже) также другие НППН, отличающиеся друг от друга конфигурацией силовых схем. Вторым вариантом соединения элементов силовой цепи (рис. 6,а) является схема с последовательным включением дросселя и параллельным включением ключа. При замкнутом ключе (интервал to) ток в дросселе iL возрастает (рис.6,в), вместе с ним растет запас энергии в дросселе. На интервале t3 (ключ 167 разомкнут) этот запас энергии передается в нагрузку (рис. 6,б). Одновременно с разрядкой дросселя происходит передача в нагрузку мощности источника Uп. Ток дросселя на интервале to проходит через источник Uп и ключ, а на интервале t3 - через источник Uп, диод VD и нагрузку (рис. 6,в). При допущении того, что индуктивность дросселя является бесконечно большой (L = ∞), ток дросселя iL на интервале to можно считать постоянным. Тогда энергия, которую отдает источник за один период T, может быть определена из выражения Wи = IL · Uп · T (4) При разрядке (интервал tз) дроссель отдает в нагрузку накопленную энергию Рис. 6. Схема (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б,в) непосредственного преобразователя постоянного напряжения повышающего типа W = IL · Uн · (T - to). Приравнивая выражения (4) и (5), получим Uн  Uп  T . T  t0 (5) (6) Из выражения (6) можно определить коэффициент передачи этого НППН Uн/Uп, предварительно разделив правую часть на T: Uн 1  . Uп 1 Kз (7) Таким образом, в НППН с такой силовой схемой выходное напряжение всегда больше входного. Это происходит потому, что на этапе разрядки в нагрузку поступает и энергия, запасенная в дросселе, и энергия источника Uп, а 168 коэффициент передачи изменяется от 1 при Kз = 0 до бесконечности при Kз = 1. Такие НППН часто называют преобразователями повышающего типа. Третий тип НППН показан на рис.7,а. Его силовая схема образована транзистором, включенным последовательно с нагрузкой и дросселем, включенным параллельно ей. При замкнутом ключе (0 < t < to) дроссель заряжается током от источника Uп (рис. 7,б). Полярность падения напряжения на дросселе при этом задается источником Uп, она такова, что диод VD оказывается закрытым. Конденсатор C, накопивший некоторый заряд в предыдущие периоды коммутации ключа, разряжается на нагрузку, поддерживая в ней ток iн. Размыкание ключа (T - to < t < T) приводит к разрыву цепи зарядного тока. В результате на дросселе наводится ЭДС eL = uL полярностью, противоположной той, которая была на нем ранее (рис. 7,б). Нарастание этой ЭДС происходит до тех пор, пока не откроется диод VD, подключающий параллельно дросселю конденсатор C и нагрузку Rн (разрядную цепь). Разряжаясь, дроссель подзаряжает конденсатор C, восстанавливая уменьшившийся за предыдущую часть периода его заряд (рис. 7,д). Часть разрядного тока дросселя проходит и по нагрузке, поддерживая в ней близкий к постоянному ток iн (рис. 7,г). Поскольку выходное напряжение по отношению к входному имеет противоположную полярность, такие НППН называют реверсирующими или инвертирующими преобразователями. Если допустить, что индуктивность дросселя L и емкость конденсатора C есть бесконечно большие величины, т.е. L = ∞ , C = ∞, а потери в схеме отсутствуют, то вся энергия, отдаваемая источником Uп, выделяется в нагрузке Rн преобразователя. При замкнутом ключе источник Uп отдает энергию Wи = Uп · IL · to, (8) где IL - ток дросселя, который при L = ∞ постоянен. При разрядке дроссель отдает энергию, полученную от источника Uп, конденсатору и нагрузке. Отдаваемая дросселем энергия: Wи = Uн · IL · (T - to). (9) Энергия, полученная при разрядке конденсатора C, затем опять попадает в нагрузку. Поэтому, приравняв правые части равенств (8) и (12.9), получим уравнение, из которого легко найти напряжение на нагрузке: Uн  Uп to . T  t0 (10) 169 Коэффициент передачи НППН данного типа, выраженный через коэффициент заполнения (Kз), принимает вид Кз Uн  . Uп 1 Кз (11) Рис. 7. Схема (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б,в,г,д) непосредственного преобразователя постоянного напряжения реверсивного типа Таким образом, как следует из (11), коэффициент передачи реверсирующего НППН изменяется от нуля (при Kз = 0) до бесконечности (при Kз = 1). Важнейшей характеристикой НППН рассмотренных типов является регулировочная, показывающая зависимость коэффициента передачи от коэффициента заполнения, т.е. Uн/Uп = f (Kз). Графически регулировочные характеристики для рассмотренных типов НППН на основании выражений (3, 7, 11) характеризуются зависимостями, изображенными на рис.8. По сравнению с первым из рассмотренных НППН два последних характеризуются существенно худшим использованием элементов сглаживающего фильтра, значительно большими габаритами и массой, большим внутренним сопротивлением, худшим использованием по току регулирующего транзистора и блокирующего диода. Для этих преобразователей пульсации выходного напряжения ∆Uн ~ при заданном токе нагрузки Iн и частоте преобразования f пропорциональны току нагрузки и не зависят от индуктивности дросселя фильтра. Они могут быть уменьшены лишь посредством увеличения емкости, а следовательно, массы и габаритов конденсатора фильтра: 170 U н ~ = I н Кз С f (12) Рис..8. Регулировочные характеристики преобразователей В преобразователе, схема которого изображена на рис. 5,а, для достижения того же уровня пульсаций выходного напряжения требуется конденсатор значительно меньшей емкости. Более резкая зависимость от частоты преобразования требуемых параметров элементов сглаживающего фильтра и определяет, в основном, преимущество последнего в части миниатюризации посредством перехода к более высоким частотам преобразования электроэнергии. Характер коммутационных процессов при открывании и закрывании мощных транзистора и диода во всех трех силовых схемах рассмотренных НППН идентичен. Основные недостатки рассмотренных высокочастотных непосредственных преобразователей, заключающиеся в наличии электрической связи между источником электроэнергии и нагрузкой преобразователя, в невозможности получения большого числа электрически изолированных друг от друга выходных цепей постоянного тока с напряжениями различных уровней, существенно ограничивают область их практического применения как самостоятельных средств вторичного электропитания аппаратуры САЭ. 171 ВОПРОС 3. Двухзвенные преобразователи постоянного напряжения. Стабилизация выходного напряжения преобразователей. Для устранения недостатков, присущих непосредственным преобразователям постоянного напряжения и отмеченных ранее, в более сложных по структуре силовой части преобразователях подобного назначения производится последовательное преобразование постоянного тока в переменный с напряжением прямоугольной или непрямоугольной формы, а последний затем вновь преобразуется в постоянный ток. Для выполнения такого двукратного преобразования электроэнергии силовая часть рассматриваемых преобразовательных устройств должна содержать два последовательно соединенных силовых элемента - высокочастотный транзисторный инвертор (регулируемый или нерегулируемый) и высокочастотный выпрямитель со сглаживающим фильтром. При этом электрическая изоляция выходных цепей преобразователя друг от друга и от источника электроэнергии, а также обеспечение требуемых номинальных значений выходных напряжений осуществляются с помощью высокочастотного силового трансформатора. Многоканальные преобразователи постоянного напряжения имеют две или более (на практике 15...20) электрически изолированных цепей постоянного тока с разными уровнями выходных напряжений, одноканальные - одну выходную цепь постоянного тока, электрически изолированную от источника электроэнергии. Функциональная схема трехканального ДППН показана на рис.9. Для получения трех гальванически не связанных между собой и входом каналов преобразователя в состав последнего включен (между инвертором и выпрямителем каждого канала) четырехобмоточный трансформатор Т. Выходное напряжение инвертора подается на первичную обмотку ω1. Требуемая величина напряжения на выходе каждого канала (U2; U3; U4) обеспечивается за счет определенного количества витков в обмотках ω2, ω3 и ω4 трансформатора T. На практике, как правило, в состав такого преобразователя включают входной и выходной фильтры. Входной фильтр обеспечивает развязку между высокочастотным инвертором и источником питания преобразователя. Выходные фильтры обеспечивают сглаживание пульсаций напряжения каждого канала. Применение ДППН в источниках вторичного электропитания позволяет получить не только ряд необходимых вторичных напряжений из одного первичного, но и повысить стабильность вторичных напряжений по сравнению с первичным. Выходное напряжение существующих первичных источников электропитания в процессе эксплуатации меняется. У большинства из них ко- 172 лебания напряжения лежат в пределах + (10...20)%. Допустимые колебания напряжения питания большинства ответственных приемников систем автономного электроснабжения СК на порядок меньше и составляют + (3...5%), а отдельных (выходные каскады в аппаратуре связи) еще более чувствительны к изменению напряжения питания, и того меньше - всего + (0,1...0,5)%. Рис..9. Функциональная схема двухзвенного трехканального преобразователя постоянного напряжения Отсюда вытекает необходимость стабилизации выходных напряжений преобразователя. Все многообразие встречающихся на практике стабилизированных двухзвенных высокочастотных преобразователей постоянного напряжения можно свести к относительно небольшому числу типовых унифицированных функциональных схем, изображенных на рис. 10...15. Наиболее простая функциональная схема (рис. 12.10) содержит регулируемый высокочастотный транзисторный инвертор РИ, с выхода которого переменное напряжение подается на выпрямители В1...Вn (где n - число выходных каналов стабилизированного преобразователя). Указанные выпрямители с выходными фильтрами LC-типа Ф1, Ф2, ...Фn преобразует переменное напряжение в постоянное, одновременно сглаживая пульсации. Централизованная стабилизация одновременно всех выходных напряжений преобразователя достигается изменением относительной длительности импульсов переменного напряжения на выходе РИ под действием сигнала ООС, снимаемого со схемы обратной связи ОС. Последняя может быть подключена принципиально к любому одному (обычно наиболее мощному) выходу стабилизированного преобразователя. Совмещение функций преобразования напряжений и стабилизации их значений в одном мощном функциональном узле - регулируемом высокоча- 173 стотном инверторе - позволяет исключить лишние преобразования электрической энергии, существенно упростить силовую схему стабилизированного многоканального преобразователя и повысить его КПД. Это является несомненным достоинством рассмотренной схемы. Наиболее эффективным применение данной схемы оказывается при сравнительно малом количестве (не более двухпяти) выходных каналов, когда нагрузка по каждому каналу в процессе работы преобразователя изменяется в сравнительно небольших пределах. К недостаткам, снижающим эффективность вышерассмотренной функциональной схемы относятся следующие: 1. Необходимость включения по многим выходным каналам дополнительных линейных стабилизаторов постоянного напряжения (на рис. 12.10 обозначены НС1, НС2, ...) из-за сильных изменений выходных напряжений преобразователя в моменты изменений одной или нескольких нагрузок, обусловленных, в свою очередь, сравнительно плохими динамическими свойствами сглаживающих фильтров LC-типа. 2. Невозможность удовлетворения по качеству вторичных питающих напряжений при увеличении (более пяти) каналов преобразователя. Рис. 10. Структурная схема ДППН с централизованной стабилизацией на основе регулируемого инвертора 3. Изменение спектрального состава пульсаций всех выходных напряжений в процессе автоматического регулирования. Для большого количества приемников электрической энергии, как бортовых, так и стационарных систем автономного электроснабжения, чувствительных к спектру высших гармоник питающего напряжения, это может оказаться неприемлемым, что ограничивает возможности данной функциональной схемы. Кроме того, для нее характерно плохое использование мощных транзисторов в регулируемом инверторе по току и напряжению, так как они должны выбираться с учетом максимальных значений питающего напряжения и потребляемого тока, который, в свою очередь, будет соответствовать минимальным значениям напряжения питания. 174 Централизованную стабилизацию одновременно всех выходных напряжений в многоканальном высокочастотном преобразователе постоянного напряжения позволяют также реализовать функциональные схемы, изображенные на рис..11...рис. 13. В схеме, приведенной на рис. 11 на вход нерегулируемого транзисторного высокочастотного инвертора И включен импульсный стабилизатор ИС постоянного напряжения со сглаживающими фильтрами LC-типа на входе и выходе. Этот стабилизатор обеспечивает постоянство напряжения питания инвертора во всех режимах работы. При относительно малом внутреннем сопротивлении инвертора и выходных выпрямителей B1, B2, ... Bn с емкостными сглаживающими фильтрами Ф1, Ф2, ...Фn это условие является достаточным для оптимизации выходных напряжений преобразователя по каждому из его выходных каналов. По сравнению с предыдущей функциональной схемой (см.рис.11) данная обладает рядом следующих преимуществ. Существенно лучше используются мощные полупроводниковые приборы вследствие питания инвертора стабильным напряжением с выхода ИС. Выходные сглаживающие фильтры С-типа обеспечивают существенно лучший характер процессов быстрой коммутации мощных транзисторов, меньшие мгновенные перегрузки, меньшие потери энергии на коммутацию, большие рабочие частоты преобразования электроэнергии. К недостаткам следует отнести дополни тельное Рис. 11. Структурная схема ДППН с централизованной стабилизацией на основе импульсного стабилизатора в общей силовой цепи преобразование электроэнергии в импульсном стабилизаторе, как следствие этого, более сложную конфигурацию силовой схемы и дополнительные потери энергии в централизованном стабилизаторе ИС. В современных средствах вторичного электропитания функциональная схема, изображенная на рис. 11, используется обычно при суммарной выходной мощности преобразователя от 5...10 до 100...300 Вт, числе выходных каналов 175 от 3...5 до 15...30, частотах преобразования электроэнергии от единиц до 50100 кГц и более. При малой мощности многоканального ДППН (1...3 Вт) на вход нерегулируемого транзисторного инвертора И вместо импульсного стабилизатора ИС и сглаживающих фильтров Фвх и Фс (см.рис.11) может включаться линейный стабилизатор, который обеспечивает высокие динамические свойства преобразователей при резких коммутациях токов их нагрузок и изменениях питающего напряжения. В функциональных схемах, изображенных на рис..12... рис. 13 выходное напряжение стабилизирующего устройства суммируется на входе инвертора с напряжением питания таким образом, чтобы их сумма во всех режимах и условиях эксплуатации оставалась неизменной и равной Uп.max. При этом стабилизирующее устройство (СУ на рис. 12 или РВ на рис. 13) преобразует значительно меньшую энергию, чем в схеме, изображенной на рис. 11. В качестве СУ в функциональной схеме, приведенной на рис. 12, может быть использован регулируемый непосредственный преобразователь постоянного напряжения, основные схемы которого рассмотрены в подразделе 2. Рис. 12. Структурная схема ДППН с централизованной стабилизацией на основе вольтодобавки В схеме на рис. 13 функцию СУ на входе мощного высокочастотного транзисторного инвертора выполняет регулируемый выпрямитель РВ, подключаемый к одной из вторичных обмоток инверторного трансформатора. Относительно ДППН, выполненного по схеме, на рис. 13 следует отметить, что по мере расширения пределов изменение питающего напряжения мощность РВ будет заметно возрастать. При этом масса и габариты преобразователя в целом резко увеличиваются, а за счет значительного увеличения потерь электроэнергии в СУ падает его КПД. Существенно меньшая по сравнению с функциональной схемой, изображенной на рис. 11 мощность СУ обусловливает значительно лучшие массогабаритные характеристики фильтра Фс и преобразователя в целом при выполнении 176 его по одной из двух последних функциональных схем (рис. 12...рис. 13) Поэтому такие схемы обычно реализуются в многоканальных стабилизированных ДППН при суммарной мощности нагрузок более 100...300 Вт. Схема, приведенная на рис. 113, на практике используется при сравнительно малых (менее + 10%) пределах изменения питающего напряжения Uп, когда суммарный КПД централизованного инвертора И и регулируемого выпрямителя РВ достаточно высок. Рис. 13. Функциональная схема ДППН с централизованной стабилизацией на основе регулируемого выпрямителя Индивидуальную стабилизацию напряжения по каждому из выходных каналов ДППН позволяют осуществить функциональные схемы, изображенные на рис..14 ... рис. 15. В схеме на рис. 14 в каждый канал преобразователя включен свой импульсный стабилизатор ИС1, ИС2, ...ИСn постоянного напряжения, охваченный контуром ООС. Централизованный высокочастотный транзисторный инвертор выполняется нерегулируемым и подключается к источнику электрической энергии через сглаживающий фильтр Фвх, а автоматическая стабилизация каждого выходного напряжения производится автономно вне зависимости от параметров остальных выходных напряжений. Рис. 14. Структурная схема ДППН с поканальной стабилизацией выходных напряжений 177 Вместо импульсных стабилизаторов ИС1, ИС2, ..., ИСn со сглаживающими фильтрами LC-типа Фс1, Фс2, ..., Фсn в выходных каналах стабилизированного ДППН по рис. 14 могут быть использованы линейные стабилизаторы постоянного напряжения. В каждый выходной канал стабилизированного ДППН, выполненного по схеме, приведенной на рис. 12.15 включен свой регулируемый выпрямитель РВ1, РВ2, ..., РВn со сглаживающим фильтром LC-типа (Ф1, Ф2, ..., Фn), охваченной своим собственным контуром ООС. Рис. 15. Структурная схема ДППН с поканальной стабилизацией выходных напряжений на основе регулируемых выпрямителей 178 ЛЕКЦИЯ №9 Тема лекции: Электропитание телекоммуникационной аппаратуры Вопросы лекции: 1. Электроустановки предприятий связи. 2. Классификация установок электропитания и технические требования к их оборудованию. 3. Электропитающая установка. 4. Системы бесперебойного электропитания постоянного и переменного тока. 5. Комбинированные системы бесперебойного питания. ВОПРОС 1. Электроустановки предприятий связи Одним из основных элементов любого предприятия (объекта) связи, определяющим его работоспособность является электроустановка. Под электроустановкой (ЭУ) подразумевается весь комплекс энергосооружений, обеспечивающий не только электропитание аппаратуры, но и функционирование систем: освещения; кондиционирования и вентиляции воздуха; теплоснабжения и других систем, связанных с жизнедеятельностью предприятия, как в нормальных условиях внешнего электроснабжения, так и в аварийных. Аппаратура современных инфокоммуникационных систем требует для своей работы бесперебойной подачи электрической энергии как постоянного, так и переменного тока [51]. Для обеспечения бесперебойной подачи к аппаратуре электрической энергии требуемого качества в состав ЭУ вводятся устройства бесперебойной подачи (УБП) постоянного и переменного тока, называемые также электропитающими установками. (ЭПУ). Тогда как, например, аппаратура освещения требует гарантированной подачи электрической энергии, т.е. допускает кратковременные перерывы в подаче электроэнергии, связанные с переходом с одного источника электроэнергии на другой. Электроустановка должна отвечать следующим основным техническим требованиям: • обеспечивать аппаратуру связи электрической энергией, удовлетворяющей требованиям аппаратуры, установленной на данном предприятии; • обеспечивать требуемые параметры надежности подачи электрической энергии, удовлетворяющие желаемой надежности работы инфокоммуникацинных систем; • обеспечивать максимально возможную степень автоматизации работы установки, вплоть до полной автоматизации; 179 • обладать высокими значениями КПД и коэффициента мощности; • строиться с максимальным использованием типового унифицированного оборудования и быть экономичной в строительстве и эксплуатации. .' Степень автоматизации электроустановки должна обеспечивать контроль и управление её работой с помощью телемеханики и телесигнализации. Оборудование электроустановки должно обеспечивать выполнение следующих функций: ' • прием электрической энергии переменного тока промышленной частоты от источников электрических сетей энергосистемы; • непрерывный автоматический контроль качества электрической энергии, поступающей от электрических сетей энергосистемы; • резервирование источников электрических сетей энергосистемы при помощи собственных стационарных или передвижных источников электроэнергии; • преобразование электроэнергии переменного тока по роду тока, числу фаз и уровню напряжения для обеспечения электропитания аппаратуры связи и оборудования объекта связи; • обеспечение требуемой надежности электроснабжения электроприемников объекта связи; • обеспечение бесперебойности электропитания аппаратуры связи; • местную и дистанционную сигнализацию о режимах работы электроустановки (мониторинг); • управление режимами работы электроустановки. В зависимости от конкретных условий отдельные из приведенных функций электроустановки объекта связи могут-отсутствовать. В состав электроустановки предприятия связи входят следующие основные виды оборудования: • воздушные и кабельные линии: электропередачи 10; 6 и 0,4 кВ; • трансформаторные подстанции; • распределительные пункты и устройства переключения источников напряжения, в том числе устройства автоматического ввода резервного источника переменного напряжения (АВР); • устройства компенсации реактивной мощности (конденсаторные установки); • устройства защиты от перенапряжений, возникающих в линии электропередачи; собственные стационарные и передвижные дизельные электростанции; электропитающие установки; • электрооборудование систем жизнеобеспечения (вентиляции, кондиционирования, отопления, водоснабжения, канализации стоков технологических помещений) и освещения технологических помещений; • защитные заземляющие устройства; • оборудование автоматического контроля качества электрической энергии, поступающей от электрических сетей энергосистемы; • устройства управления и мониторинга. В зависимости от конкретных условий объекта связи Отдельные виды оборудования могут не входить в состав его электроустановки. 180 ВОПРОС 2 Классификация установок электропитания и технические требования к их оборудованию Состав оборудования той или иной установки электропитания в первую очередь определяются целями, для достижения которых применяется данная установка. Так, по признаку непрерывности подачи электрической энергии к аппаратуре, связи установки подразделяются на установки бесперебойного (УБП) и гарантированного (УГП) электропитания. В первом случае подача электроэнергии к аппаратуре осуществляется независимо от возможных перерывов в электроснабжении предприятия связи, что обеспечивается использованием в установке аккумуляторной батареи, постоянно подключенной к входным цепям аппаратуры. В случае гарантированного электропитания допускается кратковременный перерыв в подаче электроэнергии к аппаратуре, обусловленный переходом с одного источника электроснабжения на другой и обратно. В зависимости от рода выходного тока установки подразделяются на установки постоянного или переменного тока. В настоящее время появились комбинированные установки, которые обеспечивают аппаратуру одновременно электрической энергией как постоянного, так и переменного тОка. Имеются другие признаки, по которым можно классифицировать установки электропитания, но они носят второстепенный характер, поэтому они рассматриваются в тексте по мере необходимости. В настоящее время действуют «Правила применения оборудования электропитания средств связи», разработанные в целях обеспечения целостности, устойчивости функционирования и безопасности единой сети электросвязи, которые устанавливают требования к оборудованию электропитания средств связи. В соответствии с этими Правилами оборудование электропитания средств связи должно нормально функционировать, если на его входные зажимы подается электроэнергия от источников внешнего электроснабжения (от электрических сетей энергосистемы), параметры которой отвечают требованиям, приведенным ниже. Номинальное действующее значение напряжения (Uном), В 380/220 Номинальная частота, Гц………………………………………………….50 Установившееся отклонение напряжения от номинального значения, %, не более…………………………………………………………………..+10-15 Переходное отклонение напряжения, %, не более…………………….±40 Длительность переходного отклонения напряжения, с, не более …….3 Исчезновение напряжения на время, мс, не более,. …………………10 Установившееся отклонение частоты от номинального значения, %, не более …………………………………………………………………±0,8 Коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения, %, не более ……………………………………………………………………10 Коэффициент небаланса напряжения, %, не более………………………5 Импульс напряжения: 181 импульсное напряжение, В, не более ................………………..1,8 Uном длительность импульса (на уровне 0,5 амплитудного значения Uном), мкс, не более.................................................…………………………1300 Все УБП постоянного тока (электропитающие установки) должны обеспечивать на выходе качество электрической энергии, параметры которого, в том числе качественные показатели электроэнергии на выходных зажимах электропитающих установок постоянного тока на номинальное выходное напряжение 12, 24, 48 и 60 В, приведены ниже. Номинальное напряжение (Uном), В ............... 12, 24, 48 или 60 Установившееся отклонение напряжения от номинального значения, В, не более: Uном = 12 В........................................................................................................ +3-2 Uном = 24 В....................................................................................................... +4-3,6 Uном =48 В....... ................................................................................................. +9-7,5 Uном = 60 В......................... …………………………………………………. ±12 Установившееся отклонение напряжения в точке подключения аккумуляторной батареи, %, не более ........................................... ±1 Переходное отклонение напряжения при скачкообразном набросе (сбросе) нагрузки от 5 до 100 % номинального значения, %, не более……………. ±20 Время переходного процесса, с, не более ........ ………………………………0,1 Действующее значение суммы гармонических составляющих пульсации напряжения, мВ, в диапазоне частот от 25 Гц до 150 кГц не Более……………………………………………………………………………..50 Действующее значение п-й гармонической пульсации напряжения,: мВ, в диапазоне частот, не более: до 300 Гц...............................................................................................................50 от 300 Гц до 150 кГц..............................................................................................7. Псофометрическое значение пульсации, мВ, не более………………………..2 УБП переменного тока должны обеспечивать на выходе качество электрической энергии, параметры которого приведены ниже. Номинальное напряжение, В.........................................................................380/220 Номинальная частота, Гц.....................................................................................50 Установившееся отклонение напряжения от номинального, %, не более ±3 Переходное отклонение выходного напряжения при сбросе-набросе нагрузки 5-100-5 % номинального значения, %, не более …………………±20 Длительность переходного процесса, с, не более………………………………0,1 Установившиеся отклонения частоты, %, не более…………………………….±5 Коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения, %, не более , …………………………………………………………………………10 Коэффициент небаланса трехфазного напряжения при симметричной нагрузке, %, не более………………………………………………………………………±5 Установка переменного тока должна быть рассчитана на работу с нелинейной нагрузкой, коэффициент амплитуды потребляемого тока которой не менее 2,5, а также на нагрузку индуктивного или емкостного характера, коэффициент мощности которой может изменяться в пределах 0,8... 1,0. 182 Существует ряд технических требований, общих для установок бесперебойного электропитания переменного и постоянного тока, К ним относятся требования к электромагнитной совместимости, надежности и безопасности оборудования, а также его устойчивости к воздействию климатических факторов. Допускаемые величины радиопомех, создаваемых при работе оборудования электропитания на сетевых выводах, не превышают значений, указанных в табл. 1. Таблица 1 Допускаемые величины радиопомех Класс оборудования Полоса частот, МГц А От 0,15 до 0,5 От 0,5 до 30 включ. В Напряжение радиопомех, дВмкВ Квазипиковое Среднее значение значение 79 73 От 0,15 до 0,5 включительно Свыше 0,5 до От 66 до 56 56 5,0 включительно Свыше 5,0 до 30 включи60 тельно 66 60 От 56 до 46 46 50 317 Таблица 2 Допускаемые величины радиопомех Класс оборудования А В Полоса частот, МГц От 0,15 до 0,5 включитеельно Свыше 0,5 до 30 включительно От 0,15 до 0,5 включительно Свыше 0,5 до 30 включительно Напряжение радиопомех, дВмкВ Квазипиковое знаСреднее значение чение От 97 до 87 87 От 84 до 74 74 От 84 до 74 74 От 74 до 64 . 64 Полоса частот, МГц Расстояние К, м Напряженность поля радиопомех, дВмкВ/м От 30 до 230 включительно Свыше 230 до 1000 включительно От 30 до 230 включительно Свыше 230 до 1000 включительно 10 10 3 3 40 47 40 47 Таблица 3 Допускаемые величины радиопомех Класс оборудования А •В Допускаемые величины радиопомех, создаваемых при работе оборудования электропитания на выводах постоянного тока, не превышают значений, указанных в табл. 2. Квазипиковое значение напряженности поля радиопомех от оборудования электропитания на расстоянии К не должны превышать значений, указанных в табл. 3. К классу «А» относятся средства связи, эксплуатируемые вне жилых домов и не подключаемые к электрическим сетям жилых домов. К классу «В» относятся средства связи, эксплуатируемые в жилых домах или подключаемые к электрическим сетям жилых домов. 183 Оборудование класса «В» допускается применять в условиях, установленных для оборудования класса «А». Установки электропитания постоянного и переменного тока, оборудование, входящее в их состав, и устройства ввода, защиты и коммутации должны обеспечивать среднее время наработки на отказ не менее 150000 ч. При этом среднее время восстановления оборудования должно быть не более 1 ч. "Срок службы установок электропитания и их оборудования — не менее 20 лет. В части безопасности оборудование электропитания средств связи должно удовлетворять следующим требованиям. Изоляция электрических цепей относительно корпуса и цепей, электрически не связанных между собой, должна выдерживать в течение 1 мин следующее испытательное напряжение переменного тока с частотой 50 Гц: для цепей переменного тока с номинальным напряжением 380 В, кВ: в нормальных климатических условиях ...........................................................2,0 при повышенной влажности .............................................................................1,5 при пониженном давлении ...............................................................................1,0 для цепей переменного тока с напряжением до 220 В, кВ: в нормальных климатических условиях ……………………………………..1,5 при пониженном давлении ……………………………………………………0,5 для цепей постоянного тока с напряжением до 100 В, кВ, в нормальных климатических условиях ……………………………………………………..0,5 Электрическое сопротивление изоляции цепей, МОм, должно составлять не менее: в нормальных климатических условиях………………………………………..20 при температуре + 40 °С .......................................................................................5 при влажности 95 % и температуре + 30 °С………………………………………1 Значение сопротивления между корпусом и каждой доступной прикосновению металлической нетоковедущей частью, которая может оказаться под напряжением, не должно превышать 0,10 Ом. Конструкция оборудования электропитания предусматривает наличие болта (винта) заземления. Эквивалентный уровень акустических шумов, создаваемых оборудованием электропитания на расстоянии 1 м, не должен превышает 65 дБ для оборудования, устанавливаемого в одном помещении со средствами связи, и 80 дБА для оборудования, устанавливаемого в отдельном помещении. Материалы конструкции не должны оказывать опасного и вредного воздействия на организм человека и окружающую среду во всех заданных режимах работы, предусмотренных условиями эксплуатации. Кроме того, при аварийных ситуациях материалы конструкции не должны выделять в атмосферу токсичных веществ. Конструкция оборудования должна предусматривать возможность подключения одного из следующих типов систем токоведущих проводников: • к входным и выходным выводам переменного тока: однофазные трехпроводные, трехфазные четырехпроводные, трехфазные пя- типроводные; • к выходным выводам постоянного тока: двухпроводные. Кроме того, конструкция должна: 184 • предусматривать заземляющий вывод или шину для подключения защитных проводников; • быть ремонтнопригодной и обеспечивать доступность осмотра и подтяжки мест для крепления контактных соединений и составных частей; • предусматривать возможность снятия и замены составных частей и элементов, вышедших из строя, без демонтажа других составных частей; • обеспечивать доступность к элементам, подлежащим регулированию и настройке и к контрольно-измерительным приборам для их замены и поверки; • обеспечивать возможность одностороннего обслуживания с лицевой панели с тем, чтобы иметь возможность установки оборудования необслуживаемыми сторонами вплотную друг к другу, а также к стенам помещения. В устройстве электропитания должна быть предусмотрена местная и дистанционная сигнализация с выдачей сигналов о таких, например, режимах и состояниях его работы как: • отсутствие внешнего электроснабжения; • работа от собственной стационарной электростанции; • повреждение собственной стационарной электростанции; • повреждение любого модуля устройства электропитания (выпрямителя, инвертора, стабилизатора и т.д.); • работа от аккумуляторной батареи; • аварийное отключение аккумуляторной батареи в связи с недопустимым понижением напряжения на ней. В составе оборудования установки рекомендуется предусматривать устройства непрерывного автоматического контроля показателей качества электрической энергии в сети 380/220 В. Используемое для этого оборудование должно обеспечивать: • измерение, обработку и регистрацию показателей качества электрической энергии; • хранение зарегистрированной информации в энергонезависимой памяти не менее 45 суток; • возможность просмотра содержащейся в памяти информации на собственном дисплее оборудования, либо на внешнем устройстве. Оборудование электроустановки должно быть рассчитано на включение в систему телеконтроля линии передачи сети связи. Кроме того, оно может быть рассчитано на включение в другие информационные системы. Установки питания постоянного и переменного тока, оборудование, входящее в их состав, и устройства ввода, защиты и коммутации должны обеспечивать нормальную работу и сохранение параметров при воздействии климатических факторов, указанных в табл. 4. 185 Таблица 9.4 Воздействующий фактор При эксплуатации от +5 до +40 При хранении При транспортировании Температура окружающего возот +5 до +40 От -50 до +502) духа, °С Относительная влажность воздуха при температуре, %, при 80 801)' до 100 +25 °С Атмосферное давление, мм рт.ст. 50...800 450...800 450...8003) 1) Допускается кратковременое повышение влажности до 9 8 % при темперав туре не более +25 °С без конденсации влаги, но суммарно - не более 1 месяца в год. 2 ) Отдельные блоки (устройтва), не допускающие снижение температуры в указанных пределах, должны транспортироваться отдельно, при этом должна быть предусмотрена возможность их установки на месте эксплуатации. 3) При транспортировании допускается снижение атмосферного давления до 200 мм рт.ст.( соответствует высоте 10000 м) ВОПРОС 3 Электропитающая установка Электропитающая установка (ЭПУ) предприятия связи предназначена для преобразования, регулирования, распределения и обеспечения подачи электрической энергии постоянного и переменного тока, необходимых для нормальной работы аппаратуры связи. В состав ЭПУ бесперебойного питания входят установки бесперебойного питания постоянного и переменного тока, преобразователи и стабилизаторы напряжения, коммутационное оборудование и то- кораспределительные сети, связывающие между собой оборудование электропитания и аппаратуру связи. " ЭПУ должна быть рассчитана на работу в нормальном и аварийном режимах. Нормальный режим работы обеспечивает аппаратуре связи качество электроэнергии, соответствующее установленным нормам, при этом оборудование ЭПУ работает без вмешательства обслуживающего персонала. Аварийный режим работы не обеспечивает аппаратуре связи установленного качества электроэнергии и требует вмешательства эксплуатационного персонала. В этом режиме должно обеспечиваться автоматическое отключение поврежденного оборудования с выдачей соответствующих сигналов. Автоматическое отключение оборудования должно также обеспечиваться в том случае, когда дальнейшая работа может привести к необратимому повреждению оборудования (например, разряду аккумуляторной батареи ниже допустимого уровня) или нарушению требований безопасности. В качестве примера на рис. 1 приведен один из возможных вари- 186 Рис. 1. Функциональная схема ЭПУ антов построения ЭПУ объекта связи, аппаратура которого требует бесперебойной подачи электроэнергии переменного тока и постоянного тока двух номиналов напряжения (—60 и —48 В). В состав УБП переменного тока входит выпрямитель В, инвертор И, аккумуляторная батарея АБ и устройство переключения с УБП на сеть переменного тока и обратно (байпас). Нагрузки подключаются к УБП через распределительную панель РП переменного тока. Само УБП подключается через автоматический выключатель к главному распределительному щиту ГРЩ электроустановки объекта связи. Основными элементами УБП постоянного тока являются выпрямительные устройства В и аккумуляторная батарея АБ, подключенная к выходу В. Нагрузки, требующие напряжения —60 В подключатся к выходу УБП через автоматические выключатели распределительной панели РП постоянного тока. Аппаратура требующая электроэнергии с напряжением —48 В подключается через стабилизирующий преобразователь напряжения СПН. ВОПРОС 4. Системы бесперебойного электропитания постоянного тока Под системой бесперебойного электропитания постоянного тока подразумевается совокупность системы электроснабжения, УБП и токораспределительных сетей, объединенных общей целью — обеспечения надежной и бесперебойной подачи к аппаратуре электрической энергии постоянного тока требуемого качества во всех режимах работы электроустановки. Кроме того, система должна: • обеспечивать высокую степень автоматизации и единство централизованного мониторинга и управления на основе стандартных интерфейсов и программного обеспечения; • возможность «горячей» замены аккумуляторных батарей и преобразовательных модулей в УБП без перебоев в электропитании аппаратуры; 187 • иметь средства отображения и индикации состояния устройств и модулей, входящих в состав системы, а также обеспечивать работу оборудования системы без постоянного присутствия эксплуатационного персонала. Высокая надежность систем бесперебойного электропитания постоянного тока обеспечивается прежде всего за счет: высокой надежности систем электроснабжения; применения необходимого аккумуляторного резерва; высокой надежности элементов и применения избыточного количества модулей в УБП с использованием горячего резервирования их. В УБП постоянного тока применяется, как правило, аккумуляторный резерв в двухгруппном исполнении, т.е. две аккумуляторные батареи, включенные через устройства защиты и коммутации между собой параллельно. Емкость каждой группы АБ должна обеспечивать электропитание аппаратуры, как правило, в течение по крайней менее 0,5 часа при ее максимальном потреблений. При недостаточно надежном электроснабжении объекта связи применяется аккумуляторный резерв на большее время. Так, в необслуживаемых реге- нерационных пунктах (НРП) применяется аккумуляторный резерв в двухгруппном исполнении с суммарным запасом емкости на время не менее 24 часов, что обеспечивает питание оборудования до устранения перерыва в электроснабжении или подъезда передвижной электростанции. Рекомендуемое значение аккумуляторного резерва для объектов связи различного назначения приводится в ВСН-332. Широкое распространение на сети связи получили УБП постоянного тока с непрерывным подзарядом аккумуляторных батарей (по классификации ОСТ 45.55-99 «Системы и установки питания средств связи взаимоувязанной сети связи РФ» — буферные системы питания). Особенностью таких УБП (буферных систем) является объединение в одной точке выходных выводов выпрямителей, аккумуляторной батареи АВ и питаемой нагрузки, как показано на рис. 1. Структурная схема одного из возможных вариантов выполнения такой УБП приведена на рис. 2. В состав УБП входит: • комплект выпрямительных устройств, состоящий из К выпрямителей (модулей); • автоматические выключатели А1-1... А1-К, с помощью которых выпрямительные устройства подключаются к вводному щиту (щит вводной распределительный автоматизированный — ЩВРА); • автоматические выключатели А2-1... А2-К, установленные в минусовом полюсе каждого из выпрямителей; • двухгруппная аккумуляторная батарея (АБ № 1, АБ № 2); • автомат (контактор) глубокого разряда АГР; • батарейные автоматическиечвыключатели АБ1, АБ2, установленные в минусовом полюсе каждой из аккумуляторных батарей; • токовые шунты, с помощью которых осуществляется измерение тока в цепи аккумуляторных батарей Ш1 и в цепи нагрузок Ш2; • автоматические выключатели Ап-1...Ап-т, через которые ста- тивы аппаратуры подключаются к УБП; 188 Рис. 2. Структурная схема УБП постоянного тока с непрерывным подзарядом аккумуляторной батареи • контроллер, обеспечивающий мониторинг и управление УБП. В УБП общее число выпрямительных устройств (модулей) п выбирается с избыточностью по формуле где nраб — необходимое число рабочих выпрямителей, обеспечивающее питание аппаратуры при ее максимальном потреблении и заряд аккумуляторных батарей; трез — число резервных выпрямителей. В нормальных условиях работы УБП все К модулей постоянно включены, т.е. избыточные модули обеспечивают горячий резерв. На рис. 9.2 показан вариант УБП с однофазными выпрямителями типа ВБВ (см. гл. 8), при этом отдельные выпрямители подключаются к различным фазам (Ь1.. . ЬЗ) трехфазной сети переменного тока через индивидуальные автоматические выключатели (А1-1... А1-К). В условиях нормального электроснабжения и исправном оборудовании электропитание аппаратуры осуществляется от стабилизирующих выпрямительных устройств. Несекционированная двухгрупп- ная аккумуляторная батарея (АБ № 1, АБ № 2), постоянно подключенная параллельно нагрузке (выходным зажимам выпрямительных устройств), получает непрерывный подзаряд от этих же выпрямительных устройств. Значение выходного напряжения выпрямительных устройств определяется числом последовательно соединенных элементов (аккумуляторов) в каждой группе АБ и требуемым напряжением содержания одного элемента. При относительно небольшой номинальной емкости каждой группы аккумуляторной батареи (до 100 А-ч) она собирается из мо- 189 ноблоков по три или шесть элементов в каждом. Чаще всего эти моноблоки и все остальное оборудование СЭП размещаются в одном стативе. В случае применения кислотных аккумуляторов закрытого типа большой номинальной емкости эти аккумуляторы размещаются в отдельном помещении (аккумуляторной) , имеющем приточно-вытяжную вентиляцию. В последнем случае для уменьшения индуктивности проводников (шин) подключающих к СЭП аккумуляторную батарею ее плюсовые и минусовые выводы должны располагаться как можно ближе друг к другу, для чего элементы каждой группы АБ разворачиваются как показано на рис. 9.2 (размещаются по так называемой Иобразной схеме). При перерывах в электроснабжении питание аппаратуры осуществляется от разряжающейся АБ. Для того чтобы не допустить сульфа- тации аккумуляторов в результате недопустимо глубокого их разряда, в систему электропитания вводится контактор АГР (автомат глубокого разряда), с помощью которого осуществляется отключение АБ от аппаратуры. При восстановлении электроснабжения выпрямительные устройства должны обеспечить питание аппаратуры и заряд АБ, без отключения ее от нагрузки. Заряд АБ может осуществляться либо в одну ступень (при напряжении, равном напряжению содержания АБ), либо в две ступени. В последнем случае выходное напряжение выпрямителей на первой ступени заряда обычно выбирается из расчета 2,35 В на один элемент АБ. Функции, выполняемые контроллером в данной СЭП, могут быть различными в зависимости от фирмы-изготовителя аппаратуры электропитания. Так, в системе электропитания УЭПС-2, выпускаемой Юрьев-Польским заводом, контроллер выполняет следующие функции: • обеспечивает контроль: тока АБ и тока нагрузки; напряжения на АБ и нагрузке; текущей температуры окружающей среды; емкости полученной АБ при ее заряде; емкости отданной АБ при ее разряде. На дисплей контроллера выводятся значения выше перечисленных параметров, а также текущие время и дата; • следит за состоянием автоматических выключателей: на выходе, выпрямителей (А2-1... А2-К); аккумуляторной батареи (АБ1, АБ2) и нагрузки. (Атг1... Ап—т); аварийных реле выпрямителей; автомата (АГР); наличием всех трех фаз питающей сети. При отключении любого из автоматов или срабатывании защиты на дисплее контроллера появляется соответствующая информация. Все аварийные ситуации сопровождаются звуковым сигналом и с помощью двух аварийных реле контроллера сигналы аварий 1-й и 2-й степени передаются в ЦТЭ (центр технической эксплуатации); • обеспечивает дискретное изменение выходного напряжения выпрямителей (напряжения содержания АБ) при отклонении температуры окружающей среды от номинального значения (20 °С) на ±10 °С. Во время работы контроллер непрерывно ведет протокол, записывая информацию в энергонезависимую память, поэтому при соединении контроллера с компьютером на экран монитора можно вывести все текущие параметры и состояние всех сигналов ввода и вывода в позиционном коде с указанием даты и времени возникшей аварийной ситуации. С помощью модема можно переда- 190 вать текущие параметры и все сигналы по телефонной линии на любое расстояние. Обмен информацией с компьютером ведется по интерфейсу К8-232 со скоростью 9600 бит/с. Питание контроллера осуществляется непосредственно от АБ. К достоинствам рассмотренной СЭП, называемой часто буферной модульной СЭП, следует отнести: • высокое качество вырабатываемой электрической энергии, так как во всех режимах работы СЭП АБ остается подключенной к нагрузке; • минимальное количество устройств, входящих в состав ЭПУ, что объясняет ее относительно низкую стоимость и высокую надежность; • высокий КПД (практически равный КПД выпрямителей может достигать 91... 94 %) и высокий коэффициент мощности (в случае применения выпрямителей с корректором коэффициента мощности). Буферная модульная система электропитания находит самое широкое применение для цифровой аппаратуры как автоматической и многоканальной электросвязи, так и радиосвязи. К недостаткам данной системы обычно относят широкие пределы изменения выходного напряжения. Например, при 30 элементах в каждой группе АБ и при конечном разрядном напряжении одного элемента до 1,70 В напряжение на выходных зажимах УБП (ЭПУ) изменяется от 30 • 1,7 = 51,1 В до 30 • 2,35 = 70,5 В. Столь широкие изменения напряжения на выходе ЭПУ недопустимы для аппаратуры электромеханических систем коммутации. Так, для координатных АТС допустимое изменение напряжения на зажимах стативов аппаратуры лежит в пределах 58... 72 В, что не позволяет выполнять ЭПУ по буферной модульной системе электропитания, являющейся наиболее простой, экономичной и надежной по сравнению с другими буферными системами электропитания. Наибольшее применение в настоящее время для аппаратуры электромеханических систем коммутации находят ЭПУ, выполненные по буферной системе электропитания с в о ль т од о б ав о ч- ными конверторами. Структурная схема ЭПУ, выполненной по этой СЭП, приведена на рис. 9.3. В состав оборудования ЭПУ входят: вводной распределительный щит ЩВРА; два буферных выпрямительных устройства БВ1, БВ2; резервный зарядный выпрямитель РЗВ; вольтодобавочные конверторы ВДК (в количестве К модулей); обходной диод ОД; двухгруппная аккумуляторная батарея АБ1, АБ2; перекидной рубильник ПР; блок разрядных резисторов БРР; токовые шунты Ш1...Ш4; перемычки П1, П2; автоматические выключатели. В этой системе в нормальном режиме (при наличии сети переменного тока и исправных выпрямительных устройствах) электропитание аппаратуры осуществляется от выпрямителей (БВ1, БВ2 191 Рис. 3. Структурная схема ЭПУ, выполненной по буферной СЭП с вольтодобавочными.конверторами как через так называемый обходной диод ОД, так и через выход-' ные диоды самих ВДК. Обходной диод вводится в ЭПУ для повышения ее надежности работы. Двухгруппная аккумуляторная батарея подключена параллельно выходу выпрямителей и находится в режиме содержания, т.е. как и в предыдущей СЭП значение выходного напряжения выпрямителей в нормальном режиме определяется числом последовательно соединенных элементов (аккумуляторов) в каждой группе АВ и необходимым напряжением содержания аккумулятора. Обычно в качестве выпрямительных устройств в этой СЭП применяются выпрямительные устройства типа ВУК или ВУТ, представляющие собой управляемые выпрямители с фазоимпульсным способом регулирования напряжения в цепи постоянного тока посредством либо дросселей насыщения (выпрямители ВУК), либо тиристоров (выпрямители ВУТ). Эти выпрямители имеют относительно низкие значения КПД и коэффициента мощности, поэтому для аппаратуры, имеющей существенные изменения потребления в течение суток (например, аппаратура координатных АТС), буферные выпрямители работают по принципу ведущийведомый. При малой нагрузке на ЭПУ работает только один из буферных выпрямителей — ведущий, что позволяет загрузить его на мощность, близкую к его номинальной, и тем самым иметь относительно высокие энергетические показатели ЭПУ в целом. Ведущий выпрямитель включает другой выпрямитель — ведомый только тогда, когда сам загружается на 90... 95 % своей номинальной мощности. Следовательно, в этом случае имеет место холодное резервирование выпрямителей. Максимальное число буферных выпрямителей в ЭПУ 192 равно трем. Резервный зарядный выпрямитель автоматически включается в случае отказа любого из буферных выпрямителей. Вольтодобавочные конверторы ВДК, подключенные к выходу выпрямителей, находятся в ждущем режиме, так как они настраиваются на стабилизацию выходного напряжения ЭПУ на уровне на 2... 3 В ниже уровня напряжения содержания АБ. При отключении сети переменного тока питание аппаратуры осуществляется суммарным напряжением разряжающейся АБ и тем напряжением, которое появляется на выходе ВДК. Обходной диод при этом закрыт. Если каждая группа АБ содержит по 28 кислотных аккумуляторов закрытого типа, то в этом случае ВДК обычно настраиваются на стабилизацию выходного напряжения ЭПУ на уровне 60,5 В, тогда как напряжение содержания АБ составляет 62,5 В. С целью получения необходимой надежности бесперебойной подачи электрической энергии к аппаратуре число ВДК выбирается с избыточностью не менее чем 5/4. Принципиально ВДК позволяют наращивать выходную мощность ЭПУ за счет дополнительной установки любого числа конверторов. В настоящее время на вновь вводимых и модернизируемых ЭПУ на выходное напряжение 60 В чаще всего устанавливаются ВДК типа КУВ-12/100-2 (конвертор унифицированный вольтодобавочный на номинальный выходной ток, равный 100 А). Этот конвертор представляет собой два идентичных однотактных преобразователя с прямым включением диода, работающих на частоте 20 кГц. Причем выходные напряжения этих преобразователей сдвинуты по фазе друг относительно друга на половину периода так, что их общий выходной сглаживающий фильтр работает на частоте 40 кГц. Управление силовыми транзисторами этих преобразователей осуществляется широтно-импульсным методом. При появлении напряжения сети переменного тока включаются все выпрямители ЭПУ (включая РЗВ) и обеспечивают электропитание аппаратуры и заряд обеих групп АБ. Заряд АБ осуществляется, как правило, в две ступени. Причем в начале заряда на первой ступени все выпрямители работают в режиме ограничения тока (стабилизадии тока), так как даже частично разряженная АБ представляет для выпрямителей по существу короткое замыкание. Перевод выпрямителей на первую ступень заряда осуществляется за счет закорачивания контактами реле одного из сопротивлений выходного сравнивающего делителя выпрямителя. По мере заряда АБ напряжение на ней возрастает и при достижении значения, равного произведению числа элементов в каждой группе АБ (п эл) на 2,35 В выпрямители переходят из режима ограничения тока в режим стабилизации напряжения на этом уровне. На начальной стадии заряда АБ, пока напряжение на АБ меньше 60,5 В, ВДК находятся в работе, обеспечивая стабилизацию выходного напряжения ЭПУ на уровне 60,5 В. После перехода выпрямителей в режим стабилизации напряжения зарядный ток по мере заряда АБ начинает уменьшаться. Перевод выпрямителей с первой ступени на вторую осуществляется тогда, когда уменьшающийся зарядный ток спадает до значения в 50... 100 раз большего значения тока содержания АБ. Слежение за значением зарядного тока АБ осуществляется специальными устройствами инди- 193 кации тока УИТ (на рис. 9.3 эти устройства не показаны), подключаемыми к токовым шунтам ШЗ, Ш4. Кривые изменения напряжения на выходе ЭПУ при заряде АБ в две ступени приведены в разд. 1.6. Для того чтобы обеспечить возможность проведения контрольных и уравнительных зарядов каждой из групп АБ, РЗВ подключается к АБ через перекидной рубильник ПР. Перемычки П1 или П2 устанавливаются для проведения контрольных разрядов одной из групп АБ. Рассмотренная СЭП в отличие от предыдущей требует больших капитальных затрат, что объясняется необходимостью установки ВДК и увеличения емкости аккумуляторной батареи с целью компенсации потерь в этих ВДК. Кроме того, коэффициент полезного действия ЭПУ, выполненной по этой системе (в нормальном ее режиме работы), также оказывается несколько ниже за счет дополнительных потерь в обходных диодах ОД и мощности, потребляемой ВДК, находящимися в ждущем режиме. Следует также отметить, что в отличие от буферной модульной СЭП качество электрической энергии, вырабатываемой ЭПУ в этой СЭП при отсутствии сети переменного тока, определяется не только параметрами АБ и токораспреде- лительной сети постоянного тока, но и внутренним сопротивлением ВДК. В связи с этим при импульсном изменении тока нагрузки и подключении к ЭПУ нелинейных нагрузок эта СЭП может в отдельных случаях терять устойчивость, что приводит к резкому увеличению пульсации на выходе ЭПУ и выходу из строя аппаратуры. Следует отметить, что по мере перехода с электромеханических систем коммутации на цифровые необходимость в применении буферных СЭП с вольтодобавочными конверторами отпадает. Общим недостатком рассмотренных УБП (ЭПУ) является необходимость применения на каждый номинал выходного напряжения постоянного тока отдельную АБ, т.е. в УБП на выходные напряжения —24, —48 и —60 В следует устанавливать три АБ, каждая из которых рассчитана на свой номинал. Возможно использование на объекте одной АБ (на один номинал выходного напряжения), а другие номиналы выходного напряжения получать с помощью дополнительно устанавливаемых преобразователей, как, например, показано на рис. 1. Но такое решение приводит к снижению КПД системы в целом, а также к снижению его надёжности. Децентрализация СЭП. В настоящее время все более широкое применение в практике электропитания аппаратуры связи находят децентрализованные системы электропитания с радиальными токораспредёлительными сетями ТРС постоянного тока. В случае радиальной ТРС от УБП к каждому стативу оборудования прокладывается индивидуальная пара токонесущих проводников (от плюсового и минусового полюсов УБП). Применение децентрализованной системы позволяет размещать УБП в непосредственной близости к питаемой аппаратуре, что значительно сокращает длину токорас- пределительной сети постоянного тока и тем самым снижает потери в ней, позволяя на 3...5 % повысить КПД СЭП в целом, а также уменьшает помехи и динамические изменения напряжения на зажимах аппаратуры связи. С другой стороны, децентрализация ограничивает зону влияния повреждений в оборудовании самого УБП на функ- 194 ционирование аппаратуры связи, что приводит к увеличению живучести сети связи. Важным экономическим фактором, отличающим децентрализованную систему, является возможность снижения первоначальных капитальных затрат при ее применении и ускорения отдачи вложенных средств. Таким образом, упрощается и становится более гибкой схема наращивания мощности оборудования электропитания и проведения реконструкции, повышается ремонтнопригодность, снижаются доля избыточности в установленной мощности и первоначальные капитальные затраты. Все это приводит к тому, что при более высокой надежности децентрализованных систем их суммарная стоимость становится ниже по отношению к централизованным, при повышении качества выходных характеристик. Следует отметить еще одну важную особенность децентрализованной системы, которая заключается в возможности создания универсальных УБП. В этих УБП конструктивно могут быть объединены устройства постоянного и переменного тока, а также устройства с различными выходными напряжениями. Системы электропитания переменного тока В комплекс аппаратуры связи входят устройства, требующие для своей работы электрическую энергию переменного тока. Относительно низкая надежность промышленных сетей переменного тока и качество электрической энергии зачастую не удовлетворяющее требованиям ГОСТ 13109 не позволяют осуществлять электропитание компьютеров и серверов непосредственно от сети переменного тока. В этом случае обычно применяют устройства гарантированного или бесперебойного питания переменного тока. В настоящее время получили распространения два вида устройств, а именно так называемые off-line и on-line системы. На рис. 4 показана функциональная схема устройства ой-Нпе системы. В нормальном режиме функционирования системы нагрузка получает питание от сети переменного тока-через сглаживающий фильтр (переключатель коммутирующего устройства находится в положение 1), а выпрямительное устройство В обеспечивает непрерывный подзаряд (содержание) АБ. При отключении сети коммутирующее устройство переводит питание нагрузки на инвертор И (при этом имеет место коммутационный перерыв в подаче электропитания), который в свою очередь получает энергию от АБ. Причем в устройствах данного типа энергии АБ хватает чаще всего на 5... 7 минут работы инвертора, т.е. только на время, позволяющее корректно закончить работу на ПК без потери информации. В подобных устройствах выходное напряжение инвертора, как правило, имеет прямоугольную форму с меандром, обеспечивающим только частичное ослабление третьей и пятой гармоник. После восстановления сети 195 Рис. 4. Функциональная схема устройства off-line Рис. 5. Функциональная схема УГП типа line- interactiv нагрузка вновь переводится на сеть, а В обеспечивает заряд АБ и последующее ее содержание. Понятно, что данное УГП нельзя применять, если: сеть имеет колебания напряжения, превышающие пределы, допустимые для питаемой аппаратуры. При плохом качестве сети происходят частые переключения нагрузки на работу от АБ, что резко уменьшает ее срок службы. Кроме того, серьезным недостатком системы оГ-1те является то, что при переключении УГП с режима работы от батареи на режим работы от сети, на выходе УГП могут возникать скачки напряжения, которые могут вызвать сбой в работе питаемой аппаратуры. Достоинством данного УГП является его простота и, как следствие, .низкая стоимость по сравнению с другими УГП переменного тока. От многих недостатков системы off-line свободна система line- interactiv, функциональная схема которой приведена на рис. 5. Отличие схемы рис. 5 от схемы рис. 4 состоит прежде всего в применении автотрансформатора, который включается между входным и выходным помехоподавляющими фильтрами, и микропроцессорного блока управления. В УГП Ипе-пйегасйуе в нормальном режиме работы нагрузка получает электроэнергию по основной цепи от сети переменного тока через помехоподавляющий фильтр и автотрансформатор. Параллельная цепь, содержащая выпрямитель, инвертор и аккумуляторную батарею, является резервной. При отключении или выходе за допустимые пределы, напряжения сети нагрузки авто- 196 матически подключается к резервной цепи. Время переключения с основной цепи на резервную составляет 5...7 мс. После восстановления напряжения сети нагрузка бесперебойно получает питание от основной цепи, а выпрямитель обеспечивает заряд аккумуляторной батареи и последующее ее содержание. Блок управления контролирует форму и амплитуду напряжения сети. В случае, когда напряжение сети становится слишком низким или слишком высоким, блок анализа сети пытается скорректировать величину напряжения, переключая отводы автотрансформатора так, чтобы приблизить напряжение на выходе устройства к номинальному значению. Если напряжение становится настолько низким, что переключение отводов уже плохо помогает, то УГП переключается на работу от АБ. Если на вход УГП поступает напряжение искаженной формы, блок управления также переключает УГП на режим работы от батареи. В нормальном режиме работы коэффициент полезного действия схем ойИпе и Цпе-шЬегасйуе примерно одинаковый и достигает 95...97 %. Основным достоинством схемы Нпе-шЛегасйуе по сравнению со схемой ой-Ипе является больший срок службы АБ, так как этот УГП реже переходит на работу от АБ при том же качестве сети. К достоинствам схемы Нпе-тЪегасйуе следует также отнести безоб- рывность перехода из режима работы от аккумуляторной батареи на сеть (при синхронизации инвертора с сетью), а также обеспечение синусоидального напряжения и широкого набора сервисных возможностей, а именно: регистрации параметров, дистанционного управления, поддержки протокола обмена информации, — все это при высоком КПД заметно расширяет область применения данного вида УГП. Действительно бесперебойную, а не гарантированную подачу электрической энергии высокого качества обеспечивают схемы с двойным преобразованием электроэнергии или, как их еще называют, схемы оп-Нпе. Функциональная схема УБП типа «оп-Нпе» представлена на рис. 6. Направление передачи потока энергии для возможных режимов работы этого УБП показаны толстыми линиями на рис. 7. В нормальном режиме работы УБП (рис. 7,а) питание нагрузки осуществляется от инвертора, который в свою очередь получает электроэнергию от сети переменного тока через выпрямительное устройство. Это выпрямительное устройство также обеспечивает непрерывный подзаряд АБ. В отличие от выпрямителей рассмотренных ранее УГП это, как правило, мощное устройство-. Ведь выпрямитель этого УБП должен не только подзаряжать АБ, но прежде всего обеспечивать через инвертор питание нагрузки, т.е. должен быть рассчитан на выходной ток, равный сумме максимального зарядного тока АБ и тока, потребляемого инвертором при минимальном входном напряжении, т.е. в начале заряда батареи. Требуемая стабильность выходного напряжения выпрямителя определяется АБ при ее эксплуатации в режиме непрерывного подзаряда. 334 197 Рис. 6. Функциональная схема УБП типа on-line Рис. 7. Направления передачи потока энергии: а—-в нормальном режиме УБП; б— при отсутствии сети; в — при отключении инвертора При пропадании сети переменного тока или уменьшении ее напряжения ниже границы диапазона допустимых входных напряжений выпрямителя (т.е. выпрямитель уже не может стабилизировать напряжение), напряжение постоянного тока на выходе выпрямителя уменьшается и становится ниже напряжения заряженной батареи 335 УБП, в результате чего инвертор начинает работать от разряжающейся АБ (рис. 7,б). При отключении сети переменного тока питание нагрузки осуществляется попрежнему от инвертора, который в этом случае получает электроэнергию от разряжающейся батареи. Переход питания с сети на АБ происходит безобрывно и практически при отсутствии переходного процесса изменения выходного напряжения инвертора. Работа УБП от батареи продолжается некоторое время, определяемое емкостью аккумуляторной батареи и нагрузкой. После того, как батарея разрядится до напряжения примерно 1,7 В на элемент, инвертор будет отключен автоматикой, защищающей батарею от недопустимо глубокого раз- 198 ряда. После восстановления напряжения сети выпрямитель заряжает аккумуляторную батарею и обеспечивает работу инвертора. Для питания нагрузки в случае отключения инвертора из-за его длительной перегрузки или его повреждения в УБП предусмотрено автоматическое бесперебойное переключение нагрузки на питание по обходной цепи (байпас) непосредственно от сети переменного тока (рис. 7,в). Байпас — это специальная линия, которая позволяет в случае необходимости питать нагрузку непосредственно от сети. Для переключения на работу через байпас служит статический (т.е. не имеющий движущихся элементов) электронный переключатель, силовая часть которого обычно выполняется на тиристорах, как показано на рис. 6. Следует отметить, что в УБП малой мощности в качестве устройства переключения на практике достаточно часто применяются быстродействующие реле. Инвертор УБП, помимо обеспечения электропитания нагрузки, должен обладать еще возможностью изменения частоты выходного напряжения с целью синхронизации ее с частотой сети переменного тока. Эта особенность используется в УБП каждый раз, когда происходит перевод нагрузки на сеть с помощью байпаса, так как эта операция обеспечивает бесперебойность питания нагрузки. Если быть более точным, то синхронизация инвертора должна происходить с частотой напряжения байпаса, так как байпас может получать электроэнергию от любого источника переменного тока, например АДЭС. Рассмотрим поведение инвертора при изменении частоты напряжения на байпасе. Для того чтобы УБП с двойным преобразованием имел выходное напряжение без скачков и разрывов на всех режимах работы, нужно обеспечить безобрывное переключение на статический байпас при выходе из строя инвертора или его перегрузке. Для этого необходимо, чтобы фаза и частота сетевого напряжения (т.е. напряжение в цепи байпаса) в момент переключения были такими же, как фаза и частота выходного напряжения инвертора. Но мы не можем управлять фазой и частотой сети, следовательно, должны добиться желаемой дели за счет настройки инвертора. Поэтому инвертор УБП с двойным преобразованием должен всегда быть синхронизован с сетью. Точнее говоря, должна быть достигнута синхронизация инвертора с линией статического байпаса, которая в общем случае может быть подключена к другой линии электроснабжения, чем вход выпрямителя УБП. Посмотрим теперь, что произойдет с УБП,. если частота сети вдруг начнет отличаться от стандартной (50 Гц). УБП имеет некоторые пределы допустимых изменений частоты сети. Скажем, минимальная допустимая частота равна 49 Гц, а максимальная допустимая частота — 51 Гц. Если частота в линии байпаса находится в пределах допустимого, то частота инвертора аккуратно следует за ней. Частота и фаза инвертора равны частоте и фазе в линии байпаса. Следовательно УБП в любой момент может переключиться на статический байпас, не испытывая импульсных нагрузок. Если же частота в линии байпаса станет равной, например, 48 Гц, то частота инвертора не может следовать за ней. Блок управления просто разрешает инвертору УБП прекратить синхронизацию с линией байпаса и перейти на режим независимой работы. Частота инвертора становится равной 50 Гц и остается та- 199 кой до тех пор, пока частота линии байпаса не вернется в допустимые для УБП пределы. Во время независимой работы инвертора переключение УБП на статический байпас блокируется, поскольку при таком переключении возможны сильные фазовые и амплитудные искажения, которые могут нанести ущерб чувствительной нагрузке. Более того, переключение в отсутствие синхронизации опасно для самого УБП. Некоторые УБП имеют возможность настройки .пределов допустимых изменений частоты. Например, они могут быть настроены на допустимые колебания частоты 0,5, 1 или 2 Гц в каждую сторону. Казалось бы, чем уже диапазон допустимых колебаний частоты, тем лучше для чувствительной нагрузки. На самом деле улучшение качества стабилизации частоты происходит за счет снижения общей надежности системы. Ведь если диапазон допустимых изменений частоты установлен меньше реального диапазона изменения частоты сети, то УБП большую часть времени работает без синхронизации инвертора с линией байпаса. Это снижает общую надежность системы, защищаемой с помощью УБП, поскольку во время независимой работы инвертора невозможно переключение на статический байпас. В случае, когда УБП имеет возможность настройки диапазона допустимых изменений частоты, пользователь имеет возможность выбирать выгодный для себя компромисс. Он может установить очень узкий диапазон частот для чувствительной нагрузки, сознательно пойдя на некоторое снижение надежности, или расширить этот диапазон для получения максимальной надежности, если нагрузка не слишком чувствительна к изменениям частоты. Как мы выяснили, основное назначение статического байпаса — увеличение надежности УБП за счет организации резервного источника электроснабжения, который вступает в действие при выходе из строя инвертора. В рассмотренном случае таким источником является та же электрическая сеть, которая питает выпрямитель УБП, но это может быть любой другой независимый источник. Выход из строя какой-либо из систем УБП случай в общем-то довольно маловероятный. Хорошие УБП с двойным преобразованием имеют среднее время наработки на отказ не менее 106 часов. Но статический байпас имеет еще одну функцию, которая используется буквально при каждом включении сильно нагруженного УБП. Инвертор естественно имеет ограничение по допустимой нагрузке. При постоянной нагрузке этой границей является номинальная мощность УБП (5Н). Кратковременно инвертор способен выдерживать большие токи. Обычно допускается в течение нескольких миллисекунд 200%-ная перегрузка инвертора без его отключения и 10...50%-ная перегрузка в течение нескольких секунд. Однако на практике встречаются случаи большей перегрузки за счет пусковых токов питаемой аппаратуры. В этом случае УБП для защиты своего инвертора от перегрузки переключается на работу через байпас. Через несколько секунд УБП снова переключается на работу от инвертора. Этот режим работы предохраняет инвертор от выхода из строя и увеличивает общую надежность системы. УБП с двойным преобразованием имеют более широкий диапазон мощностей по сравнению с другими УБП, который изменяется от сотен ВА до сотен 200 киловольт-ампер. При выходной мощности 10 кВА и выше УБП рассчитываются на работу от трехфазной сети переменного тока. УБП с двойным преобразованием энергии имеют меньший КПД, по сравнению с устройствами других типов. Он составляет примерно 90 % при полной нагрузке. При уменьшении отдаваемой в нагрузку мощности КПД уменьшается. Например, при работе УБП с 50%-ной нагрузкой КПД может снижаться до 70 %. К положительным свойствам УБП с двойным преобразованием следует отнести хорошую защиту от шумов и импульсов напряжения, защиту от искажений формы кривой напряжения, возможность работы в сетях с нестабильной частотой, стабилизацию напряжения с высокой точностью и возможность наращивания емкости аккумуляторной батареи. ВОПРОС 5 Комбинированные системы бесперебойного питания Применение на объектах связи, аппаратура которых требует бесперебойной подачи электрической энергии постоянного и переменного тока, рассмотренных УБП постоянного и УБП переменного тока приводит к необходимости иметь в каждом из этих УБП свою аккумуляторную батарею, являющуюся наиболее дорогостоящим элементом любого из этих УБП. Поэтому в настоящее время на объектах связи все более широкое применение находят УБП постоянного тока, дополненные инверторными системами. В состав инверторной системы входят инверторы, вырабатывающие электрическую энергию однофазного переменного тока с синусоидальной формой кривой напряжения, статический байпас, байпас обслуживания инверторной системы и распределительное устройство. Инверторы включаются между собой по входу и выходу параллельно. Общее число инверторов в системе выбирается обычно по формуле п + 1. Схема управления обеспечивает синхронизацию частоты выходных напряжений отдельных инверторов между собой и . с сетью переменного тока, что позволяет, как было показано в предыдущем разделе, обеспечивать безобрывность перевода питания аппаратуры с инверторов на сеть и обратно. Функциональная схема такой комбинированной системы электропитания приведена на рис. 8. Система электропитания содержит УБП постоянного тока на выходное напряжение —60 В, режимы работы которой и назначение элементов достаточно подробно изложены в вопросе 4. Инверторы инверторной системы подключены через автоматический выключатель АЗ выходу УБП постоянного тока (к выходу выпрямительно- аккумуляторной установки). Компьютеры, серверы и другое технологическое оборудование, требующее электрической энергии однофазного переменного тока, подключаются к выходу инверторной системы через компьютерные щиты ЩК. В нормальном режиме работы электроустановки потребители, требующие бесперебойной подачи электрической энергии переменного, получают ее от инверторов через тиристоры У81 статического байпаса. Сами инверторы получают электрическую энергию от выпрямительных 201 устройств УБП постоянного тока. Переключатель байпаса обслуживания находится в положении «0», как показано на рис. 8. При отключении сети переменного тока питание потребителей электроэнергии переменного тока по-прежнему осуществляется от инверторов через тиристоры VS1, При этом сами инверторы и все потребители электрической энергии постоянного тока с номиналь- Рис. 8. Функциональная схема комбинированной системы электропитания с использованием преобразователей постоянного и переменного тока ным напряжением —60 В питаются от двухгруппной аккумуляторной батареи АБ № 1 и АБ № 2. При выходе из строя нескольких инверторов так, что оставшиеся исправными не в состоянии обеспечить питание нагрузки, инверторная система с помощью тиристоров У82 переводит питание аппаратуры на сеть переменного тока без какого- либо перерыва в подачи электрической энергии. В целом установка представляет собой ИБП типа оп-Нпе, в которой вместо встроенных аккумуляторов и собственных выпрямителей используются стациойарные аккумуляторы и выпрямители УБП (электропитающей установки) постоянного тока. Поэтому аккумуляторы и выпрямительные устройства должны рассчитываться исходя из суммарной мощности, потребителей постоянного и переменного тока с учетом потерь в ин- верторной системе. В случае необходимости ремонта или профилактического обслуживания статического байпаса питание аппаратуры переводится с помощью байпаса обслуживания непосредственно на инверторы, для чего переключатель байпаса обслуживания должен быть переведен в положение 2. При необходимости ремонта самих инверторов питание аппаратуры переводится на сеть переменного тока, для чего переключатель байпаса обслуживания должен быть переведен в положение 1. В рас- 202 смотренной системе отсутствует, резервирование статического байпаса, поэтому средняя наработка на отказ системы в целом не может быть выше средней наработки на отказ самого статического байпаса. С целью повышения надежности системы в целом в последнее время фирмы изготовители начали выпускать инверторные системы, в которых каждый инвертор с микропроцессорным управлением (так называемый цифровой инвертор) имеет свой отдельный статический байпас. Работа отдельных инверторов и байпасов синхронизируется схемой управления. На рис. 9 показана функциональная схема универсального УБП, позволяющего при наличии на объекте связи одной аккумуляторной батареи обеспечивать бесперебойную подачу потребителям электрической'энергии как переменного, так и постоянного тока нескольких номиналов напряжения при относительно высоком КПД электроустановки. Устройство содержит сетевой выпрямитель (В), зарядно-буфер- ный преобразователь (ЗБП), АБ и преобразователи напряжения ПН1 и ПН2 по числу требуемых независимых выходов постоянного и переменного тока. Сетевой выпрямитель 1 собран по схеме с бестрансформаторным входом: и содержит входной помехоподавляющий фильтр, выпрямительный мост и корректор коэффициента мощности. Выпрямитель не содержит высокочастотного преобразователя. ЗБП 341 РИС. 9. Функциональная схема универсальной УБП представляет собой высокочастотный преобразователь с широтно-им- пульсным (ШИМ) регулированием выходного напряжения и предназначен для заряда и содержания АБ 19. Высокочастотные преобразователи ПН1 и ПН2 с ШИМ регулированием обеспечивают получение бесперебойной подачи электроэнер- 203 гии постоянного (ПН1) и переменного (ПН2) тока для питания нагрузок. АБ 19 обеспечивает питание нагрузок при отключении внешней сети переменного тока 2. Устройство работает следующим образом. Напряжение внешней сети 2 подается на входные зажимы сетевого выпрямителя 1, с выхода которого напряжение постоянного тока 3 подается на коммутаторы импульсов КИУ 9 и Ц, а также на инверторы И 10 и 15, преобразователей ПН1 и ПН2. Если напряжение сети 2 находится в заданных пределах, то КИУ 9 вырабатывает сигнал, коммутирующий импульсы управления с выходов узлов управления У У 8 ж 13 на входы инверторов И 10 и 15, которые и преобразуют электрическую энергию постоянного тока с уровнем напряжения порядка 400 В в переменное напряжение повышенной частоты прямоугольной формы. Это напряжение поступает на одну из первичных обмоток трансформатора выпрямителя В 12 и далее выпрямляется для питания нагрузки преобразователя ПН1. Для нагрузки переменного тока предназначается преобразователь ПН2, который отличается от ПН1 наличием инвертора И 18 на выходе. Одновременно выходное напряжение выпрямителя 1 подается на вход ЗВП 4> к выходу которого подключается АБ 19 и инверторы 11 и 16. При отключении сети переменного тока или повреждения выпрямителя В 1 КИУ 9 я 14 подключают устройства управления УУ 8 я 13 к инверторам 11 и 16 и преобразователи ПН1 и ПН2 продолжают бесперебойно выдавать электроэнергию. Отличие данной схемы от ранее рассмотренных состоит в том, что в ней подсистема заряда и содержания резервной АБ выделена в отдельную структуру только на. выходную мощность необходимую для заряда АБ, а преобразователи напряжения выходных каналов постоянного тока выполнены с двумя входными выводами. В данной УБП отсутствует двойное преобразование энергии, выходные напряжения не зависят от напряжения АБ, а их нестабильность —• от режима заряда-разряда АБ. Эта схема по существу представляет собой СЭП с отделенной от нагрузки АБ И позволяет получить действительно несколько более высокий КПД электроустановки по сравнению со схемой рис. 8. Однако подобные УБП характеризуются худшим качеством вырабатываемой электрической энергии постоянного тока в динамических режимах работы электроустановки поскольку аккумуляторная батарея с ее прекрасными фильтрующими свойствами непосредственно не подключается к аппаратуре. 204 ЛЕКЦИЯ №10 Тема лекции: Дистанционное электропитание аппаратуры электросвязи. Контроль оборудования электроустановок Вопросы лекции: 1. Принципы организации дистанционного электропитания. 2. Принципы построения электропитания аппаратуры необслуживаемых регенерационных пунктов волоконно-оптических линий передачи. 3. Система контроля и управления оборудованием электроустановок. ВОПРОС 1. Принципы организации дистанционного электропитания. Аппаратура систем передачи данных может размещаться на станциях, в которых постоянно присутствует эксплуатационный персонал, или на полностью автоматизированных усилительных пунктах без постоянного присутствия персонала. Последние получили название необслуживаемых усилительных пунктов (НУП) или регенерационных пунктов (НРП). В соответствии с принятыми принципами построения систем передачи по коаксиальным и симметричным кабелям с медными жилами аппаратура НУП и 'НРП получает электроэнергию из обслуживаемых станций ОУП (ОРП) с помощью аппаратуры дистанционного питания по тем же проводам, по которым передаются информационные сигналы. Дистанционное питания (ДП) аппаратуры линейного тракта в системах передачи позволяет на магистрали автоматизировать до 98... 99 % всех станций, причем из общей мощности, потребляемой аппаратурой линейного тракта, примерно 90 % требуется для дистанционного питания. Отсюда следует, что в аппаратуре линейного тракта, устанавливаемой на ОУП (ОРП), заметная доля отводится устройствам ДП. К основным особенностям этих устройств нужно отнести их способность работать в условиях резких изменений нагрузки и гарантировать высокую надежность. Нагрузки НУП (НРП), провода и устройства ДП объединяются в цепь ДП. Обычно аппаратура НУП (НРП) одной системы передачи питается от одной цепи ДП. Указанное положение позволяет получать полную независимость каждой системы, что наряду с повышением живучести обеспечивает также большую их помехозащищенность. Участок магистрали между двумя соседними ОУП (ОРП) называется секцией ДП. Аппаратура НУП (НРП) секции 205 ДП может получать электроэнергию либо с одного ОУП (ОРП) (ДП по секциям), либо с двух соседних ОУП (ОРП), ограничивающих эту секцию (ДП по полусекциям). Во втором случае обычно в середине секции устанавливаются два шлейфа по ДП. На рис. 1, а изображена схема секции цепи ДП, а на рис. 1,б— двух полусекций. Рис. 1. Секция (а) и полусекция (б) ДП Применение ДП по полусекциям позволяет обеспечить большую длину секции ДП, т.е. пропитать максимальное количество НУП (НРП) от двух смежных ОУП (ОРП). В связи с повышением требований к надежности систем передачи целесообразно стремиться к предельному упрощению устройства приема ДП в НУП (НРП). Отечественный и зарубежный опыт разработок систем передачи показывает, что наиболее простые и надежные устройства приема ДП на НУП (НРП) получаются при последовательном включении их в цепь ДП и электропитании с ОУП (ОРП) стабилизированным постоянным током. Как правило, при таком включении нагрузок в НУП (НРП) не требуется применения каких либо преобразовательных устройств и появляется возможность свести потери в линии к минимуму. Кроме того, применение схемы с последовательным включением нагрузок обеспечивает максимальную длину секции ДП. Максимальная длина секции ДП в этом случае ограничивается электрической прочностью изоляции кабеля. Действительно, если через С/рд обозначить действующее значение допустимого рабочего напряжения коаксиальной пары, а через ЛПА— действующее значение постороннего наводимого напряжения, то максимально допустимое напряжение дистанционного питания постоянным током 1Тт в одном кабеле определяется по формуле 206 Максимальное число НУП (НРП) в цепи с последовательно включенными нагрузками при заданном напряжении ДП обеспечивается, если ток ДП рассчитывается по формуле где Р — средняя мощность, потребляемая нагрузками одного НУП (НРП), г — сопротивление шлейфа проводников одного усилительного участка. При разработке системы передачи не всегда удается использовать оптимальное значение тока ДП. Это объясняется прежде всего тем, что на каждом НУП или НРП имеется несколько нагрузок с различными требуемыми напряжениями. Отклонение тока ДП от оптимального значения (как в сторону увеличения, так и в сторону уменьшения) уменьшает дальность действия системы ДП. Степень уменьшения числа НУП или длины системы ДП при близких значениях выбранного и оптимального токов весьма незначительна. Так, при отклонении выбранного тока на 25... 30 % оптимального значения длина цепи ДП сокращается не более чем на 10 %. Цепи ДП в симметричных кабелях организуются по средним точкам линейных трансформаторов двух симметричных пар, выделенных для передачи сигналов конкретной системы. Пары могут находится как в одном, так и в двух кабелях (при организации связи по двухкабельной системе). Напряжение ДП при этом не может превышать 450 В при однокабельной и 900 В при двухкабельной системе. Выбор способа ДП должен производиться по результатам конкретного проектирования. Цепи ДП в коаксиальных кабелях организуются по центральным проводам коаксиальных пар, электрическая прочность изоляции которых нормируется относительно обратного провода (трубки) коаксиальной пары. В нормальном режиме работы цепи и устройств ДП напряжение ДП прикладывается к двум цепям разных направлений передачи и распределяется между ними в соответствии с сопротивлением изоляции. Чтобы избежать зависимости от сопротивления изоляции и равномерно распределить между парами напряжение ДП, на выходе устройства ДП включается делитель напряжения, сопротивление которого существенно меньше сопротивления изоляции коаксиальных пар. Для контроля целостности изоляции пар средняя точка делителя заземляется через устройство контроля. Устройство ДП на ОУП (ОРП) представляет собой стабилизатор постоянного тока, который при широких изменениях нагрузки обеспечивает поддержание тока в пределах одного-двух процентов при воздействии всех дестабилизирующих факторов. К устройству предъявляются высокие требования по надежности. Обычно эти устройства имеют среднее время наработки на отказ (МТВР) не менее 200000 ч. ВОПРОС 2 Принципы построения электропитания аппаратуры необслуживаемых регенерационных пунктов волоконно-оптических линий передачи 207 НРП волоконно-оптических линий передачи (ВОЛП) может располагаться на предприятиях связи, получающих электроэнергию от энергосетей, или в специальных помещениях, где отсутствуют источники электроэнергии. В случаях размещения аппаратуры НРП на предприятии связи она получает бесперебойное электропитание от станционной выпрямительно-аккумуляторной установки и обслуживается так же, как и другая аппаратура связи, размещенная на этом предприятии. Значительные трудности возникают при построении установки электропитания и её эксплуатации в НРП, расположенных вне предприятий связи. В этом случае аппаратура НРП ВОСП, как правило, размещается в помещении контейнерного типа. Помещение НРП состоит из неотапливаемой наземной и подземной частей. Оборудование электроустановки работает в разных климатических условиях, а также в условиях ограниченного объема помещений, имеющих металлическую конструкцию. Все это приводит к тому, что помещения НРП по степени опасности поражения электрическим током относится к особо опасным. НРП ВОЛП должен иметь электроустановку (ЭУ), выполненную по структурной схеме рис: 2. Рис. 2. Структурная схема электроустановки на НРП ВОЛС Аппаратура связи ВОСП относится по условиям надежности электроснабжения к потребителям особой группы I категории. Все остальные нагрузки НРП (электрическое освещение, кондиционер, электроинструмент, электроизмерительные приборы) относятся к потребителям I категории. В состав ЭУ входят: • линии электропередачи (ЛЭП1 и ЛЭП2); • трансформаторные подстанции (ТП1, ТП2); • устройства защиты (УЗ); • устройство приема переменного тока (УППТ); • установка бесперебойного питания (УБП); 208 • электрическое освещение; • защитные заземляющие устройства. Подача электроэнергии на НРП ВОЛП должна осуществляться по воздушным либо кабельным линиям электропередачи от двух независимых источников электроэнергии с напряжением 10 или 6 кВ. При невозможности, по местным условиям, получения электроэнергии от двух независимых источников электрических сетей энергосистемы электроснабжение НРП ВОЛП допускается осуществлять от одного источника по двум ЛЭП, подключенным к разным подстанциям или разным секциям шин одной подстанции. В состав ЭУ НРП ВОЛП должны входить две, как правило, столбовые (мачтовые) ТП трансформаторные подстанции (ТП1 и ТП2). В обоснованных случаях допускается размещение ТП в отдельных строениях или на огороженных площадках. ТП содержат: • понижающие трансформаторы Т1 и Т2; • высоковольтные разъединители 01 и (^2; • высоковольтные разрядники Р1 и Р2; • оборудование коммутации (низковольтные разъединители 03 и С^4) и защиты (предохранители) на стороне низкого напряжения. Высоковольтные разъединители должны иметь заземляющие ножи со стороны трансформатора с механической блокировкой, исключающей появление напряжения на трансформаторе при проведении профилактических или ремонтных работ на ТП. Привод этих разъединителей (01 и 02) должен запираться на замок, а управление ими должно осуществляться с земли. Трансформаторы, входящие в состав ТП, должны иметь защищенное или герметичное исполнение и быть рассчитаны на естественное воздушное охлаждение в соответствии с ГОСТ 11677-85. Номинальная мощность каждого из трансформаторов на ТП должна быть не менее 10 кВА. Номинальное значение напряжения на низкой стороне — 230 В. Качество электроэнергии на низкой стороне ТП должно соответствовать требованиям ГОСТ 13109-97. Щиток низкого напряжения ТП должен быть размещен в шкафу в помещении НРП, Электропроводка между шкафом и трансформатором должна быть защищена от механических повреждений. Устройства защиты обеспечивают: • прием электроэнергии, поступающей от ТП; • защиту от перенапряжений; • передачу электроэнергии электрических сетей на устройства приема переменного тока (УППТ). УЗ должно быть разработано в виде функционально завершенного конструктива и допускать установку как на стене, так и внутри УППТ. Конструкция УЗ должна обеспечивать возможность обслуживания с лицевой стороны. Устройства, входящие в состав УЗ, должны быть установлены таким образом, чтобы при снятом напряжении с какой либо цепи относящиеся к ней устройства, токоведущие части и конструкции могли подвергаться безопасному 209 осмотру, замене и ремонту без нарушения нормальной работы соседних цепей. УППТ предназначено для: • приема электроэнергии с выходных выводов УЗ; • приема электроэнергии от передвижной электростанции (ПЭС); • питания нагрузок НРП ВОЛП от любого из источников электрических энергии; • автоматического переключения на исправный источник; • контроля напряжения, поступающего от электрических сетей энергосистем; • учета активной электроэнергии, потребляемой от электрических сетей; • токораспределения по нагрузкам НРП; • защиты от сверхтоков в цепях переменного тока; • автоматического защитного отключения и контроля сопротивления изоляции; • сигнализации о режимах работы УППТ. УППТ имеют минимум три выходных вывода: 1) мощностью до 8 кВА для подключения УБП; 2) мощностью до 0,7 кВА для питания измерительных приборов; 3) мощностью до 1 кВА для питания освещения и электроинструмента через понижающий трансформатор 220/42 В. В УППТ, рассчитанных на прием электроэнергии от источников с изолированной нейтралью, должен быть предусмотрен непрерывный автоматический контроль сопротивления изоляции токове- дущих частей относительно земли. При снижении сопротивления изоляции до 30 и 15 кОм в цепях с номинальным напряжением 380 и 220 В соответственно должен вырабатываться предупредительный сигнал. В УППТ предусмотрена возможность трансляции этого сигнала по цепи телеконтроля. При снижении сопротивления изоляции до 2...5 кОм должно осуществляться автоматическое отключение нагрузок, подключенных к выходным выводам 2 и 3 УППТ (см. рис. 2) и выдаваться аварийный сигнал. В УППТ, рассчитанных на прием электроэнергии от источников с глухозаземленной нейтралью, предусматривается дополнительная защита от поражения электрическим током в нормальном режиме с помощью УЗО с током срабатывания не более 30 мА. При невозможности обеспечения устойчивой работы схемы с УЗО на ток срабатывания 30 мА рекомендуется установка на входе в контейнер НРП ВОЛП разделительного трансформатора для перехода со схемы электроснабжения с глухозаземленной нейтралью на схему с изолированной нейтралью. Для обеспечения бесперебойности питания аппаратуры на НРП ВОЛП предусмотрена УБП, общая для аппаратуры всех систем передачи данного НРП. В состав УБП входят: стабилизированные выпрямители; двухгруцпная аккумуляторная батарея; устройства контроля и управления режимами УБП; устройства распределения и защиты цепей переменного и постоянного тока. При наличии сети переменного тока выпрямительные устройства, входящие в состав УБП обеспечивают питание аппаратуры связи и непрерывный подзаряд аккумуляторной батареи. В случае пропадания сети переменного тока пи- 210 тание аппаратуры связи осуществляется от разряжающейся аккумуляторной батареи. При восстановлении сети или по прибытию ПЭС УБП обеспечивает питание аппаратуры с одновременным зарядом аккумуляторной батареи. В УБП предусмотрены коммутационные аппараты, обеспечивающие ручное отключение любой из групп аккумуляторной батареи для профилактики и ремонта. Аккумуляторная батарея комплектуется кислотными герметизированными аккумуляторами. Емкость каждой группы аккумуляторной батареи выбирается из условия питания аппаратуры связи в течение по крайней мере 24 ч, Время восстановления 90 % емкости батареи не должно превышать 24 ч. В УБП предусмотрено автоматическое аварийное отключение аккумуляторной батареи при понижении напряжения на ней до 1,75 В на элемент. В УБП имеется Предупредительная сигнализация о пропадании напряжения переменного тока на входных зажимах выпрямителей и повреждении выпрямителей, а также аварийная сигнализация при перегорании предохранителей в цепи аккумуляторной батареи, отключении аккумуляторной батареи при понижении напряжения на ней до 1,75 В на элемент и срабатывании устройств защиты в цепях питания аппаратуры. Обобщенный предупредительный аварийный сигнал транслируется по цепи телеконтроля системы передачи. Оборудование УБП, как правило, размещается в шкафах с габаритами, обеспечивающими их размещение в контейнере (цистерне) НРП ВОЛП. Конструкция шкафов с преобразовательным оборудованием УБП обеспечивает обслуживание с лицевой стороны и допускает их установку к стене. Аккумуляторы, входящие в состав УБП, устанавливаются на стеллажах или в шкафах, обеспечивающих возможность обслуживания, монтажа и демонтажа каждой группы батареи без нарушения работы УБП. Электрическое освещение НРП должно быть рассчитано на питание через входящий в состав УППТ понижающий трансформатор мощностью до 1 кВт с выходным напряжением не более 42 В. В надземной надстройке НРП ВОЛП предусмотрен однополюсный выключатель в цепи 42 В, общий для всех светильников. В качестве светильников применяются лампы накаливания. Аварийное освещение НРП осуществляется от ручных осветительных приборов с аккумуляторами или сухими элементами. ВОПРОС 3 Система контроля и управления оборудованием электроустановок Качество, надежность и эксплуатационные характеристики современных электроустановок для телекоммуникационных систем во многом определяются возможностями информационных технологий, которые в них используются. • Цифровые контроллеры в модулях управления и отдельных устройствах электроустановки осуществляют постоянный контроль состояния оборудования, оптимизируют режимы работы и прогнозируют возможные неисправности для их своевременного устранения, а также контролируют показатели окружа- 211 ющей среды, параметры питающей сети и осуществляют мониторинг других устройств электроустановки. Именно использование цифровых контроллеров в ЭПУ позволяет существенно повысить надежность электропитания аппаратуры. Действительно, коэффициент готовности ЭПУ определяется в том числе и временем восстановления. Наличие системы управления и мониторинга в ЭПУ, возможность передачи информации с использованием современных эффективных технологий коммутации пакетов позволяет своевременно осуществлять регламентные и профилактические работы, что сокращает до минимума время простоя. Повышение требований к надежности, расширение номенклатуры элементов установок и применение на сетях связи децентрализованных систем электропитания резко повысили требования к системам контроля и управления установками электропитания. Упомянутые факторы потребовали новых разработок и внедрения в повседнев ную практику систем контроля и управления оборудования электропитания. Система контроля и управления представляет собой иерархическую систему, которая обеспечивает взаимодействие ее элементов между собой и с оборудованием электроустановок по сетям передачи данных или (и) другим сетям на основе стандартизованных протоколов и интерфейсов. При построении системы используются устройства, предназначенные для обработки сигналов контроля, управления и обеспечения интерпретации информации для пользователя, а также необходимые преобразователи для согласования стандартных интерфейсов с различными протоколами. Система обеспечивает оперативную информацию о неисправностях и изменениях состояния контролируемых и управляемых элементов оборудования в реальном масштабе времени как автоматически, так и по запросу оператора, ведение журналов регистрации неисправностей и состояния оборудования с возможностью вывода информации на печать и на внешние запоминающие устройства, а также осуществлять установку приоритетов доступа. Система позволяет задавать и изменять режимы работы устройств, включая уставки пороговых значений контролируемых параметров для выработки аварийных сигналов, и дистанционно изменить конфигурацию установки электропитания для обеспечения нормальной работы путем включения и отключения ее элементов. Информационное обеспечение системы содержит материалы об оперативной обстановке, необходимую нормативно-справочную информацию и базу данных, а также необходимые сведения обо всех объектах, входящих в сеть, включая описание схемы и состояния этой сети. Важной функцией информационного обеспечения является возможность длительного хранения информации в базе данных и ее защита от несанкционированного доступа и разрушения. Взаимодействие оператора с системой осуществляется через интерфейс пользователя. Для взаимодействия оператора на уровне управления элементами установки электропитания предусматриваются следующие основные режимы: • инсталляция программного обеспечения; 212 • текущий контроль за состоянием оборудования и диалоговый режим управления в реальном времени; • создание базы данных и периодическое тестирование элементов. Вход в перечисленные режимы осуществляется с помощью меню после введения пароля пользователя. На экране дисплея предусматривается отображение аварийных и предупредительных сигналов. Реализация отображения осуществляется с использованием текстовых сообщений, графиков и схем, которые имеют определенную цветовую гамму в зависимости от важности поступившего сообщения. Кроме того, в интерфейс пользователя входят журналы (или один обобщенный журнал), в которых отражается и хранится информация, характеризующая работу и состояние оборудования, за определенный период времени, заданный пользователем. В журналах предусматривается возможность выборки и сортировки данных по типам аварий, категорий срочности, дате и времени применительно к каждому устройству установки электропитания. Выход из строя любого устройства контроля и управления не должен приводить к перебоям в электропитании аппаратуры связи. Структура системы контроля и управления В настоящее время технические возможности позволяют создавать различные конфигурации .системы. Принципиально система должна содержать три компонента, а именно: контролируемые объекты, центр управления и инфраструктуру, обеспечивающую обмен информацией между ними. В общем виде структура системы приведена на рис. 9.13. Центр управления представляет собой комплекс, работающий с рядом территориально размещенных объектов, которые содержат Рис. 3. Структура системы 213 Рис. 4. Оборудование контролируемого объекта электроустановки предприятий связи. Основными функциями центра являются контроль за нормальной работой электроустановок и управление оборудованием электроустановок с целью поддержания заданного рабочего состояния системы. Необходимость изменения конфигурации электроустановки может возникнуть как в нормальном режиме ее работы, например с целью повышения энергетических показателей, так и в аварийных ситуациях с целью восстановления заданных показателей, путем замены неисправного оборудования. Контролируемый объект (рис. 4) должен иметь устройство управления и сбора данных о состоянии оборудования электроустановки (блоки контроля •— БК), информация от которых поступает в центральный блок (ЦБК). Блоки контроля размещаются, как правило, непосредственно в контролируемом оборудовании, например в устройстве электропитания, дизель-генераторной установке и др. Центральный блок получает информацию от блоков контроля, обрабатывает ее и, в зависимости от важности, выдает сигналы для вмешательства обслуживающего персонала или отправляет ее в базу данных. Центральный блок выдает информацию в цифровом виде, а также имеет ограниченное количество релейных «сухих контактов». Центральный блок электроустановки осуществляет контроль и управление устройствами ввода и защиты первичного источника электроэнергии (внешней сети), запуском и остановкой собственной электростанции, оборудованием установок бесперебойного электропитания, осуществляет диагностику и отключение аккумуляторной батареи при ее полном разряде, а также осуществляет контроль за работой климатической установки объекта. В качестве примера рассмотрим более подробно возможности центрального блока, контролирующего оборудование электроустановки, в состав которой входит УБП постоянного тока, собственная электростанция и установка контроля климата. 214 В установке бесперебойного электропитания постоянного тока должен осуществляется контроль за: • током нагрузки; • напряжением постоянного тока; • наличием неисправности в сети переменного тока; • наличием внутренней неисправности любого модуля или блока; • неисправностью батарейного предохранителя. Система предусматривает выдачу таких, например, сигналов: • сигнал неисправности выпрямителя; • аварийный сигнал срабатывания автомата защиты; • Сигнал отключения выпрямителя при проверки аккумуляторных батарей. Контроль за аккумуляторами осуществляется по следующим параметрам: • полный ток нагрузки аккумуляторных батарей; • ток нагрузки отдельной аккумуляторной батареи; • напряжение на отдельной аккумуляторной батарёе; • напряжение на отдельном аккумуляторе (моноблоке); • аварийный сигнал уровня электролита (для классических кислотных аккумуляторов); • температура батарей; • температура в помещении; • расчетное время резервирования; • расчетная емкость в нормальном состоянии; • аварийный сигнал разброса напряжения отдельных элементов. В системе регуляции климата контролируются температура наружного воздуха и воздуха в помещении. Подаются сигналы о неисправности установки охлаждения и аварийный сигнал термодатчика. При контроле оборудования собственной электростанции формируются сигналы: • о неисправности генератора; • аварийный сигнал уровня топлива; • аварийный сигнал перегрева жидкости в системе охлаждения и масла; • низкое давление масла; • низкое напряжение стартерной батареи и еще пять основных аварийных сигналов в зависимости от типа применяемого оборудования. Кроме того, существует возможность осуществлять дистанционный запуск и дистанционную остановку электростанции. В цепях переменного тока контролируется: • переменное напряжение между фазами (линейное напряжение); • переменное напряжение между каждой фазой и нейтралью; • значение тока в каждой фазе; • частота переменного тока; • активная мощность каждой фазы; • реактивная мощность каждой фазы; 215 • • • • • • • • коэффициент мощности по каждой фазе; коэффициент гармоник по каждой фазе; потребление энергии; состояние аварийного ввода резерва. Формируются следующие сигналы: аварийный сигнал ухода частоты; неисправность в сети переменного тока; повышение напряжения и аварийное повышение напряжения в одной из фаз; понижение напряжения и аварийное понижение напряжения в одной из фаз. Приведенный в рассмотренном выше примере объем показателей контроля и управления работой оборудования электроустановки в условиях реальной сети электросвязи может быть дополнен рядом других показателей и сигналов. Ниже рассмотрим пример тестирования емкости аккумуляторной батареи. Тестирование может начаться либо автоматически, если какие-либо параметры ее вышли за норму, либо по команде из центра управления. Процесс начинается с принудительного понижения выходного напряжения выпрямителей до заданного уровня. При этом батарея разряжается на питаемую нагрузку и контролируется время разряда. Если за заданный промежуток времени измеренное на батарее напряжение оказалось ниже установленного уровня, что характеризует потерю емкости аккумуляторной батареи, то центральный блок включает сигнал тревоги, записывает информацию в базу данных и передает ее в центр управления для принятия решения о дальнейшей работе с этой батареей. При этом блок контроля (по запросу из центра управления) также выдает всю информацию о батареи, указанную выше, и заполняет ее. Рис. 5. Инфраструктура обмена информацией между центром управления и оборудованием контролируемого объекта 216 Инфрастуктура обмена информацией обеспечивает передачу сигналов между центром управления и оборудованием контролируемого объекта, для чего использует стандартные сети и каналы связи. На рис. 5 показан возможный вариант построения инфраструктуры с применением сетей ТСР/1Р, передачи данных и телефонной сети общего пользования (ТфОП) и прямых арендуемых каналов. Контролируемые объекты, как правило, имеют интерфейсы трех видов: собственный протокол, сетевой интерфейс Х25 и 8КМР. Для взаимодействия контролируемых объектов с различными сетями применяются соответствующие адаптеры. На рис. 5 это модем, РАD и транслятор, которые позволяют взаимодействовать контролируемому объекту с ТфОП, сетями ТСР/1Р и передачи данных с интерфейсом Х.25.